Р Е. Быков, В.М.Сигалов, Г А.Эйссенгардт

Телевидение

ПОД РЕДАКЦИЕЙ ПРОФ. Р. Е. БЫКОВА

Допущено

Министерством высшего и среднего
специального образования СССР
в качестве учебного пособия
для студентов радиотехнических
специальностей вузов

МОСКВА «ВЫСШАЯ ШКОЛА» 1988
ББК 32.94

Б 95
УДК 621.397

Рецензенты:

кафедра телевидения Московского электротехнического института связи
(зав. кафедрой д-р техн, наук, проф. С. В. Новаковский); А. М. Варбан-
ский (Министерство связи СССР)

Быков Р. Е. и др.

Б 95 Телевидение: Учеб, пособие для вузов/Р. Е. Быков,
В. М. Сигалов, Г. А. Эйссенгардт; Под ред. Р. Е. Быкова.—•
М.: Высш, шк., 1988. — 248 с.: ил.

ISBN 5—06—001229—8

Излагается теория работы современных телевизионных устройств и систем. Рас-
смотрены вопросы классификации изображений, механизмы зрительного восприятия,
пространственная н временная фильтрация сигналов изображений, физические про-
цессы в фотоэлектрических преобразователях, временное преобразование и цифро-
вая обработка сигналов изображения, современные методы синхронизации, видеоза-
писи и воспроизведения изображений, применение телевидения в народном хозяйстве.

Б 2402020000(4309000000)—221 gg

001(01)—88	~

ББК 32.94
6ФЗ

Учебное издание

Роберт Евгеньевич Быков

Виктор Майорович Сигалов

Гаральд Альфонсович Эйссенгардт

ТЕЛЕВИДЕНИЕ

Зав. редакцией В. И. Трефилов. Редактор Е. В. Вязова. Мл. редактор В. В. Пащен-
кова. Художественный редактор Т. М. Скворцова. Обложка художника Ю. Д. Федич-
кина. Технический редактор Е. И. Герасимова. Корректор Р. К. Косинова

ИБ № 6106

Изд. № ЭР-435. Сдано в набор 26.11.87. Подп. в печать 25.02.88. Т—05083.
Формат 60X887i6. Бум. офсетная № 1. Гарнитура литературная. Печать офсетная.
Объем 15,19 усл. печ. л. + 0,25 усл. печ. л. форзац. 15.69 усл. кр.-отт. 16,28 уч.-
изд. л. + 0,32 уч.-изд. л. форзац. Тираж 40 000 экз. Зак. № 1765. Цена 85 коп.

Издательство «Высшая школа», 101430, Москва. ГСП-4, Неглннная ул., д. 29/14.

Московская типография № 8 Союзполнграфпрома прн Государственном комитете
СССР по делам издательств, полиграфии н книжной торговли. 101898, Москва, Центр,
Хохловский пер., 7.

ISBN 5-—06—001229—8	© Издательство «Высшая школа», 1988
ПРЕДИСЛОВИЕ

Основные направления экономического и социального развития
СССР на 1986—1990 годы и на период до 2000 года, принятые
XXVII съездом КПСС, предусматривают неуклонный подъем ма-
териального и культурного уровня жизни народа, ускорение соци-
ально-экономического развития, всемерную интенсификацию и по-
вышение эффективности производства на базе научно-технического
прогресса. Особое место в жизни общества отводится усилению ро-
ли средств массовой информации и пропаганды, в том числе теле-
видения.

В настоящее время телевидение стало наиболее массовым сред-
ством распространения информации, идейно-политического и худо-
жественного воспитания. Вместе с тем телевидение широко исполь-
зуется при решении важных народнохозяйственных задач, таких,
как медицинская диагностика, автоматизация производства, интел-
лектуализация роботов, освоение космического пространства.

В нашей стране осуществляется подготовка высококвалифициро-
ванных специалистов в области проектирования, производства и
эксплуатации телевизионных систем. Курс «Телевидение» вошел
в типовые учебные планы радиотехнических специальностей вузов.
Этот курс завершает цикл основных инженерных дисциплин по
данной специальности и знакомит студентов с телевизионными ра-
диосистемами.

Для изучения указанного курса используются учебники: «Теле-
видение» под редакцией В. Е. Джаконии [1], «Телевидение»
В. ф. Самойлова и Б. П. Хромого [2], «Передача изображений»
Ю. Б. Зубарева и Г. Л. Глориозова [3] и др. Необходимость изда-
ния учебного пособия по рассматриваемому курсу определяется ис-
пользованием в настоящее время принципиально новых функцио-
нальных устройств телевизионных систем (полупроводниковых пре-
образователей изображений, цифровых устройств памяти, планар-
ных кинескопов и др.), цифровой обработки сигналов изображения,
методов консервации сигналов, новых способов синхронизации ра-
боты элементов телевизионных систем, повышенными требованиями
к качеству цветного телевизионного изображения.

Телевизионная система (ТВС) по функциональному назначению
отдельных ее звеньев и сложности их взаимодействия является ти-
пичной радиотехнической системой. Наряду с устройствами преоб-
разования изображения в электрический сигнал ТВС содержит уст-
ройства цифровой и аналоговой обработки сигналов изображения,
включая нелинейные и сложные временные преобразователи, уст-
ройства сокращения избыточности цифровых сигналов изображений
и статистического кодирования этих сигналов. Изучение ТВС по-
зволяет познакомиться с различными методами кодирования и де-
кодирования сигналов (на примере передачи сигналов в вещатель-
ном телевидении). Значение временного согласования процессов,
протекающих в сложных радиотехнических системах, выявляется
в ТВС наиболее ярко.

История развития телевидения показывает, сколь велика роль
отечественной школы в становлении и формировании современной
телевизионной техники. Краткие очерки развития телевидения со-
держатся в учебниках [1—3].

Только перечисление имен выдающихся ученых, работы кото-
рых явились фундаментом для построения современных ТВС, сви-
детельствует о том, насколько сложно и многогранно это научно-
техническое направление: изобретение радио А. С. Поповым
в 1895 г., исследования фотоэлектрических явлений А. Г. Столето-
вым в 1888—1890 гг., создание первой электронно-лучевой трубки,
пригодной для воспроизведения изображения, Б. Л. Розингом
в 1907 г. и др.

К числу энтузиастов передачи изображения на расстояние сле-
дует отнести выпускника Электротехнического института А. А. По-
лумордвинова, который в 1899 г. подал заявку на выдачу ему при-
вилегии (патента) на «Светораспределитель для аппарата, служа-
щего для передачи изображений на расстояние». В этой заявке
была предложена механическая система цветного телевидения с по-
следовательной передачей информации о цвете, «привилегия» на
которую была выдана спустя шесть лет после подачи заявки (газе-
та «Электрик», Ленинград, 1984, № 28).

Одной из первых ТВС, созданных в 1929 г. в Ленинграде, была
оптико-механическая система с разложением на 40 строк. Работа
по созданию этой системы проводилась Я- А. Рыфтиным под руко-
водством А. А. Чернышева в Государственном физико-техническом
институте АН СССР. В 1930—1931 гг. теми же авторами в Ленин-
градском электрофизическом институте была создана оптико-меха-
ническая система с разложением на 60 строк. 1 октября 1931 г. на
чинается регулярное телевизионное вещание через московские ши-
роковещательные радиостанции по оптико-механической системе.

Фундаментальные исследования, направленные на создание пе-
редающих телевизионных трубок для электронного телевидения,
были выполнены А. П. Константиновым, С. И. Катаевым, Г. В. Бра-
уде и др. В 1933 г. П. В. Шмаков и П. В. Тимофееев предложили
передающую трубку с переносом электронного изображения, кото-
рая сыграла заметную роль в развитии отечественного телевидения
на этом этапе.

Одна из первых систем электронного телевидения, созданная во
Всесоюзном научно-исследовательском институте телемеханики
(Ленинград) под руководством Я. А. Рыфтина, демонстрировалась
в 1934 г. Система имела 180 строк разложения. Для преобразования
оптического изображения в электрический сигнал использовалась
первая отечественная трубка типа «иконоскоп», разработанная кол-
лективом под руководством Б. В. Круссера.

Создание телевизионных центров, реализованных на аппаратуре
с разложением изображения на 240 строк в Ленинграде и с разло-
жением на 343 строки в Москве в 1937—1938 гг., разработка отече-
ственного стандарта на 625 строк разложения и регулярные пере-
дачи Московского телецентра с этим стандартом с 1948 г. явились
началом триумфального шествия телевидения в СССР.

Уже в 1984 г. более 90% населения Советского Союза имели
возможность смотреть телевизионные передачи. Если в 1940 г. в
стране было две телевизионные станции высококачественного теле-
видения, то к концу 1986 г., по данным ВДНХ СССР, их число пре-
высило 10 000, из них 515 мощных телевизионных станций, около
6000 маломощных, 92 приемные станции системы «Орбита», 3500 —
системы «Экран», 800 —системы «Москва», 17 — системы «Интер-
спутник».

Телевизионное вещание полностью перешло на передачу цвет-
ного изображения. Постоянно улучшается качество телевизионно-
го изображения, повышается надежность и экономичность телевизи-
онных приемников. На основе многостороннего сотрудничества
стран социалистического содружества проводятся работы в области
создания и внедрения в производство новых типов цветных теле-
визоров, студийного и внестудийного оборудования для цветного
телевидения, систем кабельного телевидения, аппаратуры приема
сигналов изображения со спутников, видеомагнитофонов бытового
назначения. Так, цветные телевизоры нового поколения включают
элементы цифровой обработки сигналов, дискретной автоматики,
в них используются кинескопы с планарным расположением элек-
тронных прожекторов и размерами диагонали экранов 67, 61, 56,
51, 42 см. Наряду со снижением потребляемой мощности в телеви-
зорах новой конструкции принимаются меры по повышению на-
дежности и ремонтоспособности, автоматизации процесса управ-
ления работой телевизора, вводятся устройства для использования
телевизионного приемника в качестве дисплея в системах воспро-
изведения алфавитно-цифровой и графической информации спра-
вочных и персональных ЭВМ.

Упомянув лишь о некоторых этапах развития телевидения, сле-
дует отметить, что история телевидения ждет своих исследователей.
Определенный вклад в эту область вносит публикация в журнале
«Техника кино и телевидения» (1984 г, № 2, с. 28—34), подготов-
ленная с использованием материалов С. В. Новаковского, который
внес значительный вклад в развитие телевидения в нашей стране,
особенно в теорию и практику цветного телевизионного вещания.

Исследования в области дальнейшего развития техники телеви-
зионного вещания направлены на создание систем высокой четко-
сти, увеличение размера экрана и переход на более выигрышный
формат изображения (например, 5:3 вместо существующего 4:3),
введение высококачественного стереофонического звукового сопро-
вождения телевизионных программ.

Главным направлением современного развития телевидения яв-
ляется расширяющееся применение в аппаратуре микропроцессо-
ров и ЭВМ. Развивающиеся в телевидении методы обработки сиг-
налов изображений дополнились в настоящее время аналогичными
методами вычислительной техники, и сформировалось новое науч-
ное направление — обработка изображений в реальном времени.
Этому в значительной степени способствовало повышение быстро-
действия ЭВМ, создание устройств кадровой памяти, разработка
методов интерактивной обработки сигналов и др.

При написании учебного пособия за основу взяты лекции, чи-
таемые в рамках дисциплин «Теоретические основы телевидения»,
«Телевизионные системы» и «Цветное телевидение» в Ленинград-
ском ордена Ленина и ордена Октябрьской Революции электротех-
ническом институте им. В. И. Ульянова (Ленина) для студентов,
специализирующихся в области телевизионной техники. Р. Е. Бы-
ковым написаны предисловие, гл. 1, 2, 4, 10 и заключение, В. М. Си-
галовым — гл. 6—8, Г. А. Эйссенгардтом — гл. 3, 5, 9.

Авторы выражают искреннюю благодарность коллективу кафед-
ры телевидения Московского электротехнического института связи,
возглавляемому д-ром техн, наук, проф. С. В. Новаковским, а так-
же А. М. Варбанскому за полезные замечания, высказанные в про-
цессе рецензирования рукописи.

Замечания и предложения просим направлять по адресу.
101430, Москва, ГСП-4, Неглинная ул., д. 29/14, изд-во «Высшая
школа».

Авторы
ГЛАВА 1

ИЗОБРАЖЕНИЕ

§ 1.1.	Электромагнитное излучение как переносчик
информации

Основным назначением телевизионных систем является форми-
рование изображения передаваемых сцен в реальном времени или
с использованием видеозаписи, как правило, на значительном от
них расстоянии. Вместе с тем телевизионные методы широко ис-
пользуются в системах анализа изображений с целью извлечения
полезной информации об изучаемых объектах или процессах.

Наиболее привычным для человека носителем информации об
окружающем его мире является видимое излучение (область спек-
тра электромагнитных колебаний с длиной волны X от 380 до
760 нм, непосредственно воспринимаемых глазом). С помощью
зрительной системы человек получает наибольший (до 80%) объем
информации из внешнего мира. «Соседние» участки спектра—-ин-
фракрасный (760—104 нм), ультрафиолетовый (5—380 нм), а также
рентгеновский (0,01—5,00 нм) и др., как известно, также несут су-
щественную информацию об окружающих предметах и протека-
ющих процессах, но она не может быть непосредственно зарегист-
рирована глазом. Для этих целей используют различного рода пре-
образования невидимого изображения в видимое — визуализацию
невидимых изображений. Такое функциональное назначение ТВС
стало одним из важнейших в настоящее время.

В качестве примера ТВС рассмотрим систему, назначением ко-
торой является формирование изображения передаваемой сцены,
предназначенного для восприятия человеком. Функциональная схе-
ма подобной ТВС приведена на рис. 1.1. Источник света (И) ос-
вещает передаваемую сцену (С) световым потоком Фо.

Отраженный световой поток Ф оказывается сложной функцией
координат х, у, z пространства объектов, длины волны излучения %
и времени t. С помощью объектива Об формируется изображение
передаваемой сцены Е(х, у, z, X, t) —распределение освещенности
в координатах х, у, z пространства изображения. Это изображение
является входным сигналом ТВС. С помощью фотоэлектрического
преобразователя (ФЭП) оно преобразуется в электрический сиг-
нал (сигналы). Этот сигнал после обработки и усиления (ОУ) по-
ступает в канал связи (КС) (радиоканал, кабельная линия связи
и т. п.). С выхода канала связи сигнал после дополнительной об-
работки и усиления (ОУ) поступает на электронно-лучевую трубку
ЭЛТ. На экране ЭЛТ (кинескопа) воспроизводится изображение
передаваемой сцены.

Для синхронной работы всех узлов системы используется гене-
ратор синхронизирующих сигналов — синхрогенератор (СГ), а для
отклонения электронных пучков ФЭП и ЭЛТ в системе применены
генераторы развертки (ГР).

Таким образом, в рассматриваемой системе, как и в любой дру-
гой, предназначенной для передачи информации, предусматривает-
ся наличие носителя информации, в параметрах которого закоди-
ровано сообщение о передаваемой сцене.

Рис. 1.1. Функциональная схема ТВС

Телевизионная система является сложной многозвенной систе-
мой передачи информации, сигнал которой на различных участках
может иметь различную физическую природу (световое излучение,
поток электронов и др.).

Какие параметры сигнала — носителя информации можно ис-
пользовать для передачи сообщений в ТВС? Это может быть види-
мое излучение — белый свет с равномерным или близким к нему
распределением мощности по спектру излучения. Как известно, бе-
лый свет может быть представлен в виде суммы большого числа
монохроматических составляющих со случайными амплитудами,
частотами, фазами, направлениями распространения и поляриза-
цией. Хотя использование этого излучения ограничено вследствие
случайности его параметров, однако и в этом случае можно проек-
тировать достаточно эффективные ТВС, основанные на модуляции
таких параметров, как амплитуда излучения и его спектральный
состав.

Для каждого конкретного момента времени реакция ФЭП на
воздействующее излучение описывается зависимостью его выход-
ного сигнала ic от функции распределения мощности излучения
P(Z) с учетом спектральной чувствительности ФЭП е(Х):

ха

ic=G f s(X)P(X)afX,	(1.1)

х,

где с — постоянный коэффициент, определяющий чувствительность
ФЭП; Xi—Х-2 — диапазон спектральной чувствительности.
Выходной сигнал большинства ФЭП, как и реакция зритель-
ной системы человека (ощущение), может быть определен соотно-
шением (1.1) при соответствующей спектральной чувствительности
e(Z). Для глаза это спектральная чувствительность или кривая от-
носительной видности v(X). Ощущение оказывается пропорциональ-
ным воздействующему световому потоку.

§ 1.2.	Классификация изображений

Объект, например излучающий (светящийся), может быть опи-
сан функцией яркости L(x, у, z, X, t), где х, у, z — пространственные
координаты; X — длина волны излучения; t — время. Аналогично
может быть описано изображение этого объекта L(x, у, z, Л, t) —
телевизионное (оптическое) или как функция освещенности
£(х, у, z, к, t), построенное той или иной изображающей системой
в координатах х, у, z пространства изображений.

Из оптики известно, что изображением точечного объекта, со-
здаваемым идеальной оптической системой, является точка, в кото-
рую сходятся лучи, исходящие от рассматриваемого точечного объ-
екта. Если принять каждую точку поверхности объекта, отража-
ющую свет от постороннего источника, за локальный источник све-
та, то совокупность изображений этих точек дает изображение объ-
екта.

Совокупность точек, изображение которых можно получить с
помощью отображающей системы, образует пространство объектов,
а совокупность точечных изображений этих объектов — простран-
ство изображений.

Соответствие световых характеристик изображения, например
телевизионного L(x, у, z, X, t) и объекта L(x, у, z, X, t), определяет-
ся оператором /’{•}, отражающим свойства отображающей системы
L(x, у, z, X, t) — P{L(x, у, z, X, 1)}. Любая реальная отображающая
система вносит определенные искажения, т. е. Р{-}=£1.

Изображения, отражающие свойства объектов сцены, могут быть
динамическими (изменяющимися во времени) и статическими. Ста-
тические изображения описываются функцией яркости Цх, у, z, X),
не зависящей от времени.

По отношению к пространственным координатам различают
изображения объемные и плоские. Плоские изображения описыва-
ются функцией двух пространственных координат L(x, у, X, t).

Зависимость от X позволяет разделить изображения по этому
параметру на три группы: цветные, ахроматические и монохрома-
тические. Спектр излучения каждого элемента цветного изображе-
ния или более крупных его фрагментов различен: L(x, у, z, X, t);
спектр излучения каждого элемента ахроматического изображения
одинаков: L(X) =const. Монохроматические изображения являют-
ся частным случаем ахроматических, когда спектр каждого элемен-
та изображения представляет собой узкую спектральную зону око-
ло центральной длины волны. Например, запись L{x, у, X, t) озна-
чает, что изображение плоское цветное динамическое.

В процессе взаимодействия с исследуемыми объектами, как уже
отмечалось, происходит модуляция не только амплитуды электро-
магнитной волны, а следовательно, и интенсивности, но и ее фазы.
Пространственно-временная картина модуляции фазы несет инфор-
мацию об изучаемых объектах, что послужило основанием для со-
здания голографических телевизионных и других систем регистра-
ции.

Следует отметить, что приведенная классификация не накла-
дывает ограничений на области определения функции L(X). Такие
изображения могут рассматриваться в рентгеновской, ультрафиоле-
товой, видимой, инфракрасной и других областях спектра электро-
магнитного излучения.

Из физической природы излучения следует, что функция ярко-
сти или освещенности всегда конечна и положительна, т. е.

^C^-rnax, где Lmax — максимальная яркость в поле изображения.
Функцию яркости можно представить и в дискретной форме — в ви-
де соответствующих матриц чисел. Например, плоское ахроматиче-
ское статическое изображение в дискретной форме может быть
представлено в виде матрицы пхХпу, т. е. L(i, j), где i= 1, nx; /=
= 1, пу. Представленное таким образом изображение называют
дискретным с числом элементов п—пхпу.

При цифровой обработке изображений, передаче информации
об изображении по каналу связи и в ряде других случаев удобно,
если функция L принимает значения только из конечного набора
чисел L={Llt L2, L3, ..., Lk}. Такое изображение называют кванто-
ванным. Частным случаем квантованного является двоичное изо-
бражение £={0, 1}. С двоичными изображениями особенно часто
приходится встречаться в измерительной телевизионной технике.

Приведенная классификация иллюстрирует подход к описанию
изображений, развиваемый в телевизионной технике, технике обра-
ботки изображений и других областях. Такой подход оказывается
наиболее эффективным при изучении изображения как объекта
исследований в измерительных ТВС, как формы представления ин-
формации и при оценке искажений, вносимых ТВС в процессе пе-
редачи информации об изображении по каналам связи.

§ 1.3.	Телевизионное изображение

Телевизионное изображение формируется, как правило, на эк-
ране электронно-лучевой трубки (известны и другие способы фор-
мирования телевизионного изображения). Телевизионное изобра-
жение предназначено для восприятия глазом. В связи с этим оче-
видно, что принципы формирования телевизионного изображения,
его параметры, как и параметры ТВС в целом, должны быть строго
согласованы с характеристиками зрения.
Отдельные параметры изображения, поддающиеся определению
и измерению, отражают общую характеристику изображения —
его качество. При определении качества телевизионного изображе-
ния обычно оценивают подобие его входному оптическому изобра-
жению или изображению передаваемой сцены, наблюдаемому не-
посредственно глазом.

В качестве измеряемых параметров телевизионного изображе-
ния выбирают такие, которые формируют у наблюдателя субъек-
тивные оценки качества изображения. К таким параметрам обычно
относят:

формат изображения k=l/h, где I — ширина; h — высота изо-
бражения;

размер, определяемый при заданном формате k высотой теле-
визионного изображения h или диагональю D;

яркость L, оцениваемую обычно по максимальной яркости Lmax
отдельных участков изображения;

контраст изображения Ли = £тах/£т1п или относительный кон-
траст Ки= (Lmax—imln)/imax (Z-max И Lmin — ЯРКОСТИ СЭМОГО СВеТ-
лого и самого темного участков изображения);

четкость, определяемая числом условных или реальных элемен-
тов разложения n=kZ2, где Z — число строк разложения, либо п=
= пхпу в случае дискретного изображения не только в направлении
у, но и в направлении х. С особенностями формирования телевизи-
онного изображения связано введение понятий поперечной и про-
дольной четкости, определяемых числом элементов на высоту и ши-
рину изображения соответственно. Реальная четкость определяется
не только числом элементов разложения, но и другими факто-
рами, и ее принято измерять максимальным числом черных и бе-
лых линий, воспроизводимых в изображении на отрезке h с задан-
ным контрастом (эта оценка относится как к поперечной, так и
продольной четкости);

отношение сигнал-шум ty=L/Lm, где L — размах сигнала; Аш —
эффективное значение флуктуационной помехи; для оценки вос-
приятия помех глазом необходимо знать также и распределение
спектральной плотности мощности помех; отношением сигнал-шум
в конечном счете определяется число градаций яркости, воспроиз-
водимых в телевизионном изображении;

характер воспроизведения градаций яркости внутри яркостного
динамического диапазона; например, при линейном законе измене-
ния градаций яркости по яркостному диапазону в исходном изобра-
жении в соответствующем телевизионном изображении характер
воспроизведения градаций яркости может отличаться от линей-
ного;

цветовоспроизведение, характеризуемое степенью отличия цве-
тов (цветности) в изображении от цвета (цветности) соответству-
ющих участков исходного изображения; количественно выража-
ется в колориметрических единицах;

неравномерность воспроизведения по полю изображения, харак-
теризующая неодинаковость воспроизведения фрагментов изобра-
жения по полю телевизионного растра (неравномерность воспро-
изведения в телевизионном изображении уровней яркостей, соот-
ветствующих одинаковым яркостям в исходном изображении) ;

геометрические искажения в телевизионном изображении, ха-
рактеризующие точность воспроизведения координат отдельных
элементов исходного изображения.

В ряде случаев применяют производные параметры, функцио-
нально связанные с указанными: резкость, ложные сигналы, в част-
ности проявления искажений, возникающих вследствие динамиче-
ских процессов,— инерционность и др.

Совокупность перечисленных параметров не дает, как правило,
исчерпывающей характеристики качества телевизионного изобра-
жения. С этой целью в ряде случаев используют интегральные
оценки качества изображения. Интегральная оценка качества те-
левизионного изображения может быть выражена функционалом
от откликов — ощущений — зрительной системы, формируемых на
каждый из перечисленных параметров изображения.

Наиболее распространенной методикой оценки качества теле-
визионного изображения является сравнение его с входным изо-
бражением (или непосредственно передаваемой сценой) в одина-
ковых условиях наблюдения. При этом степень соответствия может
быть выражена следующими категориями.

Если в любой момент времени излучение каждой точки телеви-
зионного изображения как по спектральнму составу, так и по энер-
гии идентично соответствующей точке исходного изображения, то
говорят о тождественном воспроизведении. Тождественному вос-
произведению препятствуют флуктуации излучения.

Если излучение каждого элемента воспроизводимого изобра-
жения как по спектральному составу, так и по энергии одинаково
с точностью, определяемой флуктуациями излучения, воспроизве-
дение называют физически точным.

В условиях наблюдения изображения глазом стремятся к фи-
зиологически точному воспроизведению, когда визуально не обна-
руживаются различия между изображением и оригиналом. Реаль-
ные отличия изображения и оригинала могут находиться в преде-
лах пороговых характеристик глаза по яркости, цветности и дру-
гим параметрам.

Иногда вводят понятие психологически точного воспроизведения,
В этом случае яркость и цветность участков воспроизводимого изо-
бражения могут существенно отличаться от соответствующих ха-
рактеристик оригинала, но по восприятию изображение подобно
оригиналу и дает достаточное представление о нем, например чер-
но-белое телевизионное изображение реальной многоцветной сцены.

В некоторых случаях телевизионное изображение выступает
как форма представления информации в виде, удобном для вос-
приятия глазом. Такое изображение может и не быть отображени-
12
ем определенного реального объекта в рассмотренном смысле, оно
является некоторым первичным изображением в виде графической,
знако-буквенной или иной информации.

§ 1.4.	Изображение — объект исследования

Наряду с широким развитием телевидения как способа пере-
дачи визуальной информации на расстояние телевизионная тех-
ника породила новые научно-технические направления, среди ко-
торых наибольшее развитие получило исследование изображений
с целью извлечения количественной информации об объектах, яв-
лениях и процессах, протекающих в поле изображения. Изображе-
ние стало объектом исследования.

Исследование изображений базируется на их анализе и обра-
ботке. Анализ изображения предусматривает изучение отдельных
характеристик, составных частей, фрагментов или отдельных объ-
ектов в поле изображения. В ряде случаев результат анализа яв-
ляется конечной целью, например в измерительных ТВС таким ре-
зультатом являются значения функции распределения объектов в
тюле сканирования по размерам (технологический контроль дета-
лей, измерение размеров клеток в цитологии и т. п.). В других слу-
чаях анализ может быть лишь исходной процедурой для формиро-
вания признаков (системы распознавания зрительных образов, ро-
бототехнические системы и др.). Конечным результатом анализа и
в этом случае может быть распознавание или классификация объ-
ектов или изображений в целом.

Обработка изображения, основанная на обработке соответству-
ющих сигналов, предусматривает внесение в формируемое изобра-
жение тех или иных изменений по сравнению с оригиналом (увели-
чение контраста мелких деталей изображения, окраска определен-
ных деталей изображения в условные цвета, перераспределение
градаций яркости в изображении и др.). Обработка сигналов изо-
бражений часто используется в системах анализа изображений как
этап, предшествующий процедуре анализа. Например, в системах
анализа интерференционных картин изображение полутоновой ин-
терференционной картины преобразуется в двоичное изображение
координат интерференционных полос. Обработанное таким образом
изображение подвергается анализу с целью восстановления исход-
ного волнового фронта, измерения параметров интерференционной
картины и т. п.

Заметим, что обработка сигналов изображения широко исполь-
зуется не только в процессе исследования изображений, но и в си-
стемах вещательного телевидения с целью улучшения качества
изображения, формирования определенного художественного воз-
действия на зрителя, создания спецэффектов и др.

Обработка сигналов изображения может производиться с целью
формирования изображений, отображающих те или иные свойства
объекта исследования, но физически (как изображение) не суще-
a)	S)

ствующих. В этом случае говорят о реконструкции изображений.
На реконструкции изображений базируется вычислительная томо-
графия— метод, позволяющий формировать изображения, соответ-
ствующие заданной плоскости сечения объемных предметов
(рис. 1.2). Вычислительная томография нашла широкое примене-
ние в медицинской диагностике и технической дефектоскопии (при
исследовании в потоке рентгеновских лучей), в ультразвуковых по-
лях и др.

Системы анализа и обработки изображений можно разделить
на два класса:

1)	системы телевизионного типа, в которых анализ и обработка
изображения осуществляются за вре-
мя одного или нескольких кадров; ос-
новным достоинством таких систем
является возможность анализа дина-
мических изображений в реальном вре-
мени;

2)	системы, реализующие сложные
процедуры обработки, требующие
большого объема памяти и времени
обработки сигналов, существенно пре-
вышающего время телевизионного кад-
ра; такие системы используются глав-
ным образом для анализа статических
изображений.

Режим реального времени здесь
следует понимать как режим, обеспе-
чивающий регистрацию явлений и вы-
работку заданных решений (измере-

ний) без вторжения в динамику явлений, протекающих в поле
изображения.

Системы анализа и обработки изображений получили значи-
тельное развитие с применением микропроцессоров, больших инте-
гральных схем и матричных фотоэлектрических преобразователей,
устройств оперативной и долговременной памяти, ЭВМ. Такне си-
стемы широко используются при изучении космического простран-
ства, в навигации, биологии и медицине, в промышленности для
автоматизации производственных процессов и в других областях
народного хозяйства.

При исследовании изображений в большинстве случаев отпада-
ет необходимость исходить из свойств зрительной системы челове-
ка. Описание изображения, предусматривающее выделение его
признаков в целом, фрагментов или объектов в поле сканирования,
определяется задачами исследования. К таким задачам относятся:
классификация изображений, обнаружение объектов с заданными
характеристиками в поле сканирования, кодирование сигналов
изображения, описание с целью введения количественной меры
(измерение).

Рис. 1.2. К пояснению мето-
да вычислительной томогра-
фии:

а — объект исследования; б —
реконструированное изображе-
ние объекта в плоскости сече-
ния А
В связи с широким использованием анализа и обработки изо-
бражений для решения народнохозяйственных задач этому направ-
лению исследований посвящено большое число работ [4, 5 и др,].

В качестве примера приведем несколько характеристик, исполь-
зуемых в системах исследования изображений.

Наиболее часто используется гистрограмма распределения ярко-
сти элементов изображения. Эта характеристика является прост-
ранственно инвариантной. По оси абсцисс откладываются значения

яркости с интервалами AL=
= (Lmax—Lmin)/b, где b — число
разрядов гистограммы. По оси
ординат откладывается число
элементов п,, имеющих яркость,
соответствующую определенному

Рис. 1.4. Гистограмма рас-
пределения p(S)

Рис. 1.3. Гистограмма распределе-
ния яркости элементов изображе-
ния

интервалу. Часто гистограмма нормируется, и по оси ординат
откладывается нормированное значение, т. е. относительная час-
тота (частоты) р^п^п, где п — общее число элементов изоб-
ражения.

Пример гистограммы серии киноизображений приведен на
рис. 1.3 [6]. Усредненная гистограмма описывает яркость 68 кино-
кадров, выбранных случайным образом из черно-белых кинофиль-
мов. Как видно из графика, в плоскости изображения преобладают
элементы с темными участками, а число элементов с увеличенной
яркостью убывает обратно пропорционально яркости (1/Л).

Приведенные результаты могут быть использованы при построе-
нии систем эффективного кодирования для передачи сигналов по
каналам связи, систем автоматической классификации изображе-
ний, а также при решении задач описания изображений.

Для классификации объектов может использоваться такой при-
знак, как площадь S. На рис. 1.4 приведены гистограммы распре-
деления по площади p(S) для двух форм лейкоцитов: лимфоцитов
(/) и моноцитов (2). Приведенные данные использованы при по-
строении автоматического классификатора клеток крови челове-
ка [5].
Важным компонентом изображений являются текстуры. Под
текстурой понимают некоторую пространственную организацию
элементов в пределах конечного участка изображения, описыва-
емую определенными статистическими характеристиками распре-
деления яркости или цветности. Для описания текстур используют
различные признаки, базирующиеся на измерении пространствен-
ных частот, на статистических характеристиках распределения яр-
кости элементов изображения или на описании структурных связей
между ними и др.

В процессе исследования изображений, как правило, важно не

Рис. 1 5. Текстурное изо-
бражение

только определить тип текстуры, но и ука-
зать ее границы. Пример модельного изоб-
ражения, содержащего три области с раз-
личными текстурами, приведен на рис. 1.5.
Примерами естественных текстур могут
быть изображения лесных массивов или
водной поверхности на аэрофотоснимках,
тканей определенного вида в гистологиче-
ских срезах (микроскопия),таких объектов,
как кирпичная стена, дорожное покрытие
и др. Текстуры описываются гистограмма-
ми яркостных зависимостей, двумерными

частотными гистограммами и др.

Приведенные примеры не исчерпывают многочисленных подхо-
дов к описанию изображений и их фрагментов. При изучении изо-
бражения как объекта исследования в настоящее время на первый
план выступают системы для научных исследований, биомедицин-
ские и робототехнические системы. Некоторые из них будут рас-
смотрены в гл. 10.

ГЛАВА 2

ЗРИТЕЛЬНОЕ ВОСПРИЯТИЕ

§ 2.1.	Зрительная система человека

Изучение зрительной системы человека в рамках изучаемой дис-
циплины вызвано двумя обстоятельствами:

1)	необходимостью правильного согласования характеристик
ТВС с характеристиками зрительной системы в тех случаях, когда
сформированное на выходе ТВС изображение предназначается для
восприятия глазом человека;

2)	механизмы зрительного восприятия являются прекрасными
примерами процедур обработки визуальной информации и могут
служить источниками идей для построения и оптимизации анало-
гичных технических систем обработки изображений.

Рассмотрим устройство глаза человека.
Глазное яблоко представляет собой шарообразное тело диаметром около
24 мм, окруженное сравнительно твердой оболочкой — склерой (6 на рис 2.1).
В передней части глаза склера переходит в роговую оболочку (роговицу) 8 —
прозрачную для света н относительно твердую структуру. Диаметр роговой обо-
лочки около 12 мм. Благодаря хрусталику 9, имеющему форму двояковыпуклой
линзы, и роговице на внутренней оболочке глаза — сетчатке 4 образуется дейст-
вительное перевернутое изображение предметов. С передней стороны глаза хрус-
талик прикрывается радужной оболочкой 10, образующей зрачок глаза Диаметр
зрачка, играющего роль диафрагмы, изменяется от 2 до 8 мм Хрусталик, благо-
даря действию удерживающих его мышц 7, обладает способностью изменять ра-
диусы кривизны передней и задней поверхностей, изменяя тем самым фокусное
расстояние и осуществляя фокусировку изображения на сетчатке Это свойство
называется аккомодацией.

Рис. 2.1. Глазное яблоко че-
ловека

Рис. 2.2. Распределение колбочек и

палочек на сетчатке

Пространство между роговицей и хрусталиком (передняя камера) заполнена
прозрачной жидкостью, пространство между хрусталиком и сетчаткой — студе-
нистой прозрачной массой (стекловидное тело).

Светочувствительными элементами глаза являются колбочки и палочки, они
входят в состав сетчатки (около 7-Ю6 колбочек и 130-10’ палочек). Сетчатка
представляет собой дискретную светочувствительную структуру Распределены
колбочки н палочки по поверхности сетчатки неравномерно, рис 2.2 иллюстриру-
ет распределение N колбочек (кривая /) и палочек (кривая 2) на 1 ммг сетчат-
ки Видно, что колбочки концентрируются в основном в области так называемо-
го желтого пятна 3 (см. рис. 2.() — участке сетчатки, обладающем свойствами
наилучшего видения. Желтое пятно имеет овальную форму длиной около 2 мм
и шириной примерно 0,8 мм. Палочки сконцентрированы на периферии (на рис.
22 х—расстояние от центра желтого пятна). Светочувствительные элементы
глаза преобразуют световую энергию в нервные импульсы, которые по нервным
йолокнам и зрительному нерву 1 (см рис. 2.1) передаются в зрительные центры
головного мозга, где и осуществляется обработка поступающей информации.
Следует заметить, что предварительная обработка информации осуществляется
непосредственно на сетчатке благодаря наличию разветвленной нейронной струк-
туры, охватывающей значительные участки сетчатки В месте отведения зритель-
ного нерва имеется нечувствительная зона сетчатки — слепое пятно 2

Колбочковый аппарат обладает меньшей световой чувствительностью, чем
палочковый, который условно называется аппаратом сумеречного зрения.
Колбочковый аппарат обладает цветовой чувствительностью; палочковый аппа-
рат такой способности не имеет.

Обменные процессы в активных тканях глаза осуществляются благодаря на-
личию сосудистой оболочки 5 (см рис. 2.1), которая содержит сеть кровеносных
сосудов, связанных с глазными веной и артерией

Система нервных волокон и кровеносных сосудов расположена непосредст-
венно перед сетчаткой Нервная ткань практически прозрачна для проходящего
через нее света. Кровеносные сосуды для света малопрозрачны Однако они не
мешают восприятию изображения Снижение светового потока на соответствую-
щих участках сетчатки компенсируется локальной адаптацией светочувствитель-
ных элементов.

При анализе механизмов зрительного восприятия удобно вы-
делить: 1) образование оптического изображения на светочувстви-
тельной поверхности глаза; 2) преобразование оптического изо-
бражения в нервные импульсы, распространяющиеся по зритель-
ным нервам; 3) обработку полученной информации зрительными
центрами головного мозга. Необходимо, однако, отметить, что все
указанные механизмы представляют единый процесс и не могут
рассматриваться как серия последовательных независимых преоб-
разований поступающей информации.

§ 2.2.	Световая чувствительность глаза

Светочувствительные элементы сетчатки преобразуют световую
энергию в химическую, тепловую, электрическую. Установлено,
что энергия нервных импульсов на несколько порядков больше
энергии падающего света, т. е. между актом поглощения света и
возникновением соответствующих сигналов в нервном волокне про-
исходят промежуточные процессы. Световое излучение выступает в
качестве сигнала, управляющего этими процессами, к числу кото-
рых прежде всего следует отнести фотохимические процессы.

Светочувствительные элементы сетчатки — колбочки содержат
родопсин (зрительный пурпур), который при воздействии света
распадается на витамин А и белок (ретинин). Освобождающаяся
при этом энергия создает сигнал в нервном волокне.

Способность глаза реагировать на световое раздражение харак-
теризуется чувствительностью. Чувствительность е глаза к воздей-
ствию излучения определяется величиной, обратной яркости поля,
вызывающей пороговое раздражение: е= Чувствительность
может измеряться и в единицах, обратных пороговой освещенности
наблюдаемого изображения.

Измерения показывают, что глаз способен реагировать на из-
лучение, соответствующее единицам световых квантов Наряду с
этим зрительная система обеспечивает нормальное восприятие и
при очень высоких яркостях. Способность глаза изменять свою
чувствительность и приспосабливаться к различным яркостям на-
блюдаемого изображения называется адаптацией.

Как уже было отмечено, палочковый аппарат обладает большей
чувствительностью, чем колбочковый Палочковый аппарат начи-
нает реагировать на яркости порядка 10_<—10"5 кд/м2, колбочко-
вый— на яркости порядка единиц кандел на квадратный метр.
При яркостях около 10 кд/м2 палочковый аппарат ослепляется,
так как скорость распада родопсина при таких яркостях увеличи-
вается настолько, что восстановление его начинает отставать, кон-
центрация родопсина резко падает и происходит полное разложе-
ние зрительного пурпура. При яркостях 10—10* кд/м2 работает
18
только колбочковый аппарат. Таким образом, световой динамиче-
ский диапазон глаза составляет около 109 Такой широкий
динамический диапазон обусловлен прежде всего сложными фото-
химическими процессами разложения зрительного пурпура

‘>00	500

Рис. 2 3 Кривая относительной
видности глаза

ООО

меньшей степени явлениями, связан-
ными с автоматическим регулировани-
ем воздействующего на сетчатку све-
тового потока в результате изменения
диаметра зрачка (диафрагмирования).

Диапазон длин волн, в котором
глаз реагирует на электромагнитное
излучение, составляет от 380 до 760 нм.
В этом диапазоне длин волн атмосфе-
ра, окружающая нашу планету, обла-
дает наибольшей прозрачностью, что
свидетельствует о том, что свойства

глаза формировались в результате
многовековой эволюции живых организмов.

В пределах указанного диапазона чувствительность глаза не-
одинакова. Кривая, определяющая чувствительность глаза к раз-
личным длинам волн, называется кривой относительной видности
(кривая [ на рис. 2.3). Следует заметить, что при существенном

Рис. 2.4. Кривые темновой (а) и световой (б) адаптации

(кривая 2 на рнс. 2.3). При малых яркостях кривая смешается в
сторону более коротковолнового излучения, что приводит к увели-
чению чувствительности глаза к синим лучам и резкому ее сниже-
нию к красным — явление Пуркинье.

Указанная характеристика является исходной при согласовании
характеристик устройств ТВС с характеристиками зрения человека.

Феноменологическая модель темновой и световой адаптации раз-
работана советским ученым П. П. Лазаревым; она дает представ-
ление о механизмах адаптации и приводит к возможности нолнче-
ственного описания наблюдаемых явлений. Теория адаптации опи-
сывает изменение чувствительности глаза при переходе от стацио-
нарного освещенного состояния к большей или меньшей освещен-
ности. Графически эти зависимости для разных исходных освещен-
ностей приведены на рис. 2.4. Как подтверждают измерения, время
темновой адаптации составляет десятки минут (30—50 мин), а све-
товой— единицы минут (8—10 мин) Явления темновой и световой
адаптации должны учитываться при проектировании систем и на-
блюдении изображений человеком в условиях нестационарного ос-
вещения (изображение флюоресцирующего экрана или экрана
электронно-оптического преобразователя в рентгенодиагностике,
телевизионные изображения при быстрых изменениях внешнего ос-
вещения и др.).

§ 2.3.	Восприятие яркости и число различимых
градаций

Если на глаз воздействует изображение с яркостью участков L,
то, как показывают эксперименты, наблюдатель реагирует не на
абсолютное изменение яркости ДЕ, а на ее относительное значение
ДЕ/Е. Минимальное относительное изменение яркости ДЕ/Е, вос-
принимаемое наблюдателем, называется относительным разност-
ным порогом раздражения. Разностный порог в определенных пре-
делах изменения Интенсивности остается постоянной величиной.
Таким образом, минимальное заметное прирашенне ощущения Д2
в установленных пределах интенсивностей пропорционально отно-
сительному разностному порогу:

=	(2.1)

где k — коэффициент пропорциональности.

Если сделать допущение о том, что эта закономерность, установ-
ленная экспериментально для конечных приращений интенсивно-
стей, справедлива для бесконечно малых значений, то соотношение
(2.1) приведет к выражению dE = £<ii/L. Интегрируя это уравне-
ние, нетрудно определить

=	(2.2)

Постоянную интегрирования D определим из условия х = 0 при Г =
= ЕП, т. е. D=—k In Ln. Тогда соотношение (2.2) примет вид

AE=ftln(EL,).	(2.3)

Соотношение (2.3), называемое законом Вебера — Фехнера, уста-
навливает, что ощущение S пропорционально логарифму яркости Е.
Экспериментальные исследования (рис. 2.5) позволили установить,
что этот закон справедлив в диапазоне яркостей от десятых долей
до 103 кд/м2 (о на рис. 2.5), где ДЕ/Е = Дп = соП51. Заштрихована
область относительных значений яркости, соответствующая различ-
ным длинам волн воздействующего излучения.
Практика показывает, что чаще всего в реальных условиях ра-
боты глаза можно считать справедливым соотношение (2.3).

Определим для этого случая (область а на рис. 2.5) число реги-
стрируемых глазом градаций яркости на примере ступенчатого
клина яркостей с пороговым значением различия по яркости на
каждой ступени. Первая градация такого клина отличима от фона,

если ее яркость Lt превышает яркость фонового раздражения £ф
на величину £фДп:

А1 = Дф + АфД11 = Аф(1 +ДП)-

Вторая градация отличима от первой, если

= L. + L, Дп = L, (1 + Дп) = (1 4- ДПЯ

Аналогично для третьей градации £з=Аф(1 + Дп)3-
Следовательно, для Л'-й градации

£, = £ф(1+Л.)-'-.	(24)

Из соотношения (2.4) нетрудно определить число различимых
градаций N. если известен относительный разностный порог
Дп: 1п (Ln/Аф) =JVln (1 +ДП). Учитывая, что Ln/L^ = K — контраст
изображения ступенчатого клина, имеем

ДГ = (1п К) In (1 + Д„).	(2.5)

Таким образом, число различимых градаций Л' определяется не
только относительным разностным порогом раздражения Дп. но и
контрастом К наблюдаемого изображения. Эта зависимость для
различных Д„ приведена на рис 2.6. Расчет показывает, что при
Л=100 (черный бархат с коэффициентом отражения 0.009 на сне-
гу с коэффициентом отражения 0,9) и Л„ = 0.02 число различимых
градаций ,V = 232.

Рассмотренные закономерности лежат в основе выбора динами-
ческого диапазона яркостей и контрастности изображения на экра-
не телевизионного приемника. Контраст черно-белого изображения
на экране цветного телевизионного приемника около 100 (в затем-
ненном помещении).

§ 2.4.	Разрешающая способность глаза

Разрешающая способность глаза оценивается тем минимальным.

углом зрения, под которым раздельно видны две рядом располо-
женные детали изображения, разделенные промежутком, име-
ющим яркость, отличную от яркости рассматриваемых деталей.
Этот угол называется углом разрешения

Рис. 2.7. К определению
разрешающей способности

глаза.

Чтобы видеть две детали изображе-
ния (например, а и б на рис. 2.7, а) раз-
дельно (разомкнутое кольцо), необходи-
мо, чтобы на сетчатке оставалось неко-
торое пространство, возбуждение кото-
рого вызывало бы ощущение иное, чем
На тех участках изображения а' и б', где
отображаются точки а и б. Минимальное
(пороговое) значение угла срт|П и являет-
ся углом разрешения. В некоторых слу-
чаях разрешающую способность характе-
ризуют величиной, обратной углу разре-
шения,— ОСТрОТОй Зрения ф-1т|п-

К числу принципиальных физических

факторов, влияющих на разрешающую-
способность глаза, прежде всего следует отнести: дифракцию све-
та, дискретность структуры сетчатки и аберрации в оптической

системе глаза.

Рассмотрим влияние дифракции света. Световой поток, попада-
ющий в глаз, ограничивается радужной оболочкой, которая являет-
ся своеобразной диафрагмой. Из оптики известно, что если свето-
вой поток проходит через узкую щель (рис. 2.7, б), то согласно
принципу Гюйгенса, каждую точку пространства можно рассмат-
ривать как источник сферической волны. Рассмотрим лучи 1 и 3 от
верхней и нижней точек щели, которые пересекутся в точке плос-
кости изображения. Если фазовый сдвиг лучей 1 и 2 составляет
Х/2, то это имеет место и для каждой пары лучей, распространяю-
щихся в конусах, образуемых лучами 1 и 2, 2 и 3, т. е. яркость в
точке а равна нулю. Нетрудно определить положение точки а в
плоскости изображения. Выразим его через расстояние г от оптиче-
ской оси. Из рис. 2.7, б видно, что sin q? = r//=X/Z). откуда

D

(2.6)

где f — расстояние от плоскости щели до точки а изображения;
D —диаметр щели; Л—длина волны излучения.
Если проанализировать аналогичные явления не для щели, а
для отверстия диаметром D, то соотношение (2 6) примет вид: гй —
= 1.22(//Р)Х,

Распределение яркости излучения в плоскости изображения
при прохождении плоской волны от удаленного источника света
через круглую диафрагму приведено на рис. 2.8 (кривая /). Диа-
метр 2г0 кружка рассеяния тем больше, чем меньше D и больше
длина волны X. Если в поле изображения находятся две точки, то
картипа распределения дополнится кривой 2. Глаз различает две

точки лишь в том случае, когда спад ин-

тенсивности результирующей кривой пре-
вышает пороговое раздражение соответ-
ствующих рецепторов.

При оценке разрешающей способности
оптических приборов в аналогичной си-
туации принято различать две точки в
плоскости изображения в том случае,
когда максимум яркости излучения одной
точки совпадает с первым минимумом в
распределении яркости второй точки (или

1

максимумы лежат на большем расстоя- о „

.	и	Рис. 2 8 Распределение яр-

НИИ). В этом случае расстояние между костн в плоскности нзобра-
точками в плоскости изображения равно	жения

г0. В результирующей кривой образуется

провал (27%). Если этот критерий, введенный Рэлеем, применить
для оценки угла разрешения глаза, то получим фт1п«Л)//=1,22Х/£>.
Для Х=500 нм, Р=5 мм имеем qiniln = 0,03'. Это значение условно

может быть принято за теоретический предел разрешающей спо-
собности глаза, определяемый волновой природой света.

При рассмотрении вопроса о влиянии дискретности структуры
сетчатки на разрешающую способность глаза в первом приближе-
нии можно считать, что для различения двух деталей изображения
необходимо, чтобы расстояние между ними в плоскости изображе-
ния было не менее диаметра рецептора (между двумя возбужден-
ными должен быть по крайней мере один невозбужденный рецеп-
тор). В желтом пятне сетчатки глаза расстояние между центрами
смежных колбочек составляет около 2 мкм, следовательно, расстоя-
ние между возбужденными рецепторами г0 должно составлять не
менее 4 мкм. Если учесть геометрию глазного яблока, то можно по-

казать, что это расстояние на сетчатке соответствует углу разре-
шения <pmln~0.06'.

Следует заметить, что в случае, когда расстояние между двумя
точками на сетчатке меньше диаметра рецептора, эти точки все же
могут быть различимы, так как интенсивность возбуждения этого
рецептора меньше, чем смежных. Эксперименты подтверждают,
что минимальный темный промежуток, регистрируемый глазом,
может соответствовать углу, значительно меньшему, чем 0.06'.
Рассматривая вопрос о влиянии структуры сетчатки на разре-
шающую способность, следует иметь в виду, что размер светочув-

ствительного элемента сетчатки лишь в предельном случае опреде-
ляется размером рецептора. В процессе преобразования светового
раздражения в нервное возбуждение при малых освещенностях объ-
екта полезный сигнал становится соизмеримым с помехами (тем-

новые шумы сетчатки, которые вызываются спонтанным разложе-

нием зрительного пурпура, флуктуации поглощенного светового
потока и др.) В этом случае вступает

Рис 2 9. Зависимость остроты
зрения от яркости

в действие механизм пространственно-
го суммирования возбуждений — от
нескольких рецепторов, что приводит
к увеличению полезного сигнала. Раз-
мер эквивалентного светочувствитель-
ного элемента, интегрирующего по пло-
щади изображения световое воздейст-
вие, возрастает, образуется так назы-
ваемое рецептивное поле. В этом слу-
чае разрешающая способность, естест-
венно, определяется размерами рецеп-
тивных полей. По мере дальнейшего
уменьшения освещенности размеры

рецептивных полей увеличиваются, что
приводит к падению разрешающей спо-
собности.

В реальных условиях наблюдения изображения разрешающая
способность глаза в значительной мере определяется влиянием
хроматической аберрации в хрусталике, механизм влияния которой
не отличается от механизма влияния хроматической аберрации на
разрешающую способность оптических приборов.

Зависимость угла разрешения глаза от яркости изображения
для различных значений контраста К деталей испытательной таб-
лицы приведена на рис. 2.9. При яркости 100 кд/м2 и предельном
контрасте изображения угол разрешения достигает 0,75—1,00'

Характеристики разрешающей способности глаза являются ос-
новными для расчетов разрешающей способности ТВС. Зная рас-
стояние до телевизионного экрана, размеры изображения и его
яркость, пользуясь приведенными данными о разрешающей способ-
ности глаза, нетрудно определить необходимую степень дискрети-
зации изображения (число элементов в поле изображения). Одна-
ко использование приведенных данных для расчета систем воспро-
изведения изображения не всегда оправдано, так как они относят
ся к пороговым (предельным) характеристикам зрения Уместно
поставить вопрос о том, как зрительная система реагирует на сни-
жение четкости изображения по сравнению с предельной, установ-
ленной исходя из характеристик, приведенных на рис. 2.9. Подоб-
ные исследования были выполнены в 1933 г. Я. А. Рыфтнным. Для
этого были изготовлены несколько серий изображений с различной
степенью дискретизации (разным числом элементов). Испытуемым
предлагалось выбрать одинаковые по восприятию качества изо-
бражения. Обработка результатов показала, что кажущееся при-
ращение четкости ДО пропорционально относительному прираще-
нию числа элементов Дп/п, из которых формируется изображение:

ДО = рД/г'л,	(2.7)

где р — коэффициент пропорциональности. Переходя к бесконечно
малым приращениям, соотношение (2.7) можно представить в виде

dQ — ^dnin.

(2-8)

Интегрируя (2.8), нетрудно получить зависимость кажущейся чет-
кости G от числа элементов изображения:

а_р j^-=pin»+c.

(2.9)

Из условия G = 0 при следует, что постоянная интегриро-

вания С=0. Коэффициент р определяет-
ся из другого граничного условия: G = 1
при n = rimax, где птах — число элементов
изображения, определенное из условия,
что каждая пара элементов видна под
углом, равным углу разрешения при за-
данных условиях наблюдения. Из этих
условий следует, что р= (In nmax)_|. Соот-
ношение (2.9) принимает вид

O=(lnn)'(|nnmax), (2.10)

Зависимость G от пдля Птах~85-104

Рис. 2.10. Зависимость ка-
жущейся четкости от числа
элементов

(число элементов изображения при чис-
ле строк 800 и формате кадра 4/3) при-
ведена на рис. 2.10. Видно, что снижение
числа элементов, участвующих в форми-

ровании изображения, в 2 раза (от nmax до nmai/2) приводит к сни-
жению кажущейся четкости изображения до 0,949, т. е. на 5,1 %.
При малом числе элементов изображения незначительное измене-

ние числа элементов, участвующих в формировании изображения,
как видно из соотношения (2.10) и рис. 2.10, приводит к сущест-
венному изменению кажущейся четкости изображения. Отмечен-
ная особенность зрения эффективно используется при выборе пара-
метров телевизионных систем (в частности, числа строк или эле-
ментов разложения).

§ 2.5.	Восприятие мерцающих изображений

Пороговое ощущение при воздействии светового раздражения
определяется в конечном счете общим числом квантов света, по-
глощенных площадью рецептивного поля. При фиксированной ин-
тенсивности раздражения это число зависит от площади рецептив-
ного поля и времени воздействия света. Следовательно, между мо-
ментом воздействия света на сетчатку и моментом возникновения
соответствующего зрительного ощущения проходит некоторое вре-
мя, называемое временем ощущения.

Для возникновения зрительного ощущения при условии фик-
сированной площади рецептивного поля необходимо, чтобы произ-
ведение светового потока ДФ. вызывающего раздражение, на вре-
мя воздействия т (экспозиция) достигло определенного порога

ДФт=СОГ181.

(2.11)

Если ДФ в течение времени воздействия не постоянен, то усло-
вие (2.11) можно представить в виде

f ДФ (/)<//= const-

(2.12)

Соотношение (2.12) устанавливает связь между временем воздей-

ствия т и характером изменения вели-
чины ДФ(7). Эксперименты показыва-
ют, что это соотношение лишь качест-
венно описывает наблюдаемые явле-
ния в ограниченном диапазоне времени
тсткр- Зависимость времени ощуще-
ния от яркости, построенная на основе
экспериментальных данных, приведена

0.2

.1	I I I I экспериментальных даллил, приведена

"‘О 100 200 зоо L.otH ев. на рис. 2.11. При яркостях изображе-
Рис. 2.11, Зависимость времени НИЯ, превышающих пороговую в
ощущения от яркости 400 раз, время ощущения составляет
0,1 с.

Заметим, что при прекращении раздражения для исчезновения
ощущения также требуется определенное время. Физически инер-
ционность процессов возбуждения и торможения обусловлена ко-
нечным временем протекания фотохимических реакций, а также
конечным временем распространения нервного возбуждения и его
регистрации зрительными центрами головного мозга.

В условиях наблюдения телевизионного изображения глаз чело-
века работает в режиме воздействия па него периодически изменя-
ющихся световых потоков, При невысокой частоте возникает ощу-
щение мерцания изображения. Если частоту вспышек увеличивать,
то при определенном ее значении ощущение мерцания прекращает-
ся и наблюдатель воспринимает изображение как слитное. Часто-
ту, при которой возникает ощущение слитности восприятия, назы-
вают критической частотой мельканий (мерцания) }кр.

Нетрудно видеть, что критическая частота мельканий связана с
временем ощущения, а следовательно, с интенсивностью раздраже-
ния. Для описания этой зависимости используют соотношение, по-
лученное при обработке многочисленных, экспериментальных дан-
ных:

/кР=1>18^+».	(213)

где а и b — постоянные коэффициенты, определяемые скважностью
световых импульсов, их формой и спектральным составом.

Зависимость критической частоты мельканий от интенсивности
раздражения для монохроматического излучения с различными дли-
нами волн приведена на рис. 2.12. При
яркости источника белого света
30 кд/м2 и скважности световых им-

Рис. 2.12 Зависимость крити
ческой частоты мельканий от
яркости

пульсов, равной двум ('а=9,б; й = 65),
как следует из соотношения (2.13),
критическая частота мельканий fKp=
=»41 Гц.

Рассмотренный параметр определя-
ет выбор частоты смены изображений
(частоты кадров) в кино и телевиде-
нии. Интересно отметить, что крити-
ческая частота мельканий у некото-
рых животных и насекомых отличает-
ся от критической частоты мельканий
у человека. Например, пчела или муха
отличают источник непрерывного из-
лучения от источника, мелькающего с

частотой до 200 Гц, что не под силу человеку.

§ 2.6.	Цветовое зрение

Если на светочувствительную поверхность глаза воздействуют
два световых излучения одинаковой яркости, но различного спек-
трального состава, то наблюдатель, как правило, регистрирует
это, и его реакция проявляется в различии цветовых ощущений.
« ..Цвет есть результат воздействия физического объекта на сет-
чатку = ощущение есть результат воздействия материи на наши
органы чувств» *,— писал В. И Ленин в работе «Материализм и эм-
пириокритицизм».

Одним из первых серьезные опыты по цветовосприятию провел И. Ньютон
(1643—1727). Это были опыты по разложению солнечного света с помощью
<теклянной призмы Ньютон показал, что степень преломления и цвет излучения
<вязаны определенной зависимостью.

Изучение вопросов цветовосприятия привело Ньютона к мысли о возможно-
сти получения любого цвета путем смешения семи основных цветов: красного,
оранжевого, желтого, зеленого, голубого, синего и фиолетового. Наконец, рас-
положив эти основные цвета по окружности, он пришел к идее систематизации
1.петовых ощущений и отображения нх в виде точек на плоскости (цветовой круг
Н(.ютока) Им же было сформулировано правило нахождения координат точки
счеси по координатам смешиваемых цветов

* Ленин В. И. Поли. собр. соч. Т. 18 С. 52.
Однако истоки современной трехкомпонентной теории цветового зрения мы
находим в работе великого русского ученого М В. Ломоносова «Слово о проис-

хождении света, новую теорию о цветах представляющее, в публичном собрании
Академии наук июля 1 дня 1756 г говоренное Мкхайлом Ломоносовым». Трех-
компонентная теория цаетовото зрения основывается на экспериментально уста-
новленном факте: подавляющее большинство цветов может быть получено путем
сложения трех определенным образом выбранных основных цветов, например
красного, желтого и голубого. Эта теория явилась основой для построения фено
менологической модели цветового зрения, которая постулирует наличие трех ви-
дов рецепторов, реагирующих на красную, желтую н голубую части спектра. При
равном возбуждении рецепторов создается ощущение белого, а все другие цве-

Рис. 2.13. Кривые основных
возбуждений

цвета смеси излучений сложного спектрального состава Максвелл впервые ввел

ленных изображений.

По мере развития работ по цветовому зрению рядом исследователей были
получены кривые спектральной чувствительности Для трех типов светочувстви-
тельных элементов глаза— кривые основных возбуждений {рис. 2.13).

Цветовые ощущения возникают вследствие различного возбуж-
дения каждого из трех рецепторов. Суммирование возбуждения
всех трех рецепторов дает ощущение яркости. Следует заметить,
что гистологически существование трех различных рецепторов на
сетчатке глаза не нашло пока полного подтверждения Поэтому в
рамках трехкомпонентной теории цветового зрения существуют
модели, в которых механизм цветоделения, т. е формирования от-
дельных откликов на различные по спектральному составу возбуж-
дения, приписывается каждой колбочке (цветоделение осущест-
вляется непосредственно внутри светочувствительного элемента),
а также модели, в которых колбочки, э зависимости от состояния
светочувствительного компонента, изменяют свою спектральную
чувствительность и тем самым осуществляют анализ цветового со-
держания изображения и др.
В описании механизмов цветового зрения человека в настоящее
время имеется большое число «белых пятен». Однако для описания
наблюдаемых явлений и измерения цветовых ощущений создан ап-
парат, который достаточно хорошо отражает реальное цветовое-
приятие. Вопросами измерения цвета занимается колориметрия.
В основе колориметрии лежат экспериментальные факты, и она да-
ет хорошие результаты при расчете таких систем передачи и вос-
произведения цветных изображений, как цветная фотография и ки-
но. типографская печать л цветное телевидение.

§ 2.7.	Цветовые измерения и расчеты

Цветовое уравнение. Практически произвести сравнение ощу-
щений от исследуемого и эталонного излучений можно путем ви-

тального сопоставления их на расположенных
близости поверхностях. Возьмем гипсовую
призму и осветим ее различными световыми
потоками, обозначенными на рис. 2.14 через S
и RR. Для конкретизации рассматриваемого
эксперимента предположим, например, что
S — цвет монохроматического излучения с дли-
ной волны 550 нм, a RR— с длиной волны
650 нм. Наблюдатель фиксирует цветовое раз-
личие между видимыми гранями призмы, кото-
рое никакими регулировками интенсивностей
световых потоков, например, с помощью ней-
тральных светофильтров (Ф) ликвидировать

Рис. 2.14. К определе-
нию цветового урав-
нения

не удастся.

Добавим к цвету RR цвет GG (монохроматическое излучение с
длиной волны, например, 500 нм). Если наблюдателю предоставить
возможность изменять цвета RR и GG (изменяя прозрачность ней-
тральных светофильтров), то он сможет добиться исчезновения
цветового различия. Условимся цветовое равенство обозначать

знаком равенства, а пропорции, в которых смешиваются световые
потоки, множителями. На основании результатов эксперимента за-
пишем уравнение

(2.14)

S(/?, G) = /?R+GG,

где R. G — обозначение выбранных монохроматических излуче-
ний— основных цветов; R, G — множители—модули цветов; S —
обозначение цвета смеси. Уравнение (2.14) будем называть цвето-
вым уравнением. Следует подчеркнуть, что это уравнение описыва-
ет цветовые ощущения и имеет смысл только для глаза или его-
моделей

В рассматриваемом эксперименте оказалось достаточным двух
цветов (RR и GG) для получения цветового равенства с третьим
(S), но не всякие три цвета находятся в такой зависимости. Для
получения цветового равенства в некоторых случаях приходится
добавлять третий цвет ВВ, выбранный определенным образом. Сле-
довательно, можно записать

S(K, G, B)=«R+GG + BB.	(2.15)

Основные цвета введены для удобства выражения результатов цве-
товых измерений и классификации цветов.

Построим характеристики, показывающие, в каких пропорциях
необходимо смешивать цвета для получения ощущения, соответст-
вующего заданному монохроматическому излучению. Для этого
необходимо провести эксперименты, подобные рассмотренным, для
каждого монохроматического излучения и построить соответству-
ющие кривые для всего видимого диапазона длин волн электро-
магнитного излучения.

Опыты показали, что не всякий цвет монохроматического излу-
чения может быть получен путем сложения трех основных цветов.
Для получения цветового равенства в этом случае можно моно-
хроматический цвет S «разбавить» одним из основных цветов. Если
он «разбавляется» красным и этим достигается равенство цветовых
ощущений от левой и правой граней призмы (см. рис. 2.15), то мож-
но записать S(R, G, S) + RR=GG+SB. Следовательно S(R, G,
5) = GG+5B—/?R, откуда видно, что некоторые модули цветов
цветового уравнения (2.15) могут быть отрицательными (здесь
это /?).

В качестве основных R, G, В стремятся выбрать такие цвета,
чтобы каждый из них действовал преимущественно на один из ре-
цепторов модели зрительного восприятия. Кроме того, учитывают
необходимость достаточно простого получения этих излучений.
Международной Комиссией по освещению (МКО) в качестве ос-
новных цветов рекомендованы монохроматические излучения с
длинами волн: Хн=700 нм; м = 546,1 нм; Хв=435,8 нм. Последние
два являются линиями в спектре излучения паров ртути и легко вы-
деляются путем селекции из спектра с помощью фильтров.

При выборе основных цветов необходимо установить и их ярко-
сти. Удобно яркости основных цветов взять такими, чтобы белый
цвет создавался от смешанных в равных количествах, т. е. модули
цветов при этом должны быть одинаковы: R=G~B=*\/3. Путем
статистических исследований установлено, что эти условия выпол-
няются в случае, когда яркости эталонов находятся в соотношении
£r : Lg : LB= 1 : 4,5907: 0,061. Если в качестве красного (R) взять
источник яркостью 1 кд/м2, то яркости источников двух других ос-
новных цветов должны составлять: Ес = 4,5907 кд/м2 и 1-в —
= 0,061 кд/м2. При смещении (1/3) R, (1/3) G и (1/3) В получим бе-
лый цвет (£) яркостью ££=1+4,5907 + 0,061 = 5,6517 кд/м2.

Если смешать выбранные основные цвета равной яркости, то по-
лучится не белый цвет, а синий. Если яркость одного из основных
цветов принимается за единицу (например, Ея=1), то относитель-
ные яркости основных цветов Er, Eg, Ев при смешении которых в
30
равных количествах получают белый, называют яркостными коэф-
фициентами.

Цветовое пространство, цветовая диаграмма. Цветовое уравне-
ние (2 15) показывает, что цвет может быть представлен как век-
тор трехмерного пространства. Проекции вектора на оси координат,
задаваемые единичными векторами R, G и В, соответственно равны
/?, G, В. Если ввести обозначения /? = OL/OR, G = OM/OG, В =
— ON’/ОЪ и построить систему цветовых координат на единичных
векторах R, G, В, то векторное представление о цвете можно про-
иллюстрировать рис. 2.15 (на рисунке
концы векторов R, G, В, S имеют те же
обозначения, что и сами векторы).
Каждому цвету соответствует точка
пространства, определяемая вектором
(например, точка S). Таким образом,
можно построить некоторую систему
классификации цветов. Пространство
в выбранной системе координат назы-
вают цветовым пространством.

Очевидно, что сложение любых
двух цветов не может привести к «чер-
ному» (отсутствие излучения), поэтому
все цветовые векторы должны распо-

лагаться в пределах телесного угла, меньшего 2л. Это свойство
должно учитываться при выборе системы цветовых координат.

Рис. 2.16. Цветовой треугольник (а), основание цветового
тела (б)

Рассмотрим основные свойства цветового пространства. Соеди-
ним точки R, G, В (см. рис. 2.15) прямыми и получим некоторый
треугольник RGB — цветовой треугольник. Любой вектор (напри-
мер, S) пересекает плоскость, в которой расположен этот треуголь-
ник Следовательно, каждому вектору на плоскости RGB соответ-
ствует единственная точка (например, точка F на рис. 2.15 и
2 16. о), которая однозначно определяет положение вектора (S).

Определим положение этой точки через модули цветов. Для
этого проведем прямые RF, GF, BF и найдем положение точек D,
Б и К пересечения этих прямых со сторонами треугольника RGB.
На рис. 2.16, б изображено основание фигуры, приведенной на
рис. 2.15; M/HGR и £7.||GR. Тогда EL/KR=OL/OR=*R, Mj/KG =
= OM/OG = G. Следовательно, EL = KR(R), MJ—KG(G). Учиты-
вая, что EL=MI, имеем

JCR.%G = <7,7?.

Аналогично можно показать, что

/YR ЯВ=В/$ (2.166),	DBDG = O/B.

(2.16а)

(2.16в)

Соотношения (2,16) определяют положение точек Н, К и D че-
рез модули цветов Нетрудно видеть, что полученное правило (2.16)
соответствует правилу отыскания центра тяжести треугольника с
грузами, сосредоточенными в его вершинах и равными R, G и В со-
ответственно.

Произведем нормировку по компонентам смешиваемых цветов:

Видно, что r + g+ b= 1.

Нормированные компоненты г, g, b определяют соотношения
количеств трех основных цветов, при которых они воспроизводят
данный цвет. Они не содержат информации о модуле цветового
вектора, но в них полностью сохранена информация о его направ-
лении. Точку пересечения вектора цвета с плоскостью треугольни-
ка RGB называют точкой цветности (точка F на рис. 2.15
и 2.16. а) или просто цветностью. Отличия цветности, фиксируемые
в экспериментах с гипсовой призмой, отражают различия в цвето-
вых ощущениях наблюдателя, т. е термин «цветность» предполага-
ет корреляцию с ощущением цветовых различий (ощущением цвет-
ности) .

Компоненты г, g. b, которые полностью определяют цветность,
называются трехцветными коэффициентами или координатами
цветности. Задавая две из них, как видно из соотношения (2.17),
можно однозначно определить цветность.

Таким образом, любой цвет в выбранной системе координат вы-
ражается тремя числами — модулями цветов, цветность же опре-
деляется любыми двумя числами из трех: г, g. b.

Эксперименты по уравнению цветов измеряемого и эталонного
источников, описываемые уравнением (2.15), могут быть повторе-
ны для всех монохроматических излучений видимого спектра.

Результаты статистических исследований подобных характери-
стик цветового зрения человека приводят к зависимостям г, g, b от
А. (рис 2 17). Из них видно, например, что для получения ощуще-
ния. эквивалентного вызываемому монохроматическим излучением
с длиной волны А —500 нм. необходимо смешать выбранные основ-
ные цвета в соотношении b==0.78; ga=l,39; г= —1,17. Аналогично
с помощью кривых смешения могут быть определены необходимые
соотношения г, g и b для любого монохроматического излучения.

Нанесем на плоскости цветового треугольника линию, соответ-
ствующую монохроматическим цветам (линию чистых спектраль-
ных цветов). Для этого воспользуемся экспериментальными кривы-
ми смешения (см. рис. 2.17). Например, для ?,=500 нм имеем g =
1,39; 6=0,78; г~—1,17. Воспользовавшись правилом (2.16), най-
дем положение точки А, соответствующей х=500 нм (рис. 2.18).
Аналогично можно найти точки для других длин волн и соединить
их в непрерывную кривую чистых спектральных цветов RG.4B. Бе-
лый цвет, соответствующий равноэнергетическому в пределах ви-

рис. 2.17. Кривые координат цветности си- Рис 2.18. Цветовая диаграмма
стемы RGB	RGB

дм мото спектра излучения, отображается точкой Е (r=g=b^= 1/3).
Штриховая линия RB —линия смеси красных и синих цветов— пур-
пурных цветов. Все остальные цвета, отличные от чистых спектраль-
ных и чистых пурпурных цветов, лежат внутри построенной кривой
RG/1B. Таким образом, получена цветовая диаграмма RGB, в кото-
рой любой цветности соответствует единственная точка (иногда эту
диаграмму называют цветовым графиком). С помощью цветовой
диаграммы можно количественно (в виде координат точки) опреде-
лить любые цветовые отличия, воспринимаемые человеческим гла-
зом при воздействии излучения.

Из уравнения (2.15) видно, что в процессе установления модулей
цветов для получения заданного цвета смеси яркости получаемых
цветов различны (они определяются яркостями источников основ-
ных цветов и соотношением модулей цветов для данной смеси).

Уравнение (2.15) после нормировки для любого монохромати-
ческого излучения можно записать в виде

Sx=rxR+?xG+6*B.	(2.18)

Если мощность результирующего излучения смеси обозначить
Р>, и разделить обе части уравнения (2.18) на эту величину, то по-
лучим

2-1765

33
=-£- (rxR 4- gfi + &ХВ)=rR 4- gG 4- ,
*1

(2.19

где g, r, b— координаты цвета смеси (заданного спектрального из
лучения), мощность которого одинакова для всех длин волн.

Учитывая, что мощность монохроматического излучения связа-
на со световым потоком соотношением Ьк=Р>лч., где — стандарт
ная относительная видность излучения в точке X, можно записать
P,s=Li/v>„ а величины г, g, b определить как

Эти величины называют удельными координатами цвета. Они по
называют, в каких количествах необходимо смешать основные цве

та R, G и В для того, чтобы получил,
цвета, соответствующие равным по мощ
ности монохроматическим излучениям.

Удельные координаты имеют важно!:
значение в цветовых расчетах. Для сис-
темы RGB они приведены на рис. 2.19.

Одним из недостатков системы клас

сификации цветов является наличие
отрицательных координат для большой
группы реальных цветов (следствие отри-
цательных участков кривых смешения)
Этот и некоторые другие неудобства трех
компонентов системы RGB при использо-
вании ее в расчетах привели к разработ-

системы RGB.

• Рассмотрим идею такого преобразования координат. Цветовой
график RGB отображается в прямоугольной системе координат
XYZ В системе XYZ все существующие цвета выражаются только
положительными компонентами, сумма равных компонентов дает
равноэнергетический белый. Точка белого Е соответствует центру
тяжести цветового треугольника, только один из единичных цветов
XYZ, а именно Y, определяет яркость, в то время как X и Z опре-
деляют только цветность.

Отрицательные координаты в системе XYZ исключены благода-
ря тому, что в качестве основных цветов вместо R, G, В взяты дру-
гие— X, Y, Z, которые выбраны так, что вся область реальных цве-
тов, в том числе и основные цвета R. G, В, вписывается в тре-
угольник XYZ Цвета X, Y, Z, следовательно, реально не существу-
ют— это условные цвета

Вопросы преобразования цветовых координат рассмотрены в ли-
тературе по колориметрии (см., например, (7, 8]).
Цветовое уравнение (2.15) в системе XYZ принимает вид

U(%rz)=%x+rY4-zz

или в координатах цветности х, у, г

Ц=хХ -\-уЧ-\-г2.

Основные цвета X, Y, Z связаны с основными цветами R, G, В

соотношениями:

X —0.4184R — 0,0912G + 0,0009B,
Y = -0,1587R-j-0,25240-0,0025В,
Z== —0.0828R -|-0,0157G 4-0,1786В.

(2.20)

Кривые координат цветности новой системы приведены на
рис. 2.20, а цветовая диаграмма этой системы — на рис. 2.21. На
рис. 2.21 показаны линия чистых спектральных цветов / и линия

пурпурных цветов 2. Все реальные цвета располагаются внутри фи*
гуры, образуемой линиями 1 и 2. Цветность белого (точка Е) име-
ет координаты 1 /3, у— I/3.

Следствиями правила (2.16) являются важнейшие свойства цве-
тового треугольника X0Y:

_цвет смеси двух цветов изображается точкой, лежащей непря-
мой, соединяющей смешиваемые цвета;

Цвет смеси трех цветов изображается точкой, лежащей внутри
треугольника, в вершинах которого находятся смешиваемые цвета;

дополнительные цвета — цвета, от смешения которых может
быть образован белый цвет, лежат на прямой, проходящей через
точку белого.

Цветность белого на плоскости цветовой диаграммы имеет сле-
дующие координаты:
белый, образованный равноэнергетическим излучением, соответ-
ствующий точке £, лежит в центре тяжести треугольника XYZ, и
его цветность определяется координатами х= 1/3, 9=1/3; источ-
ник типа А (вольфрамовая нить с температурой 2854 К): х=0 448;
у = 0.407;

источник типа В (естественное освещение в облачный день):
х = 0,348; у = 0,352;

источник типа С (естественное освещение в солнечный день):
№0,310; 9=0.316.

Координаты точки на плоскости цветовой диаграммы могут быть
выражены в полярной системе координат с центром в точке белого.
Такой прием используется для построения системы оценки цветно-
сти «цветовой тон — чистота цвета».

Цветовой тон для любой цветности, например а (см. рис. 2.21).
определяется длиной волны, соответствующей пересечению прямой,
проведенной через начало координат полярной системы (точка Е)
и точку, определяющую данную цветность (точка а), с линией
чистых спектральных цветов (в рассматриваемом примере цветовой
тон Х = 520 нм).

Чистота цвета р = Фк/(Ф^+Фе) определяет степень «разбавле-
ния» монохроматического излучения Ф1 белым Фе. Нетрудно ви-
деть, что для монохроматических цветов р=\ (100%), а для бе-
лого р — 0

На цветовую диаграмму (см. рис. 2.21) часто наносят сетку
равных значений р.

Рассмотрим, как выражается яркость в системе XYZ. Зпая яр-
костные коэффициенты системы RGB и связь между X, Y, Z и R,
G, В (2 20), можно определить яркостные коэффициенты системы
XYZ Подставив в уравнение (2.20) значения яркостных коэффи-
циентов соответствующих цветов (£«=1; Дс = 4,5907; Лв = 0,061),
получим следующие соотношения яркостных коэффициентов систе-
мы XYZ—2-х : Ду : £z = 0: 1 : 0. причем яркость Ду = 5,6508=
— LR + LC + LB, Это естественно, так как цвета X и Z реально не су-
ществуют (без Y). Цвет Y может быть реален при Х = 0; Z = 0.

Теперь можно дать оценку яркости любого цвета в системе XYZ.
Произвольный цвет может быть записан в виде

Ц(Х, Г, Z) = ATX+rY4-ZZ.	(2.21)

Яркость этого цвета ДЦ=Л’-О+ Y-l-|-Z-0= У. В частном случае
единичного цвета его яркость определяется трехцветпым коэффи-
циентом у.

Поскольку У —ту, где m=X+Y + Z— цветовой модуль, =
= ту, откуда m—La/y. Выражая н другие количественные компо-
ненты уравнения (2.21) через т, получаем

X = тх=-^~ х=~- L,t,

Z=mz^-^z^^-Lu.

У У
Соотношение (2 21) можно переписать в виде

Ц=~/,.Х + ЛД+—i.Z-	(2.22)

У	У

Выразив яркость монохроматического излучения с длиной волны X
через мощность Л.: Ац—Pxvx, где v4 — стандартная относительная
видность излучения в точке X. получим

Ц =	Р^Х + Px4Y + -2- P^Z.

У	У

Разделив обе части этого уравнения на А, получим соответству-
ющее выражение для 1 Вт энергия излучения

3-=i,xX+>1Y+i,xz.	(2.23)

У	У

Введем новые обозначения

— Ъ = *. Ч=У, — Л	(2.24)

У	У

Тогда выражение (2.23) можно записать в виде

U/Px = U=xX4-yY+«Z.

Коэффициенты х, у, г являются удельными координатами системы
XYZ и показывают, в каких соотношениях нужно смешать основные
цвета XYZ, чтобы воспроизвести цвета равных по мощности моно-
хроматических излучений с заданной длиной волны X.

Рис. 2.22. Кривые удельных
координат х, у, г

Рис. 2.23. К определению связи
цветности с Р(Х)

Зная трехцветные коэффициенты х, у, z и стандартную кривую
относительной видцости v(X), по формулам (2.24) можно вычис-
лить удельные координаты х, у, z (рис. 2.22). Кривые показывают,
в каком соотношении нужно смешать цвета X, Y, Z для получения
1 Вт мощности излучения той или иной длины волны.
Связь между спектральными характеристиками и цветом. Введя
понятия яркостных коэффициентов и удельных координат, можно
установить связь между спектральными характеристиками и цве-
том, т. е. определить цвет излучения по известному спектральному
составу.

Любое излучение, имеющее заданное спектральное распределе-
ние мощности Р{к), можно рассматривать как смесь большого
числа монохроматических излучений. Возьмем спектральную со-
ставляющую Рх в интервале ДА (рис. 2.23). Цвет этой составля-
ющей определяется уравнением Ux=Pj.AA(xX+ yY4-zZ)  Цвет сме-
си п спектральных составляющих, т. е. цвет всего излучения, полу-
чим, суммируя цвета составляющих:

11 = V Ц„ = 2	+

/-1	i-l

=х 2 *Л/д*+* 2	2

или Ц=ХХ+YY-i-ZZ,
где

Х=2^РиАХ;

Z-l	/-I	Z-1

— координаты цвета сложного излучения. Если излучение имеет
сплошной спектр, то суммирование следует заменить интегрирова-
нием:

X=J J(X)/>(>.)<*, Г= [ 9(Х)Р(Х)Л, Z= f (>.),*, (2.25)
X,	X,	X,

где At—Аг — диапазон видимого спектра.

Таким образом, зная спектральное распределение мощности
излучения и удельные координаты, можно определить величины X,
У, Z и координаты цветности:

В качестве примера рассмотрим, как произвести определение
цветности по заданной спектральной характеристике излучения
Р(А). Значения х (А), у (к) и ?(А) известны, следовательно, восполь-
зовавшись соотношениями (2.25), можно определить X, У, Z, а из
соотношений (2.26) —значения х, у, z. Если определяется цветность
отражающей поверхности, то нетрудно заметить, что при определе-
нии значений х и у используется спектральный коэффициент от-
38
ражения р(Х) и спектральный состав освещающего излучения
Р(Л):

X = j х(Х)р(Х)Р(к)<Л,
r=J y(X)p(X)P(X)<ZX,

Z —z(X)p(k)P(X)dX.

При определении цвета просвечиваемого объекта (транспарант)
р (X) приобретает смысл спектрального коэффициента пропускания
рассматриваемого участка. Значения цветности х, у определяются
из соотношении (2.26).

Равноконтрастная цветовая диаграмма. Мерой различия цвет-
ностей, отображаемых двумя точками на плоскости цветовой Диа-
граммы, может служить расстояние между ними. Психофизиологи-
ческие эксперименты показывают, что одинаковым ощущениям цве-
товых отличий в разных участках цветовой диаграммы XYZ или
RGB соответствуют неодинаковые расстояния между точками,
отображающими сравниваемые цветности. Однако путем преобра-
зования координат можно построить цветовую диаграмму, на ко-
торой одинаковым расстояниям между точками двух цветностей со-
ответствуют одинаковые цветовые различия, оцениваемые по зри-
тельному восприятию. Такая цветовая диаграмма называется рав-
ноконтрастной.

Для построения равноконтрастной цветовой диаграммы необ-
ходимо определить пороги цветоразличения, т. е. те минимальные
цветовые отличия, которые лежат иа грани цветоразличения в вы-
бранных условиях наблюдения. Вокруг любой точки цветовой диа-
граммы на основе экспериментов можно построить окрестность, в
пределах которой испытуемый не воспринимает изменения цвета.
Используя статистическую обработку результатов измерении, мож-
но построить эллипсы, представляющие в статистическом смысле
геометрическое место точек одинаково воспринимаемых цветностей.
Полуоси эллипсов равны среднеквадратическим ошибкам установ-
ки цветовых равенств по оценке испытуемых. Эти значения и при-
нимают за пороги цветоразличения. На рис. 2.24 указаны пороги
цветоразличения для выборочных точек цветовой диаграммы (для
наглядности они увеличены в 10 раз). Видно, что пороги цветораз-
личения на разных участках цветовой диаграммы различны. Не-
трудно представить, что по порогам цветоразличения можно опре-
делить число цветностей, различимых глазом.

Очевидно, что цветовая диаграмма была бы равноконтрастной,
если бы пороги цветоразличения имели вид окружностей одинако-
вого радиуса по всей плоскости. Получить такую диаграмму
можно, проецируя диаграмму X0Y на некоторую плоскость
U0V. Такая диаграмма приведена на рис. 2.25. Координаты цвета
системы и, о и трехцветные коэффициенты могут быть выражены
через аналогичные величины системы XYZ. Одинаковым расстоя-
ниям на цветовой диаграмме U0V соответствуют примерно одина-
ковые наблюдаемые цветовые отличия. Это свойство используется
при проектировании и оценке искажений цветопередачи в системах
цветного телевидения. Следует заметить, что условия наблюдения
цветного телевизионного изображения имеют свои особенности, ко-
торые необходимо учитывать в соответствующих расчетах.

Рис. 2.24. Пороги нветоразличе-
ния в системе X, У, Z

Рис. 2.25. Равиокоитрастная цветовая диа-
грамма

Заметим, что рассмотренные принципы цветовых измерений и
расчетов относятся к условию наблюдения цветовых полей доста-
точно крупного размера (более 30—40') и яркости, соответству-
ющей оптимальным условиям восприятия стандартным наблюда-
телем (100—300 кд/м2).

Восприятие цвета мелких деталей отличается от восприятия цве-
та крупных деталей, а цвета деталей изображения, размеры кото-
рых соизмеримы с разрешаемыми глазом, не различаются, и они
воспринимаются как серые. Это свойство зрения используется при
построении систем воспроизведения изображений.

Особенности цветового зрения человека и количественные соот-
ношения, описывающие процесс цветовосприятия, являются осно-
вой для проектирования систем цветного телевидения (выбор коло-
риметрических характеристик преобразователя изображения и вос-
производящих устройств, определение допусков на искажения по
цветопередаче и др.).
§ 2.8. Объемное восприятие пространства

каждого глаза,
при фиксации

Рис. 2.26. К опре-
делению остроты
стереозрения

Объемное восприятие пространства связано с бинокулярным зре-
нием. Вместе с тем существенную роль в объемном восприятии иг-
рают аккомодация, вызванная изменением кривизны хрусталика
за счет сокращения ресничной мышцы, восприятие перспективы, от-
носительное перемещение объектов в поле зрения и др.

Два изображения, формируемые на сетчат
воспринимаются наблюдателем как одно. Г;
рассматриваемого объекта, например А на
рис. 2.26, поворачиваются — конвергируют —
так, чтобы формировалось изображение а
этого объекта в области желтого пятна. Углы
конвергенции (ccj и аг) содержат информацию
об удалении рассматриваемого объекта А
(следует учесть, что расстояние между зри-
тельными осями глаз — глазной базис — для
каждого индивидуума фиксировано и состав-
ляет около 65 мм).

Основная роль в возникновении ощущений
объемности наблюдаемой сцены принадлежит
различию ее проекций на сетчатках левого и
правого глаза — диспаратности точек проек-
ции. Изображения бп и бл точки Б на сетчат-
ках правого и левого глаза отстоят на разных
расстояниях от изображения точки А (ап н о.т
соответственно), т. е. апбп=#=албл- Отрезки апбп
и а.лбл различаются тем больше, чем больше
разнесены по глубине точки Б и А в простран-
стве рассматриваемой сцены.

Исследования остроты стереоскопического
что наблюдатель фиксирует точки, разнесенные по глубине на рас-
стояние 7,5 м, при удалении точки фиксации от наблюдателя на
100 м и точки, разнесенные па 2 см, при удалении точки фиксации
на 5 м. Глубинный порог стереозрения можно выразить в угловой
мере как минимальную фиксируемую наблюдателем разность уг-
лов ai и аг- Этот порог составляет 10—30”.

Этот механизм восприятия глубины пространства положен в ос-
нову построения систем объемного (стереоскопического) телевиде-
ния.

зрения показывают.
ГЛАВА 3

ОСНОВЫ ТЕЛЕВИЗИОННОЙ ПЕРЕДАЧИ ИЗОБРАЖЕНИЙ

§ 3.1.	Принципы передачи информации
о яркости и цвете

В телевидении используется поэлементная передача информа-
ции об изображении: распределение освещенности, усредняемое в
пределах малых участков — элементов передаваемого изображе-
ния, преобразуется в сигналы, определяющие яркость и цвет све-

Рис. 3.1. К пояснению принци-
па одновременной (а, б) и по-
следовательной (в) поэлемент-
ной передачи изображения

чения соответствующих элементов
изображения, воспроизводимого на
приемной стороне. С ростом числа эле-
ментов четкость воспроизводимого
изображения повышается.

ТВС можно разделить на системы
с одновременной и последовательной
передачей информации. В первых ин-
формация об освещенности всех эле-
ментов передается по многоканальной
линии связи одновременно (рис. 3.1, а,
б). Здесь оптическое изображение пе-
редаваемого объекта (ПО) проециру-
ется объективом (О) на передающую
панель (матрицу) Пь состоящую из п
фоточувствительных ячеек, каждая из
которых соединена отдельной линией
связи (ЛС) с соответствующей свето-
излучающей ячейкой приемной пане-
ли П2. Сигналы, передаваемые по каж-
дой линии связи, определяются осве-

щенностями соответствующих ячеек
панели П1 и вызывают пропорциональные изменения яркости све-
чения ячеек панели П2, рассматриваемой наблюдателем. При числе
элементов изображения п такая передача потребует п линий связи.

В системе с последовательной передачей сигналов от отдель-
ных элементов изображения необходима всего одна линия связи
(рис. 3.1, в), поочередно и с достаточной скоростью коммутируемая
с соответствующими элементами передающей и приемной панелей.
Последовательная поэлементная передача изображения получила
название развертки изображения. Ее преимущества становятся оче-

видными, если учесть, что в современных телевизионных системах п
может достигать нескольких сотен тысяч и даже миллионов эле-

ментов.

Принцип построения обеих систем базируется на том, что раз-
решающая способность глаза человека конечна. Распределение
яркости вследствие этого воспринимается как непрерывное, если
число элементов изображения превышает различаемое глазом.
Возможность последовательной передачи основывается главным
образом на использовании инерции зрения, благодаря чему перио-
дические раздражения с частотой выше критической частоты мель-
каний воспринимаются как непрерывные. Кроме того, при достаточ-
ной частоте предъявлений отдельных статических изображений на-
ступает слитное восприятие движения.

Учитывая особенности цветового зрения человека, в системах
цветного телевидения необходимо передавать три сигнала. По оче-
редности передачи информации о цвете ТВС можно разделить на
системы с последовательной, одновременной и смешанной переда-
чей сигналов. В свою очередь, системы с последовательной переда-

Рис. 3.2. Телевнзиоииая система (а) с дисками Нипкова (б)

чей делятся на системы с последовательной передачей сигналов ос-
новных цветов по полям, строкам и элементам. Как следует из на-
званий в последовательных системах сигналы основных цветов
передаются по каналу связи последовательно, в одновременных —
одновременно, а в смешанных часть сигналов передается одновре-
менно, а часть — с чередованием во времени.

Для воспроизведения объемных (трехмерных) изображений ис-
пользуют двухканальную ТВС, обеспечивающую раздельную пере-
дачу и восприятие двух изображений одного и того же объекта
(стереопары), соответствующих наблюдению его под разными ра-
курсами, как бы правым и левым глазом.

Исторически первыми были оптико-механические системы теле-
визионной развертки.

Примером может служить ТВС с дисками Нипкова (рис. 3.2). Здесь опти-
ческое изображение передаваемого объекта ПО строится объективом (О) в плос-
кости диска (Д1) (рис. 3.2,6). Размеры передаваемого изображения определя-
ются окном ограничительной рамки (Pi). В непрозрачном диске Д! имеются от-
верстия, расположенные по спирали на расстояниях по дуге окружности, равных
ширине окна ограничительной рамки. Смещение одного отверстия относительно
другого по радиусу определяется высотой отверстия. При вращении диска каж-
дое отверстие прочерчивает дугообразную строку, а совокупность всех строк за
один оборот диска позволяет передать все элементы изображении. Таким же об-
разом, последовательно, элемент за элементом, строка за строкой достигается
воспроизведение нзображеиня с помощью диска Дг иа приемной стороне.
Поскольку в пределах окна ограничительной рамки одновременно может на-
ходиться не более одного отверстия, диски Д1 и Д2 служат оптическими комму-
таторами, выделяющими световые потоки, приходящиеся на один из элементов
изображения. Световой поток, прошедший через одно отверстие в диске Дь со-
бирается конденсором К. Оптическая схема выполняется таким образом, чтобы
конденсор фокусировал на фотослое одноэлементного ФЭП неподвижное изобра-
жение входного зрачка объектива. Этим достигается неподвижность светового
пятна на фотослое и устраняется влияние неравномерности световой чувствитель-
ности по поверхности фотослоя ФЭП.

Сигналы, пропорциональные освещенности последовательных элементов изоб-
ражения, передаются по каналу связи КС на приемную сторону и определяют
яркости свечения одноэлементного преобразователя сигнал — свет (ПСС), наблю-
даемые в окне ограничительной рамки Р2 через отверстия диска Д2, вращающе-
гося синхронно н сиифазно с диском Дь Синхронность и синфазность разверток
на передающей и приемной сторонах обеспечиваются дополнительными сигна-
лами синхронизации.

Диски Ннпкова удалось использовать лишь в малострочных телевизионных
системах с небольшими размерами изображений.

В настоящее время наибольшее распространение получила элек-
тронная развертка изображения в передающих и приемных труб-
ках. Отклонение электронных пучков в электрических и магнитных
полях обеспечивает необходимую скорость коммутации отдельных
элементов. Кроме того, в последнее время находит применение
электрическая развертка изображения путем переноса зарядовых
пакетов, пропорциональных освещенностям соответствующих эле-
ментов, используемая, например, в фоточувствительных приборах
с переносом зарядов.

§ 3.2.	Основные параметры последовательного
разложения

Участок изображения, в пределах которого происходит усред-
нение освещенности в процессе ее преобразования в электрический
сигнал, называется элементом, изображения. Эффективность этого
преобразования зависит от геометрических размеров и относитель-
ной прозрачности разлагающей апертуры [10]. При квадратных от-
верстиях в диске Нипкова прозрачность р(х', у') равномерна в
пределах площади квадрата AS (рис. 3.3, а), а при круглых отвер-
стиях— в пределах площади круга AS (рис. 3.3, б), т. е.

?(•*',	1,	(3.1)

где х', у' — координаты точек относительно центра О'.

Распределение плотности электронов по сечению коммутиру-
ющего пучка в передающих и приемных трубках не остается равно-
мерным. Оно наиболее близко к гауссову закону (рис. 3.3, в)

р(х', У')=ехр{-[(х7ге)2 + (1/7ге)2]},	(3.2)

теоретически не имеет границ и обычно характеризуется условным
радиусом ге, на котором плотность электронов падает в е раз по
отношению к плотности на оси пучка. В считывании накопленных
зарядов в передающих трубках с накоплением участвует не все се-
чение пучка, а лишь его активная часть. Распределение плотности
электронов по сечению активной части пучка имеет, как правило,
значительно более сложную форму (рис. 3.3, г), зависящую к тому
же от условий разложения, поскольку считывание обеспечивается,
в основном, передней по ходу разверток частью пучка [10].

Распределение световой чувствительности в пределах отдельно-
го элемента прибора с переносом заряда в первом приближении
для коротковолновой части видимого спектра близко к равномер-
ному и описывается соотношением (3.1) (см. рис. 3.3, а), но отли-
чается от него затягиванием границ, усиливающимся с увеличением
длины световой волны под влиянием диффузионного растекания
заряда.

Рис. 3.3. Примеры распределения прозрачности в апертурах

Передающее устройство всегда содержит объектив, которым
строится передаваемое изображение. При этом любая точка объ-
екта отображается с помощью объектива в виде кружка рассеяния
с распределением освещенности, зависящим от относительного от-
верстия объектива. При малых относительных отверстиях объектив
близок к идеальному (безаберрациоиному) и отображает любую
точку объекта дифракционным кружком рассеяния. С увеличением
относительного отверстия дифракционное рассеяние ослабляется и
одновременно растет аберрационное рассеяние с распределением,
близким к гауссову закону (3.2).

Конечные размеры эквивалентной разлагающей апертуры ТВС
в целом определяют апертурную пространственную фильтрацию
телевизионных изображений.

Рис. 3.4. Траектории раз-
вертки изображения

Возможны различные траектории телевизионной развертки. Од-
ной из простейших является спиральная. Однако при неизменной
угловой скорости развертки линейная скорость разлагающего эле-
мента пропорциональна расстоянию до центра изображения. И, сле-
довательно, для постоянства линейной скорости, что важно с точки
зрения спектрального состава сигнала, угловая скорость должна
быть переменной. В радиолокационных станциях кругового обзора
получила распространение радиальная развертка в направлениях,
совпадающих с направлениями приема сигналов, а в телевидении —
строчная с постоянной скоростью вдоль горизонтальных параллель-
ных строк, отстоящих друг от друга на шаг разложения б (рис.
3.4, а).

Развертка называется построчной, если все строки одного кад-
ра передаются за один период развертки в поперечном направле-
нии. При чересстрочной развертке все строки передаются за не-
сколько периодов, называемых полями. Чаще всего используется
чересстрочная развертка за два поля, одно из которых содержит
все нечетные строки, а второе — все четные строки одного кадра.
Траектории разложения, соответствующие построчной и чересстроч-
ной разверткам, показаны на рис. 3.4, б, в.
При зигзагообразной траектории разложения направления раз-
верток от строки к строке (рис. 3.4, г) и от кадра к кадру изменя-
ются на противоположные и расстояния между осями строк не ос-
таются постоянными. В таком случае при согласовании размеров
апертуры с шагом разложения в средней части строки, на краях
изображения наряду с пропусками появляются участки, перекры-
ваемые соседними строками и показанные на рис. 3.4, г вертикаль-
ной штриховкой. Пропущенных и дважды переданных участков мо-

жет и не быть, если перейти к шаго-
вой развертке в поперечном к осям
строк направлении и соответствую-
щим образом выбрать диаметр
апертуры (рис. 3.4, д). Однако во
всех случаях изменения направле-
ния сканирования резко усиливает-
ся требование линейности развертки,
поскольку нелинейность развертки
сопровождается расслоением изоб-
ражений, передаваемых при различ-
ных, в том числе и встречных,
направлениях разверток. Если нап-
равления разверток по строкам и по
кадрам сохраняются неизменными
во времени, допустимы большие не-

Рис. 3.5. Растр с учетом потерь
на время обратного хода

линейности. Нелинейность развертки характеризуется коэффициен-
том нелинейности

kK =_5й«—£т1п_. юо,
vmax

где итах и umin — максимальная и минимальная скорости развертки.
При наблюдении изображения геометрические искажения остают-
ся незаметными при коэффициенте нелинейности Ан=5%. Допусти-
мыми считаются искажения при kn= 104-15%.

При отклонении электронных пучков в передающих и приемных
трубках неизбежны потери на время обратного хода по строкам
Atx и по кадрам Aty (рис. 3.5). Обычно нормируются относительные
потери по строкам tx=Atx/tOx и по кадрам tv=Aty/tOv. При посто-
янных скоростях сканирования линейные размеры изображения
пропорциональны соответствующим временам (Ту и Гх). В этом
смысле можно говорить о вертикальных и горизонтальных размерах
изображения h0 и 10 при отсутствии потерь на время обратного хо-
да, а также о размерах h и I при потерях Ah и А1 соответственно.

Кроме того, изображение характеризуется форматом: полным
ho=lo/ho (при отсутствии потерь на время обратного хода) и актив-
ным

1	!°~*! .-h 1

А Ао — ДА ° 1 - ty '

(3.3)
Расстояние между осями соседних строк определяет шаг разло-
жения

S=h0/Z0=fi/Za.	(3.4)

Соотношение (3.4) позволяет связать между собой полное Zo и ак-
тивное

Za=(A/A0)Z0=Z0(l-^)

(3.5)

число строк, приходящееся на активную высоту изображения h.

Число условных элементов размером 6X6 в полном изображе-
нии no=fc0Zo2, поскольку на высоте h0 их укладывается Zo, а на дли-
не строки /о — в ko раз больше.

Число условных элементов в активной части изображения

na=kZl=k0

1 — tx

1-^

Zo(l-/y)2=rto(l-/J(l-/p.

(3.6)

При частоте кадров f., скорость строчной развертки vx=loZofK=
— koZ^fub, а время передачи элемента изображения протяжен-
ностью 6

т = l/(AroZo/K).

Наиболее низкая частота сигнала совпадает с частотой верти-
кальной развертки:	а наиболее высокая

/b4=_L=2^-	(3.7)

ограничивается условием передачи синусоидальной пространствен-
ной частоты с периодом изменения яркости вдоль строки Л=26 и
временным интервалом ^=2т. Объясняется это тем, что с опти-
мальных расстояний наблюдения изображения глаз не отличает
синусоидального распределения яркости от прямоугольного на де-
талях, соизмеримых с размерами элементов.

С учетом (3.3) и (3.5) соотношение (3.7) принимает вид

SZaA 1

2	’

в котором учтены активные параметры телевизионного изображе-
ния и потери на время обратного хода (по строкам и кадрам), обус-
ловливающие расширение частотного спектра сигнала.

Средняя освещенность неподвижных изображений неизменна,
а при передаче движения она меняется. Практика показывает, что
при передаче изображений движущихся объектов необходимо пе-
редавать сигналы так называемых нулевых частот в диапазоне от
О до 2—3 Гц [1].

Время обратного хода по строкам и по кадрам частично исполь-
зуется для передачи сигналов синхронизации разверток, цветовой
синхронизации, а также для вспомогательных сигналов, применя-
емых для оценки характеристик каналов связи.
§ 3.3.	Спектр пространственных частот изображения

При определении спектра пространственных частот будем исхо-
дить из условия, что передаваемое изображение неподвижно. Тог-
да распределение освещенности в изображении Е (х, у) можно раз-
ложить в ряд Фурье. Вдоль прямой, параллельной оси х и проходя-
щей через точку с координатами х и у (рис. 3.6), распределение ос-
вещенности может быть представлено в виде ряда [10]

ое

Е (х, у) = ^Еп (у) cos {— х + cpmj ,	(3.9)

m = 0

где tn—l/km— число периодов, укладывающихся на ширине изо-
бражения /, кт— период изменения яркости; Ет(у)—амплитуда;
фт — начальная фаза т-го компонента.

осве-
У

Рис. 3.7. Компоненты пространственных
частот изображения

Рис. 3.6. Распределение
щеиности по осям х и

Поскольку амплитуда m-го компонента зависит от координаты
у, она также может быть представлена в виде ряда

ое

Етп COS «/ + <?„

(3.10)

где кп— период изменения яркости; n—h/kn — число периодов, ук-
ладывающихся на высоте изображения /г; Е"тп — амплитуда
m-го компонента по ширине и л-го компонента по высоте изображе-
ния; <рп -начальная фаза.
Подставив соотношение (3.10) в (3.9), представим распределе-
ние освещенности в виде двойного ряда

Е (х, у)

	( 2ят

+ cosl——

2лп
й

2лп

(З.Н)

где Е тп—Е mn/2.

Так как при фиксированном т слагаемые, содержащие п в ар-
гументе первой косинусоидальной зависимости ряда (3.11), изме-
няются от 0 до 4-оо, а в аргументе второй — от 0 до —оо, то оба
компонента можно объединить, изменив соответственно пределы
Суммирования ПО П И Обозначая <fm,+n = <Pm4-<Pn и срт,—п— фт фп-
Тогда можно записать

-4-00	-4- 00

+ M (312)

п

или в комплексной форме

Е(х>	2 ^«ехрр ^л-J-

Я1=»— оо	— ОО

2пп
й

(3.13)

У

где Етп—Е mnl'E

В качестве примера на рис. 3.7 показано распределение коси-
нусоидальной пространственной волны с числом периодов измене-
ния яркости т=2 по ширине изображения и п = 3 по высоте изо-
бражения, при этом отрицательные полуволны отмечены штрихов-
кой. Видно, что кт и кп есть проекции периода пространственной
волны ктп на оси координат. Из подобия треугольников следует

cos ата = KnrJ'^n = Кп /

откуда период пространственной волны

__ ^ткп _______	1

та +	“ /(т/П2 + («/Л)2

и угол наклона

amn=arctg (X„/X„)=arctg (НтЦп).

Таким образом, любое изображение может быть представлено
в виде суммы бесконечного числа пространственных косинусоидаль-
ных волн с 0^т=//лт^ 4-оо и —oo^n=h/Xn^4-o°. Содержа-
нием передаваемого изображения определяются амплитуды Етп
и начальные фазы <pmn компонентов тп. ряда.
§ 3.4.	Пространственная фильтрация изображения
в телевизионной системе

В сигнал одновременно преобразуется световой поток, усредня-
емый в пределах площади апертуры AS. Характеристики преобра-
зования зависят от распределения прозрачности р(х', у') разлага-

ющего элемента.

Если освещенность в передаваемом оптическом изображении
Е(х, у) зависит от координат х и у, которыми характеризуется по-

ложение центра апертуры О' (рис. 3.8),
то иа элементарном участке dS, выде-
ляемом в пределах площади AS, осве-
щенность Eds(x+x', у+у') зависит еще
и от координат х' и у' участка dS отно-
сительно центра О'.

Составляющая светового потока
d<P=Eds(x+x', y+y')dx'dy', падаю-
щего иа участок dS—dx'dy', и распре-
деление прозрачности р(хг, у') опреде-
ляют составляющую d<P'=p(x', y')d<P,
прошедшую через элементарный учас-
ток dS.

Рис. 3.8. Координаты участков
изображения AS и dS

В линейной системе приращения

фототока пропорциональны приращениям светового потока. Инте-
грирование составляющих фототока di=e.d<t>' от участков dS с
интегральной чувствительностью е фотослоя по всей площади AS

позволяет определить ток сигнала

/=е Cf EdS(x-\-x'f У-\-у')р(х', y')dx'dy'. (3.14)
is

В частном случае, при неизменной освещенности изображения
(E'o=const), в соответствии с (3.14) достигается установившееся
значение сигнала

t0=sE0 JC р(х', y')dx'dy' = sE0P0,
as

определяемое интегральной прозрачностью всей апертуры

/’«=(( Р<х'* y')dx'dy'.

AS

(3.15)

(3.16)

Переходные процессы. При передаче резкой границы с измене-
нием освещенности от нуля до Ео (рис. 3.9), совмещенной с нача-
лом координаты х, текущее значение сигнала

Z(x)=s£‘o Д р(х\ y')dx'dy' = &Е0Р (х)
AS
оси

(3.17)
зависит от прозрачности

«= и
AS
осв

р(х', y'ydx'dy'

(3.18)

Р

части апертуры площадью AS0CB, которая находится на освещен-
ном участке изображения.

В таком случае апертурно-временная (переходная) характери-
стика

Н (x)=i(x)lia—P (х)/Р0	(3.19)

определяется отношением текущих значений сигнала (3.17) или

прозрачности (3.18) к их установившимся
значениям (3.15) или (3.16) соответственно.

Если обозначить распределение прозрач-

Л

Рис. 3.9. Положение
апертуры Д50вв отно-
сительно границы ос-
вещенности

ности по сечениям, параллельным оси у и

отстоящим от центра апертуры на расстоя-
ние х',

R(x')= J р(х', y')dy’,
~rxf

(3.20)

то прозрачность определяется интегрирова-
нием распределения (3.20) по оси х' в пре-
делах границ от —х до +г той части апер-
туры, которая находится иа освещенных

участках изображения: P(x)==l R(x')dx'.

В таком случае полная прозрачность апертуры

P0 = J R(x’)dx!,	(3.21)

а переходная характеристика при симметричном распределении

(3.20)



2 Р

1	R(x')dx’

J
о

(3.22)

Проиллюстрируем переходные процессы на ряде примеров.

В случае равномерного распределения прозрачности (3.1) в
квадратном отверстии диска Нипкова или равномерного распре-
деления световой чувствительности в пределах элемента ППЗ раз-
мером dxd (см. рис. 3.3, а) из соотношений (3.20) — (3.22) следует

+d/2	+d/2

R(x')= J dy'=d, P0=d J dx' = d2,

—dft	—dp

/7(x)=0,5[I-(-2x/d] при —d/2 < x <-|-d/2.	(3.23)
Переходная характеристика сканирующего устройства с аперту-
рой в виде круглого отверстия диаметром d (см. рис. 3.3, б) описы-
вается соотношением [10]

Н (*)=у

(3.24)

при —d/2^.x^+d/2. В обоих случаях длительность переходно-
го процесса определяется размером d апертуры. Однако в случае
квадратного отверстия (прямая 1 на рис. 3.10) сигнал нарастает

-d -d/2	0	+d/2 +d х

Рис. 3.10. Переходные характеристики сканирующих уст-
ройств

по линейному закону (3.23), поскольку прозрачность отдельных се-
чений /?(х') —d остается неизменной. Скорость нарастания сигнала
в случае круглого отверстия (кривая 2) не остается постоянной.
Крутизна переходной характеристики (3.24) пропорциональна
длине хорды и достигает максимума при х=0, в момент прохожде-
ния центрального сечения апертуры через резкую границу изме-
нения освещенности.

Распределение прозрачности в эквивалентной апертуре ТВС с
неограниченной полосой пропускания в канале связи и с разложе-
нием изображения двумя квадратными апертурами (на переда-
ющей и приемной стороне) размером dXd и с равномерной про-
зрачностью (3.1) определяется сверткой распределений и имеет
треугольную форму (см. рис. 3.3, д). Переходная характеристика
такой системы (кривая 3 на рис. 3.10)

/ г z \	1 F 1 I о	\	। г

—- 14-2—— — при 0<х< 4-</.

4 L «	\ U / J

Она имеет максимальную крутизну при х—0.

В случае гауссова закона распределения плотности электронов
по сечению пучка передающей (приемной) трубки (3.2) из соотно-
шений (3.20) — (3.22) имеем:
/?(х')=е {x'l'e'> j e (iZ'/r*> dy* = Уяге& (x'irJ\

— во

H(x) = ~ [ 14-Ф f—П при —oo<x<+oo, (3.25)
* L \ г* /I

где

<P(x/re)=-— f e-('r'/r*)’d(x'/r,).

V л J

Переходная характеристика (3.25) имеет максимальную крутиз-
ну при х=0 и теоретически бесконечные границы. Длительность
переходного процесса, оцениваемая обычно по двум условным уров-
ням, например 0,08 и 0,92, составляет примерно 2ге (кривая 4 на
рис. 3.10).

Распределение прозрачности в эквивалентной апертуре ТВС с
неограниченной полосой пропускания в канале связи, с гауссовым
законом распределения плотности электронов в пучках переда-
ющей и приемной трубок и одинаковыми условными радиусами ге
определяется сверткой распределений (3.2) и подчиняется гауссову
закону с условным радиусом rs= V~2re. Соответственно в У~2 раз
по отношению к (3.25) увеличивается и длительность переходного
процесса системы (кривая 5 на рис. 3.10):

Резкость телевизионного изображения обратно пропорциональ-
на длительности переходного процесса, а также зависит от вида пе-
реходной характеристики.

Апертурно-частотная фильтрация. Для нахождения частотной
характеристики, определяющей апертурную фильтрацию компонен-
тов пространственных частот, используется изображение с распре-
делением освещенности, зависящим от одной координаты, напри-
мер х. В соответствии с (3.13) представим это распределение в ви-
де экспоненциального ряда

£(х)=^ fmexp(j =

=£° 1Л1",ехр (у Vх'

(3.26)
и одновременно вынесем из-под знака суммирования значение сред-
ней освещенности Ео. Здесь Мт=Ет/Ей— глубина модуляции
т-го компонента с периодом изменения яркости \т — 1/т и ампли-
тудой Ет.

В апертурном сечении dx' (рис. 3.11), удаленном на расстоя-
ние х' от среднего сечения, положение которого, в свою очередь,

определяется координатой х, освещен-
ность изображения

Составляющая светового потока

d<P—E(x-\-x')dx', падающего на сече- рис. 3.11. К определению поло-
ние dx', и прозрачность сечеиия (3.20) женин апертурного сечения
определяют составляющую d<t>'~
=R(x')d<I>, прошедшую через это сечение.

В предположении линейности системы, суммируя составля-
ющие фототока di=Ed$' по всей площади апертуры радиусом г,
найдем текущее значение сигнала

z(_K)=e£0

—Г

оо

1 S Мт ехр (у 1^'{х+х'}}

т-1

R(x')dx'.	(3.27)

+ г

Вынося за скобки множитель	R(x')dx' = eEaPa—

—г

среднюю составляющую сигнала, меняя порядок суммирования и
интегрирования во втором слагаемом и группируя отдельно сомно-
жители, зависящие от переменной х', по которой ведется интегри-
рование, представим соотношение (3.27) в виде



г,,	(. 2л А , ,,,	( ,2л	'

R (х') exp j -— х' dx’Mm ехр у -— х
\ *т J	\ Кп /

1 + 2	ехр (/ “Г- х)

^1 т

отличающемся от (3.26) тем, что глубина модуляции т-х компо-
нентов пространственных частот изменяется в соответствии с со-
множителем &т.
Соотношение

+ г

= f Я(х')ехр('-/-^-х'>1

J	\	J

dx'.

(3.28)

определяющее апертурно-частотную характеристику сканирующего
устройства, отличается от ft'm противоположным направлением
оси х', по которой ведется интегрирование, поскольку в использу-
емой системе координат для любой фиксированной точки изобра-
жения значение х-\-х' — с остается неизменным и, следовательно, в
процессе развертки с ростом х значение х'=с—х уменьшается.

Рис. 3.12. Апертурно-частотные характеристики

Проиллюстрируем апертурно-частотные характеристики иа ря-
де примеров.

При равномерном распределении световой чувствительности в
пределах элемента размером dXd имеем апертурно-частотную ха-
рактеристику

^=4- f	(3-29>

-d/2

(кривая / на рис. 3.12). В случае гауссова закона распределения
плотности электронов по сечению пучка с условным диаметром
de=2re в передающей (приемной) трубке имеем

f ехр[4т_)2-уГ£х,]^-ехр[~&Т1 (330>

У е J L \ Г* )	J	L \ J

(кривая 2 на рис. 3.12). Кривая I имеет точки пересечения с осью
абсцисс при целочисленных значениях отношения d/\m', кривая 2,
изменяющаяся по гауссову закону, оси абсцисс не пересекает.

Апертурно-частотная характеристика ТВС с неограниченной по-
лосой пропускания в канале связи и одинаковыми законами рас-
56
пределения прозрачности в апертурах на передающей и приемной
стороне определяется квадратом выражения (3.28). В частных слу-
чаях рассмотренных распределений эта характеристика определя-
ется квадратами выражений (3.29) и (3.30) (кривые 3 и 4 на
рис. 3.12).

Конечные размеры апертур приводят к низкочастотной прост-
ранственной фильтрации изображений, ограничению глубины мо-
дуляции и числа компонентов пространственных частот, а следова-
тельно, и к снижению четкости изображений. Количественно раз-
решающая способность ТВС оценивается числом полупериодов
<1— о Л d

2п=Л--------пространственной частоты, воспроизводимой с глу-

d

биной модуляции, определяемой отсчетным уровнем До- Продоль-
ная разрешающая способность ТВС ограничивается также полосой
частот в канале связи (кривая 5 на рис. 3.12), а поперечная —
дискретизацией изображения строчным растром. При передаче
движущихся в поперечном направлении изображений, как и при
поперечном скольжении строк, растет число отсчетов, уменьшается
влияние строчного растра и поперечная разрешающая способность
приближается к значению, определяемому апертурной фильтра-
цией.

С прямоугольной частотной характеристикой канала связи и гра-
ничной частотой (3.8), определяемой условием передачи простран-
ственной частоты Fx=l/X с периодом изменения яркости Л=2б,
хорошо согласуется распределение прозрачности в апертуре

р(х', у')

sin 2л/гдх'

4nFxx'

sin (лх'/8)
лх' /Ъ

(см. рис. 3.3, е). Реальные распределения отличаются от теорети-
ческих, что ослабляет глубину модуляции сигнала в полосе про-
зрачности канала и приводит к появлению спектра частот за пре-
делами полосы пропускания канала.

Для обеспечения заданной разрешающей способности ms ТВС
в целом разрешающие способности mi и иц ее передающего и при-
емного звеньев должны быть больше ms- Например, в случае гаус-
сова закона (3.2) распределения прозрачности в апертурах и при
неограниченной полосе пропускания в канале связи зависимость
между разрешающими способностями определяется соотношением

откуда при nt[—nTn=m имеем т=У~2т8.

Апертурно-растровая фильтрация. Изображение в ТВС подвер-
гается не только апертурной, но и растровой пространственной
фильтрации. В случае одномерной (строчной) дискретизации раст-
ровая фильтрация отражается на характеристиках поперечного раз-
ложения изображения. При двумерной (точечной) дискретизации
растровая фильтрация влияет не только на поперечные, но и на
продольные характеристики изображения.
Для восстановления исходного изображения по совокупности
передаваемых строками отсчетов, следующих в поперечном на-
правлении с шагом бу, в соответствии с теоремой Котельникова не-
обходимо выполнить два условия. Спектр передаваемых простран-
ственных частот в поперечном направлении должен быть ограни-
чен частотой Fy= 1ДП< 1/2бу. На приемной стороне необходим
идеальный фильтр нижних пространственных частот с граничной
частотой Fy и импульсной характеристикой р(у') = sin 2nFuy':
: 2xFvy'.

Рис. 3.13. К определению апертурно-растровых характеристик

В случае двумерной дискретизации изображения с шагом бх в
продольном и бу в поперечном направлении спектр передаваемых ;
пространственных частот вдоль осей дискретизации следует огра-
ничить частотами

< 1/2бх, Fy = 1/Хя < 1 /26,.

На приемной стороне необходим двумерный идеальный фильтр
иижних частот с граничными частотами Fx и Fy и импульсной ха-
рактеристикой

Р(х', у')=

sin (2jxFxx') sin (2лРуу’)

4n,2FxFyx'y'

В ТВС эти условия не выполняются. Распределения прозрачно-
сти в апертурах передающего и приемного звеньев (см. рис. 3.3)
далеки от идеальных. В таком случае растровая фильтрация при-
водит к транспонированию высокочастотных компонентов простран-
ственных частот телевизионного изображения с периодом измене-
ния яркости К, меньшим удвоенного шага дискретизации б, и отно-
сительной пространственной частотой £=б/Х^0,5 (рис. 3.13) в
низкочастотную область и появлению частот биений

Н6 = |п - Е| < 0,5,	(3.31)

проявляющихся на изображении в виде посторонних узоров — муа-
ров. Здесь п — ближайшее к % целое число.
Поскольку на передающей стороне апертурная пространствен-
ная фильтрация предшествует дискретизации, а на приемной сто-
роне, наоборот, следует за ней, апертурно-растровые характеристи-
ки передающего и приемного звеньев ТВС различаются даже при
одинаковых законах распределения прозрачности в апертурах.
Апертурно-частотная характеристика передающего звена (кривая 1
на рис. 3.13) определяет пространственную фильтрацию компонен-
тов исходного изображения до дискретизации в соответствии с от-
носительными пространственными частотами

_8____а 2/- _ d

Л ~ 2г А — 2 X

при относительном смещении отсчетов gb—Ъ/г. Последующая дис-
кретизация сопровождается транспонированием пространственных
частот изображения £, а следовательно, и абсцисс кривой 1 в часто-
ты биений (3.31), характеризуемые кривой 2, и суммированием
компонентов с равными частотами биений (кривая 3). В таком слу-
чае в соответствии с апертурно-частотной характеристикой прием-
ного звена при одинаковых законах распределения прозрачности в
апертурах, определяемой также кривой 1, осуществляется про-
странственная фильтрация компонентов в интервале частот £б=
=04-0,5. Результирующая апертурно-растровая характеристика
ТВС показана на рис. 3.13 кривой 4.

§ 3.5.	Временная фильтрация изображения

в телевизионной системе

Точность воспроизведения движения объектов и изменения осве-
щенности ограничивается ииерциоиностью ФЭП, покадровой дис-
кретизацией передаваемых изображений (при чересстрочном раз-
ложении— дискретизацией по полям), а также инерционностью
преобразования сигнал —свет на приемной стороне. В восприятии
телевизионных изображений существенную роль играет инерция
зрения.

В свою очередь, инерционность ФЭП с накоплением энергии ха-
рактеризуется тремя составляющими. Одна из них обусловлена са-
мим принципом накопления, приводящим к усреднению изменений
освещенности за время накопления. Эта составляющая присуща
всем видам преобразователей с накоплением. Другая, коммутаци-
онная составляющая инерционности проявляется в передающих те-
левизионных трубках с накоплением в случае неполного считыва-
ния накапливаемых зарядов. Она приводит к частичному суммиро-
ванию сигналов и изображений следующих друг за другом полей
и кадров. В преобразователях, использующих внутренний фотоэф-
фект, добавляется составляющая, обусловленная его инерцион-
ностью. В то же время внешний фотоэффект при телевизионных
скоростях передачи можно считать практически безынерционным.
Суммарная инерционность ФЭП с накоплением обусловливает низ-
кочастотную фильтрацию перед покадровой дискретизацией пере-
даваемых изображений.

Для передачи движения объектов по совокупности от-
дельных статических изображений, следующих с частотой смеиы
кадров /к, наивысшая частота изменения яркости должна быть ог-
раничена значением Ft^ZfK/2, а на приемной стороне необходим
идеальный фильтр нижних частот с граничной частотой Ft и им-
пульсной характеристикой

A(/) = sin 2^.Ftt.

В случае недостаточной инерционности ФЭП и, в первую оче-
редь, при использовании преобразователей без накопления низко-
частотная фильтрация на передающей стороне может оказаться
недостаточной. В таком случае при передаче движущихся изобра-
жений возможно появление частот сигнала f, превышающих поло-
вину частоты стробирования (частоты кадров fK) и транспониру-
емых в низкочастотную область в частоты биений /б, с относитель-
ной частотой

5б=/б//к=|л -///J < ОД

где п — ближайшее к значению отношения f/fK целое число.

Частоты биений вызывают стробоскопический эффект. Напри-
мер, спицы быстровращающегося колеса неразличимы при непо-
средственном наблюдении вследствие инерции зрения. В то же вре-
мя при киносъемке с кратковременной экспозицией отдельных кад-
ров может воспроизводиться изображение медленно вращающегося
в ту или другую сторону или даже неподвижного колеса.

Инерционность преобразования сигнал — свет на приемной сто-
роне определяется послесвечением люминофора. Однако увеличе-
ние времени послесвечения ограничивается допустимой инерцион-
ностью передачи движущихся изображений. Чтобы исключить сма-
зывание движущихся изображений, остаточное послесвечение
люминофора за время передачи кадра не должно превышать 5%
начального значения.

Основную роль в подавлении высших частот временных изме-
нений яркости при наблюдении телевизионных изображений играет
инерция зрения. При слиянии мельканий кажущаяся яркость изо-
бражения определяется по закону Тальбота как средняя яркость
за период повторения.

§ 3.6.	Амплитудная характеристика и чувствительность
телевизионной системы

Яркостные параметры телевизионного изображения определя-
ются средней яркостью Lo и динамическим диапазоном, зависящим
от воспроизводимых в поле изображения максимальной Ттах и
минимальной £min яркостей. Количественно динамический диапа-
зон можно охарактеризовать абсолютным контрастом изображения
Ки=Ьтах/Ьт1п, относительным контрастом Ли= (Emax—Emln)/Ema:c
либо глубиной модуляции Яркости М= (Lma*—£mln) / (^max+/-mm) 

Например, полагая максимальный контраст, ограничиваемый
зрением, К= 100, а пороговый контраст в условиях наблюдения
А=0,05, по соотношению (2.5) найдем число различимых града-
ций А=94.

В восприятии цветного изображения существенную роль играет
цветовой контраст, т. е. различие в восприятии двух цветов. От цве-
тового контраста зависит число различимых цветовых градаций.
При этом число градаций по цветовому тону и насыщенности мень-
ше числа градаций по яркости, а число градаций по насыщенно-
сти оказывается меньше числа градаций по цветовому тону [9].

Поскольку диапазон изменения яркостей в передаваемом изо-
бражении значительно шире диапазона яркостей, воспроизводимых
в телевидении, уместен вопрос об оптимальной форме амплитудной
характеристики ТВС и ее звеньев.

Аппроксимируя степенными законами возможные нелинейные
зависимости сигнала иг=сгЬ{' на нагрузочном сопротивлении
ФЭП от яркости передаваемого изображения Ц, выходного сигна-
ла усилительного канала «2 = с2И1’ от входного сигнала щ и
воспроизводимой яркости L2 = c$ify от сигнала и2, зависимость
воспроизводимой яркости

L2=CL]s	(3.32>

от передаваемой L\ также принимает вид степенной функции.
Здесь C=ci,7,c2’c3; сь с2 и с3 —коэффициенты передачи ТВС и ее
звеньев; ув=У1У2Уз— показатель степени амплитудной характери-
стики ТВС, определяемый произведением показателей степени ам-
плитудных характеристик ФЭП, канала связи и преобразователя
сигнал — свет соответственно.

Если в данном случае во входном изображении содержатся яр-
кости Ln и Ll2, а в выходном соответственно L21 = CL[s и L-& —
= CL]s, то, логарифмируя

lnZ.2i=Ts In Л1 + In C, In L22—ys ln£12-]-ln C,
находим разность

InZ,2i — InL22= \n(L21/L22)=ys In (Лц//-12).

С учетом закона Вебера — Фехнера, устанавливающего связь меж-
ду приращениями в ощущении Аег=1п (L2t/L22) и изменениями яр-
кости изображения, приходим к выводу о том, что в случае нелиней-
ности амплитудной характеристики ТВС с постоянным показате-
лем степени ys приращения в ощущении Ae2=ysAei при восприятии
телевизионного изображения оказываются пропорциональными
приращениям в ощущении Aei при восприятии входного оптиче-
ского изображения.
Если в соотношении (3.32) принять C=ys=l, то яркости эле-
ментов передаваемого изображения Lh превышающие максималь-
ную яркость телевизионного изображения Ьгтах, воспроизводиться
не будут (ломаная линия 1 на рис. 3.14). Если же при ys=l при-
нять C—L2majLi^aj.<Z 1 (прямая 2), то сужение динамического
диапазона отражается прежде всего на сокращении числа градаций
на участках изображения с повышенной яркостью. В системах чер-
ио-белого телевидения этот недостаток может быть частично ском-
пенсирован нелинейностью амплитудной характеристики системы с
ys> 1 (кривая 3 при ys= 1,3 и С=0,4). В телевизионном приемнике

Рис. 3.14. Амплитудные характеристики
ТВС

корректировка воспроизве-
дения градаций яркости дос-
тигается независимой регу-
лировкой ручками яркости и
контрастности.

С учетом особенности
цветового зрения использу-
ют трехканальные системы
цветного телевидения. При
этом каналы трех цветоде-
ленных изображений долж-
ны иметь линейные ампли-

тудные характеристики (у«=уе=ув=1) и равные коэффициенты
передачи (ск=со = св). В противном случае соотношения яркостей
цветоделенных изображений на передающей и приемной стороне
будут различаться, что приведет к искажениям не только яркости,
но и цветности. Для линеаризации амплитудных характеристик
ТВС применяют гамма-корректоры, обеспечивающие регулировку
амплитудных характеристик каналов цветоделенных изображений
на передающей стороне.

Под чувствительностью ТВС обычно понимают величину, обрат-
ную минимальной освещенности объекта Добпнп, при которой обес-
печивается передача изображения с заданными качественными
параметрами. С уменьшением освещенности характеристики теле-
визионного изображения ухудшаются. Потери в этом случае связа-
ны с ухудшением отношения сигнал-шум, ограничением разреша-
ющей способности системы в пространстве и во времени (инерци-
онностью), увеличением относительного уровня паразитных сигна-
лов и структурных помех, падением контрастности изображения и
числа воспроизводимых яркостных и цветовых градаций, искаже-
ниями цветопередачи, спектральных характеристик системы и т. п.
Однако чаще всего чувствительность оценивается освещенностью,
обеспечивающей заданное отношение сигнал-шум.

Повышение чувствительности ТВС достигается использованием
ФЭП с накоплением энергии, вторично-электронным умножением
сигналов в ФЭП и противошумовой коррекцией входной цепи.
§ 3.7.	Спектральные характеристики телевизионной
системы

При определении спектральных характеристик систем черно-

белого и цветного телевидения воспользуемся схемой рис. 3.15, а.
Приращение фототока на выходе ФЭП di=c{'<t>(k)$(k) ц(Л) Т (к) X

Xe(X)dZ, обусловленное из-
менением длины волны пото-
ка лучистой энергии на dk,
определяется спектральными
характеристиками источни-
ка лучистой энергии Ф(Х),
коэффициента отражения от
объекта Р(Х), прозрачности
объектива ц(Х) и светофиль-
тра Т{к), а также чувстви-
тельности ФЭП е(Х). Прира-
щение фототока di вызывает
изменение сигналов dux =
= Rdi на нагрузочном рези-
сторе R и du2=Kdux на вы-
ходе канала связи КС с ко-
эффициентом передачи К.

Приращения сигналов, в
свою очередь, обусловлива-
ют приращения яркости све-
чения экрана приемника чер-
но-белого телевидения (пре-
образователя сигнал — свет
ПСС)

Рис. 3.15. Схема для расчета спектральных
характеристик ТВС (а) и идеальные спект-
ральные характеристики передающей каме-
ры цветного телевидения (б)

dL=C2dtt2==c'2KRci<P (к)ф(к) р(Х)Т (к) s (к) d (к).	(3.33)

При непосредственном наблюдении приращения яркости цвет-
ного изображения

dLx=c&(k)$(k)v(k)dk	(3.34)

зависят и от кривой относительной видности глаза v(X).

Пропорциональность изменений яркости черно-белого и цветно-
го изображения dL—C'dL^ с учетом (3.33) и (3.34) выполняется
при условии, что спектральная характеристика системы черно-бе-
лого телевидения или яркостного канала системы цветного телеви-
дения

tx(X)7'(X)e(k)=C'v(k)	(3.35)

определяется кривой относительной видности глаза. Здесь с/, с2 , с/
и С'=Сз / (с\'с2 KR) —коэффициенты пропорциональности.
Приращения яркости

dLr = пХФ (к) р (к) ft (к) Тд (к) ед (к) Wk,
</£0=/11Ф(к)р(к)Р'(к) TG (к)е<г(к) Л,
dL^n^fp (к) р (к) [1 (к) Т в (к) &в (к) к	(3.36)

цветоделенных изображений в трехканальной системе цветного те-
левидения определяются аналогичными соотношениями, отлича-
ющимися лишь спектральными характеристиками светоделительных
устройств Тя(к), TgI}.), Тв(к) и ФЭП ея(к), ес(к), ев(Х) соответ-
ствующих каналов.

С другой стороны, в колориметрической системе основных цве-
тов приемника, рекомендованной европейским стандартом, при рав-
носигнальном белом цвете Д6500К приращения тех же яркостей

dLR=n& (к) р (к) r„d'>.,

dL0=n&(K)$(b.)gnd'b.,

rZZ.B=/i20(k)p(k)*u</k	(3.37)

должны быть пропорциональны удельным координатам ftt, gn, и 5а
соответствующих цветов (рис. 3.15. б) [1].

Приравняв правые части соотношений (3.36) и (3.37) для каж-
дой длины волны, получим условия, определяющие идеальные
спектральные характеристики отдельных цветоделенных каналов
системы цветного телевидения:

t*(k) То (к)во (k)=/tSn,

^д(^)®в(к)=/1/»0.	(3.38)

Здесь n=n2/ni, П], пч — коэффициенты пропорциональности.

Таким образом, если основные цвета передающей стороны сов-
падают с основными цветами приемника, то спектральные харак-
теристики отдельных цветоделенных каналов должны определять-
ся кривыми fn, ga и 5ч- В этом случае сигналы ФЭП оказываются
пропорциональными яркостям основных цветов и могут быть непо-
средственно использованы в приемнике. Однако на характеристиках
рис. 3.15, б наряду с основными положительными лепестками име-
ются области с малыми положительными и даже отрицательными
значениями. Наличие последних вызвано тем, что основными цве-
тами приемника являются реально существующие цвета, треуголь-
ник которых расположен на цветовом графике внутри области, ог-
раниченной кривой спектральных цветов (см. гл. 9).

Поскольку спектральные характеристики прозрачности светоде-
лительных устройств и чувствительности ФЭП не могут иметь об-
ластей с отрицательными значениями, при выборе спектральных
характеристик передачи иногда ограничиваются использованием
основных положительных лепестков кривых, что сопровождается
искажениями цветопередачи. Частичная компенсация отброшенных
отрицательных значений возможна соответствующим изменением
формы основных положительных лепестков Более точно кривые
могли бы быть воспроизведены с помощью ФЭП с корректирующи-
ми светофильтрами для каждого лепестка в отдельности и последу-
ющего суммирования и вычитания сигналов. Но такое устройство
оказалось бы слишком сложным.

В современных передающих камерах цветного телевидения в ка-
честве основных выбираются цвета, в том числе и нереальные,
удельные координаты которых линейно зависят от удельных коор-
динат приемника, но в отличие от них не имеют отрицательных
значений. В такой постановке, в отличие от однозначного условия
(3 35), определяющего спектральную характеристику передающей
камеры черно-белого телевидения, при определении спектральных
характеристик цветоделенных каналов передающей камеры цвет-
ного телевидения допускается многозначность. Они определяются
удельными координатами тех цветов, которые выбраны за основ-
ные цвета передающей камеры. При этом непосредственное исполь-
зование сигналов ФЭП в приемнике невозможно. В канал связи
необходимо ввести специальное устройство — линейный матричный
цветокорректор, с помощью которого осуществляется линейный пе-
ресчет сигналов из одной системы основных цветов в другую За-
висимость выходных сигналов корректора Er. Eg, Ев от входных
Er', Eg‘, Ев’ описывается в общем виде соотношениями:

Ев=а и Е я 4“ а 1а ] зЕ В,

Eq — о-цЕ ц -|- а.22Еа а^Е в<

Ев=а31Ея-\-а32Еа-\-а.33Ев‘

Суммирование и вычитание (матрицирование) входных сигна-
лов производится с весовыми коэффициентами ц(/. зависящими,
в свою очередь, от используемых систем основных цветов. Электри-
ческое матрицирование сигналов, в частности, позволяет сформиро-
вать отрицательные области кривых удельных координат основных
цветов приемника, что недостижимо при непосредственном фото-
электрическом преобразовании, скорректировать спектральные ха-
рактеристики источников освещения, имитировать условия различ-
ного. например вечернего, освещения и т п., но сопровождается
ухудшением отношения сигнал-шум.

§ 3.8.	Частотный спектр сигнала изображения

При отсутствии потерь на время обратного хода и постоянной
скорости развертки по строкам vx и по кадрам vy координаты пе-
редаваемых элементов изображения

3-1765	65
= J.	(3 39)

изменяются пропорционально времени t. В линейной системе фо-
тоток пропорционален освещенности элементов изображения
'(АУ)=с£(х, у). С учетом (3.39) и (3.12) имеем

‘=12. Етп cos|2л (mZo/к +«/к) Z 4-сршя]. (3.40)

Слагаемые, заключенные в круглые скобки, в соотношении (3.40)
имеют размерность частоты

/ —“^Л + »Л-я/,р + »/.р	(3.41)

и определяют частотный спектр телевизионного сигнала. Последний
имеет дискретную структуру и содержит гармоники с номерами
0<;т^ + со, кратные частоте горизонтальной развертки frp^Zo/к.
около каждой из которых группируются гармоники с номерами
—+°°, кратные частоте вертикальной развертки /вр=/к.

В частном случае, когда освещенность изображения изменяется
только по вертикали, в спектре сигнала сохраняются лишь гармо-
ники частоты вертикальной развертки f ==л|вр. И несмотря на то
что теоретически 0<т | л| + оо, спектр сигнала с учетом апертур-
ной фильтрации оказывается узкополосным Если освещенность
изображения изменяется только по горизонтали, в спектре сохра-
няются лишь гармоники частоты горизонтальной развертки / =
= mfrD=niZQfBp и спектр оказывается широкополосным.

В случае, когда освещенность изображения изменяется и но
строкам и по кадрам, составляющие спектра (3.41) группируются
около гармоник частоты горизонтальной развертки (рис. 3.16, а),
огибающая которых зависит от распределения освещенности вдоль
строк В свою очередь огибающие боковых спектров зависят от
распределения освещенности в поперечном направлении.

При построчном разложении отношение частоты горизонтальной
(строчной) развертки /(тр к частоте вертикальной (кадровой) раз-
вертки /к

/гр f чр — fcr^f к"

характеризуется целым числом и определяет полное число строк в
кадре 20. На интервале между двумя соседними гармониками час-
тоты строчной развертки укладывается Zo целых интервалов час-
тоты кадровой развертки, и, следовательно, при перекрытии боко-
вых спектров частоты их гармонических составляющих совпадают
(рис. 3 16. б). Суммирование составляющих с m^m2 и П|=#л2 и,
следовательно, принадлежащих различным компонентам простран-
ственных частот телевизионного изображения, и их передача сигна-
лом одной и той же частоты f=/nJCTp + nifK=tfh/cTp-m2/i< создают
на изображении посторонние узоры— муары.

Ьб
При чересстрочном разложении вертикальная развертка проис-
ходит с частотой полей /Пл, и отношение частоты горизонтальной
развертки к частоте вертикальной развертки

/гр//вр = /с тр//и т = -^ + С

не является целым числом. Оно содержит целую часть Z, опреде-
ляющую целое число строк в поле, и дробную часть (строки в по-
ле) £=Д/// (см. рис. 3.4, в). В этом случае передаются:

за первое поле (Z-Н) строк,

за два поля 2(Z + £) строк,

за w полей w(Z+£) = wZ + w£=Z0— полное число строк в кад-
ре, после чего никл заканчивается. Поскольку Zo и wZ—целые
числа, то и произведение w? должно быть целым числом. Таким об-
разом, условие и>£=1, 2, 3, ... определяет кратность чересстрочного
разложения, т. е. число полей в кадре w.

В случае чересстрочного разложения на интервале между дву-
мя гармониками частоты горизонтальной (строчной) развертки ук-
ладывается 2 + £ интервалов частоты вертикальной развертки (час-
тоты полей) и при перекрытии соседних боковых спектров их гар-
монические составляющие перемежаются. Таким образом, увели-
чение в w раз времени передачи кадра, содержащего w полей, со-
провождается уплотнением в w раз частотного спектра сигнала.

В случае разложения на два поля (и> = 2) в кадре с дробной
частью строки в поле ^1/®=0,5 гармонические составляющие
из нижнего бокового спектра (т+1)-й гармоники частоты строч-
ной развертки располагаются строго посредине между составля-
ющими верхнего бокового спектра m-й гармоники (рис. 3.16, в), и
частотный спектр сигнала уплотняется в два раза.

Передача движущихся изображений сопровождается амплитуд-
ной модуляцией гармонических составляющих и появлением около
каждой из них дополнительных боковых полос, ширина которых
зависит от скорости движения и обычно не превышает ±3 Гц.

В системах цветного телевидения с уплотнением спектра сигна-
лы цветности передаются на цветовой поднесущей, расположенной
в верхней части полосы частот, отведенной для передачи яркостно-
го сигнала Частотное перемежение спектров сигналов яркости и
цветности может достигаться методами частотной или фазовой син-
хронизации либо коммутацией фазы цветовой поднесущей [9].

При частотной синхронизации цветовой поднесущей с полу-
строчным сдвигом, используемой, например, в американской систе-
ме цветного телевидения, частота поднесущей fn= (2m у- l)Jrtp/2
выбирается как нечетная гармоника полустрочной частоты. В таком
случае поднесущая располагается строго посредине между двумя
соседними гармониками частоты строк и одновременно посредине
интервала между двумя соседними гармониками частоты кадров
(рис. 3.16, г). Последнее обусловлено тем, что при чересстрочной
развертке с двумя полями число строк в кадре Zo = 2(2-|-O,5) =
= 22+1 должно быть нечетным, и, следовательно, между двумя
соседними гармониками частоты строчной развертки располагает-
ся нечетное число интервалов, равных частоте кадров При этом и
все боковые гармонические составляющие спектра сигналов цвет-
ности, определяемые тем же стандартом разложения, располага-
ются строго посредине между гармониками частотного спектра яр-
костного сигнала.

Перейдя от частот к временам Ги= 1 //ц и Т(тр== 1/Л тр. получим
1/7',,= (2m + 1)/2Г. ,р, откуда Т, тр = (2m + 1) Гц/2. и, следовательно,
па полном периоде частоты строчной развертки, включая и время
обратного хода, укладывается нечетное число полуперкодов часто-
ты цветовой поднесущей Таким образом, сигнал цветовой поднесу-
щей с полустрочиым сдвигом создает на изображении помеху, име-
ющую точечную структуру, полярность которой изменяется на про-
тивоположную от строки к строке, а вследствие нечетного числа
строк в кадре и от кадра к кадру Полный цикл передачи сигналов
цветовой поднесущей закапчивается за два кадра (четыре поля) и
бк
соответствует дополнительному двукратному уплотнению спектра
телевизионного сигнала.

В случае частотной синхронизации цветовой поднесущей с чет-
вертьстрочным сдвигом, используемой, например, в западно-гер-
манской системе цветного телевидения, частота поднесущей
располагается между соседними гармониками со сдвигом на чет-
верть периода частоты строк и кадров (рис. 3.16, д). При этом и
боковые гармоники спектра сигналов цветности располагаются
между гармониками частотного спектра яркостного сигнала со
сдвигом на четверть периода частоты кадров. Фаза цветовой под-
несущей и точечная структура создаваемой ею помехи изменяются
от строки к строке, а вследствие нечетного числа строк в кадре — и
от кадра к кадру — на четверть периода. Полный цикл передачи
сигналов цветовой поднесущей заканчивается за четыре кадра
(восемь полей) и соответствует четырехкратному уплотнению спек-
тра сигнала. Дополнительный сдвиг на половину периода частоты
полей /„л переносит поднесущую /ц в интервал между двумя сосед-
ними гармониками частоты кадров, не нарушая сдвига на четверть
периода, и ослабляет заметность точечной структуры помехи, соз-
даваемой цветовой поднесущей.

При фазовой синхронизации начальная фаза цветовой поднесу-
щей должна изменяться иа 180° в начале каждой строки независи-
мо от соотношения между ее частотой и частотами развертки, а
следовательно, и независимо от фазовых соотношений в конце стро-
ки. При этом сигнал немодулированной цветовой поднесущей имеет
фазовые скачки в начале каждой строки и повторяется с периодом,
равным времени передачи двух строк. Частотный спектр такого
сигнала, имеющего нечетную симметрию, содержит лишь ряд не-
четных гармоник полустрочной частоты и, следовательно, удовлет-
воряет условию частотного перемежения со спектром яркостного
сигнала. Для передачи сигнала немодулированной цветовой подне-
сущей с фазовыми скачками необходима полоса частот Д/~
=» ± 10 /стр относительно средней частоты /п.

В случае коммутации фазы цветовой поднесущей ее начальная
фаза изменяется также на 180°. Фаза может коммутироваться в
начале каждой строки либо, как в отечественной системе цветного
телевидения, в начале и в конце каждой третьей строки или через
каждые три строки. При этом в отличие от фазовой синхронизации
средняя частота цветовой поднесущей /ц=т/гтр выбирается крат-
ной частоте строчной развертки. После коммутации фазы штрихо-
вая структура цветовой поднесущей преобразуется на изображении
в менее заметную точечную. С учетом чересстрочное™ разложения
и предусмотренного стандартом изменения частот цветовых подне-
сущих через строку полный период повторения сигналов немодули-
рованных цветовых поднесущих занимает во времени 6 кадров
(12 полей), а в пространстве 12 строк изображения и соответствует
шестикратному уплотнению спектра сигнала.

Номинальное значение частоты цветовой поднесущей выбирают
иа основании компромисса между необходимостью ее повышения с
целью ослабления заметности на экранах приемников черно-бело-
го телевидения и достаточного удаления от верхней границы спект-
ра яркостного сигнала, определяемого полосой частот сигналов
цветности.

§ 3.9.	Сигналы цветного телевидения

В качестве сигналов цветного телевидения могут быть исполь-
зованы сигналы трех цветоделенных изображений Er, Eg и Ев, про-
порциональные яркости красного, зеленого и синего цвета соответ-
ственно. Однако в связи с необходимостью выполнения условий
совместимости систем цветного и черно-белого телевидения и со-
кращения полосы пропускания в канале связи предпочтительнее
оказались яркостный и цветоразностные сигналы.

Требование совместимости включает три условия: прямую сов-
местимость— возможность нормального приема цветных передач
на приемники черно-белого телевидения, обратную совмести-
мость— возможность нормального приема черно-белых передач на
приемники цветного телевидения и профессиональную совмести-
мость— равенство полос пропускания в каналах связи цветной н
черно-белой систем.

Передача я прием яркостного сигнала обеспечивают выполне-
ние первых двух условий, а цветоразностные сигналы допускают
относительно более узкополосную передачу и как следствие это-
го— возможность уплотнения спектра сигнала методом частотного
перемежения.

Совместимый сигнал яркости

Е7=0,299Ед4-0,587Ео0,1 МЕз ’ (3.42)
определяется суммой прошедших предварительную гамма-коррек-
цию сигналов трех цветоделенных изображений с весовыми коэф-
фициентами, равными яркостным коэффициентам соответствующих
цветов.

В отечественной системе цветного телевидения используются
цветоразностные сигналы

£-fl.r = fft-5;-«+0,70lE«-0,587Eo-0,H4Es,

<3.43)

Eb-y ~Eb~Ey = -0,299Е>-0,587Ео 4-0,88бЕд,

численно определяемые разностью сигналов соответствующих цве-
тоделенных изображений и яркостного сигнала (3.42). Третий цве-
торазностный сигнал

Е’а.т— Ес - Еу == — 0,299Е^ -)-0,413Ео -0,114Ед

ТО
ио каналу связи не передается, Он восстанавливается на приемной
стороне благодаря условию

Еу - Е'у = + 0,299£; + 0,587£о + 0,114£д -

— 0,299£у - 0,587£г - 0,114£^ =

^0,299^-f -|-0,587£с.у + 0,114£-д.г = О,

лрн выполнении которого сумма цветоразностных сигналов, взятых
с весовыми коэффициентами, равными яркостным коэффициентам
соответствующих цветов, равна нулю, и, следовательно, цветораз-
ностные сигналы не меняют яркости изображения.

В этом случае сигнал

=	+0.19£-kr>	(3.44)

0,э87	О.оо/

определяется матрицированием из принятых по каналу связи сиг-
налов (3.43).

Цветоразностные сигналы обладают рядом особенностей.

При равносигнальной передаче белого цвета [Е' R = E'G = E' в}
цветоразностные сигналы в белом Е'R..y=-E'c>-'f=E'Ё

Максимальные значения цветоразностных сигналов

О < «-г| <. 0,701, 0 < |£а.г| < 0,413, 0 <	< 0,886

меньше максимальных значений

0<£о<1; 0<£в<1

сигналов цветоделенных изображений.

Средний размах цветоразностных сигналов существенно меньше
максимального, поскольку насыщенные цвета в природе встреча-
ются относительно редко.

В связи с особенностями цветового зрения человека сигналы
изменения цветности (в том числе и цветоразностные) могут быть
переданы по более узкополосным каналам по сравнению с сигна-
лами изменения яркости цветоделенных изображений. Цветораз-
ностные сигналы (3 43) допускают примерно равное сокращение
спектра.

Цветоразностные сигналы (3.43) удобны для использования в
приемнике, поскольку сигналы цветоделенных изображений

E'r = E'h-y-\-Ey, E'g — Ec.y-\-E'y, Е'в=Eb.yE'y (3.45)
формируются суммированием цветоразностных сигналов с яркост-
ным сигналом. Такое матрицирование может выполняться непо-
средственно на электродах цветного кинескопа.
Цветоразностные сигналы, используемые в американской систе-
ме цветного телевидения:

£;=0,59£л-0,27^-0,32£в,

(3.46)
E'q=0,2\E'r-(\52E'q + 0,31^,

также равны нулю в белом. Их средний размах меньше среднего
размаха цветоразностных сигналов европейских систем, поскольку
максимальные значения сигналов

0 < |£j| < 0,59, 0 < |£q| < 0,52

здесь меньше. Однако сигналы (3.46) разнополосны. В связи с осо-
бенностями цветового зрения для передачи первого сигнала требу-
ется более широкая полоса, чем для передачи второго сигнала.
Сигналы E'i и £'<? не могут быть непосредственно просуммированы
с яркостным сигналом и требуют предварительного пересчета в
сигналы

£*.r=4-0,96£; + 0,62Ee,

Е g-y = -0,27^ - 0,65Eq,

Eb-y— — 1,10л; 4-1, 70Eq,

Все цветоразностные сигналы не являются сигналами цветности
в колориметрическом смысле, поскольку они изменяются пропор-
ционально изменениям яркостного сигнала. Независимыми от ярко-
сти оказываются сигналы, равные частному от деления цветораз-
ностных сигналов на яркостный сигнал.

§ 3.10.	Выбор параметров разложения

Параметры разложения—активное число строк Za, формат
изображения k, частота кадров — определяют, с одной стороны,
номинальную четкость (детальность) изображения, характеризуе-
мую числом условных элементов na=AZ2a (3.6), а с другой — необ-
ходимую полосу пропускания в канале связи (3.8). Для исключе-
ния неоправданных требований к системе параметры разложения
должны быть согласованы с характеристиками получателя инфор-
мации — чаще всего зрительной системы человека.

При разложении на Z строк изображения высотой й ТВС может
воспроизвести в поперечном направлении ие более Z/2 светлых или
темных полос шириной t> = h[Z, оси которых совмещены с осями
строк. В этом случае оптимальное число строк в растре Zopt может
быть определено нз условия (рис. 3.17, а)

A/23=Zopt/2^a/p,
связывающего угол поля зрения а, под которым наблюдатель рас-
сматривает изображение высотой h на расстоянии Н, с углом зре-
ния р, под которым видны оси двух соседних предельно узких свет-
лых или темных полос:

^opt ~ 2а/р.

(3-47)

Если р превышает угол разрешения глаза <pmin, полоски шириной б
оказываются визуально различимыми. В случае P<<pmin оии нераз-
личимы.

Рис. 3.17. Определение оптимального числа строк (а, б) н кажу-
щейси четкости изображении (в)

Условие (3.47) неоднозначно, так как углы аир могут прини-
мать различные значения, зависящие от условий наблюдения. Угол
a=2acrtg (h/2H) определяется относительным расстоянием наблю-
дения H/h, сокращающимся по мере увеличения размеров телеви-
зионного экрана. Оптимальное расстояние Н соответствует (4—6) Л.
Угол разрешения глаза <pmin зависит от яркости, контрастности,
резкости и цвета деталей изображения, от уровня и характера по-
мех. При достаточной яркости, высокой контрастности и резкости
черно-белого изображения угол <pmin достигает 0,75—V. С ухудше-
нием качественных параметров изображения он может возрастать
до 2—3'.

На рис. 3.17, б представлена зависимость оптимального числа
строк в растре ZoPt от относительного расстояния наблюдения H/h
и угла разрешения глаза <pmm- При относительных расстояниях
IKh — ^—S и угле <pmin—1—3' оптимальное число строк в растре
изменяется в пределах 400<ZOpt< 1700 и существенно возрастает в
случае дальнейшего уменьшения H/h. При среднем расстоянии на-
блюдения (H/h=5)n <₽min= 1' имеем а=1Г26' и Zopt=1370 строк.

Кажущаяся четкость изображения G изменяется в значительно
более узких пределах. Ее зависимость от номинальной четкости па
подчиняется закону Вебера—Фехнера (2.10). В частном случае,
при активном формате изображения k= 1

при l<Z<Zppt.	(3.48)

In Z.opt

Зависимость (3.48) представлена на рис. 3.17, в сплошными
линиями при угле <pmin—1' и трех значениях относительного рассто-
яния наблюдения — 3 и 2, которым соответствуют Zopt = 1370,
2270 и 3370 строк. При неизменных условиях наблюдения увеличе-
ние числа строк в растре сопровождается существенным улучше-
нием кажущейся четкости лишь при малых Z. Увеличение числа
строк Z>Zopt становится практически бесполезным. С другой сто-
роны, с улучшением условий наблюдения и приближением зрителя
к экрану повышение числа строк становится целесообразным и да-
же необходимым. Однако в силу логарифмической зависимости
кажущаяся четкость достигает 0,9 уже при числе строк, примерно
вдвое меньшем Zopt. Дальнейшее ее повышение при удвоении числа
строк и четырехкратном расширении спектра передаваемых частот
до настоящего времени считалось неоправданным. Это и определи-
ло выбор стандартных значений числа строк для телевизионного
вещания: 525 строк в американской системе и 625 строк в европей-
ских системах. Здесь следует отметить, что Советский Союз был
первой страной, в которой был принят стандарт разложения на 625
строк, принятый в дальнейшем многими странами.

При стандартизованных параметрах разложения с полным чис-
лом строк ZO=625 и потерями на время обратного хода по кадру
<у=0,08 активное число строк (3.5) Za = 575. Тогда при Hlh = 5 и
<pmin=l' кажущаяся четкость изображения G достигает 0,88.

Если удвоение числа строк сопровождается относительно не-
большими изменениями кажущейся четкости и общего представле-
ния о воспроизводимом на экране изображении, то одновременное
четырехкратное увеличение номинальной четкости (штриховая
кривая на рис. 3.17, в) существенно повышает различимость мел-
ких деталей. Это безусловно оправдывает дальнейшее увеличение
числа строк в телевизионном кадре.

В настоящее время все большую актуальность приобретают
вопросы, связанные с разработкой ТВС с повышенной и сверхвы-
сокой четкостью изображения. Назрела необходимость дальнейше-
го повышения четкости изображения в вещательном телевидении,
увеличения размеров и формата экрана телевизионного приемника,
создания видеотеатров с большими экранами. Разрабатываются
74
методы предъявления телезрителю новых видов информации, для
чего требуется повышенная разрешающая способность системы,
например для считывания цифробуквенной информации со страниц
книг с обычным типографским шрифтом. В таком случае относи-
тельное расстояние наблюдения сокращается до 2—3 высот экрана
и ТВС должна отображать детали, которые мог бы воспринимать
в исходном оптическом изображении наблюдатель со средней раз-
решающей способностью зрения. Повышение четкости изображения
необходимо для устранения заметности посторонних узоров — муа-
ров, обусловленных биениями между строчной (точечной) струк-
турой растра и мелкой структурой передаваемого изображения.

Действующий в СССР вещательный стандарт разложения на
625 строк был технически и экономически оправдан, что позволило
создать мощную техническую базу телевидения. Однако стандарты
с разложением на 525 и 625 строк достаточны лишь для передачи
изображений с крупным планом. Они приемлемы для средних пла-
нов и совершенно неудовлетворительны при передаче изображений
общих планов, содержащих мелкие детали. Четкость телевизион-
ного изображения еще существенно отстает от четкости изображе-
ний на 35- и 70-мм фильмокопии. Для электронного кинематографа
и постепенной замены кинопленки видеолентой необходимо более
чем двукратное повышение четкости по горизонтали и по вертика-
ли по сравнению с действующими стандартами.

Если в прикладном телевидении возможен многоэтапный пере-
ход с постепенным увеличением числа строк и четкости изображе-
ния, то в телевизионном вещании переход может быть только
одноэтапным. При этом не обязательно соблюдать условия совме-
стимости системы высокой четкости с действующими системами. На
этапе сосуществования, который может продлиться довольно дли-
тельное время, смогут действовать обе системы одновременно и
потребуется транскодирование телевизионных программ из одной
системы в другую. В то же время, если число строк в новой систе-
ме будет кратно старому числу строк (525 или 625), то значитель-
но упростится транскодирование сигналов.

В настоящее время для ТВС повышенной и сверхвысокой чет-
кости и телевизионного кинематографа предлагается разложение
на 1125—1250 и на 2625—3125 строк. Уже начаты эксперименты по
разложению цветного телевизионного изображения на 1125 строк.
И если первый вариант дает несколько меньший выигрыш, то вто-
рой дает уже существенное увеличение четкости, необходимое, в
первую очередь, при уменьшении относительного расстояния на-
блюдения примерно до двух высот изображения, что соответствует
условиям чтения книжного текста. В качестве мирового стандар-
та при телевизионном производстве широкоформатных кинофиль-
мов для телевизионного кинематографа предлагается использовать
разложение с вертикальной ориентацией строчной развертки.

При угле разрешения <pmin=l' и уменьшении относительного
расстояния наблюдения до H/h^=2 угол поля зрения а возрастает
до 28°56', ZOpt=3370 строк. В таком случае удвоение числа строк
по отношению к стандартному сопровождается наряду с четырех-
кратным увеличением полосы частот и номинальной четкости повы-
шением кажущейся четкости с 0,78 до 0,87. Четырехкратное увели-
чение числа строк сопровождается повышением кажущейся четко-
сти до 0,95, а номинальной четкости и полосы частот — в 16 раз.

Выбор активного формата изображения k=l/h = 4/3 обусловлен
большей подвижностью зрительной оси глаза в горизонтальном
направлении. В новых системах горизонтальные размеры экрана
предполагается расширить до формата широкоэкранного (7/3) или
широкоформатного (6,6/3) кинематографа. Однако такое увеличе-
ние приведет к большим потерям кадра при воспроизведении в
системах с меньшим форматом изображения и к дополнительному
расширению полосы частот. Компромиссным можно считать фор-
мат 5/3—6/3.

Выбор частоты смены кадров в ТВС определяется превышением
ею критической частоты мельканий и обеспечением слитности вос-
приятия движущихся изображений. Однако критическая частота
мельканий, при которой наступает слитное восприятие яркости све-
чения экрана, обычно существенно выше частоты смены кадров,
достаточной для слитной передачи движения. Эта особенность зре-
ния использована в кино, где световой поток от каждого кадра
прерывается обтюратором дважды. Благодаря этому при передаче
24 кадров в секунду частота мельканий киноэкрана повышается
до 48 Гц.

Чересстрочная развертка в телевидении, при которой каждый
кадр передается за два поля, одно из которых содержит все нечет-
ные строки, а второе — все четные строки, позволяет выбрать час-
тоту полей выше критической частоты мельканий и одновременно
снизить частоту кадров в два раза, до еще достаточной для слит-
ной передачи движения. Тем самым в два раза сокращается и
необходимая полоса частот в канале связи.

Если частота полей кратна частоте сети переменного тока, то
все наводки магнитных и электрических полей, пульсации напря-
жений источников питания и помехи промышленной частоты сети
оказываются на изображении неподвижными, а вследствие этого и
менее заметными. Это обстоятельство предопределило выбор час-
тоты полей [пл, равной частоте сети, а в связи с различием частот
сети привело к различию частот полей: /пл=50 Гц в европейских
и /пл = 60 Гц в американской вещательных ТВС. В таком случае
частота кадров /к = |пл/2 (25 и 30 Гц соответственно) оказывается
еще достаточной для слитной передачи движения. Однако с выхо-
дом за пределы единой энергосистемы требование кратности часто-
ты полей частоте питающей сети в настоящее время потеряло силу.

В чересстрочном растре с двумя полями в кадре появляются
межстрочные мелькания, обусловленные различной яркостью све-
чения строк последовательно воспроизводимых полей. Однако с
оптимального расстояния они оказываются малозаметными, по-
76
скольку наблюдаются под углом зрения, примерно в два раза
меньшим углам разрешения <pmin- Дальнейшему увеличению числа
полей в кадре w при условии сохранения неизменной частоты
полей препятствует увеличение времени передачи кадра и, как
следствие, ухудшение условий передачи движущихся изображе-
ний, а также увеличение углов, под которыми наблюдаются меж-
строчные мелькания, и изменение их характера. При числе полей
в кадре w>2 межстрочные мелькания воспринимаются визуально
в виде скольжения строк в растре по направлению вверх, если
дробная часть строки в поле £<0,5, или вниз, если £>0,5.

При стандартизованных параметрах разложения с полным
числом строк в кадре ZO = 625 и активным числом строк Za = 575,
при потерях на время обратного хода по строкам /х = 0,18 и по
кадрам ty = 0,08, чересстрочном разложении с двумя полями (ш = 2)
с частотой кадров/к = 25Гц и при активном формате изображения
£=4/3 необходимая полоса пропускания в канале связи (3.8)
Д/ = /в достигает 7,3 МГц. Однако вещательными стандартами
стран, использующих, например, разложение на 625 строк, преду-
смотрено дальнейшее сокращение полосы частот в яркостном ка-
нале до 5—6 МГц. Вызванное этим сокращение продольной раз-
решающей способности тх вещательной ТВС обусловлено тем,
что поперечная разрешающая способность ту в силу дискретности
поперечного разложения достигает своего предельного значения,
равного активному числу строк Za, лишь при условии совмещения
осей строк и передаваемых горизонтальных полос. В случае отно-
сительного сдвига их осей по вертикали всего на половину шага
разложения 6 поперечная разрешающая способность ТВС падает
в два раза, до my=ZJ2. Искусственным сокращением полосы час-
тот в канале связи достигается уравнивание продольной и попе-
речной разрешающей способности ТВС.

При значительном увеличении числа строк лишь одновремен-
ное увеличение высоты и формата изображения дает адекватное
улучшение качества, повышает эмоциональное воздействие на зри-
теля, вызывают «эффект присутствия», а на некоторых сюжетах —
подобие стереоэффекта. С учетом размеров современных жилых
комнат рекомендуется увеличивать высоту экрана h до 0,5—1 м,
а диагонали изображения до 1—2 м при формате k от 5/3 до 6/3,
близком формату широкоформатного кинематографа.
ГЛАВА 4

ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

§ 4.1. Фотоэлектрические преобразователи мгновенного
действия

Фотоэлектрический преобразователь предназначен для форми-
рования электрического сигнала, адекватного изображению,
спроецированному на его вход, Основными характеристиками ФЭП
являются: характеристика преобразования, чувствительность,
спектральная характеристика, разрешающая способность. Работа
ФЭП описывается и другими характеристиками (инерционности,
равномерности передачи уровней яркости, темного поля и др.),
которые рассматриваются в каждом конкретном случае использо-
вания ФЭП .

Следует также заметить, что характеристики ФЭП в значитель-
ной степени могут зависеть от устройств, обеспечивающих его ра-
боту (усилителей, развертывающих устройств, оптических узлов
и др-), а также от электрического режима ФЭП. Будем рассматри-
вать ФЭП, использующие для преобразования ахроматического
Е(х, у, t) или цветного Е(х, у, X, t) изображения в электрический
сигнал ic(t) развертку: Е(х, у, t)-*-ic(t). В гл. 3 было показано, что
развертка используется для поочередной передачи информации о
яркости и цветности отдельных элементов изображения. Она осу-
ществляется по выбранному (например, линейному) закону со
строго установленной скоростью.

В ФЭП мгновенного действия, или ФЭП без накопления заря-
дов, световой поток воздействует на площадь элемента разложе-
ния в течение времени коммутации (времени формирования элек-
трического сигнала, соответствующего рассматриваемому элемен-
ту изображения).

Можно выделить две группы ФЭП мгновенного действия:
устройства, в которых вся световая энергия концентрируется
на одном элементе изображения и затем преобразуется в электри-
ческий сигнал — фЭП с «бегущим световым пучком»;

устройства, на вход которых поступает световой поток, соответ-
ствующий всей передаваемой сцене, а формирование элемента
изображения происходит путем его пространственного диафрагми-
рования в оптическом звене (устройства с диском Нипкова) или
электронном (диссектор).

ТВС с бегущим световым пучком можно использовать как для
преобразования изображения транспаранта (диапозитива, кино-
кадра и т. д.) в сигнал (рис 4 I. и), так и для регистрации натур-
ных сцен, освещенных бегущим световым пучком (рис 4.1. б)
Бегущий световой пучок образуется электронно-лучевой трубкой,
на экране которой формируется телевизионный растр (в первых
ТВС для этих целей использовался диск Нипкова). Люминофор с
малым послесвечением является источником света в виде переме-
ти
щакнцейся площадки, формирующей элемент разложения. С по-

мощью объектива Об сформированное световое пятно проецирует-
ся в плоскость объекта О (транспарант или передаваемая сцена).
Световой поток, промодулированный в результате поглощения

света транспарантом или отражения объектами передаваемой сце-
ны, регистрируется с помощью фотоэлектронных умножителей
(ФЭУ), на выходе которых формируется сигнал изображения /с-
Для концентрации светового потока, прошедшего через транспа-
рант, на фотокатоде ФЭУ ис-
пользуется конденсор (К).

Если пренебречь инерцион-
ностью люминофора, то в лю-
бой момент времени вся свето-

0)

вая энергия концентрируется

на одном элементе растра и
после взаимодействия с соот-
ветствующими участками пере-
даваемого объекта преобразу-
ется в сигнал изображения.

Телевизионные системы с
бегущим световым пучком на-
шли применение для передачи
кинофильмов, в том числе и
цветных. Одним из преиму-

ществ этих систем является
простота	Рис. ТВС с бегущим световым пуч-

Диссектор. В ФЭП типа	"" Tpa=’cnc”^T‘e)<“) "

диссектор (англ, dissect — рас-
секать) на вход поступает световой поток Ф, соответствующий
всей передаваемой сцене, и с помощью полупрозрачного фотока-
тода (ПФ) он преобразуется в электронный поток (электронное
изображение), рис. 4.2, а. Конструкция фотокатода, включающего
непосредственно полупрозрачный фотокатод 1, металлическую
(практически прозрачную для света) подложку 2 и стеклянную
планшайбу 3, показана на рнс. 4.2, б. С помощью магнитного и
электрического полей, создаваемых фокусирующей катушкой (ФК)
и ускоряющим электродом (УЭ), изображение фокусируется в плос-
кости диафрагмы (Д). Отверстие диафрагмы является апертурой,
формирующей элемент изображения. Поток электронов, прошед-
ший через отверстие диафрагмы, попадает на вход вторично-элек-
тронного умножителя (ВЭУ), на выходе которого формируется сиг-
нал изображения й. Развертка изображения в диссекторе осущест-
вляется путем отклонения всего электронного изображения отно-
сительно отверстия диафрагмы. Для этих целей используется маг-

нитное отклонение, реализуемое с помощью двух пар магнитных
отклоняющих катушек (ОК). Таким образом, через отверстие диа-
фрагмы последовательно, элемент за элементом, проходят электро-
ны, соответствующие различным участкам передаваемой сцены.
Видно, что в формировании сигнала изображения на нагрузоч-
ном сопротивлении Ян в любой момент времени принимает участие
лишь 1/п-я часть (п — число элементов разложения) электронного
потока с фотокатода, а следовательно, 1/п-я часть светового потока,
поступающего на вход ФЭП. Большая часть светового потока в
формировании сигнала изображения участия не принимает. Этим
объясняется низкая чувствительность диссектора.

а)

Рис. 4.2. Устройство диссектора

б)

Определим световую чувствительность ТВС с диссектором как
величину, обратную освещенности передаваемого объекта ЕОб, не-
обходимой для формирования на выходе сигнала изображения —
тока <с с заданным отношением сигнал-шум ф. Отношение сигнал-
шум фф на входе вторично-электронного умножителя или в фотото-
ке (ф, отнесенном к одному элементу изображения, определяется
дробовым эффектом фотоэлектронной эмиссии:

•	<4J>

со среднеквадратическим значением флуктуаций фототока

^р=2«фД/,	(4.2)

где е— заряд электрона; Д/— эффективная полоса частот сигнала
изображения. Из (4 1) и (4.2) следует

%,= Иф < W)-	(4.3)

Фототок с элемента изображения, освешенность которого равна
средней освещенности фотокатода для рассматриваемой сиены,
1ф = 1ф/п, где /ф — среднее значение фототока со всей поверхности
фотокатода; п — число элементов изображения.

Учитывая, что /ф = е£и-г$ф, а также используя связь между осве-
щенностью изображения и освещенностью передаваемого объекта

Е

(4.4)

ВО
(здесь е — чувствительность фотокатода; -S$— плошадь фотокато-
да; E„3 — среднее значение освещенности изображения на фотока-
тоде; n-=kZ2), имеем

ф— 4(1 ч- rtfllZ3 '

(4.5>

где р — среднее значение коэффициента отражения в передаваемой
сцене; ц— прозрачность объектива; О — относительное отверстие
объектива; tj — коэффициент увеличения оптической системы (при

передаче удаленных объектов
П-О)-

Подставляя (4.5) в (4-3) и
решая полученное уравнение от-
носительно £ой, нетрудно полу-
чить

8е(1 + ч)2 Д/АггфЗ

£<*“ .рнб25ф

(4.6)

Известно, что при прохожде-
нии сигнала через ВЭУ к нему
добавляются шумы динодов ум-
ножителя. Это приводит к сни-

Рис. 4.3. Спектральные характеристи-
ки фотокатодов (7—3) и ФЭП (4—6)

жению отношения сигнал-шум, которое определяется коэффициен-
том о вторично-электронной эмиссии динодов умножителя: ф =
= Фф(ст—1)/ст. Соотношение (4.6) может быть преобразовано:

8g (1

*рнО2-5ф(«— I)2

(4.7)

Соотношение (4.7) может быть использовано для определения как
чувствительности системы с диссектором, так и освещенности, необ-
ходимой для формирования на выходе диссектора сигнала с задан-
ным отношением сигнал-шум ф.

Пример. Параметры ТВС соответствуют вещательному стандарту: Л=4/3
(активное число строк), 2=575, Д/=7,ЗХ106 Гц; используется объектив с 0=
= 1 : 2, ц = 0,9; диссектор имеет следующие характеристики: ₽ф=70 мкА/лм,
5ф=?24><32 мм2, о=5; объектив сфокусирован на удаленные объекты (t)«0);
р=0,6, заданное отношение сигнал-шум ф = 40

Используя приведенные данные и соотношение (4.7), можно определить, что
£0(,= 1,4-]06 лк Этот расчет показывает, что диссектор непригоден для работы
в реальных условиях передачи (например, максимальная освещенность в солнеч-
ный день на открыток местности ниже требуемой более чем в 10 раз). Как вид-
но нз соотношения (4.7), чувствительность диссектора существенно возрастает
при уменьшении числа строк Z или снижении скорости передачи изображения.
Например, при Z=100 чувствительность возрастает по сравнению с данными
приведенного расчета в 2000 раз.

Характеристика преобразования диссектора линейна во всем
рабочем диапазоне. Его спектральная характеристика определяет-
ся типом используемого фотокатода. Спектральные характеристики
некоторых типов фотокатодов (1 —кислородно-цезиевый; 2— сурь-
мяно-цезиевый; 3— многощелочной) приведены на рис. 4.3.

Разрешающая способность диссектора не менее 600 дни., а в
малокадровом режиме — не менее 3000 лин.

Рис. 4.4. Обобщенная схема
преобразователя изображения

§ 4.2. Принципы накопления заряда

Низкая световая чувствительность систем мгновенного действия
связана с нерациональным использованием энергии входного сиг-
нала (изображения). За время Тк передачи кадра световая энер-

гия, падающая на элемент изображения, AQK=^
о

Если изображение в течение времени Т* неподвижно, то свето-
вой поток на элемент — ДФ = const и
Д(2к = ДФ7'к.

Непосредственно в формировании
сигнала изображения, как следует из
принципа действия диссектора, участ-
вует свет, воздействующий на рассмат-
риваемый элемент изображения в те-
чение времени т: AQ> = AOt. что мень-
ше AQK в AQk/AQ» = 7'k/t=AZ2 раз.

Чтобы использовать для формиро-
вания сигнала изображения всю
падающую на элемент ФЭП световую
энергию, была предложена идея на-
копления заряда. Принцип преобразо-
вания светового изображения в элек-

трический сигнал с использованием накопления заряда рассмотрен
в [10]. В качестве накопителя может использоваться мозаичный
конденсатор. Одна из обкладок (/ на рис. 4.4) обладает внешним
фотоэффектом, другая обкладка (2) является общей сигнальной
пластиной, в цепь которой включен резистор J?H- С помощью объек-
тива 5 непосредственно на накопитель проецируется изображение
передаваемой сцены. Под действием света происходит накопление
заряда на элементарных емкостях при прохождении в цепи кол-
лектора 3 тока

<ф=.ДФ-.£„Л5=.Ея5ф((6/2).	(4.8)

За время накопления ТН1К~ТК каждая элементарная емкость при-
нимает заряд М = 1ф7к = е£каЗфТк/(^22). Если считывание заряда
производится путем последовательного разряда элементарных ем-
костей с помощью коммутатора (например, электронным пучком 4),
то в цепи нагрузочного резистора JtH протекает средний ток раз-
ряда
82
i,=^ = ^.,Str,,ltt,kZ>>.	(4.9)

Сопоставляя (4.8) и (4.9), видим, что 1Р/(ф=Гк/т»=п. Ток раз-
ряда является током сигнала изображения: ic = ip. Таким образом,
ток сигнала изображения больше фототока (тока сигнала в систе-
ме без накопления заряда) в п раз Поскольку число элементов
изображения определяется параметрами разложения: n=kZ2, уве-
личение сигнала при переходе к системе с накоплением заряда
пропорционально числу элементов разложения или квадрату числа
строк. Например, при £ = 4/3; 2=625 ток сигнала по сравнению с
системой без накопления может возрасти примерно в 500 000 раз.

Для определения выигрыша в чувствительности в системе с на-
коплением заряда необходимо учесть, что одновременно с увеличе-
нием полезного сигнала происходит накопление шумов, вызванных
дробовым эффектом фототока.

Как было показано, полезный заряд на элементарном накопи-
теле Д?=е£'иа5фГиак/('£22/ Для описания статистических свойств
потока зарядов, поступающих с фотокатода на мишень, может быть
использовано распределение Пуассона. Среднеквадратнческое от-
клонение накопленного заряда определяется соотношением

Д<72=(д<7 — LqY — ^q.

Отношение сигнал-шум, определяемое как отношение энергии
накопленного заряда к энергии шума, равно

if=LqiV bq2 =V^=]/s£H3S4,7'liaK'(£Z1).	(4.10)

Учитывая, что в системе мгновенного действия время усредне-
ния сигнала равно времени передачи элемента изображения
(Ти»к=т), а в системе с накоплением заряда ТН,К = ТК (время пере-
дачи кадра), из соотношения (4.10) имеем

W'), = 1/TA = )/^.	(4.11)

Для определения необходимой освещенности сцены или чувстви-
тельности системы с накоплением можно воспользоваться получен-
ным соотношением, из которого следует, что фтк=ф,1/Гп, а также
выражением (4.3), так как для рассматриваемого случая ф, = фф.
Тогда

'Ргк = У'^кЛф/^Д/).

следовательно,

£„ = 2глЛ’„/(.5ф),	(4.12)

С учетом соотношения (4.12), а также известной связи между
освещенностью изображения и передаваемой сцены (4.4) имеем

^ = 8e(l+4)"'Jr«9//(«S4PfO2) .	(4.13)
Чувствительность системы определяется обратной величиной. Со-
поставляя соотношение (4.13) с (4.6), определяющим необходимую
освещенность в системе без накопления, нетрудно видеть, что при
использовании накопления требуемая освещенность сцены снижа-
ется в п раз и во столько же раз увеличивается чувствительность
системы.

Пр
как дискретные накопительные
преобразователи (иконоскоп, мат-
ричные ФЭП и др.), так н непре-
рывные (видикон, суперортикон
и др ).

Для понимания механизмов
накопления и считывания заря-
дов на мишени передающих тру-
бок необходимо рассмотреть
вопросы образования потенци-
ального рельефа мишени, бом-
бардируемой пучком электронов.

и реализации принципа накопления зарядов

используются

Рнс. 4 5. К определению равно-
весных потенциалов накопителя

б)

Равновесные потенциалы элементов накопителя. Накопление
зарядов в современных ФЭП — передающих трубках с внешним
или внутренним фотоэффектом — осуществляется на диэлектриче-
ской или полупроводниковой мишени. Весьма важным с этой точки
зрения для понимания принципа работы ФЭП является изучение
процессов установления равновесных потенциалов на элементах
накопителя при бомбардировке их электронами.

Рассмотрим схему экспериментальной установки, приведенную
на рис. 4.5. На пути электронного пучка 1, формируемого электрон-
ион пушкой 2, установлена диэлектрическая мишень 3. Между
источником электронов и коллектором 4 приложено ускоряющее
электрическое поле. Характер зависимости коэффициента эффек-
тивной вторичной эмиссии от скорости первичных электронов имеет
вид, приведенный на рис. 4.6, а; здесь коэффициент вторичной
84
электронной эмиссии a — ii/h (отношение тока вторичных электро-
нов »2 к току первичных it). Как видно из рис. 4.6, а, на кривой
можно выделить три участка: 0 — А. где cr< I; dI — U2, где о> 1, и
(А>(А, где о<1.

Снижение коэффициента истинной электронной эмиссии на на-
чальном участке кривой при понижении (А— потенциала коллек-
тора связано с уменьшением энергии первичных электронов. Вме-
сте с этим при приближении (А к О начинает сказываться электрон-
но-оптическое отражение первичных электронов, и их доля в общем
числе электронов, уходящих с мишени (ток А). при (А—*-0 стремит-
ся к 100%. Этим объясняется сложный характер зависимости коэф-
фициента эффективной вторичной эмиссии, т е отношения общего
числа электронов, уходящих с мишени (ток i2), к числу приходя-
щих электронов (ток ц), в начальном участке кривой (сплошная
линия на рис. 4.6). Ход истинного коэффициента вторичной эмис-
сии на участке 0—показан штриховой линией

С увеличением (А энергия первичных электронов возрастает,
что приводит к росту о. Уменьшение о с дальнейшим ростом UK на
участке —J2 вызвано увеличением глубины проникновения пер-
вичных электронов в толщу мишени и связанным с этим затрудне-
нием выхода вторичных электронов.

Определим равновесный потенциал элементов накопителя при бомбардиров-
ке его электронами для каждой нз указанных областей

I. В области 0<L/k<V, о<1, следовательно, число вторичных электронов
меньше, чем первичных, н бомбардируемый участок мишенн заряжается отрица-
тельно, его потенциал падает. Когда он достигнет потенциала катода электронной
пушки, электроны, имеющие нулевую начальную скорость вылета, достигнут ми
теин и возвратятся обратно, не изменял потенциала поверхности мишени Сле-
довательно, в этом случае, если бы начальная скорость вылета всех электронов
была действительна равна нулю, то стационарным потенциалом мишени было бы
и„ = 0. Однако известно, что эмиссия электронов происходит с некоторой началь
ной скоростью (точнее, описывается распределением по начальным скоростям
вылета) Энергия этих электронов оказывается достаточной, чтобы преодолеть
тормозящее поле мишени и понизить ее потенциал. В результате одновременного
протекания процессов понижения потенциала и утечки электронов вследствие яв
лений поверхностной и объемной (полупроводниковая мншень) проводимостей
устанавливается некоторый равновесный потенциал Ue, практически [4/о®—(] —
-3) В]

Таким образом, при любом исходном потенциале коллектора (в пределах
0<Ак<1Л) при электронной бомбардировке мншени потенциал ее поверхности

стремится к значению (/»<=

2. В области U,<Uk<

]. Число вторичных электронов больше, чем

число первичных, и иа бомбардируемом участке мишени устанавливается избы-
точный положительный потенциал С ростом положительного потенциала созда
ется тормозящее поле между мишенью и коллектором Когда потенциал мишени
становится выше потенциала коллектора, с мишени уходят лишь те электроны,
начальная скорость вылета которых больше нуля. Чем выше потенциал мишени,
тем меньшее число вторичных электронов уходит иа коллектор и большее число
их возвращается на мишень Наконец, когда потенциал мишени станет таким, что
иа коллектор будет уходить столько электронов, сколько приходит с первичным
лучком, т е o=t. потенциал мишени перестанет изменяться и наступит состоя

ние равновесия с равновесным потенциалом (Ук+^о

tw— начальная ско

рость вылета вторичных электронов, зависящая от материала мишени и состав-
ляющая около 3 В.
Таким образом, установлено, что потенциал поверхности изоли-
рованной мишени в результате ее бомбардировки стабилизируется
при значениях, указанных на рнс. 4.6, б.

§ 4.3.	Устройство и принцип действия видикона

К числу ФЭП, использующих внутренний фотоэффект, относят-
ся передающие телевизионные трубки типа видикон и его последу-
ющие модификации: плюмбнкон, кремникон и др. В преобразова-
телях этого типа реализовано накопление заряда, в связи с чем
они обладают высокой чувствительностью, Наиболее просто прин-
цип формирования сигнала в трубках подобного типа можно про-
следить на примере видикона.

Рис 4 7. Устройство видикона (а) и узла его мишени (б)

Идея использования внутреннего фотоэффекта для создания
ФЭП была высказана академиком А. А. Чернышевым в 1925 г.
Промышленные образцы видиконов, удовлетворяющие высоким
требованиям вещательного телевидения, появились в 50-х годах
нашего столетия.

Рассмотрим устройство и принцип действия видикона. Основой
конструкции видикона (рис. 4.7, а) является цилиндрическая кол-
ба 1. Один из торцов колбы служит входным окном, через которое
на полупроводниковую мишень (рис. 4.7, б) проецируется изобра-
жение передаваемой сцены. На стеклянную пластину 11 нанесен
тонкий, практически прозрачный для проходящего света слой про-
водника (оксид олова, оксид индия, золото и др.) —так называе-
мая сигнальная пластина 12, соединенная с кольцевым электро-
дом /3, через который снимается выходной сигнал изображения.
Непосредственно на сигнальную пластину наносится светочувстви-
тельный слой полупроводника 14, который и является мишенью,
86
преобразующей падающий световой поток в потенциальный рельеф.
Толщина этого слоя составляет 2—4 мкм, а материал — полупро-
водник с высоким темновым сопротивлением (10" —10|3 Ом-см) и
высокой световой чувствительностью. Наибольшее распространение
получили мишени из трехсернистой сурьмы (SbjSj), вместе с тем
используются мишени из селена, оксида свинца, сернистого кадмия
и др. Выбор того или иного полупроводника диктуется прежде все-
го необходимостью получить заданную спектральную характерис-
тику чувствительности преобразователя, Использование трехсер-
нистой сурьмы позволяет получить спектральные характеристики
чувствительности, достаточно близкие кривой относительной видно-
сти глаза человека. Следует учитывать, что материал мишени опре-
деляет и другие характеристики прибора (инерционность, свет—
сигнал и др.). Для формирования коммутирующего электронного
пучка 4 используется плоский термокатод 10, модулятор 9, имею-
щий отрицательный потенциал от 0 до 100 В (все потенциалы изме-
ряются относительно потенциала термокатода) и благодаря этому
регулирующий ток пучка. Потенциал первого анода 8 с апертурной
диафрагмой, непосредственно формирующей коммутирующий пу-
чок, положительный ( + 280 В). Второй анод 6 с потенциалом 280—
350 В), близким потенциалу первого анода, служит для создания
эквипотенциальной области, в которой происходит отклонение
электронного пучка. Коллектор 3 имеет мелкоструктурную сетку
для образования равномерного отбирающего электрического поля
в районе мишени и является коллектором вторичных электронов.

Потенциал сигнальной пластины Ucn определяет режим работы
прибора. При низких положительных потенциалах — до +100 В
(область 0—-[/, на рис. 4.6, о<1) —обеспечивается стабилизация
потенциала элементов мишени после коммутации их электронным
пучком при UM, близком потенциалу катода. Такой режим работы
называется режимом коммутации пучком медленных электронов.
При потенциалах сигнальной пластины U\ — U? (см. рис. 4.6) стаби-
лизация потенциала элементов мишени происходит при значениях,
близких потенциалу коллектора. Этот режим называется режимом
коммутации быстрыми электронами. Большинство приборов рабо-
тает в первом режиме. Рассмотрим приборы, работающие в режи-
ме коммутации пучком медленных электронов.

Фокусирующая катушка 2 обеспечивает фокусировку коммути-
рующего пучка в плоскости мишени. Отклонение пучка по вертика-
ли и горизонтали осуществляется двумя парами отклоняющих
катушек 5, для чего в них генерируются токи пилообразной формы
с частотой полей и строк Для направления коммутирующего пучка
параллельно оси трубки используют корректирующие катушки 7.

Выходной сигнал снимается с нагрузочного резистора вклю-
ченного в цепь сигнальной пластины.

Чтобы понять, как формируется сигнал в видиконе, воспользу-
емся эквивалентной схемой мишени, приведенной н^рис. 4.8. Эле-
мент изображения на мишени формируется коммутирующим пуч-
ком. Проводимостью мишени по ее поверхности в первом прибли-
жении можно пренебречь и представить мишень как мозаику из
элементарных емкостей Сэ, зашунтированных сопротивлениями У?э
(проводимость мишени). Емкость С» определяется площадью попе-
речного сечения коммутирующего пучка, площадью элемента S3>
толщиной полупроводникового слоя d и диэлектрической постоян-
ной е материала полупроводника:

C3-=e$,/(4nd).	(4 14)

Сопротивление 7?» элемента мишени определяется проводимо-



Рис 4.8. Эквивалентная
схема светочувствитель-
ного слоя видикона

стью п» полупроводникового сдоя в рас-
сматриваемом участке мишени:

/?Э=^Ч5,).	(4 15)

Оно зависит от освещенности Е, рассмат-
риваемого элемента изображения, так
как os = f(£'5)- Для большинства полу-
проводников эта зависимость хорошо
описывается соотношением

а=от4-аЕт, (4.16)

где ат — темновая проводимость; а — ко-
эффициент, определяющий чувствитель-
ность полупроводника к свету; у — коэф-
фициент, учитывающий нелинейную связь
между проводимостью н освещенностью;
для большинства полупроводников у<1.

При проецировании изображения на
мишень различные ее участки имеют раз-
ное сопротивление: распределение осве-
щенностей Е(х, у) в плоскости изображе-
ния преобразуется в распределение
сопротивления &(х, у) в объеме полупро-
водника.

Мишень заряжается коммутирующим пучком. Заряд каждой
емкости С} осуществляется в течение времени коммутации рассмат-
риваемого элемента (при стандартных параметрах разложения
т=0,7-10ч с) до значения L/cn, так как в процессе заряда потен-
циал на правых обкладках конденсаторов становится близким по-
тенциалу катода —0 (а< I, см. рис. 4 6). На эквивалентной схе-
ме процедура коммутации представлена замыканием ключа пере-
ключателя S. В течение времени коммутации емкость Сэ заряжается
током, обозначенным на рис. 4.8 буквой 3 (заряд). В течение
остального времени (практически в течение времени кадра) ем-
кость разряжается током, протекающим по пути, обозначенному
буквой Р (разряд).
Скорость разряда определяется постоянной времени R3Ci,
,-i следовательно, как видно из соотношений (4.15) и (4.16), осве-
щенностью рассматриваемого элемента мишени. При увеличении
освещенности постоянная времени уменьшается и емкость С3 за
ьремя кадра разряжается быстрее. Таким образом, рельеф сопро-
тивлений R(x, у) преобразуется в потенциальный рельеф С/К(х, у)-
Ироцесс разряда каждого элемента мишени является процессом
накопления. Чем быстрее разряжается емкость С3, тем больший
гок заряда во время коммутации протекает по цепи 3, т. е. через
нагрузочное сопротивление Лн- Именно этот ток и является выход-
ным сигналом изображения. Как видно, в процессе заряда элемен-
тов мишени потенциальный рельеф преобразуется в сигнал изобра-
жения. Элементу изображения с большей освещенностью соответ-
ствует меньшее значение Лэ, а следовательно, больший потенциал
мишени и больший ток заряда (сигнала). При указанном на
рис 4.8 направлении тока на выходе видикона формируется сигнал
отрицательной полярности.

Для определения зависимости выходного сигнала видикона от
освещенности — характеристики свет—сигнал (характеристики пре-
образования) — воспользуемся эквивалентной схемой рис. 4.8.

Рассмотрим динамику изменения потенциала отдельного эле-
мента мишени, начиная с момента, когда переключатель 5 замыка-
ется, потенциал U„ = 0. После размыкания начинается разряд ем-
кости Сэ через сопротивление Л». Изменение потенциала UM можно
описать соотношением

<УМ=^„(1—.	(4.17)

Разряд (накопление) продолжается в течение времени кадра Тк
и к моменту следующей коммутации, как видно из (4.17), для осве-
щенного элемента

(4.18)
L	\ ^'эоС'э/J

для неосвещенного

(4.19)

где Лэ о и Лэт — сопротивления участков соответственно освещенно-
го и неосвещенного элементов мишени.

Усреднение за время коммутации т значения сигналов на нагру-
зочном сопротивлении для освещенного и неосвещенного элементов
соответственно составляет

4о=СД,/т,	(4.20)

Полезный сигнал, определяемый как разность сигналов освещен-
ного и неосвещенного элементов, как следует из (4.18) —(4.20),

(4'21)
Из соотношений (4.14) — (4 16) следует, что /?эСэ=£/4л.о«
= е/[4л (от4-а£э7) ]. С учетом этого для освещенного и неосвещенно-
го (£л=0) элементов выражение (4.21) принимает вид



(4.22)

где А, = 4лотСэТк/(ет), к2=4ла.Тк/е — коэффициенты, определяе-
мые свойствами используемого полупроводника и параметрами
ТВС.

Для анализа зависимости (4.22) воспользуемся разложением
второго слагаемого в степенной ряд и ограничимся двумя членами
этого ряда;

С-ЬА.Й.	(4.23)

W	Соотношение (4.23) связывает сигнал на выходе

видикона с освещенностью. Такая
зависимость часто называется харак-
теристикой свет — сигнал и опа хоро-
шо описывает реальные характерис-
тики видиконов. На рис. 4.9 в каче-
стве примера приведены характе-
ристики свет — сигнал видиконов
ЛИ421 для режима максимальной
чувствительности (кривая I), сред-
ней чувствительности (кривая 2) и

Рис 49 Характеристики свет — ЛИ426 (кривая 3). Видикон ЛИ426
сигнал видиконов	является универсальным и исполь-

зуется как в вещательном, так и в
прикладном телевидении. В этих приборах отклонение коммутиру-
ющего лучка электромагнитное, а фокусировка электростатическая;
размер изображения на мишени 9,5X12,7 мм2 при диаметре колбы
26,7 мм; при освещенности на мишени 1 лк ток сигнала 0,1 мкА;
разрешающая способность 600 лнн. Остаточный сигнал (инерцион-
ность) через 40 мс 45%. Типовая спектральная характеристика
видикона приведена на рис. 4.3 (кривая 49-

Инерционность видикона. Если освещенность элемента мишени
изменяется, то сигнал на выходе передающей трубки соответствен-
но также изменяется, но не сразу; в течение нескольких коммута-
ций он увеличивается, достигая установившегося значения (инер-
ционность «нарастания»), или уменьшается (инерционность
«спада»). Инерционность передающей трубки можно характеризо-
вать кривой, соответствующей нарастанию или спаду относитель-
ной амплитуды сигнала.

Допущение об изменении потенциала U* элемента мишени в те-
чение времени коммутации т до потенциала катода (L/M«sO)
практически реализовать не удается. За время коммутации комму-
тирующий пучок должен приносить на мишень заряд, способный
изменить ее потенциал от L/Mu до 0. Если считать, что за время
накопления потенциал рассматриваемого элемента изменится до
значения 6'м5 — 0,5 Ucn, то должно выполняться условие 0in=
= 0,5 (ЛпСэ/т, где 0 — коэффициент, определяющий эффективность
коммутации.

Зная параметры реального видикона, можно определить необхо-
димое значение in. При Сэ= 1,3-10“14 Ф; т = 0,77-10-7 с; 0 — 0,33
имеем <п = 5 мкА. В реальных условиях формирования коммутиру-
ющего пучка на площади одного элемента разложения удается
сконцентрировать поток электронов на порядок меньший. Дальней-
шее увеличение тока пучка приводит к его расфокусировке. Этот
ток оказывается явно недостаточным для того, чтобы обеспечить
понижение потенциала элемента до потенциала катода за время т.
Поэтому требуется несколько коммутаций.

В моменты коммутации потенциального рельефа на выходе
трубки формируется сигнал, определяемый соответствующим оста-
точным потенциальным рельефом, т. е. проявляется инерционность
спала сигнала. Аналогичный характер имеет механизм нараста-
ния сигнала.

При рассмотрении процесса установления потенциалов элемен-
тов в переходном режиме следует учесть и влияние инерционно-
сти фотоэффекта. Полная инерционность видикона не является
простой суммой составляющих, а более сложным образом зависит
от инерционности фотоэффекта н инерционности коммутации
Инерционность фотоэффекта увеличивается при уменьшении осве-
щенности. Это приводит к увеличению полной инерционности види-
кона в условиях малых освещенностей (смазывание изобра-
жения).

Отечественные видиконы выпускаются четырех типоразмеров:
диаметром 13,6; 26,7; 30,4; 38,4 мм. Они предназначены для рабо-
ты как со стандартными (625 строк, 25 кадров), так и нестан-
дартными параметрами разложения.

§ 4.4.	Видиконы с оксидно-свинцовой мишенью

Отечественные преобразователи с оксидно-свинцовой мишенью
(ОСМ) относят к классу видиконов (11]. За рубежом они называ-
ются плюмбиконами, леодиконами и др.

Оксидно-свинцовая мишень наносится на полупрозрачную сиг-
нальную пластину 1. Она включает прослойку полупроводника 2
с электропроводностью n-типа, монокристаллический слой оксида
свинца 3, обладающий светочувствительностью, и полупроводни-
ковый слой 4 с электропроводностью p-типа. Общая толщина ми-
шени составляет 12—20 мкм. Поглощение света происходит в
основном слое оксида свинца, представляющем упорядоченную
игольчатую структуру с кристаллами размером около 0.1ХЗХ
Х0,05 мкм, которые расположены перпендикулярно поверхности
стеклянной планшайбы 5 (рис. 4 10).
Формирование потенциального рельефа происходит на поверх-
ности слоя 4. Для предотвращения «растекания» потенциального
рельефа вдоль этого слоя (между соседними элементами мишени,
имеющими различный потенциальный рельеф) его толщина берет-
ся очень малой, что обеспечивает высокое сопротивление слоя в
направлении вдоль мишени.

Коммутация потенциального рельефа осуществляется пучком
медленных электронов, следовательно, мишень стабилизируется
при потенциале, близком потенциалу катода. Выходной сигнал,







Пучок

Рис. 4.tO. Узел мишени видикона с
ОСМ

снимается с нагрузочного рези-
стора, включенного в цепь сиг-
нальной пластины (см. рис. 4.7).
При том, что на сигнальную
пластину подается положи-
тельный потенциал, вся систе-
ма представляет собой мозаи-
ку р-г-л-фотоднодоа, включен-
ных в обратном направлении.
Это приводит к существенному
снижению темнового тока ми-
шени и его неравномерности
по полю изображения.

При рабочих потенциалах сигнальной пластины в толще мише-
ни создается относительно высокая напряженность электрического
поля, обеспечивающая эффективное разделение генерированных
светом электронно-дырочных пар. Ток сигнала при этом оказыва-
ется близким току насыщения, что обусловливает высокую линей-
ность характеристики свет—сигнал. Показатель линейности этой
характеристики находится в пределах 0,95±0,05. Высокая линей-
ность характеристики преобразования обеспечивает успешное ис-
пользование этих приборов в камерах цветного телевидения.

Видиконы с ОСМ обладают малой инерционностью. Коммута-
ционная составляющая инерционности уменьшается в результате
снижения накопительной емкости Последнее является следствием
увеличения толщины мишени и ее высокой пористости Уменьше-
ние фотоэлектрической составляющей происходит как вследствие
создания в слое отбирающего электрического поля высокой нап-
ряженности, так и из-за свойств самого материала мишени. Для
уменьшения инерционности в некоторых типах видиконов с ОСМ
дополнительно используется внутренняя подсветка мишени, повы-
шающая эффективность считывания потенциального рельефа в
затемненных участках изображения. Возникающее при этом сме-
щение уровня черного в сигнале изображения корректируется
в процессе преобразования сигнала в тракте усиления и обра-
ботки

Для предотвращения эффектов, связанных с отражением от
внешней поверхности планшайбы видикона диффузно рассеянного
света, используют противоореольнын диск 6 (см. рис. 4.10) толщи-
92
ной около 7 мм, закрепленный на входном окне видикона с по-
мощью оптической склейки.

Антикометный прожектор. При передаче изображений, в поле
которых содержатся объекты повышенной яркости (источники све-
та, поверхности с бликами и др.), ток коммутирующего пучка ста-
новится недостаточным для считывания потенциального рельефа,
соответствующего этим участкам изображения. При движении
ярких объектов в поле изображения или панорамировании пере-
дающей камеры на телевизионном изображении возникают харак-

терные искажения («тянучки»,
«хвосты кометы» и др.). С
целью значительного ослабле-
ния этих эффектов используют
так называемый «антикомет-
ный» (АК) прожектор. Он
обеспечивает дополнительное
считывание усиленным по току
(в 10—15 раз) коммутирую-
щим пучком потенциального
рельефа пересвеченных участ-

Tt,MKA

ков, соответствующих элемен- Рис. 4 11. Характеристики преобразова-
там изображения с повышен-	нии видиконов с осм

ной яркостью. Это считывание

производится во время обратного хода по строке. Чтобы сохранить
полезный потенциальный рельеф не выше заданного значения, во
время обратного хода пучка по строке потенциал катода повыша-
ется до ыкив5--15 В, т. е. до максимального значения полезного
потенциального рельефа мишени, во время обратного хода лучок
оказывается запертым. Этим режимом обеспечивается стабилиза-
ция «пересвеченных» участков при значениях потенциала 5—15 В.
Одновременно на управляющий электрод подается импульс поло-
жительной полярности амплитудой 25—55 В, определяющий ток
коммутирующего пучка во время обратного хода. Для динамиче-
ского управления пучком в видиконе с АК-прожектором имеется
дополнительный электрод (в области первого анода), на ко-
торый подается импульсное напряжение отрицательной поляр-

ности.

Настройка режима АК-прожектора производится подбором
потенциалов дополнительного электрода, катода и модулятора в
периоды обратного хода. Характеристики свет—сигнал видиконов
ЛЙ457 и ЛИ458 с АК-прожектором приведены на рис. 4.11. Суще-
ственное изменение крутизны характеристики происходит вслед-
ствие ограничения потенциального рельефа, соответствующего
«пересвеченным» участкам.

Отклонение и фокусировка коммутирующего пучка — электро-
магнитные Размер изображения на мишени 9,5X12.7 мм2 при диа-
метре колбы 26,7 мм При освещенности на мишени 1 лк ток сиг-
нала около 0,05 мкА. Разрешающая способность 600 лин. Оста-
точный сигнал (инерционность) через 40 мс 8—17%. Типовая
спектральная характеристика видикона ЛИ458 приведена на
рис. 4.3 (кривая 5).

§ 4.5.	Кремниконы

По принципу действия кремникон относится к ФЭП с полупро-
водниковой светочувствительной мишенью. Отличие его от рас-
смотренных видиконов состоит в способе формирования потенци-
ального рельефа. Мишень кремникона является дискретной —

Рис. 4 12 Конструкция мишени кремникона

представляет собой матрицу фотодиодов, изготовленных методами
планарной технологии. В отличие от светочувствительных слоев
видиконов в качестве материала мишени кремникона использует-
ся легированный полупроводник с низким сопротивлением. Осно-
вой мишени является диск 1 из монокристалла кремния с электро-
проводностью n-типа диаметром около 20 мм и толщиной 150 мкм
(рис. 4.12). После полировки и очистки на одной поверхности Дис-
ка выращивается пленка диоксида кремния 2. Методом фотолито-
графии в ней создается матрица отверстий 7, а путем диффузии
вещества 3, имеющего электропроводность p-типа, сформирован-
ная матрица преобразуется в мозаику дискретных р-л-переходов.
Непротравленные участки диоксидной пленки обеспечивают изо-
ляцию элементов мозаики- На рабочем участке мишени (в круге
диаметром 16 мм) толщина ее составляет 15—20 мкм.

На поверхности, обращенной к планшайбе, сформирован
слой 5 с электропроводностью л+-типа толщиной 0,2—0,8 мкм,
являющийся сигнальной пластиной. Вывод сигнала изображения
осуществляется с помощью тонкой металлической пленки 6, кото-
рая наносится на краевую часть диска.

Накопительной частью мишени является активная часть матри-
цы (фотодиоды). Для предотвращения накопления зарядов между
94
фотодиодами наносится резистивное покрытие 4 (5Ьг5з), имеющее
высокое удельное сопротивление. Размер элементов матрицы
(фотодиодов) около 8 мкм, т. е. меньше сечения коммутирующего
пучка на мишени, поэтому дискретность структуры мишени прак-
тически не ограничивает разрешающей способности прибора.

Коммутация осуществляется пучком медленных электронов
(а<1), поэтому потенциал элементов мишени в процессе считы-
вания стабилизируется и приближается к потенциалу катода.
Потенциал сигнальной пластины положительный (6—10 В), следо-

вательно, диоды матрицы находятся в за-
крытом состоянии, а накопительные ем-
кости после коммутации заряжены.
Образующиеся под действием света воз-
бужденные неосновные носители заряда
разряжают элементарные конденсаторы,
причем скорость разряда определяется
освещенностью. Следовательно, ток заря-
да (сигнала) в этих условиях также оп-
ределяется скоростью разряда накопи-
тельной емкости к моменту повторной
коммутации. Как видно, процесс форми-

рования сигнала в процессе коммутации Рис. 4.13. Характеристи-

аналогичен процессу в видиконе.	ка преобразования крем-

Достоинствами кремникона являются:	ннкона

малые темновые токи (фотодиоды в тем-

ноте закрыты), линейность характеристики преобразования и устой-

чивость мишени к большим освещенностям (пересветкам), отсут-

ствие инерционности.

К числу кремниконов относится видикон ЛИ446 с диодно-моза-
ичной кремниевой мишенью. Он отличается повышенной чувстви-
тельностью и пониженной инерционностью, имеет электромагнит-
ное отклонение и фокусировку коммутирующего пучка; размер
изображения на мишени 9,5x12,7 мм2 при диаметре колбы
26,7 мм; при освещенности на мишени 0,5 лк ток сигнала 0,25 мкА
(рабочая освещенность 0,2 лк); разрешающая способность по все-
му полю изображения 600 лин.; остаточный сигнал (инерцион-
ность) через 40 мс 10%. Типовая спектральная характеристика
приведена на рис. 4.3 (кривая 6), а характеристика преобразова-
ния на рис. 4.13.

§ 4.6.	Многосигнальные видиконы

На базе рассмотренных ФЭП могут быть построены телевизи-
онные камеры для формирования сигналов не только черно-бело-
ю, но и цветного телевидения, однако в последнем случае исполь-
зуется три или четыре преобразователя (§ 5.2). К этим преобра-
зователям предъявляются весьма жесткие требования по идентич-
ности характеристик свет—сигнал, геометрических искажений.

9%
инерционности н другим свойствам. Всем этим обусловлена высо-
кая стоимость ФЭП и телевизионной камеры, ее большие габари-
ты и масса,

В 50-е годы появились лабораторные макеты, а в 70-е годы —
передающие телевизионные трубки, формирующие сигнал изобра-
жения, содержащий информацию о цветовом содержании переда-
ваемой сцены, — так называемые многосигнальные видиконы [12].

Рис. 4.14. К принципу работы
трехсвгнального видикона

Рис. 4 15 Спектральные харак-
теристики полосковых свето-
фильтров

Многосигнальные видиконы представляют собой устройства с
пространственным разделением светового потока непосредственно
на светочувствительной поверхности ФЭП Принцип действия та-
ких преобразователей основан на использовании оптико-электрон-
ного кодирования изображения. При этом спектральные свойства
светового потока в плоскости изображения находят, отражение в
пространственном распределении потенциального рельефа в соот-
ветствии с функциональной связью между спектральными харак-
теристиками и временными (или частотными) параметрами фор-
мируемого сигнала изображения, Используя эти функциональные
связи, производят декодирование сигнала и преобразование его в
цветоделенные сигналы изображения. Многосигнальные видиконы
нашли применение в прикладных системах цветного телевидения,
в системах видеожурналистики, т. е. в устройствах, предназначен-
ных для формирования цветного изображения передаваемой сие-
ны. Обычно это трехсигнальные или трехцветные ФЭП В ряде
случаев могут использоваться двухсигнальные, четырехсигнальные
и другие ФЭП.

На рис. 4.14 приведена схема, поясняющая принцип работы
трехсигнального видикона. В этом приборе сигнальная пластина
образована тремя группами полосковых электродов 2, нанесенных
на соответствующие светофильтры 3. спектральные характеристи-
ки которых показаны на рис. 4.15. Светофильтры нанесены на
стеклянную планшайбу 1. Образование потенциального рельефа
•96
на мишени 4, представляющей собой слой из материала с внут-
ренним фотоэффектом, осуществляется, как в обычном видиконе.
Группы электродов, соответствующих светофильтрам одного цве-
та, гальванически соединяются, и на трех выходах трубки форми-
руются цветоделенные сигналы, Полосковые светофильтры и сиг-
нальные пластины располагаются перпендикулярно строчной раз-
вертке. В экспериментальном видиконе такого типа использовалась
мишень из 870 электродов (290 трехцветных элементов на
строку изображения), расположенных с шагом около 17,5 мкм.

а)



О	2	ft

S)

Рис 4.16 Структура кодирующего фильтра (о) н спектральный со
став сигнала изображении (б)

Рассмотренный прибор не вышел за рамки экспериментальных
исследований, что объясняется значительными емкостными связя-
ми между полосковыми сигнальными пластинами, большими све-
товыми потерями, а также значительными оптическими связями
между цветоделенными изображениями на мишени (из-за рассе-
яния и отражения света в светоделительном узле). Действие всех
перечисленных факторов приводит в конечном счете к значитель-
ному взаимному влиянию содержания цветоделенных изображе-
ний и снижению качества формируемого сигнала и цветного изоб-
ражения.

Дальнейшие успехи в создании многосигнальных видиконов
связаны с исследованием систем с кодирующими полосковыми
фильтрами. В таких системах используется метод частотного или
импульсного кодирования оптически цветоделенных изображений.
На выходе преобразователя формируется один сигнал, информа-
ция о содержании цветоделенных изображений разнесена по раз-
личным частотным диапазонам выходного сигнала или закодиро-
вана в фазе сигнала

Рассмотрим систему с частотным методом кодирования (с дву-
мя поднесущими частотами). Оптический кодирующий фильтр
системы устанавливается в плоскости изображения и представля-
ет собой систему наложенных друг на друга полосковых свето-
фильтров; чередующиеся прозрачные (белые) и желтые свето-
фильтры установлены перпендикулярно направлению строчной
развертки, а чередующиеся прозрачные и голубые светофильтры
установлены под углом 45® к этому направлению (рис, 4.16, а).
4—1765	97
Нетрудно видеть, что структура кодирующей маски представляет
собой прозрачные участки (/ на рис. 4.17), зеленые 2 (наложение
желтого и голубого фильтров), желтые 3 и голубые 4. Частотный
состав выходного сигнала определяется шагом вдоль строк жел-
той и голубой масок. Число полосковых светофильтров выбирается
так, чтобы обеспечить в выходном сигнале частоту [в (около
5 МГц) при пересечении коммутирующим пучком желтой маски,
что при декодировании обеспечивает передачу информации о си-
нем цветоделенном изображении на этой частоте. Нетрудно ви-
деть, что при пересечении голубой
маски, установленной под углом
45° к направлению строчной раз
вертки, образуется сигнал с часто-
той /й=/в/у2 (около 3,5 МГц),
формирующий после декодирова-
ния красный цветоделенный сиг-
нал. Выбор соответствующих
спектральных характеристик жел-
того и голубого фильтров обеспе-

чивает прозрачность в централь-

Рис 4 17. Кодирующая маска системы ной части спектра по всей плоско-
с двумя поднесущими сти изображения и, следователь-
но, формирование низкочастотной
составляющей сигнала, соответствующей яркостному сигналу. На
рис. 4.16, б показан спектральный состав формируемого сигнала
изображения. Соответствующие цветоделенные сигналы образуют-
ся путем частотного разделения с помощью полосковых фильтров
и фильтров нижних частот. В многосигнальных ФЭП используют
частотные методы разделения сигналов (см, § 5 2).

Естественно, что частотный диапазон формируемого сигнала
определяется апертурой коммутирующего пучка Это приводит к
заметному снижению эффективной полосы частот формируемого
яркостного сигнала (У) и, следовательно, к снижению четкости
формируемого изображения.

Расфокусировка пучка на периферии растра, которая приводит
к частотным искажениям формируемого сигнала, проявляется в
виде цветовых искажений по полю изображения. Для ее ослабле-
ния необходимо повышать требования к системе фокусировки ком-
мутирующего пучка.

Более эффективно используется частотный диапазон формиру-
емого сигнала изображения в системе с частотно-фазовым кодиро-
ванием (с частотным разделением и перемежением спектров сиг-
налов). Здесь информация о красном и синем цветоделенных изоб-
ражениях передается в одном частотном диапазоне За счет этого
расширяется полоса частот, отводимых для передачи яркостного
сигнала (У), что приводит к повышению разрешающей способно-
сти системы. Поднесущая частота сигналов красного и синего
цветоделенных изображений выбирается несколько ниже, чем час-
98
тота поднесущей синего цветоделенного сигнала в рассмотренной
ранее системе, а это обеспечивает снижение требований к фокуси-
ровке коммутирующего пучка передающей трубки.

В системе с частотно-фазовым кодированием голубой и желтый
фильтры имеют одинаковый шаг и расположены под одинаковым
углом относительно направления сканирования, но с накло-
ном в разные стороны относительно вертикали изображения
(рис. 4.18, а). Нетрудно видеть, что поднесущие частоты для обоих
цветоделенных изображений одинаковы Эта частота определяется
шагом полосковых фильтров и углом их наклона. Спектр форми-

S)

Рис. 4.18. Структура кодирующего фильтра (а) и спектральный состав
сигнала изображения (б)

руемого сигнала показан на рис. 4.18, б. Шаг и наклон полоско-
вых фильтров выбираются так, чтобы обеспечивался фазовый
сдвиг 90° на поднесущей частоте, формируемой одним фильтром,
и опережение на 90° для сигнала, формируемого другим фильтром.
При сравнении сигналов смежных строк общий фазовый сдвиг в
180° между сигналами красной и синей составляющих позволяет
разделить сигналы, несущие информацию о соответствующих цве-
тоделенных изображениях. Для этого в одном из каналов сигнал
задерживается на 90° по несущей частоте и суммируется с сигна-
лом предыдущей строки, т. е. после задержки сигнала на время
одной строки. Во втором канале из сигнала предыдущей строки
вычитается сигнал, сдвинутый на 90°; с этой целью используется
дополнительный сдвиг на 180° и суммирующее устройство Таким
образом, формируются сигналы Ur h Ub, несущие информацию о
красном и синем цветоделенных изображениях Этот метод разде-
ления сигналов многосигнальных ФЭП, реализуемый в передаю-
щей камере, рассмотрен в § 5.2.

Полоса пропускания по яркостному каналу (У) за счет совме-
щения спектров красного и синего цветоделенных сигналов может
быть расширена (примерно до 3,6 МГц), а частота поднесущей
красного и синего цветоделенных сигналов jn. в может быть сни-
жена (примерно до 4,2 МГц).

Значительные практические успехи достигнуты при создании
многосигнальных ФЭП с кодовым разделением сигналов цветоде-
ленных изображений. В таких системах кодовый сигнал, использу-
емый для декодирования цветовой видеоинформации, генерируется
непосредственно в процессе формирования сигнала видиконом.
Принцип действия видикона с кодовым разделением сигналов
можно рассмотреть на примере реализации узла мишени с сиг-
нальной пластиной, выполненной в виде двух гребенок (рис. 4 19).
Световой поток проходит через кодирующий светофильтр I, пред-

! I С f Clem

пучок

Рис 4 19 Видикон с кодовым разделением
сигнала

HJ KJ

ставляющий собой структу-
ру из красных, зеленых и си-
них полосок (R, G, В), рас-
положенных перпендикуляр-
но направлению строчного
сканирования На светочув-
ствительной поверхности ми-
шении формируется потенци-
альный рельеф, отражаю-
щий три цветоделенных в
пространстве мишени изоб-
ражения После считывания

рельефа

потенциального

обычным способом образуется файл сигнала изображения, в кото-
ром с последовательностью, определенной структурой светофильт-
ра, чередуются значения сигналов, соответствующих красному,
зеленому и синему цветоделенным изображениям. Для разделения
такого сигнала на три используется синхронное детектирование.

Для управления синхронными детекторами цветоделенных ка-
налов в сигнал изображения должны быть введены опорные
(индексные) сигналы Известно несколько способов введения таких
опорных сигналов. Рассмотрим один из них Сигнальная пластина
представляет собой две группы полупрозрачных полосковых элек-
тродов (2 и 3), каждая из которых имеет вывод для подачи напря-
жения смещения (Дм положительной или отрицательной полярно-
сти. переключаемого с частотой строчной развертки электронным
переключателем 4. Через этот переключатель на сигнальную плас-
тину подается напряжение Ucn-

Сформированный сигнал определяется содержанием передавае-
мого изображения, структурой полоскового светофильтра, а также
включает опорные импульсы положительной и отрицательной по-
лярности (ио отношению к средней составляющей сигнала), фаза
которых изменяется от строки к строке в такт с работой коммута-
тора Сопоставляя сигналы смежных строк (с этой целью исполь-
зуется линия задержки сигнала изображения на одну строку), мож-
но, суммируя сигналы соседних строк, получить сигнал изображе-
но
няя без опорных импульсов, а вычитая эти сигналы — сформиро-
вать опорные импульсы (без сигнала изображения) для управле-
ния синхронным детектором.

§ 4.7.	Преобразователи изображений на базе

ППЗ-структур

Линейные и матричные преобразователи. В конце 60-х годов
появились новые устройства — приборы с переносом заряда (ППЗ).
Они нашли широкое применение в электронике как устройства па-
мяти, обработки цифровой и аналоговой информации, мультиплек-
сирования сигналов и др., однако наибольший эффект был получен
при использовании ППЗ-структур в качестве преобразователей
изображений [13].

Основой любого преобразователя на базе ППЗ является кон-
денсатор со структурой металл — окисел — полупроводник (МОП-
конденсатор). Именно он является элементом, способным хранить
информационные пакеты зарядов, образуемые под воздействием
свега или путем инжекции через р-л-переход. Цепочка из связан-
ных друг с другом МОП-конденсаторов обладает способностью под
воздействием управляющих напряжений передавать пакеты заря-
дов на выход, где они преобразуются в выходной сигнал изобра-
жения.

К достоинствам ФЭП на базе ППЗ-структур следует отнести:
возможность непосредственного преобразования светового пото-
ка в пакеты зарядов и их хранения;

способность направленной передачи пакетов зарядов и преобра-
зования их в сигнал изображения;

высокое быстродействие;

высокую плотность компоновки, малые потребляемую мощность
и габариты;

высокую механическую прочность, стойкость к вибрациям и
электромагнитным воздействиям, надежность н большой срок
службы.

Принцип действия ППЗ-преобразователей. Активной ячейкой,
осуществляющей преобразование светового потока в электрический
заряд, является МОП-конденсатор. На рис. 4.20 показана такая
ячейка, включающая в качестве основы подложку 4 из кремния
p-типа. Путем термического окисления на ее поверхности форми-
руется слой оксида 3, на который наносится металлический элек-
трод 2. Если на электрод 2 подать положительное напряжение U-,
относительно подложки 4, то под действием электрического поля
под этим электродом образуется зона, обедненная основными носи-
телями заряда (штриховая линия на рис. 4 20), в рассматриваемом
случае — для дырок [13] Соответствующая энергетическая диа-
грамма МОП-структуры приведена на рис. 4.21, а. Но вертикаль-
ной оси отложена полная энергия электронов (с учетом потенци-
альной энергии электронов в электрическом поле), а по горизон-
тальной— геометрическая координата х в направлении металл —
оксид—полупроводник, фп — поверхностный потенциал, В образо-
вавшейся потенциальной яме происходит накопление неосновных
носителей заряда — электронов, образуемых в результате фото-
или термоэлектронной эмиссии. Энергетическая диаграмма по мере

накопления неосновных носи-
телей изменяется: величина фп
уменьшается, как показано на
рис. 4.21, б. Таким образом,
если ячейка освещена, то у по-
верхности полупроводника об-
разуются пары носителей заря-
да электрон—дырка. Электро-
ны заполняют потенциальную
яму, причем заряд, накоплен-
ный за определенное время,
пропорционален освещенности.
Распространение области по-
тенциальной ямы вдоль грани-
цы раздела полупроводник —
оксид ограничивается областя-
ми полупроводника р+-тнпа со
степенью легирования на не-
сколько порядков выше, чем в

Рис. 4 21. Энергетическая диаграмма
МОП-структуры для трех состояний

Рис. 4 20. Элементарная ячейка
МОП-структуры

основной массе подложки, так называемыми областями стоп-диф-
фузии / (см. рис. 4.20), В областях стоп диффузии поверхностный
потенциал на границе раздела оксид—полупроводник близок нулю.

Характер накопления заряда в накопительной ячейке МОП-кон-
денсатора иллюстрируется рис. 4.22, где показано, как изменяется
поверхностный потенциал фп (в относительных единицах) по мере
накопления заряда Q. На том же графике приведена зависимость
ширины ха обедненного слоя от накопленного заряда [13]. Харак-
тер зависимостей фп и Ха от Q определяется физическими характе-
102
ристнкамн материала и конструкцией МОП-конденсатора, в част-
ности концентрацией легирующей примеси и толщиной слоя
оксида.

Уточним механизм накопления заряда в ячейке МОП-конденса-
тора с учетом изменения потенциала [Д во времени. Процесс обра-
зования потенциальной ямы начинается после подачи на металли-
ческий электрод МОП-конденсатора положительного потенциала.
Накопление заряда в потенциальной яме происходит н при отсут-
ствии освещения за счет тепловой

генерации неосновных носителей.
В зависимости от температуры и
свойств материалов МОП-конден-
сатора максимальный заряд в
ячейке под действием тепловых
процессов может образоваться за
время от сотых долей до единиц
секунд. Если ограничить макси-
мальное значение заряда, возни-
кающего под действием тепловой
генерации (уровень логического
нуля), то можно определить мак-

симальное время накопления за- Рис. 4.22. Характеристика накопления
ряда в ячейке, т. е. определить	МОП конденсатора

нижний предел рабочих частот

накопительной ячейки. В реальных приборах при комнатной тем-
пературе обычно его устанавливают равным единицам — десяткам
килогерц.

Рассмотрим принципы формирования ППЗ-линеек и ППЗ-мат-
риц, а также механизм считывания накопленных зарядов,
реализованный в этих приборах.

На рис. 4.23 показана линейка из МОП-конденсаторов, выпол-
ненных на общей подложке. Расстояние между электродами на-
столько мало, что обедненные области при подаче на электрод
положительного потенциала простираются практически до сосед-
них электродов. На рис. 4.23 это показано условно штриховой
линией — значение поверхностного потенциала на соответствующем
участке структуры для различных моментов времени.

Рассматриваемая линейка представляет собой трехфазную
структуру, электроды которой соединены между собой через два.
Как видно из рис. 4.23, д, потенциалы электродов изменяются с
циклической последовательностью. Зарядовый пакет (на рис. 4-23
показан штриховкой), который за время накопления формируется
под электродом 5|, после подачи на соседний электрод 5г положи-
тельного потенциала (рис. 4.23, б, в) перемещается под электрод Эг.
Если потенциал электрода 5| уменьшается до исходного (близкого
нулевому) значения, то зарядовый пакет полностью переместится
под электрод Э2 (рис. 4 23, г). Аналогично зарядовый пакет может
быть смещен под электрод За и т. д. Цикличность изменения потен-
циалов электродов обеспечивает процесс перемещения зарядовых
пакетов в направлении, указанном на рис. 4-23, а стрелкой. В рас-
сматриваемом случае предполагается, что во время переноса заря-
довых пакетов вдоль структуры освещение (накопление заряда)
снимается.

Рассмотренная структура может быть использована для форми-
рования сигнала изображе-

з, з2 з2 зч 3S ния одной строки. Элементу
г—КЛ-——К7\	изображения, как нетрудно

К\	(г \ видеть, соответствует ячейка

|\\\\ \\ W	\ из трех МОП-конденсаторов.

*77?	'1	Соседние пакеты зарядов,

\	'	сформированные в процессе

накопления (например, пу-
тем импульсной проекции

изображения), изолированы

Г	| друг от друга потенциальны-

ми барьерами электродов,
находящихся под низким
напряжением. Канал перено-
са зарядов ограничивается
областями стоп-диффузии.

Быстродействие ППЗ-

структур ограничивается

временем переноса заряда

Рис 4.23. Линейка из МОП-конденсаторов
(а); диаграммы напряжения для различных
моментов времени (б—г) и временные диа-

граммы (д)

из одной накопительной
ячейки в другую, которое
достигает единиц наносе-
кунд. Поэтому максималь-
ные тактовые частоты для
ППЗ-структур составляют
десятки или сотни мегагерц.
Таким образом, указанные
диапазоны работы ППЗ-
структур обеспечивают ус-
пешное их применение в ТВС
с параметрами вещательно-
го стандарта.

В отличие от идеализиро-

ванных механизмов передачи зарядовых пакетов вдоль структуры
в реальных условиях заряд пакета по мере передачи его вдоль
структуры не остается неизменным. Одна из основных причин это-
го явления состоит в захвате носителей заряда поверхностными
энергетическими уровнями. Для количественной оценки эффектив-
ности переноса зарядовых пакетов используют показатель эффек-
тивности передачи заряда — неэффективность переноса Kn=(Q' —
~Q'+i)/Qb где Qc — полезный заряд (общий заряд за вычетом
заряда логического нуля) в i-й и i+ 1 ячейках структуры. Для ППЗ-
структур /Сп= I0-*4-10-5. Частотная зависимость неэффективности
переноса приведена на рис. 4.24.

Одним из эффективных способов уменьшения потерь в процессе
переноса заряда является создание структур с объемным каналом.
В таких устройствах на границе полупроводник — оксид создается
эпитаксиальный или ионно-легированный приповерхностный слой
кремния, тип проводимости которого противоположен типу прово-
димости подложки. Это приводит к тому, что максимум потенциа-

Рнс. 4.24. Частотная зависимость
коэффициента неэффективности пе-
реноса

Рнс. 4.25. Двухфазная структура

ла в потенциальной яме находится не на поверхности полупровод-
ника, а на некоторой глубине (см. рис. 4.21, в). В результате носи-
тели заряда движутся не вблизи поверхности, а на некоторой
глубине, что приводит к существенному снижению потерь на захват
носителей. На рис. 4.21, в показана энергетическая диаграмма при
подаче напряжения смещения.

Направленный перенос зарядовых пакетов можно создать не
только в трехфазной ППЗ-цепочке, но и в двухфазной. Для этого
необходимо обеспечить условия формирования асимметричной в
направлении продвижения зарядовых пакетов потенциальной ямы.
Существует несколько способов формирования асимметричных по-
тенциальных ям, один из них поясняется рис. 4.25 [13]. Здесь тол-
щина диэлектрика между полупроводником и электродом неодина-
кова в направлении перемещения зарядовых пакетов. Это приводит
к различию поверхностных потенциалов под толстым и тонким сло-
ями диэлектрика. Это видно из диаграммы распределения поверх-
ностного потенциала для U[>U2, где накопленный заряд концен-
трируется под правой частью электрода / (сплошная линия
показывает примерную картину распределения поверхностного по-
тенциала перед накоплением). После переключения напряжения
на электродах (штриховая линия) накопленный заряд сме-
щается на один шаг вправо. Переключая периодически потенциалы
t'l и можно обеспечить направленное перемещение зарядовых
пакетов.
§ 4.8. Принципы построения линейных и матричных

П ПЗ-преобразователей

В настоящее время известно значительное число схем построе-
ния линейных и матричных преобразователей. Рассмотрим некото-
рые из известных схем. Как было показано, в преобразователе
должны быть реализованы процессы накопления зарядовых паке-
тов под действием излучения и считывание его со скоростью, при-
нятой в рассматриваемой ТВС. В приборах используются времен-

ное или пространственное
разделение процессов накоп-
ления и считывания.

ППППППППППППГГ^



Линейный преобразова-
тель с разделением во време-
ни показан на рис. 4.26, а.
Накопление и передача за-
рядовых пакетов к выходу в
таком преобразователе осу-
ществляются одними и теми
же элементами ППЗ-струк-
туры. На заштрихованных
элементах происходит на-
копление. Затем накопле-
ние прерывается с помощью
механического или электри-
ческого затвора и происхо-

Рис. 4 26. Линейный преобразователь (а) и дит Проталкивание зарядо-
различная организация его структуры (б, в) вых пакетов к выходу уст-

ройства путем манипуляции

потенциалов —U3. Структура работает как трехфазный регистр
сдвига. После считывания сигнала строки изображения возобнов-
ляется процесс накопления.

С целью реализации накопления в течение всего периода строки
используют пространственное разделение накопления и считыва-
ния. Пример организации структуры линейного преобразователя
такого типа приведен на рис. 4.26, б. Здесь секции накопления I
и считывания 3 разделены затвором переноса 2. После завершения
накопления заряды, ''формированные в светочувствительных эле-
ментах I, параллельно переносятся в несветочувствнтельный ре-
гистр сдвига (затвор 2 открывается). Далее, после закрытия затво-
ра, параллельно происходят процессы накопления в секции f и
считывания в секции 3. По завершении считывания процессы повто-
ряются. Регистр считывания подобен рассмотренному на рис. 4.26, а-

Для повышения разрешающей способности преобразователя
число светочувствительных элементов может быть увеличено вдвое
при той же длине линейки путем организации билинейного считы-
вания (рис. 4.26, в). В этом случае прибор представляет собой две
структуры, вставленные одна в другую. Нетрудно видеть, что сум-
106
Рис. 4.27. Матричные преобразователи
с покадровым (а) н межстрочным (б)
переносом

мируя сигналы с выхода регистров в определенной фазе, можно
получить последовательность строчных сигналов изображения.

Рассмотренные принципы построения линейных ФЭП могут быть
использованы для образования матричных структур. Линейные
ФЭП, приведенные на рис. 4.26, могут быть скомпонованы в мат-
рицу.

Наибольшее распространение получили ППЗ-преобразователи с
покадровым переносом (рис.

4.27, а). Секция накопления I
и хранения накопленной ин-
формации 2 разделены. После
завершения периода накопле-
ния в течение короткого време-
ни (обратный ход по кадру)
заряд переносится в секцию
хранения; режим накопления
возобновляется, а в это время в
соответствии с принятыми па-
раметрами разложения проис-
ходит считывание информации
через регистр считывания 3.

Аналогично происходит на-
копление и считывание в при-

борах с межстрочным переносом (рис. 4.27, б). В этом случае
столбцы /, в которых происходит накопление, располагаются па-
раллельно и рядом со столбцами 2 хранения зарядовых пакетов.
Считывание происходит через регистр считывания 3, а переносом
нз столбцов накопления в столбцы хранения управляет затвор пе-
реноса 4.

ГЛАВА 5

ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ

СИСТЕМ И УСТРОЙСТВ

§ 5.1	Вещательные телевизионные системы

Вещательные ТВС характеризуются стандартизацией парамет-
ров разложения, сигналов, видов модуляции, диапазонов частот
передачи, наличием звукового сопровождения. Программы теле-
визионного вещания создаются телевизионными центрами.

При телевизионном вещании используются две несущие часто-
ты. В соответствии с ГОСТ 7845—79 на основные параметры си-
стемы вещательного телевидения одна из них — несущая частота
изображения — модулируется по амплитуде полным цветовым те-
левизионным сигналом, при этом минимальная амплитуда несущей
соответствует уровню белого, а максимальная — уровню сигналов
синхронизации. В таком случае импульсные помехи оказываются
менее заметными, поскольку проявляются па изображении в основ-
ном в виде темных точек. Повышается помехоустойчивость синхро-
низации, при передаче сигналов которой излучается максимальная
мощность. Более полно используется модуляционная характеристи-
ка передатчика, так как при передаче сигналов синхронизации до-
пускается использование ее нелинейных участков. Несущая часто-
та звука модулируется по частоте сигналом звукового сопровожде-
ния

Разнос несущих частот звука и изображения в разных странах
различный. Он составляет 6,5 МГц в странах — членах Междуна-
родной организации радиовещания и телевидения, в том числе в
СССР; 4,5 МГц —в американском стандарте; 5,5 МГц — в ряде
стран Западной Европы и 6,0 МГц — в Англии. Несущая изображе-
ния располагается по частоте ниже несущей звука.

В настоящее время в СССР используется 12 радиочастотных
каналов в метровом диапазоне волн (48,5—230 МГц) и осваивают-
ся радиочастотные каналы дециметрового диапазона (470—
790 МГц). Благодаря частичному подавлению нижней боковой по-
лосы частот радиосигнала изображения на каждый капал отво-
дится полоса частот 8 МГц. В мире действуют в основном два стан-
дарта телевизионной развертки: европейский па 625 строк при 25
кадрах в секунду и американский на 525 строк при 30 кадрах в
секунду. Используется чересстрочное разложение с двумя полями
в кадре и форматом кадра 4/3.

Для телевизионного вещания стандартизованы три системы
цветного телевидения: NTSC, SECAM и PAL [1, 8, 9]. Система
NTSC разработана в США. Ее стандарт принят в 1953 г. и в даль-
нейшем использован в Японии, Канаде и других странах амери-
канского континента. В результате последующих исследований бы-
ли разработаны советско-французская система SECAM, принятая
для вещания в СССР, Франции, большинстве социалистических
стран и в ряде стран Северной Африки, и западно-германская си-
стема PAL, используемая в ряде стран Западной Европы. Регуляр-
ное цветовое вещание по системам SECAM и PAL началось в
1967 г.

Во всех системах цветовая информация передается на подне-
сущей, расположенной в высокочастотной части спектра яркостно-
го сигнала. Системы отличаются друг от друга способами модуля-
ции цветовой поднесущей, видом цветоразностных сигналов и оче-
редностью их передачи.

В системах NTSC и PAL в каждой строке передаются два цве-
торазностных сигнала (например, £i и £2), одновременно модули-
рующих одну и ту же поднесущую частоту /ц в двух балансных мо-
дуляторах. Цветовая поднесущая подается на модуляторы с фазо-
вым сдвигом 90°, т. е. в квадратуре. Такой метод двойной модуля-
ции получил название квадратурной модуляции. Результирующее
колебание
£s = £‘i cos 2л/и/-|-£2 sin 2.t/,1/=£\j sin (2л/«'+ ?$>>
полученное от сложения двух находящихся в квадратуре балансно-
модулированных колебаний, оказывается промодулнрованным по
амплитуде E„$=V Ei и по фазе tp5==arctg(Ei/E2). Таким
образом, квадратурная модуляция представляет собой амплитуд-
но-фазовую модуляцию, где амплитуда несет информацию о насы-
щенности цвета, а фаза—о его цветовом тоне. Разделение сигна-
лов на приемной стороне достигается синхронным детектирова-
нием.

В качестве цветоразностных в системе NTSC используются сиг-
налы Е, и Eq, а в системе PAL — Еи- у и Eg- у [см. (3.46) и (3.43)].
Отличительной особенностью системы PAL, способствующей улуч-
шению ее характеристик по сравнению с системой NTSC, является
коммутация фазы цветовой поднесущей в канале красного цвето-
разностного сигнала от строки к строке на ±90°.

В системе SECAM сигналы Er -у и Ед.у одновременно не пере-
даются. Они чередуются от строки к строке, модулируя цветовую
поднесущую по частоте. Для улучшения характеристик системы
вводятся амплитудные предыскажения сигнала цветности.

В аппаратуре телевизионных центров применяются различные
виды источников телевизионных сигналов: передающие камеры,
кино-, дна- и эпипроекторы, генераторы электронных испытатель-
ных таблиц с соответствующими каналами усиления и обработки
сигналов. Процесс обработки начинается в передающей камере и
продолжается в камерном канале. Он включает в себя коррекцию
затухания высокочастотных компонентов сигнала в камерном ка-
беле, апертурных искажений и неравномерности сигнала по полю
изображения, вносимых ФЭП, а также амплитудной характеристи-
ки системы, фиксацию уровня черного в сигнале и замешивание
импульсов гашения обратных ходов развертки в кинескопе.

Каждый канал вещательной системы цветного телевидения за-
канчивается кодирующим устройством и формирует полный цвето-
вой телевизионный сигнал. Такой односигнальный принцип форми-
рования позволяет повсеместно контролировать выходной рабочий
сигнал, который без дополнительной обработки может поступать
ла радиопередатчик.

§ 5.2.	Передающие камеры цветного телевидения

Передающие камеры цветного телевидения можно подразделить
на камеры с односигнальными и многосигнальными ФЭП. Первые
содержат три-четыре преобразователя, каждый из которых форми-
рует сигнал, пропорциональный яркости одного из основных цве-
тов, либо широкополосный сигнал выделенной яркости. Вторые со-
держат один-два преобразователя, выходные сигналы которых в
закодированной форме несут информацию о яркости двух или да-
же всех трех основных цветов одновременно. Камеры черно-белого
телевидения строятся по принципам построения яркостного канала
камер цветного телевидения.

К оптическим устройствам и преобразователям камер цветного
телевидения с несколькими ФЭП предъявляются требования прос-
тоты, надежности и автоматизации управления при одновременном
обеспечении высокой степени взаимного согласования всех оптиче-
ских изображений и растров по размерам, центровке и геометри-
ческим искажениям, а также равномерности сигнала и фона, отсут-
ствия паразитных сигналов и инерционности, баланса уровней чер-
ного и белого в выходных сигналах. Передающие камеры с одним
многосигнальным ФЭП в этом отношении оказываются несколько
проще. Однако они уступают камерам с односигнальными преоб-
разователями по четкости и качеству передачи изображений.

Рис. 5.1. Оптические схемы с промежуточным изображением (а) и
призменным блоком (б)

Светоделение. В передающих камерах цветного телевидения с
тремя односигнальными ФЭП получила распространение оптиче-
ская схема с образованием промежуточного изображения (рис.
5.1, а). Основной объектив Обь определяющий угол поля зрения
камеры, строит в плоскости вспомогательной линзы — коллектива
К промежуточное изображение, по своим размерам близкое рабо-
чим размерам фотослоя ФЭП. Это изображение проецируется вто-
рым объективом Об2 через систему цветоизбирательных дихроиче-
ских зеркал 3], 32, плоские отражающие зеркала З3, 3< и корректи-
рующие светофильтры Т,—Т3 на фоточувствительные поверхности
трех ФЭП с увеличением, примерно равным единице.

Объектив Об2 должен быть достаточно длиннофокусным для
размещения за ним элементов светоделительного устройства и
уменьшения цветовых искажений, вызываемых непараллельностью
падения световых лучей на дихроические зеркала. Плоские зерка-
ла' З3, 3< служат для повторного излома оптических осей в кана-
лах красного и синего цветоделенных изображений. Если каждое
зеркало светоделительного устройства наклонено к оптической оси
под углом 45°, то оси отраженных световых потоков претерпевают
изломы на 90° и оси всех ФЭП оказываются параллельными. Для
одновременной оптической фокусировки цветоделенных изображе-
ний расстояния от объектива до светочувствительных поверхностей
всех ФЭП должны быть одинаковыми.

Рис. 5.2. Дихроические зеркала (а, б) и их спектральные характеристики от-
ражения (в)

Дихроические интерференционные зеркала представляют собой
многослойные пленки, нанесенные на поверхности стеклянных
пластинок илн призм, отдельные слои которых отличаются друг
от друга толщиной и показателем преломления. При однослойном
покрытии (рис. 5.3, а) отраженный световой поток представляет
собой сумму световых потоков, отраженных от обеих границ раз-
дела: стекло — пленка и пленка — воздух.

По формуле Френеля коэффициенты отражения от первой н
второй границ раздела соответственно

(712 — 71] \2	I п- — По \2

----;--Ь Рю — (	:---
П2 + П1 )	\ 711 + п0)

зависят от показателей преломления стекла л2, пленки щ и возду-
ха п0. В первом приближении равенство отраженных световых по-
токов имеет место при условии p2i = pio. из которого следует соот-
ношение между показателями преломления согласуемых сред:

|'ЛЛ0«2-	(5.1)

Чтобы отраженные световые потоки, интерферируя, погасили
друг друга, между ними должна существовать разность хода, рав-
ная половине длины световой волны (в общем случае равная не-
четному числу полуволн). В таком случае разность хода
2rtifti/cos ф=Х/2 определяет необходимую толщину пленки

hl==—	.	(5.2)

4	71]
Световые волны, удовлетворяющие соотношениям (5.1) и (5.2),
находятся в противофазе н взаимно ослабляют друг друга, умень-
шая отражение и соответственно увеличивая прозрачность зерка-
ла. Для них тонкая пленка на поверхности стекла выполняет роль
четвертьволнового трансформатора, согласующего между собой оп-
тические свойства стекла и воздуха. В остальной части спектра
коэффициент отражения повышается.

Нанося многослойные пленки (рис. 5.2,6), подбирая их толщи-
ну, показатели преломления, а следовательно, и коэффициенты
отражения на каждой границе раздела, можно создать условия,
при которых в отдельных частях спектра прозрачность зеркала бу-
дет уменьшаться, а в других, наоборот, возрастать при одновремен-
ном увеличении резкости границ. Типичные характеристики спект-
ральных коэффициентов отражения дихроических зеркал при угле
падения световых волн к нормали <р=45° приведены на рис. 5.2, в.

Первое дихроическое зеркало 31 (см. рис. 5.1, а) отражает ко-
ротковолновую (синюю) и пропускает средневолновую и длинно-
волновую (зеленую и красную) части видимого спектра. Второе
зеркало 32 отражает длинноволновую и пропускает коротковолно-
вую и средневолновую части спектра. Совместное использование
зеркал 31 и 32 позволяет разделить световой поток по спектру на
трн составляющие.

Тепловыми потерями в дихроических зеркалах можно пренеб-
речь ввиду их малости. В таком случае спектральные плотности
падающего Фо (А,), отраженного ФР(А) и прошедшего через зеркало
Ф,(А) световых потоков связаны соотношением: ФО(Х)=ФР(Х) +
+ Ф,(А). После деления левой и правой частей этого соотношения
на Фо(А) находим условие: 1 = р(Х) + т(А), связывающее спект-
ральные коэффициенты отражения р(А) =ФР(А)/ФО(А) и прозрач-
ности т(Л) =Ф,(А)/Ф0(А) каждого зеркала, а также спектральные
характеристики прозрачности системы из двух дихроических зер-
кал по красному, зеленому и синему каналам:

— Р1(Х>] Р2<Х).

т0=[1—Pi (А)] [ 1	р2(А)], тв=р1(Х).	(5.3)

Дихроические зеркала 31 и 32 осуществляют лишь грубое раз-
деление светового потока по спектру. Корректировка характери-
стик каналов цветоделения производится с помощью светофильт-
ров Ть Т2, Т3, спектральные характеристики прозрачности которых
в соответствии с условиями (3.38) и (5.3) определяются соотноше-
ниями:

у п)______________пг"_________

Р(Х)[1 — Pi (X)] р2(Х)«Л(Х) ’

у /Х)=______________п&”____________

°	И(Х)[1-Р1(А)][1-Р2(А)Ьо(А)	’
(5.4)

Т’в(Х)

_____Л&П
(X (X) Pl (к) гд (к) ’

где |ц(X) — спектральная характеристика прозрачности оптических
элементов камеры; ея(Х), ее (А), ев (А.)—спектральные характери-
стики чувствительности фотоэлектрических преобразователей; гп,
gn, bn — идеальные спектральные характеристики передающей ка-
меры (см. рис. 3.15,6); п — коэффициент пропорциональности.

Длинноволновая составляющая, прошедшая через зеркало 31,
отраженная от зеркал Зг и З3 и скорректированная по спектру све-
тофильтром Ть на выходе ФЭП] формирует сигнал ER красного-
цветоделенного изображения. Аналогично средневолновая состав-
ляющая, прошедшая через зеркала 31 и Зг и корректирующий све-
тофильтр Т2, на выходе ФЭП2 формирует сигнал Ес зеленого цве-
тоделенного изображения. Коротковолновая составляющая, отра-
женная от зеркал 3] и 3< и скорректированная светофильтром Тз,
на выходе ФЭП3 формирует сигнал Ев синего цветоделенного изо-
бражения. Согласование чувствительности по отдельным каналам
достигается с помощью нейтральных фильтров, не показанных на
рисунке.

В передающих камерах цветного телевидения с четырьмя одно-
сигнальными ФЭП (как и в камерах черно-белого телевидения) ис-
пользуется самостоятельный яркостный канал, показанный на рис.
5.1, а штриховыми линиями. В состав светоделительной схемы в та-
ком случае дополнительно вводятся нейтральное полупрозрачное
зеркало 3$, разделяющее световой поток на две части, отражаю-
щее зеркало 36 для излома оптической оси и односигнальный фото-
электрический преобразователь ФЭП<, формирующий сигнал вы-
деленной яркости Eyw-

Оптические схемы с переносом изображения отличаются слож-
ностью, наличием корректирующих элементов и большими потеря-
ми света. При использовании объективов с переменным фокусным
расстоянием и удлиненным задним рабочим отрезком, фотоэлект-
рических преобразователей с малыми размерами фотослоя (види-
кон, матрица ППЗ) и светоделительных устройств на призменных
блоках от второго объектива можно отказаться. На рис. 5.1, б при-
ведена оптическая схема передающей камеры на трех матричных
приборах с переносом зарядов, установленных вместе с корректи-
рующими светофильтрами непосредственно на выходных окнах
призменного блока. Цветоизбирательные зеркала 31 и Зг нанесены
на стыки призменных компонентов блока. Отражающие поверхно-
сти располагаются под углами, обеспечивающими полное внутрен-
нее отражение. Жесткость конструкции призменного блока и неиз-
менная топология матрицы ППЗ существенно облегчают совмеще-
ние цветоделенных изображений.

Во входных окнах многосигнальных ФЭП цветовая информация
кодируется полосковыми светофильтрами, а при использовании фо-
тодиодных и ППЗ-матриц—н матричными светофильтрами с по-
элементным чередованием цветов. Последующее разделение сигна-
лов многосигнальных ФЭП происходит схемными методами. i

Методы обработки сигналов односигнальных ФЭП. Схема Пре-
образования сигналов передающей камеры цветного телевидения
с односигнальными ФЭП может быть либо трех-, либо четырехка-
нальной. В первом случае (рис. 5.3, а) схема содержит три широко-
полосных канала, каждый из которых включает односигнальный
ФЭП, предварительный усилитель (ПУ) и гамма-корректор (ГК),
за которыми следуют кодирующая матрица с матричными схемами
(Mj—М3) и фильтры нижних частот.

Рис. 5.3. Схемы преобразования сигналов односигиальиых ФЭП: RGB (о) и
RGBW (а, б и а, б, в)



Выходные сигналы ФЭП Er, Еа н Ев, пропорциональные ярко-
сти красного, зеленого и синего цветоделенных изображений, под-
вергаются предварительному усилению в предварительных усили-
телях. Противошумовая коррекция [1, 2] входных цепей усилите-
лей позволяет улучшить отношение сигнал-шум за счет ослабления
удельного веса тепловых шумов нагрузочного резистора ФЭП и
перераспределения спектральной плотности шумов. При этом ос-
лабляются наиболее заметные на изображении низкочастотные
шумы.

В гамма-корректорах, линеарезирующих амплитудную характе-
ристику телевизионной системы, формируются сигналы

Е'п=Е'яп*, Еа = Е^, Ев=е№,	(5.5)

где уз — показатель степени амплитудной характеристики телеви-
зионной системы при отсутствии гамма-коррекции.

В матричных схемах Mi—М3 из сигналов (5.5) формируются:
совместимый сигнал яркости (3.42) и цветоразностные сигналы
114
(3.143). Последние ограничиваются по спектру в ФНЧ. Все три вы-
ходных сигнала E'y, E'R.Y и Е'в-т используются в приемнике.

К недостаткам рассмотренной схемы следует отнести: широко-
полосность всех трех каналов, высокие требования к точности вза-
имного согласования параметров трех оптических проекций и раст-
ров ФЭП, а также градационные искажения изображений, воспро-
изводимых на экранах черно-белых приемников. Допустимая по-
грешность совмещения растров здесь не может превышать 0,2—0,3
от размера яркостного элемента, поскольку яркостный сигнал £'у,
несущий информацию о четкости изображения, матрицируется из
трех сигналов цветоделенных изображений. Схема нашла примене-
ние в сочетании с трехтрубочными передающими камерами цвет-
ного телевидения первого поколения, а в настоящее время — с ка-
мерами на матричных ППЗ.

На схеме рис. 5.3, как н на последующих подобных схемах, изо-
бражены узлы формирования сигналов. Кроме того, передающая
камера содержит генераторы строчной и кадровой развертки, уп-
равляемые импульсами синхронизации, усилитель-формирователь
импульсов гашения обратного хода и другие устройства.

В четырехканальной схеме к рассмотренным трем добавляется
четвертый канал (рис. 5.3,6), подобный каналу системы черио-бе-
лого телевидения и формирующий передаваемый на приемную сто-
рону сигнал выделенной яркости. Канал содержит односигнальный
ФЭП с высоким разрешением, предварительный усилитель и гам-
ма-корректор.

Выходной сигнал ФЭП4 £у^=0,299£р + 0,587£о + 0,114£fi после
усиления и гамма-коррекции принимает вид

EyW=(0, 299£л + 0,587Ео+0,114£й),/т^,	(5.6)

отличный от сигнала (3.42), формируемого матричной схемой Mi.
Сигнал E'y на приемную сторону не передается. Он используется
лишь в матричных схемах М2 и М3 при формировании цветораз-
ностных сигналов E'r.y и £'В-т и сам может быть узкополосным, а
ФЭП1 —ФЭП3 могут иметь пониженную разрешающую способ-
ность.

Достоинствами схемы являются узкополосность каналов форми-
рования цветоразностных сигналов, более чем двухкратное сниже-
ние требований к точности совмещения трех цветоделенных изобра-
жений, определяемой здесь размерами не яркостного, а цветового
элемента, и формирование яркостного сигнала отдельным ФЭП.
Сигналом E'yw более правильно передаются градации яркости на
экранах приемников черно-белого телевидения.

Недостаток схемы заключается в том, что при матрицировании
цветоразностных сигналов на передающей стороне используется
яркостный сигнал £'г, в то время как при обратном преобразова-
нии в приемнике используется сигнал выделенной яркости E'yw.
В таком случае сигналы цветоделенных изображений (3.45) I

Е r-y Еу «г—Ец 4- Д Е у,
Ео-у-\-Еу№=Ес-У-&Еу,	।

Eb-y -\-Eyw — Ев-]- &Е у

восстанавливаются в приемнике с ошибкой AE'y—E'yV—E'y, рав-
ной разности используемых яркостных сигналов. Это приводит к
искажениям цветности, главным образом насыщенности, и яркости
изображения, поскольку E'yv>E'y на всех цветах, кроме белого.

Искажения цветопередачи устраняются, если к рассмотренным
схемам добавляются ФНЧ3 и два устройства вычитания сигналов
(УВ] и УВг) (рис. 5.3, в). Фильтром нижних частот с полосой про-
пускания, отведенной для передачи цветоразностных сигналов, от-
фильтровывается низкочастотная часть спектра сигнала выделен-
ной яркости &E'yV. В устройстве вычитания УВ1 формируется уз-
кополосный разностный сигнал AE'yw—Е'у, который в дальнейшем
вычитается из сигнала выделенной яркости в устройстве вычита-
ния УВг.

Выходной яркостный сигнал E'y^—E'yw—AE'yw+E'y в полосе
частот, отведенной для передачи цветоразностных сигналов, не от-
личается от сигнала (3.42), матрицируемого схемой Mq и исполь-
зуемого при формировании цветоразностных сигналов (3.43) в мат-
рицах Мг и М3, и, следовательно, обеспечивает неискаженное вос-
произведение цветного изображения в приемнике. В остальной по-
лосе частот E'y^—E’yw. При этом высокочастотные компоненты
сигнала выделенной яркости E'yv и соответствующие им детали
изображения воспроизводятся в черно-белом виде.

Общими недостатками четырехканальных схем являются их
сложность н большие габариты.

В разработках последних лет снова стали использовать трех-
канальные схемы. В схеме, приведенной на рис. 5.4, сохранен прин-
цип формирования яркостного сигнала одним ФЭП и исключен
ФЭП в канале сигнала зеленого цветоделенного изображения.

Выходные сигналы односигнальных ФЭП Е*к, Е*в и Eyw, про-
порциональные яркости красного н синего основных цветов переда-
ющей камеры и общей яркости цветного изображения, после уси-
ления в предварительных усилителях ограничиваются по спектру
в ФНЧ с полосой пропускания, отведенной для передачи цветораз-
ностных сигналов. В матричной схеме (М) из ограниченных по
спектру сигналов A£*r, &Е*в и A£yw формируется сигнал А£*с=
— o,\&Eyw—o,2&E*r—аз&Е*в, пропорциональный яркости зеленого
основного цвета передающей камеры. Коэффициенты матрицирова-
ния он, аг и а3 зависят от спектральных характеристик отдельных
каналов. Значками А здесь подчеркивается ограниченность спект-
рального состава сигналов.
В матричном цветокорректоре (МЦК) сигналы \AE*R, ЛЕ*о и
АЕ*В, пропорциональные яркости основных цветов передающей ка-
меры, пересчитываются в сигналы

АД х = Pi А Д r + РгА Дg 4“ ЗзАДв,

АД0 = Р4Д£я + &£Еа 4-Р6АДв,

^Ед= руДДу? -(-рвДДо “ЬРдД^В»	(5-7)

пропорциональные яркости основных цветов приемника. Матрици-
рование с весовыми коэффициентами 0^0 позволяет сформиро-
вать не только положительные, но и отрицательные ветви идеаль-
ных спектральных характеристик камеры, которые не могут быть
«формированы светоделнтельными устройствами и ФЭП, и тем са-
мым обеспечивает повышение точности цветопередачи.

Рис. 5.4. Схема преобразования сигналов односигиальных ФЭП iRBY

В устройствах суммирования (УС) к сигналам (5.7) добавля-
ются высокочастотные компоненты VEyw сигнала Ег&, выделяемые
полосовым фильтром (ПФ) с амплитудно-частотной характеристи-
кой (АЧХ), дополнительной к характеристике ФНЧ. Сформирован-
ные таким образом сигналы ER, Еа и Ев отличаются лишь в низ-
кочастотной области. Высокочастотные компоненты их спектров и
соответствующие им пространственные частоты воспроизводятся
черно-белыми.

После гамма-корректоров сигналы (5.5) поступают на кодирую-
щую матрицу (КМ), формирующую сигналы E'Y, E'R. у и E'b-y в со-
ответствии с соотношениями (3.42) и (3.43). Цветоразностные сиг-
налы ограничиваются по спектру в ФНЧ.

Достоинством схемы является сохранение преимуществ четы-
рехканальной схемы: формирование яркостного сигнала одним
ФЭП, меньшая разрешающая способность и узкополосность в ос-
тальных каналах, а следовательно, и это главное, меньшая допу-
стимая точность совмещения цветоделенных изображений и раст-
ров при одновременном сокращении числа ФЭП до трех.
Для улучшения характеристик передающих камер используется
полная автоматизация процессов их настройки. Контроль за сведе-
нием трех растров, установкой диафрагмы, уровней черного и бе-
лого в выходных сигналах обеспечивается с помощью микропроцес-
сорной системы. При использовании общего блока управления до-
стигается высокая идентичность изображений от нескольких камер
одного типа, недоступная при ручной регулировке, а время на-
стройки сокращается в десятки раз.

Рис. 5.5. Частотное кодирование (а) и декодирование (б) сигналов
миогосигиальных ФЭП

Методы разделения сигналов многосигнальных ФЭП. Выходной
сигнал многосигнальных ФЭП в закодированной форме несет ин-
формацию о яркости двух или даже всех трех основных цветов.
Для последующего разделения сигналов схемными методами при-
меняются частотные, частотно-фазовые, временные (импульсные),
индексные и другие методы кодирования [12].

Как было показано в § 4.7, в схемах с одним многосигнальным
ФЭП для светоделения используются двухслойные полосковые
светофильтры дополнительных к основным цветов. Полоски желто-
го светофильтра и голубого чередуются с равными по ширине ок-
нами прозрачности.

При частотном методе кодирования ширина горизонтальных се-
чений- полосок светофильтров в разных слоях должна быть различ-
ной. Поэтому в случае вертикального расположения полоски голу-
бого и желтого светофильтров должны иметь разную ширину. При
равной ширине (25 мкм) полоски одного (например, желтого све-
тофильтра) располагаются вертикально, а второго (голубого)—
под углом 45° к вертикали. В последнем случае ширина сечений го-
лубых полосок вдоль горизонтальной оси х оказывается в ]/2 раз
больше, чем желтых. Соответствующие размеры указаны на рис.
5.5, а, где буквами Б, Г, Ж обозначены цвета соответствующих све-
тофильтров.

Прозрачность в средневолновой — зеленой — области спектра
(то) не зависит от координаты х и геометрии штрихового свето-
фильтра. Прозрачными для длинноволновой — красной — области
спектра (тд) оказываются лишь окна между голубыми полосками,
а для коротковолновой — синей (тв) — между желтыми. Послед-
ние нмпульсно модулируют световой поток, а следовательно, и вы-
годной сигнал ФЭП.

Выходной сигнал многоснгнального ФЭП

Е\=Еа-{- — ER-\—Ев-\- —aRERs\n + "г

"Ь ~ ав^в s'n (1йв^ “ЬТв)

содержит низкочастотную составляющую Е2 = Еа ER -у Ев,
включающую сигнал Ес, пропорциональный яркости зеленого цве-
тоделенного изображения, и средние составляющие сигналов ER и
Ев, пропорциональные яркости красного и синего цветоделенных
изображений, а также первые гармоники частот и <ов

f3=:— aRER sin (y>Rt

E4 = y aBEB sin (wB/ ?B),
показанные на рис. 5.5, а штрихпунктиром, амплитуды которых
также пропорциональны сигналам ER н Ев. Компоненты более вы-
соких частот отфильтровываются усилительным каналом.

Здесь aR и ав— коэффициенты, характеризующие глубину мо-
дуляции сигналов;	и <ов=2л/в — круговые поднесущие

частоты, определяемые временем пересечения полосок светофильт-
ров в процессе развертки, ыв—V 2ыв; фя и фВ — начальные фазы.
Без учета тепловых потерь прозрачность светофильтра в синей и
красной областях спектра может приниматься равной 0,5.

Схема разделения сигналов многосигнального ФЭП (рис. 5.5,6)
содержит предварительный усилитель, выходной сигнал которого
Е, с помощью ФНЧ и полосовых фильтров ПФ1 и ПФ2 разделяется
по спектру на три: Е2, Е3 и Е4 соответственно. После детектирова-
ния сигналов Е3 и Е4 в амплитудных детекторах АД! и АД2 со-
ставляющие Er и Ев вычитаются в матричной схеме из сигнала Е2,
прошедшего линию задержки (ЛЗ). Линия служит для выравнива-
ния времени прохождения сигнала Е2 с временем задержки сигна-
лов Er и Ев. На выходе матрицы формируется сигнал Ео.
Особенностью частотно-фазового кодирования при использова-
нии двухслойного полоскового светофильтра является то, что ши-
рина горизонтальных сечений полосок одинакова, а следовательно,
одинаковы частоты сигналов fR и /в, генерируемых в процессе раз-
вертки изображения. В случае равной ширины полосок желтого и
голубого светофильтров это выполняется при их ортогональном
расположении по отношению друг к другу и наклоне ±45° к на-
правлению оси х горизонтального разложения (рис. 5.6, а).

Рис. 5.6. Частотно-фазовое кодирование (а) и
декодирование (б) сигналов миогосигиальиых
ФЭП

Прозрачность двухслойного светофильтра в зеленой области
спектра хо здесь, как и ранее, не зависит от координаты х. Окна
прозрачности в красной тд и синей хв областях спектра для двух
соседних в поле строк 1 и 2 в рассматриваемом случае должны
смещаться вдоль оси х на четверть периода частоты fRB- Это усло-
вие обеспечивается выбором шага разложения б между осями со-
седних в поле строк.

В таком случае выходные сигналы многосигиального ФЭП от
строк 1 и 2

^n~Ea-\- — ER-\- — EB-\- — aRER sin + фд)-(-

d—— <н£в s*n
^12=Eq+-j- ER 4- -i- EB + у aRER c°s («^ 4- cp₽) -

авЕв cos (">RBt -|- <pB)

содержат низкочастотную составляющую Ei, а также первые гар-
моники частоты ti)RB=2nfRB

Ец—— apER sin (4>RBt <рд) — aBEB sin (y>RBt 4'?b)’
~	«6

Е-ц—~^-арЕ R cos (u>RBt 4- yR) —— aBEB cos (<s>RBt 4- Ч’в)»

амплитуды которых пропорциональны сигналам ER и Ев, я фазы
определяются координатами пересечения полосок штриховых све-
тофильтров.

Схема разделения сигналов многосигнального ФЭП (рис.
5.6, б) содержит предварительный усилитель, выходной сигнал ко-
торого с помощью ФНЧ и полосового фильтра делится по спектру
на составляющие Е2 и Е3. Дальнейшее разделение сигналов, про-
порциональных яркости красного и синего цветоделенных изобра-
жений, происходит в гребенчатом фильтре.

В фазирующем устройстве (ФУ) прямой сигнал строки 2 задер-
живается на четверть периода частоты />а и принимает вид

Д32 =—aRER sin	4- ср#) —— авЕв sin	4~

а в линии задержки Л32 сигнал Е31 строки 1 задерживается на вре-
мя передачи одной строки. В устройстве суммирования (УС) обра-
зуется сумма прямого и задержанного на строку сигналов £31 +
+ E*i2=aRER sin (шкв^ + фя), а в устройстве вычитания (УВ) —их
разность Ез\ —Е*22=авЕв sin (сэрв/+• <рв).

Сформированные суммарный и разностный сигналы детектиру-
ются в амплитудных детекторах АДЬ АД2. В матричной схеме, фор-
мирующей сигнал Еа, сигналы ER и Ев вычитаются из сигнала Е2,
прошедшего линию задержки ЛЗь

К достоинствам схемы с частотно-фазовым разделением следу-
ет отнести наличие одной поднесущей частоты fRB и связанную с
этим большую широкополосность сигналов, а следовательно, и бо-
лее высокую разрешающую способность системы в горизонтальном
направлении. Однако в направлении, перпендикулярном осям
строк, разрешающая способность здесь меньше, поскольку выход-
ные сигналы формируются из сигналов двух соседних в поле строк.
В обеих схемах предъявляются повышенные требования к линей-
ности горизонтальной развертки, обусловленные селекцией сигна-
лов по частоте, а в последней схеме и к линейности вертикальной
развертки, что связано с одновременной обработкой сигналов двух
соседних строк.
Передача цветового сигнала без ухудшения разрешающей спо-
собности в яркостном канале возможна при условии частотного пе-
ремежения спектров цветовой и яркостной информации. Это усло-
вие обеспечивается выбором соответствующего шага разложения
6 наклона и ширины полос кодирующих светофильтров, благодаря
которым цветовая поднесущая fKB располагается посредине между-
двумя соседними гармониками строчной частоты.

Прн временном кодировании применяются однослойные штри-
ховые светофильтры, состоящие, например, из вертикальных поло-
сок основных цветов RGB, сгруппированных в триады. Выходной
сигнал ФЭП распределяется по трем усилительным каналам в со-
ответствии с чередованием цветности светофильтров в процессе
развертки. Однако импульсная коммутация сигналов реализуется
лишь при использовании фотодиодных или ППЗ-матриц с жесткой
топологией. Она затрудняется нелинейностью развертки в передаю-
щих трубках, где строчной синхронизации коммутатора оказывает-
ся недостаточно. Для фазирования коммутатора в течение всей
строки необходим опорный индексный сигнал, который может быть
сформирован, как показано в § 4.7, с помощью секционирования
сигнальной пластины передающей трубки на две гребенки.

В настоящее время однотрубочные камеры уступают трехтру-
бочным по чувствительности и разрешающей способности. Тем не
менее благодаря относительной простоте и перспективности они
уже получили широкое распространение в мировой практике.

В передающих камерах с двумя ФЭП один преобразователь
формирует обычно широкополосный яркостный сигнал, а другой —
узкополосные сигналы цветности [12].

Для коррекции апертурных искажений, вносимых ФЭП, исполь-
зуются апертурные корректоры. Одномерная коррекция в направ-
лении строчной развертки достигается регулированием подъема
АЧХ корректора на верхних частотах. При двумерной коррекции
из сигнала передаваемого элемента изображения вычитаются с ре-
гулируемыми весовыми коэффициентами сигналы соседних элемен-
тов. Наряду с повышением резкости изображения апертурная кор-
рекция сопровождается ухудшением отношения сигнал-шум. Для
снижения заметности шумов используются схемы подавления шу-
мов на крупных деталях изображения.

§ 5.3. Параметры полного цветового телевизионного
сигнала в системе SECAM

В соответствии с ГОСТ 7845—79 полный цветовой телевизион-
ный сигнал включает сигналы яркости (3.42), цветности, цветовой
синхронизации (опознавания строк), гашения обратных ходов и
синхронизации разверток.

Сигнал цветности передается двумя чередующимися от строки
к строке цветовыми поднесущими, расположенными в высокочас-
тотной части спектра яркостного сигнала и промодулированными
по частоте цветоразностными сигналами (3.43). Номинальные час-
тоты цветовых поднесущих при отсутствии модуляции

/0Д=282/стр=44О6,25 + 2 кГц,

/оВ=272/С1Р=425О,ОО + 2 кГц

кратны частоте строчной развертки fCTp. Разнос средних значений
частот цветовых поднесущих способствует повышению помехоус-
тойчивости приема.

Рис. 5.7. Амплитудно-частотные характеристики схем низкочастотных предыс-
кажений (а) и корректирующей цепи (б)

Размах и полярность цветоразностных сигналов (3.43) до моду-
ляции ими поднесущих частот изменяются в соответствии с соотно-
шениями

DR — kKE r.y= — \,QEr.y,
DB=kBEb-y= \ ,5Eb-y-

(5.8)

Здесь kR= —1,9 и kB= +1,5 — коэффициенты компрессии, благо-
даря которым равные, единичные значения сигналов (5.8), соот-
ветствующие номинальным девиациям частот, достигаются при пе-
редаче испытательных сигналов цветных полос с 75%-ной ярко-
стью.

С целью повышения помехоустойчивости приема низкочастот-
ные сигналы D'r и D'B подвергаются предкоррекции путем пропус-
кания через цепь с коэффициентом передачи

л	1 + 7/ / /1

НЧ	1 + W1

(5.9)

и АЧХ, обеспечивающей примерно трехкратный подъем верхних
частот (сплошная кривая на рис. 5.7, а). Здесь f — текущая часто-
та, кГц; fi = 85 кГц; k—З. Корректирующая цепь приемника с об-
ратной (5.9) характеристикой (рис. 5.7,6), ослабляя верхние час-
тоты продетектированных сигналов, восстанавливает их исходный
спектр и одновременно подавляет наиболее заметные на выходе
ЧМ-канала высокочастотные компоненты шумов. Спектр цветораз-
ностных сигналов ограничивается в ФНЧ (штриховая кривая на
рис. 5.7, а).

При номинальных девиациях частоты Д/оя=28О±9 кГц и &foB—
= 230±7 кГц текущая девиация частоты (кГц) цветовой поднесу-
щей

△/Я=Д/0^ = 280ОЛ	(5.Ю)

в строках с сигналом D'R и

A/b = VobOb=230L>b	(5.11)

в строках с сигналом D'B. Большие девиации частоты по сигналу
D'r способствуют снижению шумов, более ощутимых в красном
канале.

На выбросах сигналов (5.8), обусловленных предкоррекцией
(5.9), а также при передаче сигналов опознавания строк допуска-
ются экстремальные значения девиации частоты:

I +350±18 кГц,	[ -}-506±25 кГц,

/яэкс= | _506±25 кГц	Л/ВэВС = | _305±18кГц

е строках с сигналом £)'я,	в строках с сигналом D’B,

занимающие при передаче обоих сигналов один и тот же частот-
ный диапазон.

Немодулированная цветовая поднесущая, кратная частоте
строчной развертки, при условии неизменной фазы колебаний в на-
чале каждой строки отображается на изображении в виде верти-
кальных полос, содержащих во время прямого и обратного хода по
282 периода в строках, используемых для передачи сигналов D'к
и по 272 периода в строках, используемых для передачи сигналов
D'B. Для обеспечения частотного перемежения спектра яркостного
сигнала со спектром сигналов цветовой поднесущей и уменьшения
заметности последней на изображении фазу цветовой поднесущей
коммутируют на противоположную от поля к полю, а также либо
в начале и в конце каждой третьей строки, либо через каждые три
строки. При этом штриховая структура цветовой поднесущей пре-
образуется на изображении в менее заметную для глаза точечную.
С учетом чересстрочности разложения, длительности периодов
коммутации фазы и чередования цветоразностных сигналов пол-
ный период повторения сигналов немодулированных цветовых под-
несущих составляет во времени 2-3-2=12 полей, а в пространст-
ве — 12 строк изображения.

С цел аю повышения помехоустойчивости приема частотно-моду-
лированный сигнал цветности подвергается амплитудным предыс-
кажениям путем пропускания через цепь с коэффициентом пере-
дачи

Лч = ( 1+/16Л)'(! + /1,26Л)

(5.12)
и АЧХ, показанной на рис. 5.8, а. Здесь F—f/f0—fo/f, / — текущая
частота, кГц, и fo = 4286±2O кГц. Размах сигналов цветовой под-
несущей на частоте f0 составляет (23±2,5) % от размаха яркост-
ного сигнала между уровнями гашения и белого и выбран компро-
миссно, чтобы удовлетворить требованиям совместимости и поме-
хоустойчивости системы цветного телевидения. Корректирующая
цепь приемника с обратной (5.12) характеристикой (см. рис. 5.8, б)
восстанавливает исходный спектр сигналов. Отношение сигнал-шум
повышается в наибольшей мере на цветовых переходах и цветах,
передаваемых с большими девиациями частоты, сигналы которых.

Рис. 5.8. Амплитудно-частотные характеристики цепи высокочастот-
ных предыскажений (р) и корректирующей цепи (б)

в наибольшей мере ослабляются в приемнике. В то же время на
крупных однородно окрашенных участках изображения со средней;
насыщенностью цветов девиация частоты и размах сигналов оста-
ются небольшими и не ухудшают совместимости системы [9].

Для устранения помех по каналу синхронизации разверток
приемника сигналы поднесущих частот подавляются на кадровом
гасящем импульсе (за исключением интервалов передачи сигна-
лов опознавания строк) и на строчном гасящем импульсе (за ис-
ключением защитного интервала длительностью около 5 мкс в кон-
це строчного гасящего импульса). В течение защитного интервала
генерируется немодулированная частота одной из чередующихся
через строку цветовых поднесущих. Благодаря наличию защитного
интервала переходные процессы в канале цветности приемника ус-
певают закончиться до начала активной части строки, иначе левый
край изображения был бы искажен шумами. Сигналы защитного
интервала могут быть использованы для цветовой синхронизации
в приемнике.

Сигналы опознавания строк необходимы для обеспечения син-
фазной работы кодирующего и декодирующего устройств. Стандар-
тизованные сигналы опознавания формируются в виде серии из де-
вяти импульсов трапецеидальной формы (см. рис. 6.7). Длитель-
ность каждого импульса равна времени передачи активной части
строки, примерно третью часть этого времени составляет длитель-
ность нарастающих участков. Сигналы опознавания строк замеши-
ваются в цветоразностные сигналы во время передачи кадровых
гасящих импульсов строк 7—15 в нечетных полях и строк 320—328
в четных полях. За нечетное принимается поле, в котором начало
кадрового синхронизирующего импульса совпадает с началом оче-
редного строчного синхронизирующего импульса.

§ 5.4.	Кодирование сигналов

В соответствии с требованиями к параметрам сигнала цветнос-
ти схема его формирования может содержать два параллельных
канала, включающих усилители, уравнивающие максимальные
значения сигналов, низкочастотные предкорректоры, ФНЧ, ампли-
тудные ограничители и частотные модуляторы, каждый из которых
имеет отдельную цепь автоподстройки к частоте одного из генера-
торов цветовых поднесущих. В схеме достаточно одного электрон-
ного коммутатора, обеспечивающего чередование цветоразностных
сигналов от строки к строке. Однако такой вариант оказался бо-
лее громоздким.

Нашла распространение структурная схема кодирующего уст-
ройства (рис. 5.9), содержащая два синфазно работающих элект-
ронных коммутатора, один из которых (ЭК1) используется для ком-
мутации цветоразностных сигналов, а другой (ЭК2) — для комму-
тации опорных сигналов генераторов цветовых поднесущих (ГЦП).
Канал сигнала цветности лишь частично сохраняет два парал-
лельных канала, состоящих из устройств замешивания (УЗ) сиг-
налов опознавания строк (СОС), уравнивающих усилителей (УУ)
и низкочастотных предкорректоров (НЧПК). После электронного
коммутатора ЭК1 сигналы D'K и D'B чередуются от строки к стро-
ке и проходят через общий канал, содержащий ФНЧ, амплитудный
ограничитель АОЬ на который подается сигнал генератора импуль-
са пьедестала (ГИП), частотно-модулированный генератор (ЧМГ),
коммутатор фазы цветовой поднесущей (КФЦП), амплитудный ог-
раничитель АО2, высокочастотный предкорректор (ВЧПК).

Канал яркостного сигнала, в свою очередь, включает коррек-
тор перекрестных искажений (КПП) и широкополосную линию за-
держки (ШЛЗ). Полный цветовой телевизионный сигнал Е'х фор-
мируется в устройстве суммирования (УС) сигналов яркости Е'у,
цветности E's и сложного сигнала синхронизации приемника
(ССП).

В устройствах замешивания (УЗ) во время обратного хода по
кадру в цветоразностные сигналы замешиваются сигналы опозна-
вания строк. В соответствии с условиями (5.8) в усилителях, урав-
нивающих максимальные значения сигналов, формируются цвето-
126
разностные сигналы D'R и D'b, которые далее корректируются в
низкочастотных предкорректорах, проходя через цепь с коэффици-
ентом передачи (5.9) и частотной характеристикой, показанными
на рис. 5.7, а. Постоянная времени корректирующей цепи т=7?]С=
= l/(2nfi) =1,88-10~6 с, а коэффициент передачи по напряжению
на низких частотах I/k=iR2/(Ri+R2) = l/3. В результате предкор-
рекции на фронтах цветоразностных сигналов появляются выбро-
сы, которые необходимо ограничивать.

Рис. 5.9. Структурная схема кодирующего устройства

После согласования уровней входных сигналов электронный
коммутатор ЭК1 обеспечивает непрерывное чередование цветораз-
ностных сигналов в последующих цепях. Коммутатор управляется
прямоугольными симметричными импульсами централизованной
коммутации (ИЦК) полустрочной частоты, используемыми для
синфазного управления всеми цепями. В ФНЧ с амплитудно-час-
тотной характеристикой, заканчивающейся на рис. 5.7, а штрихо-
вой кривой, происходит ограничение сигнала по спектру. Включе-
ние ФНЧ после электронного коммутатора способствует ослабле-
нию коммутационных помех.

Амплитудный ограничитель АО] необходим для ограничения:
размаха сигналов опознавания строк и выбросов, возникающих на
фронтах цветоразностных сигналов вследствие низкочастотной
предкоррекции (5.9), и, следовательно, для ограничения частотно-
го диапазона сигналов после модуляции. Относительные уровни
ограничения определяются отношением экстремальных значений
девиации частоты к номинальным значениям:

ДЛ?экс _ ( + 350/280 = + 1,25 ± 0,06,
Д/о/? I-506/280= - 1,81 ±0,08,

Д/вэкс ( + 506/230 = + 2,20 ± 0,09,
Д/ов I - 350/230 =- 1,52 ±0,07.
Благодаря асимметричному ограничению выбросов при переда-
че обоих сигналов используется один и тот же частотный диапазон.

Необходимость периодического изменения уровней ограничения
сигналов и крутизны модуляционной характеристики модулятора
отпадает, если обоим сигналам формально приписать одинаковые
.значения номинальных девиаций частоты, например д/о = А/ов=
= 230 кГц. Их различие, определяемое отношением Д/оя/А/ов =
= 280/230=1,22, можно компенсировать соответствующим изме-
нением соотношения между номинальными размахами цветораз-
ностных сигналов D'r и О'в, например увеличением коэффициента
компрессии kR=—1,9-1,22=—2,3 при сохранении kB= 1,5. При
этом в сигнал необходимо ввести прямоугольный импульс, выраба-
тываемый генератором импульсов пьедестала, с относительным
размахом АО= (f0R—foa)/Afo— 156,25/230=0,68, соответствующим
разности номинальных значений частот цветовых поднесущих. В та-
ком случае относительные уровни ограничения сигналов D'R

Д/Яэкс ( + 1,25-1,22 + 0,68 = + 2,20,
Д/о ~1 - 1,81-1,22 + 0,68= - 1,52

совпадают с соответствующими уровнями сигналов О'в.

При контроле систем цветного телевидения используются испы-
тательные сигналы цветных полос. Они создают на телевизионном
экране вертикальные полосы основных и дополнительных к ним
цветов, а также белого и черного цвета в последовательности: бе-
лый, желтый, голубой, зеленый, пурпурный, красный, синий, чер-
ный. На рис. 5.10 приведены испытательные сигналы цветных по-
лос 75%-ной яркости Er, Еа, Ев и сформированные из них совме-
стимый сигнал яркости EY (3.42), цветоразностные сигналы ER-y,
Eb~ y (3.43) и OR, Db (5.8). Сигналы OR и DB до цепи предкоррек-
ции (5.9) показаны утолщенными линиями. Уровни ограничения
выбросов, появляющихся на фронтах сигналов в результате пред-
коррекции, отмечены штриховыми линиями. После введения в сиг-
нал импульса пьедестала с относительным размахом АО и измене-
ния коэффициента компрессии kR уровни ограничения сигналов
OR и DB совпадают.

Непосредственная стабилизация средних частот колебаний час-
тотно-модулированного генератора с заданной точностью не уда-
ется. В схеме рис. 5.9 используется импульсная автоподстройка по
•сигналам опорных генераторов цветовых поднесущих ГЦПЬ ГЦП2,
которая позволяет стабилизировать не только средние частоты, но
и начальные фазы колебаний. Высокостабильные опорные колеба-
ния цветовых поднесущих с неизменными фазами в начале каж-
дой строки выделяются кварцевыми фильтрами из спектра частот
кратковременных импульсов ударного возбуждения, в свою очередь
•синхронизируемых импульсами частоты строк /СТр-

Электронный коммутатор ЭКг, управляемый импульсами цент-
рализованной коммутации, работает синфазно с электронным ком-
мутатором ЭК1 канала цветоразностных сигналов и обеспечивает
128
чередование через строку сигналов опорных частот цветовых под-
несущих. Автоподстройка частоты и фазы колебаний частотно-мо-

дулированного генератора по
время обратного хода по
строкам, когда модулирую-
щие цветоразностные сигна-
лы равны нулю и, следова-
тельно, должна генериро-
ваться средняя частота од-
ной из поднесущих.

Цветоразностные сигна-
лы модулируют цветовые
поднесущие faR и f0B с девиа-
циями частот, определяемы-
ми соотношениями (5.10) и
(5.11). В конце каждой стро-
ки колебания частотно-моду-
лированного генератора сры-
ваются импульсом срыва ко-
лебаний (ИСК)-

Коммутатор фазы цвето-
вой поднесущей коммутиру-
ет фазу на 180° от поля к
полю и в каждой третьей
строке (либо через каждые
три строки), уменьшая за-
метность сигналов цветовой
поднесущей на изображении
и обеспечивая частотное пе-
ремежение ее спектра со
спектром яркостного сигна-
ла. Размах сигналов в после-
довательных строках вырав-
нивается амплитудным огра-
ничителем АО2.

В высокочастотном пред-
корректоре сигнал цветности
Подвергается амплитудным
предыскажениям путем про-
пускания через цепь с коэф-
фициентом передачи (5.12) и
амплитудно-частотной ха-
рактеристикой, показанной

опорным частотам производится во

на рис. 5.8, а и практически Рис. 5.10. Испытательные сигналы
реализуемой режекторным

контуром с резонансной частотой /о = 4286 кГц и добротностью Q =
= 16. Благодаря разнесению частот цветовых поднесущих f0R и foe
относительно частоты f0 и инвертированию сигнала E'r.y в соответ-
5-1765	129
ствии с соотношениями (5.8) частоты
для цветов с малой относительной
располагаются в области, близкой к

Рис. 5.11. Структурная схема (а) и
амплитудно-частотные характеристики
(6) корректора перекрестных искаже-
ний

передачи сигналов цветности
яркостью (пурпурного, красного)

средней частоте f0. Это умень-
шает размах сигналов, а следова-

тельно, и перекрестные искажения
цветность — яркость, обуслов-
ленные влиянием помех в яркост-
ном канале со стороны сигнала
цветности, на цветах с малой от-
носительной яркостью. В то же
время некоторое увеличение раз-
маха сигнала цветности, а следо-
вательно, и перекрестных иска-
жений цветность — яркость на
цветах с большей относительной
яркостью оказывается менее за-
метным.

Перекрестные искажения яр-
кость — цветность обусловлены
помехами в канале цветности со
стороны яркостного сигнала. Они
имеют пороговый эффект, прояв-
ляющийся в резком увеличении
паразитной девиации частоты и
импульсной помехи на выходе
частотного детектора в случае
сближения амплитуд высокочас-
тотных составляющих спектра яр-
костного сигнала и сигнала цвето-
вой поднесущей [9]. Из-за интег-
рирующего действия низкочастот-
ной коррекции импульсные поме-
хи от мелких деталей растягива-
ются на изображении в виде
резко очерченных цветных тяну-
щихся продолжений. Корректор
перекрестных искажений обеспе-
чивает необходимые соотношения
между уровнями сигнала и поме-
хи. Следовательно, в зависимости
от относительного уровня высоко-
частотных компонентов могут ре-
гулироваться как ослабление сиг-

нала яркости, так и усиление сигнала цветности.

Пассивная схема подавления высокочастотных компонентов яр-
костного сигнала оказывается непригодной из-за снижения четко-
сти изображения. Двухканальная схема корректора перекрестных
искажений (рис. 5.11, а), содержащая: полосовой фильтр (ПФ) в
канале А и режекторный фильтр (РФ) в канале В с взаимно до-
полняющими амплитудно-частотными характеристиками (АЧХ),
настроенные на среднюю частоту fo = 4,286 МГц, амплитудный ог-
раничитель (АО) с регулируемым порогом ограничения и сумма-
тор (С), позволяет сохранить допустимый уровень яркостного сиг-
нала на частоте режекции. Составляющие яркостного сигнала, ре-
жектируемые в канале В, полностью компенсируются составляю-
щими, пропускаемыми кана-
лом А, до тех пор, пока сиг-
нал в канале А не превыша-
ет порога ограничения (кри-
вые 1 иа рис. 5.11, б). При
этом сквозная АЧХ коррек-
тора оказывается равномер-
ной. Если сигнал в канале А 0,3
превышает уровень ограни-
чения (кривые 2), то в амп- 0
литудно-частотной характе-
ристике корректора вблизи
частоты /о появляется про-

вал, глубина которого зависит от размаха высокочастотных компо-
нентов, а остаточное значение определяется порогом ограничения.
Соотношение между уровнями выскочастотных компонентов яркост-
ного сигнала и сигналом цветности устанавливается эксперимен-
тально по изображению на экране видеокоитрольного устройства и
определяется заметностью перекрестных искажений.

Коррекция может быть основана и на дополнительном усиле-
нии сигнала цветности в зависимости от уровня высокочастотных
компонентов яркостного сигнала в полосе частот, отведенной для
передачи сигналов цветности. Порог срабатывания схемы, по пре-
вышении которого происходит дополнительное усиление сигнала
цветности, устанавливается экспериментально по заметности пере-
крестных искажений.

Широкополосная линия задержки (см. рис. 5.9) с полосой про-
пускания Af=7,3 МГц и временем задержки Д/=0,4ч-0,7 мкс слу-
жит для уравнивания времени распространения сигналов в яркост-
ном канале по отношению к каналу цветности.

Полный цветовой сигнал в двух последовательных строках на
выходе устройства суммирования при передаче испытательных сиг-
налов цветных полос 75%-ной яркости показан на рис. 5.12.

§ 5.5.	Декодирование сигналов

В декодирующем устройстве сигнал цветного изображения пре-
образуется в сигналы управления цветным кинескопом.

Структурная схема декодирующего устройства иллюстрируется
рис. 5.13. Сигнал цветного изображения после видеодетектора
5*	13J
(ВД) разделяется на два канала. Через широкополосную линию
задержки (ШЛЗ) сигнал поступает в яркостный канал, содержа-
щий режекторный фильтр (РФ). Сигналы цветности отфильтровы-
ваются в канал цветности полосовым фильтром (ПФ).

Канал цветности включает общую часть, электронный комму-
татор (ЭК) и каналы цветоразностных сигналов. Общая часть, в
которой цветоразностные сигналы D'r и D’в передаются на подне-
сущих, чередуясь через строку, содержит полосовой фильтр (ПФ),

Рис. 5.13. Структурная схема декодирующего устройства

корректор высокочастотных предыскажений (КВЧП), амплитуд-
ный ограничитель (АО) и ультразвуковую линию задержки (УЛЗ)
сигнала цветности па время передачи одной строки *. Электронный
коммутатор перераспределяет прямой и задержанный сигналы та-
ким образом, что па одном его выходе всегда выделяется красный,
а на другом — синий цветоразностный сигнал. Два параллельных
капала цветоразностных сигналов содержат амплитудные ограни-
чители, частотные детекторы (ЧД) и корректоры низкочастотных
предыскажений (КНЧП). Третий цветоразностный сигнал восста-
навливается в матричной схеме (М) из сигналов Е’у и E'It y в со-
ответствии с соотношением (3.44).

* Кроме ультразвуковых линий для задержки сигнала цветности на время
передачи одной строки могут быть использованы регистры сдвига па линейных
11113.
Сигналы, переключающие электронный коммутатор, вырабаты-
ваются генератором коммутирующих импульсов (ГКИ), синхрони-
зируемым импульсами частоты строк. Правильность фазирования
коммутатора обеспечивается схемой опознавания строк (СОС), на
которую поступают сигналы опознавания, прошедшие сумматор
(С) и интегратор (И), а также импульсы частоты полей fan.

Особенности декодирования сигнала цветного изображения ил-
люстрируют табл. 5.1, и схема рис. 5.13.

Таблица 5.1

Номер СТРОКИ	Входные сигналы			Сигналы на выходах схемы			
				а	б	в	г
1	Е'г>	E'r- yi			E'y\	E'r-yi	EK		.
3	Е'уз		Е’в-гз	Е'уз	E'r-yi	E? G-yi/3	Е'в-уз
5 И т. д.	Е'уз	E* R-YS	—	Е'уз	E'r-ys	E’ G-.ys/S	E7 в-УЗ

Яркостный сигнал Е'у передается в каждой строке и непрерыв-
но выделяется на выходе а. При приеме сигналов строки 1 крас-
ный цветоразностный сигнал Е’к.у{ (на поднесущей) проходит че-
рез коммутатор и после демодуляции выделяется на выходе б. Од-
новременно он поступает на ультразвуковую линию задержки. На
выходе в появляется искаженный сигнал Еи, а на выходе г сигнал
отсутствует. Таким образом, сигналы первой в каждом поле стро-
ки разделяются с искажениями.

При приеме сигналов следующей строки — при чересстрочном
разложении строки 3 — синий цветоразностный сигнал Е'в-уз про-
ходит на выход г. Одновременно он поступает на ультразвуковую
линию задержки. Задержанный на строку красный цветоразност-
ный сигнал строки 1 Е’ R..y\ повторяется на выходе б. В матричной
схеме из задержанного красного цветоразностного сигнала строки
1 Е'R.yi и прямого синего цветоразностного сигнала строки 3 Е'в-гз
формируется зеленый цветоразностный сигнал E'g-y i/з- Он выде-
ляется на выходе в. Таким образом, начиная с этой строки, сигна-
лы появляются на всех выходах схемы.

При приеме сигналов строки 5 красный цветоразностный сигнал
Е'к-уь проходит на выход б и одновременно поступает на линию
задержки. Задержанный на строку синий цветоразностный сигнал
строки 3 Е'в-у-л повторяется на выходе г. В матричной схеме из
этих сигналов формируется зеленый цветоразностный сигнал
Е'с,-у з/5, выделяемый на выходе в.

Таким образом, сигналы управления цветным кинескопом не-
прерывно формируются из цветоразностных сигналов двух сосед-
них в поле строк. При чересстрочном разложении это сопровожда-
ется четырехкратным расширением поперечных размеров элемен-
та, несущего информацию о цветности изображения. Продольные
размеры этого элемента обратно пропорциональны полосе переда-
ваемых частот и также превышают (примерно в 4 раза) размеры

яркостного элемента.

Линия задержки служит для выравнивания времени распрост-

ранения сигналов в широкополосном яркостном канале и узкопо-
лосном канале цветности. Однако вследствие ограничения выбро-

сов длительность и задержка фронтов цветоразностных сигналов
не остаются постоянными. Они растут с увеличением насыщенно-

Рис. 5.14. Амплитудно-частотная
характеристика режекторного
фильтра

сти цветов. Задержка выбирается из
условия совмещения фронтов яркост-
ного и цветоразностного сигналов
на уровне 0,5 от максимального, со-
ответствующего 75%-ному размаху
сигналов основных цветов. При этом
необходимое время задержки зави-
сит от ширины полос пропускания
каналов яркости и цветности и изме-
няется в пределах 0,4—0,8 мкс.

Чередующиеся от строки к стро-

ке цветовые поднесущие, проникая
в яркостный канал, детектируются
из-за нелинейности модуляционной

характеристики кинескопа и моду-
лируют яркость соседних строк. Режекторный фильтр служит для
подавления сигнала цветности в яркостном канале. АЧХ фильт-
ра (рис. 5.14) обеспечивает наибольшее подавление поднесущих
на частотах передачи желтого цвета (f=4,250—0,230=4,020 МГц)
сигналом DB'=—1 и голубого цвета (f=4,406+0,280=4,686 МГц)
сигналом Dr'=+1, на которых после предкоррекции (5.12) сигна-
лы цветности достигают наибольшего размаха. Для повышения
четкости черно-белого изображения режекторный фильтр отклю-

чается.

Постоянная составляющая сигнала яркости обычно теряется
из-за наличия переходной емкости и восстанавливается в схеме
фиксации уровня черного, управляемой импульсами частоты строк.
При этом яркость изображения регулируется изменением уровня
фиксации, а контрастность — изменением размаха сигнала при не-
изменном уровне черного. После усиления в выходных каскадах
сигнал яркости в отрицательной полярности подается одновремен-
но иа катоды всех трех электронных прожекторов кинескопа.

Через полосовой фильтр сигналы поступают в канал цветности
(см. рис. 5.13). Корректор высокочастотных предыскажений с АЧХ,
обратной (5.12) (см. кривую 1 на рис. 5.8, б), может быть выпол-
нен в виде фильтра. Одиако достаточно хорошее приближение
дает характеристика колебательного контура (см. кривую 2 на
рис. 5.8, б) с резонансной частотой /0=4286 кГц и добротностью
Q = 16. Двусторонний амплитудный ограничитель служит для ком-
пенсации неравномерности АЧХ и устранения импульсных помех.
Ультразвуковая линия задержки (на время передачи одной стро-
ки) формирует вторую, задержанную последовательность сигналов
цветности. Линия вносит затухание (6—26 дБ), компенсируемое
усилителем, и перекрестные искажения, обусловленные паразитны-
ми отражениями ультразвуковых волн. Неточность задержки вы-
зывает относительное смещение прямых и задержанных сигналов
вдоль строки. Искажения не заметны, если временной сдвиг между
прямым и задержанным сигналом не превышает времени передачи
одного яркостного элемента изображения, т. е. примерно 0,1 мкс.
Это и определяет допустимую неточность задержки сигнала.

Амплитудное ограничение сигналов не устраняет требования
равномерности АЧХ канала цветности. Искажения не заметны
лишь при воспроизведении одноцветных полей, передаваемых ком-
понентом одной частоты. На цветовых переходах спектр сигналов
цветности расширяется, и искажения АЧХ канала вызывают фазо-
вые сдвиги компонентов, проявляющиеся на изображении в виде
окантовок и не устраняемые амплитудным ограничителем. Прямой
и задерживающий каналы должны иметь полосу пропускания не
менее ±1 МГц относительно частоты /о = 4,286 МГц при неравно-
мерности не более ±1 дБ в полосе частот 3,9—4,75 МГц. Во избе-
жание отражения сигналов линия задержки должна быть элек-
трически согласована.

Электронный коммутатор служит для перераспределения сигна-
лов по каналам соответствующих цветов, а амплитудные ограничи-
тели— для уравнивания размахов прямого и задержанного сигна-
лов и подавления импульсных помех. Изменением уровня ограни-
чения достигаются регулировка насыщенности цветов, а также за-
пирание канала цветности при неправильном фазировании элек-
тронного коммутатора или приеме сигналов черно-белого телевиде-
ния.

Частотные детекторы обеспечивают демодуляцию сигналов
цветности. Вводимые перед частотной модуляцией разнополярность
сигналов (5.8) и различие коэффициентов компрессии, характери-
зуемое их отношением

fe = | kRfkB | =1,5/1,9=0,79,	(5.13)

могут быть скомпенсированы путем встречного включения диодов
в частотных детекторах каналов красного и синего цветоразност-
ных сигналов и выбора отношения коэффициентов передачи, обрат-
ного (5.13). Корректоры низкочастотных предыскажений должны
иметь характеристики, обратные (5.9) (см. рис. 5.7, б).

В матричной схеме в соответствии с соотношением (3.44) вос-
станавливается зеленый цветоразностный сигнал. После усиления
в выходных каскадах сигналы E'r.y, E'q.y и E'r.y положительной
полярности подаются иа модуляторы соответствующих электрон-
ных прожекторов кинескопа. Матрицирование сигналов на элек-
тродах кинескопа упрощает схемы и сужает полосы пропускания
выходных каскадов цветоразностных сигналов. При схемном мат-
рицировании сигналы Е'у, E'r-y, E'g.y и E'b-y подаются на матри-
цу, формирующую из них сигналы основных цветов E'R, Е'о и Е'в
в соответствии с соотношениями (3.45). Преимущество схемного
матрицирования состоит в большей точности и уменьшении числа
выходных каскадов и размаха выходных сигналов. Последние по-
даются в отрицательной полярности на соответствующие катоды
электронных прожекторов цветного кинескопа.

Схема опознавания строк служит для коррекции фазы цветовой
коммутации, отключения режекторного фильтра в яркостном кана-
ле и запирания амплитудных ограничителей канала цветности при
приеме черно-белого изображения и, следовательно, при отсутствии
сигналов опознавания строк, а также в случае неправильной фазы
коммутации. Коррекция фазы цветовой коммутации достигается
подачей дополнительного импульса на генератор коммутирующих
импульсов, собранный по схеме симметричного триггера. Это при-
водит к дополнительному срабатыванию триггера в интервале меж-
ду двумя импульсами частоты строк, управляющими его работой.

Известно несколько вариантов схем. В частности, опознавание
строк может основываться на определении полярности сигналов
опознавания на выходе каналов красного или синего цветоразност-
ных сигналов. Для повышения помехоустойчивости цветовой син-
хронизации используются суммирование и последующее интегриро-
вание выходных сигналов обоих каналов. Полярность сигналов
опознавания сравнивается с полярностью импульсов частоты по-
лей, совпадающих по времени со строкой 15 в нечетных полях и со
строкой 328 в четных. Канал цветности остается открытым на пря-
мом ходу строчной развертки лишь при условии компенсации им-
пульсного напряжения частоты полей проинтегрированными сигна-
лами опознавания строк.

§ 5.6.	Телевизионный приемник

Телевизионный приемник должен обеспечивать одновременный
прием радиосигналов двух несущих частот: изображения и звука
по любому каналу телевизионного вещания, их усиление, преобра-
зование и воспроизведение в виде телевизионного изображения и
звукового сопровождения. Современные телевизионные приемники
строятся по супергетеродинной схеме с однократным преобразова-
нием несущей частоты изображения [ни и двойным преобразова-
нием несущей частоты звука fn3. Промежуточные частоты формиру-
ются в виде разности между частотой гетеродина fr и несущими
частотами и в соответствии с ГОСТ 7845—79 должны быть равны

Ли=Л-Ан=38,0 МГц, /пз1=/г-/из = 31,5 МГц.

При повторном преобразовании частоты fn3i в качестве сигнала
второго гетеродина используется сигнал промежуточной частоты
изображения fnH- В таком случае вторая промежуточная частота
136
звука fn3ii=fnu—/пз1=/нэ—/ни=6,5 МГц оказывается равной раз-
ности несущих частот звука и изображения, стабильность которых
поддерживается на передающей стороне и не зависит от стабиль-
ности частоты гетеродина. Поскольку несущая частота изображе-
ния модулируется сигналом изображения по амплитуде, а несущая
частота звука — сигналом звукового сопровождения по частоте, то
разностная частота оказывается промодулированной и по ча-
стоте, и по амплитуде. Следовательно, перед частотным детектиро-
ванием радиосигнал звукового сопровождения необходимо ограни-
чивать до уровня устранения паразитной амплитудной модуляции.

Упрощенная структурная схема цветного телевизионного приемника пред-
ставлена на рис. 5.15. Радиосигналы, принятые телевизионной антенной (А), по-

ступают на селектор каналов
(СК), предназначенный для селек-
ции, предварительного усиления и
преобразования радиосигналов лю-
бого телевизионного канала метро-
вого или дециметрового диапазона
в сигналы промежуточных частот
изображения и звука. Далее сиг-
налы подаются на усилитель про-
межуточной частоты (УПЧ), на
входе которого включается фильтр
сосредоточенной селекции, опре-
деляющий избирательность прием-
ника. В канале звукового сопро-
вождения (КЗС) формируются
сигналы биений промежуточных
частот изображения и звука. Сиг-
нал разностной частоты усилива-
ется, ограничивается и детектиру-
ется. После усилителя низкой час-

тоты сигнал звукового сопровож-

дения поступает на динамический рис 515 Упрощенная структурная схема
громкоговоритель (ДГ).	приемника

С выхода УПЧ сигналы проме-	г

жуточной частоты подаются на
видео детектор (ВД) и далее в каналы сигнала яркости (КСЯ) и сигналов цвет-
ности (КСЦ). Совместимый сигнал яркости Ег' с выхода канала сигнала яркос-
ти поступает на все три катода цветного кинескопа (ЦК), а цветоразностные
сигналы Е%_у, Еа_у и Ев_у с выхода канала сигналов цветности подаются иа

модуляторы соответствующих электронных прожекторов кинескопа.

После видеодетектора сигналы поступают также на селектор синхронизирую-
щих импульсов (ССИ), выходные сигналы которого синхронизируют генераторы
кадровой (ГКР) и строчной (ГСР) развертки на частотах полей /пл и строк fCTp
соответственно. Генераторы развертки вырабатывают токи сложной формы, по-
даваемые иа отклоняющую систему (ОС) для отклонения электронных пучков
кинескопа по вертикали и по горизонтали. Импульсы строчной и кадровой раз-
вертки поступают также на блок динамического сведения (БДС), где преобразу-
ются в токи пилообразно-параболической формы, подаваемые иа регулятор све-
дения (PC), установленный иа горловине кинескопа. (В телевизионных приемни-
ках на кинескопах с самосведеиием электронных пучков блок динамического све-
дения отсутствует.) Питание фокусирующего электрода и второго аиода кинеско-
па обеспечивается умножителем напряжения (УН).

Кроме показанных иа схеме блоков цветной телевизионный приемник содер-
жит ключевую схему автоматической регулировки усиления, систему автопод-
стройки частоты гетеродина, схему гашения пучков кинескопа иа обратном ходу
137
разверток, блок автоматического размагничивания кинескопа, блок питания и
другие вспомогательные устройства.

При приеме черно-белых передач канал сигналов цветности отключается и
кинескоп управляется только по каналу сигнала яркости. Приемники черио-белого
телевидения отличаются от приемников цветного телевидения в основном отсут-
ствием блоков цветности и динамического сведения, а также типом кинескопа.

В последние годы началось обновление ассортимента выпускае-
мых телевизионных приемников. В новых моделях предусмотрены
элементы, связанные с приемом сигналов дополнительной инфор-
мации, телеигр, бытовой видозаписи и др.

Широкое внедрение цифровых методов обработки сигналов бу-
дет способствовать превращению цветного телевизионного прием-
ника из последнего звена ТВС в корректор качества передачи.

ГЛАВА 6

СИНХРОНИЗАЦИЯ В ТЕЛЕВИЗИОННЫХ СИСТЕМАХ

§ 6.1.	Временное согласование процессов в телевизионной
системе

Две последовательности событий считают синхронными, если в
первой и второй последовательности соответствующие события со-
вершаются одновременно или с постоянным для всех пар событий
временным сдвигом. Синхронными считают также физические про-
цессы, выборки которых можно рассматривать как синхронные
последовательности событий. В сигналах, являющихся временными
функциями синхронных физических процессов и называемых в
дальнейшем синхронными сигналами, соответствующие отсчеты
совпадают по времени или имеют постоянное временное смещение.
В телевизионных сигналах такими отсчетами являются начало
строк, полей и модулированных пакетов цветовых поднесущих.
Если соответствующие отсчеты совмещены во времени, синхронные
сигналы называют синфазными. Условием синхронности и синфаз-
ности телевизионных сигналов является равенство частот и совпа-
дение начальных фаз строк, полей и цветоразностных составляю-
щих.

Процесс установления и поддержания синхронного состояния
называют синхронизацией. Совокупность применяемых для этой
цели технических средств образует систему синхронизации. В си-
стеме синхронизации принято раздельно рассматривать устройст-
ва, относящиеся к передающей и к приемной аппаратуре. Устрой-
ства синхронизации, входящие в состав передающей аппаратуры,
обеспечивают .синхронность телевизионных сигналов в месте сбора
видеоинформации и формирования телевизионной программы, а
также вырабатывают синхронизирующие посылки, управляющие
приемной аппаратурой. Функцией устройств синхронизации прием-
ной аппаратуры является селекция из телевизионного сигнала син-
138
хронизирующих посылок, определяющих необходимый порядок
воспроизведения элементов на экране приемника.

Все телевизионные сигналы местных источников программ теле-
визионного центра и телевизионные сигналы, поступающие извне
от передвижных станций, репортажных установок и с других теле-
центров, при объединении в единую программу должны быть син-
хронны и синфазны. Только при этом условии переключение сиг-
налов в течение передачи не нарушает последовательность синхро-
низирующих импульсов и не вызывает в развертках переходных
процессов, разрушающих изображение на экранах приемников.
Синхронность и синфазность сигналов необходима также для плав-
ной смены сюжетов с использованием спецэффектов, рирпроекции,
титров, т. е. изобразительных средств вещательного телевидения.

В прикладных системах телевизионные сигналы должны быть
согласованы с временной шкалой, используемой при отсчете коор-
динат деталей изображения, выделении контуров исследуемых
фрагментов, измерении границ и площадей исследуемых объектов,
формировании числового массива для ввода изображения в ЭВМ.
и т. п.

В телевизионных системах применяют два принципиально раз-
личных способа воздействия на частоту и фазу телевизионных сиг-
налов. Первый заключается в использовании для управления ис-
точниками сигналов изображения синхронизирующих импульсов,
задающих в месте их получения частоту и фазу событий. Второй
базируется на временном преобразовании телевизионных сигналов,
поступающих от автономно работающих источников, в цифровых
запоминающих устройствах (ЗУ). При первом способе частоты пре-
образований во всех звеньях ТВ аппаратуры совпадают, фазы
устанавливаются с учетом компенсации времени распространения
сигналов с целью совмещения их в месте формирования единой
программы. При втором способе источники сигнала работают не-
зависимо, иногда с разными параметрами разложения, а синхрон-
ность достигается в результате записи сигналов в память в ритме
источника сообщений и считывания синхронно с сигналом опорно-
го генератора, установленного в месте сбора и обработки видео-
информации. Такой способ широко используют при работе с ре-
портажными телевизионными установками, передвижными телеви-
зионными станциями и при международном обмене программами.

§ 6.2.	Управление частотой и фазой процессов с помощью
синхронизирующих импульсов

Формирование импульсных сигналов для управления комплек-
сом телевизионной аппаратуры осуществляет синхрогенератор.
Синхрогенератор вырабатывает высокочастотные тактовые импуль-
сы, синхронизирующие импульсы частоты строк, полей, полустроч-
ной частоты, гасящие импульсы и сигнал синхронизации приемни-
ков. Этих сигналов достаточно для задания частоты повторения и
начальной фазы всех операций по формированию н обработке теле-
визионного сигнала. Тактовые импульсы служат для временной
дискретизации телевизионного сигнала в цифровых устройствах.

Импульсы частоты строк синхронизируют строчные развертки в
передающей камере и видеоконтрольных устройствах, гасят обрат-
ный ход коммутирующего пучка в передающих трубках, управляют
(схемами фиксации, подстройки часто-
ты поднесущих и т. д.), управляют ге-
нераторами испытательных сигналов.
Импульсы частоты полей синхронизи-
руют кадровые развертки в передаю-
щих камерах и видеоконтрольных уст-
ройствах, гасят обратный ход коммути-
рующего пучка в передающих трубках,
совместно с импульсами полустрочной
частоты используются для формирова-
ния импульсов опознавания сигналов
цветности, определяют время переклю-
чения видеосигналов в коммутаторах,
управляют генераторами испытатель-
ных сигналов. Импульсы полустрочной
частоты задают порядок чередования
цветоразностных составляющих в пол-
ном телевизионном сигнале, причем
принято считать, что вершина «высоко-
го» потенциала симметричных импуль-
сов соответствует времени передачи
сигнала DR. Гасящие импульсы и сиг-
нал синхронизации приемников вводят-
ся в состав полного телевизионного

сигнала для гашения обратного хода электронного луча кинескопа,
синхронизации разверток и цветовой синхронизации в приемниках.

Синхрогенератор работает в автономном режиме либо в режиме
синхронизации внешним сигналом (ведомый режим). В ведомом
режиме частота и временное положение всех сигналов, вырабаты-
ваемых синхрогенератором, определяются внешним сигналом.

В вещательной системе для управления синхрогенератором те-
лецентра используются следующие внешние сигналы: полный те-
левизионный сигнал, сигнал синхронизации приемников в сочета-
нии с импульсами полустрочной частоты и специально сформиро-
ванный высокочастотный сигнал с временной отметкой частоты
12,5 Гц — частоты полного цикла передачи цветоразностных сигна-
лов в системе SECAM.

Ведомый режим сиихрогенератора применяют при построении
больших комплексов аппаратуры с центральным ведущим синхро-
генератором (14]. В этом случае периферийные синхрогенераторы
фазируются так, чтобы их сигналы совпадали по фазе с импульса-
ми центрального синхрогенератора в месте его расположения в
центральной аппаратной. На рис. 6.1 показаны телевизионный сиг-
нал центральной аппаратной (а), синхронизирующие импульсы
центрального синхрогенератора, попадающие в периферийную ап-
паратную с задержкой ti (6), импульсы, сформированные в пери-
ферийной аппаратной с опережением t2 = 2ti (в), телевизионный
сигнал в периферийной аппаратной (г), периферийный телевизи-

Рис. 6.2. Сигналы, схемы ФАПЧ:
а — внешний; б, в — на входах
фазового детектора; г — задержан-
ный: д — местный

онный сигнал в центральной
аппаратной (д).

Возможность такого фази-
рования легко установить, рас-
сматривая процессы в схеме
фазовой автоподстройки часто-
ты задающего генератора син-
хрогенератора (рис. 6.2). Дей-
ствительно, задержка местных
импульсов (г) и сигнала, пода-
ваемого на фазовый детектор
(в), приведет к опережающему
сдвигу всех сигналов управляе-

Рис. 6.3. Схема связи между
центральной и периферийными
аппаратными

мого синхрогенератора, в том числе местного телевизионного сиг-
нала (д) по отношению к внешнему сигналу (а); задержка внеш-
них импульсов (б) на пути к фазовому детектору, наоборот,
приведет к их запаздыванию. Обычно в ведомый синхрогенератор
вводится регулировка, позволяющая изменять сдвиг формируемых
импульсов на несколько микросекунд. Допустимое расстояние
между источниками при этом легко определить, полагая, что вре-
мя распространения сигнала в коаксиальном кабеле длиной 100 м
составляет около 0,5 мкс. На рис. 6.3 изображен вариант схемы
связи между источниками сигнала, при котором сигнал от перифе-
рийной аппаратной ПА2 направляется к центральной аппаратной
(ЦА) двумя путями: непосредственно и через периферийную аппа-
ратную ПАь Чтобы фазы сигналов, поступающих в центральную
аппаратную по этим двум путям, совпадали, выравнивают пути,
подбирая длину кабелей.

Как уже указывалось, для управления синхрогенераторами
удаленных источников используются сравнительно широкополос-
ные сигналы, несущие точную информацию об опорных временных
отсчетах (фаза задающего генератора, начало строки, начало по-
ля). Возможно управление удаленным источником по узкополос-
ному каналу связи, например телефонной линии. В этом случае
фазовый детектор вынесен из схемы фазовой автоподстройки пе-
риферийного синхрогенератора и помещен в место расположения
центрального синхрогенератора. По каналу связи в этом случае
передается только сигнал рассогласования, полученный в фазовом
детекторе в результате сравнения фаз строчных импульсов, выде-
ленных из внешнего сигнала и сформированных в местном синхро-
генераторе [15].

При сравнении временного положения строчных импульсов в
месте приема телевизионного сигнала фаза колебаний генератора
в удаленном источнике автоматически устанавливаются с учетом
времени распространения по каналу связи так, чтобы в месте прие-
ма фазы принятого и опорного сигналов совпадали. Такая возмож-
ность используется при построении камерных каналов для авто-
матического фазирования телевизионного сигнала с учетом длины
камерного кабеля.

Основной особенностью указанных систем синхронизации яв-
ляется запаздывание сигнала в цепи обратной связи, влияние ко-
торого на устойчивость системы и точность фазирования должно
быть учтено на стадии проектирования схем фазовой автопод-
стройки частоты.

§ 6.3.	Временное преобразование несинхронных
телевизионных сигналов в синхронные

Достижения в области цифровой техники открыли возможность
управления частотой следования, фазой, и в случае необходимо-
сти— и порядком следования компонентов телевизионного сигнала
путем временных преобразований. Это позволило эффективно ре-
шить задачу получения синхронных сигналов от разобщенных ис-
точников видеоинформации.

Временные преобразования сигнала осуществляются с помощью
цифровых запоминающих устройств (ЗУ). В большинстве случаев
запись исходного сигнала в ЗУ производится непрерывно. Если
ЗУ содержит N ячеек, то после заполнения всей его памяти отсче-
тами сигнала (/V-f-1 )-й отсчет записывается снова в первую ячей-
ку, и процесс продолжается с обращением к каждой ячейке с пе-
риодом Ут, где т — интервал дискретизации сигнала. Порядок счи-
тывания зависит от выбранного алгоритма преобразования.
Очевидно, что алгоритм преобразования определяет и минимально
необходимую емкость памяти. Различие скоростей непрерывных
процессов записи и считывания приводит либо к пропуску, либо к
повторению части информации. Действительно, если скорость счи-
тывания меньше скорости записи, то выравнивание потока инфор-
мации, вводимого в ЗУ, со считываемым может быть осуществлено
только за счет потери части информации. При скорости считыва-
ния, превышающей скорость записи, часть информации должна
быть считана неоднократно. И в том, и в другом случае считывае-
мый сигнал искажается. Причиной искажения структуры считы-
ваемого сигнала является также изменение вида полей (преобра-
зование четных полей в нечетные, и наоборот) и вида цветоразно-
стных сигналов в нечетных (четных) строках.

Рассмотрим временные преобразования и связанные с этими
процессами нарушения структуры сигнала и потери информации

в синхронизаторе вещательной
памяти, равной двум полям
изображения. Синхронизато-
ром (или синхронизатором
кадров) называют устройст-
во преобразования телевизи-
онных сигналов автономных
внешних источников в сигна-
лы, синхронные с сигналом
местного опорного источ-
ника.

Функциональная схема
синхронизатора приведена
на рис. 6.4. На вход I посту-

телевизионной системы с емкостью

пает сигнал внешнего источ- Рис. 6.4. Функциональная схема сннхро-
ника, а иа вход III — мест-	ннзатора

ный опорный сигнал. С выхо-

да II снимается телевизионный сигнал, синхронный с местным
опорным источником. В схеме синхронизатора можно выделить
четыре узла. В тракт преобразования телевизиоииого сигнала
(узел 1) входят: аналого-цифровой преобразователь (АЦП), осу-
ществляющий кодирование телевизионного сигнала; демультиплек-
сор (ДМ), согласующий высокую скорость поступления информа-
ции с АЦП со сравнительно низким быстродействием ЗУ; запоми-
нающее устройство ЗУ; мультиплексор (М), цифровая схема реге-

нерации сигнала синхронизации в считанном телевизионном сигна-
ле (Р) и цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), восстанавли-
вающий аналоговый телевизионный сигнал.

Аналого-цифровой преобразователь, демультиплексор, а в ре-
жиме записи и запоминающее устройство осуществляют все опера-
ции синхронно с внешним сигналом.

ЗУ в режиме считывания, мультиплексор, схема регенерации и
ЦАП работают синхронно с местным опорным сигналом. Синхрон-
ные с внешним телевизионным сигналом импульсы частоты дискре-
тизации [т (импульсы высокой тактовой частоты), импульсы низ-
кой тактовой частоты для цифрового сигнала на выходах демуль-
типлексора FT, строчные синхронизирующие импульсы, импульсы
частоты полей, частоты кадров (импульсы нечетных полей) и по-
лустрочной частоты, несущие информацию о следовании цветораз-
ностных сигналов, формирует схема Ф] узла 2. Такие же импуль-
сы, но синхронные с местным опорным сигналом формирует схема
Ф2 узла 4.

В качестве местного опорного сигнала принято использовать,
либо полный телевизионный сигнал местного источника, либо по-
ступающие с местного синхрогенератора сигнал синхронизации
приемников и импульсы полустрочной частоты. В коммутаторе
(К) со схемой управления (У), объединенных в узле 3, измеряется
разность фаз внешнего и местного сигналов и осуществляется ком-
мутация цепей записи и считывания при чередовании этих режи-
мов в секциях ЗУ.

Рис. 6.5. Канал запоминающего устройства синхронизатора

Каждый из К разрядов параллельного равномерного двоичного
кода, поступающего с АЦП, преобразуется демультиплексором в
п кодовых последовательностей с тактовой частотой =
(Л— частота дискретизации телевизионного сигнала). ЗУ содер-
жит пК одинаковых каналов, так как за счет выравнивания за-
держки сигналов в демультиплексоре запись происходит синхронно
во всех каналах. В дальнейшем, рассматривая процессы в первом
канале первого разряда ЗУ, следует иметь в виду, что строкой,
полем, кадром называют соответственно 1/(Кл) часть информации
строки, поля, кадра телевизионного сигнала. Канал ЗУ состоит из
т секций. Предположим, что секцией является одна микросхема
памяти и исключена возможность одновременного выполнения опе-
раций записи и считывания сигнала. Тогда возникает необходи-
мость предотвратить в секции памяти перекрытие во времени про-
цессов записи и считывания. Рассмотрим решение этой задачи для
наиболее широко используемых синхронизаторов с емкостью па-
мяти, равной двум полям изображения при параметрах К=8;
л = 8; fT= 16 МГц; /'т=/'т/л=2 МГц; т = 5 и емкости одной секции
памяти с матричной организацией 16 Кбит (128 строкХ128 столб-
цов) .
Один канал ЗУ показан на рнс. 6.5, где ДМ — демультиплексор, П — секци»
памяти, М — мультиплексор, восстанавливающий цифровой сигнал одного раз-
ряда, Ф( и Ф2 — формирователи сигналов, управляющих работой запоминающего
устройства в режимах записи и считывания. Код одного разряда цифрового ТВС
поступает на вход I. Синхронизирующие импульсы, выделенные из внешнего сиг-
нала и синхронизирующие импульсы опорного источника, подаются на входы IL
и IV. Преобразованный сигнал снимается с выхода III.

г

г

з

4

5

4

Рис. 6.6. Последовательность записи сигнала:

1 — импульсы частоты полей; 2—6 — коммутирующие импульсы

Запись телевизионной строки производится последовательно в ячейки одного
столбца секции. При принятом значении тактовой частоты сигнал телевизионной
строки заполняет весь столбец секции памяти. В каждой секции запоминается
125, а во всем канале памяти — 625 последовательно передаваемых строк, т. е.
кадр изображения, что поясняется рис. 6.6. Три столбца матрицы памяти каждой
секции не используются.

Сигнал вводят в память так, что начало первой строки нечетного поля запи-
сывается в первую ячейку первого столбца матрицы памяти. Тогда номер строки
в кадре однозначно определяет ее положение в матрице памяти. Нумерация
строк указана на рис. 6.7, где знак /\ обозначает начало строки, знак указы-
вает строку с сигналом DB, С — строку с сигналом DB. После заполнения ячеек
всех 625 столбцов памяти начало первой строки следующего нечетного поля
опять записывается в первую ячейку первого столбца, и цикл записи повторя-
ется.

Чтобы разделить во времени процессы записи и считывания в одной секции
при временном смещении кадров внешнего н местного телевизионных сигналов,
не превышающем 125 строк (время заполнения одной секции), нечетное поле
сигнала, считанного из памяти, получают, считывая видеоинформацию записан-
ного в память четного поля, и далее в четном поле—видеоинформацию нечет-
ного поля.

Рассмотрим особенности процесса считывания более подробно. Для этого вы-
делим из множества значений временных сдвигов кадров внешнего и местного
сигналов четыре области, характеризующиеся различными требованиями к на-
чальной фазе процесса считывания (см. табл. 6.1). За начало процесса считыва-
ння примем начало первой строки нечетного поля местного телевизионного сиг*
нала. Данные таблицы показывают, что перенос начала считывания при емко-
сти памяти, равной двум полям, осуществляется по двум причинам: во-первых,
из-за невозможности одновременного выполнения операций записи и считывания
сигнала в одной секции памяти, во-вторых, с целью цветовой синхронизации,
обеспечивающей идентичность вида цветоразностных составляющих в считанном
синхронном внешнем телевизионном сигнале н в сигнале местного источника. Ес-
ли, например, в нечетных строках памяти записан сигнал с поднесущей, модули-
рованной сигналом Dr, а для синхроннзацнн с местным сигналом должен считы-
ваться сигнал Dr, считывание начинают с четной, т. е. со строки 2 или 314.

Я

л;

Л 623 N 624 К 625 К / К 2 К J К 4 К 5 К 5 К

Второе поле	Первое попе

К 355 К 33 В N

< тппгшш^^

1 310 К 311 К 312 К 313 К 314 К 315 \ 516 К 317 К 318 К 319 К
Первое поле	Второе поле

Первое поле первого (нечетного) кодра

I 1 I 2 I 3 | 4 | 5 | 6 I 7	8 I 9 I 10 I И I 12 I 13 14 I 15 I 16 I

I 3 [ 0 I И I О Г К. | Г | Л" Г|Л'|^|Л'|Г|Л'|Г|А"|Г|

г)

В]

Второе поле первого (нечетного) кодра

| 319 | 320 1521 322 3231324 1325 1328 [327 [3281329 |

I 3 I С [ 3 [ 0 3[C[H[C[3ICl3l

ЛерВое поле Второго (четного) кадра '

I I I 2 I 3 I 4 I 5 I S । 7 S’ \ 9	10 \ 11 12 \ 13 I (4 \ 15 16 I

тшштплппЖДЖЖЙйт"

I Г I X Г|Л'|Г|Л'|Г1Л'|Г	Л'|Г)Л'|Г|Л'|Л7|Л'|

Второе попе Второго (четного) кодра

1319 13201321 1322 13231324 13251326 1327 1328 1329 I

I Г | Я- I Г | Д' | <Г Я'|<Г|Я'|Г|ЛГ|Г|

Рис. 6.7. Сигналы синхроннзацнн:
гасящие, синхронизирующие и уравнивающие импульсы (а, б), сигнал цветовой синхрониза-
ции (в—е)

Только в одном из четырех случаев, указанных в таблице, считанный кад-
ровый гасящнй импульс совпадает с кадровым гасящим импульсом местного
сигнала, когда считывание начнется со строки 1 телевизионного кадра при цве-
торазностном сигнале в этой строке, совпадающем с цветоразностным сигналом
местного источника. В остальных случаях кадровый гасящнй импульс считанно-
145
Таблица 6.1

го сигнала сдвинут относительно кад-
рового гасящего импульса местного
сигнала. После введения в считанный
сигнал местных гасящнх импульсов и
местного сигнала синхронизации вре-
менной сдвиг между кадровыми гася-
щими импульсами проявляется как.
потеря информации на половине либо
на целой строке поля сверху или сни-
зу растра (табл. 6.1).

Следствием смещения начала счи-
тывания со строки 1 является также
изменение временного положения счи-
танного сигнала опознавания цвета
относительно кадрового синхронизи-
рующего импульса местного сигнала.
Если указанное изменение не наруша-
ет работу цепей селекции сигналов
опознавания, то цветовая синхрониза-
ция сохраняется, так как вместе с
сигналом опознавания смещается и
сигнал изображения. Однако необхо-
димо учитывать, что передача сигнала
опознавания с началом в строках 6, 8
и 319 является отклонением от требо-
ваний ГОСТ 7845—79 н может выз-
вать отказ селекторов, спроектирован-
ных без учета таких нарушений фор-
мы телевизионного сигнала. Поэтому
либо в считанный из памяти сигнал
вводят импульсы опознавания местно-
го сигнала, либо путем соответствую-
щего воздействия на адреса считыва-
ния корректируют временной сдвиг
между синхронизирующими импульса-
ми частоты полей и импульсами опоз-
навания.

После восстановления необходи-
мого временного положения сигнала
опознавания считанный телевизион-
ный сигнал по всем компонентам сиг-
нала синхронизации соответствует
требованиям ГОСТ 7845—79. Потери
информации, ие превышающие одной
строки в поле изображения на краю
растра, несущественны и практически
не ограничивают возможности синхро-
низатора. При изменении последова-
тельности считанных полей (в зависи-
мости от соотношения частот кадров
внешнего и местного сигналов) одно
поле пропускается либо считывается
повторно. Информационные потерн за
счет редких пропусков одного поля
изображения в вещательных телевизи-
онных системах допустимы, а син-
хронность выходного сигнала синхро-
низатора с местным не нарушается,
так как в считанном сигнале произво-
дится замена синхросигнала.
Изложенное не характеризует работу синхронизатора при переходе через
^предельные значения временных сдвигов тк в приведенных в таблице неравенст-
вах и изменении условий цветовой синхронизации. При изменении тк и переходе
через значения тк = 0 н |тк| = 125ТСтр номер строки, с которой начинается счи-
тывание, изменяется; в соответствия с данными таблицы должен изменяться и
временной сдвиг считанного сигнала относительно местного кадрового синхрони-
знрующего импульса. Этот процесс не вызывает срыва синхронизации и также
происходит достаточно редко, поэтому зритель не замечает на экране приемника
каких-либо возмущений.

В случае флуктуации временного сдвига тк относительно медленно изменяю-
щегося среднего значения в области значений тк, близких к нулю, первое же зна-
чение тк, попадающее в область 0<тк< 125Тстр, приведет к переносу начала
считывания на строку 313 илн 314. Поэтому флуктуации фазы внешнего сигнала
относительно медленно изменяющегося среднего значения не нарушают работу
-синхронизатора. Это важно при использовании в качестве источника внешнего
сигнала телевизионных установок с видеомагнитофоном и выполнении синхрони-
затором функции корректора временных искажений.

Обязательным для синхронизатора является режим «стоп-кад-
ра», т. е. режим, обеспечивающий длительное наблюдение отдель-
ных кадров изображения. В этом случае прерывается процесс за-
писи и длительное время считывается либо одно из полей, либо
оба поля, хранящиеся в памяти.

Однополевой стоп-кадр исключает «дрожание» деталей, замет-
но изменяющих свое положение на растре в смежных полях. В ве-
щательном телевидении в основном используют однополевой стоп-
кадр. К двухполевому стоп-кадру обращаются только при просмот-
ре медленно изменяющихся изображений с целью сохранения раз-
решающей способности по вертикали.

Поскольку полный цикл передачи строк цветоразностных сиг-
налов в системе SECAM состоит из четырех полей, при обоих ви-
дах стоп-кадра нарушается цветовая синхронизация. Это означает,
что при синхронности по строкам и полям сигналы Dr и Db, счи-
тываемые из памяти, не совпадают во времени с аналогичными
сигналами местного источника. Синхронность цветоразностных
сигналов внешнего и местного сигналов обеспечивается разделени-
ем й последующим объединением сигналов яркости и цветности,
причем тракты разделения и объединения сигналов включают
только в режиме стоп-кадра для того, чтобы при основном режиме
работы избежать снижения качества изображения из-за дополни-
тельной обработки телевизионного сигнала.

Проведенное рассмотрение позволяет выявить характерные осо-
бенности синхронизации телевизионных сигналов путем временно-
го преобразования. ЗУ в этом случае рассматривается как
пространственная структура, подобная телевизионному растру, по-
скольку координаты каждого элемента кадра изображения одно-
значно определяют его адрес в матрице памяти. Считывание ин-
формации, введенной в ЗУ. производится во время и в последова-
тельности, соответствующих заданному алгоритму преобразования.
Обычно в синхронизаторах запись сигнала производят непрерывно,
а все коммутации, необходимые для преобразования сигнала, от-
носят к процессу считывания. Это условие не является обязатель-
148
ним, и в ряде случаев преобразование сигнала начинают уже при
заполнении матрицы памяти.

Рассмотрим процедуру преобразования телевизионного сигнала
с изменением параметров разложения — преобразование стандар-
та. Необходимость в таком преобразовании возникает при между-
народном обмене программами. Пусть в исходном сигнале число
строк в кадре 525 и частота следования полей 60 Гц. Для получе-
ния телевизионного сигнала, соответствующего требованиям веща-
тельной системы с числом строк в кадре 625 и частотой полей
50 Гц, могут быть использованы матрица памяти на 625 строк и
схемы формирования тактовых колебаний, обеспечивающие одина-
ковое число выборок в строках записываемого и считываемого
сигнала. В этом случае при записи первых 250 строк каждого поля
каждую пятую строку вводят в два смежных столбца памяти.
В последних 12,5 строках поля эта операция не производится.
Тогда при записи 525 строк внешнего сигнала будут заполнены
625 столбцов матрицы памяти и в считанном сигнале число строк
в кадре достигнет 625. Для выравнивания частоты полей считыва-
ние производят синхронно с местными полями частоты 50 Гц, учи-
тывая несинхронность с полями внешнего сигнала. Естественно,
что при этом «лишние» поля пропускаются. Переход от 625 строк
в кадре и 50 полей в секунду к 525 строкам в кадре и 60 полям в
секунду может быть осуществлен за счет пропуска «лишних»
строк и повторения ряда полей в режиме считывания. В преобразо-
вателях стандартов осуществляют запись и считывание декодиро-
ванного сигнала, т. е. сигналов У, DK и Db- Для этого применяют
две идентичных по емкости матрицы памяти, в одной из которых
запоминают сигнал У, в другой — два цветоразностных сигнала,
кодированных с более низкой тактовой частотой и объединенных
в одну последовательность с тактовой частотой, принятой для
яркостного сигнала. Так, при тактовой частоте яркостного сигнала
13,5 МГц цветоразностные сигналы кодируются с тактовой частотой
6,75 МГц и объединяются для записи в ЗУ в одну последователь-
ность с тактовой частотой 13,5 МГц.

Чтобы уменьшить искажения изображения при повторении
строк, сигнал дополнительной строки получают с помощью преды-
дущих и последующих строк. Если повторяется строка 1, то про-
стейший вариант интерполяции заключается в усреднении сигна-
лов строк i и 1 + 1. К интерполяции прибегают и при пропуске
строк. Интерполяция становится необходимой и при изменении ча-
стоты полей. В этом случае обрабатываются сигналы смежных по-
лей и кадров. Все операции по интерполяции выполняются раз-
дельно для сигналов яркости и цветоразностных сигналов.

Развитие техники временного преобразования телевизионных
сигналов привело к построению новых телекинопроекторов с одно-
строчными преобразователями свет — сигнал и непрерывной про-
тяжкой пленки. В телекинопроекторах за время перемещения плен-
ки относительно однострочного считывающего устройства на
высоту кадра заполняются 575 столбцов матрицы, в которые запи-
сываются 575 строк изображения (активная часть кадра). Телеви-
зионный сигнал формируется путем считывания сначала 287,5 не-
четных, затем 287,5 четных столбцов памяти с введением гасящих
импульсов длительностью 25 строк. Выходной сигнал имеет стан-
дартную форму, соответствующую чересстрочному разложению с
312,5 строками в поле и 625 строками в кадре (287,5 + 25 + 287,5 +
+ 25=625).

Одним из существенных преимуществ телекинопроекторов та-
кого типа является возможность оперативного выбора фрагментов
кинофильма и просмотра как фрагментов, так и отдельных кадров
фильма при составлении программ цветокоррекции. Возможна как
замедленная, так и ускоренная протяжка пленки. В случае замед-
ления протяжки пленка перемещается относительно считывающей
строки на высоту кадра за время, превышающее 575 периодов но-
минального значения строк. Чтобы сохранить возможность наблю-
дать изображение с замедленным развитием сюжета, необходимо
размещать информацию, считанную с каждого кадра пленки, в
575 столбцах матрицы памяти. Эта задача решается исключением
лишних строк при равномерном распределении пропусков по высо-
те кадра. Например, при замедлении протяжки вдвое достаточно
записывать в ЗУ каждую вторую строку. Естественно, что в этом
случае должна быть учтена разница в скоростях заполнения па-
мяти и считывания сигнала так же, как это делается в синхрони-
заторах. В предельном случае замедления протяжки — при полной
остановке пленки из ЗУ считывается последний из записанных
кадров (режим стоп-кадра). Ускорение протяжки приводит к счи-
тыванию с пленки кадра изображения с меньшим числом строк.
Необходимые условия для записи в ЗУ сигнала с номинальным
числом строк в кадре достигаются путем записи каждой строки
сигнала в несколько столбцов ЗУ либо увеличением частоты строк
в преобразователе свет — сигнал. Первый вариант реализуется
проще, но приводит к большим искажениям изображения, во вто-
ром— преобразователь свет — сигнал должен работать при более
высоких значениях частоты строк.

§ 6.4.	Амплитудная селекция сигналов синхронизации

В состав телевизионного сигнала входят синхронизирующие
посылки, с помощью которых в месте приема обеспечивается соот-
ветствие координат воспроизводимого изображения координатам
изображения, спроектированного на ФЭП. От способа передачи,
формы синхронизирующих посылок и метода обработки их в месте
приема в значительной мере зависит помехозащищенность ТВС.
Используются два способа передачи синхронизирующих посылок:
либо ниже уровня черного сигнала изображения за счет части ди-
намического диапазона телевизионного сигнала, либо в одном ди-
150
намическом диапазоне с сигналом изображения с размахом, рав-
ным размаху сигнала изображения. При втором способе помехоза-
щищенность как сигнала изображения, так и синхронизирующих
посылок возрастает, однако для обработки принятого сигнала
требуются более сложные устройства, поскольку в тракте сигнала
изображения необходимо исключить засветку экрана кинескопа
синхронизирующими посылками, а в тракте селекции и обработки
синхронизирующих посылок подавить сигнал изображения. В ве-
щательном телевидении применяют оба способа. Импульсы син-
хронизации по строкам и полям передают ниже уровня черного в
сигнале изображения, сигнал опознавания для цветовой синхрони-
зации— в пределах динамического диапазона сигнала изображе-
ния.

Рассмотрим сигнал синхронизации вещательной ТВС (рис.
6.7). Для синхронизации по строкам в этом сигнале передается не-
прерывная последовательность временных отсчетов, образованная
фронтами импульсов частоты строк, а также фронтами каждого
второго из выравнивающих импульсов и каждого второго из им-
пульсов, образующих синхронизирующую посылку частоты полей.
Синхронизацию по полям осуществляют посылки длительностью
2,5 строки, разделенные на отдельные импульсы для того, чтобы
во время их следования не прерывалась синхронизация по строкам.
Выравнивающие импульсы позволяют создать одинаковые условия
для селекции синхронизирующих импульсов частоты полей в чет-
ных и нечетных полях. Сигнал цветовой синхронизации предназна-
чен для фазирования импульсов полустрочной частоты, коммути-
рующих цветоразностные сигналы DR и DB.

Сигнал синхронизации, передаваемый ниже уровня черного, в
сигнале изображения отделяют от видеосигнала схемы амплитуд-
ных селекторов. Амплитудные селекторы выполняют две операции:
фиксируют уровень вершин синхронизирующих импульсов и отде-
ляют путем ограничения сигнал синхронизации от видеосигнала.

Вследствие фиксации синхронизирующих импульсов уровень
ограничения практически не зависит от среднего значения телеви-
зионного сигнала и, следовательно, от содержания передаваемого
изображения. При нарушении работы фиксирующей цепи значи-
тельные изменения уровня ограничения могут привести к прохож-
дению части сигнала изображения через ограничитель, к пропада-
нию синхроимпульсов на выходе ограничителя либо к временному
сдвигу синхронизирующих импульсов на выходе ограничителя.
Уровень вершин синхронизирующих импульсов фиксируется в боль-
шинстве схем амплитудных селекторов схемой с одним диодом.

Рассмотрим схему амплитудного селектора (рис. 6.8) более
подробно. Предположим, что входное сопротивление ограничителя
намного превышает сопротивление Кг, и установим зависимость
между параметрами фиксирующей цепи и изменением уровня чер-
ного сигнала на входе ограничителя при максимальном изменении
средней составляющей, происходящем при переходе от сигнала
151
белого к черному (рис. 6.8). При известном изменении уровня чер-
ного, полагая для простоты, что фронты синхронизирующих им-
пульсов линейны, можно определить временной сдвиг выходных
импульсов селектора AT—AU/х, где х — крутизна фронта синхро-
низирующих импульсов.

Оценим различия уровней черного при стационарных значениях
средней составляющей сигналов, соответствующих белому и черно-
му полю, не рассматривая особенностей переходных процессов.

Рис. 6.8. Амплитудный селектор:

а — принципиальная схема; б — эквивалентная схема входной цепи;
в — сигнал в точке 1

Пусть в точке А (рис. 6.8, а) размах сигнала при белом поле
изображения при отсутствии фиксирующего диода Uo, Ui — часть
белого сигнала иа закрытом диоде, (7з— часть сигнала на откры-
том диоде (рис. 6.8, a); t/0¥=tA + ^3, так как часть сигнала U3.
ослабляется из-за подключения параллельно сопротивлению 7?г
фиксирующего диода.

Полагая, что размах синхроимпульсов в полном сигнале изобра-
жения равен О,25[7о, можно считать, что уровень черного, отсчитан-
ный от уровня открывания диода при белом сигнале, составит
и2^иу-О,75и0.	(6.1)

В стационарном режиме работы селектора заряд конденсатора
С, накапливающийся во время передачи синхронизирующего им-
пульса, должен равняться заряду, теряемому за время передачи
строки за счет разряда через сопротивление rBa+Ri + R2 ~Rz, так
как Гвн и Ri много меньше R2. Приравнивая выражения, опреде-
ляющие заряд и разряд, легко получить соотношение

1 — ехр( — ти/т2)



1 — ехр [ — (тстр/Т1 + ти/т2)]

=U0A,

(6.2)

где

Д —	1 — ехр( — ти/т2) .

1 — ехр [ — (гстр/Т1 + ти/т2)]

Ти — длительность строчного синхронизирующего импульса; тСтр—
интервал между строчными синхронизирующими импульсами; ti =
= R2C; х2 = гС; г = гВх + Я1 + ГвН-

Из (6.1) и (6.2) следует U2=U0A—0,75Ua.

Обозначая часть сигнала черного поля на закрытом диоде
через Ui' и зная, что размах этого сигнала в точке 1 при отсутст-
вии фиксирующего диода составляет O,25t7o, для оценки уровня
черного, отсчитанного от уровня открывания диода при сигнале
черного поля, получаем U2'= Ui'=O,25UoA.

Обозначая изменение уровня черного при максимальном изме-
нении средней составляющей через А(/, получаем

—672=О,75670(1 — Л).	(6.3)

Соответственно временной сдвиг синхронизирующих импульсов
на выходе амплитудного селектора при максимальном изменении
средней составляющей сигнала

ДГ=0’75^ (1-Л),	0’25tZ° ,

X	Тф

где Тф — длительность фронта синхронизирующих импульсов на
входе селектора. Тогда ДТ==3(1—Л)тф.

Если задано АТ или At/доп, то к фиксирующей цепи селектора
предъявляется требование

△^ЛОп<0,75ЕА0(1-Л).	(6.4)

Для правильной работы ограничителя селектора уровень чер-
ного | £72| должен быть больше уровня ограничения |ЕП|. При
изменении средней составляющей сигнала величина U2 принимает
минимальное значение в случае передачи изображения белого по-
ля, поэтому можно записать

| Еп | <(/оА-О,75(/о.	(6.5)

Это неравенство определяет требования к ограничителю селек-
тора. Неравенства (6.4) и (6.5) позволяют найти соотношение меж-
ду постоянными времени ti и т2- Имея в виду, что в выражении
(6.3) Tctp/ti<S 1; ти/тг<;1; Тст₽/ти~10, разложим экспоненты в ряд
и, ограничившись для последующих рассуждений двумя первыми
членами разложения, получим соотношение

+	(6.6)

С учетом (6.6) неравенства (6.4) и (6.5) принимают вид

△67\ОП> О,75770/1--------------!------\,	(6.4а)

. , т2 Тстр I
1	1 н- — ---- /

\	П Ти /

Ea<U0------------!---------О,757/0,	(6.5а)

। + 1L Тстр
П Т„
откуда

Т2 > ти /	O,75t/o j\

Ti тс-гр \0,75t70	/

— <— (---------------------1k	(6.7)

П тСТр \En 4- 0 ,75{/q	/

Эта система неравенств определяет требования к селектору как
к схеме, выполняющей операции фиксации и ограничения сигнала
синхронизации, и позволяет при заданных значениях Еп и А{7ДОП-
найти отношение постоянных времени входной цепи селектора.

Чтобы определить емкость С, следует рассмотреть особенности
переходных процессов в фиксирующей цепи селектора при резких
изменениях средней составляющей сигнала. Скорость изменения
уровня черного на выходе видеоусилителя, включенного перед ам-
плитудным селектором, определяется видом переходной характери-
стики в области больших времен. Чем быстрее она спадает, тем
быстрее должна срабатывать схема фиксации. Чтобы колебания
уровня черного при переходных процессах не превышали установ-
ленные формулой (6.4) значения, необходимо, чтобы смещение
вершин синхроимпульсов из-за низкочастотных искажений усили-
теля за время передачи одной строки было не больше смещения
вершин синхроимпульсов из-за разряда емкости С.

Если изменение уровня вершин синхронизирующих импульсов-
на выходе фиксирующей схемы за одну строку из-за разряда ем-
кости в относительных единицах составляет а, то можно записать

е тст1>/т'=1—а, откуда С=—^~

тстР___

|1п(1-а)|

При изменении уровня вершин синхроимпульсов за одну строку
из-за низкочастотных искажений, равном at, (рис. 6.9) для нор-
мальной работы фиксирующей цепи необходимо, чтобы а^а и»
п 1	тстр

следовательно, С <— ----------------.

Ri |ln(l-ai)|
Существенным недостатком амплитудного селектора с неуправ-
ляемой фиксирующей цепью является паразитная фазовая модуля-
ция строчных синхронизирующих импульсов, выделяемых во время
следования синхронизирующих импульсов частоты полей. Возни-
кает она из-за различия длительности импульсов, открывающих
диод фиксирующей цепи. При увеличении длительности импуль-
сов возрастает заряд конденсатора и входной сигнал смещается
относительно уровня ограничения. В пределах длительности фрон-
та изменяется временное положение импульсов на выходе ограни-
чителя.

Рис. 6.9. Низкочастотные искажения
сигнала

Рис. 6.10. Двухкаиальный амплитудный
селектор

Возмущения фазы строчных синхронизирующих импульсов не-
благоприятно сказываются на работе узкополосных схем инерци-
онной синхронизации, поэтому в профессиональной аппаратуре ча-
сто используют двухканальные амплитудные селекторы (рис. 6.10).
В первом канале после усилителя (У) и ФНЧ телевизионный сиг-
нал поступает на амплитудный селектор, состоящий из неуправ-
ляемой фиксирующей цепи (НФЦ) и ограничителя Oi, выделяю-
щих сигнал синхронизации. Далее этот сигнал используется только
для формирования импульсов, управляющих работой фиксирую-
щей цепи второго канала (УФЦ). Поступающие с формирователя
(Ф) импульсы по времени совпадают с площадками «черного» на
строчных гасящих импульсах. Включенный за управляемой цепью
фиксации ограничитель О2 отделяет сигнал синхронизации. Сме-
щение фиксирующих импульсов в пределах площадки «черного»
не изменяет уровень фиксации и не приводит к фазовой модуляции
выходных импульсов ограничителя.

С выхода амплитудного селектора сигнал синхронизации по-
ступает на цепи селекции строчных и кадровых синхронизирую-
щих импульсов. Селекция строчных синхроимпульсов осуществля-
ется в результате нормирования по длительности составляющих
сигнала синхронизации и последующего исключения импульсов
двойной строчной частоты. В качестве простейшей схемы нормиро-
вания длительности широко используется дифференцирующая
цепь.

Селекция импульсов частоты полей заключается в выделении
из сигнала синхронизации импульсов, длительность которых пре-
вышает длительность импульсов частоты строк. Схемы селекции
импульсов частоты полей могут быть разделены на две группы: ши-
рокополосные схемы, выделяющие импульсы частоты полей без
подавления высокочастотных составляющих спектра сигнала син-
хронизации; узкополосные схемы, подавляющие высокочастотные
составляющие спектра сигнала синхронизации при селекции им-
пульсов частоты полей.

Схемы первой группы, к которым относятся селектор с диффе-
ренцирующей цепью, селектор с линией задержки и селектор с ло-
гической цепью селекции импульсов по длительности используются,
в основном, в замкнутых телевизионных системах с высоким отно-
шением сигнал-шум в тракте синхронизации. Эти схемы отличают-
ся малой задержкой импульсов и высокой крутизной фронтов се-
лектированных импульсов. Ко второй группе относятся селекторы
с двухзвенными и трехзвенными интегрирующими цепями. Благо-
даря простоте схемы и высокой помехозащищенности они наиболее
распространены в телевизионных приемниках.

В профессиональной телевизионной аппаратуре нашли приме-
нение двухканальные селекторы импульсов частоты полей, обеспе-
чивающие наряду с хорошей помехозащищенностью высокую кру-
тизну фронтов селектированных импульсов. В первом, широкопо-
лосном канале таких селекторов выделяются импульсы частоты
полей с большой крутизной фронта. Во втором, узкополосном ка-
нале формируются строб-импульсы, выделяющие из сигнала пер-
вого канала только необходимые импульсы частоты полей и ис-
ключающие прохождение мешающих сигналов между этими им-
пульсами.

Импульсы опознавания, передаваемые для цветовой синхрони-
зации, занимают часть динамического диапазона сигнала изобра-
жения, однако метод и схемы их селекции существенно отличают-
ся от рассматриваемых далее методов и схем селекции синхронизи-
рующих посылок, передаваемых в одном динамическом диапазоне
с видеосигналом, по двум причинам. Во-первых, для селекции из
принятого сигнала импульсов опознавания используются строби-
рующие импульсы частоты полей, селектированные из этого же
сигнала и исключающие влияние мешающих компонентов, во-вто-
рых, импульсы опознавания используются только для установки
триггера, коммутирующего задержанный и незадержанный цвето-
разностные сигналы, поэтому требования к точности их временно-
го положения на выходе селектора весьма низкие. Достаточная
помехозащищенность обеспечивается при сравнительно простой
функциональной схеме, рассчитанной на селекцию радиоимпуль-
сов частоты 4,775 МГц контуром, используемым в качестве квази-
оптимального фильтра.
§ 6.5. Селекция и обработка сложных сигналов
синхронизации

Используемые в вещательном телевидении форма синхронизи-
рующих посылок и способ их передачи ниже уровня черного за
счет сокращения динамического диапазона сигнала изображения
сложились на раннем этапе развития телевизионной техники.
В дальнейшем громадный парк телевизионных приемников и про-
смотровых устройств, рассчитанный на работу со стандартным
сигналом, практически полностью исключил возможность совер-
шенствования структуры сигнала синхронизации. Поэтому об-
ластью применения новых предложений по форме и способу пере-
дачи синхронизирующих посылок стали прикладные телевизион-
ные системы, звенья вещательной телевизионной системы,
рассчитанные на работу с регенерацией синхронизирующих посы-
лок перед вещанием и вновь разрабатываемые системы с новыми
принципами построения телевизионного сигнала, такие, как систе-
ма высококачественного телевидения с увеличенным числом строк
в кадре и временным уплотнением сигналов яркости и цветности.

Одной из основных задач при совершенствовании синхронизи-
рующих посылок в аналоговых телевизионных системах является
использование всего динамического диапазона канала связи для
передачи сигналов изображения. Работы в этом направлении при-
вели к размещению синхронизирующих посылок в диапазоне изме-
нения размаха телевизионного сигнала, ограниченном уровнями:
черного и белого. Форму синхронизирующих посылок при этом
усложнили и выбирают такой, чтобы вероятность появления сигна-
лов изображения такой формы была минимальной.

При передаче сигналов синхронизации в одном динамическом
диапазоне с сигналом изображения на 25—30% увеличивается
размах сигнала изображения, в 3—4 раза возрастает размах син-
хронизирующих посылок. Первые предложения по совмещению-
динамического диапазона сигнала изображения и синхронизирую-
щих посылок в виде радиоимпульсов, со стабильной частотой ко-
лебаний, близкой верхней граничной частоте полосы пропускания
видеотракта, дали хороший результат и используются и в настоя-
щее время. Позднее получили применение радиоимпульсы с частот-
но-модулированными колебаниями и кодовые последовательности,,
относящиеся к сложным сигналам, т. е. сигналам с большой базой.
Базой сигнала принято называть произведение FT, где F — ширина
спектра сигнала; Т — длительность сигнала. Селекцию сложных
сигналов осуществляют с помощью фильтров, оптимизирующих
отношение сигнал-шум. Выходной сигнал таких фильтров описы-
вает корреляционная функция входного сигнала. Корреляционные
функции простых синхронизирующих сигналов с малой базой име-
ют вид импульсов с малой крутизной фронтов и большой длитель-
ностью, превышающей длительность посылок. Так, прямоугольный
импульс превращается оптимальным фильтром в импульс тре-
угольной формы, максимальное значение которого совпадает по
времени с задним фронтом, а длительность фронтов — с длитель-
ностью входного импульса.

Такой же сигнал получают после детектирования выходного
сигнала оптимального фильтра при синхронизирующих посылках
в виде пакетов колебаний постоянной частоты. Корреляционные
функции и, следовательно, отклик оптимального фильтра на слож-
ные сигналы имеют вид узких импульсов с длительностью, близкой
\/F. На выходе оптимального фильтра в каждом таком импульсе
концентрируется вся энергия синхронизирующей посылки. Слож-
ные сигналы называют также широкополосными или шумоподоб-
ными. Последнее название обусловлено широким непрерывным
спектром одиночных посылок, напоминающим спектр шума. При-
мером могут служить частотно-модулированные посылки, форми-
руемые неминимально-фазовыми цепями. Спектр этих сигналов в
полосе пропускания телевизионного канала близок к равномерному
и имеет сходство со спектром «белого» шума.

Передаточная функция оптимального фильтра является функ-
щией, комплексно-сопряженной со спектром сигнала. Имея в виду
такое согласование передаточной функции фильтра со спектром
сигнала, оптимальные фильтры называют также согласованными
фильтрами.

Амплитудно-частотная характеристика оптимального фильтра и
спектр сигнала описываются одинаковыми функциями, а фазы
гармонических составляющих смещаются фильтром так, что их
максимумы совпадают в конце посылки.

+ оо

Так как спектр входного сигнала zz(/)5(o>)= j и (/)е~/ш‘
передаточную функцию согласованного фильтра определяет выра-
жение

А" ((1>)=ае--'шТ J и(()е'ш1 dt,
— во

где Т — длительность входного сигнала.

Импульсная характеристика согласованного фильтра является
зеркальным отображением входного сигнала: h(t)—au(T—t).
Если имеются два фильтра Ф1 и Фг с импульсными характеристи-
ками соответственно hi(t) и h2(t) (рис. 6.11), то при использова-
нии первого фильтра в качестве цепи, формирующей синхронизи-
рующую посылку как отклик на узкий импульс (имитация б-им-
пульса), второй фильтр может служить оптимальным селектирую-
щим устройством, и, наоборот, при формировании посылок вторым
фильтром для их селекции следует применить первый фильтр. Та-
кая пара фильтров позволяет осуществить формирование четырех
видов синхронизирующих посылок: радиоимпульсов положитель-
ной и отрицательной полярности с убывающей частотой колебаний,
ВходФ.

Во/ходФ,

ВходФ2

I

ВыходФ21



Выход Ф2

Вход Ф/

Выход Ф1

Вход Ф2

I

Выход Ф, ] л г\

Рис. 6.11. Формирование и селекция частотио-модулироваииых по-
сылок
•формируемых фильтром Фь селектируемых фильтром Ф2, и с воз-
растающей частотой колебаний, формируемых фильтром Ф2, селек-
тируемых фильтром Фь

Согласованный фильтр по значению отношения сигнал-помеха
в выходном сигнале является оптимальным, если синхронизирую-
щие посылки селектируются на фоне «белого шума». Эффектив-
ность обработки сигнала согласованным фильтром существенно
уменьшается в реальной ситуации при воздействии сигнала изо-
бражения, воспринимаемого в тракте синхронизации как помеха.
Для сохранения преимуществ согласованной фильтрации в состав

'^1-------------------- --------------------------

гЛЛЛЛ_Г1---------------	---------

'ЖШЛКЛ-

<7)	б)

Рис. 6.12. Кодовые синхронизирующие сигналы на входе селектора (а)
и на выходе фильтра верхних частот (б)

селектора должен быть введен режекторный фильтр, который, во-
первых, разрушив корреляционные связи сигнала изображения,
приблизил бы мешающие компоненты на входе согласованного
фильтра к «белому шуму» и, во-вторых, не внес бы существенных
искажений в форму синхронизирующих посылок, обрабатываемых
согласованным фильтром. При спектральной плотности мощности
видеосигнала режекторный фильтр выполняет такие функ-
ции, если его амплитудно-частотная характеристика описывается
выражением j/СЖс (ш), где С — постоянная величина Спектр
сигнала на выходе режекторного фильтра с характеристикой
"КСЖс(«)) равномерный.

В большинстве случаев на стадии проектирования новой теле-
визионный системы разработчик не располагает статистическими
данными, позволяющими определить спектральную плотность мощ-
ности сигнала изображения. Поэтому амплитудно-частотную ха-
рактеристику режекторного фильтра выбирают исходя из правдо-
подобного предложения о том, что Wc (со) спадает в области верх-
них частот. Обычно в качестве режекторного выбирают фильтр
верхних частот, реализацией которого при цифровой форме сигна-
ла является короткозамкнутый эквивалент длинной линии.

Необходимо отметить, что обработка входного сигнала фильт-
ром верхних частот позволяет наряду с подавлением мешающего
1£0
сигнала создать условия для другого, очень важного процесса —
фиксации синхронизирующих посылок на входе согласованного
фильтра. Фиксирующая цепь подавляет низкочастотные компонен-
ты спектра сигнала изображения, поэтому независимо от содержа-
ния передаваемого изображения уровень вершин синхронизирую-
щих импульсов сохраняется постоянным.

Включение в состав селектора фильтра верхних частот предъяв-
ляет особые требования к форме
синхронизирующих посылок, так
как селектирующий фильтр дол-
жен быть в этом случае согласо-
ван не с входным сигналом селек-
тора, а с выходным сигналом ре-
жекторного фильтра.

Из изложенного вытекает це-
лесообразность формирования и
передачи по каналу связи преды-
скаженных синхронизирующих
посылок. Предыскажения заклю-
чаются в придании синхронизиру-
ющим посылкам такой формы,
при которой после деформации
в режекторном входном фильтре
они получают вид, необходимый
для согласованной фильтрации.
При предыскажениях на вход со-
гласованного фильтра поступит
смесь синхронизирующих посы-
лок, с которыми согласован
фильтр, и мешающего сигнала,
близкого к «белому шуму». При-
меры предыскаженных кодовых
посылок приведены на рис. 6.12.
Эти кодовые сигналы в результа-
те прохождения через фильтр
верхних частот преобразуются в
сигналы, компонентом которых
являются 3-, 7- и 11-элементные

коды Баркера (элементы кодов отмечены на рисунке).

Рис. 6.13 иллюстрирует процесс согласованной фильтрации син-
хронизирующего импульса на примере сигнала, компонентом кото-
рого является 7-элементный код Баркера. Остальные компоненты
этого сигнала создают при фильтрации паразитные импульсы, не
мешающие амплитудной селекции основного. Дискретность задер-
жек в согласованном фильтре определяется тактами в образовав-
шемся коде Баркера.

Для практического использования предыскаженных синхрони-
зирующих посылок необходимы сведения об их спектре и корреля-
6-1765	'	161

Рис. 6.13. Сигналы в корреляторе (а)
и иа его выходе (б)
ционных функциях. Информация о спектре позволяет согласовать
синхронизирующие посылки с каналом связи и построить согласо-
ванные фильтры. Корреляционная функция описывает отклик со-
гласованного фильтра на входные синхронизирующие посылки и
позволяет оценить размах селектированных импульсов.

При вычислении спектров и корреляционных функций каждый
из кодов, приведенных на рис. 6.12, можно рассматривать как сум-
му одиночных прямоугольных импульсов длительностью т, сдви-
нутых относительно начала отсчета времени на интервал, кратный
т. Спектр прямоугольного импульса длительностью т

5	(1 _ е-У»*).

Соответственно спектр кодовой группы

ft

S (»=—1- (1 — е->х) V Ап	("-1)т,

Л

л=1

где п=1, 2, ..., k — номер отсчета временного интервала в пределах
последовательности; Ап — размах импульса (1 или 0) на интервале
от т (п— 1) до тп.

Перепишем выражение в тригонометрической форме, используя
формулу Эйлера:

S (/«>)= —— [(1 — cos шт) j sin шт] x

[к	к

2 Ancoso>(«— 1)т-J- j 2 Xnsin«>(« — 1)т
n—1	Л—1

(6.8)

Выражение (6.8) можно представить в виде
s (ju>)=U (<в) + jV (w),

где

к

U («>)=— (1 — cos шт)
ш

ft

sin шт^ Ап cos ш(я— 1)т ;

«=1

[ft

(1 — cos шт) Аа cos и (я — 1) т —

л = 1

к

— sin Ansin м(и-1)т .
Амплитудный спектр и спектральную плотность мощности оп-
ределяют соотношениями

£(ш)=У7/2(«)) + 1/2(«>), ir(w)=672(UJ) + l/2(co),
а корреляционные функции выражением

ft—m

/?(/«)=—L_ V Ап(п)Ап+т
к — т
п=1

где т — число дискретных отсчетов времени.

Рис. 6.14. Амплитудные спект-
ры сигналов на входе селекто-
ра (а) и на выходе фильтра
верхних частот (б)

Рис. 6.15. Корреляционные
функции сигналов иа входе се-
лектора (а) и иа выходе филь-
тра верхних частот (б)

Для синхронизирующих посылок, показанных на рис. 6.12, амп-
литудные спектры и корреляционные функции приведены на рис.
6.14 и 6.15. Нумерация кривых соответствуют нумерации сигналов.
В качестве согласованного фильтра используют коррелятор, со-
стоящий из многозвенной линии задержки и сумматора.

Аналоговые линии задержки имеют большие объем и массу.
Для применения компактных цифровых схем задержки (регистров
сдвига) необходимы тактовые колебания, связанные по фазе с
синхронизирующими посылками.

Покажем возможность получения колебаний тактовой частоты
6*	163
в результате обработки синхронизирующих посылок в дополни-
тельной короткозамкнутой линии, введенной в схему селектора.

Во входной цепи селектора с помощью короткозамкнутой ли-
нии задержки подавляются низкочастотные компоненты спектра
сигнала. В результате потенциальный код, в котором символам
«1» и «О» соответствуют два потенциальных уровня, преобразуется
в импульсный код, в котором положительным импульсам соответ-
ствует «1» и отрицательным — «О» (рис. 6.16). Повторная обработ-
ка сигнала в короткозамкнутой длинной линии позволяет получить
последовательность импульсов тактовой частоты для управления
цифровой схемой задержки коррелятора. Несмотря на наличие
тракта селекции тактовых колебаний, размеры и масса селектора
оказываются значительно меньшими, чем при аналоговой длинной
линии с задержкой, равной длительности кодовой посылки.

Рис. 6.16. Селекция тактовых импуль-
сов:

а — исходная посылка; б, в — первая и
вторая стадии обработки; г — тактовые
импульсы

Рис. 6.17. Функциональная схема се-
лектора с цифровым коррелятором

В схеме селектора с цифровым коррелятором (рис. 6.17) им-
пульсный код с входного эквивалента длинной линии Э1 поступает
на цепь выделения тактовой частоты Э2 и два регистра Pi и Р2,
осуществляющих задержку сигналов «1» и «О». Сумматор выделя-
ет селектированные импульсы. Завершает процесс пороговая схема
Огр, отделяющая селектированные импульсы от мешающих сиг-
налов.

Уже была обоснована необходимость в двух звеньях селекто-
ра— фильтре верхних частот и согласованном фильтре. Продол-
жим рассмотрение процесса селекции с целью определения его
полной функциональной схемы. Фиксация' сигнала в результате
подавления низкочастотных составляющих входным фильтром по-
164
зволяет включить перед трактом согласованной фильтрации дву-
сторонний ограничитель с характеристикой

I — Еп при х<^ — Еп,
cx(t) при — 770 < х < 7/0,
Еп при х > Еп,

где y(t)—выходной сигнал; —Е„ и Е„ — уровни ограничения;
x(t)—входной сигнал; с — коэффициент. Ограничитель нормирует
динамический диапазон сигнала и исключает возможность пере-
грузки последующих цепей селектора.

Фазочастотная характеристика согласованного фильтра <pi(®)
связана с фазовым спектром синхронизирующей посылки ср (о) со-
отношением epi (ы) =—ф(<о)—io?’, где и — текущее значение часто-
ты; Т — длительность посылки. При такой фазочастотной характе-
ристике согласованный фильтр компенсирует фазовые сдвиги гар-
монических составляющих посылки таким образом, что в момент
Т составляющие совмещаются по фазе и в результате суммирова-
ния выходной сигнал принимает максимальное значение. Естест-
венно, что искажения фазочастотной характеристики тракта пере-
дачи приведут к изменению фазового спектра синхронизирующих
посылок и нарушат расчетное согласование с ними селектирующего
фильтра. Следствием рассогласования явятся искажение формы
и уменьшение размаха импульсов на выходе согласованного
фильтра, приводящие к потерям точности и помехозащищенности
синхронизации.

В тракте передачи телевизионного сигнала источниками иска-
жений могут быть устройства, в которых нелинейность фазочастот-
ной характеристики сопутствует резкому спаду амплитудно-частот-
ной характеристики. К таким устройствам относятся видеомагни-
тофоны, цифровые преобразователи аналогового сигнала изобра-
жения, цепи задержки сигнала и т. п. К возможным источникам
искажений следует также отнести устройства формирования и се-
лекции синхронизирующих посылок. Задача сохранения точности
и помехозащищенности синхронизации при возникающих в про-
цессе эксплуатации монотонных изменениях фазового спектра
синхронизирующих посылок может быть решена путем включения
в состав селектора перестраиваемого фазового корректора.

В большинстве практических случаев изменения зависимости
группового времени задержки от частоты носят монотонный харак-
тер и проявляются в области верхних частот. В достаточной степе-
ни эти искажения могут быть скомпенсированы несколькими до-
полнительными фазовыми контурами. На рис. 6.18 показаны иска-
жения селектированных импульсов при уменьшении (а) и увели-
чении группового времени запаздывания в области высоких частот
(б). На рис. 6.18, в показана форма импульса после коррекции.

Чтобы повысить работоспособность селектора с аналоговым
согласованным фильтром при значительных колебаниях размаха
6*-] 765	165
синхронизирующих посылок, целесообразно на выходе оконечной
схемы изменить фиксированный уровень, связав его с вершинами
синхроимпульсов. Для фиксации кадровых синхроимпульсов на-
пряжение смещения на вход ограничителя может быть подано со
схемы фиксации строчных импульсов.

Рнс. 6.18. Влияние фазовых искажений иа форму селекти-
рованных импульсов

Рис. 6.19. Функциональная схема селектора строчных и кадровых
импульсов

Изложенное позволяет составить полную функциональную схе-
му селектора для выделения синхронизирующих посылок, переда-
ваемых в одном динамическом диапазоне с сигналом изображения
(рис. 6.19). Функции звеньев селектора широкополосных синхро-
низирующих посылок состоят в следующем: фильтры верхних ча-
стот с фазовыми корректорами ФВЧ, и ФВЧ2 подавляют низкоча-
стотную часть спектра телевизионного сигнала и, разрушая корре-
ляционные связи сигнала изображения, приближают структуру
помех синхронизации на входе согласованного фильтра к «белому»
шуму; ограничители Orpi, Огр3 нормируют динамический диапа-
зон сигнала; согласованные фильтры СФ1 и СФ2 выделяют синхро-
низирующие импульсы частоты строк (верхняя часть схемы) и ча-
стоты полей (нижняя часть); схема фиксации (ФЦ) и цепь, управ-
ляющая смещением на входе ограничителя (УЦ), обеспечивают
фиксации вершин селектированных импульсов. Пороговые схемы
Огрг и Огр4 отделяют синхронизирующие импульсы от мешающих
компонентов меньшего размаха.

В схеме селектора (рис. 6.19) предусмотрено выполнение всех
операций, необходимых для безынерционной синхронизации, тре-
бующей независимого точного определения временного положения
каждой синхронизирующей посылки.

Преимущества сложных синхронизирующих сигналов перед
синхронизирующими посылками с малой базой проявляются в
основном при безынерционной синхронизации, требующей точного
определения временных отсчетов, отмеченных синхронизирующими
посылками. Необходимость в безынерционной сиихроиизации воз-
никает в условиях временных искажений при нестабильных часто-
тах строк и полей.

В случае стабильной частоты строк и полей используют инер-
ционную синхронизацию, при которой в месте приема получают
колебания, совпадающие по частоте с принимаемым сигналом. От-
метим, что требования к точности селекции синхронизирующих
импульсов при безынерционной синхронизации и к точности фази-
рования по строкам при инерционной синхронизации существенно
отличаются. Ошибка фазирования на два-три элемента изображе-
ния, приводящая к смещению изображения на эту же величину иа
всех строках, не замечается зрителем. Такая же ошибка в положе-
нии смежных строк вызывает значительные и недопустимые иска-
жения.

При инерционной синхронизации точность взаимного располо-
жения строк достигается при синхронизирующих посылках про-
стой формы в результате отказа от обработки каждой отдельной
синхронизирующей посылки и использования информации о вос-
станавливаемой частоте, содержащейся во всем принимаемом сиг-
нале синхронизации.

Высокую точность взаимного положения всех строк растра
обеспечивают системы с синхронизирующими посылками в виде
пакетов колебаний стабильной частоты. В месте приема высокоча-
стотный опорный сигнал восстанавливают с помощью схемы фазо-
вой автоподстройки частоты, фазовый детектор которой сравнива-
ет принимаемые и местные высокочастотные колебания. Отклоне-
ния фазы опорных колебаний Д<р0 и их временные смещения т
связаны соотношением

Д?0=2лт/Г0,	(6.9)

где То — период опорных колебаний.

При делении частоты опорных колебаний до частоты строк вре-
менная нестабильность сохранится, поэтому изменение фазы строч-
ных импульсов определяется соотношением

Д'рс = 2лт/7'стр.	(6.10)

Из (6.9) и (6.10) следует, что нестабильность фазы строк в
Л/ = Т(-тр1Т0 раз меньше нестабильности фазы высокочастотных ко-

6**

167
лебаний. Так. при частоте опорных колебаний 5 МГц и частоте
строк 15 625 Гц нестабильность строчных синхронизирующих им-
пульсов, вызванная изменениями фазы опорных колебаний в пре-
делах ±10’, не превышает ±0,03° (±5 нс).

При синхронизации на высокой частоте строчные синхронизи-
рующие импульсы фазируют, устанавливая в исходное состояние
делитель частоты в начале сеанса связи и используя дополнитель-
ный безынерционный канал селектора, к выходным импульсам
которого не предъявляют высоких требований по временной ста-
бильности. Чтобы флуктуации фазы фазирующих импульсов не
влияли на работу делителя частоты, в состав селектора вводят
также схему, отключающую тракт фазирования от делителя часто-
ты сразу же после установки заданной фазы строчных синхронизи-
рующих импульсов. Основными элементами этой схемы являются
дешифратор, подключенный к делителю частоты и выдающий
импульсы, опережающие выходные импульсы делителя; формиро-
ватель, синхронизируемый импульсами дешифратора, и коммута-
тор. Длительность импульсов формирователи определяет золу за-
прета, т. е. временной интервал, в пределах которого фазирующие
импульсы не воздействуют на делитель частоты. Если зона запрета
не менее чем на два раза превышает диапазон флуктуаций фази-
рующих импульсов, то после воздействия на делитель первого фа-
зирующего импульса коммутатор отключает тракт фазирования от
делителя частоты и подключает его вновь только после нарушения
связи и выхода фазирующих импульсов из зоны запрета.

ГЛАВА 7

ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ ИЗОБРАЖЕНИЯ

§ 7.1. Кодирование телевизионных сигналов

При цифровых методах обработки видеоинформации создаются
условия для реализации многих перспективных предложений по
совершенствованию и развитию телевизионных систем. Использо-
вание цифровых сигналов позволяет исключить накопление ампли-
тудных, частотных и фазовых искажений в протяженных трактах и
при многократной перезаписи изображений.

Путем временных преобразований синхронизируются телевизи-
онные сигналы независимо работающих источников видеоинфор-
мации, включая источники, использующие различные стандарты
разложения. Использование цифровых корректоров устраняет вре-
менные искажения, возникающие в видеомагнитофонах, и приво-
дит к стандартной форме телевизионные сигналы, воспроизводи-
те
мне портативными аппаратами различных систем магнитной за-
писи.

Изобразительные средства телевидения обогащаются цифровой
системой видеоэффектов, выполненной на основе геометрических
преобразований изображений и цветовой фильтрации. Наряду с
деформацией изображений, воспроизводимых телевизионными сиг-
налами, поступающими с передающих камер, телекинопроекторов,
видеомагнитофонов, в системах видеоэффектов начинают использо-
ваться цифровые устройства видеоживописи и видеографики, син-
тезирующие новые изображения.

На базе цифровой техники создаются высококачественные теле-
кинопроекторы с непрерывной протяжкой пленки. Цифровые
фильтры являются основой новых типов корректоров телевизион-
ного сигнала, таких, как шумоподавители и интерполяторы уст-
ройств, восстанавливающих элементы изображений, утраченные
из-за дефектов магнитной ленты и кинопленки.

В прикладных ТВС цифровая техника открывает пути для об-
работки изображений с помощью ЭВМ и решения, таким образом,
задач, связанных с автоматизацией процессов анализа видеоин-
формации и опознаванием образов. Большое влияние как на веща-'
тельную, так и на прикладные ТВС, должно оказать освоение
цифровой видеомагнитной записи, применение цифровых стекло-
волоконных линий связи и нахождение эффективных способов со-
кращения избыточности сообщений. В составе современных ТВС
уже используется большое число цифровых устройств с многооб-
разными функциями. Этим устройствам наряду с уже отмеченными
достоинствами присущи унифицированность схем, высокая надеж-
ность, широкая автоматизация системы управления. Рассматривая
тенденции развития телевизионной техники с точки зрения спосо-
бов и средств обработки информации, можно сказать, что в процес-
се совершенствования телевизионные системы становятся цифро-
выми.

Рассмотрим кратко принципы построения основных узлов циф-
ровых телевизионных устройств и характерные для цифровых ТВС
преобразования сигналов

Переход от аналоговой к цифровой форме сигнала осуществля-
ется в результате двух операций: дискретизации и квантования.
При цервой операции аналоговый сигнал u(t) преобразуется в ди-
скретный сигнал, имеющий вид последовательности отсчетов функ-
ции u(t), определенных для множества равностоящих точек на осн
времени. Интервал между соседними точками называют интерва-
лом дискретизации. Вторая операция заключается в оценке каждо-
го отсчета дискретного сигнала числом в двоичной системе с огра-
ниченным числом разрядов.

В соответствии с теоремой Котельникова сигнал u{f) со спект-
ром, ограниченным частотой простирающийся от —оо до + оо,
можно восстановить ио равномерно отстоящим временным отсче-
там с помощью идеального ФНЧ с полосой пропускания, ограни-
ченной на частоте FB, если число отсчетов, приходящихся на пе-
риод верхней частоты, не менее двух:



sin л (2FBt — k)
л (2Л.Г - А)

Здесь Un(k/2FB)—последовательность отсчетов, разделенных ин-
тервалами l/2fB; sin 2aFttl2nFtt — импульсная функция идеально-
го ФНЧ.

Рас. 7.1. Спектр дискретного сигнала

После дискретизации сигнал может быть представлен в виде про-
изведения исходного сигнала и дискретизирующей последователь-
ности, образованной 5-импульсами, следующими через интервалы
времени Д'

J(/)= 2 «(<)S(/-4A)=l1(O 2

Определяя спектр u(t) как свертку спектральных плотностей
двух сигналов, получаем

S ('•>)- 2 S(«-(7.1)

где 5(ш) —спектр непрерывного сигнала; 5(со) —спектр дискрет- У
ного сигнала; ша=2л/Д — частота дискретизации.	Ц

Из (7.1) видно, что спектр дискретного сигнала является перио-
дической функцией и может рассматриваться как сумма спектров
исходного непрерывного сигнала и побочных составляющих такого
же вида, повторяющихся со смещением по оси частот <п<?, 2<лз. . 
(рис. 7.1). Побочные составляющие не создают помех, если они не
перекрываются со спектром исходного сигнала. Перекрытие возни-
кает при частоте отсчетов, меньшей 2FS. В этом случае ФНЧ с
граничной частотой FB при восстановлении аналогового сигнала не
исключает мешающих компонентов дискретного сигнала. В веща-
тельной ТВС при цифровой обработке яркостного сигнала дискре-
тизацию осуществляют с частотой 13,5 МГц, что в 2,25 раза выше
частоты FB = 6 МГц, а для дискретизации полного сигнала, энер-
гия высокочастотных составляющих которого увеличена из-за цве*
тоаых поднесущих, выбирают частоту в четыре раза выше одной из
поднесущих, например fa = 4fe=i7 Mru = 2,83F0. Здесь —подне-
сущая сигнала Ds.

После квантования дискретный сигнал принимает форму циф-
рового сигнала При равномерной шкале и представлении чисел в
двоичной системе интервал между двумя делениями шкалы равен
Umax/2n=uKa, где Umax—наибольшее значение сигнала, которое
может быть измерено; п — чис-
ло разрядов двоичного кода
Величину и|(, называют интер-
валом или шагом квантования

Значения отсчетов сигнала,
не совпадающие с уровнями
квантования, оцениваются с
погрешностью, максимальное
значение которой равно uKt.
При линейном нарастании
квантуемого сигнала ошибка
изменяется по пилообразному
закону. Дисперсия такой ошиб-
ки ст2 = икв2/12; _эффективное
значение а=ик»/П2

Отношение наибольшего значения размаха сигнала к эффек-
тивному значению ошибки квантования (дБ)

Ф = 20 lg(6/ma?3)=(10,84-6ra).

Погрешность проявляется в виде помехи, называемой шумом
квантования. Если коэффициент корреляции сигнала далек от еди-
ницы и интервал «к, достаточно мал. то спектральную плотность
мощности шума квантования в полосе частот, занимаемой сигна-
лом, считают равномерной, а корреляционные связи междх значе-
ниями шума пренебрежимо малыми.

При принятом в вещательном телевидении значении г=8. точ-
ном согласовании шкалы квантования с размахом сигнала и оди-
наковых интервалах uKt отношение сигнал-шум равно 58,8 дБ. Его
следует рассматривать как предельное значение, полученное для
идеализированных условий при п=8.

Рассмотрим обобщенную структурную схему цифровой обра-
ботки сигнала (рис 7.2). Аналого-цифровой преобразователь осу-
ществляет дискретизацию входного аналогового сигнала и его
квантование. Демультиплексор (ДМ) понижает тактовую частоту
выходною кода АЦП за счет увеличения числа параллельных ка-
налов и согласовывает количество обрабатываемой в единицу вре-
мени информации в каналах цифрового процессора с количеством
информации, поступающей за это же время с АЦП Цифровой про-
цессор состоит из двух частей. Первая часть, содержащая блок
управления (У) и запоминающее устройство ЗУ,, осуществляет
временное преобразование цифрового сигнала. Вторая часть, вклю-
чающая арифметическое устройство (АУ), работающее совместно
с запоминающим устройством, предназначена для цифровой филь-
трации сигнала. Временное преобразование производится для син-
хронизации входного сигнала с опорными импульсными сигналами,
используемыми в устройстве фильтрации, и при необходимости для
устранения временных искажений входного сигнала.

Процедура временного преобразования заключается в записи
сигнала в ЗУ в системе временных отсчетов, связанной с входным
сигналом, и считывании сигнала в системе временных отсчетов уст-
ройства фильтрации. Выполняемая при этом коррекция временных
искажений имеет большое значение, так как временные искаже-
ния, проявляющиеся в виде неупорядоченного изменения временно-
го масштаба сигнала, разрушают корреляционные связи и во мно-
гих случаях исключают возможность обработки сигнала.

Арифметическое устройство по заданной программе осуществ-
ляет сдвиг отсчетов сигнала во времени на заданное число интер-
валов дискретизации и их взвешенное суммирование. ЗУ использу-
ется в этом случае для больших временных сдвигов в позволяет в
каждый момент времени вовлечь в операции, выполняемые ариф-
метическим устройством, как предыдущие, так и последующие от-
счеты сигнала.

Для запоминания информации одного или нескольких кадров
изображения применяют динамические интегральные схемы памя-
ти на МДП-структурах, обладающие сравнительно низким быстро-
действием Поэтому как временной преобразователь, так и устрой-
ство цифровой фильтрации являются многоканальными, с пони-
женной тактовой частотой кода в каждом канале. После обработки
цифрового сигнала в многоканальном устройстве исходный код
восстанавливается в мультиплексоре (М).

Операции фильтрации, не связанные с большими задержками
телевизионного сигнала, могут быть выполнены без понижения
тактовой частоты кода. Работающие таким образом цифровые
фильтры объединяют цифровой процессор 2, содержащий быстро-
действующее устройство запоминания небольшой емкости и ариф-
метическое устройство.

Обработанный аналоговый сигнал получают иа выходе цифро-
аналогового преобразователя (ЦАП).

§ 7,2. Устройства цифровой обработки сигналов

Аналого-цифровой преобразователь осуществляет дискретиза-
цию и квантование входного сигнала. На его входы поступают ана-
логовый сигнал, тактовые импульсы, задающие частоту дискрети-
зации, и опорное напряжение, которое после деления на 2П частей
образует шкалу квантования. Перед АЦП включают фильтр ниж-
них частот и устройства выборки и хранения. Фильтр нижних ча-
стот подавляет высокочастотные составляющие спектра входного
сигнала, которые при попадании в спектр дискретизированного
172
Рис 7 3. Функциональная схе-
ма АЦП

сигнала могут вызвать комбинационные искажения. Устройство
выборки и храпения с помощью усилительного каскада, коммути-
руемого тактовыми импульсами, осуществляет дискретизацию
входного сигнала и хранит его отсчеты до конца интервала дискре-
тизации. В каждом цикле работы устройства выборки и хранения
можно выделить два этапа: выборку и хранение. В АЦП число
шагов квантования представляется кодом. Код зависит от способа
построения квантующего устройст-
ва, поэтому обычно в схему АЦП
включают преобразователь, форми-
рующий выходной сигнал в виде
равномерного потенциального па-
раллельного двоичного кода.

В телевизионной технике исполь-
зуют параллельный и последова-
тельно-параллельный АЦП. В функ-
циональной схеме параллельного
АЦП с числом уровней квантования
W используется N—1 компаратор К
(рис- 7 3) Входной сигнал подается
одновременно на все компараторы.
На другие входы компараторов по-
даются опорные напряжения. При
срабатывании компаратора, когда
входной сигнал достигает уровня
опорного напряжения, состояние «О»
на его выходе сменяется состоянием
«1» Например, при входном сигнале
1,5 Ukb<Ubx<2,5wkb срабатывают
первый и второй компараторы и раз-
мах входного сигнала считается рав-
ным 2 Пив. Если переключаются

только компараторы i, i—I... то размах входного сигнала состав-

ляет (Ukb.

Благодаря синхронным триггерам Тг можно исключить устрой-
ство выборки и хранения из входной цепи АЦП [16] При воздейст-
вии фронта тактового импульса нее триггеры одновременно пере-
ключаются, запоминают состояние компараторов и хранят эту ин-
формацию до конца интервала дискретизации. Код, получаемый на
выходах компараторов и фиксируемый синхронными триггерами,
преобразуется в двоичный код логической схемой ПК-

Наряду с ошибками измерения отсчетов дискретного сигнала,,
проявляющимися как шум квантования, отметим еще одну погреш-
ность, возникающую при преобразовании аналогового сигнала в
цифровой.

Входной сигнал непрерывно изменяется, поэтому измерение вы-
борок производится с ошибкой, зависящей от изменения сигнала
во время измерения. Погрешность такого вида называется апер-
туриой, а отрезок времени, в течение которого нельзя точно опре-
делить, к какому моменту относится выборка, — апертурным вре-
менем. Если в схеме нет устройства выборки и хранения, то апер-
турное время равно интервалу от начала измерения до выдачи
кода, соответствующего данной выборке. Устройство выборки и
хранения, а также выполняющие его функции триггеры (см, рис.
7.3) уменьшают апертурное время АЦП и апертурную погреш-
ность. На выходе устройства цифровой обработки апертурная по-

грешность, зависящая от
скорости изменения анало-
гового входного сигнала,
проявляется как шум, до-
бавляющийся к шуму кван-
тования.

Л 2]	47/

Ъ? \]гя

Параллельные 8-разряд-
ные АЦП, выполненные в
виде одной микросхемы и
удовлетворяющие большин-
ству требований, предъявля-
емых к устройствам этого
типа, были созданы сравни-
тельно недавно. Поэтому в
цифровых телевизионных
устройствах получили при-
менение и последовательно-

Рис 74. Эквивалентная схема ЦАП:	параллельные АЦП. Основой

Vo.XSSS	" 8-разрялкого последователь-

но-параллельиого АЦП яв-

ляются два 4-разрядных параллельных АЦП. С первого
АЦП, осуществляющего дискретизацию входного сигнала и кван-
тование его на 16 уровней, двоичный код поступает на ЦАП.
Выходной сигнал ЦАП вычитается из аналогового сигнала, задер-
жанного эквивалентом длинной линии настолько, на сколько сиг-
нал с ЦАП запаздывает по отношению к входному сигналу. Раз-
ностный сигнал поступает на вход второго АцП, формирующего
четыре младших разряда выходного кода.

Цифроаналоговый преобразователь служит для получения ана-
логового сигнала. Наиболее часто для построения ЦАП исполь-
зуют схемы с многозвенными цепями типа R-2R. В схеме рис 7.4
с такой цепью число ключей соответствует числу разрядов парал-
лельного двоичного кода цифрового сигнала, подаваемого на ЦАП
Числовое значение кодовых посылок п = ]/2п (а^”+ а22п 2+ ..
+ а12"_‘ + ач2°), где а, равно 0 или 1. При следовании «единиц»
кода (а,~ 1) переключатель i-го разряда находится в положении
2, при следовании «нулей» — в положении 1 Разряды иа рис. 7 4, а
нумеруются от старшего А младшему (старший — первый, млад-
ший— п-й). Коэффициент передачи выходного усилителя 3/2. Если
в положении 2 находится только переключатель первого разряда
174
(а,= 1). в точке а-. напряжение Uai = Uol3, так как сопротивление
участков цепи слева и справа от а, равны 2R (рис. 7.4, б). Выход-

- При й;=1 И (1, = 0 (рис.

ное напряжение Цяих-

В случае поступления нескольких единиц напряжения суммиру-
ются и сигнал на выходе ЦаЫХ = Ц0-2-'’ ’^а12я~‘, где л —число
разрядов кода; i — номер разряда; а, — коэффициенты, равные О
или 1. Например, при 4-разрядном коде 1010 ЦЯ|/Х=-^~ЦО-

Каждый новый отсчет имеет вид скачка напряжения на входе
ЦАП, поэтому восстановленный аналоговый сигнал содержит вы-
сокочастотные компоненты, для подавления которых после ЦАП
включают фильтр нижних частот с полосой пропускания, соответст-
вующей ширине спектра передаваемого сигнала.

а.	a--.- v!r.

jln.-MJi-JUL. ДП-Ж

1_

Рис 7.5. Демультиплексор (а), мультиплексор (б), сигналы на входе (в) и вы-
ходах (г) демультиплексора

Демультиплексор распределяет сигнал каждого разряда вы-
ходного параллельного кода АЦП по нескольким идентичным ка-
налам, понижая таким образом тактовую частоту цифровой после-
довательности. Если число каналов ш, то тактовая частота кода в
каждом канале в m раз ниже тактовой частоты входного кода
Схема демультиплексора (рис. 7 5, а) содержит два регистра.
Первый регистр (Pi) выполняет роль дискретной липни задержки.

Предположим, что в момент времени to элемент (рис. 7.5, в)
входного кода поступил в первую ячейку регистра. Каждый так-
товый импульс частоты f» переносит сигнал в следующую ячейку
W£ X---------/

ZZZDCZD< 7

Рис. 7.6. Сигналы на входах микро-
схемы памяти

и записывает в освободившуюся ячейку очередной элемент кода,
В регистре, состоящем из т ячеек, через m тактов элемент а, ока-
жется в последней, а элемент а„, в первой ячейке. Параллельные
выходы регистра Pi соединены с параллельными входами регистра
Рг. объединяющего т синхронных триггеров. Частота тактовых
импульсов Рт, подаваемых на регистр Рг, в т раз ниже частоты fx.
В момент поступления тактового импульса частоты F-, элементы
кода ат, ап-ь .... at с регистра Pt вводятся в ячейки /, 2, ..., т ре-
гистра Рг и хранятся там до момента tx, когда их сменят элемен-
ты кода а2т, агт-1, .... a^+|. Последующие циклы подобны рассмот-
ренному. С т выходов регистра
Рг снимаются кодовые сигналы
с тактовой частотой Fx = jx/m.

Если с выхода АЦП поступа-
ет п-разрядный код с тактовой
частотой то устройство циф-
ровой обработки включает п де-
мультиплексоров и число парал-
лельных каналов становится рав-
ным пт при частоте следования
элементов кода в каждом канале
Fx=fx/m.

Мультиплексор (рис. 7.5, б)
объединяет в одну последователь-
ность несколько кодовых сигна-
лов, поступающих на его входы.

После того как в устройствах со сравнительно низким быстродей-
ствием выполнены все необходимые преобразования, мультиплек-
сор восстанавливает цифровой телевизионный сигнал, существо-
вавший до демультиплексора. В качестве мультиплексора исполь-
зуют регистр со входами параллельного и выходами последователь-
ного кода Предположим, что на входы m-звенного мультиплексора
поступают т кодовых сигналов (рис 7.5, г) с тактовой частотой Fx.
В момент времени Л первые элементы этих сигналов вводятся в
ячейки т, т—1, .., 1 регистра и в дальнейшем появляются на выхо-
де мультиплексора в виде группы элементов последовательного
кода С момента /2 этот код продолжается следующей группой эле-
ментов и т д. На рис- 7.5 обозначено- k — 1, 2, ... — номер тактовых
интервалов, отсчитываемых от момента /о; а/ — элементы кода иа
выходах демультиплексора, соответствующие элементам кода а, на
его входе

Запоминающее устройство. Понижать частоту следования эле-
ментов кода в цифровом сигнале приходится при запоминании
большого объема информации, содержащейся, например, в поле
или кадре изображения В этом случае используют динамические
микросхемы памяти с МДП-структурой, обладающие сравнительно
невысоким быстродействием Отличительной способностью этих
микросхем является использование для запоминания двоичных
символов емкостей р-л-переходов МДП-транзисторов При считы-
вании информация, хранящаяся в виде заряда, разрушается и
вновь записывается с помощью регистра и логических связен, спе-
циально предусмотренных в микросхеме памяти. При хранении
потери информации из-за разряда емкостей исключаются благода-
ря периодическому обращению к режиму регенерации, в каждом
цикле которого производится считывание информации, ее задерж-
ка и повторная запись.

Кажущаяся сложность процесса регенерации не ошущается
потребителями устройств динамической памяти, поскольку все
цепи, обеспечивающие режим регенерации, входят в состав микро-
схем памяти и для управления не требуется сложных внешних
сигналов

Существенным недостатком этих микросхем является сравни-
тельно низкое быстродействие из-за потерь времени на повторную
запись информации, приводящее к многоканальным ЗУ Тактовая
частота цифрового сигнала, вводимого в микросхему, обычно не
превышает 2—3 МГц.

Рассмотрим особенности применения одной из наиболее рас-
пространенных микросхем памяти емкостью 16 384 бит. Записывае-
мая информация размещается в ячейках, образующих матрицу,
состоящую из 128 строк и 128 столбцов. Порядок обращения к
ячейкам в режимах записи и считывания произвольный Коорди-
наты каждой ячейки определяются двумя адресами — номером
строки и номером столбца, которые задаются двумя параллельны-
ми 7-разрядными кодами. Коды адреса строки Ао—Аь и столбца
Ai—Ац поочередно подаются на семь входов микросхемы и разде-
ляются в ней с помощью сигналов выборки адреса строки RAS и
адреса столбца CAS (рис. 7 6). Выбор режима записи или считыва-
ния производится с помощью сигналов WE. При снятии сигналов
WE и сохранении всех остальных сигналов, показанных на рис. 7.6,
микросхема переходит в режим считывания. Считываемый сигнал
появляется на отдельном выходе.

Для регенерации информации при хранении на входах микро-
схемы сохраняются сигнал RAS и код адресов строк. Минимальный
интервал времени, в течение которого информация должна быть
регенерирована, т. е. интервал между обращением к одной и той
же строке матрицы памяти, не должен превышать 2 мс В режимах
записи, считывания и регенерации микросхема имеет большое вы-
ходное сопротивление. Это позволяет при проектировании уст-
ройств памяти объединить выходы многих микросхем без дополни-
тельных коммутаторов.

При запоминании телевизионного сигнала цифровой сигнал
строк размещают в столбцах матрицы памяти, причем стараются
начало строки сигнала совместить с началом столбца. Другими
словами, выбирают способ заполнения памяти, обеспечивающий
однозначное соответствие координат элементов изображения и ад-
ресов ячеек памяти и, следовательно, наиболее простое отыскание
любого элемента изображения-

Линейные цифровые фильтры. Цифровым фильтром (ЦФ) на-
зывают устройство, преобразующее последовательность отсчетов
входного сигнала хо, Xi, х2, .... в последовательность отсчетов вы-
ходного сигнала yD, у\, yi, .. Если в ТВС был получен цифровой
сигнал, то его последующую обработку стараются провести цифро-
выми методами, используя при этом широкие возможности цифро-
вой техники и исключая характерное для аналогового тракта на-
копление искажений.

Рассмотрим особенности структуры линейных ЦФ на некоторых
несложных примерах.

Фильтр считают линейным, если справедлив принцип суперпо-
зиции и сумма любого числа входных сигналов преобразуется в.
сумму откликов на отдельные слагаемые. Реакцию ЦФ на единич-
ный импульс (100 ) называют импульсной характеристикой ЦФ.
Фильтр называют стационарным, если импульсная характеристика
не зависит от времени. При смещении единичного импульса на
определенное число интервалов дискретизации на такое же число
интервалов дискретизации смещается и отклик стационарного
фильтра.

Из условий линейности и стационарности следует, что каждый
выходной отсчет формируется в результате взвешенного суммиро-
вания всех предыдущих отсчетов входного сигнала и весовыми ко-
эффициентами являются отсчеты импульсной переходной функции

У,	+	xn^i-k’ (7 2)

Выражение (7.2) называют дискретной сверткой входного сиг-
нала и импульсной характеристики фильтра. Определим с по-
мощью соотношения (7.2) сигнал на выходе согласованного фильт-
ра, предназначенного для селекции синхронизирующих посылок в
виде трехэлементного кода Баркера (рис. 7.7, а). Предположим,
что элемент кода задан двумя выборками, тогда последователь-
ность отсчетов на входе фильтра 1111— 1 — I (x0 = Xi =x2==xt = 1,
,r4=Xi=—1) (рис 7.7, б). Известно, что импульсная характери-
стика согласованного фильтра является зеркальным отображением
входного сигнала Это означает, что последовательность отсчетов
импульсной характеристики —I — 1 Illi (ha = ht =— I, h2=hj =
= h4 = >Z5 = l). Используя (7.2). можно записать отсчеты выходно-
го сигнала: у?,—— 1, у< =—2, у2 =— 1, уз = 0, у< = 3, у-, = 6. Уь = 3,
<л = 0, у8=: — Ц у-, = —2, у\ъ — — 1. (Пример вычисления одного пз
отсчетов-	yl = x0h2 + xxhi + x2h0 = 1 • 1 + 1 • (—!) + !-(—1) = — 1 )

Форма огибающей выходного сигнала и схема фильтра приведены
на рис 7.7, в, г. Каскады с коэффициентами передачи —1 изменяют
полярность отсчетов; узлы фильтра, обозначенные через г*1, осу-
ществляют сдвиг сигнала па один интервал дискретизации.
Амплитудно-частотную характеристику ЦФ определяют, рас-
сматривая его реакцию иа дискретизированный гармонический-
сигнал

=	(7.3)

здесь фигурные скобки использованы для обозначения последова-
тельности дискретных отсчетов.

Рис. 7.7. Трехэлементный код Баркера (а>; сигналы на входе
(б) и на выходе (в) цифрового фильтра; цифровой фильтр (г)

Используя дискретную свертку (7.2) входного сигнала (7.3) и
импульсной характеристики фильтра, можно показать, что его
передаточная функция



(7.4)

Из (7.4) видно, что K(j<o) является периодической функцией ча-
стоты с периодом, равным частоте дискретизации [31].

При расчете фильтров широко используют г-преобразование.
Если рассматривается последовательность отсчетов сигнала Хо,
Х|, Хг, ..., то г-преобразованием этой последовательности называ-
ют сумму



(7.5)

где г — комплексная переменная. Ряд (7.5) сходится при ]г| >R,
т. е. в области значений, расположенных вне круга радиусом R.

Отметим важные свойства г-преобразования.
z-преобразование линейно, т. е для последовательности отсче-1
тов {ws} == {ахц + Ьуц} можно записать U (?) = аХ(г) +Ь У (г);	i

символ z~m служит оператором задержки на т интервалов ди-|
скретизацин; если дискретная последовательность, z-преобразова-j
ние которой Х(г), смешается на т интервалов дискретизации, то]
z-преобразование сдвинутой последовательности определяется вы-
ражением У (z) =е-тХ (г);

отношение z-преобразования выходного сигнала фильтра к
z-преобразованию входного воздействия является 2-преобразова-
нием е<о импульсной характеристики

Н(г) =4т2; = У

Х(г)

(7.6) -

и называется системной функцией.

Из (7.4) и (7.6) следует, что передаточная
получена из Н (z) подста-
новкой ? = е’ш:‘.

функция может быть

Рассмотрим гребенча-
тый фильтр для разделения
гармонических составляю-
щих частоты, которые связа-
ны соотношением
= (гг-р0,5)/2. например спек-

Z 1S W Sir 6tr 77Г $7

Рис 7? Гребенчатый фильтр (а) я Рис 7 9. Функииопальная схема двумер-

его характеристика (б)

ноги апертурного корректора

трое сигналов яркости и цветности системы NTSC (рис. 7-8, а).
Отсчеты импульсной характеристики определяются единичным
входным воздействием 100 и задержанным на У интервалов дис-
кретизации входным сигналом 00... 01 Так как г-иреобразоваиие
первой последовательности равно единице, второй z~N, то

H(z)=A(14-z-"),

| Jwe —А(1 )-е-'"А'4)-*2Ае A.v^cos^-.
Форма амплитудно-частотной .характеристики приведена на
рис. 7.8, б.

Функции двумерного апертурного корректора выполняет ЦФ,
показанный рис. 7 9. Две части фильтра, осуществляющие гори-
зонтальную и вертикальную апертурные коррекции, могут быть

рассмотрены раздельно. Схема гори-
зонтальной коррекции содержит два
звена задержки на время Д, связан-
ные с ними усилители с коэффициен-
тами передачи —1/4, —1/4, 1/2 и
сумматор (Si) • Знак минус перед ко-
эффициентами означает изменение
полярности отсчетов. Выходной сиг-
нал формируется взвешенным сум-
мированием отсчетов трех сигналов:
незадержанного, задержанного на
время Л и задержанного на время 2Л.

Амплитудно-частотная характе-
ристика этой части фильтра (рис.
7.Ю).

Рис. 7 10 Частотная характеристи-
ка фильтра горизонтальной апер-
турной коррекции

А/, (/«.)=-----е--'ш4--------------^-е-'"’24,

Hi	(е'“’4 — 2+е-'-4)=

= —j- е~ }'"‘‘(со8 «>Д — 1)=еЧ"‘ sin2 —- .

Из рис. 7.10 видно, что в сигнале изображения выделяется
верхняя часть спектра. Высокочастотные компоненты, выделенные
фильтром после взвешивающего усилителя с регулируемым коэф-
фициентом Х„1, добавляются к входному сигналу, задержанному на
время Д, и корректируют апертурные искажения источника сигна-
ла. Степень коррекции изменяется коэффициентом /Сц.

. Вторая часть фильтра подобна первой и отличается от нее за-
держкой и АЧХ. Составляющая вертикальной апертурной коррек-
ции после взвешивания объединяется с корректируемым сигналом
и составляющей горизонтальной коррекции сумматором 1;
(рис. 7.9).

Рассмотренные фильтры относят к нерекурсивным. В перекур-
Синком фильтре выходной сигнал в любой момент времени опреде-
ляется в результате суммирования взвешенных предшествующих
значений входного сигнала (рис 7-11, fl). Если отсчет выходного
сигнала yt, то у.-а^х, + 0^,-1 +... +flmX,_m.

Более сложную структуру имеют рекурсивные цифровые фильт-
ры. В рекурсивном фильтре выходной сигнал является функцией
Предшествующих значений как входного, так и выходного сигналов
(рис. 7.11, б). Отсчеты выходного сигнала рекурсивного фильтра
определяет соотношение

У;==а0-Г:4_(71-)С:-1 4“-Yamxi-т +^-1	4*—+^Л^-я-

Рекурсивные фильтры позволяют получить заданную АЧХ црк
меньшем числе звеньев и с более точным соответствием частотной
характеристике аналогового прототипа. Однако проектирование
рекурсивных фильтров вызывает больше трудностей и требует
анализа устойчивости, так как эти фильтры относятся к системам
с обратной связью.

§ 7.3.	Временные преобразования цифровых сигналов

Временным называют преобразование сигнала, при котором его

дискретные отсчеты, сохраняя свои

ачения, изменяют положение
на оси времени. Временные
преобразования цифровых
сигналов широко использу-
ются в устройствах синхро-
низации, коррекции времен-
ных искажений, телекино-

51

Рис 7.11. Нерекурсивный (а) и рекурсив-
ный (6) фильтры

проекции, устройствах видео-
эффектов, системах компо-
нентной записи.

Различают два вида вре-
менных преобразований: не
влияющие или мало влияю-
щие на спектр сигнала и из-
меняющие спектр сигнала.
Чтобы выполнить временные
преобразования, исходный
сигнал вводится в ЗУ так,
что его отсчеты оказываются

однозначно связанными

координатами элементов изображения. В моменты времени, опре-
деляемые выбранным алгоритмом преобразования, информация
считывается на ЗУ и сигнал, таким образом, переносится в задан-
ную временную область При преобразованиях первого вида время
записи и время считывания строк изображения мало отличаются
друг от друга Во втором случае эти интервалы времени могут
значительно отличаться. В основном сложность временных преоб-
разований проявляется при несинхронных процессах записи и счи-
тывания, когда возникает необходимость обращения к одной и
той же секции памяти для одновременного выполнения операций
ввода и считывания информации В синхронизаторе и корректоре
временных искажений задача разделения процессов записи и счи-
тывания часто решается путем значительного увеличения емкости
памяти.

1И2
[

Рис. 7 12. Функциональная схема
временного преобразователя теле-

визионного сигнала

Рассмотрим способ преобразования, не приводящий к увеличе-
нию емкости памяти. Предположим, что тактовая частота в парал-
лельных каналах памяти настолько низка, что за время одного
такта можно произвести как запись, так и считывание элемента
кода. Чтобы использовать такую возможность, в тракт внешнего
сигнала следует ввести схему переменной задержки для смещения
записываемого элемента кода в отведенный для него интервал
.времени в пределах периода местных низкочастотных тактовых
импульсов. Низкой тактовой час-
тотой в данном случае называет-
ся частота следования элементов
кода до мультиплексора. При ре-
альных значениях нестабильно-
сти внешнего сигнала задержку
достаточно изменять один раз
за строку.

В схеме рис. 7.12 селектор
(С) выделяет синхронизирующие
импульсы из входного аналогово-
го сигнала ив*а, схема ФАПЧ и
делитель частоты (Д) формируют
тактовые колебания высокой час-
тоты fTвя (частоты дискретиза-
ции) и низкой частоты FtB„ (час-
тоты элементов кода в канале па-
мяти). Цифровой фазовый детек-
тор (ФД) измеряет разность фаз

местных и внешних строчных синхронизирующих импульсов, вычи-
тает из результата измерения целое число периодов тактовой
частоты FTB„ и формирует разностный сигнал (7Р в виде кодирован-
ного числа периодов тактовой частоты /т- Таким образом, выход-
ной сигнал ФД является разностью фаз низкочастотных тактовых
колебаний внешнего и местного сигнала, измеренной в начале стро-
ки местного опорного сигнала. Этот сигнал подается на регистры
сдвига Р) и Р2, выполняющие функции задержки как внешнего циф-
рового сигнала u, поступающего с демультиплексора в канал
ЗУ, так и связанных с этим сигналом низкочастотных тактовых им-
пульсов частоты Лвн. Задержанный тактовый сигнал с регистра Р2
подается во все каналы ЗУ. Благодаря переменной задержке в на-
чале каждой местной строки импульсы частоты FTBH устанавлива-
ются в середину периода местных импульсов частоты FT4. Также
смещается, сохраняя необходимые фазовые соотношения с такто-
выми импульсами, цифровой внешний сигнал. Формирователи Ф1 и
Ф2 вырабатывают адресные сигналы для схемы памяти.

Благодаря неременной задержке внешнего сигнала Tvar и свя-
занных с ним тактовых импульсов в каждом периоде местных так-
товых импульсов можно выделить четыре зоны (рис. 7 13). В зоне
Ti производится считывание, в зоне тз запись сигнала. Зоны т2 и та
исключают перекрытие зон записи и считывания из-за расхожде-
ния фаз местного и внешнего сигналов в течение строки. Зоны тг
и т< могут быть достаточно малыми. Действительно, нетрудно
подсчитать, что при частоте дискретизации телевизионного сигна-
ла 13,5 МГц фазы низкочастотных тактовых импульсов к концу
строки будут отличаться всего иа один интервал дискретизации.

равный 74 мс, при разности частот
стрск )9 Гц, т. е. при нереально
большой нестабильности внешнего
сигнала.

Рнс. 7.13. Задержка низкочастот-
ных тактовых импульсов

Может возникнуть вопрос: поче-
му столь эффективный способ не
всегда используется при построении
синхронизаторов? Причина заключа-
ется в том, что емкость памяти син-
хронизатора в большинстве случаев
выбирают равной двум полям изо-
бражения для того, чтобы при поте-
ре внешнего сигнала, поступающего
от периферийного источника, син-
хрогенератор можно было перевести
в режим считывания последнего не-
поврежденного поля. При запомина-
нии двух полей задача разделения
областей записи и считывания в ЗУ
сравнительно просто решается с ло-
мошью коммутирующей схемы, срав-
нимой по сложности со схемой уп-
равляемой задержки- Если отка-

заться от возможности перехода на режим стоп-кадра с изображе-
нием, неповрежденным при неожиданном нарушении связи, то,
используя вариант с переменной задержкой внешнего цифрового
сигнала, можно уменьшить емкость памяти синхронизатора вдвое,
т. е. до одного поля. Потери информации, обусловленные измене-
нием вида полей (четные, нечетные) и цветовой синхронизацией,
такие же. как и в случае двухполевого варианта.

Временное преобразование с изменением спектра сигнала ши-
роко используется в системах с временным уплотнением сигналов
яркости и цветности и заключаются в сокращении времени переда-
чи сигналов яркости и цветности с целью размещения их в преде-
лах одной строки на входе канала связи либо видеомагнитофона к
в последующем восстановлении исходного временного масштаба
сигналов. Спектр сигналов расширяется во столько раз, во сколько
сокращается время их передачи. Если уплотнение производится
в пределах строки, то схема преобразования содержит два дина-
мических регистра или два узла статической памяти, в которых
поочередно производятся запись сигнала в исходном временном
масштабе и считывание с повышенной тактовой частотой Для
восстановления исходного сигнала используются аналогичные схе-
мы, однако при скорости записи сигнала, превышающей скорость
считывания.

Рассмотрим еще одну операцию временного преобразования с

изменением спектра сигнала, выполняемую при изменении масшта-

ба изображения на экране

просмотровых устройств.
Предположим, что изобра-
жение, создаваемое пилооб-
разным сигналом (рис.
7.14, а), должно быть умень-
шено в 1,6 раза. Рассмотрим
процедуру преобразования
на конкретном примере при
длительности сигнала, рав-
ной восьми интервалам дис-
кретизации. Чтобы при пос-
тоянной частоте дискретиза-
ции размер изображения
уменьшился в 1,6 раза, дли-

Рис. 7 14. Изменение временного масштаба.

дельность Сигнала должна а и в — исходный и преобоазованиый сигналы.

стать равной ПЯТИ интерва-	6 ~ система отсчетов

лам дискретизации. Разде-

лив время передачи сигнала на пять частей, получают на оси вре-
мени точки с координатами 1.6Л; 3,2Л; 4.8Л; 6,4Л; 8Л. Поскольку
отсчеты сигнала, соответствующие этим точкам, отсутствуют, их
заменяют ближайшими отсчетами с координатами 2Д, ЗЛ, 5Л, 6Л и
8Л. Считывая эти известные отсчеты подряд с тактовой частотой
1/Л, изменяют масштаб сигнала в 1,6 раза (рис. 7.14, б). При до-
статочно малом Л искажения сигнала, вызванные подменой отсче-
тов, практически незаметны.

§ 7.4.	Кодирование сигналов изображения с учетом
статистических связей

Предположим, что дискретизация полного телевизионного сиг-
нала производится с частотой, в 4 раза превышающей частоту по-
коя поднесущей сигнала и равной 17 МГц. В этом случае при
256 уровнях квантования скорость передачи информации С=
= 17 logs 256= 136 Мбит/с. При раздельном кодировании сигна-
лов яркости и цветности с частотами дискретизации сигнала ярко-
сти 13,5 МГц, а цветоразностных сигналов 6,75 МГц при 256 уров-
нях квантования скорость передачи информации в параллельных
каналах яркости и цветности составляет 108 Мбит/с Поэтому
развитие цифровой телевизионной техники активизировало рабо-
ты по изысканию методов сокращения информационных потоков
перед передачей их по каналам связи.

7-1765	185
Рассмотрим две из многочисленных систем кодирования, пред-
ложенных для сокращения избыточности цифрового телевизион-
ного сигнала Одну называют кодированием с предсказанием, дру-
гую — кодированием с преобразованием [17],

При кодировании с предсказанием каждый отсчет сигнала оп-
ределяют в результате взвешенного суммирования предшествую-

л ->

щих отсчетов: = aixn—r Как было показано, такую опера-
цию выполняет нерекурсивный цифровой фильтр. Полученное та-
ким образом значение вычитается из истинного сигнала, как пока-
зано на рис. 7-15. Далее разностное
.—>	.___।	значение квантуется и передается

Уц—+ |---------«Ъх/лJ t	п0 каналу связи. Такой способ ко-

J	j	дирования получил название диф-

| I	I	I лз	I -1	[/?.?	1	ференциальной импульсно-кодо-

I	II	Г	1	I	вой модуляции. В результате

1+	*	——I	предсказания вместо полных зна-

|_____I ,	I	чений отсчетов сигнала с 256

1—___уровнями квантования передают-

ся только разностные значения.
Рис. 7.15. Функциональная схема си- ДЛЯ квантования которых исполь-
стемы кодирования с предсказанием зуется меньшее число уровней. В
большинстве случаев для кванто-
вания разностного сигнала используется неравномерная шкала с
меньшим шагом в области малых и, как принято считать, более
вероятных значений.

На приемной стороне сигнал восстанавливается путем суммиро-
вания предсказанного и разностного сигналов.

Поясним работу схемы рис. 7-15 на простом примере. Предпо-
ложим, что для предсказания текущего значения сигнала исполь-
зуется только один предшествующий отсчет, а устройство предска-
зания представляет собой линию задержки ЛЗ на интервал дискре-
тизации с коэффициентом передачи, равным единице. Тогда в мо-
мент to на выход поступит сигнал Хо, поскольку предшествующий
отсчет был равен нулю. В момент Л на схему вычитания поступит
отсчет Хо и выходной сигнал станет равным х,—Хо, так как сигнал
на выходе линии задержки еще равен нулю. В момент на сумма-
тор поступают сигнал xi—хо с устройства предсказания Пр и сиг-
нал хо с линии задержки В итоге на схему вычитания подается
сигнал Xi—хц-|-Хо==Х| и разностный сигнал на выходе схемы равен
х2—Х|. В момент 1з с сумматора на схему вычитания поступает сиг-
нал х2—Х|+Х| = х2 и разностный сигнал равен Хз—х2 и т. д. В при-
емнике к отсчету Хо последовательно добавляются ошибки пред-
сказания (разностные сигналы) и восстанавливается исходный
сигнал.

Проведенное рассмотрение позволяет отметить один из наибо-
лее существенных недостатков системы кодирования с предсказа-
нием — накопление ошибок. Если одно из значений разностного
сигнала принято с ошибкой, то в пределах никла работы (напри-
мер, в течение строки) искажаются все последующие отсчеты сиг-
нала.

Для предсказания могут быть использованы корреляционные
связи между элементами одной строки, между соседними элемен-
тами разных строк и элементами, имеющими одни и те же или
близкие координаты в смежных кадрах. Соответственно систему
предсказания считают одномерной, двумерной и трехмерной.
В двумерной и трехмерной системах для задержки сигналов на
необходимое число строк и кадров изображения используют ЗУ.

В системе предсказания, построенной на основе предположения
о сильно выраженных межэлементных корреляционных связях в
изображении при часто повторяющихся значительных перепадах
сигнала возникают искажения, так называемые шумы перегрузки.
При передаче протяженных участков изображения с постоянной
яркостью в системе наблюдаются искажения, имеющие вид зерни-
стой структуры, называемые гранулированным шумом. В зависи-
мости от выбранной шкалы квантования в большей или меньшей
степени могут появляться ложные контуры и краевые искажения
на деталях изображения. Работы по исследованию систем с пред-
сказанием свидетельствуют о том, что при высоких требованиях к
качеству изображения число уровней квантования должно быть
не менее 16.

В системах кодирования с преобразованием в изображении вы-
деляют фрагменты, например прямоугольники с Л' отсчетами по
горизонтали и Л/ строками по вертикали, образующими квадрат-
ную матрицу NxN. Блок отсчетов каждого фрагмента подверга-
ется обратимому линейному преобразованию с целью уменьшения
количества числовых отсчетов, необходимых для восстановления
изображения в месте приема. После преобразования мощность
сигнала в новом блоке отсчетов, называемых трансформантами,
распределяется так, что основной вклад в воспроизведение изобра-
жения вносит небольшое число трансформант, отбираемых для
передачи по каналу связи. Принцип кодирования с преобразова-
нием обычно поясняют на примере дискретного двумерного преоб-
разования Фурье. Представим изображение в виде квадратной
матрицы, содержащей N2 отсчетов яркости Um л (ffi— номер стро-
ки, п—номер столбца). Дискретное преобразование Фурье

/1 = 0 /п—0

где an,i — матрица трансформант; k, / — дискретные переменные,
называемые пространственными частотами (номера строк н столб-
цов матрицы).
При исходном числе отсчетов № дискретное преобразование
Фурье приводим к числу отсчетов 2№, однако их сопряженная
симметрия позволяет рассматривать только № трансформант, так
как их вторая часть при приеме может быть восстановлена но
первой.

Известно, что при двумерном преобразовании Фурье яркости
изображения, большие трансформанты, которыми нельзя прене-
бречь при восстановлении изображения, сосредоточиваются в об-
ласти низких пространственных частот. Поэтому для передачи мо-
гут быть отобраны транс-
и _______ ______ ______ _______ форманты, расположенные

пф	I—J	пп I—*1	к	I_J	кс I—I	8 сравнительно небольшой

L.. ’	I	I	I I——I	I	I	области значений k и t.

Функциональная схема си-
।--------1 ]--1	I-1|	стемы кодирования с преоб-

|	Пф2 г*-~]	°п	Г*~|	А	разованием (рис. 7.16) со-

держит преобразователь

Рис. 7 16. Функциональная схема системы формата ПФ, выделяющий
кодирования с преобразованием фрагменты изображения, ус-
тройство прямого преобразо-
вания ПП, устройство квантования и кодирования К, канал связи
КС, декодирующее устройство Д. устройство обратного преобразо-
вания ОП и преобразователь формата ПФ2, объединяющий фраг-
менты изображения.

Процесс прямого преобразования в блоке ПП рассматривают
как декорреляцию сигнала и получение массива статистически не-
зависимых и значительно отличающихся отсчетов. Существует
много видов преобразования. Однако в большинстве случаев пре-
образования. эффективные с точки зрения снижения скорости
передачи информации, связаны с практически непреодолимыми
трудностями из-за чрезвычайно большого объема вычислений, ко-
торые должны быть выполнены в ограниченное время. Уменьшен-
ным объемом вычислений отличается преобразование с использо-
ванием матриц Адамара Для А = 2 матрица Адамара имеет вид

При М=4 матрицы состоят из элементарных матриц На-
пример, при N=4

Преобразование заключается в умножении матрицы блока от-
счетов фрагмента изображения на матрицу Адамара.
Результатом поиска рационального алгоритма преобразования
явилось создание системы группового кодирования [16]. При груп-
повом кодировании в результате преобразования для каждого
фрагмента изображения определяют среднюю яркость элементов,
среднее значение положительных и отрицательных ошибок, отли-
чающих яркости элементов от средней яркости фрагмента и для
каждого элемента знак разности его яркости и средней яркости
фрагмента. Предположим, что фрагмент состоит из 16 элементов.
Без преобразования для передачи фрагмента 8-разрядным кодом
потребовалось бы 16-8=128 бит. Предположим, что преобразова-
ния выполнены. Тогда для передачи информации о средней ярко-
сти фрагмента достаточна использовать 8 бит, для передачи каж-
дого из усредненных значений ошибки — 4 бит и для передачи
знаков ошибки—16 бит. Для передачи информации о фрагменте
изображения после преобразования требуется 8 + 4 + 4+16 =
= 32 бит вместо 128 бит.

В системах с дифференциальной импульсно-кодовой модуля-
цией, с кодированием с преобразованием и других системах со-
кращения избыточности информации, передаваемой в ТВС, имеют
место искажения изображения. При поиске рациональных алго-
ритмов обработки, учитывающих как статистические свойства те-
левизионных сигналов, так н особенности зрительного восприятия,
должна быть решена задача снижения этих искажений до допусти-
мого уровня.

ГЛАВА 8

СИСТЕМЫ ВИДЕОЗАПИСИ

§ 8.1. Принципы магнитной записи сигналов изображения

Как в вещательной, так и в прикладных ТВС существует необ-
ходимость разделения во времени съемки событий передающей
камерой и просмотра изображения на экранах приемников. Поэто-
му' аппараты магнитной записи — видеомагнитофоны получили
широкое распространение.

Особенности техники видеомагнитной записи обусловлены ши-
роким спектром телевизионного сигнала. Для записи высоких ча-
стот записывающая головка должна с большой скоростью переме-
щаться относительно ленты. Поэтому головку устанавливают на
лиске или барабане и вращают в плоскости, перпендикулярной
или иаклонеиной на некоторый угол к направлению протяжки
ленты.

Траектории головок на магнитной ленте (дорожки записи) за-
нимают определенное положение. Расположение дорожек записи
иа магнитной ленте и связанное с ним размещение телевизионного
сигнала на дорожках записи определяют формат записи. В даль-
нейшем для обозначения отрезка траектории, прочерченной голов-Я
кой на ленте, используется принятый в технике магнитной записи
термин «строчка» (название «строка» сохраняется за соответст-1
вующнм элементом растра и интервалом телевизионного сигнала).|
На одной строчке ленты в зависимости от формата записи реги-1
стрируется различное число строк телевизионного сигнала. 4

Для совмещения с диапазоном частот, который может быть]
передан с помощью головки и записан на ленте, спектр телевнзн-]
онного сигнала смещают в область более высоких частот путем
частотной модуляция несущей. Частотная модуляция позволяет
исключить влияние амплитудных изменений несущей, возникаю-
щих при поочередной работе нескольких головок и изменении
плотности контакта головки с лентой, на размах воспроизводимого
телевизионного сигнала.

В стационарных комплексах аппаратуры вещательной ТВС ис-
пользуют четырехголовочные видеомагнитофоны, в которых лента
шириной 50,8 мм изгибается направляющей с вакуумным присосом,
охватывая диск с четырьмя видеоголовками так, что длина строчки
записи несколько превышает траекторию, прочерчиваемую голов-
кой при повороте диска на 90°. Направляющая имеет желоб, в ко-
торый лента вдавливается при контакте с головкой. Лента протя-
гивается в направлении, перпендикулярном плоскости вращения
диска. Так как в режиме записи частотно-модулированный (ЧМ)
сигнал подается на все четыре головки, в начале н конце каждой
строчки видеосигнал записывается на ленту двумя головками При
выбранной частоте вращения головок за время поворота головки
на 90° на строчке магнитной записи записывается 15,625 строки
телевизионного сигнала. За время передачи одного поля на ленте
записывается 20 строчек (312,5 строк телевизионного сигнала).
Таким образом, число строчек записи составляет одну тысячу в
секунду, скорость вращения диска с головками 250 с”1. За время 
записи одного поля диск делает пять оборотов. Строчки записи
располагаются примерно под углом 90° к краю ленты, так как
скорость вращения диска с головками намного больше скорости
протяжки ленты. Ширина строчки определяется рабочим зазором;
головки, близким 250 мкм, шаг строчек 397 мкм. Скорость перемер
щения головки относительно ленты 41,3 м/с, скорость протяжки ’
ленты 39,7 см/с (19].	'

При воспроизведении сигнал снимается с головок поочередно, ;
Переключение производится во время считывания с ленты строч-
ного гасящего импульса последней из полных строк, записанных на
строчке магнитной ленты.

Кроме строчек записи 2 на ленте размещается ряд продольных
дорожек со стиранием некоторой части строчек, записанных в ре-
жиме перекрытия при контакте с лентой двух головок. На дорожке
1 (рис. 8.1) (19] регистрируется сигнал звукового сопровождения
В звуковом канале видеомагнитофона неравномерность амплитуд-
но-частотной характеристики в полосе 50 Гц—15 кГц составляет
190
-и2 дБ. Отношение сигнал-шум 55 дБ. Дорожка 3 служит для за-
теи сигналов, используемых режиссером. К таким сигналам отно-

< ятся текст режиссерских пояснений и код для автоматизации
поиска фрагментов записанной передачи и автоматизации монтажа
по заданной программе (отсчеты времени, номер кадра, номер
фрагмента и т. п.). Дорожка 4 используется для сигнала управле-
ния частоты 250 Гц. Этот сигнал служит для управления скоростью

движения ленты и в режиме воспроизведения обеспечивает совме-

щение траектории головки, считывающей
телевизионный сигнал, со строчкой магнит-
ной записи. Сигнал управления содержит
импульсы частоты 12,5 Гц, отмечающие на-
чало каждого цветового кадра системы
SECAM и используемые для того, чтобы
при монтаже сохранить непрерывную после-
довательность цветовой информации.

В прикладных телевизионных системах и
в аппаратуре телевизионной журналистики
масса и габариты видеомагнитофонов умень-
шаются благодаря снижению скорости пере-
мещения головок относительно ленты и со-
кращения числа головок. При этом ограни-

чение сверху спектра воспроизводимого сиг- рнс	До и на

нала н снижение отношения сигнал-шум магнитнОй леяте при <то-
компенсируются ценностью получаемой ин- перечно-строчной записи
формации. Необходимо отметить, что в ре-
зультате работ по совершенствованию магнитных лент, головок,
конструкции магнитофонов и способов передачи сигналов цветное-

ти непрерывно сокращается различие качественных характеристик
стационарных и портативных аппаратов.

Варианты расположения ленты / относительно барабана 3 с
одной и двумя видеоголовками 2 покаааны на рис. 8.2 [19]. На од-
ной строчке записи 2, расположенной под небольшим углом к на-
правлению движения ленты, записывается поле изображения
(рис. 8.3). Ширина магнитной ленты 25,4 либо 12,7 мм. Невозмож-
ность 360°-ного угла охвата барабана лентой приводит к тому, что
на участке кадрового гасящего импульса при использовании одной
головки в воспроизводимом сигнале возникает разрыв. Так, в ва-
рианте рис. 8.2, б длительность этого разрыва при угле <р=10°
составляет примерно 9 строк. В прикладных телевизионных систе-
мах с инерционной строчной разверткой просмотровых устройств
такой пропуск (выпадание) части сигнала не проявляется на изо-
бражении. В портативных установках вещательной системы в со-
став видеомагнитофона либо работающих совместно с ним уст-
ройств вводится схема, восстанавливающая пропущенные строчные
синхронизирующие импульсы.	*

Положение ленты на барабане с двумя головками показано на
рис. 8 2, в. На каждой строчке магнитной ленты записывается одно
поле изображения. Частота вращения барабана с головками вдво<
ниже частоты полей. Сигнал считывается с ленты непрерывно.

Запись с размещением сигнала поля на одной строчке запис»
называют наклонно-строчной (рис. 8.3).

Рис. 8 2. Наклонно-строчная запись с одной (а, б) и двумя (в) голов-
ками

Продольные дорожки 1, 3. 4 с сигналами управления и звуко-
вого сопровождения при наклонно-строчной записи также разме-
щаются на краях ленты. При наклонно-строчной записи в резуль-
тате уменьшения скорости движения ленты при сохранении скоро-
сти вращения головок может быть получен эффект замедления
темпа развития сюжета воспроизводимого изображения, В случае





.остановки ленты длительное
время может воспроизводить-
ся одно поле изображения. Не-
смотря на повышенный износ
ленты и связанное с этим огра-

ничение продолжительности

Рис, 8.3. Расположение дорожек при
наклонно-строчной записи

считывания одной строчки за-
писи, такой режим находит
применение в телевизионных
системах, требующих фиксаций

и детального рассмотрения отдельных кадров изображения.

Попытки сочетать достоинства поперечно-строчной и наклонно-
строчной записи привели к построению двухголовочных видеомаг-
нитофонов с сегментной записью, в которых на одной строчке за-
писи размешается часть поля изображения.

Рассмотрим упрощенную функциональную схему видеомагнито-
фона (рис. 8.4). Магнитофон содержит механизм протяжки ленты
с двигателями, ведущим валом (В), прижимным роликом (Р), по-
дающей (ПК|) и приемной (ИК2) кассетами, диск или барабан
(Б) с головками, вращаемый отдельным двигателем, стирающую
головку Г1г головку записи и считывания управляющего сигнала
Гг, головки записи и считывания звука Гз и режиссерских сигналов
Г4. Системы автоматического регулирования (САР) электромеха-
нических узлов видеомагнитофона регулируют скорость вращения
двигателя, перемещающего головки (САР — СД), и скорость про-
тяжки ленты (САР — СЛ). В режиме записи эти системы обеспе-
f У2
чивают расположение дорожек, соответствующее принятому фор-
мату, а в режиме воспроизведения совмещают траекторию головок
со строчками записи.

Канал записи — воспроизведения изображения Ki содержит
тракт преобразования входного телевизионного сигнала в ЧМ-сиг-
нал. записываемый на магнитную ленту, и тракт обратного преоб-
разования считываемого с ленты ЧМ-сигнала в телевизионный сиг-
нал Эта часть видеомагнито-	»

фона содержит также коммута-
тор, переключающий головки
в режиме воспроизведения, и
схемы коррекции искажений,
возникающих в процессе запи-
си и считывания телевизионно-
го сигнала. Назначение канала
записи — воспроизведения зву-
кового сопровождения К2 не
требует пояснений. Устройство
электронного монтажа ЭМ по-
зволяет осуществлять запись
отдельных частей программы
так, чтобы при воспроизведе-
нии не было нарушений синхро-
низации и последовательности
гор временных искажений KBJ

Рис. 8.4. Функциональная схема видео-
магнитофона

цветоразностных сигналов. Коррек-
Л устраняет искажения телевизион-

ного сигнала, возникающие из-за непостоянства скорости движения
головок относительно ленты. Блок управления У выполняет пере-
ключения, необходимые для установки видеомагнитофона в режимы
записи, воспроизведения, прямой и обратной перемотки ленты.

§ 8.2.	Преобразование телевизионного сигнала
в режимах записи и воспроизведения

Режим записи. Входной телевизионный сигнал через схемы
фиксации Ф и предыскажений П поступает на модулятор и далее
через усилитель записи У к головкам Г! — Г4 (рис. 8.5). Схема
фиксации поддерживает постоянство потенциала, соответствующе-
го уровню черного в телевизионном сигнале. Этому потенциалу на
входе модулятора в видеомагнитофонах вещательной системы со-
ответствует частота несущей 7,8±0,05 МГц. Чтобы уменьшить ухо-
ды частоты, вводится схема подстройки частоты генератора несу-
щей к частоте кварцованного генератора (ПЧ), работающая во
время следования площадок черного строчных гасящих импульсов.
Цепь предыскажений с коэффициентом передачи, возрастающим в
области верхних частот, введена в тракт записи с учетом исполь-
зования в тракте воспроизведения компенсирующей цепи со спа-
дающей амплитудно-частотной характеристикой. В канале с ча-
стотной модуляцией спектр шума имеет треугольную огибающую
с подъемом в области верхних частот, поэтому включение после
демодулятора фильтра с подавлением высокочастотных составляю-
щих сигнала и шума приводит к выигрышу в отношении сигнал-
шум.

Ограниченные возможности записи на магнитную ленту высоко-
частотных сигналов обусловливают две характерные особенности
ЧМ-сигнала, вырабатываемого модулятором: близость частоты не-
сущей к верхнему значению модулирующей частоты, т. е. к верхней

границе спектра телевизи-
онного сигнала, и сравни-
тельно малое отношение де-
виации частоты к верхнему
значению модулирующей
частоты. Так, в видеомагни-
тофонах, применяемых на те-
лецентрах, частота несущей,

соответствующая уровню
вершин синхронизирующих
импульсов телевизионного

Рис. 8.5. Функциональная схема тракта сигнала, составляет7,16 МГц,

частота несущей при переда-
че уровней черного и бело-

записн

го — соответственно 7,8 и 9,3 МГц. Изменение частоты несущей при
передаче сигнала изображения в интервалах между гасящими им*1
пульсами 1,5 МГц.	I

Рассмотрим спектр сигнала с несущей частотой оо, модулироч
ванного по частоте синусоидальным сигналом, частота которога
Ыт [19]. Частотно-модулированный сигнал запишем в виде 1

и (t}=U sin В sin шт0,

(81)

где В=Д<о/«)т — индекс модуляции. Преобразуем (8.1):	1

и (О«U [sin	cos (В sin um£)4-cos sin (В sin (8-2)1

Представим функции sin(Bsino>m/) и cos (В sin ©,„/) в виде двух^
рядов:

sin (В sin	(В)sin «яГ4-2/э (В)sin 4-...

... 4-2Лл+[ (В) sin (2л4- 1)<от/,

cos (В sin wmO=4(B) —2/, (В) cos	4-... — 2/2я (В) cos

Тогда соотношение (8.2) примет вид

u(t)=U [/о(В) sin o)(/4-2Jl(B)cosu>0/ sin

-|-2y2(B)sin ш0/ cos 24)^4-2/3 (В)cos шд/sin 3u»m^4” —

...4-2/„(B>sini»(/ sin -|-2/2„+1(B>cosw(/ sin (2n-|-l)«Vl
или

и (О=и {/fl (ff) Sin Шо/4- /1 (В) [sin (ш0 +«im) t — sin (<о0 — «>m) /] -f-

4-Л (В) [sin (м.в+2шт) t -j- sin (u>0 — 2a>m)/] + ...

— 4-Лл (8) [sin 2я«т)/+ sin (ш0 — 2/гют)^4-...}.	(8.3)

Из (8.3) видно, что спектр ЧМ-сигнала с несущей частотой wo,
модулированной синусоидальным сигналом частоты представ-
ляет собой сумму бесконечно большого числа гармонических со-
ставляющих с частотами (wo±nwm) и несущего колебания с ча-
стотой wo. Амплитуда несущего
колебания UJq(B), амплитуды
боковых составляющих t/Jn(B), |
где U—амплитуда немодулиро-
ванного колебания; (В)—функ-	Г"---

ция Бесселя первого рода п-го ] | | |	|	[	|

порядка; п — номер гармониче- \	%	f

ской составляющей.

В тракте видеомагнитофона Рис 86 «Отраженная! составляющая
из-за ограниченной полосы про-	в спектре ЧМ-снгнала

пускания передается только часть
спектра, заключенная между боковыми составляющими при моде-
лирующем синусоидальном сигнале частоты ыв=2л/:'в; здесь FB —
верхняя граничная частота спектра телевизионного сигнала. При
этом границы полосы пропускания определяет выражение

(8.4)

В случае fo = 8,5 МГц, Д{=0,75 МГц, FB=6 МГц верхняя гра-
ница равна 15,25 МГц, нижняя — 1,75 МГц.

Ограничение спектра ЧМ-колебаний приводит к искажениям
телевизионного сигнала. Вследствие ограничения спектра снизу,
неизбежного при низкой несущей частоте, в полосе пропускания
возникают помехи, формально рассматриваемые как боковые со-
ставляющие ЧМ-несущей, «отраженные» от нулевого значения
частоты (рис. 8.6) {19]. После демодулятора помехи от отраженных
боковых составляющих проявляются с частотой, равной разности
частоты несущей и частоты nfa-fo, т. е. с частотой /о—nfm+fo —

Причиной возникновения помех в тракте передачи ЧМ-сигнала
являются также нелинейные искажения, дополняющие спектр сиг-
нала высшими гармониками, которые полностью не могут быть
переданы из-за ограничения полосы пропускания сверху. Гармони-
ки, возникающие из-за нелинейности амплитудно-частотных ха-
рактеристик элементов тракта, имеют свои боковые составляю-
щие, часть которых оказывается в полосе пропускания в виде по-
мехи.

Рассмотрим пример {19]. Пусть частота несущей Д>=8,5 МГц,
частота модулирующего синусоидального сигнала f^ = 4,5 МГц и
полоса пропускания тракта сверху ограничена частотой fe==
= 15 МГц. Тогда в результате появления третьей гармоники ЧМ-
сигнала со своей несущей 3/о=25,5 МГц и своими боковыми с ча-
стотами п^т=П'4,5 МГц в полосу пропускания попадает третья
нижняя боковая, отстоящая от своей несущей по шкале частот на
3fm = 13,5 МГц и имеющая частоту 3fo—3fm=25,5—13,5=12 МГц.
После демодулятора эта боковая проявится как помеха частоты
3,5 МГц.

При характерной для видеомагнитной записи низкой частоте
несущей спектры ЧМ-сигнала, записываемого на магнитную ленту,
и модулирующего телевизи-

Рис. 8.7. Функциональная схема модулятора

онного сигнала перекрыва-
ются. При проектировании
модулятора и демодулятора
принимаются меры для раз-
деления спектров этих сигна-
лов Однако часть составля-
ющих модулирующего сигна-
ла проходит на выход моду-

лятора, что также вызывает
искажения телевизионного

сигнала после демодуляции

Искажения, обусловленные ограничением спектра ЧМ-сигнала.
нелинейностью тракта его передачи и перекрытием спектров ча-
стотно-модулированного и модулирующего сигналов принципиаль-
но неустранимы, однако выбор параметров ЧМ-сигнала в сочета-
нии с мерами по линеаризации амплитудно-частотной характери-
стики тракта позволяет обеспечить параметры воспроизводимого
сигнала, соответствующие требованиям вещательного телевидения
и большинства прикладных систем.

Рассмотрим одну из наиболее распространенных функциональ-
ных схем модулятора гетеродинного типа (рис. 8.7) Телевизион-
ный сигнал со входа 1 через ФНЧ(, отсекающий высокочастотные
составляющие спектра, на запись которых не рассчитан видеомаг-
нитофон, поступает на схему фиксации Ф и далее на элементы УЭ,
управляющие частотой двух высокочастотных генераторов ВГ( и
ВГ2 Схемой фиксации управляют импульсы строчной частоты, по-
ступающие на вход 3. Производные от частоты генераторов по
времени имеют одинаковое значение и противоположные знаки,
что соответствует воздействию на однотипные генераторы модули-
рующих сигналов противоположной полярности. Если возрастание
уровня телевизионного сигнала вызывает увеличение частоты
первого генератора, то одновременно частота второго генератора
понижается. Частотно-модулированный сигнал для записи на маг-
нитную ленту выделяется как сигнал разностной частоты смеси-
телем См и ФНЧ2. Благодаря противофазной модуляции девиация
частоты разностного сигнала вдвое больше девиации частоты каж-
дого генератора. Малое относительное изменение частоты генера-
торов, обусловленное высокой частотой генерируемых колебаний
и их противофазной модуляцией, облегчает задачу получения ли-
нейной модуляционной характеристики и малого уровня паразит-
ной модуляции.

Во время следования площадки черного строчных гасящих им-
пульсов выходной сигнал модулятора фазовым детектором (ФД)
сравнивается с колебаниями стабилизированного кварцем генера-
тора (КГ). В случае расхождения частоты сводятся с помошью

сигнала рассогласования,
смещающего уровень фикса-
ции телевизионного сигнала
на управляющих входах ге-
нераторов Импульсы, совпа-
дающие во времени с пло-
щадкой «черного» гасящих
импульсов, вырабатываются
в селекторе, формирующем
также импульсы управления
схемой фиксации, и подают-
ся на вход 4.

С выхода Модулятора 2 Рис. 8 8 Функциональная схема тракта вос-
через усилитель записи ЧМ-	произведения

сигнал подается параллель-

но на все головки. Для независимой регулировки тока записи и
коррекции частотной характеристики с учетом параметров каждой
головки в схему после общего предоконечного усилителя включа-
ют отдельные выходные усилители с регуляторами тока записи и
цепями коррекции.

Режим воспроизведения. Основными элементами тракта вос-
произведения (рис. 8.8) являются усилители У. электронный ком-
мутатор ЭК, корректоры характеристик тракта воспроизведения
К( и Кд, ограничитель Огр, демодулятор Д. схема компенсации
предыскажений Кз и схема автоматической регулировки ампли-
тудно-частотной характеристики РЧХ.

На входы 2 усилителей ЧМ-сигнал поступает непосредственно
•с головок Усилители имеют малый уровень собственных шумов,
содержат схему коррекции амплитудно-частотной характеристики
Головки поочередно считывают сигнал с лепты. Коммутатор под-
ключает к последующему тракту усилитель, связанный с головкой,
движущейся по ленте, и отключает головки, являющиеся в это
время только источником шума. Переключение головок осуществ-
ляется во время следования строчных гасяшнх импульсов перед
строчным синхронизирующим импульсом для того, чтобы помеха
переключения не была заметна на изображении к синхронизирую
Щ||й импульс и следующая за ним строка воспроизводились одной
и той же головкой Последнее условие имеет существенное значе
ние для системы коррекции временных искажений. Для формиро
вания поступающих на вход 1 импульсов управления коммутато
ром необходима информация о времени перемещения головки по
ленте и моменте начала считывания строчного гасящего импульса,
с которым должен быть связан момент переключения. Такую ин-
формацию получают с помощью датчика, жестко связанного с ди-
ском головок, и строчных синхронизирующих импульсов, селекти-
рованных из воспроизводимого телевизионного сигнала.

Амплитудно-частотная характеристика тракта записи—воспро-
изведения спадает с увеличением частоты из-за снижения ЭДС
головки под воздействием потерь, объединяемых общим назва-
нием — волновые потери. К причинам возникновения волновых
потерь относятся: рост магнитного сопротивления контакта голов-

Рис. 8.9. Эквивалентная схема (а) н частотная характеристика (б)
корректора

I

В)

ка — лента в области малых длин волн из-за шероховатости ленты
(контактные потери), влияние на ЭДС головки соотношения длины
волны записи и размеров тели головки (щелевые потери), сниже-
ние эффективности отдачи слоев ленты, удаленных от головки
(слойные потери), т. е. явления, обусловленные длиной вол-
ны записи и, следовательно, частотой записываемого на ленту сиг-
нала.

Волновые потерн не вызывают фазовых искажений, Поэтому
для устранения вызванной ими неравномерности АЧХ используют
корректор с линейной фазовой характеристикой. Широко приме-
няемая в видеомагнитофонах схема косинусного корректора содер-
жит разомкнутый на конце и согласованный на входе эквивалент
длинной линии (рис, 89, а) На входе эквивалента длинной липин
суммируются два сигнала (входной и отраженный). При этом lap-
ионические составляющие, период которых целое число раз укла-
дывается на интервале, равном задержке 2т, совпадают но фазе и
увеличивают амплитуду вдвое, а гармонические составляющие,
оказавшиеся в противофазе из-за соотношения периода и времени
задержки, компенсируются. Амплитуды гармонических составляю-
щих с периодами, отличающимися от указанных предельных зна-
чений, в зависимости от частоты изменяются но косинусоидальному
закону. После вычитания в дифференциальном усилителе (ДУ)
198
сигнала, полученного на входе эквивалента длинной линии, из
сигнала, поступающего на вход корректора, АЧХ принимает вид
К(ю) = (1—2Кcos<от)е_|и’. На рис. 89, б приведены графики за-
висимости от частоты амплитуды гармонических составляющих
сигнала в точках а (кривая /) и б (кривая 2) и на выходе схемы
(кривая <?). Регулируя размах сигнала, поступающего на вход
дифференциального усилителя с эквивалента длинной линии, мож-
но изменять форму АЧХ корректора.

Обычно косинусные корректоры включают после каждой го-
ловки до коммутатора для раздельной коррекции характеристики

каждой головки и в общий тракт после
коммутатора. Для снижения уровня шу-
мов после схемы, корректирующей вол-
новые потери (Ki на рис. 8.8), включают
корректор Кг в виде фильтра с линейно
падающей АЧХ и линейной фазочастот-
ной характеристикой. Искажения огиба-
ющей ЧМ-сигнала на выходе такого кор-
ректора не сопровождаются искажения-
ми модулирующего телевизионного
сигнала [19].

Демодуляция ЧМ-сигнала сводится к
следующим операциям, выполняемым ог-
раничителем и демодулятором (см. рис.
8 8): ограничению, формированию им-
пульсов нормированной длительности,
Совпадающих по временному положению
с точками нулевых значений входного

AAA

Рис. 8.10. Удвоение частоты
при демодуляции

ЧМ-сигнала и выделению полезного сигнала из импульсной ЧМ-по-
следовательности. Последняя операция выполняется с помощью
ФНЧ, верхняя граница полосы пропускания которого совпадает с
верхней границей спектра телевизионного сигнала. Двусторонний
ограничитель должен обладать высокой симметрией порогового ог-
раничения входного сигнала при глубине ограничения, превышаю-
щей 50 дБ. Обычно схема ограничения содержит несколько последо-
вательно включенных усилителей с малым раствором входной ха-
рактеристики и большим коэффициентом усиления. Формирование
импульсов нормированной длительности, близкой половине периода
наиболее высокочастотных колебаний несущей частоты, включает
операцию удвоения частоты, необходимую для смещения спектра
ЧМ-сигнала вверх по шкале частот (рис. 8.10).

На рис. 8.10 показаны ЧМ-сигнал (а), сигнал на выходе огра-
ничителя (б), импульсы нормированной длительности, сформиро-
ванные с помощью выходного сигнала ограничителя (в) и последо-
вательность импульсов удвоенной частоты (г). В результате
удвоения частоты уменьшается перекрытие спектров чэстотно-мо-
Аудированного и модулирующего телевизионного сигнала и созда-
ются условия для выделения телевизионного сигнала ФНЧ. Если
ЧМ-сигнал на входе ограничителя имеет вид

“и (0= sin Щ 4- В sin

(8.5)

то для последовательности симметричных импульсов на выходе
ограничителя может быть использовано выражение [19]

“(0 = — (sin Ф-]--у sin ЗФ -|—sin 5Ф-]-— sin Ф,

(8.6)

где п — нечетные целые числа; ф=ш0/ + 5 sin

Формирование импульсов постоянной длительности можно
представить как вычитание сдвинутой последовательности, т. е.
последовательности

М0= — V. — sin Фо
л п

(8.7)

где Ф1=(1>о(<—т)+ Вsinti)m(1—т); т— длительность импульсов,
Такое вычитание выполняется схемой с короткозамкнутым эк-
вивалентом длинной линии, задержка которого составляет 0,5т.
Удвоение частоты осуществляется суммированием последователь-
ностей импульсов положительной и отрицательной полярности.
Переход к однополярной последовательности импульсов можно
трактовать как возведение в квадрат разностного сигнала, полу-
чаемого на входе эквивалента длинной линии. Возведя в квадрат
разность сигналов (8.6) и (8.7), после тригонометрических преоб-
разований можно показать, что в полосу ФНЧ попадает полезный
сигнал и,ых(О=----sincos^(^ — т) и боковые составляю-

щие удвоенной частоты несущей, являющиеся помехой:—Д(2/?)х

X sin ,

где Шп= 2шо + ku>m; k— номер боковой составляющей

Следовательно, отношение сигнал-шум

»=201g	.

/s (223) sin (шпТ/2)

Схема коррекции предыскажений Кз (см. рис. 8.8) компенси-
рует подъем АЧХ в тракте записи. Благодаря спаданию АЧХ этой
схемы возрастает отношение сигнал-шум в воспроизводимом сиг-
нале Из-за износа головок размах считываемого с ленты сигнала
может изменяться в процессе эксплуатации. Чтобы с помощью
усилителей выравнять размах сигналов входа коммутатора, на
выходе демодулятора в схеме регулирования АЧХ измеряют раз-
мах немодулированной цветовой поднесущей, передаваемой в пре-
200
делах строчного гасящего импульса. Если размах поднесущей с од-
ной из головок уменьшится, сигнал рассогласования, воздействуя
на соответствующий усилитель, компенсирует падение ЭДС голов-
ки. Для определения номера головки и связанного с ней усилителя
на схему измерения подают импульсы коммутации головок. Изме-
ряется обычно размах поднесущей одного из цветоразностных
сигналов Dr или Db. Видно, что коэффициент передачи регулиру-
ется по результатам анализа сравнительно высокочастотной со-
ставляющей телевизионного сигнала. Всю цепь подстройки, следо-
вательно. можно рассматривать как систему автоматической кор-
рекции АЧХ тракта воспроизведения.

§ 8.3.	Обработка сигнала, воспроизводимого
видеомагнитофоном

Воспроизводимый видеомагнитофоном телевизионный сигнал
должен быть подвергнут дополнительной обработке для того, что-
бы исключить характерные для видеомагнитной записи искажения
временного масштаба, сделать незаметными на изображении выпа-
дения (пропуски) в сигнале и исключить возникающие при пере-
ключении головок и выпадениях помехи в области «чернее черно-
го». т. е. в динамическом диапазоне синхронизирующих импульсов.
Широкие возможности по обработке телевизионного сигнала от-
крываются при использовании цифровых запоминающих уст-
ройств. Поэтому корректоры временных искажений, содержащие
ЗУ, проектируются как устройства, выполняющие все операции,
устраняющие перечисленные искажения.

Временные искажения. Поскольку не удается обеспечить оди-
наковые скорости перемещения головки видеомагнитофона отно-
сительно ленты в режимах записи и воспроизведения, временной
масштаб воспроизводимого сигнала Дх/Дт8 отличается от времен-
ного масштаба исходного сигнала Дх/Дтя. Здесь Дх — отрезок
траектории головки на ленте, т. е. отрезок строчки, Дт8 и Дта —
время прохождения головкой отрезка Дх в режимах воспроизведе-
ния и записи, Отличие временных масштабов записываемого и
воспроизводимого сигналов называют временными искажениями.
Причинами временных искажений являются нестабильность скоро-
сти вращения диска с головками, износ головок, изменение натя-
жения ленты, эксцентриситет диска с головками и другие факторы,
связанные с точностью изготовления и установки механических
узлов, а также с характеристиками систем автоматического управ-
ления. обеспечивающими равномерность движения головок по
магнитной ленте.

Особенно сильно временные искажения проявляются при вос-
произведении старых записей н записей, выполненных на других
видеомагнитофонах. Одно- и двухголовочные видеомагнитофоны с
наклонно-строчной записью поля изображения на одной строчке
ленты создают в основном низкочастотные временные искажения.
верхняя граница спектра которых не превышает нескольких десят-
ков герц. В четырехголовочных видеомагнитофонах спектр вре-
менных искажений шире из-за возмущений фазы воспроизводимого
сигнала, возникающих с частотой переключения головок. От спект-
ра временных искажений существенно зависит характер их прояв-
ления на экранах просмотровых устройств и их влияние на работу
звеньев ТВС.

Предположим, что период строк, начиная с момента /0, получил
постоянное приращение ДТ относительно опорного сигнала, рас-
хождений с которым до момента t0 не было. Тогда, начиная с /0,
фазы сигналов расходятся (рис. 8.11). На экране просмотрового

Рис. 8.11. Фазовые соотношения телевизионного сигнала (а) и опор-
ных импульсов (б)

устройства, синхронизированного опорным сигналом, линии, до
момента ta являющиеся вертикальными, приобретают наклон и
начинают перемещаться при положительном ДТ слева направо с
временным сдвигом за кадр на 625ДТ. Угол наклона линий
a=arctg I-----2!2—ДГ),где L и Я —длина и высота растра;

\ Тсакт// )

Тс акт — длительность активной части строки; Пакт — число актив-
ных строк кадра.

При ЫН=А1^\ Лакт=575 имеем a=arctg(766,4AT/Tc акт). При
ДТ=0,01-10-6 с; Тс акт ==52,5-IO-6 a=arctg 0,15=8,1°.

При малых ДТ и, следовательно, малых а наклон перемещаю-
щихся линий незаметен. Если приращение ДТ не остается постоян-
ным и изменяется с низкой частотой при среднем значении, равном
нулю, изображение «качается» относительно нормального положе-
ния. Линии изображения, бывшие до момента /о вертикальными,
либо перемещаются без заметного наклона, либо в зависимости
от ДТ и частоты его изменения наклоняются и изгибаются. Иска-
жения становятся практически незаметными, если просмотровые
устройства синхронизируются импульсами, селектированными из
сигнала, воспроизводимого видеомагнитофоном, так как временной
масштаб строк при малых АТ изменяется мало, а накопление
фазовой ошибки исключается «привязкой» координат всех отсчетов
яркости вдоль строки к началу строчной развертки.

Естественно, что все это справедливо для малых ДГ, при кото-
рых с искажениями временного масштаба в пределах строки мож-
но не считаться. В дальнейшем такие искажения будем называть
построчными в отличие от внутристрочных искажений с сущест-
венными изменениями временного масштаба в пределах строки.

При расширении спектра временных искажений возможность
наблюдения неискаженного изображения на просмотровых уст-
ройствах, синхронизируемых импульсами воспроизводимого сигна-
ла, сохраняется до тех пор, пока из-за инерционности цепей син-
хронизации и разверток не возникает расхождения между синхро-
низирующими импульсами и началом строчной развертки. Так,
при скачке фазы сигнала, происходящем при переключении голо-
вок, возникает переходной процесс, во время которого начало
строчной развертки остается смещенным относительно синхронизи-
рующих импульсов, и изображение искажается. Сохраняется спо-
собность воспроизведения неискаженного изображения при срав-
нительно высокочастотных временных искажениях в просмотровых
устройствах с безынерционными развертками.

Возможность просмотра неискаженных изображений на про-
смотровых устройствах, не реагирующих на временные искажения
телевизионного сигнала, используется в замкнутых прикладных
телевизионных системах со сравнительно простыми функциями.
В прикладных ТВС, использующих ЭВМ для анализа и обработки
изображения, временные искажения телевизионного сигнала вно-
сят погрешность в отсчет координат деталей изображения, разру-
шают корреляционные связи, затрудняют перезапись сигнала на
дисковые магнитные накопители и т. п. Поэтому обязательным
элементом таких систем является корректор временных искажений,
восстанавливающий на входе системы телевизионный сигнал, иска-
женный при магнитной записи.

В вещательном телевидении коррекция временных искажений
необходима для синхронизации сигнала видеомагнитофона с теле-
визионными сигналами других источников, а также для выполне-
ния требований ГОСТа по стабильности телевизионного сигнала.

Коррекция временных искажений. Корректор временных иска-
жений восстанавливает временной масштаб телевизионного сигна-
ла, искаженный в видеомагнитофоне, и синхронизирует воспроиз-
водимый видеомагнитофоном сигнал с опорным.

В большинстве случаев современные корректоры временных
искажений выполняются на базе цифровой техники. Основой кор-
ректора (рис. 8.12) является цифровое запоминающее устройство.
Селектор С, и управляемый тактовый генератор Tl'i формируют
импульсы, синхронные с телевизионным сигналом, поступающим
на вход 1. Эти импульсы поступают на АЦП, демультиплексор
(ДМ), схему управления памятью (СУ]) и в режиме записи ЗУь
Рис. 8.12. Функциональная схема коррек-
тора временных искажений

диапазон временных

Селектор С2, на входы 2, 3 которого поступают полный телевизион-
ный сигнал или сложный синхросигнал (сигнал синхронизации
приемников) и импульсы полустрочной частоты от опорного источ-
ника, совместно с тактовым генератором ТГ2 вырабатывают ста-
бильные импульсы для: схемы СУ2, управляющей ЗУ в режиме
считывания, мультиплектора М, цифрового устройства регенерации
сигнала синхронизации Р и ЦАП. С выхода 4 ЦАП снимается
стабильный аналоговый телевизионный сигнал без временных
искажений. Измеритель длительности строк И и дополнительное

ЗУ2 предназначаются для кор-
рекции внутристрочных (диф-
ференциальных) искажений.

С выхода 5 формирователя
Ф на видеомагнитофон подает-
ся опережающий сложный сиг-
нал синхронизации, с помощью
которого воспроизводимый сиг-
нал фазируется так, что после
устранения временных искаже-
ний выходной сигнал корректо-
ра совпадает по фазе с сигна-
лом местного опорного источ-
ника. Отметим, что в результа-
те синхронизации видеомагни-
тофона и корректора времен-
ных искажений связанными по
фазе опорными сигналами ог-
искажений и уменьшается необ-

ходимая для их коррекции емкость памяти. При невыполнении
этого условия, например при временных искажениях телевизионно-
го сигнала, поступающего от автономно работающего видеомаг-
нитофона по однонаправленной линии связи, для коррекции должен
быть использован синхронизатор с емкостью памяти, не меньшей,
чем поле изображения.

Преобразование входного аналогового сигнала в цифровой и
обработка сигнала, считанного с ЗУ, осуществляются в корректоре
временных искажений так же, как в синхронизаторе телевизион-
ных сигналов (см. § 6.3). Запоминающее устройство корректора
временных искажений строят так, чтобы запись и считывание либо
всегда были смещены во времени (см. § 7.3), либо одновременно
производились в разных секциях ЗУ. При использовании второго
способа разделение процессов записи и считывания возможно при
числе секций в канале ЗУ не менее трех.

При низкочастотных временных искажениях, характерных для
видеомагнитофонов, регистрирующих поле изображения на одной
строчке магнитной ленты, тактовые импульсы для дискретизации
сигнала, поступающего на вход корректора, формируется так, что
число выборок во всех строках искаженного сигнала остается оди-
маковым. Интервал дискретизации входного аналогового сигнала
в этих условиях связан с периодом строк соотношением т<?,=
= (Т’стр+ДТ’,)/^, где ДГ, — приращение длительности строки t;
Тетр—номинальная длительность строки; fe=const, что означает,
что независимо от величины временных искажений каждая строка
записывается в k ячеек памяти. В режиме считывания опрос ячеек
памяти производится со стабильной тактовой частотой при отноше-
нии длительности строки к периоду тактовых импульсов, также
равном k. В результате временной масштаб сигнала выравнивает-
ся, длительность строк приобретает постоянное значение, равное

Считывание	Считывание

*	Запас ь 3 а^___________|

1	2	IJ И i i । 1	Z	1	2		1 I ki 1л  i i I I	L	1	2	'1| н  1 1	Z

Секция!	Секция 2	Секция 3

Рис. 8.13. Зоны записи и считывания в трех последовательно соединен-
ных секциях памяти

длительности строк опорного источника. При числе выборок в стро-
ке, равном k, в каждый канал ЗУ за строку вводится k/п двоичных
отсчетов. Обычно запись каждой строки телевизионного сигнала
начинают с первой ячейки соответствующего столбца матрицы
памяти и в каждый столбец записывают одну строку. Столбцы за-
полняют последовательно с первого по последний, далее опять
первый и т. д.

Предположим, что диапазон временных искажений составляет
L строк сигнала и в память из трех секций можно записать
3L строк. Выбранный сдвиг в массиве памяти между адресами за-
писи и считывания изменяется только из-за временных искажений,
так как видеомагнитофон синхронизирован стабильными опорными
импульсами, с которыми в режиме считывания связаны все сигна-
лы. Если сигнал последовательно записывают в секции 1, 2, 3, а за-
тем, снова в секцию 1 и т. д. и при отсутствии временных искаже-
ний считывание с секции 1 начинается в момент записи в середину
секции 2, то при временных искажениях никогда не возникает не-
обходимости одновременно производить операции записи и считы-
вания в одной секции (рис. 8.13). Покажем один из путей умень-
шения емкости памяти. Допустим, что емкость памяти одной сек-
ции L)(т—2) строк сигнала, где т — целое число. Тогда можно
исключить одновременное обращение к одной и той же секции в
режимах записи и считывания при общей емкости памяти
mLI(т—2) строк сигнала. Если при отсутствии временных иска-
жений и записи в первую ячейку секции 1 считывание начинается
с середины массива памяти, то при временных искажениях, не пре-
вышающих L строк, запись и считывание сигнала осуществляются
в разных секциях. Таким образом в результате увеличения числа
секций уменьшается емкость памяти ЗУ.

При низкочастотном спектре временных искажений тактовые
колебания для АЦП, демультиплексора и цепей управления ЗУ в.
режиме записи могут быть получены с помощью схемы фазовой
автоподстройки частоты (ФАПЧ) тактового генератора (рис.

8.14). Сравнение фаз и формирование сигнала рассогласования

Рис. 8.14. Функциональная схе-
ма фазовой автоподстройки
частоты

осуществляются фазовым детекто-
ром ФДь на входы которого пода-
ются строчные синхронизирующие
импульсы, выделенные из воспроиз-
водимого видеомагнитофоном сигна-
ла, и импульсы частоты строк, полу-
ченные с помощью делителя частоты
Дл, кратность которого 1 : К.

Чтобы временные искажения обе-
их последовательностей строчных
импульсов были одинаковы, пара-
метры ФНЧ выбраны так, чтобы
разность фаз выходных импульсов

делителя и входных строчных син-

хронизирующих импульсов незначительно изменялась из-за времен-
ных искажений. Это означает, что для составляющих спектра вре-
менных искажений коэффициент Кф(о>) =фвых(о>)/фвх(<о) должен
быть близок единице, где фВых(<о)—зависимость от частоты фазы
выходных импульсов делителя частоты; фвх(о>)—зависимость от
частоты фазы строчных синхронизирующих импульсов на входе схе-
мы ФАПЧ.

С целью повышения стабильности разности фаз колебаний так-
тового генератора и входных строчных синхронизирующих импуль-
сов схему ФАПЧ дополняют вторым фазовым детектором ФД2,
осуществляющим точное измерение фаз импульсов на частоте
строк и управляющим фазовращателем ФВ, воздействующим на
фазу тактовых импульсов. Использование части поднесущей цвето-
разностных сигналов, передаваемой в пределах строчного гасяще-
го импульса, для управления частотой тактовых колебаний в систе-
ме SECAM осложнено тем, что, во-первых, частоты поднесущих
изменяются через строку и, во-вторых, в пределах строчного гася-
щего импульса не регламентируется связь по фазе строчных син-
хронизирующих импульсов и поднесущей.

При низкочастотных временных искажениях адреса начала
строк телевизионного сигнала в ЗУ корректора целесообразно за-
давать выходными импульсами делителя схемы ФАПЧ, используя
инерционность тракта формирования этих импульсов для повыше-
ния помехозащищенности цепей записи.
При более высокочастотном спектре временных искажений им-
пульсы строчной частоты, формируемые схемой ФАПЧ, не повто-
ряют временных искажений входного сигнала. Коррекция построч-
ных временных искажений в таких условиях осуществляется пу-
тем задания адреса начала каждой строки телевизионного сигнала
в матрице памяти строчными синхронизирующими импульсами,
выделенными из воспроизводимого видеомагнитофоном сигнала
безынерционными селектирующими цепями. Естественно, что
должны быть приняты меры, обеспечивающие необходимую поме-
хозащищенность. При двухканальном селекторе строчных синхро-
низирующих импульсов необходимо в канале с неуправляемой
привязкой исключить импульсы помех, превышающие по размаху
сигнал синхронизации и вызывающие блокировку тракта, а в им-
пульсной части схемы управляемой привязки уменьшить вероят-
ность появления ложных сигналов.

При безынерционном управлении адресами записи для форми-
рования тактовых колебаний используют генераторы ударного
возбуждения с жесткой связью начальной фазы колебаний со
строчными синхронизирующими импульсами.

В большинстве случаев при нормальной скорости протяжки
магнитной ленты внутристрочные искажения, называемые также
дифференциальными искажениями и скоростными ошибками, до-
статочно малы и при воспроизведении сигнала системы SECAM
отдельно не корректируются. Необходимость коррекции внутри-
строчных искажений возникает в видеомагнитофонах с наклонно-
строчной записью, когда просматриваются изображения при уско-
ренной и замедленной скорости протяжки и при остановленной
магнитной ленте (режим стоп-кадра). В этих режимах скоростные
ошибки увеличиваются, так как траектория головки на ленте от-
личается от траектории головки в режиме записи.

Ускорения протяжка ленты приводит к переходу со строчки
на строчку записи во время считывания поля изображения. Ско-
рость развития сюжета на экране просмотровых устройств при
этом возрастает, на изображении появляются заметные горизон-
тальные полосы из-за потери информации при переходе со строчки
на строчку записи. Обычно скорость движения ленты изменяют в
2, 3,..., п раз, где п — целое число.

Качество ускорения удается сохранить при ускорении и замед-
лении протяжки ленты в два раза. При остановке магнитной ленты
считывается одна строчка записи.

Совпадение траектории головки с дорожкой записи в режимах,
отличных от нормального, обеспечивает специальная дополнитель-
ная система «автотрекинг», вызывающая необходимое смещение
головки. Ускоренная и замедленная протяжка ленты использует
ся для быстрого и точного отыскания интересующего фрагмента
записи. Режим стоп-кадра служит для длительного просмотра от-
дельных кадров изображения.
Коррекция внутристрочных искажений проводится и в приклад-
ных телевизионных невещательных системах с большой длитель-
ностью строк, за время воспроизведения которых скоростные
ошибки накапливаются и становятся значительными.

Из-за отсутствия сведений о распределении временных ошибок
внутри строк коррекцию производят, полагая, что временные иска-
жения нарастают линейно. Такое допущение принимается на осно-
вании того, что в начале строки временные искажения равны нулю,
так как этот момент фиксируется в памяти в режимах записи и
считывания; в конце строки временные искажения достаточно
точно измеряются, а в интервале строки отсутствуют причины для
немонотонного изменения ошибок. В реальной ситуации линейная
аппроксимация позволяет решить задачу коррекции внутристроч-
ных искажений достаточно точно. Временные искажения становят-
ся известными только в конце строки, поэтому коррекцию проводят
в задержанном сигнале, изменяя временной масштаб на основании
данных об ожидаемых внутристрочных искажениях, которые в
задержанном сигнале оказываются в начале текущей строки.

Перечислим и кратко охарактеризуем операции по компенсации
внутристрочных искажений в корректоре с цифровым ЗУ. В конце
каждой строки входного телевизионного сигнала временные иска-
жения измеряются как отклонение длительности строки от номи-
нальной. Временную шкалу для оценки длительности строки обра-
зуют тактовые колебания. Результат измерений вводится в допол-
нительное запоминающее устройство ЗУг (см. рис. 8.12). Если
емкость основного запоминающего устройства ЗУ, ti\ строк, то ЗУг
содержит п.\ ячеек, запоминающих величину внутристрочных вре-
менных искажений. В режиме считывания информация, поступаю-
щая из ЗУг, используется для управления тактовой частотой и, сле-
довательно, для изменения временного масштаба сигнала.

Считывание из дополнительного и основного ЗУ производится
со сдвигом на строку, поэтому данные о временных искажениях в
строке i поступают в конце строки i—1, что позволяет своевремен-
но установить тактовую частоту, необходимую для устранения вре-
менных искажений в строке i. Если период колебаний тактовой
частоты изменяется в начале строки на ДГ, то смещение времен-
ных отсчетов внутри строки линейно нарастает и длительность
строки изменяется на &TN, где N — число временных отсчетов
(число периодов тактовых колебаний) в строке. При неполной кор-
рекции временные искажения проявляются в конце строк в правой
части растра в виде «зубцов» на вертикальных линиях изображе-
ния.

Необходимо отметить, что при записи сигналов вещательного
телевидения системы SECAM внутристрочные временные ошибки
не превышают допустимой величины и не требуют коррекции.

Выпадения воспроизводимого сигнала. Дефекты магнитного
слоя ленты, как производственные, так и возникающие в процессе
эксплуатации, вызывают значительные изменения размаха и пау-
208
зы в воспроизводимом ЧМ-сигнале. Помехи такого вида называют
выпадениями сигнала. Выделяют помехи с помощью амплитудного
детектора и пороговой схемы, подключенной к детектору. Выход-
ные импульсы пороговой схемы, называемые в дальнейшем им-

пульсами выпадении, несут информацию о времени появления и
длительности помех. Эти импульсы используют в схеме компенса-
ции выпадений, входящей в состав корректора временных искаже-
ний [19].

Для компенсации выпадений в состав корректора временных
искажений (рис. 8.15) включают устройство, содержащее цифровой

фильтр ЦФ, выделяющий из
полного цифрового телевизионно-
го сигнала, поступающего на вход
1, составляющую цветности, схе-
му вычитания (В) для получения
яркостной составляющей, комму-
тируемые цифровые линии за-
держки Р, и Рг, выходной сигнал
которых используется для заме-
щения выпадений, дополнитель-

ное запоминающее устройство рнс 8J5 функ.циональнаи схема
ЗУз для импульсов выпадении, компенсатора выпадений
подаваемых на вход 3, и сумми-

рующую схему СС, объединяющую яркостную и цветовую состав-
ляющие сигнала. Запись и считывание в основном и дополнитель-

ном ЗУ осуществляют с помощью согласованных адресных сигна-
лов (входы 4, 5), поэтому появление на выходе ЗУ3 импульса
выпадений свидетельствует о том, что из ЗУ в данный момент ли-
бо с некоторой известной заранее задержкой начнется считывание
сигнала, искаженного помехой.

При воспроизведении сигнала системы SECAM используется
несколько способов компенсации выпадений. Наиболее простой
способ сводится к замещению сигнала строки t, искаженного поме-
хой выпадений, сигналом строки i—2. В строке i—2 передается
цветоразностный сигнал того же вида, что и в строке t, и поэтому
выполняются требования системы SECAM по чередованию цвето-

разностных сигналов.

При втором способе также предполагается замещение всей
строки независимо от длительности помехи выпадений, однако для
уменьшения искажений изображения, для замещения строки i ис-
пользуются яркостный сигнал строки i—1 и ЧМ-сигнал цветовой
поднесущей строки i—2. При третьем способе, в строке i яркостный
сигнал только на участке выпадений заменяют соответствующим
участком строки i—1, цветовую поднесущую строки i так же, как
и при первых двух способах, полностью заменяют цветовой подне-
сущей строки i—2.

При всех способах компенсации выпадений ЧМ-сигнал цветно-
сти замещается па всей строке для того, чтобы избежать скачка
фазы поднесущей, который возникает при замещении отдельного
участка строки и приводит к искажениям изображения.

Основным элементом цифровой схемы компенсации выпадений i
по первому способу является дискретная линия задержки на две 1
строки с коммутатором на входе (рис. 8.16, а). Предположим, что
выпадение совпало с частью строки i (рис. 8.16, б). Смещение ад-
13 дополнительной памяти относи-
тельно адресов считывания из ос-
новной памяти позволяет полу-
чать сигнал о выпадении в стро-
ке i заранее во время следования
строки i—1 для того, чтобы в на-
чале строки i перевести переклю-
чатель в положение 2. В резуль-
тате, начиная с момента на
вход линии с ее конца вместо ис-
каженного помехой сигнала стро-
ки i поступает сигнал строки i—2
(рис. 8.16, в). Если действие по-
мехи прекратилось, в начале стро-
ки i+ 1 переключатель возвраща-
ется в исходное положение. Вы-
ходной сигнал не имеет помехи
выпадений, так как вместо сиг-
нала строки i следует сигнал
строки i—2. Если помеха выпа-
дений искажает две строки, стро-
ка i+1 замещается сигналом
строки i—1 (рис. 8.16, г, д). В за-
нарушено чередование начальных

фаз поднесущих, принятое в системе SECAM. Это кратковременное
отклонение от установленных требований не приводит к заметным
искажениям изображений и может считаться допустимым.

Реализация второго способа компенсации выпадений возможна

Рис. 8.16. Коммутируемая линия
держки (а), варианты выпадений

за-
(б.

г) и сигнал после замещения выпаде-
ний (в, д)

мешенных

х может быть

только при разделении воспроизводимого сигнала на две состав-
ляющие— яркостный сигнал и сигнал цветности. Цифровой сигнал
цветности выделяется цифровым фильтром из сигнала, считывае-
мого из основного ЗУ корректора в виде кодированных цветовых
поднесущих. Цифровой яркостный сигнал получают вычитанием
из полного сигнала сигнала цветности. Для замещения выпадений
используют две коммутируемые цифровые линии с задержкой на
одну и две строки. При искажении помехой сигнала строки i для
замещения используют яркостную составляющую сигнала строки
i—1 и сигнал цветности строки i—2 (рис. 8.17).

Процесс коммутации сигналов на входах линий задержки при
первом и втором способах компенсации выпадений принципиально
не отличается. Снимаемые с линий яркостной сигнал и сигнал цвет-
ности, не имеющие выпадений, вновь объединяются в полный теле-
визионный сигнал. При сложении путем чередования операций
сложения и вычитания сигналов поддерживается принятый в систе-
ме SECAM порядок следования начальных фаз цветовых поднесу-
щих. Информацию для выбора операций (прибавление или вычита-
ние цветовой поднесущей) получают, сравнивая фазы немодулиро-
ванных поднесущих в пределах строчных гасящих импульсов
выходного сигнала корректора

Третий способ компенсации
тем, что линия задержки в
тракте яркостного сигнала ком-
мутируется не в начале и кон-
це строки, а в моменты, совпа-
дающие с фронтом и срезом
импульса выпадений. Замеща-
ется в этом случае не вся стро-
ка, а только ее искаженный
участок.

Все рассмотренные вариан-
ты компенсации выпадений от-
носились к считыванию сигнала
из ЗУ корректора временных
искажений. Компенсация выпа-
дений может быть осуществле-
на и перед записью сигнала в
память. В этом случае отпада-
ет необходимость в запомина-
нии импульсов выпадений, од-

нако в тракт цифрового телевизионного сигнала перед ЗУ должна
быть включена линия задержки для получения необходимых фазо-
вых соотношений между импульсом выпадений, замещающим и ис-

и местного опорного сигнала,
выпадений отличается от второго

а) П ----------I 61 П - -J

—I вых У	I вых Оц.Ов

д) 1^1 Da \ Г 1
i-2	1-!	1-2 i + '

Рис. 8.17. Замещение выпадений:
а, б — коммутируемые линии задержки:
в — исходный сигнал; г, д — яркостной
и цветоразностные сигналы после замеще-
ния выпадений

каженным сигналами.

§ 8.4. Использование видеомагнитофонов в вещательном
телевидении

В аппаратуре магнитной записи вещательной телевизионной
системы можно выделить три группы устройств: высококачествен-
ные стационарные видеомагнитофоны, работающие совместно с
устройствами электронного монтажа; дисковые видеомагнитофоны
для повторного просмотра фрагментов передач в режиме замедле-
ния; портативные видеомагнитофоны телевизионной журналистики.
Электронным монтажом принято называть согласование отдельных
записей без нарушения последовательности синхронизирующих
импульсов и порядка чередования цветоразностных сигналов.
С помощью электронного монтажа разнообразный материал, заре-
гистрированный на магнитных лентах, и материал, поставляемый
в аппаратную видеомагнитной записи по линиям связи, объединя-
ются режиссером, подготавливающим передачу в единую непре-
рывную запись.

На телевизионных центрах стационарные четырехголовочные
видеомагнитофоны и устройства электронного монтажа устанавли-
ваются в аппаратных видеомагнитной записи. Здесь же в ряде
случаев размещают устройства воспроизведения записей, выпол-
ненных видеомагнитофонами репортажных установок. Эти воспро-
изводящие устройства содержат схемы коррекции временных иска-
жений и компенсации выпадений; воспроизводимый ими сигнал
синхронизирован с опорными сигналами телецентра и может быть
использован при электронном монтаже.

Управление видеомагнитофонами при электронном монтаже осу-
ществляется с помощью адресно-временного кода, записанного на
специальную (режиссерскую) дорожку. Код во временной шкале
отмечает адреса кадров зарегистрированного изображения. Каж-
дое кодовое слово содержит синхронизирующую посылку и состав-
ляющие адреса кадров, к которым относятся данные о единицах
кадров и десятках кадров (номере кадра в пределах секунды), еди-
ницах секунд, десятках секунд, единицах минут, десятках минут,
единицах часов, десятках часов. Адресно-временной код позволяет
при предварительном просмотре ввести в память цифрового уст-
ройства, управляющего электронным монтажом, адреса монтируе-
мых частей и составить программу, обеспечивающую поиск фраг-
ментов, остановку видеомагнитофонов, их совместный пуск и под-
гонку записей.

Подготовка магнитных записей и их маркировка адресно-вре-
менным кодом создают благоприятные условия для автоматиче-
ского управления телевизионным вещанием, при котором время и
очередность включения видеомагнитофонов определяются коман-
дами, поступающими с ЭВМ центральной аппаратной.

В составе вещательной телевизионной аппаратуры используют
видеомагнитофоны, позволяющие в замедленном ритме просматри-
вать эпизоды передачи и длительное время наблюдать отдельные
поля изображения. Особенно часто с замедлением и с режимом
стоп-кадра производится повторный просмотр фрагментов спортив-
ных передач, вызывающих наибольший интерес у зрителя. Заме-
тим, что длительное время можно демонстрировать отдельные
поля, а не кадры изображения, так как при быстрой смене сюжета
многократное воспроизведение двух полей приводит к «дрожанию»
деталей, положение которых в смежных полях заметно отличается.

В видеомагнитофонах, создающих эффект замедления и стоп-
кадра, запись производится на металлические диски, покрытые с
обеих сторон магнитным носителем и прочным защитным слоем,
предохраняющим магнитный носитель от разрушения. Головки
устанавливаются на радиальных направляющих и могут переме-
щаться с помощью шагового двигателя. Дорожки записи имеют вид
концентрических окружностей. Видеомагнитофон содержит два
диска, закрепленных на одном валу, и четыре головки. За один
212
оборот диска на дорожке записывается одно поле изображения.
Скорость вращения диска 3000 мин'1 (50 с1). Каждая головка
работает на одной стороне диска. В режиме записи головки рабо-
тают поочередно. После записи одного поля каждая головка в.
течение двух последующих полей перемещается на следующую
дорожку, далее следует цикл стирания и запись производится
снова. Одновременно выполняются следующие операции: запись
одной головкой, перемещение двух головок и стирание одной го-
ловкой. Переключают головки импульсами частоты полей.

В режиме воспроизведения каждая головка несколько раз счи-
тывает сигнал с одной и той же дорожки. Число циклов повторного-
считывания зависит от степени замедления. В режиме стоп-кадра
одной головкой длительное время считывается одно поле изобра-
жения. С помощью коммутатора сигналы с головок объединяются
в один непрерывный сигнал. Чтобы при многократном считывании
одного поля получить изображение на экранах просмотровых уст-
ройств с чересстрочным разложением, в тракт телевизионного
сигнала вводится коммутируемая задержка на 0,5 строки. Если
считывается нечетное поле, заканчивающееся посредине строки
313, то далее считывание с диска вновь начнется с начала строки
1, тогда как на просмотровых устройствах развертка будет прочер-
чивать вторую половину строки 313. Чтобы правильно воспроизве-
сти изображение, в тракт сигнала через поле включают задержку
на 0,5 строки. Благодаря задержке сигнала повторно считываемая
строка 1 в режиме стоп-кадра будет воспроизведена правильно на
строке 314 просмотрового устройства. В следующем цикле стро-
ка 1 считываемого сигнала разместится на строке 1 просмотрового-
устройства и т. д.

Повторное считывание одного поля изображения нарушает-
принятые в системе SECAM чередование цветоразностных сигналов-
и смену фаз цветовых поднесущих. Поэтому из воспроизводимого-
сигнала выделяют сигналы цветности и затем восстанавливают не-
обходимый порядок следования цветоразностных сигналов с по-
мощью коммутируемой линии задержки. Далее вновь формируют
полный телевизионный сигнал. Схема, объединяющая яркостный и
цветоразностные сигналы, осуществляет также требуемую системой
SECAM коммутацию фаз цветовых поднесущих.

Для магнитной записи на дисках характерны частотные иска-
жения, возникающие в результате изменения длины окружностей
дорожек, и, следовательно, линейной скорости головок относитель-
но диска. Компенсацию этих искажений осуществляет корректор,,
подъем частотной характеристики которого увеличивается по мере
приближения головки к центру вращения диска. Частота вращения
диска контролируется системой автоматической подстройки часто-
ты, управляемой импульсами частоты полей. Временные искажения
воспроизводимого телевизионного сигнала сравнительно невелики
и устраняются корректором временных искажений. Воспроизводи-
мый телевизионный сигнал синхронизирован с местными сигнала-
ми телецентра.

Запись и воспроизведение в дисковом видеомагнитофоне могут
производиться при перемещении головки от наружного края диска
к его центру и в обратном направлении. Концентрические окруж-
ности дорожек при перемещении головки в обратном направле-
нии— от центра к краю диска — располагаются между окружно-
стями дорожек записи, выполненной при перемещении головки в
прямом направлении. Всего на четырех поверхностях двух дисков
записывают 1800 дорожек, время воспроизведения которых без за-
медления составляет 36 с.

Замедление и остановка изображения могут быть осуществлены
и с помощью видеомагнитофонов с наклонно-строчной записью,
оснащенных системой автотрекинга и корректором временных ис-
кажений, устраняющих как построчные, так и внутристрочные
искажения. Однако в видеомагнитофонах с продольно-строчной
записью режимы замедления и стоп-кадра приводят к ускоренному
износу магнитной ленты. Поэтому широкое распространение полу-
чили дисковые видеомагнитофоны, предназначенные для много-
кратного считывания отдельных дорожек без существенных по-
вреждений магнитного носителя.

В вещательном телевидении часто используются автономные
телевизионные камеры, совмещенные с видеомагнитофоном. По-
явился новый вид съемок актуальных событий, получивший на-
звание телевизионной журналистики. С точки зрения возможностей
оператора телевизионная журналистика не уступает кино, сохра-
няя по оперативности воспроизведения информации достоинства
телевидения. В портативных передающих телевизионных установ-
ках видеомагнитофоны либо конструктивно объединяются с пере-
дающими камерами, либо (в крупногабаритных модификациях)
устанавливаются на некотором удалении от камеры и получают
сигнал по радиолинии или коаксиальному кабелю. Естественно,
что время подготовки репортажной установки к работе и подвиж-
ность оператора зависят от габаритов и массы видеомагнитофона.
Поэтому для этих систем предпочтительно использовать портатив-
ные видеомагнитофоны.

При проектировании портативных видеомагнитофонов, чтобы
удовлетворить требованиям по продолжительности работы, массе,
габаритам и потребляемой мощности, сокращают полосу записы-
ваемых частот. Так как информация о цвете сосредоточена в верх-
ней части спектра полного телевизионного сигнала, подавление
высокочастотных составляющих может привести не только к сни-
жению четкости, но и к цветовым искажениям. Чтобы в условиях
ограничения полосы частот сохранить правильную цветопередачу и
сравнительно немного потерять в разрешающей способности систе-
мы, изменяют структуру телевизионного сигнала, записываемого
на магнитную ленту. Для этого используют раздельную запись со-
ставляющих яркости и цветоразностных сигналов — компонентную
запись.

В полной мере преимущества компонентной записи реализуются
при подаче на видеомагнитофон сигналов UR, Ug h Ub непосредст-
венно с передающей камеры, преобразовании этих сигналов в сиг-
налы У, Dr и Db и записи сигна-
лов яркости и цветоразностных
сигналов на смежных дорожках
двумя головками (рис. 8.18, а).
В этом случае спектр яркостного
сигнала ограничивается полосой
частот, воспроизводимых видео-
магнитофоном, а спектр цветораз-
ностных сигналов практически не
искажается. В варианте систе-
мы NTSC осуществляется вре-
менное уплотнение цветоразност-
ных сигналов (рис. 8.18, б). На
рис. 8.18, б показано размещение
записи строк яркостного У и цве-
торазностных сигналов Dr, Db на
смежных дорожках в системе
Betacam [20], а также поясняет-
ся процесс объединения сигналов
Dr и Db методом временного уп-
лотнения. Временное уплотнение
производится с помощью линий
задержки с пространственно-за-
рядовой связью ячеек. Выборки
сигнала вводятся в линии задерж-
ки с частотой его дискретизации,
а считываются с частотой, в 2
раза превышающей частоту дис-
кретизации. В результате на каж-
дой строке размещаются оба цве-
торазностных сигнала. Спектр
сигналов расширяется на столько

же, на сколько изменяется их временной масштаб.

При воспроизведении компонентной записи, выполненной двумя
одновременно работающими головками, должны быть устранены
временные искажения и выравнены фазы яркостного сигнала и
сигнала цветности, компенсированы выпадения в этих сигналах, а
в варианте рис. 8.18, б должен быть также восстановлен временной
масштаб цветоразностных сигналов. Во многих портативных уста-
новках видеомагнитофон осуществляет только запись сигнала. Для
воспроизведения кассета с магнитной лентой переставляется в
стационарный или переносной видеомагнитофон, работающий в
режиме воспроизведения яркостной и цветоразностных составляю-

Рис. 8.18. Компонентная запись двумя
головками без временного уплотнения
сигналов (а) н с временным уплот-
нением цветоразностных сигналов (б);
одной головкой с временным уплот-
нением яркостного и цветоразностных
сигналов (в) и двумя головками с
временным преобразованием яркост-
ного н цветоразностных сигналов (г)1
щих и выполняющий все операции по формированию полного теле-
визионного сигнала, включая коррекцию временных искажений,
компенсацию выпадений и синхронизацию с местным опорным
сигналом.

Временное уплотнение как яркостного сигнала, так и цветораз-
ностных сигналов и передача их в пределах одной строки позво-
ляют осуществить компонентную запись с помощью одной головки
В этом случае сжимаются и передаются в пределах строки как
яркостный, так и цветоразностный сигналы (рис. 8.18, в). Пред-
положим, что полоса частот, воспроизводимых видеомагнитофоном,
ограничена сверху частотой 4,5 МГц и время передачи цветораз-
ностных сигналов с шириной спектра 1,5 МГц сокращено в 3 раза
и составляет 7'а/3=17,5 мкс (Га = 52,5 мкс — длительность прямого
хода строки). Тогда для передачи яркостного сигнала остается
35 мкс. В результате сжатия ширина спектра яркостного и цвето-
разностных сигналов соответственно возрастает с 6 до 9 МГц и с
1,5 до 4,5 МГц (коэффициенты сжатия 1,5 и 3). После ограничения
спектра сигналов в видеомагнитофоне частотой 4,5 МГц и восста-
новления временного масштаба ширина спектра яркостного и цве-
торазностных сигналов составит 3 и 1,5 МГц. Сокращение спектра
воспроизводимого сигнала в данном случае является платой за
упрощение конструкции, достигаемое при одноголовочной компо-
нентной записи.

Сжатие сигнала во времени расширяет его спектр. Чтобы сохра-
нить или в меньшей степени ограничить спектр яркостной состав-
ляющей, сигнал Y при записи на двух дорожках можно растянуть
во времени. При растяжении в К раз для записи сигнала со спект-
ром, ограниченным сверху частотой F (МГц), достаточно полосы
пропускания F/K. Например, при растяжении в 1,5 раза исходная
ширина спектра 6 МГц сокращается до 4 МГц. Такой способ запи-
си использован в системе Lineplex [20].

При растяжении сигнала Y в 1,5 раза на участке магнитной
ленты протяженностью L (рис. 8.18, г) на двух дорожках за время
4ТСтр записывается четыре растянутых в 1,5 раза строки сигнала
У (время ЗТстр) и два сжатых в 2 раза сигнала цветности (за вре-
мя Тетр).

Благодаря развитию цифровой техники стало возможным эф-
фективно решать задачи временного преобразования телевизион-
ных сигналов. Видеомагнитофоны, осуществляющие компонентную
запись, при которой воспроизведение и обработка производятся в
отдельном устройстве, начинают широко использоваться совместно
с портативными телевизионными камерами, вытесняя из телевизи-
онной журналистики видеомагнитофоны других типов.
ГЛАВА 9

УСТРОЙСТВА ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ ИЗОБРАЖЕНИЙ

§ 9.1.	Принципы воспроизведения изображений

В современных ТВС преобразование электрического сигнала в
оптическое изображение в подавляющем большинстве случаев
осуществляется с помощью приемных электронно-лучевых тру-
бок— кинескопов. Различают кинескопы для черно-белого и цвет-
ного телевидения, для наблюдения изображения непосредственно
на экране кинескопа и проекции изображения на отражательный
экран.

Основными элементами любого кинескопа являются люминес-
центное покрытие — тонкий слой вещества, наносимого иа внутрен-
нюю поверхность экрана и способного светиться при облучении
электронным пучком, и электронно-оптическая система, называе-
мая электронным прожектором. Прожектор формирует тонкий пу-
чок электронов, для этого он включает эмиссионную и фокусирую-
щую системы

Фокусировка электронного пучка на поверхности экрана может
быть осуществлена с помощью бипотенциальной электростатиче-
ской линзы, образуемой между первым и вторым анодом электрон-
ного прожектора, или электромагнитным полем, создаваемым ко-
роткой фокусирующей катушкой, устанавливаемой на горловине
кинескопа. Электростатическая фокусировка имеет ряд преиму-
ществ. Она гораздо экономичнее, не критична к изменению напря-
жения источников электропитания и температуры. Электростатиче-
ская линза имеет меньшие габариты и массу, но конструкция элек-
тронного прожектора становится несколько более сложной. В
настоящее время в телевизионных приемниках используются кине-
скопы с электростатической фокусировкой. Кинескопы с магнитной
фокусировкой в ряде случаев применяются в видеоконтрольных
устройствах.

Отклонение электронного пучка возможно как электрическим,
так и магнитным полем. В кинескопах используется только магнит-
ное отклонение, при котором возможны углы отклонения 110° и бо-
лее при условии, что расфокусировка электронного пучка не пре-
вышает допустимой. Увеличение угла отклонения кинескопа при
заданной диагонали экрана делает его более коротким и легким.

Кинескопы цветного телевидения могут быть однолучевыми и
трехлучевыми В первых сигналы основных цветов подаются на
один и тот же прожектор в определенной последовательности, во
вторых — каждый прожектор управляет одним из цветов. Кине-
скопы отличаются способами управления цветом и структурой эк-
рана. Наибольшее распространение в настоящее время получили
трехлучевые масочные и планарные кинескопы,

8—1765	217
Принцип действия и особенности управления кинескопом в
большой мере определяют схему телевизионных приемников и ви-
деоконтрольных устройств.

§ 9.2.	Люминесцентные экраны

Многие вещества светятся при облучении их пучком электронов.
Наиболее яркое свечение дают химические соединения, называе-
мые люминофорами. Яркость свечения люминофора, непрерывно
облучаемого пучком электронов, L^=Aj(L/3—U3o)p зависит от
светоотдачи А, средней плотности электронов /= I/AS в пучке с
током I и площадью сечения AS, потенциала экрана U3, начального
потенциала U30. при котором начинается свечение, и показателя
степени 1<р<2. Поскольку U3o-^.U3, соотношение может быть
упрощено:	—у Wf. И, следовательно, повышение потен-

циала экрана выгодно энергетически. Кроме того, с ростом U3
улучшается фокусировка пучка. Следует заметить, что увеличение
тока / приводит к падению разрешающей способности кинескопа.

Достижимый потенциал люминофора, облучаемого пучком элек-
тронов, ограничивается значением второго критического потенциа-
ла (см. рис. 4.6), при котором коэффициент эффективной вторич-
кой эмиссии ст становится равным единице. Для дальнейшего по-
вышения потенциала экрана поверхность люминофора со стороны
падения на него электронного пучка покрывается тонкой пленкой
алюминия, гальванически соединяемой со вторым анодом. Метал-
лизация позволяет повысить яркость свечения экрана в результате
существенного превышения второго критического потенциала и
увеличения светоотдачи, поскольку алюминиевая пленка играет
роль зеркала, отражающего весь световой поток в сторону наблю-
дателя. Отсутствие света внутри колбы исключает подсветку и
способствует повышению контраста изображения. Металлизация
защищает люминофор от разрушения тяжелыми отрицательно за-
ряженными ионами, вылетающими из катода.

При частоте кадров fK выше критической частоты мельканий
кажущаяся яркость свечения телевизионного экрана определяется
по закону Тальбота £=-^— J L(t)dt как средняя яркость за пе-
о

риод ее изменения Тк= 1//к-

В случае безынерционного экрана, каждая точка которого вос-
производится с мгновенной яркостью L в течение времени т с пе-
риодом повторения Тя, кажущаяся яркость
оказывается меньше мгновенной яркости L в п0 раз, где По — число
элементов изображения.

Яркость инерционного экрана за время возбуждения электрон-
ным пучком т нарастает приблизительно по экспоненциальному
закону

А (/) = £» (1—е-’-')

до значения А(т) =А„( 1—е-“-') н в дальнейшем спадает по закону

А(/) = А»(1—е-’-’)е

Обычно а]>а2- Для приближенной оценки примем а[ = аг = а.
Тогда кажущаяся яркость свечения экрана

А=~^-А» С(1— e-’()d(-b(I — е-«)е-" Ce-’-'di =£«—=—
\ J	J	Гк «о

О ПЮ 200 300 '•ОО т,ын.

а)

оказывается в пд раз меньше яркости соответствующей непре-
рывному облучению люминофора неотклоняемым электронным пуч-
ком. Кажущаяся яркость не
зависит от инерционности
возбуждения и послесвече-
ния люминофора а, посколь-
ку более инерционные люми-

нофоры медленнее возгора-
ются и их послесвечение дли-

тельнее, а менее инерцион-
ные возгораются быстрее и
до больших мгновенных зна-
чений яркости, но имеют
меньшее время послесвече-



Рис 9.L Образование ореола (а) и его

влияние на апертурно-частотную характе-
ристику кинескопа (б)

ния [101-

Увеличение инерционности люминофора позволяет снизить кри-
тическую частоту мельканий, а следовательно, и частоту кадров.

При этом допустимая инерционность ограничивается условием от-
сутствия смазывания движущихся изображений, выполнимым, если

остаточное послесвечение за время передачи кадра не превышает
5% начального.

Глубина модуляции яркости и контраст мелких деталей изобра-
жения ограничиваются в кинескопе конечными размерами сечения
электронного пучка и ореолом вокруг любой светящейся точки эк-
рана. Ореол обусловлен тем, что свет от участка люминофора А
(рис. 9.1, а), возбуждаемого электронным пучком, распространяясь
в переднем стекле кинескопа во все стороны в пределах полусферы,
выходит из стекла лишь при углах падения, меньших критического
угла полного внутреннего отражения. Отраженные световые пучки
освещают люминофор в точках В, расположенных по окружности
вокруг светящейся точки А. Апертурно-частотная характеристика
кинескопа с ореольным пятном (кривая 2 на рис. 9.1, б) в отличие
от апертурно-частотной характеристики без ореольного пятна (кри-
вая 1) имеет меньшую глубину модуляции М, начиная со средних
частот.

Телевизиоиное изображение рассматривается обычно в незатем-
ненном помещении. Внешние (фоновые) засветки повышают сред-
нюю яркость экрана и снижают контраст изображения до значения

К» = (^-inaxH~

зависящего от яркости фона Z-ф. При Дф=»Ат1п контраст изображе-
ния снижается примерно вдвое, а при L$>Z.raax приближается к
единице.

Влияние фоновой засветки и ореола ослабляется при рассматри-
вании изображения через противоореольное дымчатое стекло с про-
зрачностью т<1. Свет от изображения, проходя через дымчатое
стекло однократно, ослабляется пропорционально первой степени t.
что приводит к необходимости повышения яркости свечения экрана
в !/т раз В то же время составляющая яркости, обусловленная за-
светкой, отраженной от экрана и прошедшей через стекло дважды,
ослабляется пропорционально т2, а контраст изображения повыша-
ется до значения

соответствующего относительному ослаблению яркости фона про-
порционально первой степени г. Относительное ослабление яркости
первого кольца ореола достигает т2, поскольку свет проходит через
стекло трижды, второго — г4 и т. д. Таким образом, противоореоль-
ное стекло является эффективным средством повышения контраста
телевизионных изображений-

В настоящее время не известны люминофоры, цветом свечения
которых можно было бы управлять, изменяя плотность тока элек-
тронного пучка, напряженности электрических или магнитных по-
лей Цвет свечения современных люминофоров зависит главным
образом от их химического состава и способа обработки. Поэтому
воспроизведение цветных изображений основано на использовании
трех различных люминофоров красного, зеленого и синего.

По способу нанесения люминофоров различаются многослой-
ные безрастровые и однослойные растровые экраны. Многослой-
ные люминофоры наносятся на стекло экрана слоями, один поверх
другого Управление цветом свечения многослойного экрана дости-
гается регулировкой глубины проникновения электронов путем
изменения их скорости. При малых скоростях энергия электронов
передается в основном первому слою, при больших — второму, при
еще больших — третьему

Разработка многослойных экранов не вышла за стены лаборато-
рий, поскольку не удается устранить одновременное возбуждение
220
слоев соседних люминофоров. Вследствие этого цвета оказываются
мало насыщенными. Кроме того, при различных ускоряющих на-

пряжениях трудно сохранить одинаковые размеры растра во всех

трех слоях.

В современных кинескопах цветного телевидения используются

однослойные растровые экраны, у которых все три люминофора рас-
полагаются в одном слое Однослойные экраны могут быть мозаич-
ными из зерен трех люминофоров, сгруппированных в триады (рис.
9 2, а), и штриховыми с горизонтальным, наклонным и вертикаль-
ным расположением полосок люминофора (рис. 9.2, 6); полоски

могут иметь различную ширину. Для обеспечения пространственно-
го смешения цветов структура экрана должна быть незаметной с

обычных расстояний наблю-
дения. Поэтому шаг бм моза-
ичных или бш штриховых од-
ноцветных элементов экрана
должен быть одного порядка
с шагом разложения б.

При вертикальной ориен-
тации полосок люминофора

и/	61

ослабляется влияние магнит-

ного поля Земли, под дейст- рис 92. Мозаичные (а) н штриховые (6)
вием которого электронные	экраны

пучки смещаются по верти-

кали, т. е. исключаются искажения чистоты цвета. Это особенно
важно в переносных приемниках. Кроме того, отпадает необходи-
мость взаимного совмещения строк и полосок люминофора.

При одновременном возбуждении тремя пучками зерен (поло-
сок) красного, зеленого и синего люминофоров одной триады и при
достаточном удалении экрана от наблюдателя наступает простран-
ственное смешение цветов. Цвет смеси изменяется в зависимости от
плотности тока в каждом пучке. Например, в случае, когда дейст-
вует лишь один электронный прожектор, цвет свечения совпадает с
одним из основных цветов кинескопа (красным, зеленым или си-
ним). При токах всех трех пучков, соответствующих равным зна-
чениям входных сигналов, цвет смеси становится белым

Если к соответствующим прожекторам подвести сигналы ER,
Ea и Ев, пропорциональные яркостям основных цветов, то на экра-
не кинескопа независимо друг от друга образуются три одноцвет-
ных изображения, при совмещении которых создается впечатле-
ние, что изображение цветное

Спектральные характеристики красного К-77, зеленого К-74 и
синего К-75 люминофоров, выпускаемых нашей промышленностью,
приведены на рис. 9 3, а [I]. Они соответствуют европейскому
стандарту на цветовое вещание. Излучения люминофоров отлича-
ются от чистых спектральных, и, следовательно, на цветовом гра-
фике МКО (рис 9 3, 6} вершины треугольника /, определяемые
цветовыми координатами основных цветов приемника хи=0,64.
Уа=0,33, xg = 0,29, х/с = 0,60, xs=0,15, уй = 0,06, не лежат на кри-
вой спектральных цветов.

Диапазон воспроизводимых в приемнике цветов зависит от вы-
бора основных цветов. При сложении двух основных цветов точка

aj

Рис. 9.3. Спектральные характеристики
люминофоров (а) и треугольник их цве-
тов иа графике МКО (б)

цветности располагается на
соответствующей стороне цве-
тового треугольника, а при сло-
жении трех цветов — внутри
цветового треугольника. И, сле-
довательно, чем ближе верши-
ны треугольника к кривой
спектральных цветов, тем боль-
ше насыщенность воспроизво-
димых цветов. Однако при этом
падает яркость свечения экра-
на. Выбор основных цветов
приемника основан на компро-
миссе между насыщенностью
воспроизводимых цветов и яр-
костью свечения экрана.

Спектральные характерис-
тики люминофоров, стандарти-
зованных в американской си-
стеме цветного телевидения
NTSC, отличаются от кривых
на рис. 9.3, а, соответственно
отличается и положение цвето-
вого треугольника 2 на рис.
9.3, б.

В кинескопах черно-белого
телевидения используется
смесь двух люминофоров, сов-
местная спектральная характе-
ристика излучения которых
имеет два максимума. Один из
них находится в области сине-

го цвета, и это придает экрану голубоватое свечение. Максимум
второго совпадает с максимум кривой относительной видности гла-
за, что повышает светоотдачу экрана.

§ 9.3.	Трехлучевой масочный кинескоп

В горловине трехлучевого масочного кинескопа (рис. 9-4, а) ус-
тановлены три независимых друг от друга электронных прожектора
/, расположенных в вершинах равностороннего треугольника сим-
метрично относительно оси трубки и наклоненных к ней под углом
около 1°. Пучки электронов 2 сходятся, пересекаются и снова расхо-
дятся, попадая на соответствующие зерна люминофора 9, нанесен-
ного на внутренней стороне экрана 10.

Люминофорное покрытие состоит из закономерно чередующих-
ся зерен, создающих под действием электронного пучка красный
/?, зеленый G и синий В цвета свечения. Соседние зерна с различ-
ным цветом свечения образуют равносторонний треугольник — три-
аду (см. рис. 9.2, а). Число триад на всей поверхности экрана близко
числу элементов разложения (около 500 тыс.) и, следовательно,
общее число зерен люминофора достигает 1,5 млн.

Рнс. 9.4. Устройство масочного кинескопа (в), регулятор сведения (б)
и регулятор бокового перемещения синего пучка (в)

Чтобы каждый электронный пучок попадал на зерна только од-
ного, закрепленного за данным прожектором цвета, перед экраном
на расстоянии около 12 мм устанавливается металлический
лист — цветоделительная теневая маска 8 с числом отверстий,
равным числу люминофорных триад. Маска создает «тень» и пре-
пятствует попаданию пучков на зерна «чужого» люминофора.
Нетрудно видеть, что прозрачность маски не может превышать 1/3.
Практически маска пропускает менее 15% тока каждого пучка.
Отверстия в маске имеют коническую форму, расширяющуюся
в сторону экрана, чтобы исключить попадание электронов на края
отверстий и связанное с этим изменение их траекторий.

Собрать все элементы конструкции трубки с точностью, обеспе-
чивающей попадание пучков на зерна «своего» люминофора в пре-
делах одной и той же триады з любой точке экрана, практически
невозможно. Для коррекции отклонения пучков на горловине кине-
скопа устанавливаются: регулятор сведения 5 с магнитами для ста-
тического и электромагнитами для динамического сведения пучков,
магниты регулировки чистоты цвета 4 и магнит бокового перемеще-
ния синего пучка 3. Отклоняющую систему 6 можно перемещать
(по направляющим) вдоль оси трубки.

Регулировкой чистоты цвета добиваются однородного свечения
поверхности экрана в каждом из трех основных цветов. Она прово-
дится обычно в красном цвете и проверяется в остальных цветах.
В центральной части экрана она достигается одновременной цент-
ровкой всех трех пучков с помощью двух намагниченных по диамет-
ру кольцевых магнитов, надетых па горловину и перемещающихся
как вокруг, так и вдоль оси кинескопа. На краях растра регулиров-
ка чистоты цвета достигается перемещением отклоняющей системы
вдоль оси трубки.

Статическим сведением всех трех пучков в центральной части
экрана добиваются попадания их на зерна «своего» люминофора.
Сведение достигается с помощью четырех намагниченных по диа-
метру цилиндрических магнитов 11, размещенных в зазорах маг-
нитопроводов 12 (рис. 9.4, б). Три магнита расположены в регуля-
торе сведения и служат для радиального перемещения каждого
пучка в отдельности. Четвертый магнит бокового перемещения си-
него пучка (рис. 9.4, в) обеспечивает смещение в направлении,
перпендикулярном радиальному. Он служит для совмещения сине-
го пучка с уже сведенными красным и зеленым. Все магнитопро-
воды заканчиваются внутри трубки полюсными наконечниками 13,
расположенными около соответствующих электронных прожекто-
ров. Вращение цилиндрических магнитов позволяет изменять
величину и направление магнитного поля в зазорах полюсных
наконечников.

Сведение пучков нарушается при отклонении их от центра экра-
на (рис. 9.4. а). Это вызвано тем, что поверхность маски 8 отлича-
ется от сферической 7 и расстояние от нее до центра отклонения О
увеличивается к краям маски (растра). Кроме того, пучки отклоня-
ются под разными углами, так как оси электронных прожекторов
наклонены к оси трубки. В результате пучки пересекаются, не дос-
тигая поверхности теневой маски, снова расходятся и, проходя через
разные отверстия маски, возбуждают зерна люминофора, принадле-
жащие разным триадам. Наступает так называемое расслоение цве-
тов. На краях растра вместо одного цветного появляются три несов-
мещенных одноцветных изображения (в основных цветах кине-
скопа).

Прожекторы расположены в горловине трубки так, что при на-
блюдении со стороны экрана синяя пушка находится сверху, зеле-
ная— справа снизу, а красная — слева снизу. Попадая на поверх-
ность маски после пересечения, красный пучок облучает экран пра-
вее и выше, зеленый— левее и выше, а синий — ниже их общей

триады.

Динамическим сведением устраняют расслоение цветов по всему
полю изображения. Для этого красный пучок смещается влево и
вниз, зеленый — вправо и вниз, а синий —вверх. Требуемое смеще-
ние в любой точке растра различно. Оно отсутствует в центре и рас-
тет к краям. Поэтому сведение пучков достигается с помощью элек-
тромагнитов 14 путем про-
пускания через их обмотки	д-д

токов частоты горизонталь-
ной и вертикальной разверт-
ки пилообразно-параболиче-
ской формы. Параболиче-
ская составляющая служит
для коррекции симметрично-
го расслоения, а пилообраз-
ная — для устранения его
асимметрии.

Установкой баланса бело-

го добиваются колориметри-	q;

чески правильного соотноше-

ния яркостей свечения трех Рис. 95. Кинескоп с компланарным распо-
люминофоров, при котором ложением прожектора (о) и щелевой мас-
обеспечивается точное вое-	кой

произведение цветного изо-

бражения и отсутствие окраски во всех градациях яркости черно-
белого изображения. Регулировка осуществляется подбором на-
пряжений на ускоряющих электродах и отрицательных смещений
на модуляторах трех электронных прожекторов, а также коэффи-
циентов усиления трех выходных каскадов видеоусилителей.

§ 9.4.	Кинескоп с компланарным расположением
прожекторов

Основными недостатками трехлучевого масочного кинескопа с
расположением прожекторов в вершинах равностороннего треуголь-
ника являются низкая прозрачность теневой маски и сложность
системы динамического сведения электронных пучков. Компланар-
ное расположение прожекторов в горизонтальной плоскости в соче-
тании с использованием вертикального штрихового экрана и щеле-
вой маски имеет ряд преимуществ.

Три прожектора 1 располагаются в горловине кинескопа в гори-
зонтальной плоскости (рис. 9.5, а). Ось среднего направлена вдоль
оси кинескопа, два крайних симметрично наклонены к ней. Для раз-
деления цветов и обеспечения попадания каждого пучка на полоски
люминофора «своего» цвета используется щелевая маска 2. Для
придания механической прочности вертикальные прорези в маске
имеют горизонтальные перемычки (см. рис. 9.5, б). Через прорези
пучки попадают на экран 3, состоящий из чередующихся по цвету
вертикальных полосок люминофоров.

В такой конструкции облегчаются условия сведения пучков.
В масочном кинескопе расслоение изображений, вызванное геомет-
рическими причинами, определяется наклоном и сдвигом каждого
яз трех прожекторов относительно оси кинескопа как в горизонталь-
ной, так и в вертикальной плоскости. Это создает асимметрию в
расслоении изображений н требует формирования токов пилообраз-
но-параболической формы, различных для каждого пучка, для их
динамического сведения.

В компланарном кинескопе средний «зеленый» пучок направлен
вдоль оси кинескопа и образует симметричный относительно цент-
ральных осей экрана растр, не требующий коррекции. Крайние пуч-
ки расположены симметрично относительно среднего и лежат с ним
в одной горизонтальной плоскости, что делает расслоение цветов
симметричным и облегчает сведение пучков. Выбор «зеленого» про-
жектора в качестве осевого обусловлен тем, что разрешающая спо-
собность зрения в зеленом цвете выше н соответственно искажения
по зеленому цвету должны быть сведены к минимуму.

В компланарном кинескопе повышается яркость свечения экра-
на, поскольку щелевая маска имеет большую прозрачность и допус-
кает вертикальные смещения пучков, улучшается чистота цвета,
поскольку технологические неточности изготовления кинескопа и
отклоняющей системы (ОС), приводящие к вертикальному смеще-
нию пучков, не нарушают чистоты цвета, уменьшается влияние маг-
нитного поля Земли.

Первые кинескопы с компланарной оптикой для переносных
цветных телевиюров имели диагональ экрана 25 и 32 см. В настоя-
щее время освоен выпуск кинескопов с 90° - и 110°-ным отклонением
и диагональю экранов до 67 см.

На начальном этапе развития техники компланарных систем
вопрос о совмещении изображений, создаваемых крайними прожек-
торами, решался методами, освоенными на масочных кинескопах.
В дальнейшем был предложен так называемый метод самосведения.
Самосведение основывается на формировании неравномерных от-
клоняющих полей, создаваемых приданием соответствующей формы
катушкам ОС и перераспределением плотности витков в них. Оно
оказалось возможным благодаря расположению всех трех прожек-
торов в горизонтальной плоскости. Для совмещения вертикальных и
горизонтальных линий изображения катушки вертикального и
горизонтального отклонения должны создавать магнитное поле
специальной формы.

В системах с самосведением требуется строгая повторяемость
магнитного поля ОС и конструктивных размеров кинескопа, мини-
мальные допуски на установку прожектора, размеры и положение
его деталей. Для обеспечения этих требований прожектор выпол-
няется в виде единого узла. После тщательной юстировки ОС на
кинескопе, обеспечения самосведения и оптимальной чистоты цве-
226
та ОС приклеивается к кинескопу. Магниты чистоты цвета, стати-
ческого сведения, а также схемы коррекции сведения (если тако-
вые имеются) фиксируются в оптимальных положениях и в процес-
се эксплуатации не регулируются. Оперативные элементы
коррекция сведения отсутствуют.

Системы с самосведением для 90°-ных кинескопов уже обеспе-
чивают совмещение растров без каких-либо узлов и схем динами-
ческого сведения. Для 110°-ных кинескопов еще применяется уст-
ройство коррекции ошибок сведения.

§ 9.5.	Плоский экран

Непосредственным преобразователем электрического сигнала в
оптическое изображение служит тонкий слой люминофора. В кине-
скопах остальные элементы необходимы лишь для управления
коммутирующим электронным пучком. Однако и само преобразо-
вание сигнала изображения в свет реализуется здесь далеко не
идеально. Яркость свечения элементов изображения не остается
неизменной. Вследствие спада яркости за время между коммута-
циями частоту смены кадров приходится выбирать из условия
превышения ею критической частоты мельканий, что значительно
выше частоты кадров, достаточной для слитного восприятия движе-
ния. Кроме того, на отклонение электронного пучка расходуется
существенная доля мощности, потребляемой телевизором. Для
работы кинескопа необходимы высокие напряжения источников
питания и большой размах сигналов управления. Да и дальнейшее
значительное увеличение размеров экрана (без чего невозможно
эффективное функционирование телевизионных систем высокой
четкости) для кинескопов уже практически недостижимо. Все это
делает весьма актуальной проблему разработки свободного от пе-
речисленных недостатков плоского безвакуумного и безлучевого
матричного экрана.

Матричный экран должен состоять из отдельных элементов,
способных обеспечить высокоскоростную индивидуальную адреса-
цию, запоминание сигналов на время кадра и достаточную яркость
свечения. В настоящее время известны и частично реализованы де-
сятки воспроизводящих устройств с плоскими экранами, использу-
ющие самые различные физические явления. В качестве преобра-
зователей сигнала изображения в свет в ТВС применялись матри-
цы. состоящие из ламп накаливания, светодиодов, газоразрядных
ячеек, элементов, основанных на предпробойной или инжекцион-
ной электролюминесценции, жидких кристаллов и т. д. Для комму-
тации световых элементов матрицы использовались регистры сдви-
га, дешифраторы и другие устройства. Наиболее перспективными
являются коммутирующие устройства, органически входящие в
конструкцию экрана и обеспечивающие так называемую внутрен-
нюю коммутацию. Это позволяет существенно сократить число ка-
налов управления экраном. Например, внутренняя коммутация
элементов плоского экрана, выполненного в виде последовательно-
сти из газоразрядных ячеек, может обеспечиваться тем, что каж-
дая работающая ячейка подготавливает к работе следующую,
соседнюю ячейку путем инжекции в нее заряженных частиц. В та-
ком случае тактовый импульс, запускающий последовательные
ячейки, должен иметь амплитуду, достаточную для включения
только одной, «подготовленной» ячейки и недостаточную для вклю-
чения всех остальных, «неподготовленных» ячеек.

В последнее время появились сообщения о разработке жидко-
кристаллических плоских матричных экранов для малогабаритных,
карманных черно-белых и цветных телевизионных приемников.
Однако число элементов изображения на таких экранах еше отно-
сительно невелико и не превышает 50 тыс. Диагональ экрана не
более 7,5 см при толщине блока коммутации около 2,5 мм Жидкие
кристаллы помещаются в зазоре толщиной 7—8 мкм между двумя
стеклянными пластинами Для формирования элементов растра на
внутреннюю поверхность одной пластины наносится тонкопленоч-
ная структура в виде квадратных электродов и управляющих тран-
зисторов (по числу элементов изображения), а на внутреннюю по-
верхность другой пластины — матрица цветных светофильтров и
общий электрод. Число выводов управления может быть сокращено
нанесением на пластины ортогональной системы (строчных и столб-
цовых) шин, на перекрестии которых формируется элемент изобра-
жения. При подаче напряжения на электроды прозрачность жидких
кристаллов на соответствующих участках изображения изменяется
благодаря переориентации молекул

Несмотря на многообразие вариантов, проблема создания плос-
кого экрана на сегодняшний день еще не решена: не обеспечиваются
достаточная скорость коммутации, необходимые яркость и четкость
изображения; экраны сложны по конструкции.

ГЛАВА 10

ТЕЛЕВИДЕНИЕ В НАРОДНОМ ХОЗЯЙСТВЕ

§ 10.1.	Классификация и области использования телевидения

Основное назначение ТВС заключается в формировании изобра-
жения передаваемых сцен в реальном времени, как правило, на зна-
чительном удалении от них. Именно это свойство ТВС привело к
возможности использования их в промышленности (диспетчерское и
и технологическое назначение ТВС), медицине (демонстрация хи-
рургических операций), исследованиях космоса (передача изобра-
жений с борта космических аппаратов, поверхности планет и др.),
системах связи и т д.

Наряду с этим такие свойства ТВС. как возможность визуализа-
ции невидимых объектов и процессов, высокая контрастная, свето-
228
вая \ цветовая чувствительности, возможность количественного
-анализа и обработки изображений с целью извлечения информации
об исследуемых объектах, привели к широкому применению скани-
рующих систем, подобных телевизионным, в народном хозяйстве.

По характеру решаемых задач ТВС прикладного назначения
можно разделить на три большие группы.

1	Системы наблюдения, контроля и обучения, к которым отно-
<ятся диспетчерские системы, системы визуального контроля, систе-
мы наблюдения за объектами, расположенными в недоступных или
труднодоступных местах, учебные ТВС и тренажеры.

2.	Системы обнаружения и визуализации, к которым относятся
системы с пороговой световой или контрастной чувствительностью,
ТВС высокой четкости, многозональные ТВС, системы, чувствитель-
ные в инфракрасном, ультрафиолетовом, рентгеновском и других
областях спектра. ,

3.	Системы анализа и обработки данных об исследуемой сцене
(измерительные и автоматические телевизионные системы), к кото-
рым относятся системы для измерения геометрических, динамиче-
ских и цветовых характеристик объектов и изображений в целом,
системы счета и анализа топологических характеристик, распозна-
ющие ТВС, телевизионные автоматы и системы зрения роботов.

Существуют и другие классификации прикладных ТВС: по об-
ласти применения (космические, медицинские, учебные и т. п.),
параметрам ТВС (малокадровые, скоростные, многозональные,
системы высокой четкости и др.), особенностям канала связи
(замкнутые и открытые). Использование той или иной классифи-
кации позволяет ранжировать различные ТВС. Например, упоря-
доченное сопоставление фотоэлектрических преобразователей
позволяет выбрать наиболее эффективный преобразователь для
решения конкретной задачи исследования изображения В системах
анализа и обработки изображений применяются различные ФЭП:
передающие трубки с внутренним фотоэффектом (плюмбиконы);
преобразователи с внешним фотоэффектом (диссекторы); системы
с бегущим световым пучком, вращающимся зеркалом или скани-
рующим лазерным пучком; фотоэлектронные умножители с меха-
ническим сканированием (сканирующий препаратоводитель); мат-
ричные преобразователи на базе ППЗ-структур.

В качестве критериев сравнения ФЭП могут быть выбраны ско-
рость считывания изображения и число элементов изображения
(предельная четкость регистрируемой картины).

На рис. 10 1 указаны типичные значения (области) частоты ком-
мутации элементов изображения fT и числа элементов изображения
на строку растра пх для некоторых серийных ФЭП; .V — диапазон
градаций яркости, регистрируемых в сигнале каждого элемента
изображения.

Система с бегущим световым пучком, как и преобразователь на
основе диссектора, обеспечивает возможность свободного выбора
законов сканирования. Геометрическое разрешение ЭЛТ достигает
8-103 элементов на строку изображения. Фотометрическое разреше-
ние (число регистрируемых градаций яркости) зависит от отноше-
ния сигнал-шум и достаточно велико. С использованием диссектора
при очень малых скоростях сканирования (менее 1 кГц) может
быть обеспечена регистрация 1000 градаций яркости.

В современных промышленных ТВС в качестве преобразователя
изображения широко используются плюмбиконы. Для улучшения
разрешающей способности применяются видиконы с обратным

Рис. 10.1. Характеристики ФЭП:

] — сканирующий стол. N=200; 2 — ска-
нирующий барабан. ЛГ=256; 3 — диссектор,
JV=200 — 1000; 4 — вращающееся зеркало,
Л^=100; 5 — видикон, N — 8 — 60; б — ППЗ-
лииейка, W = 10 — 1000; 7— ППЗ-матрица,
Л(=Ю— 1000; 8 — ЭЛТ, iV = 10- 60

пучком, которые имеют разре-
шение до 104 элементов на
строку. В ряде случаев каче-
ство ФЭП может быть значи-
тельно улучшено при переходе
от стандартных характеристик
разложения к специальным:
более высоким частотам ска-
нирования, повышенной разре-
шающей способности, улучшен-
ной фотометрии, произвольно-
му управлению координатами
разлагающего элемента.

Электромеханические мето-
ды сканирования очень много-
образны и выбираются в зави-
симости от вида используемого*
источника света (накальные,,
газоразрядные, лазерные и лю-
минесцентные излучатели) и
объекта исследования.

Механические сканирующие устройства с лазером и вращаю-
щимся бериллиевым зеркалом обеспечивают разложение на 4-Ю4
элементов на строку при диаметре светового пятна 6—20 мкм и
частоте сканирования 50 МГц. Барабанные сканирующие устройст-
ва используют при передаче изображений с фотопленок и обеспечи-
вают разложение на 104 элементов в строке при диаметре светового
пятна до 10 мкм и разрешении до 256 полутонов; средняя
рабочая частота сканирования достигает при этом приблизительно
100 кГц.

Сканирующие столики обеспечивают наибольшую площадь ска-
нируемого изображения и тем самым максимальное разрешение в

пересчете на строку.

Для быстрого и фотометрически точного двухкоординатного ска-
нирования с высоким геометрическим разрешением применяют
преимущественно плюмбиконы, ППЗ-матрицы или ППЗ-линейки
при использовании механического перемещения в ортогональном к
строке направлении. Для считывания изображений применяют
также механические сканирующие устройства с электроакустиче-
ским отклонением лазерного пучка.
§ 10.2.	Системы наблюдения, контроля и обучения

К числу систем наблюдения и контроля относятся ТВС косми-
ческих аппаратов. Они включают бортовой комплекс и наземную
аппаратуру, соединенные тем или иным каналом связи. В простей-
шем случае такая система решает задачу визуальной регистрации
и записи на накопители в системе наземного комплекса обстанов-
ки как внутри космического аппарата, так и в ближайшей зоне вне
его. В некоторых случаях космический аппарат может служить
пунктом промежуточной ретрансляции с других космических си-
стем наблюдения (спускаемые аппараты, роботы-манипуляторы
и др.) [20].

По принципу построения это системы визуального типа. Про-
блемы, возникающие при проектировании космических ТВС, свя-
заны с обеспечением их надежности, возможности работы в широ-
ком диапазоне температур, габаритами, массой, оптимизацией
системы кодирования, обеспечивающей высокую помехоустойчи-
вость канала связи, обеспечением электромагнитной совместимости
с другими системами космических комплексов, особенностями пе-
редачи дополнительной телеметрической информации, минимиза-
цией энергопотребления и др.

В ряде случаев наряду с перечисленными общими требования-
ми к этим системам предъявляются некоторые специфические тре-
бования, диктуемые ее конкретным применением [1, 5].

Примером обучающих ТВС являются системы учебного телеви-
дения [21]. Замкнутые учебные ТВС предназначены для повыше-
ния эффективности учебно-воспитательного процесса и обеспечива-
ют передачу учебной информации (иллюстрации и текстовая ин-
информация со стола преподавателя, с диапроектора, видеомагни-
тофона, микроскопа и др.) в аудитории, передачу по запросу
преподавателя или в соответствии с программой учебного процесса
дополнительных данных с накопителей централизованных источни-
ков учебной информации (учебного телевизионного центра, видео-
теки и др.). Телевидение в вузах используется для передачи обще-
ственно-политических, воспитательных, развлекательных программ,
а также для контроля за процессом обучения.

В нашей стране разработаны типовые структуры учебных
замкнутых ТВС, включающие систему централизованного управ-
ления всеми источниками видеоинформации и звукового сопровож-
дения учебных программ, сеть источников дополнительной учебной
информации, а также учебные аудитории и лаборатории с устрой-
ствами воспроизведения изображений. В учебных аудиториях, лабо-
раториях или других местах занятий располагаются местные источ-
ники оперативной информации — аудиторные телевизионные комп-
лексы, включающие телевизионные эпипроекторы, диапроекторы и
видеомагнитофоны. Возможно использовать и отдельные части
системы, например только аудиторный телевизионный комплекс.
Одним из первых применений телевидения в учебном процессе
было использование его для демонстрации хирургических операций
с целью обучения. Передающая камера, установленная в операци-
онной, обеспечивает воспроизведение изображения на экране при-
емных устройств, расположенных в учебной комнате.

В настоящее время учебное телевидение широко используется в
учебном процессе вузов страны.

Эффективным применением ТВС стало использование их в эндо-
скопии— осмотре полых внутренних органов (желудка, пищевода,
мочевого пузыря и др.) при диагностике и лечении ряда заболева-
ний. Идея применения телевидения для исследования внутренних
органов человека была впервые высказана Б. Л. Розингом в 1923 г.
Однако практическая реализация этой идеи стала возможной лишь
после создания малогабаритных и высокочувствительных передаю-
щих телевизионных трубок, усовершенствования оптических систем
эндоскопических приборов и создания эффективных способов осве-
щения поверхностей обследуемых органов.

Телевизионная эндоскопия обычно осуществляется путем реги-
страции изображения с помощью телевизионной камеры, располо-
женной рядом с пациентом, и наблюдения цветного изображения на
экране видеоконтрольного устройства. В качестве канала передачи
оптического изображения используются гибкие волоконные свето-
воды. Изображение на входе такого световода формируется с по-
мощью микрообъектива, вводимого вместе с системой освещения в
обследуемый орган (источник освещения располагается снаружи, а
передача светового потока к поверхности обследуемого органа осу-
ществляется по части волокон световода).

Использование телевидения позволяет получить изображение
внутренней поверхности исследуемого органа с увеличением от 10
до 40 раз.

Близкими по своему назначению к эндоскопическим приборам
являются телевизионные офтальмоскопы — приборы, предназначен-
ные для получения изображения глазного дна при наблюдении его
через оптическую систему глаза.

В промышленности телевизионные системы используются для
наблюдения и контроля за технологическими процессами, протека-
ющими в недоступных для человека участках (по температурным,
габаритным, радиационным и другим условиям).

§ 10.3.	Системы обнаружения и визуализации

Системы этой группы применяются в дефектоскопии, устройст-
вах ориентации летательных аппаратов, медицинской диагностике
и в других областях.

При использовании их в рентгенодиагностике, как правило, ре-
шаются две задачи — визуализации изображения и обнаружения
патологических или иных изменений в изучаемом объекте. Извест-
но несколько вариантов построения рентгенотелевизионных систем.
При любом из них преобразователь теневого рентгеновского изобра-
жения исследуемого объекта формирует сигнал изображения, кото-
рый после усиления и обработки подается на ЭЛТ. На экране ЭЛТ
воспроизводится видимое изображение исследуемого объекта.

В качестве преобразователей излучения в рентгенотелевизион-
ных устройствах могут использоваться флуоресцирующий экран или
электронно-оптический преобразователь в сочетании с ФЭП, а так-
же ФЭП, чувствительные к рентгеновскому излучению.

Применение телевизионных преобразователей рентгеновского'
излучения позволяет создать систему с чувствительностью, близ-
кой предельной, определяемой флуктуациями рентгеновских кван-
тов на входе устройства. Это приводит к снижению дозы облуче-
ния, получаемой пациентом в процессе обследования (по сравне-
нию с обычной флуороскопией). В некоторых случаях могут быть
значительно улучшены характеристики системы (разрешающая
способность, контрастная чувствительность и др.). Использование
телевизионных методов рентгеноскопии позволяет воспроизводить
изображение исследуемого объекта с яркостью соответствующей
оптимальной, при регистрации изображения глазом. Наблюдение
изображения, как и сам процесс обследования, может производить-
ся в незатемненном помещении, что имеет важное практическое зна-
чение.

Размер экрана приемного устройства позволяет воспроизводить
изображения в масштабе 1 : 1 нли с некоторым увеличением. При
необходимости изображение может воспроизводиться на несколь-
ких приемных устройствах, что необходимо при проведении слож-
ных рентгенодиагностических обследований, а также облегчает
процесс обучения.

Специальные методы обработки сигнала изображения и воспро-
изведения телевизионных изображений (у-коррекция и ограничение,
частотные преобразования, оконтуривание деталей изображения,
преобразование яркостного контраста в цветовой и др.) при опреде-
ленных условиях могут повысить эффективность процесса диагнос-
тики.

Используя специальные методы анализа сигнала изображения,
можно наряду с визуальной регистрацией общей картины исследу-
емого объекта измерить плотность, определить геометрические или
динамические характеристики объекта исследования. Количествен-
ные исследования представляют особую ценность при ранней диаг-
ностике злокачественных новообразований, атеросклероза, а также
при исследованиях с целью анализа физиологических функций.

Одновременно с рентгеноскопией телевидение позволяет осу-
ществить рентгенографию методом видеозаписи в любой момент ис-
следования при контрастировании органов и изучении их динами-
ки в норме и патологии (например, проследить за прохождением
контрастного вещества по сосудам легких, сердца, черепа, почек;
провести исследование желудочно-кишечного тракта и др.). В про-
цессе видеозаписи может производиться синхронная запись фоно-
кардиограммы, электрокардиограммы, скорости прохождения
контрастного вещества и показаний других приборов.

Наибольшее распространение на практике получила телевизион-
ная рентгеноскопическая система с электронно-оптическим преобра-
зователем. Структурная схема рентгенотелевизионной системы,
использующей в качестве детектора рентгеновского излучения ЭОП,
приведена на рис. 10.2.

Изображение исследуемого объекта О, находящегося в потоке

рентгеновских лучей, созда-
ваемых источником И, с эк-
рана ЭОП проецируется с
помощью объектива Об на
светочувствительную поверх-
ность ФЭП, который форми-

Рис. 10.2. Рентгенотелевизионная система с рует сигнал, соответствую-
ЭОП	щий содержанию передавае-

мого объекта. Этот сигнал
усиливается в усилительном канале и подается на ЭЛТ, на экране
которой возникает изображение исследуемого объекта.

§ 10.4.	Системы анализа и обработки изображений

Задачи анализа и обработки изображений занимают важное мес-
то в научных исследованиях, технике и технологии. Большое внима-
ние, которое в настоящее время уделяется проблемам комплексной
обработки изображений в различных областях народного хозяйства,
обусловлено чрезвычайным многообразием практических задач, в
которых в качестве объекта исследования используются изображе-
ния. Необходимость в обработке и анализе изображений возникает
при изучении природных ресурсов Земли из космоса, управлении
движущимися объектами, визуализации невидимых изображений,
распознавании образов, количественной оценке параметров объек-
тов и т. п.

Измерение геометрических характеристик объектов, находящих-
ся в поле изображения, сводится к измерению координат, длины
прямолинейных и криволинейных отрезков, площадей. В большинст-
ве случаев эти измерения связаны с необходимостью фиксации оп-
тической плотности или яркости фрагментов исследуемого изобра-
жения.

Обобщенная модель исследуемого объекта в поле изображения
может быть представлена в виде зависимости яркости, коэффициен-
та отражения, коэффициента прозрачности или поглощения как
функции координат х, у в поле изображения. В качестве примера
на рис. 10.3 показана модель объекта — изображение светлого
пятна на темном фоне, который приводит к гауссовой функции
р(х, у), отражающей характер распределения освещенности в поле
изображения (объект исследуется «на отражение», р — коэффици-
234
ния

ент отражения). Центральная часть объекта, как видно из рис. 10.3,
обладает большим коэффициентом отражения, чем периферийная.
Зависимость р(х, у) создает картину изображения объекта при
визуальном исследовании и является предметом измерений при
количественном анализе.

Измеряемыми параметрами изображения являются размер
площадь и периметр Гр
объекта исследований в пре-
делах видимого контура или
на заданном уровне коэффи-
ента отражения 0, как указа-
но на рис. 10.3, максималь-
ный коэффициент отражения
ртах, зависимость величины
Р вдоль выбранного направ-
ления, например р (ф) (фото-
метрическая кривая), коор-
динаты х0, уо объекта в поле
изображения и др.

В ряде случаев в качест-

ве измеряемых параметров

используют проекции линейных размеров исследуемых
на координатные оси плоскости

rs/SB и др.

Измерение перечисленных

Рис. 10.4. К принципу измерения
размеров объектов

объектов

сканирования, коэффициент формы

параметров фрагментов изображения
основано на использовании функ-
циональной связи между этими па-
раметрами, временными и амплитуд-
ными характеристиками сигналов
изображений. Как видно из рис. 10.4,
координата xIt- левой границы объ-
екта в строке i связана с временным
положением /ц фронта сигнала изо-
бражения, соответствующего этой
строке растра, соотношением хц =
= vxtIi, где vx — скорость перемеще-
ния сканирующего элемента в
плоскости изображения в на-
правлении оси х. Соответственно
координата х21 правой границы
X2i = vxt2i, а размер объекта в этой
строке (размер хорды) /,=Х2,—Хц=

= vx(t2i—>t\i)=-vxxi, где тг- —длитель-
ность импульса, сформированного в
строке i растра.

1 аким образом, измерение длительности временного интервала
т,- приводит к определению длины отрезка /, при заданных скорости
развертки vx и коэффициенте увеличения оптической системы. Не-
трудно видеть, что часть площади S, объекта в строке сканирования
i составляет S, = ltg6 = Vxg^Xi, где — ширина строки (расстояние
между смежными строками). Площадь всего объекта может быть
п

определена как S = vxg()'^Xi, где t=l—строка, соответствующая
<=1

пересечению сканирующим элементом исследуемого объекта; п —
полное число строк растра, перекрывающих этот объект.

Следовательно, измерение координат и длины прямолинейных
отрезков в направлении сканирования, а также площадей объектов

сводится к измерению длительно-
сти сигналов изображения в на-
правлении сканирования. Измере-
ние координат и длины прямоли-
нейных отрезков в направлении
вертикальной развертки (оси у)
сводится к определению числа

строк растра, перекрывающих со-
Рнс. 10.5. Функциональная схема ответствующий линейный отрезок,
измерения размеров	Рассмотренные принципы из-

мерений могут быть реализованы
с помощью функциональной схемы, показанной на рис. 10.5. Сиг-
налы изображения u(t) поступают на пороговое устройство (П),
формирующее двоичный сигнал, соответствующий заданному уров-
ню коэффициента отражения р, и далее на схему выбора (СВ) из-
меряемого фрагмента изображения. При измерении размеров эта
задача решается с помощью генератора Г! прямоугольных импуль-
сов, фиксирующих на экране видеоконтрольного устройства строку
(например I, как показано на рис. 10.4) и ориентировочные коор-
динаты измеряемого отрезка, а при измерении площадей — «зону
интереса», охватывающую весь интересующий исследователя объ-
ект. Выбранная указанным способом последовательность прямо-

угольных импульсов при измерении горизонтальных размеров и
площадей сопоставляется в логической схеме И с последовательно-
стью калиброванных по частоте следования счетных импульсов, по-
ступающих с выхода генератора Г2. Таким образом число импуль-
сов, поступающих на счетчик (Сч) импульсов, оказывается пропор-
циональным длине измеряемого отрезка /, или площади S выбран-
ного фрагмента изображения.

При построении измерительных систем решающее значение
приобретают вопросы обеспечения требуемой точности измерений.

Топологические характеристики. Топологическими называются
свойства, инвариантные к так называемым резинообразным преоб-
разованиям. Если представить плоскость изображения в виде рези-
новой пленки и после формирования на ней изображения подверг-
нуть пленку деформации, то топологические характеристики объек-
тов и всего изображения не должны изменяться независимо от вида
деформации. Очевидно, что такие характеристики, как размеры,
расстояния, углы, площади, не могут быть отнесены к топологиче-
ским. К топологическим относятся такие характеристики, как число
объектов в заданном поле сканирования, связность и соответствую-
щее число одно-, двух-, трехсвязных и т. д. объектов, число пересе-
чений и др.

Важнейшей топологической характеристикой является связность.
В теории распознавания образов связным компонентом множества
считают такое его подмножество, в котором любые две точки мо-
гут быть соединены кривой, целиком
ству. По принципу связности факти-
чески формируется представление об
отдельном объекте в поле изображе-
ния. В подмножестве связных компо-
нентов могут быть объединены эле-
менты изображения по признаку пре-
вышения заданного порога яркости
(формируются изоденсы — линии рав-
ной яркости), по признаку равной цвет-
ности и т. д. В качестве примера на
рис. 10.6 представлено изображение с
объектами, сформированными из трех
связных компонентов: а, b и с (фон).

Если выделенное подмножество

включает другие связные компоненты,
то их называют дырами этого подмножества; любой элемент дыры
находится внутри выделенного подмножества. Если выделенное
подмножество связное и не имеет дыр, его называют односвязным;
при наличии дыр подмножество называют многосвязным.

Топологические характеристики используются при описании
объектов в качестве признаков для их классификации, в системах
распознавания образов и др. Для решения указанных задач топо-
логические характеристики используются совместно с метрически-
ми, а в некоторых случаях — и с динамическими.

Если трудности, возникающие при измерении метрических ха-
рактеристик, при определении топологических параметров снима-
ются полностью (например, влияние нелинейности сканирования)
или существенно снижаются (например, влияние нелинейности
амплитудных характеристик системы), то возникают значительные
проблемы, связанные непосредственно с самой природой дискрет-
ности растра как в вертикальном, так и в горизонтальном направ-
лении (в случае использования двумерной дискретизации изобра-
жения).

При сканировании изображения от каждого выделенного по
связности объекта формируется несколько импульсов сигнала изо-
бражения (в различных строках). Число этих сигналов определя-
ется соотношением размера объекта и шага разложения. Большин-
ство известных методов счета объектов основаны на использова-
нии принципа распознавания сигнала «первой встречи» разлагаю-
щего элемента с объектом и автоматического счета этих сигналов,
число которых оказывается равным числу объектов в поле изо-
бражения.

Для объектов сравнительно простой формы (круглых, оваль-
лых, прямоугольных и т. п.) задача решается путем сопоставления
временного положения видеоимпульсов в смежных строках. Равен-
ство с заданной точностью моментов начала и конца видеоимпуль-
сов свидетельствует о том, что эти сигналы порождены одним
объектом и могут быть исключены из счета. Сигнал «первой встре-
чи» разлагающего элемента с объектом распознается по признаку
отсутствия сигнала с близкой по значению координатой (во вре-
менной области) в предыдущей строке. Такой сигнал подается на
счетчик.

Изложенное иллюстрирует рис. 10.6, где сигналы изображения,
соответствующие строкам i, t'+l, t + 2, ..., условно показаны штри-
ховыми линиями. Сопоставление сигналов строк i и t+1 свидетель-
ствует об отсутствии корреляции во временном положении импуль-
сов смежных строк (в этом случае сигнал поступает на счетчик
импульсов). Сопоставление сигналов последующих смежных строк
i+1 и t + 2; i+2 и i + 3, ... показывает существенную корреляцию во-
временном положении видеоимпульсов, что свидетельствует о при-
надлежности этих сигналов одному объекту (такие сигналы счетчи-
ком не регистрируются). Таким образом, счетчиком импульсов ре-
гистрируется только сигнал «первой встречи», т. е. каждый объект
в поле изображения. Для формирования одновременных сигналов
смежных строк в системах с построчной разверткой используют
цифровое запоминающее устройство с емкостью, соответствующей
числу элементов изображения в одной строке.

Измерение динамических характеристик. К динамическим ха-
рактеристикам относят скорости перемещения объектов в поле изо-
бражения, направления перемещения и траектории движения объек-
тов, распределение скоростей в потоках движущихся объектов, ди-
намику изменения размеров фрагментов, а также окраски объектов
и др.

С изучением динамических характеристик связан анализ движу-
щихся объектов как черно-белых, так и цветных изображений. При-
мерами таких изображений и задач измерения их динамических
характеристик могут служить: изучение скоростей и траекторий
движения кровотока в микрососудах, измерение скоростей и взаим-
ных траекторий перемещения транспортных средств, перемещения
участков отдельных органов в рентгенодиагностике и др.

Ряд методов, используемых в сканирующих системах для изме-
рения скоростей движущихся объектов, основан на корреляционных
принципах измерения. Эти методы явились естественным развитием
принципов измерения, использовавшихся в одномерных устройствах.
В системах, основанных на измерении взаимокорреляционной функ-
ции, путем стробирования сигналов изображения исследуются два
фрагмента изображения, расположенные один за другим в направ-
238
лении перемещения изучаемых объектов в поле сканирования (/ и
2 на рис. 10.7, а). Сигналы и u2(t), соответствующие выбран-
ным фрагментам, поступают на коррелятор, который вычисляет
взаимную корреляционную функцию

т

К (т)	-у-	— т) ц2 (О dt,

о

где т — время задержки сигнала

Если сигналы ut(t) и u2(t) соответствуют стационарному слу-
чайному процессу, то максимум взаимной корреляционной функции
'tmax = d/v, где d— расстояние между выбранными фрагментами;
v — скорость движения потока объектов (или поверхности объекта)
(рис. 10.7, б). Таким образом, измерение величины ттах приводит к
определению скорости движения одиночного объекта или потока
частиц в выбранном направлении.

Рис. 10.7. К принципу измерения скоростей объектов

Методы, аналогичные рассмотренному, используются в устрой-
ствах для измерения скорости потока крови в микрососудах.

В случае измерения текущих значений скоростей и направлений
движения квазиоднородных потоков могут быть использованы взаи-
мокорреляционные методы измерения с тремя выбранными фраг-
ментами стробирования (1—3 на рис. 10.7, а) с целью измерения
составляющих вектора скорости vx и vy, последующего определе-
ния текущего значения скорости у и ее направления в плоскости
сканирования.

Для измерения скорости перемещения неоднородных потоков
используется метод, основанный на измерении корреляционной
функции сигнала и его спектральной плотности.

Измерение характеристик цветных изображений. Как было по-
казано в гл. 2, цвет может быть представлен вектором в некотором
трехмерном пространстве, называемом цветовым пространством.
В процессе анализа и проектирования телевизионных систем для
оценки цветности частот используют колориметрическую систему
преобразования изображения. Координатами цветности в такой си-
стеме являются величины

_	“1	“2

т—------------, п =------------,

+ u2 + u3	И1 + и2 + «3

которые определяются цветоделенными сигналами и\, и2 и и2.
Сформируем в плоскости цветового графика прямоугольное ок-
но вида
4

Yп) = /\ [a'ljiiifm, n)-\-a,2jii2(rn, n)-\-a,3jT (т, /г)>0]= 1,
где через [Рг/] обозначено отображение, которое ставит в соответ-
ствие истинным предикатам Рг,‘ некоторую функцию Yj(m, п) = 1,
а ложным Yj(m, п)=0; ац‘, а21л, atf— коэффициенты, определяю-
щие координаты и размер окна Я/; U\(m, п), и2(т, п), Т(т, п) —
цветоделенные сигналы и модуль цветности, соответствующие эле-
менту изображения с цветностью т, п.

Рис. 10.8. Алгоритм анализа цветных изображений

Указанная процедура — цветовая фильтрация — реализуется с
помощью цифрового фильтра, на выходе которого в процессе ска-
нирования формируется двоичный сигнал Yj(t), причем Уу(/) = 1 в
моменты времени, когда сканируемый участок изображения имеет
цветность, принадлежащую окну Hh и Yj(t) =0 во всех других слу-
чаях. С помощью такого сигнала в координатной области может
быть сформировано двоичное изображение



/(х, y)t=Hj,
f(x,

Аналогично могут быть сформированы двоичные изображения,
соответствующие другим окнам в плоскости цветового графика, т. е.
с помощью набора фильтров 1, 2, ..., /, ..., i цветное изображение мо-
жет быть представлено в виде серии из i двоичных ахроматических
изображений: f(x, y)^>-{Y\(x, у), Y2(x, у), Yi(x, у)}.

Формирование указанными способами одного или системы дво-
ичных изображений позволяет свести дальнейшую процедуру ана-
лиза цветного изображения к известным алгоритмам исследования
геометрических характеристик — распределений объектов по раз-
мерам W(l), площадям ^(S), периметрам №(Г) и т. д.; топологи-
ческих характеристик — распределений фрагментов изображений
по порядку узловых точек W(K), по связности W(q), ранжирова-
нию и т. д. и динамических характеристик совокупности объектов —
распределений по скоростям движения №(и), направлениям движе-
ния К'Чф).

В процессе комплексного анализа цветного изображения иссле-
дование может быть дополнено изучением статистических харак-
теристик изображения: распределения элементов изображения по
яркости W(L) и цветности W(m, п). Алгоритм количественного ана-
лиза цветных изображений приведен на рис. 10.8.

Рассмотренный алгоритм анализа цветного изображения реали-
зует разбиение его на систему изохромных компонентов. В процес-
се такого анализа решаются задачи количественного исследования
цветовых параметров изображения и анализа геометрических, топо-
логических и динамических характеристик сформированных двоич-
ных изображений.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Современное телевидение — динамично развивающееся научно-
техническое направление. Развитие телевидения диктуется, с одной
стороны, расширяющимися сферами его применения, с другой —
обогащением технических возможностей благодаря внедрению мик-
ропроцессорной и вычислительной техники, совершенствованию тех-
нологии производства радиоэлектронной аппаратуры. Вещательное
телевидение стало самым массовым средством информации, аудито-
рия телезрителей близка к насыщению, поэтому развитие парка
телевизоров в ближайшие годы будет происходить в форме замены
устаревших моделей более совершенными. Парк же передающей
аппаратуры продолжает интенсивно развиваться по пути не только
ее совершенствования, но и количественного роста. Значительную
роль в этом процессе занимает увеличение числа комплексов видео-
журналистики. Благодаря развитию аппаратуры видеожурналисти-
ки будет расширяться число передаваемых с помощью телевидения
событий. В телевизионном вещании продолжает возрастать роль
цифровой техники, которая не только способствует улучшению ка-
чества телевизионного изображения, обогащает телевизионные
передачи новыми спецэффектами, но и поднимает на более высокую
ступень технологию телевизионного вещания.

Объединение сети телевизионного вещания, справочно-информа-
ционной сети и телевизора с персональной ЭВМ, развлекательными
устройствами типа телевизионных игр и видеомагнитофонов расши-
рит сферу использования телевидения в быту.

Не менее перспективно развитие прикладного телевидения. Циф-
ровые методы обработки сигналов изображения, фотоэлектрические
преобразователи на ППЗ-матрицах, полупроводниковые устройст-
ва кадровой памяти, статистические методы кодирования и переда-
чи сигналов изображения открывают широкие возможности для
создания быстродействующих комплексов анализа и обработки изо-
бражений для исследования природных ресурсов Земли, изучения
поверхности других планет, медицинской и технической диагности-
ки, построения систем наблюдения и контроля для различных об-
ластей народного хозяйства.

Синтез систем на базе телевизионных и цифровых вычислитель-
ных устройств создал предпосылки решения на уровне промышлен-
ных разработок задачи «очувствления» роботов. В проблеме созда-
ния интеллектуальных роботов, способных действовать автономно
в условиях априорно неопределенных (транспортных, промышлен-
ных— для обслуживания гибких автоматизированных производств
и др.), задача обеспечения их техническим зрением стоит в ряду
242
первостепенных. Решение этой задачи связано с созданием специа-
лизированных преобразователей свет — сигнал, разработкой про-
грамм обработки зрительной информации, созданием устройств
памяти большой емкости и др. Естественные трудности в деле соз-
дания подобных сенсорных систем связаны с требованиями мини-
мальных массы и габаритов при приемлемой их стоимости и на-
дежности.

Приведенные здесь примеры лишь иллюстрируют практически
безграничные перспективы развития телевизионной техники и рас-
ширения сферы ее применения, показывают, что роль телевидения
в ускорении научно-технического прогресса нашей страны возрас-
тает.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

I.	Телевидение/Под ред. В. Е. Джаконии,—М.: Радио и связь, 1986.—456 с.

2.	Самойлов В. Ф., Хромой Б. П. Телевидение.— М.: Связь, 1979.— 400 с.

3.	Зубарев Ю. Б., Глориозов Г. Л. Передача изображений.— М.: Радио и
связь, 1982.— 224 с.

4.	Прэтт У. Цифровая обработка изображений: Пер. с англ./Под ред.
Д. С. Лебедева.— М.: Мир, 1982. Кн. 2.— 480 с.

5.	Быков Р. Е., Гуревич С. Б. Анализ и обработка цветных и объемных изоб-
ражений.— М.: Радио и связь, 1984,—248 с.

6.	Красильников Н. Н. Теория передачи и восприятия изображений.— М.:
Радио и связь, 1986.— 248 с.

7.	Джадд Д., Вышецки Г. Цвет в науке и технике: Пер. с англ./Под ред.
Л. Ф. Артюшина.— М.: Мир, 1978.— 592 с.

8.	Новаковский С. В. Цветное телевидение.— М.: Связь, 1975.— 376 с.

9.	Певзнер Б. М. Системы цветного телевидения.— Л.: Энергия, 1969.— 232 с.

10.	Рыфтии Я. А. Телевизионная система (теория).— М.: Сов. радио, 1967.—
272 с.

11.	Видиконы с окисно-свинцовой мишенью для цветного телевидения/
Г. С. Вильдгрубе, М. А. Калантаров, В. А. Козлов и др.//Техника кино и теле-
видения. 1981. № 1. С. 38—42.

12.	Гершберг А. Е., Вишневский Г. И. Многосигнальные видиконы.— Л/.
Энергоатомиздат, 1983.— 144 с.

13.	Секеи К., Томпсет М. Приборы с переносом заряда: Пер. с англ./Под
ред. В. В. Поспелова и Р. А. Суриса.— М.: Мир, 1978.— 328 с.

14.	Гарб М. Г. Синхронизация в телевидении.— М.: Радио и связь, 1982.—
192 с.

15.	Лукьянченко Я. И. Система централизованной синхронизации ОТЦ//Тех-
ника кино и телевидения. 1969. № 6. С. 33—37.

16.	Цифровое кодирование телевизионных изображений/Под ред. И. И. Цук-
кермана.— М.: Радио и связь, 1981.— 240 с.

17.	Методы передачи изображений: Пер. с англ./Под ред. Л. С. Виленчика.—
М.: Радио и связь, 1983.— 264 с.

18.	Цифровое телевидение/Под ред. М. И. Кривошеева.— М.: Связь. 1980.—
264 с.

19.	Техника магнитной видеозаписи/В. И. Пархоменко, А. В. Гончаров,
В. И. Лазарев, А. Б. Штейн.— М.: Энергия, 1978.— 399 с.

20.	Брацлавец П. Ф., Росселевич И. А., Хромов Л. И. Космическое телевиде-
ние.— М.: Связь, 1973.— 248 с.

21.	Быков Р. Е., Киврии В. И., Лысенко Н. В. Системы учебного телевиде-
ния.— М.: Радио и связь, 1987.— 80 с.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ

Адаптация 18

Аккомодация 17

Анализ изображения 13, 229, 234

Апертура 44

Восприятие яркости 20

Видеомагнитофон 189

Видикон 86

многосигиальиый 95

Выпадения сигнала 208

Гамма коррекция 62, 114

Гистограмма яркости 15

Градации

цветовые 61

яркости 20, 62

Диаграмма цветовая 33, 35, 40

Диск Нипкова 43

Дискретизация

изображения 10, 57

сигнала 169, 172

Диссектор 79

Демультиплексор 175

Желтое пятно 17

Закон Вебера — Фехнера 20, 61, 74

— Тальбота 60, 218

Зеркало дихроическое 111

Зрение цветовое 27

Зрительное восприятие 16

Изображение

ахроматическое 9

двоичное 10

динамическое 9

дискретное 10

квантованное 10

монохроматическое 9

объемное 9

плоское 9

статическое 9

телевизионное 10

цветное 9

Инерционность 26, 59, 90, 92

Искажения

временные 201

геометрические 12

Кадр 46

Камера передающая 109

Качество изображения 12

Квантование сигнала 169, 172

Кинескоп

компланарный 225

масочный 217, 222

Кодирование

с предсказанием 186

с преобразованием 186

частотное 97

частотно-фазовое 98

Колориметрия 29

Компенсация выпадений 208

Компонентная видеозапись 215.

Конвергенция 41

Контраст

изображения 11, 60, 220

цветовой 61

Координаты

цвета удельные 34, 37

цветовые 29, 31

цветности 32, 33, 35

Корректор апертурный 122

Коррекция искажений

временных 203

перекрестных 130

Корреляционная функция 161

Коэффициенты

трехцветные 32, 33, 35

яркостные 31

Кремникон 94

Кривая относительной видности гла-
за 19

Люминофор 218, 221

Маска

теневая 223

щелевая 225

Модули цветов 29, 31

Мультиплексор 176

Накопление заряда 82

Нелинейность развертки 47

Неэффективность переноса 104

Обработка изображения 13

Острота зрения 22

Отношение сигнал-шум 11

Плюмбикон 91

Поднесущая цветовая 68

Предыскажения

высокочастотные 124

низкочастотные 123

сигналов синхронизации 161

Преобразования временные 182

Преобразователь

аналого-цифровой 171, 172

фотоэлектрический 78

цифроаналоговый 174

Приборы с переносом заряда 101

Приемник телевизионный 136

Принцип накопления заряда 82

Пространство цветовое 31
Развертка
изображения 42
механическая 43
построчная 46
чересстрочная 46, 76
шаговая 47

Размер изображения 11, 47, 77

Разрешающая способность 22, 57

Самосведение 226

Сведение электронных пучков 224
Светоделение ПО

Светофильтр полосковый 97, 99, 118

Селектор
амплитудный 151
широкополосных сигналов 157

Сигнал
полный цветовой телевизионный
122, 131
синфазный 138
синхронизации 146, 160
синхронный 138
сложный 157
цветности 122
цветоразностный 70, 72
цифровой 171
яркости 70, 113

Синхронизатор 143

Синхронизации 138
Система

рентгенотелевизионная 252
телевизионная 7

Спектр
дискретного сигнала 170
пространственных частот 49
сигналов синхронизации 161
частот сигнала изображения 66

Тон цветовой 36

Треугольник цветовой 31, 222

Уравнение цветовое 29

Устройство
декодирующее 131
кодирующее 126
памяти 176

Фильтр

нерекурсивный 181
оптимальный 158
режекторный 134, 160
рекурсивный 181
цифровой 178
цветности 240

Фильтрация изображения
апертурно-временная 51
апертурно-растровая 57
апертурно-частотная 54
пространственная 51
цветовая 240

Фокусировка 217

Формат

записи 189

изображения 11, 47, 76

Характеристики
амплитудные 62
апертурные 51, 54, 57
геометрические 234
динамические 238
переходные 51
свет — сигнал 89
спектральные 63, 222
топологические 236
цветовые 239

Цвет 27

Цвета основные 29

Цветность 32

Цветовоспроизведение 11

Цветокорректор матричный 65, 117

Частота

биений 58

кадров 48, 76

мельканий 26, 76

полей 76

Четкость изображения 11, 72

— — кажущаяся 25, 74 ^

Чувствительность 18, 62, 80

Экран 218, 221, 227

Элемент изображения 44

Яркость изображения 11
Предисловие.........................................................

Глава 1. Изображение................................................

§ 1.1.	Электромагнитное излучение как переносчик информации . . .

§ 1.2.	Классификация изображений.................................

§ 1.3.	Телевизионное изображение................................

§ 1.4.	Изображение — объект исследования.........................

Глава 2. Зрительное восприятие......................................

§ 2.1.	Зрительная система человека...............................

§ 2.2.	Световая чувствительность глаза...........................

§ 2.3.	Восприятие яркости и число различимых градаций............

§ 2.4.	Разрешающая способность глаза.............................

§ 2.5.	Восприятие мерцающих изображений..........................

§ 2.6.	Цветовое зрение..........................................

§ 2.7.	Цветовые измерения и расчеты..............................

§ 2.8.	Объемное восприятие пространства..........................

Глава 3. Основы телевизионной передачи изображений..................

§ 3.1.	Принципы передачи информации о яркости и цвете............

§ 3.2.	Основные параметры последовательного разложения...........

§ 3.3.	Спектр пространственных частот изображения................

§ 3.4.	Пространственная фильтрация изображения в телевизионной си-
стеме ...........................................................

§ 3.5.	Временная фильтрация изображения в телевизионной системе

§ 3.6.	Амплитудная характеристика и чувствительность телевизионной
системы..........................................................

§ 3.7.	Спектральные характеристики телевизионной системы.........

§ 3.8.	Частотный спектр сигнала изображения......................

§ 3.9.	Сигналы цветного телевидения..............................

§ 3.10.	Выбор параметров разложения..............................

Глава 4. Фотоэлектрические преобразователи..........................

§ 4.1.	Фотоэлектрические преобразователи мгновенного действия . . .

§ 4.2.	Принципы накопления зарида................................

§ 4.3.	Устройство и принцип действия видикона....................

§ 4.4.	Видиконы с оксидно-свинцовой мишенью......................

§ 4.5.	Кремниконы................................................

§ 4.6.	Многосигнальные видиконы..................................

§ 4.7.	Преобразователи изображений на базе ППЗ-структур..........

§ 4.8.	Принципы построения линейных и матричных ППЗ-преобразова-
телей ...........................................................

Глава 5. Принципы построения телевизионных систем и устройств . . . .

§ 5.1.	Вещательные телевизионные системы.........................

§ 5.2.	Передающие камеры цветного телевидения....................

§ 5.3.	Параметры полного цветового телевизионного сигнала в систе-
ме SECAM.........................................................

§ 5.4.	Кодирование сигналов......................................

3

7

7

9

10

13

16

16

18

20

22

25

27

29

41

42

42

44

49

51

59

60

63

65

70

72

78

78

82

86

91

94

95

101

106

ЮГ

107

109

122

126
§ 5.5.	Декодирование сигналов.................................... 131

§ 5.6.	Телевизионный приемник.................................... 136

Глава 6. Синхронизация в телевизионных системах...................... 138

§ 6.1.	Временное согласование процессов в телевизионной системе . .	138

§ 6.2.	Управление частотой и фазой процессов с помощью синхронизи-
рующих импульсов................................................. 139

§ 6.3.	Временное преобразование несинхронных телевизионных сигна-
лов в синхронные................................................ 142

§ 6.4.	Амплитудная селекция	сигналов	синхронизации............... 150

§ 6.5.	Селекция и обработка сложных	сигналов	синхронизации ....	157

.Глава 7. Цифровая обработка сигналов изображения.................... 168

§ 7.1.	Кодирование телевизионных сигналов........................ 168

§ 7.2.	Устройства цифровой обработки сигналов.................... 172

§ 7.3.	Временные преобразования цифровых сигналов................ 182

§ 7.4.	Кодирование сигналов изображения с учетом статистических
связей........................................................... 185

.Глава 8. Системы видеозаписи........................................ 189

§ 8.1.	Принципы магнитной записи сигналов изображения............ 189

§ 8.2.	Преобразование телевизионного сигнала в режимах записи и
воспроизведения....................................'............. 193

§ 8.3.	Обработка сигнала, воспроизводимого видеомагнитофоном . . .	201

§ 8.4.	Использование видеомагнитофонов в вещательном телевидении 211

Глава 9. Устройства воспроизведения изображений...................... 217

§ 9.1.	Принципы воспроизведения изображений...................... 217

§ 9.2.	Люминесцентные экраны..................................... 218

§ 9.3.	Трехлучевой масочный кинескоп............................ 222.

§ 9.4.	Кинескоп с компланарным расположением прожекторов ....	225

§ 9.5.	Плоский экран............................................. 227

Глава 10. Телевидение в народном хозяйстве........................... 228

§ 10.1.	Классификация и области использования телевидения........	228

§ 10.2.	Системы наблюдения, контроля и обучения.................. 231

§ 10.3.	Системы обнаружения и визуализации....................... 232

§ 10.4.	Системы анализа и обработки изображений...................234

Заключение...........

Список литературы . .
Предметный указатель

242

244

245
РЕ. Быков,
В.М.Сигапов,
ГА.Эйссенгардт

еле
идение

s^an бу (ВЛ И2