БИБЛИОТЕКА ПО АВТОМАТИКЕ
Выпуск 257
В. И. КАРПОВ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ
КОМПЕНСАЦИОННЫЕ
СТАБИЛИЗАТОРЫ
НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
Издание второе,
переработанное и дополненное
«ЭНЕРГИЯ»
МОСКВА 1967

6П2.154 + 6П2.151
К 26
УДК 621.316.722.1.
РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ:
И. В. Антик, А. И. Бертинов, С. Н. Вешеневский, А. А. Воронов,
Д. А. Жучков, Л. М. Закс, Н. Е. Кобринский, В. С. Малое,
В. Э. Низе, О. В. Слежановский, Б. С. Сотсков, Ф. Е. Темников,
А. С. Шаталов
Карпов В. И.
К 26 Полупроводниковые компенсационные ста-
билизаторы напряжения и тока, изд. 2-е, перера-
ботанное и дополненное. М., «Энергия», 1967.
176 с. с илл. (Б-ка по автоматике. Вып. 257)
В книге в доступной форме описаны теория, расчет, конструи-
рование и конкретные схемы полупроводниковых стабилизаторов
напряжения и тока. Известный материал дополнен вопросами на-
дежности полупроводниковых стабилизаторов и применения прин-
ципа самонастройки для улучшения характеристик. Приведены
практические схемы стабилизаторов, их качественные показатели
и спецификации.
Книга рассчитана на широкий круг инженерно-технических
работников, занимающихся проектированием и применением ста-
билизаторов в приборостроении, вычислительной и измерительной
технике, автоматике, ядерной физике и других отраслях науки и
техники.
3-3-13
21^07 6П2.154 + 6П2.151
КАРЛОВ ВСЕВОЛОД ИВАНОВИЧ
Полупроводниковые компенсационные стабилизаторы напряжения
и тока
Редактор А. А. Каплер
Художественный редактор Д. И. Чернышев
Технический редактор В. В. Зеркаленкова
Корректор Е. X. Горбунова
Сдано в набор 1/VI 1967 г. Подписано к печати 27/IX 1967 г. Т"1?61§
Формат 84х 108»/» Бумага типографская № 2
Усл. печ. л. 9,24 Уч.-изд. л. 12 06
Твраж 20 ООО экз. Цена 60 коп. Заказ 296
Издательство .Энергия". Москва, Ж-П4, Шлюзовая наб., 10.
Московская типография № 10 Главполиграфпрома
Комитета по печати при Совете Министров СССР.
Шлюзовая наб., 10.

ПРЕДИСЛОВИЕ КО ВТОРОМУ ИЗДАНИЮ
За сравнительно короткое время, прошедшее со времени выхода
первого издания, произошел значительный прогресс в области полу-
проводниковых стабилизированных источников питания.
Получили широкое развитие параллельные стабилизаторы
с обратной связью, различные схемы защиты от перегрузок, а также
стабилизаторы тока. Применение принципа самонастройки открыло
возможности повышения эффективности полупроводниковых стаби*
лизаторов.
Значительный успех достигнут также в области конструирова-
ния. Появились модульные и децентрализованные стабилизирован-
ные источники, стабилизаторы с программным управлением и т. п.
В результате возникла необходимость в новом издании книги,
которое отразило бы происшедшие изменения. Вошедший в него
первоначальный материал переработан и дополнен автором с учетом
указанных достижений в области теории и практики. Существенно
обновлен также раздел с описаниями практических схем стабили*
заторов.
Автор

Глава первая
ОСНОВНЫЕ понятия И ЗАВИСИМОСТИ
1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ СТАБИЛИЗАТОРА
В -современной науке и технике находят самое широкое приме-
нение разнообразные источники постоянного тока и напряжения.
Они используются не только в качестве источников питания различ-
ных устройств, но также как эталонные и калибровочные источники
в измерительной технике и для многих других щелей.
К стабильности напряжений и токов, обеспечиваемой источни-
ком в различных условиях работы, предъявляются все более жест-
кие требования. Эти требования наиболее высоки в области .изме-
рительной и приборостроительной техники. Так, например, у источ-
ника калибровочного напряжения цифрового вольтметра класса 0,1
общая нестабильность напряжения не должна превышать 0,02%
(Л. 27]. В том же цифровом вольтметре выходное сопротивление
источника питания не должно превышать сотых долей ома, а пуль-
сации выходного напряжения — сотых долей процента. При этом
высокие требования предъявляются также и к абсолютной стабиль-
ности напряжения источника.
Улучшение указанных характеристик источника достигается пу-
тем применения стабилизаторов, выполненных на лампах, полупро-
водниках или других нелинейных элементах.
Большое распространение в настоящее время получили полу-
проводниковые стабилизаторы. Их преимуществами по сравнению
с другими стабилизаторами являются лучшая экономичность и на-
дежность, меньшие габариты и вес. Полупроводниковые стабили-
заторы незаменимы в случаях, когда необходимо стабилизировать
низкие напряжения при больших мощностях и импульсном харак-
тере нагрузки, а также при высоких требованиях к к. п. д., габари-
там и весу.
Полупроводниковые стабилизаторы наиболее широко применя-
ются в приборостроительной промышленности. Они не только ис-
пользуются в качестве узлов приборов, но также необходимы при
проектировании и наладке приборов и в процессе эксплуатации —
для ремонтных и поверочных работ.
Стабилизатором величины напряжения или тока принято назы-
вать устройство, включаемое в канал передачи энергии с целью
уменьшения относительных изменений этой величины при колеба-
ниях напряжения источника и сопротивления нагрузки. В после-
4

дующем тексте указанная величина на выходе стабилизатора будет
называться стабилизированной, а факторы, вызывающие ее измене-
ния,— воздействиями.
Колебания питающего напряжения и сопротивления нагрузки
являются в стабилизаторе основными воздействиями. Помимо нид,
в полупроводниковых стабилизаторах существенную роль играет
такое воздействие, как колебания температуры среды и элементов
схемы стабилизатора. Наконец, не менее существенным в ряде слу-
чаев является еще одно воздействие — старение элементов схемы,
т. е. необратимые монотонные изменения их параметров во времени.
При учете указанных воздействий в дальнейшем будем считать
их независимыми, что верно лишь в первом приближении. Однако
такое упрощение намного облегчает анализ, а вносимой при этом
погрешностью обычно можно пренебречь.
Помимо перечисленных выше воздействий в стабилизаторах
возможен целый ряд других, обычно менее существенных. К ним
относятся воздействия электрических и магнитных полей, излуче-
ний, влаги, атмосферного давления и т. п. Однако они мало влияют
на стабилизированную величину и учитываются лишь в специаль-
ных случаях.
2. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ СТАБИЛИЗАТОРА
Таким образом, стабилизированная величина А может быть
представлена как функция четырех независимых переменных —
питающего напряжения (7Вх, потребляемого нагрузкой тока /н,
температуры среды Т и времени t
A=f(UBX, /н, Г, i).
Приращения каждой независимой переменной вызывают соот-
ветствующие изменения величины А. Найдем это суммарное изме-
нение для стабилизатора напряжения, выражая малые приращения
через частные производные:
dUB dUB dUH dUH
dU» = m^dU»* + i^dI« + i^dT + ^dL (!>
Входящие в полученное выражение частные производные явля-
ются характеристиками стабилизирующей схемы. Частная производ-
ная dUHfdUBX представляет динамический коэффициент передачи
напряжения S со хода стабилизатора на выход (ошибочно называе-
мый иногда коэффициентом стабилизации). Частная производная
dUu/dln обычно называется динамическим ((дифференциальным)
выходным сопротивлением стабилизатора Явых, а частная производ-
ная dUH/dTH — температурным коэффициентом напряжения 0
(ТКН). В последующем тексте динамическое выходное сопротивле-
ние для краткости будет называться выходным сопротивлением.
Частная производная dUB/dt характеризует необратимый дрейф
напряжения за единицу времени из-за старения элементов. 'По ана-
логии с ТКН ее можно назвать временным коэффициентом напря-
жения V.
Каждая из перечисленных производных характеризует степень
передачи схемой соответствующего воздействия на выход. Чем мень-
ше величина производной, тем слабее nepeAaeTqa воздействие на
5

выход, тем лучше стабилизующие свойства схемы. Равенство
какой-либо производной нулю означает нечувствительность схемы
к соответствующему воздействию, иначе говоря — инвариантность ее
по отношению к этому воздействию. Стабилизатор, инвариантный
ко всем воздействиям, может быть назван идеальным.
Помимо величины, производная характеризуется еще знаком —
положительным либо отрицательным. При положительном знаке
приращение стабилизированной величины находится в фазе с при-
ращениями воздействующего фактора, а при отрицательном —
в противофазе. Например, в обычных стабилизаторах напряжения
динамический коэффициент передачи напряжения 5 положителен
(с ростом входного напряжения выходное также растет), а выход-
ное сопротивление i/?B ых отрицательно (с ростом нагрузочного тока
выходное напряжение уменьшается). Однако существуют и такие
схемы, в которых эти производные имеют другие, противоположные
знаки.
Заменяя в выражении (1) дифференциалы приращениями, най-
дем абсолютную величину изменения выходного напряжения при
заданных пределах приращений всех воздействующих факторов
Д[/н=5Л£/вх+#выХД/н+
4-0Д7>УД/=б. (2)
Очевидно, что все члены выражения должны складываться
алгебраически, т. е. с учетом знака каждого коэффициента (S,
Явых И Др.).
Величину б в общем случаем можно назвать полной абсолютной
нестабильностью выходного напряжения (или тока). Максимально
возможная величина нестабильности бмакс может «быть найдена
путем сложения всех членов выражения (2) по модулям. Однако
практически более точное значение бмакс получается при квадратич-
ном суммировании, поскольку вероятность самого неблагоприятного
сочетания всех воздействующих факторов падает с увеличением их
числа. Поэтому
«макс = V (5ДС/вх)2 + (Я вы*Д/н)2 + (вДГ)2 + (VM)*.
Рассмотренные выше частные производные являются характери-
стиками схемы стабилизатора безотносительно к величинам входных
и выходных напряжений и токов. Это затрудняет сравнение между
собой стабилизаторов, имеющих неодинаковые выходные напряже-
ния (или токи).
Поэтому для сравнительной оценки применяются относитель-
ные характеристики, которые могут быть названы частными коэффи-
циентами нестабильности. Наибольшее распространение получил
частный коэффициент нестабильности по входному (питающему)
напряжению.
Так, для стабилизатора напряжения этот коэффициент пред-
ставляет отношение процентного изменения выходного напряжения
к процентному изменению входного напряжения
АЕ/нД/н
l/e~"AtWlt/,x'
При этом величина коэффициента выражается в долях единицы
и чем она меньше, тем лучше стабилизирующие свойства рхемьд.

Однако чаще всего вместо Ни применяется обратный ему коэф-
фициент Ки
*«- AUa/UH '
В этом случае величина Ки превышает единицу, и чем она
больше, тем лучше стабилизирующие свойства схемы. Величину Ки
в литературе обычно .принято называть коэффициентом стабилиза-
ции ,по питающему напряжению, или просто коэффициентом стаби-
лизации. Коэффициент стабилизации широко используется в после-
дующих разделах как одна из основных характеристик стабилиза-
торов.
3. ЭЛЕМЕНТЫ И БЛОК-СХЕМА СТАБИЛИЗАТОРА
Основой стабилизатора является элемент, обладающий нелинейной
вольт-амперной .характеристикой. Нелинейность характеристики дает
возможность менять величину сопротивления в зависимости от ре-
жима, что необходимо для достижения эффекта стабилизации. На
блок-схемах стабилизаторов такое управляемое нелинейное солро-
тивление обычно называется регулирующим элементом РЭ.
Простейшие стабилизаторы состоят из одного РЭ, включаемого
непосредственно в силовую цепь, по которой напряжение или ток
поступают в нагрузку.
В общем случае РЭ может включаться как последовательно
с нагрузкой, так и параллельно ей, поэтохму различают соответствен-
но стабилизаторы последовательного и параллельного типов.
В зависимости от вида управления регулирующим элементом
различают стабилизаторы параметрические, компенсационные и ком-
бинированные (компенсационные с дополнительным параметриче-
ским уцравлением РЭ).
Параметрическими принято называть стабилизаторы, у которых
РЭ воздействует на стабилизируемую величину так, чтобы прибли-
зить ее к заданной величине без оценки их разницы. В таких стаби-
лизаторах контур управления РЭ является разомкнутым, т. е. нет
обратной связи с выхода стабилизатора на РЭ. Поэтому управляю-
щий сигнал не зависит от стабилизированного напряжения или тока.
Блок-схема параметрического стабилизатора приведена на
рис. 1,а. Типичными примерами параметрических стабилизаторов
являются газоразрядные и полупроводниковые стабилитроны.
Компенсационными принято называть стабилизаторы, у кото-
рых управляющий РЭ сигнал вырабатывается путем сравнения
стабилизированной величины с некоторой опорной. В этих стабили-
заторах контур управления РЭ замкнут за счет обратной связи
с выхода на гЭ> поэтому управляющий сигнал является функцией
стабилизированного напряжения (тока).
Такие стабилизаторы называют иногда стабилизаторами с об-
ратными связями. Они представляют собой типичный пример систе*
мы автоматического регулирования.
Блок-схема компенсационного стабилизатора представлена на
рис. 1,6. Помимо РЭ она содержит опорный источник Е и элемент
сравнения (измерительный) С. Схема включает также усилитель У,
поскольку управляющий сигнал обычно необходимо усиливать.
7

Источник
РЭ
на грузна
\
а)
Истдчнын
РЭ
Нагрузка
б)
Наконец, в комбинированных стабилизаторах РЭ управляется
двояко параметрически и через обратные связи. При этом параме-
трический сигнал может либо подаваться непосредственно на управ-
ляющий электрод РЭ, либо за-
мешиваться в канал обратной
связи (через схему сравнения
С или усилитель У).
Блок-схема такого стаби-
лизатора приведена на рис. 1,в.
Иногда комбинированными
принято называть компенсаци-
онные стабилизаторы, у кото-
рых в качестве опорных источ-
ников используются простей-
шие параметрические стабили-
заторы (стабилитроны).
Наличием или отсутствием
обратных связей в цепи
управления РЭ в значительной
мере определяются такие важ-
ные характеристики стабили-
затора как коэффициент ста-
билизации и динамическое со-
противление. Применением раз-
личных обратных связей (от-
рицательных и положитель-
ных) можно намного улучшить
как величину коэффициента
стабилизации, так и динами-
ческое сопротивление. Поэтому
приведенное выше разделение
стабилизаторов, по признаку
обратных связей имеет боль-
шое практическое значение.
Наиболее простыми, но и
наименее совершенными явля-
ются параметрические стабили-
заторы. Компенсационные схе-
мы обладают уже значительно
более лучшими характеристи-
ками. Однако наиболее совер-
шенными могут быть комбини-
рованные стабилизаторы.
Во всех трех типах ста-
билизаторов усилитель не яв-
ляется принципиально необ-
ходимым и в ряде случаев может отсутствовать. Кроме .того,
измерительный элемент довольно часто может объединяться с уси-
лительным. В качестве опорного источника могут применяться
не только источники напряжения, но также стабильные источники
других величин (высокочастотных колебаний, магнитного поля
и др.).
В заключение необходимо отметить, что приведенная выше
классификация стабилизаторов по видам управления РЭ и блок-
схемы учитывают одно воздействие'—колебания питающего напря-
Источник
Ж
нагрузна
1
УОС
с
в).
Рис. 1.
8

жения. При учете других воздействий (колебаний температуры, на-
грузочного тока и др.) блок-схемы могут принимать другой вид и
дополняться связями, соответствующими каждому воздействию.
0*
РЭ
а)
РЭ
4. ПАРАЛЛЕЛЬНАЯ И ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ
СХЕМЫ СТАБИЛИЗАЦИИ
Как было отмечено, регулирующий элемент может включаться
либо последовательно с нагрузкой, либо параллельно ей. В зависи-
мости от этого различают последовательную (сериесную) и парал-
лельную (шунтовую) схемы стабилизации напряжения Они пока-
заны, соответственно, на рис. 2,а и б. Отличием параллельной
схемы является также нали-
чие балластного сопротивления
/?б, включаемого между ис-
точником напряжения и регу-
лирующим элементом.
В общем случае парал-
лельный стабилизатор пред-
ставляет собой делитель из
соединенных последовательно
балластного i/?6 и нелинейного
г сопротивлений. Входное на-
пряжение подается на весь де-
литель, а нагрузка включается
параллельно нелинейному со-
противлению.
Типом применяемой схемы
определяются некоторые суще-
ственные характеристики полу-
проводниковых стабилизато-
ров — к', п. д., надежность и др.
Последовательное .включе-
ние РЭ применяется, главным
образам, в компенсационных
схемах стабилизации напряже-
ния. Последовательные схемы
обладают значительным к. п. д.
(порядка 0,6—0,7) и высокой
экономичностью, особенно в режиме холостого хода. Ввиду этих
достоинств такие стабилизаторы получили наиболее широкое рас-
пространение.
Однако весьма существенным недостатком последовательной
схемы является низкая надежность ее при токовых перегрузках
и коротких замыканиях на выходе. При этом стабилизатор, как
правило, выходит из строя вследствие теплового либо электрическо-
го пробоя регулирующего транзистора.
Для повышения надежности последовательных стабилизаторов
применяются специальные методы и устройства защиты, которые
будут описаны ниже в соответствующем разделе. Необходимость
защиты стабилизатора приводит к усложнению его схемы.
Параллельное включение РЭ применяется как в параметриче-
ских, так и в компенсационных схемах стабилизации напряжения.
При этом если параметрические схемы практически все выполня-
б)
Рис. 2.
9

ются параллельными, то компенсационные схемы параллельного
типа применяются пока гораздо реже.
Это объясняется более низким к. п. д. распространенных парал-
лельных схем (порядка 0,3—0,4) и низкой экономичностью их, осо-
бенно в режиме холостого хода. Однако в последнее время пред-
ложены принципиальные методы повышения к. п. д. параллельных
стабилизаторов и опубликован ряд практических схем с высоким
к. п. д. (они будут рассмотрены ниже). Такие схемы обладают
к. п. д. того же порядка, что и последовательные.
Важнейшим преимуществом параллельной схемы является вы-
сокая надежность ее при токовых перегрузках и коротких замыка-
ниях на выходе. При этом регулирующий транзистор переходит
даже в облегченный режим и перегрузке подвергается лишь бал-
ластное сопротивление. В параллельных схемах фактически не су-
ществует проблемы защиты от токовых перегрузок. Наряду с этим
стабилизирующие качества параллельных и последовательных схем
примерно равноценны.
Таким образом, параллельные схемы являются весьма перспек-
тивными ввиду более высокой надежности по сравнению с равно-
ценными по к. п. д. и стабилизации последовательными схемами.
5. КЛЮЧЕВОЙ РЕЖИМ СТАБИЛИЗАЦИИ
Управление мощностью, подаваемой в нагрузку 3, осуществля-
ется обычно при помощи регулирующего элемента 2, включаемого
между источником энергии / и нагрузкой (рис. 3,а).
При этом возможны два принципиально отличных режима ре-
гулирования — непрерывный и ключевой.
В непрерывном режиме регулирующий элемент работает как
управляемое сопротивление, и вся избыточная мощность источника
выделяется на нем. Рабочая точка при этом находится где-то на
среднем участке нагрузочной характеристики (например, в -точке А
на рис. 3,6) и может занимать любое промежуточное положение от
О' до Z. Такой режим характеризуется низким к. п. д. и необхо-
димостью применения элемента с большой допустимой мощностью
рассеивания.
4 В стабилизаторах с ключевым режимом используется другой
принцип регулирования поступающей в нагрузку мощности. В клю-
чевом режиме последовательный регулирующий элемент работает
как переключатель, который, периодически замыкаясь с периодом,
равным Г, пропускает ток / в течение промежутка времени Го,
а затем размыкается. Если при этом на вход ключевой схемы по-
дается постоянное напряжение е, то среднее значение мощности
Р£, пропускаемой в нагрузку, определяется как
Регулирование величины Р% достигается изменением отноше-
ния То/Т. Для автоматического регулирования времени То в зави-
симости от колебаний выходного напряжения стабилизаторы долж-
ны содержать цепь отрицательной обратной связи, включающую,
Ю

как обычно, опорный, измерительный и усилительный элементе,
а также специальные преобразователи напряжения рассогласо-
вания.
Эти преобразователи обычно осуществляют широтно-импульс-
ную (ШИМ) модуляцию импульса, управляющего регулирующим
элементом. Степень модуляции
определяется напряжением
рассогласования и усилением
цепи обратной связи.
В качестве широтного мо-
дулятора (ШМ) применяются
различные релаксационные ге-
нераторы, магнитные усилите-
ли с прямоугольной петлей
гистерезиса и др. Регулирую-
щим элементом могут служить
обычные транзисторы или ти-
ристоры.
Два типичных варианта
ключевого стабилизатора с ис-
пользованием ШИМ приведены
на рис. 3,б и г. Сглаживание
пульсаций выходного напря-
жения в таких стабилизаторах
осуществляется обычными LC-
фильтрами, включаемыми пос-
ле регулирующего элемента.
Элементами фильтра явля-
ются дроссель Дрфу конденса-
тор Сф и диод Дф. Примене-
ние диода Дф обязательно. Он
служит для создания контура,
по которому замыкается ток
дросселя после запирания ре-
гулирующего транзистора. При
отсутствии диода э. д. с. само-
индукции дросселя, приклады-
ваемая к переходу эмиттер —
коллектор регулирующего тран-
зистора, может возрасти до
недопустимой 'величины и вы-
звать пробой перехода.
Третий возможный вариант ключевого стабилизатора с так
называемым двухпозиционным регулированием приведен на
рис. ЗД (В нем колебания напряжения на конденсаторе С вызы-
вают срабатывания порогового модулятора ПМ (обычно — триггера
Шмитта), управляющего регулирующим транзистором Гр.
Коэффициент полезного действия схемы в ключевом режиме
сравнительно высок, так как потери на регулирующем элементе
незначительны. Эти потери мощности складываются из трех ком-
понент: потерь в выключенном состоянии, потерь во включенном
состоянии и потерь в период переключения. В случае идеального
переключающего элемента (например тумблера) первые две компо-
ненты равны нулю, а потери в период переключения определяются
свойствами транзистора и временем переключения.
11

Транзисторы как переключающие элементы близки к идеаль-
ным. В ключевом режиме рабочая точка транзистора попеременно
находится в положениях О' и Z (рис. 3,6), что соответствует от-
пертому и запертому состояниям.
В отпертом и запертом состояниях малая мощность рассеива-
ния обусловлена соответственно незначительной величиной напря-
жения насыщения £/Мин и тока коллектора /к.мин.
Поскольку регулирующим фактором в ключевых схемах явля-
ется время Го, они мало чувствительны к воздействию температуры
и изменению параметров транзисторов. Наряду с описанными до-
стоинствами ключевому режиму свойственны недостатки, ограни-
чивающие его применение. Важнейшие из них:
1) большие пульсации выходного напряжения и соответствен-
но требуемые громоздкие фильтры;
2) малое быстродействие, обусловливающее реакцию стабили-
затора лишь через полпериода;
3) плохие параметры при работе на динамическую (импульс-
ную) нагрузку.
Необходимость применения сглаживающих фильтров приводит
к тому, что в контур обратной связи оказываются включенными
реактивные элементы с большими постоянными времени. Наличие
таких инерционных звеньев вызывает значительные фазовые сдвиги
в цепи обратной связи, что делает схему стабилизатора неустой-
чивой. Вследствие этого усиление в цепи обратной связи во избе-
жание самовозбуждения схемы не может быть сделано высоким.
Таким образом, ввиду низкого усиления коэффициент стабилизации
импульсных стабилизаторов в принципе не может быть большим.
Вследствие резких отсечек тока при коммутации регулирую-
щего элемента и возможных переходных процессов импульсный
стабилизатор может явиться источником высокочастотных помех.
Эту особенность необходимо учитывать цри конструировании им-
пульсных стабилизаторов, особенно —■ сильноточных.
Свойственные ключевому режиму особенности делают стаби-
лизаторы с таким режимом работы наиболее перспективными
в случаях, где на первое место выступают требования высокой эко-
номичности и надежности, малых габаритов и малой чувствитель-
ности к колебаниям температуры. В первую очередь это относится
к разнообразным портативным и переносным конструкциям, пред-
назначенным для работы в сложных климатических условиях.
Кроме того, такие стабилизаторы могут с успехом применяться
для литания нагрузок типа накала радиоламп, где требования по
пульсациям и выходному сопротивлению имеют второстепенное
значение. Если же от стабилизатора требуется высокая точность
стабилизации и быстродействие, а к. п. д. и габариты не играют
решающей роли, предпочтительнее непрерывный режим стабили-
зации.
Более подробное описание ключевых стабилизаторов можно
найти в работах [Л. 12, 18, 223]. Детальный анализ ключевого ре-
жима стабилизации и его практических применений представляет
самостоятельную тему, освещение которой не входило в намере-
ния автора. Поэтому в настоящей книге рассмотрен лишь непре-
рывный режим стабилизации.
12

Глава вторая
СПЕЦИФИКА ТРАНЗИСТОРНЫХ
СТАБИЛИЗАТОРОВ
6. ТРАНЗИСТОР КАК ЭЛЕМЕНТ СТАБИЛИЗАТОРА
Схемы полупроводниковых стабилизаторов с обратной связью
в принципе аналогичны ламповым. Как показано выше, для схемы
стабилизатора с обратной связью характерным является наличие
измерительного и регулирующего элементов.
Измерительный элемент состоит из источника опорного на-
пряжения и делителя выходного напряжения, а регулирующий
элемент представляет собой нелинейное регулируемое сопротивле-
ние, в нашем случае — транзистор. Иногда делитель может отсут-
ствовать, тогда опорное напряжение сравнивается с полным выход-
ным напряжением.
Для улучшения параметров стабилизатора в схему, как пра-
вило, вводится еше усилитель сигнала рассогласования, называемый
обычно усилителем обратной связи (УОС). Поскольку он в прин-
ципе должен быть усилителем постоянного тока (УПТ), его часто
называют также УПТ.
В полупроводниковых стабилизаторах в качестве источника
опорного напряжения широко применяются полупроводниковые
стабилитроны, гальванические батареи, нормальные элементы,
а в некоторых случаях—газоразрядные стабилитроны и делители
напряжения, питаемые от стабилизированных выпрямителей.
В усилителях обратной связи в зависимости от специфики ста-
билизатора может быть использован широкий ассортимент мало-
мощных р-п-р и я-р-я-транзисторов, таких как П13—П16, МП 13—
МП 15, высоковольтные П25—П26, германиевые п-р-п типа П8 —
П11, кремниевые п-р-п типа П 1,01—П103, МП101—МП103, высоко-
частотные П401—П403 и др.
В качестве регулирующего элемента используются более мощ-
ные транзисторы типов * П201—П203, П213—П215, П601—П602,
а также самые мощные —П4, ПЗО2-нП304, П207—П210.
Применение в усилительном и регулирующем элементах тран-
зисторов разных типов проводимости (не имеющих ламповых ана-
логий) открывает новые возможности построения схем. Так, напри-
мер, в полупроводниковых стабилизаторах это позволяет включать
регулирующий транзистор как в положительную, так и в отрица-
тельную шины стабилизируемого напряжения.
Как уже упоминалось выше, нет принципиальных различий
между стабилизатором на лампах и на полупроводниках.
Однако в полупроводниковых стабилизаторах необходимо счи-
таться со следующими специфическими особенностями транзисто-
ров:
1) потреблением управляющими цепями (базами) мощности;
2) значительной температурной зависимостью параметров;
3) большой чувствительностью транзисторов к перегрузкам по
току и напряжению;
4) низким частотным диапазоном, особенно у мощных транзи-
сторов;
5) большим разбросом параметров транзисторов в партии.
13

Особенности расчета и конструирования стабилизаторов, учи-
тывающие температурные изменения параметров транзисторов и их
чувствительность к перегрузкам, подробно рассмотрены в после-
дующих разделах.
Весьма специфичной особенностью транзисторов являются их
исключительные свойства при работе в режиме переключения, на-
зываемом также ключевым. В ламповой технике нет подобных эле-
ментов. Близкими свойствами обладают лишь газоразрядные ти-
ратроны, однако у них остаточное напряжение (напряжение анод-
катод в проводящем состоянии) достаточно велико и, главное, от-
сутствует управляемость ib проводящем состоянии. Транзисторы,
будучи свободными от этих недостатков, являются незаменимыми
элементами для работы в режиме переключения. Ломимо транзи-
сторов, для работы в этом режиме широко применяются тиристоры.
Они являются полупроводниковыми аналогами газоразрядных ти-
ратронов, но не обладают их некоторыми недостатками. В литера-
туре тиристоры иногда называют КУВ и тринисторами.
Изложенные выше специфические особенности транзисторов
обусловливают определенные отличия расчета, выбора режима, кон-
струирования и применения полупроводниковых стабилизаторов по
сравнению с ламповыми.
Обеспечиваемое транзисторным каскадом усиление по напря-
жению и току определяется, помимо параметров транзисторов, так-
*Же схемой включения транзистора и различно в разных схемах.
Рассмотрим вкратце основные схемы включения транзисторов и обес-
печиваемые ими коэффициенты усиления по напряжению и току.
7. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ ТРАНЗИСТОРА
Существует три основные схемы включения транзистора — с об-
щей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором
(ОК). Видом схемы включения транзистора определяются такие
основные характеристики усилительного каскада, как входное гвх
и выходное гВых сопротивления, а также коэффициенты усиления
каскада по току К% и по напряжению Ки-
Указанные характеристики для различных схем включения
выражены ниже через общеизвестные параметры Т-образной схемы
замещения транзистора a, J5, гэ, Гб, гк [Л. 136, 176]. Параметры
аир, характеризующие усиление по току в схеме ОБ и ОЭ соот-
ветственно, связаны выражением
Усилительный каскад с включением транзистора по схеме ОБ
й его эквивалентная схема показаны соответственно на рис. 4,а, б.
Входное сопротивление такого каскада невелико и в упрощенном
виде равно:
r** = ra + rQ(\ — сс)^гэ +-J--
Выходное сопротивление его ра вно:
г*ых = гк + гб -гб Ги + Г^+Г(. ^ гк.
14

Коэффициенты усиления по напряжению и току такого каскада
соответственно равны:
Ки--
, , гб г9Х + ги '
ru + rQ + -y
Ai~ rh + r6+RH~a>
где Rн — сопротивление нагрузки, а * ги — внутреннее сопротивле-
ние источника и.
Рис. 4.
Рис. 5.
Усилительный каскад с включением транзистора по схеме ОЭ
и-его эквивалентная схема показаны соответственно на рис. 5,а и б.
Входное и выходное сопротивления этого каскада выражаются
формулами:
Гвх = Гб +
' к
Коэффициенты усиления по напряжению и току такого каскада
равны:
Ян
Кг
1 +
Выражения для гвх, Ки и /С* упрощены исходя из условия
rv^> Р#п (что обычно наблюдается на практике).
15

Усилительный каскад с -включением транзистора по схеме ОК
и его эквивалентная схема приведены соответственно на
рис. б,а и б. Его входное и выходное сопротивления равны:
р
'"БЫ! /*Я
Ги + Гб
Выражения для коэффициентов усиления Ки и Ki этого каскада
имеют вид:
Ки= 1;
1 + 07^'
' к
Выражения для гвх и /Сг* здесь также упрощены исходя из
условия гк^> Р#н.
При анализе, расчетах и проектировании различных узлов
транзисторных стабилизаторов широко используются две схемы
включения транзистора—ОЭ и
ОК. Схема ОБ' встречается го-
раздо реже.
Из сопоставления схем ОЭ
и ОК видно, что отличитель-
ными особенностями схемы ОЭ
являются относительно высокие
значения входного и выходно-
го сопротивлений и хорошее
усиление по напряжению.
Для схемы 0!К характер-
ным является низкое выход-
ное сопротивление при доволь-
но высоком значении входного, определяемом сопротивлением на-
грузки. Эта схема, обеспечивая одинаковое со схемой ОЭ усиление
по току, не дает усиления по напряжению. Поэтому ее часто назы-
вают эмиттерным повторителем.
В заключение необходимо подчеркнуть, что в стабилизаторах
схемы включения одного и того же транзистора по постоянному и
переменному токам могут быть различными. Анализируя транзи-
сторные стабилизаторы, следует иметь в виду эту особенность.
Рис. 6.
8. СОСТАВНОЙ ТРАНЗИСТОР КАК УСИЛИТЕЛЬ ТОКА
Транзисторный каскад, обеспечивая равноценное ламповому
усиление по напряжению, значительно уступает ему в усилении по
току. В ламповых схемах это усиление велико ввиду ничтожного
потребления тока сеточными цепями ламп, а в транзисторных оно
ограничивается величиной коэффициента усиления транзистора по
току Р (порядка 10—20 в схеме с общим эмиттером). Поэтому для
достижения той же самой стабильности напряжения транзисторных
каскадов потребуется больше,
16

Необходимое усиление тока в подавляющем большинстве тран-
зисторных схем осуществляется при помощи схемы так называемого
составного транзистора. Составной транзистор, не имеющий анало-
гий в ламповой технике, представляет каскад-
ное соединение двух или более змиттерньих по-
вторителей и эквивалентен одному транзисто-
ру с новыми параметрами.
На рис. 7 приведена схема двойного со-
ставного транзистора. Транзистор Т% иногда
называют основным, (а 7^—согласующим. По-
скольку в такой схеме базовый ток основного
транзистора является эмиттерным током со-
гласующего, то в каждом каскаде происхо-
дит усиление тока соответственно в Pi и Р2 Рис. 7.
раз. При этом общий коэффициент усиления
по току составного транзистора оказывается
приближенно равным произведению коэффициентов усиления со-
ставляющих транзисторов
Таким образом, составной транзистор позволяет даже при по-
средственных транзисторах с (3=10 увеличить на несколько поряд-
ков усиление по току.
Другие параметры составного транзистора определяются из
следующих формул:
гк2 + гК1(1-а,) '
(Гб2 + гэ1) (1 — а2)гк2
гв^г92 + Гв1 + Гм (!_«,) •
Здесь а, гэ, /"б, гк — параметры Т-образной схемы замещения
транзистора |[Л. 136].
Рассмотрим, в каких элементах стабилизатора целесообразно
применять дополнительные каскады усиления по току. При эффек-
тивной работе стабилизатора желательно, чтобы напряжение на ре-
гулирующем элементе и ток через него менялись в возможно более
широких пределах. При этом мощность, потребляемая на управле-
ние регулирующим элементом, 'определяется в основном коэффи-
циентом усиления этого элемента по току. Чем он будет ниже, тем
более мощным должен быть усилитель обратной связи и измери-
тельный элемент.
Это неудобно, так как приводит к снижению к. п. д. схемы и
ухудшению параметров стабилизатора (анализ причин см. в § 17).
Поэтому основное усиление по току всегда осуществляется в регу-
лирующем элементе, а усилитель обратной связи делается мало-
мощным. Тем не менее ввиду потребления тока входом УОС изме-
рительный элемент, и в особенности, делитель выходного напряже-
ния здесь должны быть мощнее, чем в^г<щуповых стабилизаторах.
Наряду с 6oj^Mryp^tj^^*fi^ tokjT составной транзистор
обладает рядом c^ecTBeipfbtf недостатков. г} К ним относятся очень
2—296 17

низкая граничная частота и трудность запирания такого транзи-
стора, особенно при высоких температурах окружающей среды.
Для двойного составного транзистора, включенного по схеме
ОЭ или ОК, граничная частота /£ равна (в предположении, что
частотные и усилительные свойства обоих транзисторов одинаковы):
где fa— граничная частота составляющих транзисторов в схе-
ме ОБ, приводимая обычно в справочниках;
а — низкочастотный коэффициент усиления по току состав-
ляющих транзисторов ,в схеме ОБ;
п = 0,22 -И —коэффициент, учитывающий конструктивные
особенности транзисторов (эквипотенциальность базы),
для мощных транзисторов можно считать /1=0,22.
Поскольку у мощных транзисторов величина f а не превышает
100 кгц, а а лежит в пределах 0,9—0,95, частота f 2 составляет лишь
единицы килогерц. Вследствие столь низкой граничной частоты ре-
гулирующего элемента значительно возрастает склонность стабили-
затора к самовозбуждению.
Трудность запирания составного транзистора объясняется
влиянием нулевых токов коллектора /ко основного и согласующих
транзисторов. Так, в двойном составном транзисторе эмиттерный
ток основного транзистора /Э1 равен:
hi 6a+'Plp2^K02+ Pl^ кОЬ
Из выражения следует, что для максимально возможного за-
пирания составного транзистора током /са недостаточно уменьшить
этот ток до нуля, необходимо сделать его отрицательным и рав-
ным /коз
—/ба— ^к02-
Тем не менее даже при этом не удается полностью запереть
составной транзистор, и остаточный ток равен:
^э1='р1^к01.
Однако в стабилизаторах с регулирующим элементом в виде
составного транзистора затруднительно обеспечить требуемое изме-
нение знака /б2- В обычных схемах может меняться лишь величина
/бг (почти до нуля). При этом минимальный ток через запертый
составной транзистор (при /б2.~0) относительно велик
/alMHH~PlP2/к02+ Pl^ кОЬ
При тройном составном транзисторе этот ток будет значительно
больше
/Э1мин« PlP2p3^К03+ Р1Р2/к02+ Pi/кОЬ
С увеличением температуры ввиду резкого возрастания токов
/ко величина минимального тока /Э1мин может быть порядка ампер.
Этот ток при работе стабилизатора -в режиме сброса нагрузки
определяет мощность холостого хода стабилизатора, т. е. его
к. п. д. Вследствие указанной особенности в составных транзисто-
рах редко применяется более двух согласующих транзисторов,
13

Минимальный ток Анмин можно существенно уменьшись, зада-
вая запирающие токи смещения в базовые цепи согласующих тран-
зисторов. 'Подробнее этот вопрос рассмотрен в § 22.
Способность составного транзистора резко отпираться при уве-
личении температуры иногда используется для температурной ком-
пенсации стабилизированного напряжения. Для этого первый кас-
кад усилителя обратной связи выполняется на составном транзи-
сторе. Подробнее этот вопрос рассмотрен в § 29.
Глава третья
ПАРАЛЛЕЛЬНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
9. ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
Однокаскадный параметрический стабилизатор представляет
простейший параллельный стабилизатор. Его выходное сопротивле-
ние, определяемое динамическим сопротивлением используемого ста-
билитрона, относительно велико.
Уменьшение выходного сопротивления может быть достигнуто
обычным способом — применением каскада с низким выходным со-
противлением, т. е. эмиттерного , ,
повторителя. При этом парамет- %
рический стабилизатор превра- —1' 'щял I
щается в простейший параллель-
ный стабилизатор с обратной
связью.
Схема такого стабилизатора,
который мы назовем параллель-
ным эмиттерным повторителем,
приведена на рис. 8. Она содер-
жит опорный стабилитрон Д и
его балластное сопротивление Я'б,
транзистор Т и его балластное
сопротивление Re По сравнению Рис- 8.
с параметрическим ' стабилизато-
ром функции опорного и регулирующего элементов здесь разделе-
ны: опорным элементом является стабилитрон Д, а сравнивающим и
регулирующим — транзистор Т. Помимо стабилитрона, опорным
источником могут служить также гальванические элементы, батареи
и т. п.
Балластное сопротивление Re может включаться как в коллек-
торную, так и в эмиттерную цепи регулирующего транзистора.
Последний вариант удобнее в случае, когда опорным -источником
является стабилитрон. При этом у источников UBX и U'BX один по-
люс может быть общим.
Схема работает следующим образом. Нестабилизированное на-
пряжение Овх подается на выход через балластное сопротивление
Re. Выходное напряжение UH сравнивается с опорным t/о, и раз-
ностное напряжение £/э.б прикладывается к эмиттерному переходу
транзистора Т. При этом, например, возрастание Un вследствие
повышения входного напряжения либо уменьшения нагрузочного
2* 19

тока приводит к увеличению напряжения £/э.б и отпиранию тран-
зистора Т. Возрастание его эмиттерного тока, протекающего через
балластное сопротивление Re, вызывает такое увеличение падения
напряжения на i?6, что выходное напряжение практически не ме-
няется.
Вольт-амперные характеристики, соответствующие двум част-
ным режимам работы — изменению напряжения UBX при отсутствии
нагрузки и изменению нагруз-
ки при постоянстве UbX, при-
ведены на рис. 9,а и б.
При некотором напряже-
нии t/вх.мин (рис. 9) рабочая
точка регулирующего транзи-
стора находится в точке пере-
сечения а линии нагрузочного
сопротивления Re ,с выходной
вольт-амперной характеристи-
кой транзистора, соответствую-
LBx.MUh
1 \ X
N U
а)
ибхмьн ивхманг Щей току /б.мин. При этом
входной ток равен /вх мин,
а выходное напряжение — UH.
При увеличении напряже-
ния ДО £/вх.макс ИЗБЫТОК ЭТО-
ГО напряжения выделяется на
балластном сопротивлении, так
как UH должно остаться по-
стоянным. При этом базовый и
входной токи возрастают соот-
ветственно 1ДО /б. мак с И
/вх.макс, а рабочая точка пе-
* v ивх ремещается в точку Ь. Таким
ч) образом, при изменении вход-
рис> g ного напряжения от £/Вх.мин
до Увх.макс рабочая точка не-
ремещается по участку аЪ.
Угол наклона прямой аЬ к оси U характеризует динамическое
сопротивление регулирующего элемента /?д (для упрощения на ри-
сунках он составляет 90°, что соответствует Rr=0)
Режиму холостого хода (/н=0) на рис. 9,6 соответствует ра-
бочая точка с. При появлении некоторого нагрузочного тока
/н.макс ток регулирующего транзистора уменьшается от /э.мин за
счет снижения базового тока до h.мин. Рабочая точка перемеща-
ется при этом в точку d.
Таким образом, при изменении нагрузочного тока от нуля до
какого-то /н.макс рабочая точка перемещается в пределах участ-
ка cd. Отрезки аЬ и cd принадлежат одной и той же линии дина-
мического сопротивления /?д.
Пунктирная линия /б.мин на рис. 9,6 характеризует общее со-
противление соединенных параллельно сопротивлений Ra и перехода
эмиттер — коллектор транзистора. Она получена путем поворота
20

вольт-амперной характеристики транзистора, соответствующей току
/б.мин, на угол 6, который определяется величиной RH и в рассма-
триваемом случае равен:
CtgS:
/н.макс
Выходное напряжение в таком параллельном эмиттерном по-
вторителе равно сумме напряжений Uo и U0 б- Поскольку величина
^э.б У транзисторов всегда мала (0,3—0,5 в), коэффициент пере-
дачи напряжения здесь близок к единице. Поэтому выходное на-
пряжение практически равно опорному и не зависит от напряжения
питания коллекторной цепи, т. е. от UBX.
Таким образом, UH=Uo+Ud.e~Uo.
Приращения нагрузочного тока /н в рассматриваемой схеме вы-
зывают противофазные приращения эмиттерного h и соответствен-
но базового /б токов регулирующего транзистора Т, причем
|А/н| = |А/в|^1РА/б|;
(3)
I А/б I =
А/б
4- 0 С=Э
С другой стороны, изменяющимся базовым током /б нагружа-
ется опорный стабилитрон Д. Поэтому минимальные и максималь-
ные значения /б не должны выходить за соответствующие допу-
стимые паспортные значения тока стабилитрона Д.
Ток /б минимален при ма-
ксимальной нагрузке и мини-
мальном входном напряжении
и его величина может быть
близкой к нулю. В этом слу-
чае оптимальный режим ста-
билитрона Д обычно обеспе-
чивается путем пропускания
через него дополнительного
тока от источника U'Bx при
помощи сопротивления
Максимальное значение
тока /б будет при минималь-
ной нагрузке и максимальном
входном напряжении. Если при
этом ток /б слишком велик и перегружает стабилитрон, его можно
уменьшить, применяя составной регулирующий транзистор. Тогда
при двойном составном транзисторе (рис. 10),
Рис. 10.
I А/б !
А/н
Из приведенного выше анализа видно, что опорный стабили-
трон нагружается здесь током |Д/Н/Р| или |A/H/PiP2|, в то время
как в параметрическом стабилизаторе стабилитрон нагружается то-
ком | А/н I. С этой точки зрения эмиттерный повторитель дает воз-
можность увеличивать токи нагрузки в кратное р число раз без
умощнения стабилитрона. Однако эта возможность реализуется
21

рёДко, поскольку коэффициент стабилизации в таких схемах падает
при больших токах нагрузки. Причины этого разобраны в следую-
щем параграфе.
10. К и RBhix ПАРАЛЛЕЛЬНОГО ПОВТОРИТЕЛЯ
Любой параллельный стабилизатор может быть представлен
в виде делителя, состоящего из балластного (обычно линейного)
сопротивления Rq и нелинейного сопротивления R. При этом дина-
мическая величина сопротивления R определяет как выходное со-
противление стабилизатора а*вых, так и его коэффициент стабили-
зации К.
В параметрических стабилизаторах при определении К и Ябых
в формулы в качестве R подставляют динамическое сопротивление
стабилитрона гд. Типичные формулы в этом случае имеют вид:
K-U,, [1+ гд +^)'RsHZ-~ 'д + Яб *
В параллельном эмиттерном повторителе эквивалентом такого
нелинейного сопротивления является транзистор Т совместно со
стабилитроном Д. В этом случае можно найти динамическую ве-
личину сопротивления этой цепи л*д и определить затем К и /?Вых
по приведенным выше формулам для параметрического стабилиза-
тора, подставляя вместо гд величину л*д.
Выразим величину л*д через отношение приращения напряжения
на регулирующем транзисторе AUa к соответствующему прираще-
нию тока регулирующего элемента Д/э
АС/н MJ* А£/н
Яд — АЛ.
А/, А/в(Р+1) А(/н
Rye _ГД + Авх _Гд + Гб + Гь(Р + О.
Р+1 Р+1 Р+1
Гц. + Гб
Р+1
где /?Ус — входное сопротивление транзисторного каскада совмест*
ного со стабилитроном Д;
Rbx — входное сопротивление только транзисторного каскада со
стороны базы;
гд — динамическое сопротивление стабилитрона.
Из полученного выражения следует, что динамическое сопро-
тивление У?д сильно зависит от режима транзистора Т, поскольку
величина сопротивления гэ обратно пропорциональна току /».
У мощных транзисторов при токах /э свыше 50—100 ма величина
гэ составляет доли ома. Уменьшение /э сопровождается резким
увеличением гэ и соответственно #д.
Таким образом, коэффициент стабилизации и выходное сопро-
тивление эмиттерного повторителя равны:
22

Из сказанного выше следует, что в отличие от параметрических
стабилизаторов, К и /?ВЫх рассматриваемой схемы ухудшаются
с уменьшением тока регулирующего элемента, т. е. с ростом тока
нагрузки. Для улучшения указанных параметров необходимо сни-
жать величину Яд, причем для рассматриваемой схемы остается
в силе требование Яд<^Яб. Это неравенство следует обеспечивать
прежде всего уменьшением сопротивления Яд.
Уменьшить Яд можно путем:
1) применения дополнительных каскадов усиления ((составного
транзистора с большим рЕ и т. п.);
2) использования мощных транзисторов с низкими абсолютны-
ми величинами гэ и г б]
3) выбора более сильноточного режима регулирующего тран-
зистора при максимальной нагрузке /н.макс, что связано, однако,
с падением к. п. д.
Выполнение же указанного выше неравенства за счет увеличе-
ния Яб связано с необходимостью повышения входного напряжен
ния, что также приводит к падению к. п. д.
Номинальный к. п. д. параллельного стабилизатора представ-
ляет отношение мощности в нагрузке Яи к номинальной входной
мощности Рвх

где под током /п обычно понимают максимальное значение, а /Р
есть номинальный регулирующий ток, соответствующий номиналь-
ному значению UBX и максимальному току нагрузки.
В режиме постоянной нагрузки к. п. д. существенно зависит
от выбранных соотношений напряжений UBX и UH, также токов /н
и /р. Для оценки этих соотношений введем безразмерные коэффи-
циенты b = UBX[Un и а=/н//р и выразим через них к. п. д.
а
^° ^ Ь (а + 1) •
При этом значения 6>1 (практически 6= 1,5-т-З), а а может
быть как меньше, так и больше единицы. При переменной нагрузке
^н.макс
д = — -,
где /р — соответствует максимальной нагрузке.
Кривые зависимости к. п. д. от коэффициента а при разных
значениях b приведены на рис. 1/1. Из кривых следует, что типич-
ные значения к. п. д. при /H=const составляют 0,3—0,4. Если же
стабилизатор работает на переменную нагрузку, то фактическая
величина к. п. д. снижается, а при полном сбросе нагрузки она
близка к нулю.
Методы повышения к. п. д. параллельного стабилизатора при ко-
лебаниях напряжения питания UBX и нагрузочного тока /н описа-
ны в последующих параграфах.
11. ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ С УОС
Улучшение К и RBbix параллельного эмиттерного повторителя
обычно достигается применением транзисторного усилителя в цепи
обратной связи. Усилительный каскад чаще всего стремятся вы-
полнить так, чтобы усилительный и регулирующий транзисторы
имели разные типы проводимости. При этом отпадает необходи-
мость в дополнительных источниках питания коллекторной цени
усилителя. Схема включения регулирующего транзистора в этом
случае не меняется, т. е. он остается эмиттерным повторителем.
Блок-схема такого стабилизатора и соответствующая ей экви-
валентная схема, действительная для приращений сигналов, при-
ведены на рис. 12,а и б. Прежде чем ее анализировать, отметим
одну общую особенность стабилизаторов с УОС — наличие выход-
ного делителя Ri—R2.
В схеме на рис. 12,а опорное напряжение сравнивается не
с полным выходным, а с его частью nUB, снимаемой с делителя
Ri—aV Пренебрегая входным током усилителя, обычно значительно
меньшим тока делителя, можно написать
и0
где
п~ Rl + R*'
Коэффициент п обычно называется коэффициентом передачи
выходного делителя. Из выражений следует, что применение выход-
24

ного делителя позволяет из-
менять соотношение выходного
и опорного напряжений в п раз.
Это особенно удобно, когда не-
обходимо стабилизировать на-
пряжение, превышающее опор-
ное, а также регулируемое по
величине. При п—\ схемы с де-
лителем вырождаются в схемы
без делителя, которые рассма-
тривались выше.
Итак, предположим, что
входное напряжение в схеме
рис. 12,а возросло на величину
Д£/Вх. Это приведет к увеличе-
нию выходного напряжения на
Д£/н и нагрузочного тока — на
Д/н. Подаваемая на вход уси-
лителя часть изменения выход-
ного напряжения nMJu усили-
теля до значения К и пкик и
поступит на базу (регулирую-
щего транзистора, отпирая его.
Через сопротивление Яб
цротечет дополнительный ток
и создаст такое дополнитель-
ное падение напряжения на
Яб, что Un уменьшится почти
до номинального значения. При
уменьшении UBX схема рабо-
тает аналогично.
Количественно этот про-
цесс отражен эквивалентной
схемой рис. 12,6. Используя
ее, на основании законов
Кирхгофа можно составить ряд уравнений и после их преобразо-
вания получить следующие выражения для К и Яъых'^
К
R6 №б(\+пКи)
/"вых + гб + Р
) 1 и. .
х + гб
р
1+пКи
где Гвых—выходное сопротивление усилительного каскада.
Из выражений следует, что повышение К и приводит к улучше-
нию как коэффициента стабилизации, так и выходного сопротивле-
ния. Дополнительное улучшение выходного сопротивления может
быть получено за счет повышения усиления по току р, т. е. путем
применения составного регулирующего транзистора.
Практическая схема рассмотренного типа стабилизатора при-
ведена на рис. 12,в. Она содержит регулирующий транзистор р-п-р-
типа и усилительный « п-р-п-типа*
25

Помимо рассмотренного типа стабилизатора с регулирующим*
транзистором, включенным по схеме ОК, возможны параллельные
стабилизаторы с включением регулирующего транзистора по схе-
ме ОЭ. В них регулирующий
и усилительный транзисторы
имеют одинаковые типы про-
водимости. Блок-схема для
этого случая и соответствую-
щая ей эквивалентная схема,
действительная для прираще-
ний сигналов, приведена на
рис. 13,а и б.
Из рисунка видно, что
основное отличие здесь заклю-
чается в способе включения
опорного источника. Выраже-
ния для коэффициента стаби-
лизации и выходного сопро-
тивления такой схемы почти не
отличаются от рассмотренных
выше
Г пКиШб 1 Уш
' вых ВХ
вых + Гб + I
Г вых
Rbux —
12. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ВЫХОДНОГО
НАПРЯЖЕНИЯ ПАРАЛЛЕЛЬНЫХ СТАБИЛИЗАТОРОВ
В рассмотренных выше схемах полное выходное напряжение
прикладывается к переходу эмиттер—коллектор регулирующего
транзистора. Поэтому максимальная величина выходного напряже-
ния стабилизатора ограничивается величиной максимально допу-
стимого напряжения эмиттер —
коллектор транзистора /7э.к.макс,
которое в лучшем случае не пре-
вышает 60 е.
Существует несколько мето-
дов повышения выходного на-
пряжения параллельнога стаби-
лизатора без применения спе-
циальных высоковольтных тран-
зисторов. Юдин из них показан
на рис. 14.
На вход такого стабилизато-
ра, представляющего параллель-
ный эмиттерный повторитель, подается суммарное напряжение двух
включенных последовательно источников UBXi и £/Вх2. Выходное
напряжение этого стабилизатора близко по величине к опорному,
поэтому опорный источник должен быть соответственно высоко-
вольтным. При необходимости схема может быть дополнена усили-
телем обратной связи.
Рис. 14.
26

Энергетические соотношения в такой схеме могут быть оценены
при помощи кривых, приведенных на рис. 15,а, б, в (Л. 11, 81].
Кривые представляют зависимости безразмерных коэффициентов т,
хи, Х{, л:т, ру а также номинального к. п. д. щ от параметра q, где
Кб/н.макс .
т --
UвХ2 .
^BXi /а.мак
макс
Uэ-.к.макс ^т.маус .
хт=: ^ ; р = рп >
я .
хи [{\ + т)хи + щ-\]9
* т.макс — ^ н» /'н — ^н^н.макс*
В формулах /э.макс соответствует режиму /н = 0; Рт.макс пред-
ставляет максимальную рассеиваемую мощность на транзисторе Г,
a £/Bxi и £/Вх2 соответствуют номинальным значениям этих напря-
жений.
Кривые справедливы при следующих условиях:
1) внутренние сопротивления источников UBXi и UBX2 пренебре-
жимо малы;
2) колебания напряжений UBXi и UBX2 не превышают ±10%;
3) схема рассчитывается на полный сброс нагрузки ((/н.мин^О);
4) коэффициент а велик
/н.м
л Р /
р /
Задаваясь значениями £/н, /н.макс и ^ (т. е. фактически Re),
МОЖНО Определить ВеЛИЧИНЫ £/э.к.макс, Рт.макс, /э.макс И ПО НИМ
выбрать соответствующий регулирующий транзистор. Кроме того,
могут быть определены необходимые напряжения UBXi и UBX2.
Так, например, в стабилизаторе с £/н=150 в, /н.макс = 1 я и
<7=0,2 требуется транзистор, удовлетворяющий следующим усло-
виям: (/э.к.макс ^27 в; /э.макс^2,3 а; Рт.макс^^Пв вт. Следова-
тельно, такой стабилизатор может быть реализован на одном тран-
зисторе П4, что практически недостижимо при любой другой схеме
стабилизации.
Описаны стабилизаторы такого типа с /7Н=300 в, /н.макс**
=0,4 а, выполненные на одном регулирующем транзисторе типа П4.
Параметр q (т. е. величина Re) может выбираться исходя из
различных соображений —- наличия конкретного типа балластного
сопротивления, достижения наименьшего ^3lk.mj\kq» получения ма-
ксимального к. п. д. и т.
21

Если иет других соображений, параметр q целесообразно вы-
бирать исходя из максимума к. п. д., который имеет место при
^=0,13-^-0,2. При этом величина к. п. д. щ составляет 0,4—0,6 ( в на-
шем случае даже 0,62).
Таким образом, еще одним преиму-
ществом рассмотренной параллельной
схемы является высокий к. п. (д., срав-
нимый с к. п. д. последовательного ста-
билизатора.
При другом методе повышения вы-
ходного напряжения последовательно
с регулирующим транзистором включа-
ется гасящее сопротивление 7?г (рис. 16).
При этом на сопротивлении RT гасится
часть входного напряжения, пропорцио-
нальная величине сопротивления и току
через регулирующий транзистор,
Ю
2.6
2,2
US
1л
ьо
т
хц
ч
о
6
s
2
2
1
0,65
0,60
0,55
Q,50
Op
0J 0,2 0,3 0J 0,5
а)
1,0
0,8
0,6
0,4
0,2
0
ч.
а
уда
\
ч
W 0,2 0,3 0,4 0,5
б)
0,10
0,35
0,30
0,25
0,20
0,15
U* = Ur + U9.k\ Us.k = Uu-Ur.
За счет этого значение UH может быть
увеличено без повышения UQ.K.
Естественно, что при таком ме-
тоде требуется постоянство токов ре-
ft
р
i
1
0,30
0,25
0,20
0/5
0J0
0,05
в)
Рис. 15.
Рис. 16.
гулирующего элемента и соответственно нагрузки. Тем не
менее, ввиду возрастания динамического сопротивления регулирую-
щего элемента, стабильность выходного напряжения в такой схеме
ухудшается.
Однако динамическое сопротивление возможно снизить, если
заменить линейное гасящее сопротивление нелинейным, обладаю-
щим малым динамическим сопротивлением (например, стабилитро-
ном). Этот случай показан на рис. 16 пунктиром. Стабильность вы-
ходного напряжения такой схемы одного порядка со стабильно-
стью обычной схемы даже при переменной нагрузке.
Максимальный и минимальный допустимый ток гасящего ста-
билитрона Дг должен соответствовать максимальному и мини-
мальному значениям рабочего тока регулирующего элемента. На-
28

пряжение стабилизации гасящего стабилитрона Uo выбирается ис-
ходя из условия
Где t/э.к.мин ■
• напряжение насыщения регулирующего элемента.
Наконец, возможна схема
повышения выходного напря-
жения с последовательным
включением нескольких регу-
лирующих транзисторов (рис.
17). Здесь с/н=|^э.к1 + ^э.к2. По
сравнению с предыдущей та-
кая схема отличается отсут-
ствием мощных гасящих ста-
билитронов. Опорные стабили-
троны Ц\ и Д2 нагружаются
в ней лишь базовыми токами
регулирующих транзисторов
Т\ и Т2.
Рис. 17.
13. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ К. П. Д. ПАРАЛЛЕЛЬНЫХ
СТАБИЛИЗАТОРОВ
Выше отмечалось, что номинальный к. п. д. параллельного ста-
билизатора, определяемый коэффициентами а и 6, растет с умень-
шением величины балластного сопротивления Re Однако такой
путь повышения к. п. д. применяется редко, так как он связан
с ухудшением как коэффициента стабилизации /С, так и выходного
сопротивления /?Вых.
Более приемлемыми являются другие методы, при которых
линейное балластное сопротивление заменяется нелинейным, либо
реактивным.
Балластное сопротивление реактивного характера имеет смысл
применять при питании стабилизатора от выпрямителя. При этом
роль балластного сопротивле-
ния выполняет, главным об-
разом внутреннее сопротивле-
ние выпрямителя, которое на-
меренно увеличивают путем
включения в состав выпрями-
теля реактивности (индуктив-
ности или емкости). Таким
образом, применение реактив-
ного балластного сопротивле-
ния на стороне переменного
тока дает возможность умень-
шить активное балластное сопротивление на стороне постоянного
тока. Тем самым повышается к. п. д.
В предыдущих разделах при анализе к. п. д. параллельного
стабилизатора мы пренебрегали внутренним сопротивлением источ-
ника питания. Рассмотрим теперь выражение для к. п. д. с учетом
этого сопротивления применительно к обобщенной схеме стабилиза-
тора, приведенной на рис. Ш [Л. 58J. В этой схеме:
Рис. 18.
29

^2 — э. д. с. фазы вторичной обмотки трансформатора, /2—^эф-
фективный ток вторичной обмотки, г'ф — сопротивление вентиля и
обмотки трансформатора, гдр — активное сопротивление балласт-
ного дросселя, Le, Сб — балластные реактивности на стороне пе-
ременного тока, Rg — балластное сопротивление на стороне посто-
янного тока.
Номинальный к. п. д. рассматриваемой схемы можно предста-
вить в общем виде следующим образом:
= UJn
7)0 (/н + /р) Uu + (7НГ+ /р) R* + fytл
После некоторых преобразований и введения безразмерных ко-
эффициентов а, Ьх и Dt получим:
-По--
(! + *)[*+(l + a)6J '
где
Вспомогательный коэффициент d\ зависит от типа выпрями-
теля и фильтра. При работе выпрямителя на индуктивность d\ — \}
а при работе на емкость в случае мостовой схемы
d\= у,— , где d — величина, определяемая при расчете выпря-
мителя по (Л. 152].
Кривые зависимости т)0 от коэффициента а при разных значе-
ниях Ь\ приведены на рис. 19. Из кривых следует, что при малых
величинах Ъх возможны достаточно высокие значения rjo.
Проанализируем, как изменится выражение для к. п. д. в сле-
дующих трех частных случаях:
а) балластное сопротивление чисто активное (£б=0; Сб = оо);
б) балластное сопротивление представляет индуктивность
(#б = 0; Сб = оо);
в) балластное сопротивление представляет емкость (/?б=0;
Le-0).
При этом коэффициент а не меняется, а коэффициент Ь\ при-
нимает соответственно следующие значения:
br-Ru U*+Ru 9
Обычно bc<bh<bR, поэтому схема с емкостным балластным
сопротивлением обладает при прочих равных условиях нзивьдсщид
к. п. д.
30

Расчет выпрямителя в случае реактивного балластного сопрб*
тивления производится в следующем порядке. .Вначале при расчете
стабилизатора определяется необходимая величина балластного
сопротивлени Re-
Затем по методике {Л. 152] производится расчет выпрямителя,
работающего на емкость. При этом сопротивление фазы, необходи-
мое для нахождения коэффициента Л, не определяется. Вместо него
в выражение для А подставляется значение Re, полученное ранее,
гс/вх/?вн гс/вх/?б
А== mUn ~ mUB *
После расчета или выбора стандартного трансформатора и вен-
тиля уточняется фактическая величина сопротивления фазы г'ф.
Если г'ф<#вн, то в выпрямитель включают балластную емкость Сб
(либо индуктивность 1б).
Величина балластной емкости определяется из выражения
1 4L2
6 ~ • К*2в„-(г'ф)2 > '
где 12 — приведенная величина индуктивности рассеяния транс-
форматора. При несоблюдении неравенства в выпрямителе
возможны автоколебания.
31

Если выбирается балластная индуктивность 1б, то ее величина
определяется вначале приближенно
Затем, после конструктивного расчета дросселя величина Lo
уточняется
Рис. 20.
Рассмотрим случай нелинейного балластного сопротивления.
Такое^ сопротивление должно обладать вольт-амперной характери-
стикой бареттерного типа, при которой динамическое сопротивле-
ние нелинейного элемента © не-
которой рабочей точке превы-
шает сопротивление его посто-
янному току. Типичными при-
мерами таких нелинейных со-
противлений являются барет-
теры, лампы накаливания
и т. п.
Эффект повышения к. п. д.
в стабилизаторе с нелинейны-
ми балластным сопротивлени-
ем наиболее выражен при ко-
лебаниях входного напряже-
ния. Графический анализ этого
случая для простейшей парал-
лельной схемы приведен на
рис. 20. Здесь Rq— вольт-амперные характеристики нелинейного
балластного сопротивления, /бь ^62, /'б2— выходные характеристи-
ки регулирующего транзистора совместно с нагрузочным сопротив-
лением.
Предположим, что Ra = const, а входное напряжение возрастает
от UBXi до ивх2. Вследствие увеличения базового тока транзистора
от /б1 до /б2 рабочая точка схемы перемещается вверх по участку
ab, а входной ток увеличивается на A/Bxi
А/Вх1 = /вх2—^вхЬ
Если бы балластное сопротивление было линейным (Rf6 — по-
казано на рисунке), то соответствующее изменение входного тока
Д/Вх2 было бы значительно большим (приращение ас на рис. 20):
А/Вх2 = ^вх2—^вхГ, Л/вх2>ДЛ$х1.
Таким образом, дополнительные потери мощности, обусловлен-
ные приращением входного напряжения, в схеме с нелинейными Rq
будут меньше, а к. п. д. выше, чем в схеме с линейным Rq.
Наконец, возможен еще один метод повышения к. п. д., при-
менимый в случае нагрузки переменного характера. При этом вме-
сто линейного балластного сопротивления используется переменное,
величина которого меняется обратно пропорционально току на-
грузки. Таким образом, в режиме холостого хода потребляемая
схемой стабилизатора мощность невелика. Подробное описание это-
го метода приведено в последующем параграфе, посвященном са-
монастройке.
32

Глава четвертая
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
14. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
Простейшая схема последовательного стабилизатора (рис. 21)
представляет собой эмиттерный повторитель на транзисторе Т
с фиксированным напряжением базы. Регулирующим элементом здесь
является транзистор Г, а опорным
источником — батарея Б либо
стабилитрон Д.
Выходное напряжение такого
стабилизатора представляет раз-
ницу между опорным V0 и на-
пряжением иэ.б. По величине оно
почти равно опорному
Схема работает следующим
образом. При возрастании по ка-
кой-либо причине выходного на- Рис. 21.
пряжения уменьшается управляю-
щее напряжение между эмитте-
ром и базой транзистора иэ.б. Это вызывает некоторое запирание
транзистора Т и увеличение -падения напряжения на его переходе
эмиттер — коллектор, в результате чего выходное напряжение почти
не изменится.
Оптимальный ток опорного стабилитрона Д задается от вход-
ного напряжения через сопротивление R. По этому же сопротивле-
нию протекает базовый ток регулирующего транзистора Г, изменяю-
щийся при изменении тока нагрузки и связанный с ним зависи-
мостью
т /э 7"
Токи через стабилитрон и базовый связаны следующим соот-
ношением (при условии постоянства входного напряжения)
/6+/fl=const.
Из приведенных выражений следует, что при отсутствии на-
грузки на выходе стабилизатора ток стабилитрона максимален и
его величина определяется сопротивлением R. Естественно, что она
не должна превышать максимально допустимого для данного ста-
билитрона значения /д.макс
По мере возрастания нагрузки ток /д уменьшается и при каком-
то максимальном значении /н.макс достигает минимально допусти-
мой для данного стабилитрона величины /д.Мин.
Максимально возможный ток нагрузки в данной схеме сущест-
венно зависит от того, является ли нагрузка постоянной или пере-
менной. При постоянной нагрузке ток /н.макс определяется только
предельными параметрами транзистора (максимально допустимой
3—296 33

мощностью рассеивания и максимально допустимым током коллек-
тора), поскольку базовый ток почти постоянен и оптимальный ток
стабилитрона всегда может быть установлен подбором величины R.
При переменной нагрузке изменения базового тока транзистора
А/н
составляют J~j£t\ и не должны превышать допустимого диапазона
изменений тока опорного стабилитрона А/д.
Полагая А/н=/н.макс, получим приближенное условие ограни-
чения максимально допустимой величины нагрузочного тока
^н.макс < (Р+1)А/Д, где А/д = /д.макс—/д.мин.
Из выражения следует, что возможно повышение /н.макс за
счет увеличения i|3 (т. е. применения составного транзистора).
Таким образом, применение последовательного эмиттерного
повторителя дает возможность расширить диапазон нагрузочных
токов стабилизатора по сравнению с параметрическим стабилизато-
ром в кратное Р число раз.
Однако такая возможность реализуется редко, поскольку вы-
ходное сопротивление последовательного эмиттерного повторителя
относительно велико. При значительных колебаниях нагрузочного
тока это приводит к большой нестабильности выходного напряже-
ния.
В последовательном стабилизаторе на переходе эмиттер — кол*
лектор регулирующего транзистора гасится напряжение £/р, равное
разности между входным и выходным напряжениями
Это разностное напряжение обычно состоит из постоянной
составляющей £/Ро, равной разности между номинальными зна-
чениями UBX и UBy и переменной составляющей AUP, обусловленной
колебаниями входного напряжения относительно номинального зна-
чения (а также пульсациями)
Up=Uvo±AUv.
При этом во избежание пробоя транзистора Т максимальное
разностное напряжение не должно превышать максимально допу-
стимого напряжения транзистора £/э.к.макс
{/р.макс ^ ^э.к.макс»
^р.макс = £/ро+А£/р.
С другой стороны, для сохранения работоспособности стабили-
затора минимальное разностное напряжение не должно быть меньше
минимального паспортного значения напряжения насыщения тран«
ЗИСТОра £/в.к.мин
£/р.мин ^ ^э-.к.мин!
£/р.мин='£/ро—AUp.
Таким образом, в последовательном стабилизаторе всегда,
должно выполняться условие
к.мин КС
Рассмотрим подробнее выражения для выходного сопротивле-
ния и коэффициента стабилизации последовательного повторителя.
34

15. к и /?8ых ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ПОВТОРИТЕЛЯ
Коэффициент стабилизации и выходное сопротивление последо-
вательного стабилизатора могут быть определены по той же мето-
дике, что и для параллельной схемы.
Динамическое сопротивление транзисторного каскада со сто-
роны базы в последовательной схеме такое же, как и в параллель-
ной
Ад — г& Т"
Р+"1 *
Фактически это выражение совпадает с известным выражением
для выходного сопротивления эммиттерного повторителя [Л. 17],
в котором сопротивление генератора заменено динамическим сопро-
тивлением стабилитрона гд.
При сопоставлении блок-схем параллельного и последователь-
ного стабилизаторов видно, что последовательная схема эквивалент-
на такой параллельной, у которой балластное сопротивление равно
внутреннему сопротивлению регулирующего транзистора R%
Ri = r*
где гк — сопротивление коллекторного перехода в схеме ОБ (пара-
метр Т-образной эквивалентной схемы).
Таким образом, зная #д и Ri последовательной схемы, можно
определить коэффициент стабилизации и выходное сопротивление
ее по формулам для параллельной схемы.
После подстановки значений /?д и Ri получаем следующее вы-
ражения для выходного сопротивления:
_ n _ г , гД + Гб
Как видно, в данном случае выходное сопротивление в первом
приближении не отличается от выходного сопротивления аналогич-
ной параллельной схемы. Здесь оно также зависит от тока регули-
рующего элемента, однако его величина уменьшается с ростом
нагрузочного тока.
Для транзисторов типа П4 при гд<10 ом и токах нагрузки
порядка 0,5 а выходное сопротивление может составлять доли ома
(0,3—0,5 ом). Такая величина сопротивления относительно велика
и недопустима при значительных колебаниях тока нагрузки. Приме-
нение здесь составного транзистора так же, как и в параллельном
стабилизаторе, несколько улучшает величину выходного сопротив-
ления.
Рассмотрим теперь коэффициент стабилизации К последователь-
ного повторителя. Полагаем вначале, что опорное напряжение неза-
висимо от входного и задается от источника (батареи) с ничтожным
внутренним сопротивлением ги. Коэффициент К в этом случае на-
зывают иногда коэффициентом стабилизации по коллекторной цепи
регулирующего транзистора.
3* 35

Определим коэффициент стабилизации, как упоминалось выше,
по формуле для К параметрического однокаскадного стабилизатора,
заменяя значения Rq и гд соответственно значениями Ri и #д
Учитывая р— > 1 и полагая режим близким к холостому ходу,
Ад
получим упрощенное выражение
Д ^ UB* /?д С/вх ГД + Гб + ГВ (0 + 1) •
Обычно типичные значения гк составляют десятки и сотни тысяч
ом, а величины гд, гб и даже гэ ($+1) не превышают десятков
(редко — сотен) ом. Поэтому величина К в рассматриваемом случае
составляет несколько сотен, что значительно больше, чем у равно-
ценного параллельного повторителя.
Однако столь хорошая стабилизация обеспечивается лишь
в случае независимости опорного напряжения от входного. В прак-
тических схемах такая зависимость существует, так как опорным
источником обычно служит стабилитрон, питаемый входным напря-
жением £/вх. При этом колебания £/Вх приводят к нестабильности
опорного напряжения, которая полностью передается на выход.
Эта нестабильность может (быть оценена коэффициентом стаби-
лизации Ко цепи опорного стабилитрона, который примерно равен:
Л° ~ 1/»х ГД •
Обычно Uо близко к [/Вх, поэтому R невелико и значение Ко
не превышает 20. Следовательно, коэффициент стабилизации всей
схемы будет определяться в данном случае величиной Ко, как
худшей. Эту особенность следует учитывать также и в схемах
с усилителями обратной связи, обращая особое внимание на ста-
бильность опорного источника.
Для повышения Ко (а тем самым и общего К) питание опорно-
го стабилитрона следует осуществлять не от £/Вх, а от более высо-
ковольтного источника [/'вх Но и в этом случае величина Ко редко
превышает 50 (даже при [/'Вх^>[/о).
Эмиттерные повторители вследствие присущих им особенностей
применяются лишь при невысоких требованиях к качеству стабили-
зации и выходному сопротивлению.
16. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ С УОС
Существенное улучшение параметров рассмотренного выше
эмиттерного повторителя достигается введением в цепь обратной
связи усилителя постоянного тока, осуществляющего усиление на-
пряжения рассогласования. При этом, как и обычно, должны со-
блюдаться такие фазовые соотношения, при которых обратная связь
отрицательна- и обеспечены надлежащие смещения усилительных
транзисторов.
36

Схема с усилителем приведена на рис. 22. Регулирующим эле-
ментом в ней является транзистор Т\у усилителем обратной связи —
Т% а в качестве источника опорного напряжения используется полу-
проводниковый стабилитрон Д. Рабочим током стабилитрона являет-
ся ток эмиттера усилительного транзистора Т2. Иногда величина
эмиттерного тока недостаточна для обеспечения оптимального
режима стабилитрона. Тогда
через стабилитрон задается до-
полнительный ток при помощи
сопротивления /?3.
Часть выходного напряже-
ния nUH, определяемая дели-
телем Ri—(#2, сравнивается
с опорным напряжением £/0,
задаваемым стабилитроном Д.
Разница между ними усилива-
ется усилителем обратной свя-
зи, выполненным по схеме
с общим эмиттером, и в соот-
ветствующей фазе воздейству- Рис. 22.
ет на регулирующий транзи-
стор.
Схема работает следующим образом: при возрастании питаю-
щего напряжения (либо уменьшении тока нагрузки) увеличивается
выходное напряжение и соответственно часть его nUn снимаемая
с делителя. Это вызывает увеличение отрицательного потенциала
базы транзистора Г2 относительно общей положительной шины, и
транзистор Т2 отпирается.
Вследствие увеличения его коллекторного тока потенциал общей
точки коллектора Т2 и базы Ti становится менее отрицательным,
что приводит к большему запиранию Т\ и уменьшению его базового
тока. Падение напряжения на регулирующем транзисторе Т\ воз-
растает, компенсируя увеличение входного напряжения.
При уменьшении входного напряжения (либо увеличении на-
грузочного тока) выходное напряжение уменьшается и схема рабо-
тает в обратном порядке.
Здесь необходимо особо подчеркнуть двоякую роль сопротив-
ления /?у, но которому протекают одновременно токи коллектора
Т2 и базы Т\. Протекание базового тока 7*1 по сопротивлению RY
является спецификой рассматриваемых транзисторных стабилиза-
торов.
С одной стороны, оно является нагрузкой усилительного тран-
зистора и с целью повышения усиления должно выбираться боль-
шим. С другой стороны, это сопротивление пропускает базовый ток
регулирующего транзистора. Поэтому оно должно иметь неболь-
шую величину, чтобы не ограничивать ток базы при необходимости
полного открывания регулирующего транзистора. В противном слу-
чае будет невозможно полностью открыть его и получить мини-
мальные перепады напряжения на регулирующем транзисторе. Это
ограничит диапазон стабилизации.
При значительных нагрузочных токах стабилизатора и малом
коэффициенте усиления по току регулирующего транзистора <Р ба-
зовый ток его может в несколько раз превысить ток коллектора
усилительного транзистора. В этом 'случае изменения напряжения
базы регулирующего транзистора будут определяться не усилите-
37

лем обратной связи, а током нагрузки, что приведет к полной де-
стабилизации схемы.
Для разрешения указанных противоречий необходимо умень-
шать до минимума долю базового тока в общем токе, протекающем
через сопротивление /?у. Наиболее целесообразно это осуществля-
ется применением в качестве регулирующего элемента составного
транзистора, позволяющего снизить базовый ток в pm+1 раз (при
равных Р), где т — число согласующих транзисторов.
При подключении сопротивления Ry к входу стабилизатора ко-
эффициент стабилизации получается низким ввиду наличия деста-
билизирующей прямой связи со входа на базу регулирующего тран-
зистора. Колебания входного напряжения, передаваемые через со-
противление RY, противодействуют изменениям потенциала и тока
базы регулирующего транзистора, обусловленным цепью обратной
связи.
Кроме того, при таком подключении RY ограничивается возмож-
ность повышения коэффициента стабилизации за счет увеличения
сопротивления Ryy так как увеличение Ry без пропорционального
повышения питающего напряжения вызывает снижение крутизны
коллекторного тока УОС.
Одним из наиболее приемлемых методов устранения этих недо-
статков является подключение R7 к вспомогательному отрицатель-
ному напряжению более высокому, чем входное, и желательно
стабилизированному. Применение этого метода совместно с исполь-
зованием составного регулирующего транзистора позволяет значи-
тельно увеличить RY и, как будет показано ниже, на несколько
порядков повысить коэффициент стабилизации и снизить выходное
сопротивление.
17. к и Явы* ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ПОВТОРИТЕЛЯ
С УОС
Анализ коэффициента стабилизации и выходного сопротивления
типичной последовательной схемы с УОС (рис. 22) можно былобы
провести по методике, изложенной в предыдущих параграфах. Од-
нако ввиду большей сложности процессов целесообразнее рассмот-
реть несколько частных коэффициентов стабилизации, характери-
зующих нестабильность выходного напряжения при изменении на-
пряжений Uвх1 и UBx2- Подробно такой анализ проведен в [Л. 68].
Полагая C/Bx2=*&>nst, /H=const, найдем приращение выходного
напряжения, обусловленное изменениями напряжения С/Вхь При
этом изменения тока коллектора /К2 составят:
Учитывая падение напряжения на сопротивлении делителя Rt от
тока /б2 и подставляя выражения Mv2c^М92, Д/б2^А/в2/р2 найдем:
с?. АС/]
ВХ1
At/. + At/,.«,
АС/ вх^вха^
п
где Л= 1 +7^~-+
г* ^ nR% л
ГВХ2 Р«ГBX2 9
38

Гд — динамическое сопротивление опорного стабилитрона Д.
После некоторых преобразований получим выражение для част-
ного коэффициента стабилизации К\ по напряжению UBxi
UB пгкл
U**i ( nR1 \ ( гб1
Из выражения следует, что Ki может быть повышен в первую
очередь за счет увеличения п и уменьшения R\. Увеличение п озна-
чает выбор опорного напряжения, близкого по величине к выход-
ному. При этом также относительно уменьшается величина Ri. При
максимальном значении я=.1 делитель фактически отсутствует
(i?i=0) и опорное напряжение сравнивается с полным выходным.
Уменьшение Ri по абсолютной величине достигается выбором
более мощного делителя. Ток делителя должен на один-два порядка
превышать ток базы /б* Дальнейшее умощнение делителя нецеле-
сообразно ввиду снижения к. п. д. стабилизатора и появления тем-
пературной нестабильности делителя вследствие его нагрева.
Величина К\ может быть также повышена за счет использова-
ния транзистора Т2 с большим усилением по току р2 и опорного
стабилитрона с малым динамическим сопротивлением гд.
Теперь оценим влияние изменений UBX2 на выходное напряже-
ние, полагая £/BXi = const, /н = const. Частный коэффициент стабили-
зации в этом случае К2 равен:
АС/ВХ2 .АС/н
*2 ~ С/вх2 ' ия '
Колебания £/Вх2 вызывают изменения потенциала базы транзи-
стора Т\ и изменения его внутреннего сопротивления, приводящие
к колебаниям выходного напряжения. Цепь обратной связи стре-
мится компенсировать эти колебания, в результате чего меняется
ток /К2. Эти изменения /К2 должны создать такое падение напря-
жения на /?у, которое компенсировало бы изменения UBx2- Следо-
вательно,
А^/вхг—А/кг^у*
С другой стороны, можно показать, что обусловленное цепью
.обратной связи изменение Д/К2 связано с вызвавшим его измене-
нием Д£/н выражением
А
ДС/н = Д/^вха "7f •
После подстановки значения А/К2 и преобразования получим
выражение для частного коэффициента стабилизации К2
к nR* Uk — ^Bl Ub
Дв~" ГвхИ UBXi nRt (/вх, •
Гвх! + Гд +
39

Сравнение величин к\ и /С2 показывает, что к2 по крайней мере
в несколько десятков раз меньше к\. Повышение к% достигается
увеличением п и /?у, а также предварительной стабилизацией на-
пряжения иВх2 (о чем уже упоминалось при анализе последова-
тельной схемы).
Определим выходное сопротивление явых рассматриваемой
схемы, полагая ubxi=const, /7Bx2=const. При изменении нагрузоч-
ного тока на А/н изменяется выходное напряжение, вследствие чего
вступает в действие цепь обратной связи и обусловливает следую-
щие приращения:
at а/«.
А/б1==1Г'
Д£/е.б1 = Д/в/вхГ,
д/»1 = -(Д/б1 + ^.б1//?у)^-д/н (~р7+1^
Кроме того, изменение нагрузочного тока вызывает прираще-
ние входного напряжения auBXu обусловленное наличием внут-
реннего сопротивления источника ги\,
А1/вх1 —A/hiTuI.
Приращение aubxi приводит к изменению auh, пропорциональ-
ному (как показано выше) члену aubxi Гвхг^/^кь
В итоге:
гвх2<4 (гВХ1 , 1
Д(/н = — Д/н"
/?вых^ —
п \Ry
гвх2А { г в х1
Из этого выражения следует, что уменьшение Явых достига-
ется увеличением п, Яу и рь что не противоречит условиям повы-
шения Kl И К2-
Рассмотрим некоторые методы улучшения коэффициента стаби-
лизации и выходного сопротивления последовательного стабилиза-
тора.
18. МЕТОДЫ УЛУЧШЕНИЯ к и /?Вых ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО
СТАБИЛИЗАТОРА
Один из таких методов—подключение Яу к более высокому
напряжению £/ВХ2, рассмотрен выше.
Другой метод улучшения заключается в замене сопротивления
Яу токостабилизирующим двухполюсником. Такой двухполюсник
представляет собой простейший транзисторный стабилизатор тока,
обладающий, как известно, высоким внутренним сопротивлением.
Следовательно, применение стабилизатора тока эквивалентно зна-
чительному увеличению сопротивления RY переменному току.
Два варианта схем с токостабилизирующим двухполюсником
приведены на рис. 23, а и б. Один из них выполнен на транзисторе
/г-л-р-типа, другой п-р-п-тта. В обеих схемах роль сопротивления
40

Ry выполняет переход эмиттер—коллектор транзистора Г3, управ-
ляемого разностью между опорным напряжением и падением на-
пряжения на сопротивлении #3. Источником опорного напряжения
в схеме а служит батарея Е, а в схеме б — полупроводниковый ста-
билитрон Дг-
Наконец, еще один метод улучшения последовательного стаби-
лизатора состоит в применении регулирующего и усилительного
транзисторов разных типов
проводимости. Одна из воз-
можных схем с усилителем
гс-р-я-типа приведена на рис.
24. Схема работает следую-
щим образом.
Предположим, выходное
напряжение возросло из-за
увеличения входного. Тогда
потенциал эмиттера транзисто-
ра Т2 станет более положи-
тельным по отношению к базе,
в результате чего увеличится
сопротивление перехода эмит-
тер —> коллектор усилительного
Рис. 23.
Рис. 24.
транзистора и возрастет падение напряжения на нем. Это вызовет
уменьшение отрицательного потенциала базы регулирующего тран-
зистора и большее запирание его. Падение напряжения на переходе
эмиттер — коллектор увеличится, компенсируя возрастание входного
напряжения. В результате выходное напряжение почти не изме-
нится.
Особенностью стабилизатора является то, что регулирующий
транзистор включен в положительную шину стабилизируемого на-
пряжения. Поскольку коллекторный ток усилительного транзистора
и базовый регулирующего транзистора направлены согласованно,
отпадает необходимость в специальном нагрузочном сопротивлении
и источнике вспомогательного напряжения. Также значительно
упрощается согласование режимов транзисторов. Роль нагрузки
усилительного каскада R7 играет при этом сопротивление коллек-
торного перехода регулирующего транзистора гк, обычно весьма
значительное по величине.
41

В рассматриваемой схеме необходимо, чтобы максимальный
базовый ток регулирующего транзистора соответствовал по вели-
чине оптимальному коллекторному току усилительного транзи-
стора (равному обычно 1—2 ма). Поэтому количество согласующих
транзисторов также сокращается ввиду требуемого меньшего уси-
ления но току.
Следует иметь в виду, что в стабилизаторах подобного типа
при сбросе нагрузки на выходе базовый ток регулирующего тран-
зистора становится равным нулю. При этом усилительный тран-
зистор запирается и стабилизация прекращается. Для предотвра-
щения этого выход стабилизатора подгружается балластным со-
противлением Re
Благодаря хорошему согласованию транзисторов по току и
большой крутизне усилителя совместно с регулирующим транзисто-
ром коэффициент стабилизации и выходное сопротивление этой
схемы лучше, чем стабилизатора с /?-я-/?-транзистором (например,
по схеме рис. 22).
19. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР
С КОМБИНИРОВАННЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ
рэ
Щ | ftp
Ни
г*
Дальнейшее улучшение коэффициента стабилизации и выход-
ного сопротивления стабилизатора может быть достигнуто за счет
введения в его схему дополнительных прямых и обратных связей.
Стабилизатор при этом превращается в устройство с комбиниро-
ванным регулированием.
Одна из возможных схем с прямой компенсирующей связью со
входа стабилизатора на вход усилителя обратной связи приведена
на рис. 25. Элементом связи
здесь служит сопротивление
Rz. Принцип компенсации в
данном случае основывается
на том, что на базу усилитель-
ного транзистора, помимо вы-
ходного напряжения, подается
синфаэно с ним часть неста-
билизированного входного на-
тр яжения.
Величина этой части не за-
висит от действия цепи обрат-
ной связи и определяется лишь
значением сопротивления /?3.
Меняя его, возможно получать как полную компенсацию, так и
перекомпенсацию изменений входного напряжения. При перекомпен-
сации увеличение входного напряжения приводит к уменьшению
выходного напряжения UH.
Можно показать, что условием компенсации является следую-
щее равенство:
Аз ^
+
i
Рис. 25.
1-f
f ВХ2
Rl /?2
В практических схемах величина R* составляет обычно несколько
сотен килоом.
42

- &
В реальном случае не удается сохранить компенсацию при из-
менении тока нагрузки или при регулировке выходного напряжения.
Объясняется это нелинейностью входной характеристики усилитель-
ного транзистора, в результате чего невозможно удовлетворить при-
веденное выше условие компенса-
ции при изменениях входного то-
ка транзистора 7Y
Выше было показано, что при
питании коллектора транзистора
от источника вспомогательного на-
пряжения UB%2 его нестабильность
сказывается в десятки раз силь-
нее, чем нестабильность напряже-
ния UbX\. В этом случае компен-
сацию часто осуществляют по на-
пряжению (7вх2 (рис. 26). Эле-
ментом прямой связи здесь явля-
ется сопротивление R$.
а)
- 0 ивх2
Рис. 26.
Рассмотренные методы компенсации улучшают коэффициент
стабилизации, но не выходное сопротивление стабилизатора. Для
снижения выходного сопротивления применяется схема с дополни-
тельной положительной обратной связью по току (рис. 27,а).
В этой схеме в контур регулирования вводится в соответствую-
щей фазе напряжение Or, пропорциональное току нагрузки /н.
Управляющее напряжение (/».ба транзистора Т2 складывается из
опорного и0у части выходного nUn и падения напряжения на со-
противлении Яз
Возрастание, нагрузочного тока в обычной схеме приводит
к уменьшению выходного напряжения и его части nUn несмотря на
противодействие цепи обратной связи. В схеме же с обратной
связью по току это уменьшение компенсируется за счет слагаемого
Выходное сопротивление такой схемы приблизительно равно:
43

где r„xi — входное сопротивление со стороны базы транзистора Т\\
Ку — усиление транзистора 7V,
п коэффициент передачи напряжения выходного делителя.
Изменяя величину /?3, можно уменьшить выходное сопротивле-
ние стабилизатора до нуля (и даже сделать его отрицательным)^
Один из практических вариантов схемы с плавной регулировкой
глубины положительной обрат-
ной связи по току приведен на
рис. 27,6.
Наконец, возможны схемы,
в которых одновременно осу-
ществляются обратные связи
по току и напряжению. Такая
схема, в которой напряжение
дополнительной обратной свя-
зи пропорционально напряже-
нию эмиттер — коллектор ре-
гулирующего транзистора, по-
казана на рис. 28.
Дополнительная обратная
связь такого типа улучшает
как коэффициент стабилиза-
ции, так и выходное сопротивление стабилизатора. Однако она не-
применима в случае регулируемого выходного напряжения.
Рис. 28.
Глава пятая
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ОСНОВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
СТАБИЛИЗАТОРОВ
20. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ ЭЛЕМЕНТ
На проектирование измерительного элемента должно быть
обращено особое внимание, так как основные качественные показа-
тели стабилизатора во многом определяются следующими характе-
ристиками измерительного элемента:
1) стабильностью во времени всех его элементов;
2) внутренним сопротивлением;
3) коэффициентами передачи напряжение (статическим и ди-
намическим) ;
4) постоянной времени и т. д.
В общем случае измерительный элемент может содержать
источник опорного напряжения и делитель выходного напряжения.
К опорному источнику предъявляются самые жесткие требова-
ния, так как любое абсолютное изменение его напряжения пол-
ностью повторяется выходным напряжением, увеличиваясь в худ-
шем случае в \/п раз.
В качестве опорного источника обычно применяются либо галь-
ванические элементы, либо полупроводниковые стабилитроны [Л. 68,
132, 138, 140]. В последнем случае коэффициент стабилизации всей
схемы получается обычно на один-два порядка ниже, поэтому не-
обходимо тщательно подбирать режим опорного стабилитрона.
Основные характеристики отечественных стабилитронов приведены
в табл. 1 и 2.
44

нтт
'ээггод эн 'инж
-ad а винэй
-жоха Bwadg
1 1
1 1 1 1 1
II 1 1 1
ю
0,05
0,06
0,07
0,08
0,09
0,095
0,095
0,07
0,08
0,09
0,095
0,095
0,045
0,05
0,07
Максимальная
мощность рас-
сеяния, втл
При
+50° С
При
+50° С
При
+30° С
со со
о о
0,28
0,28
0,28
0,28
0,28
со со со со со
о о о о о
00 00 00
Динамическое соп-
ротивление гд, не
более, ом
на началь-
ном участ-
ке
1 1
<М 00 ю о ю
—< — сч со со
N оо ю о ю
—< <М СО СО
О Ю 00
на ра-
бочем
участке
CD 00
CD О СЧ Ю 00
CD О Ю 00
со оо
о о ~*
Ток стабилизации, ма
Максимум
При
+50° С
При
+30° С
ю ю
Ю Tt<
СО О) со со о
СО CN CSJ CM CN
О СО (N ОТ rj<
^ СО СО СМ СМ
1 400
1 150
950
Мини-
мум
со со
ООО
ю ю ю
Напряжение
стабилизации
со оо
Ю CD
7—8,5
8—9,5
9—10,5
10—12
П 5 14
7—8,5
8—9,5
9—10,5
10—12
ООО
+1+1+1
СО 00 см
Ю СО 00
Типы стабилитронов
2С156А
2С168А
00 ОТ О -ч со
О О ' —< *—•
00 00 00 00 00
Д814А
Д814Б
Д814В
Д814Г
Д814Д
Д815А, Д815АП
Д815Б, Д815БП
Д815В, Д815ВП
45

5
'В
нпп
-ad в винэЧГ
-жохен виэйд
СМ СО ^
Ю Ю Ю СО СО
t^-
5 л -
2 н R
Sots
В О ж
оо сэ —I
о о —•
<N (N <N fN CN
О О О О
О О О О О
К о
&г о
+
Я
а.
+
т|«
о о о о
СО 00 00 00
ю ю ю ю ю
ю ю ю ю
О ^
а> в
tr as
*5 ,
л
Ч о
то л
tr tr <и
2 ^ w
та о
к S3
о* о
ю о ю о
см см со
00 LO
СМ СМ СО
о о о о о
СМ Ю LO Ю Ю
N 00 О CN Ю
О О О О
О О О О
СМ СМ СО СО
о ю о
^ ю
в
н
Cf
S я °
«1
та 2
IS
U
« о
Он Ю
+
+
+
о о о о
о ю ю ю
00 CD Ю ^
о о о о о
со оо ю со —<
о ю о о
05 N СО Ю
ю ю ю ю
СМ СМ СМ СМ
sP sO s©
о4- о4- о4
О О О О
+1+1+1+1
О СМ Ю 00
Ю LO ю ю
00 00 00 00
u t£ w К
LQ LO LO Ю
00 со оо со
о о о о о
LO LO LO LO
0х в4 "в4 о4 в4
о о о о о
+1+1+1+1+1
СМ N СО О N
СМ СМ СО СО 4f
с с с с Б
< ю оэ С t=t
со to со со со
со оо 00 00 00
< ua сза u
со со со со со
00 00 00 00 00
< < ^ ^
+1+1+1+1
со со CM S
ю со оо 2
Г-
S со оо оо
<: (0 OQ U
t^- Is-
00 CO 00 CO
46

Таблица 2
Тип стаби-
литрона
Напряже-
ние стаби-
лизации
Максималь-
ное дина-
мическое
сопротив-
ление гд,
ом
Максимальный
уход напряжения
стабилизации Дс70
в диапазоне тем-
ператур
—60-j-+120°C, мв
Средний
ТКН в диа-
пазоне тем-
ператур
—60-5-
+ 120° С
%-град-1
Рабочий диа-
пазон темпе-
ратур, °С
Д818А
Д818Б
Д818В
Д818Г
Д818Д
Д818Е
9+15%
9-15»/,
9±10%
9±5%
9±5%
9+5%
18
18
18
18
18
18
+320
—320
+ 160
+80
+32
±16
+0,02
—0,02
+0,01
±0,005
+0,002
+0,001
—бО-ь+120
В зависимости от желательного соотношения величины опор-
ного Uо и выходного Uв напряжений и специфики стабилизатора
применяются различные варианты подачи опорного напряжения.
При этом целесообразно выделить три наиболее характерных общих
случая, соответствующих условию
Uu>U0\
Uu<Uo.
Если требуемая величина UH превышает опорное напряжение,
то применяются схемы с делителем выходного напряжения. Три
варианта их приведены на рис. 29,а, б, е.
В схеме 29,я, представляющей эмиттерный повторитель без
усилителя, опорный источник (обычно — полупроводниковый стаби-
литрон) включен в базовую цепь регулирующего транзистора. Вы-
ходное напряжение в этом случае равно:
и0-и<
е.б
где
п —
+
В схеме 29,6 опорный источник включен в базовую цепь усили-
тельного транзистора, а в схеме 29,в — в его эмиттерную цепь. По-
скольку изменения базового тока Т2 в процессе стабилизации значи-
тельно меньше соответствующих изменений эмиттерного тока, опор-
ное напряжение в первой схеме будет гораздо стабильнее. Опорное
и выходное напряжения в этих схемах связаны соотношением:
U О + (/©..62
Некоторым недостатком включения опорного источника в цепь
базы является необходимость автономного незаземленногоо источни-
ка питания опорного стабилитрона.
В случае применения делителя необходимо различать статиче-
ское и динамическое значения его коэффициента передачи (п). При
47

чисто омическом характере сопротивлений rx и r2 различия между
этими значениями нет. Изменяя коэффициент я, можно менять вы-
ходное напряжение по указанному выше закону. Это осуществляет-
ся за счет изменения положения рабочей точки усилительного и ре-
гулирующего транзисторов. Однако при этом делитель попутно
ослабляет в 1/п раз перемен-
ное напряжение (рассогласова-
ния, подаваемое на вход УОС.
— + iC целью увеличения дина-
мического значения коэффици-
ента п без изменения его ста-
тической величины необходимо
уменьшать сопротивление
«верхнего» плеча делителя Ri
по переменному току или так-
же увеличивать ifo. Тогда на-
пряжение рассогласования бу-
дет (передаваться на вход УОС
о минимальным ослаблением.
Это достигается шунтиро-
ванием сопротивления r\ боль-
шой емкостью С ^показана на
рис. 30 пунктиром), примене-
нием вместо сопротивления r\
источников постоянного напря-
жения (батарей £, стабилитро-
на Д), заменой сопротивления
i?2 генератором постоянного
тока (например, транзистором,
включенным по схеме с ОБ).
Величина емкости С бе-
рется такой, чтобы ее сопро-
тивление на низшей частоте
колебаний выходного напряже-
ния было меньше ri. Электро-
движущая сила источника по-
стоянного напряжения выби-
рается исходя Из условия
Ф0=
РЭ
ж
б)
e<\un\-\Vo| + |t/,.e, I-
и9з
48
т~&—Г- рэ —1 1 т—
1ГТ> >
б)
Рис. 29.
Рис. 30.

В последующем тексте под величиной п везде будет пониматься
ее статическое значение (кроме случаев, оговоренных особо).
Если в рассмотренных выше схемах с делителем сделать
/?! = 0, то получим частный случай, при котором делитель отсут-
ствует (п—\) и выходное напряжение равно:
Два варианта таких схем, отличающихся включением опорного
источника, приведены на рис. 31,а, б. Более распространена схе-
ма 31,6. Она применяется также в стабилизаторах с регулируемым
выходным напряжением, где очень важно уменьшать изменяющуюся
часть тока опорного источника.
Опорным источником при этом обычно является подключаемый
параллельно^ стабилитрону потенциометр Rn, средняя точка которо-
го подается на базу транзистора Т2 (рис. 31,в).
Вариант схемы с потенциометром, приведенный на рис. 31,г,
позволяет регулировать выходное напряжение практически от нуля.
Напряжение V в этом случае, выполняющее роль опорного, долж-
но быть соответственно стабилизированным. При выборе сопротив-
лений R' и R" помимо прочего должно удовлетворяться условие
R'^R".
Наконец, рассмотрим особенности измерительного элемента
в случае, когда необходимо UH<U0. При этом, помимо приведенной
выше схемы с потенциометром, широко применяются схемы с так
называемым инверсным (или опущенным) напряжением |(рис. 31,(5).
В таких схемах, в отличие от всех рассмотренных выше, шина
выходного напряжения и присоединяемая к ней клемма опорного
'источника имеют противоположные полярности. Выходное напряже-
ние в схеме рис. 31,д равно:
Uo(\-n)+U^62 .
н п 9
где
Из выражения следует, что Un уменьшается с увеличением п
и достигает минимального значения £/н.мин при я=1
^н.мин==;£Л).б2~0,3-И),6 в.
Дальнейшее снижение величины UH лимитируется, кроме того,
напряжением £/э.к2, которое не может быть сделано меньше мини-
мального паспортного значения £/э.к.мин2,
^э.к2 = (^н + £Лэ.б1)>£Л).к.мин2-
Снижение Ua .мин практически до нуля возможно в схеме с мо-
стовым источником инверсного опорного напряжения (рис. 31,е).
Опорное напряжение в ней представляет разность между напряже-
ниями £/Д1 и £/Д2, причем U^\>Vk2- Выходное напряжение такой
схемы равно:
4—296
49

Выбирая \Uj^\>\UQ.a2\y возможно получать близкое к нулю
выходное напряжение даже при п<\. При этом также улучшается
режим транзистора Г2, так как его напряжение £/э.к2 при Ua = 0 бу-
дет равно:
Рис. 31.

Еще одним достоинством такой схемы является ее хорошая
термокомпенсация, что будет рассмотрено подробнее в специальном
параграфе.
21. УСИЛИТЕЛЬ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ (УОС)
РЭ
иэ
К УОС предъявляются высокие требования, так как погреш-
ности других элементов устраняются цепью обратной связи. По-
грешность, вносимая усилителем и вызванная изменением его па-
раметров (в особенности, зависящих от температуры), должна
быть сведена к минимуму.
В усилителе могут применять- J
ся транзисторы как р-п-р, так
и п-р-п-ттоъ.
Как было показано выше,
эффективность УОС в значи-
тельной мере определяется ве-
личиной я стабильностью кол-
лекторного напряжения усили-
тельного транзистора и возра-
стает с их повышением. Ввиду
этого питание коллекторной
цепи входным нестабилизиро-
ванным напряжением стабили-
затора .применяется редко.
Обычно для этой цели исполь-
зуются уже имеющиеся в схе-
ме высокие отрицательные на-
пряжения других источников
либо применяются вспомога-
тельные выпрямители.
На рис. 32,а, б, в приве-
дены наиболее употребитель-
ные схемы питания коллектора
усилительного транзистора
вспомогательным напряжени-
ем. Кроме основного выпрями-
теля В, в схеме 32,а имеется
дополнительный источник вы-
сокого напряжения, которое
стабилизируется газоразряд-
ным стабилитроном Л.
В схеме рис. 32,6 также
применен дополнительный ис-
точник, но его напряжение
может быть в несколько раз
ниже, чем в схеме рис. 32,а.
Здесь коллекторное напряже-
ние стабилизируется при помощи полупроводникового стабилитро-
на Д.
Схема рис. 32,в наиболее удобна. Вспомогательное напряже-
ние в ней получается путем удвоения напряжения основной обмот-
ки (диоды Дь Дг, конденсаторы Сь С2) и стабилизируется полу-
проводниковым стабилитроном Д0.
4» 51

Если в схеме рис. 32,в регулирующий транзистор является со-
ставным, то стабилитрон Д0 можно подключить не к отрицатель-
ной выходной шине, а к эмиттеру согласующего транзистора Тс
(рис. 33). Это эквивалентно увеличению крутизны регулирующего
элемента и соответственно — улучшению коэффициента стабилиза-
ции и выходного сопротивления стабилизатора.
Для уменьшения погрешностей, вызванных влиянием темпера-
туры и частично разбросом параметров усилительных транзисторов,
применяется дифференциальная (балансная) схема усилителя, ана-
логичная двухламповой схеме со связанными катодами. Дифферен-
циальная схема, приведенная на рис. 34, содержит в УОС два
тр а нзистор а — Г1 и Т2.
~ 0-СЗ
Рис. 33.
+ 0
Рис. 34.
Транзистор Т2 используется
в качестве обычного усили-
теля сигнала рассогласова-
ния, аналогичного по прин-
ципу работы описанным
выше. На его базу, как и
обычно, подается часть вы-
ходного напряжения, сни-
маемая с делителя Ri—R2j
а на эмиттер—опорное на-
пряжение. Однако в дан-
ном случае это напряжение
поступает не непосредствен-
но с опорного диода Д,
а черев эмиттерный повто-
ритель. Повторителем слу-
жит транзистор Ти в эмит-
тер которого включено на-
грузочное сопротивление R9.
Падение напряжения на
этом сопротивлении и ис-
пользуется в усилителе в
качестве опорного.
Как известно, для со-
хранения положения рабо-
чей точки транзистора не-
изменным с ростом темпе-
ратуры напряжение смеще-
ния на эмиттерном перехо-
де Цэ.б должно уменыпать-
требования приводит к дополнительному
и увеличению его эмиттерного и коллек-
ся. Невыполнение этого
открыванию транзистора
торного токов. Эта особенность, присущая транзисторам, исполь-
зуется в дифференциальном .усилителе.
При неизменном опорном напряжении, подаваемом на вход
эмиттерного повторителя, транзистор Т\ с ростом температуры будет
открываться. Происходящее при этом возрастание эмиттерного
тока его приводит к увеличению падения напряжения на сопро-
тивлении RQ. В результате база транзистора Г2 становится более
положительной по отношению к плюсовой шине, что ограничивает
возрастание эмиттерного и коллекторного токов Г2.
Поскольку повторителю присуща 100%-ная обратная связь, на-
напряжение на R9 будет следовать по величине за температурными
52

изменениями напряжения £/э.б транзистора Т\. Насколько умень-
шится t/э.б, настолько же увеличится падение на Rd, и наоборот.
Таким образом, путем подачи опорного напряжения на усили-
тель через эмиттерный повторитель автоматически осуществляется
необходимая корректировка положения рабочей точки транзи-
стора Г2 при изменениях температуры.
При необходимости повышения температурной эффективности
дифференциального усилителя в эмиттерном повторителе вместо
одного транзистора Т\ целесообразно применение составного транзи-
стора.
Питание коллектора транзистора Т$ с успехом может осуще-
ствляться от описанных выше вспомогательных выпрямителей.
Наряду с /?-я-/7-транзисторами в усилителях обратной связи
могут применяться также транзисторы типа п~р-п, открывающие но-
вые возможности построения стабилизаторов. Принцип работы уси-
лителя при этом остается неизменным, однако значительно упро-
щается согласование режимов каскадов с транзисторами разных
типов проводимости. Стабилизатор с однокаскадным усилителем
п-р-п-тииа был рассмотрен при анализе схем последовательных
транзисторов.
Выше речь шла об однокаскадных УОС, которые являются
наиболее распространенными. При увеличении количества усилитель-
ных каскадов возникает трудноразрешимая проблема самовозбуж-
дения стабилизатора. Она существует и в ламповых схемах, однако
ввиду специфики транзисторов (низкочастотности, большей инерцион-
ности) самовозбуждение возникает даже при наличии однокаскад-
ного транзисторного УОС. Поэтому в полупроводниковых стабили-
заторах редко применяется более двух каскадов, усиливающих на-
пряжение обратной связи.
Регулирующий элемент в общем случае должен удовлетворять
следующим требованиям:
1) иметь большой коэффициент усиления по мощности;
2) обладать достаточной мощностью рассеяния;
3) выдерживать значительное падение напряжения на регули-
рующем промежутке.
Регулирующий элемент на транзисторе обладает значительно
меньшим коэффициентом усиления по мощности, чем ламповый, что
обусловливается низким усилением транзисторов по току. При
больших нагрузочных токах стабилизатора суммарный базовый ток
регулирующего транзистора будет значительным.
Во избежание необходи-
мости применения мощных _ g f. v
22. РЕГУЛИРУЮЩИЙ ЭЛЕМЕНТ
УОС следует уменьшать этот ба-
зовый ток, т. е. осуществлять
усиление по току при помощи
составного транзистора. Схема
стабилизатора, содержащая
сдвоенный составной транзи-
стор в регулирующем элемен-
те, приведена на (рис. 35.
+ 0-
■ ж -
из
41
При сбросе нагрузки или
повышения температуры в та-
Рис. 35.
53

кой схеме базовый ток транзистора Т\ может стать равным нулю
или даже переменить направление (за счет неуправляемого обратно-
го тока коллектора /Koi). Во избежание запирания транзистора Г2
в этом случае режим согласующего 1ранзистора стабилизируется
путем пропускания через него дополнительного тока /е npi помощи
сопротивления Rc (показано пунктиром). Ток эмиттера Т2 при этом
равен:
Величина тока /с вьбирается такой, чтобы она с небольшим
превышением компенсировала максимально возможный обратный
ток /ко1 транзистора Th соответствующий максимальной темпера-
туре среды. Тогда при оптимальных значениях /Koi величина допол-
нительного тока /с получается иногда завышенной, что, вообще го-
воря, нежелательно.
Этого недостатка можно избежать, применяя в качестве сопро-
тивления Rc термосопротивление с отрицательным ТКС. При соот-
ветствующем выборе значения Rc и величины ТКС можно достичь
минимального и постоянного превышения величины /с над 7Koi
в широком интервале температур.
Для стабилизации режима Г2 можно также увеличивать в выра-
жении (4) составляющую 7H/Pi за счет применения балластной на-
грузки на выходе стабилизатора. Однако такой метод снижает
к. п. д. стабилизатора.
Величиной допустимой мощности рассеяния регулирующего
элемента в большой степени определяются диапазоны возможных
изменений входного (и выходного) напряжений и тока нагрузки
стабилизатора. Для ее увеличения весьма часто применяется парал-
лельное соединение нескольких транзисторов.
При этом ввиду разброса параметров транзисторов, в частности
крутизны
ток между транзисторами распределяется неравномерно. Чем
больше крутизна транзистора, тем большая часть общего тока бу-
дет протекать через него.
Поскольку IK=sUq.6, для компенсации разброса величины s не-
обходимо обратно пропорционально изменять £/э.б, что достигается
включением в эмиттеры транзисторов небольших симметрирующих
сопротивлений.
В производственных условиях затруднительно подбирать сопро-
тивление для каждого транзистора соответственно его крутизне, по-
этому в реальных схемах в эмиттеры всех транзисторов ставят
одинаковые сопротивления R3. При этом в некоторой степени
ухудшается равномерность распределения токов между транзи-
сторами.
Для расчета величины RQ в этом случае задаются степенью
неравномерности распределения токов d, где
(4)
s
Л/в
<Я/в.б
UK = const,
d
/к. мин
54

Величину d обычно принимают равной 0,7, при этом токи в раз-
ных транзисторах могут отклоняться от среднего значения в пре-
делах ±15%. Должны быть заданы также величины возможных
разбросов входных сопротивлений транзисторов гвх.мин, гвхмакс и
коэффициентов усиления по току аМин, аМакс (в схеме ОБ).
Тогда ориентировочно
d — g
— г вх.макс д ^ >
где
g--
; h-.
Для мощных транзисторов величина r9 обычно составляет
доли ома, для маломощных — единицы ом. Достоинством такого
метода умощнения регулирующего элемента является возможность
применения относительно маломощных транзистороз.
В последовательных стабилизато-
рах на регулирующем транзисторе вы-
деляется напряжение, представляющее
разность между входным и выходным.
В высоковольтных стабилизаторах, а
также при глубоких регулировках вы-
ходного напряжения эта разность мо-
жет превышать допустимое напряжение
эмиттер — коллектор регулирующего
транзистора. Во избежание его повреж-
дения в этом случае применяется по-
следовательное соединение двух (или
более) регулирующих транзисторов.
Одна из наиболее распространенных схем последовательного со-
единения двух одинаковых транзисторов показана на рис. 36. Ее
можно представить в виде одного эквивалентного транзистора со
следующими предельными параметрами:
Рис. 36.
^'э.к.макс —2£/э.к.макс;
1 к.макс—-*к.макс>
Р'макс =2Рмакс »
где Z/э.к.макс, /к.макс, ^макс, Р (и соответственно <х) — параметры
каждого составляющего транзистора. Добавив третий транзистор,
можно получить новую систему, эквивалентную новому триоду.
При этом следует учитывать, что по делителю протекает ток
базы второго и последующих транзисторов. При одинаковых сопро-
тивлениях падение напряжения на них получается разным и на-
пряжение распределяется между транзисторами неравномерно.
Устранение неравномерности достигается применением делителя
с уменьшающимися номиналами сопротивлений (r\>r2> • • • >rn),
а также уменьшением влияния базовых токов путем применения со-
ставных транзисторов.
55

23. МЕТОДЫ УМЕНЬШЕНИЯ МОЩНОСТИ,
ВЫДЕЛЯЕМОЙ НА РЕГУЛИРУЮЩЕМ ТРАНЗИСТОРЕ
Рис. 37.
Уменьшение выделяемой в процессе стабилизации мощности на
регулирующем транзисторе позволяет при том же типе транзистора
существенно увеличивать выходную мощность стабилизатора. Для
этого последовательно с регулирующим транзистором (либо парал-
лельно ему) включается вспо-
могательное сопротивление.
Выделяемая на таком (регули-
рующем элементе мощность
перераспределяется между
сопротивлением и транзисто-
ром.
Если осуществлять авто-
матическое изменение величи-
ны сопротивления в зависимо-
сти от режима стабилизатора,
то при этом дополнительно по-
вышается к. п. д. схемы. Под-
робнее такие методы рассмо-
трены ниже, в 'специальном
разделе о самонастройке,
зде!сь же разобран случай по-
стоянного сопротивления.
Последовательное включе-
ние постоянного сопротивле-
ния наиболее целесообразно
в мощном составном транзи-
сторе.
Особенностью составно-
го транзистора является то,
что даже при полном откры-
вании (насыщении) наименее
сильноточного триода падение
напряжения на наиболее силь-
ноточном относительно велико
и цревышает его паспорт-
ное напряжение насыщения
f/э.к.мин на величину AUV
(рис. 37,а).
Действительно, при отсутствии R #р = £/к.бз+Д*.бз+Д).б2 +
+ ^э.б1=^э.к 1 мин + Л£/р>£/э>к 1 мин
AUp — Up—Ud.u 1 мин-
Практически величина AUV составляет единицы вольт, что при
токах нагрузки порядка ампер обусловливает выделение на регули-
рующем транзисторе Т\ дополнительной мощности до десяти ватт.
Возможно снизить величину Д£/р (вплоть до нуля), включая
в коллектор наиболее сильноточного транзистора Т\ гасящее со-
противление R (рис. 37,а). Его величина берется такой, чтобы при
максимальном нагрузочном токе выполнялось условие
Рис. 38.
56

Недостатком включения гасящего сопротивления является не-
которое увеличение внутреннего сопротивления источника питания.
Рассмотрим теперь случай шунтирования регулирующего тран-
зистора постоянным сопротивлением R (рис. 37,6). Этот метод при-
годен в случаях, когда нагрузка постоянна, либо возможен частич-
ный (но не полный) сброс ее, т. е. /н.мин</н</н.макс.
Величина сопротивления R выбирается такой, чтобы ток шунта
во всяком случае был меньше минимального значения нагрузочного
тока /н мин,
и,
э-.к.макс
: /н.МИ
Величина рассеиваемой на шунтированном транзисторе мощ-
ности равна:
Ят = U9.K (In - IR) = Г/..к (/н - -^г-) •
Считая /н параметром, построим зависимости PT=f(Ud.K) для
трех значений нагрузочного тока — /н.мин, /н и /н.макС. Полученные
кривые /, 2, 3 (рис. 38) представляют параболы с максимумами
мощности Рт в точках иЭшК =
Соединяя эти точки линией, получим кривую максимальных
рассеиваемых мощностей Рт, соответствующую заданному значе-
нию R (кривая 4 на рис. 38).
Ее уравнение
_ IhR In l\
Рт ГТ^^Т'
Наибольшая величина мощности Рт.макс соответствует максималь-
ному току /н.макс и равна:
/2
Рп н.макс
т.ма#с — А
При расчете шунтированного регулирующего элемента вначале
определяется величина R
D ^/вх.мако — Uh
А ^ г •
i н.мин
Затем по формуле для Рт .макс находится величина рассеивае-
мой мощности и с ее учетом выбирается соответствующий регули-
рующий транзистор.
57

Глава шестая
ПРИМЕНЕНИЕ ПРИНЦИПА САМОНАСТРОЙКИ
ДЛЯ ПОВЫШЕНИЯ ЭФФЕКТИВНОСТИ
СТАБИЛИЗАТОРОВ
24. ОБЩИЕ ВОПРОСЫ
Как было показано выше, стабилизаторы с обратными связями
являются типичными автоматическими системами. Рассмотрим неко-
торые особенности автоматических систем, позволяющие принци-
пиально улучшить ряд качественных показателей стабилизаторов
и, в первую очередь,— энергетические показатели.
В общем случае в автоматической системе возможны два спо-
соба приложения воздействий между ее элементами (блоками) —
силовой и параметрический [Л. 77]. Нас будет интересовать пара-
метрический способ, при котором воздействия между элементами
автоматической системы осуществляются посредством изменения
каких-либо параметров соответствующего элемента.
Автоматические системы, обладающие возможностью широкого
изменения своих параметров при изменении внешних условий, полу-
чили название самоприспосабливающихся или самонастраивающихся
систем [Л. 165]. С математической точки зрения такое изменение
параметров означает, что поведение системы описывается диффе-
ренциальными уравнениями с переменными коэффициентами, не за-
даваемыми в виде определенных функций времени.
В общем случае самонастраивающиеся системы должны обла-
дать тремя дополнительными функциями:
1) непрерывным измерением параметров или качественных по-
казателей самой системы;
2) непрерывным сравнением фактических значений параметров
с заданными;
3) изменением характеристик системы в нужном направлении
для поддержания требуемых свойств ее.
Как будет показано ниже, среди стабилизаторов с обратными
связями также можно выделить ряд схем, обладающих указанными
признаками самонастраивающихся систем. Такие стабилизаторы по
аналогии с другими автоматическими системами могут быть клас-
сифицированы как самонастраивающиеся стабилизаторы (СНС).
Они отличаются от обычных стабилизаторов рядом принци-
пиальных преимуществ. Располагая возможностью изменять пара-
метры некоторых элементов схемы при наличии определенных воз-
действий, эти стабилизаторы позволяют значительно улучшить такие
характеристики, как экономичность, надежность, нагрузочная спо-
собность и т. п.
Основными воздействиями в рассматриваемых ниже СНС явля-
ются изменения тока нагрузки либо изменения входного напряже-
ния. Элементами с изменяемыми в процессе самонастройки пара-
метрами обычно служат различные переменные сопротивления.
Изменение их величины приводит к изменению режима стабилиза-
тора в требуемом напряжении.
Рассмотрим несколько схем СНС.
58

25. РАСШИРЕНИЕ НАГРУЗОЧЙОГО ДИАПАЗОНА
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО СТАБИЛИЗАТОРА
Нагрузочный ток, потребляемый от последовательного стабили-
затора (см. рис. 21), может быть выражен через отдельные состав-
ляющие тока транзистора следующим образом:
/н=<(Р+1)/б+/ко=/э.
Здесь для упрощения не учтена составляющая тока, обуслов-
ленная сопротивлением перехода гк. /к0— нулевой ток коллектора
(при разомкнутой цепи базы).
В режиме переменной нагрузки этот потребляемый от стаби-
лизатора ток ограничивается некоторыми максимальным /н.макс и
минимальным /н.мин значениями. Максимальное значение нагрузоч-
ного тока не должно превосходить величины допустимого коллек-
торного тока регулирующего транзистора /к.доп, определяемого ги-
о) б)
Рис. 39.
перболой допустимой мощности Рк.доп- Минимальное значение на-
грузочного тока (включая ток выходного делителя) не должно быть
меньше величины неуправляемого тока коллектора /ко в схеме
с разомкнутой цепью базы (или в схеме с разомкнутой цепью эмит-
тера для некоторых специальных случаев):
/н.макс = (Р + 1) /б.макс + /ко ^ /к.доп!
/н.мин /ко»
/к.доп ^ /н ==^ /ко»
При этом рабочая точка регулирующего транзистора переме-
щается в пределах прямой /—3, как показано на семействе харак-
теристик рис. 39,а. Для упрощения здесь принято £/вх=const.
Выше было показано, что одним из наиболее простых методов
увеличения максимально допустимого значения нагрузочного тока
является шунтирование регулирующего транзистора постоянным со-
противлением i/?nb
59

Вольт-амперные характеристики шунтированного регулирую-
щего элемента показаны на рис. 39,6. Они отличаются от характе-
ристик на рис. 39,а наличием угла наклона а, зависящего от величи-
ны Rm. При этом
ctg a=Rm.
Рабочая точка будет перемещаться в пределах прямой 2—4.
Новые допустимые значения нагрузочного тока при этом будут
лежать в пределах
Рн.маьс ^ /н ^ /'н.мин.
0 Л ] рэ 1—I——•
"to X
Г 4
на рис. 40,6. В ней величина
принимает в зависимости от на
где
^'н.макс = Лс.доп~Ь/ш",
/'н.мин — ^кО + ^ш',
/ш—ток шунта при токе
/н макс, /'ш— ток шунта при
ТОКе /н.мин.
Как следует из рис. 39,6,
в шунтированных схемах наря-
ду с положительным эффектом
появляется существенный недо-
статок. (Он заключается в воз-
растании минимально допусти-
мого значения нагрузочного то-
ка на величину Гт. Если ток
нагрузки становится меньше
минимально допустимого зна-
чения, то стабилизация пре-
кращается. Вследствие этого
шунтированные схемы не мо-
гут работать в режиме холо-
стого хода и близких к нему,
т. е. не допускают полного
сброса нагрузки.
Указанный недостаток мо-
жет быть устранен, если вели-
чину шунтирующего сопротив-
ления менять в обратной зави-
симости от тока нагрузки ста-
билизатора, как показано на
блок-схеме стабилизатора (рис.
40,а). Такой стабилизатор,
в котором осуществляется па-
раметрическое воздействие
Rm=f(In), может быть отне-
сен к СНС.
Принципиальная схема по-
следовательного СНС с токо-
зависимым шунтом приведена
шунтирующего сопротивления
грузочного тока два дискрет-
60

ных значения — номинал и бесконечность. Для этого шунти-
рующее сопротивление i?m подключается параллельно регулирую-
щему элементу через нормально разомкнутые контакты реле Р.
Обмотка реле включена в коллекторную цепь кремниевого транзи-
стора Гкр, который управляется падением напряжения на сопро-
тивлении г, включенном в одну из силовых (токовых) шин стаби-
лизатора. Кремниевый транзистор применен из-за свойственндй его
эмиттерному переходу вольт-амперной характеристики с резким
изломом. Величина сопротивления г выбирается так, чтобы падение
напряжения на нем при увеличении нагрузочного тока стабилизатора
до максимального значения /н.макс было еще недостаточным для
открывания кремниевого транзистора Гкр. При этом транзистор Гкр
заперт, реле обесточено и сопротивление Яш отключено.
При увеличении тока сверх выбранного максимального значе-
ния /н.макс падение напряжения на сопротивлении г становится до-
статочным для открывания транзистора Гкр, реле срабатывает и
своими контактами подключает шунт параллельно регулирующему
транзистору. Нагрузочный ток перераспределяется между регули-
рующим транзистором и шунтирующим сопротивлением и может
быТЬ увеличен ДО /'н.макс-
При последующем уменьшении нагрузочного тока до величины
/н.макс транзистор Гкр закрывается и реле отключает сопротивле-
ние Rm- При этом нагрузочный ток может быть уменьшен до зна-
чения ^н.мин» т. е. практически почти до нуля. Рабочая точка регу-
лирующего элемента может перемещаться в этом случае в преде-
лах прямой 1—4.
Таким образом, схема последовательного СНС с токозависимым
шунтом сочетает преимущества обеих схем (без шунта и с постоян-
ным шунтом) и обладает по сравнению с каждой из них более ши-
рокими пределами изменения нагрузочного тока.
Другой вариант схемы последовательного СНС с токозависи-
мым шунтом приведен на рис. 40,в. Он отличается непрерывным ха-
рактером зависимости Яш =f■{!*). Эта схема, описанная в [Л. 68],
содержит регулирующий транзистор Г, источник опорного напряже-
ния U0 и токозависимый шунт \Rm, состоящий из сопротивле:
ния R'm и транзистора Тш. Транзистор Тш управляется падением
напряжения на диоде Д, которое пропорционально нагрузочному
току стабилизатора.
При минимальном нагрузочном токе падение напряжения на
диоде Д невелико, транзистор Тш закрыт и шунт ^ш практически
отключен от регулирующего транзистора Т. По мере увеличения
нагрузочного тока транзистор Тш все более открывается и резуль-
тирующая величина Rm уменьшается. При некотором значении на-
грузочного тока транзистор Тш полностью открыт и величина шун-
тирующего сопротивления равна /?ш—Я'щ. Значение нагрузочного
тока при этом будет максимально допустимым для данной схемы
СНС. По сравнению со схемой без шунта оно больше на вели-
чину Тш.
26. ВТОРОЙ МЕТОД РАСШИРЕНИЯ НАГРУЗОЧНОГО
ДИАПАЗОНА
Другой метод расширения нагрузочного диапазона применим
в последовательных стабилизаторах с составным регулирующим
транзистором (рис. 35). В таких стабилизаторах через согласующий
транзистор 7*2 обычно задается дополнительный ток смещения /с.
61

Этот ток, обеспечиваемый при помощи постоянного сопротивле-
ния Rc, необходим для компенсации нулевого тока коллектора /Koi
регулирующего транзистора 7Y В этом случае справедливы следую-
щие соотношения:
/э1 = /н» /б1 = ~0 I | >
1ъ2—1б1 ^К01 + /с = р _|_ 1 Л*01 + /с»
/koi — нулевой ток коллектора (при разомкнутой цепи эмиттера).
Ток эмиттера согласующего транзистора 1а2 в самом неблаго-
приятном режиме (/н=/н.макс; /ко мин; Рмин) не должен превышать
допустимой величины 1э2 дош т. е. /Э2</э2 доп. С другой стороны, во
избежание срыва стабилизации при сбросе нагрузки он не должен
становиться |равным нулю (или менять знак), т. е.
/н
— /1.01 + /с > 0.
Указанное неравенство должно сохраняться при самых неблаго-
приятных соотношениях составляющих величин (/н=0; /Koi =
—/к01 макс) •
Таким образом, критерием работоспособности схемы в широком
интервале нагрузочных токов и окружающих температур является
неравенство
/н
/р2ДОП ^> ^ _|_ i ^К01 + /с 0»
Оно накладывает определенные ограничения на величину тока /с.
С одной стороны, этот ток должен быть достаточно большим, чтобы
При /н = 0 И /к01=/к01 макс ВЫПОЛНЯЛОСЬ Неравенство |/с|>|/к0 макс|.
С другой стороны, слишком
большая величина /с вынудит
ограничивать нагрузочную со-
ставляющую /н/pi +1 тока
эмиттера во избежание пере-
грузки транзистора Т2. Тем са-
мым будет ограничиваться ма-
ксимально допустимое значе-
ние нагрузочного тока, т. е.
нагрузочный диапазон станет
уже.
Успешное разрешение ука-
занных противоречивых требо-
ваний возможно при условии
изменения величины тока сме-
щения /с обратно пропорцио-
нально нагрузочному току стабилизатора. Это достигается путем
введения параметрической зависимости i?c=^(/H). Такая схема ста-
билизатора с токозависимым сопротивлением смещения может быть
отнесена к СНС,
гтгт
Рис. 41.
62

Принципиальная схема СНС с токозависимым сопротивлением
смещения приведена на рис. 41. Она содержит составной транзистор,
образованный регулирующими транзистором Тх и согласующим Т2,
источник напряжения Ес и регулируемое сопротивление смеще-
ния \RC- Сопротивление Rc состоит из постоянного сопротивления /?,
включенного последовательно с переходом транзистора Тс. Транзи-
стор Тс управляется напряжением, равным разности между смеще-
нием Ес и падением напряжения на сопротивлении г, которое про-
порционально нагрузочному току стабилизатора.
Схема работает следующим образом. При отсутствии нагрузоч-
ного тока транзистор Тс полностью открыт напряжением источни-
ка Ес, сопротивление смещения минимально и равно RC=R. Величи-
на тока смещения максимальна /с.макс При увеличении нагрузоч-
ного тока транзистор Тс начинает закрываться и сопротивление сме-
щения Rc увеличивается. При некотором значении нагрузочного тока
транзистор Тс закрывается и ток смещения практически становится
равным нулю. Теперь базовый ток регулирующего транзистора мо-
жет быть увеличен на первоначальную максимальную величину, что
означает дополнительное увеличение максимально допустимой вели-
чины нагрузочного тока на А/н, где
А/н=(Р+1)/с.макс
Помимо описанного выше СНС с параметрической зависимостью
#с=/(/н), возможны схемы СНС с параметрической зависимостью
Rc=f(On). Их целесообразно применять в случае регулируемого
выходного напряжения, когда это напряжение является источником
тока смещения /с.
27. УМОЩНЕНИЕ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО
СТАБИЛИЗАТОРА
Выше упоминалось о возможности снижения рассеиваемой на
регулирующем транзисторе мощности путем включения последова-
тельно с ним. постоянного гасящего сопротивления R. Однако это
приводит к ограничению допустимых колебаний входного напря-
жения.
Возможно устранить это ограничение, если величину гасящего
сопротивления сделать переменной и зависимой от входного напря-
жения. Для этого стабилизатор необходимо дополнить цепью пара-
метрического воздействия R—f(UBx). Такой стабилизатор может
быть отнесен к СНС.
Две схемы с переменным гасящим сопротивлением приведены на
рис. 42,а б. Схема рис. 42,а предназначена для случая, когда регу-
лирующий транзистор р-л-р-типа стоит в отрицательной шине, а схе-
ма рис. 42,6 — в положительной. В обеих схемах величина гасящего
сопротивления зависит от напряжения эмиттер — коллектор регули-
рующего транзистора, которое пропорционально входному (при
условии Un—const).
Схема, приведенная на рис. 42,а, кроме регулирующего транзи-
стора Гр, содержит буферный каскад, состоящий из сопротивле-
ния R, шунтируемого транзистором Т, и батареи с напряжением Е.
Общее сопротивление буферного каскада определяется сопротивле-
нием перехода эмиттер — коллектор транзистора 7, который управ-
63

ляется разностью между напряжением батареи Е и напряжением
эмиттер — коллектор (регулирующего транзистора.
Напряжение батареи Е подбирается так, чтобы /при минималь-
ном входном напряжении транзистор Т был полностью отперт, а при
максимальном — полностью за-
перт. *При этом в первом слу-
чае общее сопротивление бу-
ферного каскада близко к ну-
лю, а во втором — равно со-
противлению R. Величина же
сопротивления R берегся та-
'кой, чтобы при максимальном
входном напряжении вся из-
быточная мощность выделя-
лась на R.
Схема приведенная на
рис. 42,6, работает аналогично.
Однако здесь для получения
необходимой фазы разностного
напряжения, управляющего
транзистором 71, применен до-
полнительный эмиттерный по-
вторитель — транзистор Тс ти-
па п-р-п.
Практический вариант та-
кой схемы приведен на
рис. 42,в. Буферный каскад в
ней управляется разностью
между выходным напряжением
стабилизатора, используемым
в качестве опорного Е, и частью
входного, снимаемой с потен-
циометра Rn. Потенциометр Rn
необходим для установки тре-
буемого режима транзистора
Тс по постоянному току.
28. ПОВЫШЕНИЕ ЭКОНОМИЧНОСТИ ПАРАЛЛЕЛЬНОГО
СТАБИЛИЗАТОРА
Известно, что экономичность параллельного стабилизатора, ха-
рактеризуемая величиной к. п. д., невысока и примерно вдвое ниже
экономичности последовательного стабилизатора. Особенно низка
экономичность параллельных стабилизаторов, рассчитанных на ши-
рокий диапазон изменений нагрузочного тока.
В обычных параллельных схемах балластное сопротивление R&
является линейным и его величина не зависит от различных воздей-
ствий (изменений нагрузочного тока и питающего напряжения).
Рассмотрим энергетические соотношения в такой схеме для случая
изменений нагрузочного тока (полагая для простоты £/вх = const;
UH=const). При этом величины входного тока /вх и входной мощно-
сти РВх не зависят от нагрузочного тока и остаются неизменными
/Bx = /H+/P = const;
Рвх = COnst.
64

Величина же к. а д., определяемого как отношение мощности
в нагрузке к номинальной входной мощности стабилизатора, нахо-
дится, в прямой и линейной зависимости от тока нагрузки
Это обусловливает весьма низкую экономичность схемы при ма-
лых нагрузках.
Зависимости /вх, РВх=/(/н) и tj=/(/h) приведены на
рис. 43, а, б. Как следует из графиков, холостой ход и близкие
к нему .режимы являются наихудшими с точки зрения к. п. д. (эко-
номичности) параллельного стабилизатора.
5—296
65

Указанные выше недостатки йараллельнбго стабилизатора мо-
гут быть в значительной мере устранены, если отказаться от тради-
ционного условия /BX=const и сделать входной ток зависимым от
тока нагрузки. Для этого величина балластного сопротивления должна
меняться в обратной зависимости,
от тока нагрузки, как показано на
блок-схеме стабилизатора (рис.
44,а). Такой стабилизатор, в ко-
тором осуществляется параметри-
ческое воздействие Нб=Шп), мо-
жет быть отнесен к самонастраи-
вающимся.
Одна из возможных схем па-
раллельного СНС, в которой бал-
ластное сопротивление принимает
два дискретных значения, приве-
дена на рис. 44,6. Схема содер-
жит Следующие элементы. Транзи-
стор Г является регулир|ующим.
Опорное напряжение задается ис-
точником Uо. Два одинаковых со-
противления R'c образуют балла-
стное сопротивление \Ra. Реле Р%
транзистор Гкр и сопротивление г
служат для управления величиной
балластного сопротивления Лб
в зависимости от тока нагрузки.
В качестве ГКр используется тран-
зистор с" резким изломом вход-
ных характеристик (кремниевый).
Величина сопротивления г долж-
на быть такой, чтобы ори увели-
чении нагрузочного тока до /н=
='0,5/н.макс падение напряжения
на г было достаточным для от-
крывания Гкр.
Схема работает следующим образом. Предположим, что нагру-
зочный ток максимален. При этом транзистор Гкр открыт падением
напряжения на сопротивлении г и контакты сработавшего реле Р
замкнуты. Величина балластного сопротивления i?6s=0,6i?/6 и вход-
ной ток максимален — /вх.макс.
Теперь предположим, что ток нагрузки снижается до нуля.
Когда его величина станет равной /н=0,5 /н.макс» транзистор Гкр
запрется и контакты обесточенного реле Р разомкнутся. Балластное
сопротивление примет значение /?с=/?'б ч входной ток уменьшится
до величины /вх.мин.
Зависимости /вх, />вх==/(/н) и т|«-/(/н) для такой схемы приве-
дены на рис. 43,в, г. При сравнении его с рис. 43,0, б видно, что
рассмотренная схема СНС обладает нелинейной зависимостью
к. п. д. от нагрузочного тока, вследствие чего ее экономичность при
малых нагрузках значительно выше. При больших нагрузках (7Н=
=0,5 /н.макс) экономичность обеих схем одинакова.
Схема параллельного СНС обладает еще одним преимуществом.
Она позволяет либо использовать вдвое менее мощный регулирую-
щий транзистор (при прежнем значении /н.макс), либо вдвое увели-
66

чить допустимое значение /н.макс (при прежнем регулирующем
транзисторе). Однако рассмотренная схема обладает рядом недо-
статков: инерционностью, возможностью нежелательных переходных
процессов при переключении реле и т. п.
Другая возможная схема параллельного СНС, свободная от
указанных недостатков, приведена на рис. 44,в. Она отличается не-
прерывным характером зависимости
Яб=/(/н).
Схема содержит регулирующий транзистор Т, источник опорного
напряжения U0 и токозависимое балластное сопротивление >/?о, со-
стоящее из двух одинаковых сопротивлений R'e и транзистора Гб.
Транзистор Тб управляется падением напряжения на диоде Д, кото-
рое пропорционально нагрузочному току стабилизатора.
При максимальном токе нагрузки падение напряжения на диоде
достаточно для полного отпирания транзистора 7V Величина бал-
ластного сопротивления при этом в первом приближении равна
0,5/?'б, и входной ток максимален. При уменьшении нагрузочного
тока транзистор Гб запирается и величина балластного сопротивле-
ния /?б возрастает (в пределе до #б=/?/б). Соответственно умень-
шается входной ток.
Типичные зависимости /вх, Рвх=/(/н) и tj=/(M Для такой схе-
мы приведены на рис. 43Д е. Как следует из рисунка, эта схема
обладает еще более высокой экономичностью.
Выше рассматривались методы повышения экономичности па-
раллельных схем, рассчитанных на переменные нагрузки. Для них
характерна параметрическая зависимость /?б=/(/н). Однако возмож-
ны также методы повышения экономичности параллельных схем, ра-
ботающих при изменениях входного напряжения £/вх. Для этого
необходимо осуществить параметрическую зависимость R6=f(UBX).
Схемы такого типа, у которых балластное сопротивление обладает
бареттерной вольт-амперной характеристикой, описаны в [Л. 11,
33, 58].
Глава седьмая
ТЕМПЕРАТУРНЫЙ ДРЕЙФ И УСТОЙЧИВОСТЬ
ТРАНЗИСТОРНЫХ СТАБИЛИЗАТОРОВ
29. ТЕМПЕРАТУРНЫЙ ДРЕЙФ
В предыдущих параграфах было показано, что путем различных
усовершенствований транзисторных стабилизаторов можно достичь
предельных значений коэффициента стабилизации и выходного со-
противления. Наибольшая нестабильность выходного напряжения
при этом обусловливается влиянием температуры. Она проявляется
как медленный дрейф напряжения и определяется главным образом
изменением параметров, входящих в схему полупроводников при
колебаниях температуры.
Дрейф выходного напряжения обусловливается в основном
дрейфом первого каскада УОС совместно с измерительным элемен-
том, поскольку эти узлы схемы являются задающими. Дрейф за счет
других элементов значительно меньше, так как он ослабляется цепью
обратной связи.
5*
67

Основными параметрами, определяющими величину температур-
ного дрейфа, являются: опорное напряжение кремниевого стабили-
трона, напряжение на эмиттерном переходе усилительного транзи-
стора f/a.6 и обратный ток коллектора /ко.
Изменение напряжения кремниевого стабилитрона по величине
и знаку прямо пропорционально изменению температуры. Напряже-
ние на эмиттерном переходе
U3.6 у германиевых транзисто-
ров уменьшается приблизи-
тельно на 2 мв с возрастанием
температуры на ГС. Обрат-
ный ток коллектора /ко растет
с увеличением температуры,
приблизительно удваиваясь че-
рез каждые 10° С. У кремние-
вых транзисторов напряжение
цэ б изменяется в меньших
пределах, а обратный ток на
два-три порядка меньше, чем
у германиевых.
На рис. 45,а—г приведены
основные варианты измери-
тельных элементов совместно
с входными цепями усилителя
обратной связи. Рис. 45,а со-
ответствует усилителю на
р-/г-р-транзисторе, рис. 45,6 —
усилителю на /г-р-я-транзисто-
ре, рис. 45,6 и г—дифферен-
циальным схемам соответствен-
но на р-п-р и /г-р-я-транзисто-
рах.
В рабочем режиме выход-
ное напряжение стабилизатора всегда устанавливается таким, что
напряжение на сравнивающем плече делителя \R2 равно (рис. 45):
в схеме рис. 45,а £/я2=£о +£/э.б; (5)
в схеме рис. 45,6 UR2=E0—£/э<б; (6)
в схемах рис. 45,в и г UR2=E0—Ud.g\ + ^э.62, (7)
где Е0 — опорное напряжение;
^э.б—напряжение на эмиттерном переходе транзистора Ту.
С изменением температуры среды (например, с ее -увеличением)
напряжение на опорном диоде возрастет на д£0 и станет равным
Е0 + АЕ0. Вместе с тем напряжение на эмиттерном переходе транзи-
стора уменьшится на д£/Э.б и станет равным £/э.б—А£/0.б. Здесь не
учтено изменение тока /Ко транзистора Гу, влияние которого рас-
смотрено ниже.
Подставляя эти величины в выражения (5), (6) и (7), получим
соответственно новые значения установившегося напряжения на
сравнивающем плече делителя R2:
U'R2= (Е0+АЕо) + (£/э.б-д£/э.б);
tf'n2=(£o+A£o)-(*/e.6-AtfB.e);
U'R2= (£о+д£о)-(£/э.б1-д£/э.б1) +
+ ('^э.б2—д^э.62).
Рис. 45.
68

Из анализа этих выражений, во-первых, следует, что с ростом
температуры правая часть их во всех случаях возрастает из-за
доминирующего влияния Д£0, т. е. U'R2>Ur2. Соответственно воз-
растет и выходное напряжение, поскольку UH~lUR2lny где п=
= ^ ^ . Во-вторых, но абсолютной величине и знаку в схеме
45,а происходит частичная взаимная компенсация приращений АЕ0
и ДЕ/э.б, в схеме рис. 45,6 они складываются, и в схемах рис. 45,6 и г
взаимно компенсируются лишь приращения ДЕ/э.б1 и Д/7э.б2 (при
одинаковых транзисторах).
Выражение UH=UR2ln показывает, что для полной термоста-
билизации напряжения Un с повышением температуры необходимо
либо увеличивать п, либо компенсировать возрастание UR2.
Увеличивать п можно за счет увеличения R2 либо уменьше-
ния R\. В первом случае последовательно с R2 включается сопротив-
ление с положительным ТКС, например медное. Во втором случае
последовательно с R\ включаются компенсирующие диоды в прямом
направлении, либо R\ шунтируется полупроводниковым термосопро-
тивлением с отрицательным ТКС.
Вариант с медным сопротивлением и включением последователь-
но с (jRi компенсирующих диодов более пригоден для схем рис. 45,а
и в, требующих небольших изменений п. В схеме рис. 45,6, отличаю-
щейся наиболее неблагоприятными условиями термостабилизации,
целесообразнее применять вариант с термосопротивлением.
Компенсация возрастания UR2 достигается одним из известных
способов термокомпенсации напряжения опорных полупроводнико-
вых стабилитронов [Л. 68, 132, 138, 140].
Наконец, еще один метод термостабилизации выходного напря-
жения Un заключается в применении специальных компенсирован-
ных стабилитронов с низким ТКН серии Д818 [Л. 21]. Однако они
не нашли еще широкого применения вследствие своей дефицитности.
Рассмотрим влияние тока /ко усилительного транзистора на
дрейф. Поскольку в схеме 45,а этот ток и базовый ток регулирую-
щего транзистора находятся в противофазе, увеличение /ко умень-
шает ток регулирующего транзистора и выходное напряжение. По-
этому в схеме рис. 45,а желательно для дополнительной компенса-
ции дрейфа использовать в УОС транзисторы с большим /ко- В схе-
ме рис. 45,6 увеличение тока /ко, находящегося в фазе с базовым
током регулирующего транзистора, вызывает возрастание выходно-
го напряжения. В этом случае необходимо использовать транзисто-
ры с минимальным /ко, желательно кремниевые.
В схемах рис. 45,а и г благодаря их балансным свойствам, про-
исходит взаимная компенсация влияния токов /ко обоих транзи-
сторов.
Для повышения точности термостабилизации в широком интер-
вале температур необходимо создавать одинаковые температурные
условия для опорного диода, первого усилительного транзистора и
компенсирующих элементов. Иногда для этого их помещают в тер-
мостат.
Из других факторов, оказывающих влияние на дрейф, следует
отметить делитель выходного напряжения. В стабилизаторах высо-
кой точности необходимо применять сопротивления с малым темпе-
ратурным коэффициентом типа БЛП либо проволочные — мангани-
новые и константановые.
69

Точный расчет термостабилизации затруднителен ввиду много-
образия факторов и большого разброса параметров полупроводни-
ков, входящих в схему. Поэтому вначале производится ориентиро-
вочный расчет на основании приведенных выше соображений, а точ-
ная подгонка осуществляется в реальной схеме.
30. СТАБИЛИЗАТОРЫ С ЗАДАННЫМ ТЕМПЕРАТУРНЫМ
ДРЕЙФОМ
Некоторые широко применяемые в радиотехнике устройства из-
меняют свои параметры не только в зависимости от питающего
напряжения, но также в зависимости от температуры. Так, феррит-
транзисторные ячейки вычислительных машин весьма чувствительны
к температуре из-за изменения коэрцитивной силы феррита.
Для достижения стабильности параметров таких устройств
обычно стабилизируют питающее напряжение, а иногда и температу-
ру окружающей среды, помещая схему
в термостат. Однако применение термо-
статов связано с усложнением аппара-
туры и увеличением ее габаритов и
веса.
В некоторых случаях можно ком-
пенсировать температурные изменения
параметров схемы соответствующим
изменением величины питающего ее на-
пряжения. Это достигается с помощью
так называемых термозависимых стаби-
лизаторов, выходное напряжение кото-
рых изменяется с температурой по за-
ранее заданному закону. В простей-
шем случае эта зависимость носит линейный характер.
Термозависимый стабилизатор обычно должен удовлетворять
следующим требованиям:
1) при постоянной температуре поддерживать с требуемой точ-
ностью заданный номинал выходного напряжения независимо от
колебаний питающего напряжения и нагрузки;
2) при изменении температуры автоматически изменять по за-
данному закону стабилизированное напряжение;
3) содержать в измерительном элементе выносной термочувстви-
тельный датчик для размещения его в питаемом устройстве;
4) допускать регулировку номинала выходного напряжения.
Термозависимый стабилизатор представляет собой обычную по-
следовательную (либо параллельную) схему, выходной делитель ко-
торой содержит термосопротивление (например, полупроводнико-
вое— ММТ, КМТ и др.). Последнее конструктивно выносится из
стабилизатора и устанавливается в питаемом устройстве.
Описаны термозависимые стабилизаторы [Л. 3, 114], выходное
напряжение которых UH меняется по линейному закону
Рис. 46.
Г/н = [1-8(*в--£)]*/н.н.
где (/н.н — номинал выходного напряжения стабилизатора при
*он=20°С, f — текущая температура, в — температурный коэффи-
циент напряжения в град~1 С.
70

Величина в в этих стабилизаторах лежала в пределах
(4,5—9) • Ю-3 град-* С.
На рис. 46 показан выходной делитель такого стабилизатора,
содержащий термосопротивление R\. Ввиду нелинейности термосо-
противления последовательно и параллельно с ним включены обыч-
ные сопротивления R2 и i?3. Ток через- делитель и особенно через
термосопротивление необходимо выбирать настолько малым, чтобы
практически устранить его саморазогрев, приводящий к нежелатель-
ному уходу напряжения.
Для сопротивлений типа ММТ КМТ рассеиваемая на них
мощность не должна превышать примерно 1% допустимой мощности
рассеяния, что составляет около 5 мет. Следует также учитывать
значительную постоянную времени термосопротивлений, достигаю-
щую порядка 100 сек.
31. УСТОЙЧИВОСТЬ СТАБИЛИЗАТОРОВ
Схемы полупроводниковых стабилизаторов, содержащие хотя
бы однокаскадный усилитель обратной связи, в большинстве склон-
ны к неустойчивой работе. Она характеризуется появлением на вы-
ходе высокочастотных (порядка единиц или десятков килогерц)
паразитных колебаний, амплитуда которых сравнима с выходным
напряжением стабилизатора. Иногда генерация, отсутствующая при
нормальной температуре, появляется при нагревании или охлажде-
нии схемы. При этом стабилизатор превращается, в сущности, в ге-
нератор и теряет работоспособность. Поэтому в стабилизаторах
всегда необходимо предусматривать специальные меры для подавле-
ния генерации.
В общем случае стабилизатор представляет собой систему авто-
матического регулирования, содержащую несколько инерционных
звеньев (усилительный и регулирующий элементы, выпрямитель,
нагрузку и др.). Их инерционность определяется свойствами транзи-
сторов, а также наличием реактивных элементов — емкостей и
индуктивностей, способных накапливать энергию.
При переходах стабилизатора от одного установившегося режи-
ма к другому в реактивных элементах происходит перераспределение
энергии, сопровождающееся переходным процессом во времени.
В течение этого процесса отклонение выходного напряжения от
номинальной величины может быть значительным. Поскольку выход
стабилизатора связан со входом цепью обратной связи, переходный
процесс при этом может перейти в режим незатухающих колебаний,
т. е. в схеме возникнет генерация.
Наиболее важными показателями, характеризующими свойства
стабилизатора во время переходного процесса, являются устойчи-
вость и качество регулирования. Для полупроводниковых стабилиза-
торов, относящихся, как и ламповые, к системам автоматического
регулирования с отрицательной обратной связью, условия устойчи-
вой работы могут быть определены так называемым частотным кри-
терием устойчивости Найквиста. Найквист предложил судить об
устойчивости замкнутой системы по виду и расположению ампли-
тудно-фазовой частотной характеристики усиления при разомкнутой
петле обратной связи. Физическая сущность критерия применитель^
но к стабилизаторам сводится к следующему.
Предположим, что измерительный элемент отключен от выхода
стабилизатора, и к нему подводится напряжение от постороннего
71

источника. При этом величина напряжения может колебаться отно-
сительно номинального значения по периодическому закону с часто-
той, меняющейся от 0 до оо. В данном случае это напряжение можно
рассматривать как качественный эквивалент сигнала рассогласова-
ния Ль а вызванные им отклонения выходного напряжения считать
сигналом Х2 на выходе стабилизатора.
Соотношения между фазами сигналов Х\ и Х2 и их величинами
при разных частотах со будут определяться видом амплитудно-фазо-
вой частотной характеристики стабилизатора. Она же, в свою оче-
редь, определяется количеством инерционных звеньев и значениями
их постоянных времени.
Когда частота сигнала Х\ ничтожно мала (со-»0), выходной сиг-
нал сдвинут по фазе относительно входного на угол я, что соответ-
ствует отрицательной обратной связи между входом и выходом
стабилизатора. По мере повышения частоты со этот сдвиг будет
возрастать ввиду наличия инерционных звеньев на добавочный
угол ф(со), а величина Х2 будет уменьшаться. В пределе, когда
7z
со->оо угол ср(со) приближается к значению т-2~(где т — число
инерционных звеньев), а величина Х2 уменьшается до нуля.
В стабилизаторе, содержащем хотя бы однокаскадный УОС,
всегда соблюдается условие 3. В этом случае одним из инер-
ционных звеньев является нагрузка, другим—регулирующий эле-
мент и третьим — каскад УОС.
В таком стабилизаторе на какой-то критической частоте сок до-
бавочный сдвиг по фазе Х\ и Х2 станет равным я, что обусловливает
превращение отрицательной обратной связи в положительную. Если
при этом коэффициент усиления на частоте сок будет больше едини-
цы, то схема самовозбудится, т. е. начнет генерировать.
Таким образом, возможная неустойчивость схемы стабилизатора
обусловливается наличием трех или более инерционных звеньев и
коэффициента усиления на частоте сок, превышающего единицу.
Соответственно увеличение устойчивости может быть достигнуто
уменьшением количества инерционных звеньев и снижением коэффи-
циента усиления. Однако эти условия находятся в противоречии
с требованиями повышения качества стабилизации и не всегда мо-
гут быть выполнены. Практически для повышения устойчивости наи-
более часто используется следующая особенность.
Максимально допустимая с точки зрения устойчивости величина
коэффициента усиления будет наименьшей, если инерционные звенья
обладают одинаковыми постоянными времени. Она определяется по
следующей формуле:
Однако, если постоянные времени звеньев будут отличаться
в а раз, допустимое значение /Смаке увеличивается и тем в большей
степени, чем больше будет а. Практические соотношения между т,
а и /Смаке иллюстрируются табл. 3.
Следовательно, чем больше разница между постоянными време-
ни звеньев, тем выше допустимое значение коэффициента усиления
и тем легче получить устойчивость в схеме с большим числом каска-
дов. Поэтому обычно стремятся искусственно увеличить эту разницу.
т
72

Таблица 3
а
Количество звеньев (т)
3
4
5
6
1
8
4
2,89
2,37
5
37
30
29
26
10
122
ПО
ПО
ПО
100
10 200
10 100
10 098
10 097
Величины постоянных времени регулирующего и усилительного
элементов в первом приближении можно считать одинаковыми и, как
правило, в несколько раз меньшими вероятной постоянной времени
нагрузки.
32. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ УСТОЙЧИВОСТИ
В реальных схемах изменение постоянной времени стремятся
осуществить в тех звеньях, где это связано с ухудшением других
качеств стабилизатора. Так, например, чаще всего увеличивают по-
стоянную времени звена нагрузки, для чего на выход стабилизатора
включается значительная емкость Сн (порядка 1 000—2 000 мкф).
Такое решение удобно тем, что одновременно позволяет снижать вы-
ходное сопротивление стабилизатора при динамической нагрузке.
Эффективность емкости Сн будет тем выше, чем больше ее вели-
чина и чем ближе к входным клеммам нагрузки она расположена.
Минимальная величина ее определяется по приближенной формуле
CH>4Sp/C^y,
где 5Р —крутизна характеристики регулирующего транзистора;
Ку и Ту — коэффициент усиления и постоянная времени УОС соот-
ветственно.
Необходимо заметить, что включение на выходе небольших ем-
костей (порядка единиц мкф) может привести к обратному эффек-
ту, т. е. самовозбуждению схемы.
Иногда применяется увеличение постоянной времени регулирую-
щего или усилительного звеньев за счет специального включения
в них реактивных элементов. Для этого соответственно база регули-
рующего транзистора (см. рис. 52) соединяется с общей положи-
тельной шиной при помощи конденсатора С2 (0,05—0,5 мкф) или же
коллекторный переход усилительного транзистора шунтируется ем-
костью Су порядка 0,01—0,1 мкф. Иногда эмиттерный переход регу-
лирующего транзистора шунтируется конденсатором небольшой
емкости (2—3 мкф).
Так как применение емкостей обусловливает ухудшение параме-
тров стабилизатора (снижение быстродействия и др.), их величины
не следует брать больше указанных выше. Кроме того, большие
емкости этих конденсаторов могут привести к повреждению соответ-
ствующих транзисторов при переходных процессах в схеме.
В полупроводниковых схемах значительную роль в стимулирова-
нии паразитной генерации играют высокочастотные колебания, по-
ступающие на вход стабилизатора от выпрямителя.
73

При работе выпрямителя ,на емкостный фильтр в моменты появ-
ления и «превращения импульса тока через вентиль возникают удар-
ные импульсные колебания с широким спектром частот. Их ампли-
туда может быть значительной, а .максимальная частота спектра со-
ставляет несколько десятков килогерц. Эти колебания не сглажи-
ваются полностью фильтром (даже при значительном увеличении
его емкости) и не (устраняются последующей стабилизацией. Воздей-
ствуя на схему стабилизатора, они способствуют возникновению па-
разитной генерации.
Значительное подавление амплитуды этих колебаний достигает-
ся шунтированием выпрямительных диодов или вторичной обмотки
трансформатора последовательной /?С-цепочкой, При этом опти-
мальные условия подавления колебаний будут при определенном
соотношении величин емкости С и сопротивления i?, а именно
где «в — круговая частота колебаний повышенной частоты.
Ее величина определяется из выражения
1
где Lp — индуктивность рассеяния трансформатора и Сэ — суммар-
ная эквивалентная емкость, определяемая в основном междувитко-
вой емкостью трансформатора и емкостью, подключаемой парал-
лельно вентилю. Ориентировочный выбор величины емкости С может
быть сделан по приближенной формуле
Более подробный анализ ударных колебаний в выпрямителе при-
веден в [Л. 86].
К самовозбуждению схемы могут привести также взаимные на-
водки, появляющиеся из-за нерационального монтажа. Однако вви-
ду низкоомности цепей полупроводниковых стабилизаторов влияние
наводок гораздо слабее, чем в ламповых схемах. Они начинают
сказываться лишь при многокаскадных УОС. Ослабление наводок
достигается продуманным расположением монтажа и экранирова-
нием наиболее уязвимых цепей (например, входных цепей усили-
теля).
33. ЧАСТОТНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ СТАБИЛИЗАТОРОВ
С проблемой устойчивости тесно связан вопрос о частотных пре-
делах регулирования стабилизатора, приобретающий актуальность
при импульсной или высокочастотной нагрузке. Если не приняты
специальные меры, модуль выходного сопротивления стабилизатора
по мере повышения частоты потребляемого тока значительно возра-
стает. Это сопровождается появлением на выходе стабилизатора
импульсов или высокочастотной составляющей напряжения.
Ограничение верхнего частотного предела регулирования стаби-
лизатора объясняется главным образом ухудшением свойств регу-
лирующего элемента на высоких частотах.

Регулирующий элемент практически всегда /представляет состав-
ной транзистор. Выше (§ 8) было показано, что граничная частота
его определяется частотными свойствами наиболее мощного низко-
частотного транзистора и обычно не превышает единиц килогерц.
В результате с ростом частоты входное сопротивление и коэффи-
циент передачи по напряжению составного транзистора значительно
ухудшаются.
Существуют три возможности выравнивания частотной харак-
теристики выходного сопротивления стабилизатора. Первая из них—
применение мощных высокочастотных регулирующих транзисторов.
Однако эта возможность используется пока редко ввиду дефицит-
ности таких транзисторов.
Вторая возможность состоит во введении дополнительного уси-
ления высоких частот в усилителе обратной связи. С этой целью
в УОС параллельно каналу усиления постоянного тока вводится ка-
нал высокочастотного усиления. При этом в практических схемах
первый (часто единственный) каскад усиления постоянного тока
является общим, а разделение сигналов по каналам осуществляется
после него. Суммирование сигналов из обоих каналов производится
в базовой цепи регулирующего транзистора. Практическая схема
стабилизатора с двухканальным УОС приведена в § 44 (стабили-
затор 12).
Наконец, третья, наиболее простая и часто применяемая воз-
можность, заключается в увеличении емкости Сн на выходе стабили-
затора. Для этих целей обычно стремятся применять электролитиче-
ские конденсаторы, имеющие высокую удельную емкость.
Однако следует учитывать, что такие конденсаторы обладают
значительной индуктивностью выводов, которая наиболее велика
у конденсаторов ЭГЦ (около б мкгн у номинала 1 ООО мкф).
Обусловленное индуктивностью сопротивление rL уменьшается
гораздо медленнее, чем растет номинал емкости. В однокаскадных
стабилизаторах влияние rL несущественно, зато в многокаскадных
схемах возможно rL>iRBUX, в результате чего при переходных про-
цессах на выходе стабилизатора появляются выбросы.
Помимо прочего, электролитические конденсаторы обладают-
плохими высокочастотными и температурными свойствами. Поэтому
в качестве выходной емкости Сн весьма целесообразно использовать
бумажные либо специальные безындуктивные конденсаторы.
Глава восьмая
НАДЕЖНОСТЬ
34. ОБЩИЕ ВОПРОСЫ
Надежность любого технического устройства обычно характери-
зуется вероятностью безотказной работы его в течение определен-
ного отрезка времени в заданных условиях эксплуатации. Безотказ-
ной работой считается нормальное выполнение техническим устрой-
ством всех своих функций в пределах заданных допусков. Отклоне-
ние же параметров устройства от допустимых пределов принято
называть отказом устройства.
75

Для 'полупроводниковых стабилизаторов наиболее характерными
являются два типа отказов, которые в теории надежности принято
называть постепенными и внезапными. Такое разделение отказов
в известной степени условно, однако им удобно пользоваться прак-
тически.
Постепенные отказы проявляются в виде температурных, вре-
менных и других дрейфов стабилизируемого параметра (напряже-
ния или тока), когда величина параметра выходит из допустимых
пределов. Они обусловлены, главным образом, температурной чув-
ствительностью и старением полупроводников и других элементов
(сопротивлений и т. п.).
Значительное уменьшение вероятности постепенных отказов до-
стигается путем применения термокомпенсации, а также специаль-
ных мер для снижения эффекта старения (предварительного отбора
и тренировки полупроводников и сопротивлений, введения специаль-
ных подстроечных элементов и т. п.).
Возможность постепенных отказов особо следует учитывать
в прецизионных стабилизаторах, являющихся источниками эталон-
ного или опорного напряжения.
Однако наиболее существенными в полупроводниковых стабили-
заторах являются внезапные отказы, характеризуемые полным пре-
кращением стабилизации. При этом величина стабилизируемого па-
раметра практически мгновенно выходит из заданных пределов, ли-
бо падая до нуля, либо возрастая до максимума.
Внезапные отказы в 1болыпинстве случаев обусловлены повреж-
дениями полупроводниковых приборов вследствие их теплового про-
боя. Тепловой пробой характеризуется необратимыми изменениями
р-п перехода вследствие возрастания его температуры сверх допу-
стимой. Он наступает из-за потери переходом тепловой устойчиво-
сти, когда на переходе выделяется больше тепла, чем отводится.
В наибольшей степени зависит от температурных условий и элек-
трического режима частота отказов мощных транзисторов. Она экс-
поненциально возрастает с ростом температуры и напряжения. По-
этому вероятность внезапных отказов наиболее велика в универсаль-
ных лабораторных источниках и в стабилизаторах, работающих
в широком диапазоне климатических воздействий.
Практические методы уменьшения вероятности внезапных отказов
полупроводниковых стабилизаторов заключаются в обеспечении пра-
вильных электрических и тепловых режимов полупроводников в лю-
бых ожидаемых режимах работы схемы стабилизатора. Это дости-
гается несколькими путями. Один из них — конструктивный, состоя-
щий в улучшении отвода тепла от мощных транзисторов и диодов.
Другой путь обеспечения правильных тепловых режимов — схем-
ный, при котором ограничивается мощность, выделяемая на транзи-
сторах в любых режимах работы стабилизатора. Это достигается
прежде всего применением специальных схем стабилизаторов с эф-
фектом «самозащиты», а также специальных защитных устройств
в обычных стабилизирующих схемах.
К стабилизаторам, обладающим эффектом «самозащиты», отно-
сятся схемы параллельного типа, рассмотренные в предыдущих па-
раграфах. Весьма перспективны также последовательнее схемы
с «самозащитой», описанные в [Л. 104, 128, 209].
Ниже рассматриваются как конструктивные методы повышения
надежности, так и широко распространенные схемные методы.
76

3S. KoHctPyKtHBHblE MEtOflbl ОБЕСПЕЧЕНИЙ
НАДЕЖНОСТИ
К этим методам относится улучшение охлаждения полупровод-
никовых приборов путем применения специальных теплоотводов-ра-
диаторов. Хорошее охлаждение полупроводниковых приборов являет-
ся основой надежной и стабильной работы схемы. При повышении
температуры снижаются предельные данные транзисторов (мощ-
ность, напряжение) и изменяются почти все его параметры.
20" М 60, 80 № °С
Работая с транзисторами, следует обращать самое серьезное
внимание на правильность их электрических и тепловых режимов.
В силу физических особенностей транзисторов использование их
в каких бы то ни было форсированных режимах не допускается.
Необходимо помнить, что приводимые в справочниках макси-
мальные мощности рассеяния (например, 3.0 вт для П4) являются
скорее гипотетическими, так как они могут быть реализованы только
77

ршд
при низких окружающих температурах (до 20—25й С) и при идеаль-
ном радиаторе, чего почти никогда не бывает на практике. Вообще
в реальных схемах для повышения их надежности следует избегать
приближения к максимальным значениям токов, напряжений и мощ-
ностей рассеивания.
На рис. 47,а, б приведены графики, отражающие зависимость
величины допустимой рассеиваемой мощности от температуры
окружающей среды для некоторых мощных транзисторов. Рис. 47,а
соответствует транзисторам П201—П203, а рис. 47,6—П4А—П4Д.
На обоих рисунках кривая / соответствует идеальному радиа-
тору, 2 — алюминиевому радиатору без прокладок, 3 и 4 — со слю-
дяной и хлор ацетоновой про-
кладкой соответственно, 5 — без
дополнительного радиатора.
Как следует из графиков, ве-
личина допустимой рассеиваемой
мощности при наиболее неблаго-
приятных условиях снижается в
10 раз по сравнению с идеальным
случаем. Поэтому вопросу охлаж-
дения транзисторов, особенно мощ-
ных, должно уделяться серьезное
внимание. Для данных конкретных условий всегда необходимо стре-
миться обеспечить наилучший отвод тепла независимо от мощности
транзисторов и режима их работы.
Наиболее эффективным способом отвода тепла является приме-
нение радиаторов. Теплообмен системы транзистор—радиатор с окру-
жающей средой можно охарактеризовать эквивалентной электриче-
ской схемой рассеивания тепла, представленной на рис. 48.
Перепад температур гмежду источником тепла (транзистором)
и окружающей средой создает в такой системе тепловой поток от
источника тепла в окружающую среду через тепловые сопротивле-
ния /?ь R2, #з и R4.
Общее тепловое сопротивление системы R, перепад температур
Д/°=/п — tc и предельная мощность Р, которую может рассеять
транзистор, связаны зависимостью
Рис. 48.
[град-вт-
где tn — температура перехода транзистора, tc — температура среды.
В общем случае сопротивление R для рассматриваемой эквива-
лентной схемы выражается через значения тепловых сопротивлений
отдельных участков следующим образом:
R = Ri +
RAR2 + R*)
R2 + R* + RS
где Ri — внутреннее тепловое сопротивление транзистора, приводи-
мое обычно в справочниках;
R2 — тепловое сопротивление «корпус транзистора — радиатор»;
/?з — тепловое сопротивление «радиатор — среда»;
Ri — тепловое сопротивление «корпус транзистора — среда».

Поверхность радиатора практически всегда намного больше по-
верхности полупроводникового прибора, поэтому можно считать
#4^> (|#2+#з)- Общее выражение для R в этом случае упрощается
Расчет радиатора заключается в определении величин R2 и /?3.
Поскольку он весьма громоздок, проще подбирать требуемый радиа-
тор из 'существующих, чем рассчитывать его каждый раз заново.
Рис. 49.
Конструкции наиболее употребительных радиаторов приведены
на рис. 49,а, б, в, а их данные — в табл. 4. При расчете радиаторов
температура перехода *°п принималась равной максимально допу-
стимому паспортному значению, а температура окружающей среды
/°С = +60°С.
Для изготовления радиаторов чаще всего применяют алюминий
и его сплавы (Д1-М, АЛ-2 и др.). Радиатор должен быть выполнен
из единой отливки. Транзистор может быть установлен как на глад-
кой, так и на оребренной поверхности (с удалением части ребер).
При креплении транзистора к теплоотводу должен обеспечивать-
ся надежный тепловой контакт. Недопустимы перекосы, плохо при-
тертая поверхность, заусенцы, царапины и грязь в месте теплового
контакта, а также недостаточно плотное соединение. Все это приво-
79

СО
Тип радиатора
Пластинчатый
(рис. 49, а)
Односторонне ореб-
ренный (рис. 49, б)
Двусторонне ореб-
ренный (рис. 49, в)
'dagad oa-iro^
1 1 1 1 1 1
00 О О
о ю ю
Конструктивные размеры, мм
<
со со со со оо со
со со со
Tj* Tj<
♦о
1 1 1 1 1 1
СМ СМ СМ
см см CM
•о
1 1 l 1 1 1
~ ~ ~
- - -
CD CD О СО СО СО
Ю О СО
^ см см
CO CO CO
CM CM CM
ю О О О О О
Ю Ю ОЭ О !>•
СО о со
СТ> о
CD ^ ^
О 00 00
t^- ю ю
^З* ЧФ *-1
ю ю о
—' ' с^-
ООО
^
Р в ш
СМ СМ СО СО *Ф Ю
ю СО о
Ю о
'—1 CM
*xm 'adoxBHVed
вн aodoxDHe
-HBdx oa-iro>j
- '
^ со ^
н CO н
Тип транзистора
П601, П602
П4А-П4Д
П601, П602
П4А-П4Д
П601, П602
П4А-П4Д
П209-П210
П4+П4+П201
П207-П210
П207-П208
П209+П209+П4
П207-П208
Номер
радиа-
тора
1—' (М СО ю со
N 00
О — CM
80

дит к резкому увеличению теплового сопротивления Д2 и снижению
эффективности радиатора.
Полезно в место контакта транзистора и теплоотвода поместить
некоторое количество невысыхающего масла или проложить фольгу
из мягкого металла.
Недопустимо сверление общего отверстия в радиаторе для всех
выводов транзистора, что уменьшает площадь теплового контакта.
Отверстия для выводов должны быть самого малого диаметра, до-
пускаемого размерами выводов. Транзистор должен крепиться обя-
зательно с помощью всех винтов с достаточно сильно затяжкой их.
Для электрической изоляции транзистора от шасси прибора
иногда используются слюдяные прокладки, однако они ухудшают
теплопередачу и неудобны в механической обработке. Поэтому прак-
тически удобнее крепить транзистор к радиатору без прокладок,
а радиатор изолировать от шасси при помощи гетинаксовых втулок,
шайб или стоек.
Радиаторы следует крепить вдали от нагревающихся элементов
схемы так, чтобы обеспечивалась свободная конвекция воздуха. По-
вышение эффективности радиаторов достигается за счет чернения
их путем анодирования. Окраска черными эмалями и красками дает
худший результат.
36. СХЕМНЫЕ МЕТОДЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ НАДЕЖНОСТИ
Поскольку полупроводники очень чувствительны к перегрузкам,
даже кратковременным, весьма существенным является вопрос за-
щиты схемы и элементов стабилизатора от перегрузок и коротких
замыканий (к., з.) на выходе. Особую актуальность приобретает та-
кая защита в лабораторных стабилизаторах, используемых при раз-
личных экспериментах.
В последовательных стабилизаторах наиболее уязвимым оказы-
вается регулирующий элемент. В большинстве последовательных
схем регулирующий транзистор при коротком замыкании полностью
открывается и через него протекает ток, ограничиваемый лишь нич-
тожным сопротивлением внешней цепи. Одновременно к переходу
эмиттер — коллектор его прикладывается практически полное на-
пряжение выпрямителя.
При этом вследствие выделения на переходах почти всей обеспе-
чиваемой выпрямителем мощности их температура недопустимо воз-
растает и происходит тепловой пробой транзистора.
Таким образом, защиту стабилизаторов от коротких замыканий
и перегрузок можно осуществлять либо путем отключения схемы
стабилизатора от выпрямителя, либо путем ограничения тока, по-
требляемого от выпрямителя. В последнем случае у применяемого
регулирующего транзистора максимально допустимое паспортное на-
пряжение перехода эмиттер — коллектор должно превышать макси-
мальное напряжение выпрямителя.
В качестве простейшего способа защиты применяется включение
ограничивающего сопротивления в коллектор или эмиттер регули-
рующего транзистора. Однако при этом ухудшаются параметры ста-
билизатора, снижается к. п. д. схемы. Чаще для защиты от перегруз-
ки по току используются предохранители, включаемые до регули-
рующего транзистора или на выходе стабилизатора. Недостатком
этого метода является низкая чувствительность и большая инер-
6-296
81

+ 0
ционность, а также затруднительность точной настройки на необхо-
димый номинал тока срабатывания.
Для повышения скорости срабатывания предохранителя (приме-
няется схема так называемого форсированного предохранителя
(рис. 50,а). Схема работает следующим образом: транзистор Т
управляется через диод Д падением напряжения на сопротивлении г,
по которому протекает ток
нагрузки. Пока падение напря-
жения на г не превосходит на-
пряжения отпирания Д, тран-
зистор Т заперт.
При возрастании тока па-
дение напряжения на г увели-
чивается, приводя к отпиранию
диода Д и транзистора 7\ По-
следний, нагружая добавочно
предохранитель Я/7, способ-
ствует ускорению разрыва це-
пи нагрузки. Сопротивления
Ri и R2 ограничивают коллек-
торный" и базовый токи в мо-
мент отпирания. Настройка
схемы на определенный ток
срабатывания осуществляется
изменением г.
Поскольку быстродействие
форсированного предохраните-
ля все же недостаточно, прак-
тически наиболее широко при-
меняются специальные автома-
тические схемы защиты, обла-
дающие высокой скоростью
срабатывания. Несколько таких
схем приведено на рис. 51,а—г.
В схеме рис. 51,а узел за-
щиты содержит транзистор Т$
и сопротивления Ru R2, R3,
из которых R2 и Rz имеют
небольшую величину. Напря-
жение, прикладываемое к эмиттерному переходу транзисто-
ра Г8, равно разности напряжений на сопротивлениях R% и Л3. Паде-
ние на R2 воздействует на транзистор в запирающем направлении,
а падение на R3 —- в отпирающем.
Путем подбора сопротивления i#2 напряжение на нем устанав-
ливается такой величины, чтобы в нормальном режиме оно превы-
шало падение напряжения на R3 и транзистор Гз был заперт. При
перегрузке увеличивающийся нагрузочный ток вызывает такое воз-
растание падения на i/?3, что транзистор Тз открывается. Напряжение
эмиттер — коллектор его резко уменьшается, и база регулирующего
транзистора подключается через сопротивления R2 к положительной
шине. В результате регулирующий транзистор, запираясь, ограничи-
вает ток, потребляемый от выпрямителя.
После устранения перегрузки работоспособность стабилизатора
автоматически восстанавливается.
88

Недостатком схемы рис. 51,а является отсутствие общей точки
у положительных клемм выпрямителя и стабилизатора, что иногда
неудобно. От этого 'недостатка свободна схема рис. 51,6, ра-
ботающая аналогично. В ней ограничение тока регулирующего тран-
зистора при перегрузках осуществляется замыканием его эмиттерно-
го перехода на сопротивление /?3.
Схемы рис. 51,а и б применяются в низковольтных стабилизато-
рах, так как при коротком замыкании все напряжение выпрямителя
здесь прикладывается между эмиттером и коллектором регулирую-
щего транзистора.
Общим недостатком их является зависимость порогового значе-
ния тока ограничения от величины выходного напряжения. Это не-
удобно в стабилизаторах с регулируемым выходным напряжением.
Указанный недостаток отсутствует в схеме, приведенной на
рис. 50,6. Принцип работы ее аналогичен, однако напряжение на R2
здесь постоянно и не зависит от выходного.
Защитная схема с несколько иным принципом работы представ-
лена на рис. 51,е. Здесь элементами защиты являются сопротивле-
ния \R\ и R2, кремниевый диод Дз и транзистор Г3, аналогичный по
мощности рассеивания регулирующему транзистору. Кремниевый
диод применен ввиду его способности открываться лишь при опреде-
ленном прямом напряжении (не менее 0,5—0,7 в).
Величина сопротивления Ri подбирается так, чтобы при нормаль-
ном режиме падение напряжения на нем было недостаточным для
открывания кремниевого диода Д3. Сопротивление R2 должно обес-
печивать базовый ток транзистора 73, достаточный для его полного
отпирания.
При перегрузке диод Д3 открывается под влиянием возрастаю-
щего падения напряжения на сопротивлении R\ и шунтирует эмиттер-
ный переход транзистора 7Y При этом транзистор Г3 ограничивает
на определенном уровне ток, потребляемый от выпрямителя. После
устранения перегрузки схема автоматически восстанавливает рабо-
Рассмотренный принцип ограничения тока в последДИЦ^ой
цепи применяется и в более сложных схемах. НаприменЯННнм
из вариантов используется триггер, срабатывающий при пЯННррх
и запирающий регулирующий транзистор. ^ЯРВ* '
Для высоковольтных стабилизаторов, у которых напряжение
выпрямителя превышает допустимое напряжение эмиттер — коллек-
тор регулирующего транзистора, пригодна схема рис. 51,г. В ней
элементами защиты являются: транзистор Г3, кремниевый диод Д3,
сопротивления R\ и R2 и реле Р с нормально разомкнутыми контак-
тами.
Принцип работы цепочки Ru #2, Дз и 73 такой же, как и в схе-
ме рис. 51,в. При включенном стабилизаторе транзистор Тг открыт,
реле Р сработало и его контакты замкнуты. В случае перегрузки
транзистор Г3 запирается увеличивающимся падением напряжения на
сопротивлении Ru и реле Р обесточивается, отключая схему стаби-
лизатора от выпрямителя. Для повторного включения необходимо
нажать кнопку Кн. При этом реле Р срабатывает, блокируя своими
контактами кнопку.
Иногда для ограничения опасных перенапряжений, воздействую-
щих на регулирующий транзистор при включении стабилизатора и
снятии перегрузки, коллекторный переход регулирующего транзисто-
ра шунтируется кремниевым стабилитроном. При этом стабилитрон
6* , 83

Рис. 51.
вкопается в обратном направлении (т. е. анодом к коллектору, ка-
тода^» к базе). Его рабочее напря!жение должно незначительно пре-
вышав максимально возможное расчетное напряжение на переходе
эмиттер — коллектор регулирующего транзистора.
Глава девятая
РАСЧЕТ, КОНСТРУИРОВАНИЕ И НАСТРОЙКА
37. РАСЧЕТ СТАБИЛИЗАТОРА
Исходными величинами при расчете являются: номинальное на-
пряжение сети и его относительное изменение, выходное напряжение,
нагрузочный ток, коэффициент стабилизации, выходное сопротивле-
ние, а также параметры существующих полупроводниковых прибо-
ров.
Полная схема стабилизатора, элементы которой необходимо рас-
считать, приведена на рис. 52. Расчету стабилизатора должен пред-
шествовать выбор типа основного и вспомогательного выпрямителей
и сглаживающего фильтра. При этом желательно внутреннее сопро-
84

тивление основного выпрямителя делать минимальным, что улучшает
коэффициент стабилизации и снижает выходное сопротивление схемы.
Величины напряжения вспомогательного выпрямителя и сопро-
тивления Дф рассчитываются применительно к выбранному типу ста-
билитрона Ду по методике, приведенной в {Л. 68] либо [Л. 132].
Применение в фильтрах дросселей значительно ухудшает усло-
вия работы стабилизатора при резких изменениях тока нагрузки.
В этом случае в обмотке дросселя возникают значительные перена-
пряжения, которые могут превышать напряжение выпрямителя. При
резком уменьшении тока напряжение на дросселе складывается
с напряжением выпрямителя и может вызвать пробой транзисторов;
4 R*
4-
Рис. 52.
при резком увеличении тока возникшее на дросселе напряжение вы-
читается из напряжения выпрямителя, приводя к нарушению стаби-
лизации. Указанный недостаток отсутствует при использовании чисто
емкостных фильтров, которые следует применять при импульсном
характере нагрузки и относительно небольших токах (до 1,5 а). Ве-
личина емкости фильтра с учетом изложенных ниже соображений
о допустимых пульсациях рассчитывается по известным формулам.
Величина минимально допустимого входного напряжения стаби-
лизатора, определяемая по схеме на рис. 52, составляет
ubx.mhh— ^H~h u~Ь £/э.к.миш (8)
где u амплитуда пульсаций на выходе фильтра;
[/э.к.мин — минимально допустимое напряжение между эмиттером и
коллектором регулирующего транзистора, при котором
работа еще происходит на линейном участке выходной
характеристики.
Из формулы (8) следует, что с ростом пульсаций увеличивается
требуемая постоянная составляющая входного напряжения. По-
скольку это приводит к возрастанию напряжения на переходе эмит-
тер— коллектор, увеличению рассеиваемой на регулирующем тран-
зисторе мощности и снижению к. п. д., величину u„ стремятся
уменьшать до минимума и не учитывают в дальнейших расчетах.
85

Напряжение iV3.k.mhh, Определяемое из йыходньтх характеристик,
для большинства транзисторов не превышает 1 в. При расчете его
можно принимать равным 1,5 е.
Исходя из колебаний сетевого напряжения в пределах ±10%,
определяется номинальное и максимальное входные напряжения
^ВХ.НОМ==1 * 1 ^ВХ.МИН)
^вх.макс^! '1 ^вх.ном — Uh~Ь^э.к.макс- (9)
На основании формулы (9) находится максимальное падение на-
пряжения на регулирующем транзисторе, а затем рассеиваемая на
нем максимальная мощность
^э.к.макс = ^вх.макс—Uh\
•Pp. мак с — '^э.к.макс ^н.макс.
По значениям £/э.к.макс> Рр макс, /н.макс выбирается тип регу-
лирующего транзистора. При этом вычисленные значения не должны
превышать паспортных, соответствующих температуре +60° С.
После выбора регулирующего транзистора производится расчет
режима и выбор согласующего транзистора Гс. Коллекторный ток
его, равный примерно эмиттерному, определяется из выражения
Т Т — Т ! т _ 1н.м&ьс
■* к.с i^.c — i6.p"T"ic— ~t"ic»
где Ic—дополнительный ток, задаваемый сопротивлением Rc.
Для транзисторов П201—П203 1С берется равньщ 5—8 ма, для
П13—П16—порядка 1—2 ма. Поскольку напряжение на переходе
эмиттер — коллектор согласующего и регулирующего транзисторов
почти равны, максимальная мощность, рассеиваемая коллектором Тс,
составляет:
^с.макс =^к.с ^э.к.макс*
По найденным значениям /к.с, ^с.макс, ^э.к.макс определяем тип
согласующего транзистора.
После этого надо проверить величину базового тока его, которая
не должна превышать 0,1—0,5 ма
Если базовый ток получается большим, необходимо поставить
еще один согласующий транзистор, расчет режима которого ведется
аналогично.
Величина сопротивления Rc, задающего ток /с, определяется из
выражения
Лс — г •
Усилительный транзистор Гу выбирается на основании приведен-
ных ранее общих соображений, а также с учетом следующего.
Напряжение эмиттер — коллектор транзистора Гу, определяемое
из схемы рис. 52 на основании закона Кирхгофа, равно:
iVa.K.y=lt/H—cVo+lf/a.e.c+'tWp.
86

Пренебрегая небольшими величинами U9.6.c и £/».б.р, можно на-
писать:
^э.к.у ^гг —U О'
Эта величина не должна превышать допустимого паспортного
напряжения выбранного типа транзистора TY.
Поскольку в качестве транзистора Ту практически всегда исполь-
зуются маломощные транзисторы П8—П16 и др., оптимальная вели-
чина коллекторного тока /к.у берется равной 1—1,5 ма.
Рассматривая контур Ду, Ry> Гр и Тс можно написать:
^яу+^э.б.с +^/э.б.р—£/всп = 0,
где URY—падение .напряжения на сопротивлении RY.
Пренебрегая £/э.б.с и £/э.б.р, можно определить напряжение на RY:
Uilyr— ^всп«
Отсюда величина сопротивления RY равна:
U всп U всп
' К.У
+ /б.с " /к.^
так как базовым током согласующего транзистора /б.с в большинст-
ве случаев можно пренебречь.
После расчета режима выбранного усилительного транзистора
необходимо проверить величину рассеиваемой на его коллекторе мощ-
ности
Ру.макс — Лс.у^ э.к.у^Рдоп.
Как уже отмечалось выше, ток через делитель /д должен по
крайней мере на порядок превышать базовый ток транзистора Т7 и
может достигать 10% нагрузочного. На основании этих соображений
и рассчитывается общее сопротивление делителя. Сопротивления R\
и R2 находятся исходя из величины /д и следующих условий:
U0<*UR2;
UH=UR2+URl;
р ur2. р _ u* ~~ ur2
/д
Сопротивление R^ берется такой величины, чтобы задаваемый
им ток через стабилитрон Д0 составлял около б ма
на — 5- Ю-3 ' 0Мл
Элементы термокомпенсации и антипаразитные емкости выби-
раются исходя из приведенных ранее соображений.
На основании параметров выбранных транзисторов и рассчитан-
ных элементов схемы определяются ориентировочные значения коэф-
фициента стабилизации и выходного сопротивления. Если они полу-
67

чаются неудовлетворительными, применяются дополнительные каска-
ды УОС либо другие меры, рассмотренные в предыдущих парагра-
фах.
После расчета схемы стабилизатора необходимо рассчитать вы-
др ям ите ль с фильтром и трансформатор.
В полупроводниковых стабилизаторах в качестве вентилей при-
меняются исключительно полупроводниковые диоды, а фильтром
обычно служит емкость. В этом случае требуемое напряжение вто-
ричной обмотки трансформатора определяется по известным форму-
лам [Л. 152, 177].
38. КОНСТРУИРОВАНИЕ И НАСТРОЙКА
0:
'вх
РЭ
&Арэ
УОС
Ииэ
а)
0
Полная схема стабилизатора может быть четко разделена на
несколько функциональных узлов: силовую часть, содержащую вы-
прямитель и фильтр, регулирующий элемент, а также узел управле-
ния, включающий УОС и измерительный элемент. Конструктивно эти
узлы целесообразно вы-
полнять поблочно, что об-
#—я легчает монтаж, настройку
и в случае необходимости,
модификацию схемы.
(При монтаже блоков и
соединении их между собой
токовые цепи необходимо
вести проводом большого
сечения во избежание боль-
ших падений напряжения
на них. (В противном слу-
рис 53 чае может увеличиться вы-
ходное сопротивление ста-
билизатора.
Решающую роль в уменьшении выходного сопротивления стаби-
лизатора и пульсаций на выходе играет место подключения измери-
тельного элемента. Если точки присоединения выходного делителя и
опорного источника к общей шине при монтаже не совмещены, а раз-
несены, то в контур обратной связи оказываются включенными токо-
вые падения напряжения на различных проводах. В зависимости от
фазы этих напряжений они могут действовать в дестабилизирующем
направлении и тем сильнее, чем больше усиление в цепи обратной
связи.
Пример наиболее неудачного монтажа стабилизатора показан на
рис. 53,а. Здесь в контуре обратной связи действуют падение напря-
жения на проводе АВ от зарядного тока конденсатора фильтра Сф
и падение напряжения на проводе ВС от тока нагрузки.
Падение напряжения на АВ носит характер импульсов, повто-
ряющихся с частотой пульсаций. Оно действует в дестабилизирую-
щем направлении и приводит к увеличению пульсаций-жа выходе ста-
билизатора. Падение напряжения на участке ВС также действует
в дестабилизирующем направлении, в результате чего значительно
ухудшается выходное сопротивление стабилизатора.
Возможность такого неудачного монтажного расположения про-
водов следует особо учитывать при использовании печатного мон-
тажа.
88

Для исключения нежелательного влияния падений напряжения
на токовых цепях опорный источник и выходной делитель должны
иметь только одну контактную точку, которая затем присоединяется
к общей токовой шине. С целью максимального использования эф-
фективности цепи обратной связи место присоединения должно выби-
раться как можно ближе к клеммам нагрузки. В лабораторных
стабилизаторах таким местом обычно являются выходные клеммы
стабилизатора.
Иногда нагрузка может располагаться на значительном удале-
нии от выходных клемм. В этом случае вследствие падения напряже-
ния на соединительных проводах стабильность напряжения на на-
грузке будет ниже, чем непосредственно на клеммах стабилизатора.
Во избежание этого измерительный элемент следует присоединять
прямо к зажимам нагрузки, как показано на рис. 53Д
Для снижения возможности паразитной генерации все проводни-
ки, подключаемые к положительной и отрицательной шинам, должны
собираться в одну точку и присоединяться к выходному конденсато-
ру Сн. Конденсатор желательно располагать как можно ближе
к выходным клеммам стабилизатора.
Монтаж и пайка транзисторов и полупроводниковых диодов про-
изводится с соблюдением обычных предосторожностей.
При настройке перед первым включением смонтированного ста-
билизатора следует проверить изоляцию мощных транзисторов от
корпуса, поставить в среднее положение потенциометр в делителе
выходного напряжения, а на выходе включить нагрузочное сопротив-
ление, обеспечивающее требуемый нагрузочный ток.
Сетевое напряжение целесообразно повышать, начиная от нуля
с помощью автотрансформатора, контролируя одновременно выход-
ное напряжение вольтметром и осциллографом. Момент начала ста-
билизации при повышении входного напряжения определяется по
резкому уменьшению пульсаций на экране осциллографа.
Из осциллографов наиболее удобными являются ЭО-7, СИ-1,
С1-8идр.
При налаживании схемы с транзисторами запрещается произво-
дить перепайку ее элементов под напряжением. Это особенно отно-
сится к базовым цепям транзисторов. Обрыв, отпайка или отключе-
ние цепи базы при включенном питании недопустимы. Сначала не-
обходимо выключить все источники питания, затем сделать требуе-
мое изменение в схеме и снова включить питание. Несоблюдение
этого требования может привести к выходу из строя всех транзи-
сторов схемы.
В полупроводниковых стабилизаторах обычно применяются зна-
чительные емкости. Следует учитывать, что при выключении схемы
разрядными токами этих емкостей могут быть повреждены мало-
мощные транзисторы. Поэтому необходимо предусматривать спе-
циальную защиту транзисторов либо разрядные цепи.
Правильно рассчитанный и собранный стабилизатор обычно на-
чинает работать сразу, затем требуется лишь точная подстройка
выходного напряжения потенциометром делителя.
Если предполагается работа схемы в тяжелых температурных
условиях, собранный стабилизатор желательно проверить при высо-
ких температурах (порядка 60° С) в термостате при номинальном
нагрузочном режиме. Входное напряжение при этом следует уста-
навливать максимальным.
89

Глава десятая
СТАБИЛИЗАТОРЫ ТОКА
39. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ ТОКА
Стабилизатор тока в общем случае представляет собой устрой-
ство, служащее для поддержания постоянства величины тока в на-
грузке при изменениях ее сопротивления и колебаниях питающего
напряжения.
Стабилизаторы тока получили гораздо меньшее распространение,
чем стабилизаторы напряжения. Они применяются при некоторых
физических исследованиях, для испытаний магнитных свойств раз-
личных материалов, при работах с ферритами, реле, электромагни-
тами, электромагнитными датчиками и т. л. Стабилизаторы тока
необходимы при измерениях некоторых параметров полупроводни-
ковых приборов и снятии их вольт-амперных характеристик.
Блок-схемы, элементы и режимы работы стабилизаторов тока и
стабилизаторов напряжения имеют много общего. Возможны стаби-
лизаторы тока как параметрические, так и с обратными связями, вы-
полненные по параллельной либо последовательной схеме, с различ-
ными режимами стабилизации.
Ввиду специфики полупроводниковых приборов стабилизаторы
тока на полупроводниках чаще всего выполняются по последователь-
ной схеме с обратной связью. Параметрические же схемы приме-
няются гораздо реже.
Полупроводниковые стабилизаторы тока целесообразно приме-
нять в случае невысоких (30—40 в) возможных напряжений на на-
грузке. Их достоинством является широкий допустимый диапазон
стабилизируемых токов (от 0 до 10 а и более).
Для оценки стабилизирующих качеств схемы применяются такие
параметры, как выходное сопротивление #Вых и два частных коэф-
фициента стабилизации Ки и Kr. Выражение для выходного сопро-
тивления здесь такое же, как и в стабилизаторах напряжения
/<вых- А/н •
Однако в противоположность стабилизаторам напряжения, в дан-
ном случае требуется максимальная величина 1#Вых, равная в идеаль-
ном случае бесконечности.
Коэффициент стабилизации Ки связывает относительные измене-
ния входного напряжения с относительными изменениями тока в на-
грузочном сопротивлении (при постоянстве последнего)
г au** . А/н
Дм" иъх • /н •
Другой частный коэффициент стабилизации Kr связывает отно-
сительные изменения тока в нагрузке с относительными изменениями
величины нагрузочного сопротивления при постоянстве входного на«
пряжения
v . А/н
я*" - -/Г
90

Обычно коэффициент Kr в литературе встречается редко, а для
характеристики стабилизатора применяют параметры Ки и #Вых.
Помимо указанных параметров, для оценки постоянства тока во
времени и при колебаниях температуры могут быть использованы
понятия временного и температурного дрейфов, введенные для ста-
билизаторов напряжения.
Простейшим параметрическим стабилизатором тока может слу-
жить обычный диод, включенный в обратном направлении последо-
вательно с нагрузкой (рис. 54,а). Вольт-амперные характеристики
такой схемы приведены на рис. 54,6. Стабилизированным током
в этой схеме является обратный ток диода, который меняется не-
значительно при колебаниях нагрузки и входного напряжения.
Рис. 54.
Существенными недостатками стабилизатора с обычным диодом
являются: малая абсолютная величина тока (доли миллиампера), за-
висимость его от температуры среды и диода и недостаточный коэф-
фициент стабилизации. Поэтому обычные диоды редко применяются
для стабилизации тока.
В последнее время рядом зарубежных фирм выпущены специаль:
ные «кремниевые стабилизаторы тока», представляющие собой полу-
проводниковый прибор с двумя выводами [Л. 173, 261, 266]. Они рас-
считаны на стабилизацию фиксированных номиналов тока в диапа-
зоне 0,5—20 ма при напряжениях до 75 в.
Типичная вольт-амперная характеристика кремниевого стабили-
затора тока приведена на рис. 54,в. Из рисунка следует, что динами-
ческое сопротивление стабилизатора гд велико
Ш
Величина гд указанных стабилизаторов лежит в пределах 0,25—
4 Мом.
Такие полупроводниковые приборы с успехом могут использо-
ваться в параметрических стабилизаторах тока. Однако они не полу-
чили еще достаточного распространения. Практически чаще всего
применяют стабилизаторы тока с обратной связью, позволяющие
плавно регулировать номинал выходного тока и обладающие более
совершенными параметрами.
91

40. СТАБИЛИЗАТОРЫ ТОКА С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
В общем случае блок-схема последовательного стабилизатора
тока с обратной связью состоит из регулирующего элемента, усили-
теля обратной связи и измерительного элемента, содержащего опор-
ный источник и эталонное сопротивление /?Эт ((рис. 55,а). В качестве
опорного источника в стабилизаторах тока обычно используются
источники напряжения
г 3rjf (гальванические элементы,
полупроводниковые стаби-
литроны и т. п.).
Опорное напряжение
сравнивается с падением
напряжения на эталонном
сопротивлении ДЭт от тока
нагрузки, образуя сигнал
рассогласования. Этот сиг-
нал усиливается до тре-
буемой величины усилите-
лем обратной связи и пода-
ется в соответствующей
фазе на регулирующий эле-
мент, который меняет свое
сопротивление так, что рас-
согласование (устраняется.
Все это весьма напоминает
процессы в стабилизаторах
напряжения.
Величина стабилизиро-
ванного тока определяется
положением рабочей точки
регулирующего транзистора,
которое может меняться за
счет изменения либо вели-
чины Яэт либо опорного
напряжения. В реальных
схемах обычно удобнее ре-
гулировать величину JRQT.
Нагрузка в последова-
тельных стабилизаторах то-
ка может включаться как
в эмиттерную, так и в кол-
лекторную цепи регулирую-
щего транзистора. Несколь-
ко вариантов простых схем
стабилизаторов тока без
усилителя обратной связи
приведены на рис. 55,6, виг. Ввиду невысоких коэффициентов
стабилизации они применяются редко.
Две типичные схемы стабилизаторов с усилителем обратной свя-
зи, отличающиеся включением нагрузочного сопротивления 7?н, при-
ведены на рис. 56,а, б.
Первая схема напоминает обычный стабилизатор напряжения,
у которого делитель выходного напряжения образован эталонным
сопротивлением Яэт (нижнее плечо) и сопротивлением нагрузки Rn
Рис. 55.
Рис. 56.
92

(верхнее плечо). Как и в стабилизаторах напряжения, здесь цепью
обратной связи поддерживается постоянная величина напряжения на
нижнем плече делителя, что возможно при условии сохранения по-
стоянства тока делителя независимо от изменений сопротивления
верхнего плеча делителя (т. е. нагрузки RH).
Во втдрой схеме усилительный транзистор управляется анало-
гично, но нагрузка как бы включена последовательно с внутренним
сопротивлением источника напряжения UBX.
В обеих схемах питание коллекторных цепей усилителя обрат-
ной связи ;может осуществляться входным напряжением UBX (как
показано на рис. 56 пунктиром) либо от отдельного источника.
В последнем случае значительно улучшаются стабилизирующие
качества схемы. Оптимальная величина коллекторного тока, проте-
кающего также и через опорный стабилитрон, составляет 3—5 ма.
Ввиду громоздкости подробного анализа приведенных на рис. 56
схем, рассмотрим лишь упрощенные выражения для выходного со-
противления RBux и коэффициента стабилизации К. Согласно [Л. 68]
эти выражения для схем рис. 56,а и 56,6 имеют соответственно вид:
^вых
ГК1 + #'у
(ЯэтКу + R'y)
к--
/н
ивх
где /Су, R'y — соответственно коэффициент усиления УОС (без уче-
та шунтирующего действия регулирующего транзи-
стора) и выходное сопротивление УОС.
При высоком коэффициенте усиления УОС (/Су>5 000) справед-
ливы соотношения rKi^>R'Y и R9tKy ^> R'y, в результате чего выра-
жения для i?Bbix и К упрощаются. В этом случае получаем:
для схемы, приведенной на рис. 56,а,
^вых~—ЯэтКу', (10)
для схемы рис. 56,6
#вых«— ГкГ, (12)
к*-КГ- (13)
93

Сравнение выражений (10), (11) и (12), (13) показывает, что
стабилизирующие качества схемы рис. 56,а улучшаются с повыше-
нием усиления /Су, в то время как в схеме рис. 56,6 значение #Вых
не может превышать гкЬ вне зависимости от величины /Су.
Таким образом, для улучшения стабилизации в обеих схемах
весьма важно увеличивать значение гкь Это достигается выбором
соответствующих транзисторов и применением схемы составного
транзистора.
Увеличение i?3T при прочих равных условиях также приводит
к улучшению стабилизации. Однако при заданном токе нагрузки это
вызывает увеличение теряемой в стабилизаторе мощности и ухудше-
ние к. п. д. Если величина к. п. д. играет существенную роль, целе-
сообразно снижать падение напряжения на i/?3t и соответственно ве-
личину U о.
Если стабилизатор тока предназначен для работы в широком
температурном диапазоне, в его схеме необходимо предусматривать
термокомпенсацию. Она осуществляется с учетом общих соображе-
ний, изложенных в § 29.
Расчет стабилизатора тока мажет производиться по той же ме-
тодике, что и расчет стабилизатора напряжения. При этом необходи-
мо учитывать, что наиболее тяжелый режим регулирующего транзи-
стора при заданном токе /н соответствует минимальному сопротив-
лению нагрузки Rn.
Практическая схема стабилизатора тока приведена в гл. 11.
Глава одиннадцатая
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ СТАБИЛИЗАТОРОВ
41. ОБЩИЕ ВОПРОСЫ
В этой главе приведены практические схемы стабилизаторов.
Каждая схема сопровождается кратким описанием, содержащим
сведения о качественных показателях стабилизаторов, особенностях
схемы и назначении отдельных деталей. Кроме того, описание содер-
жит спецификацию деталей стабилизатора.
В некоторых схемах указаны величины необходимых напряже-
ний вторичных обмоток трансформатора. В схемах, где они отсутст-
вуют, эти напряжения легко могут быть найдены на основании изло-
женного выше материала. Намоточные данные трансформаторов
в описаниях не приведены, так как для каждой схемы они зависят
от требуемых конкретных значений токов и частоты сети (50 гц или
400 гц). Намоточные данные дросселей приведены для частоты 50 гц.
Всего рассмотрены 32 различные схемы, рассчитанные на широ-
кий диапазон выходных токов и напряжений. Приведены простые
схемы эмиттерных повторителей с невысокими качественными пока-
зателями, схемы средних достоинств, с однокаскадными УОС на
р-п-р и л-/?-/г-транзисторах, высококачественные схемы с многокас-
кадными УОС. Описаны стабилизаторы с несколькими выходными
напряжениями и с напряжениями, регулируемыми в широких преде-
лах.
Рассмотренные схемы содержат разнообразные источники опор-
ного напряжения — сухие батареи, кремниевые и газоразрядные ста-
билитроны.
94

Ёсе описания стабилизаторов напряжения разбиты на три оснбЁ-
ные группы: схемы с нерегулируемым выходным напряжением, схемы
с регулируемым в широких пределах напряжением и схемы с несколь-
кими каналами (выходами). Схемы с нерегулируемым напряжением
условно разделяются еще на три группы—с низким выходным на-
пряжением (0—7,5 в) f со средним напряжением (7,5—30 в) и с вы-
соким напряжением (свыше 30 в). Все упомянутые описания схем
расположены в указанном порядке.
Хотя отдельные стабилизаторы имеют одинаковые или близкие
по величине выходные напряжения, они существенно различаются
либо значениями выходной мощности, либо величиной коэффициента
стабилизации, либо, наконец, специфическими особенностями схемы.
При оценке стабилизатора следует иметь в виду, что значения
некоторых качественных показателей (коэффициента стабилизации,
выходного сопротивления, пульсаций выходного напряжения) яв-
ляются ориентировочными, так как они в большой степени зависят
от характеристик применяемых транзисторов.
42. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
Стабилизатор 1
качественные показатели
Выходное напряжение в 10
Нагрузочный ток, ма 0—2
Коэффициент стабилизации 5 ООО
Выходное сопротивление, ом 5
Температурный коэффициент, °/о • г рад"1 . 0,001 — 0,003
Допустимые колебания сетевого напря-
жения, % ±10
с,
Я* R5
-0
Рис. 57.
Схема представляет собой двухкаскадный параметрический низ-
ковольтный стабилизатор повышенной точности, который по своим
качественным показателям превосходит нормальный элемент III клас-
са. Выходное напряжение стабилизатора не регулируется и опреде-
ляется главным образом величиной пробивного напряжения крем-
ниевого стабилитрона Дц.
95

Температурная компенсация схемы осуществляется диодами
д12—Дм, включенными в прямом направлении. Величина и знак
температурного коэффициента напряжения могут быть подобраны
с помощью потенциометра R5.
Спецификация деталей схемы
Обозначения
Тип
Номинальные данные
Примечание
Сопротивления
^3
«5
сг
С2
МЛТ-2
МЛТ-2
.МЛТ-1
МЛТ-0,5
ППЗ-11
2,7 ком
2,7 ком
1,2 ном
470 ом
100 ом
Дг-Дь
Д9-Дю
Дп-Дь
Пр
КЭ
КЭ
Д7Ж
Д808
Д808
Конденсаторы
1 10 мкф/450 в
I 10 мкф/450 в
Диоды
П ре дох раните ли
I 0,15 а
Для повышения точности термокомпеясации в широком интерва-
ле температур диоды Дп—Ди необходимо располагать рядом и
в одинаковых температурных условиях. Вторичная обмотка транс-
форматора рассчитана на напряжение 220 в.
43. НИЗКОВОЛЬТНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
Стабилизатор 2
Качественные показатели
Выходное напряжение, а 1,2
Нагрузочный ток, а 3
Коэффициент стабилизации . . , 20
Выходное сопротивление, ом —
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . • 25
Допустимые колебания сетевого напряжения, % . . ±10
Стабилизатор является мощным низковольтным источником пи-
тания, эквивалентным аккумуляторной батарее. Он собран по схеме
с последовательным регулирующим элементом, в качестве которого
используется составной транзистор Т\—Г4, однокаскадным усилите-
лем обратной связи и инверсным опорным напряжением. Для полу-
чения опорного напряжения используется кремниевый стабилитрон
д7, питающийся от вспомогательного выпрямителя на диоде Дв.
Коллекторное напряжение усилителя обратной связи подается
также от вспомогательного выпрямителя на диоде Д\. Для повыше-
ния коэффициента стабилизации и снижения пульсаций на базу
96

транзистора Т5 усилителя при помощи сопротивления Я7 и конден-
сатора Сб подается в противофазе напряжение со входа. Конден-
сатор С7 предназначен для подавления генерации схемы на высоких
частотах. Термокомпенсация осуществляется при помощи термосо-
противления Rs> включенного в делитель выходного напряжения.
Рис. 58.
Дроссель Др собран на пластинах Ш20Х32, обмотка содержит-
600 витков, намотанных проводом ПЭВ-1 диаметром 1,8 мм.
Обмотка // трансформатора должна обеспечивать напряжение
8 в, обмотка III — 8 в, обмотка IV — 27 в.
Спецификация деталей схемы
Обозна-
чения
Тип
Номинальные данные
Примечание
Сопротивления
Яг
МЛТ-1
2 ком
Я2
МЛТ-0,5
1,1 ком
Я*
МЛТ-0,5
510 ом
#4
МЛТ-0,5
160 ом
Я5
МЛТ-0,5
5,6 ком
/?в
МЛТ-1
470 ом
Подбирается
#7
МЛТ-0,5
30 ком
Яг
МЛТ-1
120 ом
я>
МЛТ-1
1 ком
—
7—296
97

с,
КЭ
с,
КЭ
с,
КЭ
Q
КЭ
с5
КЭ
с.
МБМ
с,
КЭ
с,
КЭ
Дг
Дг-Дь
Д,
7\
Д7Г
ДЗОЗ
Д7Г
Д808
П209
П4Б
П201
П13А
П13А
Конденсаторы
30 мкф/50 в
500 мкф/\2 в
1 ООО мкф/12 в
30 мкф/50 в
30 мкф/50 в
0,5 лш£
30 мкф/50 в
500 л*к$/8 в
Диоды
Транзисторы
Пр
Предохранитель
| 0,5 а
Замена ДГ—Ц24
Замена ДГ«-Ц24
Замена П4В—П4Д
Замена П202--П203
Замена П13—П16
Замена ГШ—ГШ
Стабилизатор 3
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 1,5
Нагрузочный ток, и 0—0,2
Коэффициент стабилизации 2 000
Выходное сопротивление, ом 0,00075
Температурный дрейф, мв-гр'ад-1 0,01
Допустимые колебания сетевого напряжения, % ±10
Стабилизатор обладает высокими качественными показателями
при относительно мощном выходе. Суммарная нестабильность его на-
пряжения не превышает 0,03%, т. е. того же порядка, что и у нор-
мального элемента III класса.
Стабилизатор отличается рядом интересных особенностей. Он
собран по схеме с инверсным опорным напряжением, что позволило
при низковольтном мощном выходе получить высокий коэффициент
стабилизации. Повышению коэффициента стабилизации способствует
также использование в каскаде УОС вместо обычного нагрузочного
сопротивления токостабилизирующего элемента. Этот элемент, прин-
цип работы которого приведен в § 18, состоит из транзистора Ти
стабилитронов Дб, Дч и сопротивлений R\ и Ri.
Для уменьшения величины выходного сопротивления в стабили-
заторе применена положительная обратная связь по току с помощью
сопротивления R&.

Низкое значение температурного дрейфа достигается примене-
нием мостовой схемы опорного напряжения, термокомпенсированной
прямовключенным диодом. Стабилитрон Дд является опорным, ста-
билитрон Дв — термокомпенсирующим.
Регулирующий элемент представляет строенный составной тран-
зистор (Т% Г3, Та). В эмиттеры его согласующих транзисторов Т2 и
Гз задаются начальные токи смещения с помощью сопротивлений
Rs и Rb
Рис. 59.
Величина постоянного напряжения, подаваемого на мостовой
опорный элемент, должна составлять 150 в.
Стабилизатор описан в [Л. 41].
Спецификации деталей схемы
Обозна-!
чения
Тип
Номинальные данные
Примечание
Сопротивления
Ri
МЛТ-1
22 ком
R*
МЛТ-0,5
9,1 ком
Rt
Проволочное
МЛТ-0,5
0,2 ом
«4
1 ком
R*
МЛТ-0,5
1,1 ком
R*
МЛТ-2
22 ком
Ri
МЛТ-0,5
120 ом
Rs
МЛТ-0,5
100 ом
R,
ППЗ-И
270 ом
с2
Конденсаторы
ЭГЦ 500 мкф/12 в
МБМ 0,5 мкф/200 в
КЭ 500 мкф/\2 в
Подбирается
99

Диод и
Д7Г
Д7Ж
-До
Д808
—
—
Транзисторы
Тх И103 —
Т2, Ть П15 —
Тг П202 —
Г4 П4Г —
Стабилизатор 4
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 2,5
Нагрузочный ток, а 0,6
Коэффициент стабилизации 4 ООО
Выходное сопротивление, ом 0,1
Временной дрейф, мв-ч-1 0,25
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . 1
Допустимые колебания сетевого напряжения, % . +20
Рис. 60.
Стабилизатор по своим энергетическим данным (выходное на-
пряжение, ток) аналогичен аккумулятору небольшой емкости, но об-
ладает лучшей стабильностью напряжения во времени.
Схема стабилизатора — последовательного тина, с высококачест-
венным усилителем обратной связи и двумя источниками опорного
напряжения. В качестве регулирующего элемента используется со-
ставной транзистор (транзисторы Т\, Т2, 73).
Усилитель обратной связи состоит из двух дифференциальных
усилителей, один из которых содержит источник опорного напряже-
ния Е2у а второй — вспомогательный источник Е\. В качестве источ-
ников напряжения Е\ и Е2 используются сухие элементы ФБС-0,25.
Элемент Ёх разряжается током базы транзистора Г3, элемент Е2
100

подзаряжается током базы Т7. Реле Р разрывает цепи элементов при
отключении схемы от сети.
При помощи потенциометра рц выходное напряжение можно
изменять в пределах /Нескольких процентов.
Ввиду использования дифференциальных усилителей в схеме от-
сутствуют специальные элементы термокомпенсации. Выбег напряже-
ния в течение первых 10 мин составляет 0,4%.
Спецификация деталей схемы
Обозначения
Тип
Номинальные
данные
Примечание
Сопротивления
Их
МЛТ-0,5
1 ком
МЛТ-0,5
3,7 ком
—
МЛТ-0,5
2,6 ком
—
я*
МЛТ-0,5
1 ком
—
МЛТ-0,5
2,4 ком
—
«.
ВС-0,5
47 ом
Подбирается
^?7» Я&
МЛТ-0,5
3,6 ком
—
К»
МЛТ-0,5
140 ом
—
Я ю
Проволочное
8 ом
—
я..
ППЗ-11
27 ом
—
Проволочное
18 ом
—
Конденсаторы
ct
ЭГЦ
1 ООО мкф/12 в
с2
ЭГЦ
500 мкф/8 в
—
Диоды
дг-д*
Д7А j -
Транзисторы
П4Д
П13А
Опорные элементы
Ev Е2
ФБС-0,25
Реле
РКН i — I Замена РЭС-9
101

П редох рачители
nPl
ЛРг
0,15 а
—
1 а
—
Стабилизатор 5
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 5
Нагрузочный ток, а 3
Коэффициент стабилизации 20
Выходное сопротивление, ом 0,3
Двойная амплитуда пульсации на выходе,же ... 3
Допустимые колебания сетевого напряжения, % . ±10
К. п. д ~ 0,7
Рис. 61.
Схема содержит составной транзистор Тх—Т2 в качестве после-
довательного регулирующего элемента. Ее особенностью является
применение в УОС транзисторов типа n-p-п, что дало возможность,
получать большие токи на выходе без усложнения схемы и при
относительно хороших качественных показателях. Для повышения
усиления по току n-p-п транзисторы Г3, 74, Ts соединены по схеме
составного транзистора.
Эти транзисторы должны обладать минимальным обратным
током /ко, поэтому они выбираются кремниевыми. Вместо них могут
быть применены германиевые транзисторы аналогичного типа,
однако при этом увеличивается температурный дрейф выходного
напряжения.
Опорное напряжение снимается с делителя, включенного парал-
лельно полупроводниковому стабилитрону д7, что дает возможность
получить выходное напряжение по величине меньше опорного. Для
питания опорного диода используется вспомогательный выпрями-
102

тель на диоде Ди напряжение которого Дополнительно стабилизи-
руется кремниевым стабилитроном Де.
Сопротивление Я2 служит для стабилизации режима транзисто-
ров Г8—Гб при повышенных температурах и сбросе нагрузки ста-
билизатора, что особенно важно при замене кремниевых л-/?-/г-тран-
зисторов германиевыми.
Сопротивление R7 является балластным. Конденсатор С3 приме-
нен для подавления генерации схемы на высоких, частотах.
Спецификация деталей схемы
Обозначения
Тип
Номинальные данные
Примечание
Сопротивления
Яг
Я*
Ям
я*
Я,
Сг
С,
С.
Дх
Дг-Д*
Д.. Д,
Тг
Тш-Тш
Пр
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
СП-1
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МБМ
кэ
МБМ
КЭ
Д7Ж
дзоз
Д808
П209
П4Д
П102
3 ком
10 ком
2,2 ком
1 ком
5,6 \ком
750 ом
100 ом
Конденсаторы
1 муар
1 ООО мкф/12 в
1 мкф
1 ООО мкф{8 в
Диоды
Транзисторы
Предохранитель
0,5 а
Замена МБГП
Замена П4Д-П4Г
Замена П8-П10
103

Стабилизатор 6
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 6,3
Нагрузочный ток, а 0,35
Коэффициент стабилизации 100
Выходное сопротивление, ом 0,5
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв 10
Допустимые колебания сетевого напряжения, % ±10'
Рис. 62.
Стабилизатор собран по последовательной схеме с инверсным
опорным напряжением, что позволяет получать выходное напряже-
ние ниже опорного.
Схема содержит составной транзистор Тх—Т2 в качестве регу-
лирующего элемента, однокаскадный усилитель обратной связи на
транзисторе Г3 и опорный газоразрядный стабилитрон Л\.
Коллекторное напряжение усилителя, получаемое от вспомога-
тельного выпрямителя Д\—д4, стабилизируется газоразрядным ста-
билитроном Л2. Конденсатор С4 служит для подавления высокоча-
стотной генерации схемы.
104

Спецификация деталей схемы
Сопротивления
МЛТ-2
3 ком
r2
МЛТ-0,5
47 ком
—
R*
МЛТ-0,5
330 ом
—
R*
СП-1
470 ом
—
R*
МЛТ-0,5
6,8 ком
—
R*
МЛТ-0,5
10 ком
—
Конденсаторы
с,
кэ
10 мкф/400 в
—
кэ
50 мкф/30 в
—
МБМ
0,1 ж*с#/250 в
—
с4
МБМ
0,05 лш£
—
с5
МБМ
0,1 ж^/250 в
—
с.
кэ
* 500 жж$/20 б
—
Диоды
-Д.
Д7Ж
Замена
ДГ-Ц27
-Дь
Д202
—
Замена
ДГ-Ц24
Транзисторы
П4Д
Замена
П4Б-П4Г
П201А
—
Замена
П202-П203
т,
П13А
—
Замена
П13-П16
Л2
Стабилитроны
СГ2П
СГ2П
П редох раните ль
0,25 а
105

Стабилизатор 7
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 6,3
Нагрузочный ток, а 3
Коэффициент стабилизации 15—20
Выходное сопротивление, ом 0,1
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв 10
Допустимые колебания сетевого напряже-
ния, % — 15-Т-+10
Рис. 63.
Стабилизатор предназначен для питания* накала ламп и обес-
печивает значительные выходные токи.
Схема представляет эмиттерный повторитель с последователь-
ным регулирующим элементом и источником опорного напряжения
на кремниевом стабилитроне Дв. Опорное напряжение, подаваемое
на регулирующий элемент, представляет часть напряжения стабили-
трона Д6, снимаемую с сопротивления R3 делителя R2—R*-
Регулирующий элемент представляет собой составной транзи-
стор Т\—Г4. Для увеличения выходного тока стабилизатора при-
менено параллельное соединение мощных транзисторов Ti—Т2. Эти
транзисторы следует подбирать по равенству крутизны для вырав-
нивания коллекторных токов. Транзисторы Ti—Т3 должны крепить-
ся на алюминиевых теплоотводах.
Через сопротивление Rs и емкость С4 подается напряжение со
входа в противофазе с напряжением пульсации для ее компенсации.
106

Термокомпенсация схемы осуществляется с помощью термосопро-
тивления R±
Дроссель Др собран на железе Ш20Х20. Катушка содержит
600 витков, намотанных проводом ПЭВ-1 диаметром 1,2 мм.
Спецификация деталей схемы
Обозна-
чения
Тип
Номинальные данные
Примечание
Дг-А
дь-дг
Д.
Тг
Тг
пр
Сопротивления
МЛТ-0,5
2 ком
—
r2
МЛТ-0,5
5,1 ком
—
Rt
СП-1
12 ком
—
R*
ММТ-1
1,5 ком
—
R*
МЛТ-0,5
470 ком
Подбирается
Конденсаторы
кэ
100 мкф/30 в
—
c2
КЭ
1 000 мкф/\2 в
—
кэ
1 000 мкф/12 в
—
Q
КБГ
2 мкф/160 в
—
Диоды
ABC—100—23
ДГ-Ц21
Д810
П4Д
П4Д
П201А
П13А
Транзисторы
Замена ДЗОЗ
Замена Д808—809
Замена П4Б—П4Г
То же
Замена П202—П203
Замена П-13—П16
Предохранитель
0,5 а
Стабилизатор 8
Качественные показатели
Выходное напряжение, в . . 6,3
Нагрузочный ток, а 0 — 3
Коэффициент стабилизации 20000
Выходное сопротивление, ом 3-10-*
Временной дрейф, 0,01
Температурный дрейф (с ОР—4), %-град-1 . .2,5.10-»
Температурный дрейф (с Д809), уо-град'1 . . 2,8-10-2
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . 0,1
Допустимые колебания сетевого напряжения,
% ±10
107

Стабилизатор является высококачественным источником пита-
ния накала ламп постоянным током. В нем предусмотрена возмож-
ность подстройки выходного напряжения в пределах ±0,25 в и пре-
цизионной установки его номинала.
Стабилизатор представляет каскадное соединение двух последо-
вательных схем, содержащих самостоятельные регулирующие эле-
менты, усилители обратной связи и опорные источники.
Первая (считая от входа) схема осуществляет предваритель-
ную стабилизацию. Регулирующим элементом в ней является со-
ставной транзистор Т\—Т5, содержащий три соединенных парал-
лельно мощных транзистора Т\—Г3.
Усилитель обратной связи — однокаскадный, на транзисторе Т8.
В качестве опорного источника используется стабилитрон д13.
Входящие в эту схему транзисторы Г6, 7V, диоды Д9—Д{2 и со-
противление i?s> являются частью вспомогательной цепи коммута-
ции (выключения) выходного напряжения.
Вторая схема содержит три усилительных каскада — два диф-
ференциальных на транзисторах 7\6, Тп и Т\&, Г19 и один обычный,
на транзиторе Г15. Регулирующий элемент такой же, как и в пер-
вой схеме.
Опорное напряжение здесь снимается с делителя, включен-
ного параллельно термокомпенсированной цепочке стабилитронов
д19—Д22. В качестве опорного источника возможно также исполь-
зовать батарею окисно-ртутных элементов ОР-4. При этом сни-
жается на порядок температурный дрейф выходного напряжения.
Опорные источники переключаются тумблером Вк3.
Питание опорных стабилитронов и коллекторных цепей усили-
телей производится от отдельного двухступенчатого стабилизатора.
Обе ступени являются эмиттерными повторителями на транзисто-
рах Г9 и Гю соответственно. В первой из них опорными являются
стабилитроны Дн, д15, во второй — стабилитроны Д\%—Д\8.
Точная установка номинала выходного напряжения осуще-
ствляется потенциометром #25, а контроль — с помощью встроенного
гальванометра Г и нормального элемента. Для его подключения
предусмотрены клеммы НЭ. Защиты от перегрузок в схеме стаби-'
лизатора нет.
Спецификация деталей схемы
Обозначе-
ния
Тип
Номинальные данные
Примечание
Сопротивления
МЛТ-0,5
3 ком
1 ом
27 ом
270 ом
10 ком
5 ком
4,3 ком
10 ком
220 ом
1,2 ком
/?4
Проволочное
Константановое
ВС-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
109

Номинальные данные
Примечание
к
Rib
ни
Rn
л»
ri9> r20
r22
#21
r2*
#2 5
#2в
R21
r29
r29
R*0
R*i> Rn
R»
R>5
R*6
Rn
r3b
rt9
c,
c,
c,
c.
c,
c,
д1-д1
дь-дг
д»-дх2
пд»„
ди-д»
,#20—Д22
ППЗ-11
680 ом
МЛТ-0,5
510 ом
МЛТ-0,5
820 ом
—
МЛТ-0,5
8,2 кон
—
МЛТ-0,5
330 ом
—
ВС-0,5
27 ом
—
Проволочное
1 ом
Константановое
МЛТ-1
330 ом
—
МЛТ-0,5
8,2 ком
—
Проволочное
21 ом + 0,5%
Манганиновое
ППЗ-1
10,5 ом+0,б%
я
10 ом'
—
Проволочное
78,7 ож+0,5%
Манганиновое
МЛТ-0,5
100 кон
—
Проволочное
20,8 ож±0^%
Манганиновое
МЛТ-0,5
3,9 ком
—
Проволочное
256 ом
Медное
МЛТ-0,5
12 к*ш
.—
Проволочное
562 ом
Медное
МЛТ-0,5
3,6 кои
—
МЛТ-1
300 с>ж
—
МЛТ-0,5
390 ом
—
МЛТ-0,5
1 атом
—
МЛТ-0,5
10 ком
—
МЛТ-0,5
1 390
ЭГЦ
ЭГЦ
КБГ-И
ЭГЦ
МБМ
ЭГЦ
Д7Ж
Д302
ДЮ1
Д808
Д809
Д8Ю
конденсаторы
200 мкф/50 в
2 000 мкф/20 в
0,01 мкф
2 000 мкф/20 в
1 мкф/160 в
2 000 лл:0/12 в
диоды
2 параллельно
4 параллельно
Транзисторы
но
П4В
П201
П14

Транзисторы
t*>j*
Батарея
то
П201А
П203
пп
П407
ОР-4
4 последовательно
Предохранитель
Пр | — | 0,5 а | —
Стабилизатор 9
Качественные показатели
Выходное напряжение, б 5,5 — 7,5
Нагрузочный ток, а 0 — 0,9
Коэффициент стабилизации 350
Выходное сопротивление, ом ®i®9^
0,3
0,4
±10
с составным
Температурный дрейф, мв-град-
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв .
Допустимые колебания сетевого напряжения,
%
Схема стабилизатора — последовательного типа
регулирующим транзистором (транзисторы Т\—Т3). Ее достоинством
является наличие устройства защиты от перегрузок, состоящего из
транзистора Г4 и сопротивлений Rq—rio- Принцип работы такого
устройства изложен в § 36.
Усилитель обратной связи собран по дифференциальной схеме.
Опорное напряжение снимается с делителя, включенного параллель-
но опорному стабилитрону Да- Диод Дэ — термокомпенсирующий.
Для регулировки 'выходного напряжения служат потенциоме-
тры rn и ris, причем rw является только подстроечным. Положе-
Рис. 65.
111

ние его движка выбирается таким, чтобы при крайних положениях
движка основного регулирующего потенциометра Ri7 выходное на-
пряжение укладывалось в диапазоне 5,5—7,5 в.
Порог срабатывания защитного устройства зависит от величины
выходного напряжения и меняется с изменением последнего. Во
избежание этого предусмотрена компенсация изменений порога сра-
батывания с помощью потенциометра 7?7, движок которого соеди-
нен с движком \Rn. Можно упростить схему защиты, заменив по-
тенциометр R8 прямовключенным кремниевым диодом. Одновремен-
но надо подобрать величину #9.
Силовой трансформатор должен обеспечивать следующие на-
пряжения: обмотка // — 80 в, обмотка ///—13 в.
Спецификация деталей схемы
Сопротивления
Rv #2
МЛТ-2
3 'ком
—
к*
МЛТ-0,5
510 ом
—
д4
МЛТ-0,5
1,8 ком
—
я5
МЛТ-0,5
270 ом
—
Яб
МЛТ-0,5
220 ом
—
я7
ППЗ-12
100 ком
—
ППЗ-11
56 ом
—
я,
Проволочное
1 ом
Манганиновое
#10
МЛТ-0,5
1 ком
—
я»
МЛТ-0,5
1,3 ком
—
#12» #13
МЛТ-0,5
430 ом
—
#14
МЛТ-0,5
820 ом
—
#15
МЛТ-0,5
12 ком
—
#16
Проволочное
ПО ом + 2%
Манганиновое
#17
ППЗ-12
82 ом
—
#18
ППЗ-11
39 ом
—
#19
Проволочное
ПО ом +2%
Манганиновое
Конденсаторы
Сг
КЭ
30 мкф/\Б0 в
—
С2
ЭГЦ
1 000 мкф/20 в
—
Cz
КБГ-И
0,05 мкф
—
с4,с5
ЭГЦ
200 мкф/8 в
Замена К50-3
ЭГЦ
500 мкф/20 в
Замена К50-3
Диоды
Дг
Д7Ж
—
Дг-Дъ
ДЗОЗ
—
—
Д813
—
—
Дв-Д9
Д808
—
—
112

Пр
П4А
П201А
П13А
Транзисторы
П редох раните ль
0,25 а
44. Стабилизаторы со средними выходными
напряжениями
Стабилизатор 10
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 8—9
Нагрузочный ток, а « 0—5
Коэффициент стабилизации, 2 000
Выходное сопротивление, ом 0,0005
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . . .0,5
Допустимые колебания сетевого напряжения,0/© . . . ±10
Рис. 66.
Стабилизатор является мощным источником напряжения.
Стабилизатор собран по схеме с последовательным регулирую-
щим элементом, в качестве которого используется составной тран-
зистор 7*1—ТА, усилителем обратной связи на транзисторе Т5 и крем-
ниевым опорным стабилитроном Д\2. Для повышения стабильности
коллекторную цепь усилителя питает напряжение, стабилизированное
кремниевыми стабилитронами Д9—Ди.
8—296 ИЗ

Для защиты схемы от перегрузок и коротких замыканий на
выходе применена схема, содержащая транзистор Г6, стабили-
трон д15, сопротивления #3 и Ru и реле Р. В нормальном режиме
транзистор Те открыт за счет базового тока, протекающего через
сопротивление Ru, якорь реле притянут и его нормально разомкну-
тые контакты замкнуты. При перегрузке увеличивающееся падение
напряжения на сопротивлении £3 запирает транзистор Гб, реле
обесточивается и размыкает цепь питания стабилизатора. Для по-
вторного включения схемы необходимо нажать кнопку Кн.
Температурная компенсация схемы осуществляется диодами
д13—Дм» включенными в прямом направлении.
Транзистор Т\ крепится на теплоотводе из зачерненного алюми-
ния площадью 1 500—2 ООО см2. Он может быть заменен пятью со-
единенными параллельно транзисторами П4Б — П4Д с симметри-
рующими сопротивлениями по 0,5 ом в эмиттерах. Транзистор Т2
также крепится на теплоотводе площадью 200—250 см2.
Силовой трансформатор должен обеспечивать следующие на-
пряжения: обмотка // — 65 в, обмотка III — 19 в.
Дроссель Др собирается на железе Ш-25, толщина набора —
35 мм, зазор — 1 мм. Катушка наматывается проводом ПЭВ-1 диа-
метром 1,7 мм до заполнения.
Спецификация деталей схемы
Обозначения
Тип
Номинальные данные
Примечание"
Сопротивления
МЛТ-2
1,8 ком
R*
МЛТ-2
3,6 ром
—
R,
Проволочное
0,06 ом
Манганиновое
0 1,2 мм
R4R5
МЛТ-0,5
3,6 'ком
—
я.
МЛТ-2
150 ом
—
Ri
БЛП-1
130 ом
Замена на любые
проволочные
R.
БЛП-1
10 ком
R,
ППЗ-11
100 ом
Rio
Проволочное
200 ом
—
МЛТ-0,5
2 ком
Подбирается в за-
висимости от реле
Конденсаторы
ЭГЦ
50 мкф/200 в
Замена КЭ
С2» С4
ЭГЦ
2 000 мкф/20 в
Сг
КБГИ
0,1 мкф
Диоды
Замена МБМ
Дг-Д*
Дь-Дь
Д9~Дп
„Дп
Д»-Ди
Дп
Д7Г
дзоз
Д810
Д808
Д808-Д813
Д808
Замена ДГ-Ц24
Замена парал-
лельно 15 шт. Д7А
Замена Д811
„Замена Д7А-Д7Ж
Замена Д809-Д813
114

П209
П4Б
П13—П16
Пр2
Транзисторы
П редох раните ли
0,5 а
5 а
Замена П4В-П4Д
Стабилизатор 11
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 10,5
Нагрузочный ток, а 0,02±50%
Коэффициент стабилизации 5 000
Выходное сопротивление, ом 0,05
Дрейф напряжения в течение месяца, мв . . 2
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв 0,5
Допустимые колебания сетевого напряже-
ниям/о ±10
Рис. 67.
Описываемый стабилизатор по стабильности напряжения не
уступает нормальному элементу III класса, но значительно превос-
ходит его по допустимому току нагрузки, имеет лучший темпера-
турный коэффициент и значительно больший диапазон рабочих тем-
ператур + (4-т-60)° С.
8* 115

Стабилизатор собран по схеме с последовательным регулирую-
щим элементом, усилителем обратной связи и источником опорного
напряжения на кремниевом стабилитроне.
Пульсации выпрямленного напряжения предварительно сглажи-
ваются конденсатором С3 и высококачественным полупроводнико-
вым фильтром, выполненным на транзисторах Т\ и Т2.
Регулирующий элемент, являющийся составным транзистором,
включает в себя транзисторы 73, 74 и Г5. Для стабилизации режима
транзисторов 74 и Т5 через них пропускается дополнительный ток
при помощи сопротивлений R6 и R7. Транзистор Г3 помещается на
небольшом радиаторе.
Питание коллектора усилительного транзистора и опорного
диода осуществляется от вспомогательного выпрямителя, напряже-
ние которого стабилизировано газоразрядным стабилитроном Л\.
Конденсатор С5 служит для устранения генерации. Сопротивле-
ние Rs служит для ограничения тока при коротких замыканиях на
выходе стабилизатора.
Для термокомпенсации схемы применен диод Дю- Для достиже-
ния максимальной эффективности цепи термокомпенеации сравни-
вающий элемент и компенсирующий диод должны иметь одинако-
вые температурные условия и тепловые режимы. Кроме того, тран-
зистор Т$ должен обладать большим обратным током коллек-
тора /к0.
Спецификация деталей схемы
Обозначе-
ния
Тип
Номинальные данные
Примечание
R*
R3
R*
R*
R*
R,
R*
R>
Rio
Ru
R\2
Ru
c,
C4
&
Сопротивления
МЛТ-0,5
200 ком
—
МЛТ-2
15 ком
—
МЛТ-1
3,9 жом
—
МЛТ-0,5
51 ком
—
ВС-1
51 ком
—
МЛТ-0,5
15 ком
—
МЛТ-0,5
10 ком
—
МЛТ-1
12 ком
—
МЛТ-0,5
56 ком
—
ППЗ-11
56 ом
—
МЛТ-1
470 ом
—
МЛТ-1
1 470 ом
Подбирается
ППЗ-11
56 ом
—
Конденсаторы
КЭ
КЭ
КЭ
ЭМ
КЭ
КБГ-И
ЭГЦ
20 мкф/400 в
20 мкф/300 в
50 мкф/50 в
5 мкф/60 в
50 мкф/50 в
0,05 мкф
1 000 мкф/\2 в
Замена КЭ
116

Диодй
Дь-Дъ
Д7Ж
Д7Г
Д808
Д7Ж
Замена ДГ—Ц27
Замена ДГ—Ц24
Транзисторы
т*. ть, т6
Прг
Пр2
П201А
П13Б
П201А
П13Б
Стабилитрон
СГ201С
Замена П14—П16
Замена П14—П16
Замена СГЗС
П редох раните ли
0,1 а
0,1 а
Стабилизатор 12
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 9—12
Нагрузочный ток, а 0—1
Коэффициент стабилизации 1 500
Выходное сопротивление, ом 0,006
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . . 2
Допустимые колебания сетевого напряжения, % +15
Рис. 68.
117

Описываемая схема представляет собой последовательный ста-
билизатор с двумя каналами усиления в цепи обратной связи —
обычным каналом постоянного тока и каналом усиления высоких
частот. Такая схема позволяет при нагрузке импульсного характера
значительно улучшить качество переходных процессов и почти
устранить перерегулирование выходного напряжения. Переходные
характеристики стабилизатора при этом получаются близкими к мо-
нотонным.
Канал постоянного тока представляет обычный однокаскадный
усилитель на транзисторе Гб. Усиленное напряжение рассогласова-
ния с коллектора Гб подается на базу транзистора Гз, являющегося
первым согласующим транзистором составного регулирующего тран-
зистора (Тг—Г3).
Канал усиления высоких частот содержит двухкаскадный ► уси-
литель переменного тока на транзисторах Г4 и Г5. Переменное на-
пряжение на его вход поступает с коллекторной цепи транзи-
стора Гб, усиливающего как постоянную, так и переменную состав-
ляющие напряжения рассогласования. С выхода усилителя перемен-
ное напряжение подается через емкость С5 непосредственно на базу
основного регулирующего транзистора Т\.
Усилитель переменного тока имеет коэффициент усиления около
100 и полосу пропускания от 400 гц до 300 кгц. Остальные узлы
и элементы схемы не отличаются от описанных в предыдущих гла-
вах. Специальных элементов термокомпенсации в схеме не преду-
смотрено, однако при необходимости можно применить один из
известных методов уменьшения дрейфа.
При испытаниях описываемого стабилизатора на динамическую
нагрузку переходные процессы в схеме практически не имели пере-
регулирования. Динамическая нагрузка обеспечивалась коммута-
цией тока нагрузки, равного 1 а, частотой 50 гц. Переходные про-
цессы при скачкообразных изменениях напряжения сети на ±10%
также не имели перерегулирования.
Силовой трансформатор должен обеспечивать следующие на-
пряжения: обмотка //—180 в, обмотка ///—11 в.
Спецификация деталей схемы
обозна-
Тип
номинальные
обозна-
Тип
номинальные
чения
данные
чения
данные
Сопротивления
Ri
МЛТ-2
5,6 ком
R*
МЛТ-0,5
11 ком
r\
МЛТ-0,5
4,7 ком
rI
МЛТ-0,5
47 ком
Rf
МЛТ-0,5
2 ком
R.
МЛТ-0,5
200 ком
Я9
МЛТ-0,5
7,5 ком
rI
МЛТ-0,5
47 ком
Я.
МЛТ-0,5
2 ком
Rio
МЛТ-0,5
200 ком
Rn
МЛТ-0,5
7,5 ком
Ri*
МЛТ-0,5
47 ком
Rl9
СП-1
820 ом
МЛТ-1
820 ом
118
с%
с,
с4
с,
с.
с,
св
с.
Дь-Да
Д*
Конденсаторы
КЭ
КЭ
ЭГЦ
ЭГЦ
МБМ
МБМ
МБМ
МБМ
ЭГЦ
Диоды
Д7Ж
Д305
Д808
20 мкф/250 в
20 мкф/450 в
500 мкф/ЪО в
500 мкф/30 в
1 мкф
0,5 мкф
0,25 мкф
0,25 мкф
2 000 мкф/20 в

To Ть
Транзисторы
П4Г
П16Б
—
П403А
—
П13Б
Пр
Дрх
ДРг
Стабилитрон
|СГ1П J
П редохранитель
Дроссели
2 а
1 гн
2 гн
Стабилизатор 13
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 12,6
Нагрузочный ток, а 0—6
Коэффициент стабилизации 10—15
Выходное сопротивление, ом 0,1
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . .50—10
Допустимые колебания сетевого напряжения, % ±10
Стабилизатор, обладая относительно невысокими качественными
показателями, позволяет получить значительные выходные токи. Он
собран по обычной схеме, содержащей последовательный регули-
рующий элемент, усилитель обратной связи (транзистор Те) и опор-
ный кремниевый стабилитрон (диод Д5). В качестве регулирующего
элемента используется составной транзистор, включающий четыре
соединенных параллельно мощных транзистора {Т2—Г5). Для ком-
пенсации разброса характеристик транзисторов в их эмиттеры
включены симметрирующие сопротивления Rs—^6-
Рис. 69.
Термокомпенсация осуществляется диодом Дб, включенным
в обратном направлении параллельно делителю. Конденсатор С3
служит для подавления паразитной генерации.
Транзисторы Т\—Гб ввиду возможной большой рассеиваемой на
них мощности должны крепиться на теплоотводящей пластине.
Напряжение, подаваемое на вход стабилизатора (после дрос-
селя), должно составлять 20—25 в.
119

Спецификация деталей схемы
Обозначе-
ния
Тип
Номинальные данные
Примечание
л.
Л,
Л.
с4
Дг-Д*
Дь
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
Проволочное
МЛТ-0,5
ППЗ-11
МЛТ-1
ЭГЦ
МБМ
ЭГЦ
Д305
Д813
Д7Е
П202
П4Д
Сопротивления
100 ом
10 ком
1 ом
1 ком
1 ком
510 ом
Конденсаторы
1 ООО мкф/30 в
0,1 лш£
2 000 мкф/20 в
Диоды
Транзисторы
Наматывается
Замена МБГП
Пр
Предохранитель
I 1 а
Стабилизатор 14
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 12,6
Нагрузочный ток, а 3,5
Коэффициент стабилизации ...... 50
Выходное сопротивление, ом 0,2
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . 3
Допустимые колебания сетевого напряжения, % ±10
К. п. д 0,7
Схема содержит составной транзистор Т\—Т2 в качестве после-
довательного регулирующего элемента и обычный источник опор-
ного напряжения на кремниевом стабилитроне Дь.
Ее особенностью является применение в усилителе обратной
связи транзисторов типа п-р-п, что дало возможность получать
большие выходные токи при относительно хороших качественных
показателях, без усложнения схемы. Для повышения усиления по
току п-р-п транзисторы Г3, 74 в усилителе соединены по схеме со-
ставного транзистора.
12Q

Рис. 70.
Кремниевые п-р-п транзисторы Г3 и Г4 должны обладать мини-
мальным обратным током коллектора /ко. Они могут быть заме-
нены германиевыми транзисторами такого же типа, однако при
этом увеличивается температурный дрейф выходного напряжения.
Сопротивление Rs является балластным и подгружает стабили-
затор при сбросе нагрузки.
Выходное напряжение может регулироваться в небольших пре-
делах потенциометром #3.
Схема не термокомпенсирована и может работать при неболь-
ших колебаниях окружающей температуры.
Пульсации подаваемого на вход стабилизатора напряжения не
должны превышать 1%.
Спецификация деталей схемы
Обозначения
Тип
Номинальные данные
Примечание
я.
/?5
МЛТ-0,5
МЛТ-1
ППЗ-11
МЛТ-1
Сопротивления
1 ком
510 ом
100 ом
220 ом
С г, С2 |
Дь
КЭ
дзоз
Д808
Конденсаторы
| 500 мкф/30 в
Диоды
121

т2
Пр
Замена П210
Замена П4Б—П4Г
Замена П8—П10
Транзисторы
у* Ijh у*
Рис. 71.
Схема стабилизатора — последовательного типа с составным
регулирующим элементом (транзисторы Т\ и Т2). Ее особенностью
является использование в качестве нагрузки в последнем каскаде
УОС токостабилизирующего элемента '(транзистор Гз, диод Дб, со-
противления Ri и £2).
Это позволило получить хорошие стабилизирующие свойства,
не прибегая к вспомогательному источнику питания коллекторной
цепи УОС. В результате схема содержит только один выпрямитель.
Транзисторы Т4—Т7 образуют трехкаскадный усилитель, первый
каскад которого — дифференциальный (транзисторы Те и Т7). Ста-
билитрон Д7 — опорный.
Диод Дб предотвращает срыв стабилизации вследствие измене-
ния направления базового тока транзистора Т\ при его нагреве.
Конденсатор С2 служит для подавления самовозбуждения в схеме.
Регулирующие транзисторы необходимо устанавливать на ра-
диатор, рассчитанный па рассеивание мощности порядка 7 вт. На-
пряжение, подаваемое на вход стабилизатора, должно составлять
20 в.
Стабилизатор описан в [Л. 1].
П209
П4Д
П102
Предохранитель
— | 0,5 а | —
Стабилизатор 15
Качественные показатели
Выходное напряжение, в • . , 16
Нагрузочный ток, а . . . • • - . . 0—-1
Коэффициент стабилизации 1 ООО
Выходное сопротивление, ом 0,005
Температурный дрейф, мв • г рад -1 С 3,3
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв • . . 1
Допустимые колебания сетевого напряжения, % ±10
122

Спецификация деталей схемы
Тип
Номинальные данные
Примечание
Сопротивления
МЛТ-0,5
1,8 ком
—
МЛТ-0,5
100 ом
—
МЛТ-0,5
5,1 ком
—
МЛТ-0,5
820 ом
—
МЛТ-0,5
330 ом
—
МЛТ-0,5
3,3 ком
—
МЛТ-0,5
1 ком
—
МЛТ-0,5
750 ом
—
МЛТ-0,5
3,3 ком
—
МЛТ-0,5
180 ом
—
ППЗ-11
100 ом
—
МЛТ-0,5
150 ол*
—
эгц
МБГП-2
ДЗОЗ
Д808
Д9Д
Конденсаторы
1 ООО мкф/30 в
2 мкф
Диоды
Транзисторы
4 параллельно
П4Д
П203
П10
П16Б
Стабилизатор 16
Качественные показатели
Выходное напряжение, в • • . . 20
Нагрузочный ток, а 0,3
Коэффициент стабилизации 20
Выходное сопротивление, ом ... * 0,8
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . . 10
Допустимые колебания сетевого напряжения, % ±10
К. п. д 0,7
Схема предназначена для стабилизации повышенного напряже-
ния и отличается рациональным решением цепи питания коллектора
усилителя обратной связи. Для этого используется схема удвоения
напряжения, содержащая диоды Дь Д2 и конденсаторы С\ и С3. На-
пряжение, снимаемое с основной обмотки трансформатора, после
выпрямления и удвоения стабилизируется кремниевым стабилитро-
ном Дь
123

Последовательным регулирующим элементом схемы является
составной транзистор Т\, T2l, а источником опорного напряжения —
кремниевый стабилитрон Д8.
Рис. 72.
Сопротивление R$ устанавливает оптимальный ток стабилитро-
на Дз, а сопротивление Rs является балластным. Конденсатор С4
подавляет генерацию схемы на высоких частотах.
Ввиду применения опорного стабилитрона с большим темпера-
турным коэффициентом и отсутствия специальной термокомпенсации
дрейф выходного напряжения при колебаниях температуры может
быть значительным.
Спецификация деталей схемы
Обозначе-
ния
Тип
Номинальные
данные
Примечание
R*
R,
R*
R*
R,
R-,
R.
С 2 »С5
с*
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-1
СП-1
МЛТ-1
МЛТ-1
КЭ
КЭ
МБМ
Сопротивления
1 ком
5 ком
1,8 ком
13 ком
1,8 ком
470 ом
1,5 ком
1 ком
Конденсаторы
10 мкф/\Б0 в
500 мкф/30 в
0,05 мкф
124

Дл- д*
д,-д*
Пр
Д7Г
Д8И
П4Д
П201А
П13А
Диоды
Транзисторы
Предохранитель
I 0,25а
Замена ДГ—Ц24
Замена П4Б—П4Г
Замена П202—П203
Замена П13—П16
Стабилизатор 17
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 24
Нагрузочный ток, а 0,2—2
Коэффициент стабилизации
Выходное сопротивление, ом
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв
Допустимые колебания сетевого напряже-
ния, «Л — 20-7- + 10
К.п.д
15
0,3
1
0,62
Рис. 73.
Стабилизатор представляет собой эмиттерный повторитель,
в котором опорное напряжение задается кремниевыми стабилитро-
нами Дб и Дб. Выходное напряжение его не регулируется и опре-
деляется выбранным типом стабилитронов.
.Поскольку при работе стабилизатора ток через стабилитроны
меняется в довольно широких пределах, коэффициент стабилизации
схемы невысок. В качестве регулирующего элемента используется
составной транзистор, содержащий Т\ и Тг. Транзисторы Т\ и Т2
должны крепиться на теплоотводящей алюминиевой пластине.
Ввиду отсутствия в схеме термокомпенсирующих элементов для
уменьшения дрейфа выходного напряжения стабилизатор должен
125

работать в ограниченном интервале температуры окружающей сре-
ды. Кроме того, транзисторы Т\ и Т% должны обладать малыми об-
ратными токами коллектора /ко-
Спецификация деталей схемы
Обозначе-
ния
Тип
Номинальные данные
Примечание
Л
R*
с,
Дг-Д*
Дш—Дш
Пр |
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
ПЭВ-7,5
КЭ
КЭ
Д302
Д813
П4Д
П202
Сопротивления
910 ом
5,1 ком
130 ом
Конденсаторы
200 мкф/50 в
1 600 мкф/50 в
Диоды
Транзисторы
Замена П4Б
Замена П201.П203
Предохрачител ь
I la |
Стабилизатор 18
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 24
Нагрузочный ток, а 7
Коэффициент стабилизации 30
Выходное сопротивление, ом 0,06
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв 15
Допустимые колебания сетевого напряже-
ние °/о . —15-Г+10
К.п.д 0,55
Выходное напряжение стабилизатора не регулируется и зависит
от выбранного типа кремниевых стабилитронов Д9 и Дю.
Схема по принципу аналогична предыдущей, но рассчитана на
большие нагрузочные токи. Она состоит из основного стабилизатора
с последовательным регулирующим элементом и вспомогательного
стабилизатора, задающего опорное напряжение.
126

Рис. 74.
Регулирующий элемент представляет собой два соединенных па-
раллельно мощных транзистора Т\, Т%, которые необходимо подби-
рать по равенству их коллекторных токов. Ввиду большой величины
токов, потребляемых базами этих транзисторов при работе стаби-
лизатора, опорное напряжение подается на базы от вспомогатель-
ного стабилизатора. Он представляет собой эмиттерный повторитель
на транзисторе Гз, база которого питается опорным напряжением
от кремниевых стабилитронов Дэ и Дю-
Соображения по выбору элементов схемы и условия ее работы
такие же, как и для предыдущего стабилизатора.
Спецификация деталей схемы
к
Яг
Дь-Дь
д.-д»
МЛТ-0,5
ВС-5
МЛТ-2
КЭ
КЭ
Д305
Д7Г
Д813
Сопротивления
810 ом
240 ом
330 ом
Конденсаторы
I 320 мкф/\2Ъ в
I 600 мкф/БО в
Диоды
Замена ДГ—Ц24
127

Транзисторы
Т»ТЛ
ПРг
Пр2
П209
П4Д
Замена П4Б—П4Г
Предохранители
| 2а
I 10а
Стабилизатор 19
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 24
Нагрузочный ток, а 0,3
Коэффициент стабилизации 40 ООО
Выходное сопротивление, ом 0,05
Временной дрейф, мв-ч-1 0,02
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . . 1
Допустимые колебания сетевого напряжения, % ±15
'вы г
Рис. 75.
В принципе схема подобна схеме стабилизатора 4, однако бла-
годаря применению многокаскадного усилителя обратной связи она
обладает значительно более высокими качественными показателями.
Усилитель состоит из эмиттерных повторителей на транзисторах
Т5 и. Те, дифференциального усилителя на транзисторах Тв и 7V и
фазоинверсного каскада на транзисторе Г4. Еще одно отличие схемы
заключается в применении опорных элементов с более высоким на-
пряжением, что позволило получить повышенное выходное напря-
жение.
Токи, протекающие через опорные батареи, составляют несколь-
ко микроампер. Выбег напряжения за первый час после включения
составляет 0,4%.
128

Спецификация деталей схемы
Обозна-
чения
Тип
Номинальные данные
Примечание
Сопротивления
Л,
*•
R>
IU
Rb
R.
Ri> Rs
я»
Rio
Rn
Rl2
Rn
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-2
МЛТ-1
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
Проволочное
ППЗ-11
Проволочное
1,5 ком
13 ком
820 ом
2 ком
2,4 ком
60 ом
22 ком
240 ом
1,3 ком
400 ом
47 ом
500 он
2 параллельно по
120 ом
Конденсаторы
Ci
c2
ЭГЦ
ЭГЦ
1 000 мкф/30 в
500 мкф/30 в
Диоды
—
Дх-Да
| Д7Г
—
Транзисторы
т2-тш
П4Д
П13А
Батареи
Ev E2
| 13-АМЦГ-0.5
Реле
1
P
р.да
—
1 Замена — любое на
[ 24 в
П редох раните ли
Прх
—
0,25 а
0,5 а
—
Стабилизатор 20
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 30
Нагрузочный ток, а 0,3
Коэффициент стабилизации • 50
Выходное сопротивление, ом • 1
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . . 4
Допустимые колебания сетевого напряжения, % ±15
К. п. д 0,7
9—296

Рис. 76.
Схема предназначена для получения повышенных выходных на-
пряжений. Она является повторением схемы стабилизатора 5, но
вместо кремниевых опорных стабилитронов в ней применены газо-
разрядные.
В качестве регулирующего элемента используется транзистор
Ти а в качестве усилителя обратной связи применен составной тран-
зистор, состоящий из трех я-/?-я-транзисторов Tz—TV
Опорное напряжение обеспечивается двухкаскадным параметри-
ческим стабилизатором на газоразрядных стабилитронах Л\ и Л%.
Кремниевые л-р-л-транзисторы могут быть заменены германие-
выми с учетом замечаний, приведенных в описании стабилизаторов
5 и 14.
Пульсации напряжения, подаваемого на вход стабилизатора,
должны составлять не более 1%.
Спецификация деталей схемы
Обозначе-
ния
Тип
Номинальные данные
Примечание
*1
Я*
Яш
МЛТ-2
МЛТ-2
МЛТ-0,5
МЛТ-1
СП-1
МЛТ-1
МЛТ-2
Сопро пивления
18 ком
10 ком
47 ком
20 ком
3,3 ком
18 ком
510 ом
130

с,
с,
с4
Дг-Дъ
т2~т,
Лг
л*
Пр
кэ
МБМ
кэ
кэ
Д1001
Д7Ж
П4Д
П102
СГ202Б
СГ5Б
Конденсаторы
30 мкф/\Ъ0 в
0,25 мкф
10 мкф/50 в
100 мкф/ХЪО в
Диоды
Транзисторы
Стабилитроны
Замена Д7Ж
Замена П4Д—П4Г
Замена П8—П10
Замена СГ2С
Замена СГ1П,
СГ4С
Предохранитель
I 0,25 а
45. ВЫСОКОВОЛЬТНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
Стабилизатор 21
Качественные показатели
Выходное напряжение в 62,5
Нагрузочный ток а 0,6
Коэффициент стабилизации ... — 300
Выходное сопротивление ом Статическое
0,1
Динамическое
0,5
Двойная амплитуда пульсаций на
выходе мв 3
Допустимые колебания сетевого
напряжения % ±10
К. п. д — 0,7
Схема стабилизатора относится к последовательному типу и
рассчитана на относительно высокое выходное напряжение. Ее ре-
гулирующий элемент представляет собой два включенных последо-
вательно составных транзистора (Тх—Г4), коллекторные напря-
жения которых выравниваются делителем из сопротивлений R2, R3.
В качестве усилителя обратной связи применен двухкаскадный уси-
литель на высокочастотных транзисторах Г5, 7б, обеспечивающий
достаточно широкую полосу пропускания, необходимую при работе
стабилизатора на импульсную нагрузку1.
1 Эффективность широкополосного усилителя значительно сни-
жается ввиду применения разработчиком относительно низкоча-
стотных регулирующих транзисторов Ту— 7V
9*
131

Питание Цепи коллектора транзистора выходного кдскада уси-
лителя осуществляется от вспомогательного выпрямителя с пара-
метрическим стабилизатором на кремниевом стабилитроне Д4. Вспо-
могательный диод Д5, примененный для согласования режимов кас-
кадов УОС по постоянному току, позволяет выбрать R& достаточно
большой величины.
Рис. 77.
Опорные напряжения обеспечиваются стабилитронами Дб—Д7.
Специальных элементов термокомпенсации в схеме не преду-
смотрено.
Сглаживающий фильтр должен обеспечивать на входе стабили-
затора пульсации не более 1%.
Спецификация деталей схемы
Обозначе-
ния
Номинальные данные
Примечание
Сопротивления
R*> r5
R,
R,
Rio
Ru
R\2
«1.
132
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-1
СП-1
МЛТ-1
МЛТ-1
1,2 ком
5,1 ком
10 кон
1 ком
4.7 ком
3,6 кон
820 ом
470 ом
6.8 кон
5,1 ком
Замена ППЗ-11

Сг
С 2 С 4
Дг
Дг-Дг
Дь-Д,
Тх — Ть
т5, т6
Конденсаторы
КБГ-МН I 4 мкф/200 в
ЭГЦ I 50 мкф/150 в
Диоды
Д7Ж
Д204
Д808
П4Д
П403
Пр
Транзисторы
Предох раните ль
I 0,25 а
По 2 параллельно
Замена П401,
П402
Стабилизатор 22
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 70
Нагрузочный ток, а 0,1
Коэффициент стабилизации 25
Выходное сопротивление, ом 5
Двойная амплитуда пульсаций на выходе,
мв 20
Допустимые колебания сетевого напряже-
ния, «/о —2010
Рис. 78.
Стабилизатор представляет собой два эмиттерных повторителя,
опорные напряжения которых берутся от общего источника, а ре-
гулирующие промежутки эмиттер—коллектор включены последова-
133

тельно. Это дает возможность, применяя регулирующие транзи-
сторы с относительно небольшими допустимыми напряжениями
эмиттер—коллектор, стабилизировать высокое напряжение.
В регулирующем элементе используются составные транзисторы
(Т\, То, и 73, Г4), а в качестве опорного элемента применен газо-
разрядный стабилитрон Ли Для нормальной работы схемы опорное
напряжение, подаваемое на базу транзистора Т2, должно превы-
шать на 20—25 в напряжение, подаваемое на базу Т4.
Выходное напряжение может подстраиваться в небольших пре-
делах с помощью потенциометра R8, а потенциометр Ra служит для
уравнивания падения напряжения на транзисторах Т\ и 73, т. е.
уравнивания рассеиваемой на них мощности. Сопротивление R\
ограничивает базовый ток Т2 при включении и настройке стабили-
затора.
При необходимости улучшения параметров стабилизатора
в схему может быть добавлен усилитель обратной связи (в цепь
базы Г4).
Транзисторы Т\—74 как обычно, должны иметь высокий коэф-
фициент усиления по току Р и малые значения обратного тока
коллектора /ко. Кроме того, они должны обладать наибольшими
допустимыми напряжениями эмиттер—коллектор. Транзисторы Т\
и 7з крепятся на теплоотводящей пластине. Указанная схема мо-
жет применяться для стабилизации и более высоких напряжений.
~ Силовой трансформатор должен обеспечивать следующие напря-
жения: обмотка //—81 в, обмотка ///—160 в.
Спецификация деталей схемы
Сопротивления
Л,
Я,
*<10
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
ПЭВ-7,5
МЛТ-0,5
СП-1
МЛТ-1
МЛТ-0,5
СП-1
МЛТ-1
МЛТ-0,5
47 ком
30 ком
3 ком
3 ком
47 ком
47 ком
10 ком
3,3 \ком
20 ком
30 ком
Конденсаторы
С,. С,
с4
Дх~Дь
134
КЭ
КЭ
КЭ
Д7Ж
60 мкф/ХЪО в
10 мкф/300 в
20 мкф/100 в
Диоды
Замена ДГ—Ц27

т2, т,
П4Б
П13Б
Пр
СГ2П
Транзисторы
Стабилитрон
П редох раните ль
I 0,25 а
Стабилизатор 23
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 150
Нагрузочный ток, а 0—0,6
Коэффициент стабилизации 1 ООО
Выходное сопротивление, ом 0,05
Временной дрейф, за сутки, % 0,1
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . 2
Допустимые колебания сетевого напряжения, % . ±10
Диапазон рабочих температур, °С 20+15
Рис. 79.
Стабилизатор собран по параллельной схеме с составным регу-
лирующим элементом (транзисторы Т\ и Т%) и нелинейным балласт-
ным сопротивлением. В качестве балластного сопротивления исполь-
зуются четыре лампы накаливания типа СМ-27 (J7i—«/74), включен-
ные последовательно. Обе нити каждой лампы соединены парал-
лельно.
На регулирующий элемент подается лишь часть входного.на-
пряжения, снимается с обмоток w2, что позволило при одном низко-
135

вольтном транзисторе типа П4 стабилизировать напряжение 150 в
(и даже 300 в в другом варианте схемы).
Усилитель обратной связи — двухкаскадный, на транзисторах
Г3 и Г4. Сопротивление R& в базовой цепи Т4 предназначено для
ограничения тока разряда конденсатора С4 через эмиттерный пере-
ход Г4 при случайных замыканиях выходных клемм. Величина R8
должна быть достаточно мала, чтобы не снижалось усиление кас-
када Г4.
Опорное напряжение подается на УОС со стабилитрона Дю,
представляющего второй каскад двухкаскадного параметрического
стабилизатора (первый — стабилитроны Д8 и Дэ). Делитель выход-
ного напряжения содержит стабилитроны Дп и Д\%, конденсатор С4,
термосопротивление Re и сопротивления R7, R9. Стабилитроны Дп
и Д\% и конденсатор С4 включены в верхнее плечо делителя для
\величения динамического значения коэффициента передачи его.
Суммарное напряжение стабилизации Дп и Д\% должно составлять
120 в. Термосопротивление Rq является термокомпенсирующим.
Во избежание повреждения силового транзистора при включе-
нии схемы применена релейная защита (реле Р). Нормально за-
мкнутая пара контактов этого реле Р"ч размыкающаяся с замед-
лением, шунтирует силовой транзистор на время включения схемы.
Диод д7 и сопротивление Ri предохраняют транзисторы Т\ и Т% от
повреждения инверсным напряжением при переключениях реле.
Включение и выключение стабилизатора осуществляется соот-
ветственно кнопками К\ и К%. При включении К\ срабатывает ре-
ле Р и самоблокируется своими контактами Р'.
Сопротивление R\2> подключаемое к выходу схемы кнопкой /Сз,
обеспечивает быстрый разряд конденсаторов С5 и С& Этим исклю-
чается возможность самопроизвольного включения стабилизатора
после отключения питающего напряжения.
Силовой выпрямитель — двухполупериодный, с дополнительны-
ми отводами от вторичной обмотки. Силозой трансформатор должен
обеспечивать следующие напряжения: w2— 42 я, w$ — 60 в, W\ —
2X39 а.
Стабилизатор описан в [Л. 33].
Спецификация деталей схемы
Обозна-
чения
Тип
Номинальные
данные
Примечание
я.
я*
Rz
R*
R*
к
R1
R*
R
r12
Сопротивления
МЛТ-0,5
10 ком
—
МЛТ-0,5
1,2 ком
—
МЛТ-0,5
1,6 ком
—
МЛТ-0,5
51 ком
—
МЛТ-1
Подбирается
—
МЛТ-1
1 КОМ
2 параллельно
МЛТ-1
5,6 жом
—
МЛТ-0,5
220 ом
—
МЛТ-0,5
2 ком
—
МЛТ-0,5
7,5 ком
—
МЛТ-0,5
620 ом
—
МЛТ-0,5
100 ом
2 параллельно
136

с,
К50-3
с*
К50-3
с,
К50-3
с4
МБМ
К50-3
св
МБГП-2
Конденсаторы
100 мкф/100 в
100 мкф/100 в
100 мкф/100 в
0,05 мкф/200 в
100 люс0/16О б
2
8 параллельно
4
2
2 параллельно
Диоды
Дг. Дг
Дг, Дк
Дь, Дв
д,
Дш—Дю
Дхи Дп
Д302
Д205
Д7В
Д302
Д810
Стабилитроны
Транзисторы
Любого типа, 217=120
Л
Тг
П4Б
ПР203
П402
П10
Лампы
—
СМ-27
-
Реле
-
Р
Напряжение обмот-
ки ^=5 150 б
П редох раните ль
Пр
\ -
| 2 а
1
46. СТАБИЛИЗАТОРЫ С РЕГУЛИРУЕМЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ
Стабилизатор 24
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 0—15
Нагрузочный ток, а 0,005—0,1
Коэффициент стабилизации 50
Выходное сопротивление, ом 0,2
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв 10
Допустимые колебания сетевого напряже-
ния, о/о ±10
Основной особенностью является возможность получения плав-
ной регулировки очень низких (практически от нуля) выходных на-
пряжений при относительно высоких значениях тока нагрузки. Это
достигается благодаря применению схемы с инверсным источником
опорного напряжения на кремниевом стабилитроне До.
137

Последовательным регулирующим элементохМ служит составной
транзистор Т\ и Г2, а усилителем обратной связи — транзистор Г3.
Транзисторы Т\ и Т2 должны иметь высокий коэффициент усиления
по току р и малые обратные токи коллектора /ко. Транзистор Тз
должен обладать высоким коэффициентом усиления по току Р и
умеренной величиной обратного тока коллектора /ко-
Рис. 80.
Для повышения коэффициента стабилизации применены цепочки
связи со входа стабилизатора при помощи конденсатора d и со-
противления R4.
Специальная термокомпенсация в схеме стабилизатора не пре-
дусмотрена.
Силовой трансформатор должен обеспечивать следующие на-'
пряжения: обмотка //-—12 в, обмотка /// — 25 в.
Спецификация деталей схемы
Обозна-
чения
Тип
Номинальные
данные
Примечание
R*
R,
R*
*•
R'
Cv С2
с,-св
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТт0.5
СП-1
МЛТ-0,5
КЭ
КЭ
Сопротивления
2 ком
10 ком
3 ком
62 ком
15 ком
3.3 ком
2.4 ком
Конденсаторы
200 мкф/50 в
20 мкф]20 в
138

Диоды
Лх-Дь
Дь
Тг. Тг
Д7Ж
Д808
П4Б
ШЗБ
Пр
Транзисторы
Предохранитель
I 0,25 а
Замена ДГ—Ц27
Замена П4В-П4Д
Замена П13-П16
Стабилизатор 25
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 3,7—23,8
Нагрузочный ток, а 0—0,3
Коэффициент стабилизации 50
Выходное сопротивление, ом 1
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . 50
Допустимые колебания сетевого напряжения, % +10
Л А
Рис. 81.
Стабилизатор позволяет получать регулируемое в широких пре-
делах выходное напряжение. Он собран по схеме с последователь-
ным регулирующим элементом и содержит усилитель обратной
связи.
139

В качестве регулирующего элемента используется составной
транзистор Т{Т2, а в усилителе обратной связи — транзистор Г3.
Источником опорного напряжения является газоразрядный ста-
билитрон Ли нагруженный на делитель R5, Rs, r9. Величина опор-
ного напряжения, подаваемого на базу Гз, и соответственно выход-
ное напряжение плавно регулируется потенциометром i?g.
При низких выходных напряжениях рассеиваемая на регули-
рующих транзисторах мощность может быть снижена за счет по-
нижения входного напряжения, что осуществляется переключе-
нием П.
Транзистор Т\ крепится на теплоотводящей алюминиевой пла-
стине размерами не менее 50x110x3 мм. Специальной термоком-
пенсации в схеме не предусмотрено.
При налаживании стабилизатора подбираются сопротивления
Rs и R4 для обеспечения надежного зажигания стабилитрона Ли
Сопротивления R\ и R2 служат для уравнивания обратных напря-
жений на диодах Дь Д%. Для защиты схемы от коротких замыка-
ний на выходе предусмотрен предохранитель Пр2. Силовой транс-
форматор должен обеспечивать следующие напряжения: обмотка
II—175 в, обмотка III—31 в (с отводами для 24 и 17 в).
Спецификация деталей схемы
Обозна-
чения
Тип
Номинальные
данные
Примечание
Сопротивления
Л,
Rt, Ri
ВС-0,25
100 ком
Все сопротивления,
кроме r9, могут бы
заменены МЛТ
Ri
ВС-1
750 ом
Я.
ВС-2
5,1 'ком
—
R*
ВС-1
8,2 ком
—
R*
ВС-0,5
4,7 ком
—
ВС-0,25
15 ком
—
ВС-0,25
620 ом
—
R,
СП-1
3,3 ком
—
rio
ВС-0,25
2,2 ком
—
Конденсаторы
Ccl
КЭ
100 мкф/50 в
—
ЭМ
5 мкф/30 в
—
c*
ЭМ
10 мкф/30 в
—
КЭ
20 мкф/Ш в
Диоды
дг, д2
дг-дь
Д7Ж
—
—
Д7Г
—
—
Транзисторы
П4Б
—
Замена П201, П202
т2
П26А
—
Замена П13А, П15А
П6А
—
—
Стабилитрон
СГ2С
| Замена СГ16П, СГ202Б
140

Пр2
П редох раните ли
I 1 а I —
I 1 а I —
Стабилизатор 26
Качественные показатели
I 4—11
II 9—16
III 14—21
IV 19—26
V 24—30
Нагрузочный ток, а 0—0,3
Коэффициент стабилизации 100
Выходное сопротивление, ом 0,02
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв , . 15
Допустимые колебания сетевого напряжения, % +10
Входное напряжение, в
0&
Рис. 82.
141

Стабилизатор (рис. 82) предназначен для питания разнообраз-
ных схем на транзисторах и обеспечивает регулируемое в широких
пределах выходное напряжение.
Схема его содержит последовательный регулирующий элемент,
представляющий составной транзистор (Г3—Г5), дифференциальный
усилитель обратной связи на транзисторах Г1 и Т% и источник регу-
лируемого опорного напряжения.
Опорное напряжение стабилизируется мостовой схемой с газо-
разрядным стабилитроном Л\, обладающей лучшей стабильностью
по сравнению с другими схемами. Сопротивления моста выбираются
исходя из условия баланса RzR^RiR^ где Rn — динамическое со-
противление стабилитрона, определяемое экспериментально.
Плавная и ступенчатая регулировка опорного напряжения осу-
ществляется при помощи потенциометра Ru и делителя Rs—R19,
включенного в диагональ моста. Сопротивления делителя—^прово-
лочные, прецизионные. Потенциометрами Ri2 и Ris осуществляется
подгонка диапазонов выходного напряжения.
Одновременно с переключением опорного напряжения изменя-
ется переменное напряжение, подаваемое на основной выпрямитель
стабилизатора (диоды д5—Д8).
Вспомогательный выпрямитель (Д9—д12), напряжение которого
стабилизируется кремниевыми стабилитронами д13—д16, является
дополнительным источником питания дифференциального усилителя.
При отсутствии кремниевых стабилитронов это напряжение может
стабилизироваться мостовой схемой, аналогичной описанной выше.
Кремниевый стабилитрон Дп поддерживает напряжение эмит-
тер — коллектор транзистора Т\ на уровне 8 в независимо от вели-
чины выходного напряжения, устраняя отрицательную обратную
связь через цепь коллектора Т\, а также защищает транзистор Т\
от перенапряжения.
Для снижения выходного сопротивления применена положи-
тельная обратная связь по току при помощи сопротивления /?зо-
Сопротивление #26 является балластным.
Транзисторы Гз и Г4 должны крепиться на теплоотводящих
алюминиевых пластинах площадью соответственно 400 и 50 см2.
Для уменьшения уровня пульсаций и снижения выходного сопротив-
ления соединение проводников, относящихся к выходному напря-
жению, должно производиться в одной точке.
Силовой трансформатор должен обеспечивать следующие напря-
жения: обмотка // —120 в, обмотка /// — 30 в (с отводами для 28,
21,5, 17,5, 13,5 в)у обмотка IV — 110 в.
Спецификация деталей схемы
Обозначения
Номинальные данные
Примечание
я,
я.
Con ротавленая
R\z
МЛТ-2
МЛТ-1
МЛТ-1
МЛТ-1
Проволочное
МЛТ-2"
Проволочное
1,1 ком
1,93 ком
256 ком
18,4 ком
18 ом
5 ом
2 ком
4,5 ком
Подбирается
142

Сопротивления
ППЗ-11
1 ком
ППЗ-11
5,1 ком
ППЗ-11
10 ком
Проволочное
4,5 ком
МЛТ-0,5
1,2 ком
МЛТ-0,5
33 ком
МЛТ-1
1,8 ком
МЛТ-0,5
30 ком
Проволочное
1,5 ом
МЛТ-0,5
1,2 кож
ПЭВ
150 ом
МЛТ-0,5
160
МЛТ-0,5
1 ком
МЛТ-0,5
1.3 кол*
Проволочное
0,5 ом
КЭ-2Н
МБГП
КЭ
КЭ
ЭГЦ
Д7Ж
Д7Г
Д7Ж
Д810
Д808
П14
Л4Б
П201
СГ2С
Конденсаторы
150 мкф/200 в
0,25 мкф/250 в
100 мкф/50 в
150 мкф/200 в
1 000 мкф/30 в
Диоды
Транзисторы
Стабилитрон
Замена СП-1
Подбирается
Подбирается
2 параллельно
Замена П13^-П16
Замена П202, П203
Вольтметр
М-24 | ЮО мка
Миллиампе рмет р
| 100 мка
Предох раните ль
| 0,25 а
143

Стабилизатор 27
Качественные показатели
Выходное напряжение, в 12—17
Нагрузочный ток, а 1 (5)
Коэффициент стабилизации 300
Выходное сопротивление, ом 0,03
Временной дрейф, за 8 ч, % 0>5
Температурный дрейф при изменении температуры
среды от —5° до +35° С, % 0,5
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв . . . 6
Допусгимые колебания сетевого напряжения, % . +10
Рис. 83.
Стабилизатор предназначен для питания нагрузки, главным об-
разом, постоянного характера. Его выходное напряжение может
устанавливаться в широких пределах потенциометром jRi2. Одновре-
менно с установкой номинала выходного напряжения переключате-
лем #i необходимо установить соответствующее минимально^ вход-
ное напряжение.
Максимальная величина тока, указанная в скобках, обеспечи-
вается в случае применения принудительного охлаждения регули-
рующих транзисторов.
Регулирующий элемент представляет составной транзистор, со-
держащий пять триодов. Мощные триоды Т\—Тъ устанавливаются
144

на радиаторе, полезная площадь которого составляет 850 см2. Ра-
диатор выполнен из медного листа толщиной 2 мм и анодирован
в черный цвет.
Опорное напряжение обеспечивается стабилитроном Д\2, термо-
компенсированным диодом Дц. Включенные в верхнее плечо дели-
теля диоды Д\г и Ди также осуществляют термокомпенсацию.
Элементы TV, Р, Ri образуют устройство защиты схемы стаби-
лизатора от перегрузок. Транзистор Т7 — обязательно кремниевый.
Реле Р должно иметь одну пару нормально замкнутых контактов
Р' и фиксатор, удерживающий якорь в притянутом состоянии до
момента возврата реле в первоначальное состояние путем нажатия
кнопки. Сопротивление R7 рассчитано на ток срабатывания за-
щиты 1 а.
Дроссель Др выполняется на железе Ш-22, толщина пакета —
25 мм. Катушка наматывается проводом ПЭЛ-1 до заполнения.
Полное напряжение обмотки // составляет 29 в, напряжение на
ее выводах соответственно — 25, 22, 18 и 14 в. Напряжение обмот-
ки III — 20 в.
Стабилизатор описан в [Л. 56].
Спецификация деталей схемы
Сопротивления
Ri—R3
Проволочное
0,5 ом
Наматывается
R*> R5
МЛТ-0,5
5,1 ком
—
я6
МЛТ-2
510 ом
—
Ri
Проволочное
0,6 ом
Наматывается
Rt
МЛТ-1
8,2 ком
—
R»
МЛТ-0,5
1 ком
—
#10
МЛТ-0,5
15 ком
—
#11
МЛТ-0,5
180 ом
—
ППЗ-12
1,2 ком
—
#13
МЛТ-0,5
390 ом
—
Clt С2
Cz, С4
С6
эгц
К50-3
эгц
МБГП-2
Конденсато ры
200 мкф/ЪО в
50 мкф/50 в
500 мкф/30 в
2 мкф
По 3 параллельно
Замена КЭ
2 параллельно
10—296
Диоды
Дх-А.
дзоз
—
Дь-Дь
Д7Г
—
—
Д*> Дю
Д810
—
—
Дп, Дхг
Д809
—
—
Дп> Дх*
Д7Ж
—
—
145

г.. тв
П4Б
П203
П16Б
П104
РСМ-3
Я,
Прг I
Транзисторы
\Реле
I
Перекл ючател ь
I -
Предохранитель
I 0,5 а
К re лниевый
Любого типа
I
47. МНОГОКАЛЬНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
Стабилизатор 28
Качественные показатели
Источник А Источник В
Выходное напряжение, в . . • . . 0,3—20 0,3—20
Нагрузочный ток, а
Коэффициент стабилизации ....
Выходное сопротивление, ом . . .
Двойная амплитуда пульсации на
выходе, мв
Допустимые колебания сетевого
напряжения, %
0,2
0,2
100
100
0,1
0,1
2
2
±20
±20
Отличительной особенностью стабилизатора является исполь-
зование параллельной схемы стабилизации. Это делает его нечув-
ствительным к коротким замыканиям в нагрузке, практически не-
избежным в экспериментальной работе.
Стабилизатор состоит из двух идентичных, независимых и не-
заземленных источников с регулируемыми выходными напряже-
ниями. Это дает возможность при разных вариантах последова-
тельного соединения обоих источников не только менять в широких
пределах величину выходного напряжения стабилизатора, но и ме-
нять полярность этого напряжения.
При последовательном и согласованном соединении источни-
ков на выходе получается напряжение, равное удвоенному макси-
мальному напряжению одного источника. При последовательном и
встречном соединении выходное напряжение можно плавно регу-
лировать в пределах ±10 в с переходом через значение, равное
нулю.
Каждый источник представляет собой схему с регулирующим
элементом, включенным параллельно нагрузке, и двухкаскадным
усилителем обратной связи. В качестве регулирующего элемента
служит транзистор Ти а транзисторы Т2 и 7з образуют УОС. Так
как в усилителе применены транзисторы разных типов (р-п-р и
п-р-п), это упрощает схему гальванической связи между каскадами.
146

Обычно в усилителе такого типа (с дополнительной симметрией
характеристик) нет необходимости в нагрузочных коллекторных со-
противлениях. Однако в данном случае они применены (сопротив-
ления Яб и R7) для задания необходимых режимных токов коллек-
торов транзисторов Т2 и Г3. Это способствует стабилизации режима
усилителя при увеличении температуры.
Изменения входного напряжения выделяются на балластном
сопротивлении #4 и активном сопротивлении дросселя Др, равном
10 ом.
*2
Рис. 84.
Диод Д5 является опорным источником, включенным по схеме
с инверсным опорным напряжением. Для уменьшения величины
пульсаций на выходе и увеличения коэффициента стабилизации при-
менена прямая связь со входа стабилизатора на вход УОС при по-
мощи сопротивления R%. Специальных элементов термокомпенсации
в стабилизаторе не предусмотрено.
Каждая половина обмоток // и /// трансформатора Тр должна
обеспечивать напряжение 32 в (т. е. вся обмотка 64 в).
10* 147

Спецификация деталей схемы
Обозначе-
Тип
ния
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
R,
МЛТ-0,5
Л.
ПЭВ-25
#5
МЛТ-0,5
^6 ^7
МЛТ-0,5
СП-1
R,
МЛТ-0,5
Cv С2
ЭГЦ
С3, С4
эгц
с.
ЭГЦ
с6
МБМ
Номинальные данные
Примечание
Дх-Дг
А. Дь
Пр
Вк
Др
Д7Г
Д808
П201А
П10
П15
Con рошивления
1,5 ком
510 ком
3,3 ком
75 ом
1,5 кол!
7,5 ком
4.7 кож
1.8 кол*
Конденсаторы
100 л*/с$/50 в
50 мкф/50в
100 лж$/30 в
1 мкф/2Б0 в
Диоды
Транзисторы
Лампочка
— | 6,3 в
Предох раштель
— | 0,5 а
Тумблер
Дроссель
— | 2 гн
Стабилизатор 29
Качественные показатели
Коэффициент стабилизации
Выходное сопротивление, ом
Двойная амплитуда пульсаций на выходе, мв
Допустимые колебания сетевого напряжения, °/о
Остеклованное
Замена КЭ
То же
[ Замена ДГ — Ц24
Замена П8 — П10
Замена П13 —П14
Любого типа
Минус
Плюс
I 0—14
I 0—14
II 12—25
II 12—25
0—0,25
0—0,25
50
50
1
1
15
25
+ 10
±10
148

Рис. 85.
Стабилизатор (рис. 85) предназначен для работы с разнооб-
разными схемами на транзисторах и обеспечивает два регулируе-
мых напряжения обеих полярностей с общей средней точкой. Весь
диапазон напряжения разбит на два поддиапазона, в 'пределах ко-
торых осуществляется плавная регулировка.
Схема содержит два стабилизатора с последовательными регу-
лирующими элементами и общим источником опорного напряжения
на газоразрядном стабилитроне Л"3. Опорное напряжение подается
на делитель, симметричный по отношению к средней точке его, ко-
торая заземлена.
Стабилизатор отрицательного напряжения представляет эмит-
терный повторитель, регулирующим элементом которого является
составной транзистор Т% Г3.
Опорное напряжение подается на базу Гз с потенциометра /?н,
осуществляющего регулирование выходного напряжения. Положение
движка потенциометра, соответствующее минимальному выходному
напряжению, помечено на схеме звездочкой.
Транзистор Ти сопротивления R4, Яъ и диод Д\$ образуют схему
защиты от перегрузок на выходе стабилизатора, принцип действия
которой описан в § 36. Сопротивление Re шунтирует транзистор Гь
уменьшая тем самым рассеиваемую на Т\ мощность при коротких
замыканиях на выходе, а лампочка Л2 служит для индикации пе-
149

регрузки. Сопротивление Ли устанавливает режим согласующего
транзистора Г3.
Переключение поддиапазонов осуществляется тумблером Вк**
а плавная регулировка в * пределах диапазона — потенциомет-
ром Ли.
Сопротивления Л13 и Л15 равны. 'При включении первого диапа-
зона Л13 разомкнуто, а Л15 замыкается накоротко через диод д15.
При этом опорное напряжение снимается только с потенциометра
Ли- При переключении па второй диапазон Л15 размыкается. Одно-
временно для сохранения неизменным тока делителя Л13—Л18 со-
противление Л13 замыкается накоротко через диод Дц. При этом
опорное напряжение снимается уже с потенциометра Ли и сопро-
тивления Л15.
Одновременно с переключением опорного напряжения происхо-
дит переключение входного напряжения стабилизатора, снимаемого
с обмотки /// трансформатора.
Включение и выключение стабилизатора отрицательного напря-
жения производится тумблером Вк$. При этом также отключается
база регулирующего транзистора Г3 -во избежание добавочной на-
грузки на делитель Л13—Ris-
Стабилизатор положительного напряжения представляет собой
аналогичный эмиттерный повторитель, в котором для изменения фа-
зы опорного напряжения применен усилитель обратной связи на
транзисторе Г7. Это позволило ограничиться одним источником
опорного напряжения, общим для обоих стабилизаторов.
Цепь подачи опорного напряжения в этом стабилизаторе ана-
логична описанной выше.
Транзистор Гб и сопротивление Лэ образуют схему защиты ста-
билизатора от перегрузок и коротких замыканий на выходе.
Для контроля выходного напряжения применен вольтметр V,
переключаемый тумблером Вк7 на положительный (I) и отрицатель-
ный (И) выходы стабилизатора.
Тумблер Bkq переключает шкалы вольтметра; I положение соот-
ветствует шкале 10 в, II — шкале 25 е.
Транзисторы Г2—Г5 желательно брать с минимальными началь-
ными токами коллектора /ко и с большими значениями коэффици-
ента усиления по току р.
Транзисторы Т1—Т5 должны крепиться на теплоотводах. Сило-
вой трансформатор должен обеспечивать следующие напряжения:
обмотка //— 150 в, обмотки /// и IV — по 23 в каждая (с отводом
для 14 в).
Спецификация деталей схемы
к
л,
Л4
л8
МЛТ-0,5
МЛТ-2
МЛТ-2
Проволочное
МЛТ-1
ПЭВ-10
МЛТ-0,5
Con ропгмления
200 ком
9,1 ком
9,1 ком
1 ом
2 ком
51 ом
100 ом
Подбирается
Наматывается
150

8:
Rio
Rn
#12
Rit
#14
#15» #16
#17
#18
#19
#20
#21
#22
C2» C9
c4. c5
C6, C7
Дь-Дъ
Дп
Дп-Дп
Tv Тг>Ть
т.. тч
Лг
Л%
МЛТ-0,5
Проволочное
МЛТ-2
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
СП-1
МЛТ-0,5
СП-1
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
МЛТ-0,5
ЭГЦ
ЭГЦ
ЭМ
эгц
Д7Ж
Д7Г
Д808
ДГ-Ц27
Сопротивления
47 ком
0,4 ом
5,1 ком
47 ком
24 ком
1 ком
1,5 ком
1 ком
1,5 ком
1 ком
94,5 /сол!
235 ком
2 кож
20 КОЛ!
Конденсаторы
30 лек#/200 в
| 1 ООО мкф/30 в
5 л1/С0/ЗО в
200 жлг^/ЗО в
Диоды
Наматывается
Подбирается
Замена КЭ
То же
Замена КЭ
Замена Д809 — Д813
П202
П4Б
П26
ТН-0,3
Лампа накаливания
СГ2П
Транзисторы
Лампы
13,5 в/0в18 а
Неоновая
Вольтметр
| ПМС | 100 мка | Микроамперметр
П редох раните ль
Пр | — | 0,25 а | —
Стабилизатор 30
Качественные показатели
Плюс
Выходное напряжение, в 10
Нагрузочный ток, а 0,05
Коэффициент стабилизации 100
Выходное сопротивление, ом 0,2
Двойная амплитуда пульсаций на выхо-
де, же 15
Допустимые колебания сетевого напря-
жения, Уо ±10
Минус
14
0,5
50
0,1
20
±10
151

Рис. 86.
Схема содержит два стабилизатора напряжения — положитель-
ной и отрицательной полярности с общей нулевой точкой. Выход-
ные напряжения не регулируются.
Стабилизатор положительного напряжения собран по обычной
последовательной схеме с усилителем обратной связи (транзистор
Т2) и опорным кремниевым стабилитроном (диод д13).
Коллектор усилительного транзистора питается повышенным
постоянным напряжением от отдельного выпрямителя (диоды Дэ—
д12). Это напряжение сглаживается фильтром, состоящим из Сз,
С4 и Дз.
Термокомпенсация схемы осуществляется диодом Д\4. При ко-
лебаниях температуры меняется обратное сопротивление диода и
соответственно соотношение сопротивлений плеч делителя.
Стабилизатор отрицательного напряжения также собран по по-
следовательной схеме. Регулирующим элементом является состав-
ной транзистор (Г3, Т4) усилителем обратной связи — транзистор 7Y
В качестве опорного напряжения используется выходное положи-
тельное напряжение первого стабилизатора.
Сопротивления R] и R2 являются коллекторными нагрузками
усилителей обратной связи. Конденсаторы С5 и Се антипаразитные.
152

При необходимости регулировки в небольших пределах выход-
ных напряжений вместо сопротивлений Re, R7, R9} R\0 могут быть
применены потенциометры.
При настройке стабилизатора и подстройке номиналов напря-
жений необходимо первым всегда настраивать стабилизатор поло-
жительного напряжения.
Силовой трансформатор должен обеспечивать следующие на-
пряжения: обмотка //—17 в, обмотка ///—13 в, обмотка IV —
90 в.
Спецификация деталей схемы
Обозначения
Номинальные
данные
Примечание
Сопротивления
Ra
R*
R*
R>
R*
#10
с1
Сг, C4
С7> С8
Дг-Д,
Д,-Дг2,Ды
Дп
т,
Пр
МЛТ-0,5
47 ком
—
МЛТ-0,5
36 ком
—
МЛТ-1
3,9 ком
—
МЛТ-0,5
510 ом
—
МЛТ-0,5
100 ом
—
МЛТ-0,5
150 ом
—
МЛТ-0,5
820 ом
—
МЛТ-0,5
9,1 ком
—
МЛТ-2
1 ком
—
МЛТ-2
680 ом
—
Конденсаторы
ЭГЦ
КЭ
МБМ
ЭМ
ЭГЦ
Д7Г
Д7Ж
Д808
2 000 мкф/20 в
100 мкф/20 в
1 мкф/160 в
25 мкф/\Ь в
200 мкф/20 в
Диоды
Транзисторы
П201А
П13А
П4А
П редох раните л ь
I 0,15 л
Замена МБГП
Замена ДГ—Ц24
Замена ДГ—Ц27
153

Стабилизатор 31
Качественные показатели
Минус Плюс
Выходное напряжение, в 12 6
Нагрузочный ток, а 0,3—1,5 0,02—0,15
Коэффициент стабилизации .... 100 50
Выходное сопротивление, ом . . . 0,1 0,5
Двойная амплитуда пульсаций на
выходе, мв 20 10
Допустимые колебания сетевого
напряжения, °/о ±10 ±10
Рис. 87.
Схема обеспечивает на выходе два регулируемых напряжения—
положительной и отрицательной полярности с общей средней точ-
кой. Она рассчитана на работу в широком интервале температур:
от —40 до +65° С.
Стабилизатор отрицательного напряжения содержит последо-
вательный регулирующий элемент, усилитель обратной связи (тран-
зистор 7б) и опорный кремниевый стабилитрон Дю. Особенностью
схемы является применение в усилителе транзистора типа п-р-п.
154

Регулирующим элементом является составной транзистор, вклю-
чающий транзистор Т5 и соединенные параллельно транзисторы Г3
и 7'4. Сопротивления R\ и R2 служат для уравнения коллекторных
токов Гз и Г4.
'Поскольку схема рассчитана на работу в широком интервале
температур, в ней применены дополнительные меры термокомпен-
сации. Диоды Д\2—д18 осуществляют обычную термокомпенсацию
схемы за счет изменения прямого сопротивления при колебаниях
температуры. Для стабилизации схемы при высоких температурах
применено сопротивление /?5, обусловливающее отрицательную обрат-
ную связь по току, и сопротивления #3, #4, шунтирующие эмиттер-
ные переходы регулирующих транзисторов.
При достаточно малых значениях сопротивлений R3 и R4 стаби-
лизатор иногда запирается при включении. Для устранения этого
явления применена положительная обратная связь с помощью диода
Д9, действующая только при включении схемы. Сопротивление #7
ограничивает ток через диод Д9.
Конденсатор С3 служит для подавления генерации. Поскольку
постоянная времени конденсатора С3 невелика, он почти не влияет
на быстродействие стабилизатора.
Стабилизатор положительного напряжения собран по анало-
гичной схеме. Регулирующим элементом является транзистор Ти
усилителем обратной связи — транзистор Т2. Для получения выход-
ного напряжения меньше опорного применено встречное включение
обоих стабилизаторов.
Цепи термокомпенсации и антипаразитные у обоих стабилиза-
торов аналогичны.
При конструировании стабилизатора желательно транзисторы
Г3 и 74 брать идентичными, а транзисторы Т2 и Гб — с минимальными
обратными токами коллектора /ко и малой зависимостью их от
температуры. Транзисторы 73 и Г4 крепятся на алюминиевом теп-
лоотводе размерами не менее 200 X 200X 4 мм, транзисторы Т\ и Т$
также крепятся на теплоотводах.
Первым должен всегда настраиваться стабилизатор отрицатель-
ного напряжения, затем — положительного напряжения.
Силовой трансформатор должен обеспечивать следующие на-
пряжения: обмотка II — 7,5 в, обмотка /// — 16 в.
Спецификация деталей схемы
Сопротивления
Проволочное
1 ом
Наматывается
Я*
Проволочное
1 ом
я
Ri
BC-0,25
51 ом
—
R*
МЛТ-0,5
100 ом
—
R*
Проволочное
6 ом
Наматывается
R,
МЛТ-0,5
240 ом
—
R7
МЛТ-0,5
120 ом
—
R»
МЛТ-0,5
330 ом
—
R*
ППЗ-11
180 ом
—
#10
МЛТ-0,5
1,8 ком
—
#11
ППЗ-11
560 ом
—
155

Конденсаторы
Сг
ЭГЦ
ЭГЦ
ЭМ
с5
ЭГЦ
С6
ЭГЦ
1 ООО мкф/12 в
2 ООО мкф/20 в
2 мкф/30 в
1 ООО мкф/\2 в
2 ООО мкф/20 в
2 параллельно
Диоды
Дг-Д*
Д7Г
Дг-Дг
ДЗОЗ
л*
Д810
Ди. Ди
Д808
Дп-Дгш
Д7Ж
Замена ДГ—Ц24
Замена на любые
типы Д7
Транзисторы
Ти Ть
т2, т,
Тг, Т,
П202
П102
П4Б
Замена П8—П10
Пр
П редох раните ль
I 0,25 а
48. СТАБИЛИЗАТОРЫ ТОКА
Стабилизатор 32
Качественные показатели
I II III IV
Нагрузочный ток, а 0,01 0,1 1 10
Сопротивление нагрузки, ом .... 0—1 000 0—100 0—10 0—1
Коэффициент стабилизации Ки • • • 1 000
Коэффициент стабилизации К% ... 2 000
Суммарный временной и температур-
ный дрейф (t=7 ч\ t° = +20°-^-
+50° С), % 0,05
Допустимые колебания сетевого на-
пряжения, % ±10
К. п. д 0,5
156

rz1
Рис. 88.
Стабилизатор является высококачественным источником тока,
обеспечивающим четыре фиксированных значения выходного тока.
Он выполнен по схеме с последовательным регулирующим элемен-
том, представляющим составной транзистор (Т2 — Т7).
В составной транзистор входят четыре соединенных параллель-
но мощных транзистора Г2 — Т5 и два согласующих транзистора
Те и Т7. Для выравнивания токов мощных транзисторов в цепи их
эмиттеров включены сопротивления R2— Rs-
Усилитель обратной связи содержит три каскада, два из кото-
рых—дифференциальные (Т9 и Гш и Гц и Г12) и один — эмиттер-
ный повторитель (Т8). Коллекторные цепи усилительных каскадов
получают питание от вспомогательного параметрического стабили-
затора (стабилитроны Дп и д12). Для уменьшения пульсаций
в этом стабилизаторе применен транзисторный сглаживающий
фильтр, содержащий Тъ Rx и d.
Источником опорного напряжения служит стабилитрон д7, тер-
мокомпенсированный включенными встречно диодами Да—Дю-
Необходимый номинал выходного тока устанавливается четы-
рехсекционным переключателем П\. При помощи секции П\_4 в си-
157

ловую шину включается требуемое эталонное сопротивление (Ris —
R21). Чтобы исключить контактное сопротивление этой секции из
цепи обратной связи, параллельно ей включена секция #1_з. Через
нее напряжение с эталонного сопротивления поступает на базу пер-
вого каскада УОС.
Секцией П\_2 выбирается регулирующий транзистор соответст-
венной мощности, а секцией П\_{—требуемое входное напряжение
с целью уменьшения рассеиваемой мощности на регулирующем
транзисторе.
Спецификация деталей схемы
Обозначения
Тип
Номинальные данные
Примечание
Con ротивления
Дг
МЛТ-1
510 ом
—
R2—R 5
Проволочное
0,5 ом
Наматывается
R.
ППЗ-1
10 ом
—
R7
ППЗ-11
100 ом
—
R*
МЛТ-1
2 ном
—
R9—^12
МЛТ-0,5
15 ком
—
Ru
МЛТ-0,5
10 ком
—
Rm
МЛТ-0,5
5,1 ком
—
Rn
МЛТ-0,5
3 ком
—
Rl6
МЛТ-0,5
5,1 ком
—
Rn
ППЗ-П
1 ком
—
Rib
Проволочное
1 ком
Манганиновое
R19
100 ом
я
R20
„
10 ом
я
R21
я
1 ом
я
Конденсаторы
Ct
КЭ
100 мкф/Б0 в
—
C2
ЭГЦ
1 000 мкф/30 в
2 параллельно
C%
—
10 пф
—
Диоды
Дг. Дг
Д226
—
—
Дз, Дь
Д214А
—
Замена Д302
, Дги Дхг
Д808
—
—
Л8. Лю
Д7Г
—
—
Транзисторы
П213
—
—
т2-тъ
П209
—
—
П4Б
—
—
П213А
—
—
1 9 1 12
П14А
—
—

ЛИТЕРАТУРА
1. Г е р ш у « и И. М., Караулов А. Н., Стабилизаторы напря-
жения на полупроводниковых элементах, сб. «Цифровая техника и
вычислительные устройства», вып. 3, Изд-во АН СССР, 1962.
2. Киселев Л. Г., К анализу мощных низковольтных стаби-
лизаторов на транзисторах, сб. «Многоканальные измерительные си-
стемы в ядерной физике», вып. 5, Госатомиздат, 1963.
3. К и с с е л ь Е. И., Полупроводниковые стабилизаторы с задан-
ной температурной зависимостью выходного напряжения. Электрони-
ка для автоматизации производственных процессов (материалы
конф.), сб. I, Московский Дом научно-технич. пропаганды
им. Ф. Э. Дзержинского, 1964.
4. Ду с а в я цк и й Ю. Я-, Автоколебания в стабилизаторах
ЭЦВМ. Электроника для автоматизации производственных процессов
(материалы конференции), сб. II, Московский Дом научно-технич.
пропаганды им. Ф. Э. Дзержинского, 1964.
5. 3 а<в р а ж и о в В. А. и др. Универсальный стабилизирован-
ный источник питания на транзисторах. Электроника для автомати-
зации производственных процессов (материалы конференции), сб. II,
Московский Дом научно-технич. пропаганды им. Ф. Э. Дзержинско-
го, 1964.
6. Савичев С. С, Установка для экспериментального исследо-
вания переходных /процессов в стабилизаторах напряжения и тока,
Труды Ленинградского ин-та киноинженеров, вып. 10, 1964, 123—129.
7. Вельская Л. И., Графо-аналитический метод расчета ста-
билизаторов напряжения на полупроводниковых триодах, Труды Ле-
нинградского ин-та киноинженеров, вып. 10, 1964, с. 131—142.
8. Ильенков А. И., Номограммы для расчета стабилизато-
ров напряжения с кремниевыми стабилитронами, «Измерительная
техника», 1963, № 5, 38—40.
9. Ала дп не кий В. X и др., Прецизионные кремниевые ста-
билитроны, «Измерительная техника», 1964, № 8, 39—42.
10. Шприц Э. И., Схема защиты транзисторных стабилизато-
ров напряжения от перегрузок и коротких замыканий, «Измеритель-
ная техника», 1964, № 8, с. 53.
- 11. Сафрошкин Ю. В., Расчет силовых цепей полупроводни-
ковых компенсационных стабилизаторов, «Электросвязь», 1963, № 5,
58—69.
12. Александрии В. И., Импульсные стабилизаторы напря-
жения на транзисторах, сб. «Полупроводниковые приборы и их при-
менение», вып. 7, изд-во «Советское радио», 1961, с. 229—242.
13. Агапов М. В., Система защиты полупроводниковых стаби-
лизаторов напряжения от перегрузок, сб. «Полупроводниковые при-
159

боры и их применение», вып. 7, изд-во «Советское радио», 1961,
243—259.
14. Гольдреер И. Г., Стабилизаторы напряжения, Госэнерго-
издат, 1957.
15. Шварц С, Полупроводниковые схемы, Справочник (пере-
вод с английского), Изд-во иностр. лит., 1962.
16. Л е ,н н a ip т ц Г., Т а э г е р В., Конструирование схем на тран-
зисторах (перевод с нем.), изд-во «Энергия», 1964.
17. Степаненко И. П., Основы теории транзисторов и тран-
зисторных схем., изд-во «Энергия», 1967.
18. Федосеев П. Г., Выпрямители и стабилизаторы, изд-во
«Искусство», 1960.
19. Иерхо Ю. А., Шмулевич С. М., Параметрический ста-
билизaтqp напряжения, Авторское свидетелсьтво № 163669, Бюлле-
тень изобретений, 1964, № 13.
20. Вексле.р Г. С, Сглаживающие свойства транзисторных
стабилизаторов (напряжения и фильтра, «Радиотехника», 1964, № И.
21. В о с т р о к н у т о в Н. Н., Параметрические стабилизаторы
напряжения (постоянного тока на стабилитронах Д818, «Измеритель-
ная техника», 1964, № 8.
22. К осе о в О. А., Усилители мощности на транзисторах в ре-
жиме переключений, изд-во «Энергия», 1964.
23. Л а с к а в ы й В. Н., К вопросу о термокомпенсации опорных
источников напряжения на кремниевых стабилитронах, «Измери-
тельная техника», 1963, №11, 40.
24. Никитин Н. В., Источники питания высокостабильных
кварцевых генераторов, «Измерительная техника», 1964, № 1, 50—52.
25. Амосов С. П. и др., Об одном методе температурной ком-
пенсации кремниевых стабилитронов, Сборник трудов (Ин-т автомат,
и электрометрии СО АН СССР), 1962, вып. 5, 96—100.
26. К а ррол Дж., Полупроводниковые схемы для новой техни-
ки (перевод с англ.), изд-во «Мир», 1964.
27. Шведки й Б. И., Электронные измерительные приборы
с цифровым отсчетом, изд-во «Техника», 1964.
28. У х и н Н. А., Низковольтные транзисторизованные источники
питания, Труды пятой научно-технической конференции по ядерной
радиоэлектронике, т. I, Госатомиздат, 1962.
29. У х и н Н. А., Шарапов В. И., Многоканальный стабили-
зированный выпрямитель на полупроводниках, Труды пятой научно-
технической конференции по ядерной радиоэлектронике, т. I, Гос-
атомиздат, 1962.
30. Ухи н Н. А., Стабилизаторы напряжения на полупроводни-
ковых триодах, сб. «Полупроводниковые приборы и их применение»,
вып. 3, изд-во «Советское радио», 1958, 175—195.
31. Домен и ко в В. И., Стабилизатор тока с применением
мощных полупроводниковых триодов, Труды пятой научно-техниче-
ской конференции по ядерной радиоэлектронике, т. I, Госатомиздат,
1962.
32. Кузьменков Л. Н., Транзисторный универсальный источ-
ник питания (УИП) с электронной защитой, «Приборы и средства
автоматизации», научно-техн. сборник, 1964, № 10.
33. С а ф р о ш к и н Ю. В., Полупроводниковые стабилизирован-
ные источники питания на выходные напряжения 150 и 300 в, «При-
боры и техника эксперимента», 1964, № 6.
160

34. Д у б р о в с к и й И. А., Полупроводниковый стабилизатор
напряжения постоянного тока, Авторское свидетельство № 161379,
Бюллетень изобретений, 1964, № 7.
35. В остр окну тов Н. Н., Земельман М. А., Метрологи-
ческие характеристики точных стабилизаторов напряжения и методи-
ка их исследования, «Измерительная техника», 1964, № 1, 38—41.
36. М у с х е л и ш в и л и Г. П., Микиртумов В. Р., Преци-
зионные стабилизаторы напряжения и тока на транзисторах, «При-
боры и техника эксперимента», 1963, № 6, 116—118.
37. Кононов Б. Н., Стабилизаторы напряжения на полупро-
водниковых триодах, «Приборостроение», 1956, № 10, 9—12.
38. Кононов Б. Н., Стабилизаторы напряжения на полупро-
водниковых приборах, сб. «Полупроводниковая электроника», Гос-
энергоиздат, 1959, 215—223.
39. Кононов Б. Н., Практические схемы транзисторных стаби-
лизаторов напряжения, «Передовой научно-технический и производ-
ственный опыт», тема 38, № П-62-30/4, 1962, 29—41.
40. Расчет транзисторных цепей, под ред. Р. Ф. Ши (перевод
с англ.), изд-во «Энергия», 1964.
41. Белов В. М., Низковольтный стабилизатор напряжения на
полупроводниковых элементах, Известия СО АН СССР, 1964, № 6,
вып. 2.
42. До дик С. Д., Левин М. Н., Транзисторные стабилизато-
ры для питания поверочных установок, «Измерительная техника»,
1961, № 3.
43. Додик С. Д., Об использовании кремниевых стабилитро-
нов для получения образцового напряжения, «Измерительная тех-
ника», 1959, № 6.
44. Додик С. Д., Компенсационные полупроводниковые стаби-
лизаторы как мощные источники образцового напряжения, «Измери-
тельная техника», 1959, № 12.
45. Додик С. Д., К теории стабилизаторов тока и напряжения,
«Электричество», 1960, № 4.
46. Додик С. Д., Полупроводниковый параметрический стаби-
лизатор напряжения повышенной точности, «Приборостроение»,
1960, № 10.
47. Додик С. Д., Стабилизаторы напряжения на полупровод-
никовых триодах для устройств вычислительной техники, сб. «Элек-
тронные вычислительные машины», вып. 1, Машгиз, 1960.
48. Додик С. Д., Температурная компенсация транзисторных
стабилизаторов, «Измерительная техника», 1961, № 7.
49. Д о д и к С. Д., К a in н и к М. Ш., Сергеев А. С, Полупро-
водниковые стабилизаторы на выходные токи И и 50 я, «Измери-
тельная техника», 1963, № 4.
50. Левин М. И., Додик С. Д., К вопросу о длительной
стабильности (дрейфе) стабилизаторов с кремниевыми стабилитро-
нами. «Измерительная техника», 1962, № 10.
51. Уланов ский Э. Н., Романов Д. И., Стабилизатор то-
ка, Авторское свидетельство № 153307 Бюллетень изобретений,
1963, № 5.
52. М а ч и н с к и й В. К., Ш т и л ь м а н В. И., Устройство для
стабилизации пульсаций выпрямленного напряжения, Авторское
свидетельство № 127296, Бюллетень изобретений, 1960, № 7.
11—296 161

53. Ц о к а н о в В. В., Полупроводниковый стабилизатор напря-
жения, Авторское свидетельство № 153308, Бюллетень изобретений,
1963, № 5.
54. Сил уянов Б. П., Транзисторный стабилизатор напряже-
ния с общим минусовым выводом, «Измерительная техника»,
1963, № 5.
55. Д у с а в ицкий Ю. Я., Высоковольтный полупроводнико-
вый стабилизатор напряжения, Авторское свидительство № 150884,
Бюллетень изобретений, 1962, № 20.
66. Драгун Г. С, Низковольтные стабилизированные выпря-
мители НСВ-1 и НСВ-2, «Передовой научно-технический и произ-
водственный опыт», № 35-63-541/5, 1963.
57. С о н ь к и н Н. Ш., Последовательное включение п мощных
полупроводниковых триодов. «Передовой научно-технический и про-
изводственный опыт», № 35-63-811/11, 1963.
58. Агапов М. В., П и х у т а А. В., Повышение к. п. д. полу-
проводникового стабилизатора напряжения с параллельным регу-
лирующим элементом, «Электросвязь», 1965, № 1.
59. Пазников П. М., Градницкий Л. В., Стабилизирован-
ный выпрямитель на полупроводниковых приборах, «Вестник связи»,
1963, № 1.
60. Ильенков А. И., К л истории И. Ф., Соболев В. С,
Полупроводниковые стабилизаторы напряжения. Новосибирск, Изд-во
СО АН СССР, 1962.
61. Малышев Ю. А., Мощный регулируемый низковольтный
стабилизатор напряжения на полупроводниковых триодах, «Передо-
вой научно-технический и производственный опыт», тема 35,
№ 62-77/13, 1962.
62. Руднев Ю. П., Стабилизированные источники питания пре-
рывистого типа для полупроводниковых устройств, «Автоматика и
приборостроение», 1963, № 1.
63. Уваров А. И., О тепловом пробое мощных германиевых
вентилей, «Электричество», 1964, № 5.
64. К ос сов О. А., Исследование электрического и теплового
пробоев мощных транзисторов, «Электричество», 1964, № 5.
65. Б у д е н к о А., Бычков В., Стабилизаторы напряжения
с защитой от коротких замыканий, «Радио», 1964, № 9.
66. Агапов М. В., Пихута А. В., О защите транзисторов
с помощью кремниевых стабилитронов в схемах полупроводниковых
стабилизаторов напряжения, «Электросвязь», 1964, № 3. х
67. Харчен к о Р. Р. и др., Полупроводниковые стабилизиро-
ванные источники питания для измерительных устройств -автоматики,
«Электричество», 1963, № 4.
68. Д о д и к С. Д., Полупроводниковые стабилизаторы постоян-
ного напряжения и тока, изд-во «Советское радио», 1962.
69. К о з л о в В. А., Полла в ко В. М., Высокостабильный
источник напряжения на полупроводниковых приборах, «Передовой
научно-технический и производственный опыт», № 28-63-263/6, 1963.
70. Т р о х и м е н к о Я. К-, Матричный метод анализа стабили-
заторов напряжения, с полупроводниковыми триодами, Изв. вузов,
Радиотехника, 1958, № 4.
71. Конке, Простой стабилизатор напряжения с ограничением
тока нагрузки, «Электроника» (перевод с англ.), 1964, № 28.
162

72. Постников Л. В., Л я п у х о в В. Е., К расчету стабили-
затора напряжения на транзисторах, Изв. вузов, Радиофизика,
1963, № 4.
73. X а н к о к Д., Применение медного провода для выравнива-
ния режимов параллельно включенных мощных транзисторов, «Элек-
троника» (тер. с англ.), 1962, № 47.
74. Лебедев В. И., Стабилизаторы тока на транзисторах,
Изв. вузов, «Радиотехника», 1964, № 1.
75. Ра й о р д о н, Источник питания с переключающим стабили-
зирующим элементом, «Электроника» (перевод с англ.), 1962, № 10.
76. Сафрошкин Ю. В., Некоторые практические схемы полу-
проводниковых стабилизированных источников питания, Препринт
№ 1708 Объединенного института ядерных исследований, Дубна,
1964.
77. Ар т о б о л ев с к и й С. И. и др., Терминология основных
понятий автоматики. Труды I Международного конгресса ИФАК,
т. 3, «Статистические методы исследования. Теория структур, моде-
лирование, терминология, образование», Изд-во АН СССР, 1961.
78. К у ч и с Е. В., К вопросу применения кремниевых стабили-
тронов Д808-Д813 в режиме больших токов, «Измерительная тех-
ника», 1965, № 3.
79. В о с т р о к н у т о в Н. Н., Определение оптимального со-
отношения выходного и опорного напряжений стабилизаторов на-
пряжения постоянного тока, «Измерительная техника», 1965, № 3.
80. Пор сов В. М., Ключевой стабилизированный выпрямитель
на транзисторах, «Электричество», 1965, № 5.
81. Сафрошкин Ю. В., Стабилизаторы постоянного напряже-
ния с двухконтурным питанием, Препринт № 1363 Объединенного
института ядерных исследований, Дубна, 1963.
82. Новые полупроводниковые приборы, справочный листок,
«Радио», 1965, № 4.
83. Куделин К. М., О расчете теплоотвода для мощных тран-
зисторов, «Радиотехника», 1964, № 2.
84. Карапет ян А. М., Выбор коэффициента нагрузки и рас-
чет теплового режима мощных полупроводниковых триодов по номо-
грамме, «Автоматика и приборостроение», 1963, № 1.
85. Теория надежности в области радиоэлектроники, «Сборник
рекомендуемых терминов», вып. 60, Изд-во АН СССР, 1962.
86. Агапов М. В, Гашение ударных колебаний в выпрямите-
лях для радиоустройств, «Радиотехника», 1963, № 7.
87. А ф а н а с ь е в А. Н., К анализу схемы стабилизатора на
полупроводниковых триодах, «Электричество» 1960, № 8.
88. Д идеи к о В. И., Методика наладки схемы температурной
компенсации точных полупроводниковых стабилизаторов напряже-
ния, «Измерительная техника», 1962, № 12.
89. В е к с л е р Г. С, К расчету стабилизатора напряжения на
кремниевых стабилитронах, «Радиотехника», 1962, № 8.
90. Горн Л. С, X а з а н о в Б. И., Транзисторы в радиометри-
ческой аппаратуре, Госатомиздат, 1961.
91. Л е кар ев Д. М., Стабилизированный низковольтный вы-
прямитель, «Вестник связи», 1965, № 6.
92. Мкртчян Ж. А., Блок питания для электронно-вычисли-
тельной машины, сб. «Магнитные цифровые элементы», изд-во
«Наука», 1965.
11*
163

93. X аркевич А. А., Нелинейные и параметрические явления
в радиотехнике, Гостехиздат, 1956.
94. Просеков Э., Мощный стабилизатор напряжения, «Ра-
дио», 1964, № 9.
95. Мишин А., Стабилизирующее действие диодов в зарядно-
разрядных цепях, «Радио», 1963, № 10.
96. Новые полупроводниковые диоды, «Радио», 1964, № 9.
97. Справочник по полупроводниковым диодам и транзисторам,
изд-во «Энергия», 1964.
98. Бояджан А., Расчет стабилизатора напряжения, «Радио»,
1965, № 6.
99. Г о р ю н о в Н. Н. и др., Исследование вторичного пробоя
в транзисторах, «Радиотехника и электроника», 1965, № 7.
100. Д а р ж и с А., Высококачественный стабилизатор напряже-
ния, «Электроника» (перевод с англ.), 1964, № 13, 44—45.
101. Эндрен Ц., Стабилизатор напряжения с высоким к. п. д.,
«Электроника» (пер. с англ.), 1964, № 23.
102. Р о й з и н Н. М., Неустойчивость распределения тока и про-
блема надежности в транзисторной электронике, Изв. вузов, Радио-
техника, 1965, № 2.
103. Сердюк Ю. В., Трохи мен ко Я. К., Кремниевые
управляемые вентили типа р-п-р-п, Изв. вузов, Радиотехника,
1965, № 2.
104. Сафрошкин Ю. В., Колебательная и апериодическая не-
устойчивость полупроводниковых стабилизаторов, сб. «Полупровод-
никовые приборы и их применение», вып. 13, изд-во «Советское ра-
дио», 1965.
105. Швецкий Б. И., Термостатированный источник калибро-
вочного напряжения, «Автоматика и приборостроение», 1963, № 3.
106. Мачинский В., Штильман В., Сглаживающие филь-
тры на транзисторах, «Радио», 1965, № 4.
107. Эйнбиндер В., Температурная компенсация кремниевых
стабилитронов, «Радио», 1965, № 7.
108. Дружинин А., Транзисторный стабилизатор напряжения
на 150 в, «Радио», 1965, № 7.
109. Силовые кремниевые стабилитроны СК1 и СК2, «Радио»,
1965, № 7.
ПО. Be кс л ер Г. С, Транзисторный стабилизатор напряжения
с улучшенным сглаживанием пульсаций, «Техника кино и телевиде-
ния», 1965, № 4.
111. Колтыпин И. С. и др., Стабилизатор напряжения на ти-
ристорах, «Электротехника», 1965, № 11.
112. Кит а ев В. Е., Б окуня ев А. А., Ключевой стабилизатор
постоянного напряжения с параллельным включением регулирующе-
го триода, «Электросвязь», 1965, № 10.
ИЗ. Шприц Э. И., Сер геея ко Л. Ф., Температурно-токо-
вая защита стабилизаторов напряжения, «Автоматика и приборо-
строение», 1965, № 4.
114. Кисее ль Е. И., Способ автоматической компенсационной
стабилизации параметров схем автоматики и электроники, «Приборо-
строение», 1965, № 12.
115. Крохмаль, В е б е р, Стабилизация напряжения постоян-
ного тока на нагрузке путем регулирования угла зажигания, «Элек-
троника» (перевод с англ.), 1965, № 16.
164

116. С лез б ер г Е. М, Устройство для защиты низковольтного
мощного полупроводникового стабилизатора, Авторское свидетель-
ство № 173290, Бюллетень изобретений, 1965, № 15.
117. Д е в о н и с с к и й В. Ю., С м у л о в и ч В. И., Устройство
для защиты проходного полупроводникового триода в стабилизато-
рах постоянного напряжения, Авторское свидетельство № 172368,
Бюллетень изобретений, 1965, № 13.
118. С ер гунов В. С, Полупроводниковый стабилизатор на-
пряжения, Авторское свидетельство № 172367, Бюллетень изобрете-
ний, 1965, № 13.
119. Бенин В. Л., Бородин Н. Н. и др., Полупроводниковый
стабилизатор напряжения, Авторское свидетельство № 170554, Бюл-
летень изобретений, 1965, № 9.
120. Рудницкий Б. Л., Полупроводниковый стабилизатор на-
пряжения, Авторское свидетельство № 164070, Бюллетень изобретений,
1964, № 14.
121. Меньшиков Г. Г., Электронно-транзисторные стабилиза-
торы напряжения, «Передовой научно-технический и производствен-
ный опыт», тема 26, № Э-62-12/6, 1962, 3—13.
122. Гончаров В. Г., Многопредельный полупроводниковый
стабилизированный источник питания, «Передовой научно-техниче-
ский и производственный опыт», 1965, № 18-65-69/1,9-12.
123. Кирпичников В. М., Низковольтный стабилизатор ма-
лой мощности, сб. «Полупроводниковые приборы и их применение»,
вып. 8, изд-во «Советское радио», 1962.
124. Б и б и, Источник опорного напряжения, меняющегося сту-
пенями через 0,5 в, «Электроника» (перевод с англ.), 1962, № 18.
125. Додик С. Д., Полупроводниковые стабилизаторы как
источники образцового напряжения, Кандидатская диссертация,
МЭИ, 1962.
126. Мкртчян Ж. А., Исследование динамических показателей
и разработка серии транзисторных стабилизаторов, Кандидатская
диссертация, МЭИ, 1965.
127. Пусты льников В. И., Стабилизаторы напряжения
с высокой точностью работы в динамическом режиме, Кандидатская
диссертация, Ия-т автоматики и телемеханики АН СССР, 1962.
128. С а ф р о ш к и н Ю. В., Переходные характеристики и устой-
чивость транзисторных стабилизаторов напряжения и тока, Канди-
датская диссертация, МИФИ, 1965.
129. Мюрари, Тепловой дрейф в усилителях с очень малым
дрейфом, Труды Ин-та инженеров по электротехнике и радиоэлек-
тронике (перевод с англ.), 1965, № 5.
130. Таубес М. Р., Полупроводниковые стабилизаторы тока
для термопарных вакууметров, «Измерительная техника»,1962, № 10.
131. Будинский Я., Усилители низкой частоты на транзисто-
рах, Связьиздат, 1963.
132. Карпов В. И., Полупроводниковые стабилизаторы на-
пряжения, Госэнергоиздат, 1963.
133. Карпов В. И., Устройства защиты полупроводниковых
стабилизаторов от перегрузки и их классификация, сб. «Полупровод-
никовые приборы и их применение», вып. И, изд-во «Советское ра-
дио», 1964.
134. П у с т ы л ь н и к о в В. М., Расчет црецизионных стабилиза-
торов постоянного напряжения по заданным монотонным переход-
ным характеристикам, «Автоматика и телемеханика», 1962, № 1.
165

135. Пусты льни ко в В. М., Переходные процессы в стаби-
лизаторах напряжения на полупроводниковых триодах, «Автомати-
ка и телемеханика», 1962, № 8.
136. Федотов Я. А., Основы физики полупроводниковых при-
боров, изд-во «Советское радио», 1963.
137. Носов Ю. Р., Полупроводниковый источник образцового
(опорного) напряжения, «Измерительная техника», 1960, № 3.
138. Веденеев Г. М., Вершин В. Н., Кремниевые стабили-
троны, Госэнергоиздат, 1961.
139. Нанавати Р. П., Введение в полупроводниковую элек-
тронику, изд-во «Связь», 1965.
140. Михин Д. В., Кремниевые стабилитроны, изд-во «Энер-
гия», 1965.
141. Бело польский И. И., Электропитание радиоустройств,
Госэнергоиздат, 1957.
142. С л ю с а р е н к о И. И., Низковольтные стабилизированные
источники питания на полупроводниковых приборах, Труды
ЦНИИКА, вып. 2, ОНТИ, 1961.
143. У о р д, Новый стабилизатор напряжения с уменьшенной
емкостью накопительного конденсатора, «Электроника» (перевод
с англ.), 1962, № 32.
144. Козлов Р. Ф., Высокостабильный источник постоянного
напряжения для измерительных схем, «Измерительная техника»,
1960, № 3.
145. В и т о л и н ь ш А., Низковольтный стабилизатор напряже-
ния, «Радио», 1961, № 11.
146. Лебедев О. В., Черкесов А. А., Стабилизатор низкого
регулируемого напряжения на полупроводниковых триодах, «Прибо-
ры и техника эксперимента», 1961, № 4.
147. Георгиевский и др., Стабилизированный источник пи-
тания, «Автоматика и приборостроение», 1962, № 2.
148. Н а х т и г а л ь К., Стабилизированный источник питания,
«Радио», 1965, № 5.
149. С афрошкин Ю. В., Высокостабильный регулируемый
источник питания на полупроводниковых приборах, «Передовой
научно-технический и производственный опыт», № 4-64-601/16, 1964.
150. С ид мор, Простые диоды для стабилизации напряжения,
«Электроника» (переводе англ.), 1964, № 18.
151. Цока нов В. В., Стабилизаторы постоянного напряжения
на транзисторах с импульсным регулированием, «Передовой научно-
технический и производственный опыт», № 4-64-376/10, 1964.
152. Терентьев Б. П., Электропитание радиоустройств,
Связьиздат, 1951.
153. Рогинский В. Ю., Электрическое питание радиотехниче-
ских устройств, Госэнергоиздат, 1957.
154. М азе ль К. Б., Стабилизаторы напряжения и тока, Гос-
энергоиздат, 1955.
155. Л ейтман М. Б., Полупроводниковые стабилизаторы на-
пряжения для питания электронных схем, Изв. вузов, Электромеха-
ника, 1963, № 8.
156. Гурка лов К. И., Двухступенный стабилизатор напряже-
ния на полупроводниковых триодах, Труды учебных институтов свя-
зи, вып. 18, 1963 (ЛЭИС).
157. Дусавицкий Ю. Я, Температурная компенсация крем-
ниевых стабилитронов, «Радиотехника», 1962, № 6.
166

158. Николаевский И. Ф., Эксплуатационные параметры и
особенности применения транзисторов,» Связьиздат, 1963.
159. Федосеев П. Г., Савичев С. С, Транзисторно-магнит-
ные стабилизаторы напряжения низковольтных выпрямителей, Труды
Ленинградского ин-та киноинженеров, вып. 10, 1964.
160. Б и б М., Уравнения и методика расчета шунтовых стабили-
заторов на транзисторах или на кремниевых стабилитронах, «Элек-
троника» (перевод с англ.), 1961, № 26.
161. Про мет Е. А., Транзисторный термостат, «Приборострое-
ние», 1966, № 2.
162. Эйнбиндер В., Смирнова Л., Уменьшение темпера-
турной нестабильности полупроводниковых приборов, «Радио»,
1966, № 1.
163. Чанн, Нортон, Экономичная схема защиты от коротких
замыканий, «Электроника» (перевод с англ.), 1965, № 22.
164. Бр а г л е р., Расчет оптимального параллельного стабили-
затора напряжения, Труды Института инженеров по электротехнике
и радиоэлектронике (перевод с англ.), 1965, № 3.
165. Тэлер Дж., Пестель М., Анализ и расчет нелинейных
систем автоматического регулирования, изд-во «Энергия», 1964.
166. Матцен и др., Функциональные электронные блоки,
использующие тепловые явления, Труды Института инженеров по
электротехнике и радиоэлектронике (перевод с англ.), (1964, № 12.
167. Бу рф ейндт К. Л., Защита транзисторного стабилизатора
от перегрузок, «Электроника» (перевод с англ.), 1963, № 13.
168. Розен таль, Стабилизированный источник света. «При-
боры для научных исследований» (перевод с англ.), 1965, № 9.
169. Фитц, Стабильный регулятор тока для сверхпроводящих
соленоидов. «Приборы для научных исследований» (переводе англ.),
1965, № 9.
170. Пени, Источник регулируемого и стабилизированного по-
стоянного тока, «Приборы для научных исследований» (перевод
с англ.), 1964, №7.
171. К у р к и н Ю. Л., С о к о л о в А. А., Расчет составного тран-
зистора «Электричество», 1959, № 8.
172. Be кс л ер Г. С., Юрьев А. М., Выбор величины мини-
мального тока кремниевого стабилитрона, Изв. вузов, Электромеха-
ника, 1965, № 12.
173. Кремниевые стабилизаторы тока, «Электроника» (перевод
с англ.), 1965, № 14.
174. С а ф р о ш к и н Ю. В., Полупроводниковый стабилизатор
постоянного напряжения, Авторское свидетельство № 179822, Бюл-
летень «Изобретения, промышленные образцы, товарные знаки»,
1966, № 6.
175. Ефимчик М. К. и др., Стабилизатор высокого напряже-
ния для фотоумножителей на транзисторах, «Приборы и техника
эксперимента», 1965, № 3.
176. Полупроводниковые триоды и их применение, под общей
ред. Р. Ши (перевод с англ.), Госэнергоиздат, 1957.
177. Каганов И. Л., Промышленная электроника, Госэнерго-
издат, 1961.
178. К ар рол Дж., Электронные схемы на полупроводнико-
вых триодах (перевод с англ.), Изд-во иностр. лит., 1959.
179. Воронин В. С, Канун ников В. Н., Многоканальный
стабилизатор тока, «Приборы и техника эксперимента», 1966, № 1.
167

180. Бояджан А. А., Простая схема стабилизированного
источника питания, «Приборостроение», 1966, № 3.
181. Голуб В. С, Мощный экономичный стабилизатор напря-
жения на транзисторах, «Механизация и автоматизация управле-
ния», 1966, № 1.
182. И н оз е мцев И. М., Найвельт Р. С, Усилители и
источники питания на транзисторах, Всесоюзный ин-т научной и тех-
нической информации, 1960.
183. Лившиц Б. Н., Стабилизатор напряжения на транзисто-
рах, «Новости медицинской техники», 1960, вып. 4.
184. Яр к ер, Использование маломощных транзисторов в схе-
ме защиты от перегрузок, «Электроника» (перевод с англ.), 1962,
№ 13.
185. Агапов М. В., Пихута А. В., Электрическая защита
полупроводниковых источников питания, изд-во «Советское радио»,
1966.
186. Б окуня ев А. А., Полупроводниковые стабилизаторы на-
пряжения для питания схем с большими токами потребления, Кан-
дидатская диссертация, МЭИС, 1966.
187. Be кс л ер Г. С, Тетельбаум Я. И., Электропитание
радиоустройств, изд-во «Техника», 1966.
188. Д о д и к С. Д., Г а в р и л о в А. И., Устройство для ком-
плексной защиты полупроводникового стабилизатора напряжения,
Авторское свидетельство № 180643, Бюллетень изобретений,
1966, № 8.
189. Школьный В. А., Высокостабильный источник для пи-
тания схем на полупроводниковых элементах, сб. «Автоматический
контроль и измерительная техника», вып. 8, изд-во «Наукова дум-
ка», 1964.
190. Б а с а л ы г а В. Ф., Стабилизатор напряжения постоянного
тока, Авторское свидетельство № 183247, Бюллетень изобретений,
1966, № 13
191. Точные стабилизаторы тока, «Электроника» (перевод
с англ.), 1966, № 12.
192. Белов Г. П., Сопротивление прямой связи стабилизатора
напряжения на транзисторах, «Радиотехника», 1967, № 1.
193. Голембо В. А., Кирианаки.Н. В., Источник опорного
напряжения с малым временным дрейфом, сб. «Методы и средства
преобразования информации», изд-во «Наукова думка», 1966.
194. Горюнов П. Н., О коэффициенте стабилизации много-
каскадных полупроводниковых стабилизаторов напряжения, «Изме-
рительная техника», 1966, № 10.
195. Дружинин А. Я., Защита цепи базы транзистора от пе-
ренапряжений в УПТ высоковольтного полупроводникового стабили-
затора, «Измерительная техника», 1966, № 11.
196. Зибияь Д. К-, Стабилизатор постоянного напряжения,
Авторское свидетельство № 190432, Бюллетень изобретений,
1967, № 2.
197. Измерения в электронике, Справочник, изд-во «Энергия»,
1965.
198. Синтезированные диоды с регулируемым напряжением,
«Электроника» (перевод с англ.), 1966, № 4.
199. Уэлш, Диоды стабилизаторы тока, «Электроника» (пере-
вод с англ.), 1963, № 4.
168

200. С а ф р о ш к и н Ю. В., Переходные характеристики и устой-
чивость транзисторных стабилизаторов напряжения и тока,
изд-во «Энергия», 1967.
201. Grobler В., Zur Abhangigkeit der Wirksamkeit einer einfa-
chen Stabilisierungsschaltung von den Parametern des Regeltran-
sistors, «Nachrichtentechnik», 1965, H. 1, S. 31—32.
202. T h i e 1 e К., В e 11 m a n V., Ein transistorisiertes elektronisch
stabilisiertes Miniatur-Hohspannungsgerat, «Radio und Fernse-
hen», 1965, H. 15, S. 472—476.
203. Gleichspannungsstabilisierung mit Zenerdioden, «Radio und
Fernsehen», 1965, H. 10, S. 305—306.
204. W i r t h G., Ein transistorstabilisiertes regelbares Netzgerat,
«Radio und Fernsehen», 1965, H. 7, S. 220—223.
205. D e n d a W., Der transistorisierte Spannungsstabilisator, «Ra-
dio und Fernsehen», 1964, H. 21, S. 646-648; H. 22, S. 678—679;
H. 23. S. 7114—717.
206. Meckel R., Erzielbare Ausgangsleistungen von halbleiter-
stabilisierten Netzgeraten, «Radio und Fernsehen», 1964, H. 23,
S. 730—731; H. 24, S. 755—756.
207. Butler F., Switched thyristor voltage regulator, «Wireless
World», 1965, № 9, p. 430—432.
208. G e r 1 а с h A., Proprietes et applications des diodes Zener,
«Electron. profess.», 1965, № 348, p. 69—74.
209. Harding M., Power supplies, «Wireless World», 1966, № 1,
p. 27.
210. Spiesberger G., Spannungsstabilisierung mit Zenerdioden,
«Funk-Technik», 1964, № 5, S. 141—142.
211. Schmidberger W., Zwei Schaltungen fur stabilisierte Netz-
gerate, «Funk-Technik», 1964, № 16, S. 593. )
212. В u 11 n e r L., Transistorisierter Gleichspannungskonstanthalter,
«Funk-Technik», 1964, № 16, S. 594.
213. С h r i s t о f f G., Spanriungs-Stabilisierungsschaltungen mit
Zenerdioden, «Funk-Technik», 1963, № 15, S. 535—538; № 16,
S. 567—568.
214. Diefenbach W. W., Transistorstabilisiertes Netzgerat,
«Funk-Technik», 1962, № 15, S. 515—516.
215. M e 1 с h e r t F., Briikenschaltung mit Zenerdioden zur Erzeugung
von Gleichspannungen hoher Konstanz, «Electrotechnische Zeits-
chrift», Ausg. A, 1963, № 9, S. 277—280.
216. M e 1 с h e r t F., Messungen von Zenerspannungen mit hohster
Prazision, «Zeitschrift fur Instrumentenkunde», 1964, № 11,
S. 323-^329.
217. Deike S., Eine Vergleichsspannung hoher Konstanz, «Elektro-
technische Zeitschrift», Ausg. A, 1965, n2 1, S. 9—13.
218. Brenner W., Transistorstabilisierte regelbare Netzgerate, «Ra-
dio und Fernsehen», 1963, H. 19, S. 597—599.
219. Gunzel K, Probleme bei der Dimensionierung des stellglie-
des transistorisierter Spannungsregler, «Intern. Elektronische
Rundschau», 1964, № 3, S. 129—133.
220. V 0 d 0 v n i k L., Zur Berechnung von Spannungsregeln mit
Transistoren im Stellglied, «Elektronische Rundschau*, 1962,
№ 8, S. 339—340.
221. Mii Her D., Transistorstabilisierung relativ hoher Gleichspan-
nungen, «Elektronische Rundschau», 1963, JNfe 2, S. 74, 77,
169

222. Graul Hans-Joachim, Ein transistorstabilisiertes Netzgerat fur
den Spannungsbereich von 0,5—12,5 v, «Radio und Fernsehen*,
1964, H. 2rS. 56—59.
223. Meyer - В rot z G., Die Stabilisierung von Gleichspannung
mit geschalteten Transistoren, «EIektronische Rundschau», 1958,
№ 10, S. 342—344.
224. L a r a s s W., Transistorstabilisierte Netzgerate, «Elektronische
Rundschau», 1960, № 2, S. 51—55.
225. S e i b t F. von, Hirschman W., Bestimmung der erforderli-
chen Eingangsspannung bei Stabilisierungsschaltungen mit Ze-
nerdioden, «Frequenz», 1964, № 9, S 292—298
226. В 1 e h e r H., Bemessungsvorschriften fur elektronisch geregelte
Netzgerate, «Elektronische Rundschau*, 1962, № 3 S. 101—106;
№ 4, S. /169—173; № 5, S. 214—218.
227. Chandler J., The characteristics and applications of Zener
(voltage reference) diodes, «Electronic Engineerings 1960, №384,
p. 78—86.
228. Collins D. J., P e a г с e J., Economy in the series stabilizer,
«Electronic Engineerings 1960, № 384, p. 96—97.
229. Kemhadjian H., Newe 11 A. F., Protection of a stabilized
transistor power supply, «Electronic Engineerings 1960, № 386,
p. 228—230.
230. Mc Pherson J. W., Economy in the series stabilizer, elec-
tronic Engineering*, 1960, № 389, p. 448.
231. Aspinall D., A low voltage stabilizer employing junction
transistors and a silicon junction reference "diode, «Electronic
Engineering*, 1957, № 355, p. 450—454.
232. Richard J. C. S., A transistorizes current stabilizer for an
electromagnet, «Electronic Engineering*, 1960, № 383,
p. 22—23.
233. Ait chins on R. E., A 100 v 100 mA regulated power supply
using transistors, «Electronic Engineering*, 1964, № 439,
p. 604—605.
234. Ophir D., An SCR pre-regulator for a transistorized power
supply, «Electronic Engineering*, 1965, № 443, p. 36—40.
235. J о v a n о v i с D. Т., 11 i с R. P., A simple circuit for the
protection of the stabilized transistor power supplies, «Electro-
nic Engineering*, 1961, № 402, p. 521—523.
236. Murphy R. H., Ultra-stable semiconductor reference diodes,
«Electronic Engineering*, 1964, № 431, p. 40—43.
237. Kirchmaier T. W., Shunt DC regulator nomographs, «Elec-
tronic Industries*, 1961, № 6, p. 230—231, 233.
238. Power supplies... definition to design, ^Electronic Industries*,
1962, № 10, p. 121—152.
239. Wallace C. L., Optimizing the performance of silicon refe-
rence elements, «Electronic Industries*, 1965, № 3, p. 95—97.
240. W a d d e 11 J. M., С о 1 e m a n n D. R., Zener diodes — their
properties and applications, «Wireless World*, 1960, № 1,
p. 17—21.
241. Madigan J. R., Understanding Zener-diodes, «Electronic In-
dustries*, 1959, № 2, p. 78—83.
242. Madigan J. R., Thermal characteristics of silicon diodes,
^Electronic Industries*, 1959, № 12, p. 80—88; 1960, № 1,
p. 83—87.
170

243. Richter Probleme bei der Entwicklung eines elektronisch
stabilisierten Netzgerates mit Transistoren, «Radio und Fernse-
hens, 1961 H. 15, S. 482—485, H. 16, S. 519—921, H. 17,
S. 645—547.
244. G1 a s e r W., Kuhlkorper fur Halbleiterbauelemente grosser Ver-
lustleistung, «Radio und Fernsehen», 1965, H. 19, S. 601—602.
245. Oberle D., Ein geregeltes Netzgerat hohen Wirkungsgrades,
«Elektronik», 1965, № 3, S. 81—82.
246. P e 1 i к a n L., Mustkove stabilisatory se Zenerovymi diodami,
«Sdelovaci technika», 1965, № 3, 84—86.
247. M a r s с h a 11 R. C., A transistor voltage regulator with inherent
short-circuit protection, «Electronic Engineerings 1963, № 420,
p. 106—108.
248. Belt N., A switching mode current stabiliser, «Electronic En-
gineerings, 1963, № 421, p. 174—176.
249. A11 г e e V. H., T о p 1 i s s R. J., A variable-voltage stabilized
supply, «Electronic Engineerings, 1962, № 409, p. 176—179.
250. McPherson J. W., Regulator elements using transistors,
«Electronic Engineerings, 1964, № 433, p. 162—165, 205, 214.
251. J а к u b a s с h к H., Ein transistorisierter Gleichspannungskon-
stanthalter nach dem Prinzip cler Zweipunktregelung, «Radio
und Fernsehens, 1963. H. 15, S. 479—480.
252. Denvir В. Т., Bistable circuit for overload protection of po-
wer supplies, «Electronic Engineerings, 1963, № 429, p. 748—750.
253. D e 1Г О г о Е., Short circuit protection of stabilized power
supply with SCR's, «Electronic Engineerings, 1962, № 408, p. 408.
254. R i t s о n F. J. U., F о s s R. C, Transistor power supplies with
limited overload current, «Electronic Engineerings, 1962, № 414,
p. 526—529.
255. Hetenyi Laszlo, Stabilisalt tapegyseg tranzisztoros keszu-
lekekhez, «Radi6technika», 1963, № 12, 448—449.
256. Glover V., Using low-voltage transistors in high-voltage cir-
cuits, «Electronic Designs, 19.64, № 15, p. 62—67.
257. Z g u d J., G r a b о w s к i В., Technique de la regulation pat
semi-conducteurs, Paris, Dunod, 1963.
258. Nessel Vilem, Stabilisatory pro automatizacni zafizenf,
Praha, Statni nakladatelstvi technicke literatury, 1963.
259. Wagner S. W., Stromversorgung elektronischer Schaltungen
und Gerate, Hamburg, R. v. Decker's Verlag G. Schenck, 1964.
260. Dumitrescu M., Stabilisatoare de tensiune si de curent,
Bucuresti, Editura technica, 1965.
261. Dioden zum Stabilisieren von Stromen, «Radio Mentors, 1963,
№ 2, S. 1Ш.
262. Butler F., Controlled rectifiers in voltage-regulated power
supplies, «Wireles Worlds, 1963, № 2, p. 56—61.
263. Kupferberg Ken, Understanding power supply terminology,
^Electronic Industriess, 1962, № 10, p. 122—124.
264. Etzion M., Rozen S., A fast-acting protective circuit for
stabilized multi-voltage transistor power supplies, ^Electronic
Engineerings, 1963, № 419, p. 38—40.
265. Voltage regulator circuits permit decentralized operation, «Elec-
tronic Designs, 1965, № 1, p. 94—95.
266. Field-effect diodes supply const mt current, «Electronic Design*,
1965, № 10, p. 68—69.
171

267. Morgenstern L., Temperature-compensated Zener diodes,
«Semiconductor Products*, 1962, № 4, p. 25—29.
268. Б e л ч e в Д., Стабилизатори на ток и напрежение в слабо-
токовата техника, София, «Техника», 1964.
269. Н и к о л о в 3. А.. Полупроводникови токозахранващи устрой-
ства, София, «Техника», 1965.
270. Richter W., Heizspannungsstabilisierung mit Zenerdioden,
«Radio und Fernsehen», 1962, H. 6, S. 175—177.
271. Z i p p er 1 i n g H., Kirchner W., Dimensionirung von Sta-
bilisierungsschaltungen mit Zenerdioden, «Radio und Fernsehen»,
1962, H. 14, S. 433—435.
272. Gunther Gleichmafiige Lastverteilung bei der Parallel-
schaltung von Leistungstransistoren, «Radio und Fernsehen»,
1962, H. 23, S. 745.
273. Bottke E., Das Wichtigste tiber Zenerdioden, «Radio und
Fernsehen», 1962, H. 10, S. 307—309.
274. W a d d i n g t о n D. E., A i n 1 e у M. R., Low-voltage stabilizer
using semiconductors, «Wireless World», 1961, № 9, p. 479—482.
275. Fung M. P., D. C. power supply overload protection using
silicon controlled rectifiers, «Solid State Design», 1962, № 6t
p. 51—52.
276. Todd CD., High spead circuit breakers, «Semiconductor Pro-
ducts», 1960, X, p. 31—34.
277. Wilson E., Designing transistorized voltage regulators, «Elec-
tronics», 1960, № 39, p. 62—65.
278. Redmond K., Low-cost transistor overload safety circuit,
«Electronics», 1960, № 42, p. 102.
279. Lloyd A. G., Overload protection for transistor voltage regu-
lators, «Electronics», 1960, № 52, p. 56—59.
280. Walker D. E., A stabilized constant current power unit,
«Electronic Engineering», 1962, № 412, p. 406—409.
281. Neale В. Т. M., Special stabilized power supplies, «The Mar-
koni review», first quart. 1962, vol. XXV, № 144, p. 78—88.
282. R i g n a 11 M. W., A constant temperature transistor enclosure,
«Electronic Engineering», 1961, № 401, p. 452—453.
283. Bell J. S., Wright P. G.", Stabilized voltage using transis-
tors, «Electronic Engineering», 1960, № 394, p. 758—761.
284. Cunningham V. R., Designing and analyzing voltage regu-
lators, «Electronic Industries», 1964, № 10, p. 78—80.
285. Kuhn rich M., Wechselspannungsstabilisierung mit Zenerdio-
den, «Radio und Fernsehen», 1965, H. 23, S. 732—734.
286. Lohrmann D., Nahezu verlustfreie Gleichspannungsregelung
fur grofie Batteriespannungs — und Lastschwankungen, «Elektro-
nik», 1961, № 6, S. 177—178.
287. Garrigus J. C, Voltage and current reference sources, Tran-
sactions IEEE on Industrial Electronics and Control Instru-
mentation, 1964, vol. IECI-11, № 2, p. 57—59.
288. Ё i с k e W. G., Making precision measurments of Zener diode
voltages, Transaction IEEE on Communication and Electronics,
1964, vol. 83, № 74, p. 433—438.
289. G r a b n e r A., Untersuchungen uber den Aufbau anspassungsta-
higer Stromstabilisierungssysteme, «Me$sen, Steuern, Regeln»,
1965, H. 9, S. 298—302.
172

290. M u с h n i к P., Haldemann H., Stabilisation a distance des
alimentations transistorisees, «Mesures, regulation, automatismes,
1964, № 11, p. 101—104.
291. Muchnik P., Speaking of transistorized power supplies, «Elec-
tronic Designs, 1963, March 15, № 6, p. 58.
292. Rogozinski A., Tranzystorowy zasilacz stabilizowany z
zastosowaniem diody Zenera, «Pomiary, automat., kontrola»,
1965, № 1, 26—30.
293. Hanks C. L., An evaluation of Zener diodes to develop scre-
ening information, «Semicond. Prod, and Solid State Technol.s,
1965, № 4, p. 30—35.
294. Hoch D. R., Modern power supply design for computers,
«Electronic Industries», 1964, № 10, p. 38—43.
295. Rudolph W., Stabilisierte Sjannungsquellen* in Bausteinbau-
weise, «Radio und Fernsehens, 1965, № 14, S. 429—430, 435.
296. M i d d 1 e b г о о к R. D., Design of transistor regulated power
supplies, ^Proceedings of the IRE», 1957, № 11, p. 1502—1509.
297. Diamond J., Negative output resistance in a regulated power
supply, «Electronic Engineerings, 1965, № 453, p. 749—751.
298. R i с h m a n P., A new absolute AC voltage standard, «1ЕЕЕ
Intern. Convention Records, 1963, pt. 5, p. 170—183.
299. F e i f e r A., Tranzystorowe zasilacze stabilizowane, «Radioama-
tor i krotkofalowiecs, 1966, № 1, S. 3—5, 11—12, 17.
300. R у m s h a A. F., Transistor control high-power DC, «Radio—
Electronicss, 1964, № 6, p. 37—38.
301. Tramp osh H., Optimum design of medium power transis-
tor heat sinks, «1ЕЕЕ Trans. Component Partss, 1963, № 2,
p. 94—100.
302. Levin S., Switching power supply regulators for greater effi-
ciency, «Electronic Designs, 1964, № 13, p. 48—59.
303. Covert P. W., Four components make stable DC regulator,
«Electronic Designs, 1965, № 4, p. 64—67.
304. В a u g h e r J., Regulation, stability and transients, «Electrical
Design Newss, 1964, № 4, p. 136—139.
305. McPherson J. W., Improvements in or relating to variable-
impedance electric circuits, Patent Specification, № 975763, CI.
G3R, H3T.
306. M a 11 о x W. J., Capacitor cuts nuisance RFI in a power supply
«Electronic Designs, 1965, Dec, № 26, p. 42—45.
307. Mann R. M., Rapid conctant-current design using nomographs,
«Electrical Design Newss, 1963, № 4, p. 112—115.
308. El-Kholy S. В., On the stabilization of an electron bom-
bardment ion source for a mass spectrograph applying power
transistor, «Intern. Journ. of Electronicss, first series, 1965,
№ 3, p. 233—236.
309. В u 11 n e r L., Entwurf transistorisierter Gleichspannungskon-
stanthalter, «Funk—Techniks, 1965, № 22, S. 907—910, № 23,
S. 947—950, No 24.
310. Giralt G., Lagasse J., Sur la realisation d'une alimentation
a courant continu a grande stabilite et a large bande de tension
de sortie, «Comptes Rendus de l'Academie des Sciencess, 1960,
No 1, p. 91—93.
173

311. С a s s i g п о 1 Ё., L a g a s s e J., Application de la methode des
graphes de transfert a l'etude d'alimentations stabilisees, «Comp-
tes Rendus de l'Academie des Sciences*, I960, № 17,
p. 2856—2858.
312. Mann R. M., Series voltage-regulator design using nomo-
graphs, «Electrical Design News», 1964, № 4, p. 146—167.
313. Ha up t J., Mii Her- Warm uth WM Magnetstromregler fur
hohste Stabilitat mit Leistungstransistoren, «Zeitschrift fur an-
gew. Physib, 1961, H. 7, S. 348—352.
314. Strojnik A., Vodovnik L., Ein Stromregler mit Leis-
tungstransistoren und einer temperaturbegrenzten Diode, «Zeit-
schrift fur angew. Physib, 1962, H. 9, S. 576—578.
315. Раса к M., Tranzistorovy stabilizator s kompenzaci, «Slabo-
proudy obzor*, 1966, № 2, S. 84—90.
316. R i g g В., -The characteristics and application of Zener diodes,
«Electronic Engineering*, 1962, № 417, p. 736—743.
317. Stohr H. J., Bemerkungen zum stabilisierungsverhalten von
Zenerdioden, «Elektronische Rundschau*, 1962, № 7, S. 297—301.
318. Ну an J. Т., Zdroj ss stabilizovaneho napeti, «Amaterske radio*,
1966, № 3, S. 10—13.
319. Ham era к К., Die Zenerdiode ein vielseitiges Bauelement der
Elektronik, «Automatik», 1962, № 10, S. 380—384.
320. Tomes M., Sum Zenerovych diod, «Sdelovaci technika* 1965,
№ 3, S. 82—84.
321. Diamond J. M., The choke-Zener diode filter circuit, «Electro-
nic Engineering*, 1965, № 454, p. 822—825.
322. P a s i e w i с z Diody lawinowe, «Pomiary, automatyka, kontro-
la*, 1962, No 8, S. 359—362.
323. Zener diodes used as voltage standards, «Engineering*, 1964, 197,
№ 5098, p. 9.

СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие ко второму изданию 3
Глава первая. Основные понятия и зависимости . 4
1. Определение стабилизатора 4
2. Основные характеристики стабилизатора .... 5
3. Элементы и блок-схема стабилизатора .... 7
4. Параллельная и последовательная схемы стабилизации 9
5. Ключевой режим стабилизации 10
Глава вторая. Специфика транзисторных стабилизаторов 13
6. Транзистор как элемент стабилизатора . . . . 13
7. Основные схемы включения транзистора .... 14
8. Составной транзистор как усилитель тока ... 16
Глава третья. Параллельные стабилизаторы с обратной
связью е 19
9. Параллельный эмиттерный повторитель 19
10. К к #вых параллельного повторителя 22
11. Параллельный повторитель с УОС 24
'12. Методы повышения выходного напряжения парал-
лельных стабилизаторов 26
13. Методы повышения к. п. д. параллельных стабилиза-
торов 29
Глава четвертая. Последовательные стабилизаторы
с обратной связью 33
14. Последовательный эмиттерный повторитель ... 33
15. К и йвых последовательного повторителя .... 35
16. Последовательный повторитель с УОС .... 36
17. К и Лвых последовательного повторителя с УОС . . 38
18. Методы улучшения К и /?Вых последовательного ста-
билизатора 40
19. Последовательный стабилизатор с комбинированным
регулированием . 42
Глава пятая. Проектирование основных элементов стаби-
лизаторов 44
20. Измерительный элемент ......... 44
21. Усилитель обратной связи (УОС) 51
175

22. Регулирующий элемент 53
23. Методы уменьшения мощности, выделяемой на регу-
лирующем транзисторе 56
Глава шестая. Применение принципа самонастройки для
повышения эффективности стабилизаторов 58
24. Общие вопросы .... 58
25. Расширение нагрузочного диапазона последовательно-
го стабилизатора 59
26. Второй метод расширения нагрузочного диапазона 61
27. Умощнение последовательного стабилизатора ... 63
28. Повышение экономичности параллельного стабилиза-
тора 64
Глава седьмая. Температурный дрейф и устойчивость
транзисторных стабилизаторов 67
29. Температурный дрейф 67
30. Стабилизаторы с заданным температурным дрейфом 70
3)1. Устойчивость стабилизаторов 71
32. Методы повышения устойчивости 73
33. Частотные характеристики стабилизаторов .... 74
Глава восьмая. Надежность 75
34. Общие вопросы 75
35. .Конструктивные методы обеспечения надежности . . 77
36. Схемные методы обеспечения надежности .... 81
Глава девятая. Расчет, конструирование и настройка 84
37. Расчет стабилизатора 84
38. Конструирование и настройка 88
Глава десятая. Стабилизаторы тока 90
39. Параметрические стабилизаторы тока 90
40. Стабилизаторы тока с обратной связью .... 92
Глава одиннадцатая. Практические схемы стабилиза-
торов 94
41. Общие вопросы ' 94
42. Параметрические стабилизаторы 95
43. Низковольтные стабилизаторы 96
44. Стабилизаторы со средними выходными напряжениями ИЗ
45. Высоковольтные стабилизаторы 131
46. Стабилизаторы с регулируемым напряжением . . . 137
47. Многоканальные стабилизаторы 114
48. Стабилизаторы тока .156
Литература 159

БИБЛИОТЕКА ПО АВТОМАТИКЕ
Готовятся к печати
Абрамов Е. П., Аппаратура телепередачи информации ЭЦВМ'г
Аранчий Г. А., Жемеров Г. Г. и Эпштейн И. И., Тиристор-
ные преобразователи частоты для регулируемых электроприво-
дов.
Б а м д а с А. М., Ш а п и р о С. В. и Давыдова Л. Н., Ферромаг-
нитные делители частоты.
Бессонов А. А. и Сиваков В. А., Автоматические индикаторы
отказов.
Видинеев Ю. Д., Автоматическое непрерывное дозирование
жидкостей.
Гинзбург С. А., Математическая непрерывная логика и изобра-
жение функций.
Гринберг Л. С, Многообмоточные потенциометры.
Давыдов П. Д. Аналитический расчет импульсных тепловых ре-
жимов полупроводниковых приборов.
Жовинский В. П., Генерирование шумов для исследования ав-
томатических систем.
Иконников С. Н.( Испытания магнитных элементов и автомати-
ческих устройств.
Исмаилов Ш. Ю., Автоматические системы и приборы с шаго-
выми двигателями.
Каган В. Г., Кочубиевский Ф. Д., Шугрин В. М., Нели-
нейные системы с тиристорами (Электроприводы с полупро-
водниковым управлением).
Карибский В. В., Пархоменко П. П. и Согомонян Е. С.
Техническая диагностика объектов контроля.
Комолов В. II. и др,, Параметроны в цифровых устройствах.
К о р ы т и н А. М. и др., Синхронные приводы с полупроводнико-
вым управлением.
Куликовский К. Л., Электрометрические преобразователи на-
пряжения.
Лебедев М. Д., Состояние и развитие автоматических систем
контроля.
Л е м б е р г М. Д., Релейные системы пневмоавтоматики.
Л о в у ш к и н В. Н., Транзисторные преобразователи постоянного
напряжения.
Л ю б ч и к М. А., Силовые электромагниты аппаратов и устройств
автоматики постоянного тока.
М а г р а ч е в 3. В., Вольтметры одиночных импульсов.
Меджицкий Е., Операционные усилители постоянного тока.
С а ф р о ш к и н Ю. В., Переходные характеристики и устойчи-
вость стабилизаторов гэпряжр^ия и т^'га.
Смолов В. Б., Диодные функционные преобразователи ин-
формации.
С т о п с к и й С. Б., Счетчики числа импульсов.
Страхов В. П., Методы фазовой плоскости в теории цифровых
следящих систем.
Ястребенецкий М. А. и Соляник Б. Л., Определение на-
дежности аппаратуры промышленной автоматики.