ЛЛ

№

л;

।

г

г.

к

л

;'ч
'7;?,

г.'.;? •• г

	

Л

лл-'!



2‘-	?^г.?



а®1йО

^шлзшл

'Л



ЯЛ,

‘,;':|’А:1|,"'ГГ' Г| . 'П:5гп.- ,’-»-4Тц-; гг'

«ЙЖ*Ж



и













^«ЯййВВШ



’Л

... , иг,







Ж

У;’”' ‘















>1.

I

.,; ,•-• /1: •-! -1. ;''

'^••:^'1'?-ЧзА.-Л-1;




П.И. ДУДНИК, Г.С. КОНДРАТЕНКОВ, Б.Г. ТАТАРСКИЙ,
А.Р. ИЛЬЧУК, А.А. ГЕРАСИМОВ

АВИАЦИОННЫЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
КОМПЛЕКСЫ И СИСТЕМЫ

Под редакцией И И. ДУДНИКА

Допущено Министерством обороны Российской Федерации
в качестве учебника для слушателей и курсантов
высших военно-учебных заведений Военно-воздушных сил,
обучающихся по специальностям
«Техническая эксплуатация транспортного радиооборудования»
и «Средства радиоэлектронной борьбы».

Издание ВВИА имени профессора Н.Е. Жуковского
2006
УДК 621.396.96

ББК 32.95

Рецензенты:

Доктор технических наук, профессор Богданов А.В.

(Военная академия военно-космической обороны
им. маршала Советского Союза Г.К. Жукова).

Начальник отдела - Главный инженер по эксплуатации

и войсковому ремонту комплексов РЭО самолетов и вертолетов

Я.В. Шемель.

Под ред. П.И. Дудника

Авиационные радиолокационные комплексы и системы: учебник
для слушателей и курсантов ВУЗов ВВС/ П.И. Дудник, Г.С. Кондра-
тснков, Б.Г. Татарский, А.Р. Ильчук, А.А. Герасимов. Под ред. П.И.
Дудника. - М.: Изд. ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского, 2006 - 1112 с.

' 18ВМ 5-903111-15-7

Учебник ставит своей целью дать слушателям и курсантам зна-
ния, необходимые при изучении и эксплуатации радиолокационных
систем авиационных боевых комплексов.

В учебнике содержится материал по теоретическим основам ра-
диолокации, принципам построения радиолокационных комплексов
и систем различного назначения, методам радиолокационного обес-
печения боевых действий авиации (дается обоснование тактических
требований к радиолокационным станциям). Излагается методика
расчетов тактических характеристик и параметров РЛС.

Учебник предназначен для инженерных ВВУЗов ВВС. Написан
он в соответствии с программой дисциплины «Авиационные радио-
локационные комплексы и системы». Содержание учебника согласо-
вано с другими дисциплинами радиотехнической специальности и
опирается на материал, излагаемый в дисциплинах, предшествую-
щих «Авиационным радиолокационным комплексам и системам».

УДК 621.396.96

ББК 32.95

I8В^ 5-903111-15-7

© П.И. Дудник, Г.С. Кондратенков,

Б.Г. Татарский, А.Р. Ильчук, А.А. Герасимов

5 Издательство ВВИА

им. проф. Н.Е. Жуковского, 2006
ВВЕДЕНИЕ

Военно-воздушные силы имеют на вооружении современные
радиоэлектронные комплексы, играющие существенную роль в
обеспечении эффективного боевого применения самолетов и верто-
летов. Радиолокационные системы входят как важнейшие составные
части в состав радиоэлектронных комплексов различного назначе-
ния.

Глубокие и разносторонние знания теории и принципов дейст-
вия радиолокационных комплексов и систем необходимы инженер-
но-техническому составу ВВС для обеспечения грамотной эксплуа-
тации радиолокационной техники, являющейся основой эффектив-
ного боевого применения авиационных комплексов. Знание теории и
принципов построения перспективных типов радиолокационных
систем, заложенных в учебнике, позволят быстро и эффективно ос-
ваивать и новые образцы радиолокационной техники, поступающей
на вооружение.

В учебнике излагаются теоретические основы радиолокации,
принципы построения авиационных радиолокационных систем и
устройств различного назначения, рассматриваются особенности
применения радиолокационных систем для решения задач боевого
применения авиационных комплексов, дается обоснование тактико-
технических требований к радиолокационным системам.

Зарождение радиолокации можно отнести к лету 1897 года, ко-
гда в Финском заливе проводились испытания беспроволочного те-
леграфа, радиоаппаратуры, изобретенной А.С. Поповым. На транс-
порте «Европа» и крейсере «Азия» была установлена приемная и
передающая аппаратура и между ними поддерживалась непрерывная
радиосвязь. Неожиданно между кораблями прошел линейный крей-
сер «Лейтенант Ильин». Связь меящу кораблями прервалась. Через
некоторое время, когда «Лейтенант Ильин» прошел линию, соеди-
няющую корабли, связь возобновилась. Это «затенение» было заме-
чено испытателями, и в отчете А.С. Попова по результатам экспери-
ментов отмечалось, что появление каких-либо препятствий между
передающей и приемной позициями может быть обнаружено как
ночью, так и в тумане. Так родилась радиолокация.

В первые годы после изобретения радио появилось много
предложений по созданию устройств обнаружения и определения
координат отражающих объектов при помощи радиоволн. Однако
эти предложения и даже патентованные изобретения приборов обна-
ружения в то время - начала развития радиотехники - не могли быть
реализованы из-за слабого еще уровня производства радиоаппарату-
ры.

К 30-м годам интенсивно развивается авиация, увеличиваются
скорость и высота полета самолетов. В этот период уже остро ста-
вится вопрос об обнаружении самолетов на возможно больших рас-
стояниях и создании приборов, обеспечивающих точное прицелива-
ние зенитной артиллерии в сложных погодных условиях и ночью.

Идея обнаружения самолетов с помощью радиоволн возникла
в нашей стране в 1932 г. практически одновременно в двух цен-
тральных управлениях Народного Комиссариата Обороны: в Воен-
но-техническом управлении (ВТУ) и в Управлении ПВО. Осенью
1933 г. инженеры Главного артиллерийского управления (ГАУ) и
Центральная радиолаборатория (ЦРЛ) заключили договор о выпол-
нении работ по радиообнаружению самолетов. Руководил работами
инженер Ю.К. Коровин. И уже 3 января 1934 года был проведен пер-
вый удачный эксперимент по радиообнаружению самолетов. Была
разработана радиолокационная установка непрерывного излучения с
передатчиком мощностью всего 0,2 Вт на волне 50 см и суперреге-
неративным приемником. Использовались две параболические ан-
тенны диаметром 2 м, разнесенные на 8 м друг от друга.

С целью более глубокого изучения основных идей по радио-
обнаружению в конце 1934 года в Академии наук было проведено
совещание специалистов в области радиотехники и физики. В обсу-
ждении поставленных вопросов принимали участие известные ака-
демики А.Ф. Иоффе, Г.И. Вавилов, профессор Н.Д. Папалекси и др.

С конца 1935 года начались разработки нескольких типов РЛС
дальнего обнаружения. Весной 1937 г. испытывалась РЛС с непре-
рывным излучением «Ревень» или РУС-1 (РУС - радиоулавливатель
самолетов). Всего было изготовлено 45 комплектов РУС-1. Эти РЛС
нашли применение в системе ПВО во время войны с белофиннами в
1939-1940 годах.

Более эффективными оказались импульсные РЛС, так как они
обеспечивали не только обнаружение, но и измерение расстояний до
цели. Осенью 1937 года прошла испытания импульсная РЛС типа
«Редут», показавшая возможность обнаружения самолетов на рас-
стояниях до 100 км. Мощность в импульсе была порядка 50 кВт,
длина волны около 4 м. Доработанный вариант РЛС под названием
РАС-2 был принят на вооружение (приказ Наркома Обороны от 26
июля 1940 г.). Мощность в импульсе была увеличена до 100 кВт, а
расстояние обнаружения составляло порядка 150 км. В 1941 г. был
разработан и принят на вооружение подвижный вариант станции
РАС-2 под названием «Пегматит» (или РУС-2с) на автомашине с
использованием одной антенны на передачу и на прием сигналов.

За большой научно-технический вклад в процесс создания но-
вых импульсных РЛС группе сотрудников Ленинградского физико-
технического института (ЛФТИ): Ю.Б. Кобзареву, П.А. Погорелко и
Н.Я. Чернецову в 1941 г. была присуждена Государственная премия
СССР.

Идея установки РЛС на самолеты ВВС возникла позднее, при-
мерно в 1939 г., когда развитие авиационной техники позволяло уже
совершать полеты в сложных условиях при отсутствии оптической
видимости днем и ночью. Кроме того, нарастала угроза агрессии со
стороны немецкого фашизма и требовалось обеспечивать надежный
перехват воздушного противника в сложных метеорологических
условиях и ночью. В начале 1941 г. был разработан лабораторный
макет первой РЛС под названием «Гнейс-1» сантиметрового диапа-
зона волн. Однако трудности военного времени не позволили дове-
сти РЛС сантиметрового диапазона до летных испытаний. И было
принято решение разработать РЛС метрового диапазона для уста-
новки на перехватчиках типа Пе-2 и Пе-3. В июле 1942 г. РЛС типа
«Гнейс-2» метрового диапазона (длина волны 1,5м) успешно прошла
государственные испытания и уже в конце 1942 г. применялась в
боевых условиях под Москвой. Затем для перехвата немецких само-
летов, снабжавших окруженную армию Паулюса под Сталинградом,
была направлена группа самолетов Пе-2 с РЛС «Гнейс-2» в район
Сталинграда.

Послевоенные годы характеризовались широким развитием
бортовой радиолокационной техники. Создавались РЛС для самоле-
тов истребительной, фронтовой и дальней авиации.

Для первого послевоенного тяжелого бомбардировщика типа

5
Ту-4 в 1946-1948гг. был разработан комплекс радиолокационной
аппаратуры в составе самолетного радиолокационного бомбоприце-
ла «Кобальт» (позднее РЛС «Рубидий») и РЛС обеспечения защиты
хвоста. РЛС «Рубидий» работала в сантиметровом диапазоне волн,
имела мощность излучения (в импульсе) порядка 65 кВт. Обеспечи-
валось обнаружение крупных объектов на расстоянии до 100 км.
Прицельное бомбометание осуществлялось в сложных метеоуслови-
ях с высот 3000-10000 м. Точность определения расстояния до цели
была не хуже ± 100м, а по азимуту - ± 1,5°.

В период 1949-1952 гг. был разработан более современный ра-
диолокационный бомбоприцел РБП-4 для бомбардировщика Ту-
16. В этот же период для самолета Ил-28, фронтового бомбардиров-
щика, был создан радиолокационный бомбоприцел ПСБН-М.

Дальнейшее развитие получили и радиолокационные системы
для истребительной авиации. Разработанные в годы Великой Отече-
ственной войны самолетные РЛС типа «Гнейс» фактически нс были
прицельными системами, они обеспечивали только обнаружение
самолетов противника и скрытное сближение с ними.

Разработка первых прицельных радиолокационных систем от-
носится к началу 1949г. Для истребителя МиГ-15 была создана РЛС
сантиметрового диапазона под шифром «Торий» (конструктор А.Б.
Слещ шкин). В 1952г. была принята на вооружение РЛС «Изумруд»
(радиолокационный прицел РП-1) разработки конструктора В.В.
Тихомирова. Радиолокационные станции РП-1 и позднее РП-5 (для
самолета МиГ-17) обеспечивали обнаружение воздушных целей на
расстоянии до 12 км (по истребителям) и сближение с целью до дис-
танции прицельной стрельбы из пушек (около 2 км). РЛС обеспечи-
вала прицеливание по индикатору на лобовом стекле с использова-
нием данных счетно-решающего устройства оптического стрелково-
го прицела АСП-Зн. Зона обнаружения целей составляла по азимуту
± 60°, а по углу места - ± 26°. Мощность излучения была порядка
50-60 кВт. Работала РЛС РП-1 (и РП-5) в сантиметровом диапазоне
волн.

В последующие годы все типы самолетных радиолокационных
систем получили дальнейшее развитие на базе последних достиже-
ний современной радиоэлектроники. Начиная с 1979г. на вооруже-
ние поступают импульсно-доплеровские РЛС, обеспечивающие эф-
фективное обнаружение воздушных целей на фоне отражений от
земли. Так, на самолете МиГ-31 была установлена импульсно-
доплеровская РЛС «Заслон» с режимом высоких частот повторения
импульсов (ВЧП), обеспечивающая обнаружение воздушных целей
на расстоянии до 300 км. Характерно для этой РЛС, что впервые в
мире использовалась в качестве антенны фазированная антенная
решетка (ФАР). Ее применение позволяло одновременно атаковать
ракетами 4 цели. Импульсно-доплеровские РЛС устанавливаются и
на всех модификациях самолета МиГ-29, с 1982г. на самолете МиГ-
29 установлена импульсно-доплеровская РЛС типа РЛПК-29.

Учебник написан по материалам открытой отечественной и
иностранной печати. Перечень использованной литературы приведен
в конце книги. Все числовые характеристики и параметры РЛС, а
также примеры технических решений взяты из отечественных и ино-
странных источников и были опубликованы в открытой печати.

В учебнике имеется четыре раздела: «Теоретические основы и
принципы работы радиолокационных систем»; «Радиолокационные
системы комплексов перехвата и дальнего обнаружения возд\ шных
целей (радиолокационные системы класса «воздух-воздух»)»; «Ра-
диолокационные комплексы и системы ударных и разведывательно-
ударных авиационных комплексов»; «Перспективы развития радио-
локации».

В первом разделе рассматриваются физические основы радио-
локационных методов обнаружения целей и способов измерения их
координат и параметров движения. Представлены основные характе-
ристики целей. Оцениваются предельные возможности радиолока-
ционных систем по обнар) жению целей, по разрешению нескольких
целей и точности измерений координат и параметров движения. Ос-
новное внимание уделяется установлению количественных соотно-
шений, связывающих тактические характеристики радиолокацион-
ных систем и их технические показатели и параметры.

Во втором разделе основное внимание уделено рассмотрению
принципов действия и особенностей построения радиолокационных
систем обнаружения и перехвата воздушных целей. Большая часть
раздела посвящена анализу импульсно-доплеровских радиолокаци-
онных систем, составляющих основную часть радиоэлектронного
оборудования современных и перспективных авиационных комплек-
сов истребительной авиации. Рассмотрены возможности наблюдения
7
целей на фоне мешающих отражений и пассивных помех, селекция
движущихся целей.

Третий раздел посвящен радиолокационным системам удар-
ных и разведывательно-ударных авиационных комплексов. Рассмот-
рены современные методы получения радиолокационных изображе-
ний поверхности земли и наблюдения наземных целей с высокой и
предельно высокой разрешающей способностью. Получение высо-
кой разрешающей способности позволяет осуществлять обнаруже-
ние и уничтожение малоразмерных наземных целей, в том числе и
движущихся, в сложных метеоусловиях днем и ночью. В данном
разделе описываются и радиолокационные системы обеспечения
безопасности полета на малых и предельно малых высотах с обхо-
дом и облетом препятствий.

Четвертый раздел. В качестве перспективных направлений
развития авиационной радиолокационной техники рассмотрены мно-
гопозиционные системы и многофункциональные радиолокацион-
ные системы на базе многофункциональных апертур и фазирован-
ных антенных решеток.

Учебник предназначен для инженерных ВВУЗов ВВС при изу-
чении учебных дисциплин «Авиационные радиолокационные систе-
мы» на факультетах радиотехнической специальности.

Труд по написанию учебника распределился среди авторов
следующим образом: П.И. Дудник написал введение, главы 3,4,5,
6,7,8,9,10,11,12(п.1-6),13,15,19; Г.С. Кондратенков - главы 17,18;
Б.Г. Татарский - главы 1,2,12(п.7-8),14; А.Р. Ильчук - главу 14; А.А.
Герасимов - главы 16, 20,21. Общее редактирование выполнено П.И.
Дудником.

Авторы выражают большую благодарность С.П.Королькову за
подготовку рукописи к изданию.
Раздел I

ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ И ПРИНЦИПЫ РАБОТЫ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ

Глава X

ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ МЕТОДОВ ОБНАРУЖЕНИЯ
И ИЗМЕРЕНИЯ КООРДИНАТ ЦЕЛЕЙ

1.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОЛОКАЦИИ
И АВИАЦИОННЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМАХ

Прежде чем приступить к рассмотрению теоретических основ
и принципов построения радиолокационных комплексов и систем,
определим предметную область радиолокации, то есть очертим круг
вопросов и проблем, которыми занимается радиолокация, а также
дадим основные определения и понятия.

Радиолокацией называют область радиоэлектроники, которая
занимается разработкой методов и технических устройств (систем)
для обнаружения и определения координат и параметров движения
различных объектов с помощью радиоволн. Радиолокация обеспечи-
вает решение задач обнаружения воздушных и наземных объектов
(целей), навигации различных судов (воздушных и морских), управ-
ления воздушным и морским движением, управление средствами
ПВО, а также обеспечения поражения наземных (морских) и воз-
душных объектов в любое время суток и в любых метеоусловиях.
Термин радиолокация происходит от двух латинских слов «габй'яте»,
которое означает «излучать», и «1осаИо» - размещение, расположе-
ние.

Процесс просмотра заданной области пространства с целью
получения информации о наличии в ней различных объектов, изме-
рения их координат и параметров движения, определения классов и
9
типов объектов называютрадиолокационным наблюдением. Объекты
же радиолокационного наблюдения называют радиолокационными
целями или просто целями. Примерами радиолокационных целей мо-
гут служить: корабли, самолеты, танки, автомашины и т.д. Выполне-
ние частной задачи радиолокационного наблюдения, например обна-
ружения цели или измерения дальности до нее, осуществляется с
помощью одноименных радиолокационных устройств. Совокуп-
ность радиолокационных устройств, предназначенных для решения
какой-либо боевой задачи, например обеспечения перехвата воздуш-
ной цели или поражения наземной цели и т.п., называется радиоло-
кационной системой или комплексом. Техническая реализация такой
системы или комплекса часто именуется радиолокационной станци-
ей (РЛС).

Источником радиолокационной информации служит радиоло-
кационный сигнал, который может быть сформирован либо путем
отражения (вторичного излучения) электромагнитных волн (ЭМВ)
от цели, либо переизлучения (ретрансляции) данных волн целью,
либо излучения ЭМВ самой целью.

Операции, выполняемые в ходе радиолокационного наблюде-
ния над принимаемыми радиолокационными сигналами для получе-
ния информации о целях, называют обработкой радиолокационных
сигналов.

В зависимости от способов формирования радиолокационного
сигнала различают следующие типы РЛС или методы радиолокации:

I)	активные РЛС или активный метод радиолокационного
наблюдения основаны на том, что излучаемые РЛС электромагнит-
ные колебания, которые еще называют зондирующим радиолокаци- ♦
онным сигналом, отражаются от цели и поступают на вход приемни-
ка РЛС. Данный метод радиолокационного наблюдения является
наиболее распространенным в современных авиационных РЛС. При
использовании активного метода передатчик и приемник РЛС нахо-
дятся в одной точке пространства;

2)	РЛС с активным ответом или метод радиолокации с ак-
тивным ответом. В этом случае радиолокационный сигнал форми-
руется не в результате отражения излучаемых ЭМВ целью, а переиз-
лучается с помощью специального ответчика-ретранслятора. Дан-
ный метод широко используется в системах определения государст-
10
венной принадлежности летательных аппаратов (ЛА), управления
воздушным движением (УВД), а также в навигационных системах,
например в радиотехнических системах ближней навигации при оп-
ределении дальности до радиомаяка;

3)	полуактивный метод радиолокации (полуактивные РЛС).
При использовании данного метода радиолокационный сигнал фор-
мируется как при активном методе путем отражения зондирующих
ЭМВ от цели. Но позиция передающего устройства, формирующего
зондирующие ЭМВ, и позиция приема отраженных сигналов разне-
сены в пространстве. Данный метод широко используется при наве-
дении ракет класса «воздух-воздух» на поражаемые воздушные це-
ли, а также в многопозиционных РЛС, т.е. таких, которые могут
иметь несколько точек как приема, так и излучения;

4)	пассивная радиолокация или пассивный метод радиолока-
ционного наблюдения основан на приеме собственного радиоизлуче-
ния целей. Отличительной особенностью таких систем является на-
личие в их составе только приемного (ПРМ) устройства, состоящего
из приемной антенны и собственно приемника. Отсутствие необхо-
димости формирования зондирующего колебания делает такие сис-
темы высоко помехозащищенными. Данные РЛС широко применя-
ются при пеленгации радиоизлучающих систем противника, напри-
мер РЛС, входящих в систему управления ПВО противника.

В ходе радиолокационного приема колебаний у(1\ поступив-
ших на вход ПРМ РЛС, необходимо решить следующие задачи:

1)	обнаружить цель, т.е. обнаружить наличие полезного сигна-
ла 5(Г), отраженного от цели, в принимаемом колебании у{1). Прием
данного колебания Х0 сопровождается различного рода помехами и
заранее неизвестно, есть ли полезный сигнал, например, отраженный
от цели, в принятом колебании у(1) = 8(1) + я(0 > гДе ^(0 ~ помеха,
природа происхождения которой может быть самой разнообразной
(внутренний шум приемников РЛС, отражения от облака пассивных
отражателей, организованной помехи и т.п.);

2)	разрешить радиолокационные цели, то есть раздельно об-
наружить несколько одновременно действующих отраженных от
целей сигналов с различающимися параметрами или измерить их
параметры

ЯО =*, (Л	+ЯО>
где и ^2 - различающиеся параметры сигналов иу.

Разрешение имеет смысл при наличии нескольких целей в зоне
наблюдения РЛС;

3)	измерить параметры полезного сигнала с целью
получения информации о координатах и параметрах движения це-
лей. Такими параметрами чаще всего являются время запаздывания
/д, доплеровское смещение частоты и направление прихода у
принимаемой электромагнитной волны (ЭМВ).

Дополнительными задачами радиолокационного наблюдения
являются различение и распознавание целей. Если первая позволяет
определить один из классов целей (воздушные, морские или назем-
ные цели), то вторая позволяет определить тип цели в заданном
классе (самолет, вертолет и т.д.). Решение данных задач основывает-
ся на анализе всего объема информации, который содержится в ра-
диолокационном сигнале. Более эффективное решение указанных
задач возможно при использовании поляризационных характеристик
принимаемого радиолокационного сигнала и всей структуры спектра
отраженного сигнала.

Все виды авиационных РЛС можно разделить на две основные
группы. В первую группу входят РЛС класса «воздух-воздух», ос-
новной задачей которых являются обнаружение, измерение коорди-
нат и параметров движения воздушных целей. К данным РЛС отно-
сятся, например, радиолокационные станции перехвата и прицелива-
ния, устанавливаемые на самолетах-истребителях, либо авиационные
РЛС дальнего радиолокационного обнаружения воздушных целей.

Вторую группу составляют РЛС класса «воздух-поверхность».
Данные РЛС служат для получения радиолокационного изображения
(РЛИ) земной поверхности либо информации о координатах и пара-
метрах движения наземных целей. К данным системам относятся,
например, РЛС обзора Земли, которые обеспечивают получение ра-
диолокационного изображения поверхности земли и информации о
координатах и параметрах движения наземных целей, либо РЛС
обеспечения безопасности полетов на малых и предельно малых вы-
сотах, которые позволяют получать информацию о структуре релье-
фа подстилающей поверхности земли. В эту группу входят также и
РЛС, обеспечивающие радиолокационную разведку наземных объ-
ектов и наблюдение малоразмерных наземных целей - РЛС системы
бокового обзора и РЛС с синтезированием апертуры антенны (РСА).

Кроме того, существует еще одна группа РЛС, которые стро-
ятся по многофункциональному принципу и объединяют решение
задач как систем «воздух-воздух», так и «воздух-поверхность».

1.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ КООРДИНАТ
И ПАРАМЕТРОВ ДВИЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ

1.	Основные закономерности распространения радиоволн,
используемые при обнаружении целей
и измерении их координат

Использование радиоволн для решения задач обнаружения и
измерения координат обусловлено тем, что закономерности их рас-
пространения достаточно стабильны как в любое время суток, так и в
любое время года. В основу радиолокационных измерений положе-
ны следующие особенности распространения радиоволн:

1)	способность их отражаться от различных областей про-
странства, электрические или магнитные параметры которых отлич-
ны от среды распространения;

2)	постоянство скорости и прямолинейность распространения
радиоволн в однородной среде. При проведении инженерных расчетов
скорость с распространения радиоволн принимают равной 3-108 м/с;

3)	изменение несущей частоты ^рм принимаемого сигнала при
относительном перемещении источника излучения и приемника ра-
диолокационного сигнала (эффект Доплера).

Первое из указанных свойств радиоволн используется для об-
наружения различных объектов. При отражении радиоволн от целей
происходит как бы естественная их «модуляция». Информация о це-
ли отображается в параметрах отраженных сигналов. Следовательно,
анализируя отраженный от цели радиолокационный сигнал, наряду с
обнаружением факта наличия в зоне радиолокационного наблюдения
цели можно получить и дополнительную информацию о ней - опре-
делить координаты и параметры ее движения, класс цели, ее тип, га-
бариты и т.п.
Рис. 1.1

Постоянство скорости распространения и прямолинейность
распространения радиоволн в однородной среде (вторая особен-
ность) положены в основу определения дальности 7) до цели. При
активном методе радиолокации время запаздывания /д отраженного
сигнала относительно излученного определяется величиной
/ - Ю/с и, следовательно, дальность Л до цели равна Л = 0,5/дс

(рис. 1.1,а).

При активном методе с активным ответом необходимо учиты-
вать, что во время запаздывания должно включаться и время /рет

ретрансляции сигнала, поэтому V = 0,5(/д + /рет)с.

При полуактивном методе /	+ /)2)/с (рис. 1.1,6).

Прямолинейность и постоянство скорости распространения
радиоволн используются также и при определении углового положе-
ния наблюдаемых целей. Принцип измерения угловых координат
цели основан на определении положения фазового фронта приходя-
щей волны (рис. 1.2,а), нормаль к которому соответствует направле-
нию на цель.
Касательная к фазовому
фронту

6}

Рис. 1.2

Третья особенность радиоволн используется при определении
радиальной скорости движения цели относительно ЛА - носителя
РЛС, излучающей зондирующий радиосигнал (рис. 1.2,6).

2.	Методы измерения расстояний

Как было отмечено выше, дальность I) до цели можно опреде-
лить, если возможно провести измерение времени запаздывания /
принимаемого радиолокационного сигнала. Информация о времени
запаздывания / может быть заложена как в амплитуде и частоте,
так и в фазе принимаемого сигнала. В зависимости от того, какой
информационный признак используется, различают три метода из-
мерения расстояний: импульсный (амплитудный), частотный и фазо-
вый.

При импульсном методе время запаздывания 7 измеряется
относительно момента излучения зондирующего импульса по мо-
15
менту превышения некоторого порогового уровня амплитудой отра-
женного от цели импульсного сигнала на выходе ПРМ РЛС. Фикса-
ция момента превышения порогового уровня может быть выполнена
с помощью индикатора на электронно-лучевой трубке (ЭЛТ) с ам-
плитудной или яркостной отметкой цели либо с помощью цифровых
схем.

В современных бортовых РЛС наибольшее распространение
получили цифровые методы обработки, поэтому пример реализации
импульсного метода измерения / рассмотрим, опираясь на исполь-
зование цифровой техники (рис. 1.3,а). Запуск устройства измерения
/д осуществляется в момент излучения зондирующих импульсов от
синхронизатора РЛС.

В результате генератор счетных импульсов (ГСИ) начинает
формировать последовательность импульсов с периодом следования
Тсч, причем Тсч « Ги, где Ти - период следования зондирующих им-
пульсов (рис. 1.3,6). В этот же момент начинает формироваться се-
лекторный импульс в формирователе селекторного импульса (ФСИ).
В момент формирования переднего фронта селекторного импульса
открывается селектор импульсов (СИ). В результате на цифровой
счетчик импульсов (ЦСИ) начинают поступать счетные импульсы
(СЧИ) и ЦСИ подсчитывает количество импульсов, поступивших на
его вход.

Подсчет счетных импульсов продолжается до тех пор, пока не
наступит запирание СИ. Запирание СИ происходит в момент форми-
рования заднего фронта селекторного импульса, который наступает
при поступлении на вход ФСИ сигнала, отраженного от цели с вы-
хода ПРМ РЛС. Таким образом, на выходе ЦСИ получаем цифровой
код, соответствующий времени запаздывания /д сигнала, отражен-
ного от цели. Следовательно,

<«=ед,

где Мд- количество тактовых импульсов, поступивших на вход
ЦСИ за время / . Отсюда дальность /3 до цели

с1 сИ Т

I) — д — дсч

2	2 ’
т.е. дальность I) до цели пропорциональна количеству счетных им-
пульсов Л'д.

а)

б)

Рис. 1.3

В связи с тем, что показания измерителя дальности изменяют-
ся только тогда, когда число ТУ изменится на единицу, то имеет ме-
сто дискретность отсчета / и, следовательно, дальность до цели
дискретна. Величина дискрета равна АР = 0,5с7^ч.

Как видно из рис. 1.3,6, однозначный отсчет дальности до цели

возможен тогда, когда /д < Ти. Поэтому, выбирая период следования
Ти зондирующих импульсов при заданной максимальной дальности
Рмакс > следует находить из условия

> /	_ 2^макс

1 и — 1д макс

С

При заданной максимальной дальности действия РЛС Рмакс и
требуемой погрешности ее определения АО можно определить мак-

2. Изд.№9768
симальное число разрядов двоичного счетчика, необходимое для
реализации ЦСИ5 из условия

Структурная схема устройства, приведенного на рис. 1.3,а, по-
зволяет за период следования зондирующих импульсов измерить
дальность I) только до одной цели. Для устранения данного недос-
татка можно воспользоваться схемой, изображенной на рис. 1.4.

коды 1д

Рис. 1.4

Генератор строба (ГС) отпирается в момент излучения зонди-
рующих импульсов, а длительность строба равна / макс = 2Д а1 ,с /с.
Этим же временем определяется и время открытого состояния каска-
да совпадения (КС), на вход которого поступают счетные импульсы
с ГСИ, запускаемого импульсом синхронизатора РЛС. Следователь-
но, в течение времени макс на цифровой счетчик импульсов прохо-

дят счетные импульсы. В момент окончания стробирующего им-
пульса подсчет счетных импульсов прекращается и ЦСИ возвраща-
ется в исходное состояние.

Считывание текущей дальности происходит в момент поступ-
ления импульса, отраженного от цели, с выхода ПРМ РЛС на вход
генератора импульсов считывания (ГИС). При этом на выходе логи-
ческих элементов «И», подключенных к выходам ЦСИ, образуется
18
цифровой код времени запаздывания / сигнала, отраженного от

наблюдаемой цели. Причем цифровой код /д будет выдаваться по-
следовательно при поступлении на вход ПРМ РЛС сигналов, отра-
женных от каждой из целей, находящейся в зоне радиолокационного
наблюдения.

При частотном методе дальность до цели измеряется по ве-
личине изменения частоты излученных колебаний за время распро-
странения их до наблюдаемой цели и обратно. При этом частота не-
прерывных частотных колебаний модулируется по периодическому
закону. На практике используют три вида частотной модуляции:
симметричную линейную, несимметричную и гармоническую (сину-
соидальную).

В радиолокационных системах получила распространение не-
симметричная частотная модуляция. Изменение частоты /изг (?) зон-
дирующих колебаний при несимметричной частотной модуляции
можно представить в виде

м

/изл (0 = /изл (' - кТЫ ) ПРИ любом

где /0 - центральная частота; - девиация частоты; - период

частотной модуляции; &=0,1,2... - число периодов модуляции (рис.

1.5,а).
При отражении ЭМВ от неподвижной цели частота отражен-
ного сигнала также будет изменяться по линейному закону, однако
во времени он будет запаздывать на величину 1д : /прм = /изл(I - 1д).
Поскольку в пределах линейного изменения частоты скорость ее из-

менения V = —-—, то приращение частоты излучаемых колебаний
си

за время /д составит А/* = V/ .

Величина АГ, рассматриваемая как функция времени, может
принимать и отрицательные значения (рис. 1.5,6). Однако при изме-
рении дальности до цели интерес представляет абсолютное значение
разности мгновенных значений частот прямого и отраженного сиг-
налов (разностная частота), поскольку физически частота всегда по-
ложительна (рис. 1.5,в). Поэтому в дальнейшем под величиной А/

будем понимать

Измерив частоту / ,

найдем расстояние до цели
Учитывая, что при изменении частоты по закону (1.1) величи-

на V равна V = ——, получаем

(1.3)

Однако выражение (1.3) не учитывает скачкообразное измене-

ние кривой 9 описывающей изменение абсолютного значения

разностной частоты / во времени (рис. 1.5,6).

Фактически в (1.3) необходимо подставлять среднее значение
/г за период модуляции. Однако при « Гм (что обычно выпол-
няется на практике) можно считать /1 « ,то есть основной раз-
ностной частоте, под которой понимают частоту / , неизменную в
течение большей части периода модуляции Тм . Измеряя частоту /р,
можно измерить дальность Р до цели в соответствии с (1.3). Как сле-
дует из (1.3), измеряемая дальность до цели пропорциональна разно-
стной частоте, однако, как это видно из рис. 1.5,а, пропорциональ-
ность сохраняется до тех пор, пока 1д<Ты. Следовательно, для од-
нозначности отсчета Р период Тм модуляции частоты зондирующего
сигнала должен удовлетворять условию

м

д макс

Обычно измерение разностной частоты / в РЛС осуществля-
ется с помощью спектроанализатора. Простейшим устройством та-
кого типа является набор узкополосных фильтров, настроенных на
различные частоты /р, / = 1, тУ, где - общее число значений раз-
ностных частот, подлежащих измерению. Появление напряжения на
выходе какого-либо фильтра позволяет судить о величине / и,
и р*

следовательно, в соответствии с (1.3), о дальности /) до цели.

Необходимо заметить, что движение цели при использовании
частотного метода вносит ошибку в процесс измерения дальности,
связанную с проявлением эффекта Доплера. На рис. 1.6,а и б показа-
ны функции /(0,/прм и /Р(0 Для случая сближения цели, когда
скорость ее не очень велика и величина доплеровского смещения
частоты в принимаемом сигнале меньше /ро. Как видно, в этом
случае разностная частота / в пределах интервала
[*Г„,(4+1)7;1* = 0,1,2,... будет отличаться от /Р()на величину
/лп — /п ~/п • Следовательно, использование значения частоты А
для определения дальности О до цели при ее движении приведет к
заниженному результату.

Рис. 1.6

Аналогичный результат будет иметь место при удалении цели
от РЛС. Однако теперь измеренное значение дальности при исполь-
зовании формулы (1.3) будет завышенным по сравнению с истинным
расстоянием «РЛС - цель».
Для устранения данного недостатка в радиолокации использу-
ют несимметричный закон частотной модуляции зондирующих ко-
лебаний с паузой между восходящими участками. Это позволяет в
момент паузы определить доплеровское смещение частоты /, а
затем по известной величине / и при наличии частотной модуля-
ции определить величину /р, а следовательно, и дальность до цели.

При фазовом методе дальность до цели измеряется по разно-
сти фаз между излученным иизл(/) и принимаемым ?/прм(0 сигна-
лам, то есть

«изл (О =	СО8((00Г +<р0) ,	(1.4)

«прм (0 = <^т СО8(<°0 (' Ч ) + <Ро ) >

(1-5)

где Vпг - амплитуда излученного сигнала; а - коэффициент, учиты-
вающий уменьшение амплитуды сигнала при распространении, а
разность фаз сигналов

а	2В

Аф=оэо/Д =—<оо.

(1.6)

При написании (1.6) не учитывалось изменение фазы, обу-
словленное доплеровским смещением частоты принимаемого сигна-
ла по сравнению с излученным, а также изменение фазы при отраже-
нии от цели ф( тр. Из (1.6) следует, что

В = —Аср = — Аф.
2сог, 4л

В связи с тем, что изменение фазы Аф однозначно лишь в
пределах угла 2л, однозначное измерение дальности В может быть
проведено при В < Х/2, а максимальная однозначно измеряемая даль-
ность Вмакс^к/2. Для увеличения диапазона однозначных измерений
дальности до цели целесообразно использовать более длинные вол-
ны. При измерении расстояний до целей, которые превышают 1/2,
необходимо осуществлять подсчет целого числа периодов изменения
фазы за время / , т.е. Аф* = Аф + 2кп,к — 0,1,2,..., что делает слож-
ным само устройство измерения дальности. Другая трудность при
использовании фазового метода состоит в том, что в активной ра-
диолокации сложно учесть изменение фазы сигнала, обусловленное
удалением (приближением) цели от РЛС, поэтому данный метод ис-
пользуется главным образом в системах с активным ответом, когда
работают с «прямыми» (излучаемыми) сигналами, а не отраженны-
ми.

Фазовый метод измерения расстояний может быть реализован
в системах с амплитудной или частотной модуляцией. Однозначное
измерение расстояний в этом случае осуществляется путем измере-
ния разности фаз модулирующих напряжений при излучении и
приеме сигналов. В таких фазовых системах влияние доплеровского
эффекта и фазы отражения от цели учитывать не следует. Практиче-
ски влияние данных параметров на результат измерений отсутствует.

3. Методы измерения угловых координат

Известно, что направление движения радиоволны, распростра-
няющейся прямолинейно в однородной среде, характеризуется век-
тором Пойнтинга, который расположен перпендикулярно к векторам
напряженности электрического и магнитного полей. При распро-
странении радиоволны в свободном пространстве, излучаемой то-
чечным источником, фазовый фронт ее сферический, причем в каж-
дой точке вектор Пойнтинга расположен перпендикулярно фронту.
На больших расстояниях от цели фазовый фронт отраженной радио-
волны можно считать плоским. Измеряя направление прихода ра-
диоволны, можно определить угловые координаты цели. Будем счи-
тать, что радиоволна, отраженная от цели, находящейся на большом
удалении от РЛС ( в дальней зоне РЛС: 7) > 21}/X, где Ь - апертура
антенны РЛС ), воспринимается в месте приема двухэлементной ан-
тенной решеткой с базой ( расстоянием между элементами приема 1
и 2), равной б/ (рис. 1.7).
Цель

Тогда, измеряя разность времен запаздывания сигнала, отра-
женного от цели, отсчитываемых в точках 1 и 2, можно определить
направление прихода радиоволны - у . А именно:

А/д = /Д|

считая, что 6? «Д ,Д, можно записать

ч

2б/ 81П у _ 2б/С08$

обозначив направляющий косинус СО8& через их, окончательно

получим



Разность времен запаздываний А/ можно измерить любым из
следующих методов: фазовым, частотным, амплитудным или им-
пульсным. Однако в радиолокации наиболее широко используют
фазовый метод и производный от него амплитудный.

При использовании фазового метода разность Л/д измеряется
по разности фаз Л(р сигналов, воспринимаемых в точках 1 и 2, кото-
рую можно представить в виде

Лф =

(1.7)

или через направляющий косинус

(1.8)

Выражения (1.7) и (18) позволяют определить направление
прихода отраженной волны, отсчитывая угол прихода либо от нор-
мали 7 к середине базы антенной решетки (угол у), либо от самой
базы (угол О)

& = агссоз

у = агс81п

(1.9)

----Аф .
4то7

(1.Ю)

Однозначный отсчет угловой координаты возможен лишь в
пределах изменения фазового сдвига Аф до 2л. Отсюда минималь-
ный размер базы с1 антенной решетки, позволяющий проводить од-
нозначное измерение угла прихода у в пределах от у=0 до у макс

МИН

Измерение разности фаз принимаемых сигналов обычно осу-
ществляется с помощью фазового детектора, сигнал на выходе кото-
рого в данном случае можно записать в виде
где &фд - коэффициент передачи фазового детектора; и П2 - ам-
плитуды сигналов на выходе элементов 1 и 2 антенной решетки.

При практической реализации устройств фазовой пеленгации
желательно при у=0 иметь сигнал на выходе фазового детектора,
также равный нулю. Поэтому фаза одного из сигналов с выхода эле-
ментов антенной решетки до подачи на фазовый детектор изменяет-
ся на 90°. Если провести нормировку выходного сигнала фазового
детектора и учесть фазовый сдвиг одного из сигналов на 90 , то по-
лучим

(1.12)

где (70 — к•

При малых значениях угла у зависимость //фд (у) имеет при-
близительно линейный характер

/ Ч Г.

ул (у) ~ 2л—у .

фд \

Таким образом, по напряжению на выходе фазового детекторе!
можно найти величину и знак угловой координаты у. Пеленгацион-
ная характеристика фазового пеленгатора, рассматриваемая как за-
висимость напряжения с выхода фазового детектора ифд от угла у ,
имеет вид, приведенный на рис. 1.8. Из выражения (1.12) и рис. 1 8
видно, что пеленгационная характеристика является периодической
функцией угла у. Однозначный же отсчет угловой координаты воз-
можен только при изменении у в пределах линейного участка пелен-
гационной характеристики, определяемого выражением

Ду одн

(1.13)

Производная пеленгационной характеристики (1.12) по пере-
менной у при у = 0 позволяет определить пеленгационную чувстви-
тельность (крутизну пеленгационной характеристики) фазового уг-
ломера
(1.14)

Рис. 1.8

Из формулы (1.14) следует, что с ростом базы с/ (при фиксиро-
ванной длине волны зондирующих колебаний) растет пеленгацион-
ная чувствительность измерителя. Однако, как это следует из выра-
жения (1.12), при превышении отношения величины 0,5 появ-
ляется неоднозначность в измерении угла. Для исключения неодно-
значности измерения у фазовые пеленгаторы строят многобазовы-
ми, что позволяет проводить измерения при различных отношениях
б7/%. В частности, если в антенную систему на рис. 1.7 справа от
элемента 2 ввести еще один элемент приема и обозначить расстояние
между ними как сЦ, то получим двухбазовую (двухшкальную) фазо-
вую пеленгационную систему. Одна база б/б (большая) образуется
как сумма с14- с1л, а другая (малая) -	Пара элементов с ма-

лой базой обеспечивает грубое, но однозначное измерение угла у
(в диапазоне Дуолн ). Элементы же с большей базой бЛ, как это

1 °Днмакс 7	О’
следует из (1.14), обеспечивают более точный отсчет угловой коор-
динаты.

При амплитудном методе пеленгации фазовые различия в
принимаемых сигналах отдельными элементами антенной системы
переводятся в амплитудную зависимость от угла прихода у отражен-
ной от цели радиоволны. В результате амплитуда колебаний несу-
щей частоты на входе приемного устройства пеленгатора является
функцией угла у. Процесс перехода от фазовых различий в прини-
маемых сигналах к амплитудным можно пояснить на примере двух-
элементной антенной решетки (см. рис. 1.7). Запишем комплексные
амплитуды сигналов на выходе антенных элементов 1 и 2 в виде

где Аф - разность фаз принимаемых сигналов в точках 1 и 2, опре-
деляемая выражением (1.7); 1} - амплитуды сигналов, которые пола-
гаются равными. Тогда комплексная амплитуда результирующего
(суммарного) сигнала равна

или

= 207СО8 7Г—81Пу

(1.15)

Таким образом, комплексная амплитуда результирующего
сигнала является функцией угла у.

Реальные антенные системы состоят из большого числа эле-
ментов (А>>2). Суммируя, как и ранее, комплексные амплитуды

€/ / = 1, ТУ с выхода каждого 7-го элемента дискретной решетки, по-

лучим комплексную амплитуду результирующего сигнала, которую
можно трактовать как диаграмму направленности (ДП) антенной
системы. Аналогичный результат справедлив и для антенн со
сплошным полотном, которое можно рассматривать как предельный
переход от дискретной решетки при (1 —> О .
Следовательно, при переходе от фазовых различий принимае-
мых сигналов к амплитудной зависимости пеленгация ведется с ис-
пользованием направленных свойств антенных систем.

Различают следующие методы амплитудной пеленгации: мак-
симума, минимума и сравнения.

Метод максимума применяется преимущественно при работе
РЛС в режиме обзора пространства, когда главный луч диаграммы
направленности антенны последовательно просматривает все на-
правления в пределах зоны радиолокационного наблюдения.

При импульсном режиме работы РЛС огибающая принимае-
мой последовательности импульсов и(1) (при малой протяженности
цели по сравнению с шириной главного луча 0 д) изменяется в со-

ответствии с формой диаграммы направленности /*Ху), у —
(рис. 1.9).

Количество импульсов в последовательности при заданной
частоте их повторения и ширине диаграммы 0А зависит от ско-

рости перемещения (сканирования) антенны. Например, если ско-
рость вращения антенны в оборотах в минуту п, то угловая скорость

вращения



2тш

~ 6/7, и тогда число отраженных импульсов от

цели
(1.16)

где /обл- время облучения (наблюдения) цели; 0А - ширина диа-
граммы направленности антенны; Ти - период следования зонди-
рующих импульсов РЛС.

Учитывая, что между угловой координатой у и временем
вращения I существует зависимость вида: у =	, то анализ оги-

бающей (см. рис. 1.9) позволяет определить максимум суммарного
сигнала и соответствующее ему направление на цель. Поскольку
крутизна огибающей в окрестности максимума (а следовательно, и
пеленгационной характеристики) небольшая, то точность определе-
ния угловой координаты цели при использовании метода максимума
невысока и имеет порядок одной пятой от ширины ДН антенны.

Метод минимума. При использовании данного метода приме-
няется антенная система, которая формирует двухлепестковую ДН.
Лепестки ДН (парциальные диаграммы) соприкасаются друг с дру-
гом. Поскольку комплексная амплитуда выходного сигнала антенной
системы повторяет форму ДН, то отсчет углового направления на
цель производится по минимуму амплитуды принимаемого сигнала.
Так как пеленгование цели ведется вблизи нуля результирующей ДН
антенны, где крутизна ее наибольшая, то данный метод обеспечивает
высокую точность определения углового направления цели. Точ-
ность определения составляет примерно десятую часть ширины ДН
антенны.

Однако поскольку прием отраженного сигнала от цели ведется
на фоне внутренних шумов приемника пеленгатора, то полезный
сигнал (сигнал нулевого уровня) пропадает в шумах раньше, чем
возникает необходимость отсчета угловой координаты. Это затруд-
няет использование данного метода в радиолокационных системах,
работа которых обычно происходит при приеме слабых сигналов.

Поэтому в бортовых радиолокационных системах широко ис-
пользуют метод сравнения, который позволяет обеспечить высокую
точность пеленгования источника излучения (переизлучения или пе-
реотражения) и совместить высокую пеленгационную чувствитель-
ность, присущую методу минимума.
Рис. 1.10

Суть метода сравнения состоит в сравнении амплитуд сигна-
лов, принимаемых с одного направления антенной системой, ДН ко-
торой имеет двухлепестковый характер (рис. 1.10). Причем форма
каждого лепестка идентична другому, а максимумы сдвинуты на
угол 2у0 (рис. 1.10). Направление, соответствующее равенству ам-
плитуд сигналов, принимаемых /^(у) и	называют равно-

сигнальным (РСН). Поэтому в литературе часто этот метод называют
равносигнальным. Если цель находится на РСН, а в качестве устрой-
ства сравнения используется устройство, выполняющее операцию
вычитания

^р(г) = С7рк1(г)-^2(г)] = ^рх

(1.17)

х[^(То + Ау) -	~ Ау) 1

то выходной сигнал пеленгатора будет равен нулю. При несовпаде-
нии пространственного положения цели и РСН сигнал С7 (у) отли-
чен от нуля, причем значение его и знак определяют значение и знак
углового рассогласования Ду .

Выбирая угол смещения у0 таким, чтобы пересечение ДН

/у (у) и /^(у) было в области их высокой крутизны, можно полу-

чить высокую точность пеленгования цели.

Сравнение сигналов, воспринимаемых Ту (у) и Ту(у), может
быть одновременным (двухканальная схема с одновременным срав-
нением) и последовательным (одноканальная схема с последователь-
ным сравнением). В первом случае используется антенная система,
формирующая двухлепестковую ДН, подобную приведенной на
рис. 1.10. Во втором используется антенна, формирующая один луч, а
сравнение сигналов происходит при его нахождении в двух различ-
ных пространственных положениях, что соответствует положениям
/у (у) и Р2 (у) на рис. 1.10.

4. Эффект Доплера и измерение
относительной скорости движения цели

Эффект Доплера - изменение частоты наблюдаемого сигнала
по сравнению с излученным при взаимном перемещении источника
излучения и приемника - положен в основу измерения относитель-
ной скорости движения цели, а также является основой методов се-
лекции и разрешения целей по разности их радиальных скоростей
движения.

Рассмотрим первоначально случай, когда излученный сигнал
является монохроматическим вида (1.4), а цель удаляется (прибли-
жается) относительно РЛС с постоянной скоростью. В этом случае
дальность до цели является функцией времени, которую можно
представить в виде

2?(/) = Ро + Гр/,

(1-18)

3. Изд.№9768
г7
где И =--------радиальная скорость движения цели.

Принимаемый РЛС сигнал также можно записать в виде (1.5).
Однако теперь время запаздывания в (1.5) должно рассматриваться
как функция времени: / = /(/) = 2Р/с.
г\	г-\

Поскольку расстояние !)(/) линейно изменяется во времени,
то частоту принимаемого сигнала ГПрМ можно представить как

(1.19)

Как видно из (1.19), частота принимаемого сигнала /прм отли-
чается от частоты / излученного сигнала на величину
/дп = -2Ир/Х, называемую доплеровским смещением частоты (час-
тотой Доплера). Необходимо заметить, что при удалении цели
!)'(/) = (с//)(/)/б7/) > 0, поэтому доплеровское смещение частоты
Ггщ отрицательно и, следовательно, частота принимаемого сигнала
меньше частоты излучения. При приближении цели к РЛС - наобо-
рот: частота принимаемого сигнала больше частоты излученного, то
есть В'(1) < 0.

Следовательно, сравнивая частоту' принимаемого сигнала
с частотой излученного , можно определить доплеровское смеще-
НИС /дп

а следовательно, и радиальную скорость движения цели как

(1.20)
В радиолокационных системах обычно используются сигналы,
которые имеют ту или иную модуляцию (амплитудную или угло-
вую). При отражении таких сигналов движущимися целями проис-
ходит искажение формы спектра и временной структуры сигнала,
так как каждая составляющая в спектре изменяется в соответствии с
(1.19), то есть как

где /0 - частота 7-й составляющей спектра излучаемого сигнала

РЛС; - частота /’-й составляющей принимаемого отраженного
сигнала. Следовательно, изменяется и ширина спектра всего прини-
маемого сигнала по сравнению с излученным. Причем при встреч-
ных движениях цели и носителя РЛС спектр расширяется, а при уда-
лении - сужается. Однако на практике, когда С « с, эти изменения

обычно малы. Поэтому основным эффектом влияния скорости отно-
сительно перемещения РЛС и цели на спектр является смещение все-
го спектра на величину /дп для несущей частоты сигнала. Ширина
же спектра остается практически неизменной.

1.3.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Какие особенности распространения радиоволн положены в
основу радиолокационных измерений?

2.	Из каких соображений выбирается период следования Ти
зондирующих импульсов РЛС, использующей амплитудный метод
для измерения дальности до цели?

3.	Объясните, изменятся ли результаты измерения дальности
до цели с помощью радиолокационного дальномера, использующего
частотный метод измерения, при движении цели на источник излу-
чения и от него?

4.	Какое минимальное количество точек приема сигналов, от-
раженных от целей, необходимо иметь, чтобы можно было опреде-
лить угловое положение цели?

5.	Поясните особенности проявления эффекта Доплера в ра-
диолокации при импульсном режиме работы РЛС.

6.	Определите истинную дальность до цели, если известно:
РЛС работает в импульсном режиме с Ри =15 кГц и 7^ =12 кГц ; из-

меренное значение дальности до цели Оизм при первой частоте по-
вторения импульсов равно 10 км, а при второй - 12,5 км.

7.	Определите угол, под которым наблюдается воздушная цель
относительно РЛС, если расстояние между приемными антеннами 75
см, длина волны зондирующих колебаний 10 см, а разность фаз при-
нимаемых колебаний в точках приема составляет 94 градуса.

8.	С самолета-истребителя осуществляется пуск ракеты класса
«воздух-воздух» с полуактивной головкой самонаведения по цели.
Определить разность доплеровских смещений частот сигналов, при-
нимаемых головной и хвостовой антеннами ракеты, если: длина вол-
ны зондирующих колебаний РЛС 3 см, скорость полета истребителя
1500 км/ч, скорость полета ракеты 2500 км/ч, скорость полета цели
1200 км/ч, атака ведется в ППС под углом 30° относительно вектора
скорости полета цели.
Глава 2

ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ЦЕЛЕЙ

2.1.	ОСОБЕННОСТИ ОТРАЖЕНИЯ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ КОЛЕБАНИЙ
РАДИОЛОКАЦИОННЫМИ ЦЕЛЯМИ

Известно, что в изотропной среде электромагнитные волны
(ЭМВ) распространяются прямолинейно с постоянной скоростью.
Любая неоднородность электрических параметров среды распро-
странения (диэлектрической или магнитной проницаемостей, прово-
димости) приводит к возникновению рассеяния ЭМВ. На поверхно-
сти цели, как на границе раздела двух сред, под воздействием поля
падающей ЭМВ возникают токи проводимости (если поверхность
проводящая) или токи смещения (если поверхность диэлектриче-
ская). Эти токи являются причиной возникновения вторичного излу-
чения радиоволн.

В однопозиционной радиолокации представляет интерес энер-
гия рассеянной ЭМВ, которая воспринимается в точке расположения
РЛС, то есть энергия отраженной обратно волны. Поэтому при ак-
тивном методе радиолокации обычно говорят не о рассеянии, а об
отражении ЭМВ. Интенсивность вторичного излучения и характер
отражений зависит от геометрических размеров и конфигурации це-
ли, физических свойств вещества, из которого она сделана, длины
волны и поляризации падающей на цель ЭМВ. При использовании
узкополосных сигналов (Д/с//о«1, где А/с - ширина спектра сигнала,
То - несущая частота ЭМВ) форма отраженного радиолокационного
сигнала не изменяется. Применение сверхширокополосных сигналов
(Д/с//о=1) приводит к отличию структуры отраженного сигнала от
зондирующего и зависимости ее от ракурса цели. В процессе даль-
нейшего изложения будем считать радиолокационный сигнал узко-
полосным, что соответствует реальным условиям работы РЛС.

В зависимости от соотношения между длиной волны X зонди-
рующего колебания, высотой к шероховатостей (рис.2.1) и размером
цели различают следующие виды вторичного излучения: зеркальное
отражение, диффузное рассеяние и резонансное излучение. Зеркаль-
ное отражение наблюдается при облучении гладких поверхностей
(/?<М6) и целей, размеры которых много больше длины волны.



Рис. 2.1

В этом случае соблюдается закон зеркального отражения -
угол падения волны равен углу ее отражения. Свойством диффузно-
го отражения (рассеяния) обладают большие поверхности с разме-
рами шероховатостей порядка длины волны облучающих колебаний
(Л«Х). Резонансное излучение имеет место при размерах а облучае-
мой цели, кратных нечетному числу полуволн, то есть когда
67=0,5(2и+1)Х, л=0,1,2,3,.... В этом случае при определенной ориен-
тации цели относительно вектора поляризации падающей ЭМВ на-
блюдается интенсивное и направленное вторичное излучение, соз-
дающее сильный отраженный сигнал.

Реальные радиолокационные цели являются сложными гео-
метрическими объектами, поэтому существенным для создания поля
отраженной волны является установление связи между параметрами
поля, рассеянного целью, размером а цели и длиной волны X зонди-
рующей ЭМВ. При формировании поля отраженной ЭМВ сущест-
венную роль играют три области рассеяния: 1 - низкочастотная (ре-
леевская), &7«1; 2 - резонансная, кс&\\ 3 - высокочастотная (квази-
оптическая), Аг7»1, где к=2п/Х- волновое число.

При выполнении условия ка»\ в формировании поля, рассе-
янного целью, участвуют зеркальные отражения, отражения от уча-
стков разрыва гладкой поверхности (край, ребро, острие и т.п.),
«ползучие» волны, возникающие на границе рассеяния «свет-тень»
(рис.2.2), «бегущие» волны, возникающие при наклонном падении
38
поля на слабовыпуклые поверхности, отражения от вогнутых участ-
ков поверхности цели. На рис. 2.2 обозначены: 1 - направление при-
хода падающей волны; 2 - освещенная часть контура объекта: 3 -
теневая часть контура объекта; 4 - граница раздела «свет-тень».

Изучение отражений от гладких выпуклых поверхностей при-
вело в радиолокации к понятию «блестящий» или «светящейся» точ-
ки.

Рассмотрим выпуклую поверхность двойной кривизны, напри-
мер, параболоид (к данным поверхностям относятся также шар и эл-
2	2

липсоид), каноническое уравнение которого----Ь = т,9 где гх - ра-

2?! 2г2

диус максимальной кривизны сечения параболоида плоскостью ХОТ
(рис.2.3,а), а г2 - радиус максимальной кривизны в плоскости ТОТ. От-
ражающую способность такой поверхности рассмотрим на основе ис-
пользования зон Френеля. Под зоной Френеля понимают участок по-
верхности, который по отношению к соседнему является противофаз-
ным вторичным излучателем. Следовательно, протяженность зоны
Френеля можно определить из выражения А(р=2л/0Д/, где А/ - раз-
ность времен запаздываний сигналов, отраженных от соседних зон
Френеля. Отсюда, обозначив ширину зоны Френеля как А/? и учиты-
вая, что X = с!/^ получаем А^ =0,25 X. Следовательно, ширина
каждой зоны Френеля в направлении падения радиоволны должна
быть равна Х/4 (рис.2.3,б). На рис. 2.3,в приведена проекция зон
Френеля на плоскость фронта падающей волны (плоскость ХОТ).
Площади всех зон равны. Однако с увеличением номера зоны растет
ее наклон по отношению к направлению падения волны. Поэтому,
чем больше номер зоны Френеля, тем меньше напряженность поля
отраженной от нее волны (Е\>Е2>ЕЗ>...). В результате интерферен-
ции волн отраженное поле формируется в основном первой зоной
Френеля, а сигналы от других зон компенсируются. Такую отра-
жающую часть выпуклой поверхности называют «блестящей» или
«светящейся» точкой цели. В однопозиционной радиолокации «све-
тящимися» областями являются те участки поверхности цели, где
нормаль к поверхности совпадает с направлением облучения. Рассе-
янное поле достаточно больших, выпуклых, идеально проводящих
целей, имеющих края и ребра, можно описать в виде суммы сфери-
ческих волн, рассеянных «блестящими» точками, локализованными
на геометрических неоднородностях поверхности цели.

Необходимо заметить, что «блестящие точки, обусловленные
различными видами отражения, неодинаково ведут себя при измене-
нии ракурса цели. «Блестящие» точки «зеркального» типа не связа-
ны жестко с конкретным участком поверхности цели. В общем слу-
чае перемещение «зеркальных» точек имеет место, когда гладкие
отражающие участки имеют кривизну в плоскости изменения ракур-
са. Аналогично ведут себя и точки теневого контура. «Блестящие»
точки, локализованные на краях и ребрах, являются частично свя-
занными с центром масс цели. При изменении ракурса они «сколь-
зят» вдоль некоторых пространственных кривых, зависящих от кон-
фигурации цели. По сравнению с первым типом отражателей они
дают больше информации о форме объекта при его движении.

Жестко связаны с центром масс цели «блестящие» точки, ло-
кализованные на вершинах конических поверхностей, небольших
выступах на гладкой поверхности. Перемещение данных точек при
изменении ракурса цели позволяет определить характер движения
цели вокруг ее центра масс. При выполнении условия то есть в
резонансной области, составляющими, которые оказывают основное
влияние на формирование поля отраженной волны, являются: зер-
кальные отражения, краевые («ползущие») и поверхностные («бегу-
щие») волны. При этом наибольшую роль играют «ползущие» вол-
ны. Суммарное же поле отраженной волны формируется в результа-
те интерференции между полями «ползущей» и зеркально рассеян-
ной волн. Главные источники рассеяния в резонансной зоне имеют
локализованный характер.

Таким образом, рассмотрение особенностей отражения ЭМВ
от целей при различных соотношениях к и а показывает, что отра-
женный от цели сигнал несет не только информацию о координатах
и параметрах движения целей, но и о тонкой структуре цели особен-
ностях ее формы, геометрии и т.п.
2.2.	КЛАССИФИКАЦИЯ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ЦЕЛЕЙ

Все радиолокационные цели можно разделить на три большие
группы: точечные (простые и сложные), сосредоточенные и распре-
деленные. Под точечными обычно понимают цели, которые нахо-
дятся полностью в пределах главного луча диаграммы направленно-
сти антенны РЛС и элементов разрешения по дальности и скорости.
Понятие «точечная» цель не связано с геометрическими размерами
цели, а обусловлено, главным образом, расстоянием до нее. Так, на-
пример, летательный аппарат, находящийся на большом удалении от
РЛС представляет собой точечную цель. К точечным целям относят
и другие объекты, размеры которых меньше указанных параметров
разрешения РЛС. К сосредоточенным относят цели, которые также
целиком находятся в пределах элементов разрешения РЛС, но имеют
много центров отражения «блестящих» точек. Примером сосредото-
ченной цели может служить группа летательных аппаратов, расстоя-
ние от которых до РЛС таково, что они все попадают в пределы раз-
решаемого объема РЛС. Обычно при отнесении цели к сосредото-
ченной задаются линейными параметрами ХЛУЛг) разрешаемого
объема, который определяется параметрами излученного сигнала и
шириной диаграммы направленности антенны РЛС. Тогда при вы-
полнении условий

где - характерный размер цели, любая цель (групповая или оди-
ночная) рассматривается как сосредоточенная.

Когда условие (2.1) не выполняется, то есть размеры цели та-
ковы, что по любому из измеряемых параметров размер /?ц цели
больше соответствующего размера элемента разрешения, то цель
считается распределенной. Примерами распределенных целей могут
служить земная или водная поверхность, облака, области дождя,
снега или тумана, либо искусственные образования в виде облака
дипольных отражателей. Распределенные или множественные цели
делятся на поверхностные, когда цель представляет собой поверх-
ность, заполненную отражателями, например поверхность земли, и
на объемные, когда цель представляет собой некоторый объем, за-
42
полненный отражателями. Например, дождевое облако.

В зависимости от геометрической формы цели, а также мате-
риала, из которого она изготовлена, все цели делятся на простые и
сложные.

К простым относятся цели, имеющие простую геометрическую
форму (например, шар, цилиндр, параболоид вращения) и выпол-
ненные из однородного материала. Все остальные цели относятся к
сложным. Для простых точечных целей характерным является по-
стоянство амплитуды отраженного сигнала при изменении угла на-
блюдения цели в значительных пределах. Кроме того, фазовый
фронт отраженной радиоволны является сферическим.

Реальные объекты радиолокационного наблюдения относятся,
как правило, к сложным целям. Данные цели состоят из отдельных
частей, которые при облучении их падающей волной формируют
практически независимые друг от друга отраженные сигналы. Сиг-
налы, отраженные от сложной цели, можно представить в виде сум-
мы независимых отражений от отдельных центров отражения («бле-
стящих» точек) (см.п. 2.1). Причем результирующий сигнал изменя-
ется, как правило, по амплитуде и фазе в зависимости от изменения
пространственного положения центров отражения цели относитель-
но РЛС. Фазовый фронт отраженной от сложной цели волны имеет
сложную форму (структуру) и существенно отличается от сфериче-
ского.

2.3.	ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ЦЕЛЕЙ

1.	Эффективная площадь отражения цели

Важной радиолокационной характеристикой цели является
«эффективная площадь отражения» (ЭПО). ЭПО является энергети-
ческой характеристикой цели. Данная характеристика представляет
собой размерный коэффициент пропорциональности между плотно-
стью потока мощности падающей волны рп в точке расположения
цели и отраженной от нее мощностью Регр в предположении, что это
мощность переизлучается во все стороны равномерно (то есть цель
является изотропным излучателем).

Дадим определение ЭПО. Под ЭПО понимают площадь неко-
торой фиктивной плоской поверхности, расположенной нормально к
направлению падающей плоской волны и являющейся идеальным и
изотропным переизлучателем, которая, будучи помещенной в точку
расположения цели, создает у антенны РЛС такую же плотность по-
тока мощности, что и реальная цель. Обозначают ЭПО обычно через

И •

Из определения ЭПО следует, что мощность отраженной от
цели волны равна

(2.2)

где р - плотность потока мощности падающей на цель волны. То-

гда, считая, что цель переизлучает падающую на нее волну изотроп-
но, получаем

отр

°тр ~ л

где ротр - плотность потока мощности отраженной волны в точке
расположения РЛС, отстоящей от цели на расстояние Р. Если теперь
величину Ротр (2.2) подставить в (2.3), а затем найти оц , то получим

оц=4яЕ>2^.

(2.4)

Если учесть, что плотности потоков мощности пропорцио-
нальны квадратам соответствующих напряженностей электрическо-
го поля ЭМВ Еотр и Еп, то

Оц=4тгД2^,	(2.5)

где Е° = ротр,	= рп. Выражение (2.3) позволяет определить

мощность сигнала Р^,м9 отраженного от цели и воспринимаемого
44
антенной РЛС с эффективной площадью 5А

Ротр^А ’

(2.6)

Учитывая (2.2) и (2.3), выражение (2.6) можно переписать в
виде

Р п^ц^А
4ГиП2

(2.7)

Но плотность потока рп падающей волны при известной даль-
ности 2) до цели связана с мощностью Ризл излучения РЛС и коэффи-
циентом направленного действия С ее антенны выражением

Рп

(2.8)

Следовательно, можно представить как

где

(2.9)

(2.10)

Таким образом мощность Рпрм принимаемого сигнала, при
фиксированных Рнзл, 5А, (3 и дальности Л, пропорциональна ЭПО
цели. Амплитуда же напряжения на согласованной нагрузке прием-
ника пропорциональна корню квадратному из принимаемой мощно-
сти, следовательно,

Поскольку реальные цели являются сложными, то для получе-
ния ЭПО проводят лабораторные или полигонные испытания, по-
зволяющие экспериментально определить ЭПО цели, например, са-
молетов. Для простых целей ЭПО можно определить аналитически.

Из определения ЭПО следует, что размерность се - м2. Однако
часто в справочниках ЭПО цели приводят в относительных величи-
нах (в децибелах):
Оц[дб]

= 101в

Оц[м2Г
°цо[м2]>

где оц0- ЭПО цели в 1 м2.

2.	Определение ЭПО простых точечных целей

ЭПО выпуклой поверхности. Будем считать, что РЛС облучает
хорошо проводящую выпуклую поверхность 5 (рис. 2.4). Для опре-
деления ЭПО такой поверхности, как это следует из выражения (2.5),
необходимо определить отношение Е2отр/^2 . Полагая, что поле
отраженной волны является результатом суммирования элементар-
ных полей в точке расположения РЛС, создаваемых отраженными
сигналами от элементов (18 поверхности, можно записать, что на-
пряженность поля Еотр отраженной волны в месте расположения
РЛС

(2.12)

где И - дальность до элемента (18 поверхности 8 (рис. 2.4); 0 - угол
между направлением «РЛС -- (18» и нормалью п к элементу (18\ Еп -
напряженность поля падающей волны. Для малоразмерных (точеч-
ных) целей можно считать, что в пределах цели (поверхности 8) зна-
чения О и ЕП меняются незначительно, поэтому

(2.13)

где /Эо - расстояние от РЛС до ближайшей точки выпуклой поверх-
ности 8\(1- расстояние в пределах поверхности 5 от ближайшей точ-
ки до элемента дз (рис. 2.4), 2) - Д, + с!.

Отсюда модуль отношения
Подставив
верхности равна

(2.14) в (2.5), получим, что ЭПО выпуклой по-

вп

(2.15)

Если предположить, что облучается металлическая пластина
с размерами а и Ъ»\ но а и Ь «Г), а направление облучения совпа-
дает с нормалью п, тогда из (2.15) следует

^,,(2.16)
где 5Г л - геометрическая площадь пластины.

При написании (2.16) учитывалось, что 0=0 и б/=0 (вследст-
вие малости размеров пластины по сравнению с Р и ее нормального
расположения к направлению прихода радиоволны).

Пример!: определить ЭПО металлической пластины
площадью 5Ш]=1л/2, облучаемой по нормали к ней ра-
диоволной с длиной волны Х=10сл/.

Воспользовавшись выражением (2.16), получаем

4x3,14x1

(ЮхКГ2)2

= 1256 л/2.

Следовательно, при геометрической площади пласти-
ны \м2 и нормальном ее облучении ЭПО пластины
равна 1256 м2.

Данный пример показывает, что, несмотря на совпадение
размерности площади фигуры (пластины) и ЭПО, ЭПО не является
мерой площади цели, а служит ее энергетической характеристикой.
Поэтому, как отмечалось ранее, величина ЭПО определяет величину
мощности принимаемого сигнала и в конечном итоге амплитуду
принимаемого сигнала на нагрузке приемника РЛС (см. (2.11)).

К результату (2.16) можно прийти и другим путем. Посколь-
ку площадь пластины , то при облучении ее нормально плоской
волной, создающей в месте расположения пластины плотность пото-
ка мощности рп, на пластину падает мощность рг 5ПЛ. При этом в
пластине наводятся токи равной амплитуды, совпадающие по фазе в
любой ее точке. В этом случае пластина эквивалентна идеальной
синфазной антенне с апертурой площадью 5Ш1 и с коэффициентом
усиления О = 4тс5пл/Х2. Плотность же потока в точке расположе-
ния РЛС

Используя соотношение (2.4), получаем
пл

= 4^2^ = ^^
рп

ЭПО шара. Будем считать, что целью является металлический
шар, радиус которого г » X. Для определения ЭПО такой цели
можно воспользоваться выражением (2.15), которое после интегри-
рования приводит к результату

ош = пг2.

(2.18)

Однако к данному результату можно прийти, если вспом-
нить, что отражающая способность выпуклой поверхности второго
порядка, какой является и шар, определяется, главным образом, пер-
вой зоной Френеля.

В общем случае, когда выпуклая поверхность имеет двойную
кривизну с радиусами гх и г2, ЭПО такой поверхности (первой зоны
Френеля) равна

°сфр =	•

(2.19)

Благодаря тому, что ЭПО шара определяется только площадью
его поперечного сечения и не зависит от направления облучения и
длины волны, облучающих его, большой шар с хорошо проводящей
поверхностью используется в качестве эталона при эксперименталь-
ном измерении ЭПО реальных целей.

ЭПО уголкового отражателя. В ряде случаев, например, при
создании ложных целей или экспериментальных радиолокационных
измерениях, либо при применении пассивных радиолокационных
маяков, требуется создание интенсивного вторичного излучения в
широком секторе углов облучения. Для решения данной задачи ис-
пользуются искусственные отражатели, которые называются уголко-
выми.

Обычно уголковый отражатель состоит из трех взаимно пер-
пендикулярных металлических листов и обладает свойством отра-
жения радиоволн в сторону облучающей РЛС. Это объясняется мно-
гократным отражением падающей ЭМВ от стенок уголкового отра-
жателя, в случае, когда направление облучения вблизи оси симмет-
рии отражателя.

Из рис. 2.5,а видно, что трехкратное отражение ЭМВ проис-
4. Изд.№9768	49
ходит, если падающий луч проходит в пределах шестиугольника,
вписанного во внешний контур отражателя. Следовательно, ЭПО
уголкового отражателя примерно равна ЭПО плоского листа в виде
шестиугольника, сторона которого равна а д/2 , где а - длина ребра
отражателя. Тогда, используя (2.15), получим

4тгГ а4>

(2.20)

Рис. 2.5



В случае, когда грань уголкового отражателя представляет
собой квадрат, сторона которого равна а, ЭПО определяется выра-

жением

уо

(2.21)
Пример 2: определим ЭПО уголкового отражателя с
треугольными гранями, у которого а=\м, и длина
волны зондирующих колебаний 'к=\^см.

Учитывая (2.20), получаем

4x3,14x1	2

°уо=7-----= 419 м 

Из данного примера видно, что ЭПО уголкового отражателя
меньше, чем плоского листа с размерами 1м*1м. Однако в отличие
от плоского листа уголковый отражатель сохраняет большое значе-
ние ЭПО в достаточно широком секторе углов наблюдения, в то
время как ЭПО листа резко падает при незначительном отклонении
направления облучения от нормали.

Необходимо подчеркнуть, что достижение на практике теорети-
ческого значения ауо возможно лишь при высокой точности изго-
товления уголка, особенно при работе с зондирующими колебания-
ми X =3 см. Для расширения действующего сектора углов наблюде-
ния применяют составные уголковые отражатели, состоящие из че-
тырех и восьми уголков.

В качестве пассивных радиолокационных маяков на море ис-
пользуют биконичсские отражатели, составленные из двух одинако-
вых металлических конусов (рис. 2.6). Если угол между образующи-
ми конусов равен 90г, то луч после двукратного отражения от по-
верхности конусов направляется в сторону облучающей отражатель
РЛС. Биконический отражатель обеспечивает большое значение
ЭПО, которое сохраняется практически в пределах 360е в плоскости,
перпендикулярной к его оси.

Сферическая линза Люнеберга с отражающим экраном. Такая
линза обладает свойством отражать падающую на нее энергию элек-
тромагнитных волн в том же направлении, с которого приходят и
зондирующие колебания. Обычно линза выполняется из диэлектрика
с изменяющимся по радиусу коэффициентом преломления (рис. 2.7).
Величина ЭПО линзы Люнеберга может быть рассчитана по форму-
ле

4тг

л


где г - радиус сферы.

Рис. 2.6

Рис. 2.7

3.	ЭПО сложных точечных целей

Как отмечалось ранее, все реальные объекты радиолокацион-
ного наблюдения (самолеты, корабли, автомобили, танки и т.д.) от-
носятся к классу сложных целей. Определение ЭПО таких целей
аналитическим способом вызывает затруднения. Приближенные
оценки величин ЭПО таких целей можно получить, используя моде-
лирующие комплексы. Однако более точные результаты позволяют
получить натурные эксперименты. Поскольку величина ЭПО реаль-
52
ных целей зависит от условий их наблюдения, которые определяют-
ся совокупностью различных факторов, и следовательно, является
случайной, то обычно в качестве оценки ЭПО объекта берут его
среднее статистическое значение.

Средние статистические ЭПО различных объектов радиолока-
ционного наблюдения приведены в табл. 2.1.

Таблица 2.1

Цель	ЭПО, м2
Самолет-истребитель	3...5
Фронтовой бомбардировщик	7...10
Тяжелый бомбардировщик	15...20
Транспортный самолет	40...70
Подводная лодка (в надводном положении)	30...150
Р} бка подводной лодки	1...2
Малые суда (водоизмещение 50...200 т)	50...250
Средние корабли (водоизмещение 1000... 10000 т)	3000...10000
Большие корабли (водоизмещение более 10000 т)	более 10000
Крейсер	12000... 14000
Автомобиль	1...3
Крылатая ракета	0,1...0,3
Самолет, выполненный по технологии «Стеле»	0,001...0,01
Человек	0.8...1,0

4.Определение ЭПО сосредоточенных целей

В качестве сосредоточенной цели рассмотрим цель, состоя-
щую из двух точечных отражателей (рис. 2.8). Такая модель позво-
лит рассмотреть основные закономерности, имеющие место при от-
ражении ЭМВ от реальных объектов радиолокационного наблюде-
ния, у которых в формировании отраженного сигнала участвуют, как
правило, несколько блестящих точек.

Будем считать, что цель находится в дальней зоне. Тогда сиг-
налы, отраженные от каждой точечной цели, можно записать в виде
и, =и1е>(‘-1я1),

2Д 2Г,
где /	----- и / п =---— времена запаздывания сигналов, отра-

А с	с

женных от точечных целей 1 и 2 соответственно (рис. 2.8).

□1

Рис. 2.8

Если ввести комплексные амплитуды отраженных волн, то вы-
ражения (2.22) можно переписать в виде

и и2=1}2е^\

где IIх — II;<Р1 и 112 = 1102е ж - комплексные амплитуды, а

ф1 = со/д1 и (р2 — со/д1 - фазы отраженных радиоволн.

Сигналы, отраженные от каждой точечной цели, в точке рас-
положения РЛС суммируются и, следовательно, комплексная ампли-
туда суммарного поля равна

Отсюда амплитуда отраженной волны равна

Ф12 ~ Ф2 Ф1

—	+ С/02 ч- 2(701(702 С08(р12 , (2.23)

где

4л
т

Гц 81П у

- разность фаз при-
нимаемых колебаний от отдельных отражателей (точечных целей).

Так как суммарная амплитуда (2.23) пропорциональна ЭПО
сложной цели (см. (2.11)), то получим

°ц = °ц1 + °ц2 + 2л/аШСц2 СО8(Р12 •

(2.24)

Таким образом, как это следует из выражения (2.24) ЭПО
двухточечной цели изменяется в зависимости от ракурса ее наблю-
дения (угла у). Причем она может быть как больше суммы ЭПО каж-
дой точечной цели в отдельности, так и меньше данной величины.
Если Оц1=Оц2=Оцоэ то (2.24) можно записать в более простом виде

(2.25)

Анализ (2.25) показывает, что диаграмма обратного рассеяния
(оц(у)) является многолепестковой : нули функции оц(у) соответст-
вуют направлениям, где отражения от элементов цели находятся в
противофазе, а максимумы - в направлениях синфазного сложения.
Причем при синфазном сложении результирующая ЭПО
°Цмакс =(лКГ + 7^)2и при аш=ац2в четыре раза превышает
ЭПО каждой цели. При противофазном сложении результирующая
эп0 °цмин =	при °щ = сц2Равна нулю. Изрезан-

ность диаграммы обратного рассеяния оц(у) тем сильнее, чем боль-
ше отношение базы I, цели к длине волны X.

Если сосредоточенная цель состоит из А отражателей, то ре-
зультирующая амплитуда отраженного сигнала в точке расположе-
ния РЛС равна

(2.26)

где (р; - фаза отраженного сигнала, количественно равная
где Д - расстояние до /-го отражателя от РЛС.

Для определения ЭПО, как это следует из (2.11) и (2.26). необ-
ходимо найти квадрат модуля комплексной амплитуды результи-
рующего сигнала V2:

(2.28)

В результате имеем

Заметим, что количество слагаемых равно № Поэтому выра-
жение (2.29) можно переписать в виде

/=1 /=1 ;=1

(2.30)

где Д/ и у</.

Если учесть, что 17р = К^зри 172 - (см. (2.28)), то полу-

чим

.УМ	,	.

= X + 2Е X со§(ф, -ф;),
7=1	7=1 7=1

(2.31)

где также Д/ и /</.

Небольшие случайные движения цели приводят к случайным
изменениям разности фаз (фг — ф;) и в результате этого возникают

значительные изменения амплитуд отраженных сигналов и величи-
ны ЭПО.

56
Если разность фаз (ср* — равновероятна в интервале [0,л],
то среднее значение косинуса соз^ср, - <р ) =0. Поэтому среднее зна-
чение ЭПО можно записать в виде

(2.32)
1=1

Из выражения (2.32) следует, что для нахождения ЭПО мно-
жественной цели необходимо знать общее число К элементарных
отражателей и величины их ЭПО. Однако на практике трудно опре-
делить как общее число отражателей, участвующих в формировании
отраженной волны от множественной цели, так и сами величины о, .
Поэтому для преодоления этой неопределенности при нахождении
ЭПО множественных (распределенных) целей обычно оперируют с
удельными величинами ЭПО.

5. Определение ЭПО пространственных
(распределенных) целей

При определении ЭПО пространственных целей необходимо
учитывать, что данные цели в общем случае состоят из большого
числа отражателей, расположение которых как относительно РЛС,
так и относительно друг друга является случайным. Примером такой
цели, например, может служить облако дипольных отражателей.
Ориентация диполей в пространстве как относительно друг друга,
так и относительно РЛС, ведущей наблюдение, из-за турбулентности
атмосферы случайна. Вследствие случайности расположения эле-
ментарных отражателей, фаза сигналов, отраженных от них, равно-
вероятна в интервале [-л,я], а амплитуда сигналов является случай-
ной величиной.

Для определения ЭПО множественной цели можно воспользо-
ваться выражением (2.31). Однако необходимо учесть случайный
характер „ обусловленный случайной величиной о., так и разно-
стью .ф ”Ф7)- Поэтому, выполнив в (2.31) усреднение по всем воз-
можным значениям фаз ф., ф. и ЭПО , получим
н

р ср — °ц р ~	’

/=1

где <зг - среднее значение ЭПО /-го элементарного отражателя, обра-
зующего множественную цель; Ы - количество элементарных отра-
жателей в одновременно отражающем объеме (или площади).

Одновременно отражающий объем (площадь). При рассмот-
рении распределенных целей важным понятием является так назы-
ваемый «одновременно отражающий объем» («одновременно отра-
жающая площадь»). При распространении радиолокационного сиг-
нала, имеющего длительность ти, в пределах распределенной цели
электромагнитное поле в каждый данный момент занимает в про-
странстве по дальности участок, равный Л1)и = С1И, а по угловым
координатам этот участок пространства определяется шириной
главного луча ДН антенны РЛС. В результате отражения сигнала от
отдельных отражателей (элементов) распределенной цели к РЛС, в
каждый данный момент времени, поступает суммарный сигнал, ко-
торый соответствует одновременно накладывающимся сигналам,
отраженным от отражателей, расположенных в пределах половины
участка АД. Это объясняется эффектом «догона» более поздними
частями сигнала более ранних, которые отражались от отражателей,
расположенных на большем расстоянии. С помощью графика, при-
веденного на рис. 2.9, поясняется эффект «догона». На оси А) показан
участок распределенной цели. Каждый отражатель на рис. 2.9 пред-
ставлен горизонтальной линией. Путь распространения каждого
элемента сигнала т0 показан в виде прямой, наклон которой опреде-
ляется скоростью распространения радиоволн с. Видно, что при на-
блюдении отраженного сигнала в точку одновременно поступают
сигналы от всех отражателей в полосе 8/):

.	(2.34)

2

Фазы всех сигналов случайны и зависят от положения отража-
телей по дальности. Следовательно, результирующий сигнал равен
векторной сумме отражений от всех отражателей в пределах одно-
временно отражающего объема.

58
о

Одновременно отражающей областью поверхностно распреде-
ленной цели является поверхность этой цели, попадающей в одно-
временно отражающий объем.

Таким образом, для определения среднего значения ЭПО мно-
жественной (пространственной) цели необходимо знать величины
средних значений ЭПО элементарных отражателей, входящих в дан-
ную цель, и их количество. Однако такой путь определения ЭПО на
практике неприемлем, так как даже при известной величине не-
возможно практически подсчитать количество отражателей Л, вхо-
дящих в распределенную цель. Для удобства расчета ЭПО распреде-
ленной цели вводят дополнительный параметр - удельную эффек-
тивную площадь отражения оуд, которая представляет собой ЭПО
единицы объема (1 м3) или площади (1 м2) распределенной цели

В этом случае среднее значение ЭПО распределенной цели
равно произведению удельной ЭПО на величину объема Кобл или
площади 5сбл одновременно отражающей области
рц уд обл ’

°РЦ ^уд^обл •

Удельная ЭПО поверхностно-распределенных целей. К по-
верхностно распределенным целям относятся различные участки
земной и водной поверхности. Например, лес, кустарник, пашня,
морская поверхность. Если считать, что отдельные однородные эле-
ментарные отражатели распределены на поверхности земли (моря) в
среднем равномерно, то

°УД ПВ

(2.36)

где 8 - площадь одновременно отражающей поверхности; апв -
ЭПО поверхностной цели.

Как видно из (2.36), удельная ЭПО поверхностно-
распределенных целей является безразмерной величиной (м2/м2).

Обычно на практике при определении ЭПО поверхностных
целей пользуются усредненными значениями удельных ЭПО, кото-
рые, как правило, получают экспериментальным путем. Величина
оуд пв зависит от длины волны зондирующих колебаний, поляриза-
ции ЭМВ, угла падения (скольжения) излучаемых антенной РЛС ра-
диоволн, диэлектрической проницаемости отражателей и их разме-
ров. Соотношение между длиной волны X и размером (высотой) от-
ражателя позволяет определить степень шероховатости отражающей
поверхности, а следовательно, характер отражения поверхностной
цели (см.п.2.1). Например, при зеркальном характере отражения
наибольшее значение удельная ЭПО имеет хтри падении радиоволн в
направлении, близком к нормальному. При увеличении угла падения
(уменьшении угла скольжения) удельная ЭПО уменьшается при
диффузном (ламбертовском) законе отражения. В соответствии с
этим законом отношение удельной ЭПО к синусу угла скольжения р
почти постоянно в широком диапазоне углов Р:

Р^удО ’

(2.37)

где сгпП - относительная величина
уд^	уд пв
Рассмотрим более подробно особенности отражения радиоло-
кационных сигналов от земной и морской поверхностей Для этого
рассмотрим отдельно, как изменяется удельная ЭПО оуд п в зави-
симости от перечисленных выше факторов.

Как правило, участки поверхности земли можно разделить на
четыре типа: гладкая (песчаная поверхность, озера, асфальтирован-
ная и бетонная поверхности); смешанная (холмистая местность с от-
дельными участками леса, с небольшим числом сооружений); нере-
гулярная (гористая и лесистая местности); городская местность.

Характер отражений от любого типа поверхности, помимо пе-
речисленных выше (длины волны зондирующих колебаний (рабочей
частоты /о передатчика РЛС), поляризации ЭМВ, электрических ха-
рактеристик отражающей поверхности, условий наблюдения по-
верхности (угла скольжения Р)), зависит также и от изменения ха-
рактеристик местности, вызываемых климатическими и метеороло-
гическими условиями.

Величина удельной ЭПО для любого типа поверхности обыч-
но увеличивается с ростом^ (уменьшением А,). Изменения же вели-
чины а от угла скольжения р различны в зависимости от величи-
с/

ны данного угла. Так, при изменении Р в пределах от 0 до 10 вели-
чина удельной ЭПО растет для любого типа поверхности, однако в
дальнейшем, когда Р изменяется от 10е до 50°, величина удельной
ЭПО практически не зависит от угла р. что подтверждается резуль-
татами экспериментальных исследований. При дальнейшем увели-
чении угла р происходит резкое увеличение о., д пв . На рис. 2.10 при-
ведены зависимости оудпвэ полученные по результатам обработки
экспериментальных данных для различных земных поверхностей
при малых углах скольжения (0 <р<45 ).

Исследования влияния поляризации зондирующих ЭМВ на ве-
личину , пв показали, что для большинства типов местности дан-
ный параметр не оказывает существенного влияния. Однако в целом
при горизонтальной поляризации значения судПВ оказываются
меньшими, чем при вертикальной. Для неровной поверхности раз-
ница может составлять до 5дБ.
а)

О

^удпвг

•10

45

-20

-25

-30

								
								
	—						—	
								
					Поверхность земли, покрытая сухими деревьями и поля сокрытые травой			
								

О	12	24	36 р, град 48

б)

Рис. 2.10

Для неровной поверхности, например холмистой местности,
воздействие дождя зависит от количества растительности на ней. В
результате экспериментальных исследований установлено, что во
время дождя величина о такой поверхности уменьшается в диапа-
зоне Зсм примерно на 7дБ. Кроме того, интенсивность отражений
пропорциональна биомассе растений, особенно при наклонном па-
дении радиоволн.

Воздействие снега на отраженный сигнал зависит от количест-
ва воды, содержащейся в снеге. Поэтому можно утверждать, что снег
вызывает такое же уменьшение оуд пв, как и дождь (на 9-10дБ).
Кроме того, необходимо учитывать, что значительно изменя-
ется характер отражения при уменьшении длительности зондирую-
щих импульсов. Так как уменьшение данного параметра сигнала
приводит к усилению влияния тех отражающих областей поверхно-
сти земли, которые характеризуются зеркальными отражениями, а
также тех, которые дают стабильный отраженный сигнал при любых
условиях. Другими словами, мощные точечные отражатели, которые
ранее маскировались отражениями от других элементарных отража-
телей в пределах площади 5, оказываются изолированными при
уменьшении длительности зондирующих импульсов.

Удельная ЭПО морской поверхности. Отражения радиолока-
ционного сигнала от морской поверхности определяется состоянием
поверхности моря, зависящим от различных атмосферных факторов,
наиболее важным из которых является ветер. Как видно из рис. 2.11,
наибольшей величина удельной ЭПО а морской поверхности
имеет место при сильном волнении моря, а наименьшая - при сла-
бом.

Помимо состояния моря важным фактором, влияющим на ха-
рактер отражения, является угол скольжения р. На рис. 2.12 приве-
дена типичная зависимость оудпв от угла р (данная зависимость
имеет место и при отражении от шероховатой земной поверхности).
Здесь можно выделить три характерные области: I - область зер-
кальных отражений, которая обусловлена элементами волн, размеры
которых превышают длину волны X зондирующих колебаний РЛС
(50с...53°<Р<90°). Для нее характерно увеличение судпв при росте
величины угла р. II - область, в которой отраженный сигнал форми-
руется главным образом за счет отражений от капиллярных и грави-
тационных волн, длина которых соизмерима с X
(10о...12с<Р<50°...53°). Характерной особенностью данной области
является практически постоянное значение величины оудпв; III -
область, в которой наблюдается резкое уменьшение удельной ЭПО
при уменьшении угла р.

Совместное влияние на величину оуд пв изменения угла
скольжения Р, различных состояний морской поверхности и длины
-2С

Рис. 2.11

волны приведено на рис. 2.13. Волнение моря указано по шкале Бо-
форта, которая устанавливает соответствие между скоростью ветра и
состоянием поверхности моря и имеет 13 градаций силы волнения.

На характер отражений от морской поверхности, кроме того,
оказывает поляризация ЭММ, несущая частота Уо зондирующих ко-
лебаний, направление облучения волн на поверхности моря («по вет-
ру», «против ветра» и т.д.).

Исследование влияния поляризации ЭМК на величину о

У Д
морской поверхности показали, что для углов р>60° поляризация
Рис. 2.13

практически не оказывает влияния на отражательную способность,
фи малых у глах Р горизонтальная поляризация дает заметно мень-
шие величины о, чем вертикальная. Это различие уменьшается с
ростом Р и усиления волнения моря.

Удельная ЭПО объемно-распределенных целей. К объемно-
распределенным целям, как отмечалось ранее, относят гидрометео-
образования (облака, дождь, град, снег), а также искусственные об-
разования - облака дипольных отражателей, служащие источниками
пассивных помех для РЛС. Все перечисленные цели представляют
собой совокупность большого числа элементарных частиц, распре-
деленных случайным образом. Сигналы, отраженные от отдельных
частиц (элементов), можно рассматривать как независимые случай-
ные величины. В этом случае удельную ЭПО для объемно - распре-
деленной цели, характеризующую ЭПО единицы объема, можно
представить в виде

(2.38)

/=1

где оц/ - среднее значение ЭПО отдельных, частиц; АГ1 - количество
элементарных отражателей в единице объема; о - среднее значе-
5. Изд.№9768	65
ние ЭПО частиц при условии, что все они одинаковы. В отличие от
оуд пв удельная ЭПО объемной цели является размерной величиной
(м2/м3=1/м).

Каждую отдельную частицу, входящую в объемную цель,
можно рассматривать как сферу, диаметр которой <7 «X (капли
дождя, например, имеют диаметр 0,01-0,6 см, частица туч и тумана -
<0,01 см).

Удельная ЭПО метеообразований зависит как от интенсивно-
сти формирования данных образований, так и длины волны зонди-
рующих ЭМВ. На рис. 2.14 приведены зависимости о, для тума-
на и облачности в зависимости от дальности видимости в тумане для
двух значений X, а на рис. 2.15 зависимость удельной ЭПО дождя от
его интенсивности для трех значений X: 0,9; 3,0 и 10,0 см.

10 20 50 100 200, М
Видимость

Рис. 2.15

Рис. 2.14

При расчете ЭПО облака дипольных отражателей в качестве
удельной ЭПО широко используют выражение

°уд ДП

= ЛГодп=0,17%Х

—_	2

где п = 0,17Х - среднее значение ЭПО полуволновых вибраторов

при произвольной их ориентации в пространстве. При отклонении
длины диполей от половины длины волны зондирующих колебаний
66
РЛС <зуд дп уменьшается, что приведет к уменьшению ЭПО объем-

ной цели, а следовательно, к снижению эффективности маскирую-
щего действия диполей.

ЭПО объемной цели определяется аналогично ЭПО поверхно-
стной цели:

об удобно*

(2.39)

где Уо - одновременно отражающий объем. При полном заполнении
луча гидрометеообразованиями (диполями) объем Уо легко найти из
простых геометрических построений. При импульсном режиме ра-
боты и ширине главного луча ДНА РЛС 0А одновременно отражаю-
щий объем Уо представляет собой усеченный конус, высота которого
с1и /2, где /и - длительность зондирующих импульсов (рис. 2.16).

Рис. 2.16

Однако на большом удалении от цели всегда выполняется со-
отношение » с/и/2 (где - расстояние, РЛС - цель), позво-
ляющее считать импульсный объем Ио цилиндром с высотой с/н /2 и
основанием ОО2.

Тогда можно записать

Го=Ш)Х/2,

(2.40)
где Г2 =----телесный угол, занимаемый главным лучом ДНА; О -

коэффициент направленного действия антенны РЛС.

Учитывая (2.40), получаем выражение для оцоб в виде

(2-41)

Часто при выполнении расчетов оц об используют не величи-
ну Ст, а ширину главного луча ДН в вертикальной и горизонтальной
плоскостях 0А и 0А на уровне половинной мощности. Тогда КНД
принимает вид

0=• (2-42)

6Аг6ав

Учитывая (2.42), выражение (2.41) можно преобразовать к ви-

ДУ

°цоб	®Аг®Ав о °УД Об •

(2.43)

2.4.	СТАТИСТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ОТРАЖЕННЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

1.	Плотность распределения вероятностей амплитуд
отраженных сигналов

При рассмотрении статистических характеристик отраженных
сигналов обычно используют одну из двух моделей сложной цели.
Во-первых, отражатели, образующие цель, обладают одинаковыми
свойствами или, во-вторых, имеется область цели, которая дает ста-
бильный отраженный сигнал, доминирующий над остальными. Пер-
вая модель описывает сильно флюктуирующл ю цель, а вторая - сла-
бо флюктуирующую цель. Поскольку первая модель является част-
ным случаем второй, когда отсутствует стабильный сигнал, то оста-
новимся на рассмотрении второй модели.

Ситуация, описываемая второй моделью, характерна для слу-
чая наблюдения одиночного интенсивно и стабильно отражающего
объекта на фоне отражений от земной поверхности. Поскольку при
движении носителя РЛС амплитуды и фазы отдельных отражателей
испытывают случайные изменения, за исключением сигнала отра-
женного «блестящей» точкой, то результирующий сигнал можно
представить в виде

№

ир = (70 со8(а>» + 2 V, соз(оГ - <р,),

/=1

(2.44)

где {/о - амплитуда сигнала от «блестящей» точки; - амплиту да
сигнала, отраженного от /-го отражателя.

Выражение (2.44) можно записать в виде

ир = Уо СО8(юГ) + Ус СО8(йЯ - (ро),

(2.45)

где С7с - результирующая амплитуда случайных составляющих;

фс^- результирующая фаза случайных составляющих.

Представим случайную компоненту в (2.45) через ее ортого-
нальные составляющие

«0=2 С05(®Г “ Ф/) =	С08И - Фс ) =

>=1	(2.46)

= (7С1 со§(со/) +(7018т(со/),

где Vс1 и Vо2 - амплитуды случайных ортогональных составляю-

щих, определяемые выражениями

ы	к

^С1 = 2^ СО5(Р- И ^С2 = 2^ 81ГКР, .

/=1	1=1

(2.47)

Тогда результирующую амплитуду (7С и фазу фс случайных состав-
ляющих можно представить в виде
к

81п(р-

И <Рс = “Г-------------

X17> СО8(Р-

(2.48)

Учитывая, что фаза косинусной составляющей в (2.46) совпа-
дает с фазой сигнала от «блестящей» точки, векторную диаграмму
формирования амплитуды I/ и фазы (рс результирующего сигнала
можно представить в виде, изображенном на рис. 2.17, а его мгно-
венное значение - выражением

(2.49)

При изменении относительного положения цели и РЛС будут
меняться расстояния до элементарных отражателей и. следователь-
но, изменяться фазовые соотношения между отраженными от них
сигналами, а это приведет к случайным изменениям как амплитуды,
так и фазы отраженных сигналов. Следовательно, будут случайным
образом меняться и амплитуды ортогональных составляющих (7с1 и
(7с2. Каждая из составляющих есть результат сложения большого
числа элементарных сигналов. Тогда в силу центральной предельной
теоремы теории вероятностей случайные амплитуды Vс1 и Vс2, как
представляющие собой суммы большого числа независимых случай-
ных величин (2.47), будут распределены по нормальному закону.
Причем, исходя из симметрии разложения (2.46), можно полагать,
что М{7/с1}=М{//с2}=0 и М{(/Д }—М{	. Тогда, учиты-

вая (2.45) и векторную диаграмму рис. 2.17, распределение амплитуд
ортогональных составляющих /Д =(70+(7с1и 172 =^С2 можно за-

писать в виде

(2.50)

А так как

2 , то закон распределения амплитуды ре-

зультирующего сигнала (2.49) можно представить в виде

Р(Ц) = — ехр -
I

2 . г г2
__Р_
2с1

_2.

2

где

11170 со8 <р

</ф - функция Бесселя /-го

о

5

рода нулевого порядка. Функция /0(х) характерна тем, что при х=0
она равна единице, а при х»1 справедливо асимптотическое выра-
х /

жение 70(х)«^ Уг-—. Распределение (2.51), как известно, пред-

ставляет собой обобщенное распределение Релея или распределение
Райса.

Важным для практики случаем является отсутствие большой
по амплитуде составляющей, то есть когда Ц- 0. В этом случае
закон распределения вероятностей амплитуд результирующего сиг-
нала описывается простым распределением Релея
(2.52)

Релеевское распределение амплитуды отраженного сигнала
характерно, например, для распределенных целей типа земной по-
верхности, покрытой густой растительностью. Флюктуация ампли-
туды сигнала в этом случае обусловлена главным образом переме-
щением отражателей под действием ветра.

Хотя релеевское распределение достаточно полно описывает
флюктуации амплитуды отраженных сигналов от сложных и рас-
пределенных целей, в некоторых практически важных ситуациях
распределение вероятностей амплитуд отраженных сигналов отли-
чается от релеевской.

2.	Плотность распределения вероятностей ЭПО цели

Дисперсия бу , входящая в выражения (2.50) - (2.52), по сво-
ему физическому смыслу представляет собой среднее значение
мощности суммы сигналов случайных отражателей. Следовательно,
2

м у численно равна среднему значению мощности результирующе-
го сигнала, отраженного от цели, то есть — Рср / 2 . Поэтому, ис-
ходя из равенства соответствующих друг другу элементов вероятно-
сти появления амплитуды V и соответствующей ей мощности Р

рщуцу}=р(Р)^(Р)

и учитывая выражение (2.52), можно записать

ХтП =

(2.53)

Кроме того, учитывая, что	— (ЦУ ~) , получаем

= 1](!([]}. Следовательно, плотность распределения вероятно-
стей мощности результирующего отраженного сигнала можно запи-
2

сать в виде (подставив в (2.53)	= Рср /2)

р(П=у-

-'ср

(2.54)

Так как результирующая мощность Р пропорциональна ре-
зультирующей ЭПО цели, последняя будет также иметь экспонен-
циальное распределение

р(о) = —
О.

(2.55)

где оср - среднее значение результирующей ЭПО цели. Причем
ЭПО с превышает среднее значение с вероятностью 0,37, а с вероят-
ностью 0,5 (то есть половину времени наблюдения) о > 0,7оср.

При наличии в отраженном сигнале преобладающей состав-
ляющей распределение ЭПО цели можно записать в виде

р(о) =

4о

—ехр

(2.56)

3.	Корреляционная функция и спектральная плотность
отраженного сигнала

Кроме распределения вероятностей амплитуды, мощности и
ЭПО цели, большую роль при анализе эффективности радиолокаци-
онных систем и устройств играют корреляционная функция и спек-
тральная плотность флюктуаций отраженных сигналов. В частности,
форма спектра пассивных помех имеет принципиальное значение
для решения вопроса о выборе способа оптимальной обработки ра-
диолокационных сигналов в системах обнаружения и сопровожде-
ния движущихся целей, а при заданном способе обработки - для оп-
ределения его эффективности.

Найдем корреляционную функцию флюктуаций результи-
рующего сигнала, отраженного от сложной либо распределенной
цели. Для этого представим комплексную амплитуду результирую-
щего отраженного сигнала в виде

(о(О('>я('>,

2=1	2—1

(2.57)

где Ц(0 и ф, (/)- соответственно амплитуда и фаза сигнала, от-

„

раженного от элементарного отражателя; (рг(1) —---;	-

К

расстояние от точки расположения РЛС до элементарного 1-го отра-
жателя. Тогда по определению

= ^м{и,(^)е^ми1с^2)е-^}=	(2.58)

2=1 к=\

= Ё Xм {Ц>	)ехр{7'[ф, (*1) - <Р* (*2 )]}}•

2=1 Аг=1

Так как (/) , Ук (/) , ср;(/) и срД/) являются независимыми

случайными величинами при несовпадающих номерах (/^А), то
сумма всех членов с несовпадающими номерами равна нулю. По-
этому (2.58) можно записать в виде

^('1Л ) =	М ^2 )ехр{/ к 01) - ФX Ог )]}}• (2.59)

/=1

С учетом того, что составляющие, входящие в А?(^,?2)э явля-
ются однородными в статическом смысле, выражение (2.59) можно
представить в виде

К(ЛЛ) = АГРср	{ехр {/[фэо(О - <Рэо('2)]}}> (2.60)



^ср эо

- средняя мощность сигнала, отраженного ти-

повым элементарным отражателем; <рэо(0 - фаза сигнала, отражен-
ного типовым элементарным отражателем.

Если учесть, что Рср = ?/Рср э0 - средняя мощность результи-

рующего радиолокационного сигнала, получим нормированную
корреляционную функцию вида



= М {ехр {/[Фэ0 (1, ) - Фэо (г2)]}}.

(2.61)

Учитывая, что фаза фэо (0 связана с дальностью до типо-
вого отражателя, входящего в цель, изменение фазы результирующе-
го сигнала за время Л/ можно представить в виде

Аф(^1, Ч) = V [рэо	(*2 )] = V	('1Л) >	(2 • 62)

Л	к

где АРэо(/1?/2) - смещение элементарных отражателей за время

На величину АОэо может влиять разнообразное количество
факторов, поэтому результирующее смещение можно представить в
виде

м

(^1 ’ ^2 ) “ 2^	1 (^1 5 ^2 ) 5

1=1

(2.63)

где М - количество факторов, влияющих на результирующий

сдвиг; АРэо ; - частный сдвиг элементарных отражателей. Подстав-

ляя (2.63) в (2.62), получим

(2.64)

Если все частные смещения элементов цели считать независи-
мыми, то (2.64) можно представить в виде

м

7/2) =	|к (1},/2)5

/=1

(2.65)
где

(2.66)

является частной нормированной функцией корреляции.

Таким образом, нормированная корреляционная функция
комплексной амплитуды результирующего сигнала, отраженного от
распределенной (сложной) цели, может быть представлена в виде
произведения частных корреляционных функций, каждая из которых
учитывает какой-либо один фактор, приводящий к флюктуациям ре-
зультирующего отраженного сигнала.

Пример 3: Пусть имеется распределенная цель в ви-
де облака дипольных отражателей. Случайная ско-
рость перемещения отдельного диполя в пределах
облака равна V . Распределение скоростей отдель-

ного отражателя описывается нормальным законом
X	1 Л х	~ Л у)гг2 I _2

со

дп

Найдем корреляционную функцию комплексной ам-
плитуды результирующего сигнала, отраженного
от облака дипольных отражателей, #сб(т) обуслов-
ленную собственным случайным перемещением от-
ражателей по формуле (2.66).

Для решения данной проблемы, во-первых,
представим смещение дипольных отражателей за
время	в виде

=	= Л1)эо.

(2.67)

Во-вторых, подставим (2.67)в формулу (2.66)
и. учитывая, что = Т, получаем
или окончательно получим

МТ) = еХР<

(2.68)

Из формулы (2.68) видно, что корреляционная функция флюк-
туацией комплексной амплитуды тем шире, чем меньше среднеквад-
ратическое значение скорости перемещения дипольного отража-
теля и больше длина волны зондирующих колебаний. Выражение
(2.68) может быть использовано при определении корреляционных
функций флюктуаций отраженных сигналов от множественных и
сложных целей.

Случайные флюктуации амплитуды и фазы отраженных сиг-
налов зависят как от отражающих свойств распределенных целей и
ориентации их относительно носителя РЛС, так и от параметров са-
мой РЛС, а именно: от положения элементарных отражателей в про-
странстве и характера их собственных движений, от формы ДН ан-
тенной системы и ее ориентации относительно векгора скорости
носителя, от формы зондирующего сигнала и поляризации, от зако-
нов движения носителя и сканирования антенны РЛС. Кроме того, к
указанным факторам необходимо добавить и влияние внешней сре-
ды - состояние атмосферы, ее турбулентность, возникающие вибра-
ции в процессе работы двигателя ЛА и т.п.

Экспериментальные исследования показывают, что корреля-
ционная функция флюктуаций амплитуды сигнала, отраженного от
самолета, может быть записана в виде

_М

кх(т) = е ‘к соз (2тгГснт),

где тк - параметр, характеризующий корреляцию случайных изме-
нений амплитуды во времени; Усм - частота затухания колебаний
корреляционной функции.

Величина тк называется временем корреляции. Для самоле-
тов-истребителей величина тк находится в пределах 0,3... 1,0 с, а
частота /см - в пределах 2... 10 Гц (при Х=3см).

Спектральную плотность флюктуаций 5фл(/) отраженных
сигналов от сложной или распределенной цели можно найти по кор-
реляционной функции, если воспользоваться известным соотноше-
нием Винера-Хинчина, связывающим *$фЛ(/)и Л(т) через преобра-
зование Фурье. В частности, используя (2.68), можно найти спек-
тральную плотность флюктуаций комплексной амплитуды сигнала,
обусловленную случайным перемещением отражателей, входящих в
распределенную цель. Исходя из соотношения Винера-Хинчина, за-
пишем

Хфл(7)=рл(т)е-'2*А =

—ОО

00	1 Г4тс

--------а,

2

I т2

е~*21^с1х -8^ ехр

(2.69)

где 5о - спектральная плотность при/= 0, определяемая выражением

(2.70)

Д/фЛ - ширина спектра флюктуаций, равная

(2.71)

При этом видно, что величина ДА 7 характеризует среднеквад-
ратическое изменение доплеровского смещения частоты ау. в от-
раженном сигнале от распределенной цели при среднеквадратиче-
ском отклонении собственных скоростей перемещения отражателей,
равном , то есть Л/; _ = ъ? .

В многочисленных работах показано, что спектральную плот-
ность флюктуаций сигналов, отраженных от широкого класса рас-
пределенных целей, также можно представить гауссовским законом
аналогично выражению (2.69).

Из выражения (2.71) следует, что чем меньше длина волны,
тем шире спектр флюктуаций Д/фЛ. Часто основное влияние на ши-

рину спектра оказывает ветер. Чем больше скорость ветра, тем ин-
тенсивнее разброс скоростей отражателей (среднеквадратическое
значение ау).

Таблица 2.2

Среднеквадратические значения разброса скоростей
отражателей распределенных целей

Тип цели	, м/с
Редкий лес (безветрие)	2
Местность, покрытая расти- тельностью,	при ветре:  -	20 км/ч  -	50 км/ч  -	70 км/ч	4-7 12-15 33-40
Морская поверхность при вет- ре 15 -37 км/ч	70-100
Преднамеренные пассивные дипольные помехи при ветре - 5- 20 км/ч -	50 км/ч	40-90  100-130
Дождевые облака	200-400

В табл. 2.2 приведены характерные значения аг, найденные

экспериментально. При известной длине волны X и величине из
табл. 2.2 можно, опираясь на выражение (2.71), вычислить ширину
спектра флюктуаций.
2.5.	ФЛЮКТУАЦИИ ФАЗОВОГО ФРОНТА
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ВОЛН, ОТРАЖЕННЫХ
ОТ СЛОЖНЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ЦЕЛЕЙ

При отражении ЭМВ от точечной цели фазовый фронт отра-
женной волны является сферической поверхностью и описывается
4тг

уравнением —2? = соп8!. В случае сложной цели результирующий

отраженный сигнал формируется путем суммирования сигналов, от-
раженных элементарными отражателями («блестящими точками»),
составляющими цель. При этом фазовый фронт отраженной суммар-
ной волны будет отличаться от сферического.

Основные закономерности, которые присущи изменениям фа-
зового фронта волны, отраженной от сложной цели, рассмотрим на
примере цели, состоящей из двух точечных целей (рис. 2.18).

Будем считать, что расстояние от РЛС до центра базы рав-

но В. Тогда комплексную амплитуду результирующего поля отра-
женной волны от двухточечной цели в точке расположения РЛС

можно представить в виде

(2.72)

пли

(2.73)

Следовательно, фаза комплексной амплитуды результирующе-
го поля имеет вид
Фсум

Б + агс1§

(Ц -Ц2)
«л+^2)

(2.74)

Как видно из (2.74), фаза результирующего поля определяется
двумя слагаемыми. Первое соответствует фазовому сдвигу, обуслов-
ленному отражениям от некоторой точечной цели, удаленной от РЛС
на расстояние Р, а второе характеризует дополнительный фазовый
сдвиг, обусловленный интерференцией отраженных волн от точеч-
ных источников 1 и 2, разнесенных в пространстве на величину
и наблюдаемых РЛС под углом у.

Из (2.74) следует, что фазовый фронт результирующей волны
является несферическим и описывается уравнением

= СОПЗ!,

(2.75)

Р7

где а = —— — --- - отношение амплитуд сигналов, отраженных

от целей 1 и 2.

При движении двухточечной цели ориентация ее относительно
носителя РЛС будет меняться, а следовательно, будет меняться и
фаза результирующего поля в точке расположения РЛС в соответст-
вии с (2.74). Изменение фазы свидетельствует о том, что эквифазная
поверхность или фронт отраженной волны искривлен по сравнению
со сферическим фронтом волны, отраженной от точечной цели. Так
как направление на цель определяется по нормали к фазовому фрон-
ту волны, то при определении углового положения двухточечной
цели возникают ошибки. Поскольку рассматриваемая цель является
упрощенным вариантом реальной цели, у которой число «блестя-
щих» точек значительно больше двух, то аналогичные ошибки воз-
никают при определении углового положения и реальных целей. На
рис. 2.18 обозначено: 1 - фазовый фронт точечной цели (в точке О);
2 - касательная к фазовому фронту 1; 3 - касательная к фазовому
фронту двухточечной цели (Ц] и Ц2); 4 - фазовый фронт двухточеч-
ной цели.
В соответствии с (2.74) фазу результирующей комплексной
амплитуды отраженной волны можно записать как

= — о+Т(т).
Л

При Т(у) = 0, фсум = —И 9 что характерно для точечной цели.

Л

Дополнительный сдвиг по фазе относительно сферического
фронта равен

Т(у) = агс1д

(1-«)

(2.76)

Имеется кажущийся или эффективный центр отражения (точка
О’ на рис. 2.18), то есть точку в пределах цели или за ее пределами
куда направлена нормаль к волновому фронту отраженной волны в
точке расположения РЛС. Отклонение равно углу 8у.
Величина смещения ДА кажущегося центра отражения отно-
сительно центра базы двухточечной цели может быть больше, чем
0,5 Ац, то есть выходит за пределы габаритов цели. На величину
смещения ЛА оказывает влияние соотношение между величинами
ЭПО элементарных целей, входящих в двухточечную цель. Напри-
мер, если <7=0,9, то эффективный (кажущийся) центр отражения на-
ходится в точке, отстоящей от центра базы на 10 габаритов размера
цели:

макс

Гц(1 + 0,9)
2(1 - 0,9)

«10Гц.

Поскольку, как отмечалось ранее, двухточечная цель является
упрощенным вариантом реальной цели, то аналогичные явления бу-
дут иметь место и при наблюдении реальных сложных целей, на-
пример самолетов или наземных объектов. Как показывают экспе-
риментальные исследования отражений от цели в виде линейного
набора отражателей, равномерно распределенных по длине Ац, эф-
фективный центр отражения вследствие флюктуаций фазового фрон-
та результирующей отраженной волны примерно в течение 13,4 %
времени наблюдения находится вне размера Ац (габаритов цели).
Распространяя результаты эксперимента на реальные цели, можно
утверждать, что в процессе их наблюдения происходит изменение
положения («блуждание») эффективного центра отражения целей.
Данные флюктуации, приводящие к ошибкам изменения углового
положения цели, называют угловым шумом цели. Угловой шум ре-
альной цели проявляется обычно в виде случайных смещений кажу-
щегося местоположения цели относительно «центра тяжести» рас-
пределения ее отражающих участков («блестящих» точек). Причем
положение «центра тяжести» будет зависеть от ракурса наблюдения
цели.

Как показывают экспериментальные исследования на больших
и средних дистанциях угловой шум, выраженный в линейных еди-
ницах смещения кажущегося положения цели относительно «центра
тяжести» распределения ее отражателей, не зависит от дальности, а
среднеквадратическое значение оцс отклонения эффективного цен-
тра отражения можно определить по формуле

где 7?ц- эквивалентный радиус случайного расположения отражате-
лей относительно «центра тяжести».

Типичные значения ацо для реальных целей типа «самолет»
находятся в пределах от 0,15 Ц до 0,25 Гц. Величина <зц зависит от
характера распределения основных отражающих элементов таких,
как двигатели, подвесные баки и т.д. Для самолета с одним двигате-
лем, например самолета-истребителя, при обучении его со стороны
носа сцо ~0,1 Д,, а для больших самолетов, имеющих двигатели вне
фюзеляжа и топливные баки на консолях крыла, при тех же условиях
облучения - оцо~0,ЗЛц. При боковом облучении самолета за счет
более равномерного расположения отражателей сц) ~0,3	.

В результате экспериментальных исследований установлено,
что спектр угловых шумов цели является низкочастотным и имеет
максимальную интенсивность в полосе частот от 0 до 5 Гц.

Поскольку блуждания эффективного центра отражения про-
исходят в пределах некоторого объема, заключающего реальную
цель, то кроме флюктуаций по угловым координатам возникают и
флюктуации времени прихода отраженного сигнала. Данные флюк-
туации приводят к ошибкам в определении дальности до цели, кото-
рые по аналогии с угловым шумом называют шумом дальности, од-
нако обычно величина этой ошибки не превышает геометрических
размеров цели в направлении облучения. В качестве оценки средне-
квадратической ошибки од фл измерения дальности, обусловленной
флюктуациями времени запаздывания, может быть использована
величина, равная (0,1-0,3) Ь 9 где Ь - протяженность цели вдоль
координаты «дальность».

Спектральные свойства шумов дальности близки к спек-
тральным свойствам углового шума, то есть шум дальности является
низкочастотным, ширина спектра слабо зависит от ракурса наблю-
дения цели, а максимальная интенсивность шумов приходится на
полосу от 0 до 5 Гц.

2.6.	РАДИОЛОКАЦИОННАЯ ЗАМЕТНОСТЬ ЦЕЛЕЙ
И ПУТИ ЕЕ СНИЖЕНИЯ

Совокупной характеристикой радиолокационных целей явля-
ется их заметность. Данная характеристика определяет возможность
обнаружения целей с помощью РЛС. При этом под радиолокацион-
ной заметностью понимают способность целей создавать в точке на-
хождения РЛС, ведущей наблюдение, плотность потока мощности
достаточную для их обнаружения. Как это следует из физических
процессов, связанных с отражением радиоволн, радиолокационную
заметность целей определяют, главным образом, геометрическая
форма, размеры и материал цели, из которого она изготовлена. При
этом наибольшую заметность при одинаковых размерах и условиях
наблюдения имеет те цели, которые имеют больше изломов, высту-
пов и вогнутых участков, близких к прямому углу, то есть те участки
(области) поверхности, которые являются центрами отражения
(«блестящими» точками) радиоволн. Кроме того, одни и те же цели
по-разному ведут себя при облучении их зондирующими сигналами,
имеющими разные несущие частоты, так как меняются условия от-
ражения радиоволн. Это позволяет, используя, например, многочас-
тотные РЛС, обнаруживать цели, которые являются «невидимыми» в
каком-то одном диапазоне длин радиоволн.

Непосредственно с проблемой заметности радиолокационных
целей связана проблема снижения их ЭПО, так как при прочих рав-
ных условиях именно эта характеристика цели является определяю-
щей при определении их заметности. Снижение радиолокационной
заметности целей позволяет сократить время, необходимое против-
нику, на принятие решения по уничтожению наблюдаемой цели и
тем самым повысить ее живучесть. Опыт применения самолетов со
сниженной заметностью, выполненных по технологии «Стеле», по-
казал высокую эффективность данных ЛА при противодействии их
РЛС различного назначения.

Снижение ЭПО целей, а следовательно, и их заметности, воз-
можно за счет сокращения (уменьшения) количества центров отра-
жения («блестящих» точек) на поверхности. Ибо данные участки
поверхности цели вносят основной вклад в поле отраженной волны.

В связи с этим существуют следующие пути снижения радио-
локационной заметности целей:

1)	за счет выбора конфигурации объекта, обеспечивающей ми-
нимум плотности потока мощности в направлении на облучающую
РЛС;

2)	за счет использования противорадиолокационных покрытий
на поверхности целей (объектов);

3)	за счет использования в конструкции целей материалов, по-
глощающих ЭМВ.

Непосредственно к данным способам снижения радиолокаци-
онной заметности целей примыкает и их маскировка с помощью
специальных отражателей, имеющих значительные величины ЭПО,
которые искажают истинную картину отражения ЭМВ в окрестности
прикрываемой цели.

При снижении радиолокационной заметности первым спосо-
бом конфигурацию выбирают такой, чтобы уменьшить количество
центров отражения на ее поверхности, формирующих отраженный
от цели сигнал в направлении на облучающую РЛС. Возможно два
варианта конфигурации. Первый - особенности конструкции по-
верхности цели и ее форма таковы, что основная доля энергии па-
дающей волны отражается поверхностью цели в направлениях, не-
совпадающих с направлением на облучающую РЛС. Второй - кон-
фигурация поверхности цели такова, что падающая на нее волна
равномерно рассеивается по ее поверхности и в направлении на об-
лучающую РЛС отражается незначительная доля энергии падающей
ЭМВ. Особенности же конструкции поверхности цели, влияющие на
формирование поля отраженной волны, стараются уменьшить.

Противорадиолокационные покрытия, использующиеся для
снижения ЭПО, могут быть двух типов: поглощающие и интерфе-
ренционные. Принцип действия первых основан на превращении
энергии падающей ЭМВ в тепловую, а вторых - на взаимной ком-
пенсации ЭМВ отраженных от поверхности самой цели и противо-
рад ио локационного покрытия. Данные покрытия приводят к значи-
тельному уменьшению коэффициента отражения радиоволн, а это, в
свою очередь, - к уменьшению плотности потока мощности отра-
86
женной волны от цели в месте расположения РЛС, ведущей наблю-
дение.

Для того чтобы в направлении на РЛС отражения от цели не
происходило, коэффициент отражения ее поверхности должен быть
равен нулю. Лучше всего данному требованию удовлетворяют фер-
ромагнетики, а также материалы, выполненные из смеси частиц по-
глощающего вещества и изолированные немагнитным диэлектри-
ком.

Однослойные поглощающие покрытия обеспечивают погло-
щение радиоволн метрового и дециметрового диапазонов. В санти-
метровом диапазоне наиболее эффективны многослойные покрытия
с переменными от слоя к слою параметрами. Первый слой радиопо-
глощающего материала, как правило, делают рельефным. Наиболее
удобен рельеф в виде пирамид с углом при вершине 30 ...60е (рис.
2.19). Такая конфигурация покрытия обеспечивает многократные
переотражения, увеличивающие поглощения падающей волны. Для
уменьшения коэффициента отражения на 20 дБ высота к пирамид
должна быть (О5...О6)Х. Для снижения же коэффициента отражения
на 50 дБ уже необходимо, чтобы Л-(7... 10)Х .

Для уменьшения толщины покрытия (высоты Л) можно ис-
пользовать интерференционные покрытия (рис.2.20). При выборе
толщины с1 покрытия, равной 0,25X, имеет место противофазность
колебаний, отраженных от поверхности покрытия и объекта, а в
случае равенства амплитуд достигается полное уничтожение отра-
жения (взаимная компенсация волн отраженных от поверхности по-
крытия и поверхности объекта Еотр2) (см. рис. 2.20)).

Для расширения диапазона частот ЭМВ, на которых эффек-
тивны интерференционные покрытия, их делают многослойными.
Причем толщина каждого слоя выбирается из условий поглощения
радиоволн определенной длины. Для реализации интерференцион-
ных покрытий обычно используют материалы, полученные из смеси
каучука и карбонильного железа.

Противорадиолокационная маскировка позволяет исказить на-
блюдаемую истинную воздушную или наземную обстановку. Ис-
пользуемые для этих целей различные отражатели изменяют интен-
сивность, создавая ложные цели или, наоборот, затемняя наблюдае-
мые объекты. Например, слабоотражающие водные поверхности, по-


20-60 град,

Рис. 2.20.

Рис. 2.19

верхности бетонированных шоссе, рулежных дорожек и взлетно-
посадочных полос аэродромов могут быть замаскированы группами
уголковых отражателей, установленных на поплавках, на специаль-
ных штангах или подвешены на тросах. При этом на радиолокаци-
онном изображении искажается конфигурация береговой черты, об-
разуются ложные острова или пол\ острова, ликвидируются заливы,
озера, реки, автострады и т.д. Кроме того, для маскировки целей мо-
гут использоваться естественные средства, например растительность
или неровности рельефа местности, которые затеняют прикрывае-
мые объекты, искажая реальную обстановку. Из сказанного следует,
чю маскировка целей может осуществляться как с помощью искус-
ственных отражателей, так и естественных. В качестве искусствен-
ных отражателей обычно выступают различные уголковые отража-
тели, линзы Люнберга, полуволновые вибраторы или диполи. Эф-
фективность маскировки целей повышается при групповом исполь-
зовании уголковых отражателей, объединенных в группы по четыре
или восемь штук. Так как ЭПО данных отражателей велика и слабо
зависит от направления облучения, то использование уголковых от-
ражателей позволяет имитировать как точечные, так и распределен-
ные цели. Поэтому данные отражатели используются как для маски-
ровки воздушных, так и наземных (морских) целей.

Для маскировки воздушных целей, например самолетов, обыч-
но используются дипольные отражатели.

Способы снижения радиолокационной заметности целей тре-
буют для получения адекватной радиолокационной картины окру-
жающей обстановки больших затрат мощности излучения зонди-
рующих сигналов и более чувствительных приемных устройств РЛС
для решения задач обнаружения, разрешения, распознавания и иден-
тификации целей, а также измерения их координат и параметров
движения.

2.7.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Каковы причины и от чего зависит характер вторичного из-
лучения различных целей?

2.	Поясните термин «блестящая точка цели»?

3.	Какие радиолокационные цели относятся к «точечным»,
«сосредоточенным» и «распределенным»?

4.	Что такое одновременно отражающий объем?

5.	Какие радиолокационные характеристики целей Вам извест-
ны?

6.	Дайте определение ЭПО цели.

7.	От чего зависит величина ЭПО радиолокационных целей?

8.	Определите мощность Рпрм сигнала, отраженного от цели
типа самолета-истребителя, в точке расположения облучающей ее
РЛС, если известно: дальность до цели />-50 кмж средняя мощность
ПРД РЛС Рср=80 Вт, диаметр зеркала антенны РЛС б/А=80 см, дли-
на волны зондирующих колебаний Х=3 см.

9.	Определите ЭПО металлической пластины размером 3x4 м,
которая облучается по нормали к ней РЛС с Х=2,8 см. Изменится ли
величина ЭПО данной пластины и на сколько, если угол облучения
будет равен 30 градусов?

10.	Определите величину ЭПО двухточечной цели, если из-
вестно: оЦ1=3 м2, оЦ2=Ю м2, расстояние между точечными целями

10 м, длина волны зондирующих колебаний Х= 3 см, угол на-
блюдения 0ц=30 градусов. Определите также максимальную и ми-
нимальную величины ЭПО данной цели.

11.	Что необходимо знать для того, чтобы определить величи-
ны ЭПО поверхностной и объемной распределенных целей?

12.	Определите величину ЭПО участка вспаханного поля, на-
блюдаемого с помощью РЛС самолета, если известны: высота полета
Нп =5 км, дальность до наблюдаемого участка =40 км, длитель-
ность зондирующих импульсов =1мкс, ширина луча антенны РЛС
в горизонтальной и вертикальной плоскостях 3 градуса, длина волны
зондирующих колебаний Х=10см.

13.	Определите ЭПО облака дипольных отражателей, наблю-
даемого РЛС на удалении 80 км, если известны: диаметр зеркала ан-
тенны б/А =60 см, длина волны зондирующих колебаний Х= 3 см,

длительность зондирующих импульсов =1,5 мкс, плотность ди-
польных отражателей 25 О/м3.

14.	Что является причиной флюктуаций мощности отраженно-
го сигнала от цели и ее ЭПО?

15.	Зависит ли закон распределения флюктуаций мощности
отраженного сигнала от цели и ее ЭПО от условий наблюдения и
параметров зондирующего сигнала?

16.	От чего зависят спектральные характеристики флюктуаций
сигналов, отраженных от сложных и распределенных целей?

17.	Что такое эффективный центр отражения цели?

18.	Поясните причину возникновения углового шума цели.

19.	Что такое шум дальности цели?

20.	Что понимают под радиолокационной заметностью целей?
Глава 3

ОПТИМАЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА ОБРАБОТКИ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

3.1 РЕШЕНИЕ ЗАДАЧИ ОБ ОПТИМАЛЬНОЙ ОБРАБОТКЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

1.	Преобразование информации
в радиолокационных системах

Рассмотренные в главе 1 физические основы радиолокацион-
ных методов обнаружения и измерения координат и параметров
движения целей, а также характеристики радиолокационных целей
(гл. 2) позволяют составить представление о том, какие общие опе-
рации преобразования и обработки сигналов должны быть предпри-
няты, какие технические узлы и элементы необходимы в любой ра-
диолокационной системе.

Процесс радиолокационного наблюдения можно представить в
общем виде следующим образом. Имеется в пространстве ряд объек-
тов (целей), расположенных на различных расстояниях и на различ-
ных угловых позициях относизельно радиолокационной системы.
Объекты (цели) имеют относительные скорости перемещения. Всю
совокупность указанных целей в физическом пространстве можем
назвать пространством целей пространства волновым полем. Дзя
этого применяются различные излучающие устройства, включающие
в свой состав передатчики и антенные системы. Излучается некото-
рый высокочастотный сигнал 5(/), и соответствующие электромаг-
нитные волны обеспечивают «подсвет» пространства целей. Отра-
женные от целей сигналы поступают на систему обработки, которая
имеет необходимые элементы. Для осуществления определенной
наблюдаемости этих целей необходимо обеспечить «подсвет для
приема, усиления сигналов, обработки их и последующего построе-
ния эквивалентного пространства целей в системе отображения ра-
диолокационных сигналов.

Применяемые сигналы позволяют сформировать соответст-
в\ ющий эквивалент пространства целей, но полученный эквивалент
нс бывает точной копией реального пространства целей из-за маски-
рующего действия внутренних и других видов шумов, различных
искажений принимаемых сигналов при распространении или при
отражении от целей.

Устройство обработки по наблюдаемой смеси сигнала и шу-
мов восстанавливает (формирует) эквивалент пространства целей.
По полученному эквиваленту пространства целей необходимо отве-
тить на вопросы, характерные для радиолокационного наблюдения:
имеются ли в зоне наблюдения какие-либо цели (обнаружение це-
лей), каковы координаты и параметры движения обнаруженных це-
лей (измерение координат и параметров движения), каково разреше-
ние целей и какие характеристики имеют цели.

Из-за наличия шумов и искажений на указанные вопросы
можно ответить при обнаружении целей только с определенной ве-
личиной достоверности, а координаты оценить с какой-то погрешно-
стью. Указанное обстоятельство требует привлечения статистиче-
ских методов для нахождения алгоритмов процесса обработки при-
нимаемых сигналов и решения задач радиолокационного наблюде-
ния.

При разработке алгоритмов и нахождении оптимальных реше-
нии удается получить ответы на следующие важные вопросы:

1)	что собой представляет оптимальная система обработки
сигналов для получения эквивалента пространства целей?

2)	каковы необходимые энергетические затраты в РЛ системе
«подсвета» пространства целей для достоверного обнаружения целей
и построения эквивалентного пространства целей для получения
достаточной точности измерения координат и параметров движения
целей?

3)	каковы требования к виду сигналов облучения пространст-
ва целей, которые в конечном итоге обеспечивают получение радио-
локационной «картины» пространства целей с раздельным наблюде-
нием (разрешением) многих целей, находящихся в зоне наблюдения?
Следует отметить, что вся информация о целях находится в
параметрах электромагнитного поля отраженных сигналов.

2.	Модели сигналов

Рассмотрим более подробно, что собой представляют сигналы,
поступающие на вход устройства обработки. В радиолокации отра-
женные сигналы являются некоторой копией излучаемого сигнала
5(7). При отражении от цели возникают следу ющие изменения сиг-
нала, облучающего некоторую точечную цель:

1)	уменьшается амплитуда по сравнению с излученным, что
обусловлено наличием расстояния от РЛС до цели и соответствую-
щим ослаблением электромагнитных колебаний в процессе распро-
странения к цели и обратно к РЛС. Учтем этот фактор введением
амплитудного коэффициента а. Величина а зависит от ЭПО цели и
от расстояния до цели;

2)	появляется запаздывание сигнала на время / = 21) / с;

3)	изменяется несущая частота сигнала на величину, соответ-
ствующую частоте Доплера /дп — 2у / X, если цель движется отно-
сительно РЛС с радиальной скоростью V .

Таким образом, отраженный от /-ой цели сигнал можно запи-
сать в виде

^,(/) = а^-гд,;/0+/Д1В)

(3.1)

где /0 - несущая частота излученного сигнала. Все виды модуляции
излученного сигнала определяются структурой функции 5(/). В
дальнейшем для упрощения записи все параметры сигналов, харак-
теризующие координаты целей и параметры движения будем обо-
значать в виде некоторого вектора , элементами которого могут
быть , а также и угловые координаты. В векторный параметр

. можно ввести и амплитудный коэффициент аг. В этом случае
сигнал (3.1) будем записывать в виде
При наличии многих целей суммарный отраженный сигнал ра-
вен сумме сигналов вида (3.2)

м

(3.3)
1=1

где М - количество целей в зоне наблюдения.

Шумовой сигнал я(/), который накладывается на полезный
отраженный сигнал 5отр, искажает структуру наблюдаемого отра-
женного сигнала, препятствует получению достоверного эквивален-
та пространства целей. Шум ограничивает возможность обнаруже-
ния целей и измерения координат. Шумы в виде аддитивной помехи
обычно представляют собой флюктуационные колебания различного
происхождения. Это могут быть внутренние шумы приемного уст-
ройства, шумы излучения космических источников и т.п. К мешаю-
щим сигналам можно отнести отражения от большого количества
рассеивающих объектов, например, от дождя или снега и т.д.

В результате действия аддитивных помех ??(/) принимаемый
сигнал ^(/) запишем в виде

у(1) = X •?(<, ) + »(<)	(3.4)

1=1

Удобно в ряде случаев использовать комплексную запись сиг-
налов. Обычно сигналы в радиолокации относятся к классу узкопо-
лосных. Излученный сигнал в данном случае будем представлять в
виде

5(/) = ЭДе7(2^+%),	(3.5)

где 8(1) - комплексная амплитуда (огибающая), равная

8(1) = А(0е^\	(3.6)

ф0 - начальная фаза.

Функция А(1) характеризует все виды амплитудной модуля-
ции сигнала 5(/), а ф5(/) - все виды угловой модуляции (частот-
ной, фазовой).

Отраженный сигнал от /-ой точечной цели 5,(/) (ЗД) в ком-
плексном виде запишем как:

(3.7)

В формуле (3.7) комплексная огибающая 5(/ - /д.) имеет вид:

=	(3.8)

а ф . - изменение фазы при отражении от цели.

Вследствие узкополосности сигналов влияние доплеровского
эффекта на форму 5(/) и модулирующие функции Л(/) и ф5(/)
обычно мало, и в записи комплексной амплитуды 5(/ —/д;) можно
эти изменения не учитывать.

3.	Методы определения алгоритмов работы оптимальных
устройств обработки радиолокационных сигналов

Задачи радиолокационного наблюдения пространства целей
можно трактовать как обратную задачу электродинамики.

Действительно, если пространство целей описывать некоторой
функцией Р(0, где 2, - вся совокупность целей и их координат,
размеров (ЭПО) и параметров движения, то после приема сигналов
у(1) требуется восстановить структуру пространства целей по при-
нимаемым (экспериментальным) данным и получить отобра-
жение пространства целей, описываемое некоторой функцией
Рэк (^), которая является зависимостью от измерений принимаемых

сигналов у (Г) и является оценочным эквивалентом пространства
целей:

где /(у) - алгоритм преобразования сигнала при нахождении оценки
пространства целей.

В результате неизбежно имеющихся помех и искажений экви-
валентное пространство целей 77эк (2,) будет отличаться от истинного
пространства целей Р(&) . Алгоритмы решения такой обратной за-
дачи РЛ наблюдения сводятся в конечном итоге к получению оце-
ночного пространства целей

г,к© = р© = Ну!

(3-9)

Так как принимаемые данные у(Г) являются случайными, то и
решение Р(& также является случайным и характеризуется собст-
венным распределением вероятности р{р(^)}, которая является ис-
черпывающей мерой эффективности решения данной обратной зада-
чи.

В настоящее время известно несколько путей нахождения ал-
горитмов решения рассмотренной обратной задачи (задачи радиоло-
кационного восстановления структуры пространства целей).

Метод максимума апостериорной плотности распределения
вероятностей.

Будем считать, что принимаемый сигнал у(1) можно считать
случайным вектором, компоненты которого являются случайными
величинами отсчетных значений. Параметр характеризующий

пространство цели, также является случайным, так как координаты и
параметры движения соответствуют случайным позициям цели и
скорости ее движения. Рассмотрим систему случайных величин, со-
ставленную из компонентов двух векторов у и . Очевидно, что
между ними существует связь, заданная моделью

ЯО =	,

(З.Ю)

которая эквивалентна модели (3.4), но представлена в виде векторов
у, п. Совместная плотность распределения р(у,^) случайных
векторов у и 2, можно на основании теоремы умножения вероятно-
стей (Байеса) представить в виде

р(уЛ) = Р^)р(У^) = Р(у)Р<Му) •

(3.11)
Величина р(2>) - это безусловная плотность распределения
неизвестных параметров, характеризующих пространство целей.
Плотность р(^) к наблюдению у(1) отношения не имеет и отобра-
жает наши допущения о структуре пространства целей, наши знания
о целях, о параметрах до получения сигнала у(1) . Эта плотность
распределения называется априорной. Величина р(у / является
условной плотностью распределения у при условии, что неизвест-
ные параметры 2, приняли некоторое определенное значение. Эта
функция обычно находится аналитически по виду модели сигнала
у(1) (3.4) с использованием известных правил теории вероятностей.
Величина р(у) есть безусловная по отношению к плотность рас-
пределения принимаемых сигналов у(1) . Если получена конкретная
выборка у(1) в процессе наблюдения, то эта функция представляет
собой число, не зависящее от .

Величина />(§ / у) является апостериорной плотностью рас-
пределения неизвестных параметров целей . Эта функция характе-
ризует представление наблюдателя (радиолокационной системы) о
структуре пространства целей и о параметрах после приема сигна-
ла }/(/). Эта функция несет всю возможную информацию о про-
странстве целей после получения в результате приема сигнала экс-
периментальных данных у(1).

Апостериорную плотность распределения принимаем в
дальнейшем в качестве некоторой функции отклика или функцией
приема. В математической статистике эту функцию называют часто
просто статистикой. Из выражения (3.11) следует, что функция от-
клика 1/(^) равна



1
р(у)

(3.12)

где к - коэффициент, не зависящий от .

Решение о параметрах и следовательно о структуре про-
странства целей принимается по правилу максимума Ь(2,), чт0 п0“
7. Изд.№9768	97
зволяет получить оценку :

тахЬ(^) = тахр(^/ у) .

Возможны и другие правила решения, например, нахождение
условных средних значений по р(^ / у) . В ряде случаев достаточно
получить «рельеф» структуры отклика в пространстве , а
анализ этого «рельефа» и принятие решения об оценках предостав-
ляется наблюдателю.

В качестве примера на рис. 3.1 показана структура (рельеф)
функции Л(^) для пространства /д и /дп для двух целей после
приема сигнала у(1).

Видно, что по виду рельефа можно получить представ-
ление о структуре пространства целей, а именно: о наличии двух це-
лей, располагаемых на расстояниях, соответствующих задержками
/д1 и /д2, и о скорости движения этих целей в соответствии с вели-
чинами доплеровских частот /дп1 и /дп2. Можно выполнить обна-
ружение целей по превышению максимумов «рельефа» некоторого
порогового уровня.
Метод максимального правдоподобия. Рассмотрим модель
принимаемого сигнала также в виде (3.10). Считая вектор парамет-
ров неслучайным, можно найти условную плотность распределе-
ния вектора у(1} в виде	Выполняется это при известных

статистических характеристиках шумов п по правилам теории веро-
ятности нахождения законов распределения вероятностей функций
случайных аргументов. После проведения наблюдений и получения
отсчетов вектора у(1) можно оценить, какому значению наиболее
близко соответствует полученное значение у(1). Для этой цели в
функцию условной плотности распределения вероятностей р(у /
подставляют измеренные значения отсчетов вектора у(1). В каче-
стве функции отклика в этом случае принимаем зависимость

ОД = .Р(Ж)>	(3.13)

которую называют функцией правдоподобия. Выбирается векторный
параметр такой, при котором полученные отчетные значения у
наиболее вероятны. Хотя по форме функция правдоподобия Ь(^)
совпадает с условной плотностью распределения вероятностей
р(у!$, их не следует смешивать. Функция правдоподобия - это
переменная величина, аргументом которой является значение
Процедура оценивания параметра и, следовательно, оценивание
структуры пространства цели 7?эк (^) состоит в поиске значения ,
при котором функция правдоподобия максимальна при данном на-
боре отсчетов принимаемого вектора у(1 ). Для иллюстрации на рис.
3.2 показаны условные плотности распределения р(у / 1Л) для пяти
возможных значений сигнала /д1, /д2,...,/д5. Проводится одно изме-
рение у(Г). Значение, полученное при измерении, наиболее близко
соответствует условному распределению для / 3, так как только для
этого распределения величина Г(/д) максимальна. Именно это зна-
чение задержки /д3 и принимаем в качестве оценки / и, следова-
тельно, можно сделать вывод о наличии цели в точке, соответст-
у*
вующей задержке /д3.

Метод минимума различия наблюдаемого пространства целей
и истинного пространства_Р. Если исходить из адди-
тивной модели (3.10), различие пространств оценим некоторым, ин-
туитивно выбираемым, расхождением в виде интеграла квадрата по-
грешности оценки:

(3.14)

О

где /н - время наблюдения сигналов, отраженных от целей. Величи-
на //(О минимальна в том случае, когда наблюдаемое пространство
целей (в данном случае оцениваемая величина 5’(^)) соответствуют
истинному пространству, искаженному шумами и помехами в виде
. В этом случае процедура оценивания заключается в поиске
такого 5(^,/) и, следовательно, при котором обеспечивалась бы
минимальная величина Ь(^). Сигнал 5(^,/) в этом случае часто
называют опорным. На рис. 3.3 в качестве примера приведена зави-
симость Л(^) от одного какого-либо параметра . Видно, что ми-
нимум соответствует совпадению истинного значения с наблю-
даемым (если не учитывать случайного характера зависимости
Л(^) ПРИ действии шумов и помех).

Рис. 3.3

Если рассмотреть случай одной цели, расположенной на неко-
тором расстоянии 7Эц и имеющей скорость V то соотношение
(3.14) можно представить в виде

Д'.; /.)=I к') - X' -'.; Л+/. )Г л 	0-15)

О

где 1С и X - переменные, которые эквивалентны искомым
/дц = 2ЛЦ /си /дпц -	/ X в пространстве переменных и /с.

Минимум !,(/,;/с) наблюдается в том случае, когда / сравняется с

Раскроем квадрат в подынтегральном выражении (3.15)

о	о

-2|яФ(^ч;/о+Л)^-

(3.16)

о

Очевидно, что минимум И/с',/с) в (3.16) достигается при
максимуме корреляционного интеграла Ч'(^с;/с), равного величине:

101
чЧ; Л) = / у(№ -К	(з  17)

О

В комплексом виде:

7н

чЧ; /с) = / у№ <* Ч; Л + /с № •	(3 18)

о

Таким образом, метод минимума различий наблюдаемого и
истинного пространства целей превращается в метод максимума
корреляционных различий (максимум корреляционного интеграла).
На рис. 3.3 показана зависимость корреляционного интеграла \у(1с)
от переменной 1С для рассматриваемого примера.

Следует отметить, что функция расхождения вида (3.14) ис-
пользуется обычно и в методе наименьших квадратов.

Итак, возможны различные подходы для оценивания структу-
ры наблюдаемого пространства целей. Полученные функции отклика
далее могут использоваться для решения различных задач радиоло-
кационного наблюдения: обнаружения целей с выявлением необхо-
димой энергии облучения целей; оценивания координат с необходи-
мой точностью; разрешения целей, при котором обнаруживаются и
определяются координаты нескольких целей.

Среди всех возможных методов оценивания наблюдаемого
пространства целей существует единственный алгоритм, который
приводит к оценкам несмещенным, эффективным, имеющим нор-
мальные распределения погрешностей. Такие алгоритмы принято
называть оптимальными. Методы максимума апостериорных плот-
ностей распределения вероятностей и максимума функции правдо-
подобия приводят к оптимальным алгоритмам. Функции отклика
/х(^) в этих случаях следует рассматривать как результат оптималь-
ного преобразования принимаемых сигналов у(/), позволяющий
наиболее полно судить о неизвестной структуре пространства целей
(о величинах вектора ^) на фоне помех. Функции отклика, постро-
енные указанным образом, сохраняют всю полезную информацию о
пространстве целей, имеющуюся в принимаемом сигнале у(1) .

Во многих случаях оптимальные алгоритмы Ь(^) при практи-
ческой реализации содержат ряд операций, которые не являются
принципиально необходимыми для решения конечной задачи оцени-
вания структуры пространства целей. Часто можно и целеобразно
упростить функции отклика таким образом, чтобы алгоритмы,
полученные в результате упрощений, не изменили положение мак-
симума в пространстве неизвестного параметра . Полученную та-
ким образом функцию (алгоритм обработки) будем называть алго-
ритмом оптимальной обработки, или функцией достаточного
приема, или достаточной статистической (как это принято в ма-
тематической статистике). В ходе упрощений могут учитываться
различные дополнительные априорные данные о пространстве целей
и о случайных составляющих и шумах.

Важно отметить, что практически все методы оптимизации об-
работки сигналов при наблюдении целей на фоне га\ ссовских шумов
приводят к одному и тому же алгоритму оптимальной обработки
сигналов, при котором основной операцией преобразования сигна-
лов является получение корреляционного интеграла вида (3.17). Этот
корреляционный интеграл и является достаточной функцией опти-
мальной обработки сигналов:

Лых = уМ; Л) = | у (ОМ -о ,/<>+Л № 	<3 •19)

о

В качестве примера получения алгоритма (3.19) рассмотрим
оптимальную обработку сигналов по методу максимума правдопо-
добия при аддитивной модели сигналов (3.10).

4.	Алгоритм оптимальной обработки
по методу максимального правдоподобия

В соответствии с правилом нахождения алгоритма оптималь-
ной обработки по методу максимального правдоподобия (3.13) най-
дем условную плотность распределения вероятностей р(у/& для
случая известного по форме сигнала $(/). Предполагается, что по
высокой частоте форма и структура сигнала известны в пределах
интервала времени наблюдения /н. В дальнейшем такой сигнал бу-
дем называть когерентным, так как его высокочастотная структура
полностью известна. В качестве указанного сигнала могут быть и
пачки когерентных импульсов, с постоянной несущей, фазы которых
известны или изменяются по заданному закону. Таким сигналом мо-
жет быть и высокочастотный импульс с частотной модуляцией по
известному закону и т. п.

Обработку такого полностью известного по форме сигнала на-
зывают когерентной обработкой.

Принимаемый 8г отраженный сигнал (3.2), хотя и его форма и
структура известны, имеет ряд неизвестных параметров , связан-
ных с координатами и скоростью движения целей, а также неизвес-
тен амплитудный коэффициент а и начальная фаза.

Шум п(1) считаем гауссовским с равномерной спектральной
плотностью в пределах полосы частот 2Д/^ . Предлагаем, что спектр
сигнала находится внутри интервала частот	(±А/ш ).

Рис. 3.4

Для определения условной плотности распределения вероят-
ностей сигнала используем дискретное представление у(1) в виде
(рис. 3.4):

к = 1,2,...,Л/,

где М - число отсчетов за интервал времени /н, равное

М = /„/ ДЛ.
Интервал отсчетов Д/ определяется шириной спектра шума
А/ — 1 / 2Д/ш (в соответствии с теоремой отсчетов Котельникова).

Плотность распределения вероятностей для отсчетов шумово-
го напряжения соответствует гауссовскому закону, и при среднем
значении шума, равном нулю, равна:

Ж) =

(3.20)

где Рш - мощность шума, равная дисперсии шумовых отсчетов:

Р =^2Д/’ = ^Д/ .
ш 2	*^ш	0 •'ш

(3.21)

Величина 7У0/2 - спектральная плотность шумов в пределах

полной полосы частот 2Д/ш (в положительной и в отрицательной
областях частот).

Условная плотность распределения вероятностей для отсчетов

д/к соответствует распределению пк, но со смещением на величину
отсчета сигнала . Отсчет сигнала $1К не является случайной вели-
чиной. Итак, имеем

(3.22)

Шумовые отсчеты не коррелированы между собой. Это позволя-
ет записать условную совместную плотность распределения вероят-
ностей для всех отсчетов (у{, у2,..., ум ) в виде

Р(УХ,-,= РЬФМ^2А,2)-РСИмАй/) =

м
Сумму в показателе экспоненты можно представить в виде инте-
грала по времени 1\

2 (у. - $,.)’ = 2Д/Ш | [у(0 - 3, (ОТ л.

(3.24)

В этом случае (3.23) запишем в виде:

Условные распределения принимаемого сигнала у(1) при за-
данном 5у(/) являются функцией или функционалом правдоподобия.
Преобразуем функционал правдоподобия (3.25) таким образом, что-
бы выделить элементы, связанные с наблюдаемым сигналом у(1) и
зависящие от заданного сигнала Следовательно, таким обра-
зом найдем достаточную статистику, или алгоритм оптимальной
обработки сигнала у(1).

Так как максимум функции правдоподобия
Ь(у/5.) =	^(0) не изменяется, если выполнить логарифми-

рование (3.25), то получаем достаточную статистику в виде:

(3.26)

О

Если рассматривать 5,(0 как опорный (“пробный”) сигнал
50П — $ (0 5 то получаем полное соответствие результата с методом
минимума интеграла квадрата погрешности оценки сигнала (см.
(3.14) или (3.15)).

Итак, основная операция, которая должна быть выполнена при
приеме сигнала у(?) для получения оценки координат и параметров
движения цели по методу максимума правдоподобия, заключается в
формировании корреляционного интеграла
00

Лых = Л;Л) = | Х'М' -	+ ЛХ

—СО

(3.27)

максимум которого соответствует совпадению принятой модели
пространства целей с истинным распределением целей. В более уз-
ком смысле максимум корреляционного интеграла >увых =
позволяет обнаружить цель и определить ее координаты и парамет-
ры движения.

3.2.	СВОЙСТВА ОПТИМАЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

1.	Максимизация отношения мощности
выходного сигнала к мощности шумов

Одно из свойств оптимального усзройства обработки сигналов
является накопление энергии отраженного от цели сигнала и форми-
ровании выходного напряжения уъъ1Х, мощность которого в макси-
муме пропорциональна полной энергии принимаемого сигнала. Та-
ким образом, оптимальная система обработки как бы «собирает» всю
энергию сигнала и представляет ее в форме одного отсчета в макси-
муме выходного сигнала .

Покажем, что в оптимальной системе отношение мощности
выходного сигнала к мощности шумов достигает своего максималь-
ного значения, количественно равного отношению полной энергии
отраженного от цели сигнала к спектральной плотности шумов на
входе системы.

Подставим в формулу для выходного сигнала (3.27) выраже-
ние для входного сигналаХО в виде аддитивной суммы:

Д/)=«^-гд;/о + /Дп)+"0	(328)

Получаем тогда
со

Лых О'с; Л)=а /	- *д; Л + /Дп X 0 -1 с; Л+Л +

—ОО

В формуле (3.29) имеются сигнальная часть - первое слагаемое:

ОО

—ОО

и шумовая часть - второе слагаемое:

со

л„ =	(331)

—оо

Мощность выходного сигнала Рвыхс в максимуме УЪЪ1ХС, то
есть, когда I = 1Л и / = / , равна

—00

Обозначим величину

оо

—со

Эта величина Ео, так называемая энергия «формы» сигнала -

энергия опорного сигнала, которая зависит от применяемого вида
сигнала и его амплитудной модуляции. В ряде случаев вводят нор-
мировку, полагая Ео — 1.

Заметим, что энергия принимаемого сигнала зависит от ампли-
туды а и может быть представлена в виде:
Следовательно, энергия Е отличается от Е° квадратом ампли-
тудного коэффициента а.

Мощность выходного сигнала Ръыхс оптимального устройства
обработки, как это следует из выражений (3.32) и (3.33), равна

Лых с = ^Е20 - ЕЕ0.	(3.35)

Найдем мощность шумов на выходе оптимального устройства
- как среднее значение от квадрата шумового напряжения, которое в
среднем равно нулю Хых ш = 0 :

(3.36)

Для упрощения преобразований считаем, что шум «белый» и
имеет корреляционную функцию в виде дельта-функции

(3.37)

где 7УС / 2 спектральная плотность шумов.

Преобразуем (3.36)

^—00—00

х5(/] -/0;/0 +/с)8 (/2	+/с)а&1б&2}=

оо

=	+Л)х

—оо

(3.38)

X д? (^2 Уо

Подставим значение корреляционной функции (3.37) в выра-
жение (3.38). С учетом свойства интегралов с дельта-функциями, а
именно

ОО

00
получаем

р.„.=О5(''-Ф’'‘;л+л)х

—оо—оо

(3.39)

Найдем отношение мощностей сигнала и шума на выходе оп-
тимального устройства, используя найденные выражения (3.35) и
(3.39)

(3.40)

Для любой неоптимальной системы выходное отношение мощ-
ности сигнала в максимуме к мощности шума всегда меньше вели-
чины 2Е / #о.

С^вых.н.опт

г^вых.опт

2Е

Л'/

Еще раз подчеркнем, что оптимальная система обработки РЛ
сигналов концентрирует, «собирает» всю энергию приходящего от-
раженного сигнала в один отсчет в максимуме выходного напряже-
ния.

2.	Сигнальная часть выходного сигнала
оптимального устройства обработки - это взаимная
корреляционная функция применяемого РЛ сигнала

Используем выражение (3.30) для анализа сигнальной части
выходного сигнала оптимальной системы в зависимости от величи-
ны рассогласования положения цели по дальности (рс — /9Ц) и по
доплеровской частоте (/ -/с). При комплексном представлении

радиолокационных сигналов сигнальную часть выходного сигнала

запишем в виде
(3.41)

Видно, что выходной сигнал УвыхСх^с) представляет собой
взаимную корреляционную функцию принимаемого сигнала и опор-
ного	в виде зависимости от относительного рассо-

гласования по задержке на дальность - 1г) и рассогласования по
доплеровским частотам. Обозначим соответствующие рассогласова-
ния в виде

(3.42)

(3.43)

Преобразуем выражение (3.41) с учетом введенных обозначе-
ний (3.42) и (3.43) и получим

вых. с

- 00

Выражение в фигурных скобках представляет собой так назы-
ваемую «функцию неопределенности», которая более детально рас-
смотрена в гл.6 в связи с решением проблемы разрешающей способ-
ности РЛ систем. Если обозначить функцию неопределенности, вхо-
дящую в выражение (3.41), как

со

(т, \-) = 18(()8*(( - тУ2т'(И,

—СО

(3.45)

то выходной сигнал (3.44) запишем в виде

У вых. с

(3.46)

Таким образом, часть выходного напряжения оптимального
устройства обработки сигналов пропорциональна функции неопре-
деленности РЛ сигнала.

3.3.	ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ
ОПТИМАЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ ОБРАБОТКИ РЛ СИГНАЛОВ

В соответствии с полученными выше результатами оптималь-
ное устройство обработки РЛ сигнала может быть реализовано на
практике в виде нескольких вариантов устройств.

1.	Корреляционные устройства

Первым вариантом устройства обработки является коррелятор,
который состоит из умножителя и интегратора (рис.3.5,а). Это пря-
мая реализация алгоритма оптимальной обработки (3.27). На вход
умножителя подается входной у(1) и опорный сигнал
\.(')=5(<-/е,Л+Л). который формируется в блоке формиро-
вания опорных сигналов. Величина сдвигов 1С и /с может изме-
няться таким образом, чтобы на выходе коррелятора формировался
максимальный выходной сигнал (в момент времени, когда и
когда /с = /дп).

Однако описанный простой коррелятор имеет существенный
недостаток, который заключается в том, что на поиск нужных значе-
ний и /с уходит достаточно большое время. Это обстоятельство в
ряде случаев не может быть допустимым в определенных тактиче-
ских условиях. Ло этой причине целесообразно иметь набор кор-
реляторов (рис. 3.5,6), каждый из которых состоит из своего ум-
ножителя и интегратора. Количество корреляторов обычно соот-
ветствует возможному дискретному набору значений 1сХ\1с2^и
• Для беспропускного наблюдения в интервале дально-
стей АВ и интервале доплеровских частот Д/^ необходимо, что-
бы дискреты по дальности —и по доплеровской частоте
Интегратор 1

Увых

§0)

Формирователь опорных
сигналов

б)

Рис. 3.5
не превышали значения соответствующих разрешаю-

щих величин 5/д <

(3.47)

В этом случае количество корреляторов должно быть не
меньше величины

(3.48)

Недостатком этой схемы является трудность формирования
опорных сигналов с небольшими разносами по доплеровской часто-
те “ /с]) и громоздкость всей схемы.

По этой причине разработан еще один тип корреляционных
устройств, который можно назвать корреляционно-фильтровым уст-
ройством. Для этого типа коррелятора характерно разделение проце-
дуры формирования опорного сигнала на две операции: первая -
подбор и согласование по форме и задержке во времени и вторая -
по доплеровской частоте. На рис. 3.6 показана возможная схема кор-
реляционно-фильтрового устройства. На умножитель поступает
только селектирующий сигнал (импульс), длительность которого
равна длительности полезного сигнала (или его части), а положение
по задержке относительно излученного сигнала соответствует вре-
менной задержке отражения от цели. Доплеровская селекция выпол-
няет роль интегратора, так как узкополосный фильтр соответствует
интегратору на частоте настройки фильтра.

В ряде частных применений могут быть отличия в структуре
корреляционного устройства, но основная идея разделения форми-
рования опорного сигнала на два этапа является характерной для
таких корреляционно-фильтровых систем. В частности может ис-
пользоваться и многоканальная схема (аналогично схеме рис. 3.5,6).
Рис. 3.6

2.	Согласованные фильтры

Второй вариант построения оптимальных устройств обработки
сигналов представляет собой инвариантную к моменту прихода от-
раженного сигнала линейную систему, которую называют согласо-
ванным фильтром. Использование линейного фильтрующего уст-
ройства в качестве оптимального устройства обработки РЛ сигналов
основано на следующих положениях.

Как известно, выходной сигнал любого линейного четырехпо-
лосника (фильтра), импульсная характеристика которого Л(Г), равен:

(3-49)

где у(х) - входной сигнал линейного фильтра.

Если импульсную характеристику Л(Г) выбрать в виде, удовле-
творяющем соотношению для корреляционного интеграла (3.27):
то выходное напряжение у х (формула (3.49)) запишется в форме:

ОО

Кых (0 = / У(х)$* (х~(*- (а ))<&	(3.51)

-оо

Видно, что в момент времени, когда

I = К + Л ,
С О ’
выходное напряжение линейного устройства точно равно корреля-
ционному интегралу (3.27). Таким образом, линейный фильтр,
имеющий импульсную характеристику (3.50) в виде «зеркального»
отображения применяемого сигнала 5*(/о — х), выполняет операцию
оптимальной обработки РЛ сигналов. Такой линейный фильтр назы-
вается согласованным фильтром, так как его импульсная характери-
стика А(0 «согласована» с сигналом 8(1). Постоянная величина /о
выбирается для обеспечения физической реализуемости согласован-
ного фильтра, то есть достигается условие, при котором импульсная
характеристика не формировалась бы раньше воздействующего
дельта-импульса.

Частотную характеристику согласованного фильтра найдем,
выполняя преобразование Фурье импульсной характеристики (3.50):
со
--со
ОО

Следовательно, частотная характеристика согласованного
фильтра соответствует комплексно сопряженному значению спек-
тральной характеристики сигнала 5* (/).

Особенно простым является соотношение, определяющее ам-
плитудно-частотную характеристику согласованного фильтра. Эта
характеристика пропорциональна амплитудному спектру сигнала:
116

(3.52)
ясф(/) = 5(/)

(3.53)

Набор согласованных фильтров

Рис. 3.7

Еще раз подчеркнем, что согласованный фильтр инвариантен
ко времени прихода отраженного сигнала. В момент времени
/ — / + / выполняется оптимальная обработка сигнала. Однако со-
С о

гласованный фильтр необходимо настраивать на соответствующую
частоту доплеровского сдвига, то есть необходимо иметь набор со-
гласованных фильтров для всего возможного диапазона доплеров-
ских частот (рис.3.7).

3.	Обработка радиолокационных данных

Обработку радиолокационной информации часто разбивают на
два этапа: обработку РЛ сигналов и обработку РЛ данных (иногда
второй этап называют вторичной обработкой РЛ сигналов).

На первом этапе - обработке РЛ сигналов - решаются задачи
обнаружения и измерения координат и параметров движения целей в
позициях их мгновенных отсчетов, когда можно считать параметры
движения постоянными. Обработка на этом первом этапе выполня-
ется за один элемент времени облучения целей, например, за период
облу чения при обзоре пространства. Обработка сигналов в этом слу -
чае выполняется процессором РЛ сигналов, в котором реализованы
алгоритмы оптимальной обработки (ПРС), рассмотренные выше.

Второй этап работы устройств обработки - обработка РЛ
данных - связан с непрерывным или дискретным сопровождением
целей, а также с решением задач распознавания целей, устранением
неоднозначностей измерений, наблюдаемых на первом этапе, реше-
ния задач помехозащиты и т. п.

На первом этапе формируются первичные РЛ данные, которые
затем в процессорах РЛ данных (ПРЛД) обрабатываются для реше-
ния указанных выше задач. Обработка РЛ данных в современных РЛ
системах выполняется с помощью ЭВМ.

Каждая цель имеет, вообще говоря, свою “историю" во време-
ни - траекторию движения, которая является значительно более
полной информационной характеристикой цели, чем мгновенные
значения ее текущих координат и скорости. Траектория движения
цели описывается некоторой векторной функцией 0(1), которая зави-
сит от типа цели, ее маневренных возможностей, скорости и т.д. На
траекторию цели оказывают влияние также случайные факторы: из-
менение структуры среды, в которой происходит движение, различ-
ные погрешности, возникающие в процессе движения и управления
объектом, и др. факторы. По этим причинам множество возможных
траекторий движения целей в общем случае можно рассматривать
как реализации некоторого случайного процесса. В результате ре-
альные наблюдаемые процессы у{1) отличаются от /3(0- Процедуры
обработки РЛ данных по указанным причинам также носят стати-
стический характер. Оптимальное решение задач оценивания траек-
торий и параметров этих траекторий возможно методами линейной и
нелинейной фильтрации. Выбор алгоритмов фильтрации зависит от
степени компромисса между возможностями ЭВМ, количеством со-
провождаемых целей, их динамикой и требуемой точностью ото-
бражения траекторий целей.

В последующих главах рассматриваются различные алгорит-
мы решения как вопросов первичной обработки РЛ сигналов, так и
обработки РЛ данных.
3.4.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Какие существуют методы нахождения алгоритмов работы
оптимальных устройств обработки радиолокационных сигналов?

2.	При рассмотрении метода минимума различий наблюдаемо-
го эквивалентного пространства целей и истинного пространства
получена формула для корреляционного интеграла (3.17). Аналогич-
ным образом получить формулу (3.18) для комплексного представ-
ления всех сигналов.

3.	Найти структуру согласованного фильтра для обработки по-
следовательности когерентных импульсов, если длительность всей
пачки импульсов равна Тс.

4.	В чем состоит суть процедуры обработки радиолокацион-
ных данных?

5.	Радиолокационный сигнал имеет форму, определяемую сле-
дующей зависимостью:

Л/2, 0</<7 /2,

5(/)- -Л/2, ТС!2<1<ТС,

0 при других

а)	найти импульсную характеристику согласованного фильтра
для этого сигнала;

б)	определить максимальное отношение сигнал-шум по мощ-
ности на выходе согласованного фильтра, если шум на входе согла-
сованного фильтра имеет спектральную плотность Ио / 2;

в)	зарисовать форму выходного сигнала при отсутствии шу-
мов.

6.	Найти максимальное значение сигнал-шум по мощности на
выходе согласованного фильтра для сигнала с треугольной огибаю-
щей и высокочастотным наполнением при наличии шумов со спек-
тральной плотностью 7УО / 2.
Глава 4

ОБНАРУЖЕНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ЦЕЛЕЙ

4.1.	ПРОБЛЕМА ОБНАРУЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ.
ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ ОБНАРУЖЕНИЯ

1.	Постановка задачи обнаружения

Как было показано в гл. 3, выходной сигнал оптимальной сис-
темы обработки сигналов позволяет решать все основные задачи ра-
диолокационного наблюдения. В данной главе рассмотрим вопрос об
обнаружении целей. Принять решение об обнаружении цели можно
по пороговому принципу, то есть цель считается обнаруженной, если
выходной сигнал оптимальной системы ^вых превысит некоторый
заданный уровень - порог д\п. На рис.4.1 в качестве примера пока-
нении задержки опорного сигнала 1с при наличии нескольких целей
и в условиях действия шумов. Очевидно, что при отсутствии шумов
любое превышение сигнала >;КЬ1л над нулевым уровнем свидетельст-
вовало бы о наличии цели в зоне наблюдения. Однако наличие шу-
мов существенно усложняет задачу, так как шумовая составляющая
выходного сигнала .увых затрудняет уверенно ответить на вопрос о
наличии цели. Из рис.4.1 следует, что наблюдается много"выбросов"
выходного сигнала, которые можно было бы принять за признак на-
личия цели. В этом случае целесообразно установить некоторый
уровень (порог) уп и считать за признак наличия цели только те вы-
бросы, которые превышают порог. Видно, что на рис.4.1 имеется
ложный выброс "цели", который обусловлен шумовым сигналом.
Принято считать такой выброс "ложной тревогой'. Возникает, есте-
ственно, вопрос, как выбрать уровень у для обеспечения надежно-
го обнаружения цели и уменьшения вероятности превышения порога
выбросами шума или другими видами помех? Для решения этой за-
дачи воспользуемся методами, разработанными в теории проверки
статистических гипотез.

2.	Решение задачи обнаружения цели
на основе теории проверки статистических гипотез

На каждом элементе задержки по дальности 1с и по доплеров-
ской частоте /с выходной сигнал может превысить пороги или
не превысить его. В связи с этим в простейшем случае двухальтерна-
тивного выбора статистических событий принимаем условно, что в
зоне наблюдения (на каждой позиции 1С или /с) цель может быть
(первая гипотеза) или цель отсутствует (вторая гипотеза). Так как
выходной сигнал является случайным, то возможны четыре
статистических события при принятии решения об обнаружении це-
ли.

Правильное решение. Принятие решения о том, что цель на
позиции обнаружена при превышении порога сигналом увых яв-
ляется правильным в том случае, когда действительно известно
(первая гипотеза), что цель в зоне наблюдения имеется. Из-за дейст-
вия шумов это событие рассматривается как случайное и условная
вероятность этого события является вероятностью правильного об-
наружения Рпо.

Ложная тревога. Это соответствует принятию решения о на-
личии цели в том случае, когда цели в зоне наблюдения нет (вторая
гипотеза) и отраженного от цели сигнала нет. Порог превышен в
этом случае шумом на выходе устройства обработки. Это ошибочное
решение. Вероятность ошибочного решения - вероятность ложной
тревоги обозначим как Рт .

Пропуск цели (необнаружение имеющейся цели). Это также
ошибочное решение, которое возникает в том случае, когда выход-
ной сигнал у>вых, даже при наличии отражения от цели, не превыша-

ет порога уп. Вероятность этого ошибочного решения - пропуск
цели - обозначим Рпр . Очевидно, что вероятность Р можно опре-
делить по вероятности правильного обнаружения РП1, так как про-
пуск цели и правильное обнаружение составляют полную группу
событий и их суммарная вероятность равна единице:

Правильное необнаружение. Это принятие правильного ре-
шения, что цели в зоне наблюдения нет в том случае, когда ее дейст-
вительно нет (вторая гипотеза). Очевидно, что в этом случае порог
уп не превышен выходным сигналом увых . Вероятность этого со-

бытия обозначим Рпн. Ложная тревога и правильное необнаружение
также составляют полную группу событий и сумма вероятности рав-
на Р дур + Р ПН — 1 .

Определение вероятностей событий при проверке статисти-
ческих гипотез. Так как выходной сигнал >>вых случаен, то для нахо-
ждения вероятностей Рпо и Рш необходимо предварительно при
проверке статистических гипотез найти соответствующие условные
плотности распределения вероятностей выходного сигнала для слу-
чая указанных двух гипотез: 5Ц Ф 0 и 5Ц — 0 . Для определения ве-
роятности ложной тревоги Рчт нужно найти р(увых / 8Ц - о) - ус-

ловную плотность распределения вероятностей >увь1Х при условии,
что на входе только шум и цели нет 5Ц - 0. Для определения Ргю
необходимо найти р(у^ / 5Ц о) - условную плотность распреде-
ления вероятностей при совместном воздействии шума и сиг-
нала, отраженного от цели. На рис. 4.2 показана некоторая реализа-
ция случайного выходного сигнала >увых и соответствующие услов-
ные плотности распределения вероятностей, описывающие стати-
стические свойства отсчетных значений V для каждой позиции на

оси задержек 1С. Показан и уровень порога, который и позволяет

оценить условные вероятности Рпо и Рпт. Действительно, условная

вероятность правильного обнаружения Рпо может быть вычислена
по известным правилам теории вероятностей как

Рис. 4.2
ОО

Ло = / ХУвых / \ * ОИ'вых ,	(4.1)

Уп

а условная вероятность ложной тревоги как

ОО

Лт = ( Авых / \ = °Ж,х •

Л1	I Л. Х?' 25ЫЛ.	1Ц	/	*' ИЫЛ

Л’п

(4.2)

На рис. 4.2 вероятностям Рпо и РАТ соответствуют заштрихо-
ванные области условных распределений правее порогового уровня
Л-

Критерии выбора порога. Вероятности Рпо и Рлт существен-
но зависят от выбора порога у п. В конечном итоге, достоверность и
надежность обнаружения цели зависят от правильного выбора вели-
чины уп. Порог зависит от критерия, который должен быть принят
при проверке статистических гипотез. В настоящее время в матема-
тической статистике известно несколько различных подходов к вы-
бору порога. Однако не все известные критерии могут быть приме-
нены в теории радиолокационного обнаружения целей. Объясняется
это обстоятельство тем, что многие требуемые параметры при зада-
нии критерия не могут быть заранее заданы или определены в про-
цессе радиолокационного наблюдения. Поясним это положение на
примере критерия идеального наблюдателя. По этому критерию по-
рог выбирается так, чтобы минимизировать средние потери Сп при
принятии решений, которые обусловлены вероятностями ошибоч-
ных решений Рт и Р^ . Средние потери Сп можно записать в сле-
дующем виде:

где и рлт - соответствующие коэффициенты «стоимости» (веса)

неправильных решений при пропуске целей или ложной тревоге; Рц
- априорная безусловная вероятность наличия цели в заданном месте
и в заданный момент времени. Однако практически невозможно за-
ранее определить или задать вероятность Рц. Кроме того, трудно
или даже невозможно оценить стоимость ошибочных решений и,

следовательно, задать коэффициенты Рпр

и р лг. Невозможно задать

и условную вероятность пропуска цели Р — (1 — Рпо ) для всех воз-
можных значений ЭПО радиолокационных целей, которые входят в
качестве параметра (в виде амплитуды отраженного сигнала) в ус-
ловные плотности распределения вероятностей /?(увых / 5Ц о).

Критерий Неймана-Пирсона наиболее широко используется
в радиолокации. Этот критерий устанавливает вероятность ложной
тревоги Ргл заданной величиной, что позволяет однозначно опреде-
лить требуемый порог. Какие-либо другие параметры и коэффици-
енты задавать нет необходимости. Самое главное, что величина по-
рога не зависит от наличия сигнала, отраженного от цели, и его энер-
гии.

Следует отметить, что в указанной форме критерий Неймана-
Пирсона используется при условии уже найденного оптимального
алгоритма обработки сигналов и оптимального устройства обработ-
ки.

Однако критерий Неймана-Пирсона может быть использован и
при выборе оптимальной системы обработки сигналов или при срав-
нении различных реальных неоптимальных устройств обнаружения
целей (при сравнении, например, оптимальной и неоптимальной
систем). В этом случае критерий Неймана-Пирсона формулируется
несколько иначе. Считается, что энергия сигнала, отраженного от
цели, задана (задана, например, амплитуда сигнала). Задается веро-
ятность ложной тревоги Р лт и оцениваются вероятности пропуска
цели РПр или Р110 . Чем больше вероятность Рпо в этих условиях,
тем ближе данное устройство к оптимальному. В этом случае мини-
мизируются и средние потери:

п пр лт
3.	Характеристики обнаружения

Наиболее полно свойства радиолокационных систем при ре-
шении задач обнаружения целей можно оценить путем построения
так называемых характеристик обнаружения, которые представля-
ют собой зависимость вероятности правильного обнаружения Рпо от
величины отношения энергии сигнала, отраженного от цели, и спек-
тральной плотности шумов — 2Е/ при заданном в качестве

параметра значении вероятности ложной тревоги Р1г (рис. 4.3).

Рис. 4.3

Возможна и другая разновидность характеристики обнаруже-
ния, когда вероятности Р о и Рт задаются в виде параметрической

зависимости, где параметром является отношение энергии сигнала и
шума К (рис. 4.4).

Характеристики обнаружения используются, например, при расчетах
максимальной дальности обнаружения целей. При заданных вероят-
ностях Рпо и Рт находится требуемая величина отношения К, то

есть отношение энергии сигнала Е на входе РЛ системы к спек-
тральной плотности шумов, при которой обеспечивается получение
заданных вероятностей Рпо при обнаружении цели. Часто такую
требуемую величину К называют параметром обнаружения и для
126
идеальной РЛ системы без каких-либо отклонений (без дополни-
тельных потерь) и обозначают 7?0 (см. рис. 4.3). Если в системе на-
блюдаются потери энергии и отклонения от идеальных условий ра-
боты, то характеристики обнаружения при заданном значении РЛ1
лежат ниже идеальных. Параметр обнаружения в этом случае имеет
большую, чем , величину. Обозначим этот параметр для неиде-
альной (реальной) системы как /?ор . Следовательно, в неидеальной
системе для получения заданных величин вероятностей Рпо и Рлт:

Рис. 4.4

Отношение 7?ор и Ко больше единицы и называется (а п ) ко-
эффициентом потерь в РЛ системе

^ор/^о =ап-

(4.4)

Таким образом, коэффициент потерь показывает, во сколько
раз необходимо увеличить отношение энергии сигнала к шуму на
входе РЛС по сравнению с параметром 7?о для того, чтобы обнару-

жение цели было осуществлено с заданными вероятностями пра-
вильного обнаружения Рпо и ложной тревоги Рлг.
4.2.	ХАРАКТЕРИСТИКИ ОБНАРУЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ
ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ КОГЕРЕНТНЫХ СИГНАЛОВ

В ИДЕАЛЬНОЙ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СИСТЕМЕ
БЕЗ ПОТЕРЬ

1.	Структура идеальной РЛ системы без потерь
при приеме когерентных сигналов

Рассмотрим упрощенную структуру идеальной РЛ системы
при приеме когерентных сигналов с известной формой, когда отсут-
ствуют различные отклонения от оптимальной системы обработки.
Такая система может рассматриваться как образец, с которым можно
сравнивать реальные РЛ системы, имеющие потери энергии и раз-
личные отклонения от идеальных условий наблюдения и обработки
сигналов.

На рис. 4.5 представлена структура идеального устройства об-
наружения целей. Принято, что цель имеет постоянное значение
ЭПО. На входе РЛ системы энергии отраженного от цели сигнала
равна Е. При воздействии шумов со спектральной плотностью

2 (в пределах ± Д4 по видеочастоте) отношения энергии сиг-

нала к шуму равно К — 2Е / Ео.

Увых> Уп

Цель

0=001181

ЭПО

выхш~2Е/Ыо

(заданное Рдт)

У вых

Рис. 4.5

Принимаемый сигнал поступает на согласованный фильтр, ха-
рактеристика которого полностью соответствует форме и спекхру
излучаемого РЛ системой сигнала. Считаем, что в этом случае также
известно время формирования максимума выходного сигнала. На-
чальную фазу отраженного сигнала в этом случае также считаем из-
вестной. Как было показано в гл. 3, на выходе оптимальной системы
обработки сигналов (на выходе согласованного фильтра) формиру-
ется выходной сигнал увых, в максимуме которого отношение пико-
вой мощности сигнальной части и шума равно отношению

Пороговое устройство позволяет принять решение об обнару-
жении цели. Уровень порога уп выбирается в соответствии с приня-
тым допустимым значении вероятности ложной тревоги Р При
повышении этого порога уп сигналом с выхода согласованного
фильтра >>вых принимается решение об обнаружении цели.

Представленное идеальное устройство для обеспечения обна-
ружения с заданной вероятностью Рпо требует наименьшего значе-
ния энергии отраженного сигнала Е — Е^п и соответственно наи-
меньшего отношения 7?т1п - 2Ет1п /	, которое в дальнейшем и

выступает в роли параметра обнаружения 7? = /?т1П .

2.	Характеристики обнаружения цели в идеальной РЛ системе

В соответствии с методикой, описанной в и. 4.1, для построе-
ния и вычисления характеристик обнаружения необходимо в первую
очередь найти условные плотности распределения вероятностей вы-
ходного сигнала ^рых для двух основных гипотез, принимаемых при
обнаружении целей.

На входе системы действует шумовой сигнал п(1). Принимаем,
что этот шумовой процесс является гауссовским с нормальным рас-
пределением вероятности отсчетных значений н(Г). Для упрощения
считаем, что шумы широкополосные («белые») со средним значени-
ем, равным нулю Л/[и(/)]= 0, и корреляционной функцией в форме
дельта-функции:
(4.5)

где	/ 2 - спектральная плотность шума на входе РЛ системы.

Как известно, статистические свойства выходного сигнала
З^вых полностью определяются статистическими свойствами шумо-
вого процесса п(1). Так как процесс п(б гауссовский, а система обра-
ботки сигнала является линейной, то и выходной сигнал ^вых (/) яв-

ляется гауссовским. Случайное отсчетное значение уъык подчинен-
ное гауссовскому (нормальному) закону распределения плотности
вероятностей:

—	2

где V - среднее значение выходного сигнала V ту, а о „	- дис-

вых *	вых	у вых

Персия выходного сигнала .увых.

Для нахождения условных распределенных плотностей веро-
ятностей р(уп^ /= О) и р[у^ /О) необходимо только най-
л. ВЫЛ	Ц	/	л. ВЫХ	1Д	/

—	2

ти средние значения ^ВЬ1Х и дисперсии о для двух принятых ги-

• вых

потез.

Рассмотрим случай, соответствующий первой гипотезе -
сигнала 5Ц на входе РЛ системы нет (5Ц — б). В этом случае вы-
ходной сигнал может быть записан в виде (см.3.18):

вых

(4.7)

Найдем среднее значение этой случайной величины у^. Оче-
видно, что среднее значение равно нулю, так как п = 0:
(4.8)

=/л/^(,)К('-^Л+/> = о.

О

Определим дисперсию сигнала _увых (полагая, что _увых = 0):

а; = Л/Ь'ВЫХ “Лвых) 1 = Л^и’“Вых}=Л/{Л|ВЬ1х} =

Л ВЫХ	ВЫЛ •< ВЫЛ / )	V	)	V Ш ВЫХ 7

1^0 о

Значение средней мощности шума на выходе, равное диспер-
сии сигнала ^вых, найдено ранее (см.(3.39))

2

ЕЫХ Ш

вых.ш

(4.10)

В результате условная плотность распределения вероятностей

выходного сигнала .увь1Х для гипотезы - отсутствия сигнала, оса-

женного от цели, равна

(4.И)

Найдем условную плотность распределения вероятностей вы-
ходного сигнала для второй гипотезы - наличие цели - и в при-
нимаемом сигнале у{1) имеется отраженный сигнал 5Ц Ф 0 .

Максимум выходного сигнала П1ах{з;вь:х} соответствует сов-
падению задержек /. и / и доплеровских частот /с — /дп. В раз-
вернутом выражении (3.18) для выходного сигнала, тогда запишем
1Н

X 5*(* - /о +	+ /П(0^ - /о +

о

Определим статистические моменты условного распределения
вероятностей для второй гипотезы. Среднее значение А/{увых} рав-

но (в максимуме):

М{тах(увых)}=а|52(/-/й)б?Г + рХОЬу-/д;/0 +/ДПМ (4.13)
о	о

Учитывая, что первый интеграл в (4.13) соответствует «энер-
гии формы» сигнала Ео и п(1) = 0, получаем

М {тах(увых)}= увых = аЕо-	(4.14)

Дисперсия выходного сигнала для второй гипотезы равна
дисперсии ^вых, относящейся к первой гипотезе (см. (4.10)), так как
дисперсия суммы случайной величины в (4.12), представленной вто-
рым слагаемым, и постоянной (неслучайной) величины (первое сла-
гаемое в (4.12)) равна дисперсии случайной величины. Следователь-
но, подставляя выражения (4.14) и (4.10) для среднего и дисперсии
выходного сигнала в формулу распределения плотности вероятно-
стей (4.6), получаем условную плотность для второй гипотезы - на-
личия цели - в виде

На рис. 4.6 приведены распределения вида (4.11) и (4.15). Вид-
но, что они имеют одинаковую дисперсию, но распределение (4.15)
смещено по оси д>вых на величину, пропорциональную амплитуде
сигнала а. следовательно, на величину, пропорциональную энергии
сигнала Е (см. формулу (3.34)):

Е = а(аЕ0\

Рис. 4.6

У

Найдем вероятность ложной тревоги Рт . Для этой цели про-
интегрируем условную плотность (4.11) от уровня порога уп (см.
рис.4,6) до бесконечности:

Приведем это выражение к виду известной функции - инте-
гралу вероятности Ф(х):

। х г1

ф(х) = -=г [е 2<&.	(4.17)

а/2тг Д

Эта функция Ф(х) табулирована и имеются обширные таблицы
значений этой функции в справочниках.
Для приведения формулы (4.16) к виду интеграла вероятности

Ф(х) произведем замену переменных в (4.16) по формуле

(4.18)

Подставим (4.18) в формулу (4.16) для Рлт и получим

“Л

(4.19)

где 7П - новая пороговая величина, равная (см. (4.18)):

(4-20)

Сравнивая (4.19) и интеграл вероятности (4.17), находим, что

(4.21)

При получении формулы (4.21) учтено, что

(4.22)

Вероятность правильного обнаружения РП вычисляется ана-
логичным образом:

2(^/2) _

(4-23)

2

Произведем замену переменных в (4.23) по правилу:

(4.24)
Получаем в результате, что

Если учесть, что

(4.25)

(4.26)

то получаем формулу для вероятности правильного обнаружения в
виде

Из анализа формул (4.21) и (4.27) следуют важные выводы.
Во-первых, для обнаружения целей с заданной вероятностью необ-
ходимо на входе РЛ системы иметь достаточную энергию прини-
маемого сигнала Е. а точнее, необходимо иметь требуемое отноше-
ние энергии сигнала и спектральной плотности К>КО= 2Е / Ео .
Следует обратить внимание, что вероятность Рпс не зависит ни от
формы сигнала, ни от ширины и формы спектральной характеристи-
ки применяемого сигнала, ни от вида модуляции, ни от длины волны
излучения и т.п. Единственным параметром сигнала, от которого
зависит вероятность правильного обнаружения Рпо, является энер-
гия сигнала Е (точнее, величина К = 2Е / 1У0).

Во-вторых, вероятность ложной тревоги зависит от спектраль-
ной плотности шумов на входе системы и, конечно, от величины по-
рога уп. При заданном значении Рт, которое выбирается, исходя из
тактических требований и условий работы РЛС, можно однозначно
определить необходимую величину порога уп.

Следует отметить, что идеальная система обработки когерент-
ных сигналов является наиболее эффективной с точки зрения обна-
ружения и использования энергии сигнала на входе РЛ системы. Как
уже отмечалось, к когерентным сигналам относятся все сигналы, в
которых точно известна фазовая структура высокочастотного накло-
нения сигнала. В частности, если применяется когерентная пачка
импульсов, то энергия сигнала Е равна сумме энергий всех импуль-
сов в пачке Е -	, где - количество импульсов, а Ех - энер-

гия в одном импульсе. В идеальной системе требуемая энергия сиг-
нала для обнаружения цели минимальна по сравнению с другими
неидеальными системами.

Характеристики обнаружения вычисляются и графически
строятся на основании полученных формул (4.21) для Рт и (4.2 )
для вычисления Рпо. На рис. 4.7 приведены, рассчитанные по ука-
занным формулам, характеристики обнаружения для идеального
случая работы устройства обнаружения целей. Представлена зави-
симость вероятности правильного обнаружения Рпо (в процентах)
136
как функция параметра К (отношения энергии сигнала к спектраль-
ной плотности шумов К = 2Е /	) в децибелах при заданных зна-

чениях вероятностей ложной тревоги Р т.

Величина К в децибелах, как обычно, может быть определена
по формуле:

^1 = 1018 Л

(4.28)

Значения параметра К количественно также равна отношению
максимальной пиковой мощности выходного сигнала согласованно-
го фильтра на входе порогового устройства к средней мощности
шумов на выходе согласованного фильтра О ,ц ВЬ1Х (как было показа-

но в гл. 3):

(4.29)

Если оценить среднюю мощность сигнала Рс ф на выходе со-
гласованного фильтра за период колебаний высокой частоты, то, как
известно (см. рис. 4.8):

(4.30)

Рис. 4.8

В этом случае на входе порох ового устройства отношение сиг-
нала к шуму равно:
В литературе, где приводятся характеристики обнаружения,
иногда в качестве переменной величины отношения сигнал-шум
указываются значения (2сш ср, а не /?. В децибелах это отличие соот-
ветствует ЗдБ. При расчетах на это следу ет обращать внимание.

43. ОБНАРУЖЕНИЕ ЦЕЛЕЙ ПРИ РАЗЛИЧНЫХ
ОТКЛОНЕНИЯХ ОТ ИДЕАЛЬНЫХ УСЛОВИЙ РАБОТЫ
РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СИСТЕМЫ

1.	Возможная структурная схема реальной РЛ системы
обнаружения целей при приеме когерентных сигналов.
Учет потерь при обнаружении

Работа реальных радиолокационных систем во многом отлича-
ется от тех идеальных условий, при которых обнаружение целей вы-
полняется при наименьшей энергии приходящего от цели сигнала
(наименьшей величины К - 2Е/Ыо) для обеспечения обнаружения
цели с заданной вероятностью. При обнаружении целей в реальных
РЛ системах, в общем случае, требуется большая энергия сигнала и,
следовательно, необходимо иметь большее отношение сигнал-шум К
на входе системы при одинаковых требуемых вероятностях Рпо и
Лт *

При практическом применении выводов теории обнаружения
целей в радиолокации основной задачей является определение тре-
буемой для обнаружения цели энергии отраженного от цели сигнала.
Решить указанну ю задачу возможно двумя подходами.

Во-первых, составить полную модель прохождения сигнала и
шумов в той или иной радиолокационной системе и найти распреде-
ления плотностей вероятностей выходных сигналов для различных
гипотез перед пороговым устройством. Построив далее реальные
характеристики обнаружения, можно определить и реальную вели-
138
чину отношения К для обеспечения необходимых вероятностей Рг
и Рлт. Однако указанный путь имеет тот существенный недостаток,
что реальных вариантов моделей РЛ систем может быть очень много
и решать каждый раз указанную задачу становится весьма сложным
и громоздким. Кроме того, в ряде случаев трудно формализовать не-
которые узлы моделей РЛС для строгого решения задачи обнаруже-
ния.

Второй путь решения заключается в том. что задача разбива-
ется на ряд этапов. Находится, в первую очередь, степень уменьше-
ния отношения энергии сигнала и шума при прохождении через ка-
кой-либо характерный блок или узел структуры реальной РЛ систе-
мы, или установить, во сколько раз увеличивается на входе РЛ сис-
темы требуемая энергия сигнала, отраженного от цели, при учете
различных отклонений от идеальных условий работы в рассматри-
ваемой структу ре или узле.

Как уже было отмечено, для учета указанных отклонений вво-
дится коэффициент потерь в системе ап . Коэффициент потерь оц
показывает, во сколько раз отношение энергии сигнала и шума К в
реальных условиях работы РЛ системы при обнаружении цели
должно быть больше параметра обнаружения Р в идеальной систе-
ме для обеспечения требуемой вероятности правильного обнаруже-
ния РПО при установленном значении вероятности ложной тревоги
^ЛТ •

Результирующий коэффициент потерь ап может быть пред-
ставлен в виде произведения частных коэффициентов потерь ап..
характеризующих потери при прохождении отдельных типовых уз-
лов, или при учете каких-либо характерных условий работы реаль-
ной РЛ системы

м

ап=Пап,.,	(4.32)

1=1

где М- количество учитываемых факторов. Формула (4.32) по своей
структуре аналогична формуле нахождения результирующего коэф-
фициента усиления последовательной цепочки четырехполосников,
имеющих частные коэффициенты усиления.
В качестве примера рассмотрим структуру радиолокационной
системы (рис. 4.9), отличающейся от идеальной (см. рис.4.5) рядом
особенностей, которые приводят к появлению потерь при обнаруже-
нии целей.

Рис. 4.9

В идеальном случае ЭПО цели - величина постоянная, а в ре-
альных условиях цели имеют ЭПО, меняющиеся случайным образом
(см. гл. 2). Это приводит к тому, что возникают потери на флюктуа-
ции ЭПО, . Входное отношение сигнал-шум Явх уменьшается в

афл раз.

Принимаехмый сигнал поступает на устройство обработки (на
приемник и «согласованный» фильтр). Однако структура устройства
обработки («согласованный» фильтр) в общем случае может быть не
полностью согласован с сигналом по тому или иному параметру. В
результате на выходе этого устройства отношение сигнал-шум
уменьшается по сравнению со входом. Это обстоятельство учитыва-
ется введением коэффициента потерь на согласование асг.

С выхода устройства обработки сигнал является высокочас-
тотным. Максимумы этого сигнала весьма многочисленны и поло-
жение этих максимумов случайно в пределах периода высокой час-
тоты из-за случайности фазы во входном сигнале или из-за неточно-
го знания расстояния до цели. В результате обычно применяется
устройство выделения огибающей (тот или иной вид детектора оги-
140
бающей), которое устраняет зависимость сигнала на выходе устрой-
ства обработки от случайной фазы. Но детектор огибающей приво-
дит к потере определенной части сигнала и это должно быть учтено
введением коэффициента потерь на детектирование ад .

В тех случаях, когда применяется временный селектор, про-
пускающий сигнал в момент максимума сигнала с выхода устройст-
ва обработки (или с выхода детектора огибающей) следует учиты-
вать длительность временного строба. Положение максимума увых
неизвестно точно и момент превышения сигналом увых порога об-
наружения может находигься в пределах некоторого диапазона за-
держки сигнала во времени (обычно в пределах интервала разреше-
ния во времени). Временной селектор должен быть открыт на этот
интервал времени. Из-за возможного прохождения дополнительных
шумов возникают потери, учитываемые коэффициентом потерь на
стробировании аст.

В результате, при обнаружении цели в описанной неидеальной
системе (см. рис. 4.9), при прочих равных условиях, отношение сиг-
нал-шум на входе порогового устройства ^сш оказывается значи-
тельно меньше требуемой величины Ко в идеальной системе. Но в
этом случае и вероятность обнаружения Рпо окажется меньше за-
данной (требуемой), так как

йш=------—------	(4-33)

а. а а а
фл ег д ет

Для получения заданного значения вероятности обнаружения
цели РПО необходимо, чтобы величина была не меньше а это
требует увеличения энергии сигнала, отраженного от цели, и соот-
ветственно увеличения входного отношения сигнал-шум 7^,.. Вели-
чина 7?^ должна быть больше или равна произведению 7?с1 на ре-
зультирующий коэффициент потерь ап = афгасгадаст:

Явх >^афласгаяаст.	(4.34)
Если подставить Квх в формулу (4.33), то получим



что и требуется для обнаружения с заданным значением Рпо. Вели-
чину 7^ в этом случае назовем параметром обнаружения в неиде-

алъной РЛ системе 7?пр. Увеличение энергии сигнала на входе РЛ
системы может быть осуществлено различными способами, напри-
мер, путем увеличения мощности излучения или путем увеличения
времени облучения цели. Обычно увеличение энергии достигается
просто уменьшением расстояния до цели (см. гл. 5).

Конечно, при рассмотрении условий обнаружения в реальных
РЛ системах могут возникать потери и по другим причинам или фак-
торам (например, потери, связанные с индикацией или работой опе-
ратора РЛС и т.п.). Учет этих потерь возможен при рассмотрении
конкретных типов РЛ системы.

Ниже рассмотрены наиболее характерные отклонения от иде-
альных условий обнаружения целей и определены соответствующие
коэффициенты потерь. Другие виды потерь, относящихся к работе
конкретных РЛ систем, рассмотрены в последующих главах.

2.	Обнаружение целей при неизвестной начальной фазе сигнала.
Детектирование и выделение огибающей

В радиолокации применяются относительно узкополосные
сигналы. Обнаружение целей при использовании таких сигналов
имеет ряд особенностей. В отличие от полностью известного сигна-
ла, когда известен момент появления максимума выходного сигнала
,Увых(^)’ в реальных случаях появляется неопределенность, связан-

ная с тем, что в выходном сигнале имеется большое количество мак-
симумов, практически не отличающихся по амплитуде. Эта неопре-
деленность обусловлена тем, что начальная фаза отраженного сигна-
ла неизвестна и определить точно момент появления максимума
нельзя.

Покажем это. Подставим в формулу (4.12) для выходного сиг-
нала ^вых (/с) развернутые представления сигналов в комплексном
виде (см. формулы (3.41) и (3.44)). Сигнальную часть выходного

сигнала >;вых представим как

со

(4.35)

-со

где в отличие от формулы (3.41) в отраженный сигнал введен допол-
нительный параметр - начальная фаза <ро. Кроме того, для упроще-
ния записи считаем, что доплеровская частота включена в несущую
/о . Преобразуем (4.35) в виде

ОО

— ОО

Или в действительном виде

X С05(2л/О1с - 2</д +

(4.37)

где в начальную фазу (р^ включена и фаза комплексной амплитуды

(огибающей) в записи (4.36).

Обратим внимание, что при приближении переменной 1с к /
высокочастотный коэффициент в (4.37), равный

С08(2л/Л - 2л/0/д + ([/),

(4.38)

быстро изменяется в пределах ±1. В зависимости от фазы ср^ форма

выходного сигнала ^выхс отличается положением максимума (рис.

4.10)	. Обнаружение цели в этом случае не отличается от случая пол-
ностью известного сигнала в идеальной системе. Следует только не-
сколько расширить размер временного сгроба в пределах периода
высокой частоты 1//о —1ЪЧ (на рис. 4.10 показаны только положи-
тельные полуволны сигнала (4.38)).

Рис. 4.10

В выражении (4.37) величина увых с

равна

(4.39)

Она представляет собой огибающ\ ю, которая в максимуме со-
ответствует положению цели по дальности (достаточно грубо), а со-
множитель (4.38) позволяет уточнить положение цели в десятки и
сотни тысяч раз более точно. Однако такая точность практически не
может быть достигнута и, кроме того, наблюдается большая неодно-
144
значность из-за большого количества выходных максимумов в пре-
делах огибающей (4.39). Конечно, измерять расстояние до цели с
точностью до 0,1мм при наличии неоднозначности никто не будет.
Следовательно, даже в идеальной РЛ системе следует «уничтожить»
эту лишнюю информацию, связанную с фазой в (4.38), практически
не ухудшая возможность измерения расстояния до цели.

Итак, выходные высокочастотные сигналы для обнаружения
целей в радиолокации не используются. Кроме указанной причины -
неоднозначности - имеются и другие причины. Это, например, труд-
ность индикации и съема информации, а также невозможность вы-
полнять накопление некогерентных сигналов (см. п. 4.4.) при много-
кратных наблюдениях, когда фазы отдельных частей сигналов не
связаны между собой.

По указанным причинам в радиолокации после согласованной
фильтрации обычно выполняется детектирование сигналов. В ре-
зультате устраняется многозначность выходных сигналов и,
следовательно, устраняется зависимость от случайной фазы .

С позиции теории статистических решений операция детек-
тирования эквивалента известному в теоретической статистике спо-
собу устранения влияния неизвестных параметров на выходные ста-
тистики при решении задач обнаружения сигналов или целей. Суть
этого способа заключается в статистическом усреднении выходной
статистики (выходного сигнала) по неизвестному параметру (в рас-
сматриваемом случае это случайная фаза ).

Рассмотрим этот вопрос более подробно. Представим в ком-
плексном виде полный выходной сигнал, включающий в себя сиг-
нальную часть (4.36) и шумовую, в виде

оо

—00

-ОС

(4.40)



Полный сигнал имеет вид
вых

10. Изд.№9768

145
•Увых

00	00

= \у(1}8\1-1суа =

—00	—00



]<р'о+]2т^

5

(4.41)

где фаза (р^ - фаза комплексной амплитуды выходного сигнала

вых

(4.42)

При детектировании выходной сигнал полностью «освобожда-
ется» от высокочастотных коэффициентов и случайных фаз в выра-
жениях (4.40) и (4.41). Выходом детектора является достаточная
функция приема в виде

00

—оп

(4.43)

Эта величина и принимается за достаточную статистику при
анализе задачи обнаружения целей при детектировании.

Найдем характеристики обнаружения при детектировании.
Используем уже примененную ранее методику вычисления вероят-
ностей правильного обнаружения Рпо и ложной тревоги Рлт. В пер-
вую очередь необходимо найти плотности распределения вероятно-
стей выходного сигнала д/дет для рассматриваемых гипотез. Выход-
ной сигнал до детектора является гауссовским, как это было показа-
но в п. 4.2, и это позволяет рассматривать распределение вероятно-
стей увых на входе детектора как гауссовское. Известно, что после

детектирования шумовой составляющей уВЫх.ш условная плотность
распределения вероятностей /?(удет / 5 = о) имеет вид распределе-
ния Релея. Таким образом, условная плотность распределения веро-
ятностей выходного сигнала после детектора (при отсутствии цели)
равна

(4.44)

где о* - дисперсия шума на выходе согласованного фильтра. Эта
Лт •
Определим вероятность правильного обнаружения Рп для
данного случая, когда на входе имеются сигнал, отраженный от це-
ли, и шум. Амплитуда сигнальной части на входе согласованного
фильтра равна величине аЕо (см. (4.36) и (4.13)) при 1С - /. Как из-
вестно, при совместном воздействии сигнала с амплитудой аЕо и
шума с дисперсией = ^ОЕО / 2, результирующая амплитуда, а
это в данном случае выходной сигнал детектора , имеет услов-
ное распределение вероятностей по закону Райса (обобщенный закон
распределения Релея):

дет

дет

дет

(4.50)

2

где Iо(х) - модифицированная функция Бесселя первого рода, нуле-
вого порядка. Это распределение (4.50) показано на рис. 4.11 (при
величине аЕо /^МоЕо / 2 больше четырех). Обратим внимание, что

отношение аЕо! ^ИОЕО! 2

приводится к отношению энергии сиг-

нала Е на входе РЛ системы к спектральной плотности шума Ио :

Определим Рпп по известному правилу:
^оЕо/2)

(4.52)



Рис. 4.12

Эта вероятность Р} соответствует площади (на рис. 4.11) под
кривой 7^(з?дег / 8 - о) правее порогового уровня . К сожалению,
интеграл (4.52) может быть выражен только через табулированные
функции (неполные функции Торонто). На рис. 4.12 представлены
характеристики обнаружения для случая детектирования выходного
сигнала согласованного фильтра, устраняющего влияние случайной
начальной фазы на вероятность правильного обнаружения целей.
Анализ характеристик обнаружения при детектировании (рис. 4.12)
показывает, что при Рпс =50% и Рлт «10"^ требуемое увеличение

К составляет величину порядка 0,8 дБ. При меньших значениях Ргл

различие в К уменьшается. Кроме того, при больших значениях Р п
порядка 10 2 потери (ад) достигают 1,8дБ при Рпо =50% . Общая
тенденция: при увеличении К потери при детектировании уменьша-
ются и характеристики обнаружения при детектировании прибли-
жаются к идеальному случаю (рис.4.7).

Потери на детектирование осл аналитически определить труд-
но. Было предложено простое эмпирическое соотношение для опре-
деления потерь на детектировании

(4.53)

где беш п ” отношение пиковой мощности высокочастотного сигнала

к средней мощности шума на входе детектора огибающей.

Рис. 4.13

Все величины в (4.53) даны в абсолютных единицах. Вычисле-
ния по формуле (4.53) хорошо согласуются с графиками характери-
стик обнаружения (см. рис. 4.12). На рис. 4.13 представлена зависи-
мость (4.53) графически. По оси абсцисс отложена величина бсш в
децибелах. При согласованной фильтрации (до поступления сигнала
У вых на Детектор огибающей) величины бсш п количественно равны
При больших отношениях К - 2Е / Ео справедлива простая
аппроксимация соотношения (4.50). Действительно, при /?»1 плот-
ность распределения вероятностей (4.50) в точке, где удет равно
аЕо, имеется острый максимум. В этом случае аргумент модифици-
рованной функции Бесселя 1(х), равный (уде • аЕ& /(Л0Е0 / 2)),
можно заменить на а2Е2

У^-аЕо*сгЕ2о.

Этот аргумент окажется большим и функцию Бесселя I ,(х)
можно представить в виде

при х » 1.

(4.54)

При подстановки данной аппроксимации в выражении (4.50)
получаем

Видно, что эта формула (4.55) для /8^0) полностью
соответствует (4.15), выведенной для идеального случая. Следова-
тельно, и вероятность правильного обнаружения Рпо также можно
определить по формуле (4.27). Этот факт подтверждает положение,
что при большом значении К или Осл на входе детектора потери

обнаружения ад при детектировании незначительны.

Целесообразно дать некоторые физические пояснения причин
появления потерь при детектировании. Часто связывает такие потери
с нелинейностью детекторной характеристики. Однако в действи-
тельности потери обусловлены тем, что в выделяемой огибающей
>> полезный сигнал представлен в общем случае не в полной мере.

Рассмотрим два случая выделения огибающей. Первый случай
большого соотношения амплитуды сигнала и случайной реализации
шума. На рис.4.14 показана векторная сумма сигнала II с и шума IIш

при IIс »IIш. Так как фазовые соотношения сигнала и шума слу-

зультирующий сигнал II

чайны и распределены в пределах ±71, то детектором выделяется ре-
- II ). Видно, что при любой реали-

дет

зации шума амплитуда сигнала в

сохраняется в среднем полно-

стью. Соответствующие плотности распределения вероятностей
описываются формулой (4.55) и даны на рис. 4.15,а. Если показать,
как изменяется Рпо в зависимости от фазы <рш в процессе наблюде-
ния шума относительно сигнала, то видно (см. рис. 4.15,6), что в
среднем Рпо соответствует случаю полностью известного сигнала.
Потери на детектирование в этом случае минимальны или вообще
отсутствуют.

Рис. 4.14

Второй случай, когда II с «II ш, иллюстрируется на рис. 4.16.
Целесообразно показать в этом случае, что сигнал IIс относительно
реализации шума /7Ш изменяется со случайной фазой фш . Из рис.
4.16 очевидно, что в результирующем сигнале II, который и выде-
ляется детектором, полезный сигнал IIс в значительной части реа-

лизаций фш полностью "пропадает" в шуме и не может внести вклад
152
Рис. 4.15

Рис. 4.16
в вероятность правильного обнаружения. Только при одном значе-
нии (рп =0 сигнал полностью присутствует в I/ Соответствую-
щие значения вероятности Рпо при различных реализациях срц, пока-

заны на рис. 4.17,6. Видно, что в среднем Рпоср значительно меньше,

чем в случае, когда (рш = 0. Следовательно, при детектировании в
этом случае наблюдаются значительные потери. Коэффициент по-
терь на детектирование а становится большим.

Рис. 4.17

3.	Обнаружение целей при наличии флюктуаций
эффективной площади отражения.

Рассмотренные ранее случаи обнаружения целей соответство-
вали варианту, когда цель имеет постоянную величину ЭПО. Одна-
ко, как это показано в гл. 2, отраженный от цели сигнал флюктуиру-
154
ет, изменяется ЭПО в процессе наблюдения. Например, цель, имею-
щая в своем составе достаточно большое количество примерно оди-
наковых отражателей, характеризуется релеевским законом распре-
деления амплитуд. Это справедливо для многих типов самолетов и
других объектов.

Наиболее простые случаи наблюдения целей при флюктуациях
соответствуют случаю, когда за время наблюдения амплитуда отра-
женного сигнала не изменяется, но является случайной. Это, так на-
зываемый, случай медленных флюктуаций ЭПО.

Рассмотренные ранее соотношения для Рпо относятся и к дан-
ному случаю, но являются "условными" по отношению к постоянной
величине а (амплитуда отраженного сигнала). Вероятность правиль-
ного обнаружения при флюктуациях находится путем статистиче-
ского усреднения условной вероятности правильного обнаружения
Рпо(я) при данном значении а по всем возможным значениям ам-
плитуды, определяемых плотностью распределения вероятностей
амплитуд р(а):

\рт(а)р(.а^а-

(4.56)

Плотность распределения вероятностей амплитуд сигнала Ре-
леевского типа запишем в виде

/?(«) =-4 ехр

(4.57)

где а - это значение амплитуды в максимуме плотности распреде-
ления вероятностей, или наиболее вероятное значение величины а.
Подставив (4.57) в формулу (4.56), получаем

- / Ло («) -4 ехр
*	6Е

(4.58)

с1а.

Дальнейшие преобразования (4.58) связаны с достаточно гро-
моздкими математическими выкладками. На рис. 4.18 приведены
характеристики обнаружения для случая релеевского распределения
вероятностей амплитуды а и случайной начальной фазы сигнала.

Рис. 4.18

Соответствующий коэффициент потерь афл можно найти, ес-
ли сравнить графики рис. 4.18 и рис. 4.12. Результирующие графики
коэффициента потерь для двух типов флюктуирующих целей приве-
дены на рис. 4.19. К первому типу целей (1-й тип) относится цель, в
состав которой входит одна доминиру ющая «блестящая точка» (от-
ражатель) и группа отражателей с малыми амплитудами. Из рис. 4.19
видно, что потери при флюктуации для цели 2-го меньше, чем для 1-
го. Объясняется это тем, что плотность распределения вероятностей
для цели 2-го типа имеет вид райсовского закона распределения

(4.59)

где ао - амплитуда, соответствующая максимуму/ распределения
амплитуд р(а).

156
Следовательно, вероятность относительно малых значений а
значительно меньше, чем для рслеевского распределения амплитуд.
Отметим, что в области малых вероятностей (7^о<0,3) возможен да-
же некоторый «выигрыш» (афл < 1). Однако этот выигрыш не имеет
какого-либо практического значения. Обратим внимание и на то, что
для различных Рт кривые потерь афл мало отличаются друг от дру-
га. По этой причине, в большинстве случаев, в радиолокации можно
использовать кривые при Рпт = 10 8 для оценки коэффициента по-

терь при флюктуациях афл во всех случаях.

В раде работ по теории обнаружения целей в радиолокации
получено простое соотношение, связывающее вероятности правиль-
ного обнаружения Рпо и ложной тревоги Рлт с отношением
К - 2Е / 1^о (в среднем) для цели первого типа (Релеевское распре-
деление) при неизвестной начальной фазе:

1/(14 пыо/2)

(4.60)

или

(4.60а)

В формулах (4.60) и (4.60а) величина К соответствует отно-
шению энергии сигнала и шума при амплитуде ао (наиболее веро-
ятностное значение амплитуды сигнала цели (или ЭПО цели):

Соотношения (4.60) и (4.60а) полностью соответствуют харак-
теристикам обнаружения, приведенным на рис. 4.18. Потери при
флюктуациях и «выигрыш» при малых Рпо качественно можно объ-
яснить следующим образом.

Наличие флюктуаций ЭПО можно характеризовать расшире-
нием плотности распределения вероятностей >;ВЬ1Х относительно
случая отсутствия флюктуаций. На рис. 4.20,а показано, что при
Рпо>0,5 расширение плотности распределения приводит к увеличе-
нию вероятности пропуска цели (Р!рфг1), что характеризуется увели-
чением площади, ограниченной кривой распределения
(увых / о) при флюктуациях левее порогового уровня, отно-
сительно случая постоянного значения ЭПО (Рпр). Следовательно,
вероятность правильного обнаружения при флюктуациях Рпо фл ста-
новится меньше Рпо при отсутствии флюктуаций.

Потери при флюктуациях афг1 в этом случае больше единицы и

В другом случае, когда Рпо<0,3 (рис. 4.20,6), расширение
Рфл^вых / 5Ц Ф б) при флюктуациях в сторону больших значений

а>ао приводит, как это видно из рис. 4.20,6, к увеличению Рпоф по
сравнению к Рю без флюктуаций. «Потери» в этом случае афг <1, то
есть имеется некоторый «выигрыш» при обнаружении целей. Но
еще раз подчеркнем, что практически это мало полезно, так как ве-
роятности обнаружения малы (Рпо <0,3).

Рис. 4.20

4.	Потери при обнаружении целей в случае рассогласования
фильтра обработки и характеристик принимаемого сигнала

Рассмотрим потери при обнаружении, которые возникают при
рассогласовании фильтра обработки сигналов, параметров и харак-
теристик принимаемого сигнала. При сравнении, конечно, следует
наложить условие, что на входе энергия сигналов количественно ос-
159
тается одинаковой как для согласованного, так и для рассогласован-
ного случаев:

(4.61)

Запишем выходное выражение для сигнала .увых фильтра об-
работки при отличии сигнала, поступающего на вход системы, от
опорного сигнала системы (то есть импульсная характеристика
фильтра не согласована с приходящим сигналом) в виде

(/с ) = «нс | Янс (4 - /д )5* (/ - 1С № +

(4.62)



где ^нс и ^нсУ “(д/ - характеристики принимаемого сигнала, не со-
гласованного с опорным напряжением, его амплитуда и форма.

Коэффициент потерь при несогласованности фильтров анс оп-
ределим как отношение выходной мощности сигнала и шума при
согласованной системе к аналогичному соотношению для несогла-
сованного случая:

(Л/Л.)
(л /л)

ВЫХ сс

ВЫХ НС

(4.63)

Величина в числителе известна и количественно равна

2Е

х ш / вых.сс

Определим отношение мощностей при рассогласовании.

Мощность сигнала на входе в этом случае равна (при 1с

с.вых НС НС



(4.64)
Мощность выходного шума осталась, как и раньше, равной

Запишем отношение анс (4.63) в виде

(4.65)

Если учесть соотношение (4.61) при равенстве энергий сигна-
лов, то получаем

нс

ОО

-ОО

(4.66)

Для дальнейших преобразований воспользуемся неравенством
Шварца

ОО	СО

< |/;2(х)б6с |/.:(х)й5с

(4.67)

-ОО

для преобразования знаменателя отношения (4 66)

со	ОО	00

р„(/-/д)Г(/-;д)<* < р^-/д)<*р2(<-/,>й. <4“>
—оо	—оо	—оо

Каждый из сомножителей в правой части (4.68) соответствует
значению «энергии» опорного (первичного) сигнала
;/№(<-*.)<* = Я..

Введем коэффициент несогласованности Кыс, при котором
выполняется равенство в формуле (4.63) (/^<1):



Сравнивая (4.69) и (4.66), видим, что анс >1, что и подтвержда-
ет, что коэффициент потерь анс описывает уменьшение отношения
сигнал-шум при отклонении от условий согласования фильтра и сиг-
нала.

Итак, первая формула д.>1я определения анс соответствует
(4.66). Другую разновидность найдем, воспользовавшись формулой
Парсеваля



(4.70)

где Е и Е2 - преобразования Фурье функций и /2.

В этом случае, применим (4.70) к знаменателю (4 66) и получа-
ем вторую разновидность формулы для вычисления анс:

(4.71)



Рассмотрим простой пример вычисления коэффициента потерь
анс, когда длительность приходящего от цели сигнала не равна дли-
тельности опорного импульса (рис. 4.21), или что, то же самое, ши-
рина спектра сигнала 8(1) не соответствует ширине полосы пропус-
кания фильтра.
Рис. 4.21

Первый случай, когда ти1 <топ (см. рис. 4.21) приводит к со-

отношениям

ОО

Е,. = р2(<-/,)Л = т0„;

— СО

оо

Е —	— т .

о.нс I НС \ д/	и1

—оо

Величина в числителе (4.66) равна

Коэффициент потерь анс на несогласованность (4.66) равен

НО

оп и! ___ оп

2

и1

(4.72)

и!

Если учесть, что ширина спектра сигнала в данном простом

случае равна Д/с] = 1/ти1 , а полоса пропускания фильтра
Д/ф — 1/топ , то коэффициент анс окажется равным

(4.73)

Аналогично можно рассмотреть и второй случай (см. рис.

4.21), когда ти2 < топ. Получаем

_ Ти2 _

Топ	ДА.'2

(4.74)

Следовательно, при несогласованности по полосе пропускания
или длительностей сигнала и опорного напряжения коэффициент
потерь при рассогласовании равен отношению большей величины к
меньшей (рис. 4.22).

Рис. 4.22.

Полученные формулы (4.66) и (4.71) применимы к оценке ко-
эффициента потерь анс и в более сложных случаях.
4.4.	ОБНАРУЖЕНИЕ ЦЕЛЕЙ ПРИ МНОГОКРАТНЫХ
НАБЛЮДЕНИЯХ НЕКОГЕРЕНТНЫМИ

ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЯМИ СИГНАЛОВ. НАКОПЛЕНИЕ
ЭНЕРГИИ (НЕКОГЕРЕНТНОЕ ИНТЕГРИРОВАНИЕ)

1.	Оптимальная система обработки сигналов
при многократных наблюдениях

К многократным наблюдениям целей можно отнести все слу-
чаи, когда для обнаружения цели предоставляется несколько интер-
валов обработки сигналов. При этом предполагается, что статисти-
ческие характеристики сигналов в рассматриваемых интервалах на-
блюдения нельзя рассматривать как когерентные по отношению друг
к другу. В пределах одного интервала сигналы считаются когерент-
ными.

К простейшему случаю обнаружения целей при многократных
наблюдениях относится обнаружение целей при приеме некогерент-
ной пачки импульсов. Напомним, что некогерентной пачкой им-
пульсов называется последовательность импульсов, которые не свя-
заны между собой по фазе высокочастотного наполнения. Все на-
чальные фазы импульсов в пачке случайны и не зависят статистиче-
ски друг от друга. Причем фазы статистически равномерно распре-
делены в пределах 2тс. Обычно этот случай относится к сигналам,
которые генерируются, например, магнетронными генераторами
СВЧ.

При решении задачи обнаружения целей в рассматриваемом
случае целесообразно использовать всю доступную энергию отра-
женного от целей сигнала. Однако простым суммированием высоко-
частотных импульсов добиться максимального результата невоз-
можно, так как из-за случайности начальных фаз суммирование ока-
зывается векторным, с учетом относительных фаз отдельных им-
пульсов. В результате суммарный импульс может оказаться по ам-
плитуде даже меньше, чем амплитуда одного импульса. По этой
причине накопление энергии обычно осуществляется после детекти-
рования импульсов путем суммирования видеоимпульсов. Решение
о наличии цели принимается после выполнения накопления энергии
путем подачи суммарного сигнала на пороговое устройство.
Данная «стратегия» обнаружения целей при многократных на-
блюдениях вытекает из общих результатов теории оптимальной об-
работки, рассмотренной в гл. 3.

Найдем оптимальную систему обработки сигналов для случая
наблюдения некогсрснтной пачки импульсов. В этом случае «одно-
кратным» наблюдением является обработка сигналов в пределах од-
ного интервала (в пределах, например, одного периода повторения
некогерентных импульсов). Применим метод максимума функции
правдоподобия (см. гл. 3).

Принимаемый сигнал г(г) в случае некогерентной пачки им-
пульсов представим в виде отдельных: элементов , длитель-
ность которых соответствует периоду повторения импульсов в
пачке. Общее количество импульсов равно IV.

Функцию правдоподобия 1(1) запишем в виде

Цу) =	. Л • Лу ) = ^(У1 ,У2 -Уы / ^1, >• • •>8и \	(4-75)

где у(1) - наблюдаемый сигнал на всем интервале времени наблюде-

ния /п; 51552,...,5у - сигналы, соответствующие каждому элементу
^к(/) . В общем случае сигналы Л’к запишем, как обычно, в форме

л (/) = акУ(1 - 1д)е^/&	,

(4.76)

или в действительном виде

5К О) = агА(1 - /д) ссфл/, (/ - (д) + ф, (/ - 1Д)+фк ].

Так как шумовые составляющие я в результирующем сигна-

ле у(1) представляются в виде отсчетных значений

(4.77)

и являются независимыми, то функцию правдоподобия (4.75) можно
представить в виде произведения функций правдоподобия для каж-
дого интервала наблюдения, равного периоду Ти:
;У / \
ад=п!(у,

К-1

(4.78)

где функция правдоподобия ^(ук) при гауссовских шумах записы-

вается в форме, как и в формуле (3.25):

^(Лк) = ^еХР

(4.79)

Если выполнить все преобразования и прологарифмировать
(4.79), то достаточная статистика принимает вид:

И

(к-1)

(4.80)

При комплексном представлении (/) и \ (/)<7/ аналогично
выражению (4.41) получаем

кГн

(к-1)

(4.81)



Полная функция правдоподобия или достаточный выходной
сигнал (4.78) запишем в виде

ЛыхЛГ = Ё Увых.к = X |Гк Ж* (О^Р/<₽К •	(4-82)

к-1	к=1

Максимизация ,увыхК возможна только при устранении зави-
симости (4.82) от случайных фаз ср^. Для этой цели выполняется де-
тектирование каждого элемента полного выходного сигнала „. В
** вых к
результате получаем соотношение

М	кГн

Лых №= Е |у вых к | = X	(/)\*

к-1	к=1 (к-1)

(4.83)
Формула (4.83) позволяет выявить все необходимые преобра-
зования входного сигнала при обнаружении цели (рис. 4.23). Во-
первых, каждый сигнал в к-ом элементе в пределах /н (пачки им-
пульсов) обрабатывается согласованным фильтром для этого сигна-
ла. Во-вторых, выходной сигнал согласованного фильтра детектиру-
ется и выделяется огибающая ^ВЬ1Х к . В-третьих, выполняется сум-
мирование отсчетных значений всех К детекторов огибающей. По-
лученный суммарный сигнал >увь1Х ы подается на пороговое устрой-
ство. Порог установлен в соответствии с требуемым значением лож-
ной тревоги Рлг. При превышении порога сигналом ^вых ы принима-
ется решение об обнаружении цели. Рассмотренное выше суммиро-
вание является одной из основных операций накопления энергии
отраженного от цели сигнала. На практике указанная операция
суммирования осуществляется различного рода видеоинтегратора-
ми, в
том числе и цифровыми.

^сш К-Г

^сш д1 Р1 &СГ Яд I

ПРИ удет> УП

Рис .4.23
2.	Идеальный видеоинтегратор

В любом устройстве накопления энергии выполняется сумми-
рование как полезных сигнальных, так и шумовых составляющих.
При сложении, например, видеоимпульсов с амплитудой Цс

суммарное напряжение равно МТ7С. Аналогично суммируются и

шумо-

вые составляющие, если среднее значение шумовых импульсов рав-
но Цш ср. Среднее значение шумов на выходе видеоинтегратора

можно скомпенсировать, применив, например, схему АРУ по шу-
мам. Однако выбросы ложной тревоги определяются флюктуацион-
ной частью шумового видеосигнала после детектора огибающей.

Определим, во сколько раз увеличивается отношение сигнал-
шум по мощности на выходе интегратора по сравнению со входом.
После нелинейного устройства, например детектора огибающей,
разделить сигнальную и шумовую части практически невозможно.
Выходной сигнал детектора условно представим в виде двух состав-
ляющих

(4.84)

где Пс - среднее значение видеоимпульса на выходе детектора.
Принимаем, что это среднее обусловлено полезным сигналом (это
очевидно при отношении сигнал-шум на входе больше единицы), а
величина А^7ШК - флюктуационная шумовая часть выходного ви-
деоимпульса.

Среднее значение А(7ШК равно нулю. При суммировании в
видеоинтеграторе в соответствии с формулой (4.83) получаем

Лых Ы = X Лет к = 2Х + X Д	к •	(4-85)

К=1	К-1	К=1

Отношение сигнал-шум на выходе детектора при детектирова-
нии одного импульса условно можно представить в виде
2

с!

СШ.1 р

1 ш.ср.1

2

ш ср

(4.86)

где мощность сигнала Рс} соответствует квадрату средней состав-
ляющей видеоимпульса (7С, а дисперсия флюктуационной части с2ш

г> -2

характеризует среднюю мощность шума г;п = ош.

На выходе видеоинтегратора в соответствии с (4.85) получаем
отношение мощности сигнала к шуму (?сш ы как

(4.87)

Считаем, что флюктуационные составляющие АС^ШК стати-

стически не зависят друг от друга. Тогда получаем для мощности
шума на выходе

= 1	.)’ + X Ё (АСА. ). (4.88)

К-1	к=1 /=1

к*/

Второе слагаемое в формуле (4.88) равно нулю, так как состав-
ляющие А(7ШК и А(7ше не коррелированны. Первое слагаемое, при
условии стационарности флюктуаций, равно

(4.89)

Учтем, что

К=1	К=1

\ К=1
В результате отношение сигнал-шум на выходе видеоинтегра-
тора (4.87) становится равным

(4.90)

Следовательно, на выходе идеального видеоинтегратора от-
ношение сигнал-шум увеличивается по сравнению с выход-
ным (9СШ 1 в число раз, равное количеству суммируемых видеоим-
пульсов Ы.

3.	Характеристики обнаружения и потери энергии
при видеоинтегрировании

Построение характеристик обнаружения и определение веро-
ятностей правильного обнаружения и ложной тревоги в случае мно-
гократного некогерентного наблюдения цели и некогерентного на-
копления энергии можно выполнить по методике, описанной и ис-
пользованной в п.п. 4.2 и 4.3. Необходимо найти условные плотно-
сти распределения вероятностей выходного сигнала видеоинтегра-
тора ТвыхЯ для гипотез наличия цели и ее отсутствия. Полное реше-
ние такой задачи связано с большими математическими трудностями
и сводится к соотношениям в виде специальных функций - непол-
ных функций Торонто, которые табулированы и их таблицы имеют-
ся в ряде справочников.

Однако при видеоинтегрировании уже нескольких импульсов
условные плотности распределения вероятностей приближаются по
форме к гауссовскому распределению. Действительно, если приме-
няется квадратичный детектор, то выход детектора пропорционален

2 тл

квадрату выходного сигнала ув, к. В этом случае после видеоинтег-
рирования получаем сумму в виде

У вых М

(4.91)
где введена нормировка при суммировании. Распределение вероят-
ностей при наличии только шума имеет вид экспоненциального рас-
пределения

Рис. 4.24

На рис. 4.24 показаны распределения р(Увых^) при
^=1,2,10, 100. Видно, что по форме распределение последовательно
обостряется и приближается к гауссовскому. Пиковое значение рас-
пределения соответствует величине у^ых (1 -1 / #). Среднеквадра-
тичное отклонение непрерывно уменьшается с увеличением

Уеых

(4.94)
Аналогичным образом обостряется и приближается к гауссов-
скому распределению и условное распределение вероятностей для
случая, когда совместно воздействуют на входе шум и сигнал. Пико-
—2

вое значение при этом соответствует ,УВЫХ(С+и1), которое, конечно,
больше . Качественно, очевидно, что обнаружение цели после
видеоинтегрирования выполнить можно более эффективно. Для оп-
ределения требуемого отношения мощности сигнала на выходе ви-
деоинтегратора к мощности шума

р2

ВЫХ Ш ВИ



>2

ВЫХ Ш ВИ

(4.95)

для получения требуемых вероятностей Рпо и Р_. можно использо-
вать графики для случая полностью известного сигнала (рис. 4.7),
которые рассчитаны, как было показано, для нормальных распреде-
лений. По оси абсцесс в этом случае параметр К приравнивается
СРсш.М ’

Однако определение величины (2сшЛ/ не является самоцелью.
В конечном итоге для решения задачи обнаружения цели необходи-
мо найти энергию сигнала на входе РЛ системы. Требуемое отноше-
ние энергии сигнала Анк к шуму на входе РЛ системы с некогерент-
ной обработкой и видеоинтегрировании запишем как

(4.96)

Эта величина, конечно, должна быть больше Ко из-за различ-
ных потерь в системе и, главным образом, из-за введения детектиро-
вания и некогерентного накопления энергии в видеоинтеграторе.

В связи с этим рассмотрим, каким образом изменяются энерге-
тические соотношения при прохождении сигналов по всем элемен-
там и узлам цепи обработки сигналов (см. рис. 4.23). Целесообразно
рассматривать изменения отношений энергии сигнала к шуму, при-
ходящихся на один импульс некогерентной пачки, так как обработка
этих импульсов осуществляется раздельно и независимо друг от дру-
га.

На входе РЛ системы одиночный сигнал (импульс) высокой
частоты, после отражения от цели имеет энергию Е]. Отношение
энергии и спектральной плотности шума Ыо / 2 равно

(4.97)

При прохождении фильтра (приемника) высокой частоты, если
имеются рассогласования характеристик фильтра и сигнала, возни-
кают потери из-за несогласованности (асг). Следовательно, после
фильтра отношение сигнал-шум по мощности (пиковое значение)
равно

(4.98)

где &сг - коэффициент на несогласованность фильтра и сигнала. По-
следующее детектирование (см. рис. 4.23) также приводит к потерям
(см. п. 2). Обозначим коэффициент потерь на детектирование одного
импульса как ад1. После детектирования отношение сигнала и шу-
ма 7 равно (для одного импульса):

= Ссш1/ад1 =	/ асгад1 •

(4.99)

После суммирования импульсов в идеальном видеоинтеграто-
ре отношение сигнал-шум увеличивается в раз, где - число ин-
тегрируемых импульсов. На выходе интегратора имеем

(4.100)

*) Понятие «сигнал-шум» после нелинейного устройства достаточно
условно. Часто под «сигналом» в видеоимпульсе понимают величину
Цс - йс+ш — йсш , то есть разность средних значений видеоимпульсов при
совместном воздействии сигнала и шума и только одного шума. "Шумом" в

1	.	2

видеоимпульсе считают флюктуационную часть с дисперсией Ош . Тогда

2сш Д1	/с2ш (см. также п.2).

При заданном значении Рпо и Р1Т по графикам рис. 4.7 нахо-
дим величину Ро	Используя формул}7 (4.100), можно было

бы найти требуемую величину отношения сигнала-шум Р} в одном
импульсе для дальнейших вычислений характеристик РЛ системы (в
частности, оценить максимальную дальность обнаружения цели (см.
гл. 5)). Однако имеется неопределенность из-за неполного знания
коэффициента а а. Дело в том, что при изменении 7? в общем слу-
чае изменяется и (?сш}	/ асг, а коэффициент аД1 зависит от ве-

личины 2сш !, как это показано в п. 4.3.

Для раскрытия этой неопределенности воспользуемся зависи-
мостью ад1 от отношения сигнал-шум на входе детектора (9сш1
(4.53), приведенной в п.4.3:

(4.101)

Подставим эту зависимость (4.101) в формулу (4.100), прирав-

ИЯВ	:

(4.102)

Выполняя очевидные преобразования (4.102), получаем квад-
ратичное уравнение относительно <2СШ1:

ж», - ка,., - 4.бя„=о.

(4.103)

Решение этого уравнения (4.103) дает следующее значение для
(2СШ л, при котором обеспечивается заданное значение Рпо и Рпт:
(4.104)

Если не учитывать потери на согласование сссг, то величина

(?сш 1 ~	= 2Е} / ?/0. Введем, так называемый, коэффициент потерь

на видеоинтегрирование ави:

(4.105)

В общем случае для получения заданных вероятностей Рпо и

энергия сигнала, приходящаяся на один импульс, при некоге-
рентной обработке и видеоинтегрировании требуется большее, чем в
случае энергии одного импульса (7?О/7У) когерентного сигнала в

виде пачки ТУ когерентных импульсов. Видно, что коэффициент ави
(см.4.105) можно представить (с учетом (4.104)) как

1 1 I 18,6?/

—+ — 1 + —-----

2	Ко

(4.106)

Итак, видно из (4.106), что коэффициент потерь видеоинтегри-
рования авн зависит от вероятностей правильного обнаружения Рпо
и Рлг, а также от числа интегрируемых импульсов Е. Как было по-

казано в п. 4.1 заданным вероятностям Рпо и Рт соответствует вели-

чина параметра обнаружения 7?о, который и входит в формулу’

(4.106). Можно отметить, что потери увеличиваются с ростом числа
интегрируемых импульсов. Физически это можно объяснить тем, что
требуемая энергия Е распределяется по большему количеству им-
пульсов и, следовательно, уменьшается отношение сигнал-шум (?сш 1
на входе детектора огибающей. Это обстоятельство, в свою очередь,
приводит к увеличению потерь на детектирование ад1.

При большом количестве интегрируемых импульсов К потери
видеоинтегрирования увеличиваются пропорционально корню квад-
176
ратному из числа импульсов . Это следует из формулы (4.106).
При большом количестве

ВИ

1 ^18,6#
2у Ко

(4.107)

Последнее равенство справедливо при »18,6 .

Интересно отметить, что при большом значении И отношение
энергии сигнала и шума, приходящегося на один импульс, изменяет-
ся обратно пропорционально . Действительно, используя соот-
ношения (4.105) и (4.107), получаем

(4.108)

На рис. 4.25 приведено семейство зависимостей осви (в деци-
белах) от числа импульсов И и параметра обнаружения Ко. Кривые
рассчитаны по характеристикам обнаружения, полученным при пол-
ном теоретическом исследовании случая обнаружения целей при
некогерентном видеоинтегрировании импульсов.

12. Изд.№9768

177
Рассмотренные потери на видеоинтегрирование часто называ-
ют потерями на "дробление" сигнала на отдельные импульсы. Если
сравнить две последовательности некогерентных импульсов с оди-
наково! суммарной энергией, но с различным количеством импуль-
сов. то потери на видеоинтегрирование больше у последовательно-
сти с большим количеством импульсов. Наименьшие потери, конеч-
но, в том случае, когда выполняется когерентная обработка с после-
дующим детектированием огибающей. Однако на практике прихо-
дится «разбивать» сигнал на ряд отдельных импульсов из-за ограни-
чений в импульсной мощности передающего устройства РЛС.

В заключение отметим, что в реальных радиолокационных
системах могут наблюдаться и другие, кроме рассмотренных в этой
главе, потери при обнаружении целей.

4. Другие виды отклонений от идеальных условий
работы РЛ систем

Различные факторы, которые приводят к необходимости уве-
личивать отношение энергии сигнала к шуму на входе РЛ системы,
часто связаны с конкретной структурой РЛ системы и рассматрива-
ются в других главах и разделах учебника. В частности, при видео-
интегрировании, кроме рассмотренных потерь на дробление сигнала,
обусловленных потерями на детектирование отдельных импульсов,
приходится учитывать дополнительные потери, связанные с неиде-
алънон работой самих видеоинтеграторов (накопителей энергии). В
отличие от идеального видеоинтегратора, рассмотренного выше, на
практике нашли применение различные интеграторы, которые могут
накапливать только ограниченное количество импульсов. Любые
практические схемы накопителей импульсов включают в себя два
основных элемента: устройство запоминания и сумматор импульсов.
С выхода детектора огибающей видеоимпульсы поступают на запо-
минающее устройство, а затем все запомненные импульсы сумми-
руются.

Запоминающие устройства могут быть построены на основе,
например, различных устройств задержек: ультразвуковых линий
задержки, на потенциалоскопах, на электронно-лучевых трубках с
послесвечением, на цифровых запоминающих устройствах и т.п.
Наиболее близки к идеальным цифровые накопители (интегра-
торы), в которых практически нет ограничений на количество интег-
рируемых импульсов.

Для аналоговых накопителей импульсов характерным является
«насыщение» интегратора, то есть состояние интегратора, при кото-
ром выходной результат суммирования не увеличивается по величи-
не при поступлении последующих импульсов. Для таких реальных
интеграторов характерно предельное количество эффективно накап-
ливаемых импульсов.

Если, например, рассматривать ЭЛТ с послесвечением как ин-
тегратор, то процесс накопления связан с тем, что каждый после-
дующий импульс пачки видеоимпульсов попадает на одно и то же
место на экране, где имеется остаточное свечение от предыдущего
импульса. В результате суммирования результирующая яркость све-
чения увеличивается. Однако такой процесс продолжается только до
момента «насыщения» экрана, когда дальнейшее увеличение яркости
уже невозможно. Индикатор с ЭЛТ эффективно интегрирует не бо-
лее 15-20 импульсов.

/ Потери, обусловленные неравномерностью импульсов по ам-
плитуде в пачке некогерентных импульсов. При обзоре пространства
цель облучается перемещающейся диаграммой направленности ан-
тенны. В результате принимаемые импульсы имеют различные ам-
плитуды в пределах времени облучения. При вычислении полной
энергии отраженного сигнала обычно принимают, что это несоот-
ветствие приводит к необходимости ввести коэффициент потерь на
форм}7 ДН антенны аА. Практически, для всех видов ДН антенны
коэффициент аА не превышает величину 2,5дБ.

Потери, обусловленные ухудшением эксплуатационных харак-
теристик РЛ системы в процессе длительной эксплуатации или при
ухудшении работоспособности аппаратуры в полевых условиях, в
условиях, например, большой влажности и т.п., также должны учи-
тываться при определении характеристик обнаружения целей. Ко-
нечно, учет потерь, связанных с ухудшением работоспособности ап-
паратуры, теоретически достаточно сложен. Определение соответст-
вующего коэффициента потерь при эксплуатации осэкс может опре-
деляться путем экспериментальных измерений соответствующих
характеристик трактов и узлов РЛ системы. В ряде руководств при
12*	179
отсутствии данных об условиях эксплуатации рекомендуют выби-
рать этот коэффициент в пределах 3-4дБ.

4.5.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Определить вероятность, что шумовое напряжение находит-
ся в пределах интервала 1мВ при среднем значении (а) ЮОмВ и (б)
500мВ. Полагаем, что шум в УПЧ РЛС гауссовский со средним рав-
ным нулю и среднеквадратичным отклонением ЮОмВ.

Ответ: (а) 2,42-10’3; (б) 1,49-10 Л

2.	Применяется детектор огибающей и распределение на вы-
ходе для шума соответствует распределению Релея. На входе детек-
тора шум, как и в задаче 1. Определить вероятность того, что шум на
выходе детектора (соответствующий огибающей шума УПЧ) нахо-
дится в пределах интервала 1мВ при среднем значении (а) ЮОмВ; (б)
500мВ

Ответ: (а) 6,07-10 "4; (б) 1,86-10 8.

3.	Найти вероятность ложной тревоги РГ[, если установлен
порог на выходе детектора огибающей (см. задачу 2), равный 500мВ.
Оценить среднее время Т г ложных тревог (что то же самое, что и
средний период ложных тревог), если полоса УПЧ равна 0,75МГц

Ответ: Рлт =3,73-10’6; Тлт=0,36с.

4.	Применяется линейный детектор при детектировании оди-
ночного импульса. При заданном пороге уп вероятность ложной
тревоги равна 10’6. Определить вероятность ложной тревоги, если
порог уменьшить на 30%.

5.	При детектировании одиночного импульса получены веро-
ятности Рлт=10 8 и Рпо=0,5. Порог изменили и получили Р?=10 4.
Чему соответствует новое значение вероятности правильного обна-
ружения Рпо ?

6.	Представить зависимость отношения сигнал-шум К для трех
случаев обнаружения: известный сигнал, сигнал с неизвестной фа-
зой, а также сигнал с неизвестной фазой и флюктуирующей по реле-
евскому закону амплитудой. Вероятности правильного обнаружения
Рпо -50%; 90% и 20%, а вероятности ложной тревоги выбрать в диа-
пазоне от 10 2 до 1044. Сравнить полученные зависимости и опре-
делить соответствующие коэффициенты потерь. Какие можно сде-
лать выводы об эффективности обнаружения в рассматриваемых
случаях?

7.	Определить потери на видеоинтегрировании ави в виде зави-
симости от числа импульсов при =10 8 и при двух значениях

Рпз=ЗО% и 75%. Сравнить с данными графиков на рис. 4.25. Объяс-
ните характер изменения данных.
Глава 5

ДАЛЬНОСТЬ РАДИОЛОКАЦИОННОГО
ОБНАРУЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ

5.1.	ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ
В РАДИОЛОКАЦИИ И

ФОРМУЛА МАКСИМАЛЬНОЙ ДАЛЬНОСТИ

1.	Энергетические соотношения в радиолокации

Как было показано в гл.4, эффективность обнаружения целей,
определяемая вероятностью Рпо, зависит в конечном итоге от вели-
чины энергии принимаемого сигнала, поступающего в РЛС после
отражения от целей. Мощность принимаемого сигнала зависит от
энергетических показателей РЛС, величины ЭПО цели и расстояни-
ях до цели, а энергия принимаемого сигнала определяется временем
приема и обработки сигнала.

Найдем соотношение, связывающее мощность принимаемого
сигнала Рпрм, расстояние до цели 2), энергетические показатели РЛС
и ЭПО цели.

Поверхностная плотность потока изотропного облу чения цели
Рорлс радиолокационной станцией равна (рис.5.1)

Рорлс = /уХ,	(5-1)

где Ризл - мощность излучения РЛС. Если учесть направленные
свойства антенны РЛС, то плотность потока облучения цели увели-
чивается в С раз, где С - коэффициент направленного действия ан-
тенны (КНД):
В соответствии с определением ЭПО на цель попадает мощность Рц:

~ Ррлс°э

(5.3)

где о - эффективная площадь отражения цели (ЭПО). При равно-
мерном переизлучении этой мощности во все стороны (что соответ-
ствует определению ЭПО) поверхностная плотность потока отраже-
ния от цели рц на входе антенны РЛС равна

Ц _ РрЛС° _ Лзл^
4тгО2 4яО2 (4я)2Л4

(54)

Рис. 5.1

Мощность сигнала на согласованной нагрузке Рпрм в приемном трак-
те РЛС найдем по формуле

^прм ~ Ррлс^л?	(5.5)

где 8а - эффективная площадь антенны РЛС при приеме сигналов.

Подставим в формулу (5.5) величину рц (см. (5.4)), получим
прм

Выражение (5.6) называют энергетическим уравнением (соотноше-
нием) в радиолокации. Видно, что мощность принимаемого сигнала
существенно зависит от расстояния до цели. Принимаемый отра-
женный сигнал ослабляется по мощности, по сравнению с излучен-
ным, обратно пропорционально 4-й степени расстояния до цели I).

Заметим также, что мощность принимаемого сигнала пропор-
ционально ЭПО цели <5

(5-7)

где кэ - энергетический коэффициент пропорциональности равен

(5.8)

В ряде случаев представляет интерес знание амплитуда напря-
жения отраженного сигнала С/прм на согласованной нагрузке на входе
приемника. Эта величина {7прм пропорциональна корню квадратному
из мощности принимаемого сигнала Рпрм'



(5.9)

где коэффициент пропорциональности кА — ку[к~.

Таким образом, амплитуда принимаемого сигнала, отраженного от
цели, пропорциональна корню квадратному из ЭПО цели.

Приведенные энергетические соотношения используются в
дальнейшем для вывода формул, позволяющих вычислить макси-
мальную дальность обнаружения целей или, как иногда говорят,
максимальную дальность действия РЛС при обнаружении целей.

2.	Формула максимальной дальности обнаружения целей

Как было отмечено раньше (см.гл.4), обнаружение целей зави-
сит не от мощности принимаемого сигнала непосредственно, а от его
энергии Е, которую найдем, зная мощность принимаемого сигнала:
(5.Ю)

О	о V'1/

Все величины, кроме Ризл, в правой части выражения (5.10), за
время наблюдения цели изменяются мало. Мощность излучения
может изменяться значительно, например, при импульсной работе
РЛС. По этой причине в формулу для энергии отраженного сигнала
(5.10) удобно ввести величину средней мощности излучения за вре-
мя наблюдения по формуле

(5.П)

Для импульсного сигнала, например, Рср равна:

(5.12)

где Рп - импульсная мощность излучения, ти - длительность им-
пульса, Ти - период повторения, (2СКВ - скважность сигнала,
О = Т /т .
^скв и/ и

В результате энергию принимаемого сигнала запишем (см.
формулы (5.10) и (5.11)):

(5.13)

Конечно, в реальных условиях наблюдения цели за время гн
возможны некоторые изменения ряда величин: коэффициента на-
правленного действия О или изменения ЭПО (бысзрые флюктуации
ЭПО). Влияние этих изменений на максимальную дальность обна-
ружения цели учитывается введением коэффициентов потерь на
флюктуации ЭПО, на сканирование ДН и т.п.

Время наблюдения отраженного сигнала в зависимости от
режимов и условий работы РЛС может быть или временем облуче-
ния цели ^Обл (при обзоре пространства, например), или равным вре-
мени длительности сигнала Тс, или какой-то части этих величин.
Вероятность обнаружения цели Рпо зависит от отношения
энергии сигнала Е к спектральной плотности шумов 7\70/2 (двухсто-
ронний спектр шума). Найдем В=2Е/Иь, разделив Е (формула (5.13))
на #0/2:

(5.14)

Необходимо найти расстояние до цели Лмо от РЛС ,где отношение К
достигает величины требуемого отношения энергии сигнала к шуму
К >	= Ло. Это расстояние Емо и является максимальным рас

стоянием обнаружения цели в РЛС без потерь с заданной величиной
вероятности правильного обнаружения и ложной тревоги. Требуемая
величина Ктр равна параметру обнаружения /?0 в РЛС без потерь.

На рис.5.2 показано, как увеличивается располагаемая величи-
на К при уменьшении расстояния I). На некотором расстоянии Емо
величина К становится равной 2?0. Таким образом, Рмо определяет

границу между двумя зона-
ми изменения расстояния I):
при /?>/9мо цель не обнару-
живается с заданной вероят-
ностью Рпо, а при Р < Рмо
обнаружение цели выполня-
ется с вероятностью не
меньшей Рпо при заданном
значении вероятности лож-
ной тревоги Рлт.

Приравняем 7?=7?О в
формуле (5.14) при Р=79МО

(5.15)

Итак, максимальная дальность обнаружения целей при отсут-
ствии потерь, когда коэффициент ап=1, равна
В реальных радиолокационных системах возможны различные
потери энергии сигналов, обусловленные особенностями работы
различных узлов РЛС или рассогласованностью характеристик трак-
тов прохождения сигналов с требуемыми. Наличие потерь в РЛС по-
требует дополнительного увеличения отношения энергии сигнала к
спектральной плотности шумов на входе РЛС. В этих условиях рас-
полагаемое значение К должно превышать требуемую, большую ве-
личину 7?тр = ап7?0:

7?>Атр; 7?>ап7?0,

(5.17)

где ап - результирующий коэффициент потерь энергии при обработ-
ке сигналов и прохождении всех трактов радиолокационной систе-
мы. Итак, при равенстве 7? = ап7?0 (см- Рис- 5.2) получаем

(5-18)

где 7)м - максимальная дальность обнаружения цели с заданными
величинами вероятностей Рпо и Рлт в реальной радиолокационной
системе с различными отклонениями от идеальных условий работы.

Полученные формулы (5.16) и (5.18) могут использоваться при
вычислении максимальной дальности обнаружения целей любыми
типами РЛС с использованием различных принципов работы и лю-
бых видов сигналов. Эти формулы позволяют также получить част-
ные разновидности формул максимальной дальности, удобные при
выполнении расчетов для конкретного типа РЛС. Частные варианты
формул максимальной дальности рассмотрены в соответствующих
разделах и главах учебника.
5.2.	МАКСИМАЛЬНАЯ ДАЛЬНОСТЬ
ОБНАРУЖЕНИЯ ЦЕЛИ ПРИ НАЛИЧИИ ПОГЛОЩЕНИЯ
РАДИОВОЛН В АТМОСФЕРЕ

1.	Общие сведения

В предыдущем параграфе предполагалось, что РЛС и цель на-
ходятся в 1ак называемом свободном пространстве, когда отсутст-

вуют потери энергии радиоволн, связанные с поглощением в атмо-
сфере. В реальных условиях работы РЛС следует учитывать влияние
потерь энергии из-за поглощения в атмосфере при расчете макси-
мальной дальности обнаружения целей. При распространении ра-
диоволн в атмосфере и в других поглощающих средах часть энергии
радиоволн переходит в тепло, поглощается средой. Переход энергии
радиоволн в тепло может происходить либо за счет наличия в среде
проводимости, либо за счет так называемых диэлектрических по-
терь, которые связаны с поляризацией молекул вещества в перемен-
ном электрическом поле радиоволны. Другим важным фактором,

связанным с распространением радиоволн в реальных средах, в ат-
мосфере является рассеяние радиоволн, подающих на гидрометеоры
и другие частицы. Рассеяние наблюдается в тех случаях, когда длина

волны становится соизмеримой с размерами рассеивающих частиц.

На сантиметровых волнах рассеяние могут вызвать крупные капли
дождя, хлопья снега, град и т.п. На миллиметровых волнах даже
мелкие капли дождя рассеивают радиоволны. В результате ослабля-
ется поле электромагнитных колебаний, распространяющихся к цели
и обратно, после отражения от цели. Следовательно, действие эф-
фекта рассеяние также можно рассматривать как потери энергии,
аналогичные поглощению. Если

Рис. 5.3

рассмотреть интенсивность пло-
ской волны после прохождения
участка поглощающей среды про-
тяженностью /пг (рис. 5.3), то
величина интенсивности уменьша-
ется по экспоненциальному закону
в зависимости от (. П1
где 5’га - коэффициент поглощения на единицу длины участка про-
хождения радиоволн в неперах на километр (нп/км).

Интенсивность I пропорциональна квадрату напряженности
поля и пропорциональна плотности потока радиоволн. Тогда имеем:

(5.20)

Часто более удобно представить (5.20) в виде

10 о 1$пг^пг

(5.21)

где 5ПГ- коэффициент поглощения в децибелах на километр при од-
ностороннем прохождении радиоволн через среду поглощения, а ^пг
- в километрах.

Если (5.21) представить в относительных величинах (через де-
цибелы), то справедливо соотношение:

(5.22)

Величина 5ПГ обычно приводится в справочниках. Эти данные в
справочнике являются результатом проведения экспериментальных
исследований степени поглощения при прохождении радиоволн в
различных средах. Коэффициент 5пг отличается от 5П] на величину
101§еМ,343

2.	Поглощение энергии радиоволн на участках среды
ограниченной протяженностью

Рассмотрим случай, когда на пути распространения радиоволн
имеется некоторый ограниченный участок протяженностью пг, в
пределах которого имеется поглощающая среда. Если бы поглоще-
ния не было бы, то максимальная дальность обнаружения цели 1)м
(рис. 5.4,а) при заданных вероятностях Рпо и /?лт была бы больше, чем
дальность обнаружения при наличии поглощающей среды
я-я0

б)

Цель

пг

б)

Среда поглощения
(дождь.туман
и т.п.)

Цель

Рис. 5.4

Цель

(рис.5.4,6). Это обусловлено
тем, что из-за наличия по-
глощения цель должна быть
расположена ближе к РЛС,
чтобы величина отношения
энергии к шуму /?пг была не
менее параметра обнаруже-
ния /?0. Расстояние до цели в
этом случае при наличии
поглощения обозначим как
Ап-

Введем коэффициент потерь на поглощение апг, который опре-

делим как величину, показывающую, во сколько раз увеличивается
требуемое отношение энергии к шуму на входе РЛС, если бы отсут-
ствовало поглощение (рис. 5.4,в) для компенсации возникающих по-

терь энергии сигнала при наличии участка поглощения радиоволн.
При расстоянии до цели Аш, при отсутствии поглощения отношение
энергии сигнала к шуму возрастает и равно некоторой эквивалент-
ной величине /?э.пг

А пг	апг А ’

где Ко - параметр обнаружения, соответствующий требуемой вели-
чины отношения энергии сигнала к шуму для получения заданной
величины вероятности Рпо и принятого значения вероятности РПТ.

Используя формулу (5.14) для энергетического соотношения в
радиолокации при и Кэ пг^пКэ, получаем равенство

А пг	^пг А

(5.23)

которое позволяет найти максимальную дальность обнаружения це-
ли Ап при наличии ограниченного участка поглощения радиоволн:

(5-24)



Заметим, что апг - это коэффициент, показывающий, во сколько раз
уменьшилось отношение энергии сигнала к шуму, Кэ пг увеличилось
по сравнению с величиной Ко

= а .

Г»	ПГ •

на поглощение ОпГ справед-

^Ю025™7-	(5.25)

Так как отношение величин Кэ пг и равно количественно от-
ношению мощностей принимаемых сигналов в двух рассматривае-
мых случаях и равно отношению плотностей потоков рцэпг и рц0, то
для определения коэффициента потерь
либо соотношение:

пг _ Рцэ пг _
О ~	~ ^пг

РцО

При получении формулы (5.25) использовано соотношение
(5.22) и учтено, что ЭВМ проходит среду поглощения (см. в формуле
(5.21)) два раза - к цели и обратно.

В формуле (5.25) рцэпг и рц0 - плотности потоков на входе
антенны РЛС, при которых достигаются отношения энергии к шуму
соответственно /?э пг и 7?0. Но если сравнить формулы (5.16) и (5.24),
то можно записать

^ = апг=1О026^.	(5.26)

1У мп

Представим выражение (5.25) и (5.26)в относительных единицах (в
децибелах)

(5.27)

Как видно из формулы (5.27), коэффициент потерь на погло-
щение в децибелах равен (если учесть двойное прохождение участка
поглощения):

[а ] = 25/,	(5.28)

I пг «1дБ пг пг ’	'	7

где коэффициент 2 учитывает двойное прохождение среды поглоще-
ния. Таким образом, сокращение дальности обнаружения цели /)мп
по сравнению с /)мо можно определить (в децибелах) по формуле

Если имеется несколько участков поглощения различной про-
тяженностью /пг/ и с различными коэффициентами поглощения 5ПП ,

то при нахождении результирующего коэффициента [апг]ДБ справед-
ливо равенство

(5.30)

где М - количество участков поглощения или количество учитывае-
мых поглощающих факторов. На (рис. 5.5) приведены значения ве-
личины 5ПГ при поглощении радиоволн в различных средах в зави-
симости от длины волны. Обозначены кривые на рис. 5.5: 1 -
водяной пар; 2 - кислород воздуха; 3,4,5 - туман (облачность) соот-
ветственно при видимости 150, 60 и 30м; 6,7,8 - дождь с интенсив-
ностью соответственно: 1мм/ч (слабый), 4мм/ч (средний), 10мм/ч
(сильный).

Рис. 5.5
3.	Поглощение радиоволн
на всей трассе распространения сигналов

В ряде случаев среда поглощения охватывает всю трассу про-
хождения сигналов от РЛС до цели и обратно. Учет величины по-
глощения и оценка максимальной дальности при поглощении в этом
случае отличается от рассмотренного выше ограниченного участка
среды поглощения. Особенность оценки величины поглощения обу-
словлена тем, что уменьшение расстояния до цели при обнаружении
с учетом поглощения приводит в свою очередь к уменьшению раз-
мера участка поглощения и тем самым уменьшается влияние потерь
на поглощение на максимальную дальность обнаружения цели.

Запишем формулу (5.29) для рассматриваемого случая погло-
щения радиоволн по всей трассе. Протяженность участка поглоще-
ния /пг равна максимальному расстоянию до цели в условиях погло-
щения /пг=РмП:

101§

(5.31)

Введем относительную величину в качестве переменной по формуле

(5 32)

Величина х, очевидно, всегда находится в пределах от нуля до еди-
ницы (х < 1), формулу (5.31) запишем с учетом (5.32) в виде

или

101§х = -(бпДмо)х.

(5.33)

(5.34)

Уравнение (5.34) является трансцендентным и решение его
относительно величины х позволит найти относительное
уменьшение дальности обнаружения цели при поглощении
радиоволн на всей трассе прохождения сигналов.


Рис. 5.6

Решение уравнения (5.34)
возможно численным методом или
же графически. Рассмотрим графи-
ческий метод. Построим кривые
зависимости от х для левой и пра-
вой частей уравнения (5.34) (рис.
5.6). Точка пересечения прямой ли-
нии у]:

и логарифмической кривой у2:

у2 =201$х

(5.36)

является решением уравнения (5.34). Величина Хр, соответствующая
точке пересечения, показывает относительное уменьшение дально-
сти при поглощении по сравнению с максимальной дальностью в
свободном пространстве. Таким образом, максимальная дальность
обнаружения цели при поглощении на всей трассе найдем как

Р = В х .

МП	МО р

(5.37)

Рис. 5.7

На рис. 5.7 приведе-
ны графики, являющиеся
результатом решения урав-
нения (5.34) для ряда зна-
чений Рмо и 5ПГ- Использо-
вание графиков рис. 5.7
позволяет быстро опреде-
лять максимальную даль-
ность обнаружения цели
при поглощении на всей
трассе распространения
радиоволн, не решая каж-
дый раз уравнение (5.34).

В более сложных
случаях, когда приходится
учитывать одновременно

поглощение как на отдельных участках (зона дождя или тумана), так
и на всей дистанции прохождения радиоволн ( в газах и парах атмо-
сферы или при большой протяженности участков поглощения
(сплошная облачность, например), задачу следует решать последова-
тельно: вначале найти уменьшение максимальной дальности РЛС из-
за поглощения на отдельных ограниченных участках среды погло-
щения, а затем найти уменьшение дальности из-за поглощения на
всей трассе, считая исходной величиной ”/)мо” уже найденное на пер-
вом этапе значение 79мп.

4.	Оптимизация длины волны излучения радиоволн РЛС
при наличии среды поглощения

В ряде случаев в радиолокации возникает задача определения
оптимальной длины волны излучения, обеспечивающей при данных
условиях распространения радиоволн в поглощающей среды макси-
мально возможную дальность обнаружения цели при заданных энер-
гетических характеристиках РЛС. Рассмотрим указанную задач}.
Перепишем формулу для максимальной дальности при условии по-
глощения радиоволн (5.24) в виде, который позволит установить яв-
ную зависимость максимальной дальности И от длины волны. В
формуле (5.24) заменим величин} С в соответствии с известней за-
висимостью:

(5.38)

Получаем тогда:

(5.39)

Из выражения (5.39) видно, что максимальная дальность обна-
ружения целей в зависимости от длины волны достигается в том
случае, когда произведение ^2апг(Х) в подкоренном выражении ми-
нимально. Обозначим:

Г<Ц = Х:апг(Х)

(5.40)

Если подставить значение апг(х)по формуле (5.25),то получим
(5.41)

7г(%) = %21Оо-25"г(хкпг

На рис. 5.8 качественно показано как изменяется параметр
р(Х) и его составные части при изменении длины волны. Видно,
что существует некоторая оптимальная длина волны Хопт, при кото-
рой минимальна. Значение оптимальной длины волны Хопт
зависит от величины удельного коэффициента поглощения 5ПГ(Х),
от протяженности участка среды поглощения /пг. Чем больше коэф-
фициент агг(Х), тем большее значение оптимальной длины волны.
Для самолетных РЛС истребителей это диапазон в предела от 2-х до
4-х см, а для РЛС бомбардировщиков и ракетоносцев от 3-х до 8 см в
зависимости от расчетных данных по величине удельного поглоще-
ния 5ПГ(Х) и длины учитываемых участков поглощения.

Рис. 5.8

5.3. ОСОБЕННОСТЬ ВЫБОРА ПАРАМЕТРОВ ПРИ РАСЧЕТЕ
МАКСИМАЛЬНОЙ ДАЛЬНОСТИ ОБНАРУЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ

1. Выбор вероятности правильного обнаружения

В формуле (5.18) для определения максимальной дальности
входит величина Ко - параметр обнаружения. Выбирается эта вели-
чина, как уже отличалось раньше, по характеристикам обнаружения
(см.гл.4), по заданным значениям вероятности правильного обнару-
196
жения Рпо и ложной тревоги Рт, Рассмотрим, как же выбрать эти ве-
личины Рпо и Рлт.

Вероятность правильного обнаружения характеризует степень
обеспечения надежности обнаружения. При круговом или секторном
обзоре пространства, например, надежное обнаружение можно по-
лучить, если в большинстве периодов обзора цель обнаружена, что
соответствует Рпо>0,5. Если за десять периодов обзора в 6-8 перио-
дах цель обнаружена, то можно считать, что это достаточно уверен-
ное обнаружение. Кроме того, дальность обнаружения при измене-
нии величины вероятности правильного обнаружения Рпо в пределах
от 0,5 до 0,9 изменяется сравнительно мало. На рис. 5.9 приведена
зависимость получаемой величины Рпо от расстояния до цели при
определенных параметрах РЛС и цели. Видно, что с некоторого зна-
чения дальности вероятность Р начинает быстро нарастать. Расстоя-
ние /)м, при котором скорость изменения Рпо максимальна, можно
рассматривать как достоверную максимальную дальность обнаруже-
ния цели. Таким образом, величину Рпо следует выбирать в пределах
РПО=0,5-0,9.

2.Выбор вероятности ложной тревоги.

Ложные обнаружения целей в РЛ системе приводят к излиш-
ней загрузке бортовых ЭВМ, часто вызывают принятие неправиль-
ных мер и решений при применении бортового оружия или при опо-
вещении информационных центров и т.п. В связи с этим
целесообразно, в общем случае, уменьшить вероятность возникно-
вения ложных обнаружений целей, следовательно, уменьшить веро-
ятность ложных тревог Рпт. Выбор той или иной конкретной величи-
ны Рлт зависит от условий боевой работы РЛ системы. Исходя из
тактических условий применения РЛ комплекса или системы, зада-
ются определенным временем, в течение которого с вероятностью,
близкой к единице, не должны возникать шумовые или помеховые
выбросы, превышающие порог в устройствах принятия решения о
наличии цели. Это время гбр будем называть временем боевой работы
РЛ системы или комплекса. Исходное требование о выборе времени
Гбр в зависимости от решаемой тактической задачи позволяет вы-
брать допустимое значение вероятности ложной тревоги Рт и, сле-
довательно, уровень порога в устройствах принятия решений.

Методика определения Рлт в каждом конкретном случае зави-
сит от типа РЛС, от принципа действия и принятых технических ре-
шений по построению индикаторных систем или устройств обработ-
ке сигналов.

В качестве примера рассмотрим методику выбора Рлт при им-
пульсной работе РЛС. Если выбрать интервал наблюдения шумового
сигнала ^нш, то можно найти возможное количество интервалов неза-
висимых отсчетов шума (шумовых выбросов) яш. Длительность каж-
дого такого возможного шумового выброса зависит от ширины спек-
тра шумов, определяемого полосой пропускания РЛ приемника А^1рм.
Средняя длительность шумового выброса равна

По определению вероятность Рт соответствует вероятности превы-
шения порога шумовым выбросом. Количество выбросов, превы-
шающих порога, обозначим как пт - количество ложных выбросов
(количество ”ложных тревог”). Вероятность Рлг можно оценить как
отношение количества импульсов ложных тревог и общего количе-
ства возможных шумовых интервалов за время наблюдения шумов
(^нш)'

I—>«)

(5-43)
Так как выбросы ложной тревоги следуют с определенной пе-
риодичностью, то введем понятие о среднем времени или интервале
ложных тревог Тпт. По определению это время Глт, в пределах кото-
рого РЛС работает без ложных тревог. Количество возможных шу-
мовых выбросов в среднем за время /нш равно

= ^22. = Г Д/

НШ прм 5

(5.44)

а среднее количество выбросов ложных тревог /?лг найдем как отно-
шение общего времени наблюдения шумов /нш к интервалу ложной
тревоги Тт

(5.45)

Подставим выражения (5.44) и (5.45) в формулу (5.43):

(5.46)

Целесообразно считать, чтобы время боевой работы РЛС
было меньше среднего интервала ложной тревоги

Л < 71.
ор лт

В этом случае вероятность того, что в течение времени СР не
будет ложных тревог, близка к единице.

Введем коэффициент запаса по времени кЗТ1 для величины /бр

т — т к

7лт ^бр^зп*

(5.47)

Подставим (5.47) в (5.46) и получим

лт

к С М

зп ор ./ прм

(5.48)

Коэффициент запаса позволит с большей надежности выпол-
нить неравенство /б < 7^т. Обычно коэффициент кзл выбирают в
пределах от 2 до 10.
3.	Спектральная плотность шумов

В формулу для максимальной дальности (5.18) входит пара-
метр ТУо - спектральная плотность мощности шумов. Рассмотрим,
каким образом эту величину 7У0 можно определить при вычислении
максимальной дальности. Величина спектральной плотности шума
зависит от температуры окружающей среды, от внешних шумо-
вым источников, от шумовых характеристик приемника и антенны.
Тепловые шумы возникают в результате хаотического перемещения
молекул, их поляризации, а также в результате случайных переме-
щений зарядов при тепловом движении частиц в различных мате-
риалах и средах, окружающих РЛС. По своей структуре тепловые
шумы имеют широкий спектр, близкий к спектру "белых" шумов.

Спектральная плотность тепловых шумов 7У0 находится по
известной в физике формуле

Ч = кт,	(5.49)

где к - постоянная Больцмана, равная

А-1,38;10’23 Дж/К,

Т - абсолютная температура материалов или окружающей среды
(в Кельвинах).

Приемная антенна также является источником тепловых шу-
мов. Температура Т в этом случае - температура окружающей среды,
шумы которой воспринимаются антенной. Если за Т принять стан-
дартную температуру атмосферы Т=290К (17е С), то величина ТУ
равна

X = 4 Л0~21 Дж = 4-10“21Вт/Гц.	(5.50)

В реальных приемниках РЛС возникают дополнительные шу-
мы, по величине часто превышающее обычные тепловые шумы при
данной температуре. Для учета добавочных внутренних шумов при-
меняется два подхода. В первом - вводится специальный коэффици-
ент кш - коэффициент шума, который показывает, ео сколько раз
нужно было бы увеличить спектральную плотность шумов на входе
нешумящего приемника для того, чтобы на выходе мощность шумов
соответствовала бы шумам реального ("шумящего”) приемника. В
этом случае эквивалентная спектральная плотность шумов на
входе приемника равна

т-

(5.51)

Во втором подходе учет всех дополнительных шумов осу ще-
ствляется введением эквивалентной шумовой температуры системы
Тш. Эквивалентная спектральная плотность шумов на входе прием-
ника тогда равна



(5.52)

Шумовая температура системы Тш равна сумме эффективных
температур различных источников шумов, создающих на входе при-
емника дополнительный шумовой фон. Например, Тш можно разде-
лить на составляющие Тш а и Тш прм, где Тш а - эффективная шумовая
температура антенны, а Тш прм - эффективная шумовая температура
приемника

ш а

ш прм *

(5 53)

Шумовая температура антенны является функцией температу-
ры атмосферы, поверхности земли и других внешних источников
естественных шумов, например, космических.

кШл дб

Рис. 5.10
Обычно шумовая температура приемника Тш прм больше шумо-
вой температуры антенны Тш а, но при применении малошумящих
приемников, например приемников с параметрическими или кван-
тово механическими усилителями, шумовые температуры могут
быть соизмеримыми.

На рис. 5.10 представлены значения коэффициентов шума раз-
личных типов приемников в зависимости от рабочей частоты. Шу-
мовую температуру антенны приравняем температуре окружающей
среды Тш а=Т.

4.	Порядок выполнения расчетов максимальной дальности
обнаружения цели

При выполнении расчетов по определению максимальной
дальности обнаружения цели целесообразно придерживаться опре-
деленной последовательности в выборе параметров.

1.	В первую очередь необходимо найти параметр обнаружения
Во, то есть найти требуемое отношение энергии сигнала к спектраль-
ной плотности шумов 74) (Яо=2Е'/7У0), при котором обеспечивается
обнаружение с заданной величиной вероятности Рпо при принятом
значении вероятности ложной тревоги Рлт. Величины Рпо и Рлт зада-
ются, исходя из тактических требований к РЛ системе. Величина Ко
находится по графикам характеристик обнаружения (см.гл.4).

2.	Вычисляется спектральная плотность шумов на входе РЛ
системы Мо по методике, рассмотренной выше (см. п 3 этого пара-
графа).

3.	Важным этапом определения величин, входящих в формулу
(5.18), является вычисление коэффициента потерь ап. Результирую-
щий коэффициент потерь ап равен произведению

или в децибелах

м

/=1

м

^п(дБ) — О'пгСцБ) 22 ^П1(дБ) ’

1=1

(5.54)

(5.55)

где оспг - коэффициент поглощения в газах и гидрометеорах атмосфе-
202
ры, аП1 - коэффициенты потерь, учитывающие различные отклонения
в аппаратуре от идеальных условий работы РЛ системы, М - количе-
ство учитываемых факторов потерь. Методика определения коэффи-
циентов потерь апг изложена в гл.4, а апг - в данной главе (см. п.5.2).

4.	Вычисляется по имеющимся данным величина /)мо по фор-
муле (5.16). Это в ряде случаев удобно, так как позволяет сравнивать
в дальнейшем максимальную дальность при наличии (См) и при от-
сутствии потерь (/?мо), когда ап=1.

Максимальную дальность обнаружения /)м находим затем по
соотношению

И , О , ---------а,гА.	(5.57)

<7$) мо(дБ) 4 п(дБ)	\	7

В том случае, если среда поглощения имеет протяженность по
всей трассе (например, учитываются газы атмосферы), найденная
величина 7)м служит исходной при определении сокращения макси-
мальной дальности по графикам рис. 5.7.

Логарифмическая форма для формулы максимальной дально-
сти.

При расчетах максимальной дальности часто более простые и
менее громоздкие вычисления получаются, если использовать пред-
ставление всех параметров в децибелах, прите м за нуль децибел
принимается значение соответствующего параметра, равное единице
в принятой системе единиц, в которой вычисляется /)м по формуле
(5.18). В каждом случае значение параметра а в натуральных едини-
цах переводится в децибелы по формуле

а(дБ) = 101§а .	(5.58)

Выполняя перевод формулы (5.18) в “децибельную” форму,
получаем
I

Д1(дБ) “ . К ср(дБ) + ^н(дБ) + ЦдБ) + *^Л(дБ) + °(дБ)

1?

(5.59)

где Рср - средняя мощность в децибелах относительно ватта; -
время наблюдения в децибелах относительно секунды; ХА и о - в де-
цибелах относительно квадратного метра; Ст, ап, Ко - относительно
безразмерной единицы, №» - спектральная плотность шумов в деци-
белах относительно джоуля.

5.4.	ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ И ДАЛЬНОСТЬ
ОБНАРУЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ ПРИ ДЕЙСТВИИ

ПРЕДНАМЕРЕННЫХ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ ПОМЕХ

1.	Спектральная плотность
преднамеренных активных шумовых помех

При работе РЛС в условиях применения противником предна-
меренных активных помех обнаружение цели ухудшается. Шумовые
помехи маскируют сигнал цели. Действие преднамеренных шумо-
вых помех во многом аналогично действию внутренних шумов при-
емного устройства. Основное отличие в том, что спектральная плот-
ность шумовой помехи не является постоянной величиной, а ’
изменяется при перемещении постановщика помех относительно
РЛС.

Учет влияния внешних шумовых помех на обнаружение целей
можно выполнить путем введения в формулу максимальной дально-
сти обнаружения величины спектральной плотности активной шу-
мовой помехи Удп, путем замены на сумму

^р=^+«лп.	(5-60)

где ~ результирующая спектральная плотность, равная сумме
спектральных плотностей приемника Уо и помехи ?/АГ1.

Такая методика учета внешних помех обусловлена тем. что
шумовая помеха в пределах полосы пропускания приемника РЛС
204
Л/щэм может рассматриваться как гауссовский случайный процесс и
обнаружение цели должно осуществляться на фоне суммы незави-
симых случайных сигналов: внутренних шумов и активной помехи.

Рис. 5.11

Найдем величину спектральной плотности активной шумовой
помехи (рис. 5.11). Поверхностная плотность потока излучения пе-
редатчика активных помех на единицу полосы частотного спектра в
районе антенны, подавляемой РЛС, равна

Рап

^АП^АП

4’г/)П2пДЛпа11гАП ’

(5.61)

где Рдп _ мощность излучения передатчика активной шумовой по-
мехи; Сдп ~ коэффициент направленного действия антенны станции
активной шумовой помехи; Рпп - расстояние до постановщика по-
мехи; А/^п - ширина спектра излучения помехи; апг ап - коэффици-
ент потерь на поглощение в атмосфере для помехового сигнала.

При поступлении помехового сигнала в антенну РЛС, имею-
щей в направлении на постановщик помех эффективную площадь 8А
(фпп), где (рпп - угловое положение постановщика помех относитель-
но максимума ДН антенны, спектральная плотность активной поме-
хи равна

^АП ~ РаП^лСФпп)

ДА\п апг АП

(5.62)
Эффективная площадь антенны в направлении на постановщик
помех может быть записана в виде

^(фпп)= ^(фпп)

(5.63)

где 8а - максимальное значение эффективной площади антенны, а
Р(фпп) - значение диаграммы направленности приемной антенны по
мощности в направлении на постановщик помехи (рпп .

Подставим (5.63) в (5.62), получаем

_ ^АП^АП^^(фпп)

<\Папг АП

(5.64)

Следует обратить внимание, что спектральная плотность по-
мехи существенно зависит от уровня боковых лепестков ДН антенны
РЛС, так как обычно постановщик помех, прикрывающий цель, на-
ходится по направлению за пределами главного максимума ДН ан-
тенны РЛС. Чем меньше уровень боковых лепестков, определяемый
значением ТДсрпп), тем более помехозащищенной является данная
РЛС.

2.	Максимальная дальность обнаружения цели
при действии преднамеренных активных помех

Определим максимальную дальность обнаружения цели при
действии АП, используя формулу (5.18), подставив в место вели-
чину Аор=Ао+Аап:

Введем коэффициент энергетического подавления РЛС активной
помехой адп как величину, равную

(5.66)

При отсутствии помехи адп-1, а в других случаях величина
аАП больше единицы. Подставим (5.66) в формулу (5.65)
4 2Рср1н68Ас

мАП (4л)?апаАПВД,

(5.67)

Максимальную дальность обнаружения цели при действии помех
можно представить в виде зависимости

П4 =	.	(5.68)

м АП	м гу

^АП

В радиолокационных системах часто применяют компенсато-
ры помех по боковым лепесткам или какие-либо другие устройства,
уменьшающие уровень помехового сигнала в приемном тракте РЛС.
Их действие можно учесть введением коэффициента помехозащиты
оспз, который уменьшает коэффициент аАП, тогда

м АП	м

АП

(5.69)

При отсутствии специальных средств защиты от активных по-
мех коэффициент апз=1.

В тех случаях, когда передатчик активной помехи находится
на цели (расстояния равны) /)ПП^РМ АП как средство индивидуальной
защиты, формула для максимальной дальности может быть видоиз-
менена. Будем считать, что ?/ап>>Ло и (рПп~О- Подставим выражение
для ^Ап (формула 5.64) в формулу (5.65), получим

м АП

(5.70)

Следует отметить, что значение дальности 7)м АП определяет
действие помех как ближнюю границу. При меньшем расстоянии
1)<1)м АП помеха неэффективна, а дальняя граница действия помех I)
может быть определена, когда	На рис. 5.12 показано, как

изменяются энергия принимаемого сигнала Е (формула 5.13) и спек-
тральная плотность активной помехи (формула 5.64) в зависимости
от расстояния 7). Видно, что при ап цель обнаруживается, так
как отношение 2Е/У0 больше Яо. При АП цель не обнаруживает-
ся и чем больше расстояние 2)м дп дем меньше становится отноше-
ние энергии сигнала к спектральной плотности активной шумовой
помехи. Из рис. 5.12 также видно, что максимальная дальность обна-
ружения источника активной помехи Л значительно больше, чем
обнаружение цели при прочих равных условиях.

3.	Тактический коэффициент подавления РЛС и сравнение
РЛС по эффективности обнаружения целей в условиях помех

В настоящее время имеется несколько подходов к оценке эф-
фективности действия преднамеренных помех на РЛС. Если в каче-
стве тактического требования по снижению дальности обнаружения
цели при воздействии активных помех принять коэффициент
уменьшения предельной дальности обнаружения Куд

М гМ 1

(5.71)

то можно, используя формулы (5.69) или (5.70), определить требуе-
мый энергетический коэффициент подавления РЛС активной помехи

<Хап’
или, при наличии средств подавления помех

(5.73)

Полученные в данном параграфе соотношения позволяют вы-
полнять сравнение эффективности различных РЛС при действии
преднамеренных помех, создаваемых противником.

5.5.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Обзорная РЛС большой дальности разработана для обнару-
жения стратегических бомбардировщиков типа В-1В (ЭПО считаем
равной 10м2) на расстоянии 360км. На каком расстоянии можно об-
наружить самолет типа В-2 в этой РЛС (ЭПО самолета равна В-2
100см2)?

2.	РЛС дальнего обнаружения имеет импульсную мощность
Ри=2 МВт, длительность импульса ти=2,5 мкс, частоту повторения
/фМОО Гц. Антенна в процессе обзора вращается со скоростью 5
об/мин. Ширина луча антенны по азимуту 1,2°, коэффициент на-
правленного действия С=34дБ. Коэффициент потерь ап=5 дБ, коэф-
фициент шума приемника АГШ=2,5 дБ. Размеры апертуры антенны
13x7 м. Определить максимальную дальность обнаружения цели ти-
па Р-15, если Рпо-0,8, аР^Ю'3.

3.	РЛС обнаруживает истребитель противника с вероятностью
0,7 на расстоянии 176 км. Чему равна вероятность правильного об-
наружения бомбардировщика с ЭПО 10 м2 на той же дальности, если
вдет дождь с интенсивностью 4 мм/ч на участке протяженностью
25км? Длина волны РЛС 3,5 см, а вероятность ложной тревоги 10’3 .

4.	Обнаружение цели осуществляется в зоне слабого дождя. В
свободном пространстве максимальная дальность обнаружения ис-
требителя Р-15 (ЭПО равна 5 м2) соответствует 136 км. Длина волны
РЛС 2,4 см. Определить протяженность зоны слабого дождя, если
известно, что при одновременном действии слабого дождя и сильно-
го на участке протяженностью 5 км дальность обнаружения данной
цели уменьшилась до 99 км.

14. Изд.№9768

209
5.	На самолете установили новую РЛС, отличающуюся от ста-
рой только длиной волны: была 3,2 см, а в новой на 2,7 дБ меньше.
При наблюдении цели РЛС с Х=3,2 см в зоне среднего дождя, про-
тяженностью 6 км дальность обнаружения цели 60 км (Рпо=0,9;
Рлт-Ю’3). Определить дальность обнаружения цели в аналогичных
погодных условиях в новой РЛС, если, кроме того, изменились схе-
мы порогового обнаружения и вероятность ложной тревоги стала
10’2.

6.	Противник в зоне ПВО имеет два типа РЛС с различными
максимальными дальностями обнаружения нашего самолета. Отли-
чаются РЛС длиной волны и импульсной мощностью передатчиков
(тип I: Ри=500 кВт, Х1=10,5 см, тип II: Ри2=250 кВт, Х2=6 см) Антен-
ные системы имеют одинаковые размеры. Для прорыва ПВО с ис-
пользованием средств РЭП требуется, чтобы дальность обнаружения
самолетов РЛС противника при действии активных шумовых помех
была не больше 50 км. Во сколько раз отличаются требуемые коэф-
фициенты энергетического подавления РЛС противника этих двух
типов между собой?

7.	Определить оптимальную длину волны для РЛС при нали-
чии дождя средней интенсивности (4 мм/ч), если протяженность зо-
ны дождя 120 км.
Главаб

РАЗРЕШЕНИЕ ЦЕЛЕЙ И СВОЙСТВА
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

6.1. ОСНОВНЫЕ ПОЛОЖЕНИЯ ТЕОРИИ РАЗРЕШЕНИЯ
ЦЕЛЕЙ В РАДИОЛОКАЦИИ

1. Разрешающая способность и неоднозначность

Одной из важнейших характеристик РЛ систем является их
разрешающая способность, то есть возможность раздельного обна-
ружения, измерения координат, или параметров движения несколь-
ких целей, находящихся в зоне наблюдения. В ряде случаев разли-
чают разрешение цели по дальности, скорости (по доплеровской час-
тоте) или по угловым координатам. В узком смысле разрешение свя-
зано с раздельным радиолокационным наблюдением целей одного
класса.

Оценивать разрешающую способность в радиолокации приня-
то по минимальному значению интервала между двумя целями по
соответствующей координате или параметру движения целей. Пред-
полагается, что величина разрешения по той или иной координате
определяется при одинаковых значениях других координат или па-
раметров движения целей.

Разрешение целей подразумевает возможность при радиолока-
ционном наблюдении дать ответы на следующие вопросы: каково
взаимное расположение целей в пространстве, каковы их относи-
тельные скорости, сколько целей наблюдается и каковы характерные
признаки (например, ЭПО)?

Разрешающая способность РЛС во многом определяет воз-
можность обнаружения и измерения координат целей на фоне ме-
шающих отражений, на фоне пассивных да и активных помех раз-
личного происхождения. Следовательно, разрешающая способность
14*	211
весьма важна при оценке помехозащищенности РЛС, при разработке
средств борьбы с преднамеренными помехами.

В частности, пассивные помехи и различные мешающие отра-
жатели можно рассматривать как совокупность целей, которые не
представляют интереса при наблюдении какой-то заданной цели, но
используя возможности разрешения, можно выделить эту заданную
цель, обнаружить и определить ее координаты и скорость движения.

Очевидно и требование к РЛ системам: необходимо, чтобы на
выходе устройств обработки РЛ сигналов можно было бы наблюдать
раздельно выходные сигналы, соответствующие отдельным целям,
для того, чтобы можно было принимать решения об обнаружении
таких целей и изменении их координат.

Мерой разрешения, как уже отмечалось, может быть в рас-
сматриваемом случае такой интервал между входными сигналами
для двух целей, при котором можно раздельно наблюдать отдельные
максимумы, а “провал” между ними не превышает некоторую задан-
ную величину относительно максимального значения выходного

По критерию Релея (введенного впервые в оптике) рассматри-
ваются выходные отклики в виде функций вида (зшх)/х. Согласно
этому критерию два одинаковых выходных сигнала различаются,
если максимум одного сигнала совпадает с минимальным (нулевым)
значением другого (рис. 6.1). При этом возникает провал не более
20% от максимального значения. В этом случае интервал между
максимумами количественно равен ширине отклика выходного сиг-
нала (для точечного объекта наблюдения). Таким образом, по крите-
рию Релея две цели разрешаются (по соответствующей координате),
если интервал между ними 5а не менее ширины отклика выходного
сигнала авых

5а > авых,

(6.1)

где 5а - разрешение по соответствующей координатной оси а, а аВЬ1Х
ширина отклика на уровне 0,5 от максимума.

УВЫХ	А

Рис. 6.2

Более общий критерий разрешения {критерий Спарроу), кото-
рый применим к выходным сигналам (откликам) практически любой
формы, устанавливает, что разрешение достигается тогда, когда
”провал” между максимумами уменьшается до нуля. При этом ин-
тервал между максимальными значениями таков, что отклики вы-
ходного сигнала пересекаются в точке перегиба огибающей выход-
ного сигнала .Увых(а), то есть, когда удовлетворяется равенство
(рис.6.2)

(6.2)

И в случае применения критерия Спарроу две цели различают-
ся, если интервал между максимумами выходных сигналов 5а не
менее ширины отклика авых. Итак, независимо от выбранного крите-
рия разрешение целей оценивается по ширине выходного отклика на
уровне 0,5 от максимума по соответствующей координатной оси.

При оценке разрешающей способности РЛ системы следует
учитывать и возможные ошибочные выводы о степени разрешения,
например, если возникают в выходных сигналах устройства обра-
ботки такие явления, как многозначность отклика на сигнал одной
цели. При неизвестном количестве целей с различными ЭПО в зоне
наблюдения появление любого дополнительного максимума в вы-
ходных сигналов может быть принято за наличие какой-либо другой
цели. Как будет показано в дальнейшем, на выходе устройства обра-
ботки сигналы, соответствующие данной цели, часто имеют не один
основной максимум, а несколько ложных максимумов, так называе-
мых ‘боковых лепестков”. Количество и структура боковых лепест-
ков зависит от вида применяемых радиолокационных сигналов.

При разработке той или иной теории разрешения целей требу-
ется в конечном итоге дать ответы на такие, например, вопросы, как:
что представляют собой наилучшие (оптимальные), с точки зрения
разрешающей способности, устройства обработки РЛ сигналов, ка-
кие требования предъявляются к выбору РЛ сигналов и антенных
устройств при обеспечении заданного разрешения целей по дально-
сти, скорости и угловым координатам, как связаны параметры раз-
решения со свойствами сигналов и антенных устройств?

2, Теория разрешающей способности
на основе метода максимального правдоподобия

Наиболее полные ответы на поставленные выше вопросы
можно получить, если рассмотреть проблему разрешающей способ-
ности с позиции обнаружения и измерения координат и параметров
движения многих целей, находящихся в зоне наблюдения. Так как
прием отраженных сигналов осуществляется на фоне случайных по-
мех, то задачи разрешения могут решаться статистическими метода-
ми. Считаем, что цели в зоне наблюдения расположены на различ-
ных расстояниях от РЛС Д, а отраженные сигналы имеют различные
доплеровские сдвиги /лт, В приемном устройстве наблюдается в те-
чение времени /н реализация случайного процесса представ-
ляющего собой смесь всей совокупности отраженных сигналов от ТУц
целей и шума

(6.3)

где - время запаздывания сигналов от /-ой цели.

В устройстве обработки по наблюдаемой смеси ХО сигналов и
шума необходимо получить данные о всех целях: обнаружить их,
определить количество и оценить положение в пространстве и ско-
рости относительного движения. Для задачи радиолокационного на-
блюдения, когда неизвестны положения целей, их скорости, а также
неизвестно количество целей, применима процедура обработки сиг-
налов на основе методов проверки статистических гипотез, макси-
мума апостериорных плотностей распределений вероятностей или
метода максимального правдоподобия.

При использовании метода максимального правдоподобия на-
ходятся максимальные значения функции правдоподобия, являю-
щейся функцией изменения параметров опорных сигналов: времени
запаздывания 4, изменения частоты 4, количества целей и их ам-
плитуд 67/.

Для случая гауссовских шумов функция правдоподобия нахо-
дится, так же как и при обнаружении одиночной цели (см.гл.З), и
может быть представлена в виде

00	Лгц

I

-00

6* к (6.4)

где 7Уо~ спектральная плотность шума п(1).

В формуле (6.4) в качестве опорного сигнала взята функция,
соответствующая сигнальной части выражения (6.3). При этом пред-
полагается, что количество целей неизвестно, а сдвиги и /сг ис-
пользуются как переменные при максимизации функции правдопо-
добия Г. В общем случае в опорном сигнале при максимизации Ь
переменной величиной являются и амплитуды аг и количество целей
По аналогии со случаем обнаружения одиночной цели
(см.гл.З) преобразуем выражение (6.4) таким образом, чтобы полу-
чить достаточную статистику, необходимую для решения постав-
ленной задачи. Для этой цели раскроем квадрат выражения в подын-
тегральной функции в (6.4).

Из трех интегралов в (6.5) только второй является результатом
совместного действия принимаемого сигнала у{1) и опорных напря-
жений б7,5(г-/с//+/с/)- Максимум функции правдоподобия Г определя-
ется при прочих равных условиях максимумом второго интеграла

т=Ё / Ё ~ ; Л + Л )*•

1=1 -со 1=1

(6.6)

В представленном виде корреляционный интеграл Т является
функцией частных сдвигов опорных сигналов во времени Гс/ и по
частоте Ус/. При изменении Гс/ и максимум Т достигается тогда, ко-
гда совмещаются отдельные сигналы, отраженные от целей с соот-
ветствующими опорными сигналами, когда	Из выраже-

ния (6.6) следует, что обработка сигнала у(1) заключается в пропус-
кании принимаемого сигнала через согласованный фильтр или кор-
реляционное устройство, формирующие сигналы

ОО

лЫх =	+/сХ	(6Л

—со

то есть в таком же виде, как и при наблюдении одиночной цели. Ес-
ли использовать согласованные фильтры или корреляционные уст-
ройства, настроенные на прием одиночного сигнала, и подать на них
сигнал у(1\ то на выходе можно наблюдать последовательно при из-
менении и/с такое количество максимумов, которое соответствует
числу наблюдаемых целей. По максимумам можно определить все
значения (Д1 и/Д1 и обнаружить цели, если частный выходной сигнал
216
Лыч/ превысит порог. Для того чтобы обнаружение одной из целей и
измерение ее координат не нарушалось сигналами других целей, не-
обходимо предъявить определенные требования к виду применяе-
мых сигналов. Эти сигналы должны выбираться так, чтобы макси-
мальное значение выходного сигнала ^х для г-ой цели соответство-
вало бы минимально возможным значениям выходных сигналов для
других целей. Подставим в формулу (6.7) развернутое выражение
дляХО (см. формулу (6.3)):

Л’ц СО

.Увых ~ аг /~ А ’ Л + А

—00

00

—00

(6.8)

Для двух наиболее близких друг другу целей (/-ой и у-ой) вы-
ходной сигнал (его сигнальная часть) может быть записан в виде

ОС

-со

СО

+	~ ’ /о + Ап/ “ К У /о + /с

—оо

(6.9)

Если /с=/дш то дляу-го сигнала получаем выражение

чу = <ф(' -; А + А >'(' - А + А V	<6-101

-СО

Очевидно, что сигнал 8(1) нужно выбирать так, чтобы величи-

на 4 х стремилась к нулю при заданном различии между Гд/ и а
также /дп, и/ДТу. Если обозначить

(6.Н)

где 5/д и 5/дП - максимально допустимые значения разрешения целей
по дальности и доплеровским частотам, то получаем для Ч7, выраже-
ние
ао

Ч1/-Ч;/« +/,.+^/М->,-.Л +Л„> (6-12)

-00

Заменим переменные, обозначив начало координат, смещен-

ным как по оси времени, так и по оси частот по правилу

(6.13)

Получаем в результате подстановки (6.13) в (6.12):

СО

ч, = {4'Ь .А>(' ~ «Аг -А + 8Д >'	(6-14)

-30

Видно, что это выражение представляет собой взаимокорреля-
ционную функцию сигнала 8(1) и копии этого сигнала, смещенного
по оси временной задержки на 5гд, а по оси частот - на величину
В дальнейшем выполняется анализ выражения Ч* (в комплексной
форме):

СО

ч'>(81.;8/„)= р(/;.АМ-Ч;/ +^)л,	(6-15)

-00

которое аналогично (6.14). Это выражение позволяет предъявить
требования к сигналу, который при заданных значениях 81д и 8ГДП
обеспечивает раздельное наблюдение выходных сигналов оптималь-
ного устройства обработки, соответствующих двум соседним целям
в зоне наблюдения. Разрешение, как уже отмечалось, оценивается по
протяженности выходного сигнала вида (6.15) по соответствующим
осям координат.

К вопросу определения требований к РЛ сигналам и устройст-
вам обработки, обеспечивающим наилучшее разрешение, можно по-
дойти и с позиции различения сигналов.

3. Разрешения целей по максимуму интеграла квадрата
разности сигналов

Введем некоторую меру расхождения (различения) двух сиг-
налов, поступающих на вход системы обработки. Если можно вы-
явить различия между приходящими сигналами, значит, можно и
218
разрешить эти сигналы. В качестве меры различия может служить
среднеквадратическое расхождение сигналов 8р в форме интеграла
квадрата разности двух реализаций входных сигналов у, и отли-
чающихся между собой тем, что включают в свой состав отражения
от целей, расположенных на различных расстояниях Д и Д и имею-
щих различные доплеровские частоты и7дп/:

ОО

6р = /[х ('Л ; /о + /дш )-Л (*’ У ; /о + /дп, )]2	(6-16)

—ОО

2	-

При статистическом усреднении 8р и при приолижении 1Д1 к Ъц
и к /дц] наблюдается минимизация величины 8р как функции
сдвигов во времени и по доплеровским частотам:

Т ~ Д “ Д ’ V ~ /дП} ~~ УДШ •	(617)

В качестве критерия к разрешению или различению сигнала
предъявим требования возможно большего различия между сигна-
лами у, и 35, что соответствует максимизации величины 8р при за-
данных величинах разделения (различения) сигналов, отраженных от
/-ой и у-ой целей:

т = 5/д и у = 5/дп.	(6.18)

На рис. 6.3 в качестве примера показано, как изменяется вели-
чина 8р при изменении задержки т при различных видах сигналов
5(0- Видно, что при заданном значении разрешения 5гд выбором сиг-
нала можно увеличить значение 8р.

Входные сигналы и у} запишем, как обычно, в виде

Раскроем квадратичное подинтегральное выражение в форму-
ле (6.16):
Первый и третий члены в формуле (6.20) не зависят от относи-
тельного сдвига т и V между сигналами и у} и являются постоян-
ными величинами, пропорциональными энергии сигналов. Следова-
тельно, можно объединить их в сумму

Тогда (6.20) запишем в виде

со

—оо

(6.21)

Подставим в (6.21) выражение (6.19) и получим
е; =Л-2

СО

При статистическом усреднении все члены, кроме первого и
второго, становятся равными нулю, так как предполагается, что шу-
мы п1 и п3 не зависят друг от друга, а и* = 0,	. = 0 . Таким образом,

ОО

5р =А-2а,а]. 18(1-1 ^/№.)8(1-^;/0+/^)(к .	(6.23)

—оо

Если использовать (6.11) для представления и^ при задан-
ных параметрах разрешения 5^д и 5^Пэ то выражение (6.23) запишем в
виде

Ер = А - 2а,а}. 8(1';Л)8(!' ~	(6.24)

Максимизация г2р при заданных и Б/дп возможна путем
выбора таких сигналов 5(0, которые дают наименьшее возможное
значение взаимокорреляционной функции (в комплексной форме):

+6/дл>7<.	(6.25)

—00

Эту функцию иногда называют функцией разрешения сигналов
или функцией рассогласования сигналов.

Залетим, во-первых, что не зависимо от метода синтеза опти-
мальной процедуры разрешения целей фундаментальное значение
имеет взаимокорреляционная функция радиолокационных сигналов
вида (6.15) или (6.25), определяющая связь сигнала и его копии,
смещенной по задержке и доплеровской частоте. Чем меньше про-
тяженность этой функции по соответствующей оси координат, тем
221
выше разрешающая способность радиолокационной системы.

Во-вторых, отметим что достаточной процедурой разрешения
целей является обработка сигналов, отраженных от многих целей, в
согласованных фильтровых или корреляционных устройствах, ранее
определенных как оптимальные устройства при обработке сигналов
одиночных целей.

4. Статистическая оптимизация разрешения целей

В рассмотренных ранее методиках разрешения одним из ос-
новных условий разрешения целей являлось требование, чтобы вы-
ходные сигналы практически не перекрывались. Обработка сигна-
лов, отраженных от отдельных целей, осуществлялась устройствами,
согласованными с одиночным сигналом. Однако возникает вопрос, а
можно ли получить разрешение более высокое, чем то, которое дос-
тигается методом согласованной фильтрации для одиночных целей?

Решить указанна ю задачу можно, если рассмотреть обнаруже-
ние одной из целей в присутствии другой, когда возможно большее
перекрытие выходных сигналов, чем то, которое устанавливается
критерием Релея.

Рассмотрим, как наиболее простой случай, обнаружение двух
целей. Тогда входной сигнал (6.3) примет форму:

У^)=<^, /о+/дп!) + а2^(«д2 , /+/дп2 )+«(0- (6.26)

Функцию правдоподобия Цу/ас},ас2) (см. формулу(6.4)) запишем в
виде, где #с1, ас2 - переменные величины

1 00

Цу/(ас1,ас2)) = ехр{-— | [у(Г) -ас18(Ис1,/0+/0)-

М» Д	(6.27)

-аС25(?-?с2>/о+/с2)]1 2^}-

Для определения методики разрешения по максимальному
правдоподобию необходимо найти оценки амплитудных коэффици-
ентов б?с1 и ас2 сигналов.

Для решения этой задачи используем представление функций
правдоподобия в виде (6.5). Для данного случая двух сигналов име-
ем
оо

(6.28)

оо

- /к ДН1)	ЧЭМ,

где для упрощения записи не показаны смещения по доплеровским
частотам. Максимизация Цу/ас^ас2) соответствует минимуму стати-
стики:

оо

= 2 |Я0Н1ЭД 41) +	(* - ^2)1^ -

-00

00

-	- ^с1) + ас28И ~ *с2)]2

-оо

(6.29)

Преобразуем (6.29) к виду, удобному для последующей процеду-
ры нахождения оценок амплитудных коэффициентов 67С] и ас2

(6.30)

Введем обозначения в (6.30):

ОО

р2 О' - *с1	= Е0 \

—оо

00

|5’(/-/,2)Л = Ео.

-ОО

(6.31)

Е$ - это величины "энергии формы" опорных сигналов. Взаи-
мокорреляционная функция равна

оо

15(/ - /С1 )5(/ - /с2= Т5 (/с2 - /С1, /с2 - /С1) =	(т, V), (6.32)

-00
где т = /с2 - Гс1 ; V - /с2 - /с1.

Подставим введенные обозначения в формулу (6.30)

СО	ОО

- 4Е0 - ас22Е0 - 2ас1ас2Т5 (т, V).

Для определения оценок пС1 и ас2, минимизирующих функцию
./_ необходимо определить частные производные по «с! и ос2 и найти
решение системы уравнений

(У

оо

=	“5с2	(Т>у) = °’

—ОО

(6.34)

/Х2

00

-5с2Е0-«с1	(т,у) = О.

Определим оценки амплитудных коэффициентов пс1 и яс2,
полученных при решении системы уравнений (6.34) относительно
ЯС1 и йс2.

Для решения этой задачи выразим йс1 через ас2 из первого
уравнения (6.34) и подставим во второе уравнение.

Окончательно получаем:

-	00	оо

<2=	1_ф 2 [ /ХО^-42 )^-^о /Х0Х'Ч1 Ш (6.36)

) -оо	-оо

где величина Т50 равна нормированному значению %

Ч',» (Т, V) =	= 77 / 5(1 ~ I,,	)Л =

^0	^0 -00

^0 —оо

(6.37)
Полученные выражения (6.35) и (6.36) для оценок амплитуд
сигналов йс1 и ас2 позволяют решить задачу разрешения двух целей
путем обнаружения одного из сигналов в присутствии другого сиг-
нала, смещенного относительно первого по времени задержки на т,
а по доплеровской частоте - на V. Смещение сигналов оценивается
функцией разрешения у), определяемой формулой (6.37).

В процессе разрешения целей и наблюдения входных сигналов
возможны четыре случая (четыре возможные гипотезы):

Но - нет ни первой, ни второй цели в зоне наблюдения и на
выходе оценивателей (6.35) и (6.36) присутствуют только шумы;

- присутствует только сигнал первой цели с амплитудой ар

Н2 - аналогично имеется только вторая цель с амплитудой сиг-
нала а 2;

Н3 - присутствуют обе цели.

Правило, по которому производится выбор гипотезы, может
быть названо стратегией разрешения двух целей.

Если гипотеза/То правильна, то средние значения оценок йс1 и
ас0 равны нулю

где М- обозначение математического ожидания (среднее значение).

При гипотезе (имеется только первая цель в зоне наблюде-
ния)

М«с1 ]=«ьМ5с2]=о.

При гипотезе Н2:

При гипотезе Н3:

М«с1 ]=«!; Л45с2]=«2.

Убедимся, что это действительно так на примере анализа ка-
кои-либо одной из гипотез, например Н3 (есть обе цели в зоне на-
блюдения). Входной сигнал у(0 имеет вид (6.26). Подставим (6.26) в
выражения для оценок амплитуд йс1 и ас2 (формулы (6.35) и (6.36)).
^-*Д1)+а2	>*-

(6.39)

-Ч-й |{Ч 5((-у+«; 5(/-у+,<0)Х(/Ч,^1.

Раскроем скобки и учтем, что ^1=^1; (ц2=^2- Получаем тогда

00	00

+ \^8(1-^-а^3.\8

00

52(/-/с1)<2/-Ьа2 [*$(*Ч№+

ОО

~41	—4г)^ “ ^2^0 У*$ —

00

-^0|^(/-/с2Х/].

Учтем введенные ранее обозначения (6.31) и (6.32) и получим

1	°°

5с1 =-^-- —+Й2^ Е°+1	М-

да-^о)	I

оо

-чЗД -«2Т,Л -ч>Л |и(/)Х(/-1а X']-

(6.40)

Вынесем Ео за скобки и выполним операцию усреднения яс1
(найдем математическое ожидание йс1):

"°	. (6.41)

- мМ- Г Я(/)5‘ (/ - 1а )Л -—•?,„ [ й(/)5’ (/ - /с2 )Л].
н 1	н	4

^0 -оо	^0	-оо

В выражение (6.41) "шумовая” часть равна нулю, так как
л(0=0, и получаем

^{ал} = ах.
Аналогично находятся средние значения оценок ас} и йс2 и
при других гипотезах.

Найдем дисперсии оценок 5с1 и ас1, обусловленных присут-
ствием шумов п(1). Отметим, что при всех гипотезах шумовая часть
оценок одинакова и равна (см.(6.40))

-00	00

— - - Й)^(мс1	рКОЭДЧг>*].

Д (1-^0 )Л>	д.

(6.42)

Цисперсии оценок а и ас2 при всех гипотезах равны диспер-

2

сии шумовой части (6.42). Найдем эту величину дисперсии <з5 :

О- —Л</Цб/~с1ш}

Я2о(1-^о2)2

00

М{[ [лг(05(Г-ГС1)б7/-

—00

(6.43)

-Т50|н(05(/-/с2)6?/]2}.

—00

Преобразуем выражение (6.43):

-	ОС СО

~2 - - 2ч2 {[ (	8(1-1^'- /с1)^-

Е О(1-Ч\о ) -п-я

00 00

-т101	*с2Ж'-

—СО—00
оо оо

—00—00

(6.44)

СО 00

Мо1 |и(/>(О5(/-/с2)8(Г- Гс2Жг']}.

-00— ОС

Учтем, что корреляционная функция шумов п(1) может быть
представлена в виде

н(/>(О = К(1, Г ) = К(1- /') =	5(/ - Г ).	(6.45)

2
Подставим (6.45) в выражение (6.44) и используя фильтрую-
щие свойства дельта-функции 5(/ — Г), получим

Вынесем из-за скобки

и получаем (учтем

Рис. 6.4

Выражения (6.35) и (6.36) позволяют составить схему опти-
мального устройства разрешения целей (рис. 6.4). Устройство имеет
два канала. Один - для оценки йс1 и обнаружения первой цели и

второй - для оценки ас2 и обнаружения второй цели. В каждом ка-
нале имеется оптимальная схема для обработки сигнала при обнару-
жении одиночной цели (на рис. 6.4 эта схема представлена в виде
корреляционного устройства, хотя можно ввести и согласованные
фильтры).
Отметим наличие перекрестных связей этих двух каналов и
устройства вычитания в каждом канале. Эти перекрестные связи и
вычитающие устройства служат, как бы, схемой компенсации части
сигнала а2 в канале и наоборот.

Отметим, что при выборе сигналов 5(Г) таким образом, что при
различиях ГД1, /д2 и^П1,/^п2 функция разрешения ^0(Т’У) Равна ну-
лю, схема разрешения сигналов превращается в обычную структуру
многоканальной обработки сигналов с независимыми каналами.

Так как оценки амплитуд 5С1 и 5с2 являются случайными при
наличии на входе шумов то дальнейший анализ достоверности
этих оценок и рассмотрении ошибочных решений могут быть вы-
полнены методом проверки гипотез.

Принятие решений о сигнале яС1 не зависит от оценки йс2, так

как эта оценка ас2 не зависит от истинной величины амплитуды
которая может быть и равной нулю. Таким образом, выбор между
четырьмя гипотезами, отмеченными выше, сводится к двум незави-
симым выборам величины оценки, относящимся к каждому сигналу.
Этот выбор может быть сделан путем сравнения оценок 5С1 и ас2 с
пороговым уровнем ап. Как обычно, в процедурах обнаружения по-
рог ап зависит от вероятности ложной тревоги Рлт, равной вероятно-
сти того, что оценка 5с1 превысит порог в том случае, когда первая

цель с амплитудой сигнала а\ в зоне наблюдения нет. Так как шумы
л(0 гауссовские, то плотность распределения вероятности оценки #С1

или ас2 подчинено нормальному закону как при наличии сигналов асу
или аС2, так и при их отсутствии. При наличии только шумовой со-
ставляющей на выходе устройства оценивания плотность распреде-
ления вероятностей равна

Р(«с1 1а\ = °) =

(6.47)

где дисперсия определена выше (формула(6.46)). В случае, когда
цель б?1, или а2 имеется в зоне наблюдения, условная плотность рас-
пределения вероятностей опенки йс1 равна
р(ал!ах 0) =

(6.48)

2

Подставим значение дисперсии в формулы (6.47) и (6.48)

и

Рис. 6.5

На рис. 6.5 показаны эти распределения при различных значе-
ниях Т50. Видно, что при приближении 'Р50 к единице (полное сов-

падение сигналов а\ и <72) возможность разделения сигналов ах и а2
существенно уменьшается.

Пользуясь обычной методикой (см.гл.З) определения вероят-
ности ложной тревоги Рт и Рпо сигнала с амплитудой <71, получаем
для Рлт сигнала ах:

(6.51)

а для вероятности правильного обнаружения цели Рпо получаем

где Ф - интеграл вероятности (см. формулу (3.44)). Соотношение
энергии принимаемого сигнала к спектральной плотности шума рав-
но К=2Е1Н^ где Е = а2 Е 0 - энергия сигнала а\ на входе.

Соотношения для другого канала а2 совершенно аналогичны.

Рис. 6.6

На рис. 6.6 приведены характеристики разрешения как зависи-
мости вероятности правильного обнаружения Рпо одной из целей в
231
присутствии второй, при заданном значении вероятности ложной
тревоги Рлт, в виде функции от величины сдвига одной из целей по
отношению к другой по времени задержки т (или по сдвигу по доп-
леровской частоте V) и при заданном отношении сигнал-шум
В=2Е/М0. По оси абсцисс откладывается переменная т/т^, где твых

- ширина отклика выходного сигнала по времени задержки на уров-
не 0,5 от максимума. Может откладываться и величина у/увых, где

Увых - ширина отклика выходного сигнала по оси доплеровских час-
тот.

Из анализа кривых рис. 6.6 следует, что применение устрой-
ства разрешения (см. рис. 6.4) позволяет повысить разрешение целей
в 2-3 раза по сравнению с Релеевским разрешением при достаточно
большом соотношении сигнал-шум К.

Процедура разрешения заключается в наблюдении выходов
каналов оценок йс1 и йс2. При превышении сигналом порога ап
только в одном канале принимается решение о том, что имеется одна
цель. Если наблюдается превышение порога в обоих каналах 5с1 и
ас29 то это свидетельствует о том, что в зоне наблюдения имеются
две цели, которые разрешаются по заданной координате с парамет-
ром разрешения тзадан или Узадан.

Следует отметить, что оптимальное разрешение существенно
усложняет устройство обработки, а выигрыш в 2-3 раза в величине
разрешения может в ряде случаев и не оправдать увеличение слож-
ности устройства обработки сигналов.

5. Разрешение целей методом инверсной фильтрации

Инверсная фильтрация предназначена для формирования воз-
можно более короткого по длительности импульса в момент прихода
отраженного сигнала. Очевидно, что при наблюдении множествен-
ных целей, когда отраженные сигналы перекрываются и цели не мо-
гут быть разрешены, появление на выходе импульсов, отображаю-
щих положение цели по дальности или в частотной области, позво-
лит определять и количество целей и их местоположение с высоким
разрешением. При отсутствии шумов можно получить любое пре-
дельное разрешение, независимо от вида сигнала. Если распределе-
ние целей, описываемых функцией отражения целей р(7) облучать
сигналом 8(1), то выходной сигнал у(1) представляет собой свертку:

СО

МО = / р(т - 0^ (т)бй,

-00

(6-53)

где р(/) - функция, характеризующая распределение ЭПО целей
или удельных ЭПО по пространству.

Если этот сигнал пропустить через линейный фильтр с им-
пульсной характеристикой /?(Г), то на входе, как известно, формиру-
ется сигнал, пропорциональный свертке:

СО

Твых (0 = / У(^К* -

-<Х)

(6.54)

Потребуем, чтобы свертка (после прохождения фильтра с им-
пульсной характеристикой /?инв(0) с одиночным сигналом была воз-
можно более короткой по длительности, в предельном случае соот-
ветствовала бы дельта-функции б^):

со

ТвыхинвСО = рСО^инвС* - № = 5(0-

-со

(6.55)

Такой фильтр с импульсной характеристикой йинв(0 называется
инверсным фильтром или фильтром обращения свертки. Опреде-
лим вид импульсной характеристики инверсного фильтра. Для этого
найдем преобразование Фурье правой и левой частей выражением
(6.55)

/ $ СОАшв (* -	= 5(0-	(6.55а)

Получим

М/ЖинвСП = 1,

(6.56)

где частотная характеристика инверсного фильтра Н^3(/) имеет вид,
обратный частотному спектру сигнала 8(1):


(6.57)

Таким образом, идеальная импульсная характеристика инверс-
ного фильтра является преобразованием Фурье выражение (6.57):

со	00	1

<6 58>

Обозначим

*„«.(() = П').	(6.59)

Рис. 6.7

Допустим, входной сигнал ХО,отраженный от группы точеч-
ных целей, расположенных по дальности в позициях

I
(рис. 6.7,а), имеет вид, как показано на рис. 6.7,6, и может быть запи-
сан в виде

/=1

(6.60)

где	и т.д.

Подавая этот сигнал у(1) на инверсный фильтр с импульсной
характеристикой йИНв(0 (6.59), получаем (учитываем соотношение
(6.55)) (см. рис. 6.7,в):

ео

Лых (0 = /	(* ~ № = X ~ )

—ОО	1=1

(6.61)

В частотной области это соответствует спектру:

^(/) = Г(/)( 1/5(7).

(6.62)

Действие инверсного фильтра заключается в том, что он уси-
ливает боковые спектральные составляющие отраженного сигнала и
как бы ”выравнивает” спектр до гладко непрерывного и тем самым
обостряет выходные сигналы. Приближением к инверсному фильтру
может быть применение дифференцирующей цепи.

Однако применение инверсных фильтров в радиолокации в
идеальном варианте практически невозможно. Дело в том, что все
формирующие цепи в передатчике, приемнике ограничивают полосу
пропускания сигнала, а усиление боковых спектральных составляю-
щих должно быть весьма большим. Усиление инверсного фильтра на
высоких частотах приводит к существенному росту уровня шумов и
соответственно - к уменьшению отношения ”сигнал-шум” на выходе
фильтра.

Важной проблемой в инверсных фильтрах является то, что
оценка спектра выходного сигнала Квых(/) (см. формулу (6.62)) не
может иметь большую полосу, чем первичная информация в У(/). так
как все более высокие частоты уже подавлены в формирующих це-
пях. Информация уже потеряна и восстановить ее каким-либо ин-
версным фильтром практически не удается, а если восстановить по-
терянные высокочастотные составляющие в спектре невозможно, то
и улучшения разрешения по сравнению с согласованной фильтраци-
ей практически ожидать нельзя.

В редких случаях, когда полосы пропускания формирующих
цепей превышают ширину спектра сигнала, применение инверсных
фильтров может быть оправдано.

В ряде работ предлагались пути по устранению недостатков
идеального инверсного фильтра, например, ослабляется требование
формирования дельта-импульсов на выходе, что реализовать на
практике невозможно. Предлагается искать решение для импульсной
характеристики результируемого инверсного фильтра в соответствии
с уравнением свертки вида

00

’^инв.р (Т - 0^(У)с1т =	(663)

—со

где #(0 - заданная форма выходного сигнала, имеющая малую про-
тяженность по оси времени по сравнению с сигналом 5(0 и его кор-
реляционной функцией ф(/). В частотной области имеем

или

(/) = ЯП = <Ж)

#инвр(/)=

я/)

Я/)

(6.64)

(6.65)

Импульсная характеристика такого реального «инверсного»
фильтра равна

Д1ЯШ

(6.66)

Если применить такой фильтр для обработки сигнала, рас-
смотренного выше в качестве примера (см. (6.60)), то получим

00

Лых(0= |	=	<6-67)

—со
Если длительность заданного импульса §(/) меньше, чем наи-
меньший интервал задержки между целями, то такие выходные сиг-
налы позволяют разрешать наблюдаемые цели (см. рис. 6.7,г).

Выбором длительности импульса #(Г) можно управлять вели-
чиной отношения "сигнал-шум” на выходе устройства обработки.
Чем меньше уровень шумов на выходе, тем более узким может быть
выбран заданный импульс Следовательно, возможен компро-
миссный выбор между величиной разрешения и качеством обнару-
жения целей (уровнем отношения сигнал-шум).

Практическим вариантом таких псевдоинверсных фильтров
может быть применение дифференцирующих (обостряющих) уст-
ройств.

6.2. ФУНКЦИЯ НЕОПРЕДЕЛЕННОСТИ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

1.	Корреляционная функция
узкополосных радиолокационных сигналов

Выполненный анализ и синтез различных алгоритмов обра-
ботки радиолокационных сигналов с позиции обеспечения требуе-
мой разрешающей способности показал, что во всех случаях фунда-
ментальное значение имеет взаимокорреляционная функция радио-
локационных сигналов - функция разрешения вида (см. гл.З п.3.2)

00

Ф,=	(6.68)

—оо

Эта функция определяет возможности сигналов по обеспече-
нию разрешающей способности по дальности и относительной ско-
рости движения целей. Исследование свойств этой функции позво-
лит выявить предельные возможности и параметры разрешения це-
лей в зависимости от применяемых сигналов.

Преобразуем выражение (6.68) к виду, удобному при исполь-
зовании узкополосных сигналов, к которым относятся практически
все реальные радиолокационные сигналы, применяемые в современ-
ных РЛ системах. Ширина спектра сигнала, по крайней мере, на по-
рядок меньше несущей частоты. В этих условиях влияние эффекта
Доплера при движении цели на ширину спектра оказывается совер-
шенно незначительным. Эффект Доплера проявляется лишь в сме-
щении всего спектра на величину, равную доплеровскому смещению
несущей частоты применяемого сигнала.

Запишем излучаемый сигнал в виде

5(/) = 5 (Оехр(у271/оО,

(6.69)

где 5(7) - комплексная амплитуда (огибающая) применяемого сиг-
нала, в которой учтены все возможные виды модуляции

5(/) = Л(/)ехр[уф5 (/)]

(6.70)

где А(1) описывает применяемую амплитудную модуляцию (напри-
мер, импульсную), а функция (р5 (7) все виды фазовой или частотной
модуляций.

Отраженный сигнал отличается от излученного (как это уже
отмечалось ранее) уменьшением амплитуды, учитываемым коэффи-
циентом а, задержки во времени на дальность и сдвигом по часто-
те на величину доплеровской часто гы /ДТ1. Таким образом, принимае-
мый сигнал запишем в виде

+Лп)=а5(/-/д)ехр[/27г(/0 +/дп)(/-/д)].(6.71)

Опорный сигнал в устройстве обработки соответственно за-
пишем

^оп(0 = ^-^,/о +/с) = ^-^с)ехР[/2</о +/с)(/“(6.72)

где /с иУс - величины смещения в сигнале, характеризующие измене-
ние величины задержки на дальность (Гс) и изменение доплеровской
частоты (4).

Подставим выражения (6.71) и (6.72) в формулу (6.68) для кор-
реляционной функции Тс:

Ч',=г>р(/-/д)^(/-/1)ех!72л[(4+Д)(/-/д)-(/о+/1)('-'.)И(6.73)
Введем новые переменные относительного сдвига опорного
сигнала и принимаемого, отраженного от цели:

(6.74)

(6.75)

Введем также переменную интегрирования в (6.73) в соответ-
ствии с соотношением



(6.76)

В результате очевидных преобразований получаем (опустив
штрих в обозначении О-

$(I)8*(I - т)е^™с11 >ехр ]2т1[(+ /с/с]&.

(6.77)

Функцию в фигурных скобках в (6.77) обозначим как

00

(т, V) = | 3(1 )8*(1 - т)е]2™сИ.

—со

(6.78)

Отметим, что на выходе согласованного фильтра формируется
сечение этой функции по оси т (см. главу 3).

Функция получила название функции неопределенности ра-
диолокационного сигнала. Параметры т и V связаны с разностями
расстояний и радиальных скоростей соотношениями:



с

(6.79)

где И и V - соответственно расстояние до цели и относительная ра-
диальная скорость цели. Величины 1)с и Ус - расстояние и скорость,
на которые настраивается система обработки сигналов (согласован-
ный фильтр или корреляционное устройство). Таким образом, функ-
цию \|/5 (формула (6.77)) можно записать в виде

(т,у) -	(т,у)еу6>(<ГЛ^

(6.80)
где 0(т, V) - фаза комплексной функции , равная

6(т, V) = 2л[(/0 + /с )т] = 2тс[/ц + /дп - у]т.

(6.81)

На рис. 6.8 показаны системы координат переменных а
также т и V для определенной точки (щ) расположения цели 4=^1 и
где т=0, у=0. При оценке разрешающей способности положе-
ние второй цепи относительно первой соответствует смещениям т и
V.

Рис. 6.8

Введение термина функция неопределенности оправдано тем,

что в области, близкой к т=0 и у=0, функция ’Р

мало отличается от

своего максимального значения. Если вторая цель находится в этой
зоне, то возникает неопределенность в принятии решения о положе-
нии двух целей и о возможности их разрешить.

В ряде случаев свойства РЛ сигналов более наглядно можно
установить, если использовать другую форму записи функции неоп-
ределенности (ФН).

Представим частотный спектр комплексной амплитуды сигна-
ла 8(1) как преобразование Фурье
00

5«) = | 8(^е~/21^(11.

-оо

(6.82)

Воспользуемся известной формулой Парсеваля



ЙО	ОС

—оо	—оо

(6.83)

для преобразования ФН, представленный формулой (6.78). Для этой
цели обозначим

й(1') = 8(1у2т',



(6.84)

(6.85)

Тогда левая часть формулы (6.83) это ФН, а в правой части
подставим преобразования Фурье от (7(/) и г (/) в записи соответ-
ственно (6.84) и (6.85).

00

[)(/) = 18(/)е12т,е^ (11 = 5(/-V),

—оо

00

к*(/) = р*(г -	= 8\Г)е:21^.

-СО

(6.86)

(6.87)

Подставим С7(/) и к (/) в формулу Парсеваля (6.83) и по-
лучим вторую форму функции неопределенности, представленную
через спектры сигналов:

со

V) = р7/)5(/-	,2* А

-00

(6.88)

Итак, имеется две формы представления ФН: формулы (6.78) и
(6.88).

16. Изд.К°9768
2.	Свойства функции неопределенности

Функция неопределенности с позиции функциональных опе-
раций может рассматриваться с различных точек зрения.

Во-первых, ФН это комплексная амплитуда сигнала на выходе
согласованного фильтра (см. формулу 6.80). Модуль ФН можно на-
блюдать на выходе согласованного фильтра при приеме отраженного
сигнала, смещенного по частоте на величину V относительно цен-
тральной частоты настройки фильтра.

Во-вторых, ФН можно рассматривать как взаимокорреляцион-
ную функцию комплексных огибающих излученного и принимаемо-
го сигналов, смещенных друг относительно друга по задержке во
времени на т и по доплеровской частоте на V. Функция при от-
сутствии сдвига по частоте у=0 превращается в корреляционную
функцию комплексной амплитуды принимаемого РЛ сигнала.

Объем, ограниченный модулем ФН над плоскостью т и V, час-
то называют "телом” ФН. Практически все свойства РЛ сигналов
можно оценить, изучая структуру ФН или структуру "тела” ФН.

Рассмотрим основные свойства ФН.

а) Максимальное значение ФН соответствует началу коорди-
нат т=0; у=0 и количественно равно 2Е

Ч-,(т,у^<^,(О,О)| = 2Ео.

(6.89)

Действительно, если в формуле (6.78) положить т = 0 ; о = 0,
то получим*

ОО	ОО

Фдо,о) = 1= ||5(0|2^ = 2Е0.

 -СО	—ОО

(6.90)

Как было принято ранее «энергия» формы сигнала Ео равна

ОО

= Ео. Для комплексного представления сигналов величина

-по

(6.90) равна удвоенному значению 2/Г0. Это доказывается прямой подста-
новкой.

242
Докажем, что величина Т5(0,0) является максимально воз-
можной, а ТДт,у) всегда меньше этого максимального значения
при т=0; у=0.

Для доказательства используем неравенство Шварца по отно-
шению к квадрату модуля ФН:

ИЛИ

-39

00	оо

(6.91)

Но каждый из интегралов в правой части равен 2Е0. Следова-
тельно, в любом случае

Т,(т,у^2^.

<6.92)

Таким образом, доказано, что

ч;(т,ф|тХо,о).

б)	По модулю функция неопределенности РЛ сигналов сим-
метрична относительно начала координат т=0; у=0



(6.93)

Подставим в формулу (6.78) для ФН величины -т и -V

ОО

(-Х-V) = 18(1)8*(I + т)ехр[-у2тсу/]^.	(6.94)

-СО

Изменим переменные по правилу
что приведет к следующему выражению:

00

Ч^ (—т,—у) = 15'(/'-т)5*(/')ехр[-/2лу(/ - т)]сй'.	(6.95)

-00

ИЛИ

со

Ч^ К-V) = ехр[-/2яуг]|5‘(Г)5(Г,-т)ехру2яу'б*'.	(6.96)

Так как интеграл комплексно сопряженной величины равен
комплексно сопряженному интегралу (вследствие линейности опе-
рации интегрирования), то (6.96) запишем в виде

оо

Ф, (-т-у)=ехрН'2^т][р(Г)5*(/'-т)ехр2да,Л]*.	(6.97)

Или получаем

(-т,-у) = ехрРу^лут]1?* (т, V).	(6.98)

Следовательно, по модулю получаем

= т, (т.у)

(6.99)

что и требовалось доказать.

в)	Объем квадрата модуля ФН над плоскостью т, V является
величиной постоянной и равной 4Е^

СО 00

ГфВ = ( [ Ч^ (т, у)	= С0П81: = 4Е02.

— 00—00

(6.100)

Это одно из важнейших свойств ФН. Изменение вида и пара-
метров модуляции может изменить форму "тела" ФН, но объем не
изменится. Попытки получить узкий пик ФН в области начала коор-
динат приведет к перераспределению объема ФН, к появлению или
других максимумов, или к росту уровня боковых лепестков ФН
Уменьшение ширины ФН по какой-либо оси неизбежно приводит к
расширению ФН по какому-либо другому направлению.
Докажем справедливость (6.100).

Подставим в (6.100) выражение для ФН (формула 6.78). Полу-
чаем

со оо оо

—00—00 —00

2

(1тс1у -

(6.101)

СО 00 оо со

—оо—оо—ос—00

Видно, что в (6.101) можно в первую очередь выполнить ин-
тегрирование по V.

00

-00

(6.102)

где V) дельта-функция*. Подставим (6.102) в (6.101) и получа-
ем после интегрирования по I'

00 ОО
-оо-оо

СО	00

л •	2 г •	2

= 18(1) Л18(1-т) ск.

—00	—СО

Видно, что интегрирование по 1 приводит

00
Г •	2

р(0 (И = 2Е0.

-оо

(6.103)

(6.104)

* 1) Выражение (6.102) можно получить, если учесть, что

оо

(/) = Г д(1 -1' )е~}2^'(11' = е~]2л1'

-оо

и взять обратное преобразование Фурье:

-00
И получаем окончательно

V = 4Е2
у фн	•

(6.105)

Таким образом доказано соотношение (6.100).

Изучение структуры ФН в ее «объемном» виде достаточно
трудно. По этой причине часто пользуются методом горизонталей
для представления ФН на плоскости т и V. Такие изображения назы-
ваются диаграммами неопределенности.

3.	Диаграммы неопределенности

Знание формы ФН позволяет оценивать такие свойства РЛ
систем, как разрешающую способность, точность измерений коор-
динат, а также и возможности наблюдения целей на фоне мешающих
отражений. Как уже отмечалось, не всегда удобно построить и изу-
чать всю фигуру "тела” ФН (обычно, это модуль или квадрат модуля

ФН,

ТДт, V) ). По этой причине широко используются при изуче-

нии РЛ сигналов диаграммы неопределенности сигналов (ДНС),
представляющие собой сечения ФН плоскостями параллельными
плоскости (т, V) на различных уровнях.

На рис. 6.9,а показана полная пространственная фигура ФН, а
на рис. 6.9,6 - изображение сечений плоскостями, параллельными
плоскости (т,у), в виде горизонталей. В топографии применяются
аналогичные сечения для отображения рельефа местности. Вид се-
чения ФН на уровне не менее 0,5 от максимума позволяет еще раз
пояснить смысл термина "функция неопределенности". В пределах
таких сечений (вида эллипса) практически невозможно определить
раздельно положения (координаты) нескольких 'по крайней мере
двух) целей. Их ФН совместно образуют сложную пространствен-
ную фигуру, а ДНС формируется в виде некоторой плоской фигуры,
в которой невозможно определить положение центров (точек макси-
мумов) расположения целей. Следовательно, возникает неопреде-
ленность в разрешении целей и в нахождении координат наблюдае-
мых целей. При наличии внутренних шумов в РЛС в пределах сече-
ния ФН также возникает неопределенность в определении положе-
ния цели даже одной цели, так как форма сечения и центр его слу-
246
Рис. 6.9

чайны и зависят от отношения энергии сигнала и шума. При доста-
точно большом отношении энергии сигнала и спектральной плотно-
сти шумов измеренное положение цели находится в пределах эллип-
са неопределенности для данной ДНС с центром, соответствующих

истинным координатам цели.
Эллипс неопределенности. Покажем, что сечение ФН на уров-
не, близком к максимуму ФН (не менее 0,5 от максимума), имеет
форму эллипса. Для этой цели воспользуемся представлением функ-

ции

в виде ряда Тейлора в области, близкой к положе-

нию максимума (точка т=0, у=0):

2

(6.106)

В разложении (6.106) первые производные равны нулю в точке

т=0, у=Ю, так как это максимум функции

/	\|2

(т, VI . Нормируем

2

т, V) = (2Е2 )2. Полу-

чаем

(6.107)

Все производные в (6.107) берутся в точке т=0, у=0. Рассмот-
рим эти производные более детально. Подставив выражение для
Ч'Дт, у) (см. (6.78) в формулу (6.106) для записи производных. В
частности, для 2-ой производной по т:
т=0

*=0

(6.108)

00 00

_[ ршм -и)х’(л -иуэд-№##2

Выполним дифференцирование по т правой части (6.108)

оо 00

_ =-(2,)2|/(т;-/2)!|эд)|г|5(уг)|7<. (6.Ю9)

у=о	~<Х^Х)

Раскроем (/1^/2) в выражении (6.109) и получим

у=0

00

= -(2я)2 {/2|5(/)|>,

-00

(6.110)

2

так как первые моменты фигуры *$(/) равны нулю.

Обратим внимание, что (6.110) представляет собой второй мо-

2

мент функции . По аналогии с моментами распределений ве-

роятностей эта величина характеризует ширину спектра сигнала
(рис. 6.10,а). Обозначим нормированный второй момент как диспер-
сию спектра

= )/2М2^-----

(6.111)

Выполняя аналогичные преобразования для второй производ-
ной ФН в (6.107) по V, получаем
или

Раскрывая

т=0

V—О

(6.112)

оо 00

(6.113)

/2) в (6.113), получаем

(6.114)
Выражение (6.114) представляет собой второй момент квадра-
та модуля огибающей сигнала 5(0 и характеризует длительность
сигнала (см. рис. 6.10,6).

Обозначим нормированный второй момент сигнала 5(/)

2

как

г

дисперсию :

—ОО

(6.115)

Определим и смешанную производную по т и V в (6.107). Для
этой цели представим	в форме временных зависимостей

(как в (6.112)), тогда имеем

т=0
у-0

(6.116)

Выполним вначале дифференцирование по V, а затем по т, по-
ложив в полученном после дифференцирования выражении т=0 и
у=0, получаем

а2

с1хс!у

т=0 ~ 2(2Л0)р!Г,

у-0

(6.117)

где функция называется коэффициентом частотно-временной
связи в РЛ сигнале и более детально рассмотрена при анализе слож-
ных сигналов с ЧМ, для которых характерно отличие от нуля вели-
чины . Выражение для р^ имеет вид
03	/7

= Ке{+>2л

-ОО

(6.118)

Подставим все полученные производные в выражения (6.107).

Учтем при этом, что

Ч'Хо.оЛ2 = (2Е*0 )2, получаем

{(2л)2 о2т2 +(2л)2а2у2 +(2л)2о2у2 +2ругу. (6.119)

Из формулы (6.119) видно, что кривая, образованная пересече-

нием функции

^,</|т,(о,о)|2

плоскостью, параллельной плос-

кости (Т, V) на уровне, близком к максимуму ФН, определяется

уравнением:

С2 = (2л) с2гт2 + (2л) о2т2 + 2р пту .

(6.120)

Эта кривая представляет собой эллипс, который обычно назы-
вается эллипсом неопределенности (рис. 6.11) Постоянная величина
С2 определяет уровень сечения. Для более детального анализа эл-
липса неопределенности введем ряд параметров, определяющих тем
или иным образом ширину спектра сигнала и длительность прини-
маемого РЛ сигнала.

Эффективной шириной спектра сигнала назовем величину
л/. ,ф:

А/„Ф=2яа/,	(6.121)

а эффективной длительностью сигнала - величину тсэф:

^с.эф ~ 2лог

(6.122)

Часто для определения ширины спектра и длительности сигна-
ла удобно выбрать величины, которые более близко соответствуют
известным определениям ширины на уровне 0,5 от максимума. На-
зовем эти параметры эквивалентными.

Эквивалентной шириной спектра назовем величину эф :
А/сэк=4о

(6.123)

а эквивалентной длительностью - т„ 

С, эк

= 4о,.

с.эк

(6.124)

Если подставить введенные обозначения для ширины спектра
и длительности сигнала в выражение для функции, определяющей
форму эллипса неопределенности (6.120), то получим

С2=ДДт2+тс2эфу2+2Ру?ту

(6.125)

и соответственно

(6.126)

Если выбрать величину С2=1/4, то это соответствует уровню
сечения ФН на 0,5 от максимума.

Найдем ширину сечения эллипса неопределенности по оси т.
Для этого подставим V = 0 в выражение (6.125) и затем - в (6.126).
Получаем

(6.127)

и

(6.128)

Ширину7 сечения ФН по оси т(трых,) определим по уравнени-

ям (6.127) и (6.128)

(6.129)

(6.130)

При значении С=1/2 получаем
1

(6.131)

и

2 1 _ 0,64 ~	1

71 Д/	Д/	Д/

</ с.эк	Л с.эк	*/ с.эк

(6.132)

Аналогично определим ширину сечения эллипса неопределен-
ности по оси V. Получим

^вых.эф=—	(6.133)

т ,
с.эф

И

А 2 1	0,64	1

Аувыхэк =------=	.	(6.134)

хЭ хМ Л. -Э Л.	_ V	/

кт	т	т

с.эк	‘'с.эк	^с.эк

На рис.6. И отмечены указанные размеры сечений.

Можно также показать, что большая ось эллипса на рис. 6.11
отклонена на угол Оо относительно оси т. Угол а определяется соот-
ношением

1§2а0 =	2Р_^ - .	(6.135)

Ус эф Тс эф

Эллипс неопределенности сигналов, для которых параметр
- 0, имеет оси, совпадающие с осями т и V, и не повернут отно-
сительно оси т.

Как будет показано в 7-й главе, к таким сигналам относятся
сигналы без частотной модуляции несущей.

4.	Классификация функций и диаграмм
неопределенности РЛ сигналов

Радиолокационные сигналы могут быть классифицированы по
типу соответствующих их функций неопределенности. Вид ФН свя-
зан с качеством сигнала ^с, которое определяется произведением
длительности применяемого сигнала тс на ширину спектра А/^.:

(6.136)

В ряде учебников и монографий по теории сигналов произве-
дение длительности сигнала и ширины его спектра часто называют
также базой сигнала.

Наиболее простыми сигналами являются одиночные импульсы
высокой частоты с постоянной немодулированной несущей. Качест-
во такого сигнала равно единице. Функция неопределенности ука-
занных сигналов в упрощенном виде представляет собой вид гребня,
расположенного вдоль одной из осей т или V (рис. 6.12,а). Гребне-
видную форму имеет и ФН сигналов с линейной ЧМ несущей внутри
импульса (см. гл. 7). Качество таких сигналов значительно больше
единицы. Гребень ФН в этом случае расположен под некоторым уг-
лом к осям т или V (рис. 6.12,6).

Таким образом, к первому типу ФН относятся гребнеобразные
ФН.

Второй тип ФН "кнопкообразные” ФН (рис. 6.12,в). Такую ФН
имеют сигналы со сложными видами модуляции, например фазома-
нипулированные импульсы, шумоподобные и др. (см.гл.7). Качество
255
Рис. 6.12

таких сигналов также значительно больше единицы. Особенностью
ФН этого вида является наличие одного острого пика, основание ко-
торого на плоскости т, V занимает область с площадью, равной
(1/Д4 )(1/тс ). Пьедестал ("шляпка" кнопкообразной функции неоп-
ределенности) имеет высоту порядка (1/Д/^тс ) и занимает на плос-
кости т, V область с площадью, равной 2тсЛ/с. Сигналы, имеющие
кнопкообразную ФН, как правило, обладают высокой разрешающей
способностью как по оси т, так и по оси V, но из-за наличия "пьеде-
стала" ФН в присутствии распределенных мешающих отражателей
возникает эффект маскировки относительно слабых целей, уменьша-
ется отношение мощности сигнала и мощности фона мешающих от-
ражений. Третьим типом ФН являются функции в виде некоторой
"подушечки с булавками". Такую ФН имеют периодически повто-
ряющиеся импульсные последовательности. Структура ФН включает
в свой состав гребенку пиков над плоскостью т, V. Расстояние между
пиками по оси т равно периоду повторений импульсов в пачке, а по
оси V - частоте повторений. Область основания пиков (в диаграмме
неопределенности) равна (1/АЕс )(1/тс ), то есть такой же, как и для
сигналов со сложными видами модуляции и большим произведени-
ем тсЛ/с Недостатком и особенностью ФН третьего вида наличие
неоднозначности в определении положения цели как по оси т, так
и по оси V из-за того, что величина отдельных пиков в районе цен-
тра и даже в достаточно удаленных от центральной части (т=Ю, у=0)
областях мало отличаются от главного центрального пика. Однако
такие сигналы обеспечивают хорошее разрешение по осям т и V и
достаточно высокое отношение сигнала и фона МО.

В заключение отметим, что наличие только трех основных ви-
дов ФН существенно облегчает подбор сигналов для конкретных
применений в реальных условиях работы радиолокационных систем.
И хотя существуют в современной теории РЛ достаточно сложные
методы синтеза сигналов по виду требуемой ФН, но актуальность
такого синтеза не очень высока. Следовательно, выбор сигналов сле-
дует выполнять, исходя из физической реализуемости устройств
формирования РЛ сигналов, и подбирать параметры сигналов, обес-
печивающие необходимую разрешающую способность и помехоза-
щищенность на фоне МО.

6.3.	РАЗРЕШЕНИЕ ЦЕЛЕЙ ПО ДАЛЬНОСТИ
И ДОПЛЕРОВСКИМ ЧАСТОТАМ

1.	Сечение функции неопределенности по оси задержки т
и параметры разрешения целей по дальности

Для определения параметров, характеризующих разрешаю-
щую способность РЛС, рассмотрим соответствующие сечения ФН
по осям т и V. Вид сечения и ширина функции сечения по соответст-
вующим осям позволит определить разрешающую способность и
возможные неоднозначности при измерении координат и параметров
движения целей. Мерой разрешения, как уже определено выше, слу-
жит ширина сечения ФН, а мерой неоднозначности - интервалы ме-
жду основным и дополнительными максимумами ФН в данных се-
чениях.

Сечение по оси т. Сечение по оси т (в плоскости у=0) позволяет
судить о разрешении целей по дальности. Параметры, характери-
зующие сечение, определим, используя выражения (6.78) и (6.88) для
функции неопределенности.

Если использовать формулу (6.78), то сечение ФН по оси т
равно

00

Ф,(т,о)= р(г)Г(7-т)с?Л	(6.137)

—ОО

Это выражение (6.137) представляет собой корреляционную
функцию комплексной амплитуды РЛ сигнала 8(1). Данное сечение
соответствует огибающей сигнала на выходе согласованного фильт-
ра. Чем более узкой является функция сечения по оси т, тем лучше
разрешение целей по дальности (по оси задержек на дальность).

Более наглядное представление о свойствах сечения по оси т
можно получить, если использовать вторую формулу выражения,
определяющего ФН (6.88). В этом случае сечение имеет вид

00

ФДг,О)=

—со

(6.138)

Видно, что сечение	можно рассматривать как преоб-

разование Фурье от квадрата модуля частотного спектра комплекс-

ной амплитуды сигнала.

Из свойств преобразований Фурье следует, что, чем более ши-
рокой является преобразуемая функция, тем более сосредоточенной
(более узкой) является преобразованная функция (по соответствую-
щей оси координат). В рассматриваемом случае из формулы (6.138)
следует, что чем более широким по оси частот является квадрат мо-

дуля спектра сигнала 5(/) ,

тем более узкой по оси т становится

сечение

ФН (т,0) .
Для получения количественных соотношений для разрешаю-
щей способности по оси т используем параметр разрешения по оси
времени эффективную ширину ФН по оси т, которая была введена
раньше (см. формулу(6.131)) (рис.6.13,а):

Рис. 6.13

а)

б)

Таким образом, 5т - предельная разрешающая способность
сигналов во времени (а следовательно, и по дальности) зависит от
ширины спектра излучаемых РЛ сигналов А/ эф и не зависит от их
длительности и формы

вых. эф	V 4/с.эф •

Разрешение по дальности равно, очевидно:

вых эф

2А/„Ф

(6.140)

Сжатие сигналов во времени. Широкий спектр сигналов и
большая длительность излучаемых сигналов не являются несовмес-
тимыми понятиями при введении частотной или фазовой модуляции
высокочастотного заполнения сигналов. Можно получить при этих и
других видах модуляции ширину спектра, значительно превышаю-
щую величину, обратную длительности сигнала.

Если качество сигнала (?с = тс2Х/'сэф больше единицы, то та-
кие сигналы в процессе оптимальной обработки в согласованных
фильтрах или в корреляционных устройствах могут быть сущест-
венно уменьшены по длительности, то есть, как обычно говорят,
сжаты во времени. Коэффициент сжатия сигнала (?сж определим как
отношение длительности сигнала на входе устройства обработки тс к
длительности сигнала на выходе тВых-

&«=—	(бин

^ВЫХ

Если за длительность выходного сигнала принять эффектив-
ную длительность твЬ1Хэф, то коэффициент сжатия становится равным
качеству сигнала (используем (6.139)):

=тсл4,Ф=а. (6142)

Твых

Из соотношения (6.142) следует, что сжатие сигнала возможно
только в том случае, когда качество сигнала 0^ существенно превы-
шает единицу

0>1, О>1.

Как будет показано в гл. 7, высокую степень сжатия можно
получить в случае применения сложных сигналов с различными ви-
дами частотной и фазовой модуляции.

2.	Сечение ФН по оси V и параметры разрешения целей
по скорости

Изучение сечения ФН по оси частот V позволяет судить о раз-
решающей способности РЛС по доплеровским частотам и, следова-
тельно, о разрешении целей по скоростям.
260
Для нахождения сечения по оси V также воспользуемся форму-
лами (6.78) и (6.88). Исходя из (6.78), положив т=0, получаем

00

(0, у) = | |5(/)|2^2^ (11.	(6.143)

-00

Это выражение можно рассматривать как преобразование Фу-
рье квадрата модуля комплексной огибающей РЛ сигнала, но так как
15(01 то соотношение (6.143) является преобразованием Фу-
рье от квадрата амплитудной огибающей сигнала. Если же использо-
вать формулу (6.88), то получаем

СО

Ф,(О,У)= р'(/)Ж-т)#.	(6.144)

—00

Данное выражение можно назвать корреляционной функцией
спектра РЛ сигнала (в частотной области). Для оценки свойств сече-
ния по оси т удобно анализировать именно формулу (6.143). Из
свойств преобразования Фурье следует, что, чем более протяженной
во времени является амплитудная огибающая сигнала, тем более уз-
кой (сосредоточенной) является сечение по оси у.

Воспользуемся выражением для формы сечения эллипса неоп-
ределенности (формула (6.125)), которая позволяет получить (см.
формулу(6.133)) связь эффективной ширины сечения ФН по оси у
(рис.6.13,), Ауккт , и полной длительности РЛ сигнала т .

^вых.эф=—.	(6.145)

Тс.эф

Таким образом, предельная разрешающая способность РЛ сиг-
налов по доплеровским частотам зависит от полной длительности РЛ
сигнала и количественно обратна этой длительности тс эф.

Соответствующее разрешение по критерию Релея 5у равно
Д^ВЫХ.эф

^вых,ф=—.	(6.146)

Т 4

с эф
Так как доплеровские частоты обусловлены относительной
скоростью движения цели и РЛС, то разрешение по скорости соот-
ветственно равно

8К=-8у = -Ду|ШЙ = -^.	(6.147)

2	2	““* 2т..ф

Следовательно, разрешение целей по скоростям зависит от
полной длительности сигнала тс эф и длины волны.

6.4.	РАЗРЕШЕНИЕ ЦЕЛЕЙ ПО УГЛОВЫМ КООРДИНАТАМ

1.	Общие сведения

Разрешающая способность РЛ системы по угловым координа-
там - это возможность раздельного наблюдения двух и более целей,
находящихся на одинаковом расстоянии от РЛС, но расположенных
на различных угловых направлениях. Разрешение целей по угловым
координатам принято измерять минимальным углом между направ-
лениями на отдельные цели, при котором обеспечиваются их раз-
дельное обнаружение и измерение координат.

*2-Я цель \	I цель  \ • /  Опор\ о ДХ/дУ ное	X/ 7_ ли  напрад-\\ \ |/ / лен не	\\\  1/ Поиск  рлсяГ	0  а) гу  Рис. 6.14	ПАЛА 2-я цель'Ч । V 1/ цель еа -1 'А ' \ /К У !\ 1 \ 	ЕД Д	• Рщ Рцг	&  б)
В простейшем случае, когда, например, цели находятся в ази-
мутальной плоскости (рис. 6.14,а) и облучаются антенной, имеющей
ширину ДН 0л, выходные сигналы приемника С7ВЫХ являются функци-
ей азимутального угла Р (рис. 6.14,6). Очевидно, раздельное наблю-
дение двух целей с одинаковыми ЭПО возможно только в том слу-
чае, когда результирующая огибающая выходных сигналов еще име-
ет два максимума (по критерию Ре лея). Если угол между направле-
ниями на цели меньше, чем ширина ДН антенны сигналы сливаются
и различить отдельные цели становится невозможно. Таким образом,
минимальный угол между целями, определяющий разрешение, равен

8р = 0„.

(6.148,

Данный упрощенный способ оценки разрешения по угловым
координатам применим не во всех случаях. Например, при синтези-
ровании апертуры (см. гл. 10) разрешение может быть получено зна-
чительно более высокое, чем ширина ДН антенны.

В общем случае при оценке разрешающей способности по уг-
ловым координатам необходимо учитывать взаимосвязь пространст-
венно-временных сигналов со структурой антенных устройств.

Наиболее просто указанную задачу можно решить, если ис-
пользовать материал предыдущих разделов этой главы, рассматри-
вая пространственно-распределенные сигналы на апертуре антенны
как аналог временного сигнала. Преобразование Фурье пространст-
венного сигнала позволит рассматривать спектр пространственных
частот как функцию однозначно связанную с диаграммой направ-
ленности антенной системы (ДН)

Рассмотрим линейную антенну (рис. 6.15). на которую падает
плоская волна электромагнитных колебаний, отраженных от точеч-
ной цели, расположенной под углом р к нормали к линейной антен-
не.

В точке х на апер гуре, длиной Г, запаздывание сигналов по фа-
зе ф(х) относительно центра 0 можно записать как

<Р(Х) = ^§1ПР,	(6.149)

А

а сам сигнал (его комплексная амплитуда) в точке х равен
V (х) = А(х)е л

(6.150)

э

где А(х) - распределение по апертуре антенны, которое учитывает
свойства антенны преобразовывать падающие электромагнитные
колебания в принимаемые приемником сигналы (в общем случае
комплексная функция). Суммирование всех колебаний, падающих на
апертуру, позволяет сформировать результирующий сигнал в виде
интеграла:

(6.151)

Это соотношение определяет диаграмму направленности ли-
нейной антенны /7(Р) как функцию угла р. Видно, что функция К эк-
вивалентна преобразованию Фурье распределения сигнала А(х) по
апертуре.

Обычно линейный размер антенны Ь значительно больше дли-
ны волны X и ширина ДН охватывает сравнительно небольшой про-
странственный сектор углов р. В этом случае уместно положить

81пР « р.

Введем переменную/х по формуле

81П Р Р

Г

(6.152)

Эту величину /х назовем пространственной частотой, как ар-
гумент преобразования Фурье пространственного сигнала А (х).

Таким образом, если рассматривать распределение А(х) как
аналог сигнала, диаграмма направленности Я(Р) является аналогом
спектра "сигнала" А(х). Частотой, как переменной в спектре, являет-
ся пространственная частота /х, связанная с углом р соотношением
(6.152). Подставив/х в формулу (6.151), получаем

00

Р(/х ) = | А(х)ел^х Ос.

-СО

(6.153)

По аналогии с временными сигналами введем новую функцию
пространственную функцию неопределенности , которая описы-
вает свойства пространственных преобразований сигналов.

2.	Пространственная функция неопределенности

Считаем, что имеются две цели, которые различаются между
собой по угловому направлению (по углу Р) и различаются на вели-
чину у. По аналогии с формулами (6.78) и (6.88) можно записать вы-
ражения для пространственной ФН:

00

(/, ух ) = | А(х)А* (х - Г)о’*2™'‘хс1х

-00

(6.154)

и

00

(6.155)

-00
в формулах (6.154) и (6.155) обозначено: 1- смещение сигнала А(х)
по оси х, а ух отклонение по пространственной частоте /х:

(6.156)

где Р1 и р2 - угловые положения первой и второй целей, что соответ-
ствует разности пространственных частот/х на величину Ух.

Формулы (6.154) и (6.155) устанавливают связь распределений
по апертуре Л(х) и диаграммы направленности Р(/х) при наличии
смещений по апертуре / и по пространственной частоте V*, а также

устанавливают связь Л(х) и р(р) при наблюдении двух плоских элек-
тромагнитных волн, приходящих от двух источников излучения или
переотражения.

3.	Параметр разрешения целей по угловым координатам

Наилучшее разрешение по угловым координатам (по углу Р)
достигается в том случае, когда пространственная функция неопре-
деленности гРх(/,\\.) имеет возможно меньшую протяженность по

оси разности углов Р, то есть по оси ух.

Для оценки разрешающей способности по угловым координа-
там (по углу Р) найдем сечение пространственной ФН по оси ух9
положив 1=0:

00

ФДкх) = { |Л(х)|2 Л,

—оо

(6.157)

а также

со

-СО

(6.158)

Из формулы (6.157) видно, что сечение пространственной ФН
по оси V* представляет собой преобразование Фурье от квадрата
модуля распределения А(х) по апертуре. Чем более протяженной яв-
ляется апертура (и соответственно Л(х) по оси х), тем более высокое
разрешение по углу Р можно получить.

Формула (6.158) в свою очередь показывает, что сечение
Тх(ул.) можно рассматривать как корреляционную функцию ДН
антенны Г(/х) по оси пространственных частот^- (по оси углов р). Из
этой формулы (6.158) также следует, что разрешение целей по угло-
вым координатам определяется не просто шириной ДН, а шириной
пространственной корреляционной функций диаграммы направлен-
ности антенны.

Рис. 6.16

Для количественной оценки величины разрешения РЛ системы
по угловым координатам введем в качестве параметра разрешения
эффективную ширину сечения пространственной ФН по оси Ух

(рис. 6.16), которую обозначим А\\Эф . Для определения величины

д^эф

представим сечение 44 (\\)

в виде ряда Тейлора по пере-

менной ух в области максимума :
т,Ы’ =|Ч',(0)|2

2



х

(6.159)

В выражении (6.159) второй член равен нулю, так как эта ве-
личина пропорциональна первой производной в максимуме .

Рассмотрим третий член в (6.159) и определим вторую произ-

2

водную от при Ух — 0, используя (6.157).



х

(6.160)

оо оо

Раскрывая (х^ — хо)2 и учитывая, что первые моменты

Л(х)

равны нулю, полу-чаем

(6.161)

Введем параметр, характеризующий ширину апертуры по оси
х, так называемую эффективную ширину апертуры, по формуле:

4, =(2я)!а;,	(6.162)

2

где - второй момент распределения

Л(х)2

равный:
2
х

ОО

|х2 А(х)2 с1х

—ОО

(6.163)

Учитывая (6.162) и (6.163), формулу (6.161) запишем в виде

(6.164)

Подставим полученную зависимость. (6.164) в разложении в

ряд Тейлора функции

(см. формулу 6.159) и выполним

нормировку этой величины к единице:

(6.165)

где учтено, что

(6.166)

Если выбрать уровень сечения

равным 3/4 от мак-

симума, то получим, что

эфух(3/4) “ л

(6.167)

Введем обозначение для ширины пространственной ФН на
указанном уровне АVXЭф, которая равна разрешению по оси ух эф :

= Духэф = 2ух(3/4).

(6.168)

Получаем соотношение, связывающее эффективную ширину
апертуры 1эф и ширину сечения ФН Духзф (подставим (6.168) в
(6.167)):

(6.169)

Для перехода от пространственных частот Ух к угловым вели-
чинам используем (6.156). Получим, что ширина ФН по угловым ко-
ординатам 0лэф равна

0 . =ХАу ..

л.эф	х.эф

Выражение (6.169) можно записать как

0 =А

^Л.эф т
^эф

(6.170)

(6.171)

Таким образом, разрешающая способность РЛ системы по уг-
ловым координатам зависит в конечном итоге от эффективной ши-
рины используемой апертуры ТЭф и длины волны к. Количественно
разрешение 5р равно 6лэф и определяется отношением длины волны
и эффективной ширины применяемой апертуры ТЭф.

5₽ = 0л.эф-

4.	Обобщенная пространственно-временная функция
неопределенности РЛ системы

Рассмотрим более общий случай совместного наблюдения
пространственно-временных сигналов, отраженных от двух целей
(рис.6.17).

На линейную апертуру приходят две плоские волны электро-
магнитных колебаний под углами Р1 и р2. Цели, кроме различий по
угловым координатам, имеют различные скорости (различные доп-
леровские частоты) и смещены друг относительно друга по дально-
сти.

Сигналы, попадающие на апертуру длиной Ц запишем в виде
5,1(/,х,₽1)=ф-^1(х,р;)]ехр{у2л(/0 +/да1)[/-^(^Р:)]},
— (дгС^РгЛехрГ/^^С/о +/дп2)Р—(дгХ-^Рг)]} •

Обозначения в (6.172) соответствуют ранее введенным обо-
значениям.

Задержки сигналов во времени ^(хД) и Гд1(х,₽2) равны:

3

(6.173)

до2

2

5

где /до1 и (цо2 - задержки сигналов во времени в точке центра аперту-
ры.

Таким образом, приходящие к апертуре сигналы можно рас-
сматривать как пространственно-временные сигналы, являющиеся
функцией времени и положения точки приема в пространстве (пере-
менная х).

Сигналы, возбуждаемые в каждой точке апертуры, затем сум-
мируются и поступают в приемное устройство и на систему обра-
ботки РЛ сигналов. Вклад различных элементов апертуры зависит от
распределения поля по раскрыву Л(х), или от весовой функции апер-
туры антенны.

В качестве критерия различия (разрешения) принимаемых
сигналов выбираем интегральную оценку - интеграл квадрата разно-
сти сигналов:

со оо

е2 = / Л^щ(^^Р1)-^ц2(Л^р2)|

-00—00

(6.174)

где сигналы 5Ц1 и 5ц2 отличаются от и 52 в (6.172) только коэффи-
циентом А(х).

Выполняя известные преобразования в выражении (6.174), по-

лучим

00 ОО	ОО 00

= | Л$ц1 (I, х, 0! )| (ксН + 11|5ц2 (/, X, Р2)| дхд! -
—00—00	—00—00

00 00

-2 Ке 114, (/, х, )5*ц2 (/, х, Р2) ахЖ.

—00—00

(6.175)

Наибольшее значение 82 достигается при минимальном зна-
чении третьего члена в (6.175). Первые два интеграла соответствуют
энергии отраженных от цели колебаний и являются постоянными
положительными величинами. Введем обозначение для пространст-
венно-временной взаимокорреляционной функции сигналов 5Ц1 и 5Ц2.

00 оо
—00—00

(6.176)

Комплексную амплитуду функции называют обобщенной
пространственно-временной функцией неопределенности РЛ сис-
темы и будем ее обозначать (т, V, Ух). Очевидно, как уже отме-
чалось, обобщенное разрешение целей тем лучше, чем уже функция
по соответствующей оси координат.

Определим вид функции	используя зависимости

для введенных обозначений сигналов (6Л72), взаимо-
корреляционной функции (6.182) и распределенииЛ(х) по апертуре:

00 00

Ч'„ = УЛДх)|:Х(/-/„)Г(/-<д2)ехр(72л(/+/дп1Х(-(д,)-

-об-оО	' /



Выполним ряд известных преобразований в (6.177):

со ос

= И Ж<5(/-(дХ(/-/д2)ехрС/27г)х

-СО - СО

(6.178)

Подставим значения Гд] и 1д2 в формулу (6.178) и вынесем за

интегралы все составляющие, которые не зависят от переменных х и
(:

со оо

Ч'хг = | /|АХ)| ^-/Д1)5*(^-/Д2)ехр(у271)х

-00—00

/ 4 1

УДП1 ДО1

*/дп2^до2

Х81ПР,

(6.179)

= ехр(72я)Г-Л(7 .0) + / Л о- / л ,1х
г	</0 \ до! до2 7	</ дп2 до2 7 дп1 дс!-1

со 00

Х !	+-81Пр ))5*(/-(Гдо2 +-8Шр1))х

с	с

-00-00

, ._ чг/дГ ,	/./Х81пВ| хзшВ,4'. .

хехр(у27г)[(/дп1-/дп2)/-/0 -----------------дхШ.

\ с с )

18. Изд.№9768

273
В выражении (6.179) в показателе экспоненциального сомно-

жителя опущен член

цп2

Х81ПР2

Х8Ш0!

С

так как его величина значительно меньше оставшегося члена, зави-
сящего от переменной х.

Введем замену переменных в (6.179) и ряд обозначений

(/до1

----81П Р,),
С

^до! ^до2

/0 — 8ШР1 —8ШР2



Х8ШР} Х8ШР2
х х-

(6.180)

Интегральная часть в формуле (6.179) это обобщенная про-
странственно-временная функция неопределенности^^. С учетом
всех введенных обозначений и произведенной замены переменных
формулы (6.180) соотношение (6.179) приводится к виду:

СО 00

Ч'„(гл,у,)=/Лл(х)|2«№,(/-

—00—00

т +	(6.181)

/о

Выполняем интегрирование только по I и обозначим:

ОО

;у)= р(/)Г(/-т +

-00

(6.182)

Видно, что выражение (6.182) это рассмотренная ранее ФН ра-
диолокационного сигнала, в которой в общем случае сдвиг во вре-
мени зависит и от координаты х на апертуре.

Обобщенная пространственно-временная ФН (6.181) тогда
равна:

СП СО

)= }Лл(х)|2Ч',(т-

—оо—со

у}е^х(1х(И.

(6.183)
Если применяются узкополосные сигналы, когда ширина спек-
тра составляет величину не более 20% от несущей, что обычно и
имеет место на практике, а размеры апертуры существенно меньше
ширины ФН по оси дальности В (как известно, ст/2=В), то аргумен-
том (хух//о) в ФН сигнала (6.182) можно пренебречь. В этом случае
обобщенная пространственно-временная ФН (6.183) соответствует
выражению

У,УХ) = Ч'Л'с,	(6.184)

то есть Ттх равна произведению ФН РЛ сигнала и пространственной
ФН системы Тх(ух)(см.формулу (6.157)):

со

-оо

(6.185)

Следовательно, можно раздельно анализировать свойства РЛ
сигналов с позиции разрешающей способности по дальности и доп-
леровской частоты и разрешение по угловым координатам, исполь-
зуя отдельно функции неопределенности Ч^ и Ч\.

Видно, что введенная ранее пространственная ФН по аналогии
с временными сигналами (см. п. 2) полностью совпадает с (6.185),
полученной прямым путем, анализируя разделение (разрешение)
пространственно-временных сигналов для двух целей, расположен-
ных на различных угловых направлениях.

6.5. ВЛИЯНИЕ НА РАЗРЕШАЮЩУЮ СПОСОБНОСТЬ
ХАРАКТЕРИСТИК ОСНОВНЫХ УЗЛОВ
РЕАЛЬНОЙ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СИСТЕМЫ

1.	Общие сведения

В реальных условиях работы РЛ систем разрешающая способ-
ность отличается от предельно возможных, которые были определе-
ны в предыдущих параграфах, и становится в общем случае хуже.
Ухудшение разрешающей способности обусловлено влиянием мно-
гих дестабилизирующих факторов, которые проявляются в ряде уз-
лов РЛ системы, неидеальным конструктивным выполнением функ-
18*	275
циональных элементов, искажениями сигналов в трактах РЛС и в
процессе распространения сигналов в пространстве. К ухудшению
разрешения приводит и рассогласование сигналов и характеристик
устройств их обработки. В частности, если на согласованный фильтр
приходят отраженные сигналы, параметры которых отличаются от
номинальных, то этот фильтр уже становится рассогласованным со
всеми вытекающими особенностями: уменьшается минимальное
значение выходного сигнала (уменьшается отношение мощности
сигнала и шума на выходе, расширяется функция отклика на выходе
устройства обработки сигналов. Расширение выходного сигнала по
осям задержки и доплеровских частот приводит, как это, очевидно, к
ухудшению разрешения по соответствующим координатам.

Остановимся более подробно на рассмотрении ряда факторов,
влияющих на разрешающую способность РЛ систем и характерных
для большинства РЛ систем.

Искажения сигналов при формировании их в передающем
тракте РЛС. Изменение параметров сигналов приведет к рассогла-
сованию их с устройством обработки, о чем говорилось выше. При
формировании высокочастотных импульсов, например, возможны
случайные изменения несущей частоты. Появляется дополнительная
случайная модуляция и структура спектра изменяется. Эти факторы
приведут к ухудшению разрешения целей как по дальности, так и по
доплеровским частотам. Если применяется в сигналах, например,
частотная модуляция, то искажения в передатчике приведут к откло-
нению ЧМ от заданного закона модуляции, что в свою очередь также
приведет к искажению выходного сигнала при обработке сигналов и,
следовательно, к ухудшению разрешающей способности.

Погрешности в построении антенных систем. Различные про-
изводственные дефекты в конструкции антенны, например в
формировании профиля отражателя, приводят к искажениям ДН ан-
тенны, к расширению ширины основного луча и к увеличению уров-
ня боковых лепестков. Все эти погрешности приведут к ухудшению
разрешающей способности РЛ системы по угловым координатам.

Большое влияние на разрешающую способность РЛ системы
могут оказать особенности, возникающие при распространении сиг-
налов в атмосфере. Например, неоднородности атмосферы могут
привести при прохождении радиоволн к появлению фазовых флюк-
туаций сигналов и в результате - к искажению структуры волновых
276
фронтов, что, в свою очередь, изменит ДН антенны при приеме и
ухудшит разрешение целей по угловым координатам.

Неравномерности в движении цели или носителя РЛС создает
искажения в форме сигнала, в структуре его спектра, в изменении
законов модуляции. Во всех случаях можно считать, что к предель-
ному значению величины разрешения 5^п по какой-либо координате
добавляется некоторый «прирост» Д%, который и определяет
ухудшение разрешения целей. Реальная разрешающая способность,
оцениваемая величиной б^р, может быть записана в виде:

= &;п + Д$.

Ухудшение разрешения количественно можно оценить коэф-
фициентом ухудшения разрешения '.

(6.186)

Конкретное оценивание коэффициента потерь при разрешении
целей с учетом всех указанных факторов дается в главах, посвящен-
ных рассмотрению РЛ систем различных боевых авиационных ком-
плексов.

2.	Влияние параметров индикаторных устройств
на разрешающую способность радиолокационных систем

Часто наибольшее влияние на качество разрешения целей ока-
зывают индикаторные устройства любой РЛ системы. Это относится
практически ко всем типам РЛС. По этой причине целесообразно
рассмотреть этот, общий для всех РЛС, вопрос в данной главе, по-
священной разрешающей способности РЛ систем.

На экране любого индикатора должна быть сформирована в
том или ином виде отметка цели. Размер такой отметки для точечной
цели на экране и определяет возможную величину разрешения це-
лей. Для простоты будем считать, что яркость по площади отметки
постоянна по интенсивности. На экране электронный пучок засвечи-
вает определенный участок поверхности - создается так называемое
"пятно”. Различные изображения отметок целей составляются из на-
бора таких "пятен”. В качестве примера рассмотрим формирование
отметки цели на экране индикатора ”дальность-азимут" с радиально-
секторной разверткой.

Протяженность отметки ^огм (рис. 6.18) по направлению раз-

вертки по дальности равна

отм

= гдтс+<4>

(6.187)

где - скорость движения "пятна" (электронного пучка) по раз-
вертке дальности; тс - длительность выходного видеосигнала цели;
б/п - диаметр пятна на экране. В формуле (6.187) составной частью
длины отметки (, является размер пятна, так как протяженность пят-
на по развертке дальности добавляется к протяженности видеосиг-
нала по дальности (в масштабе развертки по дальности). Очевидно,
что отметки для двух целей сливаются, если они соприкасаются друг
к другу. Следовательно, реальное разрешение целей будет опреде-
ляться длиной отметки по оси дальности. Для количественной оцен-

Рис. 6.18
ки величины реального разрешения по дальности 5/)р выполним пе-
ресчет длины отметки на экране в протяженность по дальности, ис-
пользуя соответствующий масштаб 7ИД по дальности (в км/мм). Ис-
пользуя формулу (6.187), найдем 5Рр:

5Л = Р Мл = КтсЛ/ + ^Мл.
р отм д дед п Д

(6.188)

Очевидно, что

(6.189)

Подставим (6.189) в (6.188) и получим

$4

(6.190)

Первое слагаемое в (6.190) представляет собой предельную
(потенциальную) величину разрешения, а второе - добавочное уве-
личение 57)р - размера отметки за счет "пятна".

Аналогично можно оценить реальное разрешение целей и по
угловым координатам. На рис. 6.18 видно, что угловой размер от-
метки ротм равен

₽<™=0,+^->	(6 191)

А

где 6Л - ширина луча ДН антенны, К - радиальное положение пятна,
относительно центра развертки по дальности. Видно, что угловой
размер пятна изменяется в зависимости от К-положения пятна отно-
сительно центра радиально-секторной развертки. Считаем, что цели
находятся на одном и том же расстоянии, но на различных азиму-
тальных направлениях. Отметки сливаются, когда их края соприка-
саются. В этом случае разрешение по азимуту будет равно сумме
предельной величины разрешения, равной ширине луча 0Л и ширине
пятна по азимуту в угловых величинах.

(6.192)

При применении индикаторов с прямоугольным растром (рис.
6.19) получим аналогичное формуле (6.192) соотношение

5В =в =е +ам

газр готм л п 1

(6.193)

где Мп - масштаб по азимутальной шкале, например, в градусах на
миллиметр или в км/мм. Итак, из формул (6.192), (6.193) видно, что
ухудшение разрешения по азимуту при радиально-секторной раз-
вертке равно

<6194>

IX

а для прямоугольного растра:

бРазр =

(6.195)

Приведенные соотношения для реальной разрешающей спо-
собности по дальности и по угловым координатам позволяют ука-
зать ряд направлений совершенствования индикаторных устройств
для уменьшения влияния отмеченных факторов. Во-первых, целесо-
образно уменьшать диаметр пятна на экране электронно-лучевой
трубки. Это может быть достигнуто улучшением качества фокуси-
ровки или путем перехода к другим методам отображения индика-
торной информации, например, применением матричных индикато-

ров с высоким разрешением.

Рис. 6.19
Во-вторых, при выборе размера экрана и вида индикатора не-
обходимо создавать такие условия, чтобы масштаб изображения по
дальности и угловым координатам, а также в ряде случаев и по доп-
леровским частотам был как можно более укрупненным, то есть ве-
личины Л/д, Маз должны быть возможно более малыми. Конечно, сле-
дует избегать индикацию с радиально-круговым или радиально-
секторным изображением, начиная с нулевых дальностей. Дело в
том, что диаметр электронного пятна в области, близкой к началу
такой развертки, по угловым координатам занимает значительный
сектор (при малом К величина с1п/К существенно увеличивается) и
разрешение по азимуту ухудшается. Фокусировка электронного луча
в ЭЛТ оценивается качеством фокусировки (Эф, то есть величиной
отношения диаметра экрана б/э к диаметру электронного пятна с/п :

еФ=^-	(6.196)

В зависимости от способа фокусировки величины Оф изменя-
ется в значительных пределах: для ЭЛТ с электростатической фоку-
сировкой (Эф равно примерно 150-250, с электромагнитной фокуси-
ровкой и с относительно большим послесвечением экрана Оф=350-
500, а в ЭЛТ телевизионного типа с малым послесвечением экрана
величина (2ф достигает величины от 1000 до 2000.

С позиции обеспечения необходимой разрешающей способно-
сти следует выбирать размер экрана ЭЛТ и качество фокусировки
такими, чтобы они соответствовали разрешающей способности глаза
оператора, летчика или другого какого-либо наблюдателя. Угловой
размер элемента на экране ЭЛТ, разрешаемый глазом человека, со-
ставляет величину примерно 1,0-1,5 угловых минут. Очевидно, что
минимальный видимый оператором угловой размер пятна фп оп дол-
жен быть не меньше величины предельного разрешения человече-
ским глазом 5сргл

Фпоп^Фгл-	(6-197)

Угловой размер пятна (рпОП можно определить, если известно
расстояние от оператора до экрана индикатора оп
Фп оп

оп

(6.198)

Условием наблюдения отметок индикации на экране является
соотношение

<*, /е,/„ >

(6.199)

где использованы условие (6.197) и формула (6.196). Рассмотрим,
например, каким должен быть размер экрана ЭЛТ индикатора, если
качество фокусировки <2Ф=500, а расстояние оператора от экрана
^оп =60 см (принимаем, что 5(ргл= 1 ’)

<4

сГ >10 см.

(6.200)

Следовательно, эран индикатора должен быть больше 10см
для того, чтобы различать цели, отображаемые только одним пятном
ЭЛТ.

В современных РЛ системах индикация цели на экране ЭЛТ
выносится обычно после специальной обработки радиолокационных
данных. Формируется, например, специальная метка цели. В этих
условиях, ограничивающим фактором также является возможность
наблюдения минимального элемента изображения и, следовательно,
соотношение вида (6.200) применимо и в случае индикации со спе-
циальными видами отметок.

6.6.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Доказать, что ФН сигнала	имеет вид

Ч-„(т,у)=-Ч',(ат,-),
а а

где ТДт, V) - функция неопределенности сигнала 5(0-

2.	Получить другую разновидность ФН сигнала, если изменить
переменные интегрирования во времени Г по формуле
3.	На вход реализуемого инверсного фильтра поступает сигнал
совместно с шумом. При выборе формы выходного импульса §(1) в
соответствии с формулой (6.63) определить, на сколько уменьшается
отношение сигнал-шум на выходе реализуемого инверсного фильгра
по сравнению с отношением сигнал-шум на выходе согласованного
фильтра.

4.	Определить вид сечения пространственной функции неоп-
ределенности ^(0,4^) (формула (6.155)) при использовании ан-

тенны с ДН Р(р) вида

^(Р) = Во ехр

ехрО^р2),

где К- характеризует скорость изменения фазы с изменением угла р.
Указанная зависимость /7(Р) наблюдается при приеме отраженного
сигнала от цели, перемещающейся в поперечном направлении.

5.	Сравнить ширину сечения пространственной функции неоп-
ределенности в задаче 4 с шириной сечения ФН, если К=0, что
обычно характерно при наблюдении неподвижных объектов.
Глава 7

ПРОСТЫЕ И СЛОЖНЫЕ (ШИРОКОПОЛОСНЫЕ)
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИГНАЛЫ

7.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
СИГНАЛАХ. ПРОСТЫЕ СИГНАЛЫ

1.	Основные проблемы при выборе
радиолокационных сигналов

В этой главе представлены основные подходы к выбору ра-
диолокационных сигналов и описаны несколько наиболее известных
типов РЛ сигналов, которые нашли применение на практике. В об-
щем случае не существует какой-то один тип РЛ сигналов, который
удовлетворил бы всем требованиям, возникающим при боевом при-
менении РЛ систем. Проблема выбора вида сигнала возникает тогда,
когда установлены задачи РЛ системы и описаны типовые структу-
ры наблюдаемых целей, а также определен тот минимальный набор
измеряемых координат или параметров сигналов, которые необхо-
димы для решения поставленной задачи.

В качестве примера рассмотрим случай применения РЛ систе-
мы истребителя для решения задачи перехвата и поражения воздуш-
ных целей. Объектами наблюдения в общем случае могут быть са-
молеты, крылатые ракеты и другие типы летательных аппаратов. О
таких целях заранее многое известно (в определенных пределах) -
это возможное их количество, величина ЭПО отдельных объектов,
предельные расстояния и скорости относительного движения целей,
их азимутальное положение и высота полета. К условиям, в которых
необходимо применять РЛ систему, относятся мешающее отраже-
ние, внутренние и внешние шумы, погодные условия, особенности
распространения сигналов. Требуемая информация, которую следует
получить с помощью РЛ системы, это оценка с необходимой точно-
284
стью расстояния до каждой из обнаруженных целей, их высоту поле-
та, скорость и азимутальное положение. При этом следует добивать-
ся того, чтобы была малая вероятность ложных обнаружений, обу-
словленных особенностями наблюдения целей. В условиях противо-
действия противника дополнительно необходимо обеспечить доста-
точную скрытность работы своей РЛ системы и высокую помехоза-
щищенность против различных преднамеренных и естественных ра-
диоэлектронных помех. Указанные особенности наблюдения целей
предъявляют рад требований к сигналам. Во-первых необходимо,
чтобы излучаемый сигнал содержал достаточную энергию для обна-
ружения воздушных целей с минимальной ЭПО на требуемом мак-
симальном расстоянии. Такой сигнал должен иметь необходимую
ширину спектра для разрешения целей по дальности и обеспечения
нужной точности однозначного измерения расстояния до цели. Кро-
ме того, сигнал должен иметь достаточную длительность, чтобы
обеспечить требуемое разрешение целей по скорости, а также осу-
ществлять обнаружение целей на фоне мешающих отражений.

Применение обычных высокочастотных импульсных сигналов
не позволяет с необходимой эффективностью решить все указанные
выше задачи и часто приводит к ряду трудно разрешимых противо-
речий. Для увеличения дальности обнаружения целей, как известно,
необходимо увеличивать энергию сигнала, облучающего цель, но
возрастание энергии сигнала при ограниченной мощности излучения
возможно только при увеличении длительности импульса. Увеличе-
ние длительности простого высокочастотного импульса, в свою оче-
редь, приводит к ухудшению разрешающей способности по дально-
сти, а это в ряде случаев применения РЛ системы может быть недо-
пустимым.

Как следует из теории РЛ сигналов (см. гл.6), для преодоления
указанного противоречия между разрешением по дальности и обес-
печением максимальной дальности обнаружения следует применять
сигналы с большим произведением длительности Тс на ширину
спектра Д/с (то есть применять сигналы с большим качеством
Ос=ГсД/с, существенно превышающем единицу (9С»1).

Получение таких сигналов с большим (2С возможно несколь-
кими путями Во-первых, путем применением составных сигналов в
виде пачек когерентных импульсов, каждый из которых может быть
простым смодулированным импульсом или иметь сложную внут-
285
реннюю структуру. Во-вторых, применением внутри сигнала (внут-
ри импульса большой длительности) различных видов модуляции
или манипуляции: частотный, фазовый. В этом случае сигналы име-
ют ширину спектра, значительно превышающую величину, обрат-
ную их длительности. Такие сигналы получили название: широкопо-
лосные РЛ сигналы, сложные или сложно-модулированные РЛ сиг-
налы. При выборе РЛ сигналов следует учитывать и еще один важ-
ный аспект. В военных РЛ системах одной из сложных проблем яв-
ляется обеспечение, высокой устойчивости против преднамеренных
действий противника по срыву эффективной работы РЛ системами.
Одной из составных частей обеспечения такой устойчивости являет-
ся скрытность работы РЛ систем - противодействие обнаружению
излучения высокочастотных радиолокационных сигналов своих РЛ
систем радиоэлектронной разведкой противника. Так как для нор-
мальной работы РЛС должны излучать электромагнитные волны
достаточно большой мощности, то радиоэлектронные средства ра-
диотехнических систем разведки противника могут обнаружить из-
лучения РЛС сравнительно простыми приемными устройствами на
больших расстояниях, что обусловлено односторонним прохождени-
ем сигналов от РЛС к разведывательному приемнику. Следователь-
но, для военных РЛ систем, излучающих сигналы, большую пробле-
му составляют, во-первых, опасность обнаружения противником ра-
ботающей РЛС, а следовательно, обнаружения носителя этой РЛС
самолета или корабля, например. Во-вторых, опасность атаки РЛС
противорадиолокационными ракетами и, в-третьих, применение
противником средств радиоэлектронного подавления.

Применение специальных РЛ сигналов, которые обеспечивали
бы скрытность работы РЛ системы, во многом позволяет решить
указанные выше проблемы. Такие сигналы относятся к перспектив-
ному типу сигналов с малой вероятностью перехвата (МВП) излу-
чений. Основой для разработки таких сигналов является известное
положение, что структура излученного сигнала, в своих РЛС извест-
на и используется при обработке в согласованных устройствах, а в
приемных устройствах средств разведки противника такие данные
отсутствуют и, следовательно, не могут быть использованы при об-
наружении излучений РЛС.

Сигналы с МВП относятся к классу широкополосных сигна-
лов, имеющих большую величину произведения длительности на
286
ширину спектра.

В этой главе рассмотрим наиболее известные типовые виды
сигналов, которые нашли применение в современных и найдут при-
менение в перспективных РЛ системах. Для выявления достоинств и
недостатков тех или иных сложных, широкополосных сигналов рас-
смотрим в первую очередь простейшие базовые сигналы: сигналы с
линейной частотной модуляцией внутри импульса (ЛЧМ-импульсы),
сигналы с фазовой манипуляцией в пределах длительности импульса
(ФМ-сигналы), сигналы с частотным манипулированием (со скачко-
образным изменением частоты (СИЧ-сигналы) и тому подобные.

2.	Простейшие импульсные сигналы

Рассмотрим вначале простейший вид РЛ сигналов - импульсы
высокой частоты как основу для сравнения с другими более слож-
ными сигналами. Во всех случаях анализа сигналов ФН таких сигна-
лов и соответствующих им диаграмм следует определять неопреде-
ленности. Высокочастотный прямоугольный импульс 5(Г) запишем
как (см. рис. 7.1,а):

5(/)~Кес1

СТ'

(7.1)

где Уо - несущая частота, ти - длительность импульса, а Кес![.] -
функция прямоугольной огибающей:

Кес!

М>0,
0,/<0.

(7.2)

Видно, что комплексная огибающая сигнала 5(г) фактически
является действительной функцией (рис. 7.1,6):

5(/) = Кес1

(7.3)

Подставим эту функцию в выражение для ФН (см. (6.56))
(7.4)

Рис. 7.1

Для |т|>0 получаем
(7.5)

Для модуля ФН имеем соотношение:

(7.6)

Найдем сечение ФН по оси т, положив в (7.6) у=0:

(7.7)

Эта функция показана на рис. 7.1,в и представляет собой кор-
реляционную функцию огибающей сигнала в виде треугольной за-
висимости. Отметим, что на уровне 0,5 от максимума ширина сече-
ния Ч^(т,О)| равна длительности импульса ти. Следовательно, раз-

решающая способность по оси I равна
5т = т = т .
вых п

(7.8)

Аналогично найдем сечение по оси доплеровских частот

у(т=О)



81П 7ГУТ

--1---“V

7ГУТИ

(7.9)

Функция Ч'ДС^у) показана на рис. 7.2.

Заметим, что протяженность сечения ФН по оси доплеров-

ских частот у находится в пределах от -оодо а по оси т - в преде-
лах от —ти до +ти. Это положение справедливо для всех сечений ФН

вдоль линий параллельных осям т и V. Таким образом, ФН одиноч-

ного импульса высокой частоты ограничена на плоскости (т,у) поло-

сой шириной 2ти по оси т и имеет протяженность в бесконечных

пределах по оси у. Ширина сечения

(О, по оси доплеровских

частот, определяющая разрешающую способность по оси у, равна

Ду = У

вых

(7.Ю)
На 7.3 показана диаграмма неопределенности для одиночного
высокочастотного импульса в виде сечения, параллельного плоско-
сти т, V на уровне 0,5 от максимума ФН для двух значений ти. Следу-
ет отметить, что для простого импульса с качеством единица (<2с=Ти
Д/с -1) наблюдается однозначная связь ширины сечения по оси т и
сечения по оси доплеровских частот. Чем меньше длительность им-
пульса, тем больше размер сечения по оси V, и наоборот. Это обстоя-
тельство еще раз подтверждает принцип неопределенности в радио-
локации, в соответствии с которым изменение одного из параметров
сигнала (длительности импульса) приводит к увеличению другого
(размера сечения по оси доплеровских частот).

7.2.	ИМПУЛЬСНЫЕ СИГНАЛЫ С ЛИНЕЙНОЙ ЧАСТОТНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ (ЛЧМ-ИМПУЛЬСЫ)

1.	Принцип сжатия импульсов с ЛЧМ во времени

Применение сигналов с большим значением качества, сущест-
венно большим единицы (0С>>1), позволяет выполнять в процессе
обработки сигналов сжатие импульсов по длительности. Как показа-
но в гл.6, коэффициент сжатия количественно равен качеству сигна-
ла (Осж=бс). Прежде чем детально проанализировать свойства РЛ
сигналов в виде ЛЧМ-импульсов, изучая их функцию неопределен-
ности, рассмотрим процесс сжатия импульсов с физической точки
зрения. Поясним это на примере использования дисперсионных
фильтров, которые представляют собой, например, линии задержки
сигналов во времени, у которых время задержки т3 зависит от часто-
ты/ несущей приходящего сигнала

(7.П)

Зависимость величины задержки сигнала от частоты называет-
ся дисперсией задержки. Допустим, что изменения частоты в им-
пульсе 5(0 (рис. 7.4) происходит по линейному закону, а линия за-
держки имеет зависимость времени задержки от частоты также ли-
нейной, но с противоположным знаком наклона (рис. 7.5). При по-
ступлении на линию задержки отраженного от цели сигнала различ-
ные части импульса задерживаются во времени на различную вели-
чину, так как частота в пределах импульса изменяется. Начальная
часть импульса с более низкой частотой задерживается больше, чем
последующие части с более высокими частотами. В результате на
выходе на головную часть импульса как бы "набегают”, накладыва-
ются последующие части. Происходит "группировка” сигнала во
времени, то есть сжатие его во времени. Импульсная мощность сиг-
нала на вы коде при этом возрастает по сравнению со входом в число
раз, равное коэффициенту сжатия, то есть относительно длительно-
сти импульса на входе линии задержки к длительности импульса на
выходе твых.

II.	вых 1 и вх	2и.вх~с‘

т
вых

Этот результат является следствием закона сохранения энер-
гии в импульсе при прохождении пассивной линейной цели, в дан-
ном случае дисперсионной линии задержки.

Следует отметить, что для полного сжатия импульса до вели-
чины тВых=1/4/с, где Д/с ~ ширина спектра применяемого ЛЧМ-им-
пульса, необходимо, чтобы длина линии задержки обеспечивала бы
разность задержки ”головной” и "хвостовой” частей импульса точно
292
с
равной длительности приходящего отраженного сигнала Тс.

з.нч ^з.вч

(7.13)

где т3.нч и т3 вч - соответственно задержки низкочастотной и высоко-
частотной частей. Если длина линии задержки меньше, чем требует-
ся, выходной импульс окажется больше по длительности, чем
ТвыХ=1/Д4 а мощность в выходном импульсе меньше, чем Ри.ВЫх (см.
(7.12)). Если же длина линии оказалась больше требуемой, выходной
импульс вновь начнет расширяться, и его длительность окажется
больше Твых- При изменении несущей частоты из-за эффекта Доплера
при наблюдении движущейся цели максимум выходного импульса
смещается по оси времени относительно положения его для непод-
вижной цели.

2.	Функция неопределенности импульсов с ЛЧМ

Для обоснования указанных выше утверждений рассмотрим
свойство ФН ЛЧМ импульса. Вычислим ФН для импульса с ЛЧМ
внутри импульса. Запишем сигнал 8(1) в следующем виде:

I

5(/) - со8[2л Г/(/)бй]; Тс > I > О

—ОО

(7.14)

или в комплексном виде

/ДОЛ

(7.15)

Изменение частоты ДО выполняется по линейному закону (см.
рис. 7.4)

/(')=/о+Ч

(7.16)

где Ъ - крутизна изменения частоты во времени (скорость изменения
частоты). Величина Ь может быть определена, если известна девиа-
ция частоты ДТ^м:
Подставив (7.16) в (7.14) или (7.15), получаем для случая прямо-
угольной огибающей:

8(1) = Кес!

(7.18)

Комплексная амплитуда сигнала 5(0, следовательно, равна

5(0 = Кес!

(7.19)

Функция неопределенности тогда равна

(7.20)

Вводим пределы интегрирования, обусловленные функцией
огибающей Кес1(.) (см. рис. 7.4):
Аналогично вычисляется ФН и для т<0. Получаем окончательно
нормированное значение модуля ФН в виде

(7.22)

Проанализируем полученное выражение ФН для сигнала с ЛЧМ
внутри импульса.

Сечение по оси задержек т описывает вид сигнала на выходе
оптимальной системы обработки. При у=0 получаем

81П

пЬтТ 1-

С

Ч\(т,0)= 1-

лЬтТ 1-

V

В формуле (7.23) круглую скобку примем равной

(7.23)

как ее изменение значительно медленнее, чем изменение функции
81пх7х, а величина ЬТС=^М достаточно большая. Следовательно ДЯмТ

изменяется существенно при росте т по сравнению с выражением в
круглых скобках. Получаем в этом случае:

^о(т,О) =

81П[т^с]
пЬтТ

V

(7.24)

Ширину выходного сигнала по оси I найдем по значению функции
(т>0) на уровне 0,5 от максимума. Для функции вида 81пх/х это

соответствует
или получаем

вых

(7.26)

Следовательно, ширина выходного импульса тВЬ1Х (рис 7.6) обратно
пропорциональна девиации частоты ДГМ ЛЧМ-импульса. Эта вели-
чина тВых и определяет разрешающую способность РЛ системы с
ЛЧМ-импульсами по дальности

(7.27)

Отметим, что ширина спектра ЛЧМ-импульса равна как раз
девиации частоты ДЕМ.

(7.28)

Д/ « ДГ .
с	м

Дту

Рис. 7.6

Анализируя формулу (7.26), видим, что при обработке ЛЧМ-
импульса в оптимальной системе (в согласованном фильтре) сжатие
выходного импульса происходит в число раз, равное качеству сигна-
ла:
вых

(7.29)

Сечение по оси доплеровских частот найдем, положив в формуле
(7.22) т=0:

^о(О,у) =

81П ПуТ

с*

яу 71

С*

(7.30)

Ширина сечения по оси у также можно найти, если функцию сечения
приравнять значению 0,5:

ТД0,у) = 0,5 =

(7.31)

Пол} чаем тогда:

(7.32)

Таким образом, разрешающая способность по оси доплеров-
ских частот определяется длительностью сигнала Тс.

Недостатком сигналов в виде импульсов с ЛЧМ является не-
определенность оцениваемого расстояния при неизвестном значении
доплеровской частоты. Положение максимума выходного сигнала по

оси т при ненулевом значении сдвига V по оси доплеровских частот
смещается относительно номинального положения (при у=0) в по-

ложительном или отрицательном направлении в зависимости от зна-

ка сдвига V. Для определения величины смещения максимума ФН

воспользуемся выражением (7.23) (коэффициент

в аргу-

менте функции 81пх/х не учитываем из-за малого изменения этого
коэффициента при изменении т):

(Ь
Положение максимума выходного сигнала согласованного
фильтра (максимума (т, V) при утЮ) по оси т относительно мак-
симума при у=0 найдем, приравняв аргумент зшх/х в формуле (7 33)
нулю:

тгТ^Лт, + у) = 0,	(7.34)

где Ат^, - величина сдвига максимума ФН относительно значения
максимума при у=0 (рис. 7.6). Решая уравнение (7.34) относительно
, получаем

Лт, = .	(7.35)

ъ

Видно, что смещение Ату является линейной функцией у. Та-
ким образом, наблюдается неопределенность в определении величи-
ны (д=2/)/с (то есть в оценивании расстояния до цели) при неизвест-
ном значении сдвига доплеровской частоты у и, наоборот, неопреде-
ленность в определении доплеровской частоты при неизвестном зна-
чении расстояния до цели.

Импульс, смещенный относительно точки т=0, при малых
сдвигах у несколько уменьшается по амплитуде (см. рис. 7.6), но
длительность его практически не отличается от длительности цен-
трального импульса (при у=0).

Если же величина у достаточно велика, то расширение выход-
ного импульса становится заметным. Для определения длительности
смещенного импульса при больших значениях у воспользуемся фор-
мулой (7.22) и введем новую переменную х, соответствующую сдви-
гу по оси т относительно положения максимума смещенного им-
пульса (см. рис.7.6):

В формуле (7.22) аргумент функции $1пх/х, который обозначим

(р, равен

(7.37)
Подставим значение т из выражения (7.36) в (7.37):

(7.38)

С учетом формулы (7.35) получаем

(7.39)

Приравниваем, как это уже было выполнено ранее, аргумент
ср величине 1,8, что соответствует значению функции $шл7х на уров-
не 0,5, получаем

(7.40)

где твыхУ - ширина выходного импульса по оси т при наличии доп-
леровского сдвига V на уровне 0,5 относительно максимума. Из вы-
ражения (7.40) следует, что выходной сигнал (сечение ФН по оси т
при наличии сдвига у) имеет длительность больше, чем длительность
центрального импульса при у=0.

Вид сечений по осям т и V и параметры, определяющие эти се-
чения, позволяют построить эллипс сечения ФН плоскостью, парал-
лельный плоскости т, V на уровне 0,5 от максимума ФН, то есть по-
строить диаграмму неопределенности ЛЧМ-импульса (рис. 7.7). Зна-
чения параметров эллипса в характерных точках соответствуют по-
лученным ранее величинам. Для сравнения показан также эллипс
диаграммы неопределенности импульса высокой частоты без ЛЧМ.
Отметим, что при ЛЧМ внутри импульса большая ось эллипса ДН
приобретает наклон. Большая ось эллипса наклонена по отношению
к оси координат т на угол 0. Большая ось эллипса ДН ЛЧМ-импульса
это фактически ось положения максимумов выходных смещенных
300
импульсов при утЮ. Угол 0 между осью и линией максимумов, оче-

видно, равен

0 = агс!§(- к) = -агс!§

(7-41)

как это следует из уравнения (7.35), представляющего собой уравне-
ние прямой линии, проходящей через начало координат (т=у=0), под
углом -0 к оси т. Видно из формулы (7.41), что наклон оси максиму-
мов (угол 0) тем больше, чем больше девиация частоты (при посто-
янной длительности импульса Тс).

Рис. 7.7

3.	Характеристики устройств обработки
и генерирования ЛЧМ-импульсов

В настоящее время разработано много различных вариантов
устройств как для формирования, так и для обработки сигналов с
ЛЧМ внутри импульса. ЛЧМ-импульс можно рассматривать как от-
клик некоторого формирующего фильтра. Импульсная характери-
стика такого фильтра должна иметь вид ЛЧМ-импульса. Возможны
три варианта построения РЛ системы, использующей ЛЧМ-
импульсы. В первом варианте (схема на рис. 7.8,а) ЛЧМ сигнал фор-
мируется дисперсионным фильтром с частотной характеристикой
Нс ф(/) при подаче на вход единичного 5-импульса (импульса малой
длительности и достаточно большой амплитуды). При приеме отра-
женного ЛЧМ-импульса сигнал подается на дисперсионное устрой-
ство, являющееся согласованным фильтром для ЛЧМ-импульса. Но
частотная характеристика этого дисперсионного фильтра должна
быть комплексно сопряженной частотной характеристики форми-
рующего фильтра:

[я(/)].р„=я.; ел.

(742)

Выходной сигнал в этом случае превращается в укороченный
импульс (происходит "сжатие” входного ЛЧМ-импульса во време-
ни).

<*)

Рис. 7.8

Второй вариант (схема на рис. 7.8,6) характеризуется приме-
нением одинаковых дисперсионных фильтров как при формирова-
нии, так и при приеме ЛЧМ-импульсов. Для выполнения "сжатия”
ЛЧМ-импульса необходимо предварительно осуществить инверсию
сигнала во времени, например, путем гетеродинирования с сигналом,
имеющим несущую частоту _Д1ИВ большую, чем несущая частота
ЛЧМ-импульса.
Днтенна

Рис. 7.9

Третий вариант (рис. 7.9) относится к схемам активного фор-
мирования и обработки ЛЧМ-импульсов. В передающем устройстве
осуществляется линейная модуляция несущей частоты высокочас-
тотного импульса с линейно изменяющейся частотой. При приеме
отраженных ЛЧМ-импульсов для выполнения обработки сигналов
применяется корреляционное устройство, на которое в качестве
опорного сигнала подается копия модулирующего ЛЧМ-сигнала.

Возможны, конечно, схемы построения РЛ систем с комбини-
рованным использованием описанных вариантов. Например, при
формировании ЛЧМ-импульса иногда применяется прямая модуля-
ция несущей по линейному закону, а при приеме и обработке сигна-
лов используется дисперсионный фильтр сжатия ЛЧМ-импульса.

Дисперсионные линии задержки. Во многих случаях для обра-
ботки ЛЧМ-импульсов широко используются различные варианты
дисперсионных фильтров (дисперсионных линий задержки сигна-
лов). В зависимости от величины несущей частоты, длительности
импульсов, места установки техническая реализация дисперсионных
линий задержки может быть самой различной. Для сигналов с боль-
шой длительностью импульсов от 50 до 100 мкс и более успешно
применяются дисперсионные линии задержки на поверхностных
акустических волнах (ПАВ). Коэффициент сжатия возможен до не-
скольких тысяч. Для сигналов с малой длительностью в пределах 3-
10 мкс и при высокой несущей частоте разработаны дисперсионные
линии задержки на кристаллах железоиттриевого граната (ЖИГ-
кристаллы). Коэффициент сжатия может быть порядка нескольких
сотен (до тысячи).
При выборе тех или иных устройств формирования и сжатия
ЛЧМ импульсов руководствуются следующими требованиями: их
амплитудные характеристики должны быть достаточно равномер-
ными в широком диапазоне частот, линейность ЧМ должна быть вы-
сокой с отклонением не более 1-2% от линейного закона. Дисперси-
онные характеристики, как зависимость времени задержки от часто-
ты, должны быть линейными. Следует предусмотреть меры по
уменьшению уровня боковых лепестков в выходных сигналах после
сжатия. В этом случае применяют весовые функции для уменьшения
уровня боковых лепестков.

В настоящее время наиболее широко используются два вари-
анта построения систем обработки ЛЧМ-импульсов: аналоговые на
основе дисперсионных линий задержки на поверхностных акустиче-
ских волнах (ПАВ) и цифровые с использованием прямой или об-
ратной свертки во временной или частотной областях.

Аналоговые устройства. Ультразвуковые устройства сжатия
на ПАВ характеризуются тем, что входные электрические сигналы
превращаются в ультразвуковые колебания, которые распространя-
ются в среде задержки (формируется поверхностная акустическая
волна). На выходных электродах формируются сжатые во времени
импульсы.

Расположение электродов во входной и выходных решетках (рис.
7.10) неравномерное и выбирается в соответствии с линейным зако-
ном изменения частоты. Расстояние между двумя какими-либо элек-
тродами является резонансным для некоторой мгновенной частоты.
304
На рис. 7.10 показаны соответствующие расстояния для электродов,
резонансных для низкочастотной /нч и высокочастотной /вч частей
входного ЛЧМ-импульса. Таким образом, расстояния между соот-
ветствующими парами электродов определяют величину задержки
во времени для данной "мгновенной” частоты. Величина задержки 4,
очевидно, определяется соотношением

____ пав
з___’

Спав

(7.43)

где /пав - длина пути прохождения ПАВ на поверхности пьезоэлек-
трического материала, обычно это кварц или ниобат-лития (ЫМЬО),
а Спав - скорость распространения ПАВ, равная порядка ЗхЮ3 м/с. Из
рис. 7.10 следует, что задержка низкочастотной части ЛЧМ-
импульса 4 нч равна

з.нч

^пав

(7.44)

а высокочастотной соответственно:

__ ^вч

з.вч

Спав

(7-45)

В результате формируется дисперсионная структура, в которой
задержка во времени линейно зависит от частоты в ЛЧМ-импульсе
на входе.

Цифровые устройства обработки ЛЧМ-импульсов. В послед-
ние годы цифровая обработка РЛ сигналов нашла широкое примене-
ние в радиолокационной технике. Достижения в создании эффектив-
ных аналого-цифровых преобразователей (АЦП), разработка инте-
гральной технологии построения цифровых узлов и схем, развитие
экономичных алгоритмов быстрого цифрового преобразования Фу-
рье (БПФ) сделали возможным внедрение цифровых методов фор-
мирования и обработки РЛ сигналов. Преимущества цифровых ме-
тодов состоит в получении высокой стабильности схем, воспроизво-
димости результатов без сложных схем регулировки и настройки,
гибкость и однотипность в построении устройств обработки РЛ сиг-
налов различного вида. Существенно расширяется набор возможных
сигналов в РЛ системах.
Входной сигнал 8(1)
(наПЧ)

Опорный

сигнал на ПЧ

рактеристика

Рис. 7.11

Возможны два варианта построения цифровых устройств: 1) во
временной области путем выполнения прямой свертки и 2) в частот-
ной области методом "быстрой свертки". На рис. 7.11 приведена ти-
пичная схема цифрового устройства, выполняющего операцию пря-
мой свертки во временной области. Процесс свертки осуществляется
непосредственно в цифровом виде. Отраженные от цели сигналы (с
выхода, например, УПЧ) поступают на когерентные (фазовые) де-
текторы (ФД), которые формируют синфазный (I) и квадратурный
(О) сигналы на видеочастоте. Эти сигналы поступают на АЦП и да-
лее - на сдвиговый регистр (эквивалент линии задержки с отводами),
с выхода которого цифровые сигналы поступают на умножители. На
эти умножители поступают сигналы, соответствующие импульсной
характеристике ЛСф(О согласованного фильтра для ЛЧМ импульса
(представленную также в цифровом виде и записанной в постоянной
памяти). Все полученные произведения суммируются и в результате
на выходе формируется "сжатый” во времени сигнал (в цифровом
виде). При необходимости может быть применен выходной преобра-
зователь ЦАП.

Входной сигнал 8(1)
(на ПЧ)

Рис. 7.12

На рис. 7.12 приведена типовая схема цифрового устройства,
выполняющего "быструю” свертку. Входная часть схемы, форми-
рующая цифровые отсчеты приходящего сигнала, не отличается от
схемы рис. 7.11. Основное отличие заключается в том, что на первом
этапе преобразований находится спектр поступающего сигнала 8(0
путем выполнения БПФ. На втором этапе осуществляется умноже-
ние спектра на частотную характеристику ЯСф(/) согласованного
фильтра для ЛЧМ импульса.

В результате формируется спектр выходного сигнала

Квь.х(/)=5(/)ЯСф(/).
На третьем этапе преобразований осуществляется обратное
БПФ и выходной сигнал принимает временную форму (в цифровом
виде). Все три этапа преобразований получили название операции
"быстрая” свертка.

Следует отметить, что "быстрая” свертка требует значительно
меньшего количества вычислительных операций по сравнению с
преобразованием в форме прямой свертки, что обусловлено широ-
ким использованием алгоритмов "быстрого" преобразования Фурье
(БПФ).

7.3 ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫЕ СИГНАЛЫ (ФМС)

1.	Основные виды сигналов и их общие свойства

Фазоманипулированными сигналами (ФМС) называется по-
следовательность высокочастотных импульсов малой длительности,
имеющих различные значения начальной фазы высокочастотного
наполнения. Часто группа таких импульсов формируется в виде од-
ного импульса большой длительности, отдельные короткие по дли-
тельности части его называются элементами ФМС. Обычно элемен-
ты имеют одинаковую длительность тэ. Фазы сигналов от одного
элемента к другому изменяются скачкообразно в соответствии с ка-
ким-либо принятым кодом. На рис. 7.13,а в качестве примера пока-
зан ФМС с бинарным (двоичным) изменением фазы, которая может
принимать два возможных значения 0" или 180 \ Код изменения фа-
зы в этом примере (рис. 7.13,6) представляет собой чередующуюся
последовательность положительных и отрицательных единиц. Коды
могут быть представлены и в виде чередующихся единиц и нулей.
Для кода рис. 7.13,6 это последовательность 1110010.

В соответствии с общими положениями теории обработки
сигналов отраженные от цели колебания ФМС поступают на опти-
мальные схемы сжатия ФМС во времени. В результате формируется
один основной лепесток выходного "сжатого" сигнала, длительность
которого равна длительности одного элемента (на уровне 0,5).

Т'ВЫХ Тэ-

(7.46)
Рис. 7.13

Следовательно, разрешающая способность по дальности опре-
деляется длительностью одного элемента ФМС

(7.47)

Качество сигнала ^с равно произведению полной длительно-
сти сигнала Тс на ширину спектра, которая равна величине, обратной
длительности одного элемента

Таким образом,

а=ш=-=—=	•748>

т т

э	э

Следовательно, качество сигнала Ос равно количеству элементов
ФМС. Соответственно и возможное сжатие ФМС во времени ^СуК
равно количеству элементов

№э

(7.49)

Разрешающая способность по доплеровским частотам опреде-
ляется полной длительностью ФМС, равной

Гс=М Тэ,

(7.50)

и соответствует величине, обратной Гс.
5ЛП = ДуОк1У = ——-.	(7.51)

Л ДП	ВЫХ Iт	V	/

7Уэтэ

В настоящее время известно большое количество различных
разновидностей ФМС. Изменение фазы может быть одинаковыми от
импульса к импульсу или быть достаточно произвольными. В част-
ности, возможно и случайное изменение фазы от одного элемента
(импульса) сигнала к другому. Критерием выбора того или иного
закона изменения ("скачков") фазы могут быть разрешающая спо-
собность, допустимый уровень боковых лепестков ФН, а также про-
стота реализации системы формирования и обработки сигналов.

Один из возможных подходов состоит в том, что интервал фаз
2л разделяется на равные ступени (части) и при формировании вы-
сокочастотного излучаемого сигнала начальная фаза каждого эле-
мента (импульса) сложного сигнала изменяется на какую-либо вы-
бранную ступень или на целое их число по какому-либо закону или
правилу. В зависимости от количества ступеней (частей) в интервале
2л указанный метод фазовой манипуляции называется соответствен-
но двоичной ФМ, троичной, четвертичной и т.д. Задача состоит в
том, чтобы найти соответствующий код порядка изменения фазы,
обеспечивающий требуемую разрешающую способность и другие
показатели выходных сигналов. Однако даже с помощью современ-
ных ЭВМ поиск "хороших" фазовых кодов оказывается весьма тру-
доемкой и дорогостоящей процедурой и обычно ограничивается по-
иском кода, обеспечивающего "хорошие" свойства корреляционной
функции сигнала (сечение ФН по оси г), а не всей функции Т8(т,у).
Конечно, такие коды могут создавать большие уровни боковых ле-
пестков в других частях плоскости (т,у), отличающихся от оси т. Не-
которые разновидности ФМС рассмотрены ниже.

2.	Двоичные ФМС. Коды Баркера

На практике наибольший интерес привлекают фазовые коды
с изменением фазы на 180°, то есть начальная фаза в импульсе может
быть или 0°, или 180°. Рассмотрим свойства таких сигналов, изучая в
первую очередь сечения ФН по оси т.

Запишем сигнал с фазовой манипуляцией в виде (комплекс-
ная огибающая)

лгэ-1

5(/) = Кесе

п=0

1 - пхэ

}<9„

(7.52)

где фаза ср„ принимает значения О' или 180°, а тэ - длительность од-
ного элемента сигнала, ~ количество элементов кода. Сечение
функции неопределенности по оси т запишем в виде

—оо

—оо

п=0

К3-\

е’ж

/ - т - пх3

еж

п=0 т 0



э

Интеграл в формуле (7.53) можно записать как

где

т1 = х + (т-п)хэ,

Следовательно, выражение (7.54) описывает огибающую сиг-
нала в виде треугольника с максимумом, равным тэ в точке т=(п-т)
тэ, с основанием 2тэ.

Обозначим

= еж =

(7.55)

Величины цп и <?„, при фазах <р„ и срт, принимающих значения О
и 180 , равны ехр(/0)=+1 или ехр(/л)=-1 и характеризуют выбранный
код изменения фазы.
С учетом введенных обозначений формула (7.53) принимает
вид:

(7 56)

Величину	можно вычислить, определяя значение в

точках т-кт и соединяя эти значения прямыми линиями. Если к не
равно (л?—/??), то интеграл (7.54) равен нулю. В этом случае двойную
сумму в (7.56) можно заменить на однократную сумму, положив в
(7.56):

(7.57)

Имеем в этом случае

=	Ъ11пЯп+\к\-

П-\)

(7-58)

При к=0 наблюдается максимум функции ^(0,0), равный
№этэ. Минимальный уровень боковых лепестков составляет 1/№э от
максимума даже для "наилучших" кодов. Наилучшим кодом, следо-
вательно, будет код, для которого боковые лепестки не превышают
величину 1/№э от максимума. Коды данного вида были найдены и
получили название коды Баркера. Установлено, что коды Баркера,
удовлетворяющий указанным выше свойствам, могут быть длиной
№=3,4,5,7,11 и 13. Более длинные последовательности, видимо, не
существуют. На рис. 7.14 показана корреляционная функция после-
довательности №=7 по коду Баркера (см. рис. 7.13), вычисленная по
формулам (7.58) для дискретного значения |^|=0,1,...,6.

Возможные коды Баркера приведены в табл. 7.1, где также да-
ны значения корреляционной функции кР8О(^,0)=Ч/8(Нэ,0)/тэ в дис-
кретных точках |&| (коды представлены последовательностью знаков
"+" и (”-”)? единицы для упрощения записи не приводятся).

Из рис. 7.14 и табл. 7.1 видно, что все боковые лепестки име-
ют треугольную форму и одинаковую единичную амплитуду. Обыч-
но такой уровень боковых лепестков считается неприемлемо боль-
шим.
ез

Я

ю

Г5

Коды Баркера

	1—							1—<
	Г—							бЗ>
	10						1	у и
§ я	ст							33
к	ОС						1	
§ 53 мч	Г4).  Е	С								зз
о 5. к ?? ЯГ Г- к						1	1	
''“о  О "	‘Г							зз
5-Х| _-г*  О « О н					|р^м	1	1	Г” "И
			"Ь	।		6^*5		зз
		1	(Зи			рт'“' <  1	1	
		33	1		63^	с^>		зз
		со		т^|“				с^1
Вид кода		1	-|-	1	-|-	1  1	1  1	1
Длина кода		т	^5“		»п	Г"-	•—(	
Рис. 7.14

Разработано несколько методов уменьшения уровня боковых лепе-
стков. Во-первых, могут быть применены амплитудные весовые
функции, например Тейлора, которые позволяют получить доста-
точно низкий уровень боковых лепестков. Во-вторых, разработаны
так называемые дополнительные кодовые последовательности, кото-
рые позволяют использовать чередование положительных и отрица-
тельных значений амплитуд боковых лепестков для подавления бо-
ковых лепестков на оси т в области, близкой к максимуму (см., на-
пример, в табл. 7.1 два кода Баркера с №=4, их корреляционные
функции при суммировании полностью компенсируются в области
боковых лепестков).

Следует обратить внимание и еще на одну особенность кодов
Баркера. Из структуры кодов (см. табл. 7.1) видно, что при увеличе-
нии номера элемента (увеличение позиции во времени) увеличивает-
ся частота скачкообразных изменений фазы, это можно трактовать
как увеличение результирующей несущей частоты заполнения сиг-
нала. В этом можно видеть некоторую аналогию между сигналами с
ФМ по коду Баркера и ЛЧМ-импульсами. Эта аналогия еще более
четко проявляется при рассмотрении ФМС по кодам Фрэнка.

3.	ФМС по кодам Фрэнка

В отличие от кодов Баркера длительность кода Фрэнка может
быть выбрана достаточно большой. Количество элементов определя-
ется формулой
(7.59)

9

1 ’Э

где М- целое число. Сигнал с фазовой манипуляцией по коду Фрэн-
ка можно рассматривать как набор из М последовательностей, каж-
дая длиной М. Фаза д-го элемента в /?-ой последовательности опре-
деляется соотношением

А9

(7.60)

где к - любое целое число в пределах от единицы до величины М.
Обычно выбирается А=1. Если последовательности разместить одно
под другой, то образуется матрица фаз размером М>М„ элемент ко-
торой в/?-ом ряду и в д-ом столбце определяются формулой (7.60).

В табл. 7.2 приведена матрица фаз для кода Фрэнка длиной
7Уэ=16=42, а в табл. 7.3 - значение кодовых чисел (см. формулу
(7.58)) для М=16. (Кодовое число дЛ^=ехр(/(рЛе7)).

Таблица 7.2

Матрица фаз ду_д кода Фрэнка для М=16

	1	2	3	4
1	0	0	0	0
2	0	л/2	л	Зл/2
3	0	л	2л	Зл
4	0	Зл/2	Зл	9тг/2

Таблица 7.3

Кодовые числа др,д для кода Фрэнка ^=16

р\Я	1		2		3	4	
1	+1		+1	1	+1	+	1
2	+]		+	I	-1	-1	
3	+]		-]		+1	-]	
4	+]				-1	+	1

Аналогию ФМС по коду Фрэнка с дискретным ЛЧМ-сигналом
можно проиллюстрировать, если добавить в матрице табл. 7.2 фазу
Рис. 7.15

2те ко всем фазам в 3-м ряду и 6к ко всем фазам 4-го ряда (прибавле-
ние фазы, кратной 2тс не изменяет сигнал). На рис. 7.15 показано из-
менение фазы по коду Фрэнка длиной М=16 (с добавлением к фазам
3-го ряда 2л, а 4-го ряда 6к), а также изменение фазы в сигнале с
ЛЧМ с дискретным изменением частоты от элемента к элементу.
Длительность каждого элемента кода Фрэнка на рис. 7.15 обозначена
Тф, а длительность каждого из 4-х элементов дискретного ЛЧМ сиг-
нала как тчм. Изменение частоты в ЛЧМ-сигнале от элемента к эле-
менту принимаем равным ДРЧМ. Если положить

^ЧМ

а изменение частоты Д/чМ как

(7.61)
=-

т

(7.62)

то фазы для дискретного ЛЧМ-сигнала и кода Фрэнка полностью
совпадают в точках, кратных тф, как это видно из рис. 7.15.

Вычислить функцию сечения Т(тэ,0) для ФМС по коду Фрэнка
можно, так же как и для кодов Баркера, используя формул} (7.58). В
качестве примера на рис. 7.16 показано сечение ФН по оси т (корре-
ляционная функция) для ФМС по коду Фрэнка с количеством эле-
ментов М-16. Отметим, что уровень боковых лепестков для этого
кода (при М=16) достигают величины л/2~/16 (по отношению к
максимуму), это, конечно, несколько больше, чем для кода Баркера
(1/М)- Можно показать, что при больших величинах Ыэ нормирован-
ное пиковое значение уровня боковых лепестков равно 1/тт^М .

Конечно, реализация кодов Фрэнка сложнее, чем кодов Барке-
ра, так как требует формирования сигналов с более сложным изме-
нением фаз, а не просто 0 и 180 , как для кодов Баркера. Однако
большим достоинством является возможность формирования ФМС
практически неограниченной длительности.

4.	Двоичные ФМС шумоподобного вида (ШПС)

Один из подходов получения ФН с малым уровнем боковых
лепестков это применение возможно более протяженных кодовых
последовательностей с двоичным изменением фазы 0° и 180° по слу-
чайному закону. В частности, находят применение ФМС с использо-
ванием двоичных псевдослучайных последовательностей (ПСП).
Иногда такие результирующие сигналы ФМС называют шумоподоб-
ными сигналами (ШПС).

Под псевдослучайной последовательностью понимают набор
двоичных сигналов в виде случайного чередования единиц и нулей.
ШПС по своей структуре подобны реализациям случайных шумовых
последовательностей (с ограничением по амплитуде на постоянном
уровне). ФН сигналов с ПСП приближается к ”кнопкообразной” с
одним основным максимумом, имеющим малую ширину по осям т и
V, а боковые лепестки ФН не превышают в среднем уровень 1Д/лГ",
где М - количество элементов ПСП-кода. Важным классом ПСП яв-
ляются двоичные последовательности максимальной длины (или М-
последовательности), которые имеют неповторяющиеся псевдослу-
чайные изменения единиц и нулей в пределах длительности с чис-
лом элементов ТУ,, равным

7Уэ=2л-1,	(7.63)

где п - любое целое положительное число. Такие последовательно-
сти вычисляются с помощью рекуррентных формул, обеспечиваю-
щих формирование максимального заданного числа элементов №>
(формула 7.63), прежде чем М-последовательность начнет цикличе-
ски повторяться. Свойства ^-последовательностей близки к свойст-
вам реализации случайных последовательностей. В частности, слу-
чайные двоичные последовательности имеют свойство "балансно-
сти”, состоящие в том, что единицы и нули встречаются в среднем
одинаково часто. М-последовательность также удовлетворяет этому
требованию "балансное™”. Например, двоичная М-последователь-
ность из 15 элементов (7Уэ=15=2"-1) вида 000111101011001 имеет
318
количество единиц на одну больше числа нулей. Это справедливо
для М-последовательностей любого периода.

Одно из корреляционных свойств случайных последователь-
ностей заключается в том, что при относительном сдвиге последова-
тельности на целое число элементов (разрядов), относительно ис-
ходной последовательности, количество совпадений единиц и нулей
в среднем равно количеству несовпадений, ^-последовательности
также обладают этим свойством. Для них справедливо то. что при
суммировании по модулю два ^/-последовательности со своей сдви-
нутой копией на целое число элементов формируется такая же 7И-
последовательность, но имеющая другой относительный сдвиг. Это
свойство обусловливает и структуру корреляционной функции М-
последовательности, которая близка к корреляционной функции
случайных последовательностей.

Таким образом, ^/-последовательности обладают всеми основ-
ными свойствами реализации случайных двоичных последователь-
ностей. Чем больше длина периода ^/-последовательности (период-
это максимальное неповторяющееся число элементов ^э в М-
последовательности), тем ближе ее свойства к свойствам реализации
случайных двоичных последовательностей. Такие М-
последовательности называют также псевдослучайными (ПСП), так
как структура их генерируется по некоторому (заданному) алгорит-
му и является, в общем, закономерной (неслучайной) структурой.

Генерирование ПСП. Формирование ^/-последовательности
наиболее просто осуществляется в схемах, включающих в свой со-
став регистры сдвига. В качестве примера рассмотрим схему форми-
рования 7-элементной^/-последовательности (рис. 7.17).

Рис. 7.17
В этой структурной схеме имеется три ячейки сдвига (три
триггерных элемента), сумматор по модулю ”2”, генератор тактовых
импульсов. Получаемая ^-последовательность снимается с послед-
ней 3-й ячейки сдвига. Все ячейки имеют два устойчивых состояния
”0” и ”1”. Допустим в исходном состоянии в регистре зафиксирована
комбинация 100 (”1” - в первой ячейке, ”0” - во второй и третьей).
При поступлении первого тактового (сдвигающего) импульса от ге-
нератора тактовых импульсов состояния ячеек изменится - сместит-
ся на одну позицию вправо. При суммировании по модулю ”2” со-
стояний 2-го и 3-го элементов регистра получим на выходе суммато-
ра состояние ”0”, которое и поступает на первый элемент регистра
сдвига. В результате на регистре зафиксируется комбинация 010.
При последующих тактовых импульсах формируются комбинации
101,110,011,001 и вновь 100. После этого цикл изменения состояний
ячеек регистра начнет повторяться. В результате на выходе форми-
руется 7-элементная неповторяющаяся последовательность состоя-
ний вида 0010111. В дальнейшем код повторяется. Период последо-
вательности символов в коде определяется количеством разрядов
регистра сдвига (в рассматриваемом примере это три элемента) и
общее количество элементов кода равно ^=23-1=7. Таким образом,
периодом последовательности будем называть такое максимальное
число элементов кода (в рассматриваемом примере это М=7), после
которого состояние регистра сдвига становится равным исходному
(100) и последовательность символов (элементов) кода начнет по-
вторяться.

В настоящее время разработано большое количество типов
формирователей ПС-последовательностей, которые отличаются ме-
жду собой количеством и местом отвода цепи обратной связи на
сумматоры по модулю ”2”, а также количеством используемых эле-
ментов регистров сдвига.

5.	Особенности устройств обработки ФМС

В соответствии с общими свойствами оптимальных уст-
ройств обработки сигналов и исходя из возможных видов устройств
обработки сложных сигналов для сжатия последовательностей ФМС
применяются устройства обработки на основе корреляторов, а также
в виде согласованных фильтров.

320
В количестве иллюстративного примера вначале рассмотрим
устройство обработки ФМС в виде согласованного фильтра^ выпол-
ненного на линии задержки с отводами. Импульсная характеристика
согласованного фильтра должна повторять с обратным знаком, или в
обрагной последовательности, применяемую кодовую группу ФМС.
При использовании линии задержки с отводами это соответствует
расположению отводов на интервалы времени задержки, равным
длительности элементов кода тэ, а структура фазовращателей на вы-
ходе отводов должна соответствовать применяемому коду ФМС в
обратной последовательности. Со всех отводов сигналы подаются на
суммирующие устройства.

Сигнал
входной
ФЬЩАААА-

сумматора

Рис. 7.18

На рис. 7.18 показана схема согласованного фильтра в виде
линии задержки с отводами для 7-элементного кода Баркера. Знак
“плюс” в элементах фазовращателей соответствуют сохранении фазы
сигнала, поступающего с отвода (сдвиг фазы ”0”), а "минус” - сдвигу
по фазе на 180° (или изменению полярности на обратную величину
при использовании видеосигналов). На выходе суммирующего уст-
ройства установлен согласованный фильтр для одиночного импульса
с длительностью тэ. На рис. 7.19 показаны результаты обработки
принимаемой последовательности ФМС при прохождении согласо-
ванного фильтра (рис.7.18). На рис.7.19 показаны только огибающие
высокочастотных импульсов, а фазы высокочастотного наполнения
условно обозначены знаками "+" и На нижней временной диа-
грамме показан выходной сигнал.

21. Изд.№9768

321
Вход
(огибаю щ.
и код)
1-й отвод
2-й

3-й

Ч-й

5-й

б~й

7-й

Выходной
сигнал
сумматора
(огибающ.)

Рис. 7.19

Фазовый ।-------1

Квадратич.
детектор

Вход
ФМ
сигнала

90

Фазовый I
детектору"

Согласован. .

Г11ГЛ

Опорный сигнал

пр

\Согласодан. ।
^фильтр

Рис. 7.20
импульс

Выход

Рис. 7.21

Для обработки ФМС при использовании согласованных
фильтров возможна их работа и на видеочастотах (рис.7.20). Для пе-
ревода высокочастотных сигналов на видеочастоты используются
два квадратурных канала. На фазовые детекторы подаются опорные
напряжения на высокой частоте, отличающиеся между собой по фазе
на 90°. С выходов фазовых детекторов двухполярные видеосигналы
подаются на согласованные фильтры, например на линиях задержки
с отводами. Для получения модуля выходного напряжения сигналы с
выхода фазовых детекторов возводятся в квадрат и суммируются
(см. рис. 7.20). При цифровой обработке сигналов вместо аналого-
вых линий задержки применяются регистры сдвига.

Возможная схема обработки ФМС на основе корреляционных
устройств показана на рис. 7.21. Код ФМС, поступающего в пере-
датчик РЛС, запоминается и задерживается во времени, например, в
регистре сдвига. Дискретность в задержке во времени выбирается
обычно равной параметру разрешения по дальности. Умножение
принимаемого ФМС и выставленного на заданную задержку кодово-
го сигнала может быть осуществлено коммутируемым фазовым де-
тектором (который работает как умножитель). На выходе коммути-
руемого фазового детектора принимаемый сигнал оказывается деко-
дированным и имеет вид высокочастотного импульса с длительно-
стью, равной времени кодовой группы Тс. Полоса узкополосного
21*	323
фильтра (интегратора) выбирается равной величине, обратной дли-
тельности сигнала Тс. Выходной сигнал фильтра поступает через
временной селектор в момент максимума на пороговую схему обна-
ружения цели.

При наличии движущихся целей возникает доплеровский
сдвиг частоты и для обнаружения цели следует применять вместо
одиночного узкополосного интегрирующего фильтра набор допле-
ровских фильтров, перекрывающих весь диапазон изменений допле-
ровских частот.

7.4.	ЧАСТОТНО-КОДИРОВАННЫЕ СИГНАЛЫ (ЧКС)

1.	Вид сигналов ЧКС и их функция неопределенности

В ряде случаев, когда необходимо увеличить разрешение по
дальности или уменьшить уровень боковых лепестков ФН и прибли-
зиться к идеальной форме ФН в виде "кнопочной” функции, нашли
применение частотно-кодированные или дискретные частотно-
кодированные сигналы (ЧКС).

Общее представление о таких сигналах может быть получено,
если записать их в виде

=Ё - /Ухэ к27,/о',
1=0

(7-64)

где составляющий импульс 1}г имеет вид:



ехр(/2хА/Л 0 < I < тэ),
I 0, при других I.

(7.65)

В формуле (7.54)Ус - несущая высокочастотного сигнала, а1 - ампли-
туда. Во временной области эти сигналы представляют собой им-
пульс большой длительности, разделенный на отдельные элементы
аД-(0, несущая частота которых изменяется от одного элемента к
другому на величину Д4, в соответствии с определенным правилом
(кодом) (рис. 7.22).
Рис. 7.22

Последовательность изменения частоты осуществляется скач-
ками Д4, которые выбираются как:

(7.66)

зависит от принятого правила изменения Следовательно, пъ - ко-
довая последовательность "скачков” частоты.



(7.67)

Определение функции неопределенности таких сигналов свя-
зано с достаточно громоздкими вычислениями.

Приведем конечный результат вычислений функции неопреде-
ленности (при пг=1) сигнала вида (7.64)

Ы-1

Ч',(г,у)=2У“'4

1=0

К-1

(7.68)

где функция Ф/ „ равна

(7.69)


и равна нулю при других значениях т. Величины а и 0 в формуле
(7.69) равны:

а = л(А/ - Д/„ - уХтэ -

(7.70)

Р = л(л/;-д/„-уХтэ+т).

(7.71)

Рассмотрим один из интересных по своим свойствам частотно-
кодированных сигналов, а именно сигналов по коду Костаса.

2.	Сигналы Костаса (ЧКС)

Для понимания свойств сигналов Костаса и их основных дос-
тоинств рассмотрим вначале дискретные частотно-кодированные
сигналы типа ЛЧМ-импульсов, но со ступенчатым изменением час-
тоты по линейному закону. Такой сигнал показан на рис. 7.23,а и в
виде частотно-временной матрицы с двоичным представлением сиг-
налов, когда каждый элемент кодовой последовательности обозна-
чен или единицей (точка), или нулем (пустая клетка). По горизон-
тальной оси откладывается время. Ось разделена на элементов с
длительностью каждого т. По вертикальной оси откладываются зна-
чения частот А/ (каждому ряду соответствует своя определенная
частота А/~). все ТУ значений частоты распределены равномерно. От-
мстим, что квантованный ЛЧМ-сигнал характеризуется наличием
только одной точки (единицы) в каждом ряду и в колонке. Это обо-
значает, что в каждый данный отрезок времени длительностью тэ
излучается только одна частота 7о+Д4- К такому семейству сигналов
со скачками частоты принадлежат и другие кодовые последователь-
ности ЧКС. Всего возможное число перестановок при //элементах
равно №.. Порядок изменения скачков частоты Д4 существенно влия-
ет на вид функции неопределенности. Если необходимо получить
ФН, близкую к "идеальной” "кнопкообразной”, то применение ли-
нейного изменения скачков А/, (как на рис. 7.23,а) является наихуд-
шим вариантом (это будет пояснено ниже). В 1984г. инженер Джон
Костас предложил новый критерий в выборе последовательности
скачков частот в ЧКС, что позволяет получить ФН, приближающую-
ся к ''идеальной”.
{ш1}=2,5,1, 6,4,3

Частота

1 2 3 4 5 6 Время 1 2 3 4 5 6 Время

а)	б)

Рис. 7.23

Сигналы со скачкообразным изменением частоты для прибли-
женного представления ФН позволяют использовать простую про-
цедуру. Дело в том, что все взаимнокорреляционные составляющие
ФН для элементов сигнала с различными частотами АС приближают-
ся к нулю тогда, когда разность частот больше обратной величины
длительности элемента тэ (или кратно этой величине). ФН для каж-
дого значения т и у это интеграл произведения первичного сигнала и
его копии, смещенной на т и V. Идея построения ФН при прибли-
женном ее представлении состоит в том, что нужно на частотно-
временную матрицу сигнала наложить эту же матрицу, но смещен-
ную как по оси т (сдвиг по горизонтальной оси), так и по оси у
(сдвиг по вертикальной оси). При каждом сочетании сдвигов т и V
количество совпадений "точек” матрицы будет характеризовать от-
носительное значение ФН для данного сдвига т и V.

Используем эту процедуру для сигнала с дискретным ЛЧМ
сигналом (рис. 7.23,а) в качестве примера. Очевидно, что при т=у=0
количество совпадений равно количеству элементов При сдвиге
на один элемент вправо (т=тэ) количество совпадений падает до ну-
ля. Если же одновременно ввести сдвиг и по вертикальной оси (по
оси у) на один дискрет, количество совпадений ”точек” окажется
равным АГ-1=5. При сдвигах на два элемента вправо и на два дискре-
та вверх количество совпадений .//-2=4 и так далее, В результате по-
лучим хорошо известную форму ФН в виде наклонного гребня, по-
добного гребню ФН ЛЧМ-сигнала.

Применим эту процедуру для сигнала Костаса, представленно-
го в виде матрицы рис. 7.23,6. Найдем, что кроме случая нулевого
сдвига, когда число совпадений равно ТУ=6, нет такого сочетания т и
V, которое давало бы число совпадений ’точек” больше, чем едини-
ца, это свойство и является основным критерием в выборе последо-
вательностей кода скачков по частоте в сигналах Костаса. Следова-
тельно, сигналами ЧКС Костаса являются такие сигналы, в которых
скачки по частоте при построении ФН не приводят к совпадению
элементов кода больше, чем один раз.

Выбор последовательностей скачков частоты {ти2}, соответст-
вующих частотно-временной матрице Костаса, является достаточно
сложной задачей. При данном количестве элементов И возможное
число сигналов Костаса увеличивается весьма значительно с ростом
Лг. В табл. 7.4 показано сколько может быть сигналов Костаса при
выбранном значении К Общее число перестановок в матрице ТУхТУ
равно ТУ!. Отношение 1\Т\/Мтакже возрастает с увеличением числа№
Величина М - это количество возможных сигналов Костаса при ис-
пользовании заданного числа элементов сигнала №

Таблица 7.4

Количество сигналов Костаса

	3	4	5	6	7
м	4	12	40	116	200
ьи/м	1.5	2	3	6.2	25.2
	8	9	10	11	12
м	444	760	2160	4368	7852
Ы!/М	90.8	477	1680	9138	61003

При поиске возможных вариантов задачу можно сформулиро-
вать таким образом: необходимо упорядочить полный набор целых
чисел от 1 до ТУ так, чтобы треугольная матрица разностей не имела
повторяющихся чисел ни в одной своей строке.

Для лучшего уяснения сути матрицы разностей рассмотрим
пример частотно-временной матрицы Костаса (рис. 7.24) с числом
элементов ТУ=7, где величины {т } равны следующему коду:
328
(7.72)

{те,} =4,7,1,6,5,2,3.

Разностная матрица строится по строкам 1 и столбцам] по пра-
вилу формирования элемента матрицы

т^-т,, г+)<№.

(7.73)

3	1	2	3	4	5	6	7
т1	4	7	1	6	5	2	3
3=1	3	-6	5	-1	-3	1	
3=2	-3	-1	4	-4	-2		
3=3	2	-2	1	-3			
3=4	1	-5	2				
3=5	-2	-4					
Г6	-1						

Матрица разностей

Рис. 7.25
При других значениях /+/ элементы матрицы равны нулю. В
результате образуется треугольная матрица разностей (рис. 7.25).
Первая строка образуется как разность соседних элементов кодовой
последовательности, вторая строка - как разность элементов через
один и т.д. Первая строка соответствует задержке во времени на
один элемент тэ, следовательно, она соответствует сдвигу кодовой
матрицы на один элемент вправо. Это соответствует также 1-му
столбцу матрицы боковых лепестков ФН сигнала Костаса (рис.7.26),
где точками показаны участки на плоскости (т,у) с единичным зна-
чением уровня боковых лепестков ФН. Первый элемент на первой
строке матрицы разностей равен 3 и получен путем вычитания
-7-4=3. Значение 3 соответствует тому, что при 3-х смещени-
ях вверх (по оси частот у) будет совпадение элемента излучения на
второй временной позиции с элементом на первой временной пози-
ции. Три смещения вверх соответствуют положительным значениям
доплеровского сдвига у на три дискретных скачка частоты. Таким
образом, значение ”3” в первой строке матрицы разностей (рис. 7.25)
приводит к значению ”1” в матрице боковых лепестков функции не-

Рис. 7.26
определенности (рис. 7.26) в позиции ”3” по оси Доплера V в столб-
це, соответствующим сдвигу на "1” по оси т. Если в процессе по-
строения матрицы разностей (для проверки соответствия частотно-
временной матрицы критерию сигналов Костаса) будет обнаружено
в соответствующих строках повторения чисел, то это приведет к на-
ложению "единиц” в матрице боковых лепестков ФН в одном и том
же месте и уровень боковых лепестков в этом месте соответственно
увеличится. Следовательно, в этом случае частотно-временная мат-
рица ЧКС не относится к сигналам Костаса.

Итак, видно, что матрица разностей позволяет не только опре-
делить соответствие частотно-временной матрицы сигналам Костаса,
но и позволяет определить расположения основных выбросов боко-
вых лепестков в правой части плоскости (т,у) функции неопределен-
ности (т.е. при положительных сдвигах т). Положение боковых лепе-
стков в левой части плоскости (т,у) находим, используя свойство
симметрии ФН относительно начала координат (т=0, у=0).

Матрица боковых лепестков, конечно, позволяет судить об
ожидаемой форме и структуре ФН, но полную картину можно полу-
чить только при детальном вычислении ФН по формулам (7.68) и
(7.69).

На рис. 7.27 приведено изображение сечения ФН по оси т сиг-
нала Костаса вида рис. 7.24.
Сечение ФН по оси V соответствует сечению для импульса с
постоянным значением несущей частоты, имеющего длительностью
Тс=Мтэ. Можно также отметить хорошее соответствие вычисленной
диаграммы неопределенности и матрицы боковых лепестков
(рис.7.26). Ширина основного максимума при т=0 и V =0 определяет-
ся полной шириной спектра, занимаемого совокупным изменением
частоты, составленным отдельными скачками частоты Д/и равна

(7.74)

где Л/>1/тэ. Подставив это значение Д/в формулу (7.24), получаем

Следовательно, разрешение по дальности повышается в число
раз, равное количеству элементов № Качество сигналов Костаса рав-
но

= ТСА/С = № ЛА/ = №.

(7.76)

Сигналы Костаса, как это видно из приведенных данных, дей-
ствительно имеют ФН, приближающуюся к "идеальной", "кнопкооб-
разной".

В заключение, отметим, что сигналы Костаса не требуют же-
сткой фазовой когерентности, так как структура боковых лепестков
определяется только однократными совпадениями элементов, а ши-
рина основного максимума не может быть шире длительности одно-
го элемента (при когерентном сложении всех элементов).

7.5.	ПРИМЕНЕНИЕ СЛОЖНЫХ (ШИРОКОПОЛОСНЫХ)
СИГНАЛОВ ДЛЯ ОБЕСПЕЧЕНИЯ МАЛОЙ ВЕРОЯТНОСТИ
ПЕРЕХВАТА РЛ СИГНАЛОВ СИСТЕМАМИ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ РАЗВЕДКИ

1.	Общие вопросы создания РЛ систем с малой вероятностью

перехвата сигналов

Одним из наиболее слабых мест военных радиолокационных
систем является возможность обнаружения их излучений средствами
332
радиоэлектронной разведки противника. РЛС обычно излучают сиг-
налы достаточно большой мощности, что позволяет относительно
просто перехватывать (обнаруживать) такие сигналы средствами ра-
диоэлектронной разведки (РЭР) противника на расстояниях, значи-
тельно больших, чем расстояния обнаружения цели радиолокацион-
ной станцией. Это обусловлено тем, что перехват сигналов РЛС про-
исходит при прямом приеме излучений передатчиков РЛС, а в РЛС
используются для обнаружения цели отраженные сигналы, которые
значительно слабее по мощности, чем сигналы прямого излучения.

В связи с указанным возникают сложные проблемы для тех,
кто использует РЛ средства при решении тех или иных боевых задач.
Во-первых, возникает возможность обнаружения противником носи-
телей РЛС-самолетов, кораблей, ракет по излучению их РЛ систем,
во-вторых, возможно применение противником противорадиолока-
ционных ракет (ПРР) и, в-третьих, упрощается возможность созда-
ния противником эффективных радиоэлектронных помех для подав-
ления обнаруженных РЛС, так как становятся известными парамет-
ры.

Разработка РЛС, которые могли бы выполнять все свои функ-
циональные задачи по обнаружению целей, точному их сопровожде-
нию, оставаясь в то же время необнаруженными противником, при-
влекало внимание разработчиков уже много лет тому назад. Однако
проблема оказалась весьма сложной. Одни специалисты утверждали,
что эту задачу решить невозможно, так как средства РЭР становятся
все более чувствительными, а обнаружение сигналов РЛС осуществ-
ляется по однократному (прямому) распространению радиоволн, в то
же время как радиолокационная система при обнаружении цели ис-
пользует отраженные сигналы при двукратном распространении (о
чем уже говорилось выше).

Другие специалисты отмечали, что РЛ системы имеют сущест-
венное преимущество перед средствами РЭР, которое заключается в
том, что в РЛ системе известна точная структура излучаемого сигна-
ла, особенно при применении методов сложного кодирования и мо-
дуляции. И это преимущество можно использовать для обеспечения
большой скрытности работы РЛС, для создания так называемых “ти-
хих”, "невидимых” РЛ систем.

Для достижения высокой скрытности работы РЛС и обеспече-
ния малой вероятности перехвата (МВП) радиолокационных сигна-
лов разработано несколько путей построения РЛ систем. Рассмотрим
только те, которые связаны с применением широкополосных и
сложно модулированных сигналов. Другие методы: применение от-
влекающих сигналов и ложных излучателей, которые вносят неопре-
деленность в расшифровку РЛ сигналов в системах РЭР, применение
многолучевых антенн на базе ФАР с быстрым электронным управ-
лением, рандомизация параметров РЛ систем (по мощности, по пе-
риодам работы и т.п.) в этом параграфе не рассматриваются.

2.	Основные соотношения при обеспечении МВП сигналов
РЛ систем

Рассмотрим случай, когда приемное устройство системы РЭР
расположено на объекте, который для РЛС является целью. Исполь-
зуя формулы гл.5, получаем, что при обнаружении цели отношение
энергии сигнала Ерл, отраженного от цели и шума, равно /?рл

(7.77)

где РПзЛ - мощность излучения антенной системы РЛС Срл и 5рл - ко-
эффициент направленного действия и эффективная площадь аперту-
ры радиолокационной антенны, 7Н - время наблюдения отраженного
РЛ сигнала, Ррл - расстояние между РЛС и целью, ап рл - коэффици-
ент потерь в РЛС.

Для приемного у стройства системы радиоэлектронной развед-
ки (РЭР) получаем аналогично:

(МДр^сДпэр

(7.78)

где Ерл - энергия, принимая приемником системы РЭР, 7)эр - рас-
стояние между РЛС и приемником РЭР (в данном случае предпола-
гаем, что Дэр^Ерл), 5эр - эффективная площадь антенной системы
РЭР, ап.эр - коэффициент потерь в системе РЭР. Величина 4Р - время
обработки принимаемого от РЛС сигнала. Но при наличии кодиро-
вания РЛ сигналов, применения широкополосных сигналов, коге-
334
рентное накопление сигналов в системе РЭР невозможно. В этих ус-
ловиях приемник РЭР должен иметь полосу пропускания, охваты-
вающую весь спектр РЛ сигналов. В этом случае время Л)р следует
заменить на величину, обусловленную шириной спектра РЛ сигнала
Д7рл

(7.79)

Подставим эту величину в (7.78)

А _ ААЛ
«О	(4ф,2Лд/А, '

(7.80)

Принимая во внимание, что обнаружение цели и РЛ сигналов
осуществляется с заданными вероятностями Рпо и Рлт, требуемые ве-
личины Ярл и Кэр будут определяться соответственно параметрами
обнаружения /?Орл и 7?оэр. В этом случае найдем максимальные даль-
ности обнаружения цели 1)мрл и обнаружения работы РЛС Лмэр сред-
ствами РЭР противника:

Г? V
изл^рл^эр

(7.81)

(7.82)

Введем коэффициент скрытности работы РЛС как отношение
'м.рл И 79м.эр-

(7.83)

Если величины (2скр больше единицы, то это соответствует то-
му, что РЛС обнаруживает цель раньше, чем работа РЛС выявлена
системой РЭР, Сскр>1. Используя формулы (7.81) и (7.82), получим
(7.84)

Реальная чувствительность приемника системы РЭР может

быть записана как

прм.эр.ггпп О^Урл''*\).эр^’п.эр •

Качество используемого РЛ сигнала равно:
= 'н А/рл >

(7.85)

(7.86)

при условии, что Тс равно времени наблюдения /и сигнала. Подста-
вив (7.85) и (7.86) в формулу (7.84), получаем, что скрытность, опре-
деляемая коэффициентом Оскр, равна

I 2 л о (9	ап.эР ^о.эр г?

(у =4—---------------------—Р

~-скр 1/	т)	г? прмэртт

У Чф изл С^п.рл рл

(7.87)

Если для простоты соотношений считать, что ап.эр«ап.рл и
/?оэР~^оэр, то получаем соотношение, которое наглядно показывает,
от каких параметров РЛС и системы РЭР зависит скрытность работы
РЛ системы:

(7.88)

Или в другом виде:

(7.89)

Видно из (7.89), что скрытность тем выше (бскр^Л), чем больше
качество сигнала Ос (его широкополосность) и чем меньше мощность
излучаемого сигнала радиолокационной системой. Конечно, скрыт-
ность существенно зависит от чувствительности приемного устрой-
ства системы РЭР. Получить необходимую величину ()скр достаточно
сложно. Требуется иметь большое качество сигнала ()с и возможно
меньшую мощность излучения РЛС (среднюю мощность Ризп=РСр).
Например, при Рср=100Вт,о=10м2, 5эр=0,1м2, Рпрм.эр.тт=Ю’6 Вт и
получим, что (2скр~3, но при наблюдении цели меньших раз-
меров (например, о=1м3) коэффициент (2скр снижается и равен уже
1Л

Следует, однако, иметь в виду, что в рассматриваемых услови-
ях важно обеспечить и обнаружение цели на заданной дальности, а
не только иметь коэффициент скрытности больше единицы. Учтем
это требование. Подставим в формулу (7.84) значение 2РИзЛ6дП из
формулы (7.81):

(7.90)

Получаем

Данное выражение позволяет оценить не только скрытность, но и
связь этого параметра с требуемой дальностью обнаружения задан-
ной цели Рм рл.

3.	Виды сигналов, обеспечивающих малую вероятность
перехвата средствами РЭР

Общие вопросы. При выборе типов сигналов, обеспечивающих
повышенную скрытность работы РЛС, следует отметить, что в об-
щем не любые методы расширения спектра сигналов (широкополос-
ность) пригодны для реализации малой вероятности перехвата
(МВП) сигналов средствами РЭР. Необходимо учитывать характери-
стики и возможности систем РЭР и другие угрозы РЛ системам (на-
пример, противорадиолокационные ракеты).

Например, применение ЛЧМ-импульсов можно отнести к сис-
темам с расширением спектра сигналов. Но разведка таких сигналов
и использование их для обнаружения работы РЛС сравнительно про-
сты для современных систем РЭР. Достаточно, например, прибли-
женно определить крутизну изменения частоты при ЧМ, или исполь-
зовать несколько значений такой крутизны в приемнике РЭР для то-
го, чтобы при приеме использовать сжатие сигнала во времени для
обнаружения работы РЛС.

Другой пример. Применение сложных широкополосных сиг-
налов типа шумоподобных с двоичным изменением фазы (0° и 180°)
не позволяет защитить РЛС от наведения ПРР или скрыть работу
РЛС от средств РЭР противника. Дело в том, что разработаны мето-
ды удвоения несущей частоты принимаемого сигнала в аппаратуре
РЭР, которые приводят к тому, что изменения фазы в ШПС при
приеме практически не будет (удвоение 180 дает 360 или 0° по мо-
дулю 2тг). В приемнике ПРР достаточно ввести такое умножение и
затем установить узкополосный интегратор (фильтр с полосой, об-
ратной полной длительности ШПС) для повышенной эффективности
приема сигнала РЛС.

Однако для обеспечения МВП имеются возможности приме-
нения ряда разновидностей рассмотренных в этой главе сигналов.
Возможно использование частотно-кодированных сигналов типа
сигналов Костаса, обеспечивающих высокую скрытность работы
РЛС. Большие возможности для обеспечения скрытности работы
РЛС и МВП сигналов предоставляют многофазные кодовые после-
довательности (МФК-сигналы), которые являются разновидностью
ФМС, рассмотренных в этой главе. Сигналы МФК это фактически
ШПС с изменением фазы не по коду 0 и 180 , а по произвольно за-
данному коду изменения дискрета фазы Д(р7 (типа кодов Френка).

Многофазное кодирование сигналов при МВП. Многофазные
кодовые сигналы при решении задачи МВП представляют собой по-
следовательности высокочастотных элементов, фазы которых изме-
няются по специальному псевдослучайному коду, который форми-
руется кодовым генератором. Изменение фазы в отличие от двоич-
ного кодирования осуществляется дискретными значениями из на-
бора конечного значения числа дискретов в пределах 360'. Количе-
ство дискретов фазы определяется по формуле

^=РП,	(7.92)
где р - простое целое число, п-также целое число 1,2,....п. Например,
при двоичном кодировании фазы ^ф=2((Г и 180е), что соответствует
значениям р=2, п=1. Если взять р=5, п=1, то получим 5 дискретных
значений фазы Ду равномерно распределенных в пределах 360 , а
именно:

Лфо=О; Лф1-72°; Дф2=144; Дфз=216°; Дф4=288°.	(7.93)

На рис. 7.28 показаны эти дискретные значения фазы в виде
распределения точек на окружности единичного радиуса.

Общее число элементов последовательности ШПС с много-
фазным кодом определяется по формуле

7У = ДГ-1,
«р

(7.94)

которая соответствует формуле (7.63), приведенной для ^ф=2. Вели-
чина г - это количество кодовых состояний в генераторе псевдослу-
чайного кода (это, например, число элементов сдвигового регистра,
который часто используется в качестве генератора ПСК).

В качестве примера на рис. 7.29 приведена последовательность
ШПС с многофазной кодовой манипуляцией для Лф=5 (см. рис. 7.28)
в соответствии с последовательностью дискретов фазы (7.93) при
2	1	2	0	1	1	4	2	4	0	2	2	3	4	3	0	4	4	1	3	1	0	3	3

А<₽°,

144	72	144	о	72	72	288	144	288	о	144	144	216	288	216	о	288	288	72	216	72	о	216	216

Рис. 7.29

Общее число элементов последовательности минимальной
длительности (см. формулу (7.94)) в этом примере равно #=24:

#=52-1=24.

Основные достоинства МФК-сигналов при обеспечении МВП.
Рассмотрим кратко основные достоинства МФК-сигналов при обес-
печении МВП.

1)	Сигналы с МФК неподвержены декодированию методом
удвоения частоты высокочастотного наполнения, которое возможно
в устройствах РЭР и в противорадиолокационных ракетах. Для ил-
люстрации этого свойства на рис. 7.30 показаны для сигнала рис.
7.28 изменения фазы при умножении несущей с кратностью М. Вид-
но, что при умножении в 2,3 и 4 раза фазовый код не изменяется (по
модулю 2к). Таким образом, кодовая последовательность изменения
фазы остается скрытой для противника. Умножение в 5 раз приводит
к декодированию фазы, но такая система умножения в 5 раз весьма
сложна на практике и конечно при других значениях будет также
неэффективна.

2)	Сигналы с МФК имеют широкий диапазон возможных реа-
лизаций последовательности элементов, что существенно повышает
скрытность работы и затрудняет несанкционированное выявление
конкретных кодов, используемых в МФК-сигналах.
(той 2тг)

М=5

Рис. 7.30

3)	Функции неопределенности МФК-сигналов, как и других
ШПС обладают ”кнопкообразной” формой, причем уровень боковых
лепестков в среднем меньше, чем у сигналов ФМС с двоичным из-
менением фазы (0° и 180°). На рис. 7.31 показана корреляционная
функция МФК-сигнала (сечение ФН по оси т) при 7Уф=5 и 7У=3124.
Максимальный уровень боковых лепестков на 41.5 дБ меньше уров-
ня центрального максимума, а среднеквадратичное значение боко-
вых лепестков составляет величину на 48.9 дБ меньше центрального
пика.

4)	Интересной особенностью МФК-сигналов является то, что
спектральная плотность их равномерна во всем диапазоне частот А/'
=1/тэ, это обстоятельство существенно затрудняет обнаружение сиг-
нала средствами РЭР, которые вынуждены иметь полосу приемного
устройства на всю ширину спектра принимаемого сигнала.

В заключение отметим, что в настоящее время имеются воз-
можности обеспечить скрытную работу РЛС и затруднить системам
РЭР и ПРР обнаружение и перехват РЛ сигналов. Перспективными в
этом отношении являются и сигналы с частотным кодированием
(сигналы Костаса).

|ад)|

4000 4

3124

3000 "

2000 °

1000 °

^вых Тэ

Рис. 7.31

7.6. ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Вычислить функцию неопределенности сигнала с огибаю-
щей

5(/) = Л ехр(-/2/Тс2).

Какой величины должен быть коэффициент А при нормировке
энергии сигнала к единице?

2.	Вычислить ФН сигнала с комплексной огибающей вида:
5(/) = Лехр(-/2/Г/)ехрОяМ2).

Обратите внимание, что амплитудная огибающая такая же, как
и в задаче 1, но введена частотная модуляция по линейному закону с
крутизной кчм.

3.	Зарисовать четыре сечения ФН сигнала в виде когерентной
пачки из трех высокочастотных прямоугольных импульсов. Дли-
тельность импульсов ти, а период повторения Ти=5,5ти. Сечения
должны быть следующие: |ТХт,О)|, |Т5(0,у)[, |<Р8(Ги,у)||Ч/5(2Ги,у)|. В
трех последних сечениях определить значение ФН в точке V =1/(2Ги).

4.	В радиолокационной станции, работающей на несущей 10
ГГц, используется сигнал в виде ЛЧМ-импульса длительностью
ти=20мкс с девиацией частоты ДКМ=1 МГц. Наблюдаемая точечная
цель приближается к РЛС со скоростью Гц=150м/с. Чему равна
ошибка в измерении расстояния из-за наличия скорости целей? Счи-
таем, что расстояние измеряется по положению максимума на выхо-
де согласованного фильтра.

5.	Представить графически зависимость изменения частоты
во времени для трех видов сигналов, имеющих комплексные оги-
бающие (ти<Ги/2):

эд=ЕКес{ — ехр -- т ’

я=0	\ Ти /	\ и >

------- еХР ------’

п-0	\	у	-/и	у

х-1	(1-пТ ]

5з(О=ХКес1 ---------- ехр(/2тотДГм(/ - »ТИ)).

и=0	\	>

6.	Определить, какой из трех сигналов в задаче 5 имеет макси-
мумы боковых лепестков в ФН в точках плоскости (т,у) т-пТ^ у=0
для значений «=±1; ±2;...; ±(7\М) независимо от соотношений 7’и и

7.	Зарисовать (приближенно вид) диаграмм неопределенности
для трех сигналов задачи 5. (Достаточно представить один контур на
уровне 0,5 от максимума).

8.	Определить корреляционную функцию сигнала ФМС по ко-
ду Баркера длиной 7УЭ=13.

9.	Определить корреляционную функцию для ФМС с последо-
вательностью 4 комплексных амплитуд: 7, у, 7, -у. Нарисовать струк-
турную схему согласованного фильтра для этого сигнала.

10.	Определить кодовую последовательность для кода Фрэнка
длиной 7^э=9. Вычислить и зарисовать корреляционную функцию
этой последовательности.

11.	Зарисовать матрицу боковых лепестков для ЧКС по коду
Костаса с элементами 5, 3, 2, 7, 1, 8, 4, 6, 9.

12.Используется в РЛС сигнал с ШПС с кодом М-
последовательности максимальной длины вида: 1,-1,1,-1,1,1,1,1,-1,-1,-
1,1,-1,-1,1. Определить корреляционную функцию на выходе согла-
сованного фильтра. Найти отношение максимума центрального пика
и наибольшего бокового лепестка.
Глава 8

ИЗМЕРЕНИЕ КООРДИНАТ И ПАРАМЕТРОВ
ДВИЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ. ОЦЕНКА ТОЧНОСТИ
ИЗМЕРЕНИЙ

8.1. СТАТИСТИЧЕСКАЯ ТЕОРИЯ ОЦЕНИВАНИЯ
КАК ОСНОВА РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
МЕТОДОВ ИЗМЕРЕНИЯ КООРДИНАТ
И ПАРАМЕТРОВ ДВИЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ

1.	Общие сведения

Как уже отмечалось в главе 2, при отражении ЭМВ целью
происходи? естественная модуляция радиолокационного сигнала. В
параметры отраженного сигнала закладывается информация о цели,
в том числе и о ее координатах и параметрах движения. Данная ин-
формация может быть заложена в амплитуде, частоте, фазе, времени
запаздывания сигнала, направлении прихода и т.п. Для того, чтобы
получить информацию о координатах и параметрах движения цели,
необходимо провести измерение значений перечисленных парамет-
ров, то есть провести их оценку.

Поскольку, как отмечалось в гл. 3 и 4, процесс наблюдения це-
лей сопровождается помехами самой различной природы, то полу-
ченные в ходе радиолокационного приема оценки параметров сигна-
ла необязательно точно соответствуют истинным. Кроме того, на
измерения могут существенно влиять параметры сигнала, которые
не несут полезную информацию и поэтому называются «неинфор-
мационными». Например, информацию о дальности до цели в ра-
диолокационном сигнале несет время запаздывания, а амплитуда и
фаза сигнала информацию о дальности практически не несет и, сле-
довательно, амплитуда и фаза радиолокационного сигнала, в данном
случае, являются неинформационными параметрами.

В дальнейшем параметры радиолокационного сигнала, кото-
рые несут полезную информацию о цели, будем называть «инфор-
мационными». Таковыми, например, являются время запаздывания
/ , угол прихода отраженной волны у, доплеровское смещение час-

тоты /дп в отраженном сигнале, так как позволяют получить ин-
формацию соответственно о дальности, угловых координатах и ско-
рости сближения.

Будем полагать, что полезный сигнал 50 и помеха И0 вхо-
дят в принимаемое колебание у(?) аддитивно. Тогда принимаемое
колебание можно записать в виде

ХО=4М4 а™ 0]+«(0>

(8.1)

где а\1) - в общем случае вектор информационных параметров,
компонентами которого являются ^д5/дп,у и т.п.;	- вектор

неинформационных параметров; п(/) - помеха, природа которой
может быть самой различной; /н - время наблюдения ^0.

Анализируя принимаемое колебание (8.1), с помощью прием-
ника РЛС, необходимо вынести решение о том, какие значения име-
ют информационные параметры а сигнала Я^а(О>ани0] в текУ_
щий момент времени /. Если в течение времени наблюдения 4 ком-
поненты а:0 постоянны (а, 0 = соп§1 = а, I е [о, /н]), то описан-
ную процедуру называют оценкой параметров, когда же изменением
параметра сигнала ОС* (1) за время / е [0,/н] пренебрегать нельзя и
требуется отслеживание значений меняющихся информационных
параметров, то говорят о фильтрации параметров радиолокационно-
го сигнала.

В связи с тем, что процесс измерения информационных пара-
метров радиолокационного сигнала сопровождается помехами, то
данному процессу присущи случайные ошибки измерения. Перечис-
лим основные причины, приводящие к ошибкам в измерении ин-
формационных параметров ау0 радиолокационного сигнала. Во-
первых, наличие внутренних шумов приемника РЛС и внешних по-
346
мех приводит к случайному изменению формы сигнала в зависимо-
сти от измеряемого параметра. Ошибки, обусловленные внутренни-
ми шумами называют шумовыми и оценивают среднеквадратиче-
ским значением измеряемого параметра ош . Во-вторых, даже в от-
сутствии движения цели относительно РЛС из-за шумов изменяется
время запаздывания / доплеровское смещение частоты /дп и на-
правление прихода у отраженной волны, что приводит к ошибкам в
определении данных параметров (см. п.2). В-третьих, при движении
цели элементарные ее отражатели (блестящие точки) вращаются от-
носительно центра масс. Это приводит к случайному изменению ам-
плитуды и фазы поля отраженной волны в точке расположения РЛС,
а следовательно, приводит к ошибкам в определении координат и
параметров движения цели. Данные ошибки называют флюктуаци-
онными оф(а). В-четвертых, условия распространения ЭМВ в про-
цессе радиолокационного наблюдения могут меняться, что приво-
дит, например, к искривлению траектории распространения ЭМВ,
как следствие, к ошибкам измерения параметров а,.(/) принимаемо-
го сигнала. Данные ошибки измерения называют ошибками распро-
странения, а оценивают величиной ораспр (а).

Поскольку перечисленные факторы, приводящие к ошибкам
измерения, действуют независимо друг от друга, то суммарную
ошибку измерения информационного параметра ОС радиолокацион-
ного сигнала можно представить в виде

/?/ \2/\27\
°а = V	+	+ араспр

(8.2)

Наряду со случайными ошибками, перечисленными выше, на
процесс радиолокационного изменения оказывают и систематиче-
ские ошибки, под которыми понимают разность

Да = а — а ,
о СР ’

где ао - истинное значение измеряемого параметра; аср - среднее
значение параметра радиолокационного сигнала, полученное в ре-
зультате многократных измерений.
Причинами систематических погрешностей, например, могут
являться: устойчивые дефекты радиолокационной аппаратуры (ин-
струментальные ошибки); ошибки, возникающие при аппроксима-
ции расчетных формул (методические ошибки); устойчивые ошибки
оператора. В отличие от случайных систематические ошибки могут
быть откорректированы в процессе настройки и регулировки аппара-
туры. Поэтому в дальнейшем будем вести речь только о случайных
ошибках, которые сопровождают радиолокационные измерения.

Среди случайных ошибок в первую очередь рассмотрим те,
которые не могут быть устранены. Поэтому в дальнейшем при рас-
смотрении вопросов радиолокационного измерения будем полагать,
что помеха и(/), входящая в принимаемое колебание (8.1), яв-
ляется внутренним шумом приемника РЛС, который может быть
представлен широкополосным гауссовским шумом.

2.	Основные положения теории оценивания в радиолокации

Известно (см. гл. 3), что апостериорная плотность распределе-
ния вероятностей позволяет наиболее полно судить о параметрах
сигналов

Рапс (“с ) = АРапр («с )ехР“

(8.4)

^0 о

или после преобразования

Из выражений (8.4) и (8.5) следует, что при известной априор-
ной плотности определение апостериорной плотности распределения
вероятностей эквивалентно нахождению достаточной статистики,
которая является функцией неизвестных координат и параметров
движения целей.

т

о
Функция д/вых (ас) определяет ту сущеетвенную операцию, ко-
торую нужно выполнить над принимаемым колебанием ^(/), чтобы
извлечь всю доступную информацию о параметрах ас. Другими
словами, функция д/вых (ас) является достаточной статистикой и для
оценки информационных параметров ас2 радиолокационного сигна-
ла.

Известно, что существуют несколько методов, в соответствии
с которыми ищется оценка параметров полезного сигнала:

Оценка из условия минимума апостериорной дисперсии

= |(а - (8-7)

(а)

что приводит к оценке вида среднего значения (первого момента) от
плотности рАПс(ас):

(8-8)

Оценка по максимуму апостериорной вероятности, когда за

оценку ас принимается то значение ас, при котором для заданного
наблюдения апостериорная плотность распределения вероятно-
стей имеет абсолютный максимум, то есть

(8.9)

Оценка по методу максимального правдоподобия, когда за
оценку ас принимается то значение ас, при котором функция
правдоподобия /?(ас/у) = Ь(а) достигает своего максимального
значения, то есть



(8.10)

Метод максимума апостериорной вероятности переходит в ме-
тод максимального правдоподобия, когда априорная плотность неиз-
349
вестна и ее можно считать достаточно равномерно распределенной
на интервале возможных значений информационного параметра ра-
диолокационного сигнала (например, прямоугольной или нормаль-
ной с большой дисперсией).

Когда априорная плотность рАПр(о() имеет гауссовский закон
распределения, оценки, полученные рассмотренными выше метода-
ми, совпадают.

В радиолокационных измерениях широко используют крите-
рий максимального правдоподобия, так как его использование не
требует априорных сведений как при решении задач обнаружения и
разрешения радиолокационных сигналов, так и при оценке их ин-
формационных параметров.

В теории оценок доказывается, что в этом случае оценки, по-
лученные по методу максимума правдоподобия, гарантируют не-
смещенность оценок.

Наряду с получением оценок информационных параметров ра-
диолокационного сигнала важно знать, какова эффективность дан-
ных оценок, то есть какова погрешность измерений, какова величина
среднеквадратической ошибки оценивания, как она связана с харак-
теристиками самой радиолокационной системы и с используемым
радиолокационным сигналом.

В статистической теории оценивания в качестве количествен-
ной характеристики эффективности оценки обычно используют дис-
персию ошибки оценивания в соответствии с границей Рао-Крамера.

Как уже отмечалось, в параметрах отраженных от целей элек-
тромагнитных колебаний «закодированы» координаты и данные о
движении целей. В зависимости от решаемых радиолокационной
системой задач могут рассматриваться различные допущения о ха-
рактере изменения координат и параметров движения целей.

В ряде случаев, например при обзоре пространства, можно
считать, что за время облучения целей координаты и параметры
движения не изменяются во времени, они постоянны. В другом слу-
чае, при непрерывном сопровождении цели координаты целей не-
прерывно изменяются, но и в этом случае за время приема сигналов
в течение некоторого интервала (например, длительности импульса
или длительности пачки импульсов) можно также считать координа-
ты и параметры движения постоянными. Во всех указанных выше
случаях измерение координат сводится к задаче оценки постоянных
параметров сигналов, постоянных значений координат и параметров
движения целей.

Когда допущение о постоянстве координат использовать нель-
зя, рассматривается оценивание изменяющихся во времени парамет-
ров сигналов, то есть осуществляется фильтрация параметров. В
радиолокации широко используется двухэтапный метод оценивания
координат и параметров целей. На первом этапе выполняется обра-
ботка высокочастотных радиолокационных сигналов и оценивании
«мгновенных» отсчетных значений координат и параметров движе-
ния в течение времени, когда выполняется допущение о их постоян-
стве. На втором этапе осуществляется обработка «радиолокацион-
ных данных», то есть выполняется оценивание переменных во вре-
мени отсчетных значений координат, выполняется фильтрование
процессов изменения координат. Этот второй этап осуществляется
уже в области цифровых значений отсчетных величин и, как прави-
ло, соответствует видеочастотной или низкочастотной области спек-
тра. Обычно фильтрация в этом случае относится к линейному типу
фильтрации.

Рассмотрим в первую очередь задачу оценивания постоянных
параметров. В гл.З показано, что все методы оптимальной обработки
сигналов с оцениванием координат сводятся к формированию доста-
точной статистике в виде корреляционного интеграла у(ас), явля-
ются функцией сдвига принимаемого сигнала относительно опорно-
го как по дальности и доплеровской частоте, так и по угловым коор-
динатам. В этом случае оценка координат сводится к определению
положения максимума корреляционного интеграла (метод максиму-
ма статистики) по соответствующим координатным осям, то есть по
дальности, доплеровской частоте, по угловым координатам. Пара-
метр ас можно рассматривать как некоторое обобщенное обозначе-
ние для любого оцениваемого параметра: расстояния до цели, доп-
леровской частоты или угловых координат. В общем виде параметр
ас можно рассматривать как вектор, составляющими которого яв-
ляются все координаты и параметры движения целей. Величина а,
это переменная в опорном сигнале.
Итак, выходной сигнал оптимальной системы обработки про-
порционален корреляционному интегралу:

У вых

у(аЭ = ау,(ас)+у„(ас),

(8.Н)

где а\у5 (ас) - сигнальная часть корреляционного интеграла, равная
корреляционной функции сигнала (см. 3.18) и пропорциональной
функции неопределенности:

ОО

— 00

(8.12)

где ац - обобщенное значение действительного координатного па-
раметра для данной цели.

Шумовая функция \|/л (ас) соответственно равна

оо

У„(ас)=

—оо

(8.13)

Очевидно, что при отсутствии шумов п\() = 0 максимум кор-
реляционного интеграла ц/(ссс) совпадает с максимумом сигнальной
составляющей \|/5(ас)и соответствует истинному положению цели
по той или иной координатной оси ас, то есть наблюдается соответ-

ствие ас = ац. Наличие шумовой составляющей \|/л приводит к слу-
чайному смещению максимума выходного сигнала .увых (ас) = \|/(ас).

На рис. 8.1 иллюстрируется влияние выходного шума на
положение максимума ^вых (ас).

На рис. 8.1,а показана сигнальная функция т|/5(ас), а на рис.
8.1,6 - две реализации шумовой составляющей. Результирующий
выходной сигнал ^вых (ас) при наличии указанных двух реализаций
шума показан на рис. 8.1,в. В зависимости от уровня интенсивности
шумов изменение положения максимума различно. Чем больше ин-
тенсивность шумов, тем наблюдается большее возможное смещение
352
максимума (ас) по оси ас относительно истинного значения
параметра цели ац . Конечно, в каждой реализации шумовая состав-
ляющая случайна по своей структуре, и возникающее смещение
максимума выходного сигнала относительно также случайно. На
рис. 8.2 показано, как изменяется положение максимума \|/(ос ) при
различных реализациях (1, 2,3,...) шумового сигнала .

Возникающая погрешность в положении максимума

23. Изд.№9768

Ла, = аС(. - ац

(8.14)

353
является случайной и, конечно, зависит от реализации шума.

Видно также качественно, что величина погрешности зависит
и от ширины корреляционной функции сигнала (ас) по соответст-

вующей оси ас.

Точность измерения координат цели (точность оценивания па-
раметра ац) можно определить по степени разброса погрешности
Да, относительно истинного значения координаты цели ац .

Мерой точности, как отмечено выше, в математической стати-
стике принято значение дисперсии погрешности

^а = («с-«ц)2	(815)

или величина среднеквадратического значения погрешности .

В данной главе рассматриваются в первую очередь предель-
ные (потенциальные) точности измерения координат, которые в об-
щем случае зависят от отношения энергии принимаемого сигнала и
интенсивности шума и от вида принимаемого сигнала (при измере-
нии расстояний и скорости движения цели, а также от характеристик
антенной системы при измерениях угловых координат). Эти по-
грешности принципиально не могут быть устранены или каким-то
образом скорректированы и всегда сопутствуют радиолокационным
измерениям координат и параметров движения цели.

Важность изучения потенциальной предельной точности изме-
рения состоит в том, что анализируется точность измерений в неко-
торой идеальной системе, работающей в идеальных условиях. В ре-
альных системах точность измерений, как правило, меньше (диспер-
сия погрешностей больше) из-за различных отклонений от идеаль-
ных условий. Однако сравнение потенциальной (предельной) точно-
сти с реальной позволит оценивать степень совершенства радиоло-
кационной системы или ее отдельных узлов и каналов.

3.	Обобщенная формула для нахоэвдения
дисперсии погрешностей измерения координат

При условии постоянства за время измерения (оценивания) ко-
ординат и параметров движения цели, то есть постоянства в общем
случае обобщенного параметрааи, положение максимума \|/(ас) по-
сле обнаружения цели мало смещается относительно истинного зна-
чения измеряемой координаты цели ац. Это обусловлено тем, что
отношение энергии принимаемого сигнала к шуму достаточно вели-
ко при обнаружении цели и ложные выбросы выходного сигнала с
большой вероятностью отсутствуют.

При оценке параметра ац по методу максимума функции
правдоподобия и соответственно по максимуму выходного сигнала
у ч (ас) необходимо применить известные математические способы
нахождения максимума функции от параметра ас.

Представим сигнальную часть выходного сигнала Увых в ви-
де ряда Тейлора по величине погрешности (ас — ац) = Ла относи-
тельно истинного значения параметра ац . Величина переменной ас
равна ас = ац + Ла

Ч>5(ас)=УР,5(ац+Ла);=

Обратим внимание, что первая производная функции \(/Дас) в
точке, где ас = а равна нулю, так как это соответствует максимуму
сигнальной функции \|/ (ац) в виде ряда (8.16). С учетом этого по-
лучаем (см.(8.11)):

Найдем первую производную функции 3/^(ас) по параметру
ас для нахождения оценки ас, соответствующей максимуму
у (а ). Оценка аг отличается от а1Т на величину погрешности,
которую найдем из уравнения, если продифференцировать (8.17) по
аг (илипо Ла):
Для оценки погрешности Да получаем из (8.18) соотношение

(8.19)

Производная шумовой части при определении Да также берется в
точке а. = а„.

С	ц

Погрешность Аа является случайной величиной со средним
значением равным нулю, так как

г ч Л/К/ (а

Л/{Да}=------* у ц/ = 0.

«Ж* (ац)

Действительно (см.(8.13)):

7	00

М^(ас)} =

ас=ац

(8.20)

так как принято, что шум и(б) имеет среднее значение, равное нулю.
Таким образом, получаемая оценка ас является несмещенной вели-
чиной и дисперсия погрешности имеет вид (см. (8.19)):

(8.21)

Для дальнейшего упрощения формулы (8.21) преобразуем числитель
и знаменатель следующим образом. Числитель представим в виде (е
учетом формулы(8.13)):
00 со

-00-00

^1;ас)
с/аг
и»

^2^ас)

Корреляционная функция шума п(1) равна:

К „	= М {«(\ )"(*2 ) } = ^ 601 ~ 'г) •

(8.23)

Используя фильтрующие свойства дельта-функции при преобразо-
вании (8.22), получаем

(8.24)

Для дальнейших преобразований формулы (8.21) воспользуем-
ся тождеством

ОО	со

-оо

(8.25)

* Действительно, имеем тождество

(1)

При интегрировании по времени обеих частей равенства (1) получаем

у2 со	оо	оо

р2((,ас)Л= р(/,ас)1$'(/,ас>Й + р'(^асМ>а.)<*<2)

-со	-00	-00

Левая часть (2) равна нулю, так как интеграл соответствует в этой

формуле постоянному7 значению, независящему7 от параметра ас, равному

энергии сигнала Ео . Из выражения (2) при подстановке ас = ац получаем
тождество (8.25) в тексте.
Это позволяет переписать (8.24) в виде

— ОО

(8.26)

Рассмотрим в знаменателе (8.21) функцию

со

= р^ац)5''(г,ац>. (8.27)

—оо

Обратим внимание, что (8.26) в этом случае равно (используем соот-
ношение (8.27))

Ики}=-т

(8.28)

^(ац)-

Для преобразования формулы для дисперсии (8.21) подставим выра-
жение (8.28) в числитель. В результате получаем

(8.29)

Если учесть, что энергия сигнала Е - сгЕо, то при нормировке
У"(ац):

<Дац) = -^.	(8.30)

2

Получаем формулу для дисперсии в виде

(8.31)

Формула (8.31) используется в дальнейшем при анализе по-
тенциальной точности измерения координат и параметров движения
цели. Из формулы (8.31) следует, что дисперсия погрешности изме-
рений тем меньше, чем больше отношение энергии сигнала Е, отра-
женного от цели, и спектральной плотности шума . Точность тем
выше, чем больше вторая производная корреляционной функции
сигнала \|/$о(ас) по параметру ас в точке ас = ац. В дальнейшем
показано, что вторая производная У5О(ас) в точке - ац количе-
ственно обратно пропорциональна ширине функции неопределенно-
сти сигнала по соответствующей оси ас, которую обозначим Дас. В

этом случае



(8.32)

Так как разрешающая способность РЛ систем по соответст-
вующей координате (или параметру движения) определяется шири-
ной ФН сигнала Да , то получаем удобные соотношения для оценки
точности, если подставить (8.32) в (8.31)

2 Аас

*“ (2Е/Л'О)'

(8.33)

Следовательно, потенциальная точность измерений координат
тем выше, чем выше разрешающая способность РЛ системы по соот-
ветствующей координате 5ас = Дас, и обратно пропорциональна

отношению энергии сигнала к шуму .

В последующих параграфах данной главы рассмотрены потен-
циальные точности измерения расстояний, доплеровской частоты
цели, угловых координат.

8.2. ПОТЕНЦИАЛЬНАЯ ТОЧНОСТЬ ИЗМЕРЕНИЯ
КООРДИНАТ И СКОРОСТИ ДВИЖЕНИЯ ЦЕЛИ
(ДОПЛЕРОВСКОЙ ЧАСТОТЫ)

1. Потенциальная точность измерения расстояний

Для оценки дисперсии погрешности измерения расстояний до
цели воспользуемся формулой (8.31). В качестве параметра ас вы-
ступает время запаздывания 1С. Вводящая в формулу (8.31) вторая
360
производная функции неопределенности по времени запаздывания
может быть определена, если предварительно определить вид сече-
ния ФН по оси 1С. Следует учесть, что ФН может быть представлена
в виде (см.(6.88)):

. V) = /Г (/)$•(/ - '-к ' " V/,

— 00

(8.34)

где в формуле (6.88)" произведена замена т - 1С - 1Л. Найдем форму
сечения ФН по оси 1С, положив в (8.34) V = 0:

00

-□О

(8.35)

Вторая производная по 1С в точке, где 1С — I равна

с*2	'с=,д

С

00	оо

= -2л2	= -2л2 р2|Х/)|2#-

-СО	-00

С учетом нормировки по отношению к Ео получаем

-00

но в выражении (8.37) величина

=	<8 38)

-оо

характеризует ширину спектра применяемого сигнала (см.(б.Ш))
как «дисперсию» спектра. Эффективная ширина спектра Л/^_ эф вве-
дена в гл.6 (см.(6.121))
М ,л = 2 ЛО г.
с.эф	]

(8.39)

Следовательно, вторая производная от ухо\1с) с учетом (8.37)-

(8.39) равна

(8.40)

Таким образом, дисперсия погрешности измерения расстояний
(задержки по дальности) может быть записана в виде (с учетом
(8.40)):

(8.41)

Если учесть, что величина Д/СЭф обратно пропорциональна
эффективной ширине ФН по оси 1С (по оси тс), равной тВых.эф (см.
(6.131)), то получаем

А/с.эф

вых. эф

(8.42)

Итак, окончательно можно записать для дисперсии

(8.43)

Так как разрешение по времени задержки определяется вели-
чиной твых эф:

Хт — т

м и вых	вых.эф ’

(8.44)

то справедливо соотношение
(5твь.х)2

(2^Ж)'

(8.45)

При переходе к дисперсии погрешности измерения расстояний
используется известная связь I) = с1д / 2:

<6р)2 _М2

Ы (2К/Л,) (2Е/«„) Ы

1

(гжМ '

(8.46)

Таким образом, потенциальная точность измерения расстояний
определяется разрешением по дальности и соотношением энергии
сигнала к шуму. Также можно отметить, что точность тем выше, чем
шире спектр сигнала Л/сэ$.

2.	Потенциальная точность измерения
доплеровской частоты и скорости целей

Для оценки дисперсии погрешности измерения доплеровской
частоты, по аналогии с предыдущим пунктом, воспользуемся также
формулой (8.31). В качестве параметра ас выступает доплеровская
частота /с. Найдем предварительно форму сечения ФН по оси доп-

леровских частот. Используем первую форму представления ФН (см.
(6.78):

(8.47)

—оо

Так как	то сечение по оси /с можно записать в виде

(положив т=0)

у,(л)=

-00

(8.48)

Вторая производная ус(/с) по в точке = /дп равна
оо

—ОО

(8.49)

С учетом нормировки по отношению к Ео имеем

(8.50)

В соответствии с (6.115)
огибающей сигнала во времени:

введем «дисперсию» амплитудной

(8.51)

Эффективная длительность сигнала (см.(6.122) связана с

% эф = 2ло,.

(8.52)

В результате вторая производная ^5О(/С) (8.50) равна





(8.53)

Следовательно, дисперсии погрешности измерения доплеров-

ской частоты равна:

(8.54)

Другую разновидность формулы (8.54) получим, если учтем
связь Тс.эф с величиной разрешения по доплеровской частоте, опре-
деляемой шириной сечения ФН по оси доплеровских частот А\^ВЫх.эф.
Величина ^п=АуВЫх.эф“1/тс.эф (см. (6.133)) и тогда

2 =	(8.55)

Г~ (2Е/М„)
Итак, точность измерения доплеровской частоты тем выше,
чем больше длительность сигнала тС Эф, или чем выше разрешение
целей по доплеровской частоте 5^п.

Определить дисперсию погрешности по скорости относитель-
но движения цели можно по формуле

(8.56)

где использовано известное соотношение связи радиальной скорости
движения цели и доплеровской частоты (/дп = 2И/Х).

3.	Потенциальная точность измерения угловых координат целей

Так же как и при измерении расстояния и скорости цели на по-
тенциальную точность измерения угловых координат влияют шумо-
вые сигналы, в частности, внутренние шумы.

Для определения дисперсии погрешности измерения угловых
координат воспользуемся формулой (8.31). Для упрощения рассмот-
рим пеленгацию цели в одной плоскости, хотя аналогичным образом
можно рассмотреть пеленгацию цели и в двух плоскостях.

Формулу (8.31) запишем для случая оценки угловой координа-
ты рс. Введенные в гл.6 параметры нормированы к длине волны.
Пространственная частота /х связана с угловыми координатами рс и
Рц следующими соотношениями:

(8,57)

Следовательно, параметр ас в формуле (8.31) принимает форму
пространственной частоты /хс для переменной в области пространст-
венных величин.

Сечение пространственной функции неопределенности по
оси/хс в соответствии с формулой (6.157) может быть записано в ви-
де

—00

(8.58)
Все обозначения в (8.58) соответствуют обозначениям, вве-
денным в п.6.4. В результате формула для дисперсии погрешности
измерений по угловым координатам (8.31) запишем в виде

(8.59)

В формулу (8.59) входит нормированное значение сечение
пространственной ФН по отношению к коэффициенту направленно-
го действия Со:

(8.60)

Соответственно и энергия сигнала Е включает величину (Зо, то
есть

Определим вторую производную от	по

венной частоте/хс в точке /хс~/хц-

(8.61)

пространст-

(8.62)

Параметр, характеризующий ширину апертуры по оси X, на-
зван в гл.6 (см. (6.162)) эффективной шириной апертуры Дф, опре-
деляемый по формуле

где о* - второй центральный момент распределения

(8.63)

туре, равный
—00

(8.64)

Видно, что вторая производная от ФН (8.62) может быть запи-
сана (с учетом (8.64) и (8.63)) как

(8.65)

Следовательно, дисперсия погрешности измерения по угловым
координатам (8.59) становится равной:

(8.66)

Так как ширина пространственной ФН по оси пространствен-
ной частотыравна

(8.67)

то другое соотношение для дисперсии <з~г может быть записанной в

/хц

виде

(8.68)

Так как /х = р/Х, то Духэф = 0Л/X, где 0Л - эффективная ши-
рина ФН по угловой величине, и дисперсия (8.68) становится равной

6л _ §Р2

(2ЯМ) (2Е/^)'

(8.69)
где 5р - величина разрешающей способности по угловой координаты
₽•

Обобщение на случай двухмерной апертуры очевидны. Полу-
ченные соотношения позволяют оценить потенциальную точность
измерения угловых координат при известных характеристиках ан-
тенны РЛ системы. Из полученных соотношений, например, видно
(см. (8.64)), что можно увеличить <з2х и, следовательно, Дф при од-
ном и том же физическом размере апертуры путем перераспределе-
ния функции распределения поля А(х) симметрично к краям аперту-
ры. Такое «краевое» распределение А(х) характерно, например, для
РЛ интерферометров и для других фазовых систем измерения угло-
вых координат.

В реальных РЛ системах дисперсия погрешности измерения
угловых координат может быть больше, чем потенциальная величи-
на. Это обусловлено, как уже отмечалось, многими причинами. Кро-
ме уже указанных факторов, следует учитывать и некоторые специ-
фические явления при измерении угловых координат, которые могут
оказать существенное влияние на точность измерения угловых коор-
динат. Это, в первую очередь, явление флюктуаций положения вол-
нового фронта отраженных колебаний от сложной цели (см. гл. 2).
Очевидно, что перпендикуляр к волновому фронту, определяющий
линию визирования цели, не всегда направлен на геометрический
центр цели и, следовательно, возникает дополнительная погреш-
ность измерения угловых координат.

83. ОПТИМАЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА ИЗМЕРЕНИЯ
КООРДИНАТ И ПАРАМЕТРОВ ДВИЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ

1.	Введение

В предыдущих параграфах данной главы были рассмотрены
вопросы оценки параметров принимаемых сигналов как основной
процедуры при измерениях координат и параметров движения це-
лей. Было прицято допущение о постоянстве оцениваемых парамет-
ров. Получены соотношения, которые позволяют найти дисперсии
погрешностей измерений, определяющие потенциальную точность.
368
Методика оценивания на основе найденных оптимальных алгорит-
мов обработки РЛ сигналов позволяет найти ряд структур, которые
можно рассматривать как оптимальные измерители, выполняющие
оценку параметров по максимуму функции правдоподобия или, что
эквивалентно, по максимуму корреляционного интеграла Т(ас).

2.	Оптимальные измерители (дискриминаторы)

Для определения структуры оптимального измерителя рас-
смотрим корреляционный интеграл ^(о^) (8.11), который для опре-
деления максимума необходимо продифференцировать по параметру
сдвига ас и приравнять нулю:

или

(8.70)

Решение уравнения (8.70) позволяет найти то значение пара-
метра ас, при котором функция правдоподобия 7>(ас,)=

достигает своего максимального значения. Следовательно, опти-
мальное устройство измерения (оценки) параметров радиолокацион-
ного сигнала - это устройство определения положения максимума
корреляционного интеграла и нахождения соответствующего ему
значения параметра ас. Часто это оптимальное устройство называ-

ют оптимальным дискриминатором, подчеркивая способность изме-
рителя выявлять степень отклонения истинного значения параметра
ац от его значения а в точке максимума 'Р(Ос).

Выполняя дифференцирование по Ос в выражении (8.70), полу-
чаем уравнение, которое позволяет найти значение ас, соответст-
вующее максимуму Т(ас):

24. Изд.№9768

369
(8.71)

В соответствии с (8.71) структурную схему оптимального из-
мерителя можно представить в виде, приведенном на рис. 8.3.

Рис. 8.3

Она включает схему дифференцирования опорного сигнала
5(/,ас), умножитель и интегратор, выполняющие накопление сиг-

нала в течение времени (времени существования полезного сигна-
ла). При изменении параметра Ос относительно точки а сигнал на
выходе интегратора также изменяется пропорционально производ-
ной огибающей сигнала Т(ас) (рис. 8.4,а). При наличии сигнала,

отраженного от цели, на входе нулевое значение выходного сигнала
соответствует оценке ас — ас координаты или параметра движения
цели (рис. 8.4,6).

Выходной сигнал дискриминатора является функцией рассо-
гласования ас — ас. Если сигнал (ас — ас) (сигнал ошибки) подать


Рис. 8.4

на цепь управления и замкнуть обратную связь, подав управляющее
воздействие на дискриминатор, то получим систему, следящую за
изменением параметра Ос (следящий измеритель). На рис. 8.3 цепь
обратной связи показана пунктиром.

Другой способ решения уравнения (8.71) состоит в прибли-
женном представлении производной опорного сигнала в разностной
форме. Можно записать

Чем меньше интервал Аос, тем точнее выполняется операция
дифференцирования (8.72). Значение Аос выбирают вблизи ожидае-
мого значения параметра Ос, как правило, симметрично относигельно
него.

Используя представление (8.72), перепишем уравнение для
24*	371
оценки (8.71) в виде

I

Да

С

Да^

У(!)

8(1,а

ОО

у({)$

ОО

| у(№

-00

Л =0. (8.73)

Уизм

тор

Увых1

Формирователь
опорных
сигналов

Вычитающее
устройство

Вычитающее
устройство

Интегра
тор

У вых

У(1)

Согласован,
фильтр с
сигналом
8(1>а-0.5Ла)

Уизм

Согласован,
фильтре
сигналом
8(1,сн-0,5Ла)

У вых

Рис. 8.5

Структурные схемы квазиоптимальных измерителей, постро-
енных в соответствии с выражением (8.73), приведены на рис. 8.5,а и
8.5,6. Схема на рис. 8.5,а реализована с использованием коррелято-
ров, а на рис. 8.5,6 - с использованием фильтров, согласованных с

сигналами

которые расстроены отно-

сительно друг друга на величину Лас. Следовательно, максимумы

выходных сигналов ^вых! и >>Вых2 несколько смещены друг относи-
тельно друга. После вычитания данных сигналов получим напряже-

ние, пропорциональное разности между значением параметра а/ и
его опорным значением ас. Если фиксировать значение выходного
напряжения вычитающего устройства при заданном ас и различных

значениях параметра ас, то получим характеристику, аналогичную
показанной на рис. 8.4,6. Равенство нулю сигнала на выходе вычи-
тающего устройства соответствует моменту, когда ас = ас.

Возможны другие варианты построения квазиоптимальных
измерителей, основанные на представлении производной в виде ин-
тегральных соотношений. Например, интегральной функцией, со-
держащей дельта-функцию 5(7) или функцию вида (8т7)/7:

=	|т(7)-^-5(2-а СК

С

Iч,(7) Д

— ОО	С

(8.74)

(8-75)

На рис. 8.6,а приведены виды функций Ь(Х) и ее первой произ-
водной, а на рис. 8.6,6 соответственно функция (8ш7)/7 и ее произ-
водная. Продифференцированные функции 5(Л) и (8ш7)/7 имеют
форму, характерную для дискриминационных характеристик многих
реальных измерительных и следящих систем.

На рис. 8.7 представлена структурная схема оптимального
дискриминационного устройства, в котором реализуется представ-
ленный вариант определения положения максимума функции Т(Ос)
на основе применения интегральных соотношений (8.74) и (8.75).

Выходной сигнал у(1) подается на оптимальное устройство об-
работки, например, на согласованный фильтр. Выходной сигнал
Т(ас) подается на определитель максимума (узел дифференцирова-
ния), который представляет собой корреляционное устройство, в ко-


тором в качестве опорного сигнала подается дискриминационный
сигнал Удо вида б78(2)/б7/ или б/3(81п2/7)/б?/.

Положение этого дискриминационного сигнала может сме-

Рис. 8.6

щаться по параметру Ос в ту или другую сторону. Как и в других рас-
смотренных выше схемах, равенство нулю выходного сигнала
соответствует положению оценки параметра ас и, следовательно,
значению измеренной координаты или параметра движения цели.

Возможен вариант построения оптимального измерителя, ос-
нованный на способе определения максимума функции по значению
первого начального момента функции Т(ас) относительно некоторо-
го опорного значения ас:

У изм

00

М=

(8.76)

—со
Увых = 'Хас)

Рис. 8.8
Положение максимума функции а, точнее, ее «центра
тяжести», определяется по значению Ос в момент, когда у’изм-О.
Структурная схема оптимального измерителя в этом варианте анало-
гична схеме, представленной на рис. 8.7. Отличие состоит в том, что
дискриминационная функция в этом случае имеет вид линейной
функции с нулевой средней точкой, соответствующей опорной коор-
динате ао (рис. 8.8,а). Протяженность дискриминационной функции
по оси (Хс целесообразно ограничить зоной «захвата» по оси Ос или
шириной функции неопределенности сигнала %(ас). Характер изме-
нения сигнала уизм(ас) на выходе схемы рис. 8.7 для данного случая
показан на рис. 8.8,6.

8.4.	ИЗМЕРЕНИЕ КООРДИНАТ И ПАРАМЕТРОВ ДВИЖЕНИЯ
ПРИ НЕПРЕРЫВНО-ДИСКРЕТНОМ
НАБЛЮДЕНИИ ЦЕЛЕЙ

1.	Задача оценивания при непостоянных,
изменяющихся во времени координатах цели

Рассмотренные ранее процедуры оптимального оценивания
координат и параметров движения целей получены на основе усло-
вия постоянства указанных величина на заданном интервале наблю-
дения. Это условие в радиолокационных системах обычно выполня-
ется, как отмечалось ранее, на этапе обработки радиолокационных
сигналов (ОРС), осуществляемой специальными процессорами обра-
ботки сигналов (ПС). Обработка РЛ сигналов осуществляется или за
время одиночных импульсов, или в течение некоторого интервала
времени, например, за время облучения цели или за часть этого вре-
мени. Обработка может выполняться или когерентным образом с
учетом известных изменений фазы сигнала или некогерентно путем
детектирования и последующего накопления видеосигналов, как это
было рассмотрено в гл.4.

При непрерывном сопровождении цели также всегда имеются
интервалы времени первичной обработки РЛ сигналов, когда коор-
динаты и параметры движения остаются практически постоянными.
Процессоры обработки сигналов должны иметь большое быстродей-
ствие, так как принимаемые сигналы, как правило, имеют широкий
спектр частот. В результате обработки сигналов решаются основные
задачи радиолокационного наблюдения. В первую очередь выполня-
ется обнаружение целей и однократно измеряются координаты и па-
раметры движения (доплеровская частота отраженного сигнала).
Формируется «паспорт» цели: отсчетное значение расстояния, доп-
леровской частоты, угловых координат. Эти отсчетные значения
обычно называют РЛ данными.

Второй важный этап - обработка радиолокационных данных,
выполняемых процессорами РЛ данных (ПРЛД). Основными зада-
чами этапа обработки РЛ данных (ОРД) являются: определение те-
кущего положения цели в той или иной системе координат, опреде-
ление направления и скорости движения цели, оценка ряда призна-
ков, позволяющих выполнить идентификацию цели, например, ма-
невренные возможности цели. В более узком смысле ОРД предна-
значена обеспечить слежение за целью, непрерывно оценивания из-
меняющиеся координаты от одного отсчетного значения, полученно-
го на этапе обработки РЛ сигналов, к другому.

Типичным примером задач, решаемых на этапе ОРД, могут
служить сопровождение целей на проходе (СНП), непрерывное со-
провождение одиночной цели (режим непрерывной пеленгации
(РНП)).

Процедура оценивания непрерывно изменяющейся координа-
ты (параметра сигнала) цели можно описать следующим образом
(рис. 8.9). Отраженные от цели сигналы (рис. 8.9,а) принимаются в
течение каждого интервала и на этапе ОРС выполняются все не-
обходимые операции: обнаружение, определение координаг (пара-
метра аг-сопз1). Координата цели (параметр «(/)) в общем случае из-
меняется во времени (рис. 8.9,6). По этой причине на каждом этапе
ОРС оценивается выборочное значение, когда принимается условие,
что Ог-сопз!:, при помощи оптимального измерителя того или иного
вида (см. п.8.3). При изменении координаты цели на величину Да, на
выходе оптимального измерителя формируется сигнал рассогласова-
ния (сигнал ошибки), который соответствует изменению параметра
относительно предыдущего значения, которое обозначим а2. Изме-
ренная величина Ла2 может быть использована для определения по-
следующего значения координаты
а;+1 = а; + Аа/.	(8.77)

Указанная операция характерна для прямоотсчетных измери-
телей. Величина Аа7 может быть использована и в следящей систе-
ме, в которой Ла2 позволяет выполнять непрерывное изменение
опорной величины ао(Да7). В этом случае происходит автоматиче-
ское отслеживание величины а6(/) за изменяющимся значением ко-
ординаты цели.

Этапы обработки РЛ сигналов

Рис. 8.9

Итак, в результате измерений на этапах ОРС формируется
массив отсчетных значений (рис. 8.9,в) у’измг-сс/; з^змонГ^ь
Уизм(ик)-ос/+к, которые на этапе ОРД подвергаются статистической об-
работке, как правило, методами линейной фильтрации. Первичные
данные а6 а^ь а/+2;... отличаются от истинных значений, так как они
378
искажены шумами и погрешностями измерений Результаты фильт-
рации позволяют получить сглаженные и более точные значения из-
мерений координат цели. Таким образом, обеспечивается более точ-
ное определение текущего положения цели, ее скорости, направле-
ния движения. Основные виды линейной фильтрации включают в
себя (а~Р) фильтры, фильтр Калмана, фильтр Винера и ряд других.
Выбор того или иного фильтра слежения для решения конкретной
задачи измерения или сопровождения цели во многом зависит от
имеющихся вычислительных возможностей на борту летательного
аппарата, от вида цели, от ее динамических возможностей, от такти-
ческих требований к точности измерений координат и технических
возможностей радиолокационной системы.

2.	Линейная фильтрация результатов измерений
на этапе обработки радиолокационных данных

При решении задач линейной фильтрации измерение 2К на ка-
ждом этапе обработки сигнала можно всегда представить в виде

^К=НКХК+УК.	(8.78)

где Хк - значение измеряемого параметра а(/) на к-м этапе обработки
сигналов, характеризующее координаты цели и ее параметры дви-
жения. В общем случае при одновременном измерении нескольких
параметров величина а* рассматривается как вектор, который в со-
временной литературе по фильтрации называют вектором состоя-
ния системы. Величина Нк это коэффициенты, определяющие связь
измеряемой величины 7,к и параметра, или координаты Хк. В общем
случае это некоторая матрица, которая считается известной детер-
минированной величиной. Погрешность в измерениях отображается
величиной К, которая зависит от наличия различных помеховых
сигналов. Основной задачей измерений параметра а(/) на этапе ОРД
является оценка изменений отсчетных значений Хк от одного этапа к
другому. Это может осуществляться путем слежения за параметром
Хк или путем фильтрации этого параметра. Во всех случаях должны
быть известны некоторые особенности «поведения» параметра Хк
или эти особенности выявляются при наблюдении отсчетных значе-
ний измерений 2К (осуществляется адаптация системы измерений).
Покажем, в первую очередь, что выходной сигнал оптималь-
ного измерителя всегда можно представить в форме зависимости
(8.78). Выходной сигнал оптимального измерителя (см. (8.18)) в об-
ласти малых отклонений положения цели от максимума функции
неопределенности % равен:

Да +

даг

(8.79)

Той наблюдении на к-ом этапе измерения величину у

можно записать в виде

у = к Да + п

-'изм.к д к изм.к’

(8.80)

где изменение Дак рассматривается как отсчетное значение парамет-
ра Хк относительно опорного значения, соответствующего положе-
нию максимума ФН Т5(ас) в позиции ас. Величина кд - крутизна дис-
криминационной характсристики/цс(а), равной:

(8.81)

Крутизна кд (как следует из формулы (8.79)) может быть запи-
сана как

(8.82)

Шум измерений июм к равен:

(8.83)

Видно, что выражение (8.80) по структуре полностью соответ-
ствует (8.78). Имеем соответствие:

ИЗМ.К ’

-п

ИЗМ.К

(8 84)


Рассмотрим некоторые виды фильтрующих устройств, обеспе-
чивающих оценивание параметра Х1 в течение нескольких тактов
выполнения обработки радиолокационных данных. Такие фильтро-
вые устройства в дальнейшем будем называть фильтрами слежения.

(а~Р) фильтрация. В первую очередь рассмотрим так называе-
мые (а-Р)-фильтры, которые нашли применение во многих радиоло-
кационных системах как в режиме РНП, так при сопровождении на
проходе (СНП) при дискретном слежении за целью по дальности,
по доплеровской частоте и по угловым координатам. Фильтры типа
(а~Р) являются фильтрами последовательного оценивания координат
и параметров движения, обеспечивающие хорошее сглаживание и
отслеживание перемещения цели. Достоинством их является просто-
та реализации, так как основные параметры фильтра (коэффициенты
усиления и др.) являются постоянными величинами, не зависящими
от наблюдений. Показатели фильтра - точность оценок, динамиче-
ские погрешности - этих фильтров практически не отличаются от
аналогичных показателей более сложных фильтрующих систем типа
фильтров Калмана при наблюдении цели, перемещающейся прямо-
линейно с постоянной скоростью на интервалах времени между от-
счетами измерительного устройства. В этом случае обеспечивается
минимальная величина среднеквадратической погрешности в оценке
координаты цели и ее скорости. При интенсивно маневрирующей
цели погрешности оценивания увеличиваются, однако выбором па-
раметров усиления аир достигается компромисс между требовани-
ем хорошего «сглаживания» (необходимо иметь относительно узкую
полосу пропускания) и возможностью отслеживания маневра цели
(что возможно при более широкой полосе пропускания частот спек-
тра). Достоинством (а-Р)-фильтров является инвариантность к типу
маневрирующей цели, то есть пригодность к их сопровождению и
оцениванию координат, не зависимо от размеров целей и их манев-
ренных возможностей. Это обусловлено тем, что структура фильтра
не связана со статистическими характеристиками модели движения
цели.

Итак, основное уравнение фильтрации (а-Р)-фййьтром коор-
динаты цели Х{1) (обобщенная величина, которая может относиться
и к расстоянию, и к угловым координатам, и к координатам прямо-
угольной системы координат или может описывать состояние объек-
та) для каждого отсчетного значения имеет вид

х(к / Л) = х(к / к -1) + а[2(Л) - Н(к)х(к / к -1)],

(8.85)

а по соответствующей скорости

к(к / к) = х(к / к -1)+р[7(к) - Н(к)х(к / к -1)]/ Дл (8.86)

В представленных уравнениях (8.85) и (8.86): х\к/к) сгла-
женная оценка координаты хк (см. (8.79)) по данным на К-ый момент
наблюдения (8.79); х(к/к — 1) прогнозируемая оценка координаты
хк на к-ый момент по данным сглаженных оценок на предыдущем
шаге	7(А) - измеренная величина на к-м шаге. Прогнози-

руемое значение координаты х\к!к -1) находится по соотношению

х(к !к -1) = <&(к!к - 1)х(/с -1/^-1),

(8.87)

которое характеризует изменение координаты х, обусловленные
движением цели. Величина Ф, 4 описывает динамические особен-
ности движения цели. В общем случае это может быть матричная
величина. В формуле (8.87) х(к — 1/&-1), сглаженное (оценочное)
значение координаты х, полученное на предыдущем такте измере-
ний, на (к-1)-ом. В случае движения цели с постоянной скоростью
между тактами прогнозируемая величина (8.87) записывается в виде

х(к/к -1) = х(к -Ик- 1)ч-х(к-Ик- 1)Д/,

(8.88)

где х - скорость изменения х.

В формулах (8.86) и (8.88)	- интервал времени между от-

счетными значениями: А/ = 1ка — 1к, то есть шаги оценивания. В со-
отношении с (8.88) оценка скорости х(к - И к -1), полученная на
предыдущем такте оценивания, может быть определена и по данным
других измерителей, например, измерителей доплеровской частоты.

Анализ соотношений (8.85) и (8.86) показывает, что выбор па-
раметров аир существенно влияет на степень сглаживания и оце-
нивания. Действительно, если а—0 и р=0, то это значит, что сглажи-
вание практически закончено и новые измерения не вносят новых
382
данных, так как оценки х(к/к) и х(к/к) определяются только про-
гнозируемыми величинами. При наличии изменений в маневре цели
погрешности могут быть существенными. С другой стороны, если
а=1 и р=1, то все прогнозируемые значения игнорируются, сглажи-
вание отсутствует и оценки соответствуют измерениям %к.

В ряде работ показано, что хорошие показатели оценивания
можно получить, если выбрать параметры а и р в зависимости от
номера такта оценивания К:

(8.89)

(8.90)

Кроме того, показано, что минимальная дисперсия оценок ко-
ординаты хк и скорости хк при постоянной скорости цели могут

быть получены, если параметр р выбирать в виде зависимости

.	(8.91)

2-а

Фильтр Калмана. Фильтр Калмана также является фильтром
последовательного оценивания, который обеспечивает получение
минимальных среднеквадратических погрешностей. По сравнению с
другими фильтрами, фильтр Калмана является оптимальным для
случая известных статистических характеристик динамики цели и
шумовых составляющих измерений. Особенностью и достоинством
таких фильтров является адаптация параметров фильтра (его коэф-
фициентов усиления) при изменении характера движения цели (ди-
намики цели). Однако фильтр Калмана требует значительно боль-
ших вычислительных операций и, кроме того, может давать расхо-
дящиеся оценки (вплоть до потери цели), если статистические дина-
мические характеристики цели, изменились в процессе наблюдения.

Уравнение измерений имеет такую же форму, как и (8.79)

2(к) = Н(к)х(к)+У(к).

(8.92)

Оцениваемая величина Х(к) при фильтрации Калмана называ-
ется вектором состояния и включает все переменные: расстояния,
скорости, угловые координаты и угловые скорости. Вектор состоя-
ния описывается разностным уравнением, определяющим динамику/
изменения состояния системы (движения цели):

Х(к +1) = ф(к +1 / к)х(к) + IV (к}

(8.93)

где Ф(й+1/4 - матрица перехода от состояния на такте к к состоя-

нию на такте (&+1). Обычно это известная матрица размером \п х п



где п - число составляющих вектора состояния; - гауссовская
случайная последовательность л-мерных векторов с нулевым сред-
ним и ковариацией

}= <2(к$

(8.94)

где §

1 при

О при

- символ Кроникера.

О(к} - ковариационная матрица. Матрица О(к) характеризует
стохастические особенности движения цели.

В уравнении изменений (8.92) помеховая составляющая У(к)
также может характеризоваться ковариационной матрицей:



(8.95)

где &(к) - ковариационная матрица шумов измерений.

Вычисление оценки последовательным образом позволяет оп-
ределить сглаженное значение вектора состояния:

х(к / к) = х(к/ к -1)+К(к)[%(к)- Н(к)х(к /к -1)],	(8.96)

где К(к) - матрица коэффициентов усиления фильтра, равная

К(к) = Р(к/к-1)Нт(к^Н(к)Р(к/к-1)Нт(к) + К(к)У\ (8.97)

Матрица Р(к/к-1) - ковариационная матрица погрешности
оценки вектора состояния, равная
Р(к / к -1) = М { [х(&)- х(к / к -1)] [х(а) - х{к / к-1)]’ | (8.98)

прогнозируемая оценка вектора состояния х (к / к — 1 ) равна:

х(к / к -1) = ф(Аг / к - 1)х(Л -1 / к -1).

(8.99)

Матрица Рук / к — 1)

может быть вычислена как

Р(к / к -1) = ф(Л / к - \)р(к / 4')ФГ (к I к-\)+^{к-1). (8.100)

Соответственно ковариационная матрица Р(к/к) погрешно-

сти оценки равна:

Р(к / к)=Р(к / к -1) - К(к)н(к)Р(к / к -1).	(8.101)

Достоинством уравнений Калмана в дискретном времени явля-
ется возможность удобной реализации их в бортовых ЭВМ. Инженер
может разработать программу работы фильтра Калмана, используя
непосредственно приведенные выше уравнения, даже не вникая в
тонкости теории обоснования и выводов уравнений фильтрации
Калмана.

Фильтр Винера. Это наиболее простой вид фильтра, по срав-
нению с рассмотренными выше. Уравнение фильтрации имеет вид

х(к / к) = х(к / к -1)+Ко [1(к) - Н (к )х(к / к -1)]	<8.102)

где Ко - вектор постоянных коэффициентов усиления. Этот вектор
может быть вычислен заранее и внесен в память бортовой ЭВМ. Так
как для оценки вектора состояния не требуется выполнение допол-
нительных вычислений, связанных с вычислением переменного ко-
эффициента усиления К(к) как в калмановском фильтре, то требуе-
мое количество вычислительных операций и объем памяти ЭВМ
значительно меньше, чем для фильтра Калмана.

Прогнозируемое значение х(к/к — 1) вычисляется, так же как

и в ранее рассмотренных случаях:

х(к / к -1) - ф(& /к- 1)х(& -1 / к -1)

25. Изд.№9768

(8.103)

385
3.	Обобщенная структурная схема алгоритмов фильтрации
и оценки координат целей

Рассмотренные три типа фильтров последовательного оцени-
вания имеют практически одинаковую структуру. Отличие состоит
только в способе формирования коэффициентов усиления. На рис.
8.10 приведена обобщенная структурная схема алгоритмов фильтра-
ции. Она описывает работу как фильтра Калмана, так и фильтра Ви-
нера, а также и (а-р)-фильтра. Действительно, принимаемый отра-
женный сигнал от цели обрабатывается, в первую очередь, в процес-
соре обработки сигналов, на выходе которого формируются отсчет-
ные значения измеренных величин 2 (к). Указанные отсчетные зна-
чения поступают в процессор обработки радиолокационных данных,
представленный на рис. 8.10 в виде фильтра последовательного оце-

нивания координат цели х

(л). Отсчетные значения 2{к) подаются

на сумматор Е (вычитающее устройство), где из 2[к) вычитается
прогнозируемая оценка измерения на А>м такте по данным предыду-

щего такта (&-1), т.е.

2(к / к — 1). Полученная разность («невязка»)

поступает на умножитель, где эта «невязка» умножается на коэффи-
циент усиления К(к). В зависимости от вида фильтра коэффициент
К(к) может быть разным, как уже было показано выше. Это могут
быть коэффициенты а, Р для фильтра (а~Р) или коэффициент Ко для
фильтра Винера, или сложный коэффициент для фильтра Калмана,
зависящей от ковариационных функций шумов У (к) и Р?(к) и ко-
вариационных функций погрешностей оценивания и прогнозирова-
ния. Полученный результат умножения суммируется с прогнозируе-
мым значением оценки парэме гра (координаты) х{к/к — 1). В ре-
зультате формируется сглаженная оценка х{к/к} по всем данным до
к-го шага. Эта оценка и является выходным результатом фильтра-
ции, определяющим уточненные данные о расстоянии до цели, о ее
угловых координатах, о доплеровской частоте и т. п. Для формиро-
вания прогнозируемых значений х(к+1/к) оценка х(к/к} поступа-
ет на блок динамических характеристик, определяемый переходной
матрицей (или функцией) ф(& / к — 1). Полученная прогнозируемая
Рис. 8.10
оценка х

х(к +1 / &) задерживается на один такт измерений, то есть на

выходе блока задержки для к-го момента формируется х(к/к— 1).
После прохождения блока матрицы измерений Н(к) образуется про-
гнозируемая величина оценки измерения х(к 1к — \).

Из структуры фильтра видно, что наибольшие вычислитель-
ные затраты и объем памяти требуются на формирование матрицы
коэффициентов усиления К(к) для фильтра Калмана.

8.5.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Каким образом связаны между собой потенциальная точ-
ность измерения координат и разрешающая способность РЛС?

2.	В чем состоит принципиальное отличие алгоритмов фильт-
рации Калмана, Винера и (а-Р)-фильтров?

3.	Воздушная цель совершает полет со скоростью 1300 км/ч по
круговой траектории с перегрузкой 3^. Минимальное расстояние до
цели относительно РЛС 50 км. Определить время обработки сигна-
лов при измерении координат, при котором справедливо допущение
о постоянстве значений координат.

4.	Определить потенциальную точность измерения скорости и
расстояния до цели при использовании ЛЧМ-импульса длительно-
стью 10 мкс при наличии девиации частоты 20 МГц. Отраженный

сигнал обнаруживается с вероятностью Рпо = 0,9 при вероятности
ложной тревоги Рпт = 10 3.

5.	Определить форму дискриминационной характеристики оп-
тимального устройства измерения расстояния, если в РЛС применя-

ется импульс с

гауссовской огибающей 5,(/) = Лехр

/2

6.	Оценить, на сколько повысится точность измерения рас-
стояния при применении фильтра Винера и (а-Р)-фильтра за 5 тактов
обработки данных. Цель приближает к РЛС со скоростью 300 км/ч.
Начальное расстояние 50 км. Погрешность одиночного измерения
(среднеквадратическое значение) 50 м. Длительность интервала ка-
ждого такта отсчета 6с. Коэффициенты усиления фильтров выбрать
самостоятельно.
Глава 9

ПРОСТРАНСТВЕННО-ВРЕМЕННАЯ ОБРАБОТКА
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ
И ИЗМЕРЕНИЕ УГЛОВЫХ КООРДИНАТ ЦЕЛЕЙ.
МОНОИМПУЛЬСНЫЕ СИСТЕМЫ

9.1. ОСНОВНЫЕ ЗАКОНОМЕРНОСТИ
ПРОСТРАНСТВЕННО- ВРЕМЕННОЙ ОБРАБОТКИ

РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

1.	Общие сведения

Одной из важнейших задач радиолокационного наблюдения
является определение угловых координат и выполнение поиска це-
лей в пространстве с обеспечением разрешения целей по угловым
координатам. Как было показано в гл. 1 все виды устройств измере-
ния угловых координат решают задачу определения положения фа-
зового фронта волны отраженного сигнала. Различные устройства
определения угловых координат отличаются между собой способом
решения этой задачи.

В общем случае, принимаемый радиолокационный сигнал яв-
ляется функцией времени и пространственного положения цели и
места приема сигналов. По этой причине во всех устройствах изме-
рения координат и обзора пространства важную роль играют антен-
ные устройства как первичные преобразователи приходящих элек-
тромагнитных колебаний в электрические сигналы, содержащие па-
раметры, которые являются функцией угловых координат целей. В
зависимости от количества и степени разнесения точек приема сиг-
налов в пространстве можно выделить просгранственно-
одноканальные и пространственно-многоканальные устройства.

К пространственно-одноканалъным относятся устройства, у
которых фактически имеется один канал (один узел) преобразования
электромагнитного поля, отраженного сигнала в электрические сиг-
налы, параметры которых зависят от углового положения цели К
одноканальным РЛ системам относятся, например, устройства, фор-
мирующие одну диаграмму направленности и выполняющие изме-
рение угловых координат по максимальному значению выходного
сигнала приемного одноканального устройства. Такие простейшие
одноканальные устройства применяются, например, при поиске це-
лей в процессе обзора пространства, когда за относительно неболь-
шой отрезок времени (период обзора) необходимо получить данные
о большом количестве целей в зоне обзора РЛС.

Другим примером одноканальных РЛ устройств являются -
модуляционные измерители угловых координат целей, в которых
при наличии одного канала преобразования параметров электромаг-
нитного поля изменяются во времени параметры антенного устрой-
ства, что приводит к возникновению модуляции принимаемого сиг-
нала по амплитуде или фазе. Причем параметры модулирующей
функции однозначно связаны с угловым положением цели. Извест-
ны, например, РЛС с периодическим изменением положения ДН ан-
тенны - непрерывно или дискретно относительно некоторого задан-
ного (опорного) направления. Параметры появляющейся амплитуд-
ной модуляции сигналов однозначно связаны с положением цели от-
носительно опорного направления.

Особым типом одноканальных устройств являются системы с
перемещением антенны в процессе измерения угловых координат в
пространстве (например, в процессе полета самолета по траектории).
В этом случае появляется фазовая (или частотная) модуляция при-
нимаемого сигнала, что используется для обеспечения более точного
измерения углового положения целей и обеспечения более высокого
разрешения целей. Это так называемые РЛС с синтезированием
апертуры (РСА).

Второй крупный класс РЛ устройств измерения угловых коор-
динат - это пространственно-многоканальные устройства. Для этих
устройств характерно наличие нескольких каналов преобразования
электромагнитного поля принимаемых сигналов в электрические на-
пряжения и совместная одновременная обработка этих электриче-
ских напряжений с целью выделения данных об угловом положении
цели.
В зависимости от алгоритмов обработки принимаемых сигна-
лов на выходе нескольких каналов, разнесенных в пространстве,
имеются следующие группы многоканальных радиолокационных
устройств.

Моноимпулъсные РЛ устройства. Имеется ограниченное ко-
личество отдельных, пространственно разнесенных каналов приема
сигналов. Одновременная совместная обработка сигналов позволяет
получить в каждый данный момент по одному отсчету ("по одному
импульсу") оценку угловой координаты цели. Предполагается, что в
разрешаемом элементе по дальности и доплеровским частотам нахо-
дится одна цель. Применяются моноимпулъсные устройства во всех
тех случаях, когда требуется высокая точность измерения координат:
при прицеливании, при целеуказании средствам поражения целей и
т.п.

Фазированные антенные решетки в РЛС (ФАР). Пространст-
венно разнесенными каналами в этих устройствах являются отдель-
ные элементы антенной решетки совместно с целями усиления и
преобразования сигналов, управления фазой и амплитудой как в ре-
жиме приема, так и при излучении. Управление фазой сигналов в от-
дельных каналах, совместные преобразования позволяют решать ряд
задач в пространстве. Например, можно одновременно сформиро-
вать несколько ДН ("лучей" ДН), которые могут иметь различную
форму и устанавливаться (фокусироваться) в различных направле-
ниях; можно подбором фаз и амплитуд добиться подавления поме-
ховых сигналов, приходящих с какого-либо направления; можно
осуществлять непрерывное или скачкообразное изменение направ-
ления максимума диаграммы направленности всей решетки элемен-
тов, то есть осуществлять электронное перемещение ДН без каких-
либо механических движений.

Голографические радиолокационные системы. Отраженные от
целей сигналы поступают на решетку антенных элементов, которые
образуют поле регистрации электромагнитных колебаний. Преобра-
зования в данной многоканальной системе во многом аналогичны
преобразованиям в оптической голографии. На первом этапе осуще-
ствляется фиксация параметров электромагнитного поля на про-
странстве апертуры антенной решетки. На выходе каждого канала
формируются отсчетные значения волнового поля отраженного сиг-
нала. Для формирования отсчетов создается опорное когерентное
392
напряжение. На втором этапе - этапе "восстановления пространства
целей”- осуществляется обработка массива отсчетных значений поля
по алгоритмам интегральных преобразований Фурье или Френеля. В
результате формируется в индикаторной системе "изображение" це-
лей или групп целей.

В отличие от оптической голографии в диапазоне радиоволн
нет материалов, способных непосредственно фиксировать интенсив-
ность электромагнитных колебаний в каждой точке апертуры антен-
ной решетки. По этой причине пространственно-многоканальная
система приема отраженных сигналов в виде ФАР выполняет роль
"материала" фиксации структуры волнового поля.

2.	Оптимальные устройства
пространственно-временной обработки сигналов

В радиолокационных системах, выполняющих задачу измере-
ния угловых координат и обзор пространства, сигналы, принимае-
мые в каждой точке апертуры антенны, являются функцией не толь-
ко времени, но и положения этой точки в пространстве. Пространст-
венно-временная обработка в многоканальных РЛ системах в конеч-
ном итоге сводится к формированию результирующей диаграммы
направленности для решения задачи измерения угловых координат и
к временной обработке для измерений расстояний и доплеровских
частот обнаруженных целей.

Для иллюстрации общих подходов при выполнении простран-
ственно-временной обработки сигналов рассмотрим простой случай
приема сигналов многоканальной системой в виде линейной решет-
ки элементов, занимающих в пространстве участок протяженностью
Д а общее число антенных элементов равно М (рис, 9.1). В каждом
канале имеются мешающие шумы со спектральной плотностью Д.
Считаем, что все шумовые сигналы являются независимыми друг от
друга. Плотность распределения вероятностей шума в /-ом канале на
интервале наблюдения Т запишем в виде

Г	2

Рг= кехр4- — I п(1,х,) а

(9.1)
где к - коэффициент пропорциональности; и(/, х.) - шумовой сиг-
нал; х1 - координата 7-го элемента решетки.

Рис. 9.1

Совместную плотность распределения шумов (функционал
распределения) для всех М выходов запишем как произведение всех
плотностей (9.1) для отдельных каналов:

При большом количестве элементов можно записать (9.2) и в
интегральной форме

Хп(0) ~ ехР

(9.3)

где Ь - длина антенной решетки.

Принимаемый сигнал совместно с шумами в каждом канале
запишем, как обычно, в виде

Ж	*,) + МУ, *, )•

(9.4)
Сигнал 5(/, ) в каждом канале запишем в развернутом виде

как

х) = а8(1 -1 , /0 + /лп ]е~^1М
\ > г /	\ до’^О */дп/

(9-5)

где / - задержка сигнала, отраженного от цели относительно цен-
трального элемента решетки (х=0), Д/(хг) - задержка сигнала в /-ом
элементе по оси А" относительно центрального. Эта величина равна

Д7(х, ) -

X, МП Ро
с

(9.6)

Если ввести обобщенные угловые координаты, соответствую-
щие пространственным частотам, рассмотренным ранее, как

81пВ
ио~—Г~

о

то фаза сигнала в /-ом канале по отношению к центральному можно
записать как

Д<р(х.) - -2л/0Д/(х.) = -2тш0хг

(9 8)

Следовательно, сигнал (9.5) можно записать как функцию и
углового положения цели р0:

$(?, х{) = а8^ - /Д0, /р + /дп	= 5(/, X,., и0).	(9.9)

В соответствии с методикой нахождения функционала правдо-
подобия (см. гл. 3) запишем, используя выражения (9.2) и (9.3):

1=1 О

(9.Ю)

где - угловое положение опорного направления, а опорный сиг-

нал Л' Г(Л х., В ) запишется в виде
ОН X	1 ' в V у

^оп(^ Х1> РЛ = в(х^8(1 - 1Ло ,^+/№)е 12пил = 50П (I, х,, ис\(9.11)
где ис - обобщенный угол опорного направления (пространственная
частота), равная:

ис

(9.12)

а В(х1) - весовые коэффициенты на апертуре.

После простых преобразований, аналогичных выполненным в
главе 3, получим функцию правдоподобия /с, Рс)

Ке X I у(*> х> > ио) 5оп (*> Ло	(9-13)

Видно, что достаточная статистика при обнаружении цели на
заданном направлении соответствует пространственно-временному
корреляционному интегралу

и ™

= Х	+	(9.14)

1—1 —оо

Выражение (9.14) позволяет рассмотреть процедуру простран-
ственно-временной обработки принимаемых сигналов. Возможны
два подхода, в зависимости от порядка и последовательности вы-
полнения временной и пространственной обработки сигналов. В
первом случае (первый подход) в каждом 7-ом канале в первую оче-
редь выполняется временная обработка, формируется корреляцион-
ный интеграл вида

ОО

=	+	(9.15)

—со

На втором этапе выполняется суммирование всех корреляционных
интегралов Т, в соответствии с формулой

м

ч'(с>Л>".)=Е Ч',(с.л)«'л”л-

Операцию, определяемую формулами (9.15) и (9.16), можно
рассматривать как обработку сигналов в пространственно-
временном корреляционном устройстве или в пространственно-
временном согласованном фильтре в зависимости от способа фор-
мирования опорного сигнала.

Второй подход характеризуется изменением порядка выпол-
нения операций преобразования сигналов. На первом этапе выпол-
няется пространственная обработка (см. (9.14)) по алгоритму

л/

/=1

(9.17)

На втором этапе выполняется временная обработка



-00

(9.18)

Раздельное выполнение обработки пространственно-
временных сигналов в виде двух этапов практически возможна во
всех реальных случаях работы радиолокационных систем.

Вариант с выполнением на первом этапе пространственной
обработки, а на втором - временной, характерен для РЛ систем с фа-
зированными антенными устройствами (ФАР). Выполнение времен-
ной обработки на первом этапе в каждом пространственном канале,
обеспечивающей измерение доплеровских частот и времени запаз-
дывания сигнала или соответствующей относительной фазы, харак-
терно для большой группы РЛ систем, например радиоголографиче-
ских. К этой группе РЛ систем можно отнести и некоторые ФАР с
активными элементами (активные ФАР), а также РЛ системы с син-
тезированием апертуры (РСА) (см гл. 17). Хотя в РСА обычно ис-
пользуется один канал приема сигналов с выполнением временной
обработки, но при изменении положения этого канала в пространст-
ве формируется как бы набор многих каналов, выходные сигналы
которых обрабатываются по алгоритмам пространственной обработ-
ки (выполняется весовое когерентное суммирование многих отсчет-
ных значений).
9.2.	ПРОСТРАНСТВЕННО-ОДНОКАНАЛЬНЫЕ РЛ
СИСТЕМЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ УГЛОВЫХ КООРДИНАТ

1.	Амплитудно-модуляционный метод пеленгации целей

Принцип пеленгации целей. Широкое применение в радиолока-
ции нашел одноканальный метод с амплитудной модуляцией прини-
маемых сигналов. Амплитудная модуляция происходит в результате
конического сканирования ДН антенны относительно некоторого
направления, которое называется равносигнальным (как это поясня-
ется ниже). Диаграмма направленности отклонена от равносигналь-
ного направления (РСН) на некоторый угол \|/Оэ который обычно
меньше ширины ДН 6Л. Если цель расположена не на РСН, то при
вращении ДН принимаемые сигналы изменяются по амплитуде. Как
показано ниже, при постоянной скорости вращения ДН амплитудная
модуляция имеет вид синусоидальной, а частота модуляции равна
угловой скорости вращения йск. Глубина модуляции зависит от ве-
личины угла отклонения направления на цель у от РСН (см. рис. 9.2).
На рис. 9.3 показаны сигналы (7В на выходе приемника (после детек-
тирования) для различных положений цели относительно РСН (циф-
ра временной диаграммы на рис. 9.3 соответствует возможному по-
ложению цели на рис. 9.2). Фаза модуляции зависит от положения
цели в картинной плоскости, которая соответствует плоскости, про-
ходящей через цель и перпендикулярной РСН.

Эта фаза зависит от полярного угла ср0 радиуса-вектора положе-
ния цели относительно выбранного опорного направления (на рис.
9.2 это направление - ось У). Из рис. 9.3 видно, что при положении
цели на РСН модуляция принимаемых сигналов отсутствует, а во
всех других положениях максимум интенсивности принимаемого
сигнала соответствует моменту времени, когда максимум ДН прохо-
дит на наиболее близком расстоянии от цели в картинной плоскости.
Огибающая импульсов Г/в выделяется путем амплитудного детекти-
рования видеоимпульсов. Полученный сигнал исо называется сигна-
лом ошибки (СО), так как этот сигнал характеризует рассогласова-
ние положения цели относительно РСН.

Сигнал ошибки. Найдем зависимость сигнала ошибки от пара-
метров антенной системы, величины угла рассогласования и пара-
метров вращения ДН. На сферической поверхности, проходящей че-
Рис. 9.2
рез цель и совпадающей с картинной плоскостью (см. рис. 9.2), угло-
вым величинам у, \|/0 5 Р соответствуют дуги Лу, Л\|/о, ЛР , где Л -
расстояние от РЛС до цели. Эти дуги в реальных условиях работы
РЛС мало отличаются от соответствующих сторон треугольника
ОЦМ на рис. 9.2. Представим зависимость отклонения цели от по-
ложения максимума ДН в картинной плоскости М (отрезок МЦ) в
виде соотношения для стороны МЦ в треугольнике ОЦМ (по теоре-
ме косинусов):

[Р₽(/)]2 = (Ру)2 + (Ру0)2 -2Р2уу0со8(ЙС1/-(р0), (9.19)

где угол Р, то есть угол между направлением на цель и направлением
максимума ДН, изменяется во времени, что обусловлено вращением
ДН с угловой скоростью Пск. Разделив обе стороны соотношения
(9.19) на Л2, получим формулу, связывающую угловые величины:

₽“(0 = Г2 +Уо2 -2уЧ,0соз(Пс/-(р0).

(9.20)

Так как угол у обычно значительно меньше \|/о, то можно записать:

- усоз(Р

ск'~Фо)-

(9.21)

Огибающая видеоимпульсов на выходе приемника пропорциональна
значению диаграммы направленности для угла Р(^I) :

7/в(/) = РоР(₽(О),

(9.22)

где Ло - амплитуда сигнала, приходящего от цели, на входе антенны.
Подставим (9.21) в формулу (9.22) и получим
«в(0 = ЦДуо - тсоз(йс/ - ф0)] .

(9.23)

Выражение (9.23) соответствует периодической функции вре-
мени и при условии, что у «\|/0, может быть представлена в виде

ряда Фурье, используя разложение функции иъ(1) в ряд Тейлора от-
носительно угла

МВ (0 = ^ок(Уо) -	- <Ро) +

у2	,

+ ~Р (Ч>о)С°8 Фс/-<Ро)+ - •

(9.24)

Так как угол у мал, то можно в разложении (9.24) ограничиться
только первыми двумя членами:

«в(0 = ^оГ(Фо) !-Т

т)

СО8(ПскГ - <РО)

(9.25)

= С70Г(ф0)[1 - т(у)с08(С2скГ - <р0)]

Видно из (9.25), что огибающая видеоимпульсов действительно име-
ет вид косинусоидальной модуляции видеоимпульсов (см. рис. 9.3) с
глубиной амплитудной модуляции /7?(у), равной

(9.26)

В формулах (9.24)-(9.26) производная ДН	по углу р

находится при значении Р = \|/0, то есть при пересечении ДН с рав-
носигнальным направлением. Видно, что чем больше величина
Р'(\|/о), тем больше и глубина амплитудной модуляции, тем больше
и "чувствительность” метода к величине угла отклонения у направ-
ления на цель относительно РСН.

Для выделения огибающей видеоимпульсов выполняется второе
амплитудное детектирование. В результате получают так называе-
мый сигнал ошибки исо:
«со (О =	- Фо) =

= Щ^'Сфо)?008^^ - Фо) = ^сЛСО8Фс/ “ ФоХ

(9.27)

где к - коэффициент передачи амплитудного детектора, а 17со - ам-
плитудный коэффициент, равный	.

2.	Структурная схема амплитудно-модуляционного
устройства пеленгации

Амплитудно-модуляционный метод пеленгации обычно ис-
пользуется при автоматическом сопровождении цели таким образом,
что непрерывно РСН отслеживает положение цели. Величина откло-
нения РСН от некоторого опорного направления и является изме-
ряемым углом положения цели в соответствующей системе коорди-
нат. На самолете, например, в качестве опорного напряжения может
быть выбрана строительная ось самолета.
Для реализации устройства автоматического сопровождения
цели по угловым координатам при амплитудно-модуляционном ме-
тоде пеленгации рассмотрим упрощенную структурную схему (рис.
9.4). Сигнал, отраженный от цели, принимается антенной, диаграмма
направленности которой вращается вокруг РСН и поступает в при-
емник, состоящий, как обычно, из смесителя, УПЧ и амплитудного
детектора.

Для сопровождения только одной цели в приемнике осуществ-
ляется разделение сигналов. Например, после амплитудного детек-
тора (см. рис. 9.4) устанавливается селектор по дальности и далее на
обработку поступают сигналы только одной цели. В ряде РЛС вы-
полняется разделение сигналов и по доплеровским частотам (в им-
пульсно-доплеровских РЛС). Для выделения сигнала ошибки исо
служит второй амплитудный детектор (детектор сигнала ошибки).
Для более эффективного выделения СО импульсы с выхода селекто-
ра дальности предварительно "растягиваются” по длительности.
Фактически в качестве детектора сигнала ошибки используется так
называемый пиковый детектор.

Для слежения за целью ось антенной системы, совпадающая с
РСН, поворачивается путем сочетания двух движений: в плоскости
азимута и в плоскости наклона (угла места). На соответствующие
двигатели движения по азимуту и углу места необходимо подавать
сигналы управления. Для формирования сигналов управления в схе-
ме слежения обычно используется два фазовых детектора, которые
преобразуют сигнал ошибки исо в два управляющих сигнала. Для
этой цели на фазовые детекторы подаются опорные напряжения иоп,аз
и &оп.ум- Опорные напряжения изменяются по синусоидальному и ко-
синусному законам с частотой, соответствующей угловой частоте
С2ск вращения ДН:

«оп зз = ^оп 81П

«оп.ум=^опСО8Пс/

(9.28)

Для формирования опорных напряжений в схеме имеется спе-
циальный генератор опорных напряжений (ГОН), который связан с
устройством (двигателем) вращения луча ДН.

На выходе фазовых детекторов формируется произведение
опорного сигнала и сигнала ошибки:
= и

оп.аз

П
со

= топ 8ш пск/ • ^соГ со5(оск/ - Фо) =
= ^оЛ<л1ИП Пс./ • СО8(Оск/ - Фо)] =

(9.29)

=	Фо + 81П(2ЙСК/ - Фо)] •

Составляющая с удвоенной частотой сканирования 2ЙСК от-

фильтровывается и в качестве 17урассматривается только постоян-
ная составляющая

(9.30)

Аналогичные преобразования выполняются и для канала угла
места:

^у.ум =	СО8ф0.	(9.31)

Если рассмотреть картинную плоскость, в которой расположе-
на цель (рис. 9.5), то видно, что расстояние ОЦ пропорционально уг-
лу отклонения у, а проекции на оси Хи У соответственно равны ве-
личине отклонения положения цели в азимутальной плоскости уаз и в
плоскости угла места уум:

или в общем виде:

(9.33а)

Зависимость напряжения управления по соответствующему
каналу (по азимуту или углу места) называется пеленгационной ха-
рактеристикой. На рис. 9.6 показана зависимость пеленгационной
характеристики от угла у. Линейный участок, который является ра-
бочим участком, соответствует соотношениям (9.33а). За пределами
этого рабочего участка пеленгационная характеристика не определя-
ется зависимостью (9.33а).

Крутизна пеленгационной характеристики кт находится как
коэффициент при переменной уаз в формуле (9.32) или (9.33) и равна
(с учетом формулы (9.27)):
(9.34)

Формула (9.34) показывает, что крутизна кпх зависит и от амплитуды
приходящего от цели сигнала 170. Это совершенно не допустимо в
системах автоматического сопровождения на малых расстояниях до
цели. На больших расстояниях наблюдается весьма "вялое” реагиро-
вание на отклонение цели от РСН. По этой причине в каналах изме-
рения сигнала ошибки исо применяется автоматическое регулирова-
ние усиления по уровню сигнала Е7О- Приближенно можно тогда за-
писать, что

Г(у0)

^(Жо) ’

(9.35)

где (7ПХ - постоянный коэффициент, равный (7оп/2 .

Амплитудно-модуляционный метод пеленгации обладает ря-
дом достоинств. Во-первых, это простота технической реализации,
при которой необходимо иметь только один канал приема и усиле-
ния сигналов, во-вторых, возможность обеспечить высокую точность
сопровождения целей, приближающуюся к потенциально возможной
(по отношению к малоскоростным целям). Однако недостатки мето-
да обусловили почти полностью переход на многоканальные мето-
ды, главным образом, переход на моноимпульсные устройства (см.
ниже).

Отметим ряд недостатков амплитудно-модуляционного мето-
да. Во-первых, точность измерений уменьшается при наличии ам-
плитудных флюктуаций отраженных сигналов. Наибольшее влияние
оказывают изменения амплитуд сигналов, которые близки по часто-
те к частоте сканирования С2ск. Особенно опасны преднамеренные
помехи с амплитудной модуляцией в противофазе с сигналом ошиб-
ки. Во-вторых, на измерение координат для получения хотя бы одно-
го отсчета угловой величины требуется достаточно большое время,
не менее периода вращения ДН. Для выявления параметров, опреде-
ляющих угловое положение цели, а, именно, глубину модуляции
т(у) и фазу <р0 (см. (9.25)). Требуется, чтобы луч ДН совершил, по
крайней мере, один полный оборот вокруг РСН. В-третьих, точность
г

уменьшается при быстрых изменениях угловых координат целей.
Так как на измерение необходимо время не менее одного периода
вращения ДН вокруг РСН, то параметры т(у) и ф0 только прибли-
женно (в среднем) позволят получить отсчетные значения угловых
координат быстро перемещающейся цели.

И, наконец, в-четвертых, хотя в канале сигнала ошибки при-
меняется АРУ по сигналу, но полностью устранить зависимость ре-
зультатов измерений угловых координат от изменений С7о(О практи-
чески невозможно. Особенно, если носитель РЛС и цель сближаются
с высокой скоростью, когда расстояние до цели быстро изменяется.

3.	Влияние амплитудных флюктуаций сигналов
на точность измерения угловых координат
при амплитудно-модуляционном методе пеленгации

Рассмотрим влияние амплитудных флюктуаций отраженного
сигнала на погрешность измерения угловых координат при ампли-
тудно-модуляционном методе.

Представим амплитуду отраженного сигнала По при флюктуа-
циях ЭПО цели в виде

^0 (0 = ^О.ср |1 +	(0/^О.ср ] = Ц).ср (1 + ™фл (0),	(9.36)

где АС/фЛ(/) - характеризует изменения амплитуды приходящего
сигнала относительно среднего уровня (70ср. Глубина флюктуаци-
онной модуляции определяется

^фл(0 = ^^фл(0/^0.ср *

При коническом сканировании огибающая сигнала на выходе при-
емника может быть записана (см. формулу (9.25)) с учетом (9.36)

«в(0 = Ц>(О^(Жо) [1 -^(т) СО5(Йск/ -%)] =
= С70.ср О + ^флО^СУо)!1-"7^) С08(ПС/-Ф0)].

Преобразуем выражение (9.37) с учетом того, что величина
обычно не превышает 0,05, а среднеквадратичное значение функции
шфл(/) “ не более 0,25. Это обстоятельство позволяет пренебрегать
членами, содержащими перекрестные величины, вида #2(у)тфл(0. С
учетом сказанного перепишем (9.37) в виде

г/в(0 « (70ср Г(\|/о) [1 + пгфл(/) -?и(у) со8(Оск/ -<р0)]. (9.38)

Случайную функцию тифл(/) можно представить в виде двух
составляющих. Одну из них тифл 1 будем рассматривать как узкопо-
лосный флюктуационный процесс с центральной частотой, равной
частоте сканирования йск, и с полосой спектра А/,!, равной удво-
енной полосе пропускания фильтра на выходе фазового детектора
Д/*фд. Вторая часть функции тиф)1 (/) (обозначим тфл 2) включает
всю остальную часть спектра функции /??фл(/). Такое разделение на
две составляющие обусловлено тем, что составляющие спектра
Шфл 2 , далеко отстоящие от частоты С1ск, после фазового детектора
отфильтровываются и в дальнейшем не оказывают влияния на со-
провождение цели и на точность определения угловых координат.

Итак, запишем

^фл (0 = ™фл 1 (0 + тфЛ,2 (0,	(9.39)

где первую составляющую запишем в виде

™фл. 1 (0 = тл (0 С05|Рс/ - Фп (0] >	<9-40)

переменные и Фп(0 “ это медленно изменяющиеся случай-
ные помеховые процессы, характеризующие амплитудные и фазовые
изменения /ифл у (/) .

Подставим (9.39) и (9.40) в формулу (9.38)

“в(О«С/о.срГ(\Ио)^ + ^фл2(О-^п(О СО8[Пск/-фп(0]-

'	(9.41)

-7Л(у) СО8(Оск/ - (р0)}.
Два косинусоидальных члена в правой части (9.41) можно
представить в виде

™п(0 СО8[йск/-фп(/)]-

-7И(у) СО8[Оск/-ф0] = П2р(/,у) СО8[Пск/-фп(/)] .

Результирующий коэффициент модуляции /ир(^,у) сигнала ив(()
имеет вид

^р(^т) = К;(/) + ^2(т) + 2?мп(/Ху)со8[ф0 -фп(/)]}^. (9.43)

Система слежения за целью, в конечном итоге, обеспечивает
приближение л»р(^,у) к нулю

™Р(Лт) = О-

(9.44)

Рассмотрим соотношение между глубиной модуляции т(у) и
помеховой модуляцией тп(1) при выполнении условия (9.44). Вели-
чину т(у), где угол у - это флюктуирующая величина у(0, найдем в
виде решения квадратного уравнения (см. (9.43)):

7Лр2(Лу) = ^(0 + 7Л;(у) + 2^п(0^(т)со8[ф0 -фп(/)]=о. (9.45)

Решение имеет вид:

т(у) = -тпп(/)соз[ф0 -фп)]±7^2(Осо5:[ф0 -фп]-мп2 - (9.46)

Коэффициент глубины модуляции т(у) является действитель-
ной величиной. Это условие выполняется, если справедливы равен-
ства:

Нг)=^п(0»

<Ро~Фп =180°-

(9.47)

Физический смысл полученных решений состоит в том, что
РСН системы в процессе слежения за целью направлена не на центр
цели, а в некоторую точку в картинной плоскости (/‘эквивалентный
центр отражения”), которая расположена симметрично относительно
истинной цели и некоторой "мнимой” цели, параметры которой оп-
ределяются величинами тп{() и <рп.

Можно считать, что угловое положение ” мнимой” цели в каж-
дый данный момент времени и положение РСН определяются соот-
ношениями

тп(1) = Гмц(0,

Фо- <Рп=18°°-

(9.48)

На рис. 9.7 показано положение такой ”мнимой” цели и угол
умц, а также положение РСН относительно истинной цели в процессе
длительного слежения за целью. РСН совершает в результате слу-
чайные перемещения относительно истинной цели. Осуществляется
"блуждание” РСН вокруг цели. Полученные соотношения позволяют
найти погрешность в измерении углового положения цели, которая
количественно равна умц(0, (см. (9.48)), и определить среднеквадра-
тическую величину угла умц, что может служить мерой точности со-
провождения цели при действии амплигудных флюктуаций прихо-
дящего от цели сигнала.

Рис. 9.7

Так как умц=Уфл, то
^/(УИс? Тфп(О = ^п(О-

Среднеквадратическое значение уфл Ск равно:

Гфл ск =	Жо)/^'(^о)-

(9.49)

Итак, видно, что среднеквадратическое значение погрешности
измерения углового положения цели уфлск тем меньше, чем больше
крутизна ДН в точке пересечения с РСН Р'(\|/о) . Погрешность уве-
личивается при росте дисперсии относительной величины Д<7П
флюктуаций амплитуды отраженного сигнала в области частот С>ск:

21

При известной спектральной плотности флюктуации относи-
тельной амплитуды отраженного сигнала АС^ /^о.ср = т \ > равной
5тфл(/)э спектральная плотность в области, соответствующей частоте
сканирования, равна 8п(/ск) и тогда дисперсия т (/) равна

м{т;(1))=28„(С..)АГфд,

где /ск = С2ск/2я. Обычно спектральная плотность 5тфЛ(/) уменьша-
ется с увеличением частоты Е Следовательно, если выбрать частоту
сканированияУск возможно большей, то погрешность измерений угла
Уфл ск уменьшается.

Формула (9.49) может быть использована и при оценке по-
грешности измерения углового положения цели в случае действия
преднамеренных помех, имеющих амплитудную модуляцию на час-
тоте сканирования /ск. В этом случае

где 7Дап - значение глубины модуляции активной помехи на частоте
сканирования. При тап=1 погрешность приближается к величине,
равной ширине ДН антенны РЛС.

Проведенный анализ показал, что при амплитудно-
модуляционном методе погрешности измерений существенно зави-
сят от флюктуаций приходящего сигнала по амплитуде, кроме того,
при действии активных помех с амплитудной модуляцией на частоте
сканирования погрешность может быть достаточно большой, что
может привести к срыву сопровождения цели по угловым координа-
там. Этот недостаток одноканальной системы с амплитудно-
модуляционным методом измерений отсутствует в моноимпульсных
РЛ устройствах измерения угловых координат.

9.3.	МОНОИМПУЛЬСНЫЕ РЛ СИСТЕМЫ

ОПРЕДЕЛЕНИЯ УГЛОВЫХ КООРДИНАТ ЦЕЛЕЙ

1.	Общие вопросы. Принципы измерения угловых координат

Моноимпульсный метод определения угловых координат осно-
ван, как уже отмечалось выше, на одновременном сравнении выход-
ных сигналов нескольких разнесенных в пространстве каналов
приема радиолокационных сигналов по амплитуде, по фазе или по
тому и другому параметру вместе.

Отдельные каналы различаются между собой диаграммами
направленности антенных устройств. В частности, ДН антенных
устройств каналов могут отличаться направлением максимумов от-
носительно некоторого опорною направления (обычно называемого
равносигнальным направлением (РСН)). Могут быть отличия по по-
ложению фазового центра отдельных антенных устройств в про-
странстве. В простейшем случае пеленгации целей в одной плоско-
сти, выходные напряжения которых должны сравниваться между со-
бой для выделения информации об угловом положении цели.

В каждом /-ом канале выходные сигналы антенных устройств
можно записать в виде комплексных амплитуд

где Щг) - амплитудный коэффициент, характеризующий ингенсив-
ность отраженного сигнала. Величина С7о(0 зависит от ЭПО цели. В
общем случае Е7Д) является медленно изменяющейся функцией
времени; 8(1) - описывает комплексную амплитуду сигнала, то есть
включает в себя зависимости, обусловленные видом модуляции,
формой сигнала. Функция Ду) характеризует зависимость СД(г,у) от
углового положения цели у. Фактически Ду) - это диаграмма на-
правленности основного устройства 7-го канала. Функция Ду) может
быть представлена в виде произведения /\(у) амплитудной ДН и фа-
зовой характеристики ДН, равной ехр(у’([\ (у)):

/(т) = /.(у)еЛ<’>

(9.50)

Для пояснения принципа моноимпульсного измерения угло-
вых координат рассмотрим случай, когда фазовые характеристики
одинаковы (фазовые центры антенных устройств совпадают), а мак-
симумы амплитудных ДН отклонены от равносигнального направ-
ления на угол в противоположные стороны. Считаем, что пелен-
гация осуществляется в одной плоскости (рис. 9.8). Представим сиг-
налы на выходе антенных устройств каналов в этом случае в виде

Ц(/) = С7о(О5(О^(у)е^(т\

с/2(О = ^о(О^)^(у)^(т)-

(9.51)

Рис. 9.8

Амплитудные ДН обычно по форме выбираются одинаковы-
ми. но смещенными на угол \|/о (рис. 9.9). Для малых углов у можно
записать зависимости /^(у) и ^(у) в виде разложения в ряд Тейлора
относительно \|/о:

Ъ (у) = НУо “ У) = Р’('Ио) -

«яР’Су)

(/у

/?2(у) = НУо+У) = ^(Уо) + ^Г^

1 ^(У)	2

~ л 2	<

(9.52)

, 1

Так как в основной области пеленгации, в пределах угла ±уо,
величина у мала, то можно в разложении (9.52) оставить только два
члена - первый и второй.

Перепишем (9.51) с учетом разложений (9.52):

Ц (Л у) = (0 5 (0 [г (Жо) - Г'бИо )у I >
ад у) = ад ?(') к(Жо)+г'(у0)у],

(9.53)

где для производных ДН по углу у (коэффициентов при у) принято
обозначение

(9.54)

Два уравнения в (9.53) позволяют найти угол у. Однако в этих
уравнениях имеется и еще одна неизвестная величина По(1). Но, как
известно, можно однозначно определить эти две неизвестные вели-
чины, так как имеется два уравнения.

Решение выполняется путем нахождения суммы и разности ле-
вых и правых частей:

Ц (Л У) +	У) = 2Ц>5(0 ^(Уо )>

(9.55)

^1(Лу)-^2(Лу) = 2(70 ^(О^'(Уо)У-	(9-56)

Получаем решение (путем деления левой и правой частей
уравнения (9.56) и (9.55)

^'(Уо)	(/1(Лу)-(72(Лу)

Нуо) Ц(Лу)+^2(Лу)’

(9.57)

Видно, что при этом решении устраняется и зависимость
оценки угла у от амплитудного коэффициента С7о(О> что является
большим достоинством моноимпульсных систем

При использовании только фазовых отличий в ДН антенн также не-
обходимо выполнять операции суммирования и вычитания сигналов
и Ц>- Действительно, при смещении фазовых центров на некото-
рое расстояние с! (рис. 9.10) сигналы и 112 запишем в виде

У,(',7) = ^(')Я')Г(7)ел'”,
Р2('.7) = Уо(')5(/)Е(У)е*(’>,
где фазовые сдвиги Ф1(у) и <Рг(у) равны (см. рис. 9.10)

Ф1 (?) = Фо + 2#о 7Г Йп У,

2с <

Ф2(т) = Фо-2т1/о^-81пЬ

2с

где фо - запаздывание по фазе по центру базы.

С учетом (9.59) сигналы (9 58) запишем

,7К? .

7--51ПУ

г/,(<л) = С/„0)ЭДГ(г)еле '	,

ж/
-7-81ПУ

^2(Лу) = ^о(О^(у)еже *	.

(9.58)

(9.59)

(9.60)

Выполняя суммирование и вычитание левых и правых частей

(9.60), получихм

(*, У) - У2 У) = ^0 (0 ^(0 ?(У)еж

ж/ .

7—ат
X

(9.61)

= 7‘2(70 (/) 8(0 Е(у)е "₽0 5ш(— зш у),
ТТЛ .
1—51П V

(Л V) + Щ (Л V) = (О ЭД ^(У)еж е *

(962)

= у‘2/70(/) 5(0 77(у)еЗФо соз(—:8Ш у).

Отметим, что угол у в пределах рабочего участка мал и это по-
зволяет записать

81пу)

у, СО8(--81пу)«1.

(9.63)

Выполняя деление левой и правой частей (9.61) на соответст-
вующие левую и правую части (9.62), получаем

(9.64)

Видно, что и в этом случае оценка углового положения цели у
не зависит от амплитудного коэффициента ^7о(О-

Итак, при моноимпульсном измерении угловых координат це-
лей необходимо выполнение следующих операций. Во-первых, сле-
дует на выходе антенных устройств каналов суммировать суммар-
ные и разностные сигналы (С71+(72) и (^Д-^Л). Во-вторых, найти от-
ношение комплексных амплитуд этих сигналов, то есть выполнить
деление комплексных амплитуд. В техническом отношении опера-
ция деления может быть выполнена различными способами, которые
предусматривают предварительное преобразование сигналов. Деле-
ние решает задачу устранения зависимости результатов измерения
от амплитудного коэффициента ^7о(О и называется в моноимпульс-
ной технике нормировкой сигналов.

Таким образом, одновременное сравнение сигналов, прини-
маемых различными каналами, разнесенными в пространстве, путем
формирования суммы и разности этих сигналов и выполнения деле-
ния разностного сигнала на суммарный, и составляют суть работы
различных моноимпулъсныхрадиолокационных систем.
2.	Обобщенная структурная схема
моноимпульсной радиолокационной системы

В зависимости от области применения в радиолокационных
комплексах моноимпульсные системы (рис. 9.11) могут использо-
ваться в трех вариантах: прямоотсчетном (с измерением угловых ко-
ординат у в пределах всего рабочего участка (измерения "вне
РСН”)); компенсационном (измерение а при получении нулевого от-
счета ”на РСН”); автоматического слежения за целью по угловым
координатам (измерение а при совмещении РСН с направлением на
цель). При компенсационном измерении и при автоматическом сле-
жении за целью угловые координаты цели определяются по положе-
нию РСН (угол а) относительно опорного направления, например,
строительной оси самолета или ракеты.

Цель

Рис. 9.11
Обобщенная структурная схема моноимпульсной системы мо-
жет быть представлена, как это показано на рис. 9.11. Первый и ос-
новной узел моноимпульсной системы - это угловой датчик, кото-
рый формирует сигналы, параметры которых являются функцией уг-
ловых координат цели у относительно РСН. Как уже отмечалось,
значение угловой координаты у может входить в амплитуду выход-
ного напряжения канала моноимпульсной системы или в фазу при-
нимаемого сигнала, или возможны случаи одновременной зависимо-
сти и амплитуды и фазы от углового положения цели. Второй узел -
формирователь суммарных (2) и разностных (Д) сигналов, как это
требует моноимпульсный метод измерений. Третий узел - преобра-
зователь сигналов. Полученные с выхода формирователя Е и Д сиг-
налы подвергаются обычным в радиосистемах преобразованиям: пе-
реход на промежуточные частоты, усиление и т.п. Кроме того, могут
выполнять преобразования перехода от амплитудных к фазовым за-
висимостям напряжений от узловых координат, и наоборот. Вид пре-
образований может быть обусловлен и способом нормировки сигна-
лов. Четвертый узел - устройство нормировки сигналов.
Нормировка сигналов, одна из важнейших в моноимпульсных сис-
темах, может выполняться различными способами, которые описаны
ниже. Операция нормировки принципиально необходима в прямо-
отсчетных системах, так как только при ее осуществлении устанав-
ливается однозначное соответствие выходного напряжения системы
^вых(у) от углового положения цели у относительно РСН. Формиро-
вание выходного сигнала вВЫх(у) осуществляется вспомогательным
устройством, которое можно назвать угловым детектором Это мо-
жет быть фазовый детектор, вычитающее устройство, цифровой де-
литель напряжений и т.п. Основной операцией углового детектора
является формирование зависимости Ц,ых(у), которое является функ-
цией только углового положения цели у и не зависит от каких-либо
других мешающих в этом случае параметров принимаемого сигнала
(амплитуды, доплеровской частоты, начальных фаз и т.п.).

Зависимость выходного сигнала С7вых(т) от углового положения
цели у называется пеленгационной характеристикой моноимпульс-
ной системы.

Прямоотсчетная система. Пеленгационная характеристика
позволяет непосредственно осуществить отсчет углового положения
цели у относительно РСН. На рис. 9.11 пунктиром показан индика-
тор углового положения цели у. Большим преимуществом прямо-
отсчетных систем является "мгновенное” измерение углового поло-
жения цели, практически по одному отсчету сигнала (по ‘‘одному
импульсу”). Так как угловые координаты цели измеряются относи-
тельно РСН, то такие прямоотсчетные системы называют часто мо-
ноимпулъсными измерителями координат "вне РСН".

Компенсационные моноимпулъсные системы с нулевым от-
счетом по РСН. На выходе углового детектора сигнал ^7ВЫх(у) равен
нулю при совпадении направления на цель с РСН. Величина и знак
отклонения цели от РСН соответствуют пеленгационной характери-
стике и измерение углового положения цели ср (см. рис. 9.11) отно-
сительно опорного направления осуществляется в момент равенства
нулю выходного напряжения <7ВЫх(у)=0. Оператор РЛС по показанию
”ну ль-индикатора" может изменять положение РСН в пространстве
при помощи “устройства управления РСН”, добиваясь совмещения
РСН и направления на цель.

Следует отметить, что в таких системах требования к выпол-
нению нормировки сигналов существенно снижаются, так как нет
необходимости иметь точное соответствие напряжения ^7ВЫх(у) углу
у. Необходимо только иметь устойчивое значение нулевого напря-
жения на выходе углового детектора при совпадении РСН с направ-
лением на цель. Указанная компенсационная система имеет ряд не-
достатков. Во-первых, в отличие от прямоотсчетной системы невоз-
можно одновременно измерять угловые координаты нескольких це-
лей, так как только одной цели выходное напряжение ^/ВЫх(у) соот-
ветствует нулевому значению у. Во-вторых, для определения угло-
вых координат других целей следу ет изменять в пространстве поло-
жение РСН. На эту операцию гребу ется определенное время, что
существенно уменьшает быстродействие системы.

Достоинством компенсационной системы является возмож-
ность измерения углового положения целей в пределах широкого уг-
ла сектора наблюдения, а не только в пределах ширины ДН. как в
прямоотсчетной системе. Следовательно, можно использовать более
узкие ДН для обеспечения высокой точности измерений.

Автоматическое слежение за целью по угловым координатам.
Дальнейшим развитием компенсационных систем с нулевым отсче-
том по РСН являются моноимпульсные системы непрерывного сле-
жения (или сопровождения) за целью по угловым координатам в ав-
томатическом режиме. Выходной сигнал углового детектора ПВЫх(у)
является сигналом ошибки в цепи обратной связи на управление по-
ложением РСН в пространстве. В этой системе слежения за целью
требования к устройству нормировки являются более высокими, чем
в компенсационной системе, так как динамические характеристики
системы слежения не должны зависеть от амплитудных изменений
отраженного сигнала.

Следует отметить, что вся цепь от входа углового датчика до
выхода углового детектора в автоматических системах слежения за
целью может рассматриваться как угловой дискриминатор. Пеленга-
ционная характеристика системы в этом случае выполняет роль ха-
рактеристики углового дискриминатора.

3.	Методы нормировки сигналов

в моноимпу лесных устройствах измерения угловых координат

Все виды существующих нормировок сводятся к получению
отношения разностного и суммарного сигналов. Получение отноше-
ний (деления) может быть обеспечено: с помощью усилителей с пе-
ременным коэффициентом усиления; с помощью устройств, обеспе-
чивающих преобразование амплитудных соотношений в фазовые,
которые зависят от отношения сигналов; логарифмическим методом.

Первый способ предполагает, что коэффициент усиления из-
меняется с помощью схем автоматической регулировки усиления
(быстродействующая АРУ (Б1ХРУ), мгновенная АРУ (МАРУ)).

При втором способе обычно применяют специальные схемы
преобразования и выполнения измерений с помощью фазовых де-
текторов. Причем различают квадратурную нормировку, когда пре-
образование проводится без дополнительных модуляций сигналов и
квадратурно-модуляционную, когда в процессе преобразования про-
водится дополнительно амплитудная или угловая модуляция одного
из преобразуемых сигналов.

Нормировка с помощью быстродействующей АРУ (БАРУ).
Процесс нормировки рассмотрим на примере схемы с БАРУ (рис.
9.12). Пусть на входе схемы действуют два сигнала: ис - суммарный
и г/р - разностный, которые имеют вид:
= ^о(Ок) (т) - г2(у)]со8(2%/0/+<Ро)?
ис = Ц> (О[Л (у) + Рг (у)]со§(2л/0/ + <р0 ),

(9.65)

(9.66)

где Ц)(0 - амплитуда принимаемого сигнала; Уо, фо - частота и на-
чальная фаза суммарного и разностного сигналов.

Рис. 9.12

Рис. 9.13

Обозначим сомножители в квадратных скобках (9.65) и (9.66)
через Яр(у) и Яс(у) соответственно. Тогда амплитуды сигналов С7Р и
1}с можно представить как

и,=Ц,№,(т).

(9.67)

Как будет показано ниже, амплитуда суммарною сигнала
практически не зависит от углового положения цели у, поэтому его
422
можно использовать в качестве управляющего напряжения Ц-пр в
схеме БАРУ. Имеем



Представим амплитудные флюктуации сигнала 11с (I) в виде



(9.68)

где С/ср - средняя амплитуда сигнала; ц(/) - относительные измене-
ния сигнала.

Тогда сигнал на выходе суммарного канала с учетом действия
АРУ можно записать в виде

Щ (О =Л [! + ац(/)] Гс (у) соз(2л/ + ср0),

(9.69)

где а - коэффициент эффективности АРУ в суммарном канале. При
идеальной работе БАРУ коэффициент и амплитуда напряжения
на выходе усилителя суммарного канала Щ/) остается практически
постоянной несмотря на изменение сигнала на входе. В то же время
коэффициент усиления разностного канала к? изменяется обратно
пропорционально управляющему напряжению С7упр, которое, как по-
казано ранее, пропорционально амплитуде суммарного канала, по-
этому можно записать

(9.70)

где к' - коэффициент пропорциональности.

В результате действия управляющего напряжения Цпр сигнал
на выходе разностного канала можно записать в виде

г/2(/) =

+ н>Ду)
^сР(1+нХ(у)

соз(2тг/" + ср,) = к

соз[2п/ + Ч>0) (9.71)

Из выражения (9.71) видно, что амплитуда выходного напря-
жения разностного канала (72(0 пропорциональна отношению ам-
плитуд сигналов на входе суммарного и разностного каналов. При-
чем амплитуда сигнала [72(0 во времени остается неизменной и не
зависит от амплитуды сигнала на входе РЛС. Выходной фазовый де-
тектор, играющий роль углового детектора, выделяет информацию
об угловой координате цели у, так как



вых

Нормировка с помощью логарифмических усилителей. Данный
вид нормировки основан на том, что разность логарифмов амплитуд
сигналов эквивалентна образованию логарифма амплитуд сигналов.
При работе усилителя в логарифмическом режиме, как известно, его
линейно-логарифмическая амплитудная характеристика имеет вид

вых

— ^^вхО

вхО’

(9.72)

где к - максимальный коэффициент усиления на линейном участке;
?7вхо - входное напряжение, начиная с которого амплитудная харак-
теристика становится логарифмической.

Процесс нормировки рассмотрим на примере схемы рис. 9.13.
Пусть на входе системы с выхода амплитудного углового датчика
поступают два сигнала

Щ (!, У) = со (ОЛ (у) СО§(2 л/ + <р0),

и2 (I, у) =	(у) соз(2л/ + <р0).

(9.73)

Тогда на выходах логарифмических усилителей каждого канала
в соответствии с (9.72) будем иметь

1 вхО|

1п





вхО1

(9.74)

вх02

1п

вх02

После детектирования на выходе вычитающего устройства
имеем
В случае идентичности
^вхО, = *ЛхО2 = ^вхО ) ПОЛУЧИМ

каналов усиления (к1=к2=к,

^вых(т) = ^ВХ0

1ПГ им)]

^оЖ(г)

= 1п

Л(т)

(9.75)

= ЩиО 1П

= ^вхО 1п

Г(\|/э)

вхО

Из выражения (9.75) следует, что выходной сигнал С7ВЫХ явля-
ется функцией логарифма отношения входных сигналов и не зависит
от меняющейся во времени составляющей С7о(О входных сигналов
и и2(1,у). Напряжение 17ъых равно нулю тогда, когда цель нахо-
дится на РСН, и обладает нечетной симметрией относительно этого
направления, т.е. выражение (9.75) может быть использовано для по-
строения пеленгационной характеристики моноимпульсного пелен-
гатора.

Квадратурная нормировка. При использовании данного вида
нормировки, как отмечалось ранее, предварительно переходят от
амплитудных соотношений сигналов к фазовым. Рассмотрим прин-
цип квадратурной нормировки на примере схемы, приведенной на
рис. 9.14,а и состоящей из фазовращателя, сумматора, ограничителей
и фазового детектора (ФД).

Пусть на вход схемы поступают сигналы с амплитудами С7р и С7С
(см. (9.67)). Перед преобразованием разностный сигнал ир(Г,у) про-
ходит через фазовращатель, который вводит дополнительный фазо-
вый сдвиг, равный 90°.
^(/ЛМ) = /7о(ОГр(У)^

Затем сигнал

складывается с

суммарным сигналом С7с(?,у) в сумматоре. Процесс сложения сигна-
лов показан на векторной диаграмме рис. 19.14,6. Как видно из век-
торной диаграммы при суммировании сигнала Пс и образуется
разность фаз Аф между результирующим сигналом ЦЭез=^с47Ц> и
суммарным сигналом 17с, равная

Дер = агс!§

= агс!§

^оЖ(у)

= агс1§

(9 76)

Из выражения (9.76) видно, что фаза сигнала на выходе сумма-
тора является функцией отношения разностной и суммарной ДН и не
зависит от изменения амплитуды сигнала 1/о.

Для устранения амплитудной зависимости выходного сигнала
сумматора от амплитуд входных сигналов и 1/р перед фазовым де-
тектированием вводится ограничением по амплитуде, не влияющие
на фазу Аф. В результате сигнал на выходе схемы квадратурной нор-
мировки (см. рис. 9.14,а) имеет амплитуду, которая не меняется во
времени, а фаза определяется отношением Рр (у)/Рс (у). Для вы-
деления оценки угла у результирующий 17рез и суммарный (7С сигна-
лы после ограничения подаются на фазовый детектор ФД.

Квадратурно-модуляционная нормировка. Данный вид норми-
ровки представляет собой разновидность квадратурной нормировки.
426
Рис. 9.15

До суммирования сигналов 1)р и С7с вводится в разностный сигнал
дополнительная амплитудная или угловая модуляция разностного
сигнала ир. Принцип данного вида нормировки рассмотрим на при-
мере схемы, приведенной на рис. 9.15,а. Будем считать, что на вход
схемы с выхода амплитудного углового датчика поступают сигналы
ггс(1,у) и ир(^,у) (9.65) и (9.66). Перед суммированием сигнал разност-
ного канала С7р(?,у) смещается по частоте на величину /г с помощью
смесителя СМь Поскольку складываемые теперь сигналы имеют
разностные частоты, то возникают амплитудная и фазовая модуля-
ции результирующего сигнала С/рез •
Векторная диаграмма формирования результирующего сигна-
ла приведена на рис. 9.15,6. Из векторной диаграммы видно, что
максимальная разность фаз сигналов Щ/;?) и ^7р(^,у) равна

Фмакс

= агс81п

= агс81п

= агс81п

(9.77)

Как видно из выражения (9.77), фаза фмакс является функцией
отношения разностной и суммарной ДНА и не зависит от амплитуды
1ъ(0 сигналов на входе РЛС. Текущее значение фазы ф(0 прибли-
женно можно описать в виде (при С7р<[/с)

ф(0 = Фмакс Йп(27С/гО.

Поэтому сигнал на выходе ограничителя можно записать в ви-
де

МО = ^ог СО8[2л/0 +	81П(2л/г0] ,

(9.78)

где С7(1Г - амплитуда сигнала после ограничения.

После ограничения выполняются преобразования сигнала
(9.78) с целью выделения максимального фазового сдвига (9.77). Для
этого сигнал с выхода ограничителя подается одновременно на два
фильтра, расстроенных друг относительно друга на частоту/г.

Сигнал Иог(0 (см. (9.78)) можно представить в виде разложе-
ния:

«ог(0= ^ог{Л(фМакс)сО8(2л/0/)-У1(фмакс)[81п(2%(/0 + /г»-
-8ш(2тг(70 -/Г»]-Л(фмакс)[со8(2л(/0 +/г»+	(9.79)

+ СО8(2я(/0 -/г»]+...},

где (фмакс), / = 0,1,2,... - функции Бесселя первого рода и соответ-

ствующего порядка. Так как Ц,</7С, то фМакс<1. поэтому /©(фмакс)»!, а
/1(фмакс)»0,5фмакс. После фильтрации составляющих напряжения пог(0
с частотами /о и /о+/г на выходах фильтров Ф! и Ф2 имеем
и1 (О = ^ог СО8(2л/0/),
«2 (0 = Т^огФмакс 81П(2Л(/О + /г)/) .

(9.80)

Из (9.80) видно, что амплитуда сигнала н2(0 пропорциональна
максимальной фазе биений фмакс, которая определяется отношением
(7рД (см. (9.77)).

Для формирования сигнала г/2(0 на частоте /о выходной сигнал
фильтра Ф2 подается на смеситель СМ2 , на второй вход которого
поступают колебания частоты /г гетеродина Г. В результате после
выделения составляющей на частоте^ имеем сигнал

(0 = 7- ^огФмакс СО8(2л/0/) ,

(9.81)

который затем подается на выходной фазовый детектор ФД. В ре-
зультате перемножения сигналов в ФД окончательно получаем

ВЫХфд

макс

агс$т —— « к-----

(9.82)

где к - коэффициент пропорциональности, в который включены ве-
личины, не зависящие от угла у. Таким образом, выходной сигнал
ФД оказывается пропорциональным отношению разностной /^(у) и
суммарной Т^сСу) диаграмм направленности и не зависит от амплиту-
ды сигнала (7о(О на входе РЛС. Следовательно, нормировка сигнала
выполнена.

4.	Основные типы моноимпульсных устройств измерения
угловых координат и их пеленгационные характеристики

В настоящее время известно большое разнообразие типов мо-
ноимпульсных устройств, которые можно классифицировать по раз-
личным признакам.

Если рассмотреть обобщенную структуру моноимпульсной
системы (см. рис. 9.11), то каждый из элементов и узлов может быть
выполнен различным образом и может быть принят за основу при
классификации. Угловые датчики могут быть амплитудными и фа-
429
зовыми или комбинированными, амплитудно-фазовыми. Нормиров-
ки, как уже отмечалось, могут выполняться четырьмя-пятью спосо-
бами. Признаком классификации могут быть и способы уплотнения
моноимпульсных каналов, которые применяются для уменьшения
числа измерителей. Это особенно важно при пеленгации целей в
двух плоскостях в пространстве. Известны и различные виды угло-
вых детекторов.

Ниже рассмотрены некоторые из наиболее известных типов
моноимпульсных систем. Результаты анализа прохождения сигналов
доводятся до получения зависимости выходных сигналов угловых
детекторов от углового положения цели у, то есть определяются пе-
ленгационные характеристики моноимпульсных систем
^вых = ^вх? •

Амплитудная суммарно-разностная моноимпулъсная система
с нормировкой методом БАРУ. Ранее отмечалось, что в амплитуд-
ных моноимпульсных системах прием сигналов, отраженных от це-
лей, при измерении их угловых координат в одной плоскости ведет-
ся с помощью антенны, которая формирует два идентичных луча
У7!(у) и 7Л(у), отклоненных от РСН на угол ±\|/о • На рис. 9.16 приве-
дена структурная схема амплитудной моноимпульсной суммарно-
разностной системы, в которой нормировка сигналов выполнена с
использованием схемы БАРУ. В качестве суммарно-разностных пре-
образователей могут быть использованы двойные Т-образные мосты,
кольцевые волноводные мосты, щелевые мосты, на выходе которых
образуются как суммарный, так и разностный высокочастотные сиг-
налы ис и 2/р.

Рассмотрим особенности обработки радиолокационных сигна-
лов и определим пеленгационную характеристику. Запишем сигналы
на выходах каналов 1 и 2 (см. рис. 9.16)

"1 (Л т) = Ц>(0 Л (г) ехр(у<0/) = 170(1)	+ у) ехр(усоО, (983)

г/2(Л у) = Ц>(0^2(т) ехрОО =	-Т)ехрО’со/). (9.84)

При малом отклонении линии визирования цели от РСН,
функции Г(у±у) можно разложить в ряд Тейлора (см. 9 52). Выраже-
ния (9.83) и (9.84) в этом случае можно записать в виде
их (*, V) =	(0 ^(Жо) (! + ЦУ) ехр(усо/),

«2 V) = Ц> (0 ^(Уо) С - НУ) ехр(/ю0,

(9.85)

(9.86)

где р.=2?(\|/)/7?(\|/о) - отношение первой производной ДН по углу у в
направлении \|/ к величине Е(\|/о). На выходе сумматора сигнал мож-
но представить в виде

«с (Л У) =	(0 К^(Жо) 0 + НУ) + ? (.V о) О “ НУ) )ехр(у®/)] =

(9.87)

= 2(70(/)77(\|/0)ехр(у(о/),

а на выходе вычитающего устройства как

«Р у) = Ц» (О К77(Уо) (1 + цу) - ^(Жо) (1 - цу) )ехрО'©0] =

(9.88)

= 2(7о(О Г(\и0) ЦУ ехрОюГ).

Рис. 9.16

Из выражений (9.87) и (9.88) следует, что информация об уг-
ловом положении цели у заключена в разностном сигнале ир(Г,у). За-
висимость ир от угла у характеризует разностную диаграмму /гр(у), а
ис соответствует суммарной ДН /'{уф).

При отклонении линии визирования цели от РСН фаза сигнала
разностного сигнала может как совпадать по фазе с ис, так и быть с
ним в противофазе. При наличии цели на РСН сигналы щ и и2 имеют
одинаковую амплитуду и ир=0.

Нормировка сигналов ис и ир в схеме, приведенной на рис.
9.16, осуществляется с помощью быстродействующей АРУ. Поэтому
после преобразования, усиления и действия БАРУ сигналы ис и ир
можно представить как

"с (Л г) = Цо ехрг/Хо'пр/ + <Р1)},

(9.89)

«р (Л У) = Цо Т1 НГ ехр{7(сопр/ + (р2)},,	(9.90)

где &], ср1 и к2, ср? - коэффициенты усиления и фазовые сдвиги в кана-
лах обработки суммарного и разностного сигналов соответственно,
амплитудные коэффициенты {7с0 и Ц,о не зависят от угла у и време-
ни, они постоянны.

Для выявления значения и знака рассогласования угловой ве-
личины у сигнал разностного канала поступает на ФД, а в качестве
опорного используется сигнал суммарного канала. В результате пе-
ремножения сигналов в ФД и фильтрации высокочастотных состав-
ляющих выходным фильтром фазового детектора, сигнал на его вы-
ходе можно представить как

Цых (?) = *фдКГ С08(Ф1 - Ч>2)»	(991)

где &Дф включает в себя все постоянные величины.

Сигнал с выхода ФД непосредственно используется для управ-
ления РСН антенной системы. Суммарный же сигнал и'с (9.89) в ра-
диолокационной системе используется для обнаружения цели, а
также при измерении расстояния и радиальной скорости движения
цели.

Анализируя выражение (9.91), можно сделать следующие вы-
воды. Неидентичность фазовых и амплитудных характеристик кана-
лов в амплитудной суммарно разностной моноимпульсной системе
не оказывает влияния на положение нулевого пеленгационного на-
правления ((/вых=0, когда у=0). Крутизна пеленгационной характери-
стики С7вых(у) практически стабильна даже при неидентичности ко-
эффициентов передачи к\ и к2 суммарного и разностного каналов.
Амплитудные флюктуации отраженных сигналов, которые опреде-
ляются амплитудой С7о(О не влияют на пеленгационную характери-
стику (ПХ) благодаря нормировке с помощью БАРУ. На крутизну
ПХ, главным образом, оказывает влияние неидентичность фазовых
сдвигов каналов <рз и (р2. При ф1=ф2 крутизна ПХ наибольшая. При

Дф= Ф1 -ф2 = л/2

ПХ вырождается в прямую, совпадающую с

осью изменения у. Система становиться нечувствительной к измене-
нию угла у.

Амплитудная суммарно-разностная система с логарифмиче-
ской нормировкой. При использовании в амплитудной суммарно-
разностной моноимпульсной системе логарифмической нормировки
суммарный и разностный сигналы после их преобразования с помо-
щью смесителей СМ} и СМ2 подаются в УПЧ с логарифмической
амплитудной характеристикой (рис. 9.17) (ЛУПЧ).

Для того чтобы исключить из рассмотрения линейный участок
амплитудной характеристики УПЧ, в пределах которого не выполня-
ется нормировка, в разностном канале до логарифмического усили-
теля формируется сумма пс+ир. После амплитудного детектирования
сигналов с выходов ЛУПЧ суммарного и ЛУПЧ разностного каналов
сигналы подаются на вычитающее устройство (ВУ). При идентично-
сти приемных каналов и малом угловом рассогласовании у выходной
сигнал вычитающего устройства можно представить в виде (см. так-
же (9.75)):

^вых (?) = ^ву^вхО	(Жо )0 + НТ) -	)] =

= ^ву^вхО 1П(1 + НУ) « ^ву^вхэНУ-

(9.92)

Таким образом, выходной сигнал вычитающего устройства
пропорционален угловому рассогласованию у. Сигнал с выхода ВУ
28. Изд.№9768	433
подается на усилитель сигнала ошибки (УСО) и затем используется
для управления положением РСН антенны.

Фазовая суммарно-разностная моноимпулъсная система. В
фазовой системе при пеленгации в одной плоскости с помощью двух
частей антенной системы, разнесенных в пространстве на величину
б/, формируются две идентичные ДН. Направления максимумов лу-
чей /^(у) и Л(у) параллельны друг другу. При отклонении линии ви-
зирования цели на угол у от перпендикуляра к центру базы, сигналы,
воспринимаемые этими двумя антеннами, будут отличаться по фазе,
причем разность фаз сигналов является функцией угла у (см. п.1). На
рис. 9.18,а приведен один из возможных вариантов структурной
схемы фазовой моноимпульсной радиолокационной системы с сум-
марно-разностной обработкой сигналов. Принцип действия системы
во многом аналогичен принципу работы амплитудной суммарно-
разностной системе. Отличие состоит в том, что полезная информа-
ция об угловом положении цели у извлекается из фазы сигналов,
принимаемых каналами А\ и А2. Сигналы на выходах 1 и 2 антенной
системы при отсчете фазы от центра базы можно представить в виде
(см. п. 1)

«!<Лу) = Ц>(ОЛ(у) ехр{/(<в/ + Д(р/2)},	(9.93)

«2 (Л Г) = Ц) (0 (у) ехр{/(ю/ - Д(р/2)},	(9.94)

где Дер = тс— §ш у - разность фаз, обусловленная разностью хода

лучей в точках 1 и 2.

Так как амплитудные ДН одинаковы /?1(у)=Т,2(у)=/?(у), то на
выходах суммарно-разностного преобразователя получаем

ир (*, у) =	(О Р(у) 1 ехР	+

(9.95)

Видно, что сомножители в фигурных скобках по формулам
Эйлера могут быть представлены в виде со8(-) и зт(-). В результате
получаем

"с у) = 2^0 (0 Р (г) созАф ехр(у2л/оО,

«Р (Л ?) = 2у770 (0 Г(у) 81п Аф ехр(у2л/оО =

2^/0 (/) К(у) 8шАср ехр у

(9 97)

(9.98)

Видно, что разностный сигнал отличается по фазе на 90е отно-
сительно суммарного (см. рис. 9.18,6). Для дальнейших преобразо-
ваний с целью выделения угла у необходимо совместить по фазе
суммарный и разностный сигналы. Для этой цели вводится в схему
фазовращатель (ФВ) на 90°. Фазовращатель целесообразно разме-
щать до каналов усиления и преобразования по частоте, чтобы не
вводить дополнительные фазовые погрешности.

Дальнейшие преобразования сигналов не отличаются от вари-
анта амплитудной суммарно-разностной схемы (см. выше). В ре-
зультате на входе фазового детектора ФД сигналы запишем (в дейст-
вительном виде) с учетом нормировки с помощью БАРУ (см. п. 3)
как:

(А У) = кс Г(у) созАф ехрС/гл/^ + <рс),
ир пр (*> У) = *Р Г(у) зшАф ехр(у2л/прГ + фр),

(9.99)

где соответственно кс и кр - коэффициенты передачи суммарного и
разностного каналов, а фс и фр - фазовые сдвиги в каналах.

После прохождения фазового детектора и отфильтровывания
высокочастотных составляющих получаем

^вых(у) = |*ФЛ*рГ(у)81п(2Аф)С08(фс -Фр),	(9.100)

где ^фД - коэффициент передачи фазового детектора.

Если учесть, что фазовый сдвиг Аф в пределах ДН мал, то
можно записать

8т(2Аф) - 81П

81П у

2ти?

(9.101)
В этом случае выходной сигнал ФД равен

^вых (г) = МЛ ^(г) ~т~ V С08(срс - Фр).	(9.102)

Л

С выхода ФД сигнал подается на систему управления положе-
нием РСН в пространстве для осуществления автоматического со-
провождения цели. В прямоотсчетном варианте выходное напряже-
ние С7вых(у) используется непосредственно для отсчета углового по-
ложения цели у.

Анализ формулы (9.102) показывает, что неидентичность ам-
плитудных и фазовых характеристик суммарного и разностного ка-
налов не оказывает влияния на положение нулевого направления пе-
ленгационной характеристики С4ых(у)- На крутизну пеленгационной
характеристики наибольшее влияние оказывает неидентичность фа-
зовых характеристик (фс,фр)« Однако в реальных системах эти разли-
чия малы (меньше 15-20°) и их можно не учитывать, так как соз(фс-
фр>1-

Если в качестве антенны используется антенная решетка, раз-
деленная на две равные части, то база - это расстояние между фа-
зовыми центрами А\ и Л2, и полученное соотношение (9.102) описы-
вает пеленгационную характеристику и для данного варианта антен-
ны.

Однако при использовании рупорных антенн в каналах 1 и 2
могут быть такие положения, что база 4 окажется значительно боль-
ше размера апертуры рупора б/руГ1. В этом случае следует использо-
вать основную формулу (9.100) с учетом того, что 7?(у)=/?руп(у):

^70?

^выхСг) = |ЛЛЛ 8‘п

(9.103)

Это соотношение характеризуется синусоидальной зависимо-
стью ^вых(у) от угла у, то есть наблюдается неоднозначность измере-
ний у. Способы борьбы с неоднозначностью описаны в первой главе.
Например, может быть применено несколько рупорных антенн с
различными базами.

Моноимпулъсные суммарно-разностные преобразования при
определении угловых координат в двух плоскостях по азимуту и уг-
Рис. 9.18

облучателя

Рис. 9.19
лу места. При слежении за пространственным положением воздуш-
ной цели необходимо измерять угловое рассогласование как в плос-
кости азимута, так и в плоскости угла места. Поэтому бортовая мо-
ноимпульсная РЛС должна состоять из двух идентичных каналов,
образованных моноимпульсными устройствами, например, по ана-
логии с рассмотренными выше, но измеряющих угловое рассогласо-
вание в двух взаимно перпендикулярных плоскостях.

В качестве примера углового датчика рассмотрим амплитуд-
ную моноимпульсную систему с суммарно-разностным преобразо-
ванием сигналов. В этом случае антенна РЛС имеет четырехканаль-
ный рупорный облучатель, служащий для формирования четырех
ДН, симметрично смещенных относительно фокуса зеркала. Для об-
разования суммарного и разностного сигналов в каналах азимута и
угла места могут быть использованы, например, преобразователи в
виде четырех щелевых волноводных мостов (рис. 9.19). Формируют-
ся один общий суммарный сигнал Ер = ис и два разностных сигнала
по каналам азимута и угла места Ддз=^Р. аз и Дум=ир ум- Оптическая
ось результирующей суммарной ДН совпадает с РСН. Для обработки
сигналов в приемнике моноимпульсной РЛС можно использовать
соответствующие приемные каналы: два разностных и один суммар-
ный.

Пример построения приемной системы аналогичный моноим-
пульсной РЛС рассмотрен ниже, где приводится структурная схема
пеленгации в двух плоскостях с дополнительным уплотнением кана-
лов и осуществлением логарифмической нормировки.

5.	Уплотнение каналов в моноимпульсных РЛС

В моноимпульсных системах стабильность и крутизна пелен-
гационных характеристик зависят от идентичности характеристик
каналов. Поэтому важной проблемой для моноимпульсных РЛС яв-
ляется поддержание идентичности амплитудных и фазовых характе-
ристик каналов (особенно фазовых). Для решения данной проблемы
обычно используют различные способы объединения каналов усиле-
ния и обработки сигналов, так называемое уплотнение каналов. Ко-
личество каналов при этом также уменьшается, что упрощает конст-
руктивные и схемные решения в РЛС.
Поскольку бортовые РЛС обычно используют моноимпульс-
ный метод при измерении угловых координат целей в двух ортого-
нальных плоскостях, то это требует еще двух дополнительных кана-
лов обработки. Как показано в предыдущем пункте в моноимпульс-
ной РЛС, как минимум должны быть два разностных и один сум-
марный каналы. Поэтому уплотнение каналов позволит еще и сокра-
тить общее число каналов обработки, что дает возможность упро-
стить и удешевить моноимпульсные РЛС. Многие из методов уплот-
нения, которые используются в моноимпульсных системах, известны
в технике многоканальных систем радиосвязи.

Рассмотрим некоторые способы уплотнения каналов в моно-
импульсных РЛС.

Временное уплотнение каналов. При данном способе уплотне-
ния сигналы обрабатываются в одном канале последовательно во
времени. Временной разнос обрабатываемых сигналов достигается
за счет их задержки один относительно другого на время, превы-
шающее длительность импульсов. Так, в радиолокационной системе
с суммарно-разностной обработкой сигнал, отраженный от цели, по-
сле прохождения антенной системы с помощью волноводных мостов
преобразуется в суммарный и два разностных. Суммарный сигнал ис
поступает в канал обработки без задержки, а разностные сигналы
азимута праз и угла места арум соответственно с задержками Т1 и т2-
Таким образом, любые изменения характеристик канала обработки
одновременно будут влиять на три сигнала, а так как в моноим-
пульсной системе формируются отношения сигналов (ираз /ас) и
(ир ум/^с)э то на результат измерения угловой координаты цели не бу-
дут влиять различия в характеристиках каналов. Разделение разност-
ных сигналов на выходе происходит после усиления их в общем
УПЧ с помощью стробируемой ключевой схемы. Выделение сигна-
лов ошибки по каналам азимута и угла места происходит с помощью
соответствующих ФД после прохождения разделенных сигналов че-
рез компенсирующие линии задержки.

Временное уплотнение каналов может быть проведено как на
высокой частоте, так и на промежуточной. Однако на промежуточ-
ной частоте проще удовлетворить требования, предъявляемые к ли-
ниям задержки. Поэтому обычно используют временное уплотнение
каналов на промежуточной частоте.

Частотное уплотнение каналов. При данном способе уплотне-
ния сигналы с выходов волноводных преобразователей подвергают-
ся частотному преобразованию, причем с разной величиной частот-
ного смещения. В результате формируются суммарный и разностные
сигналы с различными, но близкими промежуточными частотами.
Затем сигналы суммируются и усиливаются в общем широкополос-
ном усилителе-ограничителе. С выхода УПЧ сигналы поступают на
полосовые фильтры, настроенные на соответствующие промежуточ-
ные частоты сигналов, и разделяются или на суммарный ис или на
два разностных (ир. аз и ир. ум).

Вариант структурной схемы амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной системы при пеленгации в одной плоскости с час-
тотным разделением каналов и одновременно с квадратурно-модуля-
ционным методом нормировки приведен на рис. 9.20. Суммарный ис
и разностный ир сигналы с несущей частотой /о подаются на смеси-
тели СМ) и СМз, на вторые входы которых поступают гетеродинные
сигналы с частотами/Г1 и/г2 соответственно. В результате на выходах
СМ3 и СМ1 формируются соответственно сигналы на различных
промежуточных частотах	(суммарный сигнал) и

(разностный сигнал). Полученные сигналы складываются в сумма-
торе для реализации квадратурно-модуляционной нормировки и за-
тем подаются на общий УПЧ с последующим ограничением по ам-
плитуде. В результате ограничения подавляются амплитудные
флюктуации сигналов, не несущие полезной информации. Сигналы с
выхода усилителя УПЧ и ограничителя разделяются полосовыми
фильтрами ПФ1 и ПФ2, настроенными соответственно на частоты ^р]
иУпр2. Для приведения сигналов ис на частоте^2 и ир - на частоте Гпр1
к общей частоте используется смеситель СМ2. На выходе СМ2 из ко-
лебаний частот Упр1 и /ф2 формируется сигнал частоты (^]-^2), кото-
рый затем используется в качестве гетеродинного в смесителе СМ4 .
В результате частотного преобразования сигналов частоты и
/пр\ в СМ4, на выходе формируется сигнал с частотой У=т/пР1+(/н-
-/г2)=/о~/г2 •> который соответствует по амплитуде разностному сигна-
лу ир и подается на выходной фазовый детектор. В результате вы-
ходное напряжение ФД равно

^вых(Г) = *НУ = *

(9.104)
Рис. 9.20

Логаршрк Я и плит
УПЧ \\де/лектор

Цель

РСН

УММ1 
рно-
азн.
мосты -

ир. яз

ир.УМ

*" ВЧ комму

*- тпт.(моо.)

Управлен.
РСН по ИЗ

^Управлен.

РСНпоУМ

Схема _
вычитан.

7~ Мост
ир.я^суммарн- ч-
разности. /

НуПр. яз

и у пр. УМ

Рис. 9.21

См

и^и

чат.
наор

'сгорит. Нм плит,
УПЧ детект.

У со '
(сигнал
#3 ошибки)

Фазовый ,
детектор

УМ

Фазовый
детектор
Как видно из рассмотренной схемы, одновременно с частот-
ным уплотнением каналов действительно реализована и квадратур-
но-модуляционная нормировка обрабатываемых сигналов.

Модуляционное уплотнение каналов. При использовании дан-
ного способа уплотнения после обычного формирования суммарного
ис и разностного сигналов ир с помощью волноводных преобразова-
телей, сигнал ир, несущий информацию об угловом положении цели,
модулируется по амплитуде сигналом низкой частоты Затем сум-
марный сигнал ис и промодулированный разностный пр’ объединя-
ются в сумматоре для последующей обработки в общем канале.

В качестве модуляционного метода уплотнения рассмотрим
структурную схему амплитудной суммарно-разностной моноим-
пульсной системы с логарифмической нормировкой и модуляцион-
ным уплотнением для пеленгации в двух плоскостях по азимуту и
углу места (рис. 9.21). Разностные сигналы г/р аз и г/рум с выхода сум-
марно-разностных мостов (см. рис. 9.19) подаются на высокочастот-
ный коммутатор (модулятор) для получения общего разностного
сигнала прм. Азимутальный разностный сигнал 2/р аз модулируется по
амплитуде, по косинусу модуляционной частоты Ом, а разностный
сигнал - по углу места по синусоидальному закону. В результате ре-
зультирующий уплотненный разностный сигнал г/рм равен:

«рм = Каз С08^м^ + ^рум 8тЙм^СО8(2тг/0/),	(9.105)

где Чр аз, Чр.ум - амплитуды разностных сигналов канала азимута и
угла места соответственно. Для последующего выполнения лога-
рифмической нормировки необходимо уровень сигналов на входе
логарифмических УПЧ иметь не менее Чвхо линейного участка (см.
(9.72)). Для этой цели введен мост суммы и разности сигналов ир м и
ис (см. рис. 9.21). На входе логарифмических УПЧ сигналы равны:

"1 (Л Г) = (Ц + Ц, м )сО8(2я/пр0>
«2(*>Т) = (*Л -^рм)со8(2тг/пр/),

(9.106)

^разСО8Йм/ + (7рум 81ППМ/.

(9.107)

После логарифмических УГР! и детектирования сигналы по-
ступают на вычитающее устройство, на выходе которого получается
так называемый сигнал ошибки вида:

(9.108)

Если учесть, что суммарный сигнал имеет амплитуду



а разностные соответственно

^р.аз(ЛТаз) = 2^(0Г(1И0)Таз,

^р.ум0> Тум) = 2^о(О^'('Ио) Тум >

(9.109)

то сигнал ошибки (9.108) становится равным

^СО(/,У,ПМ) = 2Л

Ш>)

Г(ф0)

к С08(йм/)+гум 81п(пм/)]. (9.110)

Используем представление для угловых ошибок уаэ и уум в виде
(см. рис. 9.5 и формулы (9.32)):

уаз=усо8(р0; уум = у$тф0,	(9.111)

можно соотношение (9.110) для сигнала ошибки записать в виде

(7 (/, У, йм ) = Ы ~-е. - у [сО8(рп СО8(ам0 + 8Ш <РО 8ш(ам/)] =
НУо)

= 2к гГ? т соз(ймГ - ф0).

ЯУо)

(9.112)

Следовательно, сигнал ошибки по форме почти точно совпада-
ет с сигналом ошибки в амплитудно-модуляционной системе (см.
(9.27)). Отличие в том, что в (9.27) не отражено выполнение норми-
ровки сигнала, как это сделано в (9.112). Дальнейшая обработка сиг-
нала ошибки выполняется так же, как в амплитудно -модуляционной
системе. Сигнал [7С0(г,у^м) подается на два фазовых детектора: по
азимуту и углу места, на которые подаются опорные напряжения
^оп.аз=Цэп.о СО8(ОМГ) и С/оп.ум=Ц)П.о81п(ОмО- в результате на выходе фа-
зовых детекторов имеем

(9.113)

Таким образом, в рассмотренной моноимпульсной системе
уменьшено требуемое число каналов: вместо трех имеется два. Раз-
личия в коэффициентах усиления и в фазовых характеристиках ка-
налов не влияют на пеленгационные характеристики (9.113) благо-
даря модуляционному принципу уплотнения (это можно показать,
выполнив анализ представленной системы с учетом различий кана-
лов по коэффициентам усиления. Рекомендуется читателю это вы-
полнить самостоятельно по аналогии с преобразованиями, данными
в этом разделе).

9.4. ФАЗИРОВАННЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
В РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМАХ

1.	Общие вопросы применения ФАР

Фазированные антенные решетки (ФАР) в радиолокационных
системах могут выполнять несколько функций. Во-первых, это как
обычная антенная система, позволяющая осуществлять измерение
угловых координат, обзор пространства и поиск целей. Измерение
угловых координат в них возможно и моноимпульсным методом.
Во-вторых, это устройство пространственно-временной обработки
сигналов, использующее возможности многоканальной системы.
Этот второй аспект ФАР в настоящее время привлекает большое
внимание специалистов. При использовании ФАР в РЛ системах
возможно создание многофункциональных радиолокационных ком-
плексов (см. гл. 20), в которых одновременно могут решаться многие
частные задачи: картографирование поверхности земли, обход и об-
лет препятствий, управление бортовым оружием, обзор воздушного
пространства и обнаружение воздушных целей, выполнение пассив-
ного наблюдения радиоизлучений РЭС противника (задача радио-
технической разведки), борьба с преднамеренными помехами путем
выставления на источник помех нулевых направлений ДН антенной
системы и ряд других задач.

Основными достоинствами ФАР в составе РЛ систем являют-
ся: возможность электронного безынерционного управления лучом
ДН; создание многоканальных многолучевых систем с различными
по форме и ширине ДН, устанавливаемыми в заданные пространст-
венные направления; большая гибкость в обеспечении различных
видов сканирования пространства и режимов работы РЛС. В экс-
плуатационном и конструктивном отношении ФАР характеризуются
отсутствием вращающихся механических узлов и соединений, воз-
можностью внедрения твердотельной технологии в конструкцию
ФАР. В результате повышается надежность всего РЛ комплекса, ус-
тойчивость к повреждениям, в том числе и боевым.

В настоящее время можно выделить два основных направле-
ния в построении ФАР. Во-первых, это так называемые пассивные
ФАР, для которых характерным является использование одного ос-
новного передающего устройства с последующим распределением
высокочастотных сигналов по отдельным каналам антенной решет-
ки. Сама решетка в этом случае имеет в своем составе только пас-
сивные элементы такие, как излучатели, фазовращатели, узлы управ-
ления. При приеме отраженных сигналов выходные сигналы
антенных элементов ФАР при помощи специальных диаграммооб-
разующих схем (ДОС) формируют каналы приема со своими ДН и
осуществляется последовательное преобразование и усиление сигна-
лов, как правило, в одном специальном приемном устройстве. Вто-
рой класс ФАР - это активные ФАР (АФАР). Для активных ФАР ха-
рактерно применение большого количества маломощных передаю-
щих устройств, конструктивно объединенных с антенными элемен-
тами ФАР, которые в этом случае называются активными модулями
(АМ). Активный антенный модуль представляет собой миниатюр-
ную приемопередающую систему, включающую в свой состав фа-
зовращатели, излучающие элементы, узлы управления и питания.
Выходные сигналы активных модулей на основной или промежу-
точной частоте поступают в ДОС и на последующие пространствен-
но-временные преобразования.

Некоторые примеры построения РЛС с ФАР рассмотрены в
последующих разделах главы. Рассмотрены особенности как пас-
сивных, так и активных ФАР и их элементов.

2.	Принцип электронного управления лучом ФАР

Так как одним из основных достоинств ФАР является возмож-
ность электронного управления положением луча ДН в пространст-
ве, то кратко напомним, каким образом это может быть осуществле-
но. Рассмотрим линейную антенную решетку (рис. 9.22), в которой
отдельные элементы располагаются друг от друга на расстоянии с/э.
Заданное направление пеленга цели (или излучения) определяется
углом у0. Отраженный от цели сигнал характеризуется плоской вол-
ной, приходящей от направления у. К каждому элементу решетки
присоединен фазовращатель, который управляется командами от
специальной ЭВМ.
Для синфазного суммирования всех сигналов, поступающих с
опорного направления у0, необходимо, чтобы фазы в фазовращателях
были установлены в соответствии с их позиций в АР (по отношению
к первому элементу 7=0) в виде зависимости (Афоп - разность фаз
между соседними элементами):

. 2тоЛ .	.	2ж/ .

=	Афоп=—— 81пу0,

Л	Л

(9.114)

где /=0,1,...,(7уэ-1), аАэ - количество элементов в АР.

Распределение фаз по апертуре АР при приходе сигнала с на-
правления у описывается соотношением, аналогичным (9.114)

А<Р,.пм

(9-115)

С учетом распределения фаз (9.115) и значений изменений фаз
в фазовращателях (9.114) можно записать сигналы на входе сумми-
рующего устройства в виде распределения комплексных амплитуд

2 л

^э>(Т-То) = 7?э(У)е

кЛДзт у-8ту0

(9.116)

где Гэ(у) - диаграмма направленности отдельного элемента антенной
решетки.

При суммировании всех сигналов 1/Э1 в суммирующем устрой-
стве результирующий сигнал Ц>(у-уо) имеет вид

Ц,(у-Го) = 7?э(г)]Ё

То)

(9.117)

г-=0

Видно, что (9.117) можно рассматривать как сумму геометри-
ческой прогрессии со знаменателем прогрессии
7 = ехр{- /(2ти/э/Х)(81пу-81пу0)}. В результате применения фор-
мулы суммы Аэ членов прогрессии и использования формулы Эйле-
ра для тригонометрических величин получаем
Аэ (81П у - 81П у0

^р(Т-То)=7?э(тЖ

1УЭ 81П

(зш у - ЗШ у0 )

(9.118)

Представленная формула характеризует свойства ФАР как сис-
темы с электронным управлением лучом, положение которого опре-
деляется опорным направлением уо. Изменение этого угла у0 осуще-
ствляется изменением фаз в фазовращателях в соответствии с
формулой (9.114). Результирующая ДН решетки имеет один макси-
мум, совпадающий с направлением уо, если выполняется условие

(з1П у - 8Ш

Уо)<±71,

(9.119)

которое всегда справедливо, если с(э/к <0,5. Приближенно (9.118)
можно представить в виде соотношения вида (зш х)/х:

зш

3

(9.120)

где Ьэф - эффективный размер апертуры, равный

эф э э *

Если разность синусов в (9.120) представить в виде

(9.121)

3

(9.122)

что справедливо при малых отличиях у и у0 в пределах главного мак-
симума ДН (см.(9.120)), то получаем

^Р(Г-То) = 7?э(тЖ

81П 71

(у-Уо)созуо

(у~Уо)с08у0

(9.123)
Ширина главного луча ДН равна:

(9.124)

'Эф

Видно, что в ФАР ширина луча увеличивается при отклонении
направления у0 от нормали к решетке обратно пропорционально
созуо-

Устройства электронного управления лучом в ФАР различа-
ются по способу изменения фазы колебаний в каждом элементе ре-
шетки. Обычно различают несколько способов изменения фазы: ме-
тодом частотного изменения с применением линий задержек; с при-
менением фазовращателей. Наиболее простыми являются системы с
частотным качанием луча. Однако в этом случае более сложными по
своему конструктивному исполнению являются передатчики и при-
емники.

Рассмотрим метод частотного качания лучом в режиме излу-
чения (рис. 9.23). В качестве излучающих элементов решетки вы-
браны щели в волнообразно изогнутом волноводе. Определим, на
какой угол отклонится луч при изменении частотыУо на АУ

Фаза колебания в каждом последующем элементе решетки по
отношению к предыдущему равна

(9.125)

где Ь - длина участка линии передачи между излучающими элемен-
тами; Хл, сл - длина волны и скорость распространения колебаний в
линии. При изменении частоты /о на А/ фаза высокочастотных коле-
баний Афо получит приращение Аср на каждый /-й элемент АР

А(р0 4- /Аср = 2л—(/0 4- /АУ) = 2л

—/0 + 2л— АУ •/ (9.126)

или

Аф0 4- /Аф = 2л

(9.127)

Так как при рабочей частоте /о положение излучающих эле-

29. Изд.№9768	449
ментов соответствует синфазному состоянию (Л(ро=0), то различие в
фазах колебаний на элементах решетки при появлении изменения
частоты на Л/равно:

Т М

Дф = 2л------<	(9.128)

Ч /о

Тогда, учитывая (9.114), можно записать

81Пу0 = 2я

из которого следует, что угол у0 отклонения луча ДН может быть оп-
ределен из выражения

у0 = агсзт

(9.129)

Волнообразная форма в системе (см. рис. 9.23) выбирается для
того, чтобы увеличить отношение А/б/э, а следовательно, повысить
чувствительность системы управления лучом к изменению частоты
А/

Вариант схемы электронного управления лучом с использова-
нием ферритовых фазовращателей (ФВ) приведен на рис. 9.24. Ха-
рактеристики такой системы во многом зависят от свойств ФВ, по-
этому перечислим требования, которым должны удовлетворять дан-
ные элементы. Во-первых, изменение фазы не должно быть менее,
чем на 360 . Во-вторых, потери, вносимые ФВ, должны быть малы-
ми. В-третьих, характеристики ФВ должны мало зависеть от измене-
ния частоты СВЧ колебаний, температуры и мощности излучения.
В-четвертых, для осуществления быстрого управления лучом они
должны иметь малую механическую и электрическую инерцион-
ность.

Известны следующие типы ФВ: механические, ферритовые и
полупроводниковые. Наиболее целесообразно применение в ФАР
полупроводниковых и ферритовых ФВ. На рис. 9.24 приведена сис-
тема управления лучом ДН, построенная на ферритовых ФВ. Управ-
ление ФВ осуществляется специальной ЭВМ, которая вычисляет
требуемую величину управляющего тока для установления луча ДН
450
Рис. 9.23
в заданном направлении. Устройство управления с помощью ЭВМ
позволяет реализовать ту или иную программу перемещения луча.
Величина отклонения луча от оптической оси антенной системы оп-
ределяется по формуле (9.114) при условии, что ФВ обеспечивают
сдвиг по фазе от одного элемента к другому на величину Аф в соот-
ветствии с формулой (9.114). Следовательно, угол отклонения луча
у0 можно определить из выражения

у0 = агсзш

Аф X
2я с1э

(9.130)

Можно вместо ФВ применять линии задержки (ЛЗ) с перемен-
ной величиной задержки сигнала в них по времени /лз. Очевидно, что
разность временной задержки сигналов, возбуждающих соседние
элементы решетки, определяется выражением

Дф = 2т5/Х.	(9.131)

Тогда угол у0 отклонения луча ДН равен

у0 = агс81п

(9.132)

Заметим, что при использовании линий задержки положение
луча у0 не зависит от частоты излучения колебаний. Влияние изме-
нения частоты автоматически компенсируется изменением фазы
сигнала после прохождения линии задержки.

Если необходимо выполнить электронное управление лучом
ДН ФАР в двух плоскостях, применяются антенные решетки в виде
плоских апертур, а фазы в фазовращателях устанавливаются с уче-
том необходимости изменения угла уо как по азимуту, так и по углу
места. Алгоритмы управления фазовращателями в этом случае зна-
чительно сложнее. Для упрощения алгоритмов управления фазовра-
щателями применяют иногда последовательное соединение набора
фазовращателей. Первый набор предназначен для управления, на-
пример, по азимуту, а другой - по углу места.

В некоторых случаях применяется комбинированное управле-
ние лучом ДН ФАР. Например, изменение направления луча по ази-
муту осуществляется с использованием линейного изменения несу-
щей частоты передающего устройства, а по углу места - при помощи
фазовращателей.

3.	ФАР как система оптимальной пространственно-временной
обработки сигналов

Как было отмечено в п. 9.1 в РЛС с ФАР обычно выполняется
раздельно пространственная обработка на первом этапе и временная
- с выполнением обработки сигналов и доплеровской селекции на
втором этапе. Рассмотрим, каким образом в ФАР могут быть реали-
зованы оптимальные устройства пространственной обработки сигна-
лов в виде пространственных согласованных фильтров и простран-
ственных корреляторов.

Пространственно-временной корреляционный интеграл опти-
мальной обработки сигналов получен в п. 9.1 (формула (9.14)):

м 00

(9.133)

—оо

Для более наглядного представления особенностей оптималь-
ной обработки сигналов в РЛС с ФАР запишем только сигнальную
часть корреляционного интеграла Ч/ус,/с,мс)> подставив в (9.133)
значение у(1, х), и0) (формула (9.4) и выражение для опорного сиг-
нала 5'(/ - 1С, /0 + /с) формула (9.11)). Получаем

Выделив функцию неопределенности сигнала

> /Дп - Л ), получаем

м

Ч'А /..».) = я* А	(9.135)

1=1
где

СО

-00

Формула (9.135) показывает, что пространственная и времен-
ная обработки могут быть разделены в реальных пространственно-
многоканальных РЛ системах. Пространственная обработка в ФАР
фактически заключается в формировании результирующей ДН, мак-
симум которой устанавливается в направлении прихода от цели сиг-
налов. Для выполнения этой операции следует выравнивать фазы
сигналов, принимаемых в различных каналах с заданного направле-
ния. Как было показано в п. 2 данного параграфа, это может быть
выполнено в ФАР при помощи управляемых фазовращателей. В рас-
сматриваемом случае, в (9.135) дополнительно введены весовые ко-
эффициенты В(хг), которые часто необходимы для получения задан-
ной формы ДН ФАР. Таким образом, описанные в п.2 способы
управления лучом ДН являются оптимальными для решения задач
обнаружения, измерения координат целей в ФАР. Можно предста-
вить два варианта пространственного коррелятора, реализуемого в
РЛС с ФАР.

Вариант, показанный на рис. 9.25, соответствует случаю раз-
мещения фазовращателей в каналах СВЧ (непосредственно после
отдельных приемных элементов АР) и совпадает с базовым вариан-
том ФАР, показанным на рис. 9.22.

Однако управление фазой возможно и в каналах гетеродинных
сигналов, как это представлено на рис. 9.26. Временная обработка
выполняется после весового векторного суммирования сигналов в
обеих схемах.

Возможны ФАР в РЛ системах с формированием многих лучей
ДН (.многолучевые ФАР). В этом случае сигналы с выхода каждого
антенного элемента поступает на несколько фазовращателей, выход-
ные сигналы которых поступают в свои схемы суммирования. В ре-
зультате образуются несколько диаграмм направленности (несколь-
ко лучей), которые устанавливаются под различными углами по от-
ношению к осевому направлению ФАР. Соответствующие системы с
набором фазовращателей или линий задержек и устройств суммиро-
вания и вычитания называются диаграммообразующими схемами
X

{Управление фазовращателями)

Рис. 9.25
(ДОС). В простейшем случае формируются два луча с последующим
образованием моноимпульсных суммарного и разностного каналов.
В настоящее время известно большое количество вариантов по-
строения многолучевых ФАР, но для всех них характерно наличие
дос в виде некоторых наборов элементов (матрицы Бласса, Батлера
и др.).

4.	Основные типы ФАР в радиолокационных системах

Как уже отмечается, в РЛ системах находят применение два
класса ФАР: пассивные и активные. Рассмотрим их более детально.

Пассивные ФАР нашли наибольшее применение из-за просто-
ты управления лучом и меньшей стоимости.

РЛС с проходными ФАР. Антенная решетка устанавливается в
передней части самолета. В составе каждого элемента АР имеются
устройства излучения и приема сигналов, а также проходные фазов-
ращатели (рис. 9.27). При оптическом питании решетки облучатель
расположен за плоскостью решетки. При приеме отраженных сигна-
лов, облучатель может иметь суммарно-разностные выходы для
обеспечения моноимпульсной работы РЛС. Фазовращатели могут
быть ферритовые или полупроводниковые на рш-диодах. Управле-
ние фазовращателями осуществляется специальной ЭВМ управления
ФАР, которая выдает необходимые команды на изменение сдвига
фаз и соответственно на установку луча ДН в заданном направлении
Уо.

Остальные элементы РЛС: передатчик, приемные устройства
временной обработки сигналов не отличаются от обычной схемы
РЛС.

Проходные ФАР могут быть реализованы с использованием со-
вмещенных (фидерных) цепей питания элементов ФАР. В качестве
примера на рис. 9.28 показана схема РЛС с проходными ФАР, в ко-
торой питание подается на все элементы от волноводной распреде-
лительной системы. Имеются две волноводные призмы (линзы) с фа-
зовращателями проходного типа, которые последовательно обеспе-
чивают изменения положения луча ДН: на первом этапе по азимуту,
а на втором - по углу места. Для перехода от одной группы фазов-
ращателей (азимутальных) к группе фазовращателей по углу места
введена панель поворота плоскости поляризации на 90°.
456
Элементы

Проходные

сигналы

Рис. 9.27

Волн, линза
РЛС с отражательными ФАР. В этом варианте при оптиче-
ском питании элементов облучатель располагается впереди антенной
решетки (рис. 9.29). Фазовращатели в этом варианте ФАР должны
быть отражательными. Электромагнитные колебания, поступающие
на элементы решетки, при прохождении фазовращателей в прямом и
обратном направлениях (после отражения от закорачивающих со-
единений в волноводных или в полосковых линиях передачи) при-
обретают необходимый сдвиг по фазе, заданным командами от ЭВМ
управления лучом. В результате в режиме излучения формируется
плоская волна электромагнитных колебаний с заданным направле-
нием распространения. При использовании отражательной ФАР и
при оптическом питании за плоскостью антенной решетки образует-
ся полезный объем пространства на самолете для размещения блоков
РЛС или другой аппаратуры. Для уменьшения затенения апертуры
облучатель может быть смещен в нижнюю часть обтекателя (как на
рис. 9.29).

РЛС с активными ФАР. Активная ФАР характеризуется вклю-
чением в тракт каждого излучателя (или группы излучателей)
активных радиотехнических элементов: усилителей мощности, ма-
лошумящих усилителей принимаемых сигналов, синхронизирован-
ные генераторы СВЧ, а в ряде случаев и преобразователи частоты.
Таким образом, антенный элемент становится миниатюрным прие-
мопередающим узлом РЛС, часто в твердотельном исполнении. В
дальнейшем антенные элементы активных ФАР (АФАР) будем на-
зывать активными модулями (АМ).

На рис. 9.30 приведена упрощенная структурная схема РЛС с
активной ФАР. Антенное полотно АФАР состоит из однотипных
слабонаправленных излучателей (вибраторных, щелевых, волновод-
ных и т.п.). Каждый излучатель подключен к активному модулю. В
режиме излучения (передачи) на все модули поступают от распреде-
лительной системы (РС) сигналы СВЧ малой мощности, которые
формируются в генераторе когерентных сигналов (КГ). В состав АМ
входят фазовращатели, которые, как и в пассивных ФАР, управля-
ются по командам специализированной ЭВМ. Принципиальная схе-
ма и состав АМ во многом зависят от применяемого диапазона час-
тот, уровня мощности, назначения ФАР и от состояния технологии
микроминиатюризации, так как основные достоинства АФАР прояв-
ляются в том случае, если активные модули малогабаритные, потреб-
458
Рис. 9.29

Полотно АМ
ляют малую мощность питания по цепи постоянного тока и конст-
руктивно выполняются в виде моноблока в твердотельном исполне-
нии. В режиме приема отраженных сигналов выходные сигналы АМ
на несущей частоте СВЧ или на пониженных частотах (в ряде случа-
ев на первой промежуточной частоте) подаются на диаграммообра-
зующую схему (ДОС), которая определяет форму ДН, количество
ДН во многолучевых системах. В простейшем случае (и наиболее
часто) выходом ДОС являются моноимпульсный суммарный сигнал
Е и два разностных - по азимуту Даз и по углу места Дум (см. рис.
9.30). Основное усиление и обработка сигналов (временная обработ-
ка) осуществляются в специальных блоках после ДОС.

Как уже отмечалось, активный модуль АФ АР - это сложное
малогабаритное приемопередающее устройство с фазовращателями
и схемами управления. В настоящее время известно много вариантов
построения АМ. Типовой и, как считается, перспективный активный
модуль может иметь структурную схему (рис. 9.31), в которой име-
ются только узлы на несущей частоте диапазона СВЧ. В режиме из-
лучения сигнал малой мощности от распределительной системы РС
(как правило, в виде системы делителей мощности) поступает в ак-
тивный модуль и через коммутатор "передача-прием” (ПД/ПМ) по-
дается на дискретный фазовращатель (ФВ), выполненный на полос-
ковой линии с рш-диодами. Фазовращатель управляется специаль-
ной ЭВМ. После ФВ сигнал с необходимым изменением фазы высо-
кой частоты через второй коммутатор “передача-прием” (ПД/ПМ)
поступает на основной генератор СВЧ (усилитель мощности) и по-
сле прохождения разделительного циркулятора сигнал СВЧ излуча-
ется. При приеме отраженных от цели сигналов, после разделитель-
ного циркулятора, сигналы проходят ограничитель (защита ПД/ПМ)
и подаются на усилитель высокой частоты. После переключателей
“передача-прием" и прохождения управляемого аттенюатора и фа-
зовращателя ФВ сигналы поступают на выход АМ и далее - на ДОС.

Можно перечислить основные преимущества активных ФАР с
модулями, которые выполнены в твердотельном виде по сравнению
с пассивными ФАР. Во-первых, потребление первичной энергии (по
цепям основного питания) в АФАР примерно в 2-2,5 меньше, чем в
пассивных ФАР с одним мощным генератором (или усилителем),
например, на ЛЕВ. Во-вторых, в 2-3 раза меньше масса всего ан-
самбля: антенны, передатчика и всех цепей и блоков питания по
460
Рис. 9.31

сравнению с пассивной ФАР. В-третьих, что очень важно, результи-
рующие потери энергии на формирование ДН, то есть на участке от
приемопередающей системы к свободному пространству, в АФАР
существенно меньше. Эффективность формирования высокочастот-
ной мощности СВЧ в твердотельных генераторах выше, чем в таких
передатчиках, как на ЛБВ и др. Это позволяет уменьшить требова-
ния к охлаждению в АФАР или соответственно увеличить мощность
генерирования СВЧ сигнала в каждом модуле. Важным является
преимущество АФАР в эксплуатационном отношении и по надежно-
сти. Это четвертое характерное достоинство АФАР. По данным ряда
фирм 90% отказов РЛ систем относятся к 10% узлов и комплектую-
щих изделий, а эти 10% - это узлы и комплектующие изделия, отно-
сящиеся к генераторам СВЧ сигналов и связанными с ними узлами
(модуляторы, блоки питания и др.), а также к механическим узлам
антенны, обеспечивающим сканирование, перемещение луча в про-
странстве. Решить эти проблемы можно было бы введением избы-
точности узлов и соответствующим резервированием функциональ-
ных узлов. В обычных РЛС это сделать достаточно сложно. В актив-
ных ФАР это обеспечивается по самому принципу работы АФАР.
При отказе ряда АМ функционирование всей системы не нарушается
до определенного уровня. Наиболее чувствительным к уменьшению
числа элементов антенной решетки является уровень боковых лепе-
стков ДН антенны. На рис. 9.32 приведен график зависимости коли-
чества отказавших модулей АМ для одного из экспериментальных
типов АФ АР от продолжительности работы РЛС. Допустимое коли-
чество отказов АМ обусловлено требованием сохранения уровня бо-
ковых лепестков не более некоторой заданной величины. Например,
в экспериментальном образце АФАР было 1648 независимых АМ.
Расчеты показали, что можно допустить не более 107 отказов АМ
(см. рис. 9.32). В результате оказалось, что АФАР может работать
без технического обслуживания примерно 4000 часов.

число

отказов

АМ

Следующим достоинством АФАР является возможность рабо-
ты в более широком диапазоне частот, что повышает устойчивость
работы АФАР в условиях применения противником средств РЭП и
улучшает возможности обнаружения целей и подавления МО. Путем
введения специальных модулей в АФАР возможна совместная рабо-
та с системой государственного опознавания, а также применение
пассивных режимов работы РЛС, например в многопозиционных
системах (см. гл. 21).

Недостатками АФАР являются технологические сложности раз-
работки активных модулей и системы распределения сигналов и, как
следствие, большие стоимости АМ.

5.	Адаптивные РЛС с ФАР

В реальных условиях работы бортовых РЛС в ряде случаев в
процессе радиолокационного наблюдения меняются условия функ-
ционирования, в частности, меняется уровень мешающих отраже-
ний, количество целей, появляются помеховые сигналы, создавае-
мые средствами радиоэлектронного подавления противника, пассив-
ные помехи, ложные цели.

Пространственно-многоканальные РЛ системы на основе ФАР
и, в частности, активных ФАР позволяют применить так называемые
адаптивные методы работы для повышения помехозащищенности
РЛС при действии активных помех, создаваемых с определенных
пространственных позиций средств РЭП. Адоптацией системы об-
работки информации будем называть приспособление системы (из-
менение ее структуры или характеристик) к изменяющимся услови-
ям функционирования и к структуре помеховой обстановки.

Характерным параметром адаптивных систем является время,
необходимое для перестройки или изменения их структуры или ха-
рактеристик при изменении внешних условий.

Применение адаптивных методов работы применительно к
РЛС особенно эффективно при использовании пространственно-
многоканальных систем на базе ФАР. Так, например, при пеленга-
ции целей в РЛС с АФАР можно на основании анализа спектрально-
помеховых соотношений максимизировать на выходе те или иные
качественные характеристики полезного сигнала. Необходимые
свойства адаптивных пространственно-многоканальных пеленгато-
ров достигаются путем выбора весовых коэффициентов в каждом
активном модуле АФАР. В частности, подбирая весовые коэффици-
енты в АМ, можно получить форму суммарной ДН на прием в виде,
показанном на рис. 9.33, когда максимум диаграммы направлен на
цель, а минимум (или так называемый "нуль ДН”) - на источник по-
мехи.

Если в зоне радиолокационного наблюдения находится не-
сколько источников помех, то можно подобрать весовые коэффици-
енты в АМ так, чтобы образовать зоны нулевого приема в направле-
нии на каждый из источников.

В реальных условиях работы РЛС угловое положение источ-
ников помех, как правило, неизвестно. Поэтому выбрать необходи-
мые весовые коэффициенты в каналах АФАР достаточно трудно.
Однако в настоящее время существуют развитые методы адаптации
на базе спектрального и корреляционного анализа помеховых сигна-
лов, которые позволяют за некоторое время оценить помеховую об-
становку в зоне радиолокационного наблюдения (количество источ-
ников помех и их положение), а затем образовать зону нулевого
приема в ДН АФАР в направлениях на источники помех.

Адаптивные компенсаторы помех. Принцип адаптации про-
странственно -хмногоканалыюго радиолокационного пеленгатора с
полью подавления помеховых источников рассмотрим на примере
простейшего двухканального устройства. Б РЛС с АФАР для целей
адаптации могут выделяться специальные антенные модули. Однако
двухканальные устройства находят и самостоятельное применение,
например, в компенсаторах помеховых колебаний по боковым лепе-
сткам (БЛ). Как правило, в таких устройствах один канал приема
является основным, а второй - дополнительным (рис. 9.34). Коэффи-
циент направленного действия антенны дополнительного канала
много меньше аналогичного коэффициента основного канала. Воз-
можны два типа компенсаторов: когерентный и некогерентный. В
некогерентных компенсаторах сигнал, принимаемый дополнитель-
ной антенной, компенсирует сигнал, принимаемый по БЛ антенны
основного канала, на видеочастоте. В когерентных компенсаторах
данная операция производится на высокой или на промежуточной
частотах. Каждой антенне соответствует свой приемный канал (см.
рис. 9.34). Сигналы, принимаемые антенной дополнительного ком-
пенсационного канала, регулируются блоком весового коэффициен-
та Вк по амплитуде и фазе. Сигналы основного и дополнительного
каналов после прохождения блока Вк суммируются. Результирую-
щий сигнал на выходе сумматора при действии помехи, когда на-

правление на помеху соответствует уп, равен

= ^ос (Тп ) соз^я# + фп ос) +

+ (Уп)вг соз(2я/? 4 Фпк + срк),

(9.137)

где Сп - амплитуда сигнала помехи; уп- угловое положение сигнала
Цель

Рис. 9.33

Источник
помехи

Цель

Основной
канал

Основная
антенна

РРРРРРРРР  Компенсационный
и.п1НСПП1Л

канал

30. Изд.№9768

465
помехи; Вк=|Вк|ехр(]фк), /\)С(уп) и /?к(уп) - ДН основного и компенса-
ционного канала в направлении на помеху; (рпос - фаза помехового
сигнала в основном канале; српк - фаза помехи в компенсационном
канале; (рк - фаза, определяемая блоком Вк. Путем выбора модуля
|ВК| и фазы фк коэффициента Вк на выходе сумматора можно полу-
чить сигнал помехи, равный нулю Ц>=0. Необходимые для выполне-
ния этого условия значения |ВК1 и срк определяются из формулы
(9.137) при С/р=0:

Фк =Я + Фпос-Фпк;

(9.138)

Так как угловое положение уп источника помехи заранее не из-
вестно, то подбор коэффициента Вк в компенсаторах должен быть
автоматизирован путем адаптации. В качестве возможного устройст-
ва формирования Вк и его адаптации к помехе может быть схема с
корреляционной обратной связью (рис. 9.35,а). На сумматор подают-
ся сигналы, например, от основной антенны непосредственно С/ос(0,
а от дополнительной компенсационной - через умножитель на весо-
вой коэффициент Вк, который управляется выходным сигналом кор-
релятора. Корреляционное устройство включено в цепь обратной
связи с выхода сумматора и состоит из умножителя 1 и интегратора.
В этом случае выходной сигнал сумматора можно представить в ви-
де

^(')ад(О-адМ

(9.139)

где 11ос - комплексная амплитуда основного канала, а 17к - дополни-
тельного компенсационного каналов. Корреляционное устройство
вырабатывает сигнал, пропорциональный требуемому коэффициенту
Вк:

(9.140)

Корреляционный момент

с точностью до постоянно-

го коэффициента к используется в качестве входа на умножитель 2 в
канале компенсационного сигнала С7К. Используя соотношения
(9.139) и (9.140), получим выражения
(9.141)

(9.142)

При сильной корреляционной связи сигналов /70С и ? и при
большом значении коэффициента к (при к-^со) наблюдается полная
компенсация сигналов на выходе сумматора. Действительно, если,
например, принимается только помеховый сигнал, то можно предпо-
ложить, что сигнал (7К в канале компенсации с точностью до коэф-
фициента Ъ равен сигналу в основном канале:

(9.143)

При к»\ можно записать

(9.144)

и тогда получим

р ъ

(9.145)

Следовательно, помеха полностью компенсирована на выходе.

Компенсация помех достигается и тогда, когда корреляцион-
ной обратной связью охвачен каждый из каналов приема (см. рис.
9.35,в). Для того, чтобы при отсутствии коррелированной помехи
полезный сигнал основного канала проходил на выход сумматора, в
канал управления добавляется дополнительная постоянная величина
РГ0С (рис. 9.35,6). В этом случае результирующий сигнал на выходе
сумматора равен

=	+^К(')-ад('Х	(9.146)

Обе представленные на рис. 9.35 схемы могут компенсировать
в общем случае и полезные сигналы. Для усзрапения этого эффекта
30*	467
О он обн. антенна

Умножитель I

Сумматор

Рис. 9.35
каналы обратной связи выполняются так, чтобы время адаптации
было больше времени действия полезного, например, импульсного
сигнала.

Двухканальный вариант компенсации помех методом корре-
ляционной адаптации может быть распространен и на многоканаль-
ную систему. Возможный вариант схемы адаптивного многоканаль-
ного пеленгатора на АФАР с подавлением помеховых сигналов при-
веден на рис. 9.36, принцип ее работы аналогичен двухканальной
схеме. В каждом АМ (в канале приема) АФАР имеется корреляци-
онная обратная связь. Весовые коэффициенты РК, обеспечивают при-
ем сигналов при отсутствии помех и управления положением ДН для
получения максимального по мощности сигнала. При действии по-
мехи формируется "провал” в ДНА в направлении на источник по-
мехи.

9.5.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Как формируется равносигнальное направление в РЛ систе-
мах с коническим сканированием (амплитудно-модуляционныи ме-
тод пеленгации)?

2.	Какая информация заложена в коэффициенте амплитудной
модуляции и фазе огибающей принимаемого сигнала в системах с
коническим сканированием?

3.	Нарисуйте структурного одноканального измерителя угло-
вых координат с коническим сканированием и поясните назначение
ее элементов.

4.	Что такое пеленгационная характеристика? Запишите мате-
матическое выражение, определяющее пеленгационную характери-
стику углового измерителя с коническим сканированием.

5.	Что понимают под моноимпульсным измерителем угловых
координат и как формируется равносигнальное направление в такой
системе?

6.	Какие типы моноимпульсных систем Вам известны?

7.	Перечислите основные элементы моноимпульсного измери-
теля.

8.	Зачем необходима нормировка сигналов в моноимпульсном
измерителе и какие методы нормировки Вам известны?

9.	Нарисуйте структурную схему амплитудной моноимпульсной
системы с суммарно-разностной обработкой сигналов и поясните на-
значение ее элементов.

10.	Запишите математическое выражение, определяющее пелен-
гационную характеристику амплитудной моноимпульсной системы с
суммарно-разностной обработкой сигналов.

11.	Нарисуйте структурную схему фазовой суммарно-
разностной моноимпульсной системы и поясните назначение ее эле-
ментов.

12.	Запишите математическое выражение для пеленгационной
характеристики фазовой суммарно-разностной моноимпульсной сис-
темы.

13.	Диаграмма направленности антенны описывается выражени-
ем /'(у) = (зт 7Еу)/лу. Найти выражение для выходного сигнала
суммарного Е(у) и разностного А(у) каналов. Определить угол фо
смещения максимума ДН относительно РСН, при котором максими-
зируется крутизна пеленгационной характеристики Кп =
при у=0.

14.	Выполнить преобразование задачи 13 для диаграммы на-
правленности вида Г (у) — ехр{-у2/202}.

15.	Определите требуемую величину фазового сдвига Аф в со-
седних элементах линейной антенной решетки для отклонения луча
антенны относительно ее оптической оси на угол 30 ', если известно,
что Х=3 см, а расстояние между элементами 1,5 см.
Раздел II

РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ КОМПЛЕКСОВ
ПЕРЕХВАТА И ДАЛЬНЕГО ОБНАРУЖЕНИЯ
ВОЗДУШНЫХ ЦЕЛЕЙ (РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ КЛАССА "ВОЗДУХ-ВОЗДУХ")

Глава 10

ОСНОВНЫЕ ТАКТИКО-ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ
И ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
СИСТЕМ КОМПЛЕКСОВ ПЕРЕХВАТА ВОЗДУШНЫХ
ЦЕЛЕЙ

10.1.	ЗАДАЧИ, РЕШАЕМЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫМИ
СИСТЕМАМИ КОМПЛЕКСОВ ПЕРЕХВАТА

1.	Общие сведения

Одной из важнейших задач истребительной авиации является
своевременный перехват и уничтожение воздушных целей. Истреби-
тели и многофункциональные фронтовые самолеты оснащаются ра-
диоэлектронными комплексами, в состав которых входят, как основ-
ная часть, обзорно-прицельные радиолокационные комплексы, или
радиолокационные прицельные комплексы (РЛПК), оптико-
электронные комплексы (или системы). Для решения задачи унич-
тожения воздушных целей используются все виды бортового ору-
жия: управляемые и неуправляемые ракеты, стрелково-пушечное
вооружение.

Процесс перехвата воздушных целей можно разделись на не-
сколько этапов. Первым, и весьма важным этапом, является обнару-
жение воздушных целей. Эта задача возлагается или на наземные
системы обнаружения (РЛС дальнего обнаружения), или на самолет-
ные системы дальнего радиолокационного обнаружения (ДРЛО), ко-
торые называют также авиационными комплексами радиолокацион-
ного дозора и наведения (РЛДН), или на обзорно-прицельные радио-
локационные системы самого самолета-истребителя, когда выпол-
няются задачи перехвата вне поля обзора своих РЛС обнаружения.

При наличии автоматизированной системы управления авиаци-
онными комплексами перехвата информация об обнаруженных це-
лях (от наземных РЛС или от авиационных комплексов РЛДН) по-
ступает на командный пункт наведения (ПН), где принимается ре-
шение о выполнении перехвата и дается команда авиационным под-
разделениям на взлет самолетов или на выполнение перехвата из по-
ложения дежурства в воздухе. На командном ПН осуществляется
также распределение сил и средств по обнаруженным целям. Начи-
нается этап дальнего наведения истребителей, который предназначен
для вывода самолета-истребителя в такое положение относительно
цели, при котором обеспечивается обнаружение цели бортовыми об-
зорно-прицельными системами и захват целей на автоматическое
сопровождение для дальнейшего сближения с целью и ее поражения.

После выполнения обнаружения цели бортовой радиолокацион-
ной системой начинается этап бортового наведения (или самонаве-
дения) самолета на цель. Первая задача, которая решается на этапе
бортового (ближнего) наведения, это вывод самолета-истребителя в
позицию, удобную для пуска управляемых ракет, стрельбы из пушек
или пуска неуправляемых ракет.

Заканчивается этап бортового наведения и применения оружия
после использования боекомплекта для поражения цели. При пуске
управляемых ракет с активными и полуактивными РЛ головками са-
монаведения этап бортового наведения и управления оружием за-
канчивается, после того как уже становится не нужным подсвет цели
или коррекция траектории ракеты от бортового РЛПК.

2.	Дальнее наведение истребителя

В процессе дальнего наведения в бортовой РЛПК, совместно с
бортовыми ЭВМ, формируются сигналы управления самолетом, а
также устанавливаются необходимые исходные данные по выбору
зоны обзора РЛС, положению антенны. При автоматическом управ-
лении самолетом команды с ПН пересчитываются (с помощью бор-
товой ЭВМ) в команды управления для системы автоматического
управления (САУ) с учетом текущих параметров движения самоле-
472
та-истребителя, высоты полета и т.п. Возможны также режимы по-
луавтоматического (директорного) и ручного управления. В частно-
сти, при ручном управлении истребителем в режиме автоматическо-
го наведения сигналы управления определяются разностями задан-
ных параметров, передаваемых с ПН, и текущих значений курса, вы-
соты и скорости истребителя:

ДФ^Ф -Ф; ДЯ=Яз -Ят; ДК = ИЛ-К,
зд т ’	зд т *	ЗД Т “

где Ф?Д,ЯЗД,ГЗД и ФТ,ЯТ, Кт - соответственно заданные и теку-
щие значения курса, высоты и скорости.

При полуавтоматическом (директорном) и автоматическом
управлении самолетом в качестве параметров рассогласования (па-
раметров управления) служат заданные и текущие значения угла
крена у и нормальной перегрузки п , вычисляемые в ЭВМ по изме-
о

ре иным параметрам на самолете:

5г ~ Узд — Ут ? 5В — зд п% т,

где 6Г и 5В - рассогласования управления соответственно в гори-
зонтальной и вертикальной плоскостях, а узд;и и ут;п т - со-
ответственно заданные и текущие значения крена и нормальной пе-
регрузки. Рассмотренные выше параметры управления индицируют-
ся в виде отклонений соответствующих меток на экранах системы
индикации.

При наведении истребителей по курсу в современных авиаци-
онных системах применяются методы ’'погони", "маневра” (разворо-
та) и "перехвата”.

Метод "погони" (прямого наведения) заключается в совмеще-
нии вектора скорости самолета с линией визирования цели. Обычно
этот метод применяется в начале наведения, когда дальность до цели
большая и ее скорость и курс не определены с достаточной точно-
стью. Метод "перехват" заключается в наведении истребителя в уп-
режденную точку встречи цели по прямолинейному участку траек-
тории сближения за минимальное время. Метод "маневр" предназна-
чен для вывода истребителя в заданную точку под заданным углом к
траектории полета цели. Обычно при этом имеется несколько этапов
(участков) наведения: первый участок - полет по прямой с набором
заданной высоты и скорости в заданную точку разворота; второй
участок - разворот с постоянным радиусом виража и выходом на
курс, обеспечивающий подход к цели под заданным углом к линии
полета. Третий участок - полет по прямой до момента вхождения
цели в зону обнаружения бортовой РЛС истребителя.

Во всех случаях, кроме варианта автоматического наведения,
возможна передача команд, выработанных на наземном ПН, голосом
(наведение "голосом”). Штурман наведения по линии радиосвязи пе-
редает на борт истребителя заданные курс, высоту, дальность до це-
ли или до точки разворота, разовые команды целеуказания (цель
слева, справа, прямо). Летчик по этим командам осуществляет выход
в зону обнаружения цели.

Кроме задачи управления самолетом, решается задача и
управления положением зоны обзора по угловым координатам, вы-
бор моментов включения РЛС на излучение и т.п.

3> Бортовое наведение

С момента обнаружения цели бортовой РЛС начинается этап
бортового наведения (ближнего, или самонаведения). Информация о
цели в этом случае поступает в ЭВМ от бортовой РЛС и других ин-
формационно-измерительных систем. До момента непосредственно-
го управления самолетом, до вывода истребителя в точку пуска, в
БРЛС осуществляются обнаружение и, одновременно или последо-
вательно, опознавание цели. Следующим важным этапом является
"захват" цели на автоматическое сопровождение и уже после этого
начинается управление самолетом для устранения ошибок дальнего
наведения и сближения с целью на заданную дальность до цели, не-
обходимую для применения бортового оружия.

Для определения требований к РЛС при выполнении бортово-
го наведения и прицеливания рассмотрим задачу наведения самолета
на цель. Предполагаем, что выполняется пуск неуправляемых ракет
при атаке цели. При применении управляемых ракет задача прице-
ливания несколько проще, но и в этом случае сохраняются основные
особенности прицеливания, характерные для случая пуска неуправ-
ляемых ракет.

Рассмотрим (для упрощения) задачу прицеливания только в
горизонтальной плоскости. Сближаются три объекта: цель, истреби-
тель и ракета (снаряд). Обеспечение встречи ракеты и цели соответ-
ствует поражению цели. На рис. 10.1 приведена схема расположения
цели и истребителя на этапе бортового наведения.

Рис. 10.1

Составим уравнения для отрезков дальности и скоростей в ви-
де суммы соответствующих проекций на оси X и У. Первое уравне-
ние для расстояний (проекция на ось координат X, проведенную
вдоль линии визирования цели) равно:

Г = Кц/В СОЗ я + Ки/В СОЗ ф + Г>рк СОЗ ф,

(10.1)

где 1В - время до момента встречи ракеты с целью; /)рк - дальность
пуска ракеты (номинальная величина). Остальные параметры ясны
из рис. 10.1. Второе уравнение для расстояний (проекция на ось у)
имеет вид:

Гц/В 81П Я = ки/в 81П ф + Ррк 8Ш ф.

(Ю.2)

Составим два уравнения для скоростей по осям Л и У:

Скорость сближения КсСл равна (уравнение по оси Л):

Кбл =	С08 Я + К С08 <Р •

ш
Линейная относительная скорость цели по оси У, равная раз-
ности линейных скоростей цели и истребителя

~ = ДГЦ =Гц8Ш7-Ги8Шф.	(10.4)

Заметим, что этой линейной скорости с1у / с11 соответствует
вращение линии визирования с угловой скоростью солв и, следова-

тельно,

(Ю.5)

Преобразуем систему уравнений так, чтобы исключить линей-
ные скорости цели и истребителя. Умножим обе части уравнения
(10.3) на /в:

ар

&

= ГЦ/В СО8^ + ГиГвСО8ф.

(10.6)

Сравнивая формулы (10.6) и (10.1), получаем (после суммиро-
вания их правых и левых частей):

^в-ЧкСО8(Р = 0-

(Ю.7)

Аналогично умножим обе части уравнения (10.4) на 1Р и со-
вместно с уравнениями (10.2) и (10.5) получаем

= Чк 8‘п Ф •

(10.8)

Из уравнения (10.7) можно определить расчетное время /врасч
достижения ракетой цели по измеренным в данный текущий момент
времени величинам: дальности до цели Ризм, угла визирования цели

Физм > скорости сближения (бК>/^)„зм = гсби:

_ : Дпм-ЧкСО8Физм
в расч	у,

' сбл
Найдем также расчетное значение угла визирования цели
Фрасч ? ПРИ котором выполняются условия наведения в точку встречи
с целью.

Этот угол визирования фрасч является текущим углом упреж-
дения при наведении и прицеливании. Воспользуемся уравнением
(10.8) и найдем фрасч :

Фрасч

= агсзт

изм в расч лв. изм

(10.10)

В формуле (10.10) время 7врасч находится по результатам вы-
числений по формуле (10.9). В каждый данный момент времени
сравниваются измеренная физм и вычисленная фрасч величины. Раз-

ность между ними 8Н может служить параметром управления само-
летом при наведении (прицеливании)

$ (фрасч Физм)?

(10.11)

где ки - постоянный коэффициент.

Из анализа полученных формул (10.9) и (10.10) следует, что в
процессе бортового наведения и прицеливания в РЛС должны изме-
ряться следующие координаты: дальность до цели I), скорость сбли-
жения Исбл (производная измеряемой дальности с1Л/с11)9 угол визи-

б/ф
рования цели (р и угловая скорость линии визирования сопв =—.

бЙ

Кроме того, в составе РЛПК должно быть вычислительное устройст-
во (бортовая ЭВМ), определяющее по формулам (10.9) и (10.10) рас-
четное время наведения 7врасч и расчетный угол упреждения фгасч.
Вычислительное устройство должно также по разности 8Н выраба-
тывать сигналы управления самолетом, которые поступают в САУ
или подаются на индикатор летчику для ручного управления самоле-
том. Реализуемый при этом метод наведения самолета часто назы-
вают наведением по кривой атаки.
Эффективность ведения воздушного боя во многом зависит,
конечно, от вида и количества целей, а также от типа бортового ору-
жия. В последние годы разрабатываются ракеты с активными радио-
локационными головками самонаведения (АРГС), которые позволя-
ют не накладывать ограничения на маневр самолета-истребителя по-
сле пуска ракеты и не требуют, чтобы РЛС самолета непосредствен-
но участвовала бы в наведении ракет на цель. Следовательно, может
быть реализован принцип "пустил и забыл" при применении управ-
ляемых ракет с АРГС. Кроме того, этот класс ракет позволит вести
ракетный воздушный бой истребителя с групповой целью, что осо-
бенно важно при массированных налетах авиации противника на ох-
раняемые объекты или при завоевании превосходства в воздухе.
Следует отметить, что расширенные возможности поражения мно-
жественных целей при применении нескольких ракет с АР^С требу-
ют и дальнейшего совершенствования бортовых РЛС.

10.2.	ТАКТИЧЕСКИЕ И ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ
К РАДИОЛОКЦИОННЫМ СИСТЕМАМ ИСТРЕБИТЕЛЯ
ПРИ ПЕРЕХВАТЕ ВОЗДУШНОЙ ЦЕЛИ

1.	Общие требования

Эффективность авиационных комплексов перехвата зависит от
многих факторов: от поставленной задачи на перехват, тактики бое-
вого применения истребителя, летно-тактических характеристик са-
молетов, вида вооружения, степени противодействия противника (в
том числе и мер радиоэлектронного подавления) и т.п. Полный учет
отмеченных фактором позволяет определить набор требуемых так-
тических характеристик, предъявляемых к радиолокационной систе-
ме (к РЛПК). В состав тактических требований, как известно, входят
требования к дальности обнаружения цели, выбор зон обзора про-
странства и поиска целей, требования к разрешающей способности и
к точности измерения координат и параметров движения целей, тре-
бования к помехозащищенности РЛС.

Соответствующим выбором технических характеристик и па-
раметров РЛС, типом используемых сигналов и разработкой прин-
ципов работы РЛС необходимо обеспечивать условия выполнения
заданных тактических требований.

Следует отметить, что эффективность современных авиацион-
ных комплексов перехвата в значительной степени зависит также от
возможностей РЛПК и применяемых ракет и менее зависит от летно-
тактических характеристик самолетов. Можно указать ряд задач и
функциональных требований, которые связаны с возможностями и
достижениями в технологии создания систем управления огнем бор-
тового оружия и которые должны учитываться при разработке и соз-
дании эффективных бортовых РЛПК и ракет класса "воздух-воздух”.

Дальность обнаружения целей. Это важнейший параметр
РЛПК. Чем больше дальность обнаружения цели, тем больше выде-
ляется времени на выполнение задач подготовки к применению бор-
тового оружия. Запас времени обеспечивает большую свободу в вы-
боре решений и тактики перехвата и поражения целей. Обнаружение
противника на больших расстояниях и раньше, чем противник обна-
ружит истребитель, создают тактические преимущества атакующему
самолету.

Зона обзора пространства. Эти характеристики должны вы-
бираться такими, чтобы обнаружить все цели и выработать необхо-
димые команды целеуказания для всех применяемых ракет при рас-
средоточенных боевых порядках самолетов противника. В этом от-
ношении перспективными являются РЛПК с электронным сканиро-
ванием лучом антенны РЛС зоны обзора.

Разрешение целей. В РЛПК должны быть реализованы воз-
можности оценки воздушной обстановки и определения числа целей
в составе групповых объектов, что необходимо для назначения тре-
буемых сил и средств для поражения целей.

Возможность определения государственной принадлежности
обнаруженных целей, задача опознавания является и тактической и
технической проблемой. В ряде случаев задача опознавания может
возлагаться на РЛПК.

Требования к управляемым ракетам. Большая дальность пуска
и большая скорость полета ракеты обеспечивают определенные пре-
имущества атакующему и снижают опасность для экипажа, обуслов-
ленную действиями противника. Головки самонаведения (ГСН)
должны иметь большую дальность для увеличения времени на ма-
неврирование самолета-истребителя после пуска ракеты. Должны
быть в ГСН реализованы возможности распознавания и разделения
целей для того, чтобы при плотных боевых порядках самолетов про-
тивника повысить эффективность поражения отдельных объектов.

2.	Требуемая дальность обнаружения целей

Одной из основных задач бортовой РЛПК является обнаруже-
ние цели. В тех случаях, когда истребитель взаимодействует с сис-
темой наведения наземных или воздушных ПН, его конечная пози-
ция в результате наведения обычно такова, что создаются благопри-
ятные условия для обнаружения и захвата заданной цели. Однако
при выполнении задач борьбы за превосходство в воздухе или при
прикрытии и сопровождении своей бомбардировочной авиации лет-
чик может рассчитывать при обнаружении целей только на свою
бортовую РЛС, когда задачи наведения решаются автономно. Неза-
висимо от условий боевого применения истребителя дальность об-
наружения должна быть достаточной для выполнения дополнитель-
ных задач до перехода непосредственно к выполнению бортового
наведения на выбранную цель или группу целей. До принятия реше-
ния о выборе цели следует получить необходимые данные о целях.
Во-первых, необходимо определить количество обнаруженных оди-
ночных или групповых целей (по числу отметок обнаружения на ин-
дикаторе), во-вторых, выявить количество самолетов в групповой
цели (в пределах одной отметки на индикаторе), установить направ-
ление движения целей (траекторию полета), выполнить опознавание
государственной принадлежности цели. Конечно, на больших рас-
стояниях не всегда возможно однозначно определить количество це-
лей в группе и их взаимное расположение, но признак групповой це-
ли должен быть установлен. Все указанные операции требуют опре-
деленного времени. Обозначим /обн время, которое назовем време-
нем обнаружения, /сч - время на опознавание (”свой-чужой”). На
рис. 10.2 показаны соответствующие участки траектории полета ис-
требителя, в пределах которых решаются указанные задачи. Сле-
дующим важным этапом для выполнения атаки после выделения це-
ли или группы целей является ”захват” цели на автоматическое со-
провождение для точного определения их координат и параметров
движения. Сопровождение может быть в режиме непрерывной пе-
480
ленгации (РНП) или при сохранении обзора пространства, так назы-
ваемый режим "сопровождения на проходе” (СНП). Сопровождение
одновременно нескольких целей возможно только в режиме СНП. В
ряде случаев приходится на этапе сопровождения дополнительно
выполнять операции распознавания групповой цели, выявляя коли-
чество и расположение отдельных самолетов в группе. В процессе
бортового наведения истребитель сближается с целью, выполняет
необходимое маневрирование для того, чтобы обеспечить движение
по заданной траектории в соответствии с методом бортового наведе-
ния и прицеливания. На этом этапе устраняются возможные ошибки
наведения с наземного или воздушного ПН, если такое наведение
осуществлялось.

Цель

Прицеливание
и пускракет/
бортоооеТг
наведение'[
Захват целого

Опознавание/^.

Обн арул
ние х

пуска
ракет

Наземное
наведение

ребитель

Рис. 10.2

Сближение осуществляется до тех пор, пока не будут выпол-
нены необходимые условия для пуска ракет: достижение разрешен-
ных дальностей пуска, завершение технической подготовки к пуску
(выданы данные целеуказания, подано электропитание и т.п.), про-
ведено контрольное опознавание цели ”свой-чужой”.

Время на маневрирование и сближение можно найти, если
учесть все отрезки времени, отводимые на выполнение указанных
операций. В частности, при выполнении различных разворотов сле-
дует учитывать скорость полета и допустимые перегрузки для лет-
чика. Радиус правильного виража Лв, как известно, равен

(10.12)

где Ус - скорость полета самолета; § - ускорение силы тяжести; н, -
перегрузка в процессе полета на вираже. Длина участка полета на
вираже Хв зависит от угла поворота самолета фв за время виража и
равна

(10.13)

Следовательно, время, отводимое на выполнение поворота на
уголфв, равно

(10.14)

В результате учета времени на выполнение возможных опера-
ций и маневрирования можно оценить потребную максимальную
дальность обнаружения целей (см. рис. 10.2) как:

м

ям =	+ (Гц СОЗ <? + Ус соз I,,

Г1

(10.15)

где Ррк - максимальная дальность пуска ракет, - интервалы вре-
мени, необходимые на выполнение отдельных операций в процессе
бортового наведения и атаки (прицеливания); М- количество состав-
ляющих учитываемых отрезков времени. Курсовой угол цели # как
угол между линией визирования и вектором скорости цели на догон-
ных курсах больше 90°, и знак перед скоростью цели Ец меняется на
обратный.
3.	Сектор обзора пространства и поиска целей по азимуту
и углу места

Сектор поиска по азимуту. При анализе требований к РЛС
при выборе размера сектора поиска целей по азимуту следует учи-
тывать метод наведения истребителя при дальнем наведении, ошиб-
ки выставки оси антенны по командам с ПН, ошибки пилотирования
и т.п. Следует иметь в виду, что при точном наведении и при отсут-
ствии других ошибок поиск целей по угловым координатам для
обеспечения обнаружения и захвата цели на бортовое наведение мог
бы и не потребоваться. Ширина ДН могла быть достаточной для ре-
шения указанных задач. Необходимо было бы только выставить ось
максимума ДН в направлении на предполагаемое положение вы-
бранной цели или группы целей. Например, при методе наведения
"перехват”, когда истребитель наводится в точку встречи (аналогич-
но методу параллельного сближения) угол отклонения оси антенны
или центра сектора сканирования должны быть равны углу упреж-
дения сруп (см. рис. 10.3), который можно найти, если выполнить ус-
ловия треугольника наведения (используя теорему синусов):

1ЦТ _ 81П #

УСТ 8Ш фуп ’

для оценки угла ф получаем соотношение

Фуп = агсзш

^-8Ш# .

с >

При определении сектора обзора \|/аз с учетом всех возмож-
ных ошибок в оценке возможного положения цели относительно ан-
тенны (или центра сектора сканирования) будем считать, что от-
дельные составляющие погрешностей статистически не зависят друг
от друга, а распределение вероятностей для ошибки отклонения Аф
(см. рис. 10.3) подчиняется нормальному закону.
Цель	Точке

Рис. 10.3

Для обеспечения надежного обнаружения цели и последующе-
го захвата требуется вести поиск цели в пределах сектора, который
должен перекрывать все возможные ошибки. С вероятностью 0,99
это можно выполнить, если сектор сканирования \|/аз больше макси-

мальной ошибки, равной ±30^, где п - среднеквадратическое
значение результирующей ошибки фр равно

у р

где Од . - дисперсия ошибки отклонения, обусловленной некоторым
1-м фактором (курсовая ошибка наведения, ошибка в измерении ко-
ординат цели и т.п.), М - общее количество учитываемых источни-
ков погрешностей в угле. В результате сектор \|/аз должен быть нс

менее 6п:


(10.16)

При автономном поиске целей или при отсутствии внешнего
радиолокационного поля обнаружение и обзор пространства должны
осуществляться в пределах возможно большего сектора. Если ввести
параметр-ширину полосы поиска цели как

к = 2Л,

(10.17)

где Г)м - максимальная дальность обнаружения, то при \|/аз пример-
но 100 -120° достигается оптимальное значение полосы поиска.
Дальнейшее увеличение \|/аз (до 180°) не приводит к существенному
росту полосы поиска, но увеличивает время, необходимое на скани-
рование сектора (при построчном обзоре с постоянной скоро-
стью).

Сектор поиска по углу места (рис. 10.4). При задании требо-
ваний на размер сектора поиска по углу места \|/ум также следует
учитывать ряд факторов, которые обусловливают необходимость
введения сканирования пространства и по наклону. Во-первых, не-
обходимо учитывать погрешности в задании высоты полета цели и
самого истребителя, во-вторых, на увеличение сектора поиска ока-
зывает влияние и возможное изменение высоты цели при маневре в
вертикальной плоскости Д//м. В-третьих, на изменение угла атаки
самолета на разных скоростях и высотах, а также учитывать случай-
ные колебания самолета по тангаж}' в процессе пилотирования. Воз-
можны и другие источники погрешностей Ар в выставлении луча ан-
тенны по углу места.

В результате учета всех факторов приходим к выводу, что сек-
тор поиска целей по углу места должен быть не менее величины

(10.18)

где одр/ - дисперсия погрешностей ДР7, обусловленных каким-то / -
м фактором, атУ- общее количество учитываемых факторов.
Рис. 10.4

Например, если среднеквадратическое значение погрешности в
измерении высоты цели равно оДнЦ5 то дисперсия соответствующей
угловой погрешности ЛРНЦ может быть вычислена по формуле

2	_ ^Днц

△Рнц тл2

^обн.тт

(10.19)

где Р бн тш - минимальная допустимая дальность обнаружения цели
в процессе поиска. Аналогично могут быть вычислены и другие ве-
2

ЛИЧИНЫ Одр, .

При автономном поиске целей сектор обзора по углу места
должен обеспечить обнаружение целей, летящих на любых высотах
в пределах допустимых по их летно-тактическим характеристикам. В
этом случае сектор поиска по углу места \|/ум а равен

Уум..

обн ГП1П

(10.20)
где и 7/гпп - соответственно предельно допустимые макси-
мальная и минимальная высоты полета цели.

4.	Требуемая разрешающая способность

При оценке требуемой разрешающей способности следует
учитывать следующие факторы, которые оказывают влияние на вы-
бор величины разрешения по тем или иным координатам и парамет-
рам движения. Во-первых, характер цели, структура боевых поряд-
ков самолетов противника, во-вторых, возможности наблюдения це-
лей на фоне мешающих отражений и пассивных помех, в-третьих,
возможность распознавания целей или группы целей по их РЛ изо-
бражению. В идеальном случае разрешающая способность РЛС ис-
требителя-перехватчика должна быть такой, чтобы обеспечить обна-
ружение и захват цели на автоматическое сопровождение одной из
целей в боевом порядке самолетов противника и для последующего
целеуказания ракетам для выполнения прицеливания. Обычно до-
пустимо обеспечить разрешение целей хотя бы по одной какой-либо
координате или параметру движения (по скорости, доплеровской
частоте). В реальных условиях работы РЛС при обосновании требо-
ваний следует учитывать ограничения, обусловленные техническими
возможностями РЛ техники. Кроме этого, следует учитывать и воз-
можности бортового оружия, в частности, управляемых ракет по
раздельному обнаружению и поражению цели.

В качестве метода защиты от управляемых ракет с индивиду-
альным самонаведением противник может применить построение
боевых порядков в виде достаточно плотной группы самолетов, что-
бы нельзя было бы раздельно выделить одну из целей в пределах лу-
ча ДН РЛС и, в то же время, достаточно разряженной, чтобы не до-
пустить поражения одной ракетой нескольких самолетов одновре-
менно. При пуске ракеты по групповой цели можно рассмотреть три
варианта селекции и поражения цели. Для примера допустим, что в
составе группы целей (ГЦ) имеется четыре самолета противника, а
на борту истребителя - четыре ракеты (рис. 10.5). В любом случае
число пораженных целей # п зависит от вероятности Рп поражения
одной ракетой одной цели и от возможности селекции и захвата це-


Приоритетный захват

Случагтый захват	-2,75

ли головкой самонаведения (ГСН). Первый вариант работы ГСН -
это приоритетный захват, например, самой "яркой” цели или по
ближайшей к ракете, или крайней в боевом порядке. В этом случае
при пуске четырех ракет достаточно велика вероятность наведения
нескольких ракет на одну цель (самую "яркую", например). Второй
вариант - случайный захват целей. Этот вариант построения ГСН со-
ответствует случаю, когда каждая выпущенная ракета с равной веро-
ятностью захватывает любую из целей в плотной группе. И, наконец,
вариант идеального целеуказания и захвата, когда на каждую обна-
руженную и выделенную цель в группе наводится одна ракета. На
рис. 10.6 показано влияние на ожидаемое число пораженных целей
Ы варианта селекции и захвата цели (принято, что 73п = 0,7 и име-
ется 8 ракет в боекомплекте).
Видно, что эффективность выполнения задачи перехвата и по-
ражения целей существенно зависит от возможности индивидуаль-
ного целеуказания и захвата целей. Следовательно, к РЛС предъяв-
ляется требование обеспечить разрешение целей или определить их
количество (в худшем случае) перед пуском ракет. В настоящее вре-
мя известно несколько способов эффективного разрешения и распо-
знавания целей в группе (см. гл. 14). Знание числа самолетов в груп-
пе позволит эффективно использовать боекомплект, выполняя пуск
адекватного количества ракет на групповую цель.

Второй важный фактор, определяющий необходимость повы-
шения разрешения целей, - это реализация возможности оценки ре-
зультата применения оружия - определения количества пораженных
самолетов (или оставшихся невредимыми в группе). Знание числа
пораженных целей позволит более эффективно использовать остав-
шиеся ракеты, особенно с активными ГСН.

Найдем соотношения, определяющие связь требуемой разре-
шающей способности по дальности и, например, по азимуту. Рас-
смотрим две цели, расположенные на расстоянии Хц одна от другой
(рис. 10.7).
В зависимости от угла (р отрезки ДХаз = Хц СО8 (р и
ДХд = Хц8Ш(р, характеризующие относительное расположение
целей по дальности и азимуту, будут различными.

Рис. 10.7

На рис. 10.8 показано, как изменяются величины Хд и от
угла (р. Соответственно можно определить и изменение углового
расстояния между целями Лсраз при различных дальностях I):

А<Раз = А\з/-° = \ СО8ф/П.

(10.21)

На рис. 10.8 показаны Дсраз для различных расстояний 7).

Графики рис. 10.8 позволяют задавать, например, требуемое
разрешение по азимуту при заданном значении разрешения по даль-
ности. При этом следует так выбирать разрешения по дальности и
азимуту, чтобы не было направлений (углов ср), при которых разре-
шение целей не выполняется.

Указанные графики могут быть использованы и для оценки
тактической возможности данной РЛС различать две цели. Для этого
необходимо сравнить заданные величины разрешения 5Л и 5(рз< с
располагаемыми интервалами ДЛ,аз и Д(раз. Так как для разрешения
490
Рис. 10.8

целей по дальности необходимо, чтобы

5В<АХД ,

то можно найти угол ф', определяющий сектор от ф = 0 до ф', при
котором необходимо иметь достаточные разрешения по угловым ко-
ординатам (или по другим параметрам). Этот угол фл найдем из со-
отношения

- агс8Ш

(10.22)

Разрешение по угловым координатам должно быть тогда не хуже
(при условии АХаз = 61))

(10.23)

Интересно отметить, что если можно в РЛС обеспечить высо-
кое разрешение по дальности, то практически при всех углах Ф
обеспечивается разрешение целей. Следовательно, из-за технической
сложности достижения высокой разрешающей способности по угло-
вым координатам целесообразно в РЛС иметь всегда более высокую
разрешающую способность по дальности.

5.	Требуемая точность определения координат
и параметров движения целей

Оценка требуемой точности определения координат и пара-
метров движения является одной из наиболее сложных задач при
обосновании требований. Следует учитывать большое число факто-
ров, которые к тому же неодинаковы в различных режимах работы
РЛС. Например, при поиске целей точность определения координат
должна быть такой, чтобы обеспечить последующий захват на авто-
матическое сопровождение и выполнение бортового наведения. Из-
мерение расстояния должно выполняться с погрешностью не более
интервала захвата цели по дальности А/)захв:

где од - среднеквадратическая погрешность измерения расстояния
при поиске.

Измерение угловых координат также должно выполняться с
погрешностью не более ширины зоны захвата по угловым координа-
там (ширины дискриминационной характеристики) Аср а

где оф - среднеквадратическая погрешность измерения угловых ко-
ординат при обзоре пространства.

При выполнении бортового наведения и прицеливания необ-
ходимо при задании требований учитывать также вид бортового
оружия и метод прицеливания.

Как пример, рассмотрим, каким требованиям по точности
должны удовлетворять измерители координат при выполнении при-
целивания и пуска управляемых ракет. Для конечного этапа прицс-
ливания формула для определения углового упреждения фупр = фрасч
соответствует формуле (10.10):

81П фупр =	№ фупр>	(Ю.24)

где введен параметр - скорость ракеты Ур на трассе полета к цели,
равная Дк Лврасч • Введем в формулу погрешности измерений коор-

динат

(фупр.о

+ Дф)

(^измо+А^ХСТлвиэмо+Аш)

(10.25)

Если пренебречь малыми величинами второго порядка, то по-
лучим при разложении выражения (10.25) на составные части сле-
дующее выражение:

Очевидно, что дисперсия погрешности определения угла уп-
2
реждения о равна:

(10.26)

2	2

где Одр и оДс0 - соответственно дисперсии погрешностей в измере-
нии расстояния и угловой скорости линии визирования.

Если допустить, что две составляющие дисперсии погрешно-
стей в (10.26) равны друг другу, то найдем допустимые дисперсии
измерений расстояния и угловой скорости линии визирования в виде

(10.27)

Так как номинальное значение угла упреждения ср о (из фор-

493
мулы (10.24)) равно

I) со

<р„п = имо ™°,	(10.28)

V упр.о	17	4	7

ГР

то принимая конкретное значение допустимой погрешности оДф ,
при которой еще обеспечивается поражение цели, можем определить
и погрешности измерений расстояния <5^ и угловой скорости ли-
нии визирования цели оДс0 по формулам (10.27).

Аналогичные подходы могут быть использованы и при опре-
делении требуемой точности измерений в других случаях

10.3. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМ

ПРИ ПОИСКЕ ВОЗДУШНЫХ ЦЕЛЕЙ

1. Обзор воздушного пространства

Одной из важнейших задач РЛ систем обнаружения и поиска
целей является обеспечение обзора воздушного пространства. Воз-
никает всегда вопрос: каким образом распределить энергию облуче-
ния в пространстве и от каких факторов зависит максимальная даль-
ность РЛС при поиске целей?

Наиболее просто задачу обнаружения целей в воздушном про-
странстве можно было бы решить путем посылки определенной час-
ти энергии радиоволн широким лучом в пределах заданного про-
странственного угла Однако в этом случае потребуется большая
мощность передатчика РЛС при ограниченном времени на обнару-
жение целей и, кроме того, будет затруднено разрешение целей в
пространстве по угловым координатам. В связи с указанными недос-
татками такого простого решения задачи обнаружения оно применя-
ется редко. В большинстве случаев применяются различные способы
распределения энергии в пространстве узкими лучами диаграммы
направленности антенны РЛС. Эти способы распределения энергии
называют методами обзора, или методами сканирования простран-
494
ства Применение узких ДН позволит обеспечить разрешение целей
по угловым координатам и определение угловых координат с необ-
ходимой точносгью.

Важным параметром способа обзора пространства является
время обзора 7"обз, которое представляет собой отрезок времени, не-
обходимый для однократного прохождения лучом антенны всех на-
правлений в пределах заданной зоны обзора. При выборе времени
обзора 7"обз следует учитывать ряд факторов: особенности движения
целей, обеспечение беспропускности обзора, необходимость облуче-
ния целей достаточной порцией энергии электромагнитных колеба-
ний.

Если цель за время обзора Тсбз может пролететь всю зону об-
зора по угловым координатам, то возможен пропуск цели и обзор
будет разрывным, не сплошным. Считаем, что время пролета цели
данной зоны обзора /прц больше времени обзора (периода обзора)
Т •
2 обз '

(10.29)

Время пролета /пр1. следует выбирать как наименьшее из двух
значений, соответствующих пролету как в радиальном, так и в тан-
генциальном направлениях (рис. 10.9). Время пролета в тангенци-
альном направлении (например, по азимуту):

I =	,	(10.30)

пр-ц 17	4	7

*ц.т

где \|/аз“ допустимый сектор пролета цели по азимуту; О - расстоя-
ние до цели. Это расстояние должно быть выбрано наименьшим из
предельных значений. Время пролета в радиальном направлении
/прцр определяется величиной

(10 31)
где ЛОпр- допустимое расстояние пролета цели в радиальном на-
правлении (например, размер элемента разрешения по дальности).

Рис. 10.9

В самолетных РЛС комплексов перехвата широко применяют-
ся такие виды обзора, которые обеспечивают достаточно равномер-
ное распределение энергии в заданном пространственном секторе
обзора. При рассмотрении различных возможных видов обзора сле-
дует учитывать, что наибольшие изменения в положении целей про-
исходят в горизонтальной плоскости и менее интенсивно - в верти-
кальной. Обычно требуется получение достаточно непрерывной ин-
формации о положении целей по азимуту с обеспечением необходи-
мой точности измерения азимута и расстояния до цели. Изменения
углового положения целей по наклону или высоте более медленные
и допускаются большие интервалы при обновлении данных о углах
места целей. Кроме того, следует принять во внимание обычно раз-
личные размеры секторов обзора по азимуту и углу места. В обыч-
ных режимах работы РЛС \|/аз > \|/. Указанные факторы определя-
ют конкретный выбор методов обзора пространства в РЛС комплек-
сов перехвата воздушных целей.

Любую траекторию луча в пространстве можно получить со-
четанием (сложением) двух движений, в двух взаимно перпендику-
лярных плоскостях. Задавая различные по величине угловые скоро-
сти и выбирая тот или иной закон изменения угловых скоростей
движения в этих плоскостях, можно получить любой вид обзора (вид
сканирования).

Рассмотрим некоторые виды обзора, которые находят приме-
нение в самолетных РЛС комплексов перехвата.

Рис. 10.10

Построчный обзор (рис. 10.10). Луч перемещается по азимуту,
на границе зоны обзора смещается по углу места на величину, доста-
точную, чтобы при дальнейшем движении по азимуту по другой
строке обеспечить обзор без пропуска целей. Обзор в этом случае
характеризуется равномерным распределением энергии по всем на-
правлениям в пределах зоны обзора. Угол между двумя строками
движения луча называется тагом обзора. Очевидно, шаг обзора аум

должен быть меньше ширины луча 0ум антенны по углу места

(аум < 0ум). Период обзора можно найти по формуле

.	= УазЖум

обз	’

®аз^ум

где соа? - угловая скорость перемещения луча по азимутальной стро-
ке. Допустимую угловую скорость соа1 находим по времени облуче-
ния цели :

32. Изд.№9768	497
6 аз .

СОЯ_ ’

43

{'обл

^обл

Спирально-поступательный обзор (рис. 10.11). Луч антенны
при таком обзоре совершает коническое сканирование (только вра-
щение луча вокруг оси антенной системы), а ось вращения медленно
перемещается по азимуту. Может быть применено сочетание спи-
рально-поступательного обзора и построчного, когда ось вращения
перемещается как при построчном обзоре. Рассмотренный вид обзо-
ра обеспечивает при узком луче более широкий ” захват” по углу
места. Шаг при построчном обзоре может быть больше ширины лу-
ча. Обзор позволяет сравнительно просто перейти от режима обзора
к режиму сопровождения цели, особенно если применяется метод
сопровождения цели по угловым координатам при коническом ска-
нировании луча антенны вокруг РСН.

Рис. 10.11

Антенные системы РЛС перехвата устанавливаются, как пра-
вило, в носовой части самолета. Обычно формируется иглообразный
луч. Находят применение антенные системы следующих типов: зер-
кальные параболические антенны, двухзеркальные кассегреновские
антенны и плоские щелевые антенные решетки с совмещенным фи-
дерным питанием.

Обычно применяются во всех случаях механические системы
сканирования. Плоские щелевые антенны имеют преимущество в
том, что им труднее создать кроссполяризационную помеху, так как
нет параболических или сферических поверхностей. Кроме того,
можно получить меньший уровень боковых лепестков из-за большей
возможности выбрать необходимую функцию распределения облу-
498
чения по раскрыву антенны. Разрабатываются и ФАР, для РЛС ис-
требителей перехвата и многофункциональных самолетов.

Применение фазированных антенных решеток с немеханиче-
ским (электронным) сканированием луча в РЛС комплексов пере-
хвата позволит получить преимущества в надежности, высокую ско-
рость сканирования, обеспечить большую гибкость в изменении
формы луча (см. п. 9.4).

2.	Энергетические соотношения при обзоре
воздушного пространства за время одного периода обзора

При обзоре воздушного пространства необходимо обеспечить
облучение целей достаточной энергией для обнаружения с заданной
вероятностью правильного обнаружения и ложной тревоги. Макси-
мальная дальность обнаружения цели в этих условиях будет зависеть
и от размера зоны обзора и от времени обзора. Обычно средняя
мощность Рср и размеры апертуры антенны для самолетной РЛС ог-
раничены, что обусловлено известными техническими трудностями.

Найдем связь между указанными выше параметрами и харак-
теристиками РЛС. Рассмотрим самолетную РЛС комплекса перехва-
та в режиме обзора воздушного пространства при сканировании уз-
ким лучом с шириной, определяемой пространственным углом в
пределах пространственного сектора йобз за время Тобз (рис. 10.12).
В течение каждого периода сканирования заданного пространствен-
ного сектора С1обз цель облучается лучом антенны в течение време-
ни /обл (см. формулу (10.32)). Время облучения при обзоре зависит
от заданных размеров зоны обзора, от ширины луча и от времени об-
зора :

.	- Т

обл	г обз *

обз

(10.33)

Время облучения обычно значительно больше, чем величина
максимальной задержки на дальность 1А. В результате за время облу-
чения /обл на цель попадает обычно значительное количество от-
дельных импульсов длительностью т. Если обозначить среднюю
мощность излучения Рср, то полная энергия излучения передатчиком
РЛС за время /обл равна

изл.

ср обл •

(10.34)

При когерентном накоплении принимаемых сигналов за время 1обл
максимальная дальность обнаружения, как известно (см.гл.5), равна

2^^
(4л)2

(10.35)

Рис. 10.12

При некогерентном накоплении возникающие потери по срав-
нению с когерентной обработке могут быть учтены в коэффициенте
потерь ап . Формула (10.35) справедлива и для рассматриваемого
случая. Заменим в формуле (10.35) коэффициент направленного дей-
ствия антенны О по формуле

4л

6аАм ’

(10.36)
где 3-06

х'М1Ч/ л аз ум ’

а время /обл внесем в (10.35) в соответствии с (10.33). Получаем

формулу для определения Дм в виде

(1/2^0 Л)



(10.37)

В формуле (10.37) правая часть представлена в виде несколь-
ких сомножителей Первый сомножитель Р?8а во многом зависит
от конструктивных ограничений при построении РЛС. Эти величины
могут быть выбраны при проектировании РЛС. Второй сомножи-
тель о это ЭПО - параметр, определяющий вид цели. Третий со-
множитель То6з/С1обз соответствует заданным тактическим требова-
ниям и не может при проектировании существенно изменяться. Про-
странственный сектор йобз можно представить в виде произведения
плоских углов, ограничивающих зоны обзора по азимуту \|/_3 и углу
места \|/ум, которые задаются при обосновании тактических требо-
ваний к РЛПК.

^обз = Уаз'Иум •

(10.38)

Четвертый сомножитель содержит параметры, которые опре-
деляют условия обнаружения цели (параметр обнаружения Яо) и
конструктивные особенности РЛС и приемного тракта.

Анализ формулы (10.37) показывает, что при поиске целей в
пределах заданной зоны обзора определяющим является произведе-
ние площади апертуры антенны 5а на среднюю мощность излучения
Рср. При наблюдении малоразмерных целей с малой о можно варьи-
ровать этими величинами. Отметим, что дальность действия РЛС
при поиске не зависит от длины волны (если не учитывать особенно-
сти поглощения радиоволн в атмосфере), не зависит от метода обзо-
ра пространства, если за время поиска обеспечивается равномерное
распределение излучаемой энергии сигнала в пределах заданного
сектора обзора пространства Побз. В частности, одинаковая макси-
мальная дальность может быть получена как при применении одной
общей антенны на передачу и на прием при последовательном ска-
нировании, так и при использовании широкой ДН при облучении и
нескольких узких ДН, соответствующих площади апертуры 8а при
приеме отраженных сигналов и перекрывающих весь заданный сек-
тор йобз. Последний вариант может быть реализован в многолуче-
вых ФАР при приеме сигналов с неподвижными за время обзора лу-
чами и при наличии одной ДН подсвета заданного сектора. Ширина
луча ДН подсвета должна быть при этом равной пространственному
углу зоны обзора С1обз.

3.	Энергетические соотношения
при многократном обзоре воздушного пространства

В реальных условиях работы РЛС комплексов перехвата само-
лет противника обычно приближается к истребителю и входит в зону
обзора с относительной скоростью ^цотн. Очевидно, что обнаруже-
ние цели на максимальной дальности при одном периоде обзора тре-
бует большей энергии подсвета цели и соответственно большей
средней мощности излучения, чем при нескольких периодах обзора.
При приближении цели к РЛС увеличивается располагаемое отно-
шение энергии сигнала к шуму.

Рассмотрим возможности обнаружения самолета противника,
когда для принятия решения об обнаружении цели поступает вся
информация за несколько периодов обзора до подхода цели к задан-
ному рубежу. Введем понятие о ”накопленной”, нарастающей веро-
ятности обнаружения цели. Это вероятность того, что цель обнару-
живается по крайней мере один раз за М периодов обзора. Данный
показатель - нарастающая вероятность обнаружения, весьма важен,
так как характеризует возможность обнаружения цели за большее
время до момента приближения ее к заданному рубежу, определяе-
мому требуемой дальностью Г)0- Цель подходит к рубежу Ро посте-
пенно, начиная практически с дальности радиогоризонта РЛС. Цель
может наблюдаться на дальности и больше например, на
/)0+АО или /)0+2АЕ>, 2?О+ЗДЛ)... Л^+гкЛ и т.д., где
АО = ^ц отн^Сбз ? а / = ОД,К -1. Возникает вопрос: какова веро-
ятность обнаружения цели на расстоянии если учесть, что цель
502
может быть обнаружена и на больших дальностях (на более ранних
этапах обзора). Очевидно, что вероятность обнаружения на дально-
сти 7Л окажется в этом случае выше, чем при однократном наблюде-
нии за один период обзора, при условии, что энергия облучения цели
за каждый период обзора одинакова в указанных двух случаях. В тех
случаях, когда на дальности должна быть получена заданная ве-
роятность Рпо, то можно уменьшить энергию облучения цели,
уменьшить мощность излучения на каждом периоде обзора.

Вероятность, что цель будет пропущена, в /-ом периоде обзора
равна

ПЦ1

(10.39)

где Рповероятность обнаружения цели в /-ом периоде обзора до
подхода к заданному рубежу. При независимости наблюдаемых сиг-
налов в различных периодах обзора суммарная вероятность, что цель
будет пропущена за все М периодов обзора, равна

(10.40)

Вероятность, что цель будет обнаружена в каком-то из М пе-
риодов обзора, равна

м-\

р =1-ГТ(1-р ).

1 Н ПО	± ± '	по I /

7=0

(10.41)

Величина Ру. по - это и есть нарастающая вероятность обнару-
жения цели ("накопленная” вероятность). В соответствии с рис. 10.13
нарастающая вероятность обнаружения цели при подходе к дально-
сти РС) за ТИ периодов обзора равна

М-1

^-Ш-'иА+р+'Ш

7=0

(10.42)

Вероятность Рпо 7 зависит от расстояния до рубежа Оо, то ест ь
зависит от отрезка р+/А7?.

Отрезок дальности р введен для указания неопределенности в
положении цели в момент обнаружения относительно рубежей
Ло + /АР, которые соответствуют началу каждого периода обзора.
Если считать, что величина р равномерно распределена по АО, то
усредненная за период обзора накопленная вероятность обнаруже-
ния равна

1 .Оо+АО
Апо =— Г
до
и0

Можно приближенно представить вероятность Рпо. в виде
разложения в ряд Тейлора относительно среднего значения дально-
сти /Л в каждом интервале обзора:

М-1

о, =О0+—+/ДО.

2

(10.44)

Тогда можно записать

РП01. (О0 + р + /АО) = |»по,. Ц),).	(10.45)

В этом случае выражение (10.43) равно

/=о

(10.46)

Эта приближенная формула для оценки нарастающей вероят-
ности обнаружения позволяет более просто оценивать характеристи-
ки обнаружения и дальность обнаружения воздушных целей в не-
скольких периода обзора. Формула (10.46) применима к различным
типам РЛС обнаружения воздушных целей: наземным, воздушного
дозора и РЛС истребителей. В последнем случае можно получить
более простые соотношения, если учесть, что период обзора обычно
не превышает нескольких секунд и можно считать, что вероятности
обнаружения Рпо • во всех периодах обзора равны одному значению
РП01, то есть РП01. = Рпо1 = СОП81:

(10.47)

В этом случае

по! *

по/

Р н. по

На рис. 10.14 приведены кривые изменения Рн.по при различных
значениях М и Рпо1. Видно, что при увеличении числа тактов скани-
рования М нарастающая вероятность увеличивается и асимптотиче-
ски стремится к 100%. Скорость нарастания тем больше, чем выше
вероятность обнаружения цели за один период обзора. Максималь-
ная дальность обнаружения при нарастании вероятности увеличива-
ется, так как используется энергия отраженного сигнала не за один
период облучения, а за несколько. На рис. 10.15 показано, как изме-
няется вероятность обнаружения в зависимости от расстояния для
цели с релеевским законом флюктуаций сигнала при 7И=4. Видно,
что при использовании нарастающей вероятности дальность обна-
ружения действительно увеличивается.

Рассмотрим, насколько эффективен данный метод обнаруже-
ния целей. Энергию облучения за один период обозначим



(10.49)

где № - число импульсов за время облучения, а Еи - энергия за вре-
мя излучения одного импульса. Если скорость обзора меняется, то
изменяется и число импульсов, попадающих на цель. При этом, ко-
506
нечно, изменяется и энергия принимаемых импульсов за время об-
лучения цели. Вероятность обнаружения при этом изменяется. Чем
больше скорость сканирования, тем меньше вероятность обнаруже-
ния за один период. Для получения заданной вероятности обнаруже-
ния, определяемой "накопленной" (нарастающей) вероятностью,
требуется большее число независимых тактов (периодов) обзора М.
Полная энергия облучения цели заМ периодов обзора равна

Ем = Ш„ЕИ,

а соответствующее отношение сигнал/шум равно

(10.50)

Эта величина и является мерой, определяющей заданную ве-
личину нарастающей вероятности обнаружения цели Р по.

На рис. 10.16 показано, как изменяется требуемая величина
в зависимости от числа периодов обзора М при заданных Рн по для
двух типов целей: 1 - релеевское распределение вероятностей и 2 -
цель с доминирующим постоянным отражателем и релеевской со-
ставляющей отражения. Из рис. 10.16 следует, что более эффективно
выполнять сканирования с большей скоростью и при этом "накапли-
вать" вероятность обнаружения за несколько тактов обзора. Требуе-
мая энергия облучения цели на один период обзора уменьшается.
При наличии цели релеевского типа 1 четыре периода обзора (Л/=4)
являются оптимальными по количеству тактов обзора, а для цели
второго типа 2 - это два или три периода обзора (при Рн по - 0,95).

Для принятия решения о наличии цели могут использоваться
различные критерии и логики, характерные для дискретных методов
накопления и обнаружения сигналов. В общем случае это, например,
логика "к из и", т.е. при дискретном наблюдении, когда обнаружение
в каком-либо периоде обзора принимается за единицу, требуется
принять решение об обнаружении цели с вероятностью Рнпо в том
случае, когда обеспечивается обнаружение в ”Р’ периодах из "л".
Часто при визуальном наблюдении по экрану индикатора РЛС при-
нимается простая логика обнаружения "и из л".
Рис. 10.16

Нарастающая вероятность при логике "п из п" равна

Р = Рп
н.по(и-и) ПО1 •

Соответствующая вероятность ложной тревоги

>	— рп

н.лт(и-л) 1 лт1 ’

где Рлт1 - вероятность ложной тревоги за один период обзора. В ре-
зультате, если оценить потребное отношение Д = (2Е/?/0) на один

период по величинам и Рпо1, то получим, что Кх где
требуемое отношение энергии сигнала к шуму для обеспечения за-
данных конечных вероятностей правильного обнаружения и ложной
тревоги выбирается, исходя из тактических требований. Изменение
508
требуемого отношения энергии сигнала к шуму при обнаружении
цели в одном периоде можно использовать или для уменьшения
мощности передатчика РЛС, или для уменьшения периода обзора и,
следовательно, времени облучения, если это необходимо.

10.4.	ОСОБЕННОСТИ ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ
И ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ БОРТОВЫХ РЛС

КОМПЛЕКСОВ ПЕРЕХВАТА

1.	Принципы работы бортовых РЛС

Радиолокационные станции комплексов перехвата решают за-
дачи в соответствии с тактическими требованиями на различных эта-
пах полета и боевого применения. При рассмотрении принципов ра-
боты бортовых РЛС следует учитывать возможности современной
радиолокационной техники и особенности применения аппаратуры
на самолете.

Наиболее широко в бортовых РЛС применяются импульсные
методы работы, что обусловлено преимуществами обеспечения из-
лучения и приема сигналов на одну общую антенну. В современных
бортовых РЛС непрерывное излучение применяется крайне редко
из-за трудностей развязки приемного и передающего трактов РЛС.

Основные проблемы в бортовых РЛС связаны с необходимо-
стью обеспечить обнаружение воздушных целей на фоне отражений
от земли и в свободном пространстве при большом многообразии
типов целей, различных высот и скоростей полета самолетов.

В результате учета предъявляемых тактических требований и
задач обнаружения целей в настоящее время в бортовых РЛС ком-
плексов перехвата нашли применение главным образом когерентно-
импульсные и импульсно-доплеровские радиолокационные системы.

В РЛС истребителей применяются в основном импульсно-
доплеровские методы работы. Для обеспечения высокой эффектив-
ности обнаружения целей используется излучение с высокими час-
тотами повторений (ВЧП), когда при встречном движении имеются в
спектре свободные от мешающих отражений зоны, и со средними
частотами повторений (СЧП), обеспечивающими обнаружение целей
на догонных курсах (см. гл. 12).

В ряде случаев применяются и когерентно-импульсные РЛС с
селекцией движущихся целей (СДЦ), когда необходимо за ограни-
ченное время обнаружить большое количество самолетов в широком
пространственном секторе и обеспечить измерение их координат (в
особенности расстояний). Когерентно-импульсные РЛС с СДЦ нахо-
дят применение в некоторых комплексах истребителей перехвата и в
РЛС воздушного дозора. В общем случае когерентно-импульсные
РЛС с СДЦ указанную выше задачу решают проще и при меньшем
объеме вычислительных операций в бортовых ЭВМ.

Некогерентный режим работы импульсных РЛС в составе
комплекса истребителя считается малоэффективным и может при-
меняться только на больших высотах. Применяется этот режим на
устаревших типах РЛС.

Во всех случаях для повышения разрешающей способности по
дальности нашли применение сложные сигналы с линейной частотой
модуляцией (ЛЧМ-импульсы) или фазоманипулированные последо-
вательности импульсов. При ограниченной импульсной мощности
излучения применение сложных сигналов в бортовых РЛС позволяет
получить требуемую энергию облучения целей при сохранении за-
данных величин разрешения по дальности и доплеровской частоте.

Одной из сложных задач при разработке бортовых РЛС ком-
плексов перехвата является обеспечение высокой разрешающей спо-
собности по угловым координатам. Как уже отмечалось, высокое
разрешение по угловым координатам необходимо для распознавания
целей в боевых порядках, для повышения эффективности обнаруже-
ния целей на фоне пассивных помех. Для решения этих задач в со-
временных бортовых РЛС применяют методы радиолокационного
синтезирования апертур и доплеровские методы обострения диа-
грамм направленности, которые в десятки раз повышают разрешение
цели по угловым координатам, а в ряде случаев позволяют получи гь
детальное РЛ изображение воздушных целей.

2.	Режимы работы РЛПК

Для решения задач, выдвигаемых тактическими требованиями,
современные фронтовые истребители имеют на вооружении радио-
локационные прицельные комплексы (РЛПК). В общем случае мож-
510
по выделить группу режимов работы РЛПК класса "воздух-воздух"
при действии по воздушным целям и "воздух-поверхностъ" при на-
блюдении наземных объектов и целей, при картографировании по-
верхности и при полете на малых и предельно малых высотах. Ре-
жимы "воздух-поверхность” более характерны при решении ударных
тактических задач и более детально рассматриваются в Ш-м разделе.

В режиме ”воздух-воздух" для обнаружения целей выполняется
обзор пространства как в верхней полусфере (“вверх”), так и в ниж-
ней (”вниз“). Для обеспечения обнаружения на больших расстояниях
(“дальний поиск”) применяется поиск целей, летящих на встречных
курсах. Для этого используются излучения когерентных пачек им-
пульсов с ВЧП. Как правило, система индикация позволяет наблю-
дать цели в плане, в координатах “дальность-азимут”, устранив ме-
шающие отражения. При этом измеряются расстояния, азимут и ско-
рость целей. Однако для увеличения дальности обнаружения целей
могут применяться режимы обнаружения с индикацией только ско-
рости и азимута (режим "поиск по скорости ’).

Режим "сопровождения на проходе" (СНП) также входит в
комплекс режимов обнаружения, но характеризуется сопровождени-
ем группы целей при сохранении обзора пространства. В этом режи-
ме оцениваются (строятся) траектории целей, что позволяет повы-
сить точность определения координат целей для последующего це-
леуказания при применении оружия, повысить скрытность работы и
помехозащищенность режима поиска целей. В перспективных ком-
плексах и системах управлениях вооружением режим СНП исполь-
зуется для подготовки к применению оружия (ракет) с активными
ГСН с индивидуальным целеуказанием на несколько приоритетно
выделенных целей. Это позволяет применять управляемые ракеты по
принципу “пустил и забыл”.

При применении управляемых ракет с полуактивным самона-
ведением и при пуске неуправляемых ракет, а также при стрельбе из
авиационных пушек в РЛПК предусматриваются режимы перехода к
непрерывному сопровождению одиночной цели (режим непрерывной
пеленгации (РНП)). Точность определения координат целей в этом
режиме максимально возможная. Обычно при этом применяются
моноимпульсные методы пеленгации целей, которые обеспечивают
высокую точность определения угловых координат и хорошую по-
мехозащищенность .
Во всех рассмотренных выше режимах всегда возникает вопрос:
одной ли воздушной цели соответствует обнаруженный объект, ин-
дицируемый на экране индикатора? По этой причине летчик (штур-
ман-оператор) может включить режим распознавания групповой це-
ли.

Важной задачей является опознавание государственной при-
надлежности обнаруженной цели или распознавание класса и типа
цели. В ряде современных РЛПК вводится режим опознавания цели.
Кроме методов опознавания с использованием специальных ответ-
чиков разрабатываются радиолокационные методы опознавания не-
взаимодействующих целей ("чужих” объектов). Осуществляется это
или путем анализа тонкой структуры отраженного от цели сигнала,
или его спектра, или же путем построения детального радиолокаци-
онного изображения цели.

Одним из важных видов боевого применения РЛПК является
информационное обеспечение и прицеливание при ведении ближне-
го воздушного боя (ББ). Обычно ближний (маневренный) воздушный
бой ведется в условиях визуальной видимости или при наблюдении в
ИК- диапазоне. Информация от РЛПК необходима для обеспечения
пуска управляемых ракет малой дальности или при использовании
стрелково-пушечного вооружения. При переходе в режим ББ первой
задачей, рассматриваемой в РЛПК, является быстрый захват цели на
автоматическое сопровождение. Для решения этой задачи во многих
случаях применяются специальные методы сканирования с малым
временем обзора. Например, используется быстрое сканирование по
одной или двум строчкам в вертикальной плоскости. Летчик манев-
ром самолета (созданием крена) добивается попадания цели в зону
захвата. Цель захватывается автоматически, если она находится в
пределах заданного сектора по угловым координатам (например, в
поле зрения индикатора на лобовом стекле (ИЛС)) и в пределах раз-
решенной дальности захвата.

3.	Особенности построения бортовых РЛС истребителей

Рассмотрим ряд особенностей построения узлов РЛПК в со-
временных комплексах перехвата.

Антенные системы. В большинстве известных РЛПК приме-
няются антенны типа плоских щелевых решеток с механическим пе-
512
ремещением ДН при обзоре как по азимуту, так и по углу места.
Плоские щелевые решетки позволяют формировать ДН с меньшим
уровнем боковых лепестков (примерно на 10-15 дБ) по сравнению с
антеннами типа Кассегрена или с параболическими зеркальными от-
ражателями, которые также нашли применение в РЛПК, правда, бо-
лее устаревших типов. Большим достоинством плоских щелевых
решеток является их устойчивость к кроссполяризационным поме-
хам. При механическом движении антенной решетки можно полу-
чить углы отклонения до ± 90°.

Перспективным для РЛПК является применение пространст-
венно-многоканальных антеннах систем на базе фазированных ан-
тенных решеток (ФАР). Применение ФАР в РЛПК позволяет полу-
чить следующие основные преимущества по сравнению с антеннами
с механическим перемещением ДН при обзоре пространства и при
применении оружия (см. п. 9.4).

Во-первых, электронное сканирование луча ДН в ФАР позво-
ляет отказаться от механических узлов и элементов антенны. Во-
вторых, возможно обеспечить высокую скорость перемещения луча
при обзоре и при сопровождении целей. Нет необходимости иметь
постоянную скорость сканирования, что повышает ”гибкость” сис-
темы. В ряде случаев луч может перемещаться скачками из одного
положения в другое по определенному правилу. В-третьих, имеется
возможность изменять форму ДН, ширину главного луча, создавать
одновременно несколько лучей. Все это существенно расширяет так-
тические возможности РЛПК. В-четвертых, при многоканальном по-
строении ФАР более эффективно могут быть внедрены методы за-
щиты от преднамеренных помех в виде адаптивных систем компен-
сации помех по направлению или времени. Наконец, в-пятых, ФАР
обеспечивают большую функциональную надежность, что обуслов-
лено многоканальным резервированием элементов антенны и отсут-
ствием механических подвижных элементов.

Существенное повышение возможностей РЛПК можно ожи-
дать при применении активных твердотельных ФАР, в которых каж-
дый элемент ФАР является миниатюрным приемно-передающим уз-
лом РЛС. Возможно создание так называемых конформных ФАР, из-
лучающая и принимающая поверхность (апертура) которых совпада-
ет с профилем поверхности фюзеляжа, или крыла самолета. Такие
конформные ФАР позволяют существенно увеличить размеры апер-
33. Изд.№9768	513
туры антенны, расширить сектор обзора. Применяя пленочную мик-
роэлектронную технологию, можно отказаться от громоздких антен-
ных обтекателей, которые в ряде случаев ухудшают показатели и ха-
рактеристики РЛС. Наконец, такие ФАР позволят освободить внут-
рифюзеляжное пространство для размещения другого оборудования
или боевой загрузки.

Передатчики РЛПК В основной массе РЛ систем применяют
когерентные передающие устройства с выходными усилителями
мощности на лампах бегущей волны (ЛБВ) или в виде мощных
клистронных усилителей. При использовании управляющей сетки в
ТБВ возможна большая гибкость в изменении средней и импульсной
мощности излучаемых сигналов при применении импульсов с ВЧП,
СЧП и НЧП. Средние мощности излучения могут быть от 500 до
5000 Вт.

Как уже отмечалось, в перспективных РЛПК найдут примене-
ние твердотельные распределенные (в пределах ФАР) передатчики
СВЧ сигналов. При построении всего когерентного приемно-
передающего тракта важная роль отводится узлам формирования
сигналов и синтезаторам частоты.

Цифровая обработка сигналов в РЛПК становится домини-
рующим видом обработки при всех режимах работы РЛС. Примене-
ние цифровых методов обработки, формирования сигналов, управ-
ления РЛС позволяет упростить техническую эксплуатацию, так как
многие регулировки, необходимые при аналоговой работе, становят-
ся ненужными. Кроме того, расширяется возможность реализации
новых более эффективных алгоритмов обработки и фильтрации сиг-
налов. Цифровые методы работы позволили унифицировать многие
схемные решения в РЛС, повысить гибкость систем при переходе от
одного режима к другому. Обычно это достигается перепрограмми-
рованием цифровых автоматов или микропроцессоров, входящих в
состав РЛС или бортовых ЭВМ.

Бортовые ЭВМ. Электронные вычислительные машины орга-
нически входят в состав РЛПК. Различают две группы ЭВМ. Во-
первых, процессор РЛ сигналов, где формируются данные об обна-
ружении целей, вычисляются расстояния, доплеровские частоты, ус-
танавливаются пороговые уровни и т.п., т.е. осуществляются все не-
обходимые операции над принимаемыми сигналами. Во вторую
группу входят процессоры РЛ данных. В процессорах РЛ данных
514
осуществляются слежение и оценивание координат, управление ан-
тенной или ДН, формируются команды на выбор сигналов, несущих
частот. Формируются сигналы для отображения информации на эк-
ранах индикаторов РЛС.

Современные РЛС имеют развитую индикаторную систему,
которую называют иногда системой единой индикации (СЕИ). В со-
ставе СЕИ имеется несколько функциональных индикаторов: инди-
катор на лобовом стекле (ИЛС), где отображаются данные для
управления самолетом при полете по маршруту и при прицеливании
в различных системах; индикатор горизонтальной обстановки
(ИГО), а в некоторых РЛС и специальные индикаторы радиолокаци-
онных данных (многофункциональные радиолокационные индика-
торы). На индикаторах ИГО или индикаторах тактической обстанов-
ки (ИТО) отображаются навигационные данные (полетная карта или
радиолокационная карта местности), данные о положении своих са-
молетов и самолетов противника, а также другие данные о против-
нике и т.п.

10.5.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Построить траекторию полета истребителя при прицелива-
нии и пуске ракеты с дальностью пуска 30 км, если цель движется
прямолинейно с постоянной скоростью 1200 км/ч. В момент обна-
ружения и захвата цели азимутальное положение цели равно нулю,
расстояние до цели 150км, а курсовой угол цели 110° (относительно
вектора скорости истребителя). Скорость истребителя 2000 км/ч.
Маневрирование истребителя возможно с перегрузкой не более 3,5#.

2.	Оценить потребную дальность обнаружения цели, если ско-
рость полета цели 1100 км/ч, а своего истребителя 1800 км/ч. Сис-
тема наведения с пункта наведения выводит истребитель с курсовой
ошибкой 35е относительно направления на цель. Максимальная пе-
регрузка истребителя при маневрировании не более 2,5#.

3.	Определить требуемый период обзора в РЛС истребителя,
если сектор поиска по азимуту 110°, а максимальные скорости целей
возможны в пределах до 2,5М. Цели могут маневрировать с пере-
грузкой до 5%.
4.	Насколько увеличится дальность обнаружения цели при на-
коплении вероятности в процессе наблюдения за приближающейся
целью по сравнению с одиночным обнаружением цели с вероятно-
стью 0,8 на расстоянии 160 км? Относительная скорость сближения
с целью равна 360 м/с. Период обзора в РЛС истребителя 3,5 с. Ве-
роятность обнаружения в одном периоде (при нескольких периодах
обзора) равна 0,2.
Г л а в а 11

КОГЕРЕНТНО-ИМПУЛЬСНЫЕ

РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ

ПЛ. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О КОГЕРЕНТНО-ИМПУЛЬСНЫХ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМАХ

1.	Назначение и решаемые задачи

Когерентными называются РЛ устройства и системы, в кото-
рых сигналы обладают когерентными свойствами и эти когерентные
свойства используются при обработке принимаемых отраженных
сигналов, которая и называется когерентной. В широком смысле ко-
герентными называются сигналы, структура которых характеризует-
ся жесткой связью по фазе отдельных частей сигнала. Фазовая
структура сигналов в этом случае известна или определяется в про-
цессе обработки. Соотношения по фазе между отдельными элемен-
тами или частями всего сигнала в этом случае известны. Эти соот-
ношения могут быть регулярными или произвольными (случайны-
ми).

В радиолокации широко используются когерентные импульс-
ные последовательности - пачки когерентных импульсов, в которых
отдельные импульсы по высокой частоте связаны между собой по
фазе заданными соотношениями. Когерентная обработка пачки ко-
герентных импульсов состоит в использовании этих фазовых соот-
ношений межцу импульсами или для повышения эффективности об-
наружения цели пузем когерентного накопления энергии отдельных
импульсов, или для повышения разрешающей способности и точно-
сти измерения координат и параметров движения целей, или для
улучшения помехозащищенности РЛ сисгем при действии пассив-
ных помех, а также при наблюдении движущихся целей на фоне ме-
шающих отражений (МО).

В когерентно-импульсных РЛ системах обычно определяются
и используются относительные разности фаз между излученными и
принимаемыми импульсами или между отдельными импульсами в
пачке. В частности, измерение изменений относительной фазы отра-
женных сигналов позволяет обнаружить движение цели, определить
доплеровские изменения сигналов, которые обусловлены движением
цели. Эти свойства когерентных систем являются основой различ-
ных методов разрешения целей по скорости движения и выделения
движущихся целей на фоне мешающих отражений от поверхности
земли или моря а также на фоне пассивных помех различного про-
исхождения.

Указанные особенности когерентно-импульсных РЛ систем
лежат в основе различных методов обнаружения или селекции дви-
жущихся целей (СДЦ), а также являются основой импульсно-
доплеровских РЛ систем.

Важной особенностью когерентно-импульсных устройств яв-
ляется возможность когерентного суммирования импульсов, прини-
маемых в когерентной пачке. Эта особенность используется для уве-
личения энергии отраженного от цели сигнала, а следовательно, по-
зволяет повысить вероятность обнаружения целей с малой радиоло-
кационной заметностью или увеличить максимальную дальность об-
наружения. Основной задачей когерентных устройств обработки
сигналов в этом случае является обеспечение синфазного суммиро-
вания по высокой частоте отдельных импульсов в пачке сигналов,
отраженных от цели.

Когерентные пачки импульсов со скачкообразным изменением
частоты от импульса к импульсу позволяют повысить разрешающую
способность РЛ систем по дальности, а также повысить скрытность
работы, уменьшив вероятность перехвата (обнаружения) работы РЛ
системы средствами радиотехнической разведки противника.

большой областью применения когерентно-импульсных РЛ
систем является получение РЛ изображений поверхности земли, а
также отдельных объектов в воздухе или на земле (море) с высокой
разрешающей способностью по угловым координатам. К таким РЛ
системам относятся различные типы радиолокационных систем с
синтезированием апертуры (РСА) (см.гл.18).

518
В данной главе основное внимание уделено общим принципам
функционирования когерентно-импульсных систем и методам селек-
ции движущихся целей (СДЦ).

2.	Свойства когерентно-импульсных сигналов
и их функция неопределенности

Рассмотрим свойства сигналов в виде пачки когерентных им-
пульсов, которые широко применяются в когерентно-импульсных
РЛ системах. На рис. 11.1,а показан вид сигнала с постоянной часто-
той повторения и прямоугольной огибающей, а на рис. 11.1,6 пред-
ставлен модуль комплексной амплитуды этого сигнала, который
имеет вид последовательности видеоимпульсов.

Можно записать в общем виде последовательность комплекс-
ных амплитуд импульсов, как

лм

|=о

(11.1)

где - количество равномерно расположенных импульсов с перио-
дом ТИ. Форма каждого импульса 177 может быть различной. Так
как когерентность сохраняется от импульса к импульсу, то в ком-
плексном виде когерентно-импульсный сигнал запишем
?(<) = У(<)ех Р{/2#<Л

(И.2)

где /0 - несущая частота.

Функция неопределенности сигнала 5(/) равна

ОО

Ч\(т,у)=	=

-оо

(11.3)

= X X (V, (I -	)С/; (I - кТ„ - г)е'2”'Л.

I—0 1—0 —со

Введем переменную

А='-*ти.

Тогда (11.3) запишется как

(Н.4)

ЛГ-1

1=0

х ИФ.Т	(и.5)

к—0 —ад

Если рассматривать последовательность одинаковых по форме им-
пульсов, то есть

^-0=^(0=^п(Д

то функция неопределенности (11.5) примет вид:

Ч\ (т, V) = X е™- X	[г - (1 - *)7,, ,

1=0	1=0

(11.6)

(Н.7)

где Т5П - функция неопределенности первичного повторяющегося
импульса (7П(1):

ОО

Ч’.(т,у)=

—оо

(11.8)

Двойную сумму в (11.7) можно представить в виде сочетания
членов, имеющих одинаковую задержку. Обозначим
Заметим, что тогда двойная сумма в (11.7) может быть представлена
в виде двух частей:



ЛМ ЛМ	Р=О

1=0 к=0	р=-(Ы-}) 1=0

р-0	к=0

(11.10)

1=к+р

Структуру этих сумм в (11.10) можно пояснить с помощью
таблицы 11.1 для индекса р. Таблица составлена для количества им-
пульсов ^=5.

Таблица 11.1

7 к	0	1	2	3	4
0	/?=0	1	2	3	4
1	-1	0	1	2	3
2	-2	-1	0	1	2
3	-3	-2	-1	0	1
4	-4	-3	-2	-1	0

Заметим, что первая двойная сумма в правой части (11.10) со-
ответствует нижнему треугольному блоку величин р в табл. 11.1, ле-
жащих ниже основной диагонали р=0. Суммирование начинается с
нижнего левого угла и выполняется вдоль диагоналей с /?=сопз1.
Вторая двойная сумма в правой части (11.10) соответствует верхне-
му треугольному блоку величины р в табл. 11.1. Суммирование за-
канчивается в верхнем правом углу таблицы. Используя (11.10) сум-
мы в (11.7), запишем

к=0

(П.П)
Заметим, что суммы экспонент в правой части (11.11) можно пред-
ставить как сумму геометрической прогрессии в следующем виде:

(Л/у 2^ти = 1-ехр[7'271у(7У-|/?|)т;,] =

“3*	1 - ехр ]2тыТи

. г (	\ 1	(1112)

= 81п|7гЦ7У-

81П 7ГУТ

И
’  1

Используя (11.12), выражение для Т5 (т, V) запишем

При нахождении сечений ФН часто представляет интерес модуль
ФН. Если интервалы между отдельными импульсами больше дли-
тельности этих импульсов, то отдельные составляющие ФН, вдоль
оси V не перекрываются между собой и модуль функции ФН (11.13)
можно записать в виде

когда

В качестве примера рассмотрим пачку прямоугольных им-
пульсов с одинаковой постоянной несущей частотой. Получим ана-
литические выражения для двух основных сечений ФН пачки коге-
рентных импульсов.

Сечение по оси т найдем, положив у=0 в выражении (11.14)

(11.15)

Если для сечения ФН одиночного импульса использовать соотноше-
ние (см.гл.З)
то получим

(1116)

и и (т,0) = 0 при других значениях т.

(11.17)

На рис. 11.2,а приведено сечение ФН по оси т (11.17).

Заметим, что треугольные составляющие повторяются с пе-
риодом 7], каждый треугольный импульс имеет амплитуду в зави-

симости от сомножителя

. Ширина отдельных импульсов

(по основанию) равна 2ти, Тс = №ГИ.

Сечение по оси доплеровских частот V найдем аналогично, по-
ложив т=0 в выражение (11.14):
81П 7СУ№п

81П 7П/ТП

при этом учтено, что Тот(-/?7^,у) = 0 при всех р, кроме р=0. Если

учесть, что

(11.19)

то получим

ч-.М

8Ш 7[Т V И	81П 7Г\>\М ~	Р	)	
7ПИУ				

(11.20)

Сечение по оси V показано на рис. 11.2,6. Для других значений
р Ф 0 сечение по V имеет вид

чЛрТ..^ =

31ПЯТИУ 51ПЯу(Л1-|р|Ти)

7ГТИУ	7ГУГИ

(11.21)

Видно, что сечение по оси доплеровских частот не имеет уча-
стков с абсолютным нулевым значением. Имеются основные макси-
мумы на расстояниях 1 / Тк друг от друга и малые боковые лепестки
общим количеством (М-2) между двумя основными пиками на доп-
леровской оси (т=0). При других т = рТи число боковых максиму-
мов уменьшается до величины (77-2-[р|).

Важным параметром сечения ФН по оси V является ширина
основных максимумов. Первое нулевое значение по оси V соответст-
вует

(11.22)

Следовательно, ширина ФН на уровне 0,5 равна
На рис. 11.3 приведена диаграмма неопределенности для пачки
когерентных импульсов. ФН относятся к классу многолепестковых
ФН (“булавки на подушке”). Анализ сечений ФН и диаграммы неоп-
ределенности позволяет сделать ряд выводов о свойствах сигнала в
виде пачки когерентных импульсов.

Рис. 11.3

1.	Разрешающая способность по оси т (по дальности) определяется
шириной сечения основной составляющей и равна

(11.24)

2.	Наличие большого числа выбросов по оси т, относительно мало
отличающихся по амплитуде, свидетельствует о возможной неодно-
значности измерений расстояний. Интервал однозначного определе-
ния расстояний зависит от периода повторения импульсов

Д/

д.одн

и ’

(11.25)
3.	Полная протяженность ФН по оси т равна удвоенному значению
полной длительности пачки импульсов Тс. Количество составляю-
щих по оси т равно (27У-1).

4.	Разрешающая способность сигналов по оси доплеровских частот
определяется шириной основного пика сечения по оси V и равна ве-
личине

8у - Ду

вых

I

(11.26)

то есть обратно полной длительности пачки когерентных импульсов.
5. Неоднозначность по оси доплеровских частот определяется боль-
шим числом максимумов по оси V, которые отстоят друг от друга на
расстоянии 1 / Ти =	. Интервал однозначного определения допле-

ровской частоты равен

одн = А/даОДН

(11.27)

и

Обратим внимание, что интервалы однозначности измерений по
времени запаздывания т и по доплеровской частоте V связаны между
собой

додн

АА- •ОДН

(11.28)

Если отдельные импульсы в пачке когерентных импульсов
имеют более сложную структуру, а сами импульсы имеют сложные
виды модуляции или кодирования, то функцию неопределенности
можно определить по общей формуле (11.5).

3. Обеспечение когерентной работы импульсных РЛ систем

Для выполнения когерентной обработки принимаемой, отра-
женной от целей когерентной пачки импульсов, в когерентно-
импульсных РЛ системах должны быть созданы условия для форми-
рования заданной фазовой структуры сигналов в пачке импульсов.
Как правило, должно выполняться сравнение по фазе принимаемых
526
импульсов с некоторым опорным сигналом на несущей частоте, же-
стко связанным по фазе и частоте с излученной пачкой импульсов. В
настоящее время можно классифицировать когерентно-импульсные
РЛ системы по таким признакам, как способ обработки получаемой
когерентной информации, как метод формирования опорных коле-
баний, а также какова структура когерентных приемно-передающих
устройств.

По методу выбора и формирования опорных колебаний коге-
рентно-импульсные РЛС могут быть разделены на две группы: с
внутренней и внешней когерентностью.

РЛС с внутренней когерентностью характеризуются наличи-
ем когерентного гетеродина, формирующего опорный сигнал, при-
чем когерентный гетеродин является частью устройства, задающего
частотные и фазовые связи в РЛС, или может фазироваться излучен-
ным импульсом РЛС, “запоминая” фазу импу льса.

РЛС с внешней когерентностью в качестве опорных напряже-
ний используют в той или иной форме отраженные сигналы Напри-
мер, могут использоваться сигналы, отраженные от мешающих объ-
ектов, или непосредственно, или путем фазирования когерентного
гетеродина.

Рассмотрим типовые структурные схемы приемно-
передающих трактов когерентно-импульсных РЛС с внутренней ко-
герентностью. Известно много различных схемных решений, но
можно выделить три группы устройств.

Когерентно-импульсные устройства с одним стабильным за-
дающим генератором (рис. 11.4) составляют первую группу. Коле-
бания стабилизированного кварцем задающего генератора служат
основой для формирования всех когерентных колебаний в РЛС. На-
пример, путем умножения частоты задающего генератора, обычно
выбираемой равной промежуточной / , в п раз формируется сигнал
передатчика СВЧ /о— /пр • и, а при умножении в (и+1) раз - сигнал
местного гетеродина . Очевидно, что промежуточная частота в
приемнике в этом случае и равна /. Сигнал задающего генератора
может непосредственно использоваться в качестве опорного колеба-
ния для когерентного смесителя, роль которого часто выполняют
фазовые детекторы.
Рис. 11.4

Приемно-передающие устройства рассмотренного типа часто
называют истинно когерентными.

Когерентно-импульсное устройство с двумя генераторами
стабильных колебаний (рис. 11.5) составляют вторую группу уст-
ройств. Один генератор стабильной частоты /о используется для
формирования сигнала передатчика СВЧ путем усиления в усилите-
лях мощности СВЧ. Второй стабильный генератор с кварцевой ста-
билизацией служит в качестве опорного генератора с частотой /пр
для фазового детектора. Для формирования колебаний местного ге-
теродина выполняется гетеродирование, и частота местного гетеро-
дина равна Аг = А + АР •
От модулятора _п_

I Л \Усилйтйй>

"Заданий. I
генератор

мо>

। Антенна

дп

кварцев..
задающий
генератор

Снеаимм

_ С нашлем
См. 2

Фазовый
детектор

Фд

Рис. 11.5

Описанные два типа устройств формируют когерентные коле-
бания до усиления в усилителях мощности СВЧ. В ряде случаев, од-
нако, применяются генераторы СВЧ (например, магнетроны), кото-
рые формируют некогереитные импульсы, фазы высокочастотных
импульсов, которые обычно случайны относительно друг друга. Ко-
герентную обработку сигналов в такой импульсной РЛС в этом слу-
чае можно обеспечить при приеме сигналов, если предварительно
“запомнить” тем или иным способом фазу каждого излученного им-
пульса и эту фазу ввести в опорный сигнал. Такие когерентно-
импульсные устройства составляют третью группу РЛС и их будем
называть когерентными при приеме. Когерентно-импульсные РЛ
системы с запоминанием фазы излученного импульса могут быть
выполнены по различным схемам. Широко известны системы с фа-
зированием когерентного гетеродина импульсами передатчика (рис.
11.6). В рассматриваемом устройстве имеется некогерентный гене-
ратор СВЧ (например, магнетронный). Генерируемые импульсы с
несущей частотой /о поступают в антенну и излучаются в про-
странство. Одновременно высокочастотные импульсы подаются в
канал запоминания фазы, который включает смеситель и фазируе-
мый когерентный гетеродин. Фаза импульса “навязывается” этому
фазируемому когерентному гетеродину.

МеЗуля-
тор

срази

Рис. 11.6





В другой возможной схеме импульсы с выхода смесителя ка-
нала запоминания подаются на схему запоминания фазы, выполнен-
ную, например, в виде клинообразной ультразвуковой линии за-
держки. Эта линия имеет звукопровод переменной длины. В резуль-
тате на выходе линии задержки, выполненной, например, на прибо-
рах с поверхностными акустическими волнами (ПАВ), формируется
импульс относительно большой длительности с несущей частотой
/ир и начальной фазой, определяемой фазой каждого излученного

импульса. Возможны и другие способы запоминания фазы излучен-
ного колебания, например цифровым методом.

Принципы работы устройств с внешней когерентностью опи-
саны ниже, в § 11.3, где рассмотрены и различные методы формиро-
вания когерентных колебаний при внешней когерентности.
11.2. СЕЛЕКЦИЯ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ

1.	Решаемые задачи. Основные показатели

Во многих случаях когерентно-импульсные РЛ системы при-
меняются для обнаружения и выделения движущихся целей. Если
РЛ система стационарна, как, например, РЛС комплексов ПВО или
РЛС управления воздушным движением (УВД), то мешающие объ-
екты (поверхность земли, местные предметы и т.п.) неподвижны от-
носительно РЛС, а цели-самолеты перемещаются относительно РЛС
и этих мешающих объектов. В таких РЛС достаточно подавить в
спектре спектральные составляющие мешающих отражений, кото-
рые расположены в области нулевых доплеровских частот, и задача
обнаружения движущейся цели и выделение ее существенно облег-
чаются.

РЛ системы, в которых основной задачей является подавление
мешающих отражений и селекция (выделение) движущихся целей
(СДЦ), называются РЛС с СДЦ. Обнаружить движение целей можно,
используя различия относительных скоростей движения цели и ме-
шающих объектов. Основой работы многих РЛС с СДЦ является ис-
пользование ряда проявлений эффекта Доплера, которые можно на-
блюдать в когерентно-импульсных системах. СДЦ обычно применя-
ется в режимах обзора пространства и поиска целей. Частота повто-
рений импульсов (ЧПИ) может быть достаточно низкой. Эта особен-
ность часто определяет и методы СДЦ. Длительность применяемых
импульсов обычно составляет величины не более нескольких микро-
секунд и за этот отрезок времени наблюдаемое изменение несущей
частоты сравнительно мало. По этой причине основным эффектом,
который может быть использован для обнаружения относительных
движений цели, является изменение расстояния до объектов наблю-
дения. Однако за период повторения импульсов изменение расстоя-
ния, как правило, весьма мало и необходимо применить фазовые (ко-
герентные) методы измерения расстояний как наиболее чувстви-
тельные. Для определения малых изменений расстояний в когерент-
но-импульсных РЛ системах с СДЦ сравниваются (в когерентных
детекторах) высокочастотные отраженные импульсы и опорные ко-
герентные колебания.
Значительно сложнее задача СДЦ в самолетных РЛС, когда все
мешающие объекты также являются движущимися относительно
РЛС. Для обнаружения движущихся целей (самолетов, кораблей и
т.п.) может использоваться только различие в скоростях движения
МО и целей. Основным приемом, который облегчает возможность
СДЦ в этих условиях, является введение компенсации собственного
движения летательного аппарата-носителя РЛС путем соответст-
вующих фазовых изменений в отраженные сигналы или в опорные
когерентные колебания.

Системы СДЦ применяются в самолетных РЛС авиационных
комплексах воздушного дозора, в ряде РЛС истребителей перехвата,
в РЛС обзора поверхности земли. Широкое применение системы
СДЦ нашли в наземных РЛС.

Основные показатели. Для оценки эффективности систем СДЦ
используется несколько показателей, которые позволяют сравнивать
возможности различных типов систем СДЦ. Одним из основных по-
казателей является коэффициент подавления МО, который опреде-
лим как отношение мощности МО на входе системы СДЦ Р п к

мощности МО на выходе .

МО ВЫЛ

пмо

(11.29)

при условии, что коэффициент усиления системы СДЦ по мощности
равен единице.

Если спектральную плотность мощности МО обозначить
^моС/)’ а амплитудно-частную характеристику системы СДЦ как
км , то коэффициент АГпмо можно записать в виде

со

_ ___—00________

ПМО 00

К0)КМГ#

—СО

(11.30)
Для учета возможного подавления системой СДЦ и полезного
сигнала вводится другой показатель - коэффициент выигрыша сис-
темы СДЦ в отношении сигнал-шум (?сдц:

Ссдц

с вых мо. вых

(11.31)

где Р„ _ и Р„ - соответственно мощности полезного сигнала, от-
С вх с.вых

раженного от цели, на входе и на выходе системы СДЦ. Обозначим
коэффициент потери мощности сигнала цели как

(11.32)

Тогда коэффициент выигрыша (2СДЦ можно представить в виде

Ссдц = ^пмо/а

(11.33)

Важной характеристикой систем СДЦ является коэффициент
подпомеховой видимости Ктъ, который показывает, при каком от-
ношении мощности мешающих отражений к мощности сигнала цели
на входе системы СДЦ на выходе осуществляется обнаружение дви-
жущейся цели с заданной вероятностью обнаружения при установ-
ленном значении вероятности ложной тревоги:

моих

(11.34)

с вх Лобн

Если для обнаружения цели с заданными вероятностями пра-
вильного обнаружения и ложной тревоги требуется иметь на выходе
системы СДЦ принятое отношение Рс вых и Рмо вых

С^обн

с. вых

МО вых

то, используя выражения (11.29) и (11.32), а также (11.34), получаем
равенство
пив

пмо
^1/С?обн

(11.35)

Так как отношение А*пмо/ац равно С?сдц(см. (11.33), то получа-
ем для коэффициента подпомеховой видимости соотношение

(11.36)

Заданный коэффициент обнаружения ()обн на выходе системы

СДЦ можно находить по тем же характеристикам обнаружения, ко-
торые приведены для случая обнаружения цели на фоне внутренних
шумов (см.гл.5).

2.	Фазовый метод обнаружения движущихся целен

При малых длительностях применяемых импульсов и большой
скважности (низкие частоты повторения) основным эффектом, кото-
рый может быть использован для обнаружения движения цели, явля-
ется, как уже отмечалось выше, смещение импульсов, отраженных
от движущейся цели, относительно излучаемых. Для выделения и
обнаружения указанных небольших сдвигов во времени применяется
сравнение по фазе отраженных сигналов и опорного когерентного
колебания, жестко связанного с излучаемым импульсом по фазе.
Выявление небольших смещений цели по дальности возможно фазо-
выми методами измерения расстояний. Эти методы наиболее чувст-
вительные к малым изменениям расстояний.

На рис. 11.7 приведены временные диаграммы изменения сиг-
налов за несколько периодов повторения импульсов при приеме от-
ражений как от неподвижной, так и от движущейся цели. Опорный
сигнал служит для сравнения по фазе приходящего сигнала по отно-
шению к излученному.

Из рис. 11.7 видно, что задержки во времени импульсов непод-
вижной цели не изменяются от одного периода к другому, то есть

Н1 — ^д.н2 ~	~ ^д.нк ’
Опорный
сигнал

Излучение
Периоды

Неподвижная
цель

•'ЛУ/УМ

Движущаяся
цель



Рис. 11.7

Импульсы движущейся цели смещаются по оси времени (что
соответствует смещению цели по дальности). Соответственно и вре-
менные запаздывания импульсов не будут постоянными от периода к
периоду (/ддв1 >/ддв2 > - >^ДДвл)- Можно найти общее выражение

для времени задержки отраженного импульса в зависимости от по-
рядкового номера периода повторений:

^д.двА:	^д.дв(Аг-1)

^д.дв(/г-1)	^д.дв(&-2)

(11.37)

/ у- I п - Д/
д.дв! *ддвО
Последовательно подставляя значение времени задержки в преды-
дущее равенство в формуле (11.37), получаем

(ц.ДвЛг (д.двО

#=0,1,2....

(11.38)

Величины /ддв0 и А/ соответственно равны

/ддв0-2Д/с; Д/ = 2ДД/с,	(11.39)

где ЛО - относительное смещение цели по дальности за время, рав-
ное периоду повторений импульсов, при движении с относительной
радиальной скоростью V:

Следовательно,

Ы) = УТ.

и

Ы = 2УТ1с.

И

(11.40)

(П.41)

Этому смещению во времени соответствует относительное из-
менение фазы на величину

Дф = 2дЛ М = 4л Тп = 2л/дпГи,	(11.42)

К

где УдП - эквивалентная доплеровская частота, равная

Лп=2К/Х.

Рассмотрим сигнал на выходе фазового детектора, на который
подается сигнал от цели, и опорное напряжение.

Запишем излученный импульс в виде

^изл (0 =	СО8(2л/01 + Фо ), 0 < I < ти.

Опорный сигнал (сфазирован с излученным):

^оп(0 = ^оп соз(2л/0Г + фД 0 < I < ти.

(11.43)

(11.44)

Принимаемый импульс, отраженный от точечном цели, запи-
шем с учетом запаздывания импульса во времени и появления доп-
леровского сдвига частоты в пределах импульса
^прм (О = Упрм С08[2л(/0 + /да У+Ф'О ] ,0 < Г < ти,	(11.45)

где I' - новая переменная с нулевым значением, соответствующим
моменту прихода отраженного импульса, ф’о начальное значение фа-
зы после отражения от цели Переменная Г’ связана с временем I со-
отношением где (ц - время запаздывания сигнала на отрезке
дальности Во. При сравнении сигналов в фазовом детекторе необхо-
димо привести все сигналы к одному масштабу времени. Опорный
сигнал (11.44) запишем в этом случае как

^по <1) = ^по СО5[2я/0	) + ф0 ].

(11.46)

Рассматривая фазовый детектор как умножитель сигналов и
выделив только низкочастотную составляющую, получаем

^Фд(О = -11 Ло совкРпрмЮ - <роп(*')], 0 < *'< Г„ ,	(11.47)

где фазы фпрм(/’) и фоп(1’) можно найти из формул (11.45) и (11.46):

фпрм(^ )	2к()о"^/цп)	4“ ф о,

(11.48)

фоп(0 = 2к(/’ + /д)/о + фо.	(11.49)

Подставив значения (11.48) и (11.49) в формулу (11.47), получаем

Ц>д(О = Т^фдо со42#д/-2#(Л +ф'о-<Ро], 0 < *'< ти (11-5°)

Запись (11.50) характеризует форму видеоимпульса на выходе фазо-
вого детектора как функцию времени I'. Напряжение СфД в момент
времени Л=0 равно

^Фд(О) = |^фдо соз[- 2л/0/д + ф'о -Фо ],

(Н.51)

а в конце импульса (I— ти)

^Фд(ти) = |^доС08[МпТи-2^Л+ф'о-9о] • (1152)

Сравнивая формулы (11.51) и (11.52), видим, что изменение напря-
жения С7фД за время длительности импульса ти определяется прирос-
537
том фазы 2тс/цПти, обусловленным доплеровской частотой/^- Однако
прирост фазы очень мал и изменение напряжения незначительно за
время, равное длительности импульса. Действительно, разность на-
пряжений в конце и в начале импульса равна

Д(7 = (7фд(ти)-(7фд(о) =

= ^фдо 81П(#дпТи)81П|#ДпТИ - М'д + ф'о-Фо 1

(11.53)

В формуле (11.53) второй сомножитель из-за случайности фаз
(р0 и ф0 может быть произвольным по величине, но не больше еди-
ницы. Первый сомножитель 81п(тг^дпти) определяет максимально
возможное значение разности напряжений:

А^тахМдо = 5Ш(К/ДПТИ)« 7Г/даТи.	(11.54)

Эта величина при Х=3см, С7=300м/с, ти=0,5мкс составляет всего око-
ло 3°.

Следовательно, амплитуда импульса на выходе фазового де-
тектора практически не зависит от изменений частоты внутри им-
пульса, обусловленных доплеровским эффектом, а определяется
только фазой сигнала (рн =	+(р’0-(р0, определяющей ампли-

туду переднего фронта импульса. Это обстоятельство позволяет в
дальнейшем не учитывать влияние доплеровской частоты в пределах
импульса на амплитуду видеоимпульса.

Рассмотрим выражение (11.51), которое характеризует ампли-
туду видеоимпульса на выходе фазового детектора. Изменения ам-
плитуды импульса от периода к периоду повторения позволяют су-
дить о наличии движения цели. Если цель неподвижна, то величина
/ в последовательных периодах остается одной и той же. При дви-
жении цели величина /д последовательно от периода к периоду из-
меняется. Значение / для />го периода находим по формуле (11.38).

Амплитуда видеоимпульса для к-го периода тогда равна
Если рассматривать (7фд как функцию номера периода, то зависи-
мость (11.55) имеет вид косинусоидальной функции. Постоянные
фазовые составляющие определяют фазу огибающей видеоимпуль-
сов. Выберем начало отсчета периода так, чтобы начальную фазу не
учитывать, тогда запишем (11.55) в виде

^фд(*)= ^Фдо СО8(2тс/0Д^)

(11.56)

Используя выражения (11.42), получаем
На рис. 11.8 показано изменение Ц$д в зависимости от дис-
кретной переменной к (номер периода повторений импульсов ч. Оги-
бающая видеоимпульсов имеет частоту , которую назовем наблю-
даемой частотой. На рис. 11.8, а и б наблюдаемая частота доплеров-
ской частоте /н =УдП, а на рис. 11.8,в наблюдаемая частота значи-
тельно меньше величины /*„I /* < / ).

3.	“Слепые” скорости цели и “стробоскопический” эффект

В случае применения периодических импульсных последова-
тельностей в РЛС при обнаружении движущихся целей наблюдается
так называемый “стробоскопический” эффект, который состоит в
том, что наблюдаемая частота огибающей видеоимпульсов Ун не
соответствует доплеровской частоте / при А > У7/2. Физически
это явление можно объяснить тем, что движущаяся цель за время,
равное одному периоду повторений, смещается по дальности боль-
ше, чем на Х/2, и отличить смещения цели на величины, кратные по
модулю Х/2, фазовым методом невозможно.

Найдем соотношения, которые позволяют найти наблюдаемую
частоту /н при известной частоте Доплера /дп. Рассмотрим три
участка (диапазона) значений доплеровской частоты по отношению
к частоте повторений Рп (рис. 11.9).

Первый участок, где 0 <	<7^/2, соответствует равенству

наблюдаемой частоты Ун и частоты Доплера. На период колебаний
частоты при этом приходится больше, чем два импульса отра-
женных сигналов. Из формулы (11.57) следует, что требуется не-
сколько импульсов (несколько значений к) для изменения фазы оги-
бающей на 2л. На рис. 11.9 показано изменение частоты /н с увели-
чением /* .

ДП
Рис. 11.9

Второй участок (диапазон) соответствует изменениям часто-
ты Доплера в пределах РИ/'1< /дп < Ри . Представим частоту /дп в
виде

(11.58)

где Удп - вспомогательная частота, которая при изменении /. от
/дп до РИ / 2 изменяется в обратном направлении - от РИ / 2 до ну-
ля.

Подставим соотношение (11.58) в формулу (11.57)

Так как частота /дп находится в пределах от 0 доРИ / 2, то формула
(11.59) соответствует изменению напряжения (7фТ (&) на первом уча-
стке, и наблюдаемая частота /н равна /дп. Учитывая обратную за-
висимость в изменении Удп по сравнению с частотой Доплера /дп,
второй участок соответствует на рис. 11.9 прямой с отрицательным
углом наклона (этот второй участок зависимости от изменения
УдП можно построить путем зеркального отображения первого уча-
стка относительно вертикальной линии в точке / = Рп / 2).

Значение доплеровской частоты /дп, при котором наблюдае-
мая частота /н равна нулю (функция	является постоянной

величиной, не зависящей от к), называется “слепой” доплеровской
частотой, а соответствующая скорость цели Исл - “слепой” скоро-
стью цели. Из формулы (11.57) видно, что слепая доплеровская час-
тота соответствует целому значению отношения частоты Доплера и
частоты повторения импульсов

Лпсл/^и=«,	(11.60)

где п - целое число. ’ Слепую” скорость цели определим, если рас-
кроем значение частоты /* гп = 2ИП / X:

1	дн сл	к*л

(11.61)

Третий участок изменения частоты </дп соответствует

—Ри. Запишем частоту

в виде

УДП

(11.62)

где /дп - вспомогательная частота, изменяющаяся в пределах от ну-
ля до 7^/2 при возрастании частоты /дп от РК до (3 / 2)/^. Под-

ставив, как и в предыдущем случае, соотношение (11.62) в формулу

(11.57), получаем

(11.63)

I

«
Видно, что наблюдаемая частота /н для этого участка точно
соответствует частоте / и, следовательно, изменяется так же, как
на первом участке (см. рис. 11.9).

Последующие участки изменения частоты / можно рас-
смотреть аналогичным образом.

4.	Способы подавления мешающих отражений
и обнаружения движущихся целей

Задача обнаружения и выделения движущихся целей в боль-
шинстве когерентно-импульсных РЛС с СДЦ решают путем подав-
ления МО методами фильтрации. Такое подавление возможно, так
как с позиции процедуры фильтрации в частотной области цель и
МО отличаются по доплеровским частотам. Это характерно как для
систем СДЦ, так и импульсно- доплеровских РЛС. Различие состоит
в том, что в РЛС с СДЦ приоритетной задачей является выделение
движущейся цели при низких частотах повторения импульсов (НЧП)
и малом количестве (не более 8-10) отраженных импульсов (за время
облучения цели). В импульсно-доплеровских РЛС применяются вы-
сокие и средние частоты повторения (ВЧП и СЧП), а количество им-
пульсов достигает нескольких тысяч за время облучения. Эти осо-
бенности РЛ систем с СДЦ определили и технические схемные ре-
шения как фильтров подавления МО, так и устройств выделения
сигналов движущихся целей.

Устройства подавления МО в РЛС с СДЦ часто выполняются с
использованием так называемой череспериодной компенсации (ЧПК)
сигналов МО как на видеочастоте, так и на высокой (промежуточ-
ной) частоте. В последнем случае такие компенсаторы называются
векторными компенсаторами. Возможно применение и фильтровых
систем с относительно небольшим набором фильтров, что обуслов-
лено применением низких ЧПИ. Указанные виды устройств обра-
ботки сигналов технически могут быть выполнены в аналоговой
форме или с использованием цифровой техники.

Рассмотрим наиболее характерные для систем СДЦ устройства
подавления МО или выделения сигналов движущихся целей.
Череспериодная компенсация МО. При рассмотрении фазового
метода обнаружения движущейся цели в когерентно-импульсных
РЛС было показано, что сигнал движущейся цели на выходе коге-
рентного (фазового) детектора изменяется по амплитуде, а непод-
вижные отражатели имеют постоянную амплитуду. Наиболее про-
стой способ наблюдения движущейся цели состоит в применении
индикатора на ЭЛТ с амплитудной отметкой. На вход такого инди-
катора подается сигнал непосредственно с выхода фазового детекто-
ра. На экране индикатора о наличии движущейся цели можно судить
по пульсациям амплитуды отметки (“заштриховка” отметки цели) за
время нескольких периодов повторения импульсов. Однако указан-
ный способ наблюдения мало удобен. Его нельзя применить в инди-
каторах с радиально-секторной разверткой и яркостной отметкой.

Для подавления МО применяют схемы однократного или мно-
гократного череспериодного вычитания сигналов, формируемых на
выходе фазового детектора.

Принцип череспериодной компенсации (ЧПК) рассмотрим на
примере простой схемы (рис. 11.10), состоящей из линии задержки
импульсов на время периода повторений Ги и вычитающего устрой-
ства.

Рис. 11.10

Временные диаграммы, поясняющие работу схемы, приведены
на рис. 11.11. Сигналы с выхода фазового детектора подаются непо-
средственно на вычитающее устройство (рис. 11.11,а) и через линию
задержки - на период повторений Ги (рис. 11.11,6). Сигналы непод-
вижных целей имеют постоянную амплитуду и, очевидно, задержка
не влияет на относительные изменения амплитуд. В схеме вычита-
ния такие сигналы подавляются. Импульсы движущихся целей име-
ют переменную амплитуду и при вычитании формируется разност-
544
ный сигнал (см. рис. 11.11,в). Следовательно, импульсы движущейся

цели не подавляются и проходят далее на индикатор после измене-
ния полярности импульсов к одному значению (см. рис. 11.11,г).

Выход
(Плинии
'зидер*

Выход
я) бычита-
7 ющего
устр.

Тн Ддиэкишаяся

г) Выход

' ЧЛК

(к индика-
тору)

Рис. 11.11

Огибающую импульсов на выходе вычитания найдем в виде

(11.64)

где (7фд - сигнал с выхода фазового детектора, находим его по фор-

муле (11.57). Подставив значения в выражение (11.64), получа-

ем

СО8 2л

(11.65)

35. Изд.№9768
Первый сомножитель в квадратной скобке представляет собой
амплитуду огибающей импульсов на выходе схемы вычитания. Ам-
плитуда максимальна при значении доплеровской частоты, равном
Е^ /2. Второй сомножитель определяет вид огибающей как функцию
I или к.

В реальных условиях работы РЛС мешающие отражения нель-
зя рассматривать как сигнал абсолютно неподвижной цели. Всегда
имеются флюктуации амплитуд, которые на выходе устройства ЧПК
создают определенные остаточные сигналы. Следовательно, коэф-
фициент подавления МО и коэффициент выигрыша для схемы ЧПК
ограничены по величине. Для определения коэффициента подавле-
ния МО найдем частотную передаточную характеристику схемы
ЧПК. Отклик схемы на единичный 5 импульс равен

ОМ'М'-?;). (над

Передаточная частотная характеристика по напряжению равна пре-
образованию Фурье функции Ачпк(/):

Передаточная функция по мощности Очпк у/) соответствует квадра-

ту модуля |яш1х(/^

и равна

(11.68)

На рис. 11.12 показаны модуль передаточной характеристики
по напряжению Нгчпк(/’) • Отметим, что устройство ЧПК в частотной

области представляет собой режекторный гребенчатый фильтр с
участками подавления на частотах, кратных частоте повторений, как
и требуется для подавления мешающих отражений.

1 Более эффективной является схема ЧПК с двумя последова-
тельно включенными схемами типа рис. 11.11. Передаточная функ-
ция по мощности двухкратной схемы ЧПК равна
Сдв(/)=1б81п4

(11.69)

Коэффициент выигрыша ЧПК. Найдем коэффициент выиг-
рыша (?Сдц схемы ЧПК при подавлении мешающих отражений, ко-

торые имеют составляющие спектра мощности флюктуации на час-
тотах, кратных РИ, с шириной спектра 2АЛЛ (см.гл.2):

^</)=.53ехр{-/!/2Д/Д}

(11.70)

Рассмотрим один участок спектра в районе частот, кратных РИ
(рис. 11.12), и найдем мощность мешающих отражений на входе и на
выходе схемы ЧПК. На входе мощность Р,_ равна

/2	оо

=	=	(11.71)

-Гн/2

На выходе системы ЧПК мощность мешающих отражений
равна

Е./2
м	/»Ч

= I ^(У)рад|

-Ун/2

МО. вых

(11.72)

В формуле (11.72) для вычисления интеграла использовано
представление синуса аргументом	л2/2 /Рп. Это до-

пустимо, так как спектр помехи попадает в полосу частот схемы
ЧПК в области, где изменение частотной характеристики почти ли-
нейное (по мощности - квадратичное). Будем считать, что мощность
сигнала при прохождении схемы ЧПК не изменяется. Коэффициент
выигрыша 2сДц ирн учете выражений (11.71) и (11.72) равен:

МО вх

МО вых

(11.73)



Например, если Еа = 2000Гц, АЕ = 20 Гц, то Осд:[ равно примерно

23дБ.

I	I писчика ЧПК Помеха См0)

ристика чик (Неподоим.ные цели)

Рис. 11.12

Возможно применение схем ЧПК и на промежуточной частоте.
Роль вычитающего устройства в этом случае выполняет фазовый
детектор. Если разность фаз прямого сигнала и сигнала, прошедшего
линию задержки, установить, равной 90°, то сигнал на выходе фазо-
вого детектора равен нулю. Такие соотношения фаз устанавливаются
для неподвижных целей (мешающих отражателей). При движении
цели разность фаз отличается от 90е, и сигнал проходит на выход
схемы. В действительности изменения мощности сигнала движу-
щейся цели при прохождении схемы ЧПК могут быть, но они незна-
чительные при малой скорости цели.

Фильтровые системы селекции (выделения) движущихся це-
лей. Для получения высокой разрешающей способности по скорости
часто целесообразно применять узкополосные фильтры селекции
доплеровских частот. Построить такие фильтровые системы, приме-
няя накопительные гребенчатые фильтры, в принципе возможно, но
это связано с большими техническими трудностями. Более просто
указанную задачу можно решить, используя корреляционно-
фильтровые устройства с последовательно выполняемыми опера-
циями селекции целей по дальности и затем по частоте Доплера. При
этом сохраняется вся информация о расстоянии до цели и обеспечи-
вается высокая эффективность селекции по частоте Доплера.

Рис. 11.13

На рис. 11.13 приведена такая схема комбинированной селек-
ции. На все каналы селекции по дальности подается сигнал с выхода
фазового детектора. Селектор дальности выделяет только те сигна-
лы, которые по времени задержки совпадают со стробом (селектор-
ным импульсом) дальности. Селекторные импульсы формируются
для каждого элемента разрешения по дальности в специальной схе-
ме, управляемой импульсами синхронизатора РЛС. Выделенные им-
пульсы расширяются по длительности до величины порядка Ги.
Этим обеспечивается увеличение интенсивности составляющей на-
блюдаемой частоты в огибающей импульсов.

С выхода расширителя сигналы подаются на систему допле-
ровских фильтров, перекрывающих весь возможный диапазон на-
блюдаемых доплеровских частот сигналов движущихся целей. После
детектирования сигналов на выходе фильтра постоянное напряжение
подается на стробирующую схему, которая служит для формирова-
ния выходного импульса. Этот импульс подается на пороговую схе-
му. Если импульс превышает порог, то принимается решение, что
обнаружена движущаяся цель на расстоянии, соответствующем се-
лектору дальности. Приведенная схема фильтрации позволяет эф-
фективно подавлять МО и выделять цели по скорости, если они даже
попали в один разрешаемый элемент по дальности. Недостаток опи-
санной схемы состоит в ее громоздкости - много каналов и по даль-
ности и по скорости. Для упрощения схемного устройства можно
применить последовательный просмотр (поиск) по дальности и ско-
рости. При этом, конечно, увеличивается полное время поиска целей.
Наиболее перспективными могут быть схемы с использованием
цифровых методов на базе алгоритмов БПФ (см.гл.12).

5. Компенсация собственной скорости движения самолета
в системах СДЦ

При применении схем СДЦ с внутренней когерентностью в
самолетной аппаратуре необходимо учитывать, что неподвижных
объектов, относительно самолета, в действительности нет. Примене-
ние схем ЧПК в этом случае возможно, но требуется введение ‘'ком-
пенсации” собственной скорости полета самолета.

Компенсация собственной скорости выполняется различными
способами. Первый способ заключается в том, что в канал когерент-
ного гетеродина вводится фазовращатель, который с постоянной
скоростью изменяет фазу опорного напряжения и этим изменяется
частота сигнала когерентного гетеродина. Управление фазовращате-
лем может выполняться от датчиков, измеряющих скорость полета
своего самолета относительно мешающих объектов. Более эффек-
тивными устройствами компенсации являются те, в которых управ-
ление фазовращателями выполняется самими сигналами мешающих
отражений (автокомпенсация мешающих отражений). Изменение
фазы опорного напряжения можно выполнить не только с помощью
фазовращателей, но и путем введения дополнительной компенсаци-
онной частоты /кп, суммирующейся с частотой опорного напряже-
ния. Дополнительное изменение фазы от периода к периоду в опор-
ном напряжении Аф = 27г/дпсГн должно равняться изменениям фа-
зы, обусловленным собственной скоростью полета самолета
550
Д(рс = ^тг/'дн СТК, где /дпс - доплеровская частота, соответствующая
своей скорости полета.

Второй способ компенсации заключается в применении двух-
канальных антенных систем, фазовые центры которых разнесены в
пространстве на расстояние, равное перемещению самолета за время
периода повторений импульсов. Фазовые центры должны быть рас-
положены вдоль продольной оси самолета (точнее вдоль линии, па-
раллельной вектору путевой скорости самолета). Излучение импуль-
сов РЛС осуществляется передней антенной, а прием отраженных
сигналов выполняется второй антенной. Так как расстояние, проле-
таемое самолетом за время Ти, равно смещению фазовых центров
антенны, то это эквивалентно работе РЛС с одной общей антенной,
неподвижной относительно поверхности земли (более детально этот
метод рассмотрен в гл. 18 при анализе систем СДЦ в ударных РЛ
комплексах).

11.3. ПРИМЕНЕНИЕ ВНЕШНЕЙ КОГЕРЕНТНОСТИ
СИГНАЛОВ ПРИ ОБНАРУЖЕНИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ

1.	Общие сведения

В устройствах СДЦ с внешней когерентностью в качестве
опорного сигнала используются отражения от неподвижных объек-
тов, таких, как сама поверхность земли, пассивные помехи и т.п. Ос-
новным преимуществом таких систем СДЦ является их простота и
независимость работы от собственной скорости движения самолета
или другого носителя РЛС. В наиболее простом случае фазовое
сравнение сигнала цели и “опорного напряжения’", задачу которого
выполняет сигнал, отраженный от неподвижного объекта или участ-
ка поверхности земли (участка пассивных помех), осуществляется
вне РЛС при суммировании этих сигналов в процессе отражения от
цели и объектов МО. В радиолокационной станции в этом случае
необходимо только методом ЧПК или фильтровым способом после
амплитудного детектора подавить сигнал фона (неподвижных ме-
шающих объектов) и выделить движущуюся цель. Основным недос-
татком таких систем с внешней когерентностью является зависи-
мость эффективности выделения от уровня сигнала мешающих от-
ражений. Если мешающих отражений нет, то движущаяся цель не
может быть обнаружена. Системы СДЦ с внешней когерентностью в
целом менее эффективны по сравнению с системами с внутренней
когерентностью. Объясняется это тем, что опорный сигнал в общем
случае представляет собой случайный процесс со случайными изме-
нениями амплитуды и фазы. В результате коэффициент выигрыша
системы СДЦ становится меньше, чем в случае использования ста-
бильного опорного напряжения. Внешний опорный сигнал может
быть “взят из других элементов разрешения как по дальности, так и
по угловым координатам. В этом случае для сравнения таких опор-
ных колебаний с сигналом цели необходимо применять фазовое де-
тектирование в РЛС. Фазовое сравнение можно осуществить также
суммированием этих сигналов и подавать результирующую сумму
на амплитудный детектор.

В ряде книг системы СДЦ с внешней когерентностью называ-
ют “некогерентными системами СДЦ’.

2.	Обнаружение движущейся цели при внешней когерентности

Рассмотрим принципиальную возможность обнаружения дви-
жущейся цели при векторном суммировании отраженных сигналов
цели и мешающих неподвижных объектов в системе с внешней коге-
рентностью. Будем считать, что цель находится на одном элементе
разрешения совместно с мешающими отражателями (рис. 11.14).
Векторная сумма мешающих отражений и сигнала цели в два раз-
личных момента времени (в разных периодах повторения импуль-
сов) показана на рис. 11.15. Отметим, что сигналы МО (7ф1 и С7Л2

имеют практически одинаковую амплитуду

ХОТЯ их

ф2 ’

фазы и различны, так как расстояния между данным элементом раз-
решения и самолетом-носителем РЛС изменяется за период времени

между моментами наблюдения. Постоянство амплитуды

можно объяснить тем, что взаимное расположение отдельных эле-
ментов неподвижного объекта (поверхность земли) не изменяется и
относительные фазовые соотношения составляющих сигнала МО
сохраняются постоянными.

Рис. 11.15

Сигнал подвижной цели 17 имеет переменную фазу по от-
ношению к неподвижному объекту, что обусловлено перемещением
цели относительно отражающих элементов, составляющих помехо-
вый фон. В результате суммирования (7с и /7ф, результирующий
сигнал Цр имеет амплитуду и фазу, изменяющиеся во времени от
импульса к импульсу. Пунктирной линией на рис. 11.15 показаны
геометрические места концов соответствующих векторов при изме-
нении времени. Сигнал фона (мешающих отражений) запишем в ви-
де (см. рис. 11.14)
^ф(/) = ^фСО8[2л// + (рф],

(11.74)

где фф - фаза сигнала, обусловленная запаздыванием сигнала во
времени.

где к - номер периода повторений, а

.	2и; _ 2У, СО30МО

•'»'	;	л

Аналогично запишем сигнал, отраженный от цели

Ц^ = ^цоСО5[2л// + Фц]-

Фаза сигнала цели равна

<р„ = 2<„ =	-4(К.'	=

= Фцо - 2#ДО <Л ! ря + МдплЛ / Ги.

Доплеровские частоты </дпс и /дпц соответственно равны

Огибающая результирующего сигнала после суммирования
(/ф(/) и (7Ц(/) равна

(*)=И +	+ ад СО5(ф» -<₽«)]'”

Так как обычно можно считать, что » (7Ц, то

К	СО8(фф - фц)

Подставив значения фаз фф и фц, получаем
и,(к)=и* + и. Д<р^ -	У--К 2л/;п ц* /г,

(11.75)

Обычно (7С ~ Цс при больших расстояниях до цели. По этой
причине формула (11.75) упрощается, так как /	« /дпс? и имеет

вид

дп.ц

(11.76)

Формула (11.76) показывает, что результирующий сигнал
представляет собой последовательность видеоимпульсов, модулиро-
ванных по амплитуде. Частота модуляции определяется скоростью
перемещения цели относительно мешающих объектов и не зависит
от собственной скорости движения самолета. Следовательно, нет
необходимости вводить какую-либо компенсацию собственной ско-
рости движения самолета-носителя РЛС. Это существенное преиму-
щество по сравнению с системами СДЦ с внутренней когерентно-
стью. Спектр модулированных по амплитуде видеоимпульсов извес-
тен и показан на рис. И. 16,а. Составляющие МО в спектре располо-
жены на частотах, кратных ЧПИ. Сигнальные составляющие цели *
расположены попарно относительно составляющих МО справа и
слева на интервалах, равных частоте модуляции /	. Первой час-

тотной составляющей МО на нулевой частоте имеется одна частот-
ная составляющая цели. Обработка сигналов в дальнейшем выполня-
ется так же, как и в системах СДЦ, с внутренней когерентностью, то
есть подавляются МО тем или иным способом и выделяются сигна-
лы движущейся цели. В частности, при фильтровой обработке может
быть использована схема, показанная на рис. 11.13. После селекто-
ров дальности обычно применяется расширитель импульсов до дли-
тельности, равной периоду повторений, что позволяет использовать
только одну область фильтрации вблизи нулевой составляющей МО.
На рис. 11.16,6 показаны спектр сигналов после расширителя им-
пульсов и область фильтрации частотных составляющих движущей-
ся цели.
Рис. 11.16

Возможно применение и различных череспериодных компен-
саторов МО. В тех случаях, когда сигналы МО на отдельных участ-
ках поверхности земли малы по амплитуде или вообще отсутствуют,
например, в области спокойной водной поверхности, обнаружение
цели простым методом с внешней когерентностью затруднено или
вообще невозможно. В этом случае сигнал движущейся цели остает-
ся постоянным по амплитуде и может быть подавлен в системе ЧПК
или в фильтровом устройстве.

Для обеспечения работы системы СДЦ в режиме внешней
когерентности в этом случае можно использовать для создания ко-
герентного сигнала сигналы мешающих отражений от других участ-
ков разрешения по дальности или по угловым координатам (по ази-
муту).

На рис. 11.17 приведена схема, в которой суммируются сиг-
налы с различных участков дальности путем введения линий за-
держки ЛЗ-1 и ЛЗ-2 на время нескольких длительностей импульсов
РЛС ти. Сигналы с выхода УПЧ поступают на сумматор непосредст-
венно и через линии задержки. В сумматоре осуществляется вектор-
ное суммирование сигналов. Если цель оказалась на участке, где нет
МО, то при суммировании с сигналами после линий задержки поя-
вятся опорный сигнал и возникнут амплитудные биения при движе-
нии цели. После амплитудного детектора АД. Сигналы подаются на
ту или иную схему подавления МО и выделения сигнала цели.

С выхода
смесителя

Рис. 11.17

3.	Фазовые системы СДЦ с внешней когерентностью

Как было показано выше, результирующий сигнал (см. рис.
11.15) при отсутствии цели смещается по фазе на величину Дфмо,
которая практически не изменяется в различных элементах разреше-
ния, так как эта величина Дфмо обусловлена только движением са-
молета за время между моментами времени /2 и /1

Афмо=——созрмо.	(11.77)

Л

При наличии движущейся цели изменение положения резуль-
тирующего вектора (7р2 и /7р1 по фазе отличаются от Дфмо, и ре-
зультирующая фаза Дфр будет изменяться от одного периода к дру-
гому примерно по синусоидальному закону

ДФр = Афмо + Афц тах С°8(фц2 “ Фц Д	<1178)

где величина Афцтах - максимальное изменение фазы отклонения
результирующего вектора ^/р1 или С7р2 от соответствующего векто-
раМО {/р1 или (/^.Отклонение Афцтах определяется соотношени-

ем амплитуд сигналов {/ц и

Афц.тах «агс8ш((7ц/^ф).

(11.79)

Разность (рЦ2—(рц1 в формуле (11.78) равна

Фц2 - Фц1

т
и

(11.80)

Представляемые соотношения (11.77)-( 11.80) являются осно-
вой для так называемых фазовых систем СДЦ с внешней когерент-
ностью. В этих системах сравниваются фазы сигналов в различные
моменты времени и при наличии движущейся цели выделяется на
выходе фазовых детекторов изменение фазы от одного момента к
другому /2, от одного периода повторения импульсов к другому.

к—Ти

Рис. 11.18

На рис. 11.18 приведена структурная схема устройства СДЦ с
внешней когерентностью фазового типа. Сравниваются в этой схеме
сигналы по фазе в два последовательных момента времени через пе-
риод повторения импульсов. Выходной сигнал 17 остается посто-

янным по всей дальности (по всем задержкам / ), кроме тех элемен-
тов разрешения, где имеется цель. Выделение сигнала движущейся
цели по данным 17^ может быть выполнено при помощи уст-
ройств, уже описанных применительно к амплитудным системам
СДЦ, то есть системами ЧПК или фильтровыми устройствами.
На рис. 11.19 приведена другая возможная схема, когда по
фазе сравниваются отраженные сигналы в некоторый момент време-
ни и опорные напряжения, которые формируются из сигналов МО,
принимаемых раньше или позже на время / , относительно заданно-
го элемента дальности. Величина топ может быть выбрана равной
длительности импульса топ — ти.

Рис. 11.19

В схеме 11.19 вместо ограничителя по амплитуде в канале
опорного напряжения можно применить фазируемый когерентный
гетеродин, который фазируется сигналами мешающих отражений.
Вместо фазового детектора можно также поставить суммирующее
устройство, которое позволит получить векторную сумму сигналов с
различных элементов дальности (аналогично схеме рис. 11.18).
Дальнейшая обработка сигналов с выхода фазового детектора или
сумматора выполняется аналогично обработки в других схемах, то
есть подается на схемы ЧПК или на фильтоовые устройства.

В заключение отметим, что с развитием цифровой техники
все основные блоки систем СДЦ могут быть выполнены в виде циф-
ровых устройств. Вместо фазовых детекторов находят применение
квадратурные когерентные (или синхронные) детекторы, для кото-
рых характерно, что сигналы с УПЧ подаются на два синхронных
детектора. Опорные сигналы на промежуточной частоте, подаваемые
на первый (синфазный) детектор и на второй (квадратурный), отли-
чаются по фазе на 90 град. Схема ЧПК может быть реализована в
виде сочетания регистров памяти (аналог линии задержки) и цифро-
вых сумматоров (аналог вычитающих устройств). Фильтровые схе-
мы заменяются на алгоритмические спектр-анализаторы на базе дис-
кретного преобразования Фурье (ДПФ), которые могут выполняться
по “быстрым” алгоритмам (применение “быстрых” преобразований
Фурье (БПФ)).

11.4.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1	.Используя методику определения структуры выходного сиг-
нала фазового детектора (ф-ла (11.57)) показать, что такое же соот-
ношение можно получить в когерентно-импульсном устройстве с
двумя генераторами (рис. 11.5), которые имеют независимые друг от
друга начальные фазы и частоты.

2	.Аналогично задаче 1 то же самое выполнить и для РЛ систе-
мы когерентной при приеме (рис. 11.6).

3	.Оценить влияние доплеровского эффекта по высокой частоте
в пределах импульса на форму видеоимпульса на выходе фазового
детектора, если длительность импульса 0,5мкс, а скорость относи-
тельного движения цели 300 м/с (несущая частота 9870 МГц) (ис-
пользовать формулы (11.53) и (11.54)).

4	. В наземной РЛС с системой СДЦ применяется ЧПК (одно-
кратная и двукратная по выбору оператора). Каковы потери полез-
ного сигнала (по мощности) после прохождения системы ЧПК для
цели (самолета), летящего со скоростью (а) 185км/ч и (б) 355км/ч
при применении одно- и двухкратной ЧПК. Несушая частота РЛС
1,3 Гц, ЧПИ равна 400 Гц.

Ответ: а) однократная ЧПК 8,98 дБ, двухкратная 17,97 дБ,

б)	однократная ЧПК 1,04 дБ, двухкратная 2,08 дБ.

5	.Найти выражение для импульсной функции и модуля час-
тотной характеристики для трехкратной ЧПК. Нарисовать схему
ЧПК, образованную каскадным соединением одиночных ЧПК.

Ответ: к3 (к) = Ъ(к) -	-1) + ЗЬ(к - 2) - Ь(к - 3);

|Я3(Г)|=8яп’(^Т,).
6	.Найти выражение для коэффициента выигрыша СДЦ для
двухкратной ЧПК и определить этот коэффициент при ЧПИ в РЛС
2000Гц и ширине спектра флюктуаций 30Гц.
Глава 12

ИМПУЛЬСНО-ДОПЛЕРОВСКИЕ

РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
ФРОНТОВЫХ ИСТРЕБИТЕЛЕЙ

12.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

1.	Определения и задачи РЛС

Для обеспечения высокой эффективности обнаружения воз-
душных целей на фоне мешающих отражений от поверхности земли
и для увеличения дальности обнаружения целей с малыми ЭПО в
составе обзорно-прицельных систем самолетов боевой авиации на-
шли широкое применение импульсно-доплеровские РЛС (ИДР).
Этот класс РЛС характеризуется использованием когерентных по-
следовательностей высокочастотных импульсов при обнаружении
целей и выполнением когерентной обработки принимаемых отра-
женных сигналов с осуществлением фильтрации доплеровских час-
тот в наборах узкополосных доплеровских фильтров. ИДР относятся
к когерентно-импульсным системам (см.гл. 11), но обычно выделя-
ются в особый класс РЛС, так как основной операцией при обработ-
ке сигналов является выделение из спектра отраженных сигналов
доплеровских частотных составляющих обнаруживаемых целей. В
обычных когерентно-импульсных РЛС с СДЦ основной задачей все
же являются подавление мешающих отражений и выделение движу-
щихся целей, как правило, при низких частотах повторения импуль-
сов (ЧПИ). В когерентно-импульсных РЛС большее внимание уделя-
ется фазовым изменениям отраженных сигналов при сравнениях с
излученными. Хотя фазовые и частотные процессы, как известно,
связаны, однако, практические реализации систем и особенности по-
строения устройств обработки позволили выделить ИДР в самостоя-
тельный вид когерентно-импульсных радиолокационных систем.

Возможность выделения доплеровских составляющих отра-
женных сигналов в ИДР позволяет решать следующие основные за-
дачи в обзорно-прицельных системах самолетов истребительной
авиации:

-	обеспечить большую, по сравнению с другими типами РЛС,
дальность обнаружения целей за счет когерентного накопления энер-
гии отраженных сигналов в узкополосных доплеровских фильтрах;

-	подавлять мешающие отражения от поверхности земли, а
также преднамеренные пассивные помехи, выделяя при этом сигна-
лы воздушных целей;

-	выполнять разделение (разрешение) целей по относитель-
ной скорости движения и оценивать с высокой точностью скорость
движения целей;

-	обеспечивать высокую разрешающую способность по угло-
вым координатам за счет доплеровской селекции сигналов при на-
блюдении групповых целей и при обзоре земной поверхности;

-	выполнять распознавание целей по особенностям структу-
ры доплеровских спектров отраженных сигналов;

-	обеспечивать высокую помехозащищенность при действии
преднамеренных активных шумовых помех, создаваемых противни-
ком.

2.	Основные разновидности ИДР

Импульсно-доплеровские РЛС могут работать с использовани-
ем различных видов сигналов. При этом должно выполняться только
одно общее условие - сигналы в пределах пачки излучаемых им-
пульсов должны быть когерентными. В настоящее время находят
применение ИДР с различными частотами повторений импульсов
(ЧПИ). Выбор той или иной ЧПИ обусловлен необходимостью ре-
шать в заданных тактических условиях наиболее эффективно задачи
обнаружения целей и измерения координат и параметров движения
этих целей.

В начале рассмотрим основные достоинства и недостатки ИДР
при применении различных ЧПИ. Далее особенности выбора и фи-
зическое обоснование их достоинств и недостатков рассмотрено под-
подробно.

И ДР с высокими частотами повторений (ВЧП) импульсов.

В режиме ВЧП обеспечивается эффективное обнаружение це-
лей, движущихся на встречных курсах (в области передней полусфе-
ры (1'ШС) цели), что обусловлено появлением в спектре сигналов,
отраженных от поверхности земли, ^свободной” зоны, в пределах
которой находятся доплеровские составляющие сигналов, отражен-
ных от воздушной цели. В этом случае обнаружение осуществляется
на фоне только внутренних шумов. Признаком использования ВЧП
является возможность выполнения условия однозначного измерения
скорости цели в "'свободной” зоне. Частота повторения импульсов Еи
должна быть больше максимально возможной доплеровской частоты
сигнала цели^п.ц

^и>/дп.1ь ^и^Ицшах/^,	(12.1)

где Рцшах - максимальная возможная скорость сближения с целью.

Для 3-сантиметрового диапазона волн ЧПИ обычно соответст-
вует РИ= 150-300 кГц. Следовательно, период повторений импульсов
ТИ эквивалентен интервалам расстояний в пределах от 500 до 1000 м.
Это обстоятельство приводит к появлению большой неоднозначно-
сти в измерениях расстояний, что является серьезным недостатком
режима ВЧП. Кроме того, возникают так называемые ""слепые” уча-
стки дальности, в пределах которых цели не обнаруживаются, так
как момент прихода отраженного импульса совпадает с моментом
излучения очередного импульса передатчика. Такие ‘"слепые” участ-
ки повторяются через каждые 500-1000 м. Для устранения указанных
недостатков требуется усложнять РЛС, вводить специальные методы
обработки, позволяющие выполнять однозначное измерение рас-
стояний и раскрывать ""слепые” дальности.

ИДР со средними частотами повторений (СЧП) импульсов.

Класс ИДР с СЧП предназначен для осуществления эффектив-
ного обнаружения воздушных целей, движущихся на догонных кур-
сах (в задней полусфере (ЗПС) цели). Дело в том, что такие цели при
ВЧП не обнаруживаются из-за высокого уровня МО, на фоне кото-
рых располагаются доплеровские составляющие сигналов целей. Для
3-сантиметрового диапазона волн СЧП соответствуют ЧПИ 10-30
кГц. Особенностью СЧП является неоднозначность измерений и рас-
стояний и доплеровских частот, а также наличие ""слепых” зон по
дальности и скоростям (доплеровским частотам) целей. Эти особен-
ности СЧП определяют и границы выбора ЧПИ, что и является при-
знаком режима СЧП:

27

цтах

(12.2)

где /)тах - максимальная дальность возможного обнаружения целей.

Очевидно, что и в этих РЛС с СЧП также необходимо приме-
нять специальные методы и алгоритмы для устранения неоднознач-
ностей измерения не только расстояний, но и доплеровских частот, а
также для раскрытия "слепых5' зон как по дальности, так и по допле-
ровским частотам.

Как будет показано в дальнейшем, выбор СЧП позволяет в ря-
де случаев более эффективно обнаруживать цели на фоне земли по
сравнению со случаем применения ВЧП или НЧП.

ИДР с низкими частотами повторения (НЧП) импульсов.

В режиме НЧП осуществляется однозначное измерение рас-
стояний до цели. Однако измерение радиальных скоростей движения
целей (доплеровских частот) сопряжено с большой неоднозначно-
стью. Можно найти только так называемые “наблюдаемые” частоты,
которые не могут быть больше ЧПИ. Таким образом, признаком ре-
жима НЧП является выполнение условия однозначного измерения
расстояний:

Импульсно-доплеровский режим НЧП при наблюдении целей
в свободном пространстве в верхней полусфере (‘вверх”) имеет наи-
меньшие потери энергии при обработке сигналов. При одинаковом
значении средней мощности излучения позволяет получать большую
дальность обнаружения целей по сравнению с другими типами РЛС.
Однако при наблюдении в нижней (“вниз”) на фоне мешающих от-
ражений дальность обнаружения целей весьма мала.

3.	Области применения ИДР

Импульсно-доплеровские РЛС (ИДР) нашли широкое приме-
нение в различных авиационных и наземных комплексах радиолока-
ционного наблюдения и применения оружия. В частности, в обзор-
но-прицельных комплексах истребителей фронтовой авиации и ПВО
импульсно-доплеровские РЛС применяются для всеракурсного и
всепогодного обнаружения воздушных целей и измерения их коор-
динат и параметров движения. В авиационных комплексах радиоло-
кационного дозора и наведения ИДР позволяют обнаруживать воз-
душные цели на фоне МО на больших расстояниях даже при полете
целей на малых и предельно малых высотах. Импульсно-
доплеровский режим работы нашел применение и в радиолокацион-
ных головках самонаведения управляемых ракет класса “воздух-
воздух” при поражении целей на малых высотах независимо от фона
отражений от поверхности земли и местных предметов.

Применяются ИДР и в наземных и корабельных РЛ системах:
для обнаружения низколетящих целей, для управления ракетами в
ЗРК различного назначения.

В многофункциональных авиационных комплексах ИДР при-
меняются не только для решения задач “воздух-воздух”, но и при
обзоре земной поверхности для получения высокого разрешения на-
земных объектов и целей, для обнаружения наземных движущихся
целей и т.п.

12.2.	ХАРАКТЕРИСТИКИ ОТРАЖЕННЫХ СИГНАЛОВ ИДР
ПРИ ОБНАРУЖЕНИИ ВОЗДУШНЫХ ЦЕЛЕЙ
В РЕЖИМЕ ВЧП

1.	Структура спектров отраженных сигналов

В импульсно-доплеровских РЛС применяются, как уже отме-
чалось, когерентные последовательности импульсов с высокими,
средними и низкими частотами повторения. Скважность последова-
тельности импульсов в пачках изменяется от 2 (при ВЧП) до 15-20
(при СЧП) и более нескольких сотен (при НЧП). Во всех случаях
спектр излученного сигнала можно рассматривать как совокупность
спектральных составляющих, расположенных по частоте на интер-
валах, равных Ри. Для лучшего понимания принципов работы ИДР
при обнаружении воздушных целей целесообразно рассмотреть в
первую очередь частотный спектр сигналов, отраженных от поверх-
ности земли и других мешающих объектов, а также от воздушных
целей в зоне наблюдения.

Спектр отражений при непрерывном облучении. Вначале рас-
смотрим спектр отражений при облучении поверхности земли и воз-
душных целей одной гармонической составляющей излучаемого
сигнала. Это соответствует случаю излучения как бы непрерывного
сигнала на несущей частоте, равной частоте спектральной линии из-
лученной последовательности импульсов.

На рис .12.1 приведена типичная схема расположения ДН ан-
тенны РЛС самолета, совершающего горизонтальный полет. Показа-
на также цель, летящая на малой высоте на встречном курсе. Отра-
женные сигналы от поверхности земли поступают в РЛС как по ос-
новному (главному) лепестку ДН, так и по боковым лепесткам. Час-
тотные составляющие в спектре отраженного сигнала имеют допле-
ровский сдвиг, зависящий от углового положения того или иного
участка на поверхности земли по азимуту и углу места. Для распо-
ложения самолета и угла в вертикальной плоскости, как на рис. 12.1,
доплеровские составляющие зависят от угла р:

дп.р

-СО80.

(12.4)
Интенсивность этих доплеровских составляющих пропорцио-
нальна значению ДН антенны РЛС для данного угла р. Таким обра-
зом, представляя все спектральные составляющие для углов р от ну-
ля до 180" построим спектр отражений от поверхности земли, пока-
занный на рис. 12.2.

Рис. 12.2

В общем случае можно отметить четыре характерные области
в спектре мешающих отражений (МО) от поверхности земли. Об-
ласть (1) спектральных составляющих, принимаемых по главному
лепестку ДН антенны. Интенсивность составляющих спектра в этой
области МО обычно имеет значительную величину, примерно на 30-
40 дБ больше, чем при приеме по боковым лепесткам. Положение
максимума спектральных составляющих в области (1) в спектре МО
зависит от углового положения ДН по наклону ра и азимуту срй и от
скорости самолета Ис, на которой установлена РЛС:

ДП.ГЛ

СО8раСО8фа.

(12.5)

Ширина области отражений по главному лучу ДН зависит от
ширины ДН в соответствующей плоскости.

При сра=0 ширину области (1) можно найти как разность доп-
леровских частот, соответствующих верхнему и нижнему краям
главного луча по наклону на уровне 0,5 от максимума:


Используя известную формулу из тригонометрии, получаем

<л =^25’п₽а5!п^--	<12-7)

А	2

При относительно малой ширине луча ДН антенны 0л и при

получаем

(12.8)

Видно, что ширина спектра в области (1) главного луча зави-
сит от угла и ширины диаграммы направленности 0Л. С увели-
чением Ри увеличивается и ширина области ГЛ. При малых углах
Рд ширина спектра главного луча определяется азимутальным по-

ложением луча (см. п. 5).

Отметим также область (2) спектральных составляющих, при-
нимаемых по боковым лепесткам ДН, которые направлены непо-
средственно по перпендикуляру к поверхности земли (под самоле-
том). Эта область в спектре называется областью ‘'высотных” отра-
жений. Центральная составляющая имеет нулевую доплеровскую
частоту, то есть совпадает с частотой^. Так как отраженные сигналы
приходят от области поверхности, наиболее близкой к РЛС, и облу-
чение этой области происходит под углом 90 , то интенсивность
“высотных: спектральных составляющих достаточно большая, а ши-
рина этой области соответствует ширине первой зоны Френеля на
поверхности земли (под самолетом).

В спектре (см. рис. 12.2) отметим граничные области спектра
МО (4) и (4'). Доплеровские частоты, соответствующие этим грани-
цам, имеют максимально возможное значение при данной скорости
поле! а самолета Ис и равны
дп.мо.тах

(12.9)

Остальные участки спектра (3) и (5) соответствуют доплеров-
ским частотам сигналов, принимаемым по боковым лепесткам ДН
антенны как по наклону, так и по азимуту. В общем случае интен-
сивность составляющих спектра по боковым лепесткам ДН в зоне (5)
несколько меньше, чем в зоне (3), так как уровень боковых лепест-
ков в заднем направлении (р>90°) обычно значительно меньше, чем в
передней области (р<90°).

Сигналы, отраженные от низколетящей цели, имеют спек-
тральную составляющую, смещенную относительно /0 на величину
/ДГ1 ц, равную

(12.10)

Следует отметить, что при встречном движении цели спек-
тральные составляющие цели находятся за пределами зоны МО и,
следовательно, при выполнении доплеровской селекции обнаруже-
ние целей будет осуществляться только на фоне внутренних шумов.
Таким образом, помехи от МО не будут в этом случае сказываться на
эффективности обнаружения целей.

2.	Спектр отражений при облучении поверхности земли
импульсной последовательностью при ВЧП

При излучении когерентной последовательности спектр излу-
ченного сигнала состоит из дискретных линий, расположенных на
несущей частоте /0 и боковых составляющих где п - целое
число. Огибающая спектра определяется формой излучаемого им-
пульса и при прямоугольных импульсах изменяется по частоте как
функция 81п(х)/х.

Очевидно, что отраженные сигналы также являются периоди-
ческими. Спектр мешающих отражений группируется около повто-
ряющихся по частоте спектральных составляющих излученного сиг-
нала (которые играют роль некоторых “несущих” непрерывного из-
лучения).
Если ЧПИ выбрана достаточно большой (7?и>2/^п.мо.тах), то в
спектре сохраняется зона, свободная от спектральных составляющих
МО, и достоинства непрерывного излучения для обнаружения целей
сохраняются (рис. 12.3).

Иногда режим излучения с ВЧП называли “квазинепрерыв-
ным” излучением (КНИ), подчеркивая этим совпадение свойств сиг-
налов при обнаружении целей на встречных курсах. Следует отме-
тить, что “свободная зона”, в отличие от непрерывного излучения,
при ВЧП имеет ограничение по оси частот.

Выбор частоты повторений при ВЧП. Для однозначного оп-
ределения скорости цели и сохранении “свободной зоны” от спек-
тральных составляющих МО необходимо, чтобы ЧПИ удовлетворя-
ли условию (см. рис. 12.3):

дп.мо.тах

дп.ц.тах’

(12.11)

где Дп.мо.тах - максимальное значение доплеровской частоты отра-
жений от МО (от поверхности земли). Левая граница области МО,
относящейся к спектральной составляющей (на рис. 12.3), ус-
танавливает предел (увеличению) ц при условии сохранения сво-
бодной зоны;^п.ц.тах - максимальное значение доплеровской часто-
ты отраженного сигнала от цели, летящей на встречном курсе со
скоростью Иц.тах, где Рц.тах - предельное значение скорости полета
цели, обусловленное тактическими характеристиками самолетов ве-
571
роятных противников. Используя формулы (12.9) и (12.10), получим
в соответствии с условием (12.11):

или

(12.12)

Из формулы (12.12) следует, что выбором ЧПИ можно изме-
нять ширину свободной зоны. Выбор ЧПИ и размер свободной зоны
зависят и от собственной скорости полета Ус и от длины волны излу-
чения. Расчеты по формуле (12.12) показывают, что при реальных
скоростях полета самолетов тактической и разведывательной авиа-
ции ЧПИ в режиме ВЧП для 3-сантиметрового диапазона волн лежит
в пределах 150-300 кГц, а 10-сантиметрового - в пределах 40-90 кГц.

Неоднозначность измерений скорости в ИДР. В тех случаях,
когда условие (12.11) не выполняется, возникают проблемы неодно-
значного определения скорости цели. Дело в том, что в спектре от-
раженного сигнала (см. рис. 12.3) положение составляющей допле-
ровской частоты цели зависит от скорости цели. Если скорость поле-
та цели такова, что^п.ц^и, то во всех интервалах между спектраль-
ными линиями /ъ±пРИ возникнет как бы новая составляющая с доп-
леровской частотой, изменяющейся от нуля до РИ. Следовательно,
определить истинную доплеровскую частоту цели в этих условиях
практически невозможно. По степени отклонения (вправо) от бли-
жайшей спектральной линии излучения можно определить только
так называемую "наблюдаемую” доплеровскую частоту7дПН, которая
является остатком по модулю РИ:

/дпн=/дп-^и5	(12.13)

где т - целое число.
На рис. 12.4 показана зависимость изменения наблюдаемой
доплеровской частоты 7дП Н от истинного значения доплеровской час-
тоты^. На рис. 12.4 величина т=2.

Выбор частоты повторения импульсов при ВЧП по соотноше-
нию (12.12) соответствует положению доплеровской частоты цели
только в пределах первого участка пилообразной зависимости, пока-
занной на рис. 12.4, в пределах от нуля до Ги. Очевидно, что истинное
значение доплеровской частоты^ можно записать в виде (см. 12.13)

(12.14)

*/ дп </ дп.н	и	х 7

3.	Время-частотные характеристики отражений
от поверхности земли

Для наиболее полного анализа свойств НДР при различных
ЧПИ целесообразно рассмотреть время-частотные характеристики
отражений от поверхности земли. Как уже отмечалось, наибольшие
трудности для РЛС при обнаружении целей и измерении их коорди-
нат создают именно отраженная от поверхности земли, от мешаю-
щих отражателей (МО). На рис. 12.5 показаны пространственное рас-
положение самолетной РЛС и основные характерные участки на по-
верхности земли - линии постоянного значения расстояния (в виде
окружностей) и линии постоянного значения доплеровской частоты
С изо допы”).
Рис. 12.5

Рис. 12.6
Пространственная поверхность постоянного значения имеет
вид конусной поверхности. Ось конуса совпадает с вектором скоро-
сти самолета К, а угол при вершине соответствует углу отклонения
линии визирования на определенную точку поверхности относи-
тельно оси вектора скорости. На поверхности земли линии постоян-
ной Удп образуют гиперболы, которые являются линиями сечения ко-
нуса поверхностью земли.

Типичное распределение МО в виде некоторой функции отра-
жения р(т,у) по осям задержки т и доплеровской частоты V показано
на рис. 12.6. Пространственное представление иллюстрируется на
рис. 12.7. Структура функции р(т,у) определяется формой ДН антен-
ны, высотой полета Н и скоростью самолета Ис.

Характерной областью является область отражений по главно-
му лепестку ДН антенны, которая по оси V отстоит на величину
(2КС/Х)со8ф, где ф - отклонение луча по азимуту. Ширина зоны по V,
как было показано выше, равна (2КД)6Лаз51Пф? а протяженность по
оси т зависит от высоты Н и ширины луча 6л.Ум по углу места. На
575
трехмерном изображении показано изменение амплитуды (интен-
сивности) р в зависимости от расстояния У? (или т). Интенсивность
при увеличении расстояния 79 уменьшается как I//)4. Заметим, что
ширина спектра (ширина зоны р) по оси доплеровского сдвига (по
оси у) равна ±2ИС/Х. Полная протяженность МО по дальности огра-
ничена, практически, только радиогоризонтом. Для примера на рис.
12.6 приведены количественные значения ряда величин при сле-
дующих данных: высота Н=10 км, скорость Кс=500 м/с, длина волны
Х=3 см, ширина луча по азимуту и углу места бл^блум^З0, луч от-
клонен по азимуту на (р=45‘, а по наклону р=5 .

Рис. 12.8

Неоднозначность измерений по дальности и “слепые” зоны по
дальности. Следует обратить внимание и еще на одну важную осо-
бенность отражения сигналов в ИДР во временной области. Это на-
личие “слепых” зон по дальности и неоднозначность измерений
дальности. Для иллюстрации на рис. 12.8 показаны временные диа-
граммы отраженных сигналов для каждого излученного импульса и
результирующий сигнал, представляющий собой сумму отражений
для отдельных импульсов. Выбран вариант ЧПИ, когда период по-
вторения Ти значительно меньше возможной максимальной задержки
сигнала, отраженного от цели ?Дтах=2РЦтах/с. Определить положения
отраженного импульса от цели можно только по величине сдвига во
времени относительно ближайшего излученного импульса. Этот
сдвиг (дН назовем “наблюдаемой” задержкой, которая соответствует
“наблюдаемой” дальности Рцн.

Очевидно, что величина не может быть больше Т1Ь а
Рцн<ДРОдн, где АР0ДН - участок однозначности по дальности, равный:

(12.15)

На рис. 12.9 показано как изменяется “наблюдаемая” даль-
ность при изменении истинного расстояния до цели Рц. Отметим,
что величина 79ц может быть представлена как (см. рис. 12.9)

(12.16)

где т - целое число участков однозначности (на рис. 12.9 т=3).

Рис. 12.9

Отметим также, что в результирующем сигнале (см. рис. 12.8)
в пределах каждого периода повторения Ти присутствуют отражен-
ные импульсы от всех целей, находящихся в зоне облучения, незави-
симо от истинного расстояния Рц. Кроме того, имеется участок в от-
раженном (принимаемом) сигнале, который совпадает с моментом
излучения очередного импульса. В результате в приемник сигналы,
соответствующие этим участкам совпадений, не поступают Эти
участки называются “слепыми” участками по задержке Гд, или по
дальности О.

Заметим также, что в результирующем сигнале наблюдается
наложение сигналов МО, относящихся к различным излучаемым
импульсам. В зависимости от величины ЧПИ количество таких на-
ложений различно, что определяет в конечном итоге эффективность
обнаружения целей на фоне МО. Этот вопрос более детально рас-
смотрен в следующем параграфе (12.3).

4.	Спектр отражений при облучении поверхности
импульсной последовательностью при СЧП

Для лучшего понимания, в дальнейшем, методов устранения
неоднозначностей измерения расстояний и доплеровских частот рас-
смотрим особенности спектра отраженных сигналов при СЧП. В
принципиальном отношении структура спектра при СЧП не отлича-
ется от случая ВЧП (см. рис. 12.3). Однако количественные соотно-
шения максимальной доплеровской частоты от поверхности земли
/цп.мо.тах и ЧПИ при СЧП создают существенные изменения структу-
ры результирующего спектра.

Для понимания структуры результирующего спектра на рис.
12.10 показано, каким образом формируется этот результирующий
спектр.

На каждой диаграмме показаны структуры спектра отражений
от МО при облучении их одной спектральной составляющей, зави-
сящей от ЧПИ (/О,/О±ГИ,/О±2РИ, ...). Эти структуры аналогичны спек-
тру при непрерывном облучении МО на частоте /о (см. рис. 12.2). На
линейке (^) показан результирующий спектр. В результирующем
спектре имеются следующие особенности. Во-первых, в отличие от
режима ВЧП, в спектре полностью отсутствуют “свободные” зоны
по доплеровской частоте. Следовательно, наблюдение цели, незави-
симо от направления движения, осуществляется только на фоне МО.
Во-вторых, в пределах одного интервала, равного ЧПИ, расположе-
ны все доплеровские спектральные составляющие отражений от це-
лей, летящих как на дсгонных, так и на встречных курсах. Из-за не-
однозначности определяемые значения доплеровской частоты соот-
ветствуют только “наблюдаемому” значению. В-третьих, в спектре
имеются “слепые” зоны в области расположения спектральных со-
ставляющих отражений по главному лучу ДН антенны РЛС. Дело в
том, что интенсивность отражений МО в этих “слепых” зонах значи-
тельно превышает интенсивность отражения от целей. Следователь-
но, обнаружение целей в “слепых” зонах практически невозможно.

«слепые» зоны

Рис. 12. 10

Отметим, что интервалы между спектральными составляющи-
ми отражения по главному лучу равны Ги.
12.3.	ОБНАРУЖЕНИЕ ЦЕЛЕЙ НА ДОГОННЫХ КУРСАХ.
ПРИМЕНЕНИЕ СРЕДНИХ ЧАСТОТ
ПОВТОРЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ (СЧП)

1.	Проблема обнаружения целей на догонных курсах

Одна из сложных задач при наблюдении целей на фоне ме-
шающих отражений (МО) это обнаружение целей, летящих на до-
гонных курсах. Дело в том, что спектральные составляющие отраже-
ний от целей, летящих на догонных курсах, даже при непрерывном
облучении от РЛС попадают в область доплеровских частот ме-
шающих отражений (см. рис. 12.2 для цели Ц2). Аналогичное явле-
ние наблюдается и при ВЧП. Расчеты показывают, что спектральная
плотность отражений по боковым лепесткам при ВЧП может состав-
лять величину на 50-70 дБ больше спектральных составляющих от-
ражений от целей при высоте полета носителя РЛС менее 8-10 км. А
так как обнаружить цель можно только в том случае, когда сигнал от
цели превышает на 10-15 дБ суммарную мощность мешающих отра-
жений и внутренних шумов, то становится очевидным, что при по-
падании спектральных составляющих цели при ВГ’П в область МО
обнаружение малоразмерных целей практически невозможно. Соот-
ветствующие проблемы возникают и при других режимах работы.

Основной путь повышения эффективности ИДР при обнару-
жении целей на догонных курсах это снижение уровня спектральной
плотности мешающих отражений в области доплеровской фильтра-
ции. Как показано ниже, это можно достичь или путем подбора со-
ответствующих ЧПИ при обнаружении целей на догонных курсах,
или введением специальных компенсаторов сигналов, принимаемых
по боковым лепесткам ДН антенны.

2.	Оптимальные системы обработки сигналов в ИДР

Как показано в гл.4, оптимальным устройством обработки РЛ
сигналов являются или согласованные фильтры, или корреляцион-
ные устройства. Для когерентной пачки импульсов, применяемой в
ИДР, нашли применения корреляционные устройства с последова-
тельным выполнением операции согласования опорного сигнала с
580
сигналом, отраженным от цели, в два этапа. На первом этапе выпол-
няется согласование во временной области путем стробирования ви-
деоимпульсами сигналов по оси дальности, а на втором этапе - со-
гласование по доплеровским частотам путем введения набора узко-
полосных доплеровских фильтров. Каждый фильтр настроен на оп-
ределенное значение доплеровской частоты. Эти фильтры выполня-
ют роль интеграторов в корреляционном устройстве. Полоса каждо-
го фильтра Д/ф выбирается в соответствии с временем когерентной
обработки ^кн (времени когерентного накопления) и, как известно,
равна

А/ф=Т--	(1217)

^КН

На рис. 12.11 приведена упрощенная схема оптимального кор-
реляционного процессора радиолокационных сигналов в типовых
ИДР.

с тро^ирб^аиые
по Ъагдьностм

Рис. 12.11

Первый этап обработки сигналов реализован введением набора
каскадов стробирования по дальности, на которые поступают стро-
бирующие импульсы от устройства формирования стробов, связан-
ного с синхронизатором РЛС.

Второй этап обработки реализуются, как уже отмечалось, в ви-
де набора доплеровских фильтров, за которыми следуют амплитуд-
ный детектор и пороговая схема. При превышении уровня порога
сигналом с выхода доплеровских фильтров цель считается обнару-
женной и ей в ОЗУ присваивается номер, который указывает пози-
цию цели по дальности (“наблюдаемая” дальность) и номер “звеня-
щего” доплеровского фильтра (соответствует “наблюдаемой” допле-
ровской частоте принимаемого сигнала). С выхода ОЗУ сигналы по-
ступают на ЭВМ обработки РЛ сигналов, выполняющих различные
операции по измерению координат и параметров движения целей.
Такие ЭВМ называют часто процессорами радиолокационных сиг-
налов (ПРС). Далее сигналы поступают на индикаторы и на ЭВМ
обработки РЛ данных. В зависимости от режима работы и ЧПИ ко-
личество стробирующих каскадов и доплеровских фильтров может
быть различным. При ВЧП применяется или один, или два канала
стробирования по дальности (зона однозначности по дальности
ДОодн не превышает 2-3 соответствующих интервалов (длительно-
стей) стробирующих импульсов. Однако имеется большое количест-
во доплеровских фильтров, перекрывающих весь возможный диапа-
зон изменения доплеровских частот наблюдаемых целей. При СЧП
количество каналов селекции по дальности увеличивается и обычно
соответствует скважности сигналов. Количество доплеровских
фильтров при этом режиме меньше, так как зона однозначности по
доплеровским частотам Д^п одн не может быть больше ЧПИ.

3.	Сигналы на выходе приемника
при наблюдении целей на фоне МО

Рассмотрим, каким образом найти отклик системы обработки
РЛ сигналов на поступающие мешающие отражения от поверхности
земли.

Внутренние шумы на этом этапе не учитываем. Отраженные
сигналы на выходе приемного устройства можно представить в виде
свертки функции отражения от поверхности земли р(ср,1)) (рис.
12.12) и сигнала облучения 5(/):
^м(0 = | |р(<Р,П)5(Г-—)^(Р,	(12.18)

0 0	с

где ср - угол отклонения линии визирования по азимуту относитель-
но вектора Ус. Этот сигнал 5прм(0 (12.18) поступает на вход опти-
мального устройства обработки. На выходе этой системы формиру-
ется сигнал в виде корреляционного интеграла

00	(	2/Э

+/.}* (1215)

— СО	'

Рис. 12.12

В выражении (12.19) в качестве опорного сигнала выступает,
как обычно, копия излученного сигнала 8(1) с введенными смеще-
ниями по дальности 1с=2Ос/С и доплеровской частоте /с. Подставим в
формулу (12.18) зависимость (12.19):

звихас,/с)=П]р(ф,вдг-

-00-00-00

+ /с с/й/А7ср -(12.20)
Выполним интегрирование по времени I в формуле (12.20) в
первую очередь. Получаем

ОО СО

явых (>с > л)=П	Ф >	<12-21)

о о

где Т5(В-ВС) - корреляционный интеграл для излучаемого сигнала,
равный

(В-Ц; Л,

'	С ’ У дп

;Л + /.У<12-22)

Комплексная амплитуда интеграла у5(В-Вс) представляет собой
функцию неопределенности принимаемого сигнала. Комплексная
амплитуда выходного сигнала 8вах(1с/с) тогда может быть записана в
виде корреляционной функции отражения р(ф,В) и функции неопре-
деленности излучаемого сигнала 'У!(П-Ос;/0+/с)

ОО ОО

. Л) = П р(ф. О)Т, (О - о,	.

о о

(12.23)

Таким образом, отклик устройства обработки (приемного уст-
ройства) на выходной сигнал от мешающих объектов, представлен-
ных функцией р(ф,/)), получим в виде свертки ФН сигнала
/о+/с) и функции отражения р(ф,2)).

Если необходимо найти реакцию устройства обработки при
совместном действии МО и сигнала от воздушной цели, то целесо-
образно определить мощность МО в области расположения цели
(<нЛп) на координатной плоскости (фД)). Для решения этой задачи
найдем мощность МО на выходе устройства обработки в общем слу-
чае:

ОС ОО со ОО	*

= Щ/р(ф,В)р7ф;В')Т(В'-Вс;ф'-фЗТ(В-Вс;ф-ф^67В'ФУВФ.

 -оо-со—оо—оо

(12.24)

Так как в записи (12.24) мощность Рмовых является случайной
величиной для каждой точки то целесообразно найти среднее
584
статистическое значение этой мощности. В подынтегральном выра-
жении (12.24) случайной функции является функция отражения, ко-
торая представляет собой, в конечном итоге, суммарный эффект от-
ражения от случайно расположенных точечных отражателей, облу-
чаемых к тому же различными частотами (при движении носителя
РЛС).

Запишем среднее значение мощности Рмо.вых в виде

мо.вых.ср	МО вых

СО ОО 00 СО	*

= | 1 р4(Ф, />)р’(ф',^')К(Р'-яс;<р'-фсУР(Г>-рс;ф-фс)Ж>'Л?Ф.

—оо - □с-ОО--»

В этой формуле корреляционная функция МО, равная

может быть записана в виде

(Р^ а(ф, Р)5(2) - Р', Ф - ф')

(12.25)

(12.26)

как корреляционная функция 5 - коррелированного случайного про-
цесса. Действительно, при определении р(ф,/)) исходили из незави-
симости МО от одной точки по дальности к другой, Функция о(ф,Р)
- распределения удельной ЭПО по поверхности (ф/)).

Используя (12.26), можно выполнить интегрирование по ф’ и
по О' в формуле (12.24) на основании использования фильтрующих
свойств 8-функции. Получаем

оо оо

Р„„Ф('.,Л)= I /а(<р,С)|Т,(Г>-О„9-ф1)|2б(Ш<р.(12.27)

—оо—оо

Функцию распределения удельной ЭПО с(ф,О) можно назвать
функцией отражения от поверхности земли по мощности. В ряде ра-
бот эта функция получила название “функции рассеяния МО”.
Функцию о(ф,1)), очевидно, можно представить и как квадрат моду-
ля р(ф^>)
7

о(<р, В) = р(<р, Г) .

(12.28)

При определении мощности МО в области расположения цели
необходимо величины(^С2/с) приравнять в формуле (12.27) координа-
там положения цели	Это соответствует наложению ФН на

распределение а(фД?) таким образом, что начало координат т=0 для
ФН должно совпадать с положением цели.

Рассмотрим ряд частных случаев определения Рмо при исполь-
зовании ВЧП, НЧП и СЧП.

4.	Мощности мешающих отражений в ИДР
при полете самолета на догонных курсах (при ВЧП)

На рис. 12.13 показано распределение сг(ф,/)) или, что то же,
распределение по 1Л так как угловое положение элемента отра-
жения от поверхности земли ф однозначно связано с величиной доп-
леровской частоты /ДТ1

. 2КС
дп=-ГС08(Р
л

(12.29)

а 1^2В1С. На это распределение о(ф,/)) наложена диаграмма неопре-
деленности пачки когерентных импульсов при ВЧП. Центр диаграм-
мы т=0 соответствует положению цели (С=1Д. На рис. 12.13 показано
два варианта расположения целей. Цель Ц1 летит на встречных кур-
сах и расположена на диаграмме рис. 12.13,а вне поля МО, а цель Ц2
имеет вектор скорости, совпадающий с направлением полета носи-
теля РЛС. Видно (рис. 12.13,6), что в случае такого догонного дви-
жения самолета сигнал от цели маскируется большим количеством
составляющих отражений, приходящим по боковым лепесткам диа-
граммы неопределенности когерентной пачки импульсов, распреде-
ленным вдоль оси т.
Рис. 12.13

Для сравнения на рис. 12.14 показан случай НЧП, когда цель Ц
расположена на расстоянии Дц, а ^дц=22)д/с<77и. Видно, что и в этом
случае даже при доплеровской частоте Дпц больше 2ГС/Х цель маски-
руется отражениями, которым соответствуют боковым лепесткам
ФН, распределенным по оси V.

При рассмотрении рис. 12.13,6 отметим, что боковые лепестки
ФН охватывают области МО в левой части диаграммы отражения
о(7с?с)> где интенсивность МО особенно велика (см.рис.12.7). Следо-
вательно, обнаружение цели в этом случае осуществляется на фоне
интенсивных МО. В свою очередь, и в случае НЧП боковые лепестки
ФН по оси V также “набирают” интенсивные МО, главным образом,
за счет отражений по главному лепестку, которые на рис. 12.14 име-
ет протяженность практически на всю возможную дальность распо-
ложения целей.
Рис. 12.14

В ряде случаев наглядное представление о действии МО при
обнаружении цели на догонных курсах можно получить, если рас-
смотреть наложение ФН на поверхность земли в полярной системе
координат.

На рис. 12.15 для режима ВЧП и НЧП показаны геометриче-
ские места точек поверхности с постоянным значением дальности
(дискретно по /д) и с постоянным значением доплеровской частоты
отражения от повергсности земли.

На рис. 12.15 линии одинаковых задержек (В=сопз1) имеют
вид окружностей на поверхности земли, а линии постоянной вели-
чины доплеровской частоты (или наблюдаемой доплеровской часто-
ты) имеют вид гипербол.

При ВЧП имеется много участков (полосок) дальности, имеющих
ширину, определяемую разрешением по дальности, сигналы от кото-
рых одновременно поступают на вход приемника. За счет допле-
ровской селекции на поверхности земли выделяются только те уча-
стки, которые соответствуют полосе фильтра обнаружения цели. Эта
полоска, гиперболическая по форме, имеет ширину, эквивалентную
полосе пропускания доплеровского фильтра Л/^. При выполнении
стробирования по дальности и селекции доплеровской частоте ме-
шающие сигналы (МО) от поверхности приходят на вход РЛС толь-
ко от участников пересечения колец дальности и гиперболических
полосок.
Из рис. 12.15,а видно, что таких участков при ВЧП очень мно-
го. Общее количество участков пересечения можно определить по
формуле

МО

2Ц,ах

(12.30)
где /)тах - максимальная дальность возможного приема сигналов МО
в данной РЛС. Эта дальность примерно соответствует максимальной
дальности обнаружения целей; Д/)одн - интервал однозначности по
дальности при ВЧП

АД™, = ^,/2.

Полная мощность мешающих отражений РМ0Дф в пределах
фильтра, настроенного на доплеровскую частоту цели, равна сумме
мощностей МО, приходящих от всех участков пересечения гипербол
и колец дальности, как для статистически независимых величин

мо.дф

"-мо

мо: ’

1=0

(12.31)

где рМ0| - плотность потока мощности отражения, зависящая от рас-
стояния до участка пересечения и характеристик РЛС, а также от
углового положения участка; омо, - эффективная площадь отражения
от участка поверхности земли. Величина рмо/ находится по известной
формуле (см. гл.5)

Р МО1

РсрС8АГ2фио^м1)

(47Г)2^О,

(12.32)

где Омо1 - расстояние до /-го участка пересечения гиперболической
полосы и колец дальностей; НРмоьфмо/) - диаграмма направленности
антенны (по мощности), являющаяся функцией углового положения
участков пересечения по углу места рмо/ и азимута (рмо/. Остальные
обозначения в (12.32) соответствуют введенным ранее. Величины С
и 5А - это коэффициент направленного действия и эффективная
площадь антенны.

Подставив выражение (12.32) в (12.31), получаем расчетную
формулу для оценки Рмо дф:

р = V п ГВ • т	(Рмо1>Фмо/) /17

МО.Дф / л '"МО? хР МО1 ’Фмо//	,л \2 г\4	*

Вычисление по этой формуле позволит определить мощность
мешающих отражений в доплеровском фильтре обнаружения целей.

Отметим, что и при НЧП также наблюдается большое число
участков пересечений колец дальности и гиперболических полосок
(рис. 12.15,6). Однако для режима НЧП характерно однозначное из-
мерение дальности и поэтому имеется только одно кольцо дальности
на расстоянии, соответствующем положению цели. Тем не менее, из-
за неоднозначности по доплеровской частоте появляется большое
количество гиперболических полосок, соответствующих неодно-
значным наблюдаемым доплеровским частотам. Максимальная доп-
леровская частота отражений от поверхности земли равна
Лп мо тах=2 КД, но эта величина значительно больше, чем ЧПИ. Ази-
мутальному углу фдз=0 соответствует максимальное значение допле-
ровской частоты от поверхности земли при полете на относительно
малой высоте.

На рис. 12.16 показано изменение наблюдаемой доплеровской
частоты в зависимости от углового положения по азимуту наблю-
даемого участка на поверхности земли (считаем, что высота полета
малая, что позволяет не учитывать угол наклона линии визирования).

Из рис. 12.16 видно, что данному значению доплеровской час-
тоты цели А ц соответствует большое количество угловых направле-
ний фаз, где наблюдаемые частоты одинаковы. Следовательно, как и
показано на рис. 12.15,6, имеется большое количество гиперболиче-
ских полосок и на поверхности земли и таким образом имеется
большое количество участков пересечения одного кольца дальности
и многих гипербол.

Вычисление Рмо мощности МО в пределах доплеровского фильтра
может быть выполнено по формуле (12.33).

На рис. 12.17 показано, как изменяется Рмо в зависимости от
выбранной ЧПИ. Отметим, что и при ВЧП и НЧП значения Рмо дос-
таточно велики.

Анализируя число участков пересечений при ВЧП и НЧП (см.
рис. 12.15), можно отметить характерную тенденцию. При ВЧП чис-
ло участков пересечений уменьшается при уменьшении ЧПИ. При
НЧП количество участков пересечений также уменьшается, но при
увеличении ЧПИ. Соответственно изменяются и Рмо (рис. 12.17).
А

оптимальное ЧПИ

Рис. 12.17

Очевидно, имеется ЧПИ, при которой мощность МО в преде-
лах фильтра доплеровских частот минимальна. Эта величина ЧПИ
находится в зоне СЧП.
5.	Применение средних частот повторений
импульсов (СЧП) в ИДР

Итак, можно ожидать, что уменьшение ЧПИ относительно
ВЧП позволит уменьшить мощность мешающих отражений Рмо в
доплеровских фильтрах. Действительно, это можно пояснить, анали-
зируя структуру выходного сигнала, являющегося результатом на-
ложения ФН сигнала на функцию отражения МО.

Рис. 12.18

На рис. 12.18 показано, что при СЧП в приемник одновремен-
но поступают МО совместно с сигналом цели и мешающие отраже-
ния, принимаемые боковыми лепестками ДН, а наиболее “опасные”
зоны МО выбором ЧПИ можно “обойти”. Такими “опасными” зона-
ми являются участки МО, которые принимаются по главному лучу
ДН антенны, и участки “высотных” отражений (на рис. 12.18 в левой
части функции отражения о(^С2/с)

При Вг1П из-за малых зон однозначности по дальности невоз-
можно практически избежать участка высотных отражений (см. рис.
12.13,6), а при НЧП нельзя избежать зоны МО, принимаемых по
главному лучу (см. рис. 12.14).

Если использовать изображение структуры ФН на поверхности
земли, аналогично рис. 12.15, то также видно, что при СЧП количе-
ство участков пересечения колец дальности (их значительно меньше,
чем при ВЧП) и гиперболических полосок доплеровских частот (их
меньше, чем при НЧП) в целом существенно меньше, чем при ВЧП и
НЧП. Следовательно, вычисляя мощность Рмо в полосе доплеровских
фильтров по формуле (12.33), можно ожидать значительно меньшую
величину Рмо, чем при ВЧП и НЧП, как это и показано на рис. 12.17.

Выбор частоты повторения при СЧП. Конкретное значение
ЧПИ для СЧП выбирается в зависимости от многих факторов,
влияющих на уровень спектральной плотности мешающих отраже-
ний, на фоне которых обнаруживаются цели. Следует учитывать та-
кие факторы, как высота полета самолета-носителя РЛС, структура
поверхности земли и соответствующие удельные значения ЭПО по-
верхности, уровень боковых лепестков ДН антенны и зона располо-
жения наиболее интенсивных боковых лепестков по азимуту относи-
тельно главного максимума ДН, угловое положение наблюдаемой
цели, а также ряд других факторов.

Однако основные трудности при обнаружении возникают из-за
наличия МО, принимаемых по главному лучу ДН, и высотных отра-
жений, как это уже отмечалось выше. Кроме того, учтем, что зона
эффективного приема МО по боковым лепесткам зависит от углово-
го сектора по азимуту Дфаз.бл, который охватывает основную группу
боковых лепестков (обычно 3-4 лепестка относительно максимума
ДН в ту и другую стороны).

Из рис. 12.18 видно, что для создания участка доплеровских
частот, свободного от МО по главному лучу ДН, необходимо, чтобы

р >М	=—-0	81п(ф ),

и	“ дп.гл	лаз хтаз/’

(12.34)

где Д/'дпгд - ширина зоны доплеровских спектральных составляю-
щих МО, принимаемых по главному лучу ДН антенны. Прием сиг-
налов от цели в зоне МО по главному лучу практически невозможен.
Поэтому, чем больше Рк, тем больше зона, свободная от МО по
главному лучу. В качестве параметра, характеризующего возмож-
ность наблюдения целей, можно ввести величину отношения размера
свободной зоны Д^в кЧПИ (см. рис. 12.18, атакже рис. 12.19)
(12.35)

где 2^/св равна сумме свободных участков относительно зоны МО (см.
рис. 12.19):

4/с»=4/св.1+4/’с«2-

Рис. 12.19

На рис. 12.20 показано, как изменяется коэффициент (?Св.з в за-
висимости от ЧПИ, скорости полета Ис и углового положения ДН по
азимуту. Видно, что коэффициент (?свз при фиксированном угле <раз
увеличивается (<Раз=30°) от 13 до 80%, при росте ЧПИ - от 2 до 10
кГц.

Изменение коэффициента (2СВ.3 при различных фа,. объясняется
зависимостью ширины зоны доплеровских частот по главном}7 лучу
от значения азимутального угла фаз:

.гл

(12.36)
Рис. 12.20

Другим важным фактором при выборе ЧПИ в режиме СЧП яв-
ляется устранение наложения боковых лепестков ФН на область вы-
сотных отражений (см. рис. 12.18). Если ширину зоны высотных от-
ражений по оси Гс обозначить Д/во, то, очевидно, что должно быть

или

7И>А/ВО

(12.37)

(12.38)

где ЛОво - зона наиболее интенсивных высотных отражений по
дальности. Величина ДРВ0 может быть до 2-3 км.

На рис. 12.21 показано, как изменяется интенсивность отра-
женных сигналов Рпрм от области МО в зависимости от расстояния Р
или (д=2Р/с. Так как ДРодн при СЧП обычно больше высоты полета,
то в пределах каждого Ти всегда наблюдается участок ДГВО высотных
отражений с большой интенсивностью МО. При попадании сигнала
от цели в область Д?во обнаружение цели практически также невоз-
можно и возникает вторая “мертвая” зона по дальности. Выбором
ЧПИ можно уменьшить коэффициент “заполнения” мертвой зоны в
пределах периода Ти. Все спектральные составляющие МО по вы-
сотным отражениям при этом также подавляются (см. рис. 12.18).
Рис. 12.21

Рассмотрим третий фактор, влияющий на уровень мощности
МО. Это влияние размера сектора боковых лепестков ДН антенны
на уровень мощности МО в пределах фильтра доплеровских частот
сигнала, отраженного от цели.

На рис. 12.22 показаны зоны пересечений колец дальностей и
полосок гипербол для случая, когда зона боковых лепестков охваты-
вает сектор по азимуту ±90". Если же сектор боковых лепестков
уменьшить до величины ДЧ>бл<90°, то можно число пересечений еще
уменьшить.

Рис. 12.22
Действительно, выбирая ЧПИ так, чтобы в пределах ЛТбЛ была
бы только одна гиперболическая полоска, добиваемся уменьшения
пересечения путем снижения ЧПИ (рис. 12.23). Чем меньше сектор
ДЧ^бд, тем меньшую ЧПИ можно выбрать в режиме СЧП. Как видно
из рис. 12.24, наибольшая плотность гиперболических полосок соот-
ветствует углам (р^, близким к 90°. Это обстоятельство позволяет
найти соотношение для определения граничного значения ЧПИ.

Потребуем, чтобы разность доплеровских частот, соответст-
вующих краевым по азимуту значениям зоны боковых лепестков ДН
антенны фи и фг] (см. рис. 12.23 и 12.24), была меньше ЧПИ

(12.39)

Тогда

2К

и >^(С08фг1-С08фг2).

(12.40)

Так как азимутальные углы фг] и фг2 можно представить как

---уЧ	(12-41)

Фп=Фагв+—Л'	(12-42)

Л*

где фаз,а - азимутальное положение максимума ДН антенны, то под-
ставив (12.41) и (12.42) в формулу (12.40), получаем

2Г

>-т^Д^6ч81Пфаза. (12.43)

Формула (12.43) справедлива при Д%л<30 . Из формулы

(12	.43) следует, что ЧПИ должна быть не менее величины

(12.44)

Для того, чтобы ЧПИ не зависела от азимутального положения
максимума ДН антенны (в формуле (12.43) полагаем для граничного
значения 8тфазЛ=1).
Рис. 12.23

Таким образом, для выбора ЧПИ в режиме СЧП следует руко-
водствоваться соотношениями (12.34), (12.38) и (12.44) в зависимо-
сти от конкретных условий полета самолета-носителя РЛС и пара-
метров РЛС.

Расположение “слепых” зон по дальности и скорости при
СЧП. Как было показано выше, при СЧП образуются зоны “слепые”
по дальности, соответствующие участкам высотных отражений и
моментам излучения последующих импульсов, и “слепые” зоны по
доплеровским частотам (по скорости полета цели), обусловленные
мешающими отражениями по главному лучу ДН антенны.

Используя формулу (12.23), позволяющую найти распределе-
ние выходных сигналов устройства обработки при изменении и
для данной функции неопределенности Т/Д^) пачки когеренгных
импульсов, можно определить расположение “слепых” зон по даль-
ности и доплеровской частоте для всего диапазона дальностей и ско-
ростей самолета. На рис. 12.25 положение “слепых” зон показано для
частоты повторений импульсов 7^=15 кГц. Интервал однозначности
по дальности при этом равен ДООдн=10 км, а по доплеровской частоте
А/дподн=15 кГц. “Слепые” участки из-за наложения импульсов излу-
чаемых РЛС имеют значительно меньшую протяженность по даль-
ности и показаны на рис. 12.25 пунктиром. “Слепые” участки по до-
плеровской частоте для случая отклонения максимума ДН антенны
от вектора скорости на 60е (фаз а=60с). Это соответствует^ гл=20 кГц
ДП.МО

Рис. 12.24
(для скорости Ис=600 м/с и Х=3см). Высота полета принята равной
5000 м.

Обнаружение цели возможно только в свободных областях на
плоскости (<СА). Одновременно можно отметить связь расположе-
ния зон неоднозначности по дальности и доплеровской частоте. На-
пример, наблюдаемое расстояние до цели, расположенной на 18 км,
относительно РЛС, равно 8 км, а наблюдаемая доплеровская частота
равна 10 кГц (если измерять ее относительно линии спектра 15 кГц)
или 5 кГц (если измерять ее относительно зоны главного максимума
ДГдпгл), хотя истинная доплеровская частота цели равна 25 кГц (см.
рис. 12.25).

Таким образом, при использовании СЧП возникает две доста-
точно сложные проблемы: устранение неоднозначных измерений
расстояний и доплеровских частот и устранение “слепых” зон по
дальности и доплеровским частотам. Эти вопросы рассмотрены в
следующем параграфе.
Рис. 12.25
12.4.	ОДНОЗНАЧНОЕ ИЗМЕРЕНИЕ РАССТОЯНИЙ
И ДОПЛЕРОВСКИХ ЧАСТОТ
ПРИ ОБЗОРЕ ПРОСТРАНСТВА В ИДР.

УСТРАНЕНИЕ “СЛЕПЫХ” ЗОН

1.	Общие сведения

Измерение расстояний в ИДР отличается от аналогичных изме-
рений в импульсных РЛС с НЧП. Как уже отмечалось, применение
ВЧП приводит к тому, что интервал однозначного измерения расстоя-
ний становится весьма малым по сравнению с максимально возмож-
ными дальностями обнаружения целей. Например, при ЧПИ, равной
100 кГц, интервал однозначного измерения равен всего 1,5 км. Для
определения действительного расстояния до цели приходится приме-
нять специальные методы измерений, обеспечивающие устранение
неоднозначностей. Аналогичная задача возникает и при СЧП. Кроме
того, при СЧП необходимо устранять неоднозначность измерений и по
доплеровской частоте (по скорости полета цели). На рис. 12.26 показа-
на связь интервалов неоднозначности по дальности и доплеровским
частотам при различных ЧПИ. Уменьшение, например, интервала од-
нозначных измерений по дальности приводит к росту интервала одно-
значности по доплеровской частоте, и наоборот.

Необходимо также отметить, что для ИДР характерно и нали-
чие “слепых” зон по дальности и доплеровским частотам. Для их
устранения необходимо изменять ЧПИ излучаемых сигналов.

Для выполнения однозначных измерений возможно примене-
ние различных методов дополнительной модуляции сигналов как по
несущей частоте, так и по фазе. Отраженные сигналы сохраняют
введенные законы модуляции, что и позволяет затем осуществить
определение однозначного параметра (расстояния или скорости це-
ли). Однако введение различных видов модуляции ухудшает воз-
можности ИДР при обнаружении целей на фоне мешающих отраже-
ний. Дело в том, что любая дополнительная модуляция приводит к
появлению новых боковых спектральных составляющих относи-
тельно основных как справа, так и слева по частоте. Спектры МО
при этом расширяются, что приводит даже при ВЧП к уменьшению
или полному устранению свободных зон.
лчп

100

30

10

-х СЧП
(Еи=50кГч)

НЧП (&-НХЮГ:-



л? го

/Ш

^7)о^н
К'Л

5»

Рис. 12.26

В связи с отмеченными особенностями использования различ-
ных видов модуляции в современных ИДР нашли применение сле-
дующие методы устранения неоднозначностей. Во-первых, приме-
няются наборы когерентных пачек импульсов с различными ЧПИ в
пачках импульсов. Несколько ЧПИ за время наблюдения цели по-
зволяют устранить неоднозначности по дальности и доплеровским
частотам в режиме СЧП и, кроме того, раскрыть “слепые” зоны по
дальности и доплеровским частотам.

В режиме ВЧП при малой скважности применение нескольких
ЧПИ для устранения неоднозначности приводит к большим затруд-
нениям в процессе обработки сигналов из-за ограниченного времени
наблюдения цели. Оказалось, в этом случае эффективным является
применение линейной частотной модуляции несущей в пачке им-
пульсов от импульса к импульсу.
Рассмотрим более детально применение в ИДР указанных вы-
ше методов для устранения неоднозначностей и “слепых” зон как по
дальности, так и по доплеровским частотам.

2.	Применение линейной частотной модуляции несущей
для измерения расстояний в ИДР

Для определения расстояний и устранения неоднозначности в
импульсно-доплеровских РЛС (главным образом в режиме ВЧП)
нашел применение метод линейной частотной модуляции несущей
импульсной последовательности с последующим определением из-
менения наблюдаемой доплеровской частоты в зависимости от рас-
стояния до цели. Способ измерения расстояний при непрерывном
излучении с использованием частотной модуляции описан в гл. 1.

При использовании ЧМ в импульсной когерентной последова-
тельности импульсов имеется ряд особенностей при обработке отра-
женных сигналов, характерных для ИДР. Дело в том, что при наблю-
дении воздушных целей возникающие изменения несущей частоты,
обусловленные эффектом Доплера, приводят к появлению сущест-
венных ошибок в измерении расстояний, если применить только ЧМ
несущей. По этой причине для устранения влияния эффекта Доплера
на процесс измерения расстояний применяется комбинированный
режим работы при излучении и приеме пачек когерентных импуль-
сов. Весь интервал времени наблюдении цели, выделенный на изме-
рение расстояния, разделен на несколько тактов (подинтервалов).
Обычно таких подинтервалов может быть два или три. На первом
подинтервале изменение несущей по линейному закону ЧМ не при-
меняется и этот интервал используется только для определения доп-
леровской частоты цели^пц- На рис. 12.27,а показаны зависимости
изменения несущей частоты импульсов и других параметров для
двух подинтервалов Т\ и Т2. Видно, что на первом такте Т] ЧМ не
применяется, а на втором несущая частота изменяется по линейному
закону с крутизной равной

(12.45)
Рис. 12.27

где А/^м - девиация частоты на интервале второго такта Т2.

Частота местного гетеродина / также изменяется в соответст-
вии с изменением несущей /тп. На рис. 12.27,а показано, что при
приеме отраженных сигналов на первом такте возможно измерение
частоты, обусловленное эффектом Доплера, на втором такте, в зави-
симости от задержки во времени, изменение частоты зависит и от
доплеровской частоты /щЦ и от дальности (появляется дальномерная
частота Ед). На рис. 12.27,6 показаны излученные сигналы 5ГОЛ(1), а на
рис. 12.27,в - зависимость разностной промежуточной частоты (по-
сле гетеродинирования сигналов) на первом и втором тактах: Упр.1 и
/пр.2 во времени.

Запишем зависимость изменения несущей частоты во времени
на втором такте Т2:

Уизл.2 /ъ+Кцу/ Т\<1<Т2+Тъ

(12.46)
где/о - несущая на первом такте,/изл 1=7/0.

Гетеродинный сигнал имеет частоту на первом такте ГГ1=ГГ0, а
на втором такте гетеродинный сигнал имеет частоту

(12.47)

Принимаемые сигналы имеют несущую частоту на первом
такте

(12.48)

где ^пЦ - доплеровская частота цели (в рассмотренном на рис.
12.27,а примеречто соответствует встречному движению воз-
душной цели). На втором такте несущая частота принимаемого сиг-
нала равна

(12.49)

где отражено, что в принимаемом сигнале модулирующая зависи-
мость в излученном сигнале задерживается во времени на величину
(ц, равную 27Д/С.

Рассмотрим получаемые после гетеродинирования промежу-
точные частоты на первом и втором тактах.

На первом такте

(12.50)

а на втором такте

(12.51)

где наблюдаемая частотаЦ-А^чм/Д. При получении соотношений
(12.50) и (12.51) использованы зависимости (12.46)-(12.49).

Сравнивая формулы (12.50) и (12.51), можно сделать вывод о
том, что промежуточные частоты /Пр । и./пР 2 отличаются на величину
дальномерной частоты

(12.52)

и при вычитании/пр | и/пр,2 устраняется влияние доплеровской часто-
ты цели/пц.
Действительно:

(12.53)

Обратим внимание на то, что на первом такте обнаружения це-
ли осуществляется в некотором доплеровском фильтре, настроенном
на/^П ц, а на втором такте сигнал цели обнаруживается в доплеров-
ском фильтре, настроенном на частоту: /дп=( 7дп.ц-Уд) (см.(12.51)).
Этот фильтр расположен левее основного фильтра, настроенного на
доплеровскую частоту цели^п ц, на величину сдвига, равного Уд. Сле-
довательно, определить расстояние 1)ц можно по величине смещения
“звенящего” фильтра на втором такте по сравнению с первым так-
том.

Рис. 12.28

На рис. 12.28,а показано расположение спектральных состав-
ляющих цели на первом такте обнаружения, а на втором такте пока-
зано на рис. 12.28,6. Если доплеровскую частоту цели определить по
номеру фильтра 2\Гф1 на первом такте, то на втором такте номер
фильтра обнаружения окажется левее по оси частот ^ф2. Запишем
значениеУ^п ц, представленное номером фильтра (см. рис. 12.28,а):

./дп.ц Уап.с+Д/бф+(Л/ф 1-1 )Л Лф

(12.54)

где /дп с - максимальная доплеровская частота на границе спектра
МО, равная 2КС/Х, где К ~ скорость полета носителя РЛС, Д/бф - за-
щитный (буферный) интервал, обеспечивающий непропускание со-
ставляющих МО в пределы 1-го фильтра; Д/рФ - интервалы расста-
новки доплеровских фильтров в зоне фильтрации.

Обычно Д/рф<Д/ф - ширины полосы пропускания доплеровских
фильтров.

На втором такте доплеровская частота/дп “звенящего” фильтра
Л^ф2 равна (см. рис. 12.28,6)

Удп ^п.с+Д/бф''Н^ф2 1) Д/рф •

(12.55)

Очевидно, что разность частот /дпц (12.54) и/дп (12.55) равна

(12.56)

и характеризует дальномерную частоту пропорциональную рас-
стоянию 7)ц. Получаем, что расстояние можно определить по
формуле

Вц=с(^ф1-Л/ф2) Д/рф/(2^чм) .

(12.57)

Обратим внимание на то, что представленный способ отсчета
Оц имеет недостаток, заключающийся в том, что измерение расстоя-
ния до цели становится дискретным. Величина дискрета Д2?ц, оче-
видно, соответствует разности номеров фильтров, равной единице:

Л^ф1~#ф2~ 1.

В этом случае величина дискрета АОЦ равна:

Д2)ц (2А.ЧМ) .

(12.58)

Например, при Д/рф=200 Гц и АГЧМ=5 МГц/с получаем Д7)ц=6км.

39. Изд.№9768
Это достаточно большая дискретность может быть допустимой при
обзоре пространства для получения информации о расположении
целей по дальности, но, конечно, для целеуказания ракетам и для
непрерывного отслеживания целей эта, фактически, “точность” из-
мерения явно недостаточна. По этой причине разработаны более
точные методы с использованием перебора ЧПИ в нескольких пач-
ках когерентных импульсов.

Увеличить точность измерения расстояний по описанному
выше методу можно, увеличивая крутизну Кчм изменения частоты
при ЧМ. Однако величина Кчм не может быть выбрана большой. Ос-
новным ограничением при увеличении Кчм является требование, что-
бы максимальное значение дальномерной частоты^ не превысило
диапазона изменений частоты в наборе доплеровских фильтров. Или,
другими словами, разность номеров доплеровских фильтров при из-
мерениях на первом и втором тактах не должна превышать допусти-
мую для данной скорости цели величину (Лф’^фз).

Другим недостатком описанного метода является возникнове-
ние неопределенности в измерении расстояния, если в пределы стро-
ба селекции по дальности попаду!' сигналы от нескольких целей, хо-
тя и имеющих различные скорости (различные доплеровские часто-
ты). В этом случае в наборе доплеровских фильтров на первом и на
втором тактах появляется не один “звенящий” фильтр, а несколько.
В результате возникает неопределенность в измерении расстояний
из-за ряда ложных сочетаний составляющих доплеровских частот,
относящихся к различным целям. Для устранения этого недостатка в
ряде РЛС применяют несколько дополнительных тактов с ЛЧМ не-
сущих импульсов в пачке с различными значениями крутизны час-
тотной модуляции Хчм.

Для примера рассмотрим случай применения 3-го такта с кру-
тизной частотной модуляции больше, чем Кчм во втором такте.
Считаем, что в пределах строба дальности имеется две цели с раз-
личными доплеровскими частотами (различные скорости полета). И
рассмотрим наиболее сложный случай для данного варианта, когда
при сравнении номеров “звенящих” фильтров в двух первых тактах
возникает несколько ложных сочетаний измеряемых доплеровских
частот (рис. 12.29). На рис. 12.29, для упрощения рисунков, структу-
ра набора доплеровских фильтров не показана, а “звенящие” фильт-
ры имеют свои номера. Все сочетания разностей номеров фильтров
показаны на рис. 12.29 и представлены в табл. 12.1. Видно,
что в результате измерений при втором такте появилось четыре ва-
рианта измеряемых дальностей, соответствующих разностям номе-
ров АЛ^п,	А7\^*22«

Рис. 12.29

В табл. 12.1 измеренные расстояния представлены условными
дистанциями в километрах.
Таблица 12.1

Цель по оси/	Сравнение 1 и 2 тактов		Цель по оси/	Сравнение 1 и 3 тактов	
	,17?	2) [км]		ДАТ	Э [км]
1	△Л/* ц	20	1	Д7?'н	30
	АУ 12	50		А7?'12	50
2	АУ21	70	2	алг21	80
	АУ 22	60			60

Видно из табл. 12.1, что одинаковые расстояния соответствуют
только парам ДЛ^ и ДЛГп, а также ДУ22 и ДЛГ22. Эти расстояния и
являются истинными для двух целей. В данном примере это 50 км
для первой цели и 60 км для второй.

3.	Применение нескольких ЧПИ в последовательных
пачках импульсов для однозначного измерения расстояний
и раскрытия “слепых” зон по дальности

Как уже отмечалось, при СЧП наблюдается неоднозначность
при измерении расстояний и доплеровских частот. Кроме того, име-
ются “слепые” зоны как по дальности, так и по доплеровским часто-
там (см. рис. 12.25). Если изменить ЧПИ в пачке когерентных им-
пульсов, то местоположение “слепых” зон изменяется и такое изме-
нение ЧПИ позволяет раскрывать все “слепые” зоны и по дальности
и по доплеровской частоте (это видно из рис. 12.25, если при изме-
нении ЧПИ нанести другую сетку “слепых” зон). Применение не-
скольких ЧПИ (минимально два значения) позволит устранить неод-
нозначности в измерениях расстояний до целей и доплеровских час-
тот.

Обычно за время облучения цели в режиме СЧП излучается
несколько когерентных пачек импульсов с фиксированными ЧПИ в
каждой пачке. В типовых случаях количество пачек может быть от 5
до 10 в виде некоторого так называемого программного набора час-
тот повторений импульсов. Конкретный набор ЧПИ в программе за-
висит от размера зоны дальностей и доплеровских частот, в пределах
которой необходимо устранять “слепые” участки, а также от введен-
ных ограничений на минимальные и максимальные скорости движе-
ния целей и других факторов. В общем случае ЧПИ может изменять-
ся в пределах от 10 до 30 кГц.

Так как обнаружение цели осуществляется по превышению
порога сигналом с выхода определенного фильтра, то для большей
надежности (большая вероятность правильного обнаружения) обыч-
но принимается решение об обнаружении цели при наличии “звеня-
щих” фильтров при приеме нескольких пачек импульсов, например,
по 3-м пачкам из 8-ми и т.п. Если сигналы, отраженные от цели, не
попадают в “слепые” зоны, то достаточно получить отклик системы
обработки при использовании только двух пачек импульсов с раз-
личными ЧПИ для устранения неоднозначности по дальности и доп-
леровской частоте цели. Рассмотрим этот вариант более детально.

Применение двух пачек импульсов с различными ЧПИ. Проил-
люстрируем метод измерения расстояний с устранением неодно-
значности первичных измерений при использовании двух последова-
тельностей импульсов (пачек импульсов) с различными ЧПИ. Эти
пачки импульсов излучаются последовательно, но на рис. 12.30 по-
казаны импульсы как бы одновременно излучаемые (для большей
наглядности). Базовый период повторения импульсов То выбирается
так, чтобы выполнялось условие однозначного измерения расстоя-
ний в пределах всего возможного диапазона дальностей до наблю-
даемых целей, то есть

(д.тах

<7’о=Ж

ИЛИ

Го>2Птах/^5

(12.59)

где 1)тах - максимально возможная дальность для данного класса
РЛС.

В пределах периода То излучается одна последовательность с
ЧПИ Ри1, период которой в несколько раз меньше То в соответствии с
режимом СЧП. В последующий интервал То излучается вторая пачка
импульсов с ЧПИ э которая отличается от РИ1 и не является ей
кратной. На рис. 12.30 показаны излучаемые и принимаемые им-
пульсы с ЧПИ:

РЯ1=П1РО; РК2=п2Р0,

(12.60)
где величины п\ и п2 не кратны друг другу и не имеют общего дели-
теля.

Из рис. 12.30 видно, что положение отраженных импульсов
относительно ближайшего (слева) излученного импульса различно.
Для ЧПИ-1 это величина а для ЧПИ-2 наблюдаемая задерж-
ка равна /д^. На рис. 12.30 показаны также “слепые” зоны по оси I.
Видно, что при изменении ЧПИ положение “слепых” участков изме-
няется, что и позволяет “раскрывать” эти “слепые” участки. Если на
одной ЧПИ цель попала в “слепую” зону, то при изменении ЧПИ
импульсы цели “выходят” из этой “слепой” зоны. Из рис. 12.30 вид-
но также, что можно определить истинную задержку гд отраженного
импульса относительно “своего” излученного (/-й отраженный полу-
чен при излучении 7-го и т.п.). Для определения (ц следует совмес-
тить некоторые излученные импульсы (например, / и у) в двух пачках
и затем рассмотреть соотношения между принимаемыми импульса-
ми (совместить временные диаграммы (б) и (г) на рис. 12.30. Совпа-
дающими по положению будет только один импульс в пределах пе-
риода Го в каждой пачке. Положение совпадающих принимаемых
импульсов относительно излученных (/-го или /-го) соответствует
истинной задержке Гд и, следовательно, однозначному расстоянию до
цели 73. На практике выявление такого совпадения осуществляется
различными способами, которые рассмотрены ниже.

(а&юзчаюш* расстелим*)

Рис. 12.31

На рис. 12.31 показаны зависимости изменения “наблюдае-
мых” задержек ГДН1 и („а для двух ЧПИ в функции от истинной за-
держки /дц. Можно составить два уравнения соответствия величин (дН
ИГда.

(дц 7Я^И1'1"/дн1 5

(дц—^^и2+(дн2 >

(12.61)

(12.62)

где т и п - количество целых периодов 7’и1 и Т^а , попадающих в
пределы интервала истинной задержки /дЦ. Если умножить обе части
равенств (12.61) и (12.62) на с/2, то получим аналогичные соотноше-
ния и для расстояний:

Вц тп Д7)ОДН1+1)Н1,

(12.63)

2)ц 7?А/)одн2^”^ н2 з

(12.64)

где ЛООдн1 и Л/9Одн2 - интервалы однозначности расстояний, равные

(12.65)

“Наблюдаемые” расстояния Г>Н1 и Т)Н2, очевидно, связаны с (цН1
и гДн2 соотношениями

Рн1 ^дн1/2, 7?н2 ^дн2/2.

В нижней части рис. 12.31 на диаграммах (в) и (г) условно по-
казаны ячейки памяти в ОЗУ бортовой ЭВМ, в которые поступают
текущие значения (цН1 и /дн2. Полная линейка всех ячеек памяти соот-
ветствует максимальной дальности 7)тах. В память, в ячейку /дН по-
ступает сигнал, когда “зазвенит” фильтр доплеровской частоты, со-
ответствующий некоторому каналу стробирования по дальности Дн
(см. рис. 12.11). Видно, что только в ячейке (дЦ совпадают отсчеты
для двух ЧПИ. Это и является фактически решением задачи.

В общем случае система уравнений (12.61) и (12.62) обычным
алгебраическим методом не решается, так как на два уравнения име-
ются три неизвестных: (дЦ, количество периодов тп для 74 и и для Ги2.
Однако .при некоторых условиях (некратность ЧПИ) возможно
однозначное решение указанных уравнений с определением гда.

Один из вариантов решения заключается в прямом переборе т
и /7, начиная от #7=0, п=0. При определенных значениях пары 7)Н1 и
/)н2 (или ГдН1 и ГДн2 ) результирующая величина 7ЭЦ оказывается одина-
ковой. Это и есть решение системы уравнений для расстояния 7)ц.

Рассмотрим пример определения расстояния до цели методом
перебора тип. Предположим, что выбраны некратные частоты по-
вторения импульсов 741=15 кГц и 742=18,7 кГц. Соответственно пе-
риоды повторения импульсов равны 741-67 мкс, а 7^=54 мкс. В про-
цессе наблюдения найдено, что для Ри наблюдаемое расстояние ока-
залось 7)Н1=6 км, а для /42 соответственно 7Эн2=2 км. Интервалы од-
нозначности равны:
А^ода1=сГИ1/2=(3 X1 08х67х 10'6)/2= 10 км,
Ы)оа1а=сТИ2/2=(3 х 108х 54х10’6)/2=8 км.

Подставим полученные значения в систему уравнений (12.63)
и (12.64)

Рц[км]= тпхЮ + 6 ,
Лц[км]= их 8 + 2 .

(12.66)

(12.67)

Последовательно вычисляем Лц по формуле (12.66) при
/72=0,1,2,... и по формуле (12.67) при и=0,1,2,... Вычисления сведены в
табл. 12.2.

Таблица 12.2

т			0	1	2	3	4	5	• • о
	КМ!		6	16	26	36	46	56	• • ->
п			0	1	2	3	4	5	
	км		2	10	18	26	34	42	• • •

Видно, что при т-2 и п-3 расстояния, вычисленные по фор-
мулам (12.66) и (12.67), оказались равными 26 км. Это и есть истин-
ное расстояние до цели Лц=26 км при наблюдаемых Лн1=6 км и
Лн2=2 км.

В ряде случаев целесообразно заранее выполнить необходи-
мые расчеты по определению соответствия ЛН1 и Лн2 однозначной
дальности Лц и результаты свести в таблицу соответствия, которая
может быть записана в ПЗУ в бортовой ЭВМ.

На рассмотренном выше примере покажем, как составляется
таблица соответствия. На рис .12.32 показаны зависимости ЛН1 и Ли2
от истинной дальности Л при данных ДЛОдн1-10 км и АЛодн2=8 км. На
рис. 12.33 приведена таблица сочетания всех пар ЛН1 и ЛН2, которые
соответствуют Л. Для данного примера по оси Лн значения ЛН1=6 км
и по оси Лн2=2 км соответствуют на пересечении Л=26 км, как и по-
лученная ранее расчетным путем величина истинной дальности до
цели. Следует отметить, что сочетания в таблице рис. 12.33 с вели-
чинами “0”, “8”, “10” соответствуют “слепым” участкам дальности и
их следует исключить из рассмотрения. В этом случае необходимо
использовать третью последовательность импульсов с Ркз. Все соот-
ношения будут справедливы и при применении любого количества
ЧПИ.

Часто в реальных ИДР применяют наборы ЧПИ до 20 и более
частот повторений. Для каждой ЧПИ можно составить таблицу на-
блюдаемых дальностей во всем диапазоне реальных расстояний до
воздушных целей. В табл. 12.3 иллюстрируется принцип составления
таких наборов наблюдаемых расстояний.

Таблица 12.3

ЧПИ//)	Л.	Д	Д	• • •	д	• • •	д
	Ди	Д12	Д13	« • •	Ди	• • •	Дш
Ри2	Д121	Д22	Д23	• • •	Дй	• • •	Д2К
				• • •		• • •	• • •
	Дп1	Д12	ДпЗ	• • •	Ди	• • •	-ДтИ
• • •	• • •	• • •	• • •	• • •	• • •	• • •	• • •
РиМ	Дм1	Дм2	Дмз	• • •	^нМ1	• • •	Дми

Конечно, в табл. 12.3 имеются повторения наблюдаемых рас-
стояний при различных Д и Р^ , но в целом при некратных частотах
повторения Ри\, РИ2, .- Дь— Дм набор Д/, для каждой Д не повторя-
ется и может рассматриваться как некоторый код дальности Д.
Можно набор представить в виде вектора-столбца

От

(12.68)

Д<2  КМ								Л Значения 1) -Л				
а	оо		32		20		/6		2		ОС	
7		51		23		19		7		39		
в	30		21		10		6		38		30	
		21		13		$		37		29		
У	20		12		О		36		2&		20	
				3		39		27		19		
	Л?		2.		34		^6}		18		/О	
✓		1		за				17				
О	0		32		20		16		в		О	
	0		2	3	О		ё)	7	8	9	10	^У1, ИМ

Рис. 12.33

В результате приема отраженных сигналов на всех ЧПИ вы-
полняется измерение 2)Ну и формируется вектор-столбец уже изме-
ренных значений при всех ЧПИ. Путем сравнения измеренного век-
тора наблюдаемых дальностей 7^^ с вектором табл. 12.3 опреде-
ляется истинное значение расстояния до цели. Критерием может
быть минимум суммарного квадрата разности и ТЭнизм? на всех
ЧПИ (от 7=1 до 7=Л/)

тш{2.} =

(12.69)
Найденное при изменении / минимальное значение соответ-
ствует истинному расстоянию до цели Пр В идеальном случае вели-
чина конечно, равна нулю в момент совпадения всех и Д^зм],
но погрешности измерений Д1? обусловленные шумами и другими
причинами, не позволяют получить чисто нулевое значение

Следует отметить, что описанный способ измерения Д позво-
ляет получить высокую точность оценки расстояния до цели, что
обусловлено возможностью выбора малых дискретов для матричных
дальностей ЛД=Д+1-Д. Способ может быть применен как при СЧП,
так и ВЧП, если в РЛС имеется время для излучения большого коли-
чества пачек импульсов с различными ЧПИ.

Рассмотрим пример составления матрицы соответствия (по ти-
пу табл. 12.3) для случая применения в РЛС четырех ЧПИ: 7^1=15
кГц; Ги2=18,7 кГц; ^=13 кГц и 7^4=25 кГц. Для иллюстрации дис-
крет измеряемого расстояния выбираем равным 1 км, а участок
дальности выбираем от 19 до 29 км. Полученная матрица соответст-
вия расстояний представлена в табл. 12.4. В процессе наблюдения
цели измерены наблюдаемые дальности при всех четырех ЧПИ. Из-
мерения запишем в виде вектора наблюдаемых дальностей КГОМ]С)Н,
составляющие которого 7ЭНИЗМ1=6 км; 73 н.изм2 2 КМ, 7)н.измЗ ® КМ,
73Низм4~2 КМ
Таблица 12.4

из мГн

ЧПИ[кГц]/В[км]	19	20	21	22	23	24	25	26	27	28	29
Г„1=15 кГц (ЛРодн1=10 км)	9	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9
кГц (ДРОдн2=8 км)	3	4	5	6	7	0	1	2	3	4	5
77’из=11,5 кГц (ДОоднЗ=13 км)	6	7	8	9	10	11	12	0	1	2	3
Г^=25 кГц км)	1	2	3	4	5	0	1	2	3	4	5

Сравнивая 7?гзмГ>н с данными табл. 12.4, видим, что сочетание
наблюдаемых дальностей соответствует расстоянию /)=26км. Для
данного случая критерий минимума величины 0^ приводит к полу-
ченному решению 7?-26 км. Величина 0^ для Э-26 км равна нулю.
Для всех других расстояний величина значительно больше нуля.

Рассмотрим еще один способ решения уравнений (12.62) и
(12.63). Этот способ связан с определенным выбором ЧПИ, при ко-
тором величины т и я, то есть количество интервалов однозначно-
сти, входящих в измеряемую величину расстояний до цели, не отли-
чаются больше, чем на единицу во всем диапазоне измерения рас-
стояний.

Выбираем периоды повторения импульсов (НИИ) таким обра-
зом, что

Т\а—Ти+А1.

Соответственно интервалы однозначности равны:

ОДН1

одн 5

(12.70)

Величину дискрета по дальности Л/9 обычно выбирают так,
чтобы отношение М)одп1Ы) было целым числом. Обозначим

2д=АПодн/АП-Ти/ЛГ.

(12.71)

Считаем, что все величины Л0ОДН, Ти, АО, А( - целые числа (в
метрах, микросекундах, километрах и т.п.).

Подставим (12.70) в уравнения (12.62) и (12.63):
•Оц ?яД/)одн + Он1,

Рц—и(ДРОда + ДР) + Рн2-
Приравняем правые части в (12.72):

ТИ ДРодн+Рн! ТТ (ДРОдн+ДР)+ Рн2-

(12.72)

(12.73)

Выбираем максимально возможную дальность РЛ наблюдения
^таx и считаем, что эта величина кратна интервалам ДВода1 и ДЛОдн2-
Тогда справедливо соотношение:

тах ТИщах

ДРодн! ИтахДРодн2>

(12.74)

где величины /итах и соответствуют максимальному количеству
интервалов однозначности, которые “укладываются” в пределы Ртах.

Подставим (12.70) в соотношение (12.74):

ТИтах

Учитывая (12.71), получаем

или

(ИТщах

Птах,-

(12.75)

(12.76)

Принимаем, что /Итах-«тах=1- Следовательно, имеем

ТТщах > ^ТТтах 0д+1-	(12.77)

Соотношение (12.73) преобразуем с учетом отношения
ДРОдн/ДП=(2д:

= п+к,

(12.78)

где величина к равна
-т-п.

(12.79)

При максимальных значениях тятах и итах также справедливо
соотношение (12.78):	^тах-^тах=^=1- Следовательно, величина к

(12.79), равная к=т-п, может быть или равна “нулю”, или к=1. Из
соотношения (12.79) найдем связь п и разности (О^-О^У

(12.80)

Обозначим величину

(12.81)

как некоторую относительную “наблюдаемую” разность величины
(1)Н1-1)н2)/А^- Заметим, что при выбранных величинах ЛОодп и ЛО
параметр <2^ всегда равен целому числу, не равному нулю, так как
при любом расстоянии 7?ц<1)тах и величины /9н1 и /Эн2 не могут быть
равными.

Подставим (12.81) в формулу (12.80) и получаем соотношение
для определения величины п

л к

(12.82)

Параметр к определим, используя следующие логические за-
ключения. Так как текущее произвольное значение п всегда меньше
<2Д (см. (12.77)) (в предельном случае и=(?д), то при или /)Н1-
Г>н2>0, величина к в формуле (12.82) равна нулю (&=0). Действитель-
но, при к=\ получаем, что

и=2д+0н,	(12.83)

что не удовлетворяет значению п<2д при 2н>0. Следовательно, &=0.

В случае (^<0 равенство (12.82) при &=1 (см.(12.83)) удовле-
творяет неравенству и<(?д. Следовательно, Л=1.

Таким образом получим алгоритм достаточно простого опре-
деления величины п при выполненных измерениях 7)Н1 и Рч2 , что
позволяет однозначно определить расстояние до цели Рц.
1.	Определяем величину Он:

(12.84)

Из-за ошибок измерений ^Н1 и ТЭН2 величина @н может быть не
равна целому числу. Следовательно, необходимо округлить до
ближайшего целого числа.

2.	Определяем величину п по формуле (12.82).

если @^>0, то к=0 и п	(12.85)

если то к=1 и п =<2д+(?н.	(12.86)

3.	Полученное значение п (по формулам (12.85) или (12.86) ис-
пользуется для определения расстояния Рц:

Вц ИАОодн2-*~^н2 •

Рассмотрим пример, используя ранее приведенные данные.
Применены в РЛС две ЧПИ при СЧП:

ГИ1=18,7 кГц (АРОДн1=8 км) иГи2=15 кГц (А/?Одн2=10 км).

В процессе измерений “наблюдаемых” дальностей получено
7)н1=2 км, а /)Н2=6 км. Определим Рц по приведенному выше алго-

ритму.

1.	Определим величины ()н и

2.	Определим п. Так как то используем соотношение
(12.86) для определения п:

л=ед+2н=4-2=2.

3.	Определяем расстояние до цели Лц :
2)ц=Л2А/)Одн2+/)н2=2х 10+6=26 км.

Как видим, это и есть истинное расстояние до цели.

4.	Особенности измерения доплеровской частоты
при средних частотах повторения импульсов

В режиме СЧП, как уже отмечалось, наблюдается не-
однозначность в определении и доплеровских частот сигналов, отра-
женных от цели. Имеются и “слепые” зоны по частоте. Для разреше-
ния неоднозначности измерения доплеровских частот и устранения
“слепых” зон также применяется несколько ЧПИ в последовательно
излучаемых пачках импульсов, как и при разрешении неоднозначно-
сти по дальности. “Наблюдаемую” доплеровскую частоту/щн опреде-
ляют по номеру фильтра в пределах интервала фильтрации, равного
обычно частоте повторения импульсов. На рис. 12.34 показаны зави-
симости наблюдаемой доплеровской частоты ^пн при двух ЧПИ от
значения истинной доплеровской частоты цели^щщ (при сближении с
целью). Можно составить для этого случая два уравнения

(12.87)

Рис. 12.34
где т и п - целые числа интервалов однозначных измерений наблю-
даемых частот. Эти интервалы количественно соответствуют часто-
там повторения Р^\ и Р^.

По внешнему виду уравнения (12.87) соответствуют аналогич-
ным уравнениям для определения истинного расстояния до цели при
неоднозначных измерений при СЧП (см. уравнения (12.63) и
(12.64)). Способы решения уравнения (12.87) совершенно аналогич-
ны, рассмотренным ранее, и здесь не повторяются.

Обратим внимание на то, что изменение ЧПИ позволяет также
раскрывать “слепые” зоны по доплеровским частотам. Действитель-
но, из рис. 12.34 следует, что если наблюдаемая доплеровская часто-
та при одной ЧПИ (Рк\) равна нулю (совпадает со “слепой” зоной,
кратной ЧПИ), то на другой ЧПИ (например, Р&) наблюдаемая доп-
леровская частота уже не равна нулю и выходит из “слепой” зоны.

В ряде случаев, по техническим причинам, целесообразно зону
фильтрации выбирать между спектральными составляющими МО по
главному лучу (ГЛ). Зона МО по главному лучу является “слепой”
для обнаружения. Зоны фильтрации выбирают между составляющи-
ми МО по ГЛ, что позволяет полностью использовать все фильтры
для обнаружения целей. В связи с таким выбором зоны фильтрации
возникают некоторые особенности в методике устранения неодно-
значностей и в оценке доплеровских частот отраженных от цели сиг-
налов. Для иллюстрации сказанного на рис. 12.35 показаны примеры
спектров отраженных сигналов для режима СЧП для двух ЧПИ, рав-
ных кГц и Ги2=18 кГц. На рис. 12.35,а показан спектр отраже-
ний для одной излучаемой частоты (одной спектральной линии) на
частоте /о. Показаны составляющая МО по ГЛ (частота Уд пгл=36 кГц)
и спектральные составляющие отражений от двух целей: одна дви-
жется на встречном курсе, и ее доплеровская частота равна ^пщ=60
кГц, а другая - на догонном курсе, и ее доплеровская частота равна
Лпц2=12 кГц. На рис .12.35,6 показан спектр для Р^, а на рис. 12.35,в
- для Ги2. Видно, что наблюдаемые доплеровские частоты для ука-
занных двух целей равны соответственно: для РяХ получаем/ДПН1=9
кГц для первой цели Ц1 и/’дпн^б кГц - для второй цели Ц2.
Рис. 12.35
Аналогично получаем при Р^\ наблюдаемая доплеровская час-
тота для первой цели/дпнг^б кГц, а для второй -/ДПн2=12 кГц.

На рис. 12.35,г показана зависимость изменение наблюдаемых
доплеровских частот целей при расположении зоны фильтрации
“правее” основной составляющей МО по ГЛ при а на рис.
12.35,д - при Р&. В рассматриваемом случае уравнения, аналогич-
ные (12.87), необходимо записать по другому (как это следует из
рис. 12.35, г и рис. 12.35, д):

(12.88)

где т и п могут быть положительными и отрицательными целыми
числами. Для рассматриваемого примера для первой цели ш=1, п =1,
а для второй цели т = -2, п = -2.

Определить истинное значение доплеровской частоты цели по
уравнениям (12.88) можно методом перебора величин т и п. Совпа-
дение значений 7дПЦ при вычислении по формулам (12.88), в случае
перебора величин т и и, возможно только при определенных значе-
ниях тип.

Действительно, в рассматриваемом на рис. 12.35 примере мож-
но для двух наблюдаемых доплеровских частот при каждой ЧПИ
выполнить вычисления 7дПЦ с перебором величин т и п по формуле
(12.88) и составить расчетную табл. 12.5, в которой приведены вы-
численные значения для^пц.

Таблица 12.5

т или и		-3	-2	-1	0	+1	+2	+3
Кн1=15 кГц («)	/дпн1=9 кГц	• • >	15	30	45	60	75	...
	Лпн1=6 кГц	• • •	12	27	42	57	72	• • •
7?И2=18кГц («)	/д пн2=6 КГЦ	• ••	6	24	42	60	78	• • •
	упдпн2~12 кГц	• ••	12	30	48	66	84	• • •

Из табл. 12.5 видно, что для одной цели, имеющей/ДПН1=9кГц и
/Дпн2=6кГц, совпадение 7^пц , вычисленных по (12.88) при различных
тип, соответствует частоте 60 кГц. Это и есть доплеровская частота
первой цели 7дпц1=60кГц. Аналогично, для другой цели, имеющей
/’дпн1=6кГц и/’дпн2=12кГц, совпадение/щц, вычисленных при различ-
ных тип, соответствует частоте 12 кГц. Это доплеровская частота
второй цели^ПЦ2=12кГц, которая находится на догонном курсе.

В реальных ИДР в общем случае требуется больше ЧПИ, чем
две, так как возможны случайные попадания наблюдаемой частотной
составляющей цели в “слепую” зону при изменении частоты повто-
рения импульсов. В этом случае потребуется применить третью ЧПИ
для устранения влияния “слепой” зоны и вычислить однозначное
значение истинной доплеровской частоты.

В современных ИДР как “дальномерные”, так и “доплеров-
ские” ЧПИ объединяются и при этом одновременно устраняются
“слепые” зоны и вычисляются однозначные значения расстояний и
доплеровских частот. Обычно требуется значительно больше ЧПИ,
чем 2-3. Известны варианты построения ИДР, в которых применяют-
ся наборы ЧПИ от шести до десяти ЧПИ за время облучения цели, а
в ряде случаев и больше.

12.5.	МАКСИМАЛЬНАЯ ДАЛЬНОСТЬ ОБНАРУЖЕНИЯ
ЦЕЛЕЙ В ИДР

1.	Особенности вычисления максимальной дальности
обнаружения целей при ВЧП

Как было показано ранее (см.п.З), в ИДР применяются корре-
ляционно-фильтровые системы обработки сигналов со стробирова-
нием по дальности и доплеровской фильтрацией стробированных
сигналов. Фильтрация осуществляется только в области одной боко-
вой полосы спектра отраженного сигнала в свободной от МО зоне в
пределах от /о до ^+КИ. Очевидно, что при такой обработке часть
спектральных составляющих отраженного сигнала “отбрасывается”
и не участвует в формировании выходного сигнала. В результате
энергия обрабатываемого сигнала становится меньше.

Покажем, что максимальная дальность обнаружения ИДР, тем
не менее, оказывается такой же, как и при полном использовании
всей энергии принимаемого сигнала, отраженного от цели.

Для сравнения рассмотрим РЛС с непрерывным смодулиро-
ванным излучением (РЛС с НИ). При доплеровской фильтрации в
такой РЛС полностью используется в процессе обработки вся энер-
гия отраженного сигнала за время наблюдения Считаем, что сред-
няя мощность излучения непрерывного сигнала равна Рнк. В этом
случае формула для оценки максимальной дальности обнаружения
имеет вид:

П4 —

мни (4я)2апад’

(12.89)

где С - коэффициент направленного действия передающей антенны;
8а - эффективная площадь приемной антенны; о - эффективная по-
верхность отражения (ЭПО) цели; ап - коэффициент потерь энергии
сигнала при его обработке; 1УО - спектральная плотность внутренних
шумов приемника; Ко - отношение энергии сигнала к спектральной
плотности шума (отношение сигнал шум), при котором обеспечива-
ется обнаружение цели с заданной вероятностью.

Очевидно, что произведение Рнп1н это энергия облучения цели
за время наблюдения Применяемые доплеровские фильтры для
селекции и выделения спектральной составляющей сигнала имеют
полосу пропускания, согласованную с временем наблюдения
цели

Л/ф,, = 1Д. •	< 12 90)

Заменим в формуле (12.89) время наблюдения на полосу
пропускания доплеровского фильтра по соотношению (12.90). Полу-
чаем

(4я)2аЛо^АДдп

(12.91)

Найдем теперь выражение для максимальной дальности обна-
ружения в импульсно-доплеровской РЛС. Необходимо привести в
соответствие энергетические параметры для РЛС с НИ и ИДР.

Если непрерывный сигнал с несущей и амплитудой 17т про-
модулировать импульсами с частотой повторения ГК9 то, как извест-
но из теории сигналов, в спектре такого импульсного когерентного
сигнала амплитудное значение центральной составляющей (на час-
тоте То) равно
(12.92)

где (2ск - скважность импульсов, равная 7и/ти; ти - длительность им-
пульсов. Средняя мощность сигнала, соответствующего амплитуде
Ао, равна (на единичном сопротивлении):

(12.93)

Так как в импульсно-доплеровской РЛС используется энергия
только одной спектральной составляющей сигнала, то в формуле
(12.91) максимальной дальности ИДР для мощности излучения
должна быть введена величина Рср.о вместо Рни:

Л4

м.ид

(4я)2аЛо.вд^А4да ’

(12.94)

где АГО.ВД - спектральная плотность мощности шумов на входе допле-
ровского фильтра ИДР. При выполнении стробирования по дально-
сти на входе каналов доплеровской фильтрации спектральная плот-
ность мощности шумов на входе доплеровских фильтров вд мень-
ше, чем спектральная плотность шумов на входе устройств стро-
бирования, ^^<№0. Определим, во сколько раз уменьшается 7УО ид по
сравнению с 7УО. Скважность импульсов стробирования по дальности
равна

(12.95)

где тсд - длительность импульса стробирования по дальности. Энер-
гия шума на входе доплеровского фильтра соответствует произведе-
нию мощности шумов Рш на длительность стробирующего импульса

ш.дф

ш СД •

(12.96)

Средняя мощность шумов на входе фильтров равна
ерш

(12.97)

Спектральная плотность шумов №.вд на входе доплеровского
фильтра (после стробирования по дальности):

ср.ш

/и
ш

ОВД

•ДП

сд

(12.98)

Но величина отношения Рш/Д/фдп количественно равна спек-
тральной плотности Ыо на входе РЛС и, в частности, в РЛС с непре-
рывным излучением, когда не применяется стробирование по даль-
ности. Тогда можно записать

(12.99)

Подставим соотношение (12.99) в формулу дальности для ИДР
(12.94):

(4л)2аЛ.Я.АА„

(12.100)

Средняя мощность излучения ИДР при известной импульсной

мощности Рк ад запишем в виде

(12.101)

Импульсную мощность Ри вд запишем в форме, учитывающей
амплитуду сигнала ит, которую считаем равной амплитуде сигнала
при непрерывном излучении:

(12.102)

В этом случае Рср.вд равно (см. (12.101))
(12.103)

Сравнивая (12.103) со значением Рср о, которое входит в фор-
мулу дальности (12.100) и определяется формулой (12.93), получаем

(12.104)

Подставим Рсро (12.104) в формулу максимальной дальности
(12.100)

м.ид

(4п)Чадл.4„(е«/а.)'

(12.105)

Сравнивая соотношения (12.91) и (12.105) для максимальных
дальностей, видим, что при одинаковых средних мощностях излуче-
ния дальности обнаружения целей в ИДР и РЛС с непрерывным из-
лучением не отличаются и равны друг другу при условии, что отно-
шение скважностей 0^2 О равно единице.

Однако следует иметь в виду, что формула (12.105) справедли-
ва при отсутствии совпадения излученного импульса с моментом
прихода отраженных импульсов, то есть, когда отсутствуют потери,
обусловленные наложением импульсов. Потери при обнаружении
целей можно учесть, если в формуле (12.105) вместо скважности (?ск
подставить скважность принимаемых импульсов.

Эту скважность 2прм определим как отношение Ги и длитель-
ности принимаемого импульса типрм с учетом возможного наложения
излучаемого и принимаемого сигналов

СпрМ=—=2ск—•	(12.106)

т	т

‘'и.прм	‘'и. прм

При движении цели отношение длительности ти/ти пРм периоди-
чески изменяется от единицы до нуля. В соответствии с этим и мак-
симальная дальность обнаружения в ИДР изменяется от максималь-
ного значения до нуля, когда цель попадает в “слепую” зону.
2.	Максимальная дальность обнаружения целей при СЧП

В режиме СЧП обнаружение целей осуществляется на фоне
совместно действующих внутренних шумов и мешающих отражений
от поверхности земли, которые принимаются по боковым лепесткам
ДН антенны. В этом случае в формуле максимальной дальности об-
наружения в ИДР (12.105) можно спектральную плотность внутрен-
них шумов ЛГО заменить на сумму спектральных плотностей № и
внешних мешающих отражений 1УМ0

т С	О	МО

(12.107)

Величина 7/мо может быть определена по формуле

МО

мо.дф

(12.108)

где величина Рмо- мощность МО в пределах фильтра доплеров-
ских частот. Определить мощность РМОДф можно по формуле (12.33),
которая справедлива и для режима СЧП. Обычно при обнаружении
целей основным мешающим фактором являются отражения от по-
верхности земли и поэтому можно считать, что спектральная плот-
ность МО 2УМО значительно больше спектральной плотности внутрен-
них шумов, ТУмо^Ло.

В этом случае формула (12.105) принимает вид:

(4я)2ал_кл/Ф„(а./а«)'

(12.109)

Обратим внимание, что произведение Д/ф дп и Мю это величина
равная мощности МО в пределах фильтра доплеровских частот
(12.108). Подставив выражение для Рмо (12.33) в формулу (12.109),
получаем

.4	=_____________________________________________________

мвд	Р 8	гп V

(4я)2апЛо(2ск/есд)^-^ ХсМ01( Рмо,;<рмо|) -

(4л)	1=1	ь>ыо(
Или после очевидных сокращений

4

МИД

.(12.110)

\ ^мо/ (р МО/ 5 Ф мо/)^2(₽моЛФмо,)М,

1=1

Таким образом, максимальная дальность обнаружения целей с
ЭПО о при СЧП зависит от уровня боковых лепестков ДН антенны,
который определяется функцией /^(РмоьфмоЭ в области боковых ле-
пестков и количеством участков мешающих отражений Л/мо, поло-
жения этих участков по дальности, углу места и азимуту. Но макси-
мальная дальность не зависит в этих условиях (^<<№0) от средней
мощности излучения Рср вд и КНД антенны.

При выборе оптимальной ЧПИ и при использовании антенны с
малыми уровнями боковых лепестков, а также при подавлении вы-
сотных отражений результирующая мощность МО в пределах
фильтра доплеровских частот может оказаться сравнимой с мощно-
стью внутренних шумов. В результате условие ^<<ММо может ока-
заться несправедливым. В ряде систем при СЧП применяются ком-
пенсационные каналы для подавления боковых лепестков ДН антен-
ны. Вычисление максимальной дальности обнаружения цели при
этих условиях следует вести по основной формуле (12.105), но для
учета мешающих факторов ввести коэффициент потерь на МО, ко-
торый получим следующим образом. Формулу (12.107) запишем в
виде

^=^+^„=^|1+^| = ^а„;	(12.111)

где амо - коэффициент потерь на влияние МО в пределах фильтра

доплеровских частот:

а

МО

мо.дф

эд»

(12.112)

где Рш Дф - мощность внутренних шумов в пределах фильтра допле-
ровских частот. Из формулы (12.112) видно, что в любом случае амо
больше единицы и максимальная дальность обнаружения целей при
СЧП всегда меньше, чем при ВЧП, для целей на встречных курсах и
значительно больше для целей на догонных курсах, когда коэффици-
ент амо при ВЧП становится весьма большим.

Расчеты показывают, что в реальных ИДР с СЧП, в которых
приняты необходимые меры по уменьшению влияния боковых лепе-
стков на уровень МО и выбраны оптимальные ЧПИ, коэффициент
потерь на МО находится в пределах амо=2-5.

Таким образом, вычисление максимальной дальности обнару-
жения целей при СЧП следует выполнять по формуле



м.ид(СЧП)

(4я)гапамЛо^'УфД.(&./ад) '

(12.113)

Вычисления по формулам (12.105) для ВЧП и (12.113) для ре-
жима СЧП позволяют определить максимальные дальности обнару-
жения целей при ВЧП и СЧП и оценить влияния ряда характерных
параметров РЛС и взаимного положения цели и самолета-носителя
РЛС в этих режимах.

курсовые углы

Рис. 12.36
На рис. 12.36 представлены, в качестве иллюстрации, распре-
деления максимальной дальности обнаружения воздушной цели на
фоне мешающих отражений в зависимости от курсового угла цели
для режимов ВЧП и СЧП.

Видно, что при СЧП дальности обнаружения целей в передней
и задней полусферах зоны наблюдения практически одинаковы,
причем значительно больше, чем при ВЧП при наблюдении целей на
догонных курсах в задней полусфере. В передней полусфере даль-
ность обнаружения при ВЧП больше примерно на 15-20% по срав-
нению с режимом СЧП. Отметим, что при курсовых углах, близких к
90° (боковые направления по отношению к цели), обнаружение цели
как при ВЧП, так и СЧП практически невозможно, так как спек-
тральные составляющие цели попадают в область спектра отражений
МО, принимаемых по главному лучу ДН антенны. Интенсивность
этих спектральных составляющих значительно больше сигнала цели
и больше спектральных составляющих МО по боковым лепесткам
ДН антенны.

В ряде типов ИДР для всеракурсного обнаружения целей и ис-
пользования преимуществ режимов ВЧП и СЧП в своих зонах на-
блюдения применяется поочередное переключение режимов ВЧП и
СЧП в процессе обзора пространства. Например, при посгрочном
сканировании пространства (рис. 12.37) на каждой строчке пооче-
редно излучаются импульсы с ВЧП и СЧП. В результате при дву-
кратном прохождении всей зоны обзора каждое направление пооче-
редно облучается пачками импульсов с ВЧП и СЧП, что обеспечива-
ет эффективное обнаружение целей, летящих как на догонных, так и
встречных курсах.

В некоторых ИДР, устанавливаемых на относительно легких
самолетах, применяется только режим СЧП, так как при этом обес-
печивается обнаружение целей, независимо от их направления поле-
та (см. рис. 12.36). Конечно, обнаружение целей, летящих на встреч-
ных курсах, осуществляется на несколько меньших расстояниях, что,
тем не менее, может удовлетворять тактическим требованиям для
данного типа самолета.

12.6.	СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
ИМПУЛЬСНО-ДОПЛЕРОВСКИХ РЛС

1.	Многофункциональный радиолокационный
прицельный комплекс фронтового истребителя

Радиолокационный прицельный комплекс современного ис-
требителя входит в состав системы управления вооружением (СУВ),
которая обеспечивает решение задач прицеливания и боевого при-
менения бортового вооружения во всех условиях боевых действий
как по воздушным, так и по наземным целям.

В состав СУВ (рис. 12.38) входят, как правило, кроме радиоло-
кационного прицельного комплекса (РЛПК), навигационная система,
информационно-измерительные системы оптико-электронного типа
с использованием тепловых (ИК), лазерных и телевизионных прибо-
ров (на рис. 12.38 обозначено ОЭПС - оптико-электронные прицель-
ные системы). Кроме того, в состав СУВ входят система единой ин-
дикации (СЕИ), приборы связи с вооружением (ПСВ), а также бор-
' товые ЭВМ боевого применения и управления самолетом (ЭВМ БП),
пульты управления СУВ (ПУ СУВ). Все системы СУВ объединены
цифровыми каналами передачи данных (на рис. 12.38 это ЦМ - циф-
ровая магистраль).
Рис. 12.38

Радиолокационный прицельный комплекс, на основе импульс-
но-доплеровских РЛС, имеет структурную схему, которую можно
представить в виде сочетания нескольких основных узлов (рис.
12.39). Во-первых, это приемопередающий тракт РЛС и, во-вторых,
ЭВМ радиолокационной системы. Все основные режимы работы
РЛС задаются от пульта управления (ПУ) и команды передаются по
цифровой магистрали (ЦМ) самолета на ЭВМ РЛС, на алгоритмы
выбора режимов работы в процессоре РЛ данных (ПРЛД), синхрони-
зации системы и управления РЛС. В процессоре РЛ данных форми-
руются команды выбора режима работы, устанавливаются виды сиг-
налов (СЧП, ВЧП и т.п.), команды управления антенной, подключа-
ется процессор РЛ сигналов (ПРС) для выполнения соответствую-
щей обработки принимаемых сигналов и данных. Вся информация от
ЭВМ РЛС и других узлов поступает по внутренней цифровой маги-
страли РЛС (ЦМ РЛС). По командам от ПРЛД в блоке синхрониза-
тора сигналов (СС) и задающего генератора (ЗГ) формируются тре-
буемые сигналы и опорные гетеродинные и низкочастотные напря-
жения.

Передагчик РЛС, как правило, в форме усилителя мощности
усиливает сигналы, поступающие от ЗГ, и передает их в антенную
систему, луч которой устанавливается в нужном направлении и
управляется в соответствии с выбранным режимом работы РЛС (об-
зор, сопровождение целей и т.п.).

Рис. 12.39

Антенная система обычно работает в моноимпульсном вариан-
те построения каналов приема сигналов, то есть имеются суммарный
канал для приема сигналов в режиме обзора и обнаружения целей и
два канала формирования разностных сигналов по азимуту и накло-
ну (углу места). Кроме того, имеется антенная система компенсаци-
онного канала. Компенсационный канал применяется для подавле-
ния мешающих отражений, принимаемых по боковым лепесткам ДН
основной антенны. Кроме этого, компенсационный канал использу-
ется для борьбы с активными помехами средств РЭП противника при
действии их по боковым лепесткам ДН антенны.

В приемнике РЛС осуществляется усиление, преобразование
сигналов на промежуточные частоты и дальнейшее преобразование
сигналов в цифровую форму (блоки АЦП).

Процессор РЛ сигналов (ПРС) осуществляет основные опера-
ции по обнаружению целей, по доплеровской селекции и другим
действиям. Полученные РЛ данные поступают на процессор РЛ дан-
ных (ПРЛД). В этом процессоре ПРЛД выполняются операции по
построению траекторий целей, по фильтрации сигналов в процессе
слежения за целями по угловым координатам, дальности и доплеров-
ским частотам. Кроме того, как уже отмечалось, на ПРЛД возлага-
ются все операции по управлению блоками РЛС в различных режи-
мах. На индикаторное устройство СЕИ данные поступают с выхода
ЭВМ РЛС непосредственно или по цифровой магистрали самолета
(ЦМ самолета) от ЭВМ РЛС и других информационных систем.

2.	Основные режимы работы РЛПК

В процессе обзора пространства и поиска воздушных целей
могут использоваться различные варианты и методы обзора про-
странства и измерения координат наблюдаемых целей.

В режиме действия по воздушным целям (режим “воздух-
воздух”) возможны следующие варианты применения РЛПК:

А. Дальний поиск воздушных целей. Возможен в двух вариан-
тах. Во-первых, поиск без измерения расстояния с индикацией “ази-
мут-скорость цели”. В этом варианте достигается максимальная
дальность обнаружения целей. Используется последовательность
импульсов с ВЧП и не применяются какие-либо способы измерения
расстояний. Обнаруживаются цели только в 1111С.

Во-вторых, дальний поиск с измерением расстояния. Это ос-
новной режим поиска и обнаружения целей как на встречных, так и
на догонных курсах. Применяются импульсы ВЧП и СЧП поочеред-
но в процессе сканирования пространства. В этом режиме выполня-
ется измерение расстояний. При ВЧП это, как правило, метод час-
тотной модуляции, а при СЧП используется излучение пачек им-
пульсов с различными ЧПИ. Индикация в этом случае обычно в ко-
ординатах “дальность- азимут”.

При обнаружении целей могут использоваться различные ва-
рианты обзора пространства. Применяется, в частности, построчное
сканирование.

Б. Поиск целей на средних дистанциях. Используется только
режим СЧП. Основное преимущество этого режима большая точ-
ность измерения расстояний, независимо от направления движения
цели (в ППС или ЗПС). Индикация в этом режиме также в координа-
тах “дальность-азимут”.

Обычно в процессе поиска целей возможно сопровождение не-
скольких целей (в ряде случаев до 20) в процессе обзора пространст-
ва. Это так называемый режим ‘'сопровождения на проходе” (СНП).
Основное достоинство этого режима - скрытность подготовки СУВ
к применению оружия. Кроме того, возможен приоритетный выбор
целей на применение оружия. Для этого вычисляется параметр
“опасности цели”, который количественно может быть представлен
отношением расстояния до цели и скорости сближения (Д/Кб).
Наименьшая величина этого параметра соответствует наиболее
“опасной” цели.

В тех случаях, когда обнаруженный объект при поиске целей
вызывает сомнение: является ли обнаруженный сигнал результатом
отражений от одиночной “точечной” цели или наблюдается группо-
вая цель (плотный строй самолетов) включается специальный режим
распознавания групповой цели. В обычном режиме поиска из-за не-
достаточной разрешающей способности РЛС нельзя раздельно на-
блюдать отдельные цели в группе. Как правило, распознавание груп-
повой цели требуют высокой разрешающей способности РЛС по
дальности, доплеровской частоте и применения моноимпульсного
режима работы.

В. Режим сопровождения одиночной цели. Применяется при
подготовке к пуску ракет с полуактивным самонаведением на цель
или при стрельбе из пушек, или при пуске неуправляемых ракет. Ре-
жим сопровождения одиночной цели иногда называют “режимом
непрерывной пеленгации ' (РНП). Обычно пеленгация в этом режиме
осуществляется моноимпульсным методом (при плоских антенных
решетках это, как правило, фазовые моноимпульсные суммарно-
разностные системы). В зависимости от расстояния захвата цели мо-
гут при этом использоваться все виды сигналов: ВЧП, СЧП и НЧП.

Г. Режимы ближнего воздушного боя. При ведении воздушно-
го боя в условиях визуальной видимости летчик сам выбирает вид
маневра и атаки цели. РЛС в этих условиях применяется для обеспе-
чения прицеливания при применении бортового оружия и вычисле-
ния допустимых зон атаки цели. Для захвата цели добиваются обыч-
но совмещения прицельной марки с визуально видимой целью. Для
уменьшения времени на захват цели применяются часто специаль-
ные режимы сканирования пространства и автоматический захват
цели на сопровождение. Летчику при этом не требуется совмещать
специальную марку с целью.

Быстрый поиск цели в поле зрения индикатора на лобовом
стекле (ИДС). Центр зоны поиска совмещается, например, со строи-
тельной осью самолета и в пределах поля зрения ИЛС (20°х20°) вы-
полняется быстрое построчное сканирование. Период обзора не пре-
вышает 1-2 с. РЛС захватывает автоматически любую цель в преде-
лах указанного сектора и в пределах заданного расстояния (от 200 м
до 10-15 км) (рис. 12.40,а).

2-5°

Рис. 12.40

Вертикальный поиск. Для ускорения захвата цели при манев-
рировании самолета в воздушном бою может применяться верти-
кальное сканирование (в системе координат самолета) лучом ДН ан-
тенны в пределах 60-70°. Наложение зоны сканирования на визуаль-
но видимую цель осуществляется маневром самолета, например,
разворотом или креном (рис. 12.40,6). Время обзора в этом случае
минимально возможное, порядка секунды. Цель захватывается авто-
матически.

В режимах маневренного воздушного боя могут применяться
сигналы с СЧП или НЧП. Когерентный режим НЧП применяется,
как правило, при наблюдении целей в верхней полусфере (“вверх”)
на относительно больших высотах. Дальность обнаружения целей в
этом режиме большая и не требуются специальные меры по опреде-
лению расстояния до цели. Однако на малых высотах полета и при
наблюдении “вниз” мешающие отражения препятствуют наблюде-
ния целей, как это отмечалось раньше.

Д. Режим “воздух-поверхностъ”. Современные РЛС фронто-
вых истребителей являются многофункциональными и поэтому
обеспечивают работу и боевое применение самолетов при действии
по наземным целям. Перечислим возможные режимы “воздух-
поверхность”. Более детальные сведения и принципы работы РЛС в
этих режимах описаны в главах Ш-го раздела учебника. Следует от-
метить, что алгоритмы работы РЛС в режиме “воздух-поверхность”
(“в-п”) отличаются от алгоритмов для “воздух-воздух” (“в-в”). Од-
нако производительность ЭВМ при “в-п” требуется больше, чем для
€ в-в” при СЧП. По этой причине программируемые процессоры РЛ
сигналов (ПРС) обычно обеспечивают работу РЛС и в режиме “в-п”.

а)	Картографирование поверхности (или обзор поверхности)
земли. Этот режим предназначен для получения радиолокационного
изображения (РЛИ) поверхности при решении задач самолетовожде-
ния, поиска наземных целей и других аналогичных задач. В зависи-
мости от требуемой величины разрешения деталей поверхности и
разрешения объектов (целей) на поверхности земли различают не-
сколько видов получения РЛ изображения. Картографирование ре-
альным лучом ДН антенны (КРЛ). Этот режим картографирования с
широким охватом зоны по азимуту и дальности предназначен для
общей ориентировки и самолетовождения по наземным ориентирам.
Дальность картографирования в этом режиме возможно до расстоя-
ний порядка 200 км с разрешением по азимуту, определяемым ши-
риной реального луча, порядка 2-4°. Частота повторения импульсов
(обычно) НЧП (300-600 Гц). Разрешение по дальности определяется
длительностью импульса РЛС. Для повышения энергетического по-
тенциала возможно применение сложных видов сигналов: ЛЧМ -
импульсов или фазоманипулированного сигнала (например, по коду
Баркера). Для повышения качества изображения часто применяется
перестройка по несущей частоте, например, ступенями в диапазоне
до 150-200 МГц.

Доплеровское обострение ДН (луча) антенны (ДОЛ). Этот ре-
жим позволяет получать значительно более высокое разрешение по
угловым координатам в ИДР. Повышение разрешения по азимуту


возможно от 10 до 60 раз по отношению к ширине луча ДН антенны.
При передне-боковом обзоре земли сектор по азимуту может быть
порядка 30-45° с отклонением центра зоны обзора от вектора путе-
вой скорости самолета на угол более 10-15°. РЛС в этом режиме
ДОЛ использует НЧП в диапазоне 300-2000 Гц. Скорость обзора по
азимуту возможна от 10 до 100 о/с. Разрешение по азимуту ограни-
чено временем облучения цели в пределах луча антенны при скани-
ровании поверхности. Увеличение времени наблюдения позволяет
повысить и разрешающую способность. Это может быть достигнуто
введением режима картографирования ДОЛ в микроплане местности
(микроплановый ДОЛ) (МДОЛ), или “телескопический” режим ДОЛ
(ТДОЛ), как иногда называют этот режим в литературе.

Микроплановый ДОЛ. Для увеличения времени наблюдения
целей антенна устанавливается в заданное направление и остается в
неподвижном положении или заданный участок поверхности (“мик-
роплан”) отслеживается антенной. Возможно медленное сканирова-
ние в заданном секторе “микроплана” по азимуту. Получаемое при
этом разрешение на местности может быть порядка 2-3 м. Такой ре-
жим высокого разрешения позволяет наблюдать малоразмерные объ-
екты и цели, например, самолеты на аэродромах, ракетные установки
комплексов ЗРК и т.п. Следовательно, режим МДОЛ можно исполь-
зовать для решения таких задач, как: распознавание целей, выбор их
для атаки, выполнения прицеливания по выбранной цели, точная
коррекция навигационных систем по положению радиолокационных
ориентиров.

б)	Режимы обхода и облета препятствий (профильный полет
ПП). Для обеспечения полета самолета на малых и предельно малых
высотах с целью повышения скрытности полета в ИДР вводятся ре-
жимы профильного полета. Различают: облет препятствий - полет с
огибанием рельефа местности в вертикальной плоскости, обход пре-
пятствий с маневром в горизонтальной плоскости. Применяемые ме-
тоды наблюдения поверхности при произвольном полете позволяют
предупредить летчика о наличии таких препятствий, как столбы ли-
ний электропередач, водонапорные башни, зоны плотного дождя и
т.п. ИДР работает в режиме ПП с использованием когерентных пачек
импульсов с НЧП (2000-3000 Гц).

в)	Селекция наземных движущихся целей (СНДЦ) В этом ре-
жиме работы ИДР осуществляются наблюдение и индикация только
движущихся наземных целей без отображения поверхности земли.
Диапазон радиальных скоростей наземных целей, которые могут
быть обнаружены и представлены на индикаторах переднего обзора
(ИЛО), обычно лежит в пределах от 8 до 100 км/ч. Применяемые
ЧПИ соответствуют низким ЧПИ в пределах 1500-2000 Гц. Допле-
ровская обработка сигналов выполняется аналогично режиму СЧП
при “в-в”.

г)	Измерение расстояния до поверхности земли. Этот режим
используется при обеспечении прицеливания по наземным малораз-
мерным целям. Обычно выполняется измерение расстояния до по-
верхности земли по РСН моноимпульсного канала, которое устанав-
ливается по визуальному направлению на цель или по данным целе-
указания от ЭОПС или по прицельной метке на радиолокационном
индикаторе (ИПО).

д)	Режим измерения путевой скорости и обновления данных о
путевой скорости. Обычно измерители путевой скорости на фронто-
вых истребителях не устанавливаются. По этой причине ИДР в со-
ставе СУВ решает задачу и измерения путевой скорости и угла сноса
самолета. ЧПИ при этом равна 3000-4000 Гц.

3.	Структурная схема когерентного приемопередающего
тракта ИДР

Структурные схемы когерентных импульсно-доплеровских
РЛС фронтовых самолетов зависят от уровня развития элементной
базы, тактических требований к ИДР и других факторов. Однако
можно составить типовую структурную схему, разновидности кото-
рой в той или иной степени будут характерными для любой совре-
менной идр.

В качестве примера рассмотрим гипотетическую структурную
схему когерентного приемопередающего тракта типовой ИДР, кото-
рая отражает основные особенности, характерные для любой ИДР
(рис. 12.41).
Рис. 12.41
Передающий тракт имеет в своем составе задающий генера-
тор стабильных литерных частот, формирующий сигналы на относи-
тельно низких частотахВсе формируемые в РЛС сигналы имеют
несущие частоты, являющиеся преобразованиями частоты основного
опорного генератора (ООГ) обычно с высокой стабильностью, обес-
печиваемой, например, кварцевой схемой стабилизации. Сигналы
литерных частот поступают на умножитель частоты, с выхода кото-
рых подаются на генератор СВЧ сигналов, работающий в режиме
усиления. В некоторых РЛС умножители частоты совмещены с гене-
ратором СВЧ, работающим по схеме генератора на диодах Ганна.

Сигнал с выхода генератора СВЧ используется в качестве на-
пряжения местного гетеродина (МГ). Частота этого генератора Гмг.
Следует отметить, что при необходимости может быть введена час-
тотная модуляция несущих литерных частот и, следовательно, час-
тотная модуляция сигналов местного гетеродина. Это необходимо,
например, при реализации метода измерения расстояния с использо-
ванием ЧМ при ВЧП. Для выполнения указанной операции ЧМ име-
ется в схеме специальный генератор ЧМ.

Для формирования несущей частоты излучаемого сигнала
выполняется гетеродинирование сигнала МГ и сигнала опорного
кварцевого генератора промежуточной частоты /^р. На выходе сме-
сителя СМ-3 формируется СВЧ сигнал с частотой	Этот

сигнал подается или непосредственно на импульсный модулятор, где
из непрерывного сигнала на частоте /0 формируются пачки когерент-
ных СВЧ импульсов с ВЧП, СЧП или НЧП, или поступает через
схему фазовой манипуляции кодами ФМС, если это необходимо для
увеличения энергетического потенциала РЛС.

Когерентные СВЧ импульсы с выхода импульсного модулято-
ра поступают на выходной генератор СВЧ большой мощности, кото-
рый работает, как правило, в режиме усиления мощности (УМ). Вы-
ходные генераторы СВЧ могут быть выполнены на различных типах
электронно-вакуумных приборах: клистронные генераторы, лампы
бегущей волны (ЛЕВ), карцеротронные генераторы и т.п. Выбор их
определяется предъявляемыми требованиями по стабильности, вели-
чины генерируемой мощности, весогабаритными параметрами и т.п.

С выхода генератора СВЧ (УМ) сигналы большой мощности
поступают через волноводный циркулятор на антенну РЛС по кана-
лу формирования суммарного сигнала Е моноимпульсного преобра-
зователя.

Антенные системы ИДР устанавливаются, как правило, в но-
совой части самолета. Обычно формируется иглообразный луч. На-
ходят применение антенные системы различных типов: зеркальные
параболические антенны, двухзеркальные кассегреновские антенны,
плоские щелевые антенные решетки и антенны на основе фазиро-
ванных антенных решеток (ФАР). Плоские щелевые решетки имеют
определенные преимущества по сравнению с обычными антеннами.
В плоских антенных решетках можно получить меньший уровень
боковых лепестков ДН антенны, так как легче создать необходимое
распределение поля по апертуре антенны. Кроме того, при наличии
плоских антенных решеток труднее создать кроссполяризационные
помехи, так как в раскрыве антенны нет параболических и сфериче-
ских поверхностей.

Фазированные антенные решетки (ФАР) с немеханическим
(электронным) сканированием и управлением лучом ДН позволяют
получить ряд дополнительных преимуществ: возможность формиро-
вания нескольких лучей, изменять форму лучей, обеспечивают вы-
сокую скорость изменения положения луча в пространстве. Однако
ФАР более сложны при производстве. Кроме того, сложным являет-
ся управление лучом, а также стабилизация антенны по крену.

Как правило, в антенную систему ИДР входит и антенна ком-
пенсационного канала РЛС. Применяется компенсационный канал
для подавления мешающих отражений от поверхности земли и дру-
гих объектов, не находящихся в пределах главного луча. Обычно это
важно в режиме СЧП, когда наблюдение целей ведется на фоне МО.
Кроме того, компенсационный канал применяется и для подавления
активных РЭ помех, создаваемых противником с направлений боко-
вых лепестков ДН антенны.

Компенсация (подавления) мешающих сигналов выполняется
следующим образом. Сигналы, принимаемые основной ДН и ДН
компенсационной антеннами (рис. 12.42), имеют различные ампли-
туды, так как компенсационный канал имеет широкую ДН антенны и
малую направленность. После приемного тракта в процессоре РЛ
сигналов (ПРС) сравниваются сигналы основного и компенсацион-
ного каналов по амплитуде. В случае, если по основному каналу
сигнал больше, чем по компенсационному, то этот сигнал находится
в главном луче ДН и поступает на дальнейшую обработку (см. на-
правление А на цель на рис. 12.42). При превышении сигналом ком-
пенсационного канала амплитуды сигнала основного канала (см. на-
правление В на рис. 12.42) дальнейшая обработка сигнала в ПРС не
выполняется, и сигнал исключается из массива индикации. Подроб-
нее об этих операциях описано ниже в разделе структурной схемы
алгоритмов работы ПРС.

Приемный тракт ИДР выполняется по традиционной схеме
супергетеродинных приемников. Принимаемые антенной РЛС сиг-
налы поступают на моноимпульсный преобразователь, где форми-
руются суммарный сигнал 2 и два разностных сигнала: ДАз ~ по ази-

Рис. 12.42

муту и Дум - по углу места (наклону). В режиме обнаружения и обзо-
ра пространства работает только суммарный канал приемника и, при
необходимости в режиме СЧП, компенсационный канал приемника.

В приемнике, как правило, применяется на входе широкопо-
лосный усилитель высокой частоты, например, параметрического
типа на диодах Ганна или на высокочастотных транзисторах на ар-
сениде галлия. Первый смеситель (СМ.2) или (СМ.1) в компенсаци-
онном канале формирует сигналы первой промежуточной частоты.
После прохождения коммутаторов “обзор-режим РНП” сигналы по-
650
ступают на УПЧ, которые имеют полосу пропускания, охватываю-
щую весь спектр принимаемого импульсно-доплеровского сигнала.
Частота настройки УПЧ соответствует принятой промежуточной
частоте Очевидно, что принимаемые сигналы имеют сдвиг по
частоте, обусловленной эффектом Доплера, при наблюдении дви-
жущихся объектов и целей. В приемниках возможно применение
нескольких преобразований частот с целью понижения промежуточ-
ной частоты. В рассматриваемом варианте сигналы с выхода УПЧ
поступают на когерентные детекторы, которые формируют видео-
сигналы по двум каналам: квадратурному (кв.) и синфазному (син.).
Опорным сигналом для когерентных детекторов служит сигнал
управляемого генератора, частота которого может отличаться от
промежуточной Гпр на величину7, которая устанавливается от ПРС.
Например, при СЧП нулевая частота видеосигналов на выходе коге-
рентных детекторов обычно выбирается в соответствии с доплеров-
ской частотой МО по главному лучу ДН. При ВЧП частота сигналов
У Г может быть равна/ф.

Дальнейшие изменения сигналов в приемнике заключаются в
преобразовании аналоговых видеосигналов в цифровую форму. Для
этой цели применяются аналого-цифровые преобразователи (АЦП).
Массив всех цифровых сигналов поступает на буферное оперативное
запоминающее устройство (БОЗУ), с выхода которого сигналы по-
ступают на процессор радиолокационных сигналов (ПРС), где в со-
временных ИДР и осуществляются все необходимые операции по
обнаружению целей и по измерению координат обнаруженных це-
лей. На ранних этапах развития ИДР после УПЧ сигналы обычно
поступали на аналоговое процессорное устройство, где выполнялись
все предварительные операции по доплеровской селекции и по се-
лекции сигналов дальности.

В режиме непрерывной пеленгации (РНП) работа приемного
тракта практически не изменяется. Отличие в том, что по компенса-
ционному каналу приемника поступают сигналы разностного выхода
Д моноимпульсного преобразователя, а затем после смесителей
(СМ.1) и (СМ.2) сигналы в суммарно-разностном мосте преобразу-
ются в сумму (2+Д) и разность (Е-Д), которые усиливаются в УПЧ и
далее преобразуются в цифровую форму.
4.	Структурная схема алгоритмов работы
процессора радиолокационных сигналов ПРС
в режиме обзора при ВЧП

Все операции, характерные для ИДР, в процессоре радиолока-
ционных сигналов выполняются в цифровой форме. Однако после-
довательность этих операций и их функциональную суть, опреде-
ляемую алгоритмами работы, можно представить в виде структур-
ной схемы алгоритмов преобразований сигналов, поступающих с
выхода приемного тракта.

на&ор даллер<г$С1Ш*
"Фильтро#'

Рис. 12.43

В качестве примера на рис. 12.43 представлена гипотетическая
структурная схема алгоритмов работы ПРС для режима обзора и об-
наружения целей при ВЧП. В каждом канале дальности, которых при
ВЧП может быть от одного до трех, в первую очередь осуществляет-
ся выделение одной боковой полосы в области “свободной11 зоны
(см. рис. 12.44). Для решения этой задачи применяется цифровой
фильтр “свободной” зоны. Полоса фильтрации в общем случае мо-
жет изменяться в зависимости от скорости своего самолета Ус. По-
давление МО на границах зоны может быть установлена не менее
30-35 дБ. Управление границей среза полосы фильтра и измерение
скорости Ус осуществляется в соответствии со значением доплеров-
ской частоты МО по главному лучуУдПГЛ. Измерениегл осуществ-
ляется по частотным составляющим в фильтрах доплеровских час-
тот, установленных на зону /щ.гл. Дело в том, что остатки состав-
ляющих МО на выходе фильтра “свободной” зоны достаточны для
измерений/цП гл.

Рис. 12.44

Следующий узел “ОЗУ и предварительное суммирование”
предназначен для установления необходимого количества отсчетов
синфазного и квадратурного каналов для выполнения последующей
доплеровской фильтрации методом быстрого преобразования Фурье
(БПФ). Количество отсчетов должно быть равно числу7 доплеровских
фильтров, образуемых при БПФ. Например, если время облучения
цели равно 40-50 мс, то на доплеровскую филырацию и измерение
расстояния методом ЛЧМ можно выделить три такта по Т$= 15-16 мс.
Следовательно, полное число независимых отсчетов принимаемого
сигнала при 7?ИВЧп=160 кГц равно

^=Гф/7’вчп=Ги.вчп7ф=160х 103х 15 х 10‘6—2400.
Принимаем, что ближайшее число отсчетов, удобное для БПФ,
равно №пф=2048. В этом случае получаем, что количество доплеров-
ских фильтров при ВЧП, для данного примера, равно 2048. Расстоя-
ние по частоте между отдельными фильтрами, что равноценно поло-
се пропускания фильтра, равно

А/ф-^и.вчп/Л^БПФ“78 Гц.

Часть этих фильтров 10-20 устанавливается в области спектра
МО по главному лучу, а остальные - в “свободной” зоне фильтра-
ции.

Блок формирования модуля выходного сигнала доплеровских
фильтров выполняет очевидную операцию по алгоритму

где (7Синф и С7КВ - выходные отсчетные значения доплеровских фильт-
ров в синфазном и квадратурном каналах.

С выхода блока формирования модуля сигналы поступают на
пороговую схему, где и решается задача обнаружения сигнала, от-
раженного от цели. Следует отметить, что уровень порога выбирает-
ся в зависимости от принятого значения вероятности ложных тревог.
В ряде ИДР уровень порога автоматически устанавливается в зави-
симости от среднего уровня мешающих сигналов и шумов при ус-
реднении их по отсчетам в фильтрах.

При применении компенсационного канала (например, при
действии активных преднамеренных помех) обработка сигналов в
целом не отличается от описанной, выполняемой в основном канале.
Алгоритм “логика компенсации” позволяет не учитывать те отсчет-
ные значения на выходе пороговой схемы, которые по модулю в ос-
новном канале меньше, чем в компенсационном.

Выходные узлы ПРС - это блоки оценки доплеровской часто-
ты и расстояния до цели (если применен метод ЛЧМ). Величина до-
плеровской частоты и соответствующая скорость цели определяются
по номеру доплеровского фильтра, а расстояния по алгоритмам, ко-
торые были описаны выше.

Для повышения точности оценки доплеровской частоты может
быть использован метод “3-х фильтров”. Суть состоит в том, что ес-
ли спектральная составляющая сигнала цели расположена так, что
наблюдаются отсчеты в трех фильтрах, то путем оценки первого мо-
мента суммы отсчетов можно получить более точное значение доп-
леровской частоты. На рис. 12.45, в качестве примера, показано, что
в трех соседних фильтрах с номерами (&-1), к, (&+1) получены от-
счетные значения амплитуд спектральных составляющих одной це-
ли. Спектр цели описывается функцией Видно, что ни одно из
значений отсчетов СД--1, 17к, не соответствует центральной допле-
ровской частоте цели /дпц. Следовательно, имеется погрешность от-
счета доплеровской частоты, обусловленная дискретностью на-
стройки доплеровских фильтров при выполнении БПФ или при дру-
гих способах формирования набора доплеровских фильтров.

{7ц(/) (спектр цели)

Рис. 12.45

Определим в качестве оценки доплеровской частоты первый
момент (среднее значение, то есть центральная частота С7Ц(/)) квадра-
та функции ?7Ц(/)’

1=к+\	/:=Аг+1

(12.114)

Или в развернутом виде
(12.115)

Детальные расчеты по формулам (12.114) и (12.115) показы-
вают, что точность оценки доплеровской частоты цели существенно
выше, чем оценка по номеру фильтра, примерно в 5-10 раз (то есть
от 1/5 до 1/10 от дискретного значения настройки доплеровских
фильтров: Л/ф=/к-/кА.

Следует заметить, что при этом достигается большая точность
оценки расстояния до цели при применении метода линейной ЧМ в
режиме ВЧП.

Выходные радиолокационные данные алгоритмов ПРС посту-
пают в процессор РЛ данных (ПРЛД), где решаются задачи сопро-
вождения, прицеливания или наведения на цель, или формирование
сигналов для системы единой индикации СЕИ.

5.	Структурная схема алгоритмов работы ПРС
в режиме обзора при СЧП

Последовательность операций при обработке радиолокацион-
ных сигналов в режиме СЧП при обзоре пространства и обнаруже-
нии целей представлена на структурной схеме алгоритмов преобра-
зования сигналов с выхода приемного тракта (рис. 12.46). Следует
заметить, что принципиальные отличия в структурной схеме при
ВЧП и СЧП связаны с решением ряда важных задач при СЧП.

Во-первых, это раскрытие неоднозначностей измерений по
дальности и доплеровским частотам и получение оценок расстояний
до цели и скоростей целей.

Во-вторых, обработка сложных сигналов в виде импульсов с
ЛЧМ и ФМС, которые при ВЧП не применяются. Дело в том, что
средняя мощность излучения при СЧП обычно существенно меньше,
чем при ВЧП, так как импульсная мощность применяемых генерато-
ров СВЧ, как правило, не изменяется при переходе от ВЧП к СЧП. В
свою очередь, длительность импульсов также должна быть одинако-
вой для обеспечения требуемого разрешения целей по дальности.
Указанные факторы и обусловливают применение сложных сигналов
для увеличения средней мощности излучения РЛ сигналов.
Рис. 12.46

При переходе от ВЧП к СЧП частота повторения уменьшается,
примерно, в 10-20 раз. Следовательно, в такое же число раз следует
увеличить длительность применяемого сигнала (до его сжатия во
времени). Например, применение ФМС по коду Баркера с 13-ю эле-
ментами может решить указанную задачу (на рис. 12.46 этот вариант
применения и иллюстрируется).

В-третьих, при СЧП из-за неоднозначностей по дальности и
доплеровским частотам в зону фильтрации доплеровских частот и в
зону стробирования по дальности (во времени) могут попасть сиг-
нальные составляющие наземных как неподвижных, так и подвиж-
ных целей, как правило, по боковым лепесткам ДН антенны. Кроме
того, обнаружение целей во всех случаях ведется на фоне МО от по-
верхности земли. Указанные обстоятельства и приводят к необходи-
мости введения специальных алгоритмов обработки сигналов в ре-
жиме СЧП.
Отличие в первых блоках структурной схемы СЧП по сравне-
нию с ВЧП в основном количесвенное. Во-первых, число каналов
дальности (селекции по дальности) при СЧП существенно увеличи-
вается. Например, при средней ЧПИ, равной 15 кГц, и длительности
импульса ти=1 мкс число каналов дальности равно

№=ги.счп/ти= 1/(тиГи.счп)=1/(15 X103х 10’6)=66.

В каждом канале дальности выполняется доплеровская фильт-
рация методом БПФ. Обычно основная частотная составляющая МО
по главному лучу выставляется на нулевую частоту путем подачи на
когерентные детекторы опорной частоты, обусловленной Тдп гл, как
уже отмечалось выше. По этой причине зона фильтрации располага-
ется от нулевых значений до частоты Т^исчп (рис. 12.47). Количество
доплеровских фильтров обусловлено количеством независимых от-
счетов РЛ сигнала за время облучения цели. Если время облучения,
для примера, равно 40 мс, а за это время необходимо излучить и за-
тем принять несколько пачек импульсов Мчпи с различными ЧПИ
(например, восемь), то время когерентной обработки и выполнения
БПФ равно

-/ко /эбл/^чпи 40/8 5 мс.

За время 5мс можно получить количество отсчетов сигнала
<тс равным

^отс“7ко/7и .СЧП

и.счп

=5 х 10’3 х 15 х 103=75 отсчетов.

Принимая ближайшее число отсчетов, пригодное для БПФ
№1ф=64, получим, что количество доплеровских фильтров при СЧП
(в данном примере) равно 64. Дискретность расстановки этих фильт-
ров (фактически полоса пропускания фильтра доплеровских частот)
равна

А/ф=/?и.Счп/Лабпф=15x103/64=234 Гц.
Рис. 12.47

Часть этих фильтров не участвует в обнаружении целей, а ис-
пользуются для измерения гл. Для борьбы с движущимися назем-
ными целями часть фильтров в области/щ ГЛ не участвуют в обнару-
жении воздушных целей, а используются для обнаружения наземных
движущихся целей с последующим подавлением соответствующих
отсчетов после пороговой схемы обнаружения (как это видно из рис.
12.46). Количество таких фильтров наземных движущихся целей
может быть от 10 до 15.

Алгоритм сжатия ФМС по 13-элементному коду Баркера (в
рассмагреваемом примере) осуществляется по 13 отсчетам на выходе
БПФ по 13 каналам дальности. Так как фазовый код сохраняется и в
фазах отсчетов доплеровских составляющих в этих каналах, то ре-
зультирующий “сжатый” отсчет в 13 раз больше отсчета в одном ка-
нале дальности.

Дальнейшие преобразования сигналов при СЧП (до алгоритма
логики компенсации) аналогичны ВЧП. Основная особенность
структурной схемы ПРС при СЧП - это наличие блока алгоритмов
раскрытия неоднозначностей по дальности и доплеровским часто-
там. Суть функционирования этих алгоритмов рассматривалась
раньше.

С выхода блока раскрытия неоднозначностей сигналы посту-
пают в процессор РЛ данных и на индикацию в СЕИ.
1X7. АВТОМАТИЧЕСКОЕ СОПРОВОЖДЕНИЕ
ЦЕЛЕЙ В ИДР

1.	Общие сведения. Решаемые задачи

Современные бортовые РЛС самолетов-истребителей наряду с
решением таких основных задач радиолокационною наблюдения,
как обнаружение и разрешение воздушных целей, решают также и
задачи измерения их координат и параметров движения. Данные из-
мерения необходимы в алгоритмах боевого применения, на основе
которых решаются задачи прицеливания для применения оружия.
Обычно точное измерение координат и параметров движения целей
осуществляется в режиме автоматического сопровождения, или в
режиме непрерывной пеленгации РНП. Данный режим делится на
два этапа: захвата и собственно сопровождения цели. На первом эта-
пе (в режиме захвата) луч антенны устанавливается на выбранную
для сопровождения цель, а также устанавливаются стробы селекции
по дальности и настройка фильтров на селекцию по скорости сбли-
жения в положения, обеспечивающие прохождение в систему после-
дующей обработки данных только от одной атакуемой цели.

На втором этапе решается задача точного измерения коорди-
нат и параметров движения цели, путем непрерывного слежения за
изменением текущих координат и параметров движения сопровож-
даемой цели.

Помимо режима непрерывной пеленгации РНП, в современ-
ных бортовых РЛС имеется и режим одновременного сопровожде-
ния нескольких целей в процессе обзора пространства или, так назы-
ваемый, режим сопровождения «на проходе» (СНП). В этом режиме
БРЛС, не выходя из режима обзора и обнаружения воздушных целей
осуществляет сопровождение траекторий целей с использованием
алгоритмов, например, линейной фильтрации.

ИДР, работающие со средними и высокими частотами повто-
рения импульсов, имеют особенности при реализации режимов СНП
и РНП, которые обусловлены неоднозначностью измерений и сле-
пыми зонами по дальности и скорости сближения целей. Поэтому
ниже остановимся на особенностях реализации каналов сопровожде-
ния целей по дальности, скорости и угловых координат в ИДР.
2.	Захват целей на сопровождение.
Функционирование ИДР при «захвате» цели на сопровождение

После обнаружения воздушных целей следует этап грубого
измерения их координат и параметров движения: дальности до цели
25ц, азимута сргц и угла места фвц цели, а также радиальной скорости
РрЦ ее движения. В результате формируется вектор измеренных ко-
ординат (Оц, фгц, фвц, Ирц)г, где «Г» - символ транспонирования, для
каждой из обнаруженных воздушных целей в зоне радиолокацион-
ного наблюдения. Данные вектора измерений затем могут быть ис-
пользованы в режиме СНП. Режим СНП может включиться либо по
усмотрению летчика, либо автоматически. При автоматическом пе-
реходе БРЛС в режим СНП осуществляется автоматическое сопро-
вождение траекторий всех обнаруженных целей с последующим пе-
реходом на автосопровождение наиболее опасной воздушной цели.
В качестве критерия наиболее опасной цели выступает, обычно, от-
ношение Грц/Оц. Из всех целей, взятых на сопровождение в режиме
СНП, подлежит автозахвату с последующим переходом в РНП та из
них, для которой данное отношение максимально. Как правило, на
экране индикатора наиболее опасная цель выделяется каким-либо
маркером. При ручном захвате на автосопровождение может взята
любая из сопровождаемых целей в режиме СНП, в том числе и наи-
более опасная. Для этого строб захвата накладывается на выбранную
для атаки цель и нажимается кнопка «ЗАХВАТ».

С этого момента начинается первая фаза режима автосопрово-
ждения цели (РНП), режим ЗАХВАТ. На этом этапе уточняется уг-
ловое положение цели, выбранной для атаки. Для этого, используя
грубые измерения угловых координат фгЦ и фвц как целеуказание
центра, например, окружности. Антенна совершает обзор простран-
ства в малой области относительно данного центра. В случае под-
тверждения наличия выделенной цели в данной области (повторного
ее обнаружения) начинается настройка следящих каналов по дально-
сти и скорости на ожидаемые значения Рцэ и Крцэ , где индекс «Э»
относится к экстраполированному значению дальности и скорости.

В частности, после повторного обнаружения цели антенна
прекращает сканирование в узкой зоне. Запоминается номер фильт-
ра, в котором произошло обнаружение, и происходит возврат к той

♦	- «ы ф’г’-	;.у

661
частоте повторения зондирующих импульсов, при использовании
которой была обнаружена цель.

После этого происходит, как и в режиме обзора, измерение
дальности до цели. Измеренная дальность сравнивается с дально-
стью, на которой установлен строб захвата. Если различие сравни-
ваемых дальностях больше, чем протяженность строба захвата
ДЛзахв, то процесс сканирования антенны в узкой зоне возобновляет-
ся. В противном случае происходит срыв непрерывной пеленгации.

Необходимо заметить, что если в режиме обзора для извлече-
ния информации о воздушных целях использовался только суммар-
ный моноимпульсный канал, то в режиме автоматического сопрово-
ждения целей включается в работу еще и разностные моноимпульс-
ные канаты. При использовании моноимпульсных измерителей
именно в сигнале разностных каналов содержится информация об
угловых координатах целей. Современные бортовые РЛС, входящие
в комплекс перехвата самолета-истребителя, для решения задачи пе-
ленгации воздушных целей используют, как правило, моноимпульс-
ные угломерные устройства.

Особенности функционирования следящих каналов дальности,
скорости и угловых координат подробно рассмотрены в последую-
щих пунктах данного параграфа.

3.	Обеспечение необходимой точности захвата целей
на сопровождение по дальности

Поскольку точность измерения дальности до цели на этапе об-
зора в режиме ВЧП недостаточная для ввода канала дальности в ре-
жим сопровождения, необходимо уменьшить ошибки ее измерения.
Для этих целей можно использовать так называемый нониусный ме-
тод. Суть данного метода состоит в следующем.

Известно, что в режиме ВЧП дальность до цели Пц измеряется
неоднозначно. Величину Лц можно представить в виде
ц

кр

одн

(12.116)

где ТУкр - кратность неоднозначности, определенная ранее;
ДРОДн=035^и - интервал однозначного измерения дальности,
Рн=0,5с<он - наблюдаемая дальность.

Ор

СП

ол

0/7

0/7^

ОП

ап

Рис. 12.48

ол











Разобьем весь диапазон от нулевой до максимальной дально-
сти обнаружения Рмакс цели ИД РЛС на участки равной протяженно-
сти ДР по дальности (рис. 12.48). Величина ДР, как правило, выби-
рается не больше среднеквадратической ошибки од0бн измерения
дальности в режиме обзора, т.е. СдОбн>АР.

Возьмем фиксированный набор частот повторения импульсов
Мо из диапазона 100...200 кГц (диапазон ЧПИ при ВЧП). Для каждой
опорной дальности Рога=/ДР, /е[1Д1], где М=Рмакс/ДР? и для каждой
частоты повторения вычислим неоднозначные дальности на-
блюдения (опорные неоднозначные дальности) РОПшу с учетом
(12.116) по правилу
^оп.ну ^ош вИ^|Укр|уЛОодюу , ]»

(12.117)

где Укру, ДДадшу, Л.у - кратность неоднозначности, интервал одно-
значности и неоднозначная дальность для 1-й опорной дальности и ]-
й ЧПИ набораЛ/о; еп1[.] - целая часть числа.

Пусть общее число ЧПИ в наборе равно Тогда можно со-
ставить матрицу наблюдений 7)Наб, размерностью (У хУ):

Б Й = Ь ..[ ч.	(12.118)

наб I оп ну	'

Из выражения (12.116) видно, что при известных дальности до
цели 7)ц и ЧПИ Ри коэффициент Укр можно найти из выражения

(12.119)

и, следовательно, найти неоднозначную дальность Т>н при исполь-
зуемой частоте повторения. Поэтому, опираясь на грубую оценку
дальности I) в обзоре, можно найти измеренную неоднозначную
дальность Г) при использовании каждой из ЧПИ Рп&М0 . В резуль-
тате получим вектор = (Рчн1, Дн2.., где «Г» - символ
транспонирования. Если теперь сравнить элементы вектора Оты с
элементами строк /)ош, /=1,У матрицы /Лаб, то можно найти элемент
^опу, который по своему значению близок к значению одного из эле-
ментов 2) вектора Отм- Это позволит в соответствии с (12.116)
определить истинную дальность до цели. Если бы цель была непод-
вижна, то совпадение значений 2)Оп;/ и было бы полным. По-
этому необходимо уточнить значение что можно сделать, на-
пример, повторив операцию сравнения элементов вектора Г>изм и
строк матрицы 2)Наб при использовании ЧПИ Г^еМО9 но при их сле-
довании в обратном направлении, от большего номера ЧПИ к мень-
шему. Обозначим выбранный элемент матрицы /)наб при использова-
нии набора /^,/=1 До при изменении номера/ от 1 до Да, как ’ а
в случае изменения номера ЧПИ от ^2 к 1, как 2)^. Тогда значение
неоднозначной опорной дальности будет равно

Д(1) + Р(2)
--------оп^	(12.120)
2

Данное значение используется для повышения точности изме-
рения Лц на втором этапе (см. рис. 12.48,6), который состоит в поиске
элемента матрицы наблюдения Д*аб, наиболее близко расположен-
ного к Р*н, но на более мелкой шкале по дальности. Для этого, ис-
пользуя точку Л*н как опорную, шкалу дальности разбивают на
А^з=Д/)/о,дизм точек, где сгдизм - точность измерения дальности в ре-
жиме автоматического сопровождения цели по дальности. Точки
располагаются слева и справа относительно /)*н, перекрывая ЛР и
образуя опорные дальности , &=1, ^з. Для каждой опорной
дальности, как и на первом шаге, при использовании набора ЧПИ
Муе[100,200] кГц формируется матрица наблюдений 7)*аб. Пусть
общее число Кие в наборе Му равно ^4, т.е. М1={7?ие ,е=1, ТУ4}. Тогда
матрицу наблюдения 1)*аб можно представить в виде

Элементы строк 7?опнк матрицы Л*аб сравниваются с векто-
ром измерений /)*зм, который формируется аналогично вектору
Ргом Для частот повторения из набора Му при использовании в каче-
стве измеренного значения дальности величины

=	+ , ™ Ги’= (^1) + Р^?,)/2•	-

частоты повторений, при которых получены	соответст-

венно, входящие в выражение (12.120). Набор частот повторений Му,
как и на первом шаге используется дважды. Первоначально при из-
менении номера ЧПИ от 1 до ^4, а затем - от до 1.

В результате сравнения элементов матрицы 2)*аб и вектора из-
мерений Р*зм находятся неоднозначные дальности /)цне при исполь-
зовании набора Л/ь В результате вычисляются дальности до цели

= ДГ(1)Д2)(1) + Р(1)

х ’ кр	1 цне ’

Це

где индексы 1 и 2 соответствуют использованию набора М1 при уве-
личении номера / с 1 до ^4 и уменьшении / с Л4 до 1 соответственно.

Результаты измерений и сравниваются. Если модуль

разности удовлетворяет условию

(12.122)

где ЛОзахв - протяженность строба захвата по дальности, то полагают
= Л^2) и осуществляется переход ИДР в режим автоматического
сопровождения цели по дальности. В противном случае вычисление
Рц продолжается.

Порядок перебора наборов ЧПИ и значений Ри в каждом набо-
ре определяется алгоритмом в памяти ЦВМ.

Ввиду того, что при работе в режиме СЧП точность измерения
дальности до цели, как правило, достаточная для ввода канала даль-
ности в режиме автосопровождения, данная процедура уточнения
значения дальности Рц при СЧП обычно не используется.

4.	Сопровождение целей в ИДР по дальности

При непрерывном измерении дальности ИДР в режиме непре-
рывной пеленгации возникают особенности, обусловленные, во-
первых, неоднозначностью отсчета дальности до цели и, во-вторых,
наличием «слепых» зон по дальности, которые возникают из-за
бланкирования (запирания) приемника РЛС на время излучения зон-
дирующего импульса. Для исключения «слепых» зон в процессе со-
провождения цели по дальности необходимо изменять период по-
вторения Ти зондирующих импульсов (что обычно не делается в сис-
темах автосопровождения с использованием НЧП).
Рассмотрим функционирование ИДР при автоматическом сле-
жении за воздушной целью по дальности. На рис. 12.49 приведена
структурная схема ИДР при сопровождении цели по дальности.

Рис. 12.49

Режим ВЧП. Сигнал, отраженный от цели воспринимается ан-
тенной системой и через антенный переключатель (АП) поступает в
широкополосную часть приемника (ПРМ). С выхода ПРМ сигнал
частоты Упр+/цп подается на три селектора дальности. Положение от-
раженного импульса относительно импульса запуска передатчика
(ИЗП), как известно из предыдущего материала, характеризуется не-
однозначной «наблюдаемой» задержкой ?дн (рис. 12.50,а) полная же
дальность до цели определяется задержкой



ДН ’

(12.123)

(12.124)
где 7УкР - кратность неоднозначности, которая показывает, сколько
целых периодов Ти зондирующих импульсов укладывается в истин-
ном времени запаздывания сигнала, отраженного от цели.

Рис. 12.50

На вторые входы селекторов дальности (СД1-СД3) из блока
расстановки стробов поступают сигналы 17стр}, 17^2 и 17стрз. Строб
С/стр2 смещен относительно ИЗП на величину наблюдаемой задержки
(днэ, которая вычисляется в ЭВМ

э

ДЭ

Днэ

кр и ’

(12.125)

(12.126)
где А - экстраполированная (прогнозируемая) дальность до цели.
Вначале слежения в качестве используется значение дальности до
цели, полученное при захвате цели. Временное положение стробов
Йстр! и Цстрз жестко связано с положением строба

Рис. 12.51

Величины Мр и ^Днэ , входящие в (12.126), выбираются таким
образом, чтобы сигнал Ц-тр2 располагался вблизи центра, так назы-
ваемой зоны «прозрачности» приема по дальности (см. рис. 12.51).
Для выполнения этого величина должна изменяться, если в про-
цессе сопровождения цели по Б возникает рассогласование (см. рис.
12.50):

Ат =	(12.127)

Длительность принимаемых импульсов, отраженных от цели,
после селекторов СД] и СДз зависит от величины Дт. При лт=0 вы-
ходные длительности сигналов одинаковы. При Дт^О длительность
выходных импульсов зависит от степени перекрытия импульса с вы-
хода ПРМ стробами [7Стр1 и {7стрз.

Сигналы (см. рис. 12.49) с выходов селекторов СД1-СД3 посту-
пают на смесители СМ1-СМ3 и далее - на узкополосные фильтры
УФ1-УФ3. Преобразование принимаемых сигналов в смесителях СМ/
осуществляется для того, чтобы не менять настройку узкополосных
фильтров при изменении доплеровского смещения частоты прини-
маемых сигналов, обусловленных взаимным перемещением воздуш-
ной цели и самолетом-носителем РЛС. Для этого на второй вход СМ/
поступают гетеродинные сигналы, частота которых изменяется та-
ким образом, чтобы преобразованный сигнал всегда попадал в поло-
су пропускания УФ/, , т.е. частота/уг гетеродинного сигнала изменя-
ется в соответствии с изменением доплеровского смещения частоты

/ДПЦ-

Полосы пропускания фильтров УФ: одинаковы и лежат в пре-
делах 1-2 кГц. В результате сигнал на выходе фильтров теряет им-
пульсную структуру и растягивается в непрерывное гармоническое
колебание. Амплитуды этих колебаний пропорциональны степени
перекрытия принимаемого радиоимпульса с соответствующим стро-
бом селектора дальности. Таким образом, временное различие Ат
преобразуется в различие амплитуд сигналов на выходе УФ/. Сигна-
лы с выхода узкополосных фильтров подаются далее на амплитуд-
ные детекторы (Д1-Д3) и затем на некогерентные накопители (Н1-Н3).
Накопители представляют собой интеграторы со сбросом. Момент
окончания накопления (сброс) определяется тактовыми импульсами
С7Т, которые следуют с тактом работы ЭВМ Тт. Причем ГТ»ГИ, по-
этому накопление происходит за большое число периодов повторе-
ния импульсов Ти. Необходимость дополнительно к когерентному
накоплению с помощью УФ13 некогерентного накопления обуслов-
лена тем, что время когерентного накопления 4н=1/Д4ф существенно
меньше периода такта работы ЭВМ Тт. В частности, если А^ф~1кГц,
то ^кн=1мс. При тактовой частоте работы ЭВМ 7^=5 0Гц, период
77т=20мс. Как видно, значительная часть этого периода может быть
использована для некогерентного накопления отраженного от цели
сигнала и, следовательно, для повышения величины отношения сиг-
нал/шум, что обеспечивает повышение точности измерения дально-
сти до цели. На выходах каналов обработки образуются сигналы по-
стоянного тока Г7д1, ид2, которые в момент действия тактовых
импульсов подаются на АЦП. Дальнейшая обработка информации
при слежении за дальностью воздушной цели осуществ.11яется в
БЦВМ.

Двоичные коды 2)1, 2) 2 и 2) 3 отображают величины напряже-
ний на выходе каждого из каналов и характеризуют взаимное поло-
жение отраженного от цели импульса (сигнала частоты Д>+/$щц) и
стробов С/стрь ^стр2, В4»трз. На основе кодов 2)1 и 2)3 алгоритмически
реализуется временной различитель, который описывается формулой

ДО(0 =

Р1(/)-РЗ(/)^ с1тп(1)

Я1(/) + 1)3(/) ац 2

(12.128)

где ^изпО) - длительность импульса запуска передатчика {7ИЗП в /-м
такте обработки; ХаЦ=1/Д2) - коэффициент передачи линеаризован-
ного АЦП; А2) - величина, численно равная расстоянию, соответст-
вующему цене единицы младшего разряда цифрового кода. Величи-
на первого сомножителя в (12.128) характеризует относительное
рассогласование. Умножение его на дискрет дальности О,5с/И31;(/) да-
ет рассогласование Д2) по дальности, а последующее умножение на
АГац осуществляет перевод данной величины в цифровой код А2)(/).
Полученное значение А2)(/) затем используется в алгоритмах фильт-
рации дальности, «зашитых» в БЦВМ.

Оценка текущей дальности до цели. Обычно оценка текущей
дальности выполняется по алгоритмам линейной фильтрации с ис-
пользованием а, р, у - фильтров. По своей структуре данные фильт-
ры совпадают с дискретными фильтрами Калмана. Отличие состоит
лишь в том, что в а, Р, у - фильтрах коэффициенты усиления а, р, у
остаются постоянными.
В частности, при использовании в программном обеспечении
БЦВМ алгоритмов ос, р - фильтрации, измеренное значение дально-
сти 7) до цели будет вычисляться по следующим алгоритмам:

Р(0 = Д(/) + аДР(0, Р(0) = Д,

(12.129)

Д(О = г(/-1)+гЗо-1),

Ао=р(/-1)+^-др(о, Ао)=Д,

(12.130)

(12.131)

где /)(/) , Р(/ — 1), Р(0 , Р(/ — 1) - измеренные значения (оценки)
дальности и ее производной по времени соответственно на 1-м и (1-
1)-м тактах обработки; Рэ(/) - экстраполированное на 1-й такт зна-
чение дальности до цели, сформированное по полученным на пре-
•

дыдущем (/-1)-м такте значениям Р и Р. В качестве начальных ус-
ловий (для работы на нулевом такте измерений) используются гру-
бые значения величин Р и Р, полученные в режиме обзора (на
первом этапе режима автосопровождения). Измеренное значение
дальности Р затем используется в БЦВМ для формирования тре-
буемых кодов задержки стробов Рстрь Ктр2 5 и Рстр3 периода следова-
ния зондирующих импульсов Ги, а также импульса запуска передат-
чика ^изп. Коды РСтрь РстР2 , и Рс1р3 поступают в устройство расста-
новки стробов. Туда же поступает и код Ти. На основании данной
информации в устройстве расстановки стробов формируются сигна-
лы управления стробами Рстрь Рстр2 , и Рстр3 для установки их на
временные позиции, обеспечивающие равенство нулю сигнала рас-
согласования ДО.

Код Ги также поступает и в синхронизатор (С) передатчика.
Куда одновременно подается код 7ИЗП. Данные величины управляют
длительностью зондирующих импульсов и периодом их следования.
В результате, во-первых, сохраняется постоянной средняя мощность
передатчика и, во-вторых, обеспечивается выбор периода повторе-
ния для наилучших условий наблюдения отраженного сигнала (о чем
говорилось ранее) в центре «прозрачной» зоны по дальности.
Структура следящего дальномера не меняется при переходе к
режиму СЧП. Однако существуют особенности в выборе периода
повторения импульсов Ти и длительности импульса запуска передат-
чика /Изп- Поэтому ниже остановимся на особенностях выбора дан-
ных величин при работе с ВЧП и СЧП.

В режиме ВЧП период следования импульсов Ти выбирается,
как указывалось выше, из условия наилучшего совпадения прогно-
зируемого положения импульса цели в следующем такте обработки
данных с центром зоны приема. Данная зона располагается между
бланкирующими импульсами. На рис. 12.51 в укрупненном масшта-
бе показаны импульсы запуска передатчика Пизп, бланкирующие им-
пульсы приемника стробы /7стр], /7стр23 ^'стРз и импульс С7пр, отра-
женный от цели, на выходе широкополосной части приемника.
Обычно длительность ^изп импульсов запуска передатчика меньше
длительности ^бл бланкирующих импульсов. Это необходимо для бо-
лее надежного исключения просачивания в приемник сигналов пере-
датчика.

В прогнозируемое положение цели в зоне приема устанавлива-
ется Ц;тр2- Временное положение его определяется величиной Гднэ,
которая отсчитывает от фронта С7стр2. Строб ЧСТр2 оказывается в цен-
тре зоны приема, если (ДНэ=0,67’и.

При произвольной скважности <2ск импульсов и различных от-
ношениях /=^бл/^изп оптимальную величину ^днэ можно рассчитать по
формуле

+	(12.132)

Расчет требуемого периода повторения ТИ начинается с опре-
деления ожидаемой величины времени задержки сигнала (12.125),
отраженного от цели, в следующем такте измерений

^=0,50,/с.	(12.133)

Представим (цэ (12.125) в виде относительной величины

а=^/г„=^+енэ,

(12.134)

где бнэ=(днэ/7и ~ относительная неоднозначная экстраполированная

43. Изд.№9768

673
задержка.

При известной ()э число Нкр находится из соотношения



где еп?[.] - операция выделения целой части числа (2э- Тогда относи-
тельная неоднозначная задержка определяется из выражения

е„=е.-ме.].

(12.135)

В процессе перебора периодов повторения импульсов из неко-
торого наперед заданного массива М\ необходимо найти такой, при
котором относительная задержка <2 наиболее близка к оптимальной
2о=0,6. Поэтому в БЦВМ ИДР на каждом такте работы следящего
дальномера формируется модуль разности

де=е„-а

(12,136)

для всех ТиеМ} и затем определяется период следования, при кото-
ром величина А <2 является минимальной.

После того, как период Ти определен по заданной скважности
импульсов (2ск, определяется требуемая длительность импульса за-
пуска передатчика

что, как отмечалось, необходимо для сохранения средней мощности
передатчика при выбранном Ти.

Длительность стробов С7Стрь ^стр2 и С7стр3 обычно одинаковы и
равны длительности ^юп.

Для того, чтобы расставить эти стробы в зоне прозрачности,
помимо Гднэ? необходимо еще определить время задержки первого
строба 41 относительно ИЗП и величину смещения А13 стробов С7стр]
и Ц)Трз относительно С/стр2- Данные величины также определяются
БЦВМ ИДР.

Задержка А4 определяется степенью перекрытия стробов {7^
и истрз со стробом С4тр2. Если, например, они не перекрываются, как
это показано на рис. 12.51, то
(12.138)

Аналогичные выражения можно получить и для других вари-
антов перекрытия стробов.

Величина же задержки Г31 первого строба определяется из со-
отношения
или

<л = Т' ~ ‘ ' <12139)

Режим СЧП. При работе в режиме СЧП выбор периода повто-
рения должен проводиться с учетом особенностей функционирова-
ния ИДР как во временной области, так и частотной.

Рис. 12.52

Как следует из п.2, при работе с СЧП, во-первых, в спектре от-
раженных сигналов отсутствуют зоны, свободные от мешающих от-
ражений, во-вторых, зона приема отраженных сигналов по времени
значительно шире, чем в режиме ВЧП; причем в ней имеются участ-
ки, приходящиеся на альтиметровые отражения (см. рис. 12.52). По-
этому выбор периода повторения (7И) строится таким образом, чтобы
исключить попадание отраженного сигнала от цели в «слепую зону»
и в область альтиметровых отражении по временной шкале, а также
исключить попадание спектральных составляющих полезного сигна-
ла в области мешающих отражений по главному лучу ДН.

Условия, исключающие попадание импульса цели в «слепую»
зону, как видно из рис. 12.52, можно записать в виде

А/ </п <7 -А/ ,
зщ Днэ и зщ ’

(12.140)

где ДГЗЩ - протяженность защитных промежутков слева и справа от
импульса передатчика.

Условие (12.140) можно записать в относительных величинах

а<а<1-а.

(12.141)

где	- относительная величины длительности защитного

промежутка. Величина ()△ вычисляется в БЦВМ ИД РЛС в соответ-
ствии с выражениями (12.133)-(12.136) по измеренной экстраполи-
рованной дальности 7)э для каждого периода ТиеМ2 , где М2 - массив
периодов повторений импульсов для режима СЧП, хранимый в ПЗУ
БЦВМ ИДР. В результате вычислений на каждом такте выбирается
тот период повторений Ти, который удовлетворяет условию (12.141).

Для исключения попадания 17^ в зону альтиметровых отраже-
ний необходимо выполнить следующие условия:

I

Днэ

да 5

ИЛИ

I <1 + А/ ,
днэ да аз ’

(12.142)

где 1ла - время запаздывания альтиметрового сигнала; А/аз - протя-
женность во времени альтиметрового сигнала (альтиметровой зоны).

В относительных величинах условия (12.142) имеет вид

е<а.

или

е<а+е«,

(12.143)

где (2№д4 - относительная задержка альтиметрового сигнала; -
относительная длительность альтиметровой зоны.
Объединяя условия (12.142) и (12.143), получаем систему ус-
ловий

е4<е<а,

или

а+ек<е<1-а.

(12.144)

которые позволяют определить так называемый «прозрачный» пери-
од повторения Ти импульсов при СЧП. То есть такой период Ти, при
котором сигнал не попадает в область альтиметровых отражений,
а также в «слепые» зоны.

При работе СЧП необходимо выбранный период Ти проверить
на обеспечение условий наблюдения спектральных составляющих
сигнала С7пр в области доплеровских частот. Основное условие -
обеспечение несовпадения наблюдаемых доплеровских частот цели с
/Дп.гл. Неоднозначное доплеровское смещение частоты /ДТ] н, опреде-
ляемое как

(12.145)

где А^и^пгл/^и] - кратность неоднозначности. Величина /щн, как
видно из рис. 12.53, принадлежит интервалу [0^и]. Целесообразно
данный интервал разбить на три области (рис. 12.53): 1 - область
частот/е[кРи+ЛРзщЬ (А+1) Ги-Д7?ЗЩ1]=Д/?1, где Д^щ! - протяженность
защитного интервала, величина которого обычно составляет едини-
цы килогерц; 2 - область частот/е[кРИ9 кРК+АРЗЩ2]=Ар2, 3 - область
частот/е[(^+1)^и-2У^щ2, (Ш)]=Д^3.

Тогда условия расположения Гдпн в данных областях интервала
[0,Ри] можно записать в виде:

(12.146)

(12.147)

(12.148)

На основании выражений (12.145)-(12.148) условия несовпаде-
ния спектральных составляющих мешающих отражений по главному
лучу ДНА и прогнозируемых частот отраженного сигнала от цели
можно записать как

дпнэ

Дпн

ЗЩ1 ’

ДПН

(12.149)

дпнэ

и ’

ДПН

ДПНЭ

ДПН

(12.150)

Рис. 12.53

Введя относительные величины	и ^^\=№'зшЛIЕк, ус-

ловия (12.144)-(12.146) можно записать в виде

о<е/<а-а,.

(12.152)



На основании (12.152) процедура выбора «прозрачной» часто-
ты повторения Ри при работе с СЧП сводится к следующему. Из мас-
сива ЧПИ М2 последовательно извлекаются коды рп и для каждой из
них при известной величине проверяется выполнение условий
(12.144) и (12.152). В результате перебора всех ЧПИ образу-
ется область ЧПИ ТИ3С1Л/2, которые удовлетворяют сформирован-
ным условиям. В качестве «прозрачной» ЧПИ выбирается централь-
ная частота самой широкой области «прозрачных» частот. Если не
будет выявлена «прозрачная» частота, дальномер переходит рабо-
тать в режиме памяти.

При выявлении «прозрачной» частоты повторения определяются /изп
и длительности стробов [/стр1, С4тр2 и ^стрз в соответствии с выраже-
нием (12.137), вычисляется задержка первого строба 41 по (12.139) и
смещение А13 между стробами по выражению (12.138). Коды указан-
ных величин, как и в режиме ВЧП, подаются в синхронизатор и уст-
ройство расстановки стробов (рис. 12.49).

В результате вычислений на каждом такте выбирается тот пе-
риод повторений Ти, который удовлетворяет условию (12.141).

5.	Слежение за целями в ИДР по скорости

В режимах ВЧП и СЧП имеется возможность осуществлять
узкополосную доплеровскую фильтрацию сигнала, отраженного от
цели. В результате фильтрации обеспечивается когерентное накоп-
ление полезного сигнала и подавление мешающих сигналов от по-
верхности земли и ложных целей, а также решается задача непре-
рывного сопровождения целей по доплеровским частотам (радиаль-
ной скорости движения цели).

Структурная схема канала сопровождения целей по скорости в
ИДР представлена на рис. 12.54. Импульсные сигналы [/пр промежу-
точной частоты с выхода широкополосной части приемника РЛС
подаются на селектор дальности СД, который открывается стробом
[/стр совпадающим по времени со стробом [/стр2 дальномера, то есть в
момент наличия сигнала от сопровождаемой цели. В остальное вре-
мя селектор закрыт. Строб С7стр также формируется в устройстве рас-
становки стробов, как и стробы [/стр1, С/стр2 и [7стрз дальномера.
Рис. 12.54

Выходной сигнал ^7пр широкополосной части приемника
(ПРМ) имеет частоту Упр+^пц, где/^пц=2Ксбл/к - доплеровское смеще-
ние частоты сигнала, отраженного от цели. На второй вход смесите-
ля (СМ) поступает гетеродинный сигнал с управляемого гетеродина
(УГ), частота которого изменяется в соответствии с выражением

(12.153)

где /уф - частота настройки узкополосного фильтра (УФ); Ущ1Э - экст-
раполированное значение доплеровского смещения частоты полез-
ного сигнала.

Изменение/щэ, а следовательно, и/уг происходит под воздейст-
вием формируемого в БЦВМ кода/^э. В результате преобразования
сигналов с частотами /^/дид и /уг на выходе СМ образуется сигнал с
частотой:

(12.154)

где Л/ди=/дпц-/дпэ ~ разность доплеровских смещений частот сигнала,
отраженного от цели, и экстраполированного значения, который за-
тем поступает на фильтр УФ. Полоса данного фильтра Д/уф обычно
составляет величину порядка от сотни герц до единиц килогерц и
определяет разрешающую способность ИДР при сопровождении по
скорости: 5Р=0,5А,Д^ф. Сигнал на выходе УФ имеет вид непрерывно-
го синусоидального сигнала с частотой /р. Если Тдпц^Ущгэ, то частота
сигнала на выходе УФ будет отличаться от частоты настройки дан-
ного фильтра на величину А/дп.

Выходной сигнал УФ поступает на частотный дискриминатор
(ЧД), который преобразует рассогласование Л/дП в напряжение по-
стоянного тока на основе соотношения

(12.155)

где АГчд - коэффициент передачи ЧД (крутизна дискриминационной
характеристики ЧД).

Для того, чтобы на крутизну ЧД не оказывала влияние ампли-
туда принимаемого сигнала, осуществляют ограничение по ампли-
туде перед подачей сигнала с выхода УФ на ЧД (ограничитель па
схеме рис. 12.54 не показан). Выходным каскадом аналоговой части
устройства слежения, как и в канале сопровождения по дальности,
является интегратор со сбросом (накопитель (Н)), управляемый так-
товыми импульсами 1/ БЦВМ. В результате дополнительного неко-
герентного накопления выходной аналоговый сигнал можно запи-
сать в виде

(12.156)

где Кп - коэффициент передачи некогерентного накопителя Н;
Л"ЧД*=АГНА?ЧД - приведенная крутизна дискриминационной характери-
стики ЧД.

Сигнал (12.156) преобразуется в АЦП в цифровую форму и да-
лее обрабатывается в ЦВМ ИД РЛС. Цифровой код данного сигнала
обозначим как



(12.157)

где Ка/=1/Л^- коэффициент передачи АЦП; Ду - величина, численно
равная единице младшего разряда цифрового кода С7ХО-

Последующая фильтрация доплеровского смещения частоты
/дп осуществляется в БЦВМ по алгоритмам а, р, у -фильтров, анало-
гичным каналу дальности. При использовании алгоритмов а, р -
фильтрации алгоритм формирования рассогласования Д7ф) можно
представить в вцце
(12.158)
Дк К4а

где \р - коэффициент, численно равный частоте, выраженной в ки-
логерцах, соответствующей цене единицы младшего разряда кода
Ж

Остальные уравнения фильтрации аналогичны уравнениям
(12.129)-(12.131), в которые вместо -0(0, 0(0 > Оэ(/) и ЛО(0 ~
нужно подставить соответственно /дп(0, /дп(0? /доэ(0 и ^ХО
Коэффициенты усиления а, р, как и в уравнениях фильтрации даль-
ности, остаются постоянными. Для ускорения «втягивания» канала
сопровождения по частоте в режим слежения на этапе захвата коэф-
фициент а целесообразно делать максимальным, а коэффициент р=0.
При переходе же в режим слежения изменять их значения скачком
до оптимальных величин. Данные изменения позволят на этапе за-
хвата расширить полосу системы слежения, а затем сузить ее для
повышения качества фильтрации.

После завершения /-го такта вычислений по алгоритмам а, р -
фильтрации формируется экстраполированное значение доплеров-
ского смещения частоты на (/+1)-й такт работы

7„0 + 1) = Л,(0+ГгАГ».	(12.159)

Код Удпэ(/ + 0 изменяет частоту УГ (рис. 12.54).

При кратковременном пропадании сигнала, отраженного от
цели, канал сопровождения работает в режиме памяти. Величина
в уравнениях фильтрации /дп(0,	(/) в этом случае устанав-

ливается, равной нулю, поэтому частота/уг будет меняться по линей-
ному закону. Скорость изменения/уг определяется величиной /дп(/),
которая определяется на тактах до момента пропадания сигнала, от-
раженного от цели.
6.	Сопровождение целей в ИДР по угловым координатам

В современных РЛС истребителей при измерении угловых ко-
ординат целей используется метод сравнения, который реализуется
моноимпульсным угломерным устройством (см.гл.9). Процесс не-
прерывного слежения за угловыми координатами цели сводится к
отслеживанию положения цели равносигнальным направлением
(РСН) моноимпульсной системы. Система слежения формирует сиг-
нал управления антенной таким образом, что угловое рассогласова-
ние Дв между положением РСН и линией визирования (ЛВ) цели бы-
ло равно нулю.

В процессе сопровождения воздушной цели по угловым коор-
динатам измеряются углы пеленга цели в вертикальной фв и горизон-
тальной фв плоскостях, составляющие угловой скорости сов и сог ли-
нии визирования в тех же плоскостях, а также угол поворота антенн
по крену уа и угловая скорость сох в канале крена.

Для выявления особенностей измерения угловых координат
цели при ее автоматическом сопровождении рассмотрим, например,
процесс слежения за ней в вертикальной плоскости (рис. 12.55).

Подвижная система координат ОсХоКо связана с самолетом.
Центр ее Ос находится в центре масс истребителя, а ось Хо парал-
лельна поверхности земли. Положение цели Ц в данной системе ко-
ординат определяется дальностью до цели /)ц и углом ев между ли-
нией визирования и осью ОсХо. Угловое положение цели относи-
тельно оси самолета ОД1 определяется углом . Угловое положе-
ние РСН (оси ОДд) в вертикальной плоскости отсчитывается отно-
сительно продольной оси самолета О^Ху, а положение самой оси 0^1
определяется углом атаки V, который отсчитывается относительно
горизонтальной оси ОсХо подвижной системы координат ОсХпУо.

Обычно измеренное значение угла места фв равносигнального
направления снимается с датчиков антенной системы. Угловое по-
ложение цели принимается соответствующим фв. Очевидно, что
величина фв отличается от фв на величину погрешности Дв. Однако
непосредственное определение производной фв угла фв не позволя-
ет использовать данную величину в качестве угловой скорости сов
линии визирования цели, так как, это видно из рис. 12.55, на ее зна-
чение оказывает влияние производная (скорость изменения) & угла
тангажа

• • •

Фв =ев -$•

(12.160)

Рис. 12.55

В процессе полета угол тангажа 3, как правило, меняется слу-
чайным образом в довольно широком диапазоне. Следовательно, ме-
няется и 5, что позволяет считать второе слагаемое в (12.160) шу-
мом тангажа, снижающим точность измерения угловой скорости йв.
Уменьшить шум тангажа можно путем компенсации второго слагае-
мого в (12.160). Для этого с помощью гироскопического датчика из-
меряется угол & и вычисляется его производная, которая служит
компенсационной поправкой.

Аналогичная проблема существует и при измерении угловой
скорости в горизонтальной плоскости ог. Здесь для компенсации
шумов рыскания требуется измерения курсового угла Т и угла крена
у. Поэтому структурная схема следящего угломера наряду с радио-
электронными элементами и устройствами должна включать и гиро-
скопические датчики, измеряющие углы Т, 3 и у. Програмное обес-
печение ЦВМ ИДР должно включать алгоритмы, формирующие
компенсационные поправки.

Для непрерывного слежения за целью по угловым координа-
там, помимо измерения угловой скорости ЛВ (составляющих сог и
со в), необходимо обеспечить и запоминания ее значения в случае
кратковременного пропадания сигнала, отраженного от цели. Это
позволит сопровождать цель по угловым координатам, используя
запомненные данные.

Реализация «памяти» возможна, если следящий угломер будет
обладать астатизмом второго порядка, то есть угломер в своем со-
ставе будет иметь два интегратора. Роль одного из интеграторов
обычно выполняет двигатель привода антенны, второй же интегра-
тор должен быть реализован программно.

Рис. 12.56

После данных замечаний рассмотрим вариант структурной
схемы канала сопровождения цели по угловым координатам в ИДР
(рис. 12.56) моноимпульсного типа. Структурную схему можно раз-
делить на следующие части: угловой датчик (моноимпульсная ан-
тенна с суммарно-разностным преобразователем и модулятором),
каналы обработки радиолокационного сигнала приемные устройства
каналы от смесителей (СМ1) до вычитающего устройства (ВУ), уст-
ройство выделения сигнала ошибки и фильтрации угловых коорди-
нат (фазовые детекторы (ФД) и ЦВМ) и, наконец, управляющее уст-
ройство (устройство отработки). Угловой датчик, каналы обработки
радиолокационного сигнала и ФД образуют пеленгационное устрой-
ство угломерного канала.

При приходе отраженного от цели сигнала на выходах антенны
получаем соответственно суммарный и два разностных сигнала
(7Дг и Ц\в, которые характеризуют напряженности электромагнитно-
го поля в волноводах. При точном совпадении РСН с положением
цели в пространстве сигналы ?7Дг=?7Дв=0.

С целью снижения числа каналов обработки разностных сиг-
налов сигналы (7Дг и ?7Дв подаются на модулятор, где происходит мо-
дуляция данных сигналов сигналом низкой частоты ^м. Процесс мо-
дуляции обеспечивается перемещением (вращением) волноводной
секции модулятора с помощью двигателя модулятора (дв.мод.). Син-
хронно с двигателем вращается ротор генератора опорных напряже-
ний (ГОН), который обеспечивает формирование опорных напряже-
ний для фазовых детекторов.

После модуляции образованный единый разностный сигнал 1}д
и сигнал Че подаются на суммарно-разностный (Е-Д) преобразова-
тель (Е-Д). В результате на выходах его образуются два сигнала
(Г/Е-[/д) и (С7е+?7д), которые поступают далее в двухканальный при-
емник для последующей обработки. Каждый приемный канал вы-
полнен по единой схеме. В рассматриваемом примере используется
логарифмическая нормировка обрабатываемых сигналов. Первичное
преобразование и усиление принимаемых сигналов осуществляются
в смесителях (СМ]) и УПИ каждого из каналов. Селекторы дально-
сти СД открываются стробом С7ст в момент прихода сигнала, отра-
женного от цели. Временное положение строба совпадает с времен-
ным положением строба ?7стр2 дальномерного канала. Управление им
происходит с блока расстановки стробов, как это было рассмотрено
в канале дальномера.

В смесителях СМ2 осуществляется второе преобразование
принимаемых сигналов (С§-?7Д) и (С7е+С7д). В качестве гетеродинного
напряжения используется сигнал управляемого гетеродина (УГ),
частота которого отслеживает доплеровскую частоту цели и изме-
ряются в соответствии с выражением (12.159).
Далее выполняется узкополосная фильтрация сигналов в
фильтрах УФ. Селекторы дальности СД и узкополосные фильтры
УФ обеспечивают выделение сигнала, отраженного от одной сопро-
вождаемой цели по дальности и доплеровской частоте.

Последующая обработка сигналов осуществляется логарифми-
ческими усилителями и амплитудными детекторами (ДЕТ). Приме-
нение логарифмических усилителей позволяет обеспечить норми-
ровку сигнала рассогласования (составляющих Дг и Дв) по отноше-
нию к амплитуде отраженного сигнала. После вычитания обрабаты-
ваемых сигналов в вычитаемом устройстве (ВУ) образуется гармо-
нический сигнал С7Д с частотой Ом и амплитудой, пропорциональной
углу рассогласования линии визирования цели и РСН Д. Фаза фд
данного сигнала, отсчитываемая от некоторого опорного направле-
ния, указывает сторону отклонения.

Фазовые детекторы, стоящие после ВУ, разделяют общий сиг-
нал ошибки С7д на две ортогональные составляющие Дг и Дв, опреде-
ляемые выражениями:

Дг =#дЛсо8((рд),	(12.161)

Дв=#дА5т(фд),	(12.162)

где Лд - коэффициент пропорциональности. Опорными сигналами
для ФД, как указывалось, являются сдвинутые по фазе на тс/2 сину-
соидальные напряжения, формируемые ГОН.

При достаточно точном сопровождении цели по угловым ко-
ординатам величины напряжений Дг и Дв пропорциональны углам
отклонения цели от РСН соответственно в горизонтальной и верти-
кальной плоскостях.

Последующая обработка сигналов рассогласования осуществ-
ляется в БЦВМ. Для этого сигналы Дг и Дв подаются на АЦП и пре-
образуются в цифровую форму. Цифровые коды Дг(/) и Дв(/) сигна-
лов Дг и Дв соответственно обрабатываются по алгоритмам, которые
обеспечивают: формирование интегрирующего звена, повышение
астатизма следящей системы угломера; введение компенсационных
поправок от гироскопических датчиков; вычисление угловой скоро-
сти ЛВ; функционирование следящей системы в режиме памяти; оп-
ределение управляющих воздействий для устройства обработки.
Полный перечень уравнений, с помощью которых решаются
перечисленные задачи, при управлении пространственным положе-
нием антенны достаточно громоздкий Поэтому для уяснения сути
работы алгоритмов ЦВМ при решении задачи слежения за угловыми
координатами цели рассмотрим данный процесс измерения в какой-
либо одной плоскости.

Предположим, что самолет летит без крена с нулевым курсо-
вым углом, а воздушная цель перемещается в вертикальной плоско-
сти, как это показано на рис. 12.55. Тогда уравнения, обеспечиваю-
щие процесс слежения, можно записать в виде:

Л, (/) = А, (/ -1) + КкТт Лв (/),	(12.163)

А20) = КорДв(/),	(12.164)

С7ш(О = л2(О+Д1(О,

(12.165)

С7а(/) = ±/Гэ[Я(/)-д(/-1)],
7 т

(12.166)



(12.167)

где Тт - как и раньше, длительность такта работы БЦВМ. Уравнение
(12.163) описывает функционирование интегратора, а (12.164) - цепи
его коррекции, повышающей устойчивость контура автосопровож-
дения. Уравнение (12.165) описывает связь процесса формирования
сигнала на выходе интегратора с цепью коррекции.

Выражение (12.166) описывает уравнение ввода компенси-
рующего сигнала, а (12.167) - формирование выходного сигнала на
устройство отработки.

Помимо выражений (12.163)-(12.167), обеспечивающих непо-
средственное управление антенной системой, алгоритмы ЦВМ осу-
ществляют формирование цифрового кода угловой скорости ЛВ в
соответствии с уравнением

ф(/) = ВД»(0,	(12.168)

где Ко - коэффициент передачи.

Измеренное значение угла пеленга цели снимается с углового
датчика антенны, преобразуется АЦП и в виде цифрового кода срв(О
поступает в ЦВМ, где может осуществляться его дополнительная
фильтрация либо транзитом передаваться другим потребителям.

Структура уравнений (12.163)-(12.167) в общем случае меня-
ется при изменении режимов работы. Так, при захвате цели жела-
тельно иметь следящую систему с астатизмом первого порядка, что
сокращает время переходных процессов (но увеличивает полосу про-
пускания системы).

При кратковременном пропадании сигнала, отраженного от
цели, запоминается угловая скорость линии визирования (код сов(/)).
При этом антенна будет перемещаться с постоянной угловой скоро-
стью.

12.8.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1	.Какие виды РЛС относятся к импульсно - доплеровским? Их
основные достоинства и недостатки.

2.	Самолет противника летит на встречных курсах с курсовым
углом 25 к линии визирования истребителя-перехватчика со скоро-
стью 2350 км/ч. Скорость своего самолета 1400 км/час. Определить
требуемую частоту повторения импульсов в ИДР истребителя для
обеспечения обнаружения цели на фоне мешающих отражений.
Длина волны РЛС 3,2 см.

3.	Импульсно - доплеровская РЛС работает в режиме СЧП.
Определить все “слепые” зоны по дальности и по доплеровским час-
тотам, если ЧПИ равна 16 кГц, а самолет летит на высоте 4 км со
скоростью 1300 км/ч. Антенна РЛС установлена под нулевым азиму-
тальным углом Ширина луча по азимуту и наклону соответственно
равна 2,5° и 3,5°. Длина волны 2,8 см.

4.	Применяется ЛЧМ для измерения расстояний в ИДР в ре-
жиме ВЧП. Определить погрешность в измерении расстояний, если
цель на встречных курсах движется со скоростью 1800 км/час, а ис-
требитель 1350 км/ч . Длина волны РЛС 2,9 см , частота при ЛЧМ
изменяется со скоростью 4 МГц в секунду. Каким образом устраня-
ется эта погрешность в ИДР?

5.	Для измерений расстояний в ИДР в режиме СЧП применяет-

44. Изд.№9768

689
ся две частоты повторения /<=16 кГц и /<=15 кГц. Определить рас-
стояние до цели, если наблюдаемые дальности равны: при Ги\ полу-
чили /)Н2=4км, а при /<„2, Он2= 3 км. Длительность импульса РЛС 0,5
мкс.

б.	Каким образом в ИДР осуществляется сопровождение цели
по дальности в режиме ВЧП?

7.	Каковы особенности сопровождения цели при ВЧП по угло-
вым координатам в ИДР при использовании моноимпульсного мето-
да пеленгации?

8.	Каким образом осуществляется захват цели на сопровожде-
ние в режиме РНП, если применяется ВЧП?
Г л а в а 13

РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
ВОЗДУШНОГО ДОЗОРА И НАВЕДЕНИЯ

13.1. РЕШАЕМЫЕ ЗАДАЧИ И ОСНОВНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ

1.	Решаемые задачи

Увеличение скорости полета современных боевых самолетов,
использование малых и предельно малых высот при преодолении
зон ПВО противника, существенное изменение радиолокационной
заметности летательных аппаратов привели к тому, что наземные
РЛС обнаружения и наведения уже не могут обеспечить своевре-
менное обнаружение воздушных целей на достаточно необходимом
расстоянии от защищаемых объектов. В связи с этим затруднено ре-
шение задач перехвата воздушных целей, наведение своих истреби-
телей.

Для получения относительно больших дальностей обнаруже-
ния целей еще со времен первой мировой войны широко применя-
лись воздушные посты наблюдения с расположением их на привяз-
ных аэростатах, воздушных шарах, дирижаблях. С момента появле-
ния РЛС в системах ПВО разрабатывались и системы обнаружения
воздушных целей самолетными РЛС истребителей в режиме дежур-
ства в воздухе или патрулирования ими воздушного пространства.
Были разработаны и первые типы авиационных комплексов (АК)
дальнего радиолокационного обнаружения (ДРЛО).

Из-за существенного увеличения радиолокационного горизон-
та АК ДР ЛО позволяют на значительно большем, чем наземные
РЛС, расстоянии обнаруживать воздушные цели, летящие на малых
высотах, особенно такие цели, как крылатые ракеты авиационного
базирования, которые могут быть запущены с больших расстояний.
Обнаружить и перехватить самолеты-носители крылатых ракет и
44*	691
сами крылатые ракеты становится достаточно сложной задачей, если
не применить авиационные комплексы дальнего РЛ обнаружения. Из
рис. 13.1 видно, что РЛС на самолете АК ДР ЛО (на рис. 13.1-РЛДН)
обеспечивает наблюдение воздушных целей на значительно больших
расстояниях по сравнению с наземными РЛС.

Рис. 13.1

Важной задачей комплексов ДР ЛО является также сопровож-
дение обнаруженных целей и наведение на них самолетов-
перехватчиков. В связи с этим иногда вводится термин “авиацион-
ные комплексы радиолокационного дозора и наведения” (АК РЛДН)
для указанных выше систем.

Возможности АК РЛДН целесообразно использовать и для
решения ряда других задач, например, для управления ударными
самолетами и вертолетами в оперативно-тактической глубине района
боевых действий. Выполняя роль воздушных командных пунктов
АК РЛДН может быть использован для наведения своих ударных
самолетов и вертолетов на наземные объекты и цели противника, для
наведения групп десантирования или групп спасения экипажей.

Важной дополнительной задачей комплексов РЛДН может
быть обнаружение надводных морских целей и наведение на них
своих ударных самолетов.

В ряде случаев АК РЛДН могут решать и некоторые вспомога-
тельные задачи, например, выполнение радиотехнической разведки,
определение местоположения источников преднамеренных радио-
электронных помех. Конечно, решение вспомогательных задач не
должно сказываться на возможностях и характеристиках АК РЛДН
692
при выполнении основных функций.

Для успешного решения рассмотренных выше задач АК РЛДН
необходимо, чтобы бортовая РЛС обеспечивала выполнение сле-
дующих функций: обнаружение целей на фоне МО от поверхности
земли и моря, автоматическое сопровождение многих обнаруженных
целей при сохранении непрерывного обзора пространства, измере-
ние высоты целей и в ряде случаев получение радиолокационного
изображения поверхности земли с высоким разрешением (это необ-
ходимо при решении задач управления и наведения ударных авиаци-
онных комплексов).

В современных АК РЛДН для обнаружения целей в нижней
полусфере на фоне МО широко используются импульсно-
доплеровские методы работы РЛС (см.гл. 12).

2.	Основные требования к характеристикам РЛС,
входящих в состав АК РЛДН

Итак, если подвести итог рассмотрения возможных задач, воз-
лагаемых на АК РЛДН, то можно перечислить следующие операции,
которые должны выполняться бортовой РЛС и самолетами, которые
входят в АК РЛДН:

-	дальнее радиолокационное обнаружение, сопровождение и
опознавание государственной принадлежности воздушных, надвод-
ных целей;

-	определение местоположения установок и средств радио-
электронного подавления (РЭП) противника и других источников
радиоизлучения;

-	автоматическая передача данных о воздушной и морской об-
становке на наземные, корабельные и воздушные центры и пункты
управления и наведения;

-	наведение на воздушные цели истребителей-перехватчиков и
вывод их после выполнения боевой задачи в районы базирования;

-	выдача команд целеуказания для ЗРК и других систем ПВО;

-	управление боевыми действиями фронтовой авиации (ФА) на
ТВД1

-	обеспечение взаимодействия ФА с частями и соединениями
наземных войск и военными кораблями в зоне боевых действий;

-	навигационное обеспечение своей боевой авиации.
Конкретное содержание и объем решаемых задач зависит, ко-
нечно, от ТВД, от сложившейся обстановки и состава сил и средств
своих войск и систем ПВО. Авиационные комплексы РЛДН пред-
ставляют собой сочетание мощной РЛС кругового обзора, позво-
ляющей эффективно обнаруживать воздушные (на больших и малых
высотах), морские и наземные цели, и самолета-носителя РЛС, спо-
собного в течение длительного времени находиться в воздухе на
значительном удалении от своего аэродрома, а также ряда других
радиоэлектронных систем (опознавания, РТР, связи и др.).

По сравнению с наземными комплексами дальнего РЛ обна-
ружения АК РЛДН имеют ряд существенных достоинств. Наиболь-
шее преимущество, как уже отмечалось выше, проявляется при об-
наружении целей, летящих на малых и предельно малых высотах и
при значительных зонах закрытия для наземных РЛС из-за сложного
рельефа местности и влияния кривизны поверхности земли.

На рис. 13.2 показано, какое относительное количество целей
Аотн, летящих на малых высотах, может обнаруживаться наземными
РЛС и АК РЛДН в зависимости от времени с момента вылета само-
летов противника со своих аэродромов /в. Видно, что РЛС авиацион-
ного комплекса РЛДН обнаруживают все цели, участвующие в нале-
те, непосредственно с момента взлета с аэродромов, а наземные
РЛС, в силу отмеченных выше причин, в состоянии обнаружить не
больше 65-70 всех целей и то лишь через час полета, когда самолеты
противника уже преодолевают линию боевого соприкосновения
(ЛВС) войск.

Полное рассмотрение всех факторов, влияющих на разработку
РЛС комплекса РЛДН, представляет собой весьма сложную задачу,
выходящую за рамки учебника. Исходными данными для выбора
РЛС и ее характеристик являются основные тактические требования
к РЛС, включающие в себя такие показатели, как типы целей, струк-
тура и средства ПВО, взаимодействующие с АК РЛДН, предпола-
гаемые средства РЭП противника, характер ТВД. Показатели РЛС
связаны с выбором летательного аппарата-носителя РЛС, а также с
видами дополнительного оборудования, входящего в АК РЛДН. На
следующем уровне обоснования выбора РЛС находится группа задач
выбора типа передатчика, формы зондирующего сигнала, антенны,
принципов обработки сигналов, мер борьбы со средствами РЭП.
Дальность обнаружения целей. Для разработчика РЛС даль-
ность обнаружения определяется тактическими требованиями. При
создании систем ПВО всегда требуется оценить стоимость и эффек-
тивность двух основных вариантов: (а) размещение большого числа
РЛС с малой дальностью обнаружения (например, наземных РЛС)
или (б) небольшого числа РЛС с большой дальностью на авиацион-
ном носителе РЛС. Дальность обнаружения, а следовательно, и тех-
нические характеристики РЛС, а также габариты все зависят от типа
носителя РЛС. Комплексы РЛДН обычно решают основную задачу -
раннее обнаружение целей и последующее наведение на них своих
самолетов-перехватчиков, защищающих важные объекты, такие, как
группировки боевых кораблей, промышленные центры, расположе-
ния войск и т.п. После обнаружения целей и принятия решения на
перехват подается команда на вылет истребителей, которые наводят-
ся на обнаруженные группы объектов. Рубеж перехвата должен от-
стоять от защищаемого объекта не менее, чем на дальность пуска
ракет класса “воздух-поверхность”. По указанной причине требуе-
мая дальность обнаружения целей и место расположения комплекса
РЛДН можно определить, если известны дальность пуска ракет
“воздух-поверхность” самолетов противника, время, необходимое
для полета воздушных целей и своих самолетов-истребителей.

Выбор несущих частот излучения РЛС. При разработке любой
РЛС важным вопросом является выбор несущей частоты. Этот вы-
бор в РЛС РЛДН определяется следующими факторами: особенно-
стями распространения радиоволн в различных погодных условиях,
характером подстилающей поверхности и наблюдаемыми мешаю-
щими отражениями (МО), требуемой точностью отображения воз-
душной обстановки, возможностями противника по созданию пред-
намеренных радиоэлектронных помех. С точки зрения уменьшения
потерь мощности радиоволн при распространении в атмосфере, а
также для снижения уровня мешающих отражений от поверхности
моря и земной поверхности целесообразно было бы использовать
сравнительно низкие несущие частоты дециметрового и даже метро-
вого диапазона. В этом случае можно было бы иметь передатчик
РЛС достаточно простой и с относительно низкой мощностью излу-
чения. Снижение уровня МО позволило бы упростить устройства
обработки сигналов. Все это уменьшило бы вес и габариты РЛС. Од-
нако более короткие длины волн (сантиметрового диапазона) обла-
дают рядом достоинств в условиях действия преднамеренных помех,
создаваемых противником. К числу таких достоинств можно отне-
сти: возможный широкий диапазон рабочих частот, возможность
формирования ДН антенны с узким основным лучом и малыми бо-
ковыми лепестками. Широкий диапазон рабочих частот РЛС может
вынуждать противника при постановке преднамеренных помех су-
щественно расширять полосу частот помех, что при располагаемой
средней мощности передатчика помех приведет к уменьшению спек-
тральной плотности помехового сигнала. Кроме того, более слож-
ными окажутся и сами станции преднамеренных помех. Таким обра-
зом, чем выше несущая, тем более широким может быть выбран
диапазон рабочих частот и соответственно при этом повысится по-
мехозащищенность РЛС по отношению к средствам РЭП. Узкие ДН
антенны позволяют более точно определять угловые координаты
целей, постановщиков помех, уменьшают сектор, в пределах которо-
го возможен прием преднамеренных помех по основному лепестку
ДН. Кроме того, узкие ДН обеспечивают большую точность опреде-
ления траекторий движения целей в воздушном пространстве.

С учетом сказанного выше, когда современные РЛС РЛДН ра-
ботают в условиях интенсивного применения средств РЭП, целесо-
образно использовать в РЛС более высокие несущие частоты санти-
метрового диапазона волн.
На рис. 13.3 приведен график зависимости апр - коэффициент
потерь мощности при распространении радиоволн к цели и обратно
от несущей частоты. Кривая рассчитана для следующих условий,
цель находится на расстоянии 300 км от РЛС на такой же высоте, что
и носитель РЛС, порядка 6000 м, погодные условия типовые для
плохих метеоусловий в умеренной климатической зоне, то есть на-
блюдается сильная облачность и достаточно интенсивные осадки до
4 мм/ч (средний дождь). Видно из рис. 13.3, что при частотах выше
5-6 ГГц резко возрастают потери мощности. Это и может служить
некоторой границей при выборе несущей. Для уменьшения потерь
мощности при сохранении достоинств сантиметрового диапазона
волн в некоторых РЛС РЛДН используют несущие в области 3 ГГц.
В целом следует исходить из того, что лучше выбирать параметры
РЛС, в частности несущую частоту, обеспечивающие требуемые ха-
рактеристики при плохих погодных условиях и учигывающие нали-
чие средств РЭП, чем рассчитывать на хорошие погодные условия и
отсутствие средств РЭП.

Антенные системы. Важным при формировании облика РЛС
АК РЛДН является выбор антенной системы. При этом следует учи-
тывать ограничения на размеры и тип антенны, которые зависят от
места расположения антенны на самолете-носителе РЛС. При выбо-
ре расположения антенны могут использоваться различные позиции
относительно корпуса носителя РЛС. Антенна может быть установ-
лена под или над фюзеляжем, либо в носовой или хвостовой частях
самолета, либо вдоль фюзеляжа с правого и левого борта. Каждая из
указанных позиций имеет свои достоинства и недостатки. Располо-
жение под фюзеляжем ограничивает видимость целей, летящих на
больших высотах из-за экранирования фюзеляжем. Размеры антенны
в вертикальной плоскости из-за ограничений в высоте фюзеляжа от-
носительно поверхности земли (на аэродромах) не могут быть вы-
браны достаточно большими. Близость движущихся частей двигате-
лей (турбин) может вызвать паразитную модуляцию сигналов, что
приведет к снижению чувствительности РЛС. Следовательно, можно
сделать вывод, что такое расположение антенны в АК РЛДН нецеле-
сообразно.

При установке антенны над фюзеляжем (или над килем) мож-
но получить наибольшие из требуемых размеров апертуры антенны.
Считается, что из-за аэродинамических факторов и конструктивных
особенностей самолетов максимально возможные размеры апертуры
не могут превышать 18x3м. Такие размеры антенны позволяют по-
лучить нужную достаточно узкую по азимуту ДН. Особенно слож-
ным элементом рассматриваемой антенной системы является обте-
катель, который должен иметь хорошие электрические характери-
стики по высокой частоте и одновременно обладать достаточной
прочностью. Апертура антенны должна располагаться на некоторой
высоте над фюзеляжем, чтобы крылья, киль, носовая часть самолета
не экранировали часть зоны обзора. В целом возможны определен-
ные искажения формы ДН из-за влияния фюзеляжа и киля, законцо-
вок крыльев, что следует учитывать при выборе системы обработки
сигналов.

Антенны, расположенные в носовой части фюзеляжа, свобод-
ны от ряда недостатков, указанных выше. Однако размер апертуры
таких антенн не может быть больше поперечного сечения фюзеляжа,
составляющего 6x5м у самых больших транспортных самолетов. Ог-
раничивается при этом и зона обзора по азимуту. Так как обычным
требованием для РЛС АК РЛДН является требование иметь зону об-
зора по азимуту 360°, то необходимо в этом случае иметь и вторую
антенну в хвостовой части самолета. Большим достоинством указан-
698
ного расположения антенн является то, что на работу РЛС не оказы-
вают влияние конструктивные элементы самолета, не ухудшаются
аэродинамические характеристики самолета, а также более просты-
ми по конструкции и в производстве являются обтекатели антенн.
Круговой обзор на 360° по азимуту требует введения сканирования
ДН антенны по азимуту. Зона обзора не должна иметь провалов, так
как представляющие интерес цели могут появиться в любой момент
и на любом азимуте. В этом случае целесообразно иметь постоянную
скорость сканирования, причем время облучения должно быть та-
ким, чтобы обеспечить обнаружение целей и измерение всех ее ко-
ординат и параметров движения за одно облучение цели. Так как при
обнаружении целей на фоне МО применяются импульсно-
доплеровские РЛС при ВЧП или СЧП, появляется необходимость в
устранении неоднозначности в измерении дальности. Это требует
времени облучения порядка 0,03-0,05 с. В результате, при ширине
ДН порядка 1-2° период обзора окажется равным 5-15 с.

При выборе антенны следует учитывать требуемый уровень
боковых лепестков ДН, которые являются весьма важным фактором,
определяющим эффективность работы РЛС при наблюдении целей
на фоне МО и в условиях применения противником средств РЭП. От
уровня боковых лепестков ДН зависит возможность обнаружения
целей, имеющих радиальную скорость меньше скорости носителя
РЛС. При малом уровне боковых лепестков ДН действие преднаме-
ренных активных помех, создаваемых противником, эффективно
только в пределах главного луча ДН. Следовательно, РЛС АК РЛДН
сможет надежно обнаруживать цели во всех азимутальных направ-
лениях, отличных от направления на постановщики помех. Таким
образом, уменьшение уровня боковых лепестков ДН является весьма
эффективным средством повышения помехозащищенности РЛС АК
РЛДН.

Важным вопросом при выборе антенны является возможность
введения электронного сканирования ДН. В большинстве известных
РЛС применяется механическое сканирование путем поворота ан-
тенны по азимуту. Однако появление боковых антенн (вдоль фюзе-
ляжа), когда механическое вращение принципиально невозможно,
потребует введения электронного сканирования ДН. Это, конечно,
приведет к существенному росту стоимости РЛС. В целом электрон-
ное сканирование по азимуту целесообразно, если механические ог-
699
раничения окажутся жесткими, например, при больших апертурах.
Электронное управление ДН позволит ввести систему компенсации
рыскания самолета по азимуту, изменять скорость обзора в различ-
ных секторах зоны обзора по азимуту.

Электронное сканирование по углу места только для обнару-
жения целей не является необходимым. Широкий луч ДН по углу
места позволит перекрыть весь сектор наблюдения по углу места.
Конечно, при этом уменьшается коэффициент направленности ан-
тенны, и это потребует увеличения мощности излучения. Кроме за-
дачи обнаружения, необходимо осуществлять и измерение высоты
целей. Размеры апертуры в вертикальном направлении позволяют
решать эту задачу путем сканирования ДН антенны по углу места.

3.	Состав радиоэлектронного комплекса АК РЛДН
и его функционирование

Как уже отмечалось, в состав РЭК АК РЛДН входят, кроме
РЛС, и другие системы: системы обработки и отображения инфор-
мации, состоящие из комплекса бортовых ЭВМ, алфавитно-
цифровых терминалов операторов, навигационная система, система
государственного опознавания и комплекс связи. Включаются в его
состав также пассивные системы обнаружения целей.

Включение в состав бортового РЭО систем пассивного наблю-
дения и радиотехнической разведки (РТР) существенным образом
повышает возможности АК РЛДН по обнаружению целей-
источников излучения. Такими целями могут являться РЛС зенитно-
ракетных комплексов (ЗРК), любые аэродромные РЛС, радиолока-
ционные станции наведения истребителей, РЛС кораблей, а также
станции активных радиоэлектронных помех, расположенных на зем-
ле, на кораблях или на борту самолета-постановщика помех. Систе-
мой РТР могут быть обнаружены группировки войск, авианосные
ударные группы, отдельные корабли по характерным параметрам
излучающих РЛС. Главное преимущество системы РТР в составе
комплекса РЛДН заключается в том, что РЛС противника, являю-
щаяся источником излучения, может быть обнаружена пассивным
методом на расстоянии, значительно превышающим дальность об-
наружения в РЛС самой цели, на которой установлена излучающая
РЛС. Эта особенность системы РТР позволяет самолетам РЛДН об-
700
наруживать корабли, позиции ЗРК и других средств ПВО противни-
ка и определять их координаты, не входя в опасную зону, находиться
за пределами дальности обнаружения самолета РЛДН радиолокаци-
онными средствами противника. Система РТР может использовать-
ся, как уже отмечалось, и для обнаружения постановщиков помех
противника. Определение координат постановщиков-помех осуще-
ствляется с помощью метода “самотриангуляции”, когда при полете
самолета РЛДН по прямолинейному отрезку траектории определя-
ются несколько пеленгов на источник излучения помехового сигна-
ла. Можно использовать, если есть такая возможность, определение
пеленгов одновременно несколькими (двумя-тремя) самолетами АК
РЛДН на источники излучения.

Используя возможности всех систем, входящих в АК РЛДН,
решается целый ряд задач по обеспечению функционирования своей
системы ПВО, управления фронтовой авиацией и др. На борту само-
летов комплекса РЛДН осуществляются сбор, обработка и передача
информации для решения задачи наведения самолетов на воздуш-
ные, наземные и морские цели. Получаемые данные могут использо-
ваться и сухопутными войсками и ВМФ.

При решении задач обеспечения ПВО авиационный комплекс
РЛДН работает в относительно более простых условиях, чем при
решении тактических задач управления фронтовой авиацией. Само-
леты РЛДН действуют в известных оперативных зонах, могут быть
достаточно точно оценены возможные направления полетов бомбар-
дировочной и ракетоностной авиации противника или крылатых ра-
кет. Известны также типы воздушных целей. Однако количество це-
лей может быть значительным в зоне ответственности и для решения
указанных задач необходимо ввести автоматизацию процессов
управления системой на базе бортовых цифровых ЭВМ.

При решении тактических задач управления фронтовой авиа-
цией авиационные комплексы РЛД 1 действуют в более сложной об-
становке. Кроме значительного увеличения общего количества целей
(до 500-600), существенно увеличивается количество типов целей,
которые могут иметь различные функциональные и летные характе-
ристики. Каждый тип целей (в том числе и свои объекты) требует
специальный алгоритм управления системой. Например, задача на-
ведения ударных самолетов на наземные цели существенно отлича-
ется от управления полетом вертолетных групп спасения экипажей.
Следует учитывать и отличия в радиоэлектронном оборудовании
истребителей-перехватчиков, самолетов и вертолетов фронтовой и
армейской авиации. Если при решении задачи ПВО можно выводить
истребители перехвата в соответствующие точки зоны наблюдения,
где истребители уже с помощью бортовых РЛС самостоятельно ре-
шают задачи обнаружения и поражения целей, то при наведении
ударных самолетов, особенно при полете их на малых высотах к це-
ли, требуется в ряде случаев непрерывное управление самолетами с
момента взлета и, кроме того, необходимо осуществлять контроль за
воздушной обстановкой в районе трассы полета, предупреждая эки-
пажи самолетов и о истребителях противника и о расположении его
ЗРК. И, наконец, следует учитывать быструю изменчивость тактиче-
ской обстановки, когда непрерывно изменяется количество и типы
объектов своих и противника, а также их взаимные положения. Оче-
видно, что для решения всех указанных задач следует широко ис-
пользовать бортовые ЭВМ. Цифровые ЭВМ на борту самолета
РЛДН решают следующие задачи: 1) обработка радиолокационных
сигналов, включающая в себя операции преобразования видеосигна-
лов в цифровую форму, измерение высоты целей, стабилизацию ДН
антенн в пространстве, устранение неоднозначностей при измерении
координат; 2) сопровождение целей в процессе обзора пространства,
включающее в себя операции получения выборки данных, экстрапо-
ляцию траекторий, запоминание данных о сопровождаемых целях,
ввод и вывод данных для индикации и передаче их в системы наве-
дения своих самолетов; 3) распознавание, опознавание и идентифи-
кация целей, требующие декодирования, расшифровки данных и ис-
пользование данных от радиолокационных систем с активным отве-
том и систем радиолокационного опознавания; 4) наведение, вклю-
чающее в себя решение задач запоминания и накопления данных о
своих самолетах, которые наводятся над территорией противника, о
их вооружении и тактико-технических характеристиках их бортовых
РЛС, а также данные о характеристиках самолетов противника; 5)
контроль и управление вооружением своих самолетов, включая в
себя учет степени готовности, боекомплект и тип вооружения каж-
дого самолёта, наводимого на цель; 6) управление каналами внутри-
самолетной и радиосвязи с введением криптографического засекре-
чивания информации, регулирование потоками видео и цифровой
информации внутри комплекса РЛДН, а также осуществление ра-
702
диосвязи с внешними объектами; 7) навигационное обеспечение по-
лета самолета комплекса РЛДН, включающее в себя комплексирова-
ние данных инерциальных, доплеровских и радионавигационных
систем; 8) контроль параметров и автоматическая проверка радио-
электронной аппаратуры и вычислительных систем комплекса. Ре-
шать все указанные задачи одной централизованной бортовой ЭВМ
достаточно сложно. По этой причине в ряде случаев на борту само-
лета комплекса РЛДН может находиться несколько универсальных и
специализированных ЭВМ.

13.2.	ПРИНЦИПЫ РАБОТЫ РЛС АВИАЦИОННЫХ
КОМПЛЕКСОВ РЛДН

1.	Обзор воздушного пространства и режимы работы РЛС

Бортовая РЛС авиационного комплекса РЛДН предназначена
для дальнего радиолокационного обнаружения и определения коор-
динат целей над сушей и морем на больших, средних, малых и пре-
дельно малых высотах на фоне МО от поверхностных отражателей, а
также в условиях применения противником активных и пассивных
помех. Эти задачи решаются введением определенных режимов ра-
боты РЛС и соответствующими методами обработки сигналов, а
также тактикой применения АК РЛДН.

Для обнаружения целей, летящих ниже плоскости горизонта,
на фоне отражений от земной или морской поверхности широко ис-
пользуются когерентно-импульсные и импульсно-доплеровские ме-
тоды работы. Применение доплеровской фильтрации сигналов и
систем СДЦ позволяет решать указанную задачу. Если относитель-
ные скорости цели и носителя РЛС таковы, что сигналы МО и целей
имеют доплеровские частоты, которые могут быть разделены, при-
меняют высокие частоты повторения импульсов (ВЧП). При этом
однозначно определяются радиальные скорости целей. Как известно,
при ВЧП измерение расстояния до цели связано с большой неодно-
значностью. Для устранения неоднозначности и для достаточно точ-
ного определения расстояния до цели используются методы, опи-
санные в 12-й главе (Импульсно-доплеровские РЛ системы). Это
осуществляется или введением линейной частотной модуляции не-
703 •
сущей частоты, или использованием нескольких ЧПИ за время облу-
чения цели (обычно 2-4 ЧПИ). Следует отметить особенности клас-
сификации режимов РЛС и ЧПИ. Режим ВЧП для диапазона рабочих
частот порядка 3-5 ГГц соответствует ЧПИ порядка 20-30 кГц. Та-
ким образом, РЛС работает с ВЧП, если нет неоднозначности по
скорости. Если наблюдается неоднозначность и по доплеровским
частотам (по скорости цели) и по измеряемому расстоянию, то счи-
тается, что РЛС работает со средними ЧПИ. Если же нет неодно-
значности по дальности, то РЛС является системой с низкой ЧПИ.

При обнаружении воздушных целей, находящихся выше ли-
нии горизонта, летящих на больших высотах и находящихся на рас-
стояниях, когда уже можно не учитывать отражения от поверхности
земли или моря, применяется обычный импульсный режим с НЧП,
когда нет неоднозначности по дальности и измерения расстояний
осуществляются достаточно просто. Для увеличения дальности об-
наружения при НЧП необходимо применять сложные сигналы с
ЛЧМ внутри импульса или фазовую манипуляцию элементов им-
пульса большой длительности. В тех случаях, когда уровень МО
достаточно мал либо из-за отсутствия интенсивных МО, либо из-за
достигнутого при проектировании незначительного уровня боковых
лепестков ДН антенны, рекомендуется достаточно низкая ЧПИ, при
которой обнаружение целей с малой относительной скоростью осу-
ществить проще. Низкая ЧПИ применяется, например, для обзора
морской поверхности, где целями могут быть малоразмерные мор-
ские цели или вертолеты, например.

В соответствии с возможными вариантами применения раз-
личных сигналов РЛС АК РЛДН фактически должна быть много-
функциональной с быстрой сменой режимов работы. Можно указать
следующие режимы работы:

-импульсно-доплеровский (ИД) режим с ВЧП без измерения
высоты целей. В этом режиме луч ДН по углу места фиксирован.
Обеспечивается обнаружение целей на фоне земли на максимальных
дальностях. Так как луч ДН антенны по углу места неподвижен, то
время облучения цели при этом наибольшее, что и обусловливает
более высокую энергию принимаемых отраженных сигналов и соот-
ветственно большую дальность обнаружения по сравнению с други-
ми режимами;

-импульсно-доплеровский режим с ВЧП с измерением высоты
целей (ИД ИВ). В этом режиме луч ДН перемещается по углу места
за время облучения целей по азимуту, что позволяет по максимуму
сигнала определить угол места целей. По известной высоте полета
носителя РЛС, расстояния до цели и угла места цели можно опреде-
лить высоту цели. Однако время облучения цели в этом случае
меньше, чем в предыдущем режиме, и дальность обнаружения ста-
новится меньше.

-импульсный режим со сжатием импульсов (И-ЛЧМ). Приме-
няется для обнаружения и определения координат воздушных целей
на больших высотах, летящих выше линии радиогоризонта РЛС.
Сжатие импульсов позволяет получить необходимую разрешающую
способность по дальности, а энергия всего принимаемого сигнала
выбирается такой, чтобы получить требуемую дальность обнаруже-
ния. Сигналы могут быть или с ЛЧМ, или с применением ФМС.

-При относительно малых требуемых дальностях возможен
импульсный некогерентный режим (И) с импульсами весьма малой
длительности. Предназначен режим для обнаружения надводных
целей. В этом режиме могут обнаруживаться медленно движущиеся
или стоящие на якоре корабли, подводные лодки в надводном поло-
жении и перескопы подводных лодок. Весьма малая длительность
излучаемых импульсов позволяет уменьшить ЭПО участка поверх-
ности моря, создающего мешающие отражения, и тем самым улуч-
шить условия наблюдения морских целей даже при сильном волне-
нии.

-пассивный режим (П). Как уже отмечалось, в этом режиме
обнаруживаются излучающие РЭС противника, что позволяет опре-
делить положение соответствующих целей-носителей РЭС.

Обычно выбор режима зависит от воздушной и наземной об-
становки, от типа подстилающей поверхности. Возможно сочетание
нескольких режимов с разносом их по азимуту или по углу места.
Можно иметь комбинированный режим обнаружения воздушных
целей во всем рабочем диапазоне дальностей и высот путем чередо-
вания в течение каждого периода сканирования луча ДН по углу
места импульсно-доплеровского режима и импульсного со сжатием
импульса. Например, в верхнем секторе по углу места РЛС работает
в импульсном режиме со сжатием импульсов, а при переходе луча
ДН в нижний сектор работает РЛС в импульсно-доплеровском ре-
жиме.

45. Изд.№9768	705
На рис. 13.4 показан возможный вариант разноса режимов
РЛС по азимутальным секторам всей зоны обзора. В зависимости от
расположения линии боевого соприкосновения (линии фронта) вы-
делены секторы дальнего РЛ обнаружения с импульсным некоге-
рентным излучением, секторы обнаружения и перехвата самолетов
противника, сектор наблюдения за участком морской поверхности,
сектор пассивного наблюдения.

2.	Основные типы радиолокационных систем,
применяемых в АК РЛДН

При выборе того или иного типа радиолокационной системы в
АК РЛДН основное внимание уделяется обеспечению эффективного
обнаружения низколетящих целей на фоне мешающих отражений от
земли и достаточно простых и точных измерений координат и пара-
метров движения многих целей, количество которых в зоне обнару-
жения может достигать нескольких сотен. Во всех случаях, когда
воздушные цели находятся ниже самолета-носителя РЛС, мещающее
действие отражений от земли является основным фактором, препят-
ствующим обнаружению целей. Конечно, для других условий на-
блюдения определяющим фактором могут оказаться и другие пара-
метры и характеристики радиолокационного обнаружения.

Импульсно-доплеровские РЛС. Наиболее эффективными при
обнаружении низколетящих целей на фоне земли являются импульс-
но-доплеровские РЛС с ВЧП при встречном движении целей и СЧП
при догонных курсах. Для диапазона волн 3-5 ГГц ВЧП соответст-
вуют частотам повторения от 20 до 50 кГц, а СЧП-от 2 до 10 кГц.
Выбор ЧПИ зависит от формы и структуры спектра МО при отраже-
нии от поверхности земли зондирующего сигнала. На рис. 13.5 пока-
зана структура спектра МО при излучении непрерывного сигнала в
зависимости от расстояния до РЛС.

Уровень МО показан в виде амплитудного “рельефа” над
плоскостью “дальность-доплеровская частота”. При расчетах приня-
то, что максимальная дальность равна 300 км, а максимум ДН антен-
ны РЛС установлен в боковом направлении перпендикулярно векто-
ру скорости самолета-носителя РЛС. Путевая скорость выбрана рав-
ной 370 км/ч. Особенностью спектра при нулевом значении допле-
ровской частоты является наличие “гребня” МО от нулевой к макси-
мальной дальности. Интенсивность “гребня” МО достаточно высо-
кая. Это известная составляющая спектра МО по главному лучу ДН.
На участке от нулевой дальности до дальности, соответствующей
высоте полета, МО отсутствуют, а затем уровень МО возрастает в
соответствии с формой ДН в угломестной плоскости до максималь-
ного значения на средних дальностях (100-200 км). Далее уровень
МО уменьшается и, наконец, становится близким к нулю, так как
увеличивается расстояние от РЛС до точек на поверхности земли.
Вторая особенность в спектре это наличие “гребня” в области рас-
стояний, близких к высоте полета носителя РЛС. Это так называе-
мые высотные, или альтиметровые отражения. Этот “гребень” при
выбранных параметрах движения и несущей частоты занимает об-
ласть от -4 до 4 кГц. Протяженность этой области по доплеровской
частоте зависит от путевой скорости носителя РЛС. При выбранной
несущей частоте 6 ГГц доплеровский сдвиг соответствует величине
примерно 11 Гц на 1 км/ч скорости полета. Третьей особенностью
распределения спектра МО над плоскостью дальность-доплеровская
частота является отсутствие МО в зонах, лежащих вне указанных
45*	707
двух “гребней” при использовании ДН с достаточно малым уровнем
боковых лепестков.

Рис. 13.5

Как известно, в импульсно-доплеровских РЛС в зависимости
от ЧПИ из-за неоднозначности и наложения спектров наблюдается
“выборочная” разновидность спектра МО, показанного на рис. 13.5.
На рис. 13.6 показаны распределения МО на плоскости дальность-
доплеровская частота в области однозначности при ЧПИ, равной 6
кГц (рис. 13.6,а) и 2 кГц (рис. 13.6,6), которые получены как выбор-
ки спектра, показанного на рис. 13.5. Обнаружение целей возможно
в областях, свободных от МО, то есть в “углах” областей, показан-
ных на рис. 13.6.

Выбор ЧПИ в общем случае оптимизируется в зависимости
от типа подстилающей поверхности, характеристик ДН антенны
(уровня боковых лепестков), распределения скоростей ожидаемых
целей по величине и направлению. В тех случаях, когда уровень МО
сравнительно мал, можно рекомендовать достаточно низкие ЧПИ,
при которых можно обнаруживать цели на догонных курсах и при
малых скоростях без усложнений, связанных с устранением неодно-
значности по дальности. Для эффективного обнаружения прибли-
жающихся целей и при значительном уровне МО выбирают высокие
ЧПИ.
И, км

Рис. 13.6

Если РЛС АК РЛДН работает над подстилающими поверхно-
стями различного типа, когда МО изменяются по интенсивности в
значительных пределах, целесообразно применять для каждого из
азимутальных секторов различные ЧПИ, наиболее эффективные для
данного направления.

Обработка сигналов и структурная схема РЛС практически не
отличаются от рассмотренных ранее в главе импульсно-
доплеровских РЛС фронтовых самолетов (см.гл.12). На первом этапе
производится стробирование по дальности, далее предусмотрено
*
г
преобразование сигналов из аналоговой в цифровую форму. На вто-
ром этапе выполняется доплеровская фильтрация в каждом канале
разрешения по дальности. Фильтрация осуществляется, как правило,
с использованием алгоритмов быстрого преобразования Фурье
(БПФ).

После доплеровской фильтрации сигналы подаются на обна-
ружители с автоматически изменяющимся порогом для поиска сиг-
налов, амплитуда которых превышает уровень суммы внутренних
шумов и фона МО в каждом доплеровском канале. На заключитель-
ном этапе обработки сигналов производится устранение неодно-
значностей по дальности и доплеровской частоте путем использова-
ния данных, полученных при излучении импульсов с последователь-
но изменяющимся ЧПИ (за время облучения используется 2-3 ЧПИ).
Результаты обработки сигналов поступают на процессоры обработки
РЛ данных (вторичная обработка) для построения траекторий целей
и индикации.

Когерентно-импульсные РЛС с СДЦ. В некоторых РЛС АК
РЛДН для уменьшения уровня МО от поверхности моря и от отно-
сительно однородных участков поверхности земли применяются ра-
бочие частоты в дециметровом диапазоне волны (300-400 МГц). Из-
менение доплеровской частоты на единицу радиальной скорости в
этом случае сравнительно небольшое. Это позволяет использовать
когерентно-импульсные РЛС с низкими частотами повторения им-
пульсов, что существенно упрощает обработку сигналов, так как от-
сутствует неоднозначность измерений расстояния и нет “слепых”
участков дальности. Обнаружение воздушных целей в этом случае
возможно методами селекции движущихся целей без измерения ис-
тинной радиальной скорости цели. Основные принципы селекции
движущихся целей в самолетных РЛС рассмотрены ранее (в гл. 11) и
использование их в РЛС АК РЛДН каких-либо принципиальных
особенностей не имеет. Из-за влияния собственного движения само-
лета-носителя РЛС спектр МО расширяется. При выполнении обзора
на 360° по азимуту непрерывно изменяется среднее значение допле-
ровской частоты отражений от поверхности земли. Указанные об-
стоятельства в самолетных системах СДЦ учитываются. Во-первых,
когерентные гетеродины подстраиваются на среднюю частоту МО от
поверхности земли. В результате спектр МО по главному лучу пере-
носится на нулевые доплеровские частоты (“останавливается” как
710
бы движение самолета-носителя). В результате МО от поверхности
земли могут быть подавлены системами череспериодной компенса-
ции. Воздушные цели в этом случае обнаруживаются как движущие-
ся относительно поверхности земли объекты при помощи фильтро-
вых каналов в системе СДЦ.

13.3.	ИЗМЕРЕНИЕ КООРДИНАТ И СОПРОВОЖДЕНИЕ
ВОЗДУШНЫХ ЦЕЛЕЙ

1.	Измерение высоты воздушных целей

Измерение координат и параметров движения воздушных це-
лей в РЛС АК РЛДН осуществляется таким же образом, как и в дру-
гих самолетных РЛС обзора воздушного пространства, например в
РЛС перехвата.

Однако имеются и некоторые особенности, обусловленные
решаемыми задачами АК РЛДН, большим количеством обнаружи-
ваемых целей, а также и методами обнаружения и поиска воздушных
целей. Одной из таких особенностей является необходимость изме-
рения высоты обнаруживаемых воздушных целей. Знание высоты
целей необходимо для решения задачи целеуказания и наведения
своих истребителей на обнаруженные воздушные цели, для выбора
методов наведения и т.п. В настоящее время известно несколько
способов измерения высоты воздушных целей в РЛС комплексов
РЛДН. Основой ряда таких методов является измерение угла места
цели относительно самолета РЛДН. Если известны угол места цели,
расстояние до обнаруженного самолета и своя высота полета, то вы-
сота цели определяется достаточно просто - путем вычислений по
известным формулам геометрии.

Рассмотрим несколько методов измерения угла места цели в
РЛС АК РЛДН с учетом того, что измерение должно выполняться за
время облучения целей, количество которых, как уже отмечалось,
может быть порядка нескольких сотен.

Метод сканирования луча ДН по углу места. В процессе обзо-
ра пространства и вращения антенны по азимуту с относительно не-
большой скоростью - 5-10 оборотов в минуту - осуществляется бы-
строе сканирование ДН по углу места в пределах заданного сектора
711
15-20° (по углу места). Для повышения точности измерения угла
места цели, а следовательно, высоты, необходимо иметь достаточно
узкие ДН по углу места. В ряде случаев на самолетах АК РЛДН ус-
танавливались специальные РЛС - высотомеры - с большим разме-
ром апертуры антенны в вертикальной плоскости, которые позволя-
ли формировать ДН с шириной луча порядка 0,2-0,5°. Однако на со-
временных самолетах АК РЛДН с высокими летными характеристи-
ками установку таких РЛС в дополнение к основному каналу нельзя
считать целесообразной. По этой причине применяют методы изме-
рения угла места цели с использованием фазовых или моноимпульс-
ных измерителей, которые позволяют при сравнительно небольших
размерах антенны в вертикальной плоскости получать достаточно
высокую точность измерения угла места цели.

Фазовый метод измерения высоты цели. Потенциально этот
метод позволяет получить высокую точность измерения угла места
цели, а следовательно, и высоты. Для реализации метода в РЛС АК
РЛДН формируется два (по крайней мере) канала приема сигналов,
антенные узлы которых имеют разнесенные по высоте фазовые цен-
тры на величину базы б7в (рис. 13.7).

Рис. 13.7

В приемном устройстве измеряется разность времен прихода
сигналов, поступающих на каналы приема. Измерение разности вре-
мен прихода осуществляется фазовым методом. Угол места цели у
найдем в виде зависимости (см. гл.1):

г = -5-Аф,	(13.1)

2ти/в

где Дф - разность фаз сигналов, принимаемых в двух каналах прие-
ма. Высота цели относительно горизонта самолета-носителя РЛС
находится по формуле

Яотн2ЯцУ = ^-Дф,	(13.2)

2ж7в

где Яц - измеренное расстояние до обнаруженной цели. Очевидно,
что высота цели над поверхностью земли, при условии относительно
ровной поверхности, находится как разность (или сумма) высоты
самолета-носителя Н и относительной высоты Н :

н	отн

Я =Нн +н
Ц	Н

ОТН •

(13.3)

В формуле (13.3) считаем, что если цель находится ниже гори-
зонта самолета-носителя, то Ноти является отрицательной величи-
ной, а при расположении цели выше горизонта самолета - положи-
тельной.

РЛДН
Моноимпулъсный амплитудный метод измерения высоты
предусматривает формирование в антенной системе двух перекры-
вающихся ДН в вертикальной плоскости. Принимаемые по двум ка-
налам сигналы обрабатываются в соответствии с известными алго-
ритмами (см.гл.9) обработки сигналов в моноимпульсной системе (с
суммарно-разностным формированием сигналов). В результате на
выходе устройства обработки напряжение является функцией угло-
вого положения цели у относительно РСН (рис. 13.8):

с/(у)=V-

(13.4)

Высота цели Н находится как сумма относительной высоты (Д//ц )
цели над плоскостью РСН и высоты точек плоскости РСН над по-
верхностью земли (Н ) на заданном расстоянии, равном расстоя-
нию до цели 2)ц

Яц=Ярсн + ДЯц.	(13.5)

Величина 77рсн равна

где _ - высота самолета-носителя РЛС, А// „ - положение то-
рлс	х	рсн

чек РСН по высоте относительно горизонта самолета, равное

ДЯ = Г>1еВ	.	(13.7)

рсн ц с>г рсн цг рсн	\	• /

Величина А77ц равна

АНЦ =	« Рцу.	(13.8)

Таким образом, получаем, что высота цели Н с учетом (13.6-13.8)

равна

Я,=Я^-Я,(^-®-)	(13.9)

или, учитывая, что углы 0рсн и у малы,

Я,=Я^-ОЦ^-Т).	(13.10)
В описанном методе измерение у осуществляется по моноимпульс-
ному принципу “вне РСН”. Однако возможно измерение и “по
РСН”, когда выполняется сканирование ДН и соответственно скани-
рование РСН в вертикальной плоскости по углу места. В этом случае
угол наклона цели у определяется по моменту появления нулевого
сигнала на выходе моноимпульсной системы. Следовательно, угол
Р рсн “ У и высота цели определяются по формуле (13.10) при у = 0

цг рсн *

(13.11)

Измерение высоты методом многолучевости. В некоторых
системах при использовании относительно низких несущих частот
высоту цели можно определить по величине запаздывания отражен-
ного сигнала, который попадает в РЛС после отражения от поверх-
ности земли или моря (рис. 13.9), по сравнению с прямым отражен-
ным сигналом непосредственно от цели. Найдем зависимость, по-
зволяющую определить высоту Н^.

Рис. 13.9
Обозначим Рмо - расстояние, которое проходит отраженный
сигнал от цели до участка поверхности земли (моря) (участок МО) и
далее до РЛС. Эту величину Рмо найдем из рис. 13.9:

(13.12)

Горизонтальную дальность до цели Гц выразим через наклон-
ную дальность Рц:



(13.13)

Если в формулу (13.12) подставить значение Ьц2 (формула

13.13) получаем

После простых преобразований получаем

(13.14)

В РЛС можно измерить разность времен запаздывания А/д сиг-
налов по пути и /?мо по величине сдвига отметки обнаруженной
цели по дальности. Следовательно, величина Агд известна и равна

А/ =Рц+Г>мо--3^.	(13.15)

ц с с

Таким образом,
Аю - Дх = сД/д.	(13.16)

Подставим значение Рмо из формулы (13.16) в формулу (13.14) и по-
лучим

Л2ц + 2сА/д Г>ц + (сА/д)2 = Р2ц + 4Ярлс Нц,

ИЛИ

н = (сАгцУ+2сА/А	(1317)

Ц	тт	у '

/7 ___
рлс

Так как величина сДгд значительно меньше Рц в реальных слу-
чаях наблюдения воздушных целей, то можно использовать более
простое соотношение для определения высоты цели
716
2сА1

НЦ*—^ПЦ.	(13.18)

Г-
рлс

Следует отметить, что точность измерения высоты цели описанным
методом сравнительно невысокая, но сам метод достаточно прост и
эффективен при наблюдении многих целей в зоне обзора.

2.	Сопровождение целей в процессе обзора пространства
в РЛС комплексов РЛДН

Общие положения. Для РЛС комплексов РЛДН характерно
широкое применение режимов сопровождения многих целей в про-
цессе обзора воздушного пространства (сопровождение целей “на
проходе”, СНП). Эффективность всего комплекса существенно по-
вышается, если обнаруживаются траектории целей и их взаимное
положение по отношению к опорной системе координат, общей для
всех взаимодействующих объектов. Сопровождение цели при обзоре
(СНП) это фактически построение траекторий целей, включая и про-
гнозирование положения точек траектории на некоторое время впе-
ред. Прогнозирование необходимо для повышения точности измере-
ний положения целей и своих истребителей, что требуется для обес-
печения перехвата воздушных целей.

В общем случае, все этапы сопровождения начинаются с фор-
мирования текущей позиции (точки) траектории или, как иногда го-
ворят, получения данных о состоянии цели (обычно, вектор состоя-
ния цели включает в себя расстояние до цели, угловое положение и
относительную скорость движения). Эти данные формируются по
координатам положения цели в соответствующих элементах разре-
шения, где превышен порог обнаружения. Второй шаг состоит в
оценке соответствия данных о цели с уже ранее определенными
траекториями целей. Если соответствие не установлено, то обнару-
женная цель считается новой и формируется начало новой траекто-
рии. Соответствие выполняется по степени совпадения вектора со-
стояния цели (“формуляра” цели) и прогнозируемых точек уже
имеющихся траекторий целей в памяти бортовой ЭВМ. Соответст-
вие оценивается в пределах некоторого строба соответствия.
центр которого совпадает с прогнозируемым положением цели. Если
в пределы строба соответствия текущие данные о цели не попадают
в течение нескольких тактов (периодов обзора), то соответствующая
траектория сопровождаемой цели заканчивается (данные о траекто-
рии из памяти ЭВМ стираются).

Сопровождение целей и фильтрация траекторий. Фильтрация
траекторий и применение алгоритмов фильтрации необходимы для
сглаживания данных о наблюдаемых целях и прогнозирования по-
следующего положения цели. Сопровождение начинается с форми-
рования прогнозированного значения в положении цели на основе
данных первого измерения (первого значения вектора состояния це-
ли). Прогнозируемое значение координат цели используется для ус-
тановки строба соответствия в позицию возможного последующего
положения цели. Наиболее близкое к центру строба соответствия
значение измеренного положения цели в следующем такте использу-
ется для последующего шага в построении траектории и т.д.

Система координат, в которой выполняется сопровождение
целей, обычно является прямоугольной, хотя положение цели отно-
сительно РЛС определяется в сферической системе координат: даль-
ность, азимут и угол места цели, а также возможно и относительная
скорость движения цели. Сопровождение целей в сферической сис-
теме связано с большими вычислительными трудностями, так как
даже при прямолинейном движении цели с постоянной скоростью в
уравнениях сопровождения появятся члены с ускорениями по всем
координатам.

Наиболее удобно и просто использовать алгоритмы линейной
фильтрации координат типа так называемых “а-рс‘-фильтров. Сгла-
живание в этом случае определяется следующими уравнениями (для
каждой из координат) (см.гл.8):

Х(*) = Хп(к) + а[Хзм(^)-ВД],	(13.19)

К(*) = Гс(*-1) +	(13.20)

%П(Н1) = Хс(к) + КЖ,	(13-21)

где Хс(к) - сглаженное значение координаты х на &-ом такте обзора
(оценка значения х); Ус(к) - сглаженное значение скорости по оси х;
Хц(к) - прогнозируемое значение положения цели по оси х на Аг-ом
такте обзора. Прогнозируемое значение вычисляется по формуле
(13.21) при условии постоянства скорости цели Ис(Аг); Т - период об-
718
зора или, точнее, интервал обновления данных о цели; Хтм(к) - из-
меренные значения координат на Атом такте; аир- коэффициенты
сглаживания (коэффициенты усиления невязки измерений).

Коэффициенты сглаживания могут быть постоянными или
адаптивными. Если коэффициенты адаптивны, то они зависят от ста-
тистических свойств различий между прогнозируемым и измерен-
ным значениям и от шумов измерений. Если коэффициенты аир
постоянны, то фильтр называется (а и Р)-фильтром. Если коэффици-
енты а и р адаптивны, то алгоритм соответствует фильтрации Кал-
мана. В общем случае постоянные коэффициенты (а-Р)-фильтра мо-
гут изменяться в процессе сопровождения цели. В ряде работ пред-
ложено изменять коэффициенты а и р в зависимости от номера так-
та к:

Если номер такта увеличивается, то при неизменном законе
движения цели коэффициенты а и р приближаются к нулю, обеспе-
чивая глубокое усреднение (сглаживание) измеренных значений ко-
ординат. Обычно применяют в процессе сопровождения два-три из-
менения значений коэффициентов а и Р: на начальном этапе сопро-
вождения, на среднем участке, например, при к от 3 до 6 и при уста-
новившемся состоянии, когда к=10-15.

Если известна модель движения цели, то оптимальным ли-
нейным фильтром сглаживания и оценивания координат, как извест-
но, является фильтр Калмана. Работа фильтра Калмана во многом
аналогична 6 а-Р ‘-фильтру за исключением того, что коэффициенты
сглаживания определяются в зависимости от уровня шумов измере-
ний и погрешностей прогноза. В частности, коэффициент а может
быть выбран в соответствии с формулой

о2

а = —...,	(13.24)

+ °изм

2

где о п - дисперсия погрешности прогнозирования положения цели
на (&+1)-ом такте; а2изм - дисперсия погрешности измерения положе-
ния цели.

Фильтр Калмана представляет собой рекурсивный фильтр, ко-
торый минимизирует среднеквадратическую ошибку текущего оце-
нивания координат цели. В реальных системах АК РЛДН фильтр
Калмана реализовать достаточно сложно, во-первых, из-за большого
объема требуемых вычислений в бортовой ЭВМ и, во-вторых, из-за
необходимости точно знать модель движения цели. Система фильт-
рации в режиме СНП по своей природе достаточно противоречива:
она должна обеспечивать хорошее сглаживание текущих оценок ко-
ординат цели при наличии шумов измерений (коэффициенты аир
при этом должны быть малыми) и в то же время система сопровож-
дения должна хорошо отслеживать внезапные маневры цели (коэф-
фициенты аир должны быть при этом достаточно большими).

Отслеживание маневра цели. Модель движения цели прямо-
линейно с постоянной скоростью является наиболее простым вари-
антом, при котором сопровождение выполняется достаточно просто.
При наличии маневра цели характеристики сопровождения сущест-
венно ухудшаются. Увеличивается при этом различие прогнозируе-
мого и измеренного положением цели, что может привести, в конеч-
ном итоге, к срыву сопровождения цели. Для устранения указанного
недостатка в системах СНП иногда применяют вариант фильтрации
с использованием так называемого режима “обнаружения маневра ”.

В этом случае в системе сопровождения формируется два
строба соответствия (рис. 13.10). Первый строб - строб соответствия
для неманеврирующей цели, а второй - для маневрирующей. Центры
стробов совпадают и соответствуют прогнозируемому положению
цели на к-ом такте сопровождения. Если обнаружена цель в области
строба для неманеврирующей цели, то (а-Р)-фильтр слежения рабо-
тает в режиме, который был установлен для неманеврирующей цели.
В этом случае, когда обнаруженная цель вышла из строба неманев-
рирующей цели и находится в пределах строба для маневрирующей
цели, принимается решение, что цель совершает маневр и для сопро-
вождения такой цели полосу (а-р)-фильтра следует увеличить. Уве-
личение полосы пропускания фильтра соответствует увеличению
значений коэффициента а. Энергично маневрирующая цель сопро-
вождается, если коэффициент а выбрать в пределах 0,8-0,9, а слабо
маневрирующая цель достаточно хорошо сопровождается при зна-
чении а порядка 0,1-0,15. Для устранения опасности принять появ-
ление ложной цели, обусловленное превышением порога обнаруже-
ния шумами или преднамеренными помехами, при появлении при-
знака маневра цели дополнительно “завязывается” новая траектория.
Таким образом, траектория цели на к-ом такте раздваивается - одна
траектория сохраняет характер движения цели, который был на бо-
лее ранних тактах, другая - новая соответствует маневру цели. На
следующем такте обнаружения (или через один такт) неопределен-
ность, связанная с наличием двух траекторий, устраняется путем
стирания данных о новой ветви траектории, если получила подтвер-
ждение траектория для неманеврирующей цели. Если же маневр
подтвердился, то стираются данные о продолжении ° старой” траек-
тории. Другое возможное решение состоит в том, что применяется
фильтр Калмана с новой моделью движения цели, обусловленной
маневром.

Измеренное положение маневрирующей
цели на к-ом такте

Измеренное положение неманеврирующей
цели на к-ом такте

на (к-1)-ом такте

2-й строб

/ маневрирующей
цели

1-й строб
неманеврирующей
цели

Рис. 13.10

Прогнозируемое
положение цели
на к-ом такте

Захват цели на сопровождение. Обнаружение каждой новой
цели, которая не попадает в стробы соответствия, рассматривается
как начало новой траектории. Если при обнаружении целей не со-
держится информация о доплеровской частоте, то новое обнаруже-
ние (на следующем такте) используется для прогнозирования скоро-
сти цели. Обычно строб соответствия на начальных тактах сопрово-
ждения имеет достаточно большие размеры, что, конечно, увеличи-
вает вероятность получения ложного обнаружения. По этой причине
начало траектории (“завязка” траектории) не объявляется до получе-
ния последующих обнаружений в стробах соответствия. Для “захва-
та” (завязки) траектории применяют критерии многократного дис-
кретного обнаружения, например, “3 из 4” или “3 из 5” и т.п. Это
означает, что начало траектории объявляется, если прошло 3 обна-
ружения на 4-х тактах или 3-на 5 тактах и т.п. Если указанные усло-
вия (критерии) не выполняются, то данные об обнаруженных целях
считаются ложными, они являются результатом действия помех или
шумов и из оперативной памяти ЭВМ стираются.

В ряде случаев, если имеется информация о доплеровской час-
тоте сигнала и строб соответствия по размерам уменьшен, возможна
завязка траектории только по двум обнаружениям цели. Это важно,
когда цель может появиться в зоне наблюдения внезапно и на малых
расстояниях.

Захват каждой новой траектории осуществляется, если появ-
ляются цели вне прогнозируемого положения строба соответствия и
выполняются условия захвата (критерий захвата). Выбор размеров
строба соответствия зависит от точности измерений координат и па-
раметров движения цели, от погрешности прогнозирования и апри-
орных знаний о типе целей и ее летно-тактических характеристиках.
Вероятность правильного обнаружения в пределах строба соответст-
вия обычно высокая, не менее 0,9.

Сложным случаем выбора последующей точки траектории яв-
ляется наблюдение нескольких отметок целей в пределах строба со-
ответствия. Наиболее просто считать, что ближайшая цель к точке
прогнозирования и является последующей позицией (точкой) сопро-
вождаемой траектории. Мерой близости часто используют величину
относительного рассогласования прогнозируемого и измеренного
значений координат цели. Такую величину называют статистиче-
ским интервалом Д:

Л2 -	~ ^ИЗМ ) • Л2 - Фп ~®ИЗм)	/1О
где размеры строба соответствия определены в полярной радиолока-
ционной системе координат: дальности Р и азимута 6; Рп и 6П - про-
гнозируемые дальность и азимут цели, Ризм и 0ИЗМ - измеренные зна-
чения Рп и 0П, о2д и о20 - дисперсии соответствующих отклонений
(Рп~РиЗм) И (0п“’0изм)-

Рис. 13.11

Суть проблемы, возникающей при наличии нескольких близ-
ких траекторий и нескольких обнаружений целей, иллюстрируется
на рис. 13.11. В стробе №1 имеется два обнаружения II и III, в стробе
№2 - три обнаружения 1,11 и III и в стробе №3 - одно обнаружение
III. Для каждого строба соответствия проверяются все статистиче-
ские интервалы А для обнаруженных целей в пределах строба. Счи-
тают, что наименьшие значения А для каждого строба относятся к
сопровождаемой цели. В рассматриваемом примере (рис. 13.11) для
первой траектории (строб №1) новой точкой траектории является
отметка обнаружения II, для 2-й траектории (строб №2) - отметка I и
для 3-й траектории - отметка 111. В алгоритмах проверки соответст-
вия и вычисления статистических интервалов накладывается огра-
ничивающее условие: одна и та же отметка цели не может (в конеч-
ном итоге) относиться к нескольким траекториям (отметка III, на-
пример, входит во все три строба, но после вычислений △ эта отмет-
ка отнесена только к 3-й траектории). Указанные процедуры повто-
ряются при каждом последующем такте обнаружения и построения
траекторий.

З.Требования к частоте обновления данных
о целях в процессе сопровождения

Данные о целях при СНП поступают дискретно. Это обуслов-
лено необходимостью перехода луча ДН антенны от одной цели к
другой в процессе сопровождения нескольких целей при сохранении
обзора заданного сектора воздушного пространства. Необходимо
знать, как часто нужно обновлять данные о целях при сохранении
заданной точности измерения координат. Рассмотрим рис. 13.12, на
котором, для иллюстрации, показана траектория полета цели, вы-
полняющей маневр, при котором наблюдается наибольшее измене-
ние углового (по азимуту) положения цели относительно РЛС. Вве-
дем допущение, что носитель РЛС летит прямолинейно непосредст-
венно на обнаруженную цель. Цель летит с постоянной скоростью и
совершает, неожиданно, маневр в виде правильного виража. Угловое
изменение положения цели относительно центра поворота за время,
равное периоду обновления данных равно

(13.26)

где ар - радиальное ускорение, равное величине

(13.27)

где ©лв - угловая скорость изменения угла 0. Соответствующее угло-
вое изменение линии визирования Др равно (см. рис. 13.12):

др=-^

(13.28)

тш
Рис. 13.12

Величину Д/аз определим в виде

Д/аз = К - Лсозб = Д(1 - СО80).	(13.29)

Подставим в формулу (13.28) величину Д/аз из (13.29) и угла 6 из вы-
ражения (13.26), а также величину радиуса виража К из (13.27), по-
лучим

._ Я(1-СО8б) V2 Г.	('  ДВ=—		- =	:	 1 —СОЗ -  Р 	а Б  тт	р тт [_	\  Так как обычно ^сбн^р	1  К ’  то можем считать, что ^обн^р	.	(^обн^р  -VI 1 2ГС  Подставим (13.31) в формулу (13.30) и получим  дв« р-.  2Я тт	_обн_р^	(13.30)  Л1  (13.31)  (13.32)
Угловая скорость изменения угла визирования цели солв может быть
определена как отношение угла Др ко времени обновления

обн

(13.33)

Подставим в (13.33) величину Др из (13.32) и получаем

®лв

^обн^р

2.0  ’
тш

(13.34)

Для обеспечения попадания цели в строб соответствия при повтор-
ном обнаружении даже в случае выполнения целью неожиданного
маневра потребуем, чтобы изменение Др за время 7обн было не
больше некоторой части ширины ДН антенны 0Л

АР = ^шлел.

Так как

а₽=<м;6н,

(13.35)

(13.36)

то, приравнивая Др из (13.35) с величиной Др в (13.36), получаем

обн

со

лв

(13.37)

Подставим значение угловой скорости линии визирования из (13.34)
в формулу (13.37)

обн

(13.38)

Тогда получаем

(13.39)

Из формулы (13.39) видно, что время обновления данных Тобн суще-
ственно зависит от таких факторов, как энергичность маневра цели
(определяемая радиальным ускорением ар или, что то же самое, пе-
726
регрузкой самолета при выполнении виража); ширина ДН3 характе-
ризующей размер области идентификации (области соответствия)
при сопровождении целей; расстояние до цели (величина А™). Со-
провождение маневрирующих целей на относительно малых рас-
стояниях требует, чтобы время Т^н было меньше величины, опреде-
ляемой по формуле (13.39). Время Тобн определяет период обращения
к цели, то есть определяет или период обзора пространства, или ин-
тервалы времени между повторными облучениями цели при исполь-
зовании электронного управления положением луча ДН.

13.4.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Определить погрешность в измерении высоты цели в РЛС
АК РЛДН фазовым методом. Погрешность измерения расстояний
равна 120м (среднеквадратическая ошибка (СКО)), а точность изме-
рения разности фаз составляет величину 2°. Длина волны излучений
РЛС равна 12см. База фазового интерферометра равна 55см.

2.	Найти погрешность в измерении высоты цели моноим-
пульсным методом. Размер антенны в вертикальной плоскости равен
1,6м. Длина волны излучения 11см, точность измерения расстояний
соответствует 60м.

3.	Определить погрешность измерения высоты цели методом
многолучевости распространения радиоволн. Известно, что погреш-
ность измерения разности времен прихода отраженных импульсов
равна 0,1 мкс.

4.	Воздушная цель летит с постоянной скоростью 1100 км/ч. С
некоторого момента цель начинает маневрировать, выполняя пра-
вильный вираж с перегрузкой 4%. Период обзора воздушного про-
странства РЛС АК РЛДН равен 9с. Определить минимально необхо-
димые размеры строба соответствия при работе РЛС в режиме СНП,
чтобы положение цели при однократном измерении не вышло за
пределы строба соответствия, установленного для случая неманев-
рирующей цели.

5.	Цель летит прямолинейно с постоянной скоростью 760 км/ч.
Одиночное измерение расстояния осуществляется с погрешностью
порядка 85м. Определить на сколько увеличится точность определе-
ния расстояния до цели, если применить оценивание методом
фильтрации а-фильтром при работе РЛС в режиме СНП. Время об-
зора пространства РЛС АК РЛДН равно 8,5с. Коэффициент фильт-
рации а сохраняется постоянным и равным 0,3 в течение 25с.

6.	Определить конечную погрешность измерения расстояния,
если осуществляется режим СНП. Коэффициент фильтрации а при
сопровождении а-фильтром выбирается в соответствии с формулой
(13.22) в тексте учебника. Остальные данные должны соответство-
вать условиям задачи 5.
Глава 14

РАСПОЗНАВАНИЕ И ОПОЗНАВАНИЕ
ВОЗДУШНЫХ ЦЕЛЕЙ

14.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ИЗ ТЕОРИИ
РАСПОЗНАВАНИЯ ОБРАЗОВ

Прежде чем вести речь о радиолокационном распознавании
воздушных целей рассмотрим суть задачи распознавания.

Пусть имеется некоторое множество объектов (образов)
| ,... э ... , |. Причем это множество априорно подразделено
на классы ... 5	,Км }, 7/ Ф М , то есть на совокупности

объектов, обладающих одинаковыми свойствами. В этом случае го-
ворят, что составлен алфавит классов. Если же, кроме алфавита

= 1,А/|, известны еще и признаки Ху,...,^,...,^, на язы-
ке которых могут быть описаны как классы Кь так и отдельные объ-
екты то говорят, что составлен рабочий словарь признаков.

Будем считать, что классы априорно описаны на языке призна-
ков. Тогда данное описание можно представить в виде

=Д(х1,...,хл),/ = 1,Л/.

(14.1)

Пусть в процессе опыта наблюдается некоторый объект б7 и по
результатам обработки этих наблюдений получают апостериорную
(послеопытную) информацию о признаках, характеризующих дан-

ный объект, представленную в виде вектора Х1 — (х^,...,хп...,х ) ,

у — 1,7/ где «Т» - символ транспонирования, а «л» - символ оценки
признака

Требуется, располагая априорной информацией (14.1) и ре-
зультатами наблюдений, установить, к какому классу может быть
отнесен наблюдаемый объект, то есть распознать его.

Для решения данной задачи необходимо первоначально уста-
новить меру близости классов Х2 или образов объектов Ьд. Обычно в
качестве такой меры используют некоторое неотрицательное число
(1{ХрХ- «расстояние» между векторами Х}. и Х], компонента-
ми которых являются соответственно признаки эталонного объекта,
полученные в результате наблюдения.

Данное число можно задавать различными способами. Напри-
мер, в евклидовом пространстве расстояние между двумя векторами
есть норма (длина) вектора Х}. - Х}. , определяемая выражением

(14.2)

Представление в виде (14.2) удобно и потому что, если рабо-
чий словарь признаков {х1, / = 1, п} рассматривать как л-мерное про-
странство (по аналогии с трехмерным^, то класс X, или объект
можно интерпретировать как точку в этом пространстве, координа-
тами которой являются признаки х1,...,х/,...,хй.

В этом случае точки, представляющие объекты одного класса
будут группироваться относительно друг друга. Причем расстояние
между точками одного класса будет меньше чем между точками,
представляющими объекты других классов. Очевидно, что чем
меньше расстояние между двумя объектами, тем больше сходство
между ними.

Однако необходимо учитывать, что в процессе измерений мо-
гут появляться погрешности и ошибки, так как процесс измерений
сопровождается различного рода шумами. Это приводит к тому, что
одно и то же семейство предъявляемых объектов в действительности
представляется как некое «облако» точек, заполняющее некоторую
область в пространстве. Если предположить, что классы объектов не
пересекаются или не имеют общих частей, то тогда процедура клас-
сификации (разделения объектов на классы) состоит в том, чтобы
для каждой области 0^ найти решающую функцию (X) такую,

что если 8}(Х) > то X = 19Ь, где Ь - общее коли-
чество областей.

Существуют различные способы отыскания таких решающих
функций или статистических решающих правил. Одним из наиболее
наглядных путей к их определению является геометрическое пред-
ставление пространства, в котором выполняются распознавание и
построение в нем разделяющих поверхностей.

Решающую функцию часто представляют в виде линейной
суммы

^(х) = а0 +а2х2 +...+апхп,	(14.3)

где <7, - весовые коэффициенты, каждый из которых относится к оп-
ределенной составляющей. Для удобства записи введен весовой ко-
эффициент с нулевым индексом. Это позволяет записать решающую
функцию в более компактной форме: ^(Х0) = аХ0, где

т

Хо = (1,х1эх2,. >хп) - вектор, в число составляющих которого вхо-

дит дополнительно одна вещественная константа, равная единице; а
- вектор-строка весовых коэффициентов.

В случае разделения объектов на два класса: К1 и К2 введенная
функция (14.3) позволяет решающее правило записать в виде

А'1,если^(х)>0,
К2, если #(х) < 0.

(14.4)

В случае М непересекающихся классов (М > 2) решение о при-
надлежности объекта к определенному классу будет иметь вид:

, если & (X) = аХ0> 0,
[К,, если &(Х)<0,

(14.5)

где К* - обозначает класс, отличный от Кг . Аналогичные выраже-
ния можно записать и в случае, когда разделение на классы осущест-
вляется с помощью разделяющей поверхности 5(А") = 0.
В частности, при Л/=2 решающее правило можно записать в
виде

X е К,, если 8(х) > О,

г ч ,	(14.6)

ХеК2, если5(Аг)<0.

Если считать, что класс К] описывает сигнал, отраженный от
цели, а К2 - шумы наблюдения, то правило (14.6) описывает не что
иное, как алгоритм обнаружения сигнала. Следовательно, рассмат-
риваемую ранее в гл. 4 задачу обнаружения можно трактовать как
задачу распознавания двух классов сигналов - полезных (К]) и поме-
ховых (К2).

Таким образом в самом общем виде задачу распознавания
можно рассматривать как задачу разработки процедуры, позволяю-
щей разбивать множество объектов на классы.

Эффективность решения задачи распознавания (вероятность
Рпрр правильного распознавания) существенно зависит от того, на-
сколько правильно составлен алфавит классов - набор

{К^ 1 = 1)М} и выбрано признаковое пространство (рабочий сло-

варь признаков) - набор {хм I = 1, п} . В частности, при заданном ал-

фавите классов = расширение словаря признаков при-
водит к увеличению вероятности Рпр_р, а уменьшение - к соответст-
вующему уменьшению Рпрр. В свою очередь, при заданном размере
словаря признаков {х2,1 = 1, п} увеличение алфавита классов приво-
дит к снижению вероятности Рпрр, и наоборот, уменьшение алфавита
ведет к возрастанию величины Рпрр. Поэтому при выборе признаков,
составляющих словарь, необходимо исходить из того, чтобы они бы-
ли, во-первых, наиболее информативными и устойчивыми и, во-
вторых, позволяли достаточно надежно решать задачу распознавания
(обеспечивали высокую вероятность Рпрр).

Учитывая, что наблюдение объектов 6, и оценка компонент
х}9...9х19...9хп вектора признаков X происходят на фоне различного
рода шумов (помех), для построения алгоритмов распознавания ис-
пользуют методы, основанные на теории статистических решений.
При этом чаще всего используют следующие стратегии выбора ре-
шений: минимум среднего риска (стратегия Байеса), гарантирующую
стратегию или стратегию минимакса, стратегию Неймана-Пирсона и
стратегию Вальда.

Остановимся кратко на второй стратегии. Ее можно рассмат-
ривать как интерпретацию стратегии Байеса в условиях, когда из-
вестны только плотности распределения	признаков

х},...,хп объектов, принадлежащих /-му классу, и коэффициенты
штрафов Су за ошибочные решения, но не известны априорные веро-
ятности появления классов К,.

Пусть М=2, то есть имеем два класса Л?/ и К2. Запишем сред-
ний риск (стратегию Байеса) с учетом того, что Р(К2) = 1 — Р(КХ),
Сп=С22=0, С12=С1 и С21=С2. получим

00	*0

Кс = Р(К})С, /Р} (х)^х + [1 - Р(КХ )]С2 /Р} (х)с1х.	(14.7)

Х0

Построим график функции Рс = /(Р(А\)), приняв во внима-
ние, что Рс = 0 при Р(А?]) = О и Р(Р1)=1 (рис. 14.1). Пусть Кс
достигает своего наибольшего значения при Р(КХ) = Р\КХ). Обо-
значим его как К. , то есть является максимальным из всех мини-
Смакс

мальных средних рисков Кс.

Применение минимаксного критерия означает, что при отсут-
ствии данных об априорных вероятностях классов К] и К2 следует
ориентироваться на величину Р(^1) = Р*(^1). При этом средние
потери определяются касательной к кривой Кс - /(Р(К})) в точке

Ке =Р(К,ХСЛ-СЛУ + СЛ,	(М.8)

гле Р,’ =Р;[Р,(К1)] и Р’Г=Р'Г[Р'(К,)] - вероятности ложной
тревоги и пропуска, полученные при априорной вероятности
Р(К}) = Р*(К}).
Так как при Р*^) средние потери достигают максимума, то
касательная к Кс =	в точке Р*(Х\) параллельна оси абс-

цисс и, следовательно, средние потери не будут превосходить вели-
чину К , если значение Р(КХ) отличается от Р^(КХ).

Таким образом, использование данной стратегии обеспечивает
минимизацию среднего риска Кс на уровне его максимального зна-
чения, что и определяет название «минимаксная стратегия».
14.2.	ПРИЗНАКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ЦЕЛЕЙ
И ОТРАЖЕННЫХ ОТ НИХ СИГНАЛОВ,

ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ ПРИ РАСПОЗНАВАНИИ

1.	Общие положения

Распознавание радиолокационных целей состоит в установле-
нии принадлежности обнаруженных объектов к определенным клас-
сам целей. Оно сводится к распознаванию радиолокационных сигна-
лов, отраженных от целей и несущих информацию о характерных
чертах наблюдаемых целях. Причем, как отмечалось ранее, наблю-
дение ведется на фоне различного рода шумов.

Процесс радиолокационного распознавания можно разбить на
следующие этапы: 1) получение данных радиолокационного наблю-
дения; 2) анализ полученных данных и извлечение из них характер-
ных черт (признаков), отличающих цели и отраженные от них ра-
диолокационные сигналы друг от друга; 3) классификацию наблю-
даемых сигналов в соответствии с тем или иным алгоритмом, опре-
деляемым принятой мерой близости полученных после обработки
сигналов признаков и исходных признаков целей. Как отмечалось в
п.14.1, надежность распознавания в значительной степени зависит от
выбора системы признаков, по которым классифицируются объекты.
Это в полной мере относится и к радиолокационному распознаванию
целей. Выбор системы признаков для радиолокационного распозна-
вания определяется как характеристиками самих целей, так и харак-
теристиками зондирующих сигналов. Однако чаще всего, чтобы рас-
познать цель, используют определенные измеренные признаки цели,
которые сопоставляют в соответствии с алгоритмами распознавания
с известными (эталонными) признаками. При этом различают кине-
матические и сигнальные признаки. Последние определяются глав-
ным образом размером, формой и материалом отражающей поверх-
ности цели. Сигнальные признаки имеют свои особенности для ак-
тивной и пассивной одно и многопозиционной радиолокации, а так-
же существенно различаются при использовании узкополосных и
широкополосных сигналов, одночастотном и многочастотным зон-
дировании. К кинематическим признакам относятся параметры по-
ступательного движения цели (скорость, ускорение), параметры ее
вращательного движения и движения ее отдельных частей, а также
признаки, связанные с особенностями траекторий целей - траектор-
ные признаки. Эти признаки проявляются в виде соответствующих
параметров и характеристик отраженных сигналов, по которым ве-
дется распознавание (классификация). Например, объекты движу-
щиеся с различными скоростями можно распознать по доплеровско-
му смещению частоты принимаемых РЛС сигналов. Вращающиеся
части объектов (лопасти реактивных турбин, винты) создают моду-
ляцию (амплитудную и частотную) отраженных сигналов, которую
можно использовать для классификации целей. Траекторные призна-
ки (баллистическая траектория, траектория движения маневрирую-
щего самолета и др.) проявляются при многократных наблюдениях в
результате вторичной обработки радиолокационной информации.

Признаки, связанные с формой и размером цели, а также мате-
риалом ее отражающей поверхности (сигнальные признаки), опреде-
ляют интенсивность, вид флюктуаций и поляризационные характе-
ристики отраженного сигнала. Так, сферический объект, являясь
симметричным отражателем, создает нефлюктуирующий отражен-
ный сигнал, не обладающий четко выраженными поляризационными
свойствами (см.гл.2).

При выборе признаков радиолокационного распознавания сле-
дует учитывать и характеристики зондирующих сигналов, в частно-
сти, какую разрешающую способность обеспечивают те или иные
сигналы. Так, скорость движения целей можно выбирать в качестве
признака классификации только тогда, когда разрешающая способ-
ность по частоте при использовании сигнала достаточна для разре-
шения отраженных сигналов. Если, например, объекты различной
конфигурации классифицируются по числу и расположению бле-
стящих точек, то необходимо использовать зондирующие сигналы,
обеспечивающие разрешение по дальности, требуемое для разреше-
ния данных точек на поверхности цели. В этом случае отраженный
сигнал блестящими точками и принимаемый РЛС состоят из ряда
дискретных импульсов. Расположение импульсов по оси времени
соответствует распределению блестящих точек на цели. В результате
создается радиолокационный портрет (РЛП) цели. Сравнивая этот
РЛП с заранее полученными РЛП известных объектов (эталонных
целей), можно решить задачу распознавания.

В силу зависимости признаков классификации целей от харак-
теристик зондирующего сигнала необходимо последние выбирать
так, чтобы задачи радиолокационного распознавания решались наи-
более эффективно. А именно, признаки были устойчивыми и инфор-
мативными, а вероятность распознавания Рпр р - высокой.

Цели можно классифицировать как по одиночным признакам
(например, как при решении задачи обнаружения целей), так и по их
совокупности. В последнем случае увеличивается надежность распо-
знавания (вероятность Рпр Р), однако усложняются алгоритмы и уст-
ройство распознавания. Решение задачи распознавания существенно
упрощается, если требуется классифицировать объекты на «свои» и
«чужие». В этом случае применяют радиолокационные системы с
активным ответом, использующие запросно-ответные устройства.
Сигналы данных устройств кодируются соответствующим образом,
то есть маркируются, что позволяет разделять наблюдаемые цели не
только на «свои» и «чужие», но и проводить более подробную клас-
сификацию своих целей (определить тип самолета, корабля, борто-
вой номер ЛА и т.д.). Более подробно особенности систем с актив-
ным ответом будут рассмотрены в п. 14.4.

Ниже рассмотрим сигнальные признаки, используемые при
распознавании в различных радиолокационных системах.

2.	Сигнальные признаки однопозиционной радиолокации
при использовании узкополосных сигналов

В качестве признаков распознавания целей при облучении их
узкополосными сигналами можно использовать ЭПО целей: поляри-
зационные и модуляционные признаки отраженных сигналов, ЭПО и
флюктуации ЭПО. Значения ЭПО могут быть оценены из уравнения
дальности радиолокации (см. гл.5).

Средние значения ЭПО оц, выраженные в дБ по отношению к
ЭПО, равной 1м2, приведены в табл. 14.1.

47. Изд.№9768

737
Таблица 14.1

№ п/п	Радиолокационная цель	ац,м2	, дБ
1	Корабль водоизмещением 104т	3-1О4...1О3	45...40
2	Средний корабль водоизмещением ЗЛО3... 103т	104...3-103	40...35
3	Малые корабли водоизмещением 200...60т	250...50	25...17
4	Подводные лодки в надводном по- полнении	140...30	20...15
5	Транспортный самолет, дальний бомбардировщик	100...20	20...13
6	Средний бомбардировщик	30...5	15...7
7	Бронетранспортер	30...8	15...9
8	Тягач тяжелый	20...10	15...10
9	Тяжелый истребитель	10...5	10...7
10	Танк	10...6	10...8
11	Автомашина	8...6	9...8
12	Легкий истребитель	5...1	7...0
13	Человек (X = Зсм)	1,2...0,05	1...-3
14	Рубка подводной лодки	1	0
15	Крылатая ракета	1...10'2	0...-20
16	Стая птиц, попавших в разрешаемый объем РЛС	1...10'2	0...-20
17	Головка баллистической ракеты	1...10'3	0...-30
18	Голубь	1О'2...1О'3	-20...-30
19	Пчела рабочая (Х = 0,8...10 см)	6-10'3...10‘8	-22...-80

Ориентировочные данные табл. 14.1 неполно учитывают эф-
фекты изменения ЭПО по диапазонам волн, в том числе эффекты ре-
зонансного вторичного излучения и дифракционного огибания цели
при последовательном увеличении длины волны. Эти данные свиде-
тельствуют, что усредненная ЭПО является важным признаком рас-
познавания. Тем не менее, ряд факторов затрудняет использование
этого признака, особенно в отсутствие других признаков. К таким
факторам относятся: зависимость усредненных ЭПО от выбора сек-
тора ракурсных углов усреднения, отличие измеряемых значений
738
ЭПО от усредненных при малом времени усреднения; зависимость
результатов измерений ЭПО от нестабильностей энергетического
потенциала РЛС; возможности противолокационной имитации и
маскировки ЭПО.

Поляризационные признаки. Информация о поляризационных
свойствах целей содержится в поляризационной матрице отраженно-
го сигнала (см.п.З). Измерение всех элементов поляризационной
матрицы предполагает как зондирование, так и прием на двух орто-
гональных линейных или круговых поляризациях. Известно, что су-
ществуют объекты поляризационно-избирательные (например, по-
луволновой вибратор) и поляризационно-неизбирательные (напри-
мер, выпуклые гладкие идеально проводящие тела).

Такие цели, как самолеты, на сантиметровых и дециметровых
волнах относятся к совокупностям поляризационно-
неизбирательных (фюзеляж, гондолы двигателей, подвесные топ-
ливные баки) и поляризационно-избирательных элементов (кромки
крыльев, хвостового оперения и воздухозаборников, антенны РЛС и
т.д.). Принимаемый сигнал формируется как суперпозиция отраже-
ний отдельных элементов и имеет в общем случае эллиптическую
поляризацию. Использование поляризационной информации дает
наибольший эффект на метровых волнах, а в диапазонах сантимет-
ровых и дециметровых волн - для тел осесимметричной формы.
Имеется возможность определить ориентацию последних, наличие
или отсутствие деполяризующих элементов, выявить наличие дви-
жений.

На точность измерения параметров поляризационной матрицы
может сказываться плохая развязка ортогонально-поляризованных
трактов, влияние отражений от земной поверхности в отраженном
сигнале.

Модуляционные признаки. Это признаки цели, возникающие в
процессе ее движения или взаимного перемещения ее элементов.
Выявляются они при облучении цели протяженным сигналом, по-
зволяющим разрешать соответствующие элементы спектра допле-
ровских частот. В зависимости от характера движения цели и обра-
ботки сигнала при приеме можно выделить признаки:

Признаки пропеллерного и турбинной модуляции связаны с
вращением лопастей винтов (пропеллеров) вертолетов, турбовинто-
вых и винтомоторных самолетов, лопаток компрессоров турбин и
47*	739
турбин турбореактивных самолетов, а также с вибрациями планеров
при вращении винтов и турбин.

Рис. 14.2

На рис. 14.2 приведены реальные спектры вторичного излуче-
ния турбовинтового (рис. 14.2,а) и турбореактивного (рис. 14.2,6)
самолетов при непрерывном облучении. Наибольшую интенсив-
ность имеет «планерная» составляющая спектра. Менее интенсивны
составляющие, соответствующие отражениям от пропеллера турбо-
винтового и лопаток компрессора турбореактивного самолетов.
Спектр турбореактивного самолета расширен по сравнению со спек-
тром винтового, что связано с повышением частоты вращения и уве-
личением числа лопаток Как видно из рис. 14.2, признак турбинной
(пропеллерной) модуляции является достаточно информативным
признаком для распознавания классов целей.

Признаки модуляции, связанной с изменением ориентации цели
относительно линии визирования. Изменение ориентации цели в
процессе облучения ее протяженным сигналом может быть регуляр-
ным и нерегулярным (флюктуационным).

Вследствие изменения ориентации цели (как регулярного, так
и флюктуационного) имеют место амплитудная и фазовая модуля-
ции отраженного сигнала. «Планерная» составляющая спектра рас-
ширяется. Ширина ее достигает величины, обратной времени изме-
нения курсового угла. Чем больше размер цели в направлении, по-
перечном линии визирования, по отношению к длине волны и чем
выше угловая скорость изменения ориентации цели, тем шире «пла-
нерная» составляющая спектра, представляющая спектр в отсутствие
турбинной(пропеллерной) и иной модуляции. Это обстоятельство,
наряду с законом распределения удельных ЭПО, используется ино-
гда для различения самолетов и стай птиц.

Признаки разрешения элементов цели, обеспечиваемые за
счет инверсного (обратного) радиолокационного синтезирования
апертуры. Движение только приемника (или передатчика) РЛС от-
носительно цели со скоростью V за время Т создает некоторую апер-
туру РТ, которая при согласованной обработке отраженного сигнала
позволяет получить высокую угловую разрешающую способность. В
этом смысле говорят о радиолокационном синтезировании апертуры
(более подробно см. гл. 18). Если же наблюдается движение цели от-
носительно РЛС, то говорят об инверсном (обратном) радиолокаци-
онном синтезировании апертуры. Смещения элементов цели, выяв-
ляемые из траекторного анализа, или иным образом, также могут
рассматриваться как некоторые синтезированные антенные аперту-
ры. При когерентности зондирующего сигнала и в пренебрежении
рысканиями цели (или при их учете) за время наблюдения это обес-
печивает высокое поперечное разрешение элементов цели. Напри-
мер, при перемещении цели строго поперечно линии визирования со
скоростью 300 м/с за время когерентности сигнала 0,5 с синтезиру-
ется эквивалентная апертура антенны б7=2РТ=300 м (двойка учиты-
вает распространение радиоволн от передатчика к цели и обратно),
обеспечивающая при длине волны 3 см угловую разрешающую спо-
собность НУ4 радиана и разрешающую способность поперек линии
визирования 2 м на дальности 20 км. В результате появляется воз-
можность определять поперечные размеры целей и наблюдать угло-
вые (азимутальные) портреты целей. Азимутальные портреты стано-
741
вятся особенно информативными на ракурсах, близких к бортовым.

3.	Сигнальные признаки однопозиционной радиолокации
при широкополосном, многочастотном

и многодиапазонном зондировании целей

При большой полосе частот зондирующих сигналов со сплош-
ным спектром (широкополосные сигналы), а в ряде случаев и с дис-
кретным спектром (многочастотные сигналы) удается разрешать
элементы целей вдоль линии визирования и наблюдать их радиоло-
кационные портреты (профили), то есть распределение интенсивно-
сти отражения вдоль линии визирования в пределах линейного раз-
мера цели. Если при этом реализуется и большая протяженность ко-
герентного излучения, возможен переход к двумерным портретам
целей за счет сочетания продольного разрешения (широкополос-
ность сигнала) с разрешением по частоте (протяженность сигнала),
позволяющим наблюдать эффекты турбинной (пропеллерной) моду-
ляции и осуществлять инверсное синтезирование апертуры. Одно-
временно с этим могут оцениваться такие признаки, как ЭПО эле-
ментов цели, а также поляризационные признаки наиболее характер-
ных элементов цели.

Переход к многодиапазонным сигналам позволяет учесть воз-
можность выявления резонансов при отражении на одних частотах и,
наоборот, его ослабления на других частотах за счет дифракционно-
го огибания радиоволнами цели. Поскольку эти эффекты зависят от
соотношения размеров цели и длины волны, они могут служить при-
знаками распознавания.

При полосах частот зондирующих сигналов 30-1000 МГц
можно обеспечить разрешающую способность по дальности 5-0,15
м, что позволяет получать профили по дальности (ПД) надводных,
воздушных, космических и других целей различной протяженности.
Для получения таких ПД необходимо излучать либо короткие ра-
диоимпульсы без внутриимпульсной модуляции с достаточно боль-
шой энергией, либо более протяженные сложно-модулированные
сигналы (например, ЛЧМ или ФМ - сигналы) с последующим их
сжатием.

На рис. 14.3 приведены совмещенные по размеру силуэты са-
молетов Ан-10 (а), Ли-2 (б), Су-9 (в) и соответствующие им ПД, по-
лученные в режиме автозахвата на дальностях до 65 км при длитель-
ности импульса 2 мкс, полосе частот сигнала 72 МГц и аналоговой
фильтровой обработке. Видно, форма ПД зависит от типа цели. При-
чем изменение полосы спектра зондирующего сигнала приводит
к изменению детализации ПД вдоль оси самолета I.

Рис. 14.3

Б качестве примера на рис. 14.4 приведен ПД тактического ис-
требителя для трех значений А/с (80 МГц, 30 МГц и 10 МГц). При
значительном увеличении сплошной ПД может распадаться на
составные части.

При изменении ракурса цели также меняется вид портрета.
Однако при выбранной полосе наблюдения существует повторяе-
мость портретов через некоторые интервалы курсовых углов. Это
позволяет сокращать число эталонных портретов, закладываемых в
память устройства распознавания, для выбранных заранее секторов
наблюдения.

80 МГц 30 МГц 10 МГц

Рис. 14.4
При обеспечении, наряду с высоким разрешением по дально-
сти, высокого разрешения и по доплеровскому смещению частот
можно формировать дальностно-частотные портреты (ДЧП) целей,
которые представляют собой совместное распределение интенсивно-
сти отражения в координатах /,	. Примером зондирующего сиг-

нала, позволяющего получить ДЧП цели, может служить когерент-
ная пачка ЛЧМ-импульсов с высокой частотой повторения (ВЧП).
Значение частоты повторения Рк должно выбираться таким, чтобы
обеспечивалось однозначное измерение доплеровского смещения
частоты от элемента цели, формирующего отраженный сигнал. В ка-
честве примера на рис. 14.5 приведен ДПЧ крупноразмерной воз-
душной цели, полученный путем математического моделирования
для сектора ракурсов в передней полусфере при X = 3 см, девиации
частоты =70 МГц, ти = 1 мкс, Ри =50 кГц, длительность
пачки ^пач=5 мс. Из приведенного портрета видно, что наряду с пла-
нерными составляющими (составляющие большей интенсивности) в
спектре присутствуют и составляющие от вращающихся элементов
конструкции. Местоположение последних в пределах цели можно
определить по оси I.

Учитывая, что между частотой и углом ср, под которым
наблюдается элемент отражения, существует однозначное соответ-
ствие, можно от ДЧП перейти к дальностно-угловым портретам
(ДУП) цели. При получении ДУП необходимо более высокое разре-
шение по доплеровской частоте /дп, чем это требуется при форми-
ровании ДЧП.
Рис. 14.5

Частоты следования импульсов обычно рассчитываются на
выявление доплеровских «планерных», а не существенно более вы-
соких модуляционных частот. Используется эффект инверсного (об-
ратного) синтезирования апертуры. Движение цели при этом может
быть сведено к повороту цели вокруг собственной оси. «Планерная»
составляющая спектра при этом сужается. Ширина ее, однако, оста-
ется конечной. Последняя определяется разбросом доплеровских
частот при вращении цели, который зависит от ее габарита, скорости
вращения и длины волны. ДЧП переходит при этом в ДУП с той
особенностью, что анализ спектра в узкой области частот его «пла-
нерной» составляющей требует значительно большего времени на-
блюдения, чем анализ спектра в области «турбинных» его состав-
ляющих.

На рис. 14.6,а приведен ДУП крупноразмерной цели, а на рис.
14.6,6 - ее изображение в виде сечения ДУП горизонтальной плоско-
стью. Данный портрет получен путем математического моделирова-
ния. Однако приведенный ДУП согласуется с полученными в натур-
ных экспериментах портретами с учетом различий в полосе частот и
дальностей до цели.
Рис. 14.6

В отдельных случаях получения ДУП (нестабильность условий
распространения и аппаратуры) когерентная обработка сигналов
может быть заменена некогерентной. Получаемый при этом двумер-
ный портрет цели не соответствует геометрии цели, однако в целом
характеризует ее продольный и поперечный размеры.

Используя широкополосные (многочастотные) сигналы, мож-
но получать поляризационную информацию не только о распозна-
ваемых объектах в целом, но и об отдельных их элементах. Про-
стейший дальностно-поляризационный портрет (ДНИ) - это сово-
купность двух ПД. полученных на ортогональных поляризациях, в
частности, при однополяризационном зондировании. Двухканальный
прием имеет преимущества перед последовательным одноканаль-
ным. Он позволяет извлекать не только амплитудные, но и фазовые
признаки, связанные с поляризационными особенностями элементов
цели. Выявление степени соответствия портрета (дальностного, час-
тотного, углового и поляризационного) цели, полученного по ре-
зультатам радиолокационных измерений, и портрета эталона для
различных классов объектов обычно определяют по их коэффициен-
ту корреляции. Если коэффициент корреляции меньше 0,5, то гово-
рят об отсутствии сходства. Если коэффициент корреляции больше
0,5, то говорят о возможности сходства. Чем ближе значение коэф-
фициента к единице, тем больше сходство между эталоном и наблю-
даемой целью. При широкополосном, многочастотном и многодиа-
пазонном зондировании возможно использование в качестве призна-
ка распознавания и энергетический параметр - ЭПО. В этом случае
ЭПО определяется как интегральная характеристика, получаемая как
сумма ЭПО отдельных элементов целей.

Необходимо заметить, что отдельно взятый признак не обеспе-
чивает обычно распознавание класса цели в требуемом алфавите с
вероятностями не хуже заданных. Объединение независимых или
даже зависимых признаков позволяет повысить качество распозна-
вания и расширить алфавит классов.

Число признаков, включенных в признаковое пространство,
должно уточняться в каждом конкретном случае. Увеличение числа
признаков расширяет объем получаемой информации, особенно если
привлекаются многомерные признаки (ДП, ДУЛ, ДПП).

14.3.	АЛГОРИТМЫ

РАДИОЛОКАЦИОННОГО РАСПОЗНАВАНИЯ

1.	Общие положения

Учитывая, что процесс радиолокационного распознавания со-
провождают различного рода помехи, остановимся на рассмотрении
алгоритмов, построенных с использованием статистических методов.

Основу данных алгоритмов составляет байесовский алгоритм
распознавания, который строится с учетом полного описания клас-
сов распознаваемых объектов: априорных вероятностей Р,- принад-
лежности объектов классам / = 1,Л/ алфавита; условных плотностей
вероятностей реализации у (рп(у) при наличии только помехи,
р(уIГ) - рсп(у!Г) при наличии помехи и сигнала от объекта /-го

класса, а также р(у) -	НРИ наличии помехи и сигнала

/=1

произвольного класса (одного из / = 1,Л/)); коэффициентов штра-

фов С  за неправильные решения.

Как и при решении задач обнаружения и измерения, решение о
принадлежности объекта Ъ} к / -му классу может быть принято либо
по максимуму функции правдоподобия

к = агдтах р^у/г)

(14.9)

или по максимуму отношения правдоподобия

к = аг§тахР(у//),

(14.10)

где к — I - оценка номера класса /; ^//) = /?О//)/рп(у//) - от-
ношение правдоподобия для элемента алфавита. Либо по максимуму
апостериорной вероятности

к - агд шах [/’рО'/О].

либо по минимуму среднего риска

к = аг§ тш [С,Р, р(у/ /)],	(14.12)

к = агд тт [С, Р,Ь(у/1)].	(14.13)

Проведем конкретизацию алгоритмов (14.9-14.13) с учетом
специфики задачи радиолокационного распознавания.

При сочетании узкополосного зондирования с широкополос-
ным или многочастотным или при многопозиционной работе слу-
чайные реализации выборок можно представить в виде совокупности
748
подвыборок УуУ — 1,7^ с независимыми случайными флюктуация-
ми. Тогда в соответствии с правилом перемножения вероятностей
алгоритмы (14.12 — 14.13) можно получить мультипликативную
форму:

Л = аг§пйп С^рЩу/г) •
У=1

(14.14)

(14.15)

Алгоритм (14.15) следует из (14.14) после деления оптимизи-
руемого выражения на произведение не зависящих от / и не влияю-
щих, следовательно, на оптимизацию условных плотностей вероят-

ности рп(уу), V =

Если известны априорные плотности вероятности распределе-
ний параметра ау, используемого в качестве признака распознава-
ния для каждого /-го класса объектов, то входящие в (14.14) функции
правдоподобия решений о классах можно связать с функциями
правдоподобия значений параметра />(уу/ау),так чт0

//)с/ау.

(14.16)

Функция же правдоподобия значений параметра руу^О-У)
связана с послеопытной плотностью вероятности его значений. Эта
связь

ХУу/<ч) = ЛХау/л);

Л = рМ/рМ

(14.17)

вытекает из формулы умножения плотностей вероятности совмест-
ных событий V и а

•г V	V

г(Уу/ау) = р(Уу)р(ау/к) = р(ау)р(Уу/аУ)-

Входящую в (14.17) величину А* после приема реализации уу

при измерении ау по максимуму правдоподобия можно считать
фиксированной величиной. Действительно, значение Р\У.) после
приема уу фиксировано. Идея же измерения по максимуму правдо-
подобия допускает считать р(ау) = сопз!.

Тогда (14.16) можно привести к виду

р(у./1) = ЛIр(^/уу)р(ау/^ау.	(14.18)

Представим апостериорную плотность вероятности р(ау/уу

параметра ау в виде симметричной функции

р(ъ„1у^ = /(ау - ау) = /(ау - ау),

(14.19)

где ау - оценка параметра ау. Тогда плотность распределения оце-
нок параметра ау для /-го класса можно записать как

р(^/Уу) = //(«у “	

(14.20)

С учетом (14.17) - (14.20) можно функцию правдоподобия
реализаций у у представить в виде



(14.21)

что позволяет представить алгоритм распознавания (14.15) в виде

у

^0

к = аг§ гшп С.^пж/огри/о
У=1	У=Уп + 1

(14.22)

о

где у0 - общее число подреализаций, используемых для решения за-
дачи распознавания. Алгоритм (14.22) называют мультипликатив-
ным байесовским алгоритмом с частичной параметризацией.
2.	Принципы получения высокого разрешения
по дальности и угловой координате

при формировании радиолокационного изображения целей

Разрешение элементов целей по дальности и угловой коорди-
нате расширяет используемую для распознавания информацию, при-
ближает ее к трехмерной или двумерной зрительной информации,
адекватной получаемой человеком на небольших дальностях, что да-
ет возможность получать радиолокационное изображение (РЛИ) це-
лей. Основой для РЛИ являются их ДП и ДУП. Ниже рассмотрим
вопросы обеспечения такого «радиовидения».

При получении профилей целей по дальности в случае излуче-
ния протяженных сигналов с большой полосой частот зависимость
качества распознавания объектов от разрешающей способности по
дальности может быть установлена методом математического моде-
лирования. Из общих соображений, желательно повышение разре-
шающей способности по дальности, однако чрезмерное ее повыше-
ние увеличивает требуемую энергию сигнала на входе РЛС для об-
наружения, так как ЭПО элемента разрешения уменьшается. С уче-
том малоразмерности воздушных и космических объектов желатель-
но иметь разрешающую способность порядка метра-единиц метров
для воздушных целей и долей метра для космических и баллистиче-
ских целей. Для разрешения потребная полоса частот сигнала долж-
на составлять величину порядка 150 МГц в первом случае и более
250 МГц - во втором. Сигналы с указанными полосами спектра мо-
гут быть как широкополосными (частотно-модулированными, фазо-
манипулированными, частотно-манипулированными), так и много-
частотными. Наиболее широкое распространение при решении задач
распознавания получил ЛЧМ-сигнал. Возможно также использова-
ние частотно-манипулированного сигнала с «лестничной» частотной
манипуляцией, аппроксимирующей модуляцию ЛЧМ сигнала. В
этом случае требуемый спектр излучения может быть синтезирован
на основе РЛС с быстрой перестройкой частоты колебаний (от им-
пульса к импульсу, от пачки импульсов к пачке).

В связи с тем, что для получения высокого разрешения при об-
работке радиолокационного сигнала необходимо учитывать его фа-
зовые изменения в течение времени накопления, то система обработ-
ки в этом случае должна быть когерентной. При когерентной обра-
ботке сигналов могут использоваться корреляционный, фильтровой
и корреляционно-фильтровой методы (см. гл.З).

Корреляционная обработка, реализованная на аналоговой эле-
ментной базе, требует большого числа корреляторов, определяемого
произведением полосы частот на временной интервал, соответст-
вующий «окну наблюдения» по дальности. При фильтровой обра-
ботке ограничения в «окне наблюдения» по дальности отсутствуют,
ио необходимо использование сложных аналоговых или цифровых
фильтров сжатия. Усложняются и устройства последетекторной об-
работки. Более просто может быть реализована корреляционно-
фильтровая обработка. В частности, при использовании ЛЧМ-
сигнала корреляционно-фильтровая обработка данного сигнала мо-
жет быть реализована подачей на первый смеситель приемника в оп-
ределенный момент времени после излучения зондирующего сигна-
ла гетеродинного ЛЧМ - импульса, полностью или частично демо-
дулирующего принимаемый сигнал по частоте и последующей
фильтрацией.

При частичной демодуляции в приемнике полоса частот сни-
жается на один-два порядка, что облегчает построение фильтра сжа-
тия и устройств последетекторной обработки. Можно обеспечить
одноканальный прием при размере окна, достаточном для наблюде-
ния ПД одной-двух целей. При полной частотной демодуляции
фильтры сжатия и детекторы заменяются цифровыми или аналого-
выми амплитудными спектроанализаторами, выходная полоса частот
которых определяет «окно наблюдения».

Вариант корреляционно-фильтровой обработки ЛЧМ-сигналов
с частичной частотной демодуляцией приведен на рис. 14.7. Схема
реализована для десятисантиметрового диапазона радиоволн. В ре-
жиме излучения формируются два сигнала: сравнительно узкополос-
ный и более широкополосный, которые излучаются поочередно. Для
первоначального определения дальности объекта служат ЛЧМ-
импульсы с девиацией частоты 2,5МГц. Высокое разрешение по
дальности обеспечивается импульсами с девиацией частоты 250МГц,
длительностью 20мкс, с качеством сигнала 5000.

К моментам прихода от элементов цели отраженных ЛЧМ-
импульсов на первый смеситель приемника (СМ1) подается гетеро-
динный ЛЧМ-импульс с девиацией частоты 250-2,5=247,5 МГц на
752
протяжении 20 мкс. В результате импульсы, отраженные от элемен-
тов цели на промежуточной частоте имеют частотную девиацию 2,5
МГц при длительности их 20 мкс. Импульсы промежуточной часто-
ты обрабатываются в дисперсионном фильтре (ДФ) сжатия с удво-
енными значениями частотной девиации 5 МГц и длительности им-
пульсной характеристики 40 мкс, причем сжатые импульсы имеют
по-прежнему неодинаковые центральные частоты. Последние вы-
равниваются во втором смесителе (СМ2). Для этого на второй его
вход с задержкой (20 - /0) мкс относительно первого гетеродинного
импульса подается второй гетеродинный сигнал с девиацией частоты
5 МГц на длительности 40 мкс; здесь к - минимальная задержка
дисперсионного фильтра. Оконечный фильтр (ПФ) сужает полосу
пропускания приемника с 5 до 2,5 МГц и позволяет осуществить ве-
совую обработку. Общее сужение ширины спектра сигнала в 100 раз
примерно с 250 МГц до 2,5 МГц не ухудшает в данном случае раз-
решающей способности по дальности. При этом за счет описанных
гетеродинно-дисперсионных преобразований одновременно с растя-
жением длительности сжатого импульса в 100 раз, во столько же раз
растягивается и масштаб времени. Недостатком рассмотренной про-
цедуры обработки является сокращение «окна наблюдения» до 30 м.

Рис. 14.7

Для устранения данного недостатка переходят к корреляцион-
но-фильтровой обработке ЛЧМ-сигналов с полной демодуляцией,
что позволяет обеспечить размер «окна наблюдения» по дальности
единицы километров и растяжение временного масштаба в десятки
раз.

Для построения ДУП целей, как отмечалось ранее, необходимо
обеспечить высокое разрешение не только по дальности, но и по уг-
лу. Последнее может быть достигнуто за счет прямого либо инверс-
ного (обратного) синтезирования апертуры. Подробно данные во-
просы рассматриваются в главах 18 и 19. Ниже рассмотрим лишь
48. Изд.№9768	753
общие принципы получения высокого разрешения по углу, позво-
ляющие оценить достигаемое при этом разрешение. Пусть ЛА летит
со скоростью Ус вдоль линии пути (ЛП), представляющей собой
прямую, а главный луч ДНА, шириной 0Л , отклонен от ЛП на угол
ф0 (0°<ф0 <90°) (рис. 14.8). Высота полета не учитывается. Скорость
цели Уц.

Рис. 14.8

Результирующая скорость относительного движения самолета
и цели равна У=УС+УЦ.

При конечной высоте полета угол ф0 отсчитывается в плоско-
сти, наклонной по отношению к наблюдаемой поверхности. Пусть
ширина истинного раскрыва антенны вдоль линии пути равна (1А .

Ширина характеристики направленности, формируемой ис-
тинным раскрывом, в радианах равна 0^ =	•

От каждого элемента отражения (цели) при импульсном зон-
дировании принимается пачка отраженных радиоимпульсов. Макси-
мальная длительность пачки

(14.23)

скр/ск

где

- угловая скорость поворота линии визирования в мо-

мент прохождения /=0 оси ДНА через точку / поверхности земли. Ее
величина определяется отношением тангенциальной составляющей
скорости Е, то есть Ус 81И ф0, к наклонной дальности /7Н до наблю-

даемого элемента в момент времени Г=0. Она может быть выражена
также через не зависящую от времени дальность /Эо = /Зн 8Ш ф0 до

этого элемента от линии пути (см. рис. 14.8)

б/ф

= (Г8Ш<р0)/Г>но

= (Г <Ро)/А •

(14.24)

Вследствие изменения дальности /)н изменяется доплеровское
смещение частоты /дп = (2И/Х)со8ф0 со скоростью изменения в
момент М), определяемой (14.24)



дп

81П Фо.

(14.25)

о

За время -Тс/2<1 <Тс/2, Тс<Тсгп^, наблюдается ли-
нейная модуляция несущей частоты в пачке импульсов с девиацией
частоты, равной

<14-26’

Этой ЧМ соответствует квадратичная модуляция фазы ЪУ , где
6 = яДГм/7;. В случае, если й(?"с/2)2 < я/4 или

Т2 сЦ^/ск частотной модуляцией можно пренебречь.

Это соответствует дальней зоне приемно-передающей антенны с
синтезированным раскрывом УТС, определяемой соотношением
в„>(2И;)25;п «,„)/>.

(14.27)

Какой-либо фокусировки по дальности при этом не требуется.
По мере же увеличения синтезированного раскрыва отражатель / по-
падает во френелевскую зону и фокусировка становится необходи-
мой. Учет связанных с частотной модуляцией квадратичных сдвигов
фаз как раз и обеспечивает эту фокусировку.

Оценим разрешающую способность вдоль линии пути при
сфокусированном раскрыве, которую можно провести с позиций
временного, частотного и пространственного анализа.

С позиций временного представления разрешающая способ-
ность 8/аз вдоль линии пути определяется скоростью носителя РЛС и
временной разрешающей способностью 8т = 1/А/\ , определяемой
ЛЧМ-сигналом после согласованной фильтрации. С учетом (14.26)
можно записать

2И2 8Ш2 фл
Щ.0

(14.28)

Получаем для линейного разрешения по азимуту зависимость

8/аз = Г8т 81п ф0 =

2Ту 31П ф0

(14.29)

Разрешающая способность по углу может быть определена как

2Ту 81п ф0

(14.30)

Из выражений (14.29) и (14.30) видно, что разрешающая спо-
собность повышается с увеличением времени когерентной обработ-
ки Тс и, следовательно, с увеличением размера синтезированного
раскрыва ЬСА = УТС.

Движение реальных аэродинамических целей характеризуется
более сложными, чем рассмотренные выше, закономерностями. Так,
даже в случае, когда летчик пытается выполнить полет с неизмен-
ным курсом и постоянной скоростью, точка центра масс самолета
движется в пространстве с непостоянной скоростью. Кроме того,
движение аэродинамической цели характеризуется случайными
рысканиями по углам курса, крена и тангажа. Указанные явления
обусловлены турбулентностью атмосферы.

Непостоянство скорости движения центра масс самолета, дви-
жущегося с постоянными углами сноса и скольжения, приводит к
возникновению случайных набегов фаз на синтезируемой апертуре.
Наличие же рысканий приводит к тому, что величина и направление
вектора угловой скорости вращения цели относительно наземного
радиолокатора становятся случайными. Это, в свою очередь, вызы-
вает появление случайной составляющей амплитудно- фазового рас-
пределения на синтезируемой апертуре. Оба указанных явления
приводят к расфокусированию апертуры и, в конечном итоге, к
ухудшению разрешения цели.

Оценки поперечного размера цели определяются по ширине
спектра мощности амплитудных флюктуаций отраженных сигналов на
интервале времени Тп . Располагая знаниями поперечного размера цели
в каждом разрешаемом по радиальной дальности элементе и положени-
ем его центра, можно построить двумерное квазиизображение цели.

При компенсации амплитудно-фазовых флюктуаций, обуслов-
ленных рысканиями цели, в элементах дапьностных портретов необ-
ходимо учитывать, что случайные изменения ориентации цели за
время накопления отраженных сигналов могут приводить к возник-
новению либо флюктуаций фазы в элементах дальности, содержа-
щих одну блестящую точку, либо флюктуаций как амплитуды, так и
фазы. Первое возникает при наличии в элементе дальности одной
блестящей точки, а второе - при числе блестящих точек более одной.

Случайного амплитудно-фазового (фазового) распределения
не возникает, если ПД цели фиксируются при ее разворотах на один
и тот же угол. Для устранения влияния рысканий цели можно полу-
чить избыточные выборки отраженных сигналов, увеличив частоту
повторений в несколько раз. Можно оценить законы рысканий цели
и зная эти законы выбрать для построения двумерного изображения
частные ДП, соответствующие последовательным разворотам цели
на одинаковые углы. По избыточной выборке можно получить не-
сколько наборов данных для получения двумерных изображений,
которые потом можно некогерентно суммировать
14.4.	РАДИОЛОКАЦИОННОЕ ОПОЗНАВАНИЕ ЦЕЛЕЙ

1.	Общие вопросы

Радиолокационное опознавание целей, как отмечалось ранее,
является частным случаем задачи радиолокационного распознава-
ния. Отличие состоит в том, что признаки, используемые для распо-
знавания различных целей, как правило, закладываются как в излу-
ченный сигнал, который называют запросным, так и в принимаемый,
который формируется ответчиком и поэтому называют ответным.

Рассмотренные отличия определяют и выбор радиолокацион-
ного метода, используемого для решения задачи опознавания. Если
при решении рассмотренных выше задач распознавания использо-
вался активный метод радиолокации, когда признаки для распозна-
вания целей формировались из отраженных сигналов, то при опозна-
вании целей необходимо использование активного метода радиоло-
кации с активным ответом.

Использование радиолокационных систем с активным ответом
позволяет получить ряд преимуществ по сравнению с РЛС, рабо-
тающими по обычному активному принципу, а именно:

1.	Обеспечивается большая дальность обнаружения взаимо-
действующих объектов независимо от их ЭПО, так как сигнал, фор-
мируемый ответчиком, имеет значительно большую мощность, чем
отраженный сигнал от цели.

2.	Устраняются трудности подавления мешающих отражений
от поверхности земли, пассивных помех, метеообразований, что дос-
тигается выбором различных частот излучения передатчика РЛС и
ответчика.

3.	Устраняется влияние на точность измерения координат
флюктуаций ЭПО цели.

4.	Взаимодействующие объекты имеют возможность по каналу
ответа передавать дополнительную информацию (например, высоту
полета, индивидуальный признак и др.).
2.	Типы радиолокационных систем с активным ответом и
требования к ним

Системы с активным ответом и, в частности, системы опозна-
вания выполняют вспомогательную задачу в общей системе наблю-
дения целей радиолокационными средствами. Поэтому характерным
является совместная работа РЛС и радиолокационных систем с ак-
тивным ответом (РАО). Вследствие этого одно из важных требова-
ний к РАО состоит в том, что необходимо добиваться соответствия
их тактических характеристик с характеристиками взаимодейст-
вующей РЛС. Дальность действия и разрешающие способности РАО
должны быть не хуже, чем у РЛС. Время опознавания и получения
кодированного ответа должно быть минимальным, не больше време-
ни обнаружения цели.

Важным является требование высокой помехозащищенности
РАО. Особенно это относится к системам опознавания, которые
представляют собой комплекс радиотехнических средств запроса и
формирования ответов в самолетной, наземной, корабельной аппара-
туре. Для определения государственной принадлежности объектов
используется единая система кодирования запросных и ответных
сигналов. Аппаратура опознавания должна быть имитостойкой, ис-
ключающей возможность создания противником ложных ответных
сигналов. Многие из характеристик РАО определяются способом по-
строения системы. Все системы с активным ответом можно разде-
лить на четыре группы: совмещенные, полусовмещенные, автоном-
ные и комбинированные. Рассмотрим их более подробно.

Совмещенные системы. Совмещенная система характеризует-
ся использованием одного канала как для запроса цели, так и для ра-
диолокационного обнаружения. На взаимодействующих объектах,
принадлежащих своим ВВС, устанавливаются ответчики, рабочая
частота ответа которых должна соответствовать частоте радиолока-
ционной станции. В совмещенной системе запрос цели ведется на
той же частоте, которая используется и для обнаружения цели
(рис. 14.9). При этом запросный сигнал может представлять собой
или зондирующий сигнал РЛС, или специально кодированный сиг-
нал.
Самолет

Рис. 14.9

Ответчик излучает ответные сигналы на каждый импульс об-
лучения цели на частоте РЛС. Достоинством системы является про-
стота формирования запросного сигнала в РЛС, так как используется
сигнал облучения и не требуется какого-либо дополнительного обо-
рудования для формирования запросных сигналов. Кроме того, со-
вмещенная система обеспечивает высокое разрешение целей по от-
ветным сигналам. Ответные импульсы принимаются антенной РЛС,
и при достаточно узкой диаграмме направленности разрешение и
точность по угловым координатам в режиме активного ответа имею!
такие же численные значения, как и в режиме обнаружения целей.
Разрешение по дальности по каналу ответа зависит от вида приме-
няемого ответного сигнала и, как правило, также соответствует раз-
решающей способности РЛС по дальности.

Однако совмещенная система имеет ряд существенных недос-
татков, основными из которых являются: 1) трудность обеспечения
совмещенной работы со всеми возможными типами РЛС, которые
могут облучать цель. В современных условиях парк РЛС, ведущих
наблюдение за целями, весьма обширен, а рабочие частоты их суще-
ственно отличаются. В этом случае на объект, взаимодействующий с
РЛС, необходимо устанавливать большое число ответчиков, настро-
енных на разные частоты запроса (несущие частоты РЛС). Это суще-
ственно усложняет всю РАО; 2) помехозащищенность и скрытность
совмещенной системы низкая, особенно при применении некодиро-
ванных запросных импульсов РЛС. Ответчик практически на все
сигналы облучения должен давать ответные импульсы. Такой режим
работы демаскирует объект и облегчает противнику расшифровку
кодов ответных сигналов; 3) при применении кодированных запро-
сных сигналов наблюдение целей по радиолокационным отражен-
ным сигналам ухудшается из-за изменения формы сигнала в соот-
ветствии с видом запросных импульсов.

Полусовмещенная система характеризуется применением от-
дельного канала ответа, рабочая частота которого остается постоян-
ной для всех взаимодействующих систем (рис. 14.10).

Самолет

Рис. 14.10

Достоинство такой системы состоит в том, что используется
один тип высокочастотных блоков передающего устройства ответ-
чика для взаимодействия со всеми типами РЛС. Однако устройства
приема запросных сигналов в ответчике должны быть различными
для различных запросных частот взаимодействующих РЛС. Досто-
инством системы является также и то, что ответные сигналы могут
быть специально выделены на индикаторе РЛС. Для этого можно
выключить канал индикации отраженных радиолокационных сигна-
лов.

Недостатками полусовмещенной системы являются: во-
первых, необходимость иметь специальное приемное устройство по
каналу ответных сигналов, что усложняет аппаратуру РЛС и, во-
вторых, меньшая разрешающая способность по угловым координа-
там, если по ответному каналу применяется антенна с диаграммой
направленности более широкой, чем по каналу обнаружения.

Автономная система с активным ответом характеризуется
наличием специального запросного канала со своей рабочей часто-
той, которая постоянна для всех взаимодействующих объектов и
РЛС (рис. 14.11). Автономное устройство запроса и ответа образует
систему, которая может работать независимо от РЛС, и имеет свой
индикатор и антенну. Иногда такая автономная система называется
«вторичной» радиолокационной системой. Однако более часто рабо-
та автономных систем с активным ответом осуществляется во взаи-
модействии с радиолокационными станциями, ведущими наблюде-
ние за целями. Запуск запросчика осуществляется импульсом син-
хронизатора РЛС.

В результате запросчик формирует кодированный запросный
сигнал, который затем излучается на частоте, специально выбранной
для обеспечения функционирования системы опознавания. Диапазон
рабочих частот как запросчика, так и ответчика отличается от анало-
гичного диапазона частот РЛС.

Ответчик, установленный на взаимодействующем объекте,
принимает сигнал запроса, декодирует его и формирует ответный
сигнал, который также кодируется. Рабочая частота ответного сигна-
ла обычно отличается от частоты запросного. В приемнике запро-
счика ответный сигнал расшифровывается (декодируется), и видео-
импульс ответного сигнала подается на индикатор РЛС (иногда мо-
жет применяться специальный индикатор РАО).

Достоинством автономной системы является однотипность ап-
паратуры для всех взаимодействующих объектов. К недостаткам ав-
тономной системы относится сложность обеспечения разрешающей
способности по угловым координатам, равной разрешающей спо-
собности РЛС. Объясняется это трудностью создания дополнитель-
ных высоконаправленных антенных систем запросчика. Особенно
трудно установить такие антенны на летательном аппарате.
Самолет

Смешанные (комбинированные) системы. С целью сохранения
основных достоинств как автономных, так и совмещенных систем
могут применяться различные комбинации элементов обеих систем.
Например, запрос выполняется и РЛС, и автономным запросчиком.
Сигнал РЛС входит в кодовую комбинацию запросного сигнала.
Прием и декодирование ответных сигналов также может выполнять-
ся при условии совпадения во времени и по направлению с сигна-
лом, отраженным от цели. Это, во- первых, позволяет сохранить раз-
решающую способность, свойственную РЛС, и, во-вторых, устра-
нить возможность приема ответных сигналов при запросе по боко-
вым лепесткам диаграммы направленности РЛС.
3.	Основные характеристики РАО

Энергетические соотношения для автономной системы с ак-
тивным ответом. Энергетические соотношения между запросными и
ответными сигналами, обеспечивающие заданную дальность дейст-
вия системы с активным ответом, можно определить, пользуясь ме-
тодикой, изложенной в гл.5. Плотность потока мощности сигнала за-
проса в точке расположения антенны ответчика равна

Рзп

зп зп

(14.31)

где Рзп - мощность запросного сигнала, генерируемого передатчи-
ком запросчика; Озп - коэффициент направленного действия антен-
ны запросчика в направлении на ответчик. В приемнике ответчика
сигнал запроса имеет мощность

ЗП ЗП ОТВ

4лО2

(14.32)

где 8тъ - эффективная площадь антенны ответчика.

Введем понятие чувствительности приемника ответчика как
минимальную мощность входного сигнала запроса, при которой сра-
батывает автоматическое устройство формирования и излучения от-
ветного сигнала. Обозначим эту чувствительность как Тогда
по формуле (14.32) можно оценить максимальную дальность
^мзп-отв формирования ответа

м зп-отв

ЗП ЗП гл в

(14.33)

ГП1ПОТВ

Очевидно, вся система «запросчик-ответчик-запросчик (при-
емный канал)» может быть работоспособна только в том случае, ко-
гда ответный сигнал будет иметь достаточную мощность для прохо-
ждения дешифратора. Условия распространения сигнала от ответчи-
ка к приемному устройству запросчика аналогичны ранее рассмот-
764
ренному случаю

(14.34)

где Ротв - мощность ответного сигнала; Сотъ - коэффициент направ-
ленного действия антенны ответчика при излучении ответного сиг-
нала: 5ЗП - эффективная площадь антенны запросчика при приеме
ответного сигнала; Г) - расстояние между ответчиком и запросчи-
ком.

Чувствительность приемника запросчика обозначим .

Это та минимальная мощность ответного сигнала Рпрмзп в приемни-
ке запросчика, при которой срабатывают автоматические устройства
декодирования ответа и формирования импульса ответа для отобра-
жения на индикаторе РЛС. Максимальную дальность приема ответ-
ного сигнала обозначим 2)МОТВ_ЗП. Эту величину найдем по формуле

(14.34) ПрИ Рпрмзп ^пшзп

Г2

м отв-зп

4лР

тш зп

(14.35)

Пользуясь формулами (14.33) и (14.35), можно выбирать пара-
метры как запросчика, так и ответчика с целью обеспечения задан-
ной дальности работы системы. Обычно необходимо иметь согласо-
вание всего тракта таким образом, чтобы дальности по каналу «за-
просчик-ответчик» и «ответчик-запросчик» были равны:

отв-зп = ^мзп-отв • В этом случае параметры запросчика и ответчика
должны выбираться в соответствии с формулой, которую получим
при приравнивании правых и левых частей выражений (14.33) и
(14.35)

(14.36)

При группировании всех параметров запросчика в левую часть
формулы, а ответчика - в правую получим
зп зп тш зп

отв отв тт отв

(14.37)

зп

отв

Энергетические соотношения, позволяющие выбирать пара-
метры системы, для случая совмещенных или комбинированных
РАО можно найти, пользуясь рассмотренной методикой.

Выбор рабочих частот Выбор рабочих частот систем с ак-
тивным ответом определяется многими факторами. Главными из них
следует считать разрешающую способность по угловым координа-
там, стабильность частот, степень однородности диаграмм направ-
ленности, чувствительность приемных устройств. Для обеспечения
хорошего разрешения по угловым координатам целесообразно при-
менять достаточно высокие частоты, например, принадлежащие сан-
тиметровому диапазону волн. Однако такие частоты трудно приме-
нить при построении ответчиков, которые должны обеспечить фор-
мирование ответных сигналов практически в пределах 360° по ази-
муту. При выборе рабочих частот в диапазоне от 1000 до 9000 МГц
следует учитывать, что по мере роста частоты при конструировании
аппаратуры начинают влиять следующие факторы: (1) уменьшается
коэффициент полезного действия генератора; (2) уменьшается ста-
бильность частоты (увеличиваются уходы частоты); (3) возрастают
потери в линиях передачи; (4) уменьшается чувствительность при-
емных устройств; (5) возникает изрезанность (неравномерность) диа-

грамм направленности.

Важным обстоятельством при выборе рабочей частоты являет-
ся возможность точной настройки передатчиков и приемников РАО.
В ряде случаев рабочая частота РАО определяется международными
соглашениями по распределению частот. В частности, Международ-
ная организация гражданской авиации для автономной системы с ак-
тивным ответом, работающей в сети управления воздушным движе-
нием, выбрала частоту 10304:8,5 МГц для запросных сигналов и
1090±8,5 МГц - для сигналов ответа.
Рис. 14.12

Типовые структурные схемы. В качестве примера рассмотрим
возможну ю структурную схему комбинированной системы с актив-
ным ответом (рис. 14.12). Запрос цели выполняется одновременно
импульсом РЛС на частоте зондирующего сигнала (/г или /3) и им-
пульсом автономного запросчика (может быть два импульса с коди-
рованным интервалом между ними) на частоте запроса У). Принятые
и расшифрованные запросные сигналы запускают кодирующее уст-
ройство ответа (шифратор ответа). В результате формируется ответ-
ный сигнал, который излучается по каналу ответа на частоте ’ и
попадает в приемник запросчика. После декодирования сигнал отве-
та проходит на индикатор РЛС, на котором индицируются также от-
метки отраженных сигналов. По каналу ответа может быть передана
также дополнительная информация о запрашиваемых объектах, а
именно: бортовой номер самолета, высота полета, остатки топлива и
др. Другие элементы схемы понятны из рис. 14.12.

4.	Методы обеспечения имитостойкости
и помехозащищенности радиолокационных систем опознавания

Основные виды противодействия и помех радиолокационным
системам опознавания. Радиолокационные системы опознавания яв-
ляются важнейшим элементом современных радиоэлектронных ком-
плексов различного назначения. Без надежной, имитостойкой и по-
мехозащищенной системы опознавания невозможно в полной мере
эффективно использовать современные виды оружия, например ра-
кеты различных классов, трудно организовать надежное управление
войсками в ходе боевых действий. Радиолокационные системы опо-
знавания, так же как и другие виды радиоэлектронных средств, в
сложных условиях современных боевых действий будут подвергать-
ся радиоэлектронным помехам и различным мешающим воздействи-
ям. Можно указать ряд возможных видов помех и условий, ограни-
чивающих эффективность радиолокационной системы опознавания.

Большую группу помех составляют взаимные помехи, когда
одновременно на ответчики приходят несколько запросных сигна-
лов. Аналогично возможны одновременные ответы от нескольких
ответчиков. Запросчики устанавливаются на многих типах самоле-
тов, кораблей, на наземных радиолокационных пунктах. В условиях
боевых действии можно ожидать ввода большого количества само-
летов, применения значительного числа зенитно-ракетных комплек-
сов, наземных пунктов управления. В этих условиях из-за ограни-
ченной пропускной способности системы опознавания возможно
уменьшение эффективности опознавания: «насыщение» ее из-за
большого числа запросов и ответов. Для борьбы с «насыщением» и
взаимными помехами применяются методы ограничения доступа в
каналы опознавания специальным кодированием, применением уст-
ройств борьбы с запросами по боковым лепесткам, ограничением
количества объектов, имеющих право запроса самолетов и кораблей.
Возможно применение против радиолокационных систем опознава-
ния активных помех в виде шумовых и импульсных хаотических
сигналов.

Применение имитационных помех является специфическим
видом радиоэлектронной борьбы с системами опознавания. Против-
ник может имитировать сигналы ответа при опознавании целей с
тем, чтобы скрыть действия своих войск, представить свои объекты в
качестве объектов противника. Это наиболее опасный для систем
опознавания вид противодействия, так как при этом скрывается сам
факт появления противника в зоне действия радиолокационных сис-
тем. Для борьбы с имитационными помехами возможно сочетание
двух методов: контроля за траекториями движения своих объектов
(если есть возможность решать эту задачу) и применения сложных
запросных и ответных сигналов, затрудняющих или полностью ис-
ключающих имитацию противником запроса и ответа в системе опо-
знавания.

Способы повышения имитостойкости систем опознавания.
Криптографические методы. В настоящее время в системах опозна-
вания нашли широкое применение различные спосооы повышения
имитостойкости систем. По мере развития и усовершенствования
средств радиотехнической разведки противника и развития его
средств создания помех или противодействия все более острым яв-
ляется вопрос защиты информации о применяемых кодах опознава-
ния как в режимах запроса, так и ответа. По современным взглядам
наилучшие результаты по обеспечению имитостойкости могут быть
получены с использованием криптографических методов, которые
являются наиболее надежными среди прочих. Криптография (в пере-
воде с греческого «тайнопись») является методом существенного по-
вышения безопасности передачи информации (данных) по открытым
каналам связи. В системах опознавания эти методы могут быть с ус-
пехом применены для засекречивания запросного и ответного сигна-
49. Изд.№9768	769
лов.

Преобразование запросных и ответных сигналов методами
криптографического кодирования (шифрования) применяется для
скрытия истинных кодов запросного и ответного сигналов. К приме-
няемым шифрам предъявляются такие требования, как высокая ими-
тостойкость (надежность закрытия сообщений), простота шифрова-
ния и дешифрования.

Известны следующие системы шифрования: шифрование за-
меной («подстановкой»), перестановкой, гаммированием, шифрова-
ние аналитическим представлением шифруемых данных. Все эти ви-
ды шифрования могут быть использованы для закрытия информации
в автоматизированных системах опознавания.

Шифрование заменой заключается в том, что символы шиф-
руемого текста заменяются символами другого алфавита в соответ-
ствии с заранее установленным правилом (ключом шифрования).
Шифрование перестановкой состоит в том, что символы исходного
текста переставляются (коммутируются) по установленному алго-
ритму: Шифрование гаммированием заключается в суммировании
шифруемого текста с символами какой-либо случайной последова-
тельности, которая называется гаммой. Устойчивость шифрования
определяется размером (длиной) неповторяемой части гаммы.

При использовании специализированных ЭВМ можно полу-
чать достаточно длинные случайные неповторяющиеся последова-
тельности. В автоматических системах данный метод шифрования
можно рассматривать как основной.

Шифрование аналитическими преобразованиями заключается
в том, что сообщение преобразуется по некоторому аналитическому
алгоритму. Например, выполняется умножение вектора (который со-
ставляет сообщение) на матрицу, являющуюся ключом шифрования.
Наиболее эффективными являются комбинированные шифры, когда
сообщение кодируется несколькими системами шифрования. В ав-
томатических системах передачи сообщений, и, в частности, в сис-
темах опознавания, рассмотренные системы шифрования можно реа-
лизовать с помощью специальной аппаратуры, создаваемой на базе
современных мини-ЭВМ. Для характеристики надежности защиты
информации посредством шифрования вводится параметр «стой-
кость шифра». Это величина, обратная показателю возможности
вскрытия системы шифрования статистическими методами криптоа-
770
нализа (статистического анализа шифрованного сообщения). Слож-
ные системы шифрования (например, гаммированием) являются
весьма стойкими к вскрытию их методами криптоанализа.

Для кодирования импульсных сигналов РАО, которые наибо-
лее хорошо сочетаются с импульсными РЛС, могут применяться лю-
бые виды изменения (модуляции) параметров сигналов запроса и от-
вета. Кодирование может быть выполнено: по числу импульсов; по
интервалу между двумя или более импульсами; по длительности од-
ного или нескольких импульсов. При выборе способа кодирования
импульсных сигналов нужно учитывать возможность изменения им-
пульсов при их распространении между запросчиком и ответчиком,
и наоборот.

Прямое кодирование по числу импульсов мало надежно, так
как в процессе распространения могут быть потери импульсов или
удлинение и расширение их, особенно при наличии многолучевого
распространения сигналов. Кроме того, при необходимости иметь
много различающихся между собой кодов длительность группы им-
пульсов существенно увеличивается, что может ухудшить разре-
шающую способность системы по дальности.

Более удобным и устойчивым является метод кодирования по
расположению импульсов в кодовой группе. На рис. 14.13 в качестве
примера показаны ответные коды такого типа. Если код состоит из
р импульсов, а длительность интервалов между ними может иметь
77 различных значений, то число возможных кодов равно

АГкод=«(М)-	(14.38)

Возможны коды и при меньшем количестве импульсов. Общее
число возможных кодов тогда равно

Р \ X

’	(14.39)

Аг=1

Например, если взять /?=6, а лг=2, то получим число кодов
^кодобщ ~ 63 • Число кодов возрастает экспоненциально с ростом
числа импульсов.
Устранение влияния боковых лепестков диаграммы направ-
ленности антенны запросчика на работу РАО. Наличие боковых
лепестков диаграмм направленности антенн запросчиков в ряде слу-
чаев приводит к тому, что ответчики на запрашиваемых объектах
формируют ответ при запросах с направлении боковых лепестков
ДН антенны запросчика, особенно при небольшом удалении ответ-
чика от запросчика. Ответные сигналы, принимаемые по боковым
лепесткам ДН запросчика, приводят к появлению ложных отметок
опознавания.

Для устранения с экранов индикаторов ложных отметок опо-
знавания необходимо либо предотвратить срабатывание ответчика от
сигналов запроса, поступающих по боковым лепесткам ДН запро-
счика, либо подавить в запросчике такие принятые ответные сигна-
лы. Для борьбы с запросом по боковым лепесткам используют ряд
методов. Например, применяют сравнение в ответчике сигналов, из-
лучаемых основной направленной и специальной ненаправленной
антеннами запросчика. Известен также способ обострения диаграм-
мы направленности антенны запросчика при суммарно-разностной
Антенна
ответчика

Рис. 14.14

обработке сигналов.

Рассмотрим кратко первый из названных способов. Суть вто-
рого способа рассмотрена в гл.20 применительно к радиолокацион-
ным устройствам обеспечения боевых действий самолетов на малых
высотах. Упрощенная структурная схема РАО, в которой реализует-
ся первый из названных способов устранения влияния боковых лепе-
стков, показана на рис. 14.14. Как уже отмечалось, запросчик, кроме
основной направленной антенны Ах, имеет дополнительную нена-
правленную антенну А2. Диаграммы направленности указанных ан-
тенн показаны на рис. 14.15,а.

Направленная антенна А} излучает запросные сигналы (за-
просные коды), формируемые передатчиком запроса. Ненаправлен-
ная антенна А? излучает специальные импульсы (импульсы подав-
ления), формируемые передатчиком импульсов подавления. Видео-
сигналы, соответствующие сигналам запроса и подавления, приве-
дены на рис. 14.15,6. Когда запрашиваемый объект 1 (см. рис.
14.15,а) облучается главным лепестком антенны Д, амплитуда им-
пульсов запросного кода, принимаемых ответчиком, превышает ам-
плитуду импульса подавления (эпюра!). Если же запрашиваемый
объект 2 облучается боковыми лепестками антенны Д, то соотно-

шение между амплитудами импульсов запросного кода и подавления
будет обратным (эпюра 2).

Тк

Рис. 14.15

Принятые ответчиком сигналы подаются на схему разрешения
ответа и на амплитудный селектор. В первом случае (амплитуда им-
пульсов запросного кода превышает амплитуду импульсов подавле-
ния) амплитудный селектор вырабатывает импульс отпирания схемы
разрешения ответа. Через нее запросный код проходит на дешифра-
тор. После расшифровки запросного кода дешифратором ответчик
формирует ответный сигнал. Во втором случае (когда амплитуда
импульсов запросного кода меньше амплитуды импульсов подавле-
ния) амплитудный селектор не вырабатывает разрешающий им-
пульс, и ответчик не будет излучать ответный сигнал. Вследствие
этого с экрана индикатора РЛС будут сняты ложные отметки опо-
знавания, вызываемые запросом по боковым лепесткам основной ДН
антенны запросчика.
14.5. ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1 .В чем заключается суть задачи распознавания?

2,Что такое алфавит классов целей?

З.Что такое рабочий словарь признаков?

4	.На какие группы делятся признаки радиолокационного рас-
познавания?

5	.Назовите сигнальные признаки активной однопозиционной
радиолокации при узкополосном зондировании.

6	.Какие характеристики цели входят в группу траекторных
признаков?

7	.Что включают в себя модуляционные признаки распознава-
ния целей?

8	.Перечислите сигнальные признаки целей при активной од-
нопозиционной радиолокации с использованием широкополосных
сигналов

9	.Что представляет собой портрет цели по дальности СДЦ)?

10	.Пояс ните, что представляет собой дальностно-частотный
портрет цели?

11	.Что такое дальностно-угловой портрет цели?

12	.Какие алгоритмы используются для решения задачи распо-
знавания?

13	.Поясните термины «радиолокационное изображение целей»
и «радиовидение».

14	.В чем суть прямого и обратного (инверсного) синтезирова-
ния апертуры антенны РЛС?

15	.В чем состоит различие задач распознавания и опознава-
ния?

16	.Какие типы радиолокационных систем с активным ответом
Вам известны?

17	.3апишите основные энергетические соотношения для авто-
номной РЛС с активным ответом.

18.Какие требования предъявляются к РЛС с активным отве-
том?
Раздел Ш

РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ КОМПЛЕКСЫ И СИСТЕМЫ
УДАРНЫХ И РАЗВЕДЫВАТЕЛЬНО-УДАРНЫХ
АВИАЦИОННЫХ КОМПЛЕКСОВ

Глава 15

ОСНОВНЫЕ РЕШАЕМЫЕ ЗАДАЧИ
И ТАКТИКО-ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ
К РАДИОЛОКАЦИОННЫМ СИСТЕМАМ УДАРНЫХ
И РАЗВЕДЫВАТЕЛЬНО-УДАРНЫХ
АВИАЦИОННЫХ КОМПЛЕКСОВ

15.1.3АДАЧИ, РЕШАЕМЫЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫМИ СИСТЕМАМИ УДАРНЫХ
И РАЗВЕДЫВАТЕЛЬНО-УДАРНЫХ
АВИАЦИОННЫХ КОМПЛЕКСОВ

1.	Общие вопросы. Решаемые задачи

Радиолокационные системы ударных авиационных комплексов
предназначены решать целый ряд сложных и разнообразных задач,
которые возникают в процессе выполнения боевого полета к цели и
применения оружия. Рассмотрим перечень типовых задач.

Полет к цели по маршруту требует радиолокационного обес-
печения полета, нахождения ориентиров, выполнения коррекции
других навигационных систем по радиолокационным данным.

При подходе к линии боевого соприкосновения войск (к линии
фронта, к побережью, занятому противником) возникает задача пре-
одоления зон ПВО противника, что связано с возможным полетом на
малых и предельно малых высотах. Такой полет в условиях плохой
оптической видимости не может быть эффективно осуществлен без
радиолокационных систем обеспечения полета на малых и предельно
малых высотах. После выхода ударного самолета к цели возникает
задача обнаружения и распознавания цели, как правило, малораз-
мерной и малозаметной на фоне местности, а возможно и подвиж-
ной. В зависимости от вида оружия необходимо выполнить в том
или ином виде прицеливание, ввести параметры сигналов для захва-
та наземной цели на автоматическое сопровождение, обеспечиваю-
щее требуемую точность прицеливания.

В ряде случаев на радиолокационные системы ударных комп-
лексов возлагаются и другие задачи: предупреждение о метеороло-
гической обстановке по маршруту полета, обеспечение полета в
строю и др.

Рис. 15.1

При решении задач самолетовождения, а также и при прицели-
вании характерны две основные операции: определение положения
ориентира или цели на поверхности земли относительно самолета и
управление самолетом таким образом, чтобы в соответствии с поло-
жением цели или ориентира выйти в нужную точку. При самолето-
вождении такой точкой может быть промежуточный или конечный
пункт маршрута полета, а при применении оружия - точка пуска ра-
кет, сброса бомб или какого-либо груза (при применении в военно-
транспортной авиации). Все необходимые данные о координатах це-
лей. ориентиров и параметрах полета определяются с помощью раз-
личных систем на борту самолета. Системы, решающие указанные
задачи, образуют так называемый прицельно-навигационный ком-
плекс (ПНК). В состав комплекса входят (рис. 15.1): многофункцио-
нальные обзорно-прицельные радиолокационные комплексы
(ОПРК), радиолокационные системы профильного полета (Р1111),
лазерные и оптико-электронные обзорно-прицельные системы
(ОЭПС), навигационный комплекс в составе: инерциальных навига-
ционных систем (ИНС), радиоаппаратуры ближней и дальней нави-
гации, радиоаппаратуры спутниковых навигационных систем, астро-
ориентаторы, доплеровские измерители путевой скорости и угла
сноса, радиовысотомеры, курсовые системы (радиокомпасы, маг-
нитные и гирокомпасы). В состав ПНК входит система единой инди-
кации (СЕИ) и бортовые ЭВМ, обеспечивающие решение боевых
задач и управление самолетом (через систему автоматического
управления самолетом САУ). В зависимости от конкретной боевой
задачи, этапа полета и условий, в которых выполняется полет, одно-
временно могут работать различные системы, обеспечивая взаимную
коррекцию получаемой информации.

2.	Режимы функционирования ОПРК

Обзорно-прицельный радиолокационный комплекс обеспечи-
вает решение указанных выше задач и может работать в нескольких
режимах, которые иногда называют режимами «воздух-
поверхность», когда в качестве основного объекта наблюдения вы-
ступает поверхность земли (или моря) и различные цели на ее по-
верхности. В зависимости от конкретной решаемой задачи могут
быть выделены следующие режимы работы радиолокационной сис-
темы:

Режим получения радиолокационного изображения поверхно-
сти земли (картографирование поверхности) реальным лучом.
Обычно это режим некогерентного облучения поверхности импуль-
сами с низкой частотой повторения. Как правило, сектор обзора в
передней полусфере ±180°. Разрешающая способность по дальности
определяется длительностью импульса или, при применении сжатия
ЛЧМ-импульсов, шириной спектра ЛЧМ-импульса. Разрешение по
азимуту 5сраз формируется за счет ширины реальной диаграммы на-
правленности (ДН) антенны РЛС, которую обозначим 0л. Тогда

5фаэ=0л-	(15.1)

Линейное разрешение по азимуту зависит от расстояния Л до
точки наблюдения

5/аз=елп.	(15.2)

В этом режиме радиолокационное изображение (РЛИ) форми-
руется на экранах индикаторов в координатах «дальность-азимут».

Получение радиолокационного изображения ограниченного
участка местности (режим микроплана местности МП). Центр РЛИ
соответствует выбранной точке на поверхности земли. В этом режи-
ме разрешение устанавливается в зависимости от масштаба и спосо-
ба получения изображения.

Режимы высокого разрешения при обзоре поверхности. Для
повышения разрешения по угловым координатам применяются спо-
собы «доплеровского обострения луча» (ДОЛ) или радиолокацион-
ное синтезирование апертуры (РСА). Разрешение в этом режиме зна-
чительно выше, чем величина, определяемая формулами (15.1) и
(15.2).Информация на экранах индикаторов представляется обычно
либо в виде радиально-секторного радиолокационного отображения
поверхности, либо в микроплане.

Следует заметить, что при РСА возможно представление РЛИ
в виде полосовой карты местности с координатами «дальность про-
дольная - дальность поперечная». Во всех случаях обзора поверхно-
сти возможен режим «замораживания» РЛИ для повышения скрыт-
ности работы РЛС. Полученное РЛИ «запоминается» и на экране
индикатора телевизионного типа непрерывно повторяется.

Обзор поверхности моря. Ввиду ряда особенностей отражения
радиоволн от поверхности моря и наличия малоразмерных морских
целей наблюдение целей на поверхности моря выделяется обычно в
виде отдельного режима работы ОПРК. В перспективных РЛС в этом
режиме могут использоваться специальные методы получения РЛ
изображений морских целей (методы «инверсного радиолокационно-
го синтезирования апертуры» (ИРСА)).
Режим облета и обхода наземных препятствий (режим «про-
фильного полета» на малых и предельно малых высотах). В этом ре-
жиме РЛС измеряет не только расстояния до поверхности земли и
азимут, но и угол наклона (угол места) точек на поверхности земли.
В результате получают информацию о рельефе местности (находится
распределение высот точек на поверхности земли относительно
плоскости полета самолета.

Режим обнаружения и сопровождения одиночных и движу-
щихся целей на поверхности земли. Как правило, вводится селекция
движущихся целей (СДЦ) и сопровождение этой одиночной цели.

Режим измерения расстояния до поверхности земли по задан-
ному направлению при прицеливании на этапе применения бортово-
го оружия.

3.	Роль и место обзорно-прицельных радиолокационных
комплексов при решении боевых задач

Рассмотрим кратко роль ОПРК при решении ряда характерных
задач на различных этапах боевого полета.

Самолетовождение. Полет по маршруту. Радиолокационные
системы при самолетовождении обеспечивают получение радиоло-
кационного изображения поверхности земли, создавая «карту», не-
обходимую для ориентировки при полете по маршруту, а также для
коррекции текущих координат местоположения самолета при при-
менении других основных типов навигационных систем. Например,
при использовании инерциальных навигационных систем осуществ-
ляется счисление текущих координат самолета. Однако в процессе
полета накапливаются ошибки счисления, которые могут быть дос-
таточно большими - порядка нескольких километров за час полета.
Точность счисления текущих координат самолета зависит от ошибок
навигационных измерителей. Для непрерывного поддержания высо-
кой точности определения координат самолета необходимо вводить
корректировку координат и вводить соответствующие поправки в
навигационные системы. Радиолокационные системы позволяют вы-
полнить такую корректировку по известным координатам радиоло-
кационных ориентиров (РО). При подготовке к полету координаты
характерных ориентиров вводятся в память бортовой навигационной
ЭВМ. При обнаружении на экране индикатора радиолокационного
ориентира РО включается режим коррекции. При этом от бортовой
ЭВМ поступают координаты этого РО, которые преобразуются в
расстояние до РО и его азимутальное положение. Соответствующая
метка РО выносится на экран индикатора РЛС (рис. 15.2), например,
в виде перекрестия продольной и поперечной меток. Различие в ко-
ординатах РО и данных от ЭВМ ( АО и Аф), которое обусловлено
ошибками счисления пути, вводится в ЭВМ и дальнейшее счисле-
ние координат осуществляется уже относительно скорректирован-
ных значений координат РО.

Задача прицеливания при нанесении удара по наземным целям.
В зависимости от вида оружия методика прицеливания и алгоритмы
решения задачи прицеливания могут быть различными. Однако об-
щим во всех случаях является получение изображения района цели
или самой цели, или же радиолокационного ориентира, положение
которого привязано к цели. Радиолокационные системы ОПРК на
этапе прицеливания решают эту задачу, что очень важно при отсут-
ствии оптической видимости и в сложных метеоусловиях.

Рассмотрим задачу прицеливания на примере бомбометания
неуправляемыми бомбами с горизонтального полета. Схема прице-
ливания приведена на рис. 15.3. Величина А - отставание бомбы (это
параметр, который входит в состав баллистических характеристик
бомбы); Т - характеристическое время падения бомбы с определен-
ной высоты; Ж - путевая скорость полета самолета; V - воздушная
скорость; 17 - скорость ветра. Линия ЕЕ’А называется линией разры-
вов, на которую падали бы бомбы, если их бросать непрерывно в
процессе полета самолета по траектории 00’0”. Очевидно, цель А
должна находиться на линии разрывов. Только в этом случае она бу-
дет поражена.

Прицеливание при бросании бомб можно разделить на две
операции: прицеливание по направлению и прицеливание по дально-
сти. Прицеливание по направлению обеспечивается выводом самоле-
та на боевую траекторию (линию боевого пути 00’0”) таким образом,
чтобы линия разрывов проходила через цель. Этому условию соот-
ветствует бортовой пеленг цели фт (текущий), удовлетворяющий
равенству (см.рис. 15.3)

Фт =а+ут,

(15.3)
где а - угол сноса, а угол ут учитывает степень отклонения линии

разрывов от проекции боевого пути (ЛБП) на поверхность земли.
Этот угол найдем как

Рис.15.4

При постоянном ветре V угол сноса а также постоянен, а угол ут в
процессе полета изменяется и зависит от расстояния до цели /)тн.

Итак, при известном ветре для данной высоты полета Н и рас-
стояния до цели 2?1Н вычисляется угол ут. Установив продольную
линию прицельного перекрестия под углом фт к строительной оси
самолета и выполнив маневрирование самолетом, добиваются со-
вмещения изображения цели с продольной линией перекрестия. При
выполнении данных операций и вывода самолета на ЛБП осуществ-
ляется прицеливание по направлению. На экране индикатора с ради-
783
ально-се игорной разверткой цель перемещается по линии, парал-
лельной продольной оси самолета. На рис. 15.4 приведена схема от-
носительного перемещения цели при правильном выполнении при-
целивания по направлению по отношению к самолету. На рис. 15.5
приведены изображения на экранах индикатора с радиально-
секторной разверткой, а на рис. 15.6 - на экране индикатора микро-
планового (МП) радиолокационного изображения, на котором поло-
жение цели остается неподвижным, если правильно установлена
скорость изменения задержки начала развертки, соответствующей
путевой скорости.

При прицеливании по дальности необходимо, во-первых, вы-
числить дальность до цели в момент бросания бомбы 1)н бр и затем
сравнивать текущее фактическое (наклонное) расстояние до цели
/)тн с дальностью бросания Лнбр. В момент совпадения и
бр выполняется бросание бомбы. Параметр сигнализации момента
бросания, очевидно, равен

А^бр ^ТН ^Н.бр •

(15.5)

Дальность бросания 2)нбр найдем (см.рис.15.3) как гипотенузу
прямоугольного треугольника О’Е’А:

Лнбр “	- Асоза)2 + (н2 + А2 зт2 а)]12.	(15.6)

Таким образом, для решения задачи прицеливания при бомбо-
метании в РЛС определяются положение цели по дальности 2) и
азимут (бортовой пеленг цели) фт . Необходимо также определить и
знать параметры движения самолета (от других приборов на самоле-
те): высоту, путевую и воздушную скорость, курс и угол сноса, знать
баллистические характеристики бомбы. При помощи бортовой ЭВМ
вычисляются ут и /)нбр, и эти данные поступают в индикаторную
систему для прицеливания.

Преодоление зон ПВО противника на малых высотах. Полет на ма-
лых высотах является эффективным приемом преодоления ударны-
ми самолетами зон ПВО противника. Имеется ряд факторов, способ-
ствующих успешному преодолению ПВО на малых и предельно ма-
лых высотах.

Во-первых, дальность обнаружения и наблюдения воздушных
целей наземными РЛС системы ПВО ограничены условиями прямой
видимости. Кроме того, дальность обнаружения ограничивается на-
личием наземных препятствий, закрывающих сектор наблюдения по
углу места. Такими препятствиями могут быть лес, неровности рель-
ефа, строения и т.п. Уменьшение дальности обнаружения самолета
ограничивает и возможное время на применение средств ПВО при
отражении налета самолетов.

Во-вторых, обнаружению низколетящих целей радиолокаци-
онными системами как наземными, так и воздушного дозора препят-
ствует маскирующий эффект отражений от местных предметов и от
поверхности земли. Развитие и применение РЛС доплеровского типа
и систем СДЦ позволяет повысить вероятность обнаружения целей в
этих условиях, но при прочих равных условиях дальность обнаруже-
ния целей при наличии мешающих отражений всегда меньше, чем в
свободном пространстве.

Полеты на малых высотах, вместе с тем, сопряжены с больши-
ми трудностями. Во-первых, эта опасность столкновения с наземны-
ми препятствиями. Кроме того, усложняется выполнение задач пи-
лотирования, полета по маршруту, уменьшаются зоны обзора и по-
иска целей на поверхности земли. Возможности экипажей по визу-
альному наблюдению, опознаванию целей также ограничены.

В ряде случаев могут быть определены оптимальные высоты
полета. Если построить зависимости вероятности Рпво поражения
ударного самолета средствами ПВО в зависимости от высоты полета
(рис. 15.7,а), то, очевидно, при увеличении высоты полета вероят-
ность поражения возрастает.

Однако уменьшение высоты полета приводит к опасности
столкновения с наземными препятствиями и искусственными объ-
ектами: аэростатами заграждения, линиями электропередач и т.п.
б)

Рис. 15.7

Вероятность столкновения Рси тем больше, чем меньше высота (рис.

15.7,6). Учитывая характер изменения вероятностей Рпво и Рсп с вы-

сотой, можно ожидать, что имеется некоторая оптимальная высота,
при которой получаем наименьший риск потери самолета или из-за
действий ПВО или из-за столкновений с наземными препятствиями.
Для совместного риска Ср запишем выражение
(15.7)

где апво - коэффициент, учитывающий цену риска, связанного с
опасностью поражения средствами ПВО; асп - коэффициент, учи-
тывающий цену риска столкновения с наземными препятствиями.

Рис.15.8

На рис. 15.8 приведены качественные кривые для результирующего
совместного риска Ср в зависимости от высоты. Видно, что имеется
оптимальная высота полета самолета, где риск Ср наименьший.

Иногда целесообразно определить оптимальную высоту полета
в зависимости от вероятности выполнения боевой задачи по преодо-
лению системы ПВО противника Р&. Очевидно, что вероятность
потерь от действия ПВО и из-за столкновений, а также вероятность
выполнения боевой задачи связаны соотношением



(15.8)

На рис. 15.9 показана качественная кривая зависимости Рбз от
высоты полета. Также отметим, что имеется оптимальная высота
Яопт, при которой вероятность Рбз максимальна. В общем случае
оптимальные высоты, найденные по минимуму риска С и макси-
муму Р^, могут и не совпадать, но отличаются они мало. При уров-
не развития современных систем ПВО и самолетов оптимальная вы-
сота полета находится в пределах от 20 до 60м.

Рис. 15.9

Полет на малой высоте с выполнением маневра для обеспече-
ния безопасности и предупреждения столкновения с наземными пре-
пятствиями будем называть профильным полетом. Различают сле-
дующие виды профильного полета. Во-первых, облет препятствий,
когда в процессе полета осуществляется маневрирование в верти-
кальной плоскости и обеспечивается наибольшее приближение тра-
ектории полета к вертикальному профилю рельефа местности. Ино-
гда такой полет называют полетом со слежением или следованием
рельефу местности. Во-вторых, обход препятствий - это полет с ма-
неврированием в горизонтальной плоскости, когда обходятся вер-
шины и наиболее крупные препятствия без изменения своей абсо-
лютной (барометрической) высоты. В реальных условиях, конечно,
наиболее эффективно обеспечивается скрытность полета от средств
наблюдения ПВО противника при совместном применении обхода и
облета препятствий.
Измерения структуры рельефа местности впереди самолета
является одним из основных условий для успешного полета на ма-
лых и предельно малых высотах, то есть при выполнении профиль-
ного полета. Использование для этой цели топографических карт и
знание своего местоположения с высокой точностью позволяет ре-
шить эту задачу. Однако следует учитывать, что многие препятствия
не показаны на картах и по этой причине для измерения профиля
рельефа и выявления реальных препятствий в ОПРК имеются или
специальные РЛС профильного полета или введен специальный ре-
жим профильного полета в основной бортовой РЛС, как это уже от-
мечалось выше. В этом режиме информация о препятствиях на по-
верхности земли и о структуре рельефа поступает в виде зависимо-
сти измеренной высоты точек поверхности в заданном секторе про-
странства относительно некоторой опорной плоскости. Обычно в
качестве такой плоскости выступает плоскость горизонта самолета
(плоскость, параллельная поверхности земли), в которой расположе-
ны вектор скорости самолета. Высоты точек поверхности относи-
тельно горизонта самолета будем называть упрежденными высота-
ми в отличие от обычной, текущей высоты полета, измеряемой непо-
средственно под самолетом. На рис. 15.10 поясняется принцип изме-
рения упрежденных высот относительно поверхности земли. Сече-
ние поверхности земли вертикальной плоскостью, проходящей через
вектор путевой скорости самолета будем называть продольным про-
филем рельефа местности. Положение любой точки на поверхности
земли (упрежденную высоту) относительно горизонта самолета на-
ходим из треугольника ОВА:

Нуа=Вкз^та,	(15.9)

где Н - упрежденная высота для точки А на поверхности земли;

/)н - наклонная дальность до точки А по линии визирования (ЛВ)

этой точки; рлв а - угол наклона линии визирования точки А относи-

тельно горизонта самолета.

При полете на малых высотах угол Рлва обычно мал и тогда
приближенно можно записать:

Ну а = ДДВа •

(15.10)
Рис. 15.10

Отметим, что для построения радиолокационного изображения
рельефа местности в виде зависимости высоты относительно точек
на поверхности земли (определяемых расстоянием 2)н и азимуталь-

ным углом фаз) необходимо знать или измерять три координаты:
угол наклона линии визирования точек на поверхности земли, ази-
мутальное положение и наклонную дальность до точек поверхности
земли.

15.2. ТАКТИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ К РЛС УДАРНЫХ
И РАЗВЕДЫВАТЕЛЬНО-УДАРНЫХ КОМПЛЕКСОВ

1. Дальность и сектора наблюдения наземных объектов

Очевидно, что эффективное решение задач, рассмотренных
ранее, возможно только при условии, что технические возможности
и технические характеристики РЛС удовлетворяют заданным такти-
ческим требованиям. Основные тактические характеристики РЛС
ударных и разводы вале ль но-ударных комплексов это дальность на-
блюдения наземных и морских объектов, сектора обзора и сканиро-
вания, разрешающая способность и точность определения координат
целей и радиолокационных ориентиров.
Требуемая дальность наблюдения РЛС для различных режи-
мов работы РЛС зависит от многих факторов, которые связаны с
особенностями решаемых задач. В качестве примеров рассмотрим,
каким образом можно подойти к обоснованию требований к ОПРК в
отношении максимальной дальности в различных режимах работы.

Полет по маршруту (решение навигационных задач). Основ-
ная задача РЛС в этом режиме состоит в обеспечении ориентирова-
ния по радиолокационному изображению поверхности земли и кор-
ректировки навигационных систем по измеренным координатам ра-
диолокационных ориентиров. Известно, что для ориентировки
обычно используются характерные объекты и особенности поверх-
ности земли: реки, озера, острова, дороги, характерные структуры
населенных пунктов и т.п. Обычно в зоне наблюдения всегда можно
найти несколько таких объектов, как показали исследования, в ра-
диусе до 200 км от наблюдателя. Высокая детализация изображений
в этом случае не требуется. Для ориентировки и «привязки» к мест-
ности следует одновременно наблюдать по крайней мере от 3 до 5
характерных объектов. В среднем расстояния между такими объек-
тами составляет величину 40-60 км. Следовательно, при картографи-
ровании поверхности земли для ориентировки следует иметь радио-
локационные изображения таких объектов на местности в радиусе не
менее 150-200 км. Эта величина может служить основой для опреде-
ления требуемой дальности наблюдения и сектора обзора поверхно-
сти по азимуту. Действительно, если линейный размер зоны обзора
по дальности Од и азимуту , то угловой сектор обзора по азиму-
ту должен быть не менее

= 2агс1е^аз-/2\	(15.11)

^-д. тш

где Од - минимальная дальность наблюдения целей определяется
высотой полета Нс и углами наклона линии визирования, обеспечи-
вающими наилучшее наблюдение с самолета. Можно считать, что

Дмпт =(3-5)яс.	(15.12)
Например, при 7)дт1П=40км, а Д^^ООкм, высоте полета 10 км по-

лучаем, что Т «2агс1§——«130°. Сектор обзора должен
2x4x10

располагаться в любом направлении относительно оси самолета с
тем, чтобы выбрать участок поверхности, в пределах которого могло
бы находиться достаточное количество ориентиров (3-5).

При коррекции текущих координат самолета по радиолокаци-
онным ориентирам требуемая дальность должна быть такой, чтобы
также иметь возможность найти соответствующий РЛ ориентир,
опознать его и выполнить коррекцию. Очевидно и в этом режиме
первичной задачей является обнаружение ориентира и «привязка»
его к местности. Следовательно, и дальность действия РЛС и сектор
поиска должны быть такими же, как и при общей ориентировке при
полете по маршруту.

При определении требуемой дальности РЛС, конечно, следует
учитывать ограничения, обусловленные прямолинейностью распро-
странения радиоволн, что приводит к появлению такого понятия как
дальность прямой РЛ видимости 7)пв (или дальность РЛ горизонта)
(рис. 15.11). Очевидно, что требовать дальность обнаружения ориен-
тиров больше 1)пв нецелесообразно.

Найдем /Д[В, используя рис. 15.11:

А. = Ж.+В.УХ = ^2К,„Н,+Н; =^2К„,Н, ,(15.13)

где н - высота полета самолета, У? эк - эквивалентный радиус Зем-
ли с учетом рефракции радиоволн при распространении в атмосфере.
Радиус У?зэк отличается от геометрического У?3 = 6,37 х 10б м и ра-
вен У?зэк = 8,5х106 при стандартной атмосфере. Если подставить

эту величину У?зэк в формулу (15.13), а У)пви Нс выразить в кило-

метрах, то получим

(15.14)
Рис. 15.11

Поиск целей и прицеливание. Требуемая минимальная даль-
ность обнаружения целей в РЛС ударного комплекса зависит от
дальности применения бортового оружия (дальности бомбометания
или пуска ракет) и от протяженности участка траектории полета са-
молета, во время пролета по которому выполняются все необходи-
мые операции по обнаружению целей, их опознаванию и распозна-
ванию, а также выполняется требуемый маневр для выхода в точку
пуска (или бросания бомб) при прицеливании или при подготовке к
пуску ракет.

Наибольшую дальность применения имеют ракеты класса
«воздух-поверхность», предназначенные для атаки наземных или
морских целей без входа в зону объектовой ПВО противника. На-
пример, при атаке авианосной ударной группы (АУГ) (рис. 15.12)
крылатыми ракетами с радиолокационными головками самонаведе-
ния (РГС) следует выполнить следующие операции: обнаружить
цель, опознать и распознать ее, захватить на сопровождение и вы-
полнить маневрирование для выхода на боевой путь. Далее необхо-
димо иметь время для выполнения целеуказания ракетам, на захват
целей РГС ракет и на подготовку их к пуску.
АУГ

Ыц

ПРО

РЛС

/Ш

Граница
зоны ПВО АУГ

БП точка
пуска

Рис. 15.12

В результате требуемая дальность может быть определена по
формуле

Орл. =4+^'..	<1515>

1=1

где 1)р - максимальная дальность пуска ракет, Ис - скорость полета
самолета-носителя, /. - отдельные интервалы времени, отводимые
на выполнение описанных выше операций, М - число факторов или
операций, которые необходимо учитывать при оценке требуемой
максимальной дальности /)рлс.

При определении сектора поиска целей по азимуту на этапе
обнаружения целей следует исходить из таких же предпосылок, как
и в режиме навигации. После перехода в режим прицеливания и це-
леуказания РЛ наблюдение необходимо осуществлять в более узком
секторе по азимуту и в меньшем интервале дальностей, как правило,
с индикацией целей на экране типа «микроплан». Размеры сектора
обзора по азимуту и интервала дальностей определяются необ-
ходимостью наблюдать всю групповую или всю сложную цель. Это
требуется для того, чтобы выбрать атакуемую цель, распознать ее в
составе сложной или групповой цели, как, например, АУГ, и для по-
следующего точного определения координат этой цели. Если мак-
симальный размер групповой или сложной цели, например позиции
зенитно-ракетного комплекса, обозначить /ц, то сектор обзора по-
верхности земли по азимуту на начальных этапах прицеливания мо-
жет быть выбран, исходя из соотношения

Таз>2агс1/-А-|,	(15.16)

I 2/9мхв}

где /?захв - дальность до групповой цели при захвате на сопровожде-
ние и начале прицеливания. При устойчивом сопровождении цели в
режиме прицеливания сектор обзора может быть уменьшен до ми-
нимального размера, определяемого необходимостью сохранять об-
зор всей групповой цели или ее основной части.

Выполнение профильного полета на малых высотах. Основ-
ными тактическими характеристиками РЛС профильного полета яв-
ляются: дальность наблюдения препятствий и возможность измере-
ния профиля рельефа, сектора обзора по азимуту и наклону, а также
точность измерения упрежденных высот и всего профиля рельефа.
Тактические требования в этом случае во многом зависят от режима
полета самолетов на малых высотах (скорость, допустимая высота,
перегрузки), вида и типа самолета, характера местности.

Дальность наблюдения препятствий - одна из основных так-
тических характеристик. РЛС должна обеспечивать ОПРК необхо-
димой информацией о структуре рельефа местности в пределах
дальности, достаточной для решения задачи облета и обхода препят-
ствий по наиболее эффективным траекториям.

При облете препятствий наилучшей траекторией могла быть
кривая, повторяющая сечение рельефа местности вертикальной
плоскостью, проходящей через вектор путевой скорости самолета, на
заданной минимальной высоте относительно поверхности земли.
При обходе препятствий наилучшей траекторией является такая, при
которой самолет в процессе профильного полета не поднимается
выше заданной горизонтальной плоскости. При этом достигается
наибольшая скрытность от наблюдения радиолокационными средст-
вами ПВО противника. В зависимости от типа самолета, характера
рельефа, скорости и допустимой перегрузки траектория полета мо-
жет представлять собой огибающую вершин, без снижения самолета
в области понижения между вершинами.

Рассмотрим, от каких факторов зависит максимальная даль-
ность обнаружения препятствия, достаточная для облета с заданной
перегрузкой п тах . Так как препятствия могут затенять участки по-
верхности земли за вершиной, то наилучшая позиция самолета при
пролете вершины - это горизонтальное положение, когда выполня-
ется горизонтальный пролет чад вершиной с превышением ее на за-
данной высоте (рис. 15.13). В рассматриваемом варианте полет
можно разделить на три участка: (I) набор высоты с максимальной
перегрузкой п& тах, (II) полет с постоянным максимально допусти-
мым углом кабрирования ак и участок (III) выравнивания с допус-
тимой отрицательной перегрузкой п т1П. Определим величину тре-
буемой горизонтальной дальности 7Эпр до вершины. Эту величину
можно представить в виде суммы трех интервалов, соответствующих
трем участкам траектории полета


Рис. 15.13

Определим эти величины л . Из рис. 15.13 видно, что при ра-
диусе кабрирования К* и угле ак (это допустимый угол кабрирова-
ния) длина участка Д равна

Д =Д81пак.	(15.17)

За время набора высоты с максимальной перегрузкой (на первом
участке) высота самолета изменяется на величину

ЛНк| =	-7^созак = 7?к (1 - сокак).	(15.18)

Радиус кабрирования, как известно из аэродинамики, равен

V2
^=-1—"-------И’	(1519)

лпах + V

8 - ускорение силы тяжести, Ус - скорость полета самолета.
Аналогично рассмотрим третий участок. Длина участка Д
равна
В3 =Яв8Й1ак,	(15.20)

где /?в - радиус траектории выравнивания над вершиной, равной

За время выравнивания самолет набирает высоту ЛНВ, равную

ДЯВ =Яв(1-со8ак).	(15.22)

Для определения длины второго участка найдем перепад высот
ДЯк2, соответствующий набору высоты на втором участке полета (с
нулевой перегрузкой полет вдоль склона препятствия с допустимым
углом кабрирования ак). Для определения АНк2 составим равенст-
во (см. рис. 15.13), связывающее высоту препятствия 7/пр с прирос-
тами высот

#т+ЯППп< =#ппп1 +	+ ЛЯг2+ДЯв. (15.23)

пр	ДОП.З	ДОП. 1	К. 1	К2	В	х	'

Из этого (15.23) равенства получаем

= -^пр ~	~	'^доп .З — ^доп.1 •	(15.24)

Знание величины АНк2 позволяет найти протяженности второго
участка горизонтальной дальности •

= ДНк2с18ак.	(15.25)

Итак, минимально требуемое расстояние до вершины (гори-
зонтальная дальность) ТЭ равно

2)пр = Д +С2 +2)3 = У?к8шак +К* 8так + Д7/к2с1§ак. (15.26)

Однако требуемая минимальная дальность обнаружения пре-
пятствий несколько больше I) , так как требуется еще учесть время
на обнаружение , распознавание угрозы столкновения I и при-
799
нятия решения на маневрирование /р (при ручном и полуавтомати-
ческом управлении самолетом). Получаем для минимальной требуе-
мой дальности обнаружения препятствий /9ПП соотношение

м

/=1

(15.27)

где М - число учитываемых факторов при обнаружении, принятии
решения и т.п.;	- частные отрезки времени на выполнение указан-

ных выше операций.

Уместно сразу оценить потребный сектор обзора РЛС по углу
места Тум пп при выполнении облета препятствий

Ч',... =агс(8[(//прт„ + Д„)/В„], (15.28)

где 7/пр тах - максимально допустимая высота препятствий или пе-
репад высот в сильно пересеченной местности.

При выполнении обхода препятствий также можно опреде-
лить необходимую дальность РЛС при обнаружении препятствий.
Рассмотрим возможный вариант выполнения обхода препятствий,
который позволит обосновать основные требования к дальности об-
наружения и к сектору обзора (рис. 15.14). Основная задача при вы-
полнении обхода препятствий - это осуществление маневрирования
в виде двух участков криволинейного полета с постоянной перегруз-
кой (части виража) смещения самолета относительно первоначаль-
ной траектории на линейную величину /см

4м = — + А/б,
см	о

(15.29)

где / - линейный размер препятствия по азимуту в горизонтальной
плоскости, упрежденная высота которого относительно горизонта
самолета меньше безопасной высоты полета; А/б - интервал безо-
пасности, обеспечивающей пролет самолета между двумя зонами
препятствий. Летно-пилотажным ограничением при этом может
быть допустимый угол отклонения самолета по курсу Дфк от пер-

воначального курса при маневрировании. Из рис. 15.14 видно, что

Рис. 15.14

Сектор обзора при обходе препятствии выбирается так же, как
и при выполнении полета по маршруту, и обычно составляет вели-
чину от 30 до 60 .

51. Изд.№9768
2.Разрешающая способность и точность измерения координат

Требования к разрешающей способности радиолокационного
наблюдения зависят от структуры объекта наблюдения, ориентиров
и целей. По этой причине в различных режимах работы РЛС, вслед-
ствие отличающихся по своей структуре объектов наблюдения, тре-
бования к разрешению целей оказываются различными. При наблю-
дении того или иного ориентира или характерной особенности в
структуре поверхности земли всегда возникает вопрос: какова долж-
на быть детальность получаемого РЛ изображения? При решении
этого вопроса можно воспользоваться результатами и выводами тео-
рии распознавания образов. Установлено, что для отображения ха-
рактерных контуров и особенностей объектов поверхности земли
или ориентиров, позволяющих обнаружить тот или иной ориентир
или цель в целом, или дать более полное его описание для распозна-
вания или идентификации типа цели, целесообразно использовать
вероятностный подход. В зависимости от вероятности распознавания
объекта должны быть и различные соотношения линейных размеров
объекта и величины разрешения.

Коэффициентом распознавания Кг назовем отношением ли-
нейного размера цели по той или иной координате 1Х к линейному
значению разрешения по данной координате 5х (рис. 15.15,а)

Для обнаружения и распознавания линейных объектов: дороги, реки,
береговой черты и т.п. необходимо, чтобы линейный размер элемен-
та разрешения 57 был меньше размеров наименьших из характерных
изгибов и поворотов и примерно соответствовал бы ширине этого
линейного объекта 7Ш (рис. 15.15,6). В этом случае коэффициентом
распознавания назовем отношение тш наименьшего из радиусов
дуги, аппроксимирующей характерные изгибы линейного объекта, и
элемента разрешения 5/:
б)

Рис. 15.15
(15.33)

В табл. 15.1 приведены значения А?р, при которых обеспечива-
ется распознавание с заданной вероятностью.

Таблица 15.1

Вероятность распознавания целей

Качество распознава- ния	Обнаруже- ние (без распознава- ния)		Обнаружение с грубым опо- знаванием вида цели		Распозна- вание цели (тип цели)	Иденти- фикация цели	Детальное описание цели
Отношение размера цели или	(1)	(2)	(3)	(4)	(5)	(6)	(7) '
типового	1,5-	3-	4,5-	6-	9-	12-	18-
элемента цели к ве- личине разрешения;	-2	-4	6	-8	-12	-16	-24
Вероятность распознава- ния	0,02	0,10	0,30	0,50	0,80	0,95	«1,0

Рассмотрим ряд характерных ориентиров и объектов, пред-
ставляющих интерес при самолетовождении и радиолокационной
коррекции бортовых навигационных систем, а также при выполне-
нии разведки и поиска целей.

Населенные пункты можно обнаружить с указанием типа на-
селенного пункта или городской застройки, если линейное разреше-
ние на поверхности не хуже 60 м (соответствует графе 3 табл. 15.1.).
Однако точно расшифровать структуру населенного пункта можно
только при повышении разрешения до 20 м. Детальное описание об-
наруженного населенного пункта возможно при разрешении порядка
3-5 м.
Железнодорожные узлы и строения (депо и т.п.) можно обна-
ружить (с указанием, что действительно наблюдается железнодо-
рожная станция) при разрешении порядка 30 м. Распознать назначе-
ние и вид железнодорожного узла можно при разрешении 10-15м,
Указать, какая именно железнодорожная станция обнаружена (иден-
тифицировать объект)? можно при разрешении 5-6 м, а детальное
описание железнодорожного узла и соответствующих строений воз-
можно при разрешении не хуже 1,5-2 м.

Шоссейные дороги, железные дороги обнаруживаются при
разрешении порядка 9-Юм, а распознавание типа дороги возможно
при разрешении 5-6 м, а детальное описание при разрешении 1-2 м.

Береговая черта, пляжи обнаруживаются при разрешении
30м, распознавание района расположение пляжей и характерных
структур берега возможно при разрешении порядка 3-5 м. Детальное
описание берега и пляжей можно при разрешении 1-2 м.

При поиске целей в процессе выполнения разведки и при при-
целивании часто необходимо распознавать характерные типы цели
или отдельные элементы целей. Требуемое разрешение при этом
можно определить, используя табл. 15.2.

Таблица 15.2

Требования по разрешению типовых целей

к пп.	Тип цели	Обнаруже- ние, м	Распоз- навание цели, м	Идентифи- кация типа цели, м	Детальное описание, м
1.	Мосты	6	4,5	1,5	0,9
2.	Наземные РЛС	3	0,9	о,з	0,15
3.	Радиостанции, узлы связи	3	1,5	0,3	0,15
4.	Склады материаль- ных ресурсов	1.5	0,6	0,3	0,25
5.	Скопление войск и боевой техники	6	2,1	1,2	0,3
6.	Взлетно- посадочные полосы	40	9,0	4,5	1,5
Продолжение таблицы 15.2

7.	Аэродромные строения и склады ГСМ	6	4,5	3	0,3
8.	Самолеты на стоян- ках	4.5	1,5	0,9	0,15
9.	Командные пункты	3	1,5	0,9	0,15
10.	Баллистические ракеты «Земля- земля» и позиции ЗРК	3	1,5	0,6	0,3
11.	Артиллерийские системы, ракетные системы	0.9	0,6	0,15	0,05
12.	Наземный транс- порт	1.15	0,6	0,3	0,06
13.	Морские суда (сред- него типа)	7.5	4,5	0,6	0,3
14.	Подводные лодки (на поверхности)	30	6	1,5	0,9
15.	Компоненты ядер- ного оружия	2.4	1,5	0,3	0,03

Используя данные таблиц 15.1 и 15.2, можно обосновать тре-
бования к разрешающей способности ОПРК при решении навигаци-
онных задач и задач поиска и поражения наземных целей. В частно-
сти, разрешение по дальности непосредственно можно получить из
формулы (15.32)

(15.34)

где /д - протяженность объекта наблюдения по дальности или суще-
ственного элемента объекта или цели; Кр - коэффициент разреше-
ния, который можно выбирать из табл. 15.1. При определении 51)
можно и непосредственно использовать данные из табл. 15.2.

Требования к разрешающей способности по азимуту можно
определить или как линейное разрешение по азимуту 5/а1 по табл.
15.2,	или можно оценить по формуле, аналогичной формуле( 15.32)

(15.35)

где /аз - линейная протяженность объекта по азимуту.

При определении углового разрешения по азимуту следует
учитывать расстояние до цели 2) :

&Раз

аз

(15.36)

ц Р

Значительно сложнее обосновать требования к точности определе-
ния координат целей или радиолокационных ориентиров, так как
точность существенно зависит от применяемого оружия и от алго-
ритмов прицеливания или наведения бортовых ударных средств.

В режиме навигации, например, точность определения коор-
динат РО зависит от того, как погрешность измерения координат
влияет на точность движения по маршруту и выхода к намеченному
пункту. Для решения этой задачи потребовалось бы решить систему
дифференциальных уравнений движения самолета и управления им.
Исходя из материала гл.4, можно отметить, что если обеспечена тре-
буемая разрешающая способность при наблюдении целей, то можно
получить точность (среднеквадратическое значение), равную при-
мерно одной десятой от размера элемента разрешения = 0,157) и
°аз = ОДЗ<Раз •

Аналогично можно подойти и к проблеме оценки требуемой
точности при прицеливании. Важным параметром при этом в случае
применения неуправляемого оружия является радиус поражения це-
ли соответствующим боезарядом.

Оценим, кратко, требуемые разрешающие способности РЛС и
точность измерения парамезров рельефа местности при профильном
полете. На рис. 15.16 приведен некоторый продольный профиль
рельефа в качестве примера. Первый вопрос, на который необходимо
дать ответ, какая должна быть детализация измерения профиля при
помощи радиолокационной станции? Очевидно, чем меньше элемент
разрешения 57) по дальности, тем выше точность отображения
807
рельефа. Однако излишне высокое разрешение может привести к
завышенным требованиям к РЛС и к выбору вида применяемых сиг-
налов. Кроме того, следует учесть, что знание мелких деталей про-
филя не может быть полезным при выполнении облета препятствий.

При обосновании требований к величине разрешения 6/9 сле-
дует принять заданной величиной допустимую погрешность в изме-
рении упрежденных высот Н, которая определяется условиями пи-
лотирования на малых высотах. Самолет в процессе полета испыты-
вает определенные колебания по высоте. Среднеквадратическое от-
клонение положения самолета от заданной высоты обозначим
°дн доп • Очевидно, что высота полета должна быть больше суммы
максимальных погрешностей измерения высоты в РЛС и максималь-
ной погрешности пилотирования по высоте

> 3°Дндот "1~3^Дн.рлс ’

(15.37)

Для того, чтобы влияние погрешностей измерения высоты оДнрлс
было минимальным, можно выбрать

^△нрлс ~ ^Дн.ДОП /^-0.

(15.38)

Таким образом, требуемая погрешность измерения высоты оДнрлс
считается заданной условиями полета и летно-тактическими харак-
теристиками самолета.

Определим допустимое разрешение по дальности 5/), которое
позволит получить заданную точность измерений высоты. Из рис.
15.16 видно, что из-за изменений высоты рельефа в пределах эле-
мента разрешения измеряемая высота может находиться в пределах
от На до Нъ. Изменение высоты &Н = На - Нъ при известном

значении уклона рельефа аукл связано с размером элемента разре-

шения

АН = 51) 8Ш а .

V

(15.39)

Если допустить, чтобы в АН укладывалась максимальная
ошибка измерения высоты (6оДнрлс), то получим соотношение, по-
зволяющее найти размер элемента разрешения по дальности:

^^△нрлс

тах

(15.40)

Рис. 15.17

Аналогичным образом определим требования к измерению
поперечного профиля рельефа (по азимуту). На рис. 15.17 видно, что
точное отображение поперечного профиля также связано с шириной
элемента разрешения по азимуту 5/аз. Формулу получим аналогично
(15.40)
б^днрлс
^1п(^укл тах

(15.41)

Для углового азимутального разрешения 5сраз получим

Обычно такое разрешение 5фаз требует применения антенны с
узкой диаграммой направленности такой, чтобы выполнялось усло-
вие 6Л « 5(раз.

15.3.	ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ И ОСОБЕННОСТИ
ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ БОРТОВЫХ РЛС УДАРНЫХ

И РАЗВЕДЫВАТЕЛЬНО-УДАРНЫХ КОМПЛЕКСОВ

1.	Общие сведения

Для обеспечения решения рассмотренных выше тактических
задач разработаны ОПРК, в составе которых, как отмечалось ранее,
входят радиолокационные станции переднего обзора (РПО) поверх-
ности земли, РЛС профильного полета (Р1111), доплеровские навига-
ционные РЛС измерения путевой скорости; оптические обзорно-
визирные системы (телевизионные, инфракрасные, лазерные обзор-
ные системы).

Самолетные РПО поверхности земли нашли широкое приме-
нение для решения задач самолетовождения и прицеливания. При
полетах в сложных метеорологических условиях и ночью невозмож-
но вести визуальное наблюдение поверхности земли и различных
ориентиров и целей. Кроме того, при полетах на больших высотах и
при высокой скорости затруднено наблюдение наземных ориентиров
даже при хорошей видимости. В этих условиях реальная дальность
радиолокационного наблюдения объектов на поверхности земли мо-
жет значительно превышать возможную дальность визуального, ла-
зерного и ИК наблюдения.
Основной задачей РПО поверхности земли является получе-
ние радиолокационного изображения (РЛИ) поверхности, выполне-
ние картографирования поверхности земли. РЛИ в определенной
степени подобно топографическим картам местности или изображе-
нию поверхности земли при выполнении аэрофотографирования с
самолета непосредственно вниз. РЛИ с различной степенью детали-
зации (разрешения элементов и объектов) позволяет решать все за-
дачи по обнаружению целей и ориентиров, опознавание их и выпол-
нять прицеливание.

РЛС обзора поверхности входят не только в состав ОПРК
ударных комплексов, но и в состав ряда других авиационных ком-
плексов. В частности, входят в состав разведывательных и разведы-
вательно-ударных комплексов, а также авиационных комплексов РЛ
наблюдения за районом боевых действий.

Возможность получения РЛИ поверхности земли основана на
том, что различные участки поверхности отражают электромагнит-
ные волны с неодинаковой интенсивностью. РЛИ в полярной или в
прямоугольной системе координат характеризует распределение
мощности (интенсивности) отраженных сигналов от отдельных уча-
стков - элементов разрешения на поверхности земли. Для получения
РЛИ необходимо применять такие сигналы и антенные системы, ко-
торые позволили бы сформировать элементы разрешения на поверх-
ности земли с необходимыми размерами по наклонной дальности и в
поперечном направлении.

Наиболее просто получить РЛИ можно путем облучения по-
верхности земли узким по азимуту (в горизонтальной плоскости)
лучом ДН антенны, по которому «пробегает» излученный импульс,
имеющий малую длительность, от РЛС до дальних точек поверхно-
сти земли.

При повороте ДН по азимуту7 облучаемая полоска земли сме-
щается и в результате формируется координатная сетка с элементами
разрешения, равными по азимуту ширине луча 0^, а по дальности -
разрешению по дальности 51) (рис. 15.18). Такой способ построения
РЛИ называется радиально-секторным обзором поверхности земли.
Если сектор увеличивается до кругового, то обзор называется ради-
ально-круговым. Эти виды обзора поверхности широко применялись
в ранних типах РЛС обзора поверхности. Применяются они и в со-
временных ОПРК для общего обзора поверхности (более детально
см.гл. 16).

Известно, что отражения электромагнитных волн от поверхно-
сти земли может быть зеркальным и рассеянным (диффузным). Зер-
кальное отражение обычно наблюдается в тех случаях, когда неров-
ности поверхности значительно меньше длины волны («зеркальная»
поверхность). Такой тип отражений характерен для водных поверх-
ностей, ровных участков суши, например, взлетно-посадочных полос
(В1111) аэродромов и т.п.

Рассеянное или диффузное отражение наблюдается, когда по-
верхность «шероховатая», т.е. когда размеры неровностей соизмери-
мы с длиной волны. К таким поверхностям относятся участки суши:
пашни, лесные массивы, кустарники и т.п. Водная поверхность так-
812
же становится шероховатой, если действуют ветровые волны, рябь
на поверхности и т.п.

Обычно РПО с радиально-секторным обзором относятся к им-
пульсным РЛС некогерентного типа. Такие РПО имеют ряд недос-
татков с точки зрения получения качественного РЛ изображения ме-
стности. Главный недостаток - это плохая разрешающая способ-
ность РЛС по угловым координатам (в азимутальной плоскости). По
этой причине для удовлетворения тактическим требованиям, предъ-
являемым к РЛС ударных, разведывательных и ударно-
разведывательных комплексов, разработаны другие методы форми-
рования РЛИ поверхности с высоким разрешением (см. последую-
щие главы 17 и 18). В основе большинства таких методов лежат ко-
герентные и когерентно-импульсные принципы работы РЛС, позво-
ляющие формировать РЛ изображения, элементы разрешения кото-
рых формируются за счет разрешения по доплеровским частотам (по
поперечной дальности). По наклонной дальности элементы разреше-
ния образуются за счет выбора разрешения по времени. По азимуту
(по поперечной дальности) разрешение практически не зависит от
ширины ДН применяемых антенн.

2.	Оптимальные методы обзора поверхности земли
и применяемые сигналы

Поражение малоразмерных целей в сложных метеоусловиях,
днем и ночью, тактическая и оперативная воздушная разведка тре-
буют существенного повышения разрешающей способности РЛС
при формировании РЛ изображений поверхности земли и различных
объектов на ее поверхности. Повышение разрешения позволяет так-
же решать задачи распознавания и идентификации целей и увеличи-
вает вероятность обнаружения целей на фоне окружающей местно-
сти.

Совершенствование и развитие РЛ систем обзора поверхности
требуют знания предельных возможностей радиолокационного на-
блюдения в этих условиях и знания оптимальных методов формиро-
вания РЛИ и обзора поверхности, выявления требований к виду при-
меняемых сигналов и к характеристикам РЛ системы.
Требования к типу применяемых сигналов. Рассмотрим, каким
условиям должны удовлетворять радиолокационные сигналы и сис-
тема их обработки при наблюдении поверхности земли и формиро-
вании радиолокационного изображения. Примем, что сигнал л(/),
облучающий поверхность, имеет комплексную амплитуду 5(/), ко-
торая включает в себя различные виды модуляции

(15.42)

Проанализируем операции, которые следует выполнить над
принимаемым сигналом для наилучшего отображения функции, ха-
рактеризующей отражающие свойства наблюдаемой поверхности, то
есть функцию отражения р(/),ф). Полярные координаты 1);ф от-
носятся к некоторой точке на поверхности земли. Влияние диаграм-
мы направленности антенны учтем функцией /^(ф). Сигнал, отра-
женный от поверхности земли и принимаемый в РЛС, запишем в ви-
де интеграла свертки (см. также гл. 12)

г г /	\ /	\ (	27)’ 1

•УорМ(Лф)= ] ]р(/Л ф'Мф ~ ф')5 *—(№<!<$' (15.43)

-оо	\ С у

Принимаемый сигнал представляет собой, таким образом, наложение
большого числа отражений от распределенной цели, имеющей
функцию отражения р(7), ф). Необходимо найти такой алгоритм об-
работки сигнала 5прм (/, ф), который позволил бы получить на выходе
сигнал, соответствующий функции отражения р(/), ф). В качестве
такого алгоритма может быть алгоритм обработки в согласованном
фильтре, настроенном на сигнал отражения от точечной цели. На
выходе согласованного фильтра получаем

со

Лых(*с,фс)= //Упрм(ЛФ>*О-/с)/?*(ф-Фс^Ф- (15.44)
—ОО

Подставим в формулу (15.44) выражение (15.43)
Лых & > Фс ) = П П р(Я', ф'Хф - Ф')/* - ~

—оо	V	У

X

(15.45)

Х5 * (/ - /с) Г* (ф - фс )еЙ)' <7ф' бйб/ф.

Изменим порядок интегрирования так, чтобы в первую очередь взять
интегралы по I и азимутальному углу ф. В результате интегрирова-
ния по ( и ф получаем выражение, которое соответствует обоб-
щенной функции неопределенности пространственного сигнала:

со

Т5>к(Я,ф',Гс,фс)= Лр(П',фХк(^',Ф'.4,Фс)^^Ф'- (15.46)

—00

Подставим (15.46) в формулу (15.45) и получаем

оо

ЛыхС'оФс^ ||р(д,>ф,)'р5.к(/)'»ф'^с»фс)й®'^ф'- (15.47)

—оо

Из формулы (15.47) следует, что обобщенная функция неопределен-
ности Р выполняет роль весовой функции для функции отраже-
ния от поверхности земли р(Р’,ф’). Выходной сигнал .УВЫХ(7С,ФС)
представляет собой усредненное взвешенное значение р(/)’,ф’) в
области, определяемой функцией неопределенности	Если

функция неопределенности по своей форме приближается к узкому
пику, то выходной сигнал согласованного фильтра соответствует с
достаточной степенью близости функции отражения р(О’,ф’). В ча-
стном случае, когда функция неопределенности близка к дельта-
функции:

*Мг>,,ф'Л,фс)=5(д -Р',Фс -ф'),

(15.48)

где Д = е/с / 2, получаем, что выходной сигнал согласованного
фильтра точно отображает функцию отражения р(/)', ф'):
00

ЛыхОс,Фс)= Пр(^'><р№с -2Э’;Фс -ф’>Ю'с7ф'=р(Д,фс).
—00

(15.49)
Таким образом, приходим к важному выводу, что для точного ото-
бражения структуры поверхности земли и получения РЛИ необхо-
димо применять такие радиолокационные сигналы, которые имеют
возможно более высокую разрешающую способность по дальности,
а устройство измерения угловых координат должно иметь высокое
разрешение по азимуту, то есть узкую функцию неопределенности
по угловым координатам. Действительно, выражение (15.46) пока-
зывает, что обобщенная функция неопределенности Т5р может

быть представлена в виде произведения функций неопределенности
сигнала и функции неопределенности пеленгационного устрой-

ства (антенной системы) (см.гл.6):

00

X |	- ф')/’ * (ф - фс )б/ф

—00

и получаем

Т^(Р',ф',/с,фс)=Т5(П',Рс>Дф',ф’)	(15.51)

где функция неопределенности излучаемого сигнала представлена в
виде сечения по оси задержки Р и равна

(15.52)

а функция неопределенности пеленгационного устройства ФН по
угловым координатам равна

—00

(15.53)
Развитие всех современных систем обзора поверхности земли осу-
ществляется в направлении обеспечения более высокой разрешаю-
щей способности по дальности и по угловым координатам (по ази-
муту). Способы обеспечения высокого разрешения по дальности из-
вестны (см.гл.7). Основное внимание в дальнейшем в гл. 18 и 19 уде-
ляется рассмотрению способов получения высокого разрешения по
угловым координатам.

Увеличение разрешающей способности при картографирова-
нии поверхности и при наблюдении наемных и надводных целей
повышает эффективность РЛС и с точки зрения обнаружения мало-
размерных целей на фоне мешающих отражений от окружающих
местных предметов и поверхности земли. Рассмотрим этот вопрос
более детально.

З.Особенности обнаружения малоразмерных
наземных целей на фоне окружающей местности

Как уже отмечалось, обнаружению малоразмерных «точеч-
ных» целей затруднено мешающими отражениями от местных пред-
метов, гидрометеорологических образований и поверхности земли.
Распределенные цели в этом случае не являются объектом наблюде-
ния и рассматриваются как помехи. Это обстоятельство позволяет
применить методы обработки сигналов, улучшающие обнаружение и
разрешение малоразмерных целей: позиций ракет, кораблей, самоле-
тов на аэродромах и т.п. При наблюдении множественных целей не-
обходимо обеспечить обнаружение всех объекгов и оценить их ЭПО
с необходимой точностью, если, конечно, все такие цели представ-
ляют интерес для радиолокационного наблюдения. При наличии
мешающих отражений основной задачей при обнаружении отдель-
ных точечных целей является выделение этих целей на фоне ме-
шающих отражений (МО). Так как нет необходимости иметь точное
отображение структуры распределения ЭПО мешающих отражений,
то их действие можно рассматривать как шумоподобные помехи и
задача обработки сигналов сводится к обнаружению целей на фоне
шумов. Рассмотрим простейший случай, когда мешающие отражате-
ли распределены только по дальности, разрешение целей возможно
по времени запаздывания. С позиции теории согласованной фильт-
рации сигнал следует выбрать таким образом, чтобы минимизиро-
вать мешающее воздействие от помеховых отражателей. Во-первых,
следует выбрать ширину спектра так, чтобы элемент разрешения был
достаточно малым, чтобы полная ЭПО мешающих отражателей в
элементе разрешения была меньше ЭПО цели в заданном отноше-
нии. Таким образом, помехи внутри элемента разрешения будут ока-
зывать малое влияние. Во-вторых, следует выбрать форму спектра
сигнала так, чтобы устранить боковые лепестки функции неопреде-
ленности по дальности. Этим обеспечивается уменьшение помех,
попадающих из других элементов разрешения в заданный. Умень-
шение размера элемента разрешения возможно только до определен-
ных пределов, так как сама наблюдаемая цель имеет конечные раз-
меры по дальности. Подавление боковых лепестков также ограниче-
но различными нестабильностями и возможными нелинейностями в
устройствах формирования сигналов. Конечно, должна быть умень-
шена область облучения мешающих объектов путем сужения диа-
граммы направленности антенны.

Другой подход к проблеме подавления мешающих отраже-
ний основан на рассмотрении их как независимых шумовых воздей-
ствий. При заданном виде сигнала можно оптимизировать устройст-
во обработки (фильтровую систему приемника), добиваясь, напри-
мер, максимального отношения сигнал-шум. Если отражатели неза-
висимы, имеют примерно одинаковые ЭПО и их количество боль-
шое, то мешающие отражения имеют гауссовские статистические
характеристики. Соответствующий случайный процесс можно рас-
сматривать как стационарный, так как отражатели равномерно рас-
пределены по дальности в пределах определенного участка.

Оптимальный фильтр подавления мешающих отражений.
Рассмотрим кратко результаты оптимизации системы обработки для
подавления мешающих отражений. Мешающие отражения (МО) от-
личаются от внутренних шумов зависимостью спектральной плотно-
сти от частоты. Следовательно, их можно рассматривать как корре-
лированные шумы. Как известно, фильтр, максимизирующий отно-
шение сигнал-шум при гауссовских коррелированных шумах, имеет
передаточную характеристику вида
(15.54)

где о (у ) - частотный спектр комплексной амплитуды сигнала РЛС,
а ?/(/) - сумма спектральных плотностей внутренних шумов и ме-
шающих отражений. В рассматриваемом случае спектральная плот-
ность мешающих отражений IVмс пропорциональна спектру мощно-

сти излученного сигнала



(15.55)

В результате передаточная характеристика оптимального фильтра
имеет вид

(15.56)

где Мо - спектральная плотность внутренних шумов.

При отсутствии МО коэффициент и 77опт(/) является
передаточной функцией согласованного фильтра. В другом предель-
ном случае, когда внутренними шумами можно пренебречь по срав-
нению с мешающими отражениями, получаем

1

н°М=

(15.57)

Фильтр с передаточной характеристикой (15.57) называется
фильтром режекции мешающих отражений, который исследовался
Урковицем. При к=1 такой фильтр соответствует инверсному фильт-
ру, который обеспечивает наилучшее разрешение целей при отсутст-
вии действия внутренних шумов (см.гл.6). Инверсный фильтр позво-
ляет получить на выходе сигналы, приближающиеся по форме к ко-
ротким импульсам (дельта-функциям).
Выбор сигналов при обнаружении малоразмерных («точеч-
ных») целей. Рассмотрим эффективность подавления МО в зависимо-
сти от выбора излучаемого сигнала. Полагаем, что мешающие отра-
жения распределены как по задержке (по дальности), так и по часто-
те Доплера, причем в больших пределах, чем ширина спектра и дли-
тельность сигнала Тс (рис. 15.19). В этом случае обнаружение цели
на фоне мешающих отражений затруднено рядом факторов. Сигнал
цели должен быть значительно интенсивнее, чем мешающие отраже-
ния, обусловленные отражателями, расположенными в том же эле-
менте разрешения, что и цель. Следовательно, размеры элемента
разрешения должны быть достаточно малы, так чтобы влияние МО
было незначительным. Это очевидное требование. Кроме того, вза-
имные мешающие отражения (взаимные помехи), обусловленные
отражателями, расположенными в других элементах разрешения, не
должны иметь большую мощность, препятствующую наблюдению
заданной цели. Если не учитывать помеховые сигналы от отражате-
лей, которые расположены в пределах элемента разрешения, где на-
ходится цель, то обнаружить цель можно только в том случае, когда
ЭПО цели оц в Ко раз больше значения ЭПО мешающих отражений,
приходящихся на один элемент разрешения амо, и умноженного на
^с > гДе ^с ~ качество сигнала, равное



а Ко - отношение мощности сигнала цели и МО, необходимое для
обнаружения. Имеем:

Это положение доказано ниже. Увеличение 0с не улучшает
условия обнаружения цели, хотя размеры элемента разрешения при
этом и уменьшаются. Это обусловлено тем, что уменьшение элемен-
та разрешения не изменяет уровень взаимных мешающих помех, ес-
ли пространство МО значительно больше единичного элемента раз-
решения, равного 5т5у — 1, где 5т - интервал разрешения по вели-
чине задержки, а - разрешение по доплеровским частотам.
Уменьшение размеров элемента разрешения (5т, бу) уменьшает
только ту часть ЭПО мешающих отражателей, которые находятся в
пределах элемента разрешения, где находится и данная цель.

Для доказательства высказанного выше положения рассмот-
рим вначале случаи, когда мешающие объекты занимают область
(рис. 15.20,а) на плоскости (т, V) меньше, чем размеры пьедестала
«кнопкообразной» функции неопределенности (рис. 15.20,6), кото-
рую выбираем в качестве наиболее приемлемой для разрешения це-
лей, так как она имеет узкий центральный лепесток. Можно ожидать,
что такой узкий центральный лепесток обеспечит разрешение близ-
корасположенных целей. При большом значении 0с - ТА/с объем

центрального пика в процентном отношении сравнительно мал. Ос-
(\|2

т, VI сосредоточена в пьеде-

стале. Высота пьедестала равна 1/ Тс\/с.
Рис. 15.20
Допустим, что область мешающих отражений имеет дис-
кретных одинаковых отражателей с общей ЭПО омо = оо7У, где оо
- ЭПО одного отражателя. Для определения уровня взаимных помех
в пределах элемента разрешения цели каждому отражателю приве-
дем в соответствие функцию неопределенности (с высотой пика,
равной единице, и высотой пьедестала \1ТС^С),

Функцию неопределенности умножаем на ЭПО отдельного от-
ражателя и затем суммируем мощности всех сигналов МО В резуль-
тате наложения боковых лепестков функции неопределенности (в
виде области пьедестала) получаем результирующую высоту йр п пье-
дестала МО (это мощность МО):

МО

(15.58)

Если ЭПО цели обозначить ац, то отношение сигнал-мешающие
отражения по мощности равно

Л = °ц =	Л44 =	0

Рыо Оо # Омо

(15.59)

Для обнаружения цели на фоне МО необходимо иметь определен-
ную величину отношения:

<15.60)

которую можно выбрать по характеристикам обнаружения (см.гл.З).

Перейдем к рассмотрению случая, когда область МО значи-
тельно больше зоны пьедестала одиночной цели (см. рис. 15.19). До-
пустим, что ЭПО одного элемента разрешения соответствует одному
отражателю. В этом случае очевидно, что общее количество таких
эквивалентных отражателей, которые создают взаимные помехи,
равно

УЛ/

Му (1/Д/Д1/У.)


Подставим это значение в формулу (15.59) в качестве величины
числа отражателей № Получаем

(15.61)

Формула (15.61) (с учетом 15.60) показывает, что обнаружение цели,
имеющей ЭПО оц, возможно, если эта величина в Тск/сКо раз боль-
ше величины оо - ЭПО одиночного эквивалентного отражателя. Вве-
дем удельное значение ЭПО для области мешающих отражений оу,
которую определим как величину ЭПО на единичный элемент на
поверхности «задержка-частота» (т, V). Тогда

= оу5т5у =

о

(15.62)

Подставив (15.62) в формулу (15.61), получаем

Тогда при обнаружении

(15.63)

Таким образом, обнаружение цели возможно, если ЭПО цели больше
поверхностной плотности ЭПО (удельной ЭПО, определенной вы-
ше) в заданное число Ко раз, зависящее от заданной вероятности
правильного обнаружения и ложной тревоги. Отметим, что указан-
ное условие обнаружения цели не зависит от размеров элемента раз-
решения и, как следствие, не зависит от формы сигнала.

В тех случаях, когда пространство МО (на плоскости т,у)
имеет ограничение, например, ширина области по оси доплеровских
частот меньше ширины спектра сигнала (рис. 15.21) или протяжен-
ность цели по оси т меньше длительности сигнала, уменьшение эле-
мента разрешения является эффективным способом увеличения от-
ношения сигнал-мешающие отражения. Во-первых, при этом умень-
шается ЭПО мешающих отражателей, находящихся в элементе
разрешения. Во-вторых, уровень взаимных мешающих отражений
обратно пропорционален размеру элемента разрешения, так как уро-
вень боковых лепестков («высота» пьедестала функции неопреде-
ленности) соответствует величине 1 / Тск('с. Эквивалентное полное
количество отражателей И3 в пределах области мешающих отраже-
а

ний равно

Дт Да/	/	\

.= Дт Ду (тсд/Д

ОТОУ

(15.64)

где Дтмэ и Думо - размеры области мешающих отражений (см. рис.
15.19). Подставим (15.62) и (15.64) в формулу (15.59), получим

Тс\/с

С _ Ч	С V

РМ0 °у АЧсАмо

(15.65)

В широко распространенном случае, когда Ду мо < Д/с, а

Дтмо » Тс (рис. 15.21), в формуле (15.65) следует приравнять

Тс - Дтмо и тогда получаем

р, = ы

Р а Ду

МО	у * МО

(15.66)

или

Рс _ сц 1
рыо Су Аумо5т’

(15.67)

Формула (15.67) показывает, что обнаружение цели на фоне МО при
росте разрешающей способности РЛС по дальности становится бо-
лее эффективным, если область МО на плоскости (т, у) по оси V ог-
раничена.
Анализ отношений Рс и Рмо выполнен с упрощением, так как
использовалось представление функции неопределенности в виде
«кнопочной» функции (см. рис. 15.20,6). В общем случае следует
использовать общую формулу (15.47).Отношение мощности сигнала,
отраженного от цели, к средней мощности мешающих отражений на
выходе согласованного фильтра находится по формуле (см. гл. 12)

ОО

= °ц /	(т - тс; V - ус Г

—ОО

(15.68)

где - нормированная функция неопределенности сигнала,
р(т, у) - распределение удельной ЭПО мешающих отражений
(функция отражения) на плоскости (т,у). При этом использована
запись для мощности полезного сигнала, отраженного от цели, на
выходе согласованного фильтра в виде

с



(15.69)

где кэ - коэффициент пропорциональности. Формула (15.68) позво-
ляет оценивать различные случаи наблюдения цели на фоне мешаю-
щих отражений. Исследования показали, однако, что приведенные
выше соотношения и выводы, относящиеся к кнопочной ФН спра-
ведливы и для других видов функции неопределенности.

826
15.4.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Бомбардировщик выполняет бомбометание с горизонталь-
ного полета на высоте 10000 м. Воздушная скорость самолета 1100
км/час. Баллистические параметры бомб: характеристическое время
падения 55 с, отставание 3 км. Определить дальность бросания бом-
бы при наличии ветра со скоростью 22 м/с. Вектор скорости ветра
составляет угол 42° к вектору воздушной скорости самолета.

2.	По условиям задачи 1 определить, на какой угол смещается
линия визирования цели к моменту бросания бомбы относительно
начального значения, когда самолет выходит на линию боевого пути
на удалении 60 км от цели.

3.	Определить требуемую дальность обнаружения авианосного
ударного соединения для РЛС стратегического бомбардировщика
при применении крылатой ракеты «воздух-поверхность» с дально-
стью пуска 170 км. Высота полета самолета 11000 м, скорость (путе-
вая) 1350 км/ч. В момент обнаружения линия визирования цели от-
клонена на 46° относительно вектора путевой скорости самолета.

4.	Определить требуемую дальность обнаружения наземного
препятствия (возвышенность) в РЛС профильного полета фронтово-
го бомбардировщика при выполнении им полета на малой высоте
45м с облетом препятствий со скоростью 860км/ч. Допустимый угол
набора высоты (угол кабрирования) 16° . Перепад высоты препятст-
вия относительно ровного участка поверхности равен 1500м.

5.	Определить размер сектора обзора поверхности по азимуту
в РЛС профильного полета фронтового бомбардировщика при вы-
полнении им полета на малой высоте с обходом препятствий, кото-
рые имеют протяженность в азимутальной плоскости 6 км с разры-
вами 3-4 км между ними (по азимуту). Коридор пролета между пре-
пятствиями должен быть не менее 120 м. Скорость полета самолета
830км/ч. При маневрировании в горизонтальной плоскости при вы-
полнении правильного виража допустимо изменение курса не более
чем на 22° .

6.	В самолетной РЛС обзора поверхности моря применяются
сигналы в виде импульсов длительностью 4 мкс с линейной частот-
ной модуляцией несущей (ЛЧМ-импульсы) в пределах 30 МГц. Оп-
ределить тип цели (ее ЭПО), которую можно обнаружить на фоне
морской поверхности при волнении 4 балла с вероятностью 85%:
при допустимой вероятности ложной тревоги 10 2. ДН антенны име-
ет ширину по азимуту 2,5°. Частота несущей 12 ГГц. Скорость и вы-
сота полета соответственно равны 920 км/ч и 9800 м.
Глава 16

НЕКОГЕРЕНТНЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ ОБЗОРА ПОВЕРХНОСТИ ЗЕМЛИ

16.1.	ТИПЫ НЕКОГЕРЕНТНЫХ РЛС ОБЗОРА
ПОВЕРХНОСТИ ЗЕМЛИ

В настоящее время разработано три основных типа РЛС обзо-
ра земной поверхности: РЛС переднего обзора, РЛС бокового обзора
с вдольфюзеляжной антенной и РЛС с синтезированием апертуры.
Первые два типа относятся к импульсным некогерентным РЛС. По-
следний тип РЛС (РСА) рассмотрен в последующих главах.

1.	РЛС переднего обзора (РПО)

РЛС этого типа осуществляют обзор земной поверхности пу-
тем сканирования антенны в горизонтальной плоскости (рис. 16.1).
При этом на индикаторе можно наблюдать изображение местности в
зоне обзора, имеющей вид сектора с максимальным радиусом, рав-
ным дальности действия РЛС (на рис. 16.1,а цифры показывают по-
следовательные положения луча ДН).

Антенна формируетДН с узким лучом в горизонтальной (ази-
мутальной) плоскости и достаточно широким - в вертикальной. В
остановленном состоянии антенна с такой диаграммой направлен-
ности (ДН) облучает узкую полоску местности, вытянутую от ми-
нимальной 7?т:п до максимальной Ртах дальности обзора, и принима-
ет отраженные от нее сигналы. Каждый излученный импульс после-
довательно облучает участки местности на этой полоске, пробегая
со скоростью распространения радиоволн расстояние от минималь-
ной до максимальной дальности.
б)

Рис. 16.1

Различные по характеру участки местности по-разному отра-
жают радиоволны. Так, гладкая водная поверхность имеет зеркаль-
ный характер отражения, и в направлении РЛС сигнал практически
не отражается. Ровная земная поверхность, например степь, рассеи-
вает радиоволны диффузно (во все стороны), поэтому небольшая
часть волн отражается в сторону РЛС. Объекты, расположенные на
земной и водной поверхности (здания, мосты, корабли), отражают
значительную часть энергии радиоволн в сторону РЛС, поэтому
сигналы от таких объектов превышают по мощности сигналы от ме-
стности.
В результате на экране РЛС водная поверхность отображается
темными участками, небольшое свечение экрана соответствует уча-
сткам суши, а яркие пятна - наблюдаемым объектам. При вращении
антенны последовательно просматриваются участки местности на
различных направлениях и на экране индикатора формируется ра-
диолокационное изображение (РЛИ) в виде сектора с координатами
"азимут-дальность” (рис. 16.1,6).

Одной из наиболее важных характеристик РЛС обзора земной
поверхности является разрешающая способность, которая определя-
ет детальность получаемого РЛИ, возможность обнаружения мало-
размерных объектов, измерения характеристик отражения земной
поверхности и т.д.

Разрешение РПО по наклонной дальности 679 определяется
длительностью импульса 1И на выходе системы обработки. Так, при
1И=1 мкс разрешение 5Д=150 м. Применяя более короткие импульсы
или осуществляя сжатие модулированных импульсов, можно обес-
печить более высокую разрешающую способность вплоть до единиц
метров. Разрешение на местности по горизонтальной дальности на
больших удалениях от самолета равно разрешению по наклонной
дальности.

Основным недостатком РПО является низкая разрешающая
способность по азимуту б(раз, которая при некогерентной работе оп-
ределяется шириной ДН реальной антенны в горизонтальной плос-
кости. Ширина ДН 0аз зависит от горизонтального размера антенны (1
и длины волны электромагнитных колебаний, излучаемых РЛС:
0аз=Х/б/. В то же время линейное разрешение по азимуту (линейная
ширина луча на местности) увеличивается пропорционально на-
клонной дальности:	Например, при длине волны Х=3 см и

размере антенны 150 см угловая ширина луча 033=1,15° и на дально-
сти 120 км разрешение 57аз«2,5 км. Такая низкая разрешающая спо-
собность приводит к тому, что на индикаторе обычно наблюдаются
отметки только от крупных объектов (мостов, населенных пунктов,
кораблей). Вследствие этого РПО не могут выполнять целый ряд за-
дач, связанных с радиолокационной разведкой, картографированием
местности и т.п.

Увеличить разрешающую способность можно двумя способа-
ми: уменьшением длины волны и увеличением горизонтального раз-
мера антенны. Однако при переходе от сантиметровых к более ко-
ротким волнам, например миллиметровым, значительно уменьшает-
ся дальность действия РЛС, так как такие волны гораздо сильнее за-
тухают при распространении в атмосфере, особенно при наличии
дождя. Также трудно повысить разрешение по азимуту увеличением
размера антенны, так как применение больших вращающихся антенн
на самолете весьма ограничено вследствие трудности их установки и
ухудшения аэродинамических характеристик самолета. Поэтому
бортовые РПО земной поверхности обычно имеют низкую угловую
разрешающую способность, значительно уступающую разрешению
приборов оптического диапазона, в том числе разрешению при визу-
альном наблюдении. На рис. 16.2 показана зависимость угловой раз-
решающей способности от относительного размера й/Х антенн РЛС,
оптических приборов, зрачка глаза. Из графика, в частноти, видно,
что РПО имеет примерно в 100 раз худшее угловое разрешение, чем
человеческий глаз.

2.	РЛС бокового обзора с вдольфюзеляжной антенной (РБО)

В отличие от РПО антенна РБО неподвижна относительно са-
молета и располагается вдоль фюзеляжа на его боковой части либо в
подвесном контейнере. Благодаря этому размер антенны увеличива-
ется до 8-15 м, вследствие чего на порядок возрастает разрешающая
способность по азимуту по сравнению с РПО (см. рис. 16.2). Обзор
местности в РБО осуществляется за счет перемещения антенны от-
носительно земной поверхности при полете самолета по прямоли-
нейной траектории (рис. 16.3,а). Антенна формирует один или два
(при обзоре двух сторон) луча, направленных перпендикулярно ли-
нии пути самолета, отсюда и название ‘ТЛС бокового обзора”.

Так же как и в РПО, излученный антенной радиоимпульс по-
следовательно облучает участки узкой полоски местности, опреде-
ляемой шириной ДН реальной антенны, но просмотр заданного уча-
стка поверхности земли по направлению продольной оси самолета
осуществляется за счет перемещения самого самолета при полете.

Особенностью бокового обзора является однократное наблю-
дение объекта за время обзора при полете самолета по траектории, в
то время как в РПО цель наблюдается периодически, при каждом
обороте антенны. Кроме того, линейная скорость перемещения луча
в РБО, определяемая скоростью полета носителя, гораздо меньше,
чем линейная скорость луча при вращении антенны в РПО, поэтому
время обзора заданного участка земной поверхности при боковом
обзоре значительно увеличивается. Время облучения цели в РБО с
неподвижной антенной пропорционально расстоянию до цели:
^обл=6аз^/Рс, где где 6^ - ширина луча антенны; Ус - скорость полета
самолета. Если скорость развертки по путевой дальности Кр выбрана
так, чтобы за время облучения цели, наиболее удаленной от РЛС,
смещение развертки было не больше ширины электронного пятна на
ЭЛТ с1п: Рр^обл^п, то количество отраженных импульсов, принимае-
мых за время облучения

№ = /обл^и = Оаз^^и/Ис .

Например, при 0аз=О,2°, Р-30 км, Ри=2000 Гц, Кс=300 м/с ко-
личество импульсов, накапливаемых при индикации, равно Аи=700.

Таким образом, на индикаторе РБО (рис. 16.3,6) или фото-
пленке происходит наложение друг на друга большого числа строк.
Эго приводит к возможности получения большой дальности радио-
локационного наблюдения и к улучшению качества изображения.
б)

Рис. 16.3
Улучшение качества изображения объясняется сглаживанием флюк-
туаций амплитуд при наложении большого числа импульсов, отра-
женных от данной цели. На рис. 16.4,а приведены условные плотно-
сти распределения вероятностей р(увых д) на выходе амплитудного
детектора для одного импульса, а на рис. 16.4,6 - плотность распре-
деления вероятностей после накопления в видеоинтеграторе. Харак-
терно, что при накоплении импульсов происходит относительное
сужение функции распределения (на рис. 16.4,6 по оси абсцисс от-
кладывается относительная величинаувых/М)-

У»М	УеьМ

Рис. 16.4

Еще одной особенностью РБО, как и РПО, является невоз-
можность просмотра полосы местности вблизи линии пути под са-
молетом. Ширина ^просматриваемого участка равна приблизи-
тельно (2-4)Н и определяется допустимым ухудшением разрешаю-
щей способности по горизонтальной дальности.

Несмотря на значительное увеличение угловой разрешающей
способности, по сравнению с РПО, РБО не обеспечивает эффектив-
ного решения всех задач радиолокационного наблюдения земной
поверхности на больших удалениях от самолета. Это объясняется
тем, что линейная разрешающая способность по путевой дальности,
как и в РПО, определяемая шириной ДН антенны по азимуту и
дальностью до наблюдаемого участка местности, ухудшается про-
порционально увеличению дальности. Так, например, если на даль-
ности 10 км разрешение по путевой дальности равно 50 м, то на
дальности 100 км оно будет равно 500 м. Вследствие этого при
большом удалении от самолета на индикаторе РБО, так же как и в
РПО, будут наблюдаться только крупные объекты. Однако высокая
разрешающая способность РБО по азимуту на небольших дально-
стях, а также длительное накопление энергии отраженных сигналов
за время прохождения разрешаемого участка земной поверхности в
луче антенны позволяют получать высококачественные изображе-
ния местности и объектов, приближающиеся по своему характеру к
аэрофотоснимкам.

Получение значительно более высокого линейного разреше-
ния по азимуту на больших удалениях от самолета возможно с по-
мощью РЛС с синтезированием апертуры (РСА) (см. рис. 16.2), ко-
торые рассматриваются в главе 17.

16.2.	СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ РЛС ОБЗОРА ПОВЕРХНОСТИ
ЗЕМЛИ И ОСОБЕННОСТИ УЗЛОВ И ЭЛЕМЕНТОВ РЛС

1.	Структурные схемы

Структурная схема РПО показана на рис. 16.5. В РЛС имеют-
ся элементы, характерные для любой импульсной станции: синхро-
низатор, передатчик, антенна с антенным переключателем, прием-
ник, индикатор. Накопление сигнала осуществляется после детекти-
рования на экране ЭЛТ.

Синхронизатор, состоящий из опорного генератора и форми-
рователя щ ековых импульсов, обеспечивает согласованную во вре-
мени работу всех узлов РЛС. Колебания опорного генератора задан-
ной частоты и формы (обычно синусоидальной) являются исходны-
ми для формирования пусковых импульсов с необходимой длитель-
ностью и частотой повторения, в том числе импульсов запуска пере-
датчика и развертки дальности. Импульсы запуска передатчика, по-
ступающие на модулятор, определяют длительность 1и и частоту по-
вторения Р^ высокочастотных импульсов, формируемых генерато-
ром высокой частоты, обычно магнетронного типа. Через антенный
переключатель высокочастотные колебания поступают на антенну и
излучаются в направлении земли.

Рис. 16.5

Отраженный сигнал принимается той же антенной, преобразу-
ется на промежуточную частоту, усиливается и детектируется в при-
емнике РЛС и в виде видеосигнала через видеоусилитель и видео-
сумматор поступает на модулирующий электрод (сетку или катод)
ЭЛТ. Радиально-секторная развертка на ЭЛТ формируется с помо-
щью схем развертки по дальности и по азимуту. Начало развертки
дальности соответствует моменту излучения зондирующего импуль-
са или моменту открытия приемника, а ее положение совпадает с по-
ложением оси ДН антенны. Вследствие того, что участки земной по-
верхности дают отраженные сигналы разной интенсивности, на эк-
ране ЭЛТ образуется РЛИ поверхности земли. Сканирование ДН по
азимуту осуществляется устройством вращения антенны, которым
обычно является электродвигатель с редуктором. Устройство стаби-
лизации антенны связано с инерциальной системой и служит для
стабилизации зоны обзора при эволюциях самолета.

Для оценки дальности на экране индикатора имеются метки
дальности в виде колец, расстояние между которыми зависит от пе-
риода повторения масштабных импульсов с выхода генератора ме-
ток дальности. Метки азимута формируются в виде импульсов с за-
данной частотой повторения, которые через видеосумматор подают-
ся на управляющий электрод ЭЛТ и подсвечивают более ярко раз-
вертку через заданные интервалы по азимуту. Видеосигналы с выхо-
да приемника после преобразования в цифровую форму в АЦП пе-
редаются в ЦВМ для обработки, заключающейся в автоматическом
обнаружении целей и их сопровождении по дальности и азимуту.

Для более точного измерения координат целей и ориентиров
на экране ЭЛТ высвечивается электронное перекрестие, которое
формируется с помощью схемы формирования перекрестия. При оп-
ределенном положении развертки схемой формирования перекре-
стия вырабатываются импульсы, которые подаются через видеосум-
матор на управляющий электрод ЭЛТ. После наложения перекрестия
с помощью специальной ручки на выбранную цель и нажатии кноп-
ки “Привязка” (“Ввод”) координаты перекрестия вводятся в ЦВМ,
где могут использоваться для коррекции координат местоположения
самолета, захвата цели на сопровождение, коррекции данных систе-
мы сопровождения целей или для перехода РЛС в режим получения
РЛИ ограниченного участка местности - микроплана. В этом режиме
увеличивается масштаб изображения, вследствие чего на экране ин-
дикатора формируется более детальное РЛИ в районе выбранной це-
ли. Кроме того, в этом режиме на индикаторе может изображаться
один и тот же участок местности независимо от изменения его ази-
мута и дальности в процессе полета.

Схемы СДЦ и сжатия импульсов обеспечивают обработку сиг-
налов при когерентных режимах работы станции: при выделении
движущихся целей, при сжатии ЛЧМ или ФКМ импульсов. Коге-
рентность при ФКМ обычно обеспечивается путем запоминания фа-
зы зондирующих импульсов во время их излучения с последующим
учетом этой фазы при накоплении (сжатии) сигналов.
Структурная схема РБО с вдольфюзеляжной антенной, пред-
ставленная на рис. 16.6, практически не отличается от схемы РПО,
рассмотренной в предыдущем параграфе. Однако имеются некото-
рые особенности, связанные с обзором поверхности за счет переме-
щения самолета.

Передатчик вырабатывает импульсные зондирующие сигналы,
которые через антенный переключатель и коммутатор зон обзора
поступают в одну из антенн (правую или левую) либо в обе одно-
временно.

Движущаяся
фотоплёнка-

с

Рис. 16.6

Система управления обзором, кроме того, по командам опера-
тора изменяет положение зоны обзора по дальности, для чего изме-
няется положение ДН антенн в угломестной плоскости. Постоянное
положение зоны обзора в пространстве поддерживается системой
стабилизации зоны обзора путем управления положением ДН ан-
тенн.
Отраженный от местности сигнал принимается антенной и че-
рез антенный переключатель поступает в приемник. После усиления
в приемнике и детектирования сигнал поступает в индикаторное и
(или) регистрирующее устройство При одновременной работе ан-
тенн правого и левого борта возможно применение двух приемников
либо разделение во времени работы одного приемника на два от-
дельных индикаторных канала.

Для оперативного наблюдения РЛИ в процессе полета приме-
няется специальный индикатор ЭЛТ-1, выполненный на трубке с
длительным послесвечением экрана или запоминанием изображения
(например, скиатроны, потенциалоскопы) и возможностью стирания
изображения. Развертка по наклонной (или горизонтальной) дально-
сти на экране ЭЛТ-1 осуществляется в вертикальном направлении, а
горизонтальное медленное перемещение развертки осуществляется
со скоростью, пропорциональной путевой скорости полета (в мас-
штабе изображения). Горизонтальная координатная ось иногда на-
зывается осью путевой дальности. В результате изображение пред-
ставляет собой кадр, заполненный вертикальными строчками раз-
вертки наклонной дальности с отображением целей в соответствии с
их ЭПО в виде яркостных отметок. Изображение на экране сохраня-
ется в течение времени, необходимого для заполнения всего экрана,
затем оно стирается и начинается запись изображения нового участ-
ка местности. Для двухстороннего обзора можно применить два ин-
дикатора, каждый для своей полосы обзора или использовать одну
индикаторную трубку, выделив по половине экрана для правой и ле-
вой полос обзора.

Для длительного запоминания результатов радиолокационного
наблюдения применяется фотографическая запись изображения по-
верхности земли. В этом случае используется ЭЛТ-2 с малым по-
слесвечением, на которой индицируется только одна текущая линия
развертки по наклонной (горизонтальной) дальности. При изменении
положения зоны обзора по дальности меняется задержка развертки,
для чего в генератор развертки по дальности подается соответст-
вующий сигнал из системы управления обзором. При помощи опти-
ческой системы эта развертка дальности с яркостными отметками
проектируется на фотопленку (поперек пленки). Механизм протяжки
перемещает пленку со скоростью, пропорциональной путевой ско-
рости самолета. В результате на фотопленке записывается РЛИ по-
840
верхности земли. Изображение местности, записанное на пленку, как
правило, дешифрируется на земле после ее проявления. Кроме того,
в РБО может быть предусмотрена линия оперативной передачи изо-
бражения по радиоканалу связи на землю.

2.	Особенности построения элементов
некогерентных РЛС обзора земной поверхности

Передающие устройства. В качестве генераторов высокочас-
тотных колебаний в некогерентных импульсных РЛС используется
магнетрон, так как он обеспечивает большую импульсную мощность
(сотни киловатт) при длине волны в несколько сантиметров. Период
повторения ТИ зондирующих импульсов выбирается из условия од-
нозначного определения дальности до всех целей, находящихся в зо-
не обзора РЛС: Ти<22)тах/с, а длительность импульса определяет раз-
решение по дальности. Для постоянства средней мощности должно
соблюдаться условие: Ти^^сопзТ.

Для обеспечения достаточно высокой разрешающей способно-
сти по дальности (лучше 15 м) необходимо излучать зондирующие
импульсы длительностью менее 0,1 мкс, однако столь короткие им-
пульсы обладают малой энергией, поэтому дальность действия РЛС
при ограниченной импульсной мощности оказывается небольшой.
Разрешение противоречия между дальностью действия РЛС и раз-
решающей способностью по дальности осуществляется за счет ис-
пользования внутриимпульсной модуляции зондирующего сигнала с
последующим сжатием отраженного сигнала в приемнике. Для маг-
нетронного передатчика, например, возможно излучение ФКМ по-
следовательности импульсов. Фаза каждого импульса, генерируемо-
го магнетроном, случайна и запоминается для дальнейшего синфаз-
ного суммирования всех импульсов при приеме.

Антенные устройства. Как уже отмечалось, антенна РЛС об-
зора земной поверхности облучает земную поверхность и цели на
ней узким по азимуту и широким по углу места лучом. Если исхо-
дить из требований к разрешающей способности, рассмотренных в
гл. 15, то ширина луча по азимуту 0^ должна быть менее 0,15°. Такая
ДН может быть сформирована только при применении антенны с
апертурой, имеющей достаточно большой размер, который можно
определить по формуле

б/=(65-70)Жз, см.	(16.1)

При длине волны Х=3 см размер антенны должен быть более 8
м. Обычно максимальные размеры антенн для РЛС переднего обзора
тяжелых самолетов могут быть не более 150-160 см, а для легких -
не более 60-80 см. По этой причине разрешающая способность РПО
по азимуту обычно оказывается ниже требуемой.

Антенные системы некогерентных РЛС бокового обзора (РБО)
характеризуются большими размерами. Их длина может достигать
10-15 метров, что при рабочей длине волны Х=3 см позволяет сфор-
мировать ДН шириной около 10 угловых минут. Дальнейшее увели-
чение размеров антенн связано с большими конструктивными труд-
ностями. Антенны могут выполняться или в виде зеркальных пара-
болических антенн, или в виде многоэлементных антенных решеток.
Преимуществом ФАР является возможность управления ДН с целью
стабилизации луча по курсу и учета угла сноса при наличии ветра.
Механическими устройствами такую стабилизацию выполнить
весьма трудно. Стабилизация антенн по крену не представляет
большой сложности, так как вертикальный размер антенн сравни-
тельно мал, но из-за большой длины ФАР и в этом случае имеют
преимущества.

В вертикальной плоскости ДН антенны должна иметь такую
форму, чтобы обеспечить постоянство мощности принимаемых сиг-
налов от одних и тех же целей или одних и тех же участков поверх-
ности независимо от расстояния до них. Первому требованию отве-
чает характеристика направленности антенны по мощности вида
созес2р, где р - угол визирования (рис. 16.7).

Мощность принимаемых сигналов от цели на входе приемника
(см. гл. 4):

РизлС2(Р)Х2о
прм (4л)3!)4

где 6(Р) - характеристика направленности (в данном случае зависи-
мость коэффициента направленного действия антенны от угла визи-
рования Р); О - наклонная дальность. Чтобы отраженные сигналы,
принимаемые от идентичных точечных целей, были одинаковыми,
требуется иметь:

Р прм СОП81

(16.3)



где Со - постоянная величина. Так как 2)=77/8тР=/7со8есР, то из
уравнений (16.2) и (16.3) получим

С(Р)=Со(47с)3/2//2со8ес2р/[Х(Ризла)1/2].	(16.4)

Рис. 16.7

При заданной высоте Н и постоянстве параметров РЛС формулу
(16.4) можно представить в виде

С(р)=Л'1Созес2(Р)=адр),	(16.5)

где К(Р)=со8ес2р - нормированная диаграмма направленности; К] -
постоянная величина; Ст0 - максимальное значение коэффициента
направленного действия антенны. Реальная характеристика направ-
ленности антенны (см. рис. 16.7) должна удовлетворять выражению
(16.5) в пределах от угла ро, соответствующего максимальной даль-
ности Рм, до угла рм, примерно равного 70°.

Для получения равенства мощности отраженных сигналов от
участков поверхности, расположенных на различных расстояниях от
РЛС, характеристика направленности имеет более сложный вид, так
как ЭПО поверхностной цели не остается постоянной при изменении
угла визирования Р:
О„(Р) =Оо 5Г> баз	(16.6)

Подставляя в (16.4) вместо а величину оп(Р), получим

Сф) = /Г2со8ес2р7со8р .	(16.7)

Необходимо отметить, что полученные зависимости (16.5) и
(16.7) справедливы для заданной высоты полета, так как в постоян-
ные коэффициенты К] и К2 входит высота полета. Поэтому антенны
РЛС конструируются так, чтобы учесть зависимость требуемой диа-
граммы направленности от высоты. Максимум диаграммы направ-
ленности антенны при уменьшении высоты полета самолета должен
отклоняться на меньший угол (р’<ро) для обеспечения максимальной
горизонтальной дальности (см. рис. 16.7).

Формирование требуемых характеристик направленности в
вертикальной плоскости осуществляется с помощью отражателей
специальной формы, причем проще сформировать ДН вида созес2р,
что обеспечивает одинаковость засветок индикатора от одних и тех
же целей, независимо от дальности.

Приемные устройства. Особенности построения приемных
устройств РЛС обзора поверхности определяются параметрами
входных сигналов и характеристиками выходных устройств. Необ-
ходимость получения высококачественного РЛИ местности приво-
дит к требованию получения наименьших искажений формы входно-
го сигнала. Входной сигнал, вообще говоря, представляет собой слу-
чайный процесс с большим диапазоном амплитуд (до 60 дБ и выше).
Это обусловливает необходимость обеспечения большого динамиче-
ского диапазона приемного тракта. Кроме того, динамический диа-
пазон индикаторных устройств оказывается значительно меньше
диапазона изменения амплитуд входного сигнала.

Приемник со специальными амплитудными характеристика-
ми. Для улучшения наблюдаемости целей в приемниках РЛС обзора
земной поверхности используются УПЧ со сжатием динамического
диапазона выходных сигналов (с логарифмической амплитудной ха-
рактеристикой) и видеоусилитель с несколькими уровнями усиления
(обычно 2 или 3). Применение УПЧ с логарифмической характери-
стикой предотвращает ограничение мощных сигналов и позволяет
сохранить их особенности. Характерный “радиолокационный рель-
еф” сохраняется, хотя соотношения амплитуд сигналов при этом из-
844
меняются. Нивелирование различий между сигналами, отраженными
от соседних участков местности даже при сохранении характера сиг-
нала, приводит к ухудшению контрастности изображения. Трудно,
например, отличить сушу, водную поверхность и строения. Поэтому
одновременно с логарифмическим УПЧ применяется видеоусили-
тель с несколькими уровнями усиления. Например, при применении
усилителя с тремя уровнями, так называемого “трехтонового усили-
теля”, выделяются слабые сигналы (от водной поверхности), средние
(от земной поверхности) и сильные (от строений). Трехтоновый уси-
литель состоит из двух каналов. Один из его каналов имеет высокий
уровень ограничения и низкий коэффициент усиления. На его выхо-
де сохраняются сигналы большой амплитуды. Второй канал содер-
жит ограничитель низкого уровня и усилитель с высоким коэффици-
ентом усиления. На его выходе хорошо воспроизводятся сигналы
малой амплитуды. Выходные напряжения обоих каналов суммиру-
ются. Совместное применение логарифмического УПЧ и трехтоно-
вого видеоусилителя дает возможность получить картину на экране
контрастной и без потери характерных целей: застроенных участков,
береговой линии и др. на фоне отражений от подстилающей поверх-
ности. Для улучшения наблюдаемости в видеоусилителях этого типа
применяются раздельные регулировки уровней усиления каналов,
что позволяет регулировать уровень слабых и сильных сигналов, на-
блюдаемых на экране ЭЛТ.

Временная автоматическая регулировка усиления. Еще одной
характерной особенностью приемников РЛС обзора поверхности яв-
ляется применение в них временной автоматической регулировки
усиления (ВАРУ), которая обеспечивает уменьшение усиления при-
емника сразу же после посылки импульса передатчика и плавное на-
растание усиления с течением времени. Схема ВАРУ регулируется
так, чтобы спустя 50-60 мкс после излучения импульса передатчика
усиление достигло своего нормального значения. Такая регулировка
обеспечивает уменьшение усиления сигналов, отраженных от близ-
корасположенных целей, что предотвращает сильный засвет индика-
тора этими сигналами. Косекансная ДН также обеспечивает равно-
контрастное изображение, но на прямоугольном индикаторе “ази-
мут-дальность”. На индикаторе же с радиально-секторной разверт-
кой линии развертки сходятся в центре, благодаря чему изображение
близкорасположенной цели без ВАРУ всегда будет ярче. Особенно
845
эффективна такая регулировка при полете над волнующимся морем
на малых и средних высотах, так как отражения от волн быстро убы-
вают с расстоянием, но имеют большую мощность на малых дально-
стях. Практически временную регулировку усиления осуществляют
по экспоненциальному закону. Кроме рассмотренных особенностей
построения приемников РЛС обзора поверхности необходимо отме-
тить, что в них, как и в других радиолокационных приемниках, име-
ются схемы автоматической и ручной подстройки рабочей частоты
гетеродинов для поддержания постоянства частоты сигнала на входе
УПЧ.

16.3.	ИНДИКАЦИЯ ЦЕЛЕЙ И ИЗМЕРЕНИЕ КООРДИНАТ

1.	Индикаторные устройства

В РЛС обзора поверхности земли широкое применение нашли
индикаторные устройства типа “азимут-дальность” с полярной и с
прямоугольной системами координат. Наибольшее распространение
получили индикаторы с секторной разверткой (рис. 16.8,а), с сектор-
ной разверткой со смещенным центром (рис. 16.8,6) и с секторной
разверткой с вынесенным центром (рис. 16.8,в).

Индикатор с секторной разверткой используется в режиме на-
вигации по РЛИ. Однако при таком виде индикации поверхность эк-
рана используется неполностью. Лучшее использование экрана по-
лучается при применении секторной развертки со смещенным цен-
тром или с вынесенным центром. Эти два вида разверток, как прави-
ло, используются в режимах поиска целей и прицеливания при соче-
тании с обзором местности в уменьшенном, по сравнению с режи-
мом навигации, секторе. При этом обеспечивается большая непре-
рывность индикации, а изображение получается немерцающим.
Прямоугольная развертка (рис. 16.8,г) образуется путем смещения
линий развертки по дальности параллельно друг другу в соответст-
вии с перемещением антенны при обзоре. При этом также обеспечи-
вается эффективное использование экрана, особенно при примене-
нии трубок с прямоугольным экраном. Линейная разрешающая спо-
собность по азимуту остается одинаковой по всей индицируемой
дальности и видимые размеры изображений (отметок) точечных це-
лей на всех участках экрана сохраняются постоянными. Однако раз-
мер индицируемого участка местности при прямоугольной развертке
может быть выбран сравнительно малым, чтобы не вызывать суще-
ственных искажений отображаемого участка, представляющего на
самом деле трапецию. Малый размер индицируемого участка и мак-
симальное использование площади экрана обеспечивают минималь-
ное ухудшающее влияние диаметра пятна индикатора на реальную
разрешающую способность РЛС и точность измерения координат
целей. Данный вид развертки обычно используется на конечном эта-
пе прицеливания, а также при выполнении коррекции счисляемых
текущих координат самолета по радиолокационным ориентирам.
Обычно такой вид индикации называется микропланом местности
(МПМ или МП).

Рис. 16.8

В индикаторах РЛС обзора земной поверхности обычно при-
меняют электронно-лучевые трубки с магнитным отклонением.
Магнитное поле, которое отклоняет электронный луч, пропорцио-
нально току, проходящему через обмотки отклоняющих катушек.
Напряжение развертки дальности в индикаторах с прямоугольной
системой координат подается на отклоняющую катушку дальности,
вызывая в ней ток необходимой формы. Задержка развертки относи-
тельно излучаемого импульса и ее длительность зависят от мини-
мальной и максимальной дальности обзора. При использовании же
секторной развертки на экране индикатора вращение линии разверт-
ки дальности синхронно с вращением ДН антенны достигается соот-
ветствующей модуляцией амплитуды токов развертки дальности во
взаимно-перпендикулярных отклоняющих катушках ЭЛТ в зависи-
мости от положения антенны.

Развертки по дальности. При обзоре земной поверхности же-
лательно, чтобы расстояния на экране соответствовали расстояниям
на земле. В этом случае радиолокационное изображение будет наи-
лучшим образом соответствовать плану местности. Однако радиоло-
кационные методы измерения расстояний дают возможность непо-
средственно измерить только наклонную дальность Б, в то время как
расстояния на местности характеризуются горизонтальными дально-
стями Бг, соотношение между которыми равно

Ц = у]б2-Н2 .	(16.8)

На рис. 16.9,а представлена зависимость горизонтальной даль-
ности от наклонной дальности и высоты полета Н.

Если скорость развертки дальности выбрать постоянной, то
изображение местности будет иметь большие искажения, причем
при увеличении высоты полета искажения возрастают. Искажения
будут уменьшаться по мере приближения горизонтальной дальности
к наклонной. Уже на расстоянии, в четыре раза большем высоты, на-
клонная дальность всего на 2% превышает горизонтальную. Искаже-
ния на индикаторе за счет влияния высоты можно устранить, приме-
няя не линейную развертку, а гиперболическую, называемую иногда
также неискажающей. Ток развертки /р должен иметь закон измене-
ния во времени, соответствующий закону изменения Ог (16.8), при
О>Н:

7р ~	Ад >	(16.9)

Л*
Рис. 16.9

где кр - коэффициент пропорциональности; (д=2О/с - время запазды-
вания принимаемых сигналов, пропорциональное текущей наклон-
ной дальности до земной поверхности; 1^=2Н/с - время запаздывания
принимаемых сигналов при равенстве наклонной дальности высоте
полета. Это уравнение определяет семейство гипербол различной
кривизны с параметром который зависит от высоты полета. Все
гиперболы стремятся к асимптоте (рис. 16.9,6), то есть к линейной
развертке с законом изменения кр1дс/2. В тех случаях, когда с иска-
жениями можно не считаться, развертка может быть линейной. Это
возможно, например, при наблюдении удаленных участков местно-
сти, когда горизонтальная дальность мало отличается от наклонной.

Развертки по азимуту. Развертка по азимуту должна обеспе-
чивать в каждый момент времени соответствие положения линии
развертки по дальности положению луча антенны. В индикаторах с
прямоугольной и полярной системами координат это выполняется
различными способами.

В индикаторах с прямоугольной системой координат развертка
по азимуту осуществляется с помощью отклоняющей катушки ази-
мута, на которую подается линейно-изменяющийся ток с периодом,
равным периоду обзора. Амплитуда тока в каждый момент времени
пропорциональна текущему положению антенны. Датчиками поло-
жения антенны являются или сельсинные устройства или цифровые
преобразователи угол-код.

54. Изд.№9768
В индикаторах с полярной системой координат синхронное с
лучом перемещение линии развертки дальности обеспечивается за
счет создания вращающегося (качающегося) магнитного поля. Для
его создания отклоняющая система имеет две взаимно перпендику-
лярные катушки. Питание этих катушек осуществляется импульсами
тока развертки дальности, промодулированными по амплитуде по
синусоидальному закону с частотой вращения (качания) антенны и
со сдвигом по фазе на 90°.

Результирующее магнитное поле является векторной суммой
полей каждой из катушек. Вследствие модуляции импульсов тока в
катушках со сдвигом 90° обеспечивается вращение (качание) вектора
результирующего поля. На рис. 16.10 представлены временные диа-
граммы токов в отклоняющих катушках и положения линии разверт-
ки дальности на экране индикатора за один период обзора в секторе

Лправое поло
Середине зоны .жен. луч а

горизонталью
отклонение'.

бёртикольн.
отклонения

Рис. 16.10



Индикаторы телевизионного типа. Для устранения мелькания
изображения и уменьшения влияния послесвечения индикаторов на
разрешающую способность и точность измерения координат все бо-
лее широкое применение находят индикаторы телевизионного типа.
При этом одним из эффективных способов увеличения информатив-
ности индикаторов является применение в них цветных ЭЛТ.

Применение цветного изображения в индикаторах РЛС позво-
ляет наглядно представить тактическую обстановку и улучшить ус-
ловия работы оператора. Одним из возможных вариантов кодирова-
ния цветом является представление в зеленом цвете данных о своих
объектах, в красном - различных угроз, в желтом - неопознанных
объектов. Считается, что эти рекомендации необходимо учитывать
также в индикаторах на лобовом стекле. Следует отметить, что при
использовании цветных трубок не удается обеспечить высокое раз-
решение, свойственное индикаторам с монохроматическими телеви-
зионными трубками. Поэтому на самолете, кроме цветного индика-
тора, целесообразно также использовать монохроматический инди-
катор телевизионного типа (особенно на этапе прицеливания). Инди-
каторы такого типа целесообразно также применять в РЛС с синте-
зированной апертурой, обладающих высокой потенциальной разре-
шающей способностью. Цветное изображение позволяет существен-
но увеличить динамический диапазон используемых для индикации
сигналов.

Структурная схема цветного индикатора телевизионного типа
показана на рис. 16.11.

В оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) записываются
сигналы с выхода приемника или с выхода устройства обработки.
Управление работой ОЗУ осуществляется схемой управления запи-
сью и считыванием сигналов. Если РЛС работает в полярной системе
координат, как это имеет место в РПО, то при считывании сигналов
происходит преобразование изображения из полярной в прямо-
угольную систему координат. Считывание сигналов выполняется с
частотой кадров, соответствующей телевизионным стандартам и
обеспечивающей получение на экране немелькающего изображения.
В зависимости от уровня сигналов в схеме формирования цветовых
сигналов с помощью пороговых схем происходит разделение сигна-
лов по цветам. Цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) преобра-
зует их из цифровой формы в напряжение. Напряжение каждого
“цвета” подается на соответствующую электронную пушку ЭЛТ -
красную, синюю, зеленую. Назначение остальных элементов обыч-
ное и понятно из схемы (см. рис. 6 11).
С выхода
приемника
(устройства
обработки)

Положение

синхроимпульсы

Рис. 16.11

При использовании телевизионного индикатора в РЛС боково-
го обзора и в РЛС с синтезированной апертурой для управления за-
писью и считыванием сигналов, а также для обеспечения развертки
по путевой дальности в индикатор вводится путевая скорость носи-
теля РЛС. Часто в таких РЛС используется режим движущегося “ок-
на”, когда информация на экране обновляется со скорость полета са-
молета. По желанию оператора изображение может быть остановле-
но, его масштаб может быть изменен.

2.	Устройства измерения координат целей

В РЛС обзора земли при решении прицельных и навигацион-
ных задач требуется измерять дальность до объекта и его угловое
положение относительно строительной оси самолета - азимут. Для
этого используют электронное перекрестие, получаемое на экране
индикатора при пересечении метки дальности и метки азимута (см.
рис.16.8,б-г). Положение электронного перекрестия задается опера-
тором с помощью ручки управления. Напряжения, снимаемые с со-
ответствующих датчиков ручки управления пропорциональны ази-
муту и дальности до выбранной цели. Однако более важным бывает
не единичный отсчет координат цели, а непрерывное их измерение —
слежение за целью по дальности и азимуту.

Сопровождение цели по дальности. В РЛС переднего обзора,
где скорость полета самолета обычно выдерживается постоянной, а
автоматическое слежение за целью по отраженному сигналу не все-
гда возможно из-за малой контрастности целей, широкое примене-
ние находят системы полуавтоматического сопровождения цели.

Схема полуавтоматической системы сопровождения цели по
дальности приведена на рис. 16.12, а временные диаграммы напря-
жений - на рис. 16.13. Синхронизирующим импульсом, совпадаю-
щим по времени с импульсом запуска передатчика, запускается схе-
ма задержки начала развертки.

Рис. 16.12

Задержка импульса на выходе этой схемы - /зд зависит от вы-
бранного масштаба изображения и определяет начало зоны обзора
по дальности. Импульсом с выхода схемы задержки начала разверт-
ки запускаются схема развертки и схема задержки метки дальности.
Импульс метки дальности (визирный импульс) задерживается отно-
сительно начала развертки на время Суммарное время задержки
визирного импульса относительно синхронизирующего /гМд-4д+Д^и-
Импульс метки дальности подается через видеоусилитель вместе с
сигналами целей на индикатор. Если совместить метку дальности с
отметкой цели, то задержка импульса метки дальности будет равна
времени запаздывания сигнала цели.

В процессе наложения электронного перекрестия на цель под
действием напряжения, снимаемого с датчика ручки управления, из-
меняется задержка метки дальности Д4и- После нажатия кнопки
“Ввод” в вычислителе запоминаются начальные координаты цели -
дальность 2?о и азимут <р0. В дальнейшем положение метки дальности
изменяется в соответствии с изменением текущей дальности до цели,
которая определяется в вычислителе по формуле Р(0=^о~Кбл*> гДе
Кбл “ проекция скорости носителя на линию визирования цели (ско-
рость сближения).

И мп
запуска
прд

Нмп.
синхр.

дальнее

Ими цели

Метка
азимута

Метка
сальности

Отметка
цели

Рис. 16.13

Для расчета Есбл в вычислитель подается из инерциальной сис-
темы скорость полета и используется текущий азимут цели, опреде-
ляемый в схеме сопровождения по азимуту. При фиксированном на-
чале развертки изменение положения метки дальности осуществля-
ется путем изменения Д4И, при этом метка дальности на экране ин-
дикатора следит за отметкой цели. Если цель движется или имеется
ошибка в определении Кбл, то с течением времени метка дальности и
цель расходятся, что корректируется оператором путем повторного
наложения перекрестия на цель и нажатием кнопки “Ввод”. При
этом по величине ошибки сопровождения уточняется скорость сбли-
жения с целью в бортовой ЭВМ.
При рассмотрении описанных выше методов слежения за це-
лью предполагалось, что отметка цели при изменении дальности пе-
ремещается по экран}7, а электронный визир следует за перемещаю-
щейся отметкой (см. рис. 16.8,б,в). Совмещение двух подвижных ме-
ток на индикаторе - отметки цели и метки дальности - представляет
трудности и, следовательно, приводит к увеличению ошибки совме-
щения, которая является существенной составляющей общей ошиб-
ки измерения.

При применении крупного масштаба развертки дальности (для
увеличения точности отсчета) возможна потеря перемещающейся
цели из-за ухода отметки с экрана индикатора, особенно при боль-
ших скоростях полета. Поэтому приходится в ущерб точности иметь
сравнительно мелкие масштабы на индикаторе. Указанные недостат-
ки могут быть исключены применением неподвижного визира, кото-
рый может быть нанесен на защитное стекло экрана или выполнен в
виде электронной метки, создаваемой на постоянной дальности от-
носительно начала развертки. Механический визир имеет обычно
меньшую по сравнению с электронным ширину, что увеличивает
точность совмещения, не ухудшает разрешающей способности экра-
на, но, как правило, приводит к возникновению параллакса при со-
вмещении и требует большой стабильности напряжения развертки
по дальности.

Для создания неподвижного электронного визира в схеме на
рис 16.12 фиксируется задержка метки дальности А/ви относительно
начала развертки, а изменение дальности до цели приводит к изме-
нению задержки начала развертки - Гзд. При этом метка дальности
остается неподвижной на экране, так как Л/ви постоянно, а отметки
целей будут перемещаться. Дальность вводится в вычислитель опи-
санным раннее способом. При использовании рассмотренной систе-
мы оператор наблюдает на экране индикатора отметку цели, совме-
щенную с неподвижной на экране меткой дальности. В данном слу-
чае можно выбрать крупный масштаб развертки, не опасаясь потери
цели. Совмещение отметки цели с меткой дальности осуществляется
просто, так как она всегда неподвижна. Все это приводит к увеличе-
нию точности измерения дальности и точности слежения за целью.

При автоматическом сопровождении целей по дальности
прежде всего необходимо решить задачу автоматического обнару-
жения целей и выделение сопровождаемой цели при сохранении ре-
жима обзора. Обнаружение цели на фоне отражений от земной по-
верхности требует изменения порогового значения при изменении
уровня фона для поддержания постоянной вероятности ложной тре-
воги. Для решения этой задачи широко применяются двухпороговые
обнаружители со стабилизацией вероятности ложной тревоги.

Строб зоны

Рис. 16.14

Возможная схема такого обнаружителя приведена на рис.
16.14.Видеосигнал с выхода приемника поступает на амплитудный
квантователь, который предназначен для формирования дискретных
значений сигнала: “1” или “0” в зависимости от соотношения напря-
жения с выхода приемника и порогового уровня квантования, кото-
рый задается схемой установки порога. С выхода квантователя сиг-
налы поступают на временной дискретизатор, который открывается
стробом азимута из системы сопровождения по азимуту, когда в
процессе обзора положение ДН совпадает с направлением на сопро-
вождаемую цель. В каждом периоде повторения дискретизатор осу-
ществляет разбиение сигнала на элементы разрешения по дальности
в пределах строба зоны обнаружения. Центр этого строба совпадает
с предполагаемым временем задержки сигнала цели (первоначальное
положение строба задается оператором с помощью ручки управле-
ния). Сигналы “1” или “0” каждого элемента разрешения после пре-
образования в значения “1” и “-1” поступают на соответствующий
счетчик импульсов, причем вычитание из нуля запрещено. Превы-
шении числа импульсов на выходе счетчика второго порога свиде-
тельствует об обнаружении цели. Из всех обнаруженных целей в
схеме выбора цели выделяется одна, либо по степени близости к со-
провождаемой цели, либо по максимальному сигналу. В первом слу-
чае определяется разница между номерами счетчиков, в которых
превышен порог обнаружения и номером счетчика, соответствующе-
го центру зоны обнаружения. Во втором случае анализируется число
превышений второго порога в каждом счетчике в течение азиму-
тального строба.

Если выделенная цель отстоит от центра зоны обнаружения не
больше, чем на заданное число интервалов разрешения по дальности,
то выдается сигнал о захвате цели. Разница между номерами элемен-
тов разрешения, соответствующих центру зоны обнаружения и вы-
деленной цели, свидетельствует об ошибке сопровождения, которая
используется следящей системой для коррекции дальности до цели.
В процессе сопровождения центр зоны обнаружения и соответст-
вующая ему метка дальности на экране индикатора следят за целью.

Для стабилизации частоты ложной тревоги_импулъсы с вы-
хода дискретизатора поступают на счетчик превышений порога, ко-
торый подсчитывает общее число превышений первого порога в пре-
делах зоны обнаружения по дальности. В реальных условиях на этот
счетчик поступают как сигналы от фона местности, так и сигналы,
отраженные от целей. Однако количество целей в пределах зоны об-
наружения по дальности обычно мало (значительно меньше числа
элементов разрешения по дальности ДГд). Поэтому можно считать,
что в каждом у-м интервале наблюдения па счетчике накапливается
число превышений порога помеховым сигналом - число “ложных
тревог”: тлу=РпДУд, где Рт} - вероятность ложной тревоги в каждом
элементе дальности на у-м интервале наблюдения. Значение за-
висит от уровня порогового напряжения, подаваемого на амплитуд-
ный квантователь со схемы установки порога. Для установки порога
в соответствии с заданной вероятностью Рлго в конце интервала на-
блюдения вычисляется разница Атд=тпу-тЛТО, где тто=РтоЫд - за-
данное число превышений порога, которая подается на схему уста-
новки порога. При Дт7>0 пороговое напряжение на следующем у+1
интервале наблюдения будет увеличено, а при Дтя;<0 - наоборот. Та-
ким образом, изменяя пороговый уровень, поддерживают заданное
значение вероятности ложной тревоги.

Сопровождение цели по азимуту в РЛС переднего обзора осу-
ществляется также с помощью полуавтоматических или автоматиче-
ских систем.

В полуавтоматических системах для прогнозирования положе-
ния цели после наложения перекрестия на выбранную цель вычисля-
ется угловая скорость линии визирования цели по азимуту
(рис. 16.15): соаз=1481п(фаз-асн)/^г, где Кп, асн - соответственно путе-
вая скорость самолета и угол сноса, поступающие в вычислитель из
инерциальной системы или доплеровского измерителя скорости и
угла сноса: (раз - азимут цели; Д. = V/)2 - Н2 - горизонтальная
дальность цели, вычисляемая по информации о текущей наклонной
дальности Р из дальномера и высоте полета Н из высотомера. При
подвижном визире изменение азимута цели приводит к изменению
положения азимутальной метки на экране индикатора (рис. 16.8.6,в).
При использовании неподвижного визира метка азимута на индика-
торе обычно устанавливается вертикально (или может быть нанесена
на экран индикатора), а биссектриса сектора обзора отслеживает на-
правление на цель. Таким образом, изменение азимута цели в инди-
каторах с секторной разверткой (рис. 16.8.6,в) приводит к повороту
изображения, а в прямоугольных индикаторах азимут-дальность
(рис. 16.8.г) - к сдвигу. В результате метка цели всегда совмещена с
неподвижной меткой азимута и предотвращается потеря цели вслед-
ствие ее выхода за пределы зоны обзора, что может иметь место при
подвижном визире, особенно на малых дальностях.
Цель

Рис. 16.15

Автоматическое сопровождение по азимуту осуществляется в
процессе обзора пространства. Для этого в момент прохождения ДН
цели автоматический обнаружитель стробируется азимутальным
стробом. Положение центра строба задается системой сопровожде-
ния в соответствии с предполагаемым азимутом цели, а его ширина
зависит от времени нахождения цели в пределах ДН, то есть от ши-
рины ДН и скорости сканирования. Для измерения истинного азиму-
та цели определяется центр пачки импульсов от цели на выходе ав-
томатического обнаружителя при сканировании антенны. Рассогла-
сование между центром пачки и центром строба свидетельствует об
ошибке сопровождения, которая устраняется следящей системой.
Как правило, следящая система имеет астагизм второго порядка, что
позволяет сопровождать цель по памяти в моменты, когда антенна не
направлена на цель. Измеренное значение азимута при подвижном
визире определяет положение метки дальности на экране индикато-
ра, а при неподвижном - положение биссектрисы сектора обзора.

16.4.	ОСОБЕННОСТИ ВЫЧИСЛЕНИЯ ДАЛЬНОСТИ
ДЕЙСТВИЯ РЛС ОБЗОРА ЗЕМНОЙ ПОВЕРХНОСТИ

Расчет дальности действия РЛС ударных комплексов выполня-
ется по общим формулам, полученным в гл. 5. Можно найти соот-
ношение для дальности действия, учитывающее особенности РЛС
обзора поверхности земли. К таким особенностям следует отнести,
во-первых, наличие специальных (косекансных) диаграмм направ-
ленности антенны и, во-вторых, зависимость эффективной площади
отражения поверхности земли от расстояния.

Рис. 16.16

Для правильного распознавания характера местности требует-
ся, чтобы мощность сигнала, отраженного от фона местности Р$, в
несколько раз превышала уровень мощности внутренних шумов РЛС
Рш. Отношение фон/шум изменяется в пределах 10-20 дБ и опреде-
ляется характеристиками обнаружения: вероятностью правильного
обнаружения Рпо при заданной вероятности ложной тревоги Рлт.

Эффективная площадь отражения поверхности земли оп нахо-
дится в соответствии с общими формулами, полученными в гл. 2:

О'п ~ СТуп ^п.разр,	(16.10)

где Суп — удельная ЭПО поверхности земли; *$п.Разр — площадь участка
поверхности земли, который попадает в разрешаемый объем
(рис. 16.16). Площадь 5п.ра3р можно найти как площадь эквивалентно-
го прямоугольника

*$п.разр “ А/д А/дз,

где А/д=5/)/со8р - продольный размер площадки сечения разрешае-
мого объема поверхностью земли; А/аз - поперечный размер сечения
разрешаемого объема, который зависит от ширины луча в горизон-
тальной плоскости 0аз: А/аз=1)0аз. Окончательно выражение для пло-
щади 5п.разР будет иметь вид:

5п.разр = 57? В Оаз /созр.	(16.11)

В зависимости от вида поверхности удельная ЭПО может за-
висеть от угла наклона Р, как, например, для шероховатой поверхно-
сти

Суп = Со 8шР,

(16.12)

или не зависеть от угла Р (в этом случае сгуп = о0). В соответствии с
выражениями (16.10) и (16.11) при изменении оуп и в соответствии с
формулой (16.12) ЭПО поверхностной цели равна:

оп(Р) =ао 5В В 0аз

(16.13)

Мощность сигнала, принимаемого от фона местности, опреде-
ляется выражением (16.2) с учетом замены ЭПО точечной цели на
ЭПО участка поверхности, зависящей от угла Р (16.13). Представим
энергию излучаемого сигнала в виде /ГИЗл=Лр^н, где Рс?=Р^Рп - сред-
няя мощность передатчика, которая зависит от его импульсной мощ-
ности Ри, а также длительности ти и частоты повторения Ри зонди-
рующих импульсов; - время наблюдения, например, для РЛС пе-
реднего обзора это время определяется отношением ширины ДН и
скорости сканирования по азимуту ^н=9аз/юСк- Для рассматриваемого
случая формула отношения энергии принимаемого сигнала к спек-
тральной плотности мощности шума может быть записана в сле-
дующем виде:

= 2Е = 2Рср;нС2(р)Х2оп(Р)

ф'ш #0	(4л)ХП4

(16.14)

Наклонную дальность О, которая также зависит от угла р, выразим
как /)(Р)=Я81пР=Ргм1§ро/8П1р, где Дгм - максимальная горизонталь-
ная дальность, а коэффициент направленного действия (КНД) антен-
ны С(р) запишем в виде С(р)=(?о7?(р}, где (70 - КНД антенны в на-
правлении р0 (см. рис. 16.7). Подставим найденные параметры в
формулу (16.14). Получим

„ 2Р,Гдт,Оо^г(Р)Уасе;,8Р5!п4р

Так как диаграмма направленности по мощности Г(Р) выбирается
так, чтобы отношение фон/шум не зависело от р, то выполняется ра-
венство Г2(р)8Ш4 р/со§р = соп§1. Кроме того, должно выполнятся
условие Т^Ро)^. Поэтому диаграмму направленности /^(Р) в пределах
углов визирования от ро до рм запишем в виде

^(Р) = 7?0со§ес2рл/со8Р,

(16.16)

где постоянный коэффициент Ро = 81П2 Ро/-\/со8Ро .

Окончательно получим формулу для максимальной горизонтальной
дальности картографирования местности /)гм, (с учетом коэффициен-
та потерь ап) в виде

2Ри^и^20ое^5Д8тросо82Ро
(4я)3#оЮскапЛо
где Ко - параметр обнаружения, который выбирается в зависимости
от вероятности правильного обнаружения Рпо и допустимого значе-
ния Рт. При выборе КНД Сго антенны следует учитывать, что
бъ=67(2-рмс1§Ро), где О - КНД антенны с эквивалентным раскрывом,
но с иглообразной (с эллиптическим сечением) диаграммой направ-
ленности. Таким образом, для антенны с “косекансной” диаграммой
направленности величина КНД примерно в два раза меньше при том
же размере апертуры.

При обнаружении цели с ЭПО а на фоне внутренних шумов
отношение энергии сигнала цели к спектральной плотности шумов
(отношение сигнал/шум):

2РиКити/^2№2о51п4Р
(4я)3^<184Ро

(16.18)

В РЛС переднего обзора ^н=6аз/®сК5 поэтому для независимости
отношения сигнал/шум от угла Р ДН должна удовлетворять соотно-
шению Г(р)=Косо8ес2р, где Ро=8ш2ро. При обнаружении цели в РЛС
бокового обзора А^баз^/К, где Ус - скорость самолета, что обуслав-
ливает зависимость отношения сигнал/шум в РБО обратно пропор-
ционально 3-й степени дальности и ДН, а диаграмма направленной
Р(Р)=Росо8ес32р, где Ро=81п3/2ро	- для выполнения условия

Яс/ш=СОП81

Однако объекты, находящиеся на земной поверхности, обна-
руживаются на фоне местности. Для получения высокой вероятности
их обнаружения требуется превышение полезного сигнала над уров-
нем фона в несколько раз. Например, для получения Рпо=0,8 при
Р^Ю'4 требуется отношение сигнал/фон Рс/ф=70. Сравнительно низ-
кая разрешающая способность некогерентных РЛС позволяет счи-
тать большинство наземных объектов точечными, поэтому, исполь-
зуя выражение (16.2) для точечной цели с ЭПО о и поверхностной
цели с ЭПО Оп(Р) (16.13), получим, что отношение мощности сигна-
ла от цели к мощности сигнала от фона равно

‘,ф а,(₽) О,7.Ю.<5/ЛВр

(16.19)
и не зависит от энергетики РЛС и определяется отношением ЭПО
цели к ЭПО элемента разрешения фона. Поэтому для получения вы-
сокого отношения сигнал/фон необходимо повышать разрешающую
способность РЛС, что приводит к повышению энергетических ха-
рактеристик РЛС для наблюдения местности. Если разрешающая
способность РЛС меньше геометрического размера объекта, его изо-
бражение дробится на несколько элементов, а его обнаружение оп-
ределяется теми же характеристиками, что и обнаружение (карто-
графирование) местности на фоне внутренних шумов.

16.5.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Каким образом осуществляется формирование РЛИ в радио-
локационной станции РБО и РПО?

2.	Каковы особенности построения антенн и их характеристи-
ки в РПО и РБО?

3.	Каким образом осуществляется слежение за наземной целью
по дальности и азимуту в РПО?

4.	Определить максимальную дальность ОППах до танка
(ЭПО=40 м2) на фоне леса. Если Ри=40кВт; Со=30дБ ти=1мкс
/^=2000111, длина волны Х=3см. Ширина луча по азимуту 2°.
Глава 17

КОГЕРЕНТНЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
ОБЗОРА ПОВЕРХНОСТИ ЗЕМЛИ

17.1 РАДИОЛОКАЦИОННОЕ СИНТЕЗИРОВАНИЕ
АПЕРТУРЫ - ОСНОВА

КОГЕРЕНТНЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМ
ОБЗОРА ПОВЕРХНОСТИ ЗЕМЛИ

1.	Решаемые задачи и основные требования
к когерентным РЛС землеобзора

В современных условиях к радиолокационным системам обзо-
ра земной поверхности авиационных ударных, разведывательных и
разведывательно-ударных комплексов предъявляются высокие тре-
бования не только по обнаружению и определению координат раз-
личных объектов, но и по распознаванию и определению их функ-
ционального состояния.

Наряду с традиционными задачами обеспечения разведки на-
вигации, целеуказания, прицеливания и наведения оружия, совре-
менные радиолокационные системы обзора поверхности земли удар-
ных самолетов должны также решать задачи:

обнаружения малоразмерных наземных целей (танки, мобиль-
ные ракеты, РЛС, самолеты, вертолеты, автотранспорт), в том числе
скрытых растительностью, неподвижных и движущихся, невидимых
в оптическом диапазоне волн; обнаружения скоплений войск, фор-
тификационных сооружений, переправ, новых дорог и троп, минных
полей, нефте- и газопроводов, плотин, дамб; оценки состояния аэро-
дромов, железнодорожных узлов, морских портов; детального на-
блюдения поля боя, определения линии боевого соприкосновения,
оценки результатов боевой деятельности; оценки состояния земной

55. Изд.№9768

865
поверхности (растительности, почв, болот, лесов, вырубок, лесных
пожаров, снежного покрова, ледников); оценка состояния морской
поверхности (степень волнения, ледовая обстановка, динамика льдов
и течений, загрязнение поверхности моря); детальное картографиро-
вание поверхности земли; обнаружение и наблюдение мест катаст-
роф и стихийных бедствий. В особых случаях РЛС землеобзора
должна решать задачи обнаружения целей и с искусственно снижен-
ной заметностью, подводных лодок в погруженном состоянии, зака-
муфлированных целей, а также распознавания целей-ловушек.

Основными требованиями, предъявляемыми к РЛС землеобзо-
ра, являются: возможность решения задач в любых погодных усло-
виях (облака, дождь); непрерывность обзора; широкая зона обзора и
возможность решения задач на большом удалении от РЛС.

В качестве примера тактико-технических характеристик РЛС
землеобзора приведем данные некоторой гипотетической системы.

Важнейшей характеристикой РЛС является ее разрешающая
способность, которая должна быть равна 1м по дальности и азимуту
(по поперечной дальности) для обеспечения обнаружения малораз-
мерных целей и 30 см - для распознавания и оценки состояния це-
лей. Информативной характеристикой целей является ее движение,
поэтому РЛС должна иметь режим селекции движущихся целей, в
том числе медленно движущихся вплоть до скорости 4 км/час.

Обзор обычно осуществляется в трех режимах: полосовой (пе-
реднебоковой) за счет перемещения самолета-носителя РЛС при не-
подвижной диаграмме направленности антенны, секторный в режи-
ме СДЦ и телескопический (неподвижный микроплан местности).
При полосовом обзоре наблюдаемый участок местности может раз-
мещаться в полосе от 20 до 200 км с разрешением 1м. В режиме ска-
нирования сектор 90° перекрывается за 120 с с разрешением Юм В
режиме СДЦ дальность наблюдения такая же, как и при полосовом
обзоре. В микроплане местности (телескопическом обзоре) обеспе-
чивается наблюдение участка местности с размером 2x2 км с макси-
мальным разрешением до 30 см при отклонении направления на-
блюдения от линии пути в пределах ±45°. Применяемые диапазоны
волн: 3 см, 8 мм и дециметровый (70 см) для обеспечения наблюде-
ния целей сквозь листву деревьев.
Основным требованием, предъявляемым к когерентным РЛС
землеобзора, является сверхвысокая разрешающая способность, что
позволяет получать с их помощью радиолокационные изображения
наблюдаемых объектов, сравнимые по детальности с фотоснимками.
Такие РЛС иногда называют системами радиовидения.

2.	Принципы радиолокационного синтезирования
апертуры (РСА)

Обеспечение сверхвысокой разрешающей способности РЛС
землеобзора по дальности и углу (азимуту) требует решения целого
ряда сложных технических задач.

Получения требуемого разрешения по дальности решается пу-
тем использования широкополосных зондирующих сигналов. При
разрешении 30 см требуется полоса спектра частот сигнала порядка
500 МГц, что предъявляет высокие требования к широкополосное™
всех элементов антенного и приемопередающего тракта.

Задача получения такого же высокого разрешения по азимуту
требует применения антенны с размером апертуры1 километры и бо-
лее. Естественно, что размещение антенн столь больших размеров на
самолете невозможно. Идея метода получения высокого разрешения
по угловым координатам и при малых размерах антенны РЛС осно-
вана на формировании большой апертуры на борту летательного ап-
парата искусственным способом (рис. 17.1). Для этого апертура син-
тезируется, то есть формируется последовательно во времени при
полете самолета по определенной, точно известной (обычно прямо-
линейной) траектории с последующим запоминанием отраженного
от объекта сигнала - траекторного сигнала. Отсюда название метода
- синтезирование апертуры. Иногда такую антенну называют также
искусственной, подчеркивая ее отличие от реальной антенны малого
размера, используемой в бортовой РЛС для приема отраженных сиг-
налов. Размер искусственной аперлуры равен размеру участка траек-
тории полета носителя РЛС, на котором произведено запоминание

1 Апертура (лат. арегНк - отверствие, раскрыв) - действующая, то есть принимающая (или)
иглу чающая электомагнитные волны, поверхность антенны.
отраженного объектом сигнала (структуры электромагнитного поля
- траекторного сигнала).

синтезированная

разрешение
7ГО

Рис. 17.1

Когерентное (синфазное) суммирование отсчетных значений
траекторного сигнала на требуемом участке траектории эквивалент-
но синфазному суммированию сигналов в реальной фазированной
антенной решетке такого же большого размера. Поэтому угловая
разрешающая способность РЛС повышается приблизительно во
столько раз, во сколько синтезированная апертура больше реальной
апертуры антенны РЛС. Увеличение разрешения может быть в тыся-
чу и более раз, по сравнению с разрешением, соответствующим
апертуре малой реальной антенны.

Для пояснения принципа синтезирования апертуры рассмот-
рим вначале, каким образом формируется диаграмма направленно-
сти реальной антенны, которая и определяет разрешающую способ-
ность по угловой координате обычной РЛС. Пусть имеется линейная
апертура антенны размером <1, на которую падает плоская электро-
магнитная волна под углом 0 (рис. 17.2). Фаза волны вдоль апертуры
868
(ось х) определяется запаздыванием фронта волны относительно
центра апертуры:

(17.1)

где X - длина волны; г(х) - расстояние от фронта волны до точки х на
апертуре.

фронт волны

Рис. 17.2

Диаграмма направленности (ДН) формируется в результате
синфазного суммирования электромагнитных колебаний, падающих
на апертуру:

+412

Е(б)= Г Ео ехр[/(р(х)}&,

-а/2

(17.2)

где Ео - напряженность поля.

Нормированная ДН в этом случае равна

Е(е)=

8Ш

8Ш0

(17.3)
Под разрешающей способностью по угловой координате
обычно понимают ширину ДН по напряженности поля Е(0) на уров-
не 0,7:

6л=0,88Ш

(17.4)

Таким образом, разрешающая способность по углу определя-
ется относительным размером апертуры антенны й/Х. В самолетных
РЛС этот размер не превышает 10...20 - у РЛС истребителей и
200...300 - у РЛС бокового обзора. Поэтому линейное разрешение по
азимуту

Чз

= ДД>

(17.5)

на больших дальностях крайне низкое (километры).

В отличие от реальной антенны синтезированная апертура мо-
жет иметь очень большие относительные размеры (103...105), что по-
зволяет получать разрешение выше, чем у человеческого глаза и ря-
да оптических систем (табл. 17.1).

Таблица 17.1

	Панорамные РЛС	РЛС бокового обзора	Челове- ческий глаз	РСА	Оптические системы
	10...60	200...300	6- 1(У		10*...10“

Рассмотрим процесс синтезирования на примере формирова-
ния прямолинейной апертуры РЛС (рис. 17.3). Антенна РЛС пере-
мещается по прямолинейной траектории (ось х) последовательно, за-
нимая положения 1,2,3 и так далее. В каждом положении антенна из-
лучает зондирующий и принимает отраженный от точечной цели
сигналы в виде плоской электромагнитной волны. Фронт волны рас-
положен под углом 0 относительно траектории.
Рис. 17.3

Упрощенная структурная схема РЛС (рис. 17.4) имеет в своем соста-
ве устройство памяти, которое запоминает амплитуду и фазу волны,
принимаемой в каждом положении антенны.

Рис. 17.4

В результате в устройстве памяти формируется траекторный сигнал-
аналог распределения поля по апертуре в обычной антенной ре-
шетке. Устройство формирования апертуры обеспечивает переме-
щение антенны РЛС по прямолинейной траектории, синхронизируя
излучение, прием и запоминание сигналов с положением антенны на
траектории. Процессор обработки сигналов синфазно суммирует за-
помненные сигналы.

При перемещении реальной антенны по траектории на рас-
стояние х набег фазы будет равен
2х8т0,

(17.6)

то есть в два раза больше, чем у обычной антенны. Это обусловлено
двойным проходом волны расстояния г в каждом положении антен-
ны на оси х при передаче и при приеме. Если размер синтезирован-
ной апертуры ЛС=ЛЦ то ширина синтезированной ДН

6С = 0,44

(17.7)

то есть размер синтезированной апертуры увеличился в 2А раз по
сравнению с размером апертуры линейной антенной решетки. Соот-
ветственно в 2А раз увеличилась разрешающая способность по угло-
вой координате.

3.	Свойства РЛС с синтезированной апертурой

Рассмотрим основные свойства РЛС с синтезированной апер-
турой. Использование метода синтезирования апертуры в РЛС по-
зволяет получать апертуру большего размера, используя антенну ма-
лого размера. Такие радиолокационные системы получили название
РСА - радиолокационная система с синтезированием апертуры. Бла-
годаря большому размеру апертуры Ьс РСА обеспечивает высокое
линейное разрешение по азимутальному направлению:

5/аз=0,44^2)н.	(17.8)

При ДД=105 разрешение равно 0,44 м на дальности 100 км, а размер
апертуры равен 3 км при Х=3 см.

Диаграмма направленности РСА на передачу определяется ре-
альной антенной, а синтезированная апертура работает только на
прием. Поляризационные и частотные свойства РСА определяются
также только реальной антенной.

Задача синтезирования апертуры сводится также к разработке
алгоритмов обработки пространственно-временного траекторного
сигнала, которые обеспечивали бы синфазное суммирование приии-
872
маемых колебаний на всей синтезированной апертуре. При этом, из-
меняя траекторию и алгоритм, можно формировать на выходе про-
цессора различные диаграммы направленности (однолучевые, моно-
импульсные) и получать различные характеристики наблюдаемого
объекта (распределение ЭПО, координаты, наличие движения и др.).

Обычно реальная апертура имеет малый размер и фактически
осуществляется прием плоских волн. Синтезированная апертура
имеет большие размеры и пренебрегать сферичностью волн уже
нельзя. В этом случае прием ведется не в дальней зоне расположения
целей, а в промежуточной (зоне Френеля). Ближняя граница дальней
зоны определяется условием

с!2

Яда>2—.	(17.9)

У реальной антенны бортовой РЛС граница дальней зоны по-
рядка 100 м, а у синтезированной апертуры от десятков до несколь-
ких тысяч км. Учет сферичности фронта принимаемой волны при
обработке траекторного сигнала называется фокусировкой, а аперту-
ра соответственно фокусированной апертурой. В простейших РСА,
когда размер синтезированной апертуры небольшой, учет сферично-
сти фронта волны не производят. Такой режим называют «доплеров-
ским обострением луча (ДОЛ)» и увеличение разрешения при этом
невелико не более 50-60 м.

Для обеспечения синфазного сложения траекторного сигнала в
процессе синтезирования апертуры необходимо, чтобы сигнал был
когерентным. Когерентность сигнала - это фактически априорное
знание закона изменения параметров сигнала, что позволяет точно
знать траекторный сигнал, изменение его фазы. Обычно в антеннах
считается допустимой максимальная ошибка положения точек апер-
туры (относительно заданного) не более А/8, что соответствует
ошибке по фазе к/4. Основными источниками ошибок являются тра-
екторные нестабильности перемещения антенны при ситсзировании
апертуры, а также нестабильности приемо-передатчика и среды рас-
пространения волн. Так, допустимая ошибка в знании траектории
перемещения фазового центра антенны не должна превышать не-
скольких миллиметров на интервале полета несколько сотен метров.
Это требует специальных мер компенсации траекторных нестабиль-
873
ностеи с помощью инерциальных систем микронавигации и алго-
ритмов автофокусировки траекторного сигнала.

Обработка траекторного сигнала для получения сверхвысокой
разрешающей способности по дальности и азимуту в реальном мас-
штабе времени требует большого объема памяти (106... 108 бит) и бы-
стродействия (107... 109 операций в сек.) процессора, что представля-
ет исключительно сложную задачу для бортовых ЦВМ. В наземных
условиях эту задачу успешно решает оптический процессор, в кото-
ром используются запись траекторного сигнала на фотопленку и
аналоговая обработка сигнала с помощью когерентной оптической
системы. Однако в этом случае, кроме задержки получения инфор-
мации на время формирования синтезированной апертуры, прису-
щей всем РСА, наблюдается большая задержка во времени, обуслов-
ленная процессами доставки фотопленки, ее фотохимической и оп-
тической обработки. Это время может достигать нескольких часов.

Для формирования синтезированной апертуры необходимо
иметь относительное перемещение антенны и наблюдаемого объек-
та. Это можно выполнить различными методами. Формирование
апертуры путем перемещения антенны относительно неподвижного
объекта называют прямым синтезированием, а формирование апер-
туры путем перемещения или вращения объекта - обратным (ин-
версным) синтезированием,

4.	Разрешающая способность РСА

Разрешение целей в РСА обеспечивается за счет формирования
и обработки траекторного сигнала, то есть сигнала, отраженного от
целей, и принимаемого на траектории полета носителя РЛС.

На рис. 17.5 изображена проекция траектории полета носителя
РЛС в плоскости дальность наклонная -1), дальность поперечная -
Д, (азимут).
Рис. 17.5

В общем случае носитель может перемещаться по произволь-
ной траектории с произвольной скоростью, однако при этом и вид
траектории и скорость в каждой точке траектории должны быть из-
вестны. Траектория задана в параметрическом виде г0(Р) как зависи-
мость расстояния от точечной цели Ц до фазового центра антенны на
траектории в точке под углом р. Траекторный сигнал обрабатывается
за время его формирования Тй-1г-1\, которое называется временем
синтезирования. За это время угол Р изменяется от -ро/2 до +Ро/2,
формируя синтезированную апертуру с угловым размером Ро.

Разрешающая способность РСА, как и ранее, определяется
шириной функции неопределенности (функции рассогласования)
траекторного сигнала по координатам дальности /) и азимуту Ип:

+р0/2

ч',(/л,/.)= р,(₽ДоЕ(рл,/и>Ф,

-Р0/2

где 5Т(Р) - траекторный сигнал от точечной цели Ц; 5* (РЛЛз) ~ тра-
екторный сигнал от точечной цели при смещении координат цели по
дальности /д и азимуту /аз. При ненаправленной антенне и непрерыв-
ном смодулированном зондирующем сигнале пространственная
разрешающая способность определяется только размером синтези-
рованной апертуры. В этом случае траекторный сигнал равен

5т(р) = С/0(р)ехр

Л

(17.10)

где Ц)(Р) - амплитуда сигнала, которую в дальнейшем будем считать
постоянной. Изменение амплитуды траекторного сигнала определяет
форму функции неопределенности и незначительно влияет на раз-
решение. Траекторный сигнал от цели с координатой смещения р
относительно цели Ц:

р

Вектор смещения р при а=0 соответствует смещению только по
азимуту /аз, а при а=л/2 - по дальности /д.

Функция неопределенности равна

-р0/2

Обычно при работе РСА величина р значительно меньше расстояния
г0. Тогда можно записать1.

Го(Р)-^р(Р)«р81п(а+Р).

(17.11)

Нормированная функция неопределенности в этом случае равна

(17.12)

1 Действительно, из рис. 17,5.видно, что угол 2^АЦВ в треугольнике ААЦВ равен 90°(ос+р).
Если опустить перпендикуляр из точки В на сторону АЦ, то Дгаго-гр (приближенно). Но
Лг~рсо8(90о-(а+Р)) или Лг=р8т(а+р). Следовательно, Го-гр=р8т(а+р).
Ширина модуля функции неопределенности на уровне 0,7 определя-
ет разрешающую способность по соответствующему направлению
(сдвигу).

Потенциальная величина разрешения синтезированной апер-
туры очень высокая. Так, при круговой траектории вокруг целей
(Ро=2тг) разрешение равно 0,18Х по всем направлениям (по дальности
и азимуту) даже при немодулированном зондирующем сигнале.

В реальных условиях работы РСА землеобзора угловые разме-
ры синтезированной апертуры р0 не превышают нескольких граду-
сов. В этом случае сечение функции неопределенности только по
азимуту при (а=0) равна (принимаем, что р=/аз и $тр^Р):

Разрешение по азимуту в этом случае равно

5/аз=0,45—.

(17.14)

Таким образом, разрешение РЛС с синтезированной апертурой
не зависит от вида траектории и скорости перемещения физической
антенны, а определяется только угловым размером траектории поле-
та самолета относительно цели, то есть угловым размером синтези-
рованной апертуры р0 и длиной волны X.

Угловой размер синтезированной апертуры зависит от направ-
ления наблюдения относительно вектора скорости самолета. Так,
при прямолинейной траектории полета с изменением угла наблюде-
ния цели 0н от бокового (0н=90°) к переднему (0Н<90°), при постоян-
ной длине синтезированной апертуры Тс и расстоянии Бн угловой
размер синтезированной апертуры Ро уменьшается (рис. 17.6).

Для обеспечения одинакового разрешения по дальности и ази-
муту в РСА землеобзора используют широкополосные зондирующие
сигналы. Разрешение по дальности в этом случае, как было показано
ранее, равно
где А/'- ширина полосы спектра частот зондирующего сигнала.

Разрешение по азимуту от ширины полосы спектра частот зон-

дирующего сигнала практически не зависит.

В РСА землеобзора наиболее часто используют полет по пря-
молинейной траектории с постоянной скоростью Ус.

В этом случае угловой размер апертуры (см. рис. 17.6) равен

Ро

(17.15)

где Ьс - линейный размер синтезированной апертуры; Бн - расстоя-
ние до цели; 0н - угол относительно вектора путевой скорости носи-
теля РЛС; Ус - скорость носителя РЛС; Тс - время синтезирования.

Рис. 17.6

Разрешающая способность по поперечной дальности (линей-
ное разрешение по азимуту), как следует из формул (17.14) и (17.15),
878
равна

5/аз = 0,45

К718Ш0
V	Н

(17.16)

н

н

2ИГ8шен

Разрешение уменьшается при уменьшении угла наблюдения
0Н. При переднем обзоре (0Н->О) угловой размер апертуры фактиче-
ски определяется величиной разрешения 6/аз. Действительно, угол
0Н можно считать равным (см. рис. 17.6):

(17.17)

Угол ро (см. 17.15) равен

К 7157

С V ОО

(17.18)

Подставим Ро (17.18) в формулу (17.14) и получим

57аз = 0,45

ктх,

(17.19)

Следовательно, величина разрешения по поперечной дальности (по
азимуту) равна

(17.20)

Разрешение РСА в переднем секторе обзора при допустимом
значении Тс и К близко к разрешению, обусловленному шириной
ДН реальной антенны РЛС. Поэтому обычно при углах наблюдения
0Н в пределах ±(5°-10°) синтезирование апертуры не дает сущест-
венного улучшения разрешения и по этой причине не применяется.

Максимально возможное разрешение по азимуту ограничено
диаграммой направленности антенны РЛС. Так, при обзоре, когда
диаграмма направленности неподвижна относительно носителя РЛС
и перемещается вместе с ним, максимально возможный угловой раз-
мер синтезированной апертуры равен ширине диаграммы направ-
ленности

(17.21)

Тогда из формулы (17.14) следует, что максимально возможное раз-
решение по азимуту равно половине размера апертуры реальной ан-
тенны с1а\

(17.22)

17.2.	СТРУКТУРНАЯ СХЕМА РСА ЗЕМЛЕОБЗОРА

1.	Общая характеристика

Структурная схема, характеризующая связи основных элемен-
тов РСА при решении задач землеобзора, изображена на рис. 17.7.
Выбор режимов работы всех устройств РСА осуществляется БЦВМ
управления и контроля в соответствии с решаемой тактической зада-
чей. При этом высокостабильный опорный генератор высокочастот-
ных колебаний с помощью синтезатора частот формирует все необ-
ходимые колебания как радиочастот (несущих, промежуточных, час-
тот модуляции), так и частот синхронизации, обеспечивая тем самым
когерентность приемопередающего тракта РСА. Модулятор форми-
рует заданную форму зондирующего сигнала (амплитудную и фазо-
частотную модуляцию) на несущей частоте. Усилитель мощности
обеспечивает требуемую мощность излучения зондирующего сигна-
ла, сохраняя его когерентность. Через антенный переключатель уси-
ленные колебания поступают в антенну, которая излучает электро-
магнитные волны в пределах заданной диаграммы направленности.
Система стабилизации и управления антенной обеспечивает стаби-
лизацию и перемещение ДН антенны в соответствии с требуемым
режимом обзора земной поверхности. Например, при телескопиче-
880
ском обзоре ДН антенны обеспечивает непрерывный подсвет задан-
ного участка земной поверхности (микроплана) путем слежения за
ним при движении носителя РСА. Как будет показано в гл. 18 при
приеме отраженных сигналов моноимпульсные суммарный и разно-
стный каналы позволяют получить точное измерение угловых коор-
динат движущихся целей и выделять эти движущиеся цели (режим
СДЦ).

Рис. 17.7

Таким образом, в зоне обзора РСА отраженные сигналы от
всех объектов приходят к антенне, где формируются сигналы, соот-
ветствующие суммарной и разностной ДН антенны. Приемники
суммарного и разностных каналов обеспечивают усиление и преоб-
разование сигналов на промежуточную частоту с последующим
формированием с помощью фазового детектора двух квэ дратурных
сигналов в каждом канале. На структурной схеме изображена циф-
ровая система обработки сигналов на борту носителя. При использо-
вании наземной системы обработки (оптической или цифровой) тра-
екторные сигналы записываются регистратором или транслируются
на наземный пункт обработки через систему передачи данных с вы-
хода буферного регистра.

Управление системой обработки сигналов по дальности (сжа-
тие импульсов) и азимуту (синтезирование) осуществляется соответ-
ствующими цифровыми автоматами управления (контролерами).
Имеются специальные алгоритмы получения радиолокационного
изображения (РЛИ): с не когерентным накоплением, селекции дви-
жущихся целей, формирования скоростного портрета водной по-
верхности, обнаружения и сопровождения неподвижных и движу-
щихся целей. Эти алгоритмы используются в зависимости от решае-
мой тактической задачи. На индикаторе телевизионного типа фор-
мируется РЛИ наблюдаемого участка земной поверхности, а также
подается и другая информация (координаты целей, отметки движу-
щихся целей, результаты классификации целей и т.п.). Кроме того,
РЛИ запоминается регистратором.

Наличие случайных искажений траекторного сигнала, прежде
всего вследствие траекторных нестабильностей, приводит к ухудше-
нию разрешения целей. По этой причине требуется их компенсация,
особенно при полете самолета в турбулентной атмосфере и при вы-
соких требованиях к разрешающей способности РСА. Для решения
этой задачи используются две системы. Инерциальная система мик-
ронавигации обеспечивает измерение отклонения движения фазово-
го центра антенны от заданной траектории. Система автофокусиров-
ки определяет фазовые искажения траекторного сигнала непосредст-
венно по отраженному сигналу от объектов на земной поверхности.
Измеренные значения фазовых флюктуаций в этих двух системах
используются для компенсации погрешностей с помощью управляе-
мого фазовращателя на промежуточной частоте и при формировании
характеристики цифрового согласованного фильтра по азимуту при
синтезировании апертуры.

Определим основные требования к параметрам сигналов и
устройств РСА.


2.	Приемопередающий тракт

Приемопередающий тракт РСА включает в себя устройства
формирования зондирующего сигнала, усиления, преобразования на
промежуточную частоту сигнала. В тракт входят также синфазный и
квадратурный фазовые детекторы.

Выбор зондирующего сигнала РСА землеобзора определяется
многими факторами. Получение высокой разрешающей способности
по дальности требует применения широкополосного зондирующего
сигнала. Для получения радиолокационного изображения малоотра-
жающей местности и объектов (ВПП, водная поверхность) при
большой дальности наблюдения необходима значительная мощность
излучаемого сигнала (средняя мощность). Для обеспечения малых
фазовых нестабильностей траекторного сигнала необходимо иметь
высокую когерентность приемопередающего тракта и самого зонди-
рующего сигнала.

Когерентность тракта обеспечивается путем формирования
всех радиочастотных колебаний и синхроимпульсов от единого вы-
сокостабильного опорного генератора с помощью синтезатора час-
тот. В качестве опорного генератора обычно используют прецизион-
ные кварцевые генераторы на частоты 10-50 МГц с последующим
умножением (делением) частоты. Принимаются меры по стабилиза-
ции питающих напряжений, температурной компенсации, изоляции
от механических воздействий и т.п. для обеспечения высокой ста-
бильности частот и малых фазовых шумов генерируемых колебаний.
Усилительные приборы типа клистронов и ЛЕВ обеспечивают необ-
ходимую мощность излучения зондирующего сигнала. При этом, так
же как и для опорного генератора, принимаются меры по стабили-
зации питающих напряжений, так как их нестабильность приводит к
фазовым нестабильностям выходного сигнала. Правильно сконст-
руированный когерентный передающий тракт имеет малые фазовые
шумы и незначительный уход частоты за время синтезирования.

Структурная схема формирования и преобразования сигнала в
РСА показана на рис. 17.8.

Опорный генератор ОГ и синтезатор частот СЧ формируют
сигналы несущей частоты промежуточный Г[[р и гетеродинный
сигнал	а также частоты модуляции зондирующего сигнала
/м. С помощью модулятора ТИ формируется требуемый зондирующий
сигнал на несущей частоте То, который усиливается усилителем мощ-
ности УМ и, пройдя через антенный переключатель, излучается ан-
тенной.

Рис. 17.8

Принимаемый траекторный сигнал, частота которого отлича-
ется от излученного на доплеровскую частоту/щ, преобразуется сме-
сителем на промежуточную частоту /пр. В качестве сигнала гетеро-
дина синтезатор частот выдает колебания частоты /и/пр. После уси-
ления в УПЧ отраженный сигнал преобразуется в два видеосигнала
(квадратурные составляющие) с помощью фазового детектора ФД.
Для работы ФД опорные сигналы на частоте /щ., сдвинутые относи-
тельно друг друга на л/2, также формируются синтезатором частот.
Дальнейшая обработка траекторного сигнала производится после
ФД обычно с помощью цифрового процессора сигналов (на борту
ЛА), либо после записи траекторного сигнала с выхода ФД, в назем-
ном цифровом или оптическом устройстве обработки. Иногда обра-
ботка сигнала (до синтезирования) производится после УПЧ с по-
мощью аналогового согласованного фильтра сжатия импульсов.

Обеспечение когерентности тракта при такой схеме формиро-
вания зондирующего сигнала определяет требования к опорному ге-
нератору. Так, если излучаемый сигнал имеет фазу фИзл=соо^+фп(03 гДе
- фп(Г)-паразитная фазовая модуляция опорного генератора, то при-
нимаемый задержанный на т сигнал имеет фазу <рпр=<1>о(^-'г)+<рп(/-'г).
Фазовые флюктуации траекторного сигнала равны Д<рфп(/-'с)=<рГ1(/‘-т).
Случайный процесс фазовых нестабильностей опорного генератора
фп(1) благодаря незначительным уходам частоты генератора за время
синтезирования (единицы секунд) можно считать нормальным слу-
чайным процессом с корреляционной функцией

(0=Фп(0фп (*-*)•

Тогда разность фаз такого процесса имеет дисперсию:

}=Мк0-<Рп(*-*)] [%(')-%('-*)] }=2[°₽-ЛЛ)]-

(17.23)

Чем ниже частота флюктуаций опорного генератора, тем
больше значение /?ф(т0) и, следовательно, меньше вклад низкочастот-
ных флюктуаций в СКО флюктуаций фазы Лер приемопередающего
тракта. Однако опорные генераторы имеют спектральную плотность
фазовых шумов колебаний, возрастающую с уменьшением частоты,
что требует учета всех спектральных составляющих фазовых шумов
опорного генератора. У современных опорных генераторов интервал
корреляции фазовых нестабильностей А(р(О обычно много меньше
времени синтезирования Тс (быстрые нестабильности), а СКО неста-
бильностей фазы Дф составляет 3-40°. В РСА используются коге-
рентные импульсные периодические сигналы (пачки когерентных
импульсов). Однако сигналы без внутриимпульсной модуляции ис-
пользовать в РСА с высоким разрешением обычно не удается вслед-
ствие низкой средней мощности таких сигналов. Чаще всего для по-
вышения средней мощности используют внутриимпульсную линей-
ную частотную модуляцию (ЛЧМ).

3.	Антенная система

Параметры антенной системы определяют многие характери-
стики РСА: зону обзора, энергетические и поляризационные харак-
теристики, селекцию движущихся целей, неоднозначность «даль-
ность-азимут», помехозащищенность и точность измерения коорди-
нат.
В большинстве случаев с увеличением размера антенны улуч-
шаются характеристики РСА. Поэтому обычно используют антенну
максимально большого размера, исходя из возможностей ее разме-
щения на борту ЛА.

Положение зоны обзора по азимуту (рис. 17.9) относительно
вектора путевой скорости носителя 0Н определяется направлением
оси ДН антенны и может изменяться в пределах ±90° за исключени-
ем переднего (заднего) сектора ±(5-10°), где разрешение резко пада-
ет. Антенна обычно устанавливается на гироплатформе, что обеспе-
чивает управление и стабилизацию положения ДН в пространстве
при рыскании ЛА.

Рис. 17.9

Ширина ДН по азимуту 0Л определяет зону одновременного обзора
по азимуту А1Н =0Л1)Н на дальности /)н. Если по тактическим требо-
ваниям к РСА данная величина АЛН недостаточна, то используют
многолучевую ДН. При формируемых одновременно нескольких лу-
чах ширина зоны	Соответственно в А раз возрас-

тают требования к системе обработки по быстродействию и объему
памяти. Возрастает сложность системы формирования ДН антенны.
Поэтому расширение зоны обзора чаще достигается путем секторно-
го либо переднебокового обзора за счет увеличения времени обзора
заданной зоны.

Положение зоны обзора по дальности определяется формой
ДН антенны в вертикальной (угломестной) плоскости. Дальность об-
зора РСА определяет угол положения ДН фн, отсчитываемый от го-
ризонтальной плоскости (рис. 17.10): Д=Онсо8фн (без учета кривиз-
ны поверхности земли), а полоса обзора АОГ =ДВн/со8фн.

*ДОг

Рис. 17.10

Минимальная дальность обзора /)мин ограничивается ухудше-
нием разрешения по горизонтальной дальности: 51)г=5/г/со8(рн и
обычно не бывает меньше высоты полета Н. Максимальная ширина
зоны обзора по дальности Л2)н= ОумОн/81пфн определяется шириной
ДН в угломестной плоскости 0ум. Расширение зоны одновременного
обзора ДРН возможно за счет использования ДН специальной формы,
например, типа /?п(фн)-со8ес2(рнсо8Ь2(рн, которая обеспечивает посто-
янство мощности отраженного сигнала фона при изменении дально-
сти Я в пределах зоны обзора. В режиме высокого разрешения тре-
буемая ширина зоны обзора Д7)н обычно значительно меньше даль-
ности наблюдения Рн. В этом случае форма ДН в вертикальной
плоскости может быть иглообразной.

При переднебоковом обзоре (рис. 17.11) ДН антенны непод-
вижна относительно вектора путевой скорости носителя РСА и ее
ось направлена под углом 0н по азимуту, что определяет направление
обзора. При 9н=к/2 осуществляется боковой обзор. Переднебоковой
обзор обеспечивает наблюдение непрерывной полосы местности по
траектории полета. Скорость обзора определяется скоростью полета
носителя: Иобз=Кс.
Рис* 17.11

Секторный обзор используется для уменьшения времени обзо-
ра в случае, когда требуемая зона обзора шире ДН антенны: ДОобз^л-
На рис. 17.12 показан ряд последовательных интервалов синтезиро-
вания, на каждом из которых формируется зона обзора шириной 0Л.
Интервал синтезирования Ьс выбирается меньше максимально воз-
можного при переднебоковом обзоре: 2>макс=^н 6о- Максимально воз-
можное разрешение (б/д/2) в этом случае достигнуто быть не может,
так как Ас<Дпах. «Телескопический» обзор (обзор микроплана мест-
ности МПМ) обеспечивает непрерывное наблюдение за заданным
участком местности путем изменения угла наблюдения при движе-
нии РСА по траектории (рис. 17.13). Угловая ширина зоны обзора в
этом случае равна или меньше ширины ДН антенны: Дбобз^. Разре-
шающая способность определяется угловым размером апертуры р0,
который может быть гораздо больше ширины ДН антенны. Длитель-
ность траекторного сигнала и соответственно времени синтезирова-
ния при непрерывном слежении за зоной обзора ограничивается
только техническими возможностями системы обработки. Поэтому
при «телескопическом» обзоре разрешение может быть лучше, чем
б?д/2.
Рис. 17.12

Рис. 17.13

Энергетический потенциал РСА определяется коэффициентом
усиления антенны

где ка - коэффициент использования раскрыва антенны, равный 0,5-
0,7 для зеркальных и 0,6-0,8 для волноводно-щелевых антенн; 5А -
геометрическая площадь раскрыва антенны; 1 - длина волны РСА.
Антенны бортовых РЛС обычно имеют усиление порядка 30-35 дБ.
Потери в антенно-фидерной системе определяются потерями в вол-
новодном тракте от передатчика до антенны (1,5-2)дБ, в обтекателе
при прохождении волны туда и обратно (1,2-1,6)дБ и в волноводном
тракте от антенны до приемника (1,3-1,6)дБ. Шумами антенной сис-
темы по сравнению с шумом входных устройств (усилителей, преоб-
разователей) обычно пренебрегают. Входные устройства РСА такие
же, как у обычной РЛС.

Для оценки характеристик радиолокационного изображения
наиболее важными параметрами ДН антенны являются: ширина ос-
новного лепестка ДН на уровне ЗдБ: по азимуту 0Л и по наклону 0ум ;
интенсивность максимального бокового лепестка Рбл макс ; интеграль-
ный уровень боковых лепестков РбЛ Инт? как отношение мощности
всех боковых лепестков к мощности основного лепестка ДН.

17.3.	ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ В РАЗЛИЧНЫХ ТИПАХ РСА

1.	Принципы обработки сигналов

Как уже отмечалось выше (см. гл. 9), обработка пространст-
венно-временных сигналов осуществляется оптимальными устрой-
ствами, которые выполняют как обработку сигналов по временной
задержке в пределах одного периода повторения сигналов (сжатие
импульсов по временной задержке), так и обработку пространствен-
но изменяющегося сигнала. Радиолокационные системы с синтези-
рованием апертуры относятся к системам с пространственно-
временными сигналами. Пространственная обработка в РСА это вы-
полнение сжатия по пространственной переменной (по азимуту или
по поперечной дальности). Оптимальными устройствами обработки
являются корреляционная обработка или обработка в согласованных
фильтрах, которые формируют на выходе сигнал, представляющий
собой корреляционную функцию принимаемого сигнала 5Т (в данном
случае это траекторный сигнал) и опорного сигнала, который пред-
ставляет собой в РСА траекторный сигнал для точечной цели 5Т0 без
наложения шумовых составляющих. Сигнальная часть выходного
сигнала представляет собой сумму корреляционных функций траек-
торного сигнала для наблюдаемой цели. Эта корреляционная функ-
ция описывает свойства ДН синтезированной апертуры

+00

(17.24)

где Д/аз - линейное смещение по азимуту.

В общем случае при наличии шумов выходной сигнал системы
обработки может быть записан в виде

+00

—00

(17.25)

Запишем входной сигнал как сумму траекторных сигналов целей и
шумов в виде

(17.26)

где М— количество целей в полоске дальности 7)н=соп81.

н»г м	1

(17 27)

—оо С	>

Раскрывая фигурные скобки, получаем

+«>М	Л/

(17.28)
Видно, что сигнальная часть выходного напряжения .Увых с представ-
ляет собой сумму корреляционных функций для отдельных отра-
жающих элементов поверхности

(17.29)

или с учетом (17.24) получим
(17.30)

Таким образом, для описания свойств РСА достаточно рас-
сматривать только свойства ДН синтезированной апертуры Аса(4зоп).
Эта функция является сечением функции неопределенности по од-
ной из координатных осей (см. п. 17.1).

Для нахождения ДН синтезированной апертуры (СА) важное
значение имеет вид траекторного сигнала для точечной цели, кото-
рый используется в качестве опорного сигнала в системах обработ-
ки. Конкретные виды систем обработки рассмотрены в последующих
разделах главы.

2.	Траекторный сигнал при переднебоковом наблюдении

Наиболее общий случай формирования траекторного сигнала соот-
ветствует наблюдению целей в переднебоковом направлении. Траек-
торный сигнал запишем в комплексном виде:

5т(х) = ^(х>у<₽(х),

(17.31)

где а - определяется ЭПО точечной цели.

Зависимость (17.31) соответствует реальному наблюдаемому сигна-
лу

5Т (х) = а4(х)со§[ф(х)],

(17.32)

где амплитуда А(х) соответствует ДН реальной антенны, а фаза ф (х)
является функцией положения летательного аппарата по оси х (рис.
17.14).

При прямолинейном полете с постоянной скоростью всегда
можно заменить х на величину К/

(17.33)

где время (- это, так называемое, «медленное» время - время полета
по траектории. «Быстрое» время связано с временем распростране-
нием электромагнитных колебаний в пространстве.
Рис. 17.14

Определим, каким образом изменяется фаза ф(х)=ф(Кс0 при
наблюдении точечной цели, расположенной при 1=0 на расстоянии
под углом фо к вектору скорости полета самолета (см. рис. 17.14).
Текущее расстояние /)(0 можно представить (по теореме косинусов)
в виде

или

о2(/)=л01+г/<2-2ОЛ/созе0,
л0=(А! +гЛ2 -грл'созе,)1'2.

Вынесем за корень квадратный

, ч Г К2/2 IVI

В(/) = Г>0 1+^4------~СО80О

I А А

(17.34)

(17.35)

Величина в подкоренном выражении отличается от единицы на от-
носительно малую величину, так как Гс?«1)0 в реальных условиях
работы РСА. По этой причине можно использовать разложение в ряд
Тейлора (а«1):

(17.36)
В рассматриваемом случае

(17.37)

Применяем разложение (17.36) к зависимости (17.35) и получаем

VI VI

п(/)=д, и -	возе0 + яп2 о0

(17.38)

В результирующем разложении в ряд Тейлора (17.38) оставлены
только члены VII в степени не выше второй. Остальные члены значи-
тельно меньше тех, которые представлены в формуле (17.38).

Фаза сигнала (р(1) связана с расстоянием 0(1) известной зави-
симостью

<₽(')=

к

(17.39)

И, следовательно, фазовая структура траекторного сигнала равна

(\ 4лД 4л	2лГг2/2 . 2 п

ф(/) = ——ИсГс°8е0+-—81п е0.

(17.40)

Доплеровская частота сигнала для точечной цели равна

1 б7Ф(0 = 2Гс

2л ей X

СО80о -

2И28Ш20о

(17.41)

Отметим, что доплеровская частота сигнала является линейной

функцией времени и содержит постоянную величину

2ГС

С08ф0, ко-

торая зависит от углового положения цели при Л=0. Крутизна изме-
нения частоты, как в ЛЧМ-импульсах, равна



2К2 81П2 0О

____У/________V

(17.42)
и зависит от расстояния до цели Бо, углового положения 0О, а также
скорости К и длины волны. На рис. 17.15 показано, как изменяются
доплеровские частоты при наличии нескольких целей в пределах
ширины луча 0Л (на рис. 17.14 показаны цели 1,2,3,4 с начальными
угловыми ПОЗИЦИЯМИ 001, 002, 003, 004).

При боковом обзоре 0о=л/2 и формулы для <р(0 и^п(0 (17.40) и
(17.41) становятся равными

ср(/) =

4лЛ0 2 л И2/2

% ХО0

(17.43)

или при Гс/=х

(17.44)

Формула (17.44) фактически описывает квадратичное распределение
фазы вдоль синтезированной апертуры, если рассматривать «антен-
ную» трактовку РСА.

Доплеровская частота изменяется во времени при боковом об-
зоре по формуле (угол 0о=9О°)
(17.45)

При приближении РЛС к цели частота принимаемого сигнала равна
(Г<0)

а при удалении (^>0)

Рассмотрим, каким образом полученные зависимости исполь-
зуются для получения ДН синтезированной апертуры и для обеспе-
чения высокого разрешения целей на поверхности земли.

3.	Доплеровское обострение ДН антенны (луча) ДОЛ

Для оценки возможности разрешения целей по доплеровской
частоте найдем отличия в доплеровских частотах, если вторая цель
отстоит от первой на небольшой угол Аб (см. рис. 17.14). Используя
формулу (17.41), определим значение частоты Доплера для второй
смещенной цели (цель 1 на рис. 17.14).

(17.46)

Используя тригонометрические зависимости, получаем

соз0о созАО

8Ш0О 81ПА0

—[81П0О СО8Д0+ СО90О 81пА0]2.

(17.47)

Величина А0 мала по абсолютной величине, что позволяет записать
созА0 «1; 8тЛ0«А0. Тогда (17.47) имеет вид:
, (Л 2И . 2ГСД0 . л 2И/ . 2л
/дп 1 \Ч ~	---;—зш 0О---—81П2 0О -

д ' X 0 к Щ, 0

2И2/	, 4И2/

--МД0)2 -—8Ш0О(Д0)

Л/70	Л170

(17.48)

или

2ГС вш0о

I х

Д€ 1+

2Исг
А

8Ш0О

(17.49)

В формуле (17.49) в правой части в квадратных скобках находятся
величины, которые мало отличаются от единицы. Ими можно пре-
небречь. Получаем в этом случае

СО8 0О

2ИС 5Ш 0О

Д0. (17.50)

Выражение в скобках определяет доплеровскую частоту отраженно-
го сигнала (17.41) от цели под нулевым номером (см. рис. 17.14).
Следовательно, разность частот сигналов равна

/дп)(0-/дпо(0= А/дп =^Д081П0О.

Л

(17.51)

Эту разность можно выявить путем подачи сигнала на фильтрующее
устройство. В этом случае предельное разрешение по угловому по-
ложению можно определить, если приравнять

А/дп = А/ф•ДП ’

где А/ф.дп - полоса пропускания доплеровского фильтра. Величину АО
можно считать величиной разрешения 59:

50 =

А/',дЛ
2Гс8т0о’

(17.52)

Так как 50 значительно меньше ширины луча 0л, то вводится понятие
о доплеровском «обострении» луча ДН антенны (ДОЛ). Линейное

57. Изд.№9768	397
разрешение по азимуту, то есть в поперечном направлении 8/аз равно

2И 81П0О
С	V

(17 53)

Рис. 17.16

На рис. 17.16 показано, как изменяется эквивалентная обост-
ренная ДН синтезированной апертуры 0ж=50 в зависимости от угло-
вого положения цели 0О. Видно, что при увеличении угла Оо разре-
шение повышается. При 0о=9Оо оно наивысшее. Имеется участок уг-
лов Оо в пределах от нуля до 0^, где разрешение 60 не лучше ширины
луча 0Л. Так как полоса доплеровского фильтра определяет время ко-
герентного накопления /к„ (время синтезирования)

1

КН	Д 7»	’

А/ф ДП

(17.54)

то формулу (17.53) можно записать в следующем виде:

2ИС/КН 81П0„

(17.55)
При доплеровском обострении луча (ДОЛ) полоса фильтра
Д/ф дп выбирается такой, чтобы доплеровская частота Д дп(0 при ее
изменении во времени не вышла за пределы полосы фильтра. Таким
образом, считается, что доплеровская частота за время когерентного
накопления (за время синтезирования) практически не изменяется,
она постоянна. Это условие существенно упрощает обработку сигна-
лов. Система обработки нс отличается от обычных схем, характер-
ных для импульсно-доплеровских РЛС при низкой частоте повторе-
ния. Однако выбор времени Гкн при этом ограничен, что приводит к
) меныпению разрешения целей. Этот случай работы РСА относится,
как уже отмечалось, к несфокусированному варианту работы.

Рассмотрим, как выбрать время /«н при ДОЛ. Наложим усло-
вие, чтобы в пределах полосы фильтра Д/фДП изменение частоты До-
плера (формула (17.41)) не превышало половины полосы доплеров-
ского фильтра

(17.56)

Величину А/фдп(0 найдем, если в формуле (17 41) приравняем
вторую, изменяющуюся во времени составляющую при 1=1^ усло-
вию (17.56)

(17.57)

Следовательно, время ^кн можно выбрать не больше величины

кндол 2Гс81пё/

(17.58)

Подставим величину 1кн (17.58) в формулу (17.55) для оценки вели-
чины разрешения 5/аз:

— д/^0 •

$4з(ДОЛ)

(17.59)

Таким образом, разрешение 5/аз при ДОЛ зависит от расстоя-
ния до цели Т)о и длины волны к. На рис. 17.15 показана граница в
выборе времени когерентного накопления (17.58) при ДОЛ.

Режим ДОЛ обычно применяется при переднебоковом ради-
ально-секторном обзоре поверхности земли.

4.	РСА в микроплане местности (МПРСА)
(«телескопический» обзор)

При оптимальной обработке траекторного сигнала учитывают-
ся все изменения сигнала в процессе наблюдения. Можно таким об-
разом использовать всю протяженность траекторного сигнала, соот-
ветствующего отражениям от одной цели, то есть можно использо-
вать все изменения доплеровской частоты (формула (17.41)), пока-
занные на рис. 17.15 в пределах от Г=0 до 4н.рса, время когерентного
накопления 4н.рса значительно больше 4н.дол- Следовательно, ис-
пользуя формулу (17.55), найдем, что линейное разрешение 5/аз ока-
жется значительно более высоким, чем при ДОЛ (б/азРСА^З/аздол)-

$4з.РСА

^«Лн.РСА

(17.60)

Найдем, используя (17.24), ДН синтезированной апертуры Еса
при наблюдении цели в микроплане местности (режим МПРСА, или
«телескопический» обзор). Траекторный сигнал 5Т в комплексном
виде (17.31) запишем для рассматриваемого случая наблюдения цели
под углом Оо (см. рис. 17.14) как функцию только х:

5т(х)=Д(х)ехр(/<р(х)),

где фаза ф(х) определяется формулой (17.40) при Ус1=х

4л _ 2лх2 81П2 0

---ХСО80П +----------

(17.61)

В этом случае ДН синтезированной апертуры ГСА (формула (17.24))

запишется в виде

•^тпах

7?са(х)= |\(х)5;(х-Аг>/х.

о

(17.62)
Подставим в (17.62) выражение для траекторного сигнала

Г Л(х)ехр у[ф(х)- ф(х - Дх)}&.

*тах

(17.63)

о

Для фазы, описываемой зависимостью (17.61), получаем в (17.63)

тах

ДХСО80О-

ХАХ8Ш2 0о

(17.64)

Обычно амплитудная зависимость А(х) может рассматриваться
как постоянная по х величина А(х)=Ао за время пролета траектории,
длиной хтах, которую в дальнейшем обозначим длиной траектории
синтезирования хтах=Хс. В формуле (17.64) только последний член
является функцией переменной х. По этой причине модуль нормиро-
ванной ДН синтезированной апертуры запишем

4яДх8Ш20о

(17.65)

Выполняя интегрирование, получаем

^САо Ы| =

8Ш

-^-Ах81п20о1,
чХЛ0 0 с

^-Дх81п20о1,
Юо )

(17.66)

Полученная формула для | ЯСа(Ас) I вида 81пх/х позволяет оценить
разрешающую способность РСА при оптимальной обработке. Ши-
рину ДН синтезированной апертуры Яса найдем, приравняв аргу-
мент функции (17.66) величине п (8тх/х=0).

Получаем

о

2ЬС 81П2 60

V	V

(17.67)
Если учесть, что (см. рис. 17.14)

АЛ, = 8С = Дх0 8Ш0О,

то из формулы (17.67) следует

Щ, _ ХР0
21с зш 60 2Кс/кн ею 0О

(17.68)

Отметим, что эта формула (17.68) полностью совпадает с (17.55), по-
лученной другим способом.

Итак, путем выбора времени когерентного накопления 1КН РСд
(время синтезирования) можно получить высокое разрешение по по-
перечной дальности 3/аз при синтезировании апертуры в режим
МИМ.

Однако выбор времени /кн РСа не произволен. Эта величина за-
висит от времени существования траекторного сигнала для той или
иной точечной цели.

Рассмотрим ряд частных случаев выбора 1кн Рса- Из рис. 17.17
видно, что при отсутствии компенсации сдвига элемента разрешения
по дальности ЗВ в соответствии со скоростью полета Ус длина пути
прохождения цели элемента дальности ЗВ и будет определять
время когерентного накопления:

Время /Кн“/са равно

(17.69)

СО8о0

4 =	(17.70)

кн 4 исп 4СО80О

Коэффициент А*исп определяет часть элемента разрешения по дально-
сти, которая используется при формировании траекторного сигнала
(Ксп<1).

Подставим (17.70) в формулу (17.68) и получим величину раз-
решения для данного рассматриваемого случая
аз

25В7ГИС1Д80о '

Из формулы (17.71) следует, что разрешение 5/аз по попереч-
ной дальности в этом случае зависит от величины разрешения по
дальности 5В. Чем меньше 57), тем хуже разрешение по азимуту.

Для получения времени Гкн часто применяется компенсация
скорости полета носителя РСА путем сдвига участка стробирования
по дальности в соответствии со скоростью Ус (задержка строба даль-
ности 87) изменяется со скоростью Уссо80о ) Возможны два варианта
наблюдения за участком полоски дальности, где расположена цель.
В первом варианте (рис. 17.17,а) изменяется только положение стро-
ба, а ДН реальной антенны остается неподвижной относительно век-
тора скорости самолета (Од-сопзТ). Во втором варианте (рис. 17.17,6)
изменяется и положение строба (полоски дальности шириной 57)) и
положение антенны таким образом, чтобы центр зоны обзора (центр
МПМ) находился во время синтезирования на оси ДН реальной ан-
тенны.

Определим время когерентного накопления 4Н для первого и
второго вариантов компенсации скорости полета. Длина пути про-
хождения цели (см. рис. 17.17,а) равна

елД0
8Ш0О

(17.72)

Время когерентного накопления 4н1 равно (с учетом (17.72))

(17.73)

где 7ГИСП - коэффициент использования ширины луча 0Л.
Для этого случая разрешение 5/а31 равно

(17.74)
Рис. 17.17

Для второго варианта компенсации (см. рис. 17.17,6) длина
прохождения цели за время синтезирования равна

1 = Ж, (17.75)

ц 81п(0о+Л0) 81П0О

где Л0 - угол поворота ДН реальной антенны в процессе отслежива-
ния полоски дальности в МПМ. Заметим, что при повороте ДН на
угол ЛО, на этот же угол поворачивается и полоска дальности вокруг
центра МПМ. Допустимый угол поворота полоски должен быть та-
ким, чтобы смещение участков местности на краях не превышало
малой части Кисп величины разрешения по дальности 51). В этом слу-
чае угол поворота Л0 равен

К Ы)

Д0 = _исп---	(17.76)

Время когерентного накопления для второго варианта /КИ2 равно (с
учетом формул (17.75) и (17.76)):
^кн2

ГД ЭНА’

Подставим ?КН2 в формулу (17.68) получаем, что линейное разреше-
ние для второго варианта компенсации скорости равно

аз 2

исп

(17.78)

Сравнение формул (17.74) и (17.78) показывает, что более высокое
разрешение достигается при первом варианте компенсации скорости
полета.

17.4.	УСТРОЙСТВА ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ В РСА

1.	Корреляционно-фильтровое устройство обработки сигналов

Радиолокационные системы с синтезированием апертуры от-
носятся к когерентно-импульсным системам и к импульсно-
доплеровским в режиме низких частот повторения импульсов,
Структурная схема импульсно-доплеровской РСА при оптимальной
обработке корреляционно-фильтровым способом практически не от-
личается от структурных схем обычных импульсно-доплеровских
РЛС. На рис. 17.18 приведена упрощенная структурная схема РСА
импульсно-доплеровского типа, которая может работать как в режи-
ме ДОЛ, так и в режиме МПРСА. На рис. 17.19. представлены харак-
терные изменения сигналов и частот в рассматриваемой РСА. Сиг-
налы с выхода антенны (в режиме приема) поступают на СВЧ при-
емник, где происходит усиление и преобразование на первую про-
межуточную частоту УпР].

В соответствии с формулой (17.41) и рис. 17.14 и 17.15 изме-
нение частоты Упр1 показано на рис. 17.19,а (позиция 1). В соответст-
вии с требованием корреляционной обработки опорный сигнал в ви-
Селектор	Набор

еА

К индикатору

Рис. 17.18

де напряжения когерентного гетеродинас линейным изменением
частоты (позиция 2) с крутизной такой же, как и у траекторного сиг-
нала подается на смеситель 2. В результате промежуточная частота
УпР2 за время синтезирования становится постоянной, но различной
для разных целей в пределах одной полоски дальности (см. рис.
17.19,6). Селекторы дальности разделяют сигналы по каналам даль-
ности и обеспечивают разрешение по дальности. Доплеровские
фильтры выполняют селекцию сигналов по частотам Доплера и, сле-
довательно, фильтрами реализуется разрешение по поперечной
дальности 5/аз. В результате в «буферной» памяти формируется мат-
рица данных в виде набора отсчетных значений по всем элементам
разрешения в МПМ по дальности и азимуту. На рис. 17.20 показано
представление отсчетных значений на индикаторе МПМ.

При режиме ДОЛ схема (рис. 17.18) отличается только тем,
что когерентный гетеродин имеет постоянную частоту, что упроща-
ет обработку сигналов. Кроме того, полоса пропускания фильтров
должна быть больше в режиме ДОЛ по сравнению с МПРСА. Как
было показано выше, разрешение по азимуту в результате меньше,
чем при МПРСА.
Рис. 17.19

Рис. 17.20
Так как работа РСА осуществляется в импульсном режиме с
НЧП для обеспечения разрешения и однозначности по дальности, то
следует обратить внимание на выбор ЧПИ.

Выбор частоты повторения импульсов в ГС А. Рассмотрим ос-
новные требования к выбору частоты повторения импульсов при
РСА в режиме переднебокового обзора (ДОЛ и МПРСА). Как из-
вестно ;см. гл. 12), спектр отражений от поверхности земли при СЧП
и НЧ11 имеет вид, показанный на рис. 17.21. При наблюдении по-
верхности земли (при картографировании) информация о поверхно-
стных целях содержится в пределах участка спектра, обусловленного
отражениями по главному лучу ДН. Для исключения неоднозначно-
сти наблюдения целей из-за стробоскопического эффекта и наложе-
ния спектров необходимо, чтобы частота повторения импульсов Ри
была больше, чем ширина участка спектра по главному лучу Д/дП ™
(см. рис. 17.21):

(17.79)

дп.гл-

Рис. 17.21

Величину Д/дпгл найдем, воспользовавшись формулой (17.51) для
разности доплеровских частот для двух целей, отстоящих по азимуту
на угол ДО. Полагая Д6=А,„ получим
Д/дп.гл

0Л81П0О.

(17.80)

В этом случае неравенство (17.79) принимает вид:

0Л8Ш0О.

(17.81)

Для устранения наложения спектральных составляющих отра-
жений от целей в пределах боковых лепестков ДН и «скатов» ДН за
пределами ширины луча 0Л положение зоны фильтрации в ваде на-
бора доплеровских фильтров Д^ф выбирается меньше Д/^п га, пример-
но, в 2-3 раза. Используя соотношение (17.81), определим требова-
ния к ширине ДН, если частота повторений задана. Получаем, что

2И 81П0О

(17.82)

Если представить ГК=\!ТК, с1к=УеТп - участок синтезирования между
моментами излучения и приема импульсных сигналов, то получаем

2б/ 8ш 0О
И	V

(17.83)

Это соотношение устанавливает связь размера апертуры реальной
антенны <7А и интервала <7И

6?Д >2<7„81п0п.
А	И	V

(17.84)

Условие (17.84) соответствует требованию непрерывности
синтезированной апертуры Ьс при использовании импульсных сиг-
налов.

Выбор частот настройки доплеровских фильтров. При по-
строении системы обработки необходимо, чтобы центр МПМ на эк-
ране индикатора РСА соответствовал (см. рис. 17.20) наблюдаемой
доплеровской частоте в направлении максимума ДН реальной ан-
тенны. Расположение этой частоты в спектре сигналов должно соот-
ветствовать РиИ. В этом случае набор доплеровских фильтров (см.
рис. 17.18) должен быть расположен симметрично относительно
Рис. 17.22

центральной частоты, соответствующей максимуму ДН. В процессе
картографирования угол Оо (см. рис. 17.14) может изменяться в зна-
чительных пределах от 5-10° до 90°. Абсолютное значение допле-
ровской частоты по направлению максимума может изменяться от
2Ис/% до нуля (см. рис. 17.22). «Выставку» центра зоны фильтрации
на частоту /^/2, а в ряде систем на частоту /щ1Н=0 можно путем вве-
дения в частоту когерентного гетеродина Гг (см. рис. 17.18) поправки
Д/кГ, равной

(17.85)



где 9д - угловое положение максимума ДН.

В процессе сканирования ДН или при изменении положения
ДН по азимуту поправка Д^г непрерывно вычисляется в ЭВМ в соот-
ветствии со скоростью полета К и величиной угла Од.

2.	Цифровая система обработки сигналов

В цифровой системе обработки (рис. 17.23) видеосигналы с
выхода фазового детектора (синусные и косинусные, ис(1) и и8(!) со-
ставляющие траекторного сигнала) в каждом периоде повторения
подвергаются дискретизации по времени и квантованию по ампли-
туде с помощью быстродействующего аналого-цифрового преобра-
зователя (АЦП) и превращаются в цифровые сигналы. Каждый по-
лученный цифровой сигнал, соответствующий определенной за-
держке (дальности) и периоду повторения хранится в своей ячейке
памяти запоминающего устройства (ЗУ). Цифровой процессор (ЦП)
осуществляет алгоритм обработки траекторных сигналов в каждом
канале дальности, считывая соответствующие сигналы из ЗУ и вы-
числителя опорной функции.

Опорные сигналы в вычислителе формируются для реализации
заданного алгоритма (режима работы РСА) с учетом данных, посту-
пающих из навигационной системы (НС). На рис. 17.24 показан
пример выполнения вычислений по заданному алгоритму для одного
канала дальности в азимутальном канале. Опорные функции для
азимутального канала также представлены в виде двух квадратурных
составляющих Л((/) и Л5(0-

В результате вычислений по заданным алгоритмам на выходе
процессора формируется массив цифровых отсчетов, соответствую-
щих амплитуде отраженных сигналов каждого разрешаемого по
дальности и азимуту элемента зоны обзора РСА. Цифровое изобра-
жение местности и объектов передается в систему индикации, обыч-
но телевизионного типа.

Реализация алгоритмов землеобзора в РСА предъявляет высо-
кие требования к объему памяти и быстродействию цифровой сис-
темы обработки траекторных сигналов. Эти требования зависят от
вида алгоритма обработки и режима работы РСА. Для примера рас-
смотрим оценку возможных параметров системы цифровой обработ-
ки при получении одного кадра изображения зоны обзора размером
ДдхАз за время, равное времени синтезирования. Требования к АЦП
по быстродействию (частоте дискретизации Кацп) определяются раз-
решающей способностью РСА по дальности 3/д:

(17.86)
опорный сигнал

Рис. 17.23
Число разрядов (длина слова) цифрового сигнала /ацп определяется
требуемым динамическим диапазоном и обычно соответствует 4-8
разрядам АЦП, что считается достаточным с точки зрения обеспече-
ния заданного динамического диапазона при сохранении минималь-
ных шумов квантования.

Запись цифрового сигнала в ЗУ в каждом периоде зондирова-
ния ведется строкой по дальности с числом элементов памяти
АЛ=/)д/5/д отдельно для синусной и косинусной составляющих. В
процессе полета самолета по траектории число накапливаемых строк
дальности в течение времени синтезирования Тс увеличивается. Об-
щее число строк равно Ус=71с7?с Объем ЗУ в этом случае должен быть
не менее

2тУд Ыс /ацп-

(17.87)

Для обеспечения реализации алгоритма в реальном масштабе
времени ЦП должен за время синтезирования Тс выполнить
А=УдУс7Уаз комплексных операций умножения цифрового траектор-
ного сигнала на опорный сигнал, где =0^61^ число элементов
изображения по азимуту. Другие операции (сложение, вычисление
модуля) обычно не учитывают, так как они занимают намного
меньшее время. Требуемое быстродействие ЦП, определяемое коли-
чеством операций умножения /ацп - разрядных цифровых сигналов в
секунду, в этом случае равно

(17.88)

На практике применяют целый ряд мер по снижению требуе-
мого быстродействия системы цифровой обработки. Так, при цифро-
вой реализации алгоритма гармонического анализа с применением
методов быстрого преобразования Фурье (БПФ) требуемое быстро-
действие равно

е=ад(1+о,51о82^),

где Ус - число отсчетов траекторного сигнала. При этом ширина зо-
ны обзора по азимуту будет максимальной, определяемой шириной
ДН антенны =0Л 7)н-
Если частота повторения импульсов Яи превышает требуемую
полосу частот обрабатываемого траекторного сигнала

ДП.ГЛэ

то используют предварительное суммирование отсчетов траекторно-
го сигнала, что также снижает требование к быстродействию про-
цессора (МС<ТС Яи).

3.	Оптическая система обработки сигналов РСА

В оптической аналоговой системе обработки в качестве запо-
минающего устройства используется запись траекторных сигналов с
экрана электронно-лучевой трубки на фотопленку (рис. 17.25).

Сигналы в каждом периоде повторения с выхода фазового де-
тектора модулируют яркость экрана электронно-лучевой трубки при
однострочной развертке луча по дальности. Объектив фотокамеры
проектирует экран трубки на фотопленку таким образом, что раз-
вертка по дальности располагается поперек пленки (рис. 17.26,а).
Фотопленка непрерывно протягивается со скоростью, пропорцио-
нальной скорости полета носителя РСА. В результате вдоль фото-
пленки записываются траекторные сигналы в каждом разрешаемом
по дальности элементе (рис. 17.26,6). После возвращения самолета
на аэродром кассета с пленкой доставляется в лабораторию наземной
системы обработки.

В ряде случаев для ускорения доставки информации сигналы с
выхода приемника РЛС передаются по радиоканалу и запись на фо-
топленку производится в наземных условиях.

В лаборатории после фотохимической обработки (проявления)
так называемая первичная пленка поступает в оптический процессор
(см. рис. 17.25). Участок пленки с записью траекторного сигнала за
время синтезирования освещается параллельным лучом когерентно-
го света лазера. Пройдя через оптическую систему процессора (на-
бор линз и диафрагм), луч света фокусируется на вторичной пленке в
виде радиолокационного изображения участка местности, траектор-
ные сигналы которого записаны на освещаемом лазером участке
пленки.
касаетсг

оптический ТЧ
профессор

//сгзел^иар

аиатемя ^^>ек^а7~АС1г

уевшая
/ъсенкы

Рис. 17.25

Первичная и вторичная пленки протягиваются синхронно так,
что на вторичной пленке записывается радиолокационное изображе-
ние полосы обзора местности вдоль траектории носителя РЛС. Сис-
тема отображения (диапроектор, фотопланшет и т.п.) позволяет на-
блюдать и дешифрировать полученное изображение.

Работу оптической системы обработки можно пояснить, ис-
пользуя известные принципы оптической голографии. Запись отра-
женных сигналов (электромагнитного поля) на фотопленке анало-
гична записи голограммы. В случае РСА записываются одномерные
голограммы, представляющие собой интерференционную картину
биений принимаемого и опорного сигналов в каждом канале дально-
Рис. 17.26

сти. На рис. 17.26,6 показана запись голограмм двух точечных целей
на разных дальностях. Каждая голограмма представляет собой чере-
дующиеся прозрачные и непрозрачные участки пленки, расстояния
между которыми соответствуют фазовой модуляции траекторного
сигнала (р(х).

Запись сигнала производится на поднесущей частоте Гп, рав-
ной Гп=Еи/4. Множество объектов, находящихся в зоне обзора, фор-
916
мируют суммарный сигнал, который записывается в виде суммы
сигналов точечных целей, образующих сложную интерференцион-
ную узор-голограмму. Поэтому первичную пленку часто называют
голограммой. Благодаря высокой плотности записи (десятки линий
на миллиметр) внешне голограмма выглядит как равномерно серая
пленка, а интерференционную картину можно наблюдать только при
сильном увеличении.

фокусированное изображение

Рис. 17.27

В оптическом процессоре при освещении голограммы точеч-
ной цели (рис. 17.27) параллельным пучком когерентного света про-
исходит фокусировка света на расстоянии фокусирования Лф, фор-
мируя изображение точечной цели (1). Фокусировка света объясня-
ется тем, что, пройдя светлые участки пленки, разность фаз (Дь Д2,
Дз,...) при прохождении лучей света до точки 1 будет кратной длине
волны света, и все они сложатся синфазно, образуя яркое пятно све-
та.

Голограммы других точечных целей на других наклонных
дальностях в зоне обзора будут отличаться средней частотой чередо-
вания прозрачных и непрозрачных участков пленки. В результате
фокусировка света будет в других точках, смещенных по углу отно-
сительно точки 1. Благодаря записи всех траекторных сигналов (го-
лограмм) на поднесущей частоте изображение зоны обзора будет
смещено относительно области 2, где наблюдается засветка, обу-
словленная прохождением прямого луча лазера (средней прозрачно-
сти пленки). С помощью линз и диафрагм фокусированное изобра-
жение зоны обзора формируется в виде изображения на вторичной
пленке. При этом изображение по оси дальности (поперек пленки)
переносится с первичной пленки на вторичную без изменения в
масштабе 1:1. Вдоль пленки изображение формируется самой голо-
граммой, а линзы используются для согласования масштабов изо-
бражения по дальности и азимуту. Для обеспечения такой работы в
процессоре используются цилиндрические линзы, имеющие различ-
ные фокусные расстояния и различное взаимное расположение по
осям дальности и азимута (рис. 17.28). При этом, так как расстояние
фокусирования голограммы зависит от дальности до цели, вторичная
пленка (ось дальности) расположена наклонно относительно оптиче-
ской оси системы.

Рис. 17.28
17.5.	ДВУХПОЗИЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ РСА

1.	Принцип работы

Как следует из теории радиолокационного синтезирования
апертуры, получение высокого углового разрешения в РЛС возмож-
но путем синтезирования апертуры при движении передающей и
(или) приемной позиции, а также перемещения и (или) вращения це-
ли. При этом число радиолокационных позиций и их взаимное пере-
мещение относительно цели выбирается, исходя из необходимости
решения заданной тактической задачи. Так, например, в разведыва-
тельной РСА используется однопозиционная система при прямоли-
нейной траектории носителя РСА и переднебоковом обзоре. Это
обеспечивает требуемую (высокую) разрешающую способность по
азимуту во всей полосе обзора, кроме переднего сектора ±10°.

Однако передний сектор обзора (±10° относительно вектора
путевой скорости) имеет важное значение при решении многих дру-
гих тактических задач: применение бортового оружия, десантирова-
ние, посадка и т.п.

При прямолинейной траектории носителя РСА с совмещенной
приемопередающей аппаратурой разрешение по поперечной дально-
сти 5/аз определяется, как было показано в п. 17.3. угловым размером
апертуры при боковом обзоре ро=ДД5о и углом наблюдения 0С (рис.
17.29):

5/аз =	—=—.

21,. 81П 0П 2Р0 81п 0О

При обзоре в переднем секторе (0О—>0) разрешение по угловой коор-
динате резко падает. Так, при угле 9=6° разрешение при синтезиро-
вании апертуры в 10 раз хуже, чем при боковом обзоре.

Для получения высокого разрешения в переднем секторе обзо-
ра необходимо использовать многопозиционные РСА, при этом
управление позициями (траекториями движения передающих и (или)
приемных пунктов) оптимизируется, исходя из необходимости по-
лучения требуемой разрешающей способности в заданном секторе
обзора.
Рис. 17.29

Простейшим вариантом многопозиционной РСА, обеспечи-
вающей высокое угловое разрешение в передней зоне обзора, явля-
ется полуактивная РСА, в которой передающая и приемная позиции
разнесены - находятся на разных самолетах и двигаются по различ-
ным траекториям. Так, например (рис. 17.30), если передающая по-
зиция ПРД движется по прямолинейной траектории со скоростью
Кпд, обеспечивая облучение зоны обзора в боковом направлении в
пределах ширины ДН антенны 9Л, то каждый /’-й элемент зоны обзора
по углу подсвечивается электромагнитной волной со своей допле-
ровской частотой:

(17.89)

то есть в пределах ширины ДН передающей антенны осуществляется
частотное «подкрашивание» каждого направления в зоне обзора. По-
этому даже при неподвижной приемной позиции ПРМ (Ипм=0) дос-
тигается угловое разрешение

Ро

где Ро=Рцд7с/Д>_ угловой размер синтезированной апертуры, равный
угловому перемещению передающей позиции относительно цели за
920
время синтезирования Тс. При этом разрешение в передней зоне об-
зора уменьшается всего в 2 раза по сравнению с разрешением при
боковом обзоре в однопозиционной РСА с совмещенной приемопе-
редающей аппаратурой.

При движении приемной позиции со скоростью Кпм прямо на
цель разрешение также будет определяться в основном движением
передающей позиции и только на очень малых дальностях начинает-
ся влияние движения приемной части двухпозиционной РСА.

По аналогии с известными системами полуактивного наведе-
ния ракет класса «воздух-воздух» метод синтезирования апертуры за
счет движения передающей позиции при движении приемной пози-
ции на цель также может быть назван полуактивным синтезировани-
ем апертуры. В более общем случае траектории перемещения ПРД и
ПРМ относительно зоны обзора могут быть самыми разнообразными
и определяются решаемой тактической задачей.

Таким образом, при полуактивном синтезировании апертуры
используются две разнесенных и двигающихся по разным траекто-
риям позиции: передающей и приемной. Передающая позиция обыч-
но содержит и свою приемную часть и систему обработки и является
активной однопозиционной РСА целеуказания и подсвета для при-
емной позиции. С помощью ДН передающей антенны РСА подсве-
чивает заданный район расположения целей (зону обзора). Одновре-
менно на борту самолета передающей позиции формируется «свое»
радиолокационное изображение МПМ. Приемная позиция работает в
пассивном режиме, принимает отраженные от целей сигналы облу-
чения, формируемые передающей позицией. На приемной позиции
формируется радиолокационное изображение МПМ для решения
своих тактических задач (нанесение удара по наземным целям, целе-
указания для средств поражения и т.п.).

Приемная позиция имеет обычно два приемных канала. Ос-
новной канал обеспечивает прием отраженных от целей сигналов.
Дополнительный канал используется для синхронизации приемной
позиции по сигналам передающей позиции. Этот канал формирует и
опорные когерентные сигналы для работы системы обработки сигна-
лов РСА на приемной позиции.

Разрешение элементов поверхности по дальности осуществля-
ется обычными методами применения широкополосных сигналов.
Суммарное расстояние (результирующее) Рр равно



пд

“КЕ>пм,

Рпд - расстояние до цели, относительно передающей позиции, аДм -
относительно приемной позиции. Геометрическое место точек на
поверхности земли, соответствующее Г^соп^, представляет собой
эллипс. Ширина полоски эллипса равна величине разрешения РСА
по дальности 5/д. На рис. 17.30 показана часть полоски эллипса.

Для разрешения целей по азимуту на приемной позиции ис-
пользуется доплеровская селекция сигналов. Линии постоянной доп-
леровской частоты (изодопы) ортогональны линиям постоянной
дальности (изодалям). Ширина полоски изодопов определяется
величиной разрешения по поперечной дальности 8/аз (по линейному
направлению, по азимуту).

Более подробно вопросы построения двух- и многопозицион-
ных РЛ систем и их свойства рассмотрены в гл. 21.
2.	Диаграмма направленности двухпозиционной РСА

Рассмотрим случай наблюдения неподвижных целей и карто-
графирования поверхности земли двухпозиционной РСА. Сечение
функции неопределенности траекторного сигнала по оси поперечной
дальности представляет собой корреляционную функцию траектор-
ного сигнала. Как было показано раньше (п.17.3), эту корреляцион-
ную функцию, как сигнальную часть выходного сигнала системы
обработки, можно назвать диаграммой направленности Ядса синтези-
рованной апертуры в двухпозиционной РСА. Диаграмму Едса можно
представить в виде зависимости

Тс/2

Г„ К) = .[ 4К ('К ('Ж

-Тс/2

(17.90)

где Л(0 - амплитудная огибающая принимаемого траекторного сиг-
нала. Если представить траекторные сигналы как комплексные ам-
плитуды, являющиеся функцией фазовых траекторных изменений, в
виде

5Т =ехр[/<рт(лД/аз)],

(17.91)

где величина А/аз - отклонение цели, относительно опорной точки
/аз=0, в поперечном направлении. Опорный траекторный сигнал
(/аз~0) 5Т0 равен

\ = ехру(рто(/,0).

(17.92)

В (17,90) величина Тс - время синтезирования.

В результате выражение для Рдс& (см. 17.90) можно записать как

/с/2

Гдаа(Д/аз)= [л(/)ехру[(рт(лД/з3)-Фто(/,0)]йй. (17.93)

-/с/2

Если фазы <рг и <рто представить через доплеровские частоты в траек-
торных сигналах в виде
<Рт (л А/аз ) = 2п( (Л Л/аз У&,
О

г

ФТО(М>)= 2я|/дпто(/,0Х
о

то /^«(А/аз) (17.93) запишем как

Тс!2	С I

^дса(Д/аз) = Р(') ехруЧ2я|[/дпт(/,Л/аз)-/дп.то

-тси |_ I о

(17.94)

(11. (17.95)

Для упрощения записи формулы для ДН синтезированной
апертуры (17.93) рассмотрим более простой случай, подчеркиваю-
щий достоинства двухпозиционной РСА, когда при Г=0 угол двухпо-
зиционности рпм=0 (см. рис. 17.31). Это соответствует случаю нахо-
ждения передающей, приемной позиций и цели на одной линии (рис.
17.31).

Текущие дальности, определяющие фазовую функцию траек-
торного сигнала, 1)цц(0, ^>пм(Оэ ^б(0 можно записать, используя соот-
ношение (17.38):

^од(О=-ОвдО-^д^О80о+

(17.96)
Г /

А (О = въ „ + О -	соз 0О + -а- ЯП2 0О.

^^БО

(17.98)

Фаза траекторного сигнала на приемной позиции (<рт и срт.о) формиру-
ется в результате прохождения сигнала от передающей позиции до
цели Д1д(0 плюс расстояние от цели до приемной позиции Рпм и с
исключением расстояния базы /9Е(0:

<рт о 0,0) =	(')+	(')“ (')] •	(17.99)

Л

Для получения более простых соотношений, определяющих суть
двухпозиционной РСА, и учитывая малую величину последних чле-
нов в (17.96) и (17.98) по сравнению с другими изменяющимися во
времени, можно записать траекторную фазу срт0 в виде

2л г	1

<рт О (АО)=—рвд 0 -	СО80о +	э - Гпм/ - Рб 0 -	СО80о :.

(17.100)

Если оставить только составляющие, которые изменяются во време-
ни (постоянные фазовые величины не входят в подынтегральное вы-
ражение (17.93)), то получаем

Фто(ЛО) = ^ИпмГ
Л

(17.101)

Соответствующая доплеровская частота на приемной позиции РСА
равна

цп.т!

.	1 фт(<,0)-2/т

дппм 2л сП к

(17.102)

Таким образом, траекторный сигнат представляет собой сину-
соидальный сигнал с постоянной доплеровской частотой/^п пм. Ана-
логично найдем траекторный сигнал для цели (2), смещенной по от-
ношению к первой на линейное расстояние по поперечной дальнос-
ти (по оси /аз) на величину А/аз (см. рис. 17.32). Для упрощения пре-
925
образований предварительно найдем доплеровскую частоту в при-
нимаемом сигнале на пассивной (приемной) позиции для 2-й цели.

Рис. 17.32

Доплеровская частота 7дППМ2 сигнала, принимаемого на прием-
ной позиции, равна (см. рис. 17.32) (без учета сигнала по линии ба-
зы)

Лп.пм2 =^соз(е0 -де)+-^соза.
Л	Л

(17.103)

Доплеровская частота сигнала по опорному каналу (со стороны пе-
редающей позиции по линии базы) равна

V V

/ ,, = —СО80П-----------

ДП.62

(17.104)

Доплеровская частота траекторного сигнала для 2-й цели равна раз-
ности
или

Г* __ ПД
дп.т2 а

—со§а—— со$0о +

— .(17.105)

Преобразуем соотношение (17.105), полагая, что А0<Оо и Л9< 10-20°.
Это позволит записать

V	V	V V / ч

Л.т2 = —— СО80Г) СО8 ДО 4——81п0о 81П ДО — СО80П +-^(14- СО8а).
ди.т/	и	и	\

(17.106)

Полагаем со8А0«1; зшАО^ДО; со8а=1-а2/2. Перепишем (17.106)
в виде

(17.107)

Используя соотношения (17.102) и (17.107), найдем ДН синтезиро-
ванной апертуры в двухпозиционной системе по формуле (17.95).
Учтем, что АО—Л/аз/ППдо5 а а=Д/аз/Рпмо. В результате запишем
/;дса(А43) в виде (считаем А(0~1):

Г/2

-Тс/2

Подставим (17.102) и (17.107) в формулу (17.108):

(17.109)

Второй член в квадратных скобках в (17.109) в режиме синтезирова-
ния при и 0отЮ весьма мал и им можно пренебречь. В этом

случае имеем

Тс/2
^дса(Чз)= / ехр;271<

-Л/2

пд аз

81п60-П Ш. (17.110)
Выполняя интегрирование, получаем нормированное значение
Ядса о(А4>) в виде

81П

=^Л/„ЯП0О

пдО

(17.111)

^л/>пе0

пдО

Анализ разрешающей способности ДРСА по величине Д/аз позволяет
определить 5/аз (приравнивая аргумент в (17.111) величине п)

Ы = о

(17.112)



Таким образом, даже при движении приемной позиции в на-
правлении на цель разрешающая способность ДРСА остается весьма
высокой за счет движения передающей позиции (при условии, что Оо
не равна нулю). Если сравнить разрешение по формуле (17.112) с
разрешением однопозиционной РСА при переднебоковом обзоре
(см. формулу 17.68), то отметим, что при прочих равных условиях
разрешение ДРСА в два раза хуже.

Важным обстоятельством является возможность обеспечить
скрытое наблюдение за целями на поле боя, используя в качестве но-
сителя пассивной приемной позиции ДРСА неподвижные или мало-
подвижные платформы (аэростаты, вертолеты) и даже наземные
пункты наблюдения. Это обусловлено тем, что разрешение целей по
азимуту (по /аз) не зависит от скорости движения приемной пози-
цией, а определяется только скоростью передающей позицией
(см. (17.110)) при условии направления движения приемной позиции
прямо на цели.

Заметим, что при «подсвете» целей с неподвижной передаю-
щей позиции Кцд=0 синтезирование апертуры при движении прием-
ной позиции также осуществляется, но со значительно меньшей эф-
фективностью (разрешение значительно хуже, чем при наличии
движения передатчика). Количественные оценки величины разреше-
ния 5/аз при Кцц=О можно найти, если использовать выражение для

/*дса.о(А4з) (см. (17.108)), положив Гпд=0. В этом случае

п пм аз

2ЛЛ2
\ /

Г дИ Л/2
пм аз

< .

(17.113)

Соответствующее разрешение по поперечной дальности равно

«.>та = 0)=1,4Сии ГД;

V у пм2 с

(17.114)

Величина разрешения 5/аз (Кад =0) в этом случае не лучше разреше-
ния, обусловленного шириной ДН реальной антенны приемной по-
зиции (при практически допустимом времени синтезирования Тс), и
применение синтезирования при полете к цели с нулевым курсовым
углом нецелесообразно.

Для повышения разрешения следует иметь в этом случае кур-
совой угол относительно цели не менее 20-30°. Можно показать, что
разрешение при этом будет определяться формулой (17.112), но при
замене на Кпм, а />пдо на РПмо, Оо на Оо - курсовой угол цели.

17.6.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Поясните принцип радиолокационного синтезирования
апертуры.

2.	Определить угловое разрешение целей по азимуту в РЛС ис-
требителя в режиме синтезирования апертуры: а) при боковом обзо-
ре; б) при переднебоковом обзоре, если угол отклонения ДН антенны
от путевой скорости равен 30°; в) при наблюдении вдоль траектории
полета. Скорость истребителя Кс=300м/с, время синтезирования
Гс=0,1с. Ширина ДН реальной антенны 9Л=2°.

3.	Какие ограничения накладываются при разрешении целей
по угловым координатам в различных режимах синтезирования
апертуры: при боковом полосовом обзоре; при переднебоковом в
секторе, превышающем ДН антенны; при микроплановом РСА («те-
лескопический» обзор)?

4.	Определить линейное разрешение по азимуту 5/аз на рас-
стоянии наблюдения 50 км, если апертура реальной антенны 1,2 м,
скорость полета самолета 250 м/с, рабочая частота РЛС ЮГГц, при
работе РСА в режиме ДОЛ и в режиме СА. Определить соответст-
вующие величины времени синтезирования. Обзор в боковом на-
правлении с отклонением от линии пути 45°.

5.	Каким образом выбрать частоту повторения импульсов, если
ширина луча ДН равна 3°, скорость полета 200м/с?

6.	В чем состоит принцип синтезирования апертуры в двухпо-
зиционных РСА? Чем определяется разрешающая способность по
поперечной дальности?
Глава 18

ОБНАРУЖЕНИЕ И РАСПОЗНАВАНИЕ ЦЕЛЕЙ
В РЛС ОБЗОРА ПОВЕРХНОСТИ ЗЕМЛИ. СЕЛЕКЦИЯ
ДВИЖУЩИХСЯ НАЗЕМНЫХ ЦЕЛЕЙ (СДЦ)

18.1 ОБНАРУЖЕНИЕ И РАСПОЗНАВАНИЕ
НЕПОДВИЖНЫХ ЦЕЛЕЙ

1. Отношение сигнал/шум и дальность обнаружения

В зависимости от решаемой тактической задачи используются
различные подходы к обнаружению неподвижных целей в РЛС об-
зора поверхности земли. Обычно возможны четыре типовых случая:
обнаружение сосредоточенной (точечной) цели на слабоотражаю-
щем фоне, картографирование поверхности земли, обнаружение то-
чечной цели на сильноотражающем фоне и обнаружение цели с «от-
рицательным контрастом», то есть когда ЭПО цели меньше ЭПО
фона.

Обнаружение отдельной сосредоточенной (точечной) цели на
слабоотражающсм фоне характеризуется дальностью обнаружения,
то есть максимальной дальностью, на которой обеспечивается обна-
ружение цели с заданными вероятностями правильного обнаружения
и ложной тревоги. При этом учитывается: ЭПО конкретной цели,
фон, на котором она обнаруживается, тип обзора, метеоусловия и
помеховая обстановка. Полагают при этом, что дальность обнаруже-
ния в этом случае определяется уровнем шумов и помех, а влиянием
фона на обнаружение можно пренебречь. Под точечной целью в
этом случае принимают такой объект, размеры которого меньше
размеров элемента разрешения РЛС, то есть объект целиком разме-
щается внутри одного элемента разрешения на поверхности земли.

При обнаружении отдельной точечной цели на слабоотра-
жающем фоне дальность обнаружения определяется отношением
сигнал/шум в элементе разрешения. Для одного излучаемого и при-
нимаемого импульса отношение сигнал/шум равно

(18.1)

где Ри - импульсная мощность передатчика; С - коэффициент уси-
ления антенны; к - длина волны РЛС; оц - ЭПО цели; Р - дальность
до цели; Рш - мощность шума; ап - потери в высокочастотном тракте
и среде распространения.

Мощность шума определяется прежде всего внутренними шу-
мами приемника (см. гл. 5):

где кТ = 4-10-21 Вт/Гц; Д/™ - полоса пропускания приемника, опреде-
ляемая требуемым разрешением по дальности; кш - коэффициент
шума, определяемый в основном типом входного устройства прием-
ника.

Кроме шумов приемника, существуют внутренние шумы сис-
темы обработки: АЦП, процессор, шумы оптической системы обра-
ботки, которые обычно на 3-5 дБ меньше, чем мощность внутренних
шумов приемника. Характеристики обнаружения в присутствии
преднамеренных (пассивных и активных) помех оговариваются осо-
бо, задавая помеховую обстановку и методы помехозащиты. Потери
в высокочастотном тракте (передатчик - антенна - обтекатель ан-
тенны - приемник) обычно составляют 4~6дБ. Потери в среде рас-
пространения (двухстороннем: до цели и обратно) в основном опре-
деляются метеорологическими условиями наблюдения.

Увеличение отношения сигнал/шум по сравнению с простым
одиночным импульсом обусловлено некогерентным накоплением
импульсов за время облучения и когерентным накоплением при сжа-
тии сигнала по дальности, например, при ЛЧМ-импульсах. В РСА
следует учитывать накопления за время синтезирования.

При сжатии импульса отношение сигнал/шум увеличивается
пропорционально коэффициенту сжатия (?сж = —— 5 где т $ =----

*эф	А/с

длительность сжатого сигнала, а Д/с - полоса частот зондирующего
сигнала, то есть

В РСА при синтезировании апертуры происходит когерентное
накопление	импульсов, что в Укн раз увеличивает отноше-

ние сигнал/шум. Учитывая, что время синтезирования определя-
ется требуемой разрешающей способностью по азимуту 3/а1 (см.
(17.55))

АР

25/ V зш 0„ ’
<13 С	Н

то число накапливаемых импульсов равно

АРР
_______и__
~ 26РК 8Ш0н ’

(18.2)

Все обозначения соответствуют обозначениям, введенным в гл. 17.

Подставляя значения Рш, и {2Сж в формулу (18.1), получим
отношение мощности сигнала к мощности внутреннего шума при
синтезировании апертуры в виде

ср

(18.3)

где РСр=Ри ти Ри - средняя мощность излучения.

Как видно из (18.3), отношение сигнал/шум в РСА обратно
пропорционально третей степени дальности /)3, а не I)4, как в обыч-
ной РЛС. Это объясняется увеличением числа когерентно накапли-
ваемых импульсов Акн с увеличением дальности для обеспечения
постоянства разрешения по азимуту 3/аз.

Суммарные потери ап, кроме потерь в высокочастотном тракте
и при распространении радиоволн, учитывают также потери при об-
работке сигналов. Потери при обработке обусловлены: несогласо-
ванностью характеристик системы обработки и сигналов вследствие
ошибок определения параметров движения носителя и характери-
стик РСА, а также ошибок формирования опорной функции процес-
сором: несовпадением частоты сигнала с частотой настройки одного
из фильтров обработки; уменьшением амплитуды сигнала на краях
ДН антенны и в результате функции весовой обработки; флюктуа-
циями траекторного сигнала. При обнаружении точечной цели эти
потери могут достигать 5-8дБ, а суммарные потери соответственно
12-17дБ.

Необходимое отношение сигнал/шум 2са определяется тре-
буемой вероятностью правильного обнаружения при заданной лож-
ной тревоге, которые, в свою очередь, определяются статистически-
ми характеристиками сигнала цели и шумов (см. характеристики об-
наружения в гл.4). Можно принять 2са=Ро-

Плотность распределения вероятности ЭПО малоразмерной
цели (танки, автомашины, ЗРК и т.п.), когда в элемент разрешения
попадает вся цель (точечная цель), обычно характеризуется логнор-
мальным законом или законом распределения «хи-квадрат» с 4 сте-
пенями свободы:

(18.4)

По такому же закону распределена и мощность сигнала цели в
элементе разрешения.

Плотность вероятности мощности суммарного помехового
сигнала в элементе разрешения характеризуется экспоненциальным
законом

(18.5)

где Рп - средняя мощность помехи.

Характеристики обнаружения для этих законов распределения
мощности сигнала и помехи представлены на рис. 18.1, где изобра-
жена зависимость вероятности правильного обнаружения Рпо как
функция отношения сигнал/помеха 2сп при вероятности ложного
обнаружения (тревоги) Р^Ю'6 в одном элементе разрешения и раз-
личном числе М>бз обзоров (накапливаемых некогерентно независи-
мых изображений цели и помехи).
Рис. 18.1

Из графиков следует, что для обеспечения вероятности пра-
вильного обнаружения РПО=Ю,8 требуется отношение сигнал/помеха
2сп=13дБ в одном элементе разрешения при однократном обзоре и
Опо=8дБ при четырехкратном обзоре. Полагая, что на максимальной
дальности РСА (дальности обнаружения /Эм са) мощность фона и
других помех меньше мощности внутренних шумов приемника РСА,
дальность обнаружения в РСА определяется по формуле (18.3), если
подставить требуемое отношение Осло- Получим в этом случае

^МСА

Ср	Ц

2(4тг)3 2сА.окЛшаЛ 8‘П0об/АЗ

(18.6)

Рассмотрим иллюстративный пример: /^=1 кВт, (7=3-103,
Х=3см, оц=3м2, Рса.о -13 дБ, кТ=4-10’24Вт\Гц, Кш ~8дБ, ап=20дБ,
5/аз=Зм, Ис=300м\с, 8т0о=1 (боковой обзор). Дальность обнаружения
в этом примере равна Г>мса^130км.

При картографировании наиболее сложной задачей является
обнаружение элементов земной (водной) поверхности на фоне раз-
личного рода помех, прежде всего внутреннего шума РСА.В этом
случае можно найти дальность картографирования Рмк, то есть мак-
симальная дальность, на которой обеспечивается обнаружение эле-
ментов пространственно - распределенной цели с заданными веро-
ятностями правильного обнаружения и ложной тревоги. Обычно за-
дается тип цели с минимальной удельной ЭПО (В1П1, водная по-
верхность и т.п.) и условия картографирования (тип обзора, метеоус-
ловия, помеховая обстановка).

В режиме картографирования дальность обзора РСА определя-
ется возможностью обнаружения сигналов, отраженных от заданной
пространственно-распределенной цели с минимальной удельной
ЭПО Сутт. В этом случае дальность обнаружения (формула (18.6))
разрешаемого элемента цели 2?к (дальность картографирования),
найдем, подставив в формулу (18.6) в качестве оц величину

о =0^=0	-6/ 5/ .

ц Ф утш аз д

(18.7)

Получим в этом случае:

2(4л)32САОк7йшапКс яп0и

(18.8)

Характеристики обнаружения пространственно-распределен-
ной цели (фона) отличаются от характеристик обнаружения точеч-
ной цели. Во-первых, распределение ЭПО элемента фона подчиняет-
ся экспоненциальному (а не хи-квадрат) закону (в сантиметровом
диапазоне радиоволн). Во-вторых, пространственно-распределенная
цель, например взлетно-посадочная полоса, содержит большое ко-
личество элементов разрешения (до 103-104). Это позволяет значи-
тельно снизить требуемую вероятность ложной тревоги на один эле-
мент разрешения, обычно до уровня 10-1-10’2. В этом случае требуе-
мое отношение сигнал/помеха для одного элемента разрешения
обычно равно 2-3дБ. Кроме того, потери при обработке сигнала фона
на 3-5дБ меньше, чем при обработке сигнала точечной цели. Это
объясняется прежде всего малым влиянием рассогласования харак-
теристик фильтра и сигнала фона, так как оно приводит только к пе-
рераспределению сигнала фона между элементами разрешения, не
изменяя его общей мощности.
Рассматривая предыдущий числовой пример для случая карто-
графирования пространственно-распределенной цели с о^^-ЗОдБ
при требуемом отношении сигнал/помеха Рсао =ЗдБ и при потерях
ап=15дБ, получим, что дальность картографирования равна 1)к«70км.
Как и ранее, полагаем, что внутренний шум превосходит по мощно-
сти все другие помехи.

2.Разрешаюшая способность РСА и обнаружение цели

Основным фактором, определяющим обнаружение малораз-
мерной цели на фоне отражений от земной поверхности, является
разрешающая способность РСА, так как, чем меньше площадь эле-
мента разрешения, тем меньше помеховый сигнал фона в этом эле-
менте, тем выше вероятность обнаружения точечной цели (см. гл.
15). При обнаружении точечной цели на интенсивно отражающем
фоне влиянием внутренних шумов и помех обычно пренебрегают. В
этом случае характеристики обнаружения определяются отношени-
ем сигнал/фон для одного элемента разрешения. Мощность отра-
женного сигнала от подстилающей поверхности в элементе разре-
шения зависит от удельной ЭПО поверхности и разрешения РСА:
Оф=Оу84з5/д. При заданной величине су улучшить характеристики об-
наружения можно только повышая разрешение. Так, при /эпо=0,8 и
Рлт=10‘6 необходимо иметь (см. рис. 18.1) отношение <2сао=Оц/с>ф=
=13дБ при однократном обзоре. Если оц=3м2 и Оу=-20дБ (танк в сте-
пи), требуемое разрешение

равно Зм. При четырехкратном обзоре (0сао=8дБ) требуемое разре-
шение РСА равно

5/дз 5/д бм.

Типовые значения требуемой разрешающей способности для
обнаружения различных целей представлены в табл. 15.2 в главе 15.
Другой подход применяется для обнаружения пространствен-
но-распределенной цели с отрицательным контрастом (просека в ле-
су, проселочная дорога, речка с пологими берегами и т.п.). В этом
случае задача обнаружения объекта сводится к различению двух
сигналов с различной средней мощностью. Наиболее сложной явля-
ется задача обнаружения протяженной цели с меньшей, чем у окру-
жающего фона удельной ЭПО, когда цель занимает всего несколько
элементов разрешения по одной из координат («провал в изображе-
нии»),

В этом случае целесообразно говорить о контрасте участков
поверхности по мощности отражений. Сравниваются мощности от-
ражений от цели с малым уровнем (сигнал «цели» имеет Рц) и окру-
жающего фона Рф.

В соседних с целью разрешаемых элементах уровень мощно-
сти сигнала фона в основном определяется величиной:

э уф аз д’

где кэ - энергетический коэффициент (см.гл.5).
Плотность вероятности мощности сигналов фона и цели рас-
пределены по экспоненциальному закону (для одного обзора). На
рис. 18.2 приведены характеристики обнаружения цели с отрица-
тельным контрастом как функция отношения Р$/Рц.

Так как число элементов разрешения цели и фона велико, то
величину вероятности ложной тревоги (вероятности принятия цели
за фон в одном элементе разрешения) можно задавать достаточно
большой (Рт= =101-102). Для обеспечения вероятности правильно-
го обнаружения цели Рпо =0,8 при однократном обзоре, например,
требуется контраст цели, то есть Рф/Рц=12дБ, а при четырехкратном
обзоре Рф/Рц=5дБ.

З.Распознавание целей по их радиолокационному изображению

Важной характеристикой, определяющей эффективность РЛС
землеобзора, является вероятность распознавания обнаруженных
целей. Распознавание может осуществляться как до класса, так и до
типа цели. Иногда распознаванием называют также и определение
функционального состояния цели. Под распознаванием в данном
случае считаем принятие решения о принадлежности обнаруженного
на радиолокационном изображении объекта к одному из возможных
классов (типов) целей. Распознавание цели характеризуется вероят-
ностью правильного распознавания, то есть вероятностью того, что
по виду радиолокационного изображения цели принимается верное
решение о принадлежности цели к данному классу (типу).

В качестве признаков распознавания цели в РЛС с высокой
разрешающей способностью обычно используют само радиолокаци-
онное изображение цели, которое в какой-то степени соответствует
оптическому изображению. Чем больше детализация РЛ изображе-
ния, то есть чем меньше размер разрешаемого элемента по сравне-
нию с размером цели, тем выше вероятность распознавания. Так,
например, распределенные цели типа ВПП, дороги, реки и т.п. име-
ют сотни разрешаемых элементов на своем изображении, что позво-
ляет распознавать такие цели с высокой вероятностью. Наоборот,
сосредоточенные цели, к которым относятся большинство
объектов военной техники, имеют радиолокационные изображения с
небольшим числом разрешаемых элементов. Кроме того, часть эле-
ментов цели имеют малую ЭПО и на РЛ изображении не обнаружи-
ваются. Поэтому РЛ изображения сосредоточенных целей, как пра-
вило, мало похоже на фотографическое изображение: видны только
отдельно расположенные так называемые «блестящие» точки.

Особо сложной задачей является распознавание точечных це-
лей, РЛ изображение которых состоит всего из одного элемента раз-
решения. В этом случае для распознавания целей привлекаются дру-
гие признаки, такие, например, как расположение на местности, ди-
намика перемещения (траектория движения).

Величину требуемой разрешающей способности РЛС землеоб-
зора для обеспечения заданной вероятности распознавания цели до
класса можно оценить по характеристике распознавания рис. 18.3,
где Рк - вероятность распознавания цели по ее радиолокационному
изображению; № - число разрешаемых элементов в пределах пло-
щади изображения.

Рис. 18.3

Обычно задают вероятность распознавания до класса цели
Рк=0,8, что требует порядка 10-12 элементов разрешения (см. гл. 15).
18.2. ОБНАРУЖЕНИЕ И РАСПОЗНАВАНИЕ (СЕЛЕКЦИЯ)
ДВИЖУ ЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ

1.Особенности наблюдения движущихся целей
в РЛС обзора поверхности земли

Наряду с обнаружением неподвижных целей важнейшей зада-
чей РЛС обзора поверхности земли является обнаружение движу-
щихся наземных и морских целей, а также их селекция (выделение)
на фоне местности и неподвижных целей. В качестве целей могут
быть танки, автомашины, подвижные ракетно-артиллерийские сис-
темы, корабли и т.п.

Для решения указанных задач применяются устройства, кото-
рые называются системами селекции движущихся целей (СДЦ). Ал-
горитмы селекции основываются на различиях характеристик и па-
раметров отраженных сигналов подвижных и неподвижных объек-
тов. Основное назначение систем СДЦ-разделение сигналов движу-
щихся целей и мешающих отражений, то есть сигналов всех осталь-
ных объектов (неподвижных целей, земной и водной поверхности).
Селекция движущихся целей основана на различии скорости относи-
тельного движения по отношению к самолету неподвижных и дви-
жущихся объектов. Большинство наземных и надводных целей,
представляющих интерес для ударных самолетов, являются мало-
размерными и перемещающимися объектами со сравнительно не-
большой скоростью (по сравнению со скоростью полета самолета).
Уровень отражения от таких целей сравнительно мал. Это требует
применения систем СДЦ с высокой эффективностью выделения це-
лей.

Детально общие принципы и методы СДЦ в когерентно-
импульсном РЛС рассмотрены в гл. 11. В РЛС ударных самолетов
могут применяться системы СДЦ с внешней и внутренней когерент-
ностью. В бортовых РЛС системы СДЦ с внешней когерентностью
нашли применение благодаря простоте выделения целей на фоне от-
ражений от земли независимо от скорости своего самолета (см. гл.
11). Однако следует отметить, что применение СДЦ в РЛС не коге-
рентного типа имеет относительно малую эффективность. Подавле-
ние МО не более 25-30дБ.
Проблема обнаружения движущихся наземных целей особенно
актуальна при введении режима обзора поверхности земли в им-
пульсно-доплеровских РЛС и в РЛС с высокой разрешающей спо-
собностью по угловым координатам (РСА, ДОЛ). По этой причине в
данной главе основное внимание уделено методам СДЦ наземных
движущихся целей в РЛС с высокой когерентностью, в которых раз-
личие целей обусловлено их различиями по доплеровским частотам.

В РСА при наблюдении движущихся целей возникают допол-
нительные трудности, связанные с тем, что изображение таких целей
появляется в элементах разрешения, не соответствующих их истин-
ному положению на поверхности земли (см. ниже). Это обстоятель-
ство требует, кроме СДЦ, определять и восстанавливать истинное
положение цели на РЛ изображении поверхности земли.

2.	Обнаружение движущихся наземных целей
при картографировании поверхности реальным лучом (КРЛ)
в импульсно-доплеровской РЛС

Картографирование поверхности земли реальным лучом в им-
пульсно-доплеровских РЛС осуществляется при НЧП с использова-
нием доплеровских составляющих сигналов в пределах главного лу-
ча. Обработка сигналов аналогична алгоритмам обработки при СЧП
в режиме «воздух-воздух» (см. гл. 12). Непрерывное радиально-
секторное сканирование в пределах переднего сектора по азимуту
позволит на индикаторе «дальность-азимут» наблюдать отражения
от поверхности земли и получить радиолокационное изображение.
Для обеспечения высокого качества изображения выполняется неко-
герентное суммирование выходных сигналов доплеровских фильт-
ров, попадающих в зону частотных составляющих по главному лучу
(рис. 18.4). Максимум спектрального участка главного луча выно-
сится обычно (как и при СЧП) на нулевую доплеровскую частоту
путем изменения частоты когерентного гетеродина в соответствии с
поправкой на величину, наблюдаемой доплеровской частоты отра-
жений по максимуму главного луча (рис. 18.5). На рис. 18.4 показаны
спектральные составляющие для трех движущихся целей. Цель №1
имеет составляющую доплеровской частоты в пределах зоны спек-
тра главного луча (ГЛ). Эта цель практически не может быть обна-
ружсна, так как мощность сигнала отражений от этой цели в преде-
лах фильтра №1 значительно меньше уровня мощности составляю-
щих спектра по ГЛ. Кроме этого, следует учесть, что в режиме СДЦ
зона фильтров, используемых при картографировании реальным лу-
чом (КРЛ) бланкируется (закрываются).

При картографировании реальным лучом бланкируются, в
свою очередь, фильтры СДЦ (см. рис. 18.4 «фильтры зоны СДЦ»),
Цель №2 (на рис. 18.4) не находится в пределах зоны спектра ГЛ, но
попадает в пределы зоны бланкирования при СДЦ.

Следовательно, сигнал этой цели также не обнаруживается на
выходе устройства СДЦ. Цель №3 имеет относительно большую до-
плеровскую частоту

2К

/•	_ ЦЗ

7дпцз “	>

которая больше граничной частоты зоны бланкирования при СДЦ
/гр = Д/крд / 2. Следовательно, спектральные составляющие этой
цели на выходе системы СДЦ обнаруживаются в фильтре №5 (см.
рис. 18.4). Однако радиальная скорость этой цели сравнительно
большая. Другие движущиеся цели, которые представляют интерес
при решении боевых задач, имеют значительно меньшие скорости.

Определим типовое значение граничной частоты . В режи-
ме обзора реальным лучом сектор сканирования по азимуту может
быть до ±60°. Скорость перемещения луча О)ск от 20 до 50°/с.
Следовательно, можно оценить время облучения цели по формуле

(18.9)

где 0Л - ширина луча ДН антенны. Время облучения можно разде-
лить на несколько тактов для выполнения ряда процедур по повы-
шению эффективности СДЦ. Обычно это ит=3-4 такта. Следова-
тельно, на формирование доплеровских фильтров отводится время
Рис. 18.4
_ ^Обл — вл
итюск *

(18.10)

Количество импульсов, которые принимаются в РЛС, порядка

(18.11)

При выполнении дискретного преобразования Фурье по алго-
ритму БПФ реально формируется количество фильтров не более
тУфдп < . Следовательно, полосу пропускания частоты в допле-
ровских фильтрах в области фильтрации имеем равной

или

2п /со

Т СК

(18.12)

(18.13)

Например, при соск = 50% и 0Л = 3° получим

ДЛдп >100 —200Гц. Если зону бланкирования ограничить игл=2-3

фильтрами в каждую сторону относительно = 0, то / равно

/т>

.. 2п / <о

= И1РДА.Дп = —

(18.14)

где п - количество фильтров до границы зоны СДЦ.

Расчеты показывают, что при указанном подходе к процедуре
СДЦ удается обнаруживать цели с радиальными скоростями движе-
ния только более 25-30 км/ч, что, конечно, не может быть приемле-
мым в ряде случаев. Известны два варианта уменьшения минималь-
ной обнаруживаемой скорости движения цели.
Первый вариант заключается в использовании смещения
спектра отражения сигналов по оси доплеровских частот таким обра-
зом, чтобы, например, цель №2 на рис. 18.4 оказалась в зоне фильт-
рации СДЦ. Этот вариант наиболее эффективен при малых азиму-
тальных углах 0О отклонения ДН относительно оси самолета
(бо =0-10°). В этом случае ширина зоны спектральных состав-
ляющих отражений по главному лучу (ГЛ), равная

=(2КА>. 81П0О, минимальна и составляет обычно величи-
ну не более 20-30Гц. Принцип работы поясняется на рис. 18.6. На
рис 18.6,а показано, что имеется две цели (№2) и (№4), доплеровские
частоты которых малы и эти составляющие не попадают в зону
фильтрации СДЦ, но они не находятся и в пределах спектра ГЛ.

|8(П

Рис. 18.6

За время облучения /обл для обработки сигналов выделяется
три такта излучения и приема пачек импульсов. При обработке сиг-
налов в первом такте (рис. 18.6,а) расположение составляющих соот-
ветствует случаю, когда на /дп = 0 устанавливается доплеровская
частота в максимуме ГЛ. Во втором такте (рис. 18.6,6) вводится
смещение в частоту когерентного гетеродина на величину . что
приводит к сдвигу всего спектра вправо (в сторону больших допле-
ровских частот). Спектральная составляющая цели №2 смещается в
зону фильтрации СДЦ и может быть обнаружена. На третьем такте
смещение гетеродина (-Д4) устанавливается такое, чтобы спектр
сместился в меньшую сторону (рис. 18.6,в) и спектральная состав-
ляющая цели №4 также попадает в зону фильтрации СДЦ и может
быть обнаружена.

Второй вариант заключается в использовании дополнитель-
ного отклонения луча ДН относительно заданного значения азиму-
тального угла 0О (рис. 18.7, позиция II) на величину, которая не-
сколько меньше, чем ширина луча 0Л, попеременно в сторону
меньших углов (рис. 18.7, позиция I) и в сторону больших углов
(рис. 18.7, позиция III). Спектральные соотношения между целями и
доплеровской частотой ГЛ при этом изменяются, как показано на
рис. 18.8. В (I) позиции (рис. 18.8,а) движущаяся цель не обнаружи-
вается и во второй позиции (II) не обнаруживается (рис. 18.8,6). А в
позиции III (рис. 18.8,в) спектральная составляющая цели попадает в
зону фильтрации СДЦ и может быть обнаружена.

В результате расчетов можно построить график (рис. 18.9) за-
висимости радиальной скорости цели Гц от азимутального угла 0О,
где отмечены зона, в пределах которой не обнаруживается движу-
щаяся цель. Зона обнаружения при использовании указанных вари-
антов работы системы показана в виде ступенчатой линии. Можно
отметить, что при малых углах 0О минимальная скорость движу-
щейся цели при ее обнаружении может быть не более 8-15 км/ч.

Ступенчатый характер зависимости от 0о обусловлен
тем, что с увеличением 0О изменяется количество фильтров в зоне
режекции (бланкирования) спектра ГЛ (увеличивается последова-
тельно на 1-2 фильтра). Обнаружение движущихся целей в случае,
если их доплеровская частота совпадает с зоной спектра по ГЛ,
может быть выполнено при существенном увеличении разрешения,
I

Рис. 18.7

зона СДЦ
уменьшении полосы пропускания доплеровских фильтров или, если
возможно, при увеличении времени облучения цели. Это возможно,
например, в режиме ДОЛ или РСА.

Рис. 18.9

3.	Обнаружение движущихся целей в режиме ДОЛ и РСА

Рассмотрим ряд вопросов отображения целей на экране инди-
катора в режиме ДОЛ и РСА при наблюдении целей в МПМ. Во-
первых, уточним характер представления неподвижных целей на ин-
дикаторе МПМ (см. рис. 17.20 и 17.22). На экране индикатора МПМ
центр обычно соответствует нулевой наблюдаемой частоте /дпн = 0
для направления максимума ДН (рис. 18.10).

В этом случае можно записать для истинных значений допле-
ровской частоты соотношения

IV /	х IV (	х

/дп ни = -Г- СОЦ6О + фаз нц ) = —- |СО5 ео СОЗ фазнц - 51П 6О 81П фаз вд ).

А	А
тах ДН

Рис. 18.10

Так как ф„„„ <0П, то есть меньше
* ОЛ.Г11Д	Л

заданного сектора по ази-

муту, то можно, как обычно,

положить

СОЗфазнц»!,

зт Ф« ш. ~ Ф« нп  в этом случае получаем
1 (МИД	1 <*о< Гид

ДП.НЦ

2К

—~СО80о

Фаз.нЛП0о

ИЛИ

ДП.НЦ

дп.ео

ДП.ф„ ’

(18.16)

(18.17)

где величины / пв путем смещения по частоте выводится в центр

Д'* = 0

спектрального участка ГЛ (рис. 18.11), а Удпфю отображается в доп-
леровских фильтрах картографирования. Величина / равна

ДИ-Фаз

8Ш0О.

(18.18)

•/дп.<рюЛ

Рис. 18.11

Или можно записать как общее соотношение для любых отра-
жателей в пределах МПМ:

ДО-Фаз

аз.нц’

Х„ = 2К.япе„Д

(18.19)

где величина Кдп - крутизна характеристики, связывающей /дп ф и

Фаздщ. На экране МПМ (рис. 18.12) положение неподвижной цели
определяется по положению соответствующего фильтра (на рис.
18.11) в зоне фильтров картографирования.
4о

Индикация движущихся целей. По аналогии с (18.15) можно
записать значение доплеровской частоты для движущейся цели, ра-
диальная скорость которой равна Кц:

(18.20)

Используя допущения, принятые при преобразовании выраже-
ния (18.15), получим

IV	IV

= —^СО8бо —81П0О + —\

К	К	к

(18.21)

Два последних слагаемых можно рассматривать как некоторое
эквивалентное соотношение, определяющее положение движущейся
цели в доплеровских фильтрах картографирования (см. рис. 18.11) и
соответственно на экране МПМ (см. рис. 18.12) (первое слагаемое
соответствует нулевому значению (раз). Итак,

ц

дп.дв.эк

^фаз.дв81П0о-

(18.22)
Если ввести эквивалентную азимутальную позицию для дви-
жущейся цели (рди двэк, получим

дп.дв.эк

81П0О Фаздв

кс8шео

ИЛИ

дп дв эк

8т 9 ф двэк

(18.23)

где величина ф„. пв ,г равна

Ф аз.дв.эк

Ц

Ис8тео‘

(18.24)

Смещение положения изображения движущейся цели опреде-
ляется величиной

Д (рлв = сраз лв эк
1 До	* Ск5.Д±3

Фаз.дв

(18.25)

V. йп 0О

Таким образом, при наличии в зоне наблюдения движущейся
цели, ее изображение (азимутальное положение фаздвэк) смещается
относительно истинного азимута цели (раздв на величину Дфда, за-

висящую от отношения скорости цели Кц и своего самолета Ус. При
радиальном встречном движении цели (> 0) изображение дви-
жущейся цели смещается влево (по экрану). Соответственно при
< 0, то есть при радиальной скорости в направлении удаления -
изображение смещается вправо. Различить на экране (и в наборе до-
плеровских фильтров в пределах главного луча) неподвижные объ-
екты и движущиеся цели невозможно.

Для обнаружения в главном луче ГЛ именно движущихся це-
лей (для решения задачи СДЦ) в настоящее время известно, по край-
ней мере, два способа: моноимпульсный и интерферометрический.
Эти способы позволяют не только обнаружить движущуюся цель
(решить задачу СДЦ), но и определить ее положение на экране ин-
дикатора МПМ по азимуту (раздв. Знание величины Д(рдв (18.25) при
этом, позволит выполнить коррекцию положения изображения цели
на экране МПМ.

4.	Моноимпульсный метод обнаружения и селекции
движущейся цели (СДЦ) в режиме ДОЛ и РСА

Суть моноимпульсного метода СДЦ заключается в том, что
устанавливается однозначное соответствие истинного углового по-
ложения движущейся цели и ее местоположение в пределах экрана
индикатора МПМ. Как было показано выше, положение движущейся
цели на экране индикатора МПМ, при выполнении ДОЛ или РСА не
соответствует истинному положению цели на поверхности земли.
Если имеется возможность независимо от процесса ДОЛ или РСА
определить угловые координаты движущейся цели, то можно, во-
первых, установить наличие движущейся цели, обнаружить и распо-
знать ее и, во-вторых, ввести поправку на положение цели на экране
индикатора МПМ.

При моноимпульсном методе СДЦ используется известное со-
отношение амплитуд сигналов суммарного и разностного кана-
лов С/л (см. гл. 9):

аз ’

(18.26)

где (рад - истинное угловое положение объекта наблюдения на по-
верхности земли; (сраз) и Р^ (ср^ ) соответственно ДН разностного
и суммарного каналов РЛС; 7?’('Р0) - производная ДН антенны на
равносигнальном направлении; Кпх - крутизна пеленгационной ха-
рактеристики (все обозначения и соотношения представлены в гл.9).

В радиолокационных устройствах ДОЛ и РСА, как показано в
п.3, положение неподвижной цели на поверхности земли определя-
ется величиной доплеровской частоты /дп нц (см.(18.19))-

г _______ ту*

Лапиц — '^дпФаз.иц’

(18.27)

где 7ГДП - крутизна характеристики, связывающей /дп нц и фазш
равная

дп

-ыпбо.

(18.28)

Итак, имеется два соотношения (18.26) и (18.27), которые при
обнаружении цели в каком-либо фильтре в наборе фильтров карто-
графирования относятся к одной и той же цели. Измеренная величи-
на углового положения цели по величине доплеровской частоты рав-
на (см.( 18.27))

т аз.изм

(18.29)

Кроме того, при измеренных амплитудах сигналов в доплеров-
ском фильтре в суммарном канале ((7Х) и в таком же доплеровском
фильтре разностного канала ((7д) можно оценить угловое положе-
ние цели моноимпульсным методом (см.( 18.26))

(18.30)

На рис. 18.13 показано расположение фильтров доплеровских
частот в суммарном (а) и разностном (б) каналах. На этом же рисун-
ке приведены амплитудные характеристики ДН для суммарного и
разностного каналов (/^ и Д).

Используя представленную структуру моноимпульсной систе-
мы в сочетании с доплеровской фильтрацией, характерной для ре-
жимов ДОЛ и РСА в импульсно-доплеровской системе, можно ре-
шить две задачи, как уже отмечалось, выделения движущейся цели
(задача СДЦ) и точное определение углового положения
^е(Фаз)

Рис. 18.13
на местности движущейся цели.

Обнаружение движущейся цели (СДЦ) и подавление МО. Для
подавления МО и фона от поверхности земли на экране МПМ и вы-
деления движущейся цели можно использовать алгоритм, основан-
ный на соотношениях (18.29) и (18.30). Введем решающую функцию
/?сдц для принятия решения о движущейся цели в виде разности

Фаз.™ (18-29) и <раз (18.30)

(18.31)

Очевидно, что для неподвижных целей Асдц = 0, а для дви-
жущейся цели К Ф 0. Итак, может быть предложен следующий
алгоритм подавления МО и выделены движущиеся цели на экране
индикатора. В фильтрах доплеровских частот в суммарном и разно-
стном каналах, где обнаружен сигнал выше заданного порога соот-
ветственно измеряются амплитуды и (7Д . Все измеренные вели-
чины позволяют вычислить для каждого фильтра значение функции
7?сдц (/до ). Те фильтры, где Асдц = 0, бланкируются и информация о
сигналах этих фильтров не подается на экран индикатора МПМ, то
есть не поступают радиолокационные данные о неподвижных целях
и фона местности.

Индикация движущейся цели и истинное положение ее на эк-
ране МПМ. Если сравнить величину ^СдЦ(/дП), определяемую фор-
мулой (18.31), и выражение (18.25), то можно сделать заключение,
что Ясдц это фактически величина смещения углового положения
движущейся цели Дфдв

Т?ГП11(/ЛП)= Дфпп =

СДЦ V ДП / т дв



(18.32)

На эту величину вводится поправка в положение движущейся
цели на экране индикатора МПМ. При необходимости выполнить
дополнительные измерения характеристик цели можно определить и
радиальную скорость цели V , как это следует из формулы (18.32).

Итак, после выявления в каком-либо фильтре движущейся це-
ли, определяется величина Ддц (формула (18.32) и вносится коррек-
ция в изображение на экране МПМ. Обычно предусмотрена пооче-
редная работа РЛС: формируется на первом этапе РЛ изображение
поверхности земли и всех неподвижных целей. На втором этапе вы-
полняется СДЦ и коррекция углового положения цели. Изображение
движущихся целей каким-либо образом маркируется (например,
цветом) и накладывается на РЛ изображение поверхности.

б.Интерферометрический метод обнаружения
движущихся целей (СДЦ) в режиме ДОЛ и РСА

Близким к моноимпульсному методу СДЦ является интерфе-
рометрический, для которого характерным является измерение ис-
тинного углового положения цели фазовым методом. Для этой цели
в пределах общей апертуры антенны выделяется две субапертуры,
фазовые центры которых разнесены на расстояние б/. В режиме
приема траекторных сигналов каждая субапертура принимает ин-
формацию, которая обрабатывается в своих устройствах формирова-
ния РЛ изображений методом ДОЛ или РСА. На рис. 18.14 показана
упрощенная структурная схема, позволяющая пояснить принцип ин-
терферометрического метода обнаружения и селекции движущихся
целей. Показаны две субапертуры реальной антенны: левая (п) и
правая (п). Расстояние между фазовыми центрами субапертур равно
и (база). После обработки сигналов формируются отсчетные радио-
локационные данные в каждом элементе разрешения по дальности
Д и азимуту <Рд31 для левой и правой субапертур. В блоке опера-
тивного запоминающего устройства (ОЗУ) формируются матрицы
данных в виде набора комплексных величин в каждой ячейке матри-
цы. Каждая комплексная величина соответствуют отклику цели по-
сле сжатия траекторного сигнала по азимуту для данной точки земли
(для неподвижных и подвижных объектов и элементов поверхности).
На следующем этапе выполняются фазовые измерения: сравнивают-
ся фазы отсчетных значений (находится разность фаз) сигналов
тах ДН

ФАЗ.НЦ2

Фазлц

НЦ-2

Фахд

Ио

1’п

д

</со8 (оо +<р азлнц^)

Фаз

ДН (на передачу)

НЦ дв

Рис. 18.14
(комплексных величин) в одинаковых по положению (Д и ф^)
элементов матриц для левой и правой субапертур. Как показано ни-
же, результаты фазовых измерений позволяют установить наличие
движущихся целей, определить их местоположение и ввести коррек-
цию в радиолокационном изображении. На индикатор МПМ посту-
пают РЛ данные для каждой ячейки (Д ; фаз) после всех фазовых
измерений, коррекции углового положения и при необходимости
возможно подавление изображений фона и местных предметов.

Рассмотрим основные соотношения, характеризующие интер-
ферометрический метод СДЦ.

Для каждой субапертуры формируется в виде матрицы своя
«карта» МПМ совершенно аналогично, как это осуществлялось при
ДОЛ и РСН (см. материал гл. 17). В результате при наличии непод-
вижных объектов НЦ справедливо соотношение (18.18), связываю-
щее /дп.фи и азимутальный угол сраз нц

ДПФ„

2К

<Раз.нц81Пб

(18.33)

а для движущейся цели ДВ справедливо соотношение (18.21) или
(18.22). Изображение движущейся цели, как и в ранее описанных
системах, окажется в другой ячейке матрицы «карты» МПМ. Сме-
щение по азимуту ф^ да определяется соотношением (18.32).

Так как имеется две субапертуры, смещенные по оси движения
летательного аппарата (см. рис. 18.14), то можно найти начальные
фазы траекторных сигналов для двух субапертур, реализуя в конеч-
ном итоге определение азимутального угла фазовым методом:

_ 2я/о/)л

= 2^/)

(18.34)

Разность фаз, которая в дальнейшем может быть определена,

равна

Ч'.-V. = АТ=^(р„ - Д)=^</со8(е. +<р.,шД (18.35)
С	А
так как угол между направлениями на цель НЦ-2 и осью X равен
(Ро + Фаз.нц.2 ) *

Выполняя известные преобразования в соотношении (18.35),
получим



[СО80О СО8фюна2 -8Шбо 81П(разнц2]

(18.36)

Так как фа?на2 < 0Л, то созф^ «1; 81Пфазнц2 « ф^, то

Фаз.нц.2 8’П$О-

(18.37)

Если учесть, что первое слагаемое в (18.37) компенсируется в
интерферометре и все азимутальные измерения выполняются отно-
сительно направления оси ДН, то разность фаз ДТ равна (для любо-
го азимутального угла цели):

2пс1 .

△'*' = -Т-51пеофа,нц.

(18.38)

Итак, имеется два соотношения, связывающие разность фаз
ДТ, азимут цели фаз и доплеровскую частоту сигнала, отраженного
от цели. Это соотношение (18.33) для неподвижной цели и формула
для движущейся цели (см.(18.22)):

дп цв.эк

81П0 ф

о таздв

(18.39)

Для того, чтобы связать величину разности фаз ДТ в каналах
приема траекторных сигналов с доплеровской частотой / сигна-
ла, отраженного от данной движущейся цели, используем соотноше-
ние (18.39), записав фаздв
Фаз.дв

дп дв.эк

% ) 2К 81п0.
✓	V»	V

(18.40)

Подставим (18.40) в формулу (18.38), считая ЛТ относится к
движущейся цели, получаем

(18.41)

Аналогичное соотношение для неподвижной цели (= 0)
равно

ЛТ

нц

(18.42)

Отметим, что, как следует из формулы (18.42), разность фаз
для неподвижной цели ЛТ может быть априорно вычислена для
каждого элемента разрешения по доплеровской частоте /дпнц, так
как все величины известны: гАбаза интерферометра, - скорость
своего самолета, /дпнц - номер фильтра в наборе фильтров карто-
графирования поверхности земли. Фаза ЛТДВ для движущейся цели

отличается от ЛТНЦ и это может быть признаком движущейся цели.
Введем параметр обнаружения движущейся цели Лсдц (решающая
функция) по формуле

едц = А’Рда-ДТнц.

(18.43)

Если величина К равна нулю, то это соответствует непод-

вижной цели. При отличии 7?

от нулевого значения на опреде-

ленную величину, которая зависит от уровня шумов, принимается
решение об обнаружении движущейся цели. Первую задачу - СДЦ
при этом можно считать решенной.
Вторая задача — коррекция положения движущейся цели в
системе координат индикатора МПМ - решается следующим обра-
зом. Подставим в (18.43) значение Д*Рдв (формула (18.41)) и ДТНЦ
(формула (18.42) и получим

(18.44)

Так как рассматривается один и тот же доплеровский фильтр,

т0 /дп дв эк = /дп нц > и величина Лсдц становится равной

(18.45)

После определения Лсдц по формуле (18.43) можно по форму-

ле (18.45) найти значение радиальной скорости цели И:

(18.46)

Подставив значение Иц из формулы (18.46) в формулу (18.40), най-
дем истинное значение азимута движущейся цели <раз :

_ -Г	______I______СДЦ

аэдв Ап.дв.эк2Г 1пе 27Г6?81ПО

к*	о	о

(18.47)

Но первое слагаемое в (18.47) это измеренное азимутальное по-
ложение движущейся цели <раэ да изм, соответствующее доплеровской
частоте /дпдвэк, равное (см.(18.33)):

Фаз.дв.изм

ДП.ДВ.ЭК 2Г зЬе
с о

(18.48)
Получаем таким образом, подставив (18,48) в (18.47),

Фаз дв

аз.дв.изм

270? 51П 0О

(18.49)

Следовательно, поправка к измеренному положению движу-
щейся цели для получения истинного углового положения движу-
щейся цели ф , которое и выносится на экран индикатора МПМ,
равна

Афдв Фаздвизм Фаз.дв 2^810 0О

(18.50)

Итак, алгоритм обнаружения и индикации движущейся цели
состоит в выполнении следующих этапов обработки радиолокаци-
онных данных, получаемых в рассматриваемой системе ДОЛ или
РСА:

1.	В каждой матрице ОЗУ для левой и правой субапертур на-
ходится фаза сигнала в каждом элементе разрешения по дальности
(51)) и азимуту' (бф83).

2.	Вычисляется разность фаз сигналов в каждом совпадающем
элементе (ячейке) разрешения в левой и правой матрицах (см. рис.
18.14) (Р^ф^). Эгу разность фаз назовем измеренной ДЧ/ИЗМ.

З .Для каждого элемента разрешения вычисляется разность фаз
ДЧ7 в предположении наличия только неподвижных целей (по
формуле (18.42)).

4.	0пределяется разность разности фаз (Д'РГОМ - ДЧ,НЦ), то есть

определяется 7?сдц

(формула (18.43)). Если величина

СДЦ

> 0 при-

нимается решение об обнаружении движущейся цели. Все доплеров-
ские фильтры, для которых 7?сдц = 0, бланкируются и в дальнейшей
обработке РЛ данных не участвуют (подавляется фон местности и
все неподвижные объекты).

5.	По всем обнаруженным движущимся целям вводится кор-
рекция азимутального положения, то есть находится фаз дв по фор-
муле (18.47). Отметка движущейся цели выносится на экран индика-
тора МПМ.

Отметим, что интерференционный метод СДЦ имеет преиму-
щество по сравнению с моноимпульсным. Это преимущество обу-
словлено возможностью более точного определения углового поло-
жения движущейся цели, так как база (1 интерферометрического из-
мерителя азимута целей может быть выбрана значительно больше,
чем апертура реальной моноимпульсной антенны. Особенно при бо-
ковом и переднебоковом обзорах, когда антенны размещаются на
боковой стороне фюзеляжа.

Моноимпульсный метод СДЦ проще в реализации, так как ис-
пользуется обычная моноимпульсная антенна, имеющаяся в составе
бортовых РЛС ударных самолетов.

6.	Метод СДЦ с «остановкой» фазового центра антенны
радиолокационной системы

Как было показано выше, обнаружению движущихся целей
препятствует наличие мешающих отражений от поверхности земли и
неподвижных местных предметов. При движении самолета спектр
МО по главному лучу антенны занимает значительную полосу час-
тот, особенно если угол наблюдения точек на поверхности земли
больше 10-15° относительно вектора скорости самолета.

Разработан метод существенного уменьшения ширины спектра
МО, обусловленного движением летательного аппарата. Суть метода
«остановки движения фазового центра» (ОДФЦ) антенны состоит в
том, что добиваются «остановки» движения апертуры, обеспечив
совмещение фазовых центров в моменты излучения и приема после-
довательных импульсов.

Для пояснения принципа ОДФЦ на рис. 18.15 показана РЛ
система, имеющая три субапертуры. Средняя используется для излу-
чения импульсов (ПД), а две крайние (левая (Л) и правая (П)),
имеющие фазовые центры, разнесенные на величину 2б/ (база) в на-
правлении движения летательного аппарата, предназначены для
приема сигналов.

Рассмотрим два момента времени: 1Х момент излучения перво-
го импульса и приема отраженных сигналов от всех неподвижных
отражателей в пределах ГЛ антенны с ДН на передачу (излучение
центральной субапертуры) и /2 момент излучения второго импульса
через период повторения Ти и приема отраженных сигналов.

Для момента характерно, что результирующее расстояние
Р } прохождения импульса до какого-либо неподвижного (ИЦ) от-
ражателя (/-го) и обратно складывается из расстояния от центра пе-
редающей апертуры (О) до /-го отражателя и от /-го отражателя до
центра левой приемной субапертуры

В^В^+В.,1-	(1851)

Момент /2 отличается от тем, что вся антенна передвигает-
ся со скоростью самолета Ус на величину с1 вдоль траектории. Соот-
ветствующая разность времен равна А/ = б7/Кс . Если это время вы-
брать равным периоду повторения

А/ = ГИ.	(18.52)

то в новом положении, при излучении передающей антенны и прие-
ме отраженного импульса на правую субапертуру антенны (П), рас-
стояние 2)р2 равно сумме расстояния от 0 до /-го отражателя (/)ст2)
и расстояния от /-го отражателя до правой приемной субапертуры
(Н) Д :

В„2 = Вм + Д„2.	(18.53)

Видно из рис. 18.15, что ВоЛ ~Ва2, а /1, -Вк2 Следова-
тельно, расстояния Л л и О .2 равны

4»=^!-	(‘8.54)
Приемник
(левый)

Приемник
(правый)

Фазовый
детектор

Когерент.
гетеродин

Фазовый
детектор

Линия
задержки
на Т.

Вычит.

индикатору

Набор
доплер,
фильтров

вых

Рис. 18.15
Рис. 18.16

Таким образом, при движении самолета измеренные расстоя-
ния при /1 и /2 совпадают, то есть это эквивалентно остановке апер-
туры и РЛС работает как бы в неподвижном положении. Указанное
состояние справедливо для всех отражателей в пределах зоны облу-
чения главным лучом ДН. Следовательно, ширина спектра отраже-
ний от поверхности земли существенно сужается и зависит только от
собственных флюктуаций и траектории движения самолета. Так как
отраженные импульсы в моменты и /2 одинаковы и совпадают по
времени, то можно использовать череспериодную компенсацию и
подавить сигналы фона и неподвижных целей. Движущаяся цель на
выходе череспериодного компенсатора нс подавляется и будет обна-
ружена (см. гл. 11 по когерентно-импульсным системам). На рис.
18.16 показаны сигналы на выходе фазовых детекторов для левой и
правой субапертур в различные моменты времени 1Х \ /2 (временной
диаграммы соответственно а) и б)). Показаны также сигналы после
вычитающего устройства (череспериодная компенсация) (временная
диаграмма в) на рис. 18.16. Видно, что импульсы, отраженные от
неподвижных объектов, подавлены, а сигналы движущихся целей
после вычитания хорошо выделяются. Последовательность этих им-
пульсов модулирована по амплитуде наблюдаемой доплеровской
частотой и может быть выполнена дополнительная доплеровская
селекция сигналов. Коэффициент подавления мешающих объектов,
неподвижных целей и фона может достигать 40-5ОдБ.

18.3. ФОРМИРОВАНИЕ РЛ ИЗОБРАЖЕНИЙ ЦЕЛЕЙ МЕТО-
ДОМ ИНВЕРСНОГО РАДИОЛОКАЦИОННОГО
СИНТЕЗИРОВАНИЯ АПЕРТУРЫ (ИРСА).

РАСПОЗНАВАНИЕ ЦЕЛЕЙ

1.	Принцип работы инверсной РСА

Для повышения разрешающей способности РЛ системы по
азимуту (по поперечной дальности) применяется, как описано выше,
метод РЛ синтезирования апертуры (РСА). Для этого метода харак-
терным является перемещение летательного аппарата относительно
цели. Чем больше изменяется угловое положение линии визирова-
ния, тем более высоким является азимутальное разрешение целей.
Как было показано в гл. 17, линейное разрешение по азимуту (по по-
перечной дальности) 5/аз определяется соотношением (см. формулу
(17.14)):

6/,,=-^-,	<18.55)

2₽.

где Ро - полный угол изменения положения линии визирования це-
ли в процессе полета самолета, носителя РСА от момента I] до /2
(рис. 18.17,а).

Однако изменение положения линии визирования цели воз-
можно не только за счет перемещения антенны РЛС в процессе по-
лета летательного аппарата, но и за счет движения самой цели, на-
пример, самолета или корабля (рис. 18.17,6). Если корабль имеет
скорость Кц, то угол Ро равен (при неподвижной РЛС):

(18.56)

Длина участка траектории цели за время прохождения корабля

(/2 — () может также рассматриваться как размер синтезированной

апертуры Ьс:

4=₽оА-

(18.57)

Обработка сигналов, принимаемых РЛС, с целью повышения
разрешающей способности по азимуту (или линейной разрешающей
способностью по поперечной дальности) называет ся инверсным (об-
ратным) радиолокационным синтезированием апертуры (ИРСА).

Изменение угла визирования определенных элементов слож-
ной цели возможно (при неподвижной РЛС) и за счет вращения цели
(рис. 18.17,в). При угловой скорости вращения цели йБр угол пово-
рота цели равен

(18 58)

Если выбрать какую-либо линию, соединяющую центр вращения
цели 0 и типичный отражатель на цели Ц то углу поворота Ро соот-
ветствует как бы перемещение РЛС от точки А до точки В (если рас-
сматривать обычное синтезирование апертуры при иевращающейся
цели).

Размер эквивалентной синтезированной апертуры равен
Д =Р01)0, как и (18.57). В этом случае метод обработки сигналов
для повышения разрешения элементов цели по азимуту также можно
отнесги к инверсному РЛ синтезированию апертуры

Рассмотрим более детально суть метода повышения разреше-
ния по азимуту при наблюдении вращающихся целей. Дело в том,
Рис. 18.17
что любые варианты ИРСА в конечном итоге можно привести к рас-
смотрению вращения области наблюдения цели (микроплан зоны
наблюдения). Само вращение цели является фактором, позволяю-
щим получать РЛ изображения целей с высокой разрешающей спо-
собностью, что весьма важно при распознавании целей. Характер-
ными примерами использования ИРСА является получение РЛ изо-
бражения кораблей, распознавание групповых воздушных целей и
т.п.

Рассмотрим вращающийся объект, в пределах которого име-
ются отдельные элементы отражения. Угловая скорость вращения
Овр, как векторная величина, перпендикулярна к линии визирования
(ЛВ) цели (рис. 18.18). Так как разрешение по дальности 62) обес-
печивается выбором сигнала (шириной спектра сигнала АД), то рас-
смотрим получение разрешения по поперечной дальности по оси /аз
(ось х). За счет вращения объекта элементы отражения перемещают-
ся с линейной скоростью Ух и У2, которые равны

у = О г •

^вр'1 ’

(18.59)

^2 “ ^врГ2 ’

где Г\ и г2 - радиусы точек отражения относительно центра вращения
(О).

Радиальные скорости в направлении на РЛС равны

УР\ = ^в/1 С08(Р1 ; Ур2 = ЧрГ2 СО8(Р2 •	(18.60)

Очевидно, что принимаемые сигналы РЛС при облучении цели
сигналами с несущей частотой /о имеют доплеровские сдвиги по час-
тоте, равные

20^ созф]

20^ СО8ф2
л	>

(18.61)

(18.62)
Рис. 18.18

где X - длина волны излучения РЛС (Х = с//0). Для упрощения
считаем, что переносные движения: движение РЛС в направлении на
цель или движение цели в направлении на РЛС отсутствуют. Эти
переносные движения не влияют на разрешающую способность
РЛС, обусловленную вращением цели. Разность доплеровских час-
тот, которую можно выявить спектроанализатором с доплеровскими
фильтрами, равна

д/дпр

(/*! СОЗф] - Г2 СО8ф2).

(18.63)
Заметим, что т\ созф] —1Ю\, я. г2 со8ф_, = /м2. Тогда получаем
Л/дпр (18.63) в виде

А/дар=^(<и1-О	(18.64)

Л

Если приравнять А/^пр полосе пропускания доплеровского
фильтра Д/даф в спектроанализаторе, то разность

(18.65)

можно рассматривать как величину разрешения 8/аз элементов вра-
щающейся цели по поперечной дальности . Величина разрешения
57аз тогда равна

М А

87 =	(18.66)

вр

Так как полоса пропускания доплеровского фильтра выбирает-
ся в соответствии с временем когерентного накопления сигналов
^кн ~ ^2 ” А ’10

(18.67)

В этом случае 87аз запишем в виде

(18.68)

Если же учесть, что Овр/кн = Дф = 0О, то есть это угол пово-
рота цели на время /нк , то получаем формулу

(18.69)

которая является основной при оценке возможностей ИРСА в реаль-
ных условиях наблюдения целей.

Отметим ряд особенностей ИРСА при наблюдении целей на
поверхности земли. Цели на поверхности земли рассматриваются
как единый групповой объект, например, корабль. Размер объекта
часто определяет масштаб изображения цели на индикаторах МПМ.
Относительно небольшие углы поворота или колебания цели в той
или иной плоскости позволяют получить высокое разрешение. Как
следует из формулы (18.68), разрешение по поперечной дальности
5/аз не зависит от расстояния до цели, что позволяет наблюдать изо-
бражения целей в крупном масштабе на больших расстояниях.

В общем случае вектор угловой скорости вращения или коле-
бания цели не перпендикулярен направлению линии визирования.
Плоскость изображения формируется в координатах: / - продоль-
ная дальность (по оси распространения радиоволн) и /а., - попереч-
ная дальность в направлении, перпендикулярном продольной даль-
ности. Положение этой плоскости находится путем определения
проекции результирующего вектора угловой скорости вращения
Пврр на плоскость, нормальную к оси продольной дальности (оси
линии визирования) (рис. 18.19). Проекция изображения цели фор-
мируется в плоскости, проходящей через линию визирования и пер-
пендикулярной проекции вектора угловой скорости вращения на
плоскость (Л2).

2.	Формирование РЛ изображений морских целей

Метод ИРСА широко используется для получения изображе-
ний морских целей (кораблей). Этот метод обеспечивает получение
высокого разрешения в передней зоне обзора РСА, так как необхо-
димый угловой размер синтезированной апертуры формируется за
счет собственного движения (перемещения и вращения) корабля.
Кроме того, инверсное РЛ синтезирование апертуры позволяет по-
лучить высокое разрешение не только в плоскости «дальность-
азимут», но и в плоскости «дальность-угол места». Применительно к
наблюдению кораблей это позволяет получить изображение верти-
кального контура надстроек кораблей, что особенно важно при ре-
шении задачи распознавания морских целей.

Наряду с перемещением корабля по курсу при наличии волне-
ния моря корабль испытывает колебательные перемещения вокруг
центра тяжести. Для задач ИРСА обычно используют следующие
движения корабля: рыскание по курсу, килевую и бортовую качки.
Рыскание по курсу (рис. 18.20,а) соответствует вращению корабля
относительно вертикальной оси. Килевая качка (попеременный диф-
ферент на нос и на корму) соответствует вращению корабля относи-
тельно поперечной горизонтальной оси (рис. 18.20,6). Попеременная
на левый и правый борт бортовая качка соответствует вращению ко-
рабля относительно продольной горизонтальной оси (рис. 18.20,в).
На рис. 18.20 все оси вращения перпендикулярны плоскости рисунка
и проходит через центр тяжести (ЦТ)

Рис. 18.20

Вращения корабля (качка, крен, рыскание) носят периодиче-
ский характер, то есть угол отклонения корабля от равновесного
(нормального) положения изменяется в соответствии с гармониче-
ским законом



(18.70)

где Р - соответственно угол крена, рыскания или угол килевой кач-
ки; Ртах - максимальное отклонение корабля по соответствующему
углу. Тк - период колебаний. Угловая скорость вращения также из-
меняется по гармоническому закону:

— =	=— ₽ со/—Д	(18.71)

Л вр ГРтах I
К	\ к у

Максимальное значение скорости вращения равно

62. Изд.№9768

977
вРтах

достигается в момент прохождения равновесного положения кораб-
ля.

У большинства океанских кораблей период колебаний Тк
практически не зависит от степени волнения моря и определяется
конструкцией корабля. Амплитуда угловых колебаний Ртах опреде-
ляется многими факторами: высотой волн, направлением бега волн
относительно курса корабля, скоростью движения и конструкцией
корабля. Большой корабль, как колебательная система, эквивалентен
узкополосному фильтру и параметры его колебаний (амплитуду и
период) можно считать постоянными за время синтезирования по-
рядка долей секунд. С уменьшением водоизмещения корабля (менее
1000 тонн) амплитуда и период отклонения уже зависят от характе-
ристик волнения моря и носят случайный характер. В таблице 18.1
даны оценочные значения характеристик колебаний кораблей раз-
личного типа при волнении моря 5-6 баллов.

Если линия визирования корабля, перпендикулярна оси угло-
вых колебаний (вращения) корабля, то возможно получение изобра-
жения корабля в различных плоскостях. Килевая качка обеспечивает
изображение вдоль корабля и его надстроек. Качка по крену - изо-
бражение в боковом направлении корабля и надстроек. Рыскание по
курсу - изображение корабля в горизонтальной плоскости. Движе-
ние корабля с постоянными скоростью и курсом эквивалентно дви-
жению РЛС при неподвижном корабле и обеспечивает изображение
в горизонтальной плоскости. В реальной ситуации одновременно
существуют все виды колебаний корабля, что затрудняет определе-
ние положения плоскости изображения относительно корабля. В то
же время, наблюдая «динамическое» изображение корабля в разных
плоскостях, изменяющееся в зависимости от вида колебаний кораб-
ля, возможно эффективное распознавание его класса или типа.
Таблица 18.1

Тип корабля	Вид коле- баний	Период колебаний ТК, с	Амплитуда ко- лебаний в° г тах
Танкер средний	Крен	10-13	18-28
	Киль	5-8	3-5
	Курс	8-10	1-2
Сухогруз	Крен	13-19	15-28
	Киль	6-10	3-6
	Курс	8-12	1-2
Лайнер	Крен	17-30	8-13
	Киль	8-12	3-5
	Курс	10-15	1-2
Крейсер	Крен	10-14	15-20
	Киль	5-8	1,5-2
	Курс	12-15	1,5-2
Авианосец	Крен	20-28	2-3
	Киль	10-13	0,3-0,5
	Курс	30-35	0,5-0,8

Рассмотрим характеристики сигнала при ИРСА в случае бор-
товой (крен) качки корабля. Изменение расстояния г от надстройки
на высоте к до РЛС (рис. 18.21) определяется выражением

г(/) = Л5шр(/) = Л8Ш Р

тах

(18.73)

где к - высота элемента надстройки, отсчитываемая от оси вращения
корабля.

Учитывая, что максимальное угловое отклонение Ртах «1 (в

радианах), изменение расстояния до РЛС и, следовательно, измене-
ние фазы Д<р(/) отраженного сигнала можно представить в виде

. (\ 4л 4лЛРтах . | 2л _
А(р(/) = —г  ----—I

х 1	1т;

Соответственно доплеровская частота равна
62*

(18.74)
(18.75)

Рис. 18.21

Как видно из выражений (18.73) и (18.74), характеристики от-
раженного сигнала зависят от момента наблюдения (синтезирова-
I

ния) I = /с ±	. Так, при ?с=0 корабль наблюдается в момент пере-

хода угла р(/) через нуль, когда угловая скорость отклонения мак-
симальна, (см.(18.71)

вРтах

тах •

(18.76)

При малом времени синтезирования /кн доплеровская частота
сигнала при /с=0 изменяется незначительно и каждому элементу над-
стройки по высоте ДД соответствует своя доплеровская частота

(18.77)
Разрешение по высоте надстройки по координате к в этом слу-
чае будет достаточно высоким. Действительно, изменение угла Р
равно

Ро=^врии»ЛН-	(18 78)

Используя формулу (18.68), получаем

5Л = —=-------------= —.	(18.79)

2В О / 4тгВ I

го	во. тах кн	г тах кн

Алгоритм обработки сигналов, как уже отмечалось, сводится к
доплеровской фильтрации в каждом элементе разрешения по на-
клонной дальности. Так, при килевой качке корабля и радиолокаци-
онном наблюдении в передней зоне обзора РЛС на встречных курсах
самолета, носителя ИРСА и корабля (рис. 18.22) разрешение по доп-
леровской частоте соответствует разрешению по высоте надстройки
А, а разрешение по задержке зондирующего импульса соответствует
разрешению вдоль корабля. Для определения разрешения по высоте
настройки 6А можно воспользоваться формулой (18.79). Например,
при наблюдении крейсера (Тк=6 с, Ртах~2°, /кн=0,50 с, Х=3 см) разре-
шение по надстройке дк равно 60 см.

Рис. 18.22

При увеличении времени синтезирования /с = начинают
сказываться изменение доплеровской частоты и задержки сигнала,
что необходимо учитывать в алгоритме обработки. Структурная
схема РЛС с ИРСА при наблюдении морских целей пракгически не
отличается от описанных выше схем РСА.
18.4.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Определить максимальную дальность обнаружения танка
(ог = Зм2) на фоне «степь летом» (ауд = -20дБ) при однократном
боковом обзоре РСА. Вероятность правильного обнаружения
Лю=0,8, вероятность ложной тревоги Р^Ю6. Скорость полета само-
лета-носителя РЛС 300м/с. Время синтезирования Рс=1с. Длина вол-
ны 3 см. Как изменится дальность обнаружения при 4-кратном нако-
плении сигналов?

2.	Пояснить, почему дальность картографирования при РСА не
зависит от величины разрешения по азимуту при фиксированном
значении разрешения по дальности9

3.	Определить дальность обнаружения ВПП аэродрома
(о - —30дБ), если дальность обнаружения самолета с ЭПО Зм2 и
разрешением по азимуту Зм равна 50 км.

4.	Определить величину смещения изображения автомобиля
относительно его положения на дороге на экране индикатора РСА,
если скорость движения автомашины (радиальная) Збкм/ч. РСА ра-
ботает в режиме бокового обзора. Расстояние до цели 30 км, ско-
рость полета самолета-носителя РСА 300 м/с.

5.	Определить разрешающую способность по высоте при на-
блюдении крейсера радиолокационной системой с ИРСА. Крейсер
движется по курсу под 90° к направлению визирования. Волнение
моря 5 баллов. Время синтезирования 0,5с, длина волны РЛС Зсм.
Глава 19

РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ
БЕЗОПАСНОСТИ ПОЛЕТОВ
И БОЕВОГО ПРИМЕНЕНИЯ НА МАЛЫХ ВЫСОТАХ

19.1. ПРИНЦИПЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ БЕЗОПАСНОСТИ
ПОЛЕТОВ НА МАЛЫХ И ПРЕДЕЛЬНО МАЛЫХ ВЫСОТАХ

1.	Структурная схема комплексов радиолокационного
обеспечения безопасности полета на малых высотах.
Индикация препятствий

Измерение структуры рельефа местности впереди самолета яв-
ляется одним из основных условий для успешного полета на малой
высоте Использование для этой цели топографических карт и знание
своего местоположения с высокой точностью позволяют решать эту
задачу.

При этом необходимо иметь точные карты и совершенные на-
вигационные системы. Однако многие препятствия на картах не по-
казаны. Это выдвигает требование иметь на борту летательного ап-
парата автономную систему измерения структуры рельефа и обна-
ружения отдельных опасных препятствий. Системы измерения рель-
ефа при выполнении полета на малых высотах должны быть объеди-
нены в единый комплекс с соответствующими системами управле-
ния полетом, навигационными системами, бортовой ЭВМ и индика-
торной системой. Структурная система возможного варианта РЭ
комплекса полета на малых высотах приведена на рис. 19.1. Можно
выделить следующие основные группы систем и устройств:

-	информационно-измерительные системы определения пара-
метров рельефа местности. Это РЛС профильного полета (Р1111), ра-
диолокационные высотомеры малых высот;
-	датчики и системы получения информации о текущем место-
положении самолета и параметрах его полета (навигационные сис-
темы, датчики углов атаки, перегрузок и другие дополнительные
датчики);

Рис. 19.1

-	система автоматического управления самолетом (САУ) (кана-
лы управления в вертикальной плоскости (продольный канал САУ),
управления в горизонтальной плоскости (боковой канал САУ);

-	бортовая ЭВМ управления полетом на малых высотах (или
отдельные алгоритмы в программах математического обеспечения в
центральной ЭВМ) (вычислитель сигналов управления полетом);

-	автомат увода (АУ) самолета с опасной высоты;

-	индикаторная система и пульты управления (ПУ).

При полете на малых высотах может выполняться ручное, по-
луавтоматическое и автоматическое управление. При ручном управ-
лении вся информация о препятствиях и рельефе впереди самолета,
полученная в РПП, подается на индикаторы управления полетом.
Известно несколько разновидностей представления информации о
рельефе местности.

Индикатор продольного профиля (рис. 19.2) отображает часть
сечения рельефа местности в вертикальной плоскости по линии пути
самолета. Изображение дается в координатах «упрежденные высоты
Ну и горизонтальная дальность Д». Шкала по дальности обычно
имеет логарифмическую градуировку. Иногда вместо упрежденной
высоты дается градуировка в угловых величинах по наклону. Безо-
пасность полета обеспечивается, если в пределы контура безопасно-
сти («лыжа» на экране) на экране индикатора не попадают отраже-
ния от поверхности земли. Если же в этом контуре отраженные сиг-
налы появляются, необходимо начать набор высоты полета.

Рис. 19.2

Индикатор продольного профиля применяется при выполне-
нии облета препятствий («сложение» за рельефом местности) в ре-
жиме ручного управления или для контроля полета летчиком при
автоматическом облете препятс гвий.

Индикатор поперечного профиля (рис. 19.3) показывает попе-
речное сечение рельефа местности вертикальной плоскостью, пер-
пендикулярной вектору путевой скорости самолета на одном каком-
то расстоянии от РЛС, или показываются поперечные сечения на не-
скольких расстояниях от РЛС (на рис. 19.3 представлены сечения на
трех дальностях от РЛС). Такой индикатор может использоваться
как при облете, так и при обходе препятствий. При ручном управле-
нии индекс самолета не должен быть ниже соответствующей линии
сечения рельефа (на рис. 19.3 это среднее сечение, соответствующее,
например, 10с полета).

Рис. 19.3

Плановый индикатор препятствий (рис. 19.4) позволяет на-
блюдать те участки рельефа на РЛ изображении поверхности земли,
которые имеют упрежденную высоту меньше допустимого значения.
Иногда дается несколько сечений высот (как на топографических
картах). Указанный индикатор позволяет выполнять обход препятст-
вий и предупреждает об опасных районах на траектории полета. В
зоне безопасности не должно быть индикации препятствий.

Рис. 19.4

В ряде случаев возможно упрощенное представление степени
отклонения упрежденных высот от заданной высоты безопасного
полета при выполнении облета препятствий. Определяется упреж-
денная высота только на одном заданном расстоянии от РЛС и срав-
нивается с заданной высотой. На экран индикатора (обычно на лобо-
вом стекле) выносится метка, показывающая, на сколько отличается
истинная упрежденная высота от заданной. Однако такие индикато-
ры более уместны при выполнении полуавтоматического и автома-
тического облета и обхода препятствий для контроля и управления
полетом самолета.
2.	Автоматические и полуавтоматические системы облета
и обхода препятствий

При выполнении автоматического или полуавтоматического
полета с облетом или обходом препятствий радиолокационная сис-
тема и каналы управления самолетом образуют замкнутую систему
автоматического управления (рис. 19.5). В зависимости от структуры
рельефа, наличия тех или иных препятствий вырабатывается сигнал
рассогласования между требуемым положением вектора скорости
самолета, который обеспечивает безопасный облет препятствий, и
текущим вектором скорости. Сигнал рассогласования сводится к ну-
лю, когда выполняется полет на заданной допустимой высоте отно-
сительно контура продольного рельефа местности. В дополнении к
измеряемым РЛС величинам (расстояние или угловое положение
элементов поверхности) важным для безопасности является и теку-
щая высота самолета, поступающая от радиолокационного высото-
мера малых высот. В процессе полета над районами с относительно
малым уровнем радиолокационных отражений (например, над вод-
ными поверхностями) высота и скорость изменения высоты исполь-
зуются для вычисления команд, обеспечивающих полет на заданной
высоте полета.

Закон управления полетом для автоматических систем облета
препятствий формируется, используя непосредственно измеряемые
РЛС координаты элементов поверхности земли, а именно расстояние
до элемента поверхности и угла места. В зависимости от первичной
измеряемой величины системы управления полетом можно разде-
лить на системы с управлением по разности расстояний и с управле-
нием по разности угловых величин (наклона или угла места).

В автоматической системе облета препятствий с управлением
по относительной дальности осуществляется непрерывное сравнение
измеренной текущей дальности От и некоторой опорной дальности
Оо (рис. 19.6). Опорная дальность 2)о вычисляется в ЭВМ в соответ-
ствии с заданной высотой полета, скоростью полета самолета, до-
пустимыми перегрузками, типом самолета и видом рельефа. Сигнал
ошибки Де вырабатывается как величина, пропорциональная разно-
Рис. 19.5
сти расстояний 7)0 и /Эт

Де=А?1(Д0-А),

(19.1)

где К\ - коэффициент пропорциональности.

В соответствии с сигналом ошибки Де вырабатывается сигнал
управления самолетом в вертикальной плоскости. Измерение теку-
щей дальности Дт осуществляется от РЛС до упрежденной точки по-
верхности впереди самолета. Направление, в котором измеряется
расстояние Рт, соответствует углу ру (это установочный угол оси
измерительно-информационного устройства, например РЛС, относи-
тельно продольной оси самолета), который равен сумме угла атаки
самолета а и угла т|у, который в свою очередь определяется по вели-
чине заданной упрежденной высоты полета Нуо и установочной
дальности(см. рис. 19.6)

Пу =агс81п(Яуо/Ло).

(19.2)

Таким образом, установочный угол Ру равен
РУ= а - т|у.

(19.3)

Для обеспечения безопасности полета вводится и дублирую-
щий сигнал управления Дед от радиовысотомера малых высот, кото-
рый измеряет текущую высоту полета самолета Нт (непосредственно
под самолетом):

&д=к2(На-Н,)

(19.4)

где Но - заданная высота полета. Сигналы от высотомера использу-
ются для управления самолетом при отсутствии сигнала от РЛС.

Автоматическая система облета препятствий угломерного
типа. Сигнал управления вырабатывается по разности установочно-
го угла р0 и текущего значения угла места рт элемента поверхности
(рис. 19.7):

^еуг~^зФт Ро)-

(19.5)
элемент разрешения по I)

Рис. 19.7

Если угловое положение рт элемента поверхности отличается
от установочного значения р0, то подается сигнал на маневрирование
в вертикальной плоскости.

Возможно формирование сигналов управления и по инте-
гральному алгоритму. Например, если вычислен опорный профиль
(рис. 19.7), который соответствует переменным установочным углам
Ро(7?) в некотором диапазоне от Р1 до р2 или в диапазоне наклонных
дальностей от 1)1 до /)2, то текущее распределение углов Рг(/Э) по-
зволит сформировать интегральную ошибку

^2

Ле„ = |[₽0(0)-₽,(Л)}®,	(19.6)

А

где учитываются только отрицательные разности углов р0(О)-рт(/)).
Возможно выбрать для управления и мажоритарный алгоритм, когда
(рис. 19.8)

Аем=тах{рт(Г))-Р0(Д)|}.	(19.7)
Рис. 19.8

Имеются и другие алгоритмы управления, которые могут учи-
тывать ряд ограничений на выбор сигналов управления. Например,
может быть введено ограничение по углу кабрирования или пикиро-
вания, или ограничения по перегрузке. Индикация в режимах авто-
магического облета препятствий обычно соответствует различным
представлениям параметра рассогласования измеряемой (или вычис-
ляемой) и заданной величины. Например, на рис. 19.9 показан вид
индикации отклонения от заданных условий полета. Кольцо откло-
нения указывает, что необходимо выполнить полет с набором высо-
ты. Рассогласование Ае может быть различным по своему смыслу.
Например, оно может соответствовать просто величине отклонения
от заданной высоты или отклонение текущего угла визирования эле-
мента поверхности рт от установочного Ро и т.п.

3.	Выбор принципа работы РЛС

Для решения задач обеспечения профильного полета на малых
и предельно малых высотах могут применяться информационно-
измерительные системы (датчики), использующие различные участ-
ки спектра электромагнитных колебаний. Однако должны быть вы-
браны такие, которые обеспечивают определение не только расстоя-
ний до элементов поверхности, но и измерение угловых величин:
наклона и азимута точек на поверхности земли.

Возможно, например, применение квантовых оптико-
электронных (лазерных) систем и радиолокационных устройств. Од-
нако работа лазерных систем существенно зависит от условий рас-
пространения света в нижних слоях атмосферы. В условиях дождя,
тумана, дымовых сред и других скоплений взвешенных в воздухе
частиц работа лазерных систем малоэффективна: существенно
уменьшается дальность и ухудшается точность измерения коорди-
нат.

По всем указанным причинам для обеспечения полета на ма-
лых высотах целесообразно применение РЛ систем. При анализе
возможностей радиолокационных систем следует исходить из того,
что применение сантиметрового диапазона волн позволяет обеспе-
чить всепогодную работу РПП, измерять расстояния и угловые вели-
чины с высокой точностью. Если имеется возможность сформиро-
вать узкий луч ДН антенны и направить его под заданным углом к
поверхности земли, то можно выполнить измерения всех необходи-
мых координат методом максимума. Однако луч должен быть весьма
узким - не больше 0,1-0,3°. На малых высотах луч антенны охваты-
63. Изд.№9768	993
вает большой участок на поверхности земли (рис. 19.10,а). Напри-
мер, при ширине луча 2° и при угле наклона 10° в пределах ДН по-
падает участок дальности (при высоте полета 100м) в пределах от 2
до 6 км. На рис 19.10,6 показано, как изменяется видеосигнал, отра-
женный от поверхности земли, на выходе приемника. Видно, что от-
сутствуют какие-либо характерные особенности, по которым можно
было бы определить расстояние по заданному угловому положению
оси ДН, или угол места элемента поверхности на установленном
расстоянии. Чтобы измерить расстояние, необходимо иметь узкий
луч (на рис. 19.10,а луч 2). Для обеспечения высокой точности изме-
рения расстояния порядка 10-50м необходимо иметь ширину луча
(при измерении по максимуму) порядка 5-8', но такую узкую диа-
грамму направленности антенны в передней части самолета полу-
чить невозможно, если не перейти в миллиметровый диапазон
волн. Например, при длине волны 1см размер антенны в вертикаль-
ном направлении должен быть порядка 10-12м, что совершенно не
приемлемо на самолете. Указанную ширину ДН можно получить в
миллиметровом диапазоне при длине волны 1-2мм, но РЛС при та-
кой длине волны из-за поглощения в сложных условиях погоды
практически работать не сможет, если требуемая дальность действия
РЛС более 2-Зкм.

Рассмотренные трудности с измерением координат достаточно
просто решаются при применении моноимпульсного метода работы
РЛС. Для определения расстояния до поверхности земли по равно-
сигнальному направлению (РСН) или определения углового положе-
ния элемента поверхности относительно РСН с необходимой точно-
стью не требуются антенны больших размеров и нет необходимости
переходить в миллиметровый диапазон волн. При работе моноим-
пульсного измерительного устройства в составе РЛ системы про-
фильного полета отраженные сигналы поступают в два канала прие-
ма и при совместной их обработке можно определить необходимые
координаты элементов поверхности.

Для устранения трудностей, связанных с неоднозначностью по
дальности, при ВЧП и СЧП частота повторения импульсов (ЧПИ)
выбирается обычно в пределах 1900-3000Гц, то есть используются
низкие ЧПИ. Приемопередающий тракт РЛС может быть как некоге-
рентного, так и когерентного типа.

Для вертолетов могут использоваться РЛС и миллиметрового
диапазона волн немоноимпульсного типа при решении задач обеспе-
чения полета на малых и предельно малых высотах.

4.	Классификация РЛС профильного полета

Классифицировать РИП можно, в первую очередь, по признаку
основной измеряемой координаты элементов поверхности земли.

В первую группу I (рис. 19.11) включены Р1111, в которых ос-
новной измерительной операцией является определение углового
положения (угла места) элемента поверхности земли. Наклонная
дальность при этом считается известной, неизмерясмой величиной.
Известное значение дальности выставляется селекторными стробами
дальности или определяется по величине задержки относительно
импульса передатчика 1^=Ю1с. Упрежденная высота Ну, как уже от-
мечалось, находится по формуле
Н =Лт81прт ~Г>трт,

(19.8)

где /)т - известное текущее значение дальности, а рт - угол наклона
элемента поверхности, который измеряется моноимпульсным мето-
дом.

Рис. 19.11

Во вторую группу II входят Р1111, в которых основной измери-
тельной операцией является определение расстояния по заданному
направлению, которое задается от бортовой ЭВМ и, как правило,
соответствует положению РСН антенной системы по углу места и
азимуту.

В первой группе I различают устройства с моноимпульсным
измерением «вне РСН» (подгруппа А) и устройства с измерением
«на РСН» (подгруппа Б) и с отслеживанием положения РСН до со-
вмещения с линией визирования элемента поверхности. РПП под-
группы Б не требуют выполнения нормировки сигналов с высокой
точностью в отличие от РГПI подгруппы А. Характерным для них
является автоматическое отслеживание по углу места всех измене-
ний в положении элемента поверхности (угол места определяется по
положению РСН).

Во вторую II группу РПП входят устройства, в которых харак-
терным является измерение расстояний по заданному или известно-
му значению углов места. Возможны две подгруппы: (А), когда из-
мерения расстояния выполняются только по одному направлению,
по РСН, и подгруппа (Б), когда измеряется расстояние вдоль оси ДН,
996
которая в процессе сканирования «просматривает» по углу места все
элементы поверхности в заданном диапазоне. Следует отметить, что
подгруппа Б относится к РПП с узкими ДН, например, при примене-
нии миллиметрового диапазона волн в вертолетном варианте РПП.

Рассмотрим принципы работы наиболее характерных РЛС для
указанных групп классификации РПП.

19.2. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ
БЕЗОПАСНОСТИ ПОЛЕТА НА МАЛЫХ ВЫСОТАХ

1.	Угломерные радиолокационные системы профильного полета

Во всех РПП, входящих в подгруппу А первой группы I, при-
меняются моноимпульсные РЛ устройства, осуществляющие изме-
рение угла наклона по методу «вне РСН». Пеленгационная характе-
ристика моноимпульсного устройства при выполнении нормировки
сигнала обеспечивает получение однозначного соответствия выход-
ного напряжения ё7вых и углового отклонения у направления на эле-
мент поверхности от РСН. Обеспечивается «мгновенное» измерение
углов наклона для всех элементов поверхности при прохождении
облучающего импульса вдоль поверхности земли (рис. 19.12,а).

Выходной сигнал С7Вых является только функций угла отклоне-
ния у

^вых(у>7Гпу,	(19.9)

где Кп - крутизна пеленгационной характеристики.

На рис. 19.12,6 показано, как изменяется напряжение [7ВЫХ в за-
висимости от времени задержки или, что одно и то же, от наклон-
ной дальности I). Видно, что зависимость ивых(П) повторяет с опре-
деленными искажениями форму продольного сечения профиля рель-
ефа. Таким образом, в угломерной системе подгруппы А за один пе-
риод повторения импульсов можно измерить углы места всех эле-
ментов продольного профиля в пределах зоны облучения. Это свой-
Рис. 19.12
ство моноимпульсной Р1Ш лежит в основе разработанной структур-
ной схемы РЛ устройства, формирующего зависимость упрежденной
высоты НУ(О) от расстояния О до элемента поверхности. На рис.
19.13 приведена структурная схема, а на рис. 19.14 даны временные
диаграммы, поясняющие работу этой схемы.

Упрежденная высота Ну относительно поверхности земли, на-
пример над точкой А (см. рис. 19.14,а) равна

(19.10)

где НГСн - высота плоскости полета над равносигнальным направле-
нием РСН, равная

^рсн—Ро?

(19.11)

Ро- угол наклона РСН относительно горизонта самолета, а ДНЭ - вы-
сота точки А над РСН, равная

АНэ=^Оа уа.

Таким образом, высота Ну равна

ЯуОа(Ро - Уа).

(19.12)

(19.13)

Все указанные операции реализуются в представленной струк-
турной схеме (см. рис. 19.13). Напряжение с выхода моноимп} льсно-
го устройства 1/у (диаграмма б на рис. 19.14) подается на 1-й умно-
житель, на который подается напряжение С/д, пропорциональное рас-
стоянию (диаграмма в на рис. 19.14). В результате умножения фор-
мируется напряжение Пнэ, пропорциональное отрезку высоты ДНЭ
(диаграмма г). Формируется также напряжение Пн рсн, пропорцио-
нальное высоте над РСН, Нрсн (диаграмма д). Для осуществления
этой операции напряжение дальности С7Д подается на второй (2-й)
умножитель, на который поступает также напряжение, зависящее от
угла ро- Полученные напряжения высот Нрсц и ДН, вычитаются в 1-й
схеме вычитания. В результате получаем напряжение пропор-
циональное упрежденной высоте Ну (диаграмма е).

Дальнейшее использование полученной зависимости напряже-
ния высоты Ну от расстояния зависит от выбранного вида индикации
или метода обхода или облета препятствий.
Н рсн - ВРо
Например, для получения индикации продольного рельефа
достаточно подать на систему отклонения электронного луча по вер-
тикали в ЭЛТ индикатора напряжение высоты Ну. Соответственно
для плановой индикации препятствий следует выделить те участки
продольного профиля, где Ну меньше заданной высоты полета Нуст
(диаграмма ж).

Другим вариантом построения угломерных РПП является
структурные схемы с измерением угла наклона элементов поверхно-
сти путем отслеживания РСН (подгруппа Б первой 1-й группы на
рис. 19.11). Данные об угловом положении элемента поверхности
снимаются с датчиков положения РСН в пространстве. Сигнал с вы-
деленного стробом дальности участка поверхности поступает на РЛ
измеритель угловых координат. Система слежения устанавливает
РСН таким образом, чтобы на выходе РЛС сигнал ошибки был бы
равен нулю. Если перемещать строб дальности во времени вдоль по-
верхности, то РСН будет непрерывно отслеживать угловое положе-
ние элемента поверхности.

Достоинством такой Р1111 является относительно менее вы-
сокие требования к качеству выполнения нормировки в
моноимпульсном измерителе углов наклона. К недостатку следует
отнести необходимость введения следящей системы, что приводит к
определенному запаздыванию во времени информации о
продольном профиле местности.

2.	Дальномерные радиолокационные системы
профильного полета

В дальномерных РПП с измерением наклонной дальности до
элемента поверхности характерной операцией является задание уг-
лового положения РСН или оси антенной системы. Именно в на-
правлении, заданном РСН, измеряется расстояние до поверхности
земли. Рассмотрим несколько вариантов построения РПП с опреде-
лением расстояния по РСН.

Амплитудный суммарно-разностный метод измерения рас-
стояний путем обострения суммарной диаграммы направленности.
Для пояснения принципа работы РПП рассмотрим упрощенную
структурную схему (рис. 19.15) моноимпульсного измерителя угла
места.

Антенна моноимпульсной суммарно-разностной РЛ системы
имеет две ДН, пересекающиеся на РСН (рис. 19.16,а). После выпол-
нения суммирования и вычитания сигналов этих двух ДН они посту-
пают по двум каналам: суммарному и разностному, усиливаются и
подаются на амплитудные детекторы (рис. 19.16,6 и в). После детек-
тирования сигналы разностного канала вычитаются из суммарного.
Так как нулевое значение разностного сигнала соответствует поло-
жению РСН, то положение точки РСН соответствует максимуму
сигнала на выходе вычитающего устройства (рис. 19.16,г). Цифры 1
и 2 на рис. 19.16,в,г соответствуют различным уровням усиления
разностного сигнала. Этот выходной сигнал можно рассматривать
как «обостренную» суммарную диаграмму направленности, положе-
ние максимума которой по оси задержки во времени или оси дально-
сти определяет расстояние до точки поверхности земли, располо-
женной на пересечении РСН с поверхностью земли. Это расстояние
будем называть «расстоянием по РСН» 2)рсн.

Временные диаграммы, приведенные на рис. 19.17, иллюстри-
руют описанный метод определения расстояния по РСН. Временная
диаграмма а соответствует сигналам, принимаемым по верхней ДН

т

Рис. 19.17
моноимпульсной антенны Ръ, а на диаграмме б - по нижней ДН
Сигналы суммарного и разностного каналов показаны соответствен-
но на диаграммах виг.

На диаграмме д показан результат вычитания из суммарного
сигнала разностного. Видно, что действительно максимальное зна-
чение выходного сигнала соответствует точке пересечения (ТП) по-
верхности земли и РСН. Положение этого максимума позволяет най-
ти «расстояние по РСН». Способы измерения /)рсн могут быть раз-
личными, известными в радиолокации: цифровыми отсчетными, пу-
тем отслеживания в дальномере РЛС и т.п.

Отметим, что длительность сигнала С7ВЫХ зависит от степени
усиления сигналов в разностном канале моноимпульсного приемни-
ка. Возможно применение и специально сформированного импульса
в точке нулевого значения разностного сигнала или в точке макси-
мума сигнала (диаграмма е). Ширина такого импульса окажет
влияние на точность определения расстояния по РСН Врсн. Соответ-
ствующее «сужение» суммарной диаграммы, однако, не увеличивает
разрешающую способность по углу места, так как фактически на-
блюдается на каждом элементе дальности только одна «цель» - уча-
сток поверхности земли.

Для индикации продольного профиля рельефа местности мож-
но применить сканирование по углу места РСН. При каждом угло-
вом положении РСН р0 измеряется /)рсн(Ро). Можно импульс (7Вых
(см. диаграмму е на рис. 19.17) непосредственно подавать на моду-
лятор яркости ЭЛТ индикатора, в котором формируется радиально-
секторная развертка: по углу места и по радиальной линии (при вы-
боре центра развертки в точке положения самолета) формируется
развертка по дальности (см. рис. 19.18). Возможно построение и дру-
гих видов индикации.

Фазовый интерферометрический метод измерения расстоя-
ния по РСН. В ряде радиолокационных систем профильного полета
применяется фазовый моноимпульсный метод измерения расстояния
по РСН. Основные преимуществом такого метода состоят в следую-
щем:

-	одновременно просматривается широкий сектор по угловым
координатам (в плоскости углов места);
-	точность измерений ^рсн оказывается более высокой, чем при
амплитудном разностном методе, что обусловлено введением фазо-
вых измерений и возможностью использования больших баз антенн;

-	не требуются какие-либо механические устройства измене-
ния РСН по углу места. Управление положением РСН осуществляет-
ся изменением фазы сигналов посредством специального фазовра-
щателя.

Рис. 19.18

РЛС с использованием фазового метода измерения угловых
координат при введении дополнительной антенны, работающей
только на прием сигналов и вынесенной на некоторое расстояние
(базу) относительно основной антенны, часто называют интерферо-
метрической РЛС.

Рассмотрим работу РПП с интерферометрическим методом
измерения /?рсн. Возможная структурная схема приведена на рис.
19.19. Радиолокационная система состоит из двух основных частей:
обзорной части и интерферометрического устройства. Обзорная
часть представляет собой РЛС обзора поверхности земли, обеспечи-
вающая облучение поверхности земли в заданном широком диапазо-
не углов места высокочастотными импульсами. Приемная система
обзорной части РЛС состоит из двух каналов: обычного - с ампли-
тудным детектированием и выходным видеоусилителем и второго
канала с усилителем, имеющим ограничение по амплитуде с выхо-
дом на фазовый детектор (ФД-1). Фазовращатель ФВ-1 на входе это-
го усилителя позволяет устанавливать необходимый фазовый сдвиг
Афрснь обеспечивающий выставление РСН в заданном направлении
Ро. Как видно из рис. 19.19, сдвиг по фазе Афрсн1 при данном положе-
нии РСН по углу места р0 на входе ФД-1 равен:

(19.14)

Рис. 19.19
Этот сдвиг по фазе вводится фазовращателем ФВ-1 для ком-
пенсации фазы на входе фазового детектора ФД-1.

На второй вход фазового детектора ФД-1 подается сигнал с
первого приемника интерферометра. На выходе ФД-1 сигнал равен

^выхЛ = ^01 8‘4АФрсн.1-Д(Р₽т1)>

(19.15)

где С701 - максимальное значение сигнала на выходе первого фазово-
го детектора, а Л(рртл - разность фаз сигналов, принимаемых на ос-
новную антенну и на первую антенну постерферометра при произ-
вольном направлении прихода радиоволн р0- Величина Д<ррт 1 равна

(19.16)

Очевидно, что на РСН ДфрСН1=А<ррт 1 и выходной сигнал фазового де-
тектора ФД-1 равен нулю. На рис. 19.20 приведены временные диа-
граммы, иллюстрирующие работу схемы рис. 19.19.

На диаграмме а показан вид выходного сигнала ФД-1 в виде
функции наклонной дальности или времени задержки (д. Отметим,
что из-за относительно большой базы б/6 наблюдается большая неод-
нозначность в соответствии положения РСН и нулевого выходного
сигнала ФД-1: имеется ряд ложных направлений рл1, где С/вЫх.1=0.
Компаратор К-1 формирует импульсы стробирования в точках,
где С^выхл=0 (диаграмма б на рис. 19.20). Ширина этих импульсов по
оси Р или 1Д зависит от крутизны изменения Рвыхл в точках нулевого
уровня и от величины порога ограничения в компараторе К-1.Для
устранения ложных направлений рл1 имеется второй канал приема
сигналов в интерферометре. База этого второго канала б?м относи-
тельно первого канала выбирается небольшой величины, такой, что-
бы обеспечить однозначное соответствие положения РСН и положе-
ния нулевого значения С7ВЫХ.2 выходного сигнала второго фазового
детектора ФД-2 (диаграмма в).

Так как крутизна изменения Рвых2 значительно меньше, чем
^выхл при изменении Р, то ширина стробирующего импульса &с2
оказывается значительно больше Рсь но этот импульс Рс2 один в зо-
не возможных углов места \|/р и центр его точно соответствует РСН

(диаграмма г). Оба импульса 1)с\ и /7с2 подаются на схему совпадений
(имеется схема формирования импульса С7сз селекции (диаграмма ё).
На выходе видеоусилителя основного канала приема формируется
сигнал ^7Прм (диаграмма с))). Селектор дальности СД образует выход-
ной видеосигнал С7вых.з, соответствующий отражениям от участка
поверхности земли на РСН. Задержка этого видеоимпульса, относи-
тельно импульса излучения, равно (д.рсНэ что позволяет определить
расстояние по РСН, равное /)рс|=^^д.Рсн/2. На диаграмме ж рис. 19.19
показан выходной видеоимпульс !7Выхз.

Для интерферометра с малой базой сигнал на выходе ФД-2
можно записать

^вых.2 — ^02 $*П(АФРсн.2 Афртй)’

(19.17)

где С7о2 ~ максимальное значение сигнала на выходе ФД-2; Д(ррсн2 ~
фазовый сдвиг в фазовращателе ФВ-2, обеспечивающий выставление
РСН в заданном направлении р0, а Асррт 2 - разность фаз сигналов,
принимаемых на первую и вторую антенну интерферометрического
устройства при произвольном направлении прихода радиоволн рт от
элементов поверхности. Эти сдвиги равны:

(19.18)

(19.19)

При изменении в фазовращателях ФВ-1 и ФВ-2 фазовых сдвигов
Деррен 1 и Лсррсн.2 изменяется положение РСН в пространстве, следова-
тельно, выполняется электронное сканирование и биссектрисы сек-
тора \|/р по углу места, совпадающей с положением РСН. В результа-
те поступает информация о расстоянии до элементов поверхности
земли в пределах сектора Тр. Имея данную информацию можно по-
строить различные виды индикации продольного профиля рельефа
местности (например, вида, показанного на рис. 19.18). Если допол-
нительно ввести сканирование всей антенны и по азимуту, то можно
получить информацию и о поперечном профиле и построить различ-
ные виды индикации поперечного профиля или других, необходи-
мых для выполнения профильного полета видов индикации и алго-
ритмов вычисления сигналов управления самолетом.

3. Угломерные РПП с обнаружением башен
и опор линий электропередач

В рассмотренных выше вариантах построения РПП имеется
один довольно существенный недостаток: затруднено обнаружение
отдельных высоких сооружений, опасных при полете на малых и
предельно малых высотах.

К таким сооружениям относятся водонапорные башни, опоры
линий электропередач, отдельные высотные сооружения, деревья и
т.п. Дело в том, что ЭПО таких объектов (их верхней части), как
правило, мало, а отражения от участка поверхности земли в том же
элементе разрешения соответствуют значительно большим ЭПО,
примерно на 15-19дБ больше, чем ЭПО башен, и по этой причине
такие сооружения практически не обнаруживаются из-за сильного
маскирующего эффекта фоном поверхности земли. В этих условиях
определить высоту таких препятствий также невозможно.

Для устранения указанного недостатка, а также для повыше-
ния точности построения продольного профиля в угломерных РПП
можно ввести режим сканирования ДН антенны по углу места. При
этом за счет пространственной селекции и моноимпульсных измере-
ний «вне РСН» можно определить угол места отдельных высотных
объектов. Для пояснения принципа пространственной селекции в
этом случае рассмогрим рис. 19.21. Показано, что РСН может зани-
мать два положения по наклону ррснл и ррсн.2 (рис. 19.21,а и б соот-
ветственно). При первом положении РрсН1 (рис. 19.21,а), когда отра-
жающая часть башни находится выше линии РСН, измерение угло-
вого положения башни уб практически невозможно из-за существен-
но большей ЭПО поверхности земли в том же элементе разрешения
по дальности. Измеряется в этом случае только угловое положение
Упз участка поверхности земли (ПЗ), необходимое для построения
продольного профиля. При втором положении РСН (Ррсн г), выше от-
ражающей части башни (рис. 19.21,6), участок поверхности земли
ПЗ находится за пределами рабочего сектора \|'мн моноимпульсной
РЛС, и отраженный сигнал от поверхности земли (ПЗ) в этом эле-
менте разрешения практически отсутствует. В этих условиях мето-
дом «вне РСН» определяется угловое положение верхней части баш-
ни уо относительно РСН. Угол места башни Рб относительно гори-
зонта самолета, очевидно, равен

Рб Ррсн 2~^Уб-

(19.20)

с Тц / 2
элемент
разрешения

Рис. 19.21

Следовательно, можно определить и высоту над башней



(19.21)

Таким образом, при введении сканирования РСН по углу места
можно построить продольный профиль рельефа местности, обнару-
жить и определить угол места отдельных высотных препятствий.

Для иллюстрации на рис. 19.22 показано, как выполняется по-
строение зависимости углового положения элементов поверхности в
вертикальной плоскости в виде функции от наклонной дальности, то
есть фактически осуществляется построение продольного профиля
рельефа. Полученную зависимость рго(Г>) можно использовать для
индикации профиля на экране индикатора РПП и для формирования
сигналов управления при автоматическом облете препятствий.

Рис. 19.22

На рис. 19.22,а показаны текущие положения РСН по углу
места (для примера дано 8 позиций РСН). При каждом положении
РСН (р(1г) определяются текущие углы р, элементов поверхности по
алгоритму

Р-₽о/+Т/,

(19.22)

1013
где угол у,- - это положение элемента поверхности относительно дан-
ного РСН (относительно р0/)« В каждом положении РСН облучается
участок поверхности в пределах рабочего сектора моноимпульсного
измерителя \|/мн и выполняется измерение углов элементов поверхно-
сти р, в пределах ограниченной части продольного профиля рельефа.
В результате при последовательном изменении положения РСН по-
лучаем всю кривую зависимости продольного профиля рпз/ от рас-
стояния В (рис. 19.22,6). Причем каждый элемент поверхности облу-
чается несколько раз и в выходные данные ЭВМ (и на индикатор)
поступает усредненное (сглаженное) значение угла рпзь На рис.
19.22,6 дана также кривая заданного изменения рдоП5 как функция О
при заданном значении допустимой высоты полета самолета Ндоп

(19.23)

Отметим, что положение вершины башни определяется в этом
случае при 3 и 4-м положениях РСН на рис. 19.22,а. Возможный вид
экрана индикатора продольного профиля показан на рис. 19.23. Фак-
тически изображение на экране соответствует зависимости рпз (О),
приведенной на рис. 19.22,6. В процессе полета необходимо, чтобы
реальный продольный профиль местности на экране индикатора на-
ходился ниже заданного (допустимого) профиля рдоп(^).

19.3.	РАДИОЛОКАЦИОННОЕ ОБЕСПЕЧЕНИЕ
ПРИМЕНЕНИЯ БОРТОВОГО ОРУЖИЯ

НА МАЛЫХ ВЫСОТАХ

1.	Особенности применения оружия на малых высотах и
требования к информационным обзорно-прицельным системам

Кроме решения задач обеспечения безопасности полета на ма-
лых высотах, радиоэлектронный комплекс (РЭК) самолета должен
обеспечить и решение ряда задач применения бортового оружия.
Необходимо обеспечить обнаружение и определение положения на-
земных целей. Для выполнения точного прицеливания необходимо
оценить с большой точностью расстояние до цели, скорость сближе-
ния с ней и угловое положение цели.

Для нанесения ударов по наземным объектам самолеты фрон-
товой авиации применяют различные виды бортового оружия: бом-
бы различных типов, неуправляемые ракеты, пушки, а также управ-
ляемые ракеты. Бомбометание может выполняться с горизонтально-
го полета, например, при использовании аэродинамического тормо-
жения бомб, а также при пикировании и кабрировании. При атаке на
относительно малых расстояниях могут применяться неуправляемые
ракеты и авиационные пушки.

Во всех случаях одной из основных проблем при атаке назем-
ных целей являются обнаружение и опознавание наземных целей как
неподвижных, так и подвижных. Обычно используемое визуальное
наблюдение имеет ряд серьезных недостатков. Во-первых, это труд-
ность наблюдения в условиях пониженной оптической видимости:
при тумане, дымах, дожде и т.п. Именно эти сложные условия для
наблюдения могут использоваться противником для маскировки
движения войск, для скрытного сосредоточения боевой техники и
т.п.

В настоящее время известно несколько видов информационно-

прицельных систем, которые позволяют при относительно плохих

1015
погодных условий наблюдения выполнить обнаружение целей и оп-
ределение их координат при полете на малых высотах более эффек-
тивно, чем при визуальном наблюдении:

Инфракрасные системы переднего обзора. Применение пас-
сивных систем, использующих контраст наземных объектов в ин-
фракрасном диапазоне (ИК) электромагнитных колебаний, позволяет
получать хорошее изображение поверхности земли и целей, но в ус-
ловиях достаточно хорошей прозрачности атмосферы. Наибольшим
«проникновением» обладают ИК системы в диапазоне 3 и Юмкм, так
как в этих диапазонах имеются «окна» в атмосфере, когда поглоще-
ние ИК колебаний минимально.

Лазерные системы переднего обзора относятся к активным
системам. Могут применяться как в диапазоне оптической видимо-
сти, так и ИК. Позволяют определять угловые координаты и рас-
стояние до целей. Применение лазерных систем, однако, затруднено
при наличии дымов, пыли и при плохих погодных условиях наблю-
дения.

Телевизионные системы (ТВС) малого уровня освещенности.
ТВ С этого класса используют оптико-электронные усилители при
приеме слабых световых изображений. В ночных условиях доста-
точно иметь уровень освещенности, который создается полной лу-
ной или даже яркими звездами.

Радиолокационные системы переднего обзора (РПО) могут
использоваться как в миллиметровом диапазоне волн, так и в санти-
метровом диапазоне радиоволн при синтезировании апертуры для
обеспечения высокого разрешения целей и определения их коорди-
нат. Этот вид информационных обзорно-прицельных систем являет-
ся действительно всепогодным, обеспечивающим обнаружение це-
лей, получение РЛ изображения поверхности земли, определение
координат в сложных условиях оптической видимости.

Более детально РЛ системы наблюдения поверхности земли и
наземных целей описаны в предыдущих главах учебника.
Для оценки возможности применения миллиметрового диапа-
зона волн в РЛ системах переднего обзора рассмотрим графики зави-
симости дальности наблюдения целей от характеристик атмосферы в
различных погодных условиях (рис. 19.24).

а)

Рис. 19.24
Видно, что применение РЛС миллиметрового диапазона
(Х=6-8мм) позволяет получить достаточно большую дальность на-
блюдения в тумане и атмосферной дымке (рис. 19.24,а). Системы ИК
и, конечно, оптические методы существенно уступают РЛС в этих
условиях наблюдения. При наблюдении в дожде (рис. 19,24,6) даль-
ность РЛС миллиметрового диапазона уменьшается с увеличением
интенсивности дождя. Однако при требуемой дальности обнаруже-
ния целей и определении их координат в пределах 5-6 км РЛС мил-
лиметрового диапазона могут успешно применяться при дожде с ин-
тенсивностью до Юмм/час (сильный дождь). Учитывая, что в сред-
них широтах и в Европе дождь с интенсивностью более Юмм/час
бывает достаточно редко (примерно 0,02% в году) применение РЛС
миллиметрового диапазона при полете на малых высотах обеспечит
наблюдение целей практически в любых погодных условиях и в лю-
бое время суток.

Высокая разрешающая способность по угловым координатам в
этом диапазоне волн позволяет получать РЛ изображение с хорошим
качеством.

Заключительный этап боевого полета - это выход самолета в
точку применения бортового оружия, выполнение точного прицели-
вания, наведение управляемых ракет класса «воздух-поверхность»,
бросание бомб или стрельба из пушек. На эффективность примене-
ния оружия на малых и предельно малых высотах существенное
влияние оказывает достижимые точности измерения координат и, в
частности, определение расстояния до цели на поверхности земли.

2.	Измерение расстояний до цели при полете на малых высотах

Точность попадания в цель на малых высотах во многом зави-
сит от надежного и точного определения расстояния до цели на по-
верхности земли. При неровной местности высота горизонта самоле-
та относительно цели Нуц (упрежденная высота над целью) может
существенно отличаться от текущей высоты полета самолета Нт (см.
рис. 19.25). В этих условиях только моноимпульсныс РЛС позволя-
ют решить задачу точного определения расстояния до поверхности
земли по заданному направлению, по линии визирования цели.
Вообще известно несколько способов измерения расстояния
при стрельбе или бросании бомб на малых и предельно малых высо-
тах по линии визирования цели. Наиболее простой метод определе-
ния расстояния до цели - это вычисление дальности при известной
своей высоте полета Нт и измеренному углу визирования цели рц.
Дальность Рц равна в этом случае

(19.24)

Точка бросания

Рис. 19.25

Этот способ позволяет получить сравнительно точные данные
только при равной горизонтальной поверхности земли, когда высота
самолета (текущая Нт) равна упрежденной высоте над целью 77уц.
При неровной поверхности и отличающейся от горизонтальной воз-
никают большие ошибки при определении расстояния. Вычисленная
по формуле (19.24) дальность Рц до цели существенно отличается от
РЦИСт (см. рис. 19.25).

Погрешность в измерении ДР может быть очень большой.
Причем эта ошибка Ы) увеличивается при уменьшении углов визи-
рования цели рц. Например, на рис. 19.25 величина ДРЦ] значительно
больше ДРц2.
Другой метод определения расстояния до цели может быть на-
зван кинематическим, так как основан на определении угловой ско-
рости линии визирования в процессе слежения за целью Рассмотрим
треугольник АВС (рис. 19.26). Сторона АВ равна участку траектории
полета самолета, пролетаемому за время измерений /из:

(19.25)

4\В ^сУиз-

Рис. 19.26

Измеряемое расстояние до цели Дв соответствует отрезку ВС.
По теореме синусов имеем соотношение

81пРца

§1па

(19.26)

Угол рцв равен сумме углов Рцд и а

Рцб-Рца+сс.

(19.27)

Угол а при полете по траектории от точки А до В непрерывно изме-
няется. Угол Рцб можно записать в виде

Рцб _Рца+®р ^И35

(19.28)

где сор - угловая скорость линии визирования АС, соединяющей са-
молет и цель. Приравнивая (19.27) и (19.28), получаем, что

ОС СОр /из*

(19.29)

Из формулы (19.26) получаем

^в =

8т(сую)

(19.30)

Так как угол а=сор /из мал, то формулу (19.30) запишем в виде

(19.31)

Итак, при известных значениях воздушной скорости самолета
К, угле визирования в начале измерения Рцд и при определении уг-
ловой скорости линии визирования сор можно вычислить расстояние
до цели 7)в по формуле (19.31). Описанный метод измерения 7)в яв-
ляется более точным по сравнению с описанным ранее, так как ре-
зультат измерений не зависит от рельефа местности. Однако на
больших расстояниях (более 5-6км) достаточно трудно измерить уг-
ловую скорость линии визирования со р из-за относительно медленно-
го изменения угла Рц. Достаточно высокая точность измерения
может быть получена лишь на малых расстояниях до цели, меньше
5-6км.

Высок) ю точность измерения расстояния до цели по линии ви-
зирования позволяют получить лазерные дальномеры, но возможно-
сти их при плохих погодных условиях, при наличии тумана, дымов,
ограничены. Из-за рассеяния света на дисперсных структурах в ту-
мане, дымах и т.п. лазерные системы не могут обеспечить надежное
определение расстояния до цели. Радиолокационные методы с ис-
пользованием моноимпульсных устройств позволяют точно опреде-
лить расстояние до цели или до определенной точки на поверхности
земли по заданному направлению линии визирования, совпадающей
с равносигнальным направлением (РСН). Такие методы подробно
описаны в предыдущем параграфе (19.2). При малых углах визиро-
вания порядка 4-6° и менее, что характерно при полете на малых и
предельно малых высотах, максимальная погрешность измерении
расстояния не превышает 9-15м на дальностях 4-5км.

В качестве примера рассмотрим применение дальномерного
моноимпульсного метода в импульсно-доплеровских РЛС, которые
нашли широкое применение в РЛС фронтовых самолетов.

3.	Моноимпульсный дальномер импульсно - доплеровской РЛС

Измерение наклонной дальности по РСН в импульсно-
доплеровской РЛС в режиме полета на малых высотах выполняется
на низких частотах повторения импульсов от 1900 до 4000Гц. На
рис. 19.27 представлена упрощенная структурная схема моноим-
пульсной импульсно-доплеровской РЛС для измерения наклонной
дальности по РСН.

Ком пенс
. ПРМ ’

ДН
Компе нсац.

РСН

Г2

Ге

СРП л

сх. форм,
строба

РСН

Д С

форм,
строба
дальности

СД

СД

приемн
△

приемн

Нормиров-
, ка и
фазов.

Дет.

1 Наборы
I допле-
.1 ровских
фильтров

форм,
напр.
дальности

Рис. 19.27

л,х=-^=К„Дг = к'ДО
’Е

△




Имеется обычное суммарно-разностное преобразование сигна-
лов (СРП), принимаемых на два канала с ДН, разнесенными на угол
\уо в вертикальной плоскости (рис. 19.27). Кроме того, имеется ком-
пенсационный канал. При малых углах наклона РСН 0А (при полете
на малых высотах) в пределы суммарной ДН	попадает не-

сколько элементов разрешения по дальности (рис. 19.28). Рабочий
участок моноимпульсной РЛС по дальности соответствует положе-
нию и определяется по соотношению сигналов в суммарном и в
компенсационном каналах. На выход приемников поступают сигна-
лы только от тех участков поверхности, где амплитуда сигналов ос-
новного (суммарного) сигнала превышают амплитуды сигналов в
компенсационном канале.

На рис. 19.28 этот рабочий участок показан на временной диа-
грамме а в пределах от 7)т1П до Дпах. В центр участка устанавливается
строб дальности, который выделяет на соответствующей дальности
сигналы суммарного и разностного каналов приемника (диа-
граммы (а) и (б)). На выходах стробирующих каскадов (СД) (селек-
торов по дальности) расположены наборы доплеровских фильтров,
настроенных на частоты Доплера отражений от поверхности земли.
С выхода фильтров сигналы с соответствующими доплеровскими
частотами /щ пз поступают на устройство, где выполняется фазовое
детектирование и нормировка сигналов. В результате на выходе
формируется напряжение СгВых(Ду), однозначно определяющее угло-
вую ошибку Ау относительно РСН в положении элемента дальности
(ПЗ), выделенного селекторным стробом:



(19.32)

где Кп - крутизна пеленгационной характеристики моноимпульсного
устройства.

Этот сигнал одновременно является сигналом рассогласования
по дальности М) (см. рис. 19.28).

Видно, что



_	-	.	(19.33)

^8$ук <*ук

При равной поверхности аук=рА, но величина А/ - линейное откло-
нение элемента дальности ПЗ относительно РСН - равна

А/=^стАу,	(19.34)

где 2)ст - расстояние, соответствующее положению селекторного
строба. Тогда получаем

ДД = ДТ^.	(19.35)

аук

Сравнивая (19.35) и (19.32), видим, что и^ых является функцией рас-
согласования между 2)рсн и /9СТ, так как

АО—2)ст—Орсн •

Имеем тогда

г/„х(до)=^п^до.	(19.36)

2"СТ

Это напряжение ОВЫХ(АО) подается на схему, управляющую положе-
нием по дальности селекторного строба (рис. 19.28,в). В результате
строб смещается по дальности до такого положения, когда Овых=0.
Это соответствует совпадению Ост и Орсн. Следовательно, Ост позво-
ляет определить расстояние по РСН. Измеренное значение Орсн пода-
ется в бортовую ЭВМ для решения задачи прицеливания.

Заметим, что применение доплеровских фильтров позволяет
уточнить скорость сближения с целью по линии визирования (по
РСН), а также существенно усреднить амплитудные флюктуации
сигнала.

Расстояние, измеренное по РСН, может быть подано в виде
метки дальности на экран индикатора РЛС (рис. 19.29).

Изменение положения РСН по углу места (изменяя угол рА)
одновременно приводит к изменению положения метки дальности на
экран индикатора. Наложение перекрестия - курсовой метки и метки
дальности - на отметку цели позволяет не только определить на-
клонную дальность до цели, но и найти угол визирования цели. Сле-
довательно, возможно прицельное поражение наземных целей при
стрельбе из пушек и неуправляемыми ракетами даже при отсутствии
оптической видимости.

19.4.	ЗАДАЧИ И ВОПРОСЫ

1.	Самолет летит на высоте 190м над сложным рельефом мест-
ности и совершает облет препятствий. Заданное расстояние преду-
преждения о препятствиях равно 6,5 км. Моноимпульсная РЛС са-
молета измеряет угловые координаты с точностью порядка 8 угло-
вых минут. Определить, с какой погрешностью измеряется упреж-
денная высота над поверхностью земли на заданном расстоянии?

2.	Для обеспечения профильного полета в РПП применяется
интерферометрический двухбазовый метод определения упрежден-
ных высот полета. Определить размеры баз точного и грубого ин-
терферометров для оценки упрежденной высоты с точностью 6м.
1026
Максимальное расстояние РЛ наблюдения 16км, а минимальное 2км.
Возможный перепад высот рельефа до 2км, уклоны поверхности не
более 15°. Самолет летит на заданной высоте 119м. Длина волны из-
лучения РЛС равна 3,3см.

3.	Определить ошибку в измерении наклонной дальности до
цели на поверхности земли методом вычислений по известной высо-
те и пеленгу, если угол визирования цели в вертикальной плоскости
равен 3,2°. Цель расположена на небольшом возвышении с высотой
12м относительно горизонтальной поверхности земли. Высота поле-
та ударного самолета 270м.

4.	В РЛС ударного самолета при определении наклонной даль-
ности до наземной цели применяется моноимпульсныи метод. Опре-
делить ошибку в определении расстояния до цели, если погрешность
измерения угловых координат равна 6 угловым минутам. Высота
полета самолета 170м, а угол визирования цели по наклону равен
6,5°.

65*

1027
Раздел IV

ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ
АВИАЦИОННЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
КОМПЛЕКСОВ И СИСТЕМ

Глава 20

МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ

20.1. ЗАДАЧИ, РЕШАЕМЫЕ МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫМИ
РАДИОЛОКАЦИОННЫМИ СИСТЕМАМИ

И ОСНОВНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ К НИМ

1. Задачи, решаемые многофункциональными
радиолокационными системами

Боевая эффективность авиационных комплексов во многом за-
висит от возможностей и тактико-технических характеристик радио-
электронного комплекса (РЭК), установленного на борту летатель-
ного аппарата (ЛА). Основой РЭК современного самолета являются
навигационная система и система управления вооружением (СУВ),
обеспечивающие выполнение главной задачи авиационного ком-
плекса - доставки оружия в район цели и ее поражение.

Назначением СУВ являются обнаружение цели, ее опознава-
ние и обеспечение решения задачи прицеливания во всех условиях
боевого применения ЛА. При применении управляемых ракет СУВ
обеспечивает целеуказание головкам самонаведения ракет и при
необходимости последующий “подсвет” цели при полете ракет. При
применении пушек, неуправляемых ракет и бомб СУВ определяет
условия отделения боеприпаса, при котором он, двигаясь по балли-
стической траектории, достигает цели.
В качестве информационно-измерительных систем, обеспечи-
вающих получение информации о воздушной обстановке, наземных
целях и ориентирах, в состав СУВ входят радиолокационные и опти-
ко-электронные (лазерные, инфракрасные, телевизионные, оптиче-
ские) системы. Информационно-измерительные системы СУВ со-
пряжены с бортовой цифровой вычислительной системой (БЦВС),
производящей комплексную обработку полученной информации и
реализующей алгоритм решения различных задач управления поле-
том и вооружением.

Применение в СУВ информационно-измерительных систем,
действие которых основано на использовании различных частей
спектра электромагнитных колебаний, и систем, дублирующих друг
друга, значительно повышает точность функционирования, помехо-
защищенность и надежность всего бортового комплекса. Однако
основой информационно-измерительных систем СУВ являются ра-
диолокационные системы. Эта особая роль РЛ систем обусловлива-
ется их способностью обнаруживать цели на значительно больших
дальностях по сравнению с оптико-электронными системами, а так-
же обеспечивать наведение бортового оружия днем и ночью в любых
метеорологических условиях. Эта особенность РЛ систем позволила
в ряде случаев называть всю информационно-измерительную систе-
му СУВ радиолокационным комплексом (РЛК) или обзорно-
прицельным РЛ комплексом (ОПРЛК).

В связи с тем, что объем задач по завоеванию превосходства в
воздухе и нанесению удара по наземным целям, решаемых авиаци-
онными комплексами, постоянно увеличивается, бортовые РЛК
должны обеспечивать: поиск, обнаружение и опознавание как воз-
душных, так и наземных целей; сопровождение и подсвет целей;
обнаружение и сопровождение источников излучения; ведение раз-
ведки; обход и облет препятствий; измерение навигационных пара-
метров и получение метеорологических данных. Ряд РЛК могут вы-
полнять только одну из этих функций, но в большинстве случаев
РЛК современных самолетов выполняет несколько функций, т.е.
является многофункциональным.

При решении разнородных задач РЛС должна иметь различ-
ные тактические характеристики в зависимости от конкретной зада-
чи. Кроме того, для выполнения каждой функции РЛС должна иметь
свою структуру, форму диаграммы направленности (ДН) антенны и
1029
способ обзора пространства, а также вид излучаемого сигнала и ал-
горитмы обработки принимаемых сигналов (см. гл. 10 и 15).

Например, при перехвате воздушных целей требования к раз-
решающей способности РЛС менее критичны по сравнению с требо-
ванием обнаружения целей на больших расстояниях. Для поиска
целей ДН антенны имеет, как правило, вид узкого иглообразного
луча, который перемещается в зоне поиска, а для сопровождения и
подсвета цели форма ДН и движение изменяются. Для борьбы с
мешающими отражениями от земли при перехвате низколетящих
целей используются когерентные сигналы с высокой и средней час-
тотой повторения, что требует раскрытия неоднозначностей при
измерении дальности и скорости целей.

При картографировании поверхности земли и нанесении уда-
ров по малоразмерным наземным целям требования к дальности
наблюдения обычно снижаются. Однако повышаются требования к
разрешающей способности РЛС для наблюдения деталей поверхно-
сти земли. Основным объектом наблюдения являются поверхность
земли и наземные объекты, что для РЛС класса ‘ воздух-воздух” яв-
ляется помехой. Следовательно, системы обработки сигналов долж-
ны быть более совершенными. Необходимо обеспечить, кроме того,
выделение подвижных наземных целей на фоне отражений от мест-
ности и их непрерывное сопровождение. Это требует введения спе-
циальных устройств селекции движущихся целей, усложняющих
системы обработки сигналов. Обзор пространства по азимуту осуще-
ствляется сканированием ДН антенны в заданном секторе, причем
для обеспечения широкой зоны обзора по дальности ширина ДН в
вертикальной плоскости обычно значительно превышает ее азиму-
тальный размер. В качестве излучаемого сигнала в таких РЛС ис-
пользуются сигналы с низкой частотой повторения, обеспечивающие
однозначное измерение дальности до цели.

Таким образом, многофункциональной радиолокационной сис-
темой (МФ РЛС) называют РЛ систему, которая обеспечивает
одновременное или последовательное решение задач класса “воздух-
воздух” и “воздух-поверхность”. Каждая из задач требует сущест-
венного изменения характеристик РЛ системы, ее структуры, вида
излучаемого сигнала и алгоритмов обработки принимаемых сигна-
лов.
Многофункциональная РЛС обычно обеспечивает решение
следующих задач:

-	поиск, обнаружение и опознавание (совместно с системой
опознавания) воздушных и наземных целей;

-	распознавание, измерение координат и параметров движения
обнаруженных воздушных и наземных целей, а также прицеливание
по ним при применении различных видов бортового вооружения;

-	формирование и выдачу сигналов целеуказания, подсвета и
коррекции на управляемые ракеты, подготовка их к пуску и наведе-
ние на уничтожаемые цели;

-	измерение дальности до воздушных и наземных целей по
сигналам целеуказания от других информационных систем СУВ, не
измеряющих дальность;

-	картографирование поверхности земли с высоким разреше-
нием при ведении воздушной разведки и выполнении поиска назем-
ных целей;

-	самолетовождение при отсутствии визуальной видимости
земной поверхности (по радиолокационному изображению поверх-
ности земли путем его сопоставления с реальной или запомненной
цифровой картой местности; путем коррекции данных навигацион-
ной системы по измеренным координатам выбранных ориентиров;
методом счисления пути на основе измерения навигационных пара-
метров - путевой скорости, угла сноса и высоты полета);

-	следование рельефу местности при полете на малых и пре-
дельно малых высотах (облет и обход препятствий) в целях преодо-
ления зон ПВО противника;

-	предупреждение экипажа о метеорологической обстановке по
трассе полета.

2. Тактические требования, предъявляемые к МФ РЛС

Дальность обнаружения целей. При решении задач по пора-
жению цели требования к дальности ее обнаружения определяются
характеристиками управляемого ракетного вооружения ЛА. Цель
должна обнаруживаться с заданными вероятностями правильного
обнаружения и ложной тревоги (которые выбирают в диапазоне 0,5-
0,9 и 10'4-10’6 соответственно) на расстоянии, обеспечивающем ее
государственное опознавание, захват на автоматическое сопровож-
дение, прицеливание и применение ракетного вооружения с макси-
мально возможной дальности. Дальность обнаружения самолета
типа истребитель современными МФ РЛС составляет: 150-300 км
при атаке целей со стороны передней полусферы и50-150 км- при
атаке со стороны задней полусферы. При атаке наземных целей типа
автомобиль, танк: 100-150 км. Дальность захвата цели на автосопро-
вождение обычно оценивается с вероятностью 0,8-0,9 и составляет
0,6-0,8 от дальности обнаружения.

При решении задачи навигации для ориентирования и коррек-
ции текущих координат ЛА в качестве ориентиров выбираются
средние и крупные населенные пункты, реки, границы моря и суши
и др. Дальность действия МФ РЛС в этом режиме составляет 150-
350 км, что обычно соответствует дальности прямой видимости. В
этом случае на радиолокационном изображении местности наблюда-
ется 3-5 ориентиров, находящихся на расстоянии 50-70 км, что по-
зволяет осуществлять надежное ориентирование.

Дальность действия МФ РЛС при выполнении маловысотного
полета обычно составляет 5-15 км, что позволяет получать инфор-
мацию о рельефе местности на расстоянии от ЛА, обеспечивающем
безопасное маневрирование для обхода или облета препятствий.

В режиме анализа метеообстановки дальность действия РЛС
составляет 100-200 км.

Зоны обзора, поиска и автосопровождения целей. При ре-
шении задачи перехвата зона обзора в горизонтальной плоскости
должна обеспечивать обнаружение цели в передней полусфере ЛА.
Однако, учитывая условия размещения МФ РЛС в носовом отсеке
ЛА, зона обзора обычно составляет ±(60-90)°. Величина зоны обзо-
ра в вертикальной плоскости определяется из условия обеспечения
обнаружения целей во всем диапазоне высот их полета и обычно
составляет ±(60-70°). Размер зоны поиска, в пределах которой РЛС
осуществляет поиск целей в каждой конкретной тактической си-
туации, зависит от применяемого метода наведения (автоматиче-
ское наведение или наведение по командной радиолинии) и способа
ведения боевых действий. Размер зоны поиска в азимутальной
плоскости обычно больше ее размера в угломестной плоскости (со-
ответственно 30-60' и 10-30°), так как для перекрытия зоной поиска
всех возможных высот перехватываемых целей требуется меньший
сектор, чем для перекрытия возможных направлений атак. Управ-
1032
ление положением зоны поиска в пространстве осуществляется по
сигналам целеуказания, передаваемым по командной радиолинии
управления, или летчиком самостоятельно с пульта управления МФ
РЛС. Зона автосопровождения целей определяется предельными
углами отклонения ДН антенны МФ РЛС и, как правило, соответ-
ствует зоне обзора.

При решении задачи навигации и на этапе поиска наземной
цели желательно иметь максимально возможный сектор обзора -
360°. Однако, учитывая изложенные выше условия размещения ан-
тенны РЛС, сектор обзора по азимуту также составляет ±(60-90)°. В
режиме прицеливания по наземной цели необходимо обеспечить
хорошее разрешение деталей атакуемой цели на индикаторе, поэто-
му размер сектора обзора уменьшается. Размер зоны обзора по ази-
муту в этом случае может быть уменьшен в 5-10 раз в зависимости
от размеров атакуемой цели. Управление положением зоны обзора и
выбор ее размеров осуществляет летчик с пульта управления МФ
РЛС или по командам от БЦВМ.

При выполнении маловысотного полета величина сектора об-
зора по азимуту выбирается из условия обеспечения обхода препят-
ствий и составляет 30-80°. Сектор обзора в вертикальной плоскости
составляет 30-40°, что обеспечивает получение информации о рель-
ефе местности, необходимой для совершения облета препятствий.

При анализе метеообстановки зона обзора по азимуту ограни-
чена предельными углами отклонения антенны, а в угломестной
плоскости равняется 15-20°.

Разрешающая способность. Основное требование к разре-
шающей способности при обнаружении и прицеливании по воздуш-
ным целям - обеспечение раздельного наблюдения одиночных целей
в группе. Учитывая реальные размеры воздушных целей, боевые
порядки и условия применения МФ РЛС должна обеспечивать раз-
решение по дальности 15-50 м, по скорости 2-10 м/с, по угловым
координатам 2-3°.

Для описания характеристик РЛС по разрешению целей на по-
верхности земли пользуются линейным разрешением по азимуту и
дальности. Линейные размеры типовых наземных целей (автомо-
биль, танк, позиция ЗРК) составляют 5-30 м, что определяет требо-
вания к разрешающей способности МФ РЛС в режиме атаки назем-
ных целей. Кроме того, при наблюдении земной поверхности разре-
1033
тающая способность определяет и качество радиолокационного
изображения (см. гл. 15).

При решении навигационных задач разрешающая способность
РЛС должна обеспечить распознавание ориентиров. Эффективное
распознавание ориентиров (площадных целей) осуществляется по их
конфигурации, если на их поверхности укладывается 10-20 элемен-
тов разрешения. Линейные размеры ориентиров обычно равны 1-5
км, следовательно, требуемое значение разрешающей способности
по дальности и азимуту составляет 50-100 м.

При выполнении маловысотного полета требования по разре-
шающей способности соответствуют режиму прицеливания и со-
ставляют 5-15 м по дальности, азимуту и углу места (линейное раз-
решение), что связано с необходимостью обнаружения малоразмер-
ных препятствий (башня, труба и т.д.).

Точность измерения координат и параметров движения
цели в МФ РЛС определяется характеристиками и видом применяе-
мого вооружения. Наиболее высокая точность измерения требуется
при применении авиационной пушки. При применении авиационных
ракет требования к точности измерения определяются требуемой
точностью целеуказания.

Требуемая точность измерения навигационных параметров в
МФ РЛС соответствует требованиям, предъявляемым к современ-
ным доплеровским измерителям скорости и угла сноса. Среднеквад-
ратическая ошибка измерения скорости не должна превышать 0,1-0,2
м/с, угла сноса - 6-12’.

Указанные выше тактические требования к МФ РЛС имеют в
основном иллюстративный характер. Для более строгого обоснова-
ния требований к МФ РЛС во всех режимах функционирования не-
обходим всесторонний учет характеристик ЛА, вооружения и целей,
условий и особенностей решаемых задач, требуемой вероятности их
выполнения и условий эксплуатации (см. гл. 10 и 15).
20.2.	СТРУКТУРНАЯ СХЕМА МФ РЛС И РЕЖИМЫ РАБОТЫ

1.	Структурная схема МФ РЛС

МФ РЛС, структурная схема которой приведена на рис. 20.1,
можно представить в виде системы, состоящей из приемопередатчи-
ка и вычислительного устройства.

Рис.20.1

Приемопередатчик включает антенную систему вместе с сис-
темой управления, задающий генератор, синхронизатор, передатчик
с усилителем мощности и приемники с аналого-цифровыми преобра-
зователями (АЦП) на выходе. Приемопередатчик осуществляет из-
лучение мощных зондирующих сигналов в заданном направлении,
когерентный прием отраженных сигналов по нескольким простран-
ственным каналам и преобразование данных в цифровую форму
(цифровые коды). С выхода АЦП приемников сигналы в цифровой
форме поступают в вычислительное устройство, состоящее из про-
цессора обработки сигналов и процессора обработки данных.

В вычислительном устройстве процессор обработки сигналов
выполняет обработку сигналов с выхода приемников, а процессор
обработки данных выделяет измерительную информацию о целях и
отображает ее на индикаторе, решает боевые алгоритмы и формиру-
ет сигналы управления самолетом и РЛС. Кроме того, вычислитель-
ное устройство совместно с пультами управления определяет режи-
мы работы РЛС, обеспечивая заданные параметры излучаемого сиг-
нала, требуемые каналы обработки (например: суммарный Е, разно-
стный по азимуту Даз, разностный по углу места ДуМ и компенсаци-
онный), а также полосу пропускания приемников, частоту выборок и
разрядность АЦП.

Процессор обработки сигналов представляет собой быстродей-
ствующую ЦВМ и в зависимости от режима работы РЛС осуществ-
ляет доплеровскую фильтрацию принимаемых сигналов, измеряет
первичные параметры сигналов целей, решает задачи помехозащиты
и т.п. Процессор обработки данных представляет собой универсаль-
ную ЦВМ, с помощью которой решаются задачи: сопровождения
целей; определения численного состава группы; измерения собст-
венной скорости носителя; обхода и облета препятствий; боевые
алгоритмы наведения самолета и оружия и т.п.

Индикатор МФ РЛС входит в состав системы единой индика-
ции (СЕИ) самолета. СЕИ имеет цифровую память, в которой с по-
мощью специальной ЦВМ, связанной с навигационной системой и
СУВ, формируется текущее изображение, и несколько индикаторов
телевизионного типа. Например, индикатор на лобовом стекле
(ИЛС), где отображается навигационная, обзорная и прицельная ин-
формация, и тактический индикатор, где дается тактическая обста-
новка в районе боевых действий. Отображение информации на экра-
нах индикаторов определяется решаемой задачей и режимом работы
МФ РЛС.

Наибольшая многофункциональность работы РЛС достигается
на базе применения фазированных антенных решеток (ФАР). На-
пример, при использовании активных ФАР в МФ РЛС возможен
быстрый переход из режима обзора воздушного пространства в ре-
жимы землеобзора, и наоборот, или одновременное решение не-
скольких задач - совмещение режимов обзора воздушного простран-
ства с режимом обеспечения полета на малой высоте при прорыве
ПВО противника и т.д. При использовании ФАР система управления
антенной включает диаграммообразующую схему или специализи-
рованный процессор управления, который связан с вычислительной
системой МФ РЛС. Он служит для формирования требуемых ДН в
зависимости от режима работы.

2.	Режимы работы МФ РЛС и отображение информации о целях

При перехвате воздушных целей основными режимами
функционирования МФ РЛС являются режимы обзора пространства
и автоматического сопровождения целей.

В режиме “Обзор” осуществляются поиск, обнаружение и
опознавание целей в заданной области пространства, называемой
зоной поиска. Размер зоны поиска зависит от дальности до перехва-
тываемой цели и наличия автоматического целеуказания с пункта
наведения (ПН).

Ширина луча антенны МФ РЛС при поиске воздушных целей
выбирается исходя из требований разрешения целей по угловым
координатам и во много раз меньше зоны поиска. Поэтому осущест-
вляется последовательный просмотр всех элементов разрешения в
зоне поиска (наибольшее распространение получил построчный об-
зор). Уменьшение времени последовательного обзора заданной об-
ласти пространства возможно при использовании двухпороговых
обнаружителей и учете тактических условий в зоне боевых действий
(программируемый обзор). Возможен и параллельный или последо-
вательно-параллельный обзор. В этом случае облучение целей в за-
данной зоне осуществляется широкой ДН, а для приема отраженных
сигналов используется многолучевая ДН, перекрывающая эту зону.
Применение таких видов обзора значительно сокращает время про-
смотра зоны поиска целей, но требует наличия ФАР и многоканаль-
ного приемника.

В режиме “Обзор ’ обнаружение цели осуществляется с грубой
оценкой ее координат. После этого производится определение госу-
дарственной принадлежности цели для исключения атаки своих са-
молетов. Обычно опознавание выполняется отдельным каналом ра-
дислокационной системы, синхронизация работы которой осуществ-
ляется ЭВМ МФ РЛС.

Для одновременного сопровождения нескольких целей по

дальности, скорости и угловым координатам с сохранением поиска и
обнаружения целей в широкой угловой зоне в режиме “Обзор” пре-
дусмотрено “Сопровождение целей на проходе”. В этом случае осу-
ществляется сопровождение траекторий обнаруженных целей. Точ-
ность измерения координат целей при сопровождении траекторий

повышается, поэтому появляется возможность автоматического вы-
деления сопровождаемых целей по степени опасности. В качестве
критерия опасности цели часто принимается критерий минимального
времени полета истребителя до встречи с целью, определяемый вы-
ражением: (Гвс1р)тт=Д/Дбл2, где Д - дальность до /’-й цели; ДбЛ1 -
скорость сближения с 1-й целью.

Данные об обнаруженных целях передаются в систему единой
индикации (СЕИ) и отображаются на индикаторах вместе с пило-

тажно-навигационной информацией, необходимой для управления

истребителем. Наибольшее распространение получили коллиматор-
ные индикаторы, где изображение проецируется на лобовое стекло,

что особенно удобно для летчика при решении задачи прицеливания.

Подвижное кольцо

Рис. 20.2

Вид индикатора в режиме “Обзор”
представлен на рис. 20.2. На этапе
поиска и обнаружения целей их
отметки обычно отображаются на
экране индикатора в координатах
азимута и дальности или азимута
и скорости, однако возможно и
цифровое указание координат
обнаруженных целей. Индикатор
азимут-скорость используется при
перехвате высокоскоростных це-
лей на больших дальностях, так
как в этом случае отметка цели

практически не меняет своего положения от одного обзора к друго-
му. Погрешности управления истребителем при наведении на цель
по информации, автоматически передаваемой с ПН, в вертикальной
и горизонтальной плоскостях отображаются посредством отклоне-
ния подвижного кольца от неподвижного перекрестия (см. рис.20.2).
При выделении целей по степени опасности обнаруженным целям
могут присваиваться номера, которые отображаются над каждой
отметкой цели. На индикаторе также отображается информация о
полусфере атаки цели (например, передняя полусфера ППС), на ко-
торую наводится истребитель, положение зоны поиска, строб захва-
та, а также разовые команды, передаваемые с ПН. Строб захвата
выделяет цель, назначенную для атаки по информации с ПН, как
наиболее опасную или выбранную самим летчиком. Точность изме-
рения координат целей в режимах обзора и сопровождения на про-
ходе обычно равна 1-4 км по дальности, 1-2° - по угловым коорди-
натам, 10-25 м/с - по скорости, в общем недостаточна для примене-
ния в этих режимах вооружения для поражения быстролетящих ма-
невренных целей.

Поэтому возникает необходимость в ряде случаев перехода
МФ РЛС в режим автоматического сопровождения (непрерывной
пеленгации) атакуемой цели для выполнения прицеливания.

Непрерывная пеленгация (режим автоматического сопровож-
дения) назначенной для атаки цели начинается при уменьшении рас-
стояния до нее до дальности пуска ракет или по команде летчика.
При этом режиму сопровождения цели предшествует режим “За-
хват”: луч антенны МФ РЛС устанавливается на выбранную цель и
включаются алгоритмы измерения координат цели с высокой точно-
стью, необходимой для прицеливания и применения вооружения. В
качестве начальных условий для следящих систем используются
координаты и параметры движения цели, измеренные в режиме “Об-
зор”. Окончание захвата соответствует уменьшению ошибок измере-
ния менее некоторого уровня и завершению переходных процессов в
следящих системах.

Режим непрерывной пеленгации (РНП) предназначен для точ-
ного измерения координат и параметров движения одной цели и
ввода этих данных в алгоритмы боевого применения, которые реша-
ют прицельную задачу.

В отличие от режима обзора индицируются три координаты
сопровождаемой цели (дальность, азимут и угол места), ошибки
прицеливания в горизонтальной и вертикальной плоскостях (ДГ,ДВ) (в
виде отклонения подвижного прицельного кольца от неподвижного
перекрестия по соответствующим координатам), максимальная Дртах
и минимальная Ррт1П дальности разрешенных пусков, информация о
скорости сближения с целью и др.

На этапе автосопровождения для устранения ошибок прицели-
вания летчик пилотированием самолета совмещает прицельное
кольцо с электронным перекрестием. При совмещении прицельного
кольца с перекрестием обеспечивается вывод самолета в упрежден-
ную точку встречи с целью. МФ РЛС формирует сигналы целеуказа-
ния для ракет и обеспечивает их подготовку к пуску. При достиже-
нии дальности до цели зоны разрешенных пусков выдается команда
‘Пуск разрешен” ПР, и летчик производит пуск ракет. Если даль-
ность пуска ракет превышает дальность захвата цели головкой само-
наведения (ГСН) ракеты, то МФ РЛС продолжает сопровождение
цели и корректирует траекторию полета ракеты. В случае полу ак-
тивной ГСН МФ РЛС обеспечивает подсвет цели, для чего сопрово-
ждение цели продолжается и после захвата ее ГСН ракеты.

При входе истребителя в опасную зону в районе поражения
цели формируется команда “Отворот”, а положение прицельного
кольца характеризует рекомендованное направление выхода из ата-
ки. При атаке цели ракетами с пассивными или активными ГСН (без
коррекции) команда “Отворот” формируется после схода всех ракет.
При наведении ракет с коррекцией их траектории или с полуактив-
ной ГСН команда “Отворот” формируется по окончании времени,
необходимого для коррекции траектории ракеты и подсвета цели.

В перспективных МФ РЛС имеется возможность автоматиче-
ского сопровождения нескольких целей (например, на проходе) с
достаточной точностью, что позволяет выполнять одновременный
пуск нескольких ракет по этим целям. Однако это требует примене-
ния более сложных алгоритмов сопровождения для обеспечения
заданной точности измерения. При однолучевой ДН количество со-
провождаемых целей определяется допустимой величиной периода
обращения к сопровождаемым целям, обеспечивающей необходи-
мую точность измерения координат и параметров движения целей
для эффективного применения вооружения. Наиболее просто сопро-
вождение нескольких целей осуществляется в РЛС с ФАР. В таких
МФ РЛС при наличии многоканального приемника возможно одно-
временное формирование независимых ДН для одновременного не-
прерывного автоматического сопровождения нескольких целей.
При ведении ближнего воздушного боя с визуальным наблю-
дением противника применяется режим автоматического захвата
первой цели, попавшей в зону поиска, связанную с продольной осью
ЛА. Дальность действия в этом режиме не превышает 20 км и могут
использоваться различные зоны поиска в пределах поля зрения ин-
дикатора на лобовом стекле. Например, вводится вертикальное ска-
нирование луча по одной или двум строкам.

Для нанесения авиационного удара по наземным (морским)
целям необходимо решать несколько задач: навигация (при полете в
район цели и возврате на аэродром посадки), поиск целей и прице-
ливание. Решение этих задач невозможно без наличия на борту ЛА
изображения поверхности земли и расположенных на ней объектах
во всех условиях боевого применения. Одной из основных задач МФ
РЛС в этих случаях является получение радиолокационного изобра-
жения (РЛИ) местности (картографирование поверхности земли).

По РЛИ обеспечивается: определение местоположения ЛА,
обнаружение целей и ориентиров, опознавание (совместно с аппара-
турой опознавания) и распознавание типа или класса обнаруженных
целей, измерение координат ориентиров и целей, а также измерение
параметров их движения. При решении задачи навигации также не-
обходимо: измерение навигационных параметров; обнаружение и
определение координат гидрометеообразований и оценка степени их
опасности, а при маловысотном полете - измерение параметров
рельефа местности перед ЛА.

В соответствии с изложенными требованиями при решении
задач ‘воздух-поверхность” МФ РЛС функционирует в следующих
режимах: картографирование с низкой, средней и высокой разре-
шающей способностью, обеспечивающей получение РЛИ местности;
обнаружение и измерение координат целей и ориентиров; обнаруже-
ние и измерение координат движущихся целей; обеспечение полета
на малых высотах; измерение навигационных параметров; наблюде-
ние гидрометеорологических образований (режим “метео”).

Режим "Картографирование” обеспечивает получение РЛИ
поверхности земли, обнаружение и измерение координат ориентиров
и атакуемых целей, решение прицельной задачи и применение воо-
ружения. Как и при атаке воздушных целей, при картографировании
применяются два режима: обзор и прицеливание (сопровождение
цели). Режим “Обзор” применяется на этапе поиска и обнаружения
целей и ориентиров. На индикаторе СЕИ может отображаться РЛИ
местности в пределах всего сектора обзора или в секторе поиска
(рис. 20.3,а). Грубую оценку координат обнаруженных целей (ориен-
тиров) осуществляет летчик, используя светящиеся метки дальности
и азимута. Для повышения точности оценки координат применяется
подвижное перекрестие. Координаты цели (ориентира), отмеченные
подвижным перекрестием при нажатии кнопки “Ввод” (“Захват’)
вводятся в ЭВМ, где могут использоваться для коррекции навигаци-
онных систем или передаваться в систему автоматического сопро-
вождения целей в качестве начальных условий.

Визирные метки Визирные мет/а
дальности	азимута

Рис. 20.3

Для улучшения детализации изображения и повышения точно-
сти измерений предусматривается переход в режим “Обзорный мик-
роплан”, где РЛИ местности отображается в виде усеченного сектора
(рис. 20.3,6). Этот режим включается летчиком, например, путем
наложения подвижного перекрестия на выбранную цель (ориентир)
или центр участка местности. В этом случае на индикаторе отобра-
жается РЛИ выбранного участка местности размером 10-20 км по
азимуту и дальности. Для оценки координат цели (ориентира), как и
в режиме “Обзор”, используется подвижное перекрестие.

При выполнении прицеливания для повышения точности из-
мерения координат целей используется режим “прицельный микро-
план” (ПМП). На индикаторе в прямоугольной системе координат
азимут-дальность отображается РЛИ участка местности размером
1042
0,5-1,5 км по азимуту и дальности (рис.20.3,в), причем изображение
участка местности формируется неподвижным независимо от изме-
нения дальности до него в процессе полета. Переход в режим “При-
цельный микроплан” осуществляется по целеуказанию из режима
“Обзорный микроплан”. Летчик накладывает перекрестие на вы-
бранную для атаки цель и вводит ее координаты в ЭВМ, по алгорит-
мам которой выполняется автоматическое сопровождение цели. Из-
меряемые координаты вводятся в алгоритмы боевого применения,
которые решают задачу прицеливания и выдают* летчику информа-
цию о времени применения вооружения.

Размер участка местности, выводимой на индикатор, качество
РЛИ, а также способность обнаруживать малоразмерные цели и из-
мерять с заданной точностью их координаты определяются разре-
шающей способностью РЛС. Обычно применяется несколько режи-
мов картографирования - с реальным лучом (КРЛ), с доплеровским
обострением луча (ДОЛ), с синтезированием апертуры (РСА), кото-
рые различаются разрешающей способностью.

В режиме “Картографирование реальным лучом (КРЛ)” про-
сматривается наибольшая зона обзора (как правило, она ограничена
предельными углами отклонения антенны). Просмотр местности в
зоне обзора осуществляется перемещением в горизонтальной плос-
кости узкой ДН по азимуту. В пределах зоны обзора по азимуту при
наличии предварительного целеуказания могут формироваться зоны
поиска меньших размеров (±20°, ±30° и т.д.). Центр зоны поиска
устанавливается в любое положение в зоне обзора по данным ЭВМ
или по указанию летчика (штурмана).

При картографировании с КРЛ РЛС имеет низкую разрешаю-
щую способность по азимуту, которая определяется азимутальной
шириной ДН антенны (1-3°) и ухудшается с увеличением дальности.
Поэтому при картографировании с КРЛ на индикаторе как при обзо-
ре, так и при прицеливании наблюдаются отметки достаточно круп-
ных объектов, и данный режим применяется в основном для ориен-
тирования на местности и при атаке крупноразмерных целей или
кораблей на море.

Для повышения разрешающей способности и, следовательно,
качества РЛИ местности применяется режим “Картографирование с
ДОЛ”. В этом режиме происходит искусственное обострение луча за
счет использования зависимости доплеровской частоты от углового

1043
положения отражающего элемента поверхности, что позволяет раз-
делять цели, находящиеся внутри ДН. Картографирование с ДОЛ
позволяет получать РЛИ местности с разрешающей способностью по
азимуту до 0,1-0,2°, т.е. на порядок и больше, чем при картографи-
ровании реальным лучом. Однако, учитывая малую зависимость
доплеровской частоты при изменении углов относительно вектора
скорости в секторе от 0° до ±10°, впереди по курсу ЛА в режиме кар-
тографирования с ДОЛ имеется “слепая” зона размером примерно
±(5-10)° (см. гл. 17).

Обзор зоны поиска в данном режиме осуществляется сканиро-
ванием луча антенны в азимутальной плоскости. Индикация и режи-
мы обзора и прицеливания при картографировании с ДОЛ в основ-
ном соответствуют картографированию с КРЛ. Недостатком режима
является ухудшение азимутального разрешения при уменьшении
отклонения цели от вектора скорости ЛА и с увеличением дальности,
что не обеспечивает эффективное решение всех задач радиолокаци-
онного наблюдения земной поверхности и прицеливания (особенно
на больших дальностях).

Получение высокого разрешения по азимуту, не зависящего от
дальности, обеспечивается в режиме “Картографирование с радиоло-
кационным синтезированием апертуры (РСА)”. МФ РЛС в данном
режиме обеспечивает получение РЛИ местности с расположенными
на ней объектами с высоким разрешением, близким по качеству к
аэрофотоснимкам. В этом режиме возможно получение азимуталь-
ного разрешения 2-5 м на дальностях до 50-100 км, что обеспечивает
эффективное обнаружение, прицеливание и применение вооружения
при уничтожении малоразмерных целей.

В режиме картографирования с РСА, как и в режиме картогра-
фирования с ДОЛ, существует ограничение по сектору обзора, соот-
ветствующее “слепой” зоне ±10° относительно строительной оси ЛА
в горизонтальной плоскости. Применяются в основном два вида об-
зора: секторный и телескопический (микроплановый). При сектор-
ном обзоре луч антенны сканирует по азимуту в требуемом секторе,
формируя кадр РЛИ местности обычно размером 10-20 км по азиму-
ту и дальности. РСА в микроплане используется для получения РЛИ
небольшого участка поверхности с высоким разрешением по азиму-
ту. В этом случае управление лучом антенны осуществляется таким
образом, чтобы центр луча был постоянно направлен в центр карто-
1044
графируемого участка, а РЛИ местности отображается в прямо-
угольной системе координат подобно режиму “Прицельный микро-
план” (см. рис. 20.3,в). Размер отображаемого участка ограничен 2-5
км по дальности и азимуту.

Картографирование с РСА используется также при ведении
разведки. Обычно для этого применяется полосовой обзор местности
справа или слева от ЛА (луч антенны закрепляется неподвижно под
заданным углом к линии полета).

При атаке целей целесообразно применять последовательную
смену режимов картографирования, используя информацию из ре-
жимов с низким разрешением для грубого определения координат
целей (ориентиров) и целеуказания при переходе в режим с лучшим
разрешением и более точным измерением координат. В режимах
картографирования РЛИ местности может запоминаться на опреде-
ленный промежуток времени на индикаторе или в памяти ЭВМ для
повышения скрытности преодоления самолетом системы ПВО про-
тивника, так как излучение РЛС на время памяти может выключать-
ся.

Режим “Обнаружение и сопровождение движущихся целей ”
применяется для обнаружения наземных движущихся целей в режи-
ме картографирования. Для этого в процессоре МФ РЛС выполняет-
ся раздельная обработка принятых сигналов, позволяющая получить
обычное РЛИ местности и отметки движущихся целей. Отметки
движущихся целей на индикаторе могут налагаться на РЛИ местно-
сти для обеспечения ориентации. При отсутствии такого наложения
вид индикации больше соответствует режиму обзор при перехвате
воздушных целей. При решении задачи прицеливания на индикатор
выносятся информация о текущих координатах цели, ошибки прице-
ливания и время применения вооружения (см. гл. 18).

В режиме “Маловысотный полет” МФ РЛС обеспечивает
эффективное преодоление зон ПВО противника и повышает безо-
пасность полета на малой и предельно малой высоте. МФ РЛС, осу-
ществляя обзор земной поверхности, обеспечивает получение ин-
формации о рельефе местности, измеряя дальность, азимут и высоту
препятствий. Информация о рельефе местности и препятствиях ото-
бражается на индикаторе. Маловысотный полет ЛА с использовани-
ем МФ РЛС обычно автоматизирован (см. гл. 19).
В режиме “Определение навигационных параметров” на ос-
нове доплеровского метода производится измерение путевой скоро-
сти и угла сноса ЛА. Луч антенны последовательно занимает три или
четыре положения в направлении поверхности земли. После обра-
ботки принятых сигналов в ЦВМ вычисляются путевая скорость и
угол сноса. Измеренные данные могут использоваться для определе-
ния местоположения ЛА методом счисления пути и коррекции инер-
циальной навигационной системы.

В режиме “Метео” для оценки метеообстановки в МФ РЛС
производится обнаружение и определение координат гидрометеооб-
разований; оценка степени опасности гидрометеообразований.

При обнаружении гидрометеообразований осуществляется об-
зор воздушного пространства в передней полусфере ЛА. Радиолока-
ционное изображение представляет собой горизонтальный разрез
воздушного пространства плоскостью полета и дает возможность
определять положение опасных гидрометеообразований. Опасными
зонами являются те, которые обнаруживаются на дальностях свыше
100 км, так как факт их обнаружения свидетельствует о сильной тур-
булентности атмосферы в этих зонах.

При оценке степени опасности гидрометеообразований анали-
зируют состояние облачности на дальностях 40-60км, что позволяет
судить об интенсивности осадков и турбулентности потоков в обла-
ке.

20.3.	ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ КОМПЛЕКСЫ (МФ РЛК)

1.	Общие вопросы

Боевые возможности современных самолетов во все большей
степени определяются не только их летно-техническими характери-
стиками и вооружением, но и возможностями бортового РЛК по
информационному обеспечению боевых действий, управлению ору-
жием и защите самолета. С повышением требований к возможно-
стям РЛК изменяются взгляды на решаемые им задачи, способы их
решения и, в конечном счете, на принципы объединения бортового
оборудования в единый комплекс. Создание перспективных РЛК
осуществляется не только за счет наращивания свойств и характери-
стик современных комплексов, но также за счет реализации принци-
пиально новых архитектурных решений. Реализация этих решений
базируется на определении основных составных частей комплекса:
принципов построения, основных функциональных элементов и тре-
бований к ним.

Первым, и наиболее простым, с точки зрения технической реа-
лизации, направлением является создание РЛК с объединением (ин-
теграцией) данных от отдельных измерительно-информационных
систем РЛК с обработкой их в единой БЦВС. Интеграция данных
осуществляется на основе применения в вычислительном устройстве
процедур комплексной обработки информации, получаемой от сис-
тем и датчиков различной физической природы. В соответствии с
принципом объединения информации на основе применения единой
шины передачи данных в БЦВС такая архитектура РЛК получила
название “федеративной”. Реализации1 РЛК с интеграцией данных
позволяет обеспечить совместную обработку информации в ком-
плексе, координацию различных датчиков, устройств отображения
информации и диагностики оборудования.

Вторым, более перспективным направлением, является созда-
ние РЛК с интеграцией сигналов и данных. В этом случае первичные
сигналы и данные отдельных подсистем, существующих в федера-
тивной структуре, объединяются для создания систем одного функ-
ционального назначения: радиолокационная система, оптико-
электронная система, комплексы навигации, связи, обеспечения по-
лета. Последние в свою очередь входят в состав комплексов более
высокого уровня: комплекс (система) управления вооружением, пи-
лотажно-навигационный комплекс и др. Интеграция осуществляется
внутри каждого комплекса путем объединения данных от различных
устройств и на уровне РЛК, путем объединения в БЦВС данных и
сигналов управления от отдельных комплексов и систем для реше-
ния различных задач (навигация, атака цели, контроль и др.). В ре-
зультате объединения в РЛК создается структура, позволяющая реа-
лизовать не только совместную обработку информации от различ-
ных датчиков или систем, но и их совместное функционирование.

РЛК современных ЛА имеет описанную выше “иерархиче-
скую” архитектуру. В таких РЛК, как и в РЛК с “федеративной” ар-
1047
хитектурой, по-прежнему остаются датчики и системы, имеющие
обособленную аппаратурную реализацию. Вместе с тем реализация
изложенных принципов построения РЛК предусматривает и элемен-
ты объединения аппаратуры отдельных комплексов и систем. Так, в
них предусмотрено выполнение общесистемных алгоритмов в ЦВМ
отдельных комплексов, реализация общих каналов обмена информа-
цией, а также создание единой системы индикации. Поэтому сле-
дующим шагом совершенствования РЛК является переход к аппара-
турно-интегрированной архитектуре.

Архитектура перспективного аппаратурно-интегрированного
РЛК основана на разделении аппаратурной реализации комплекса и
процедур обработки сигналов и данных и на создании общих моду-
лей для различных подсистем РЛК (системы формирования зонди-
рующих сигналов, антенной системы, системы приема сигналов,
системы обработки информации и др.). Разделение РЛК на аппара-
турно завершенные компоненты осуществляется не по функцио-
нальным задачам, а по виду операций с сигналами. Например, на
процессор, выполняющий быстрое преобразование Фурье, могут
подаваться сигналы как от радиолокационной, так и от оптиколока-
ционной обзорно-прицельной систем.

2.	Структурная схема интегрального РЛК

Полностью интегрированный РЛК представляет собой набор
унифицированных функциональных модулей, объединенных в дат-
чики (радиотехнический, оптикоэлектронный, нерадиотехнический),
и набор унифицированных вычислительных модулей (процессоров
обработки сигналов (ПС) и процессоров обработки данных (ПД)),
соединенных шинами распределения сигналов и данных (рис. 20.4).
Кроме того, модули соединены шиной управления (переключения) и
шиной контроля технического состояния

Основной целью аппаратурной интеграции является использо-
вание единых функциональных и вычислительных модулей при из-
менении состава и способа объединения модулей РЛК для решения
разнообразных задач в различных условиях функционирования в
том числе при отказах или при боевых повреждениях отдельных
модулей. Это позволяет: производить оптимизацию (адаптацию)
I

БЦВС

Система
управления
и индикации

Система
управления
ЛА

интегрированный
радиотехнический
датчик

га

Г

ПД

ПС

> функциональные

:	модули

Рис.20.4

Вычислительные модули

ПС

ПД

функциональные
модули

> интегрированный

; оптико -электронный

• датчик

функциональные
модули

интегрированный
нерадиотвхмичесхий
датчик

5
г
га

ПС

«1
е а

3
о>

&

Система
вооружения

п

структуры РЛК для наиболее эффективного решения тактической
задачи при изменении условий функционирования; направлять мак-
симальные вычислительные ресурсы для решения наиболее важной
в данный момент тактической задачи; уменьшить загрузку экипажа;
увеличить скрытность получения информации.

Кроме того, при переходе от функциональной к аппаратурной
интеграции повышается надежность функционирования РЛК при
отказах за счет реконфигурации его структуры; уменьшаются габа-
риты и масса РЛК за счет многофункционального использования
модулей, особенно антенных систем и процессоров; снижается
стоимость эксплуатации за счет автоматизации диагностики и уни-
фикации модулей РЛК и обеспечивается возможность дальнейшей
более глубокой модернизации РЛК путем замены функциональных и
вычислительных модулей и программного обеспечения.
Рис. 20.5

В качестве унифицированных функциональных модулей ра-
диотехнического датчика выступают широкополосные антенные
элементы, передатчики, приемники, преобразователи частоты, уси-
лители, фильтры, электронно-оптические элементы и т.п. Антенная
подсистема радиотехнического датчика представляет собой ФАР и
вместе с системой формирования ДН обеспечивает излучение и при-
ем по заданным направлениям в различных диапазонах волн (рис.
20.5). Диапазон волн, количество ДН, их вид, параметры и располо-
жение в пространстве зависят от текущей конфигурации РЛК и за-
дач, решаемых в данный момент. Возможная структурная схема ин-
тегрированной системы изображена на рис. 20.6. Переключатель
лучей обеспечивает подключение к антенной подсистеме РЛК того
или иного преобразователя частоты в зависимости от решаемой за-
дачи. Все преобразователи формируют сигналы на унифицирован-
ной промежуточной частоте. Последующие функциональные модули
обеспечивают формирование сигналов для всех режимов РЛК: РЛС,
РЭБ, радиосвязь, навигация, опознавания, посадки и т.п. Предвари-
тельный унифицированный процессор обеспечивает обработку сиг-
налов, снижая нагрузку на шину распределения сигналов и данных, в
качестве которой используется волоконно-оптическая линия связи.

БЦВС РЛК объединяет в единой конструкции множество уни-
фицированных вычислительных модулей шиной передачи информа-
ционных сигналов и шиной управления (переключения) для рекон-
фигурации вычислительного комплекса в зависимости от решаемой
задачи. В состав БЦВС входят процессоры, основная память устрой-
ства управления и связи с базами данных, шины, программное обес-
печение. В БЦВС РЛК решаются: информационные задачи (получе-
ние информации от датчиков о количестве, координатах и характе-
ристиках целей; режимах работы РЭС противника; характеристиках
помех; параметров полета ЛА; техническом состоянии РЛК и др.);
боевые задачи (оценка внешней обстановки; выбор способа решения
задачи и выработка рекомендаций по управлению комплексом или
непосредственное управление им; изменение конфигурации РЛК в
соответствии с принятым решением; расчет траектории полета для
решения поставленной задачи и т.п.); управления системой (лета-
тельным аппаратом, боезапасом и т.д.)

В соответствии с изложенными выше принципами перспектив-
ный РЛК состоит из универсальных аппаратурных модулей обра-
зующих подсистему формирования внешних электромагнитных по-
лей, подсистему приема сигналов, подсистему обработки информа-
ции и управления комплексом. Количество модулей, входящих в
перечисленные подсистемы и их характеристики (например, количе-
ство независимых лучей, формируемый единой антенной системой
РЛК, количество приемных каналов и их диапазоны и т.п.) опреде-
ляют ресурсы комплекса: энергетические, пространственные, вре-
менные, частотные, вычислительные. В современных МФ РЛС
имеющиеся ресурсы жестко распределены между его функциональ-
ными элементами (у станции помех и РЛС свои передатчики и ан-
тенны; навигационное оборудование имеет свой вычислитель и т.д.),
поэтому реконфигурация структуры РЛК и перераспределение его
ресурсов невозможны. Концепция перспективного РЛК представляет
собой комплекс, состоящий из унифицированных модулей, предна-
значенных для решения более частных задач: генерации, излучения,
приема сигнала, его обработки и др. Так, унифицированный пере-
дающий модуль предназначен для генерации сигналов определенно-
го частотного диапазона, вид которых задается системой управления
РЭК, и, следовательно, может использоваться для генерации и лока-
ционных, и помеховых, и связных сигналов; задача процессора,
осуществляющего спектральный анализ сигнала, - выполнить быст-
Рис. 20.6
рое преобразование Фурье, не зависит от дальнейшего использова-
ния получаемого спектра. Это позволяет оптимальным образом ор-
ганизовать работу РЛК, эффективно используя имеющиеся модули.

На каждом этапе выполнения боевого задания в системе управ-
ления РЛК формируется перечень задач, каждой из которых в зави-
симости от степени важности и срочности присваивается определен-
ный приоритет. Для решения этих задач, исходя из имеющихся ре-
сурсов, формируется набор информационных каналов, которые от-
личаются по используемому частотному диапазону, анализируемым
параметрам сигналов, методам их обработки и предназначены для
получения и (или) передачи определенного вида информации о цели
(тактической обстановке, состоянии комплекса т.д.). Совокупность
используемых информационных каналов образует информационную
структуру комплекса. Перечень решаемых задач изменяется в про-
цессе полета, следовательно, требуется производить реконфигура-
цию информационной структуры комплекса. Кроме того, в соответ-
ствии с приоритетом решаемых задач и ценностью информации,
поставляемой информационными каналами, производится перерас-
пределение ресурсов РЭК между информационными каналами.

Таким образом, функционирование РЛК можно представить
как работу совокупности информационных каналов, набор и число
которых изменяется в процессе выполнения боевой задачи. Напри-
мер, на этапе полета к цели одновременно могут работать следую-
щие информационные каналы: (1) определения текущего местопо-
ложения самолета, навигационный канал, имеющий несколько ре-
жимов работы (спутниковый, ближней, дальней навигации, инерци-
альный и др.); (2) противоракетной обороны (имеющий режимы
постановки активных помех, выброса дипольных отражателей, от-
стрела тепловых ловушек); (3) оценки параметров сигналов облу-
чающих РЛС; (4) связи и опознавания; (5) оценки состояния ком-
плекса и др. На этапе поиска цели к перечисленным информацион-
ным каналам добавляется канал определения координат цели, кото-
рый может быть радиолокационным или оптиколокационным. При
необходимости возможна передача этому информационному каналу
части ресурсов, используемых другими каналами, если приоритет
задачи поиска цели выше.

Если на основе анализа внешней обстановки (целевой, фоно-
вой и помеховой) в системе управления РЛК принято решение о
текущих задачах и выделении части ресурсов радиолокационному
информационному каналу, то его функционирование начинается с
управления излучением и приемом сигналов. При этом могут ре-
шаться как проблемы выбора типа сигнала, так и управление его
параметрами: временными (длительность импульса, период повто-
рения, длительность пачки), частотными (используемый диапазон
или диапазоны частот), энергетическими, поляризационными и про-
странственными. Далее решаются аналогичные задачи, относящиеся
к приему сигналов. Как процесс излучения, так и процесс приема
сигналов взаимосвязаны с выбором структуры радиолокационного
канала и траектории полета ЛА. Пространственно-временная обра-
ботка принимаемого сигнала является основным содержанием алго-
ритмического обеспечения радиолокационного информационного
канала. Затем в зависимости от назначения канала в данной момент
решаются задачи обнаружения сигналов целей вместе с задачей их
разрешения, измерения координат и параметров движения и (или)
задачи формирования РЛИ участка поверхности земли (моря) с по-
следующим выделением существенных информационных признаков
целей (радиолокационное изображение, скоростной портрет, портрет
высот и др ). В некоторых случаях, например в задачах разведки,
процесс обработки информации в радиолокационном канале на этом
заканчивается. Полученная информация регистрируется или переда-
ется по радиоканалу. В случае, если выбран класс задач обеспечения
наведения управляемого оружия, дальнейшее поведение канала за-
висит от принятия решения об атаке цели, о выборе средств пораже-
ния, о применении оружия и последующем контроле выполнения
задания. Отметим, что возможные способы решения одной и той же
задачи могут отличаться друг от друга в зависимости от степени ее
приоритета и количества выделенных для ее решения ресурсов.

В течение всего времени выполнения полетного задания осу-
ществляется анализ соответствия задач, решаемых информационным
каналом, и способов их технической реализации текущему функцио-
нальному назначению информационного канала. Это соответствие
может быть нарушено по причине изменения приоритетов в задачах,
решаемых РЛК, или при изменении самих задач или по причине из-
менения условий функционирования радиолокационного канала
РЛК и прежде всего изменением фоносигнальной и помеховой об-
1054
становок, а также отказами и повреждениями. В зависимости от ха-
рактера изменений условий функционирования РЛК может быть
либо скорректировано назначение информационного канала, либо
изменен способ технической реализации поставленных задач
Глава 21

МНОГОПОЗИЦИОННЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
КОМПЛЕКСЫ И СИСТЕМЫ

21.1.	ОСНОВНЫЕ ЗАДАЧИ, РЕШАЕМЫЕ
МНОГОПОЗИЦИОННЫМИ РАДИОЛОКАЦИОННЫМИ
СИСТЕМАМИ.

ТИПЫ СИСТЕМ И КОМПЛЕКСОВ

1.	Общие вопросы. Определения

Одно из перспективных направлений развития РЛС - переход
от отдельных РЛС с одной передающей и приемной позициями
(обычно совмещенными) к многопозиционным радиолокационным
системам (МПР).

МПР называется радиолокационная система, состоящая из
нескольких разнесенных в пространстве передающих, приемных или
приемопередающих позиций, в которой осуществляется совместная
обработка радиолокационной информации, получаемой этими пози-
циями.

Основная идея многопозиционной радиолокации состоит в
том, чтобы более эффективно, чем в обычных РЛС, использовать
информацию, заключенную в пространственных характеристиках
электромагнитного поля рассеяния целью. РЛС, состоящая из одной
передающей и одной приемной позиций, извлекает информацию о
цели только из участка поля, соответствующего апертуре приемной
антенны, в то время как поле рассеяния создается во всем простран-
стве. В МПР информация может быть получена из нескольких раз-
несенных в пространстве участков поля рассеяния, что позволяет
повысить ряд важных характеристик РЛС (разрешающую способ-
ность, точность измерения координат, помехозащищенность и др.).
Таким образом, МПР присущи два признака: наличие несколь-
ких разнесенных позиций и совместная обработка информации об
объектах наблюдения. Совместная обработка информации возможна,
если в МПР не менее двух приемопередающих позиций (однопози-
ционных РЛС) или двух разнесенных приемных позиций при одной
передающей (которая может быть совмещена с одной из приемных)
или не менее двух разнесенных передающих позиций при одной
приемной (которая также может быть совмещена с одной из пере-
дающих). При наблюдении источников излучения (работающих РЛС
или источников активных помех) МПР должна содержать не менее
двух разнесенных приемных позиций. Двухпозиционные РЛС с раз-
несенными передающей и приемной позициями можно рассматри-
вать как ячейки МПР, поэтому их свойства и характеристики широко
используются при изучении МПР.

В состав МПР, кроме приемников, передатчиков или приемо-
передатчиков, расположенных в различных точках пространства, и
пункта совместной обработки информации, который может быть со-
вмещен с одной из позиций, также входят линии связи для передачи
информации от отдельных позиций на пункт обработки, синхрони-
зации и управления позициями. Одним из вариантов построения
МПР является объединение в единую систему (комплекс) однопози-
ционных РЛС, расположенных как на земле, так и на борту ЛА. Та-
кие МПР обладают большей гибкостью, поскольку в зависимости от
складывающейся ситуации позиции могут переходить в режим рабо-
ты обычной однопозиционной РЛС.

Благодаря совместной обработки информации о каждой цели,
получаемой в разнесенных точках пространства (или в одной точке,
но при облучении цели с различных позиций) достигаются основные
преимущества МПР: возможность создания зоны действия требуе-
мой конфигурации в зависимости от ожидаемой радиолокационной
обстановки; более полное использование энергии в системе; повы-
шение разрешающей способности; большая точность измерения по-
ложения целей в пространстве; возможность измерения полного век-
тора скорости целей; повышение помехозащищенности по отноше-
нию к активным и пассивным помехами; увеличение надежности
выполнения задачи. Однако эти преимущества достигаются ценой
увеличения сложности и стоимости системы. Возникает необходи-
мость организации линий передачи информации, синхронизации ра-
67. Изд.№9768	1057
боты позиций, их фазирования и навигационной привязки. Кроме
того, возрастает объем информации и сложность ее обработки.

2.	Классификация МПР

По используемому методу радиолокации МПР делятся на ак-
тивные, пассивные и активно-пассивные.

Активные МПР содержат хотя бы одну передающую позицию
и служат для наблюдения за неизлучающими целями. Пассивные
МПР состоят только из приемных позиций и служат для наблюдения
за излучающими целями (работающими РЛС, источниками помех и
т.п.). Активно-пассивные МПР служат для наблюдения за обоими
типами целей, при этом информация извлекается как из отраженных
от целей сигналов, так и из принятого собственного излучения це-
лей. В таких РЛС активный и пассивный режимы работы взаимно
дополняют друг друга, например, в случае постановки активных по-
мех с одного из самолетов.

По изменению пространственного положения позиций в про-
цессе работы выделяются МПР с неподвижными и подвижными по-
зициями.

Пространственное положение передающих и приемных пози-
ций в процессе работы не изменяется в стационарных наземных
МПР. Иногда такие системы называют МПР с неподвижными база-
ми (расстояниями между позициями). Соответственно при размеще-
нии отдельных позиций на борту ЛА или ИСЗ МПР называется сис-
темой с подвижными базами.

По степени пространственной когерентности различают МПР
пространственно-когерентные, с кратковременной пространственной
когерентностью и пространственно-некогерентные (рис. 21.1).

Под пространственной когерентностью МПР понимается
способность сохранять жесткую связь начальных фаз высокочас-
тотных сигналов в разнесенных позициях. Степень пространствен-
ной когерентности зависит от размеров цели, неоднородностей трасс
распространения радиоволн, длины волны сигнала, а также от раз-
меров баз между позициями МПР и технических возможностей ап-
паратуры. Например, если цель точечная и неоднородности среды
распространения отсутствуют, то фазовый фронт волны имеет фор-
му сферы и принимаемые на разнесенных позициях сигналы жестко
связаны по фазе (когерентны).

Рис. 21.1

В пространственно-когерентной МПР взаимные фазовые
сдвиги сигналов в разнесенных позициях и линиях связи известны и
сохраняются неизменными на интервалах времени значительно пре-
вышающих длительность сигнала (например, в течение секунд, ми-
нут и даже нескольких часов). Поэтому аппаратура разнесенных по-
зиций синхронизируется не только по времени и частоте (опорным
частотам передатчиков и гетеродинов приемников), но и по началь-
ным фазам высокочастотных сигналов. Пространственно-
когерентные МПР (называемые также МПР с длительной простран-
ственной когерентностью) извлекают всю информацию, содержа-
щуюся в пространственной структуре поля, вплоть до соотношений
начальных фаз сигналов на разнесенных позициях. Однако для них
характерны малые базы, при которых еще не нарушается когерент-
ность отраженных сигналов на входах позиций вследствие конечных
размеров цели и наличия неоднородностей среды распространения.

Совокупность разнесенных позиций пространственно-
когерентной МПР можно рассматривать как специфически располо-
женную фазированную антенную решетку, причем расстояния меж-
ду элементами значительно больше, чем длина волны. Поэтому для
устранения неоднозначности фазовых измерений при определении
угловых координат целей требуется несколько приемных позиций
(до десятка и более). В связи с этим, а также из-за трудностей фазо-
вой синхронизации позиций, такие МПР наиболее сложные и доро-
гостоящие.
В МПР с кратковременной пространственной когерентно-
стью считается, что к началу каждого интервала приема и обработки
сигнала соотношение начальных фаз сигналов случайно и не несет
полезной информации, поэтому взаимную фазовую стабильность
аппаратуры сохраняют лишь в пределах длительности обрабатывае-
мых сигналов (от долей до единиц секунд).

При совместной обработке сигналов в таких МПР использует-
ся информация, содержащаяся в комплексных огибающих сигналов
разных позиций, в том числе и в изменениях фазовых соотношений
на интервале длительности сигнала, вызванных движением цели.
Однако информация, содержащаяся в соотношении начальных фаз
сигналов, не используется. Число разнесенных позиций в МПР с
кратковременной пространственной когерентностью обычно значи-
тельно меньше, чем в пространственно-когерентных, и не требуется
жесткая фазовая синхронизация позиций.

В пространственно-некогерентной МПР фазовая информация
полностью исключается в результате детектирования сигналов до их
совместной обработки. В связи с этим не требуется не только фазо-
вая, но и частотная синхронизация (необходима лишь синхронизация
по времени).

Пространственно-некогерентная МПР проще, чем МПР с крат-
ковременной, а тем более с длительной пространственной когерент-
ностью, но исключение фазовой информации приводит к определен-
ным энергетическим и особенно к информационным потерям. В ча-
стности, невозможно прямое измерение разности доплеровских час-
тот сигналов в разнесенных приемных позициях. Однако простран-
ственная некогерентность МПР не исключает когерентность отдель-
ных РЛС до совместной обработки. В каждой такой РЛС возможно
измерение радиальной скорости цели относительно РЛС по допле-
ровскому сдвигу частоты отраженного сигнала.

По уровню объединения информации МПР делят на четыре
класса с объединением: радиосигналов (на высокой или промежу-
точной частоте), видеосигналов, единичных измерений параметров
сигналов (координат целей) и траекторий (трасс) целей. Уровень
объединения информации связан со степенью пространственной ко-
герентности (рис. 21.1) и является важнейшим признаком, опреде-
ляющим возможности МПР. Для объединения информации могут
применяться как аналоговые, так и цифровые линии связи.
При объединении радиосигналов на совместную обработку пе-
редается совокупность сигналов от приемных позиций МПР. При
этом до объединения сохраняется вся информация о целях и источ-
никах помех, имеющаяся на входах приемных позиций. В таких сис-
темах требуются широкополосные линии связи с большой пропуск-
ной способностью.

При объединении видеосигналов на совместную обработку так-
же передается вся совокупность сигналов от приемных позиций, но
только после детектирования в каждой позиции. Переход от объеди-
нения радиосигналов к объединению видеосигналов незначительно
снижает требования к пропускной способности линий связи, но при-
водит к энергетическим и информационным потерям, связанным с
отказом даже от кратковременной пространственной когерентности.

При объединении единичных измерений параметров сигналов
или координат целей вся первичная обработка, включая сравнение с
порогом и измерение параметров сигналов, проводится в каждой по-
зиции, а на совместную обработку поступает только информация,
которая признана “полезной” в результате первичной обработки.
При этом резко сокращаются требования к пропускной способности
линий связи и достигается частичная децентрализация обработки
информации.

При объединении траекторий в каждой позиции проводится
не только обработка сигналов, но и обработка РЛ данных (вторичная
обработка информации), которая завершается построением траекто-
рий целей. Параметры траекторий сопровождаемых целей передают-
ся для совместной обработки, в результате которой дополнительно
отсеиваются “ложные” и уточняются “истинные” траектории. Тре-
бования к пропускной способности линий связи здесь могут быть
еще ниже, чем в предыдущем случае.

Таким образом, чем выше уровень объединения информации,
то есть чем меньше информации теряется в каждой позиции до со-
вместной обработки, тем выше энергетические и информационные
возможности МПР, но тем сложнее весь комплекс и выше требова-
ния, предъявляемые к пропускной способности линий связи.

По степени автономности приема сигналов различают МПР с
автономным, совместным и смешанным (автономно-совместным)
приемом.

МПР с автономным приемом сигналов объединяет несколько
РЛС, каждая из которых рассчитана на прием и обработку сигналов
от целей, облученных только той же РЛС. Каждая РЛС системы мо-
жет быть как совмещенной (однопозиционной), так и разнесенной
(двухпозиционной). МПР с автономным приемом сигналов - это
пространственно-некогерентные МПР с объединением информации
на уровне единичных измерений координат или траекторий целей.

В МПР с совместным приемом все приемные позиции рассчи-
таны на прием и обработку сигналов от целей, облученных любой
передающей позицией системы. Частный случай таких МПР - сис-
тема с одной передающей (или приемопередающей) и несколькими
приемными позициями. Пассивные МПР также относятся к МПР с
совместным приемом сигнала. Степень пространственной когерент-
ности МПР с кооперативным приемом сигналов может быть любой
при соответствующем уровне объединения информации. При прочих
равных условиях МПР с кооперативным приемом сигнала обладают
более высокими энергетическими и информационными характери-
стиками.

В МПР со смешанным приемом сигналов часть приемных по-
зиций рассчитана на прием и обработку сигналов от целей, облучен-
ных только “своими” передающими позициями, а остальные могут
принимать и обрабатывать сигналы при облучении целей любыми
передающими позициями.

21.2.	ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ МПР

1.	Характеристики целей при работе МПР

Если в состав МПР входят двухпозиционные РЛС, то характе-
ристики целей (в частности, их ЭПО) зависят от различия направле-
ний от цели на передающую и приемную позиции, то есть от угла
двухпозиционности р (рис. 21.2).

Для элементарных целей и малой, по сравнению с размерами
цели, длины волны X связь между двухпозиционной (при р^О) и од-
нопозиционной (при Р=0) ЭПО одной и той же цели устанавливается
“теоремой эквивалентности”: ЭПО цели в двухпозиционной РЛС с
углом р<180° равна однопозиционной ЭПО той же цели, измеренной
вдоль биссектрисы угла р.

Рис. 21.2

Аналогичная теорема получена и для целей, представляющих
собой совокупность блестящих точек. При этом максимальная об-
ласть значений р, где справедлива эта теорема, определяется шири-
ной собственных ДН блестящих точек, которая, в свою очередь, за-
висит от характера и размеров точек. Эксперименты показали, что по
отношению к усредненным, а также максимальным и минимальным
значениям ЭПО на определенных интервалах ракурсов для такой
сложной цели как самолет “теорема эквивалентности” выполняется
при углах Р до 60-90°.

В общем случае при облучении тел простой формы плоской
волной наблюдается медленный рост ЭПО для 0<р<50°. При даль-
нейшем увеличении р рост ускоряется. При р=90-110° ЭПО возрас-
тает примерно на порядок по сравнению с однопозиционной ЭПО
(р=0°). Для цели в виде шара ЭПО постоянна вплоть до углов р=150-
160°. Когда Р достигает 180° (рассеяние вперед) для любых целей
имеет место резкое увеличение ЭПО до значения

а(р-180°)=4я52/Х2.

(21.1)

где 5 - площадь плоской фигуры, ограниченной кривой раздела ос-
вещенной и теневой частей цели. Отсюда следует, что при рассеянии
вперед и двухпозиционная ЭПО цели намного больше однопо-
зиционной.

Пример, Во сколько раз ЭПО шара радиусом г=20Х при рассеянии
вперед больше однопозиционной ЭПО того же шара?

Решение. Однопозиционная ЭПО шара о(Р=0о)=тгг2, а при рассеива-
нии вперед о(Р=180°)=4тг(71г2)2/Х"=47с3г4/Х2. Отношение ЭПО
о(Р=180°)/с(Р=0°)=(27гг/Х)2. Таким образом, при г=20Х ЭПО при рас-
сеянии вперед в 120 раз больше однопозиционной ЭПО для той же
цели в виде шара.

ЭПО цели при рассеянии вперед нельзя уменьшить путем при-
менения противорадиолокационных покрытий и других специаль-
ных мер, которые эффективно используют для снижения радиолока-
ционной заметности самолетов и других целей. Однако значения
ЭПО, определяемые (21.1), сохраняются лишь в узком секторе вбли-
зи р=180°, ширина которого приближенно равна ширине главного
луча антенны с апертурой, совпадающей с сечением цели плоско-
стью раздела освещенной и теневой частей цели. Для реальных це-
лей с отношением длины волны к характерному размеру цели поряд-
ка 0,01-0,02 этот сектор составляет 0,5-1°, то есть передающая пози-
ция, цель и приемная позиция должны находиться почти на одной
прямой, что редко встречается на практике. Однако и в значительно
более широком секторе вблизи р=180° (в области боковых лепестков
антенны, образованной целью, играющей роль экрана для падающей
на нее волны) двухпозиционная ЭПО может существенно превышать
однопозиционную.

Режим рассеяния вперед имеет и свои недостатки. Ухудшаются
точность измерения координат и скорости цели, так как при р=180°
суммарная дальность “передающая позиция - цель - приемная пози-
ция” слабо зависит от положения цели. Наряду с возрастанием ЭПО
цели возрастает и ЭПО мешающих отражателей, если цель наблюда-
ется на их фоне (например, на фоне земной поверхности). Сильное
мешающее действие может оказывать прямой сигнал передатчика.

По результатам экспериментов для таких сложных целей, как
самолет, в двухпозиционной РЛС по сравнению с однопозиционны-
ми (за исключением случая рассеяния вперед) может наблюдаться и
уменьшение ЭПО на 6-8 дБ. Это объясняется уменьшением вклада в
ЭПО участков зеркального отражения, имеющих сравнительно узкие
собственные диаграммы направленности (элементы двигателей,
крыльев). Одновременно уменьшаются угловой шум цели и ширина
спектра флюктуаций ЭПО. Это согласуется с увеличением “эквива-
лентной” длины волны в 1/соз(р/2) раз. Для некоторых целей двух-
позиционная ЭПО значительно больше однопозиционной. Это, в ча-
стности, относится к целям со сниженной радиолокационной замет-
ностью, которые рассеивают падающую на них энергию преимуще-
ственно в сторону от оси цели.

Помимо ЭПО цели, относительно каждой приемной позиции, в
МПР необходимо знать и статистические характеристики флюктуа-
ций этих ЭПО. Однако, если угол между направлениями от цели на
разнесенные приемные позиции превышает среднюю ширину диа-
граммы рассеяния (вторичного излучения) цели, то статистическая
связь флюктуаций ЭПО отсутствует.

2.	Дальность радиолокационного наблюдения
и зоны действия МПР

Дальность и зона действия МПР зависят не только от характе-
ристик передающих и приемных позиций, но и от геометрии систе-
мы, то есть числа и пространственного расположения позиций. В
основе расчета зоны действия МПР лежит расчет отношения зон
действия ячеек МПР - двухпозиционных или однопозиционных
РЛС.

Если в двухпозиционной РЛС (рис. 21.2) ДН антенн передаю-
щей и приемной позиций, разнесенных на базу Ь, направлены на
цель, то плотность потока мощности, создаваемая передатчиком у
цели, равна

рпрд~^>излС^прд/(47ГО прд)э

где Ризл - мощность излучения; Спрд - коэффициент направленного
действия передающей антенны; Рпрд ~ расстояние от передающей
позиции до цели. Плотность потока мощности, создаваемая сигна-
лом цели у приемника

рц“^излСпрдСг(Р)/((471) 2) прдО прм),

где с(р) - ЭПО цели, которая зависит от двухпозиционного угла Р;
Рпрм “ расстояние от цели до приемной позиции. Мощность сигнала
на входе приемника Рпрм=рц5’прм, где З'прм - эффективная площадь
апертуры приемной антенны.
Так как мощность излучаемого сигнала изменяется во време-
ни, то и мощность принимаемого сигнала также изменяется во вре-
мени. Представим энергию излучаемого сигнала в виде Ет^Р^,
где Рср - средняя мощность передатчика; /н - время наблюдения. То-
гда отношение энергии сигнала на входе приемника - Е к спектраль-
ной плотности шумов 1^2 равно

2Е 2РсрГнСпрд5прмо(р)
(4л)2П^Г>^маЛо ’

(21.2)

где ап - коэффициент потерь энергии сигнала.

Полученное выражение позволяет определить зону действия
РЛС как область пространства, в которой при фиксированной ЭПО о
выполняется условие К>К0, где Яо - пороговое отношение сиг-
нал/шум, при котором цель обнаруживается с заданной вероятно-
стью правильного обнаружения при фиксированной вероятности
ложной тревоги или измеряются ее координаты с заданной точно-
стью. Граница зоны действия определяется выражением



прд прм

= А = С0П81

(21.3)

Таким образом, граница зоны действия в пространстве пред-
ставляет собой линию, для которой постоянно произведение рас-
стояний от цели до передающей и приемной позиций. Заметим, что в
однопозиционной РЛС 2)Прд=Г>ПрМ=1) и, следовательно, для однопози-
ционной РЛС граница зоны действия в пространстве представляет
собой сферу радиусом Р.

Граница зоны действия двухпозиционной РЛС в плоскости,
проходящей через линию базы, описывается так называемыми ова-
лами Кассини. Если ввести постоянный безразмерный коэффициент
С - 14А/Ь = 2-^Р^дР^ /Р , то овалы Кассини в декартовой или
полярной системе координат описываются выражениями

(хн2+Ун2+1У ~ 4хн2 = С4; (р2+1 )2 ’ 4р2со82(6)=С4,	(21.4)

где хн=2х/1; уи=2у/Ц р2=хн2+ун2; 0=агс1§(ун/хн).
Рис. 21.3

Форма овалов Кассини зависит от параметра С. На рис. 21.3
показаны овалы Кассини при трех значениях С. Чем больше значе-
ние С, тем ближе овалы Кассини к окружности, определяющей на
этой же плоскости границу зоны действия однопозиционной РЛС,
расположенной в центре базы. По мере уменьшения С зона действия
вытягивается, а при С<1 разбивается на две отдельные зоны вокруг
передающей и приемной позиций.

Для получения сплошной зоны действия, что возможно при
С>1, базу Ь между позициями выбирают обычно меньшей, чем рабо-
чая дальность РЛС: Ь < ^прдтах^прмтах  При этом гарантируются
02 и, следовательно, формируется сплошная зона обзора.
21.3.	МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ КООРДИНАТ
И ПАРАМЕТРОВ ДВИЖЕНИЯ ЦЕЛЕЙ В МПР

1.	Общие вопросы первичного измерения координат

Результат измерения текущих координат и параметров движе-
ния цели без учета результатов предыдущих измерений называется
превичным (единичным) измерением. Способы формирования пер-
вичных измерений в МПР зависят от типа МПР.

В пространственно-когерентной МПР, которую можно рас-
сматривать как РЛС с разреженной антенной решеткой больших
размеров, измерения выполняются после когерентного объединения
сигналов, принятых всеми позициями. Вследствие больших размеров
антенной решетки цели обычно находятся в зоне Френеля, поэтому
как в активном, так и в пассивном режиме, для когерентного сложе-
ния сигналов необходима фокусировка пространственно-
когерентной МПР в область пространства, где ожидается цель или
источник излучения. При этом для когерентного сложения требуется
управлять не только фазами сигналов, принятых различными пози-
циями, но и задержками их огибающих, так как запаздывание сигна-
лов по всей апертуре МПР обычно больше длительности элемента
разрешения, определяемого шириной спектра сигнала.

В активном режиме единичные измерения в пространственно-
когерентной МПР, как в однопозиционной РЛС, могут включать в
себя измерения угловых координат, расстояний и радиальной скоро-
сти цели. При этом точность измерения угловых координат может
быть очень высокой благодаря большим размерам эквивалентной
«антенной» системы. В пассивном режиме пространственно-
когерентные МПР также могут измерять расстояния в виде функции
от кривизны волнового фронта, так как источник излучения оказы-
вается в зоне Френеля антенной системы. При этом точность изме-
рения дальности конечно уменьшается по мере увеличения отноше-
ния расстояния до цели к апертуре антенной системы и на практике
значительно ниже, чем в активном режиме.

В МПР с кратковременной пространственной когерентно-
стью н про с транс твенно-не когерентных МПР возможны два под-
хода к формированию объединенного единичного измерения. Мож-
но оценивать пространственные координаты и параметры движения
1068
каждой цели в процессе совместной обработки сигналов, принятых
разными позициями. Такие алгоритмы называются одноэтапными.
Значительно проще и широко распространены двухэтапные алго-
ритмы. На первом этапе оценивают параметры принятых сигналов,
а по ним координаты цели относительно каждой позиции или пар
позиций - “первичные координаты”. На втором этапе эти оценки
объединяют и формируется результирующее единичное измерение -
оценки координат и их производных в единой для МПР системе ко-
ординат. Двухэтапное измерение сочетается с обнаружением и по-
скольку объединяются только оценки параметров, обнаруженных на
каждой позиции, сигналов или соответствующие им оценки “пер-
вичных координат”, требования к пропускной способности линий
связи для передачи данных существенно уменьшаются.

В МПР, состоящей из автономных однопозиционных РЛС.
“первичными координатами” являются дальность, азимут, угол мес-
та и радиальная скорость цели относительно точек расположения
РЛС. Все измерения должны быть практически одновременными,
чтобы между измерениями разных РЛС перемещение цели было
значительно меньше ожидаемой ошибки оценки ее местоположения.
В противном случае перед объединением необходим пересчет ре-
зультатов измерений к одному моменту времени. Часть или все РЛС
могут измерять лишь некоторые координаты, например дальность и
азимут. В системах, где нет трехкоординатных РЛС, объединение
данных часто позволяет получать три координаты цели, а избыточ-
ные измерения использовать для повышения точности.

Предполагается, что приемные и передающие позиции непод-
вижны (для простоты пояснений принципа действия МПР).

Если три (или более) однопозиционных РЛС, не лежащие на
одной прямой, измеряют доплеровские частоты отраженных сигна-
лов, то на втором этапе обработки можно получить вектор скорости
цели по его проекциям. Так, если V - проекция вектора скорости це-
ли на плоскость, содержащую РЛС1 и РЛС2, разнесенные на рас-
стояние Ь и измеряющие доплеровские частоты УдП1 и/ДП2 (рис. 21.4),
то радиальная скорость цели в той же плоскости (проекция вектора V
на биссектрису угла р) равна

где А, - длина волны тангенциальная:


Полная скорость цели V = ^У? +К/ .

Среднеквадратичные ошибки (СКО) измерения радиальной и
тангенциальной скоростей цели равны

с„=[АУ(2 72 со8(Р/2))]сНМ2 72 )]оу;

су,=[Л/(2Т2 8т(р/2))]ау«(^72 )(П/Гэф)ау;

(21.5)

где оу- СКО измерения частоты, которая считается одинаковым в
обеих РЛС; /3 - расстояние от цели до линии эффективной базы по
биссектрисе угла двухпозиционности (линия эффективной базы пер-
пендикулярна биссектрисе угла Р); Дф=21Х§(р/2) - эффективная ба-
за. Приближенные равенства в правых частях (21.5) соответствуют
условию В!Ь» 1.

РЛС1
Пример. Во сколько раз точность измерения радиальной скорости
цели в МПР, состоящей из двух активных однопозиционных РЛС,
выше точности измерения радиальной скорости цели с помощью од-
ной однопозиционной РЛС, имеющей ту же длину волны и находя-
щейся на биссектрисе двухпозиционного угла? Точность измерения
частоты всех РЛС одинакова, а угол р=30°.

Ре пение. Точность измерения радиальной скорости однопозицион-
ной РЛС:	аГГ1=[А/2]оу, а в многопозиционной:

сггг2-[^/(2 д/2 со8(р/2))]о/ Отношение Оуг1/Оуг2= д/2 соз(р/2). При
р=ЗО°, ОуГ1/^уг2=1,37. В пределе при р~»0: ОуГ1/Оул2=1э41-

Оценивая изменения доплеровских частот (или дифференци-
руя составляющие вектора скорости), можно получить вектор уско-
рения цели.

Рассмотрим случай, когда в МПР, состоягцей из автономных
двухпозиционных РЛС. измеряют суммарную дальность (передаю-
щая позиция - цель - приемная позиция) и скорость изменения сум-
марной дальности, а также угловые координаты - относительно при-
емной позиции.

Для каждой двухпозиционной РЛС, входящей в МПР, удобно
рассматривать положение цели в плоскости, проходящей через цель,
передающую и приемную позиции (рис. 21.5). Если в этой плоскости
измеряется угол фпрм между направлением на цель из приемной по-
зиции и линией базы Ь, а также суммарная дальность /)Е=Г>прд+^прм,
то можно определить расстояния до цели от передающей Лпрд и при-
емной ППрм позиций

^прд=:0,5(/)22+Л2+21,/)2СО8((рПрм))/(А;+1сО8((Рпрм));

Рпрм=0,5 (ВЛ^2)/(П^С08(фпрм)).	(21.6)

Выражения (21.6) получены с учетом, что

(Ое) =(^прд) "Н^прм) +27?прд^прм>

С^прд) —Ь “^(2?прм) — 2ЛРпрмСО8(180 —фирм)-

Из них следует, что точность измерения и Дпрм зависит как от
точности измерения угла фпрМч так и от самого угла фпрм- При фпрМ=я
можно лишь утверждать, что цель находится на базовой линии, но ее
расстояние от приемной или передающей позиции измерить невоз-
можно

Если имеются /-я передающая и у-я приемная позиции, то в
общем случае суммарная дальность в декартовой системе коор-
динат равна

7^е//~[(Хц—хо/) +(Уц~^о/) +(гц-го/) ] +[(хц“хз) ^СУц~Л;) +(2ц~^/) ] ?

(21.7)

где (Хц3>уц,7ц), (хо/№^о/), (*/ЛЛ) - соответственно координаты цели, /-
й передающей (облучающей) и /-й приемной позиции в единой сис-
теме координат.

Доплеровское смещение частоты отраженного сигнала в при-
емной позиции двухпозиционной РЛС при движении цели со скоро-
стью V в плоскости, включающей цель и обе позиции, под углом Т к
линии базы (см. рис.21.5) равно

/дп=(И/Х)[С08((рПрд-Т)+С08((фпрм-'Р)]=

=(2 Р7Х)со8('Р-<рпрм-Р/2)со8(р/2).

(21.8)

Формула показывает, что доплеровский сдвиг частоты в двух-
позиционной РЛС определяется скоростью движения цели в направ-
лении биссектрисы угла Р (радиальной скоростью), а первый сомно-
житель отражает уменьшение сдвига частоты из-за различия направ-
лений от цели на передающую и приемную позиции. Зависимость
ог скорости цели увеличивается с увеличением отношения дально-
сти цели к размеру базы (уменьшением угла Р). Вблизи базовой ли-
нии, когда Р~7г, эффект Доплера практически не проявляется, так как
суммарная дальность /^Е-/3Прд+/Э11рм почти нс изменяется при движе-
нии цели.

В МПР, состоящих из двухпозиционных РЛС, также возможно
измерение полного вектора скорости на втором этапе обработки. Ес-
ли, например, в МПР, изображенной на рис. 21.4, заменить РЛС1 и
РЛС2 приемными позициями, а передающую позицию разместить в
точке расположения РЛС1, то ГДП2=(2Уг/Х)со8(р/2).

Тогда

К=[Х/2со8(р/2)]/дп2; К/=[А/281п(р/2)]0гдп1-/дп2)/2.

Получаем

оУГ=[Х/(2со8(р/2))]оу«(Х/2)о/,

а«=[Х/(2 41 81п(р/2))]о/«(Х/ 41 ур/1^<зг.	(21.9)

Следовательно, по сравнению с двумя однопозиционными РЛС,
СКО измерения радиальной скорости возрастает в л/2 раз, а СКО
измерения тангенциальной скорости, как и в предыдущем случае, в
2Т)/1Эф раз больше, чем радиальной.

В общем случае доплеровский сдвиг частоты сигнала в у-й
приемной позиции при облучении цели 7-й передающей позицией:

=(1/Х){[(хц-хО1Ж+(}’ц-Л>)К+(гц-го,)Кг]/[(Хц-хо,)2+(Уц-уо>)2+(гц-го,)2]1'2+

+[(хцнсу)ИЛ(уц-Ж^	(21.Ю)

где К, 1у, У2 - составляющие скорости в декартовой системе коор-
динат.

Из этого выражения следует, что доплеровский сдвиг частоты
сигнала в двухпозиционных РЛС зависит не только от величины и
направления вектора скорости цели (как в однопозиционной РЛС),
но и от положения цели в пространстве относительно передающей и
68. Изд.№9768	1073
приемной позиций, что при соответствующем числе позиций позво-
ляет определять координаты целей доплеровским методом.

Применение совместного приема сигналов значительно увели-
чивает объем информации в МПР. При облучении цели какой-либо
передающей позицией уже не одна, а несколько приемных позиций
измеряют угловые координаты, дальности или суммарные дальности
и доплеровские сдвиги частоты, пропорциональные производным
дальности или суммарной дальности. Кроме того, появляется воз-
можность измерения разностей расстояний (и их производных) от
цели до различных приемных или передающих позиций. Все это
создает, как правило, значительную избыточность числа единичных
измерений “первичных координат”, которую используют для уточ-
нения положения целей и вектора скорости целей, а также для меж-
позиционного отождествления результатов измерений.

Цель

ПРМ1

Рис. 21.6

В пассивных МПР измеряется разность расстояний от источни-
ка излучения до любой пары позиций. Эти измерения осуществля-
ются взаимно корреляционным методом. Сигналы, принятые парой
позиций, поступают на входы коррелятора (рис. 21.6), причем от од-
ной из позиций - через регулируемую линию задержки (ЛЗ). За-
держка, соответствующая максимуму выходного сигнала коррелято-
ра, компенсирует разность запаздываний сигналов на входах корре-
лятора. Измерив ее, можно вычислить разность расстояний от ис-
точника до приемных позиций. При этом не требуется знать момент
излучения принимаемых сигналов и вид самих сигналов.

В декартовой системе координат разность расстояний от цели
до /-й и &-й приемных позиций:	Оъь где / - номер произ-

вольной передающей позиции. При движении источника излучения
разность доплеровских сдвигов частоты в каждой паре позиций,
пропорциональная скорости изменения разности расстояний, прояв-
ляется в смещении частоты сигнала на выходе коррелятора.

Если число приемных позиций в МПР не менее четырех, то
измерив три разностно-доплеровских сдвига частоты, можно найти
вектор скорости источника излучения.

Разностно-доплеровский сдвиг частоты сигналов в у-й и &-й
приемных позициях:	при любых /, зависит и от простран-

ственного положения и от скорости движения источника.

2.	Определение пространственного положения целей
и их траекторий

Для определения пространственного положения целей на вто-
ром этапе обработки по измеренным “первичным координатам/ в
МПР применяются различные методы, используемые, например, в
радионавигации: эллиптический, гиперболический, триангуляцион-
ный, а также их сочетания.

Эллиптический метод позволяет определять три пространст-
венные координаты цели только по суммарным дальностям от цели
до передающих и приемных позиций. Его называют также суммар-
но-дальномерным методом. В двухпозиционной РЛС поверхности
Ал)=соп51 - это эллипсоиды вращения с фокусами в точках распо-
ложения передающей и приемной позиций. В случае однопозицион-
ной РЛС эллипсоиды вырождаются в сферы, а сам метод определе-
ния положения называется дальномерным. При автономном приеме
сигналов для определения трех пространственных координат цели
необходимо не менее трех двухпозициониых или однопозиционных
РЛС. Положение цели определяется как точка пересечения трех эл-
липсоидов вращения, соответствующих трем измеренным значени-
ям суммарных дальностей. Определение местоположения цели в од-
ной плоскости при использовании двух однопозиционных РЛС
дальномерным способом иллюстрируется на рис. 21.7,а. В общем
случае эллиптический метод требует, чтобы было не менее трех по-
зиций (например, одна передающая и три приемные).

Благодаря тому, что для определения местоположения цели
используются измерения дальности, в МПР повышается точность
оценки угловых координат цели по сравнению с однопозиционной
РЛС, где точность их оценки определяется шириной ДН антенны.

В случае двух однопозиционных РЛС среднеквадратическое
отклонение (СКО) определения погрешности измерения угловой
координаты цели 0 в плоскости, проходящей через цель (рис. 21.4)
можно определить как

72 /(181п(0))=ог 72 /Ьэ$,	(21.11)

где - СКО измерения расстояний в каждой РЛС (предполагается,
что ошибки измерения независимы, а СКО одинаковы); ГЭф~1,8т(0) -
эффективная база. При высокой точности измерения расстояния и
достаточно больших базах может быть значительно меньше, чем
при обычной однопозиционной пеленгации цели.

Пример. Определите требуемую точность измерения угловых коор-
динат с помощью однопозиционной РЛС1, если в МПР, изображен-
ной на рис. 21.4 и определяющей положение цели дальномерным
методом откажет РЛС2? Точность измерения дальности в обеих РЛС
ог=5 м, а Дф=30 км.

Решение. Применив формулу (21.11), получим сге»О,8'.

Если МПР состоит не из двух РЛС, а из одной приемно-
передающей и одной приемной позиций или одной передающей и
двух приемных позиций, то

72 /Лэф^г 72 /Гэф,	(21.12)

то есть СКО увеличивается в два раза (здесь огх=2ог - СКО измере-
ния суммарной дальности “передающая позиция - цель - приемная
позиция”).

Заметим, что формулы (21.11) и (21.12) получены при условии
больших значений отношения дальности цели к базе (Г)1Е» 1), одна-
цель

В2=СОП81

В1=С0П5<

РЛС1

РЛС

а)
ко для оценочных расчетов ими можно пользоваться уже при
Р>(2-3)Г.

Гиперболический или дальномерно-разностный метод опреде-
ляет положение цели по разностям расстояний от цели до разнесен-
ных позиций. Поэтому метод называют также и разностно-
дальномерным. Применяется метод только при совместном приеме
сигналов в МПР. Поверхность, соответствующая измеренному зна-
чению разности расстояний до пары позиций (Ддд=соп§1), представ-
ляет собой гиперболоид вращения с фокусами в точках расположе-
ния позиций. Пересечение трех таких поверхностей определяет про-
странственное положение цели. Чтобы получить три линейно неза-
висимые разности дальностей по отраженным сигналам, общее чис-
ло передающих и приемных позиций должно быть не менее пяти,
например, одна передающая и четыре приемных, что на одну боль-
ше, чем при эллиптическом методе.

В отличие от эллиптического метода ошибка определения
дальности цели быстро возрастает (приблизительно по квадратично-
му закону) по мере увеличения дальности. Причина состоит в том,
что не используется имеющаяся в МПР информация о суммарных
дальностях от цели до передающей и любой из приемных позиций.
Поэтому гиперболический метод в активных МПР применяется
только в сочетании с другими методами, например, эллиптическим.

Гиперболический метод нашел широкое применение в пассив-
ных МПР, где нельзя измерить время распространения сигнала от
источника излучения до каждой из приемных позиций в отдельно-
сти. Определение местоположения источника излучения в одной
плоскости этим методом иллюстрируется на рис. 21.7,6.

При триангуляционном методе положение цели в пространст-
ве определяют по пересечению пеленгов цели, измеренных в разне-
сенных приемных позициях (рис. 21.7,в). Поэтому метод называют
также угломерным или пеленгационным. Минимальное число пози-
ций, необходимое для измерения трех координат цели, равно двум,
если хотя бы в одной из позиций измеряются обе угловые координа-
ты (азимут и угол места).

Этот метод применяется в МПР как при совместном, так и при
автономном приеме сигналов. При работе по отраженным сигналам,
когда в каждой приемной позиции МПР можно измерить дальность
или суммарную дальность цели, использование только пеленгов
1078
приводит к существенному возрастанию ошибки определения ме-
стоположения цели, особенно дальности. Поэтому в активных МПР
триангуляционный метод применяется только в сочетании с другими
методами, например эллиптическим. В пассивных МПР триангуля-
ционный метод позволяет определить местоположение источника
излучения и может применяться как самостоятельно, так и в сочета-
нии с гиперболическим методом.

Для ориентировочного сравнения точности местоопределения
источника излучения триангуляционным и гиперболическими мето-
дами при можно пользоваться соотношением: измерение раз-
ности дальностей с СКО Одо при гиперболическом методе примерно
эквивалентно измерению пеленга при триангуляционном методе с
СКО

Фбэкв~Фл/У^-*эф-	(21.13)

Пример. Пара приемных позиций измеряет разность дальностей до
источника излучения с СКО Одо=10 м при Дф=30 км. Определите
требуемую точность эквивалентного пеленгатора, установленного в
середине базы и измеряющего угловую координату источника излу-
чения.

Решение. Применив формулу (21.13), получим ОеэКВ«3,3-10’4 рад-1,2’.

Указанное выше минимальное число позиций при различных
методах измерения обеспечивает определение пространственного
положения, а также вектора скорости целей и источников излучения
только по результатам единичных измерений. Если используется
несколько измерений в течение определенного интервала времени и
имеется априорная информация о траектории цели или источника
излучения, число позиций может быть уменьшено.

3.	Разрешающая способность МПР

Разнесение позиций в МПР и совместная обработка информа-
ции позволяют в ряде случаев повысить разрешающую способность
радиолокационного наблюдения.

Рассмотрим сначала активные МПР. На рис. 21.8 показаны две
цели, не разрешаемые однопозиционной РЛС1, так как они находят-
ся в одном элементе разрешения по дальности и угловым координа-
там.
60

Рис. 21.8

РЛС1

Однако различие угловых координат целей относительно
РЛС1 может оказаться достаточным для того, чтобы РЛС2 разреши-
ла их по дальности. Это можно трактовать как способность МПР
разрешать по угловым координатам цели в главных лучах диаграмм
направленности (ДН) антенн. Если расстояния до целей И в несколь-
ко раз больше базы Ь и угол двухпозиционности Р находится в пре-
делах 30-60°, то эквивалентную угловую разрешающую способность
системы из двух РЛС можно оценить через разрешающую способ-
ность каждой РЛС по дальности

бО^/^с^эфД/с),	(21.14)

где с - скорость света, Д/с - ширина спектра сигнала. Величину 50
можно считать шириной результирующей ДН пары РЛС в плоско-
сти, проходящей через цель и эти РЛС. При больших значениях про-
изведения ДфД/с ширина результирующей ДН значительно меньше
ширины ДН антенн.

Пример» Определить разрешающую способность по угловой коор-
динате МПР, состоящей из двух однопозиционных РЛС. Ширина
1080
спектра в обеих РЛС Д4=10 МГц, ГЭф=ЗО км.

Решение. Применив формулу (21.14), получим 50=1,7'.

В пассивных триангуляционных МПР пространственный эле-
мент разрешения определяется областью пересечения ДН антенн.
При этом разнесенные приемные позиции (рис. 21.9) обладают раз-
решающей способностью по дальности:



(21.15)

где Д6 - ширина ДН антенн приемных позиций. Разрешающая спо-
собность в поперечном (по отношению к дальности Г>) направлении
оценивается величиной РД9. Разрешающая способность таких МНР

по дальности, как правило, низкая.

РЛС-1

Рис. 21.9

Пример. Определить размер элемента разрешения пассивной триан-
гуляционной МПР, состоящей из двух приемных позиций с шириной
ДН Д0=34', на дальности Г>=200 км, если эффективная база между
1081
позициями составляет 30 км.

Решение. Применив формулу (21.15), получим, что разрешающая
способность такой МПР по дальности &О=16,7 км, в поперечном на-
правлении размер элемента разрешения составляет /)Д0»2 км.

Если угол Р между направлениями от источника сигнала на
приемные позиции приближается к 90°, то разрешение по дальности,
относительно каждой из позиций, становится равным

6М9Д0.

В пассивных МПР с корреляционной обработкой сигналов,
принятых разнесенными позициями (рис. 21.6), разрешающая спо-
собность определяется шириной функции взаимной корреляции этих
сигналов 5,=1/Д/с- Соответственно разрешение по разности расстоя-
ний 291 и Г>2 равно

(21.16)

а для ширины результирующей ДН приемных позиций справедлива
формула (21.14). При больших значениях произведения ДфД/с высо-
кое разрешение по угловым координатам в корреляционной МПР
обеспечивает и более высокое разрешение по дальности, чем у три-
ангуляционных систем. Используя формулу (21.15) с учетом (21.16),
получим, что при И»Ь

5АД«(Г2/^ф2)(с/Л/с).	(21.17)

Пример. Для условий предыдущего примера определить разрешаю-
щую способность по дальности в пассивной МПР с корреляционной
обработкой сигналов, если ширина спектра сигнала от источника
излучения Д/с=30 МГц.

Решение. Применив формулу (21.17), получим, что для пассивной
МПР с корреляционной обработкой сигналов 529-1,3 км, то есть
почти в 13 раз выше, чем в предыдущем примере для триангуляци-
онной системы.

Во всех случаях при малых углах 0 между линией базы и на-
правлением на цель уменьшение эффективной базы ЛЭф=1,8т(0) при-
водит к ухудшению разрешающей способности.

Разрешение в когерентных двухпозиционных РЛС. Двухпози-
ционная РЛС с когерентной обработкой сигнала обеспечивает раз-
1082
решение элементов сложной цели, например самолетов групповой
цели в передней зоне приемной позиции. Такой случай соответству-
ет, например, наведению самолета (ракеты) на цель, когда передат-
чик осуществляет целеуказание и подсвет цели. На самолете (ракете)
осуществляется только прием сигналов.

Рис. 21.10

Сигнал, отраженный от цели, находящейся в центре системы
координат (гоГ) (рис. 21.10) и принимаемый в РЛС приемной пози-
ции (на самолете или ракете) имеет доплеровскую частоту

ДН

(А/ 0) (ТпрдСО^Опрд-^ цСОБССпрд^'ТпрмСОЗО

прм

VцС08СХ прмХ^5

где Гпрд, Кпрм, Кц - скорости передающей позиции, приемной позиции
и цели; ©прд, 0прм ~ углы между соответствующими векторами скоро-
стей позиций и направлениями на цель; апрд, апрм - углы между век-
тором скорости цели и направлениями на передающую и приемную
позиции. Доплеровская частота сигнала в опорном канале приемной
1083
позиции равна

Уоп (^/прдСО8фпрд^’^/прмСО8фпрм)/^,

где фпрд, фпрм - углы между векторами скорости позиций и линией
базы Ь. Частота сигнала от цели в приемнике равна разности

/оп. Смещение цели по азимуту на расстояние Д/ приводит к измене-
нию угла наблюдения цели относительно передатчика на величину
Д0Прд=Д/со8р/Г>Прд и приемника - на величину Д0прм=Д///)Г1рм, где 2)ПрД?
/>прм “ расстояния до цели от передающей и приемной позиций, р -
угол двухпозиционности. Тогда доплеровская частота сигнала в при-
емнике может быть записана как

Удп(^0 (^ПрдСО8(0прД^”А6прд)^_^/Г11рмСО8(0прМ^_А0прм)^~

"Ь VцСО8(оСпрд“Д0прд)"^~ VдСО8(сСпрм“Д0прм))/^-	(21.18)

Так как частота опорного сигнала не зависит от расположения цели
и параметров ее движения, то найдем изменение доплеровской час-
тоты сигнала цели при смещении по оси I на Д/ при Д0прд«1 и
Д®прм«1

Удп(0)“Удп(Л() [(^прд^^®прд ^/ц81ПОСпрд)А0прд‘^"(^/прм81П0

прм

—Иц81ПОСпрм)^0прм]/^ Д/(СО прд^”С0 прм)/^?	(21.19)

где ®прд [^прд$н^прд ^Лц51п(схпрм"Ьр)]со8р/7)прд,	СОпрм (^прм$1П^прм

-КцЗтапрмУДфм - угловые скорости линии визирования цели относи-
тельно соответственно передающей и приемной позиций. Приравняв
(21.19) разрешению по частоте 8^=1/гн, где /н - время когерентного
накопления сигнала, получим, что разрешающая способность по ко-
ординате / равна

5/ А/[(0прд“^"(ОпрМ)/н]

(21.20)

вр

Таким образом, линейная разрешающая способность по азиму-
ту (по оси /) определяется изменением результирующего угла на-
блюдения цели рвр относительно передающей и приемной позиций,
равным

Рвр (СО прд+СО

прм) Аг
В случае наведения ракеты на неподвижную цель с углом
0прм=О и малом угле двухпозиционности р величина 5/ равна

При этом обеспечивается разрешение в передней зоне прием-
ной позиции. Например, при 2)^=30 км, Кпрд=ЗОО м/с, 6Прд=90о,
/н=0,1с разрешение б/=103Х, что для Х=3 см составляет 30м. Наи-
большее разрешение достигается при движении передатчика пер-
пендикулярно линии визирования цели. Однако во всех случаях оно
в два раза меньше, чем при совмещении передатчика и приемника. В
случае наведения ракеты на движущуюся цель, например методом
пропорциональной навигации, когда соПрм=О, или при неподвижной
приемной позиции и цели, разрешение также обеспечивается благо-
даря взаимному угловому перемещению передатчика и цели. В об-
щем случае необходимо учитывать как направление скорости дви-
жения позиций, так и направление движение цели, так как эти два
движения могут компенсировать друг друга.

21.4.	ОСОБЕННОСТИ ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ
И ХАРАКТЕРИСТИКА СТРУКТУРЫ КОМПЛЕКСА МПР

1.	Структура комплекса МПР

В общем случае для функционирования всего комплекса МПР
необходимо выполнение следующих условий. Должна выполняться
взаимная синхронизация позиций по положению, по времени и по
сигналам. Для когерентной обработки должны формироваться опор-
ные сигналы с единой частотной синхронизацией во всех позициях
МПР. В ряде случаев должны быть предусмотрены каналы передачи
данных от одной позиции к другой. Объем и сложность аппаратуры
МПР зависят от типа МПР (в том числе от уровня объединения ин-
формации), взаимной удаленности и подвижности позиций.

В зависимости от типа МПР совместное управление может ли-
бо ограничиваться распределением целей между отдельными пози-
циями, либо обеспечивать решение более сложных задач согласо-
ванного сканирования пространства передающими и приемными по-
зициями, выбора частот излучения и приема, типов зондирующих
сигналов, использования тех или иных режимов работы, алгоритмов
обработки информации и др. В МПР с подвижными позициями воз-
никает задача управления пространственным положением отдельных
позиций.

Для передачи данных и команд управления могут применяться
аналоговые или цифровые линии связи различных типов - кабель-
ные, волоконно-оптические и радиолинии. Радиолинии обладают
более низкой помехозащищенностью, однако для МПР с подвижны-
ми позициями это единственный пригодный вид линий связи. При
разнесении центров обработки сигналов (объединении траекторий
или единичных измерений) могут применяться линии связи с не-
большой пропускной способностью, вплоть до телефонных каналов.
При объединении радиосигналов требуются широкополосные линии
связи. В этих случаях для снижения требований к пропускной спо-
собности линий применяют различные способы уплотнения данных.

Взаимная синхронизация разнесенных позиций МПР необхо-
дима для управления МПР и организации совместной обработки ин-
формации. Для этого могут использоваться специализированные на-
вигационные системы и (или) межпозиционные линии связи.

В МПР с разнесенными передающими и приемными позиция-
ми в приемных позициях необходимо знать закон модуляции излу-
ченного зондирующего сигнала. Он может быть заранее известен
или передан по линии связи. Поэтому для когерентной обработки
отраженных сигналов (например, в системах СДЦ) и измерения доп-
леровских смещений частоты достаточно иметь на передающей и
приемных позициях одинаковое опорное колебание. Оно может пе-
редаваться по линии связи, если ее фазовая длина мало изменяется
на интервале времени когерентной обработки. Возможно использо-
вание автономных высокостабильных стандартов частоты с относи-
тельным уходом частоты порядка 10'11-10’12 в месяц. В этом случае
требуется периодическая сверка стандартов с помощью, например,
дополнительного транспортируемого стандарта частоты. Такое по-
строение может обеспечить одновременно и синхронизацию пози-
ций. Если обработка сигналов проводится без учета доплеровских
сдвигов частоты, то требования к идентичности опорных колебаний
снижаются и могут быть реализованы с использованием на каждой
позиции обычных кварцевых генераторов.
Привязка частот гетеродинов приемных позиций требуется
также в пассивных МПР с корреляционной обработкой сигналов на
высокой или промежуточной частоте. В пространственно-
когерентных МПР необходима еще и взаимная привязка начальных
фаз высокочастотных сигналов во всех приемных (а в общем случае
и в передающих) позициях. Для этого с помощью какого-либо опор-
ного сигнала (от радиоастрономического источника, точечного от-
ражателя и др.) взаимные фазовые сдвиги могут периодически изме-
ряться, корректироваться и учитываться при обработке.

Эффективный способ обеспечения синхронизации позиций и
когерентной обработки отраженных сигналов основан на приеме
прямого сигнала передатчика по главному или боковым лепесткам
ДН или специальной антенной. В этом случае на приемной позиции
имеется опорный генератор, который синхронизируется прямыми
сигналами передатчика. При этом исключаются ошибки, возникаю-
щие из-за многолучевого распространения сигнала. Вариантом ис-
пользования прямого сигнала передатчика является также взаимно-
корреляционная обработка этого сигнала и отраженных сигналов с
необходимой компенсацией взаимной задержки. В МПР с подвиж-
ными приемными позициями (или с передатчиком на борту самоле-
та) условия прямой видимости могут не соблюдаться. Тогда сигнал
передатчика принимается вынесенной антенной с последующей его
ретрансляцией на приемную позицию.

Для объединения координатной информации, получаемой раз-
несенными позициями, преобразования результатов измерений в
единую систему координат и построения результирующих траекто-
рий целей требуются знание местоположение позиций и ориентацию
осей местной системы координат каждой позиции в единой системе
координат МПР. Ошибки местоположения позиций и их юстировки
непосредственно влияют на точность выходной информации МПР.
Наибольшие трудности возникают в МПР с подвижными позициями,
для которых эта задача может решаться с помощью навигационных
систем. Ошибки координатной привязки и юстировки позиций МПР
можно рассматривать как неизвестные величины и оценивать их
вместе с координатами целей.

Организация обзора пространства является одной из специфи-
ческих задач МПР. Наиболее просто она решается в МПР с автоном-
ным приемом сигналов, когда имеется несколько однопозиционных
РЛС. В этом случае допускается независимый обзор всеми РЛС за-
данной области пространства, при этом информация от отдельных
РЛС объединяется на уровне единичных измерений или траекторий.
В случаях, когда передающие и приемные антенны разнесены или в
МПР применяется совместный прием и обработка сигналов, требу-
ется организация совместного управления обзором пространства.
Рассмотрим методы обзора пространства на примере двухпозицион-
ной РЛС.

На рис. 21.11,а ДН передающей и приемной позиции шириной
блпрд и 0л.прм осуществляют согласованное перемещение в соответ-
ствующих секторах \|/прд и Упрм с угловыми скоростями О:1рд и Опрм.
Скорость вращения ДН передатчика выбирается такой, чтобы луч
приемной антенны успевал просматривать заданную зону обзора за
время перемещения облучающей ДН на угол, равный ее ширине
0л.прд- Это приводит к замедлению обзора и неэффективному исполь-
зованию энергии облучения целей. Данный недостаток устраняется
при использовании многолучевой приемной ДН (рис. 21.11,6), пере-
крывающей заданную зону обзора уПрм. Однако это требует приме-
нения многоканального приемника, причем при СДЦ каждый канал
должен быть рассчитан на свои условия режекции помехи от ме-
шающих отражений. Предпочтительным является вариант с широ-
кой облучающей ДН, перекрывающей всю зону обзора \|/прд (рис.
21.11,в). При этом достигается большая эффективность СДЦ за счет
отсутствия модуляции отражений от местности, вызванных сканиро-
ванием луча передающей антенны. Вариант обзора, показанный на
рис. 21.11,г соответствует широкому лучу передающей антенны и
узкому сканирующему лучу приемной антенны.

В этом случае приемник одноканальный, но неоптимально ис-
пользуется энергия передатчика.

В пассивных МПР способ организации обзора зависит от ме-
тода измерения координат источников излучения. При триангуляци-
онном методе допускается независимый обзор пространства разне-
сенными приемными антеннами. При использовании взаимно корре-
ляционной обработки принимаемых сигналов должен проводиться
согласованный обзор, при котором, например, одна антенна назнача-
ется основной, а остальные обеспечивают перекрытие зоны в луче
ДН основной антенны одним из указанных выше способов
2.	Особенности сопровождения целей в МПР

Под сопровождением целей в МПР понимается построение
траекторий целей в результате совместной обработки информации от
разнесенных позиций.

Если в каждом такте наблюдения МПР формирует результи-
рующее единичное измерение координат и параметров движения
цели, то МПР эквивалентна однопозиционной РЛС с повышенной
точностью измерений. Траектории целей строятся так же, как в од-
нопозиционной РЛС. Однако во многих случаях (например, при раз-
новременном измерении координат цели на разных позициях) целе-
сообразно по измеренным “первичным” координатам строить ре-
зультирующие траектории целей. При этом возможны два подхода:
1) объединение единичных измерений “первичных” координат в ре-
зультирующую траекторию цели; 2) объединение траекторий цели,
построенных в своих системах координат в соответствующих пози-
циях, в результирующую траекторию. При обоих подходах совмест-
ную обработку информации при построении траекторий можно раз-
бить на три этапа.

На первом этапе поступающие от разнесенных позиций МПР
данные (единичные измерения или оценки параметров траекторий)
преобразуются в единую систему координат, как правило, декарто-
вую, начало которой привязывается к какой-либо определенной точ-
ке - центру объединенной системы координат МПР.

На втором этапе преобразованные результаты измерений ото-
ждествляются между собой и с построенными ранее траекториями,
то есть определяется принадлежность поступивших данных тем или
иным целям или уже имеющимся траекториям. Неотождествленные
данные могут использоваться для завязки новых траекторий,

На третьем этапе осуществляется собственно построение тра-
екторий, то есть оценка параметров траекторий. Как правило, для
этого используют алгоритмы линейной фильтрации данных (см. гл.
13). Структура алгоритма фильтрации зависит от назначения МПР,
состава радиолокационных средств и их характеристик, уровня объ-
единения информации и производительности вычислительных
средств.
^ПРМ /  / X. 6д ПРМ  /  1 ‘"'ШиЕ.	.’  -— /	'“‘“«•«•у  „ / /  а)	/  / ХХ)Х  /Хх	ь ПРД  ПРД  ^ПРМ /	Ч  /	6/7. ПРЛК (  / /"^х  1	—Х--Х^у‘  1	^^***"'^’**^2  "—	 С~ /	  ‘——- \<  / .  б)  ПРД	•—"^Х • «г \ / \ / \ \|/  \ /	\ прД  X	\  / \ ®л прд	\  /	\ X ./ дх  ><	уг	.н’’*  ч. /л//  .‘^‘х  Г2  ПРМ  х	н*1’*	к Л  Х	ПРМ  /  гЛ  \ \ X’	V  \	\ /	\ ГпрД  \\х' \ 6д прд /	\  V \	^\	\  — __	1 1дл/\  Х’х	ПРМ  ПРД  Рис. 21.11

3.	Селекция движущихся целей в МПР

Все методы СДЦ, которые используются в однопозиционных
РЛС, применимы и в МПР (см. гл. 18). Однако СДЦ в однопозици-
онной РЛС неэффективна, если цель движется относительно РЛС
так, что радиальная скорость близка к нулю. Этот недостаток устра-
няется в МПР, так как радиальная скорость не может быть близка к
нулю одновременно относительно нескольких позиций. Аналогич-
ным образом преодолевается в МПР и другой недостаток - наличие
“слепых” радиальных скоростей, поскольку радиальные скорости
цели различны относительно разнесенных позиций. Кроме того, если
в составе МПР имеется несколько РЛС (или передающих позиций), у
них могут быть разные частоты повторения зондирующих импуль-
сов. При этом, если в состав МПР входят импульсно-доплеровские
РЛС с высокими и средними частотами повторения импульсов, то
неоднозначность по дальности можно устранять, например, триангу-
ляционным методом.

Благодаря пространственному разнесению позиций объем об-
ласти пересечения главных лепестков ДН передающей и приемных
позиций МПР может быть меньше, чем объем области главного ле-
пестка приемно-передающей ДН однопозиционной РЛС. Это приво-
дит к снижению интенсивности пассивных помех на входах прием-
ников. Однако ослабление помех от отражателей, попавших в об-
ласть пересечения главного лепестка ДН передающей позиции и бо-
ковых лепестков ДН приемной позиции (или боковых лепестков ДН
передающей позиции и главного лепестка ДН приемной позиции),
определяется уровнем боковых лепестков только одной позиции.
Отсюда жесткие требования к уровню боковых лепестков ДН антенн
МПР.

В двухпозиционной РЛС с подвижными передающей и прием-
ной позициями можно изменять ширину спектра отражений от мест-
ности путем изменения угловых скоростей движения позиций отно-
сительно цели. Например, из (21.19) следует, что Д^п(0=Лп(0)-
-Удп(0=0 ПРИ <$прд=-а>прм- Возможная структура двухпозиционной ра-
диолокационной системы, обеспечивающей уменьшение ширины
спектра от мешающих отражений путем координации полета носи-
телей передатчика и приемника, показана на рис. 21.12. Самолеты,
оборудованные передатчиком и приемником, совершают полет по
круговым маршрутам вокруг общей воображаемой оси вращения

ось вращения

Рис. 21.12

Скорости самолетов удовлетворяют условию

лрд/^прд VПрМ^

прм

прмэ

где Т)прд, Гпрм - проектируемые на поверхность земли расстояния от
передатчика и приемника до оси вращения. В облучаемой зоне зем-
ной поверхности находятся точки с нулевой шириной доплеровского
спектра, расстояние от которых до оси вращения равно

СДЦ

где Нпрд, Япрм - высота полета носителей. Согласно этому выраже-
нию положение линии с нулевой шириной спектра отражений от
земли может изменяться путем изменения относительного верти-
кального (Япрд-Япрм) и горизонтального (Дпрд-^прм) расстояний меж-
ду самолетами с соответствующим изменением их скоростей.

На рис. 21.13,а показаны изодопы, соответствующие рассмотренно-
му взаимному движению позиций со скоростями Ипрд=260 м с и
Ипрм=200 м/с при малой высоте полета носителей. Точки поверхно-
Рис. 21.13
Рис. 21.13 (продолжение)
сти, находящиеся на изодопе со значением/^=0, имеют разное угло-
вое положение относительно приемной позиции, но одинаковое зна-
чение частоты (в данном случае нулевое). При расположении в тех
же точках поверхности движущихся целей, они будут обнаружи-
ваться благодаря смещению частоты сигнала, вызванным их пере-
мещением относительно передающей и приемной позиций. На рис.
21.13,6 показаны изодопы при полете носителей в одном направле-
нии, например, при наведении ракеты на цель. На этом же рис.
21.13,6 показаны линии равных дальностей 7?прд+1)прм=соп81, пред-
ставляющие собой эллипсы. В этом случае различие углового поло-
жения точек поверхности приводит к различию в смещении частоты
сигнала, что не позволяет уменьшить ширину спектра мешающих
отражений, но позволяет повысить разрешающую способность по
угловым координатам за счет разрешения по частоте (см. п.З в пара-
графе 21.3).
ОГЛАВЛЕНИЕ

Стр.

Введение.....................................................3

РАЗДЕЛ I. ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ И ПРИНЦИПЫ РАБОТЫ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ

Глава 1. Физические основы методов обнаружения и измерения
координат целей..............................................9

1.1.	Общие сведения о радиолокации и авиационных радиолокацион-
ных системах..............................................9

1.2.	Методы измерения координат и параметров движения целей . 13

1.	Основные закономерности распространения радиоволн, исполь-

зуемые при обнаружении целей и измерении их координат . 13

2.	Методы измерения расстояний........................15

3.	Методы измерения угловых координат.................24

4.	Эффект Доплера и измерение относительной скорости движе-
ния цели...............................................33

1.3.	Задачи и вопросы....................................35

Глава 2. Характеристики радиолокационных целей..............37

2.1.	Особенности отражения электромагнитных колебаний
радиолокационными целями.................................37

2.2.	Классификация радиолокационных целей................42

2.3.	Энергетические характеристики радиолокационных целей .	. 43

1.	Эффективная площадь отражения цели.................43

2.	Определение ЭПО простых точечных целей.............46

3.	ЭПО сложных точечных целей.........................52

4.	Определение ЭПО сосредоточенных целей..............53

5.	Определение ЭПО пространственных (распределенных) целей. 57

2.4.	Статистические характеристики отраженных радиолокационных
сигналов.................................................68

1.	Плотность распределения вероятностей амплитуд отраженных
сигналов...............................................68

2.	Плотность распределения вероятностей ЭПО целей .	.	.72

3.	Корреляционная функция и спектральная плотность отражен-
ного сигнала...........................................73

2.5.	Флюктуации фазового фронта электромагнитных волн, отражен-
ных от сложных радиолокационных целей....................80

2.6.	Радиолокационная заметность целей и пути ее снижения .	. 85

2.7.	Задачи и вопросы..................................  89

1097
Глава 3. Оптимальные устройства обработки радиолокационных
сигналов.................................................91

3.1.	Решение задачи об оптимальной обработке радиолокационных
сигналов...................................................91

1.	Преобразование информации в радиолокационных системах . 91

2.	Модели сигналов......................................93

3.	Методы определения алгоритмов работы оптимальных

устройств обработки радиолокационных сигналов.	.	.	.95

4.	Алгоритм оптимальной обработки по методу максимального
правдоподобия..........................................103

3.2.	Свойства оптимальных устройств обработки радиолокационных
сигналов..................................................107

1.	Максимизация отношения мощности выходного сигнала к
мощности шумов.........................................107

2.	Сигнальная часть выходного сигнала оптимального устройства
обработки - это взаимная корреляционная функция применя-
емого РЛ сигнала.......................................110

3.3.	Практическая реализация оптимальных устройств обработки
РЛ сигналов...............................................112

1.	Корреляционные устройства...........................112

2.	Согласованные фильтры...............................115

3.	Обработка радиолокационных данных...................117

3.4.	Задачи и вопросы....................................119

Глава 4. Обнаружение радиолокационных целей.................120

4.1.	Проблема обнаружения целей. Постановка задачи обнаружения. 120

1.	Постановка задачи обнаружения.......................120

2.	Решение задачи обнаружения цели на основе теории проверки
статистических гипотез.................................121

3.	Характеристики обнаружения..........................126

4.2.	Характеристики обнаружения целей при использовании коге-
рентных сигналов в идеальной радиолокационной системе без
потерь............................................... .	. 128

1.	Структура идеальной РЛ системы без потерь при приеме
когерентных сигналов...................................128

2.	Характеристики обнаружения цели в идеальной РЛ системе . 129

4.3.	Обнаружение целей при различных отклонениях от идеальных
условий работы радиолокационной системы...................138

1.	Возможная структурная схема реальной РЛ системы обнару-
жения целей при приеме когерентных сигналов. Учет потерь
при обнаружении........................................138
2.	Обнаружение целей при неизвестной начальной фазе сигнала.
Детектирование и выделение огибающей ...	142

3.	Обнаружение целей при наличии флюктуаций эффективной
площади отражения.......................................154

4.	Потери при обнаружении целей в случае рассогласования
фильтра обработки и характеристик принимаемого сигнала .159

4.4.	Обнаружение целей при многократных наблюдениях некогерент-
ными последовательностями сигналов. Накопление энергии
(некогерентное интегрирование)............................165

1.	Оптимальная система обработки сигналов при многократных
наблюдениях.............................................165

2.	Идеальный видеоинтегратор............................169

3.	Характеристики обнаружения и потери энергии при видео-
интегрировании .........................................171

4.	Другие виды отклонений от идеальных условий работы РЛ
систем..................................................178

4.5.	Задачи и вопросы.....................................180

Глава 5. Дальность радиолокационного обнаружения целей	.182

5.1.	Энергетические соотношения в радиолокации и формула
максимальной дальности.....................................182

1.	Энергетические соотношения в радиолокации............182

2.	Формула максимальной дальности обнаружения целей ..	.184

5.2.	Максимальная дальность обнаружения цели при наличии
поглощения радиоволн в атмосфере..........................188

1.	Общие сведения......................................188

2.	Поглощение энергии радиоволн на участках среды ограни-
ченной протяженностью ..................................189

3.	Поглощение радиоволн на всей трассе распространения
сигналов................................................193

4.	Оптимизация длины волны излучения радиоволн РЛС при
наличии среды поглощения................................195

5.3.	Особенность выбора параметров при расчете максимальной
дальности обнаружения целей................................196

1.	Выбор вероятности правильного обнаружения .	.	.	196

2.	Выбор вероятности ложной тревоги.....................197

3.	Спектральная плотность шумов.........................200

4.	Порядок выполнения расчетов максимальной дальности
обнаружения цели........................................202

5.4.	Энергетические соотношения и дальность обнаружения целей
при действии преднамеренных радиоэлектронных помех .	. 204
1.	Спектральная плотность преднамеренных активных шумовых
помех......................................................204

2.	Максимальная дальность обнаружения цели при действии
преднамеренных активных помех..............................206

3.	Тактический коэффициент подавления РЛС и сравнение РЛС
по эффективности обнаружения целей в условиях помех .	.208

5.5.	Задачи и вопросы.....................................209

Глава 6. Разрешение целей и свойства радиолокационных
сигналов.....................................................211

6.1.	Основные положения теории разрешения целей в радиолока-
ции .......................................................211

1.	Разрешающая способность и неоднозначность...........211

2.	Теория разрешающей способности на основе метода макси-
мального правдоподобия ....................................214

3.	Разрешения целей по максимуму интеграла квадрата разности
сигналов .	........................................218

4.	Статистическая оптимизация разрешения целей .... 222

5.	Разрешение целей методом инверсной фильтрации .	.	.232

6.2.	Функция неопределенности радиолокационных сигналов .	.237

1.	Корреляционная функция узкополосных радиолокационных

сигналов.............................................237

2.	Свойства функции неопределенности...................242

3.	Диаграммы неопределенности..........................246

4.	Классификация функций и диаграмм неопределенности РЛ
сигналов................................................255

6.3.	Разрешение целей по дальности и доплеровским частотам .	. 257

1.	Сечение функции неопределенности по оси задержки т и

параметры разрешения целей по дальности..............257

2.	Сечение ФН по оси г) и параметры разрешения целей по
скорости................................................260

6.4.	Разрешение целей по угловым координатам..............262

1.	Общие сведения......................................262

2.	Пространственная функция неопределенности .... 265

3.	Параметр разрешения целей по угловым координатам.	.	. 266

4.	Обобщенная пространственно-временная функция неопреде-

ленности РЛ системы..................................270

6.5.	Влияние на разрешающую способность характеристик основных
узлов реальной радиолокационной системы...................275

1.	Общие сведения......................................275
2.	Влияние параметров индикаторных устройств на разрешаю-
щую способность радиолокационных систем................277

6.6.	Задачи и вопросы....................................282

Глава 7. Простые и сложные (широкополосные) радиолокацион-
ные сигналы...........................................284

7.1.	Общие сведения о радиолокационных сигналах. Простые
сигналы .................................................284

1.	Основные проблемы при выборе радиолокационных сигналов 284

2.	Простейшие импульсные сигналы.......................287

7.2.	Импульсные сигналы с линейной частотной модуляцией
(ЛЧМ-импульсы)...........................................291

1.	Принцип сжатия импульсов с ЛЧМ во времени	.	.	.	.291

2.	Функция неопределенности импульсов с ЛЧМ .... 294
3. Характеристики устройств обработки и генерирования

ЛЧМ-импульсов........................................301

7.3	Фазоманипулированные сигналы (ФМС)..................308

1.	Основные виды сигналов и их общие свойства .	.	.	.308

2.	Двоичные ФМС. Коды Баркера..........................310

3.	ФМС по кодам Фрэнка.................................314

4.	Двоичные ФМС шумоподобного вида (ШПС)...............318

5.	Особенности устройств обработки ФМС.................320

7.4.	Частотно-кодированные сигналы (ЧКС).................324

1.	Вид сигналов ЧКС и их функция неопределенности .	.	. 324

2.	Сигналы Костаса (ЧКС)...............................326

7.5.	Применение сложных (широкополосных) сигналов для обеспече-
ния малой вероятности перехвата РЛ сигналов системами радио-
электронной разведки.....................................332

1.	Общие вопросы создания РЛ систем с малой вероятностью

перехвата сигналов...................................332

2.	Основные соотношения при обеспечении МВП сигналов РЛ
систем.................................................334

3.	Виды сигналов, обеспечивающих малую вероятность перехвата
средствами РЭР........................................337

7.6.	Задачи и вопросы....................................342

Глава 8. Измерение координат и параметров движения целей.
Оценка точности измерений...................................345

8.1.	Статистическая теория оценивания как основа радиолокацион-
ных методов измерения координат и параметров движения
целей....................................................345

1.	Общие сведения.....................................345
2.	Основные положения теории оценивания в радиолокации .	. 348

3.	Обобщенная формула для нахождения дисперсии погрешнос-

тей измерения координат..............................355

8.2.	Потенциальная точность измерения координат и скорости дви-
жения цели (доплеровской частоты).........................360

1.	Потенциальная точность измерения расстояний .	.	.	.360

2.	Потенциальная точность измерения доплеровской частоты и
скорости целей.........................................363

3.	Потенциальная точность измерения угловых координат целей. 365

8.3.	Оптимальные устройства измерения координат и параметров
движения целей............................................368

1.	Введение............................................368

2.	Оптимальные измерители (дискриминаторы).............369

8.4.	Измерение координат и параметров движения при непрерывно- >
-дискретном наблюдении целей...............................376

1.	Задача оценивания при непостоянных, изменяющихся во
времени координатах цели.................................376

2.	Линейная фильтрация результатов измерений на этапе
обработки радиолокационных данных......................379

3.	Обобщенная структурная схема алгоритмов фильтрации
и оценки координат целей...............................386

8.5.	Задачи и вопросы....................................388

Глава 9. Пространственно-временная обработка радиолокационных
сигналов и измерение угловых координат целей. Моноим-
пульсные системы ........... 390

9.1.	Основные закономерности пространственно-временной обра-
ботки радиолокационных сигналов...........................390

1.	Общие сведения........................................390

2.	Оптимальные устройства пространственно-временной обра-
ботки сигналов..........................................393

9.2.	Пространственно-одноканальные РЛ системы определения уг-
ловых координат...........................................398

1.	Амплитудно-модуляционный метод пеленгации целей .	.398

2.	Структурная схема амплитудно-модуляционного устройства

пеленгации...........................................402

3.	Влияние амплитудных флюктуаций сигналов на точность изме-
рения угловых координат при амплитудно-модуляционном
методе пеленгации.......................................407

9.3.	Моноимпульсные РЛ системы определения угловых координат
целей.....................................................412
1.	Общие вопросы. Принципы измерения угловых координат . 412

2.	Обобщенная структурная схема моноимпульсной радиоло-
кационной системы....................................418

3.	Методы нормировки сигналов в моноимпульсных устройствах
измерения угловых координат..........................421

4.	Основные типы моноимпульсных устройств измерения угловых
координат и их пеленгационные характеристики .... 429

5.	Уплотнение каналов в моноимпульсных РЛС...........438

9.4.	Фазированные антенные решетки в радиолокационных систе-
мах ....................................................444

1.	Общие вопросы применения ФАР.....................444

2.	Принцип электронного управления лучом ФАР .... 446
3. ФАР как система оптимальной пространственно-временной

обработки сигналов.................................453

4.	Основные типы ФАР в радиолокационных системах .	.	. 456

5.	Адаптивные РЛС с ФАР..............................463

9.5.	Задачи и вопросы..................................469

РАЗДЕЛ И. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ КОМПЛЕКСОВ
ПЕРЕХВАТА И ДАЛЬНЕГО ОБНАРУЖЕНИЯ
ВОЗДУШНЫХ ЦЕЛЕЙ (РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
КЛАССА "ВОЗДУХ-ВОЗДУХ")

Глава 10. Основные тактико-технические требования и характерис-
тики радиолокационных систем комплексов перехвата
воздушных целей...........................................471

10.1.	Задачи, решаемые радиолокационными системами комплексов
перехвата..............................................471

1,	Общие сведения...................................471

2.	Дальнее наведение истребителя.....................472

3.	Бортовое наведение................................474

10.2.	Тактические и технические требования к радиолокационным
системам истребителя при перехвате воздушной цели .	.478

1.	Общие требования............................ .	.478

2.	Требуемая дальность обнаружения целей.............480

3.	Сектор обзора пространства и поиска целей по азимуту и углу
места................................................483

4.	Требуемая разрешающая способность.................487

5.	Требуемая точность определения координат и параметров
движения целей.......................................492
10.3.	Энергетические характеристики радиолокационных систем при

поиске воздушных целей...............................494

1.	Обзор воздушного пространства......................494

2.	Энергетические соотношения при обзоре воздушного про-
странства за время одного периода обзора...............499

3.	Энергетические соотношения при многократном обзоре
воздушного пространства................................502

10.4.	Особенности функционирования и принципы построения
бортовых РЛС комплексов перехвата........................509

1.	Принципы работы бортовых РЛС.......................509

2.	Режимы работы РЛПК..................................510

3.	Особенности построения бортовых РЛС истребителей .	.	.512

10.5.	Задачи и вопросы...................................515

Глава 11. Когерентно-импульсные радиолокационные системы .517

11.1.	Общие сведения о когерентно-импульсных радиолокационных
системах...............................................517

1.	Назначение и решаемые задачи..................

2.	Свойства когерентно-импульсных сигналов и их функция

неопределенности...................................

3.	Обеспечение когерентной работы импульсных РЛ систем .

11.2.	Селекция движущихся целей........................

1.	Решаемые задачи. Основные показатели.............

2.	Фазовый метод обнаружения движущихся целей .

3.	“Слепые”* скорости цели и “стробоскопический” э

ект

ЗШЕ

4.	Способы подавления мешающих отражений и обнаружения
движущихся целей...................................

5.	Компенсация собственной скорости движения самолета в
системах СДЦ.......................................

.517

.519
.526
.531
.531
.534
.540

.543

.550

11.3.	Применение внешней когерентности сигналов при обнаруже-

нии движущихся целей.................................551

1.	Общие сведения......................................551

2.	Обнаружение движущейся цели при внешней когерентности . 552

3.	Фазовые системы СДЦ с внешней когерентностью .	.	. 557

11.4.	Задачи и вопросы....................................560

Глава 12. Импульсно-доплеровские радиолокационные системы

фронтовых истребителей..............................562

12.1.	Общие сведения......................................562

1.	Определения и задачи РЛС............................562

2.	Основные разновидности ИДР..................... .	. 563

3.	Области применения ИДР..............................565
12.2.	Характеристики отраженных сигналов ИДР при обнаруже-
нии воздушных целей в режиме ВЧП.........................566

1.	Структура спектров отраженных сигналов..............566

2.	Спектр отражений при облучении поверхности земли
импульсной последовательностью при ВЧП.................570

3.	Время-частотные характеристики отражений от поверх-
ности земли............................................573

4.	Спектр отражений при облучении поверхности импульсной
последовательностью при СЧП............................578

12.3.	Обнаружение целей на догонных курсах. Применение сред-

них частот повторения импульсов (СЧП)................580

1.	Проблема обнаружения целей на догонных курсах	.	.	.580

2.	Оптимальные системы обработки сигналов в ИДР .	.	.	.580

3.	Сигналы на выходе приемника при наблюдении целей на

фоне МО..............................................582

4.	Мощности мешающих отражений в ИДР при полете само-
лета на догонных курсах (при ВЧП)......................586

5.	Применение средних частот повторений импульсов (СЧП)
в ИДР..................................................593

12.4.	Однозначное измерение расстояний и доплеровских частот

при обзоре пространства в ИДР. Устранение “слепых” зон. . 603

1.	Общие сведения.....................................603

2.	Применение линейной частотной модуляции несущей для
измерения расстояний в ИДР.............................605

3.	Применение нескольких ЧПИ в последовательных пачках
импульсов для однозначного измерения расстояний и рас-
крытия “слепых” зон по дальности ....... 612

4.	Особенности измерения доплеровской частоты при средних
частотах повторения импульсов.........................625

12.5.	Максимальная дальность обнаружения целей в ИДР .	.	. 629

1.	Особенности вычисления максимальной дальности обнару-
жения целей при ВЧП....................................629

2.	Максимальная дальность обнаружения целей при СЧП	.	. 634

12.6.	Структурные схемы импульсно-доплеровских РЛС .	.	.638

1.	Многофункциональный радиолокационный прицельный
комплекс фронтового истребителя........................638

2.	Основные режимы работы РЛПК.........................641

3.	Структурная схема когерентного приемопередающего
тракта ИДР.............................................646

4.	Структурная схема алгоритмов работы процессора радио-
локационных сигналов ПРС в режиме обзора при ВЧП .	. 652

70. Изд.№9768	1105
5.	Структурная схема алгоритмов работы ПРС в режиме
обзора при СЧП............................................656

12.7.	Автоматическое сопровождение целей в ИДР..............660

1.	Общие сведения. Решаемые задачи....................660

2.	Захват целей на сопровождение. Функционирование ИДР
при «захвате» цели на сопровождение.......................661

3.	Обеспечение необходимой точности захвата целей на сопро-
вождение по дальности.....................................662

4.	Сопровождение целей в ИДР по дальности..............666

5.	Слежение за целями в ИДР по скорости................679

6.	Сопровождение целей в ИДР по угловым координатам .	. 683

12.8.	Задачи и вопросы...................................689

Глава 13. Радиолокационные системы воздушного дозора и
наведения...................................................691

13.1.	Решаемые задачи и основные требования..............691

1.	Решаемые задачи....................................691

2.	Основные требования к характеристикам РЛС, входящих
в состав АК РЛДН.......................................693

3.	Состав радиоэлектронного комплекса АК РЛДН и его функ-
ционирование ..........................................700

13.2.	Принципы работы РЛС авиационных комплексов РЛДН .	. 703

1.	Обзор воздушного пространства и режимы работы РЛС .	. 703

2.	Основные типы радиолокационных систем, применяемых
в АК РЛДН..............................................706

13.3.	Измерение координат и сопровождение воздушных целей .	.711

1.	Измерение высоты воздушных целей...................711

2.	Сопровождение целей в процессе обзора пространства в РЛС
комплексов РЛДН........................................717

3.	Требования к частоте обновления данных о целях в процессе
сопровождения..........................................724

13.4.	Задачи и вопросы...................................727

Глава 14. Распознавание и опознавание воздушных целей .	. 729

14.1.	Общие сведения из теории распознавания образов .... 729

14.2.	Признаки радиолокационных целей и отраженных от них
сигналов, используемые при распознавании.................735

1.	Общие положения....................................735

2.	Сигнальные признаки однопозиционной радиолокации при
использовании узкополосных сигналов....................737
3.	Сигнальные признаки однопозиционной радиолокации при
широкополосном, многочастотном и многодиапазонном зон-
дировании целей........................................742

14.3.	Алгоритмы радиолокационного распознавания	.	.	.	,747

1.	Общие положения....................................747

2.	Принципы получения высокого разрешения по дальности и
угловой координате при формировании радиолокационного
изображения целей......................................751

14.4.	Радиолокационное опознавание целей.................758

1.	Общие вопросы......................................758

2.	Типы радиолокационных систем с активным ответом и требо-
вания к ним............................................759

3.	Основные характеристики РАО........................764

4.	Методы обеспечения имитостойкости и помехозащищенности
радиолокационных систем опознавания....................768

14.5.	Задачи и вопросы...................................775

РАЗДЕЛ III. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ КОМПЛЕКСЫ И СИСТЕМЫ

УДАРНЫХ И РАЗВЕДЫВАТЕЛЬНО-УДАРНЫХ
АВИАЦИОННЫХ КОМПЛЕКСОВ

Глава 15. Основные решаемые задачи и тактико-технические
требования к радиолокационным системам ударных
и разведывательно-ударных авиационных комплексов . 776

15.1.	Задачи, решаемые радиолокационными системами ударных
и разведывательно-ударных авиационных комплексов .	.	.776

1.	Общие вопросы. Решаемые задачи........................776

2.	Режимы функционирования ОПРК..........................778

3.	Роль и место обзорно-прицельных радиолокационных комп-
лексов при решении боевых задач...................780

15.2.	Тактические требования к РЛС ударных и разведывательно-
ударных комплексов...................................791

1	. Дальность и сектора наблюдения наземных объектов .	.	.791

2	.Разрешающая способность и точность измерения координат . 802

15.3.	Технические требования и особенности функционирования

бортовых РЛС ударных и разведывательно-ударных
комплексов.......................810

1.	Общие сведения ............ 810

2.	Оптимальные методы обзора поверхности земли и применя-
емые сигналы.....................813
3.	Особенности обнаружения малоразмерных наземных целей
на фоне окружающей местности...........................817

15.4.	Задачи и вопросы...................................827

Глава 16. Некогерентные радиолокационные системы обзора
поверхности земли...........................................829

16.1.	Типы некогерентных РЛС обзора поверхности земли .	.	. 829

1.	РЛС переднего обзора (РПО)..........................829

2.	РЛС бокового обзора с вдольфюзеляжной антенной (РБО). . 832

16.2.	Структурные схемы РЛС обзора поверхности земли и
особенности узлов и элементов РЛС........................836

1.	Структурные схемы..................................836

2.	Особенности построения элементов некогерентных РЛС
обзора земной поверхности..............................841

16.3.	Индикация целей и измерение координат..............846

1.	Индикаторные устройства............................846

2.	Устройства измерения координат целей................852

16.4.	Особенности вычисления дальности действия РЛС обзора
земной поверхности.......................................860

16.5.	Задачи и вопросы...................................864

Глава 17. Когерентные радиолокационные системы обзора
поверхности земли...........................................865

17.1.	Радиолокационное синтезирование апертуры - основа коге-
рентных радиолокационных систем обзора поверхности земли. 865

1.	Решаемые задачи и основные требования к когерентным
РЛС землеобзора........................................865

2.	Принципы радиолокационного синтезирования апертуры
(РСА)..................................................867

3.	Свойства РЛС с синтезированной апертурой............872

4.	Разрешающая способность РСА.........................874

17.2.	Структурная схема РСА землеобзора..................880

1.	Общая характеристика...............................880

2.	Приемопередающий тракт..............................883

3.	Антенная система....................................885

17.3	Обработка сигналов в различных типах РСА...........890

1.	Принципы обработки сигналов........................890

2.	Траекторный сигнал при переднебоковом наблюдении	.	. 892

3.	Доплеровское обострение ДН антенны (луча) ДОЛ .	.	. 896

4.	РСА в микроплане местности (МПРСА)
(«телескопический» обзор)..............................900

17.4	Устройства обработки сигналов в РСА................905
1.	Корреляционно-фильтровое устройство обработки сигналов 905

2.	Цифровая система обработки сигналов .	.	.	.910

3.	Оптическая система обработки сигналов РСА .	.	.914

17.5.	Двухпозиционные системы РСА.........................919

1.	Принцип работы.......................................

2.	Диаграмма направленности двухпозиционной РСА .	.	. 923

17.6.	Задачи и вопросы....................................929

Глава 18. Обнаружение и распознавание целей в РЛС обзора
поверхности земли. Селекция движущихся наземных
целей (СДЦ).................................................931

18.1.	Обнаружение и распознавание неподвижных целей .	.	.931

1.	Отношение сигнал/шум и дальность обнаружения.	.	.	.931

2.	Разрешающая способность РСА и обнаружение цели .	.	.937

3.	Распознавание целей по их радиолокационному изображению. 939

18.2.	Обнаружение и распознавание (селекция) движущихся целей . 941

1.	Особенности наблюдения движущихся целей в РЛС обзора
поверхности земли.......................................941

2.	Обнаружение движущихся наземных целей при картографи-
ровании поверхности реальным лучом (КРЛ) в импульсно-
доплеровской РЛС......................................942

3.	Обнаружение движущихся целей в режиме ДОЛ и РСА .	. 949

4.	Моноимпульсный метод обнаружения и селекции движу-
щейся цели (СДЦ) в режиме ДОЛ и РСА....................954

5.	Интерферометрический метод обнаружения движущихся
целей (СДЦ) в режиме ДОЛ и РСА.........................958

6	.Метод СДЦ с «остановкой» фазового центра антенны
радиолокационной системы...............................965

18.3.	Формирование РЛ изображений целей методом инверсного
радиолокационного синтезирования апертуры (ИРСА).
Распознавание целей......................................969

1.	Принцип работы инверсной РСА........................969

2.	Формирование РЛ изображений морских целей .	.	.	.976

18.4.	Задачи и вопросы....................................982

Глава 19. Радиолокационные системы обеспечения безопасности
полетов и боевого применения на малых высотах. . 983
19.1. Принципы обеспечения безопасности полетов на малых и
предельно малых высотах....................................  983

1.	Структурная схема комплексов радиолокационного обес-
печения безопасности полета на малых высотах. Индикация
препятствий.............................................983
2.	Автоматические и полуавтоматические системы облета и
обхода препятствий...................................988

3.	Выбор принципа работы РЛС.........................993

4.	Классификация РЛС профильного полета..............995

19.2.	Радиолокационные системы обеспечения безопасности
полета на малых высотах................................997

1.	Угломерные радиолокационные системы профильного полета. 997

2.	Дальномерные радиолокационные системы профильного
полета..............................................1001

3.	Угломерные РПП с обнаружением башен и опор линий
электропередач......................................1011

19.3.	Радиолокационное обеспечение применения бортового
оружия на малых высотах...............................1015

1.	Особенности применения оружия на малых высотах и
требования к информационным обзорно-прицельным
системам...........................................1015

2.	Измерение расстояний до цели при полете на малых высотах 1018

3.	Моноимпульсный дальномер импульсно-доплеровской РЛС 1022

19.4.	Задачи и вопросы................................1026

РАЗДЕЛ IV. ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ АВИАЦИОННЫХ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ КОМПЛЕКСОВ И СИСТЕМ

Глава 20. Многофункциональные радиолокационные системы .	1028

20.1.	Задачи, решаемые многофункциональными радиолокаци-
онными системами и основные требования к ним .	.	.	1028

1.	Задачи, решаемые многофункциональными радиолока-
ционными системами .................................1028

2.	Тактические требования, предъявляемые к МФ РЛС .	1031

20.2.	Структурная схема МФ РЛС и режимы работы .	.	..	1035

1.	Структурная схема МФ РЛС.........................1035

2.	Режимы работы МФ РЛС и отображение информации
о целях.............................................1037

20.3.	Интегральные многофункциональные радиолокационные
комплексы (МФ РЛК)..................................1046

1.	Общие вопросы.................................1046

2.	Структурная схема интегрального РЛК..............1048

Глава 21. Многопозиционные радиолокационные комплексы
и системы...............................................1056

21.1.	Основные задачи, решаемые многопозиционными радиоло-
кационными системами. Типы систем и комплексов .	.	1056
1.	Общие вопросы. Определения.........................1056

2.	Классификация МПР..................................1058

21.2.	Характеристики и параметры МПР.....................1062

1.	Характеристики целей при работе МПР..............1062

2.	Дальность радиолокационного наблюдения и зоны дейст-
вия МПР ............................................. 1065

21.3.	Методы измерения координат и параметров движения
целей в МПР.................................................

1.	Общие вопросы первичного измерения координат	1068

2.	Определение пространственного положения целей и их
траекторий.........................................1075

3.	Разрешающая способность МПР.....................1079

21.4.	Особенности функционирования и характеристика струк-
туры комплекса МПР.......................................1085

1.	Структура комплекса МПР...........................1085

2.	Особенности сопровождения целей в МПР ....	1089

3.	Селекция движущихся целей в МПР.................1092
АВИАЦИОННЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
КОМПЛЕКСЫ И СИСТЕМЫ

Под редакцией П.И. Дудника

Учебник

Технический редактор В.П. Попова
Корректор Н.В. Хотеева

Сдано в производство 28.01.2004 г. Подписано в печать 13.07.2006 г.
Формат 60x84/16 69,5 п.л. 65 усл.п.л.

Изд. № 9768 Тираж 500 экз. Зак. № 210
Свободная цена

Издательство ВВИА им. проф. Н Е Жуковского
Типография ВВИА им. проф. Н.Е.Жуковского

125190, Москва, ул.Планетная, д.3, тел. 614-29-90