Текст
етрйшчми
СПРАВОЧНИК
РАДИОЛЮБИТЕЛЯ-
КОРОТКОВОЛНОВИКА
С.Г.БУНИН
Л.ПЛЙЛЕНКО
32.840я2
Б91
Бунин С. Г., Яйленко Л. П.
Б91 Справочник радиолюбителя-коротксволновика.— 2-е изд., пе-
рераб. и доп.— К.: Техника, 1984.— 264- с., ил.— Библиогр.
по главам.
В пер. 2 р. 10 к. 220000 экз.
Справочник содержит данные, необходимые при конструирования приемопереда-
ющей аппаратуры для любительской радиосвязи, а также сведения об антеннах, мето-
дах борьбы с помехами телевидению и радиовещанию. Приведены расчеты основных
узлов радиоустройств. Второе издание дополнено новыми конструкциями приемной
и передающей аппаратуру, построенной на новой элементной базе с использованием
передового опыта в технике связи.
Рассчитан на радиолюбителей.
2402020000-139
Б М202 (с4)-84 154,84
32.84х?и2 + 32.849.9я2
Рецензент А. С. Чичко
Редакция литературы по энергетике, электронике, кибернетике и связи
Зав. редакцией 3. В. Божко
© Издательство «Техшка», 1978
© Издательство «Техшка», 1984, с изменениями
Глава б. Распространение радиоволн. Антенны
. 2Й
1. Радиоволны.................»
2. Поверхностное распространение радиоволн , .
3. Ионосферное распространение радиоволн . . «
4. Тропосферное распространение коротких волн ,
5. Характеристика любительских КВ диапазонов ,
6. Особенности распространения КВ , , . , .
7. Линии передачи .......
8. КВ антенны .............
Список литературы ...........
...... .211
....... 213
....... 213
....... 217
....... 218
.... ... 220
.... . . 221
..225
....... 238
Глава 7. Вспомогательные устройства ............. 238
1. Полуавтоматический телеграфный ключ ........... 238
2. Частотомер — цифровая шкала настройки............................239
3. Измеритель коэффициента стоячей волны для линий с волновым сопротив-
лением 50 и 75 Ом...................................................243
4. Кварцевый калибратор ............................................244
Глава 8. Борьба с помехами телевизионному и радиоприему от любитель-
ских радиостанций ........................................... ...... 245
1. Помехи приему телевидения.................... 245
2. Помехи приему радиовещания................... 255
3. Помехи звуковоспроизводящей аппаратуре....... 256
Список лшературы . . •........................ 256
Приложения .............. ..........257
Сергей Георгиевич Бунин, канд. техн, наук
Леонид Петрович Яйлеико
СПРАВОЧНИК радиолюбителя-коротковолновика
Редакторы Н. М. Корнильева, О. П. Веремейчик
Оформление художника Л. А. Дикарева
Художественный редактор В. С. Шапошников
Технический редактор И. А. Бондарчук
Корректоры Л. В. Ляшенко, Н.В. Тарабан
Информ, бланк № 2229
Оцано в набор 27,12.83, Прдписано в печать 07.06.84. БФ 32223. Формат 60х90\1в.'Бумага типогр,
№2. Гарн. лит. Печ.,вЬ1С. Усл^печ. л. 16,5. Уел. кр.-отт. 16,75. Уч.-нзд. л. 26,18. Тираж
220000 (2-й завод 100 001—220 000) экз. Цена 2 р. ю Kf зак 4.51g.
Издательство «Тэхника», 252601, Киев, 1, Крещатик 5.
Книжная фабрика им. М. В. Фрунзе, 310057, Харьков-57, ул, Донец -Захар жевского, 6/8,
ВВЕДЕНИЕ
коротковолновое радиолюбительство привлекает самых разных по возрасту,
образованию и характеру людей. Радиолюбители через эфир могут связаться
со всеми континентами, островами и странами: с жаркой Сахарой и ледяной
Антарктидой, шумной Бразилией и древней Индией. Радиолюбительство —
это и спорт, входящий в Единую спортивную классификацию, увлекательные
соревнования как всесоюзные, так и международные. И как награда труду и та-
ланту — значок разрядника, мастера спорта СССР или даже медаль чемпиона!
Первая официально зарегистрированная советская любительская радиостан-
ция вышла в эфир в январе 1925 г. Она была сделана Ф. Лбовым и В. Петровым
и имела позывной сигнал Р1ФЛ (Россия, первая, Федор Лбов). Через несколько лет
число радиостанций измерялось уже десятками, а затем и сотнями. Бурное
развитие радиолюбительства началось после второй мировой войны, и вскоре чис-
ло наших любительских радиостанций измерялось уже тысячами.
Обычно начинающие коротковолновики проходят необходимую подготовку
в радиоклубах, на коллективных радиостанциях и приемных центрах. Коротко-
волновиков подразделяют на две большие группы: тех, кто может только прини-
мать любительские радиостанции (наблюдатели), и тех, кто имеет передат-
чик и ведет двусторонние связи. Оформление документов для получения разреше-
ния на приемно-передающую радиостанцию проводится после сдачи экзамена по
радиотехнике и технике безопасности через областные радиошколы ДОСААФ.
Вначале выдают разрешение на постройку передающей аппаратуры, а когда она
построена или приобретена — разрешение на работу в эфире, и присваивают
позывной сигнал (разрешение действительно в течение года и должно продле-
ваться ежегодно).
Позывной сигнал радиостанции — это второе имя коротковолновика. Все
позывные состоят из латинских букв и цифр, причем в мире нет двух одинаковых
позывных. Позывной начинается с букв или цифр, обозначающих страну. Эти бук-
вы и цифры выделены каждой стране на основе международных соглашений. На-
пример, Советскому Союзу выделены буквы U (Union) и R Russia), Франции —
F, Чехословакии — ОК и т. д. В состав позывного сигнала входят и цифры' или
буквы, соответствующие территориальному или административному делению
данной страны.
Первая часть позывного, одинаковая для всех радиолюбителей данного райо-
на, называется префиксом. Далее в позывном идет суффикс — две или три буквы.
В СССР по первой букве суффикса можно определить также и область, в которой
расположена радиостанция. Последние две буквы выдаются в алфавитном поряд-
ке: АА, АВ, АС и т. д. Например, по позывному UK10AA можно определить,
что это советская коллективная радиостанция, расположенная на Северо-Запа-
де СССР, в Архангельской области, которой присвоена буква О.
Советским радиолюбителям разрешено работать в следующих коротковол-
новых диапазонах частот: 1850—1950 кГц (160 м), 3500—3650 кГц (80 м),
7000—7100 кГц (40 м), 14 000—14 350 кГц (20 и), 21 000—21 450 кГц (15 м) и
28 000—29 700 кГц (Юм). Эти диапазоны совпадают с общепринятыми во
всем мире любительскими диапазонами или входят е них. Диапазоны 80 и 40 м
используют радиолюбители совместно с другими радиослужбами, остальные диа-
пазоны выделены в исключительное пользование радиолюбителям.
Коллективные и индивидуальные любительские радиостанции делят на четыре
категории. Радиостанции 11, 11I и IV категорий имеют ограничения по мощно-
сти, диапазонам и виду излучения. Работу в эфире радиолюбитель обычно начи-
нает с радиостанции IV категории. Категория радиостанции соответствует
квалификации оператора, поэтому он л олет, совершенствуя свои знания и на-
бираясь опыта, получить более высокую категорию. Рабочие частоты, мощность
и вид излучения любительских КВ радиостанций в зависимости от категории
указаны в приложении (табл. П1).
Кроме того, все любительские радиостанции могут работать на ультрако-
ротких волнах (УКВ) на частотах 144—146, 430—440, 1215—1300, 5650—
3
5670, 10 000—10 500, 21 000—22 000 МГц всеми перечисленными в таблице
видами излучения и, кроме того, частотной модуляцией с шириной полосы излу-
чения до 36 кГц (36 F3). На УКВ мощность передатчика не должна превышать
5 Вт.
Кроме телеграфного режима, амплитудной и однополосной модуляции, вла-
делец радиостанции I категории может работать радиотелетайпом (буквопе-
чатающей аппаратурой) по специальному разрешению.
Во всем мире зарегистрировано около миллиона любительских радиостанций,
и число их растет. В этом разноголосом «хоре» хорошо слышны «голоса» советских
любительских радиостанций. Чтобы они были чистыми и разборчивыми, каждый
советский коротковолновик должен стремиться к улучшению параметров своей
радиостанции и росту своего мастерства и знаний.
Глава 1
УЗЛЫ КОРОТКОВОЛНОВОЙ АППАРАТУРЫ
1. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР
Колебательный контур является одним из важнейших устройств в радиотех-
нике. Он широко используется для выделения и поддержания электрических
колебаний, для поворота фазы колебаний, трансформации сопротивлений и других
целей.
Последовательный колебательный контур (рис. 1.1,а) содержит включен-
ные последовательно конденсатор С, катушку индуктивности L и сопротивление
потерь гп. Оно обычно не существует как отдельный элемент, а характеризует
величину потерь энергии в колебательном контуре, состоящих из потерь в про-
воде и каркасе катушки, в диэлектрике конденсатора, потерь на излучение и т. д.
Сопротивление потерь в реальном контуре обычно невелико и составляет доли
или единицы ом. Последовательно с колебательным контуром на рис. 1.1,а
к входным зажимам подключается генератор электрических колебаний, частота
которых изменяется в широких пределах.
Рис. 1.1. Последовательный колебательный контур:
а — электрическая схема; б — зависимость реактивных сопротивлений и
импеданса от частоты: в — зависимость амплитуды и фазы тока от час-
тоты
Ток в цепи зависит от полного сопротивления (импеданса) колебательного
контура, которое определяется реактивным сопротивлением катушки XL, кон-
денсатора Хс и сопротивлением гп. Величины XL и Хс зависят-от частоты /.
Реактивное (индуктивное) сопротивление катушки
XL = 2л/Е, (1.1)
где f — частота, МГц; L — индуктивность, мкГн. Например, при f = 14 МГц,
L = 1,3 мкГн XL = 2 • 3,14 • 14 • 1,3 = 114 Ом. Реактивное (емкостное) со-
противление конденсатора
Хс= 108/(2л/С), (1.2)
где С — емкость, пФ. Например, при / — 14 МГц, С — 100 пФ Хс —
= 106/(2 3,14 • 14 • 100) = 114 Ом. Величине XL условно присвоен знак плюс, ве-
личине Хс — знак минус. Импеданс последовательного контура
Z=Vr*a+(XL-Xcy.
По мере роста частоты XL возрастает, а Хс уменьшается (рис. 1.1, б). На
некоторой частоте f0, называемой резонансной, XL = Хс, поэтому Z = гп
(рис. 1.1,6). На этой частоте амперметр покажет наибольшую величину тока
через контур (рис. 1.1,в). При резонансе ток в контуре /к = Ulra, где U — иа-
5
пряжение на контуре (напряжение генератора). Чем меньше гп, тем больше
ток в контуре. Поскольку этот ток протекает через индуктивное и емкостное со-
противления, при резонансе напряжения на катушке и на конденсаторе макси-
мальны, одинаковы по величине, но противоположны по фазе. Резонанс в после-
довательном колебательном контуре называется резонансом напряжений.
Определим, как зависят от частоты активное, реактивное и полное сопро-
тивления контура. В небольшом диапазоне частот вблизи резонанса полное со-
противление последовательного контура приблизительно равно гп (рис. 1.1, б),
тогда как реактивное сопротивление изменяется линейно, имея емкостный харак-
тер ниже резонанса и индуктивный характер выше резонанса, проходя через нуль
на резонансной частоте. При повышении частоты, начиная от резонансной, ток
уменьшается и отстает по фазе ог приложенного напряжения, т. е. импеданс кон-
тура носит индуктивный характер и монотонно возрастает при удалении от резо-
нанса. При понижении частоты от резонансной ток тоже уменьшается, но им-
педанс контура имеет емкостный характер, возрастая при удалении от резо-
нанса. Так, при токе 0,707 от резонансного фаза его опережает на 45° фазу тока
при резонансе. Это явление можно использовать при построении высокочастот-
ных фазовращателей.
Зависимость напряжения на катушке и конденсаторе от частоты имеет такой
же вид, как изависимость тока в контуре от частоты (рис. 1.1,в). При резонансе
в последовательном контуре напряжение на катушке (UL) или конденсаторе
(<7С) значительно больше приложенного к контуру напряжения U. Добротностью
контура называется отношение
Q=t/L/y=7/c/C/ = XL/rn = Xc/rn.
Физический смысл добротности — это отношение запасенной в контуре в виде
электрического и магнитного полей энергии к энергии,рассеиваемой контуром
за один период колебания.
На коротких волнах обычные колебательные контуры, состоящие из катуш-
ки и конденсатора, имеют добротность от нескольких десятков до нескольких
сотен. Поскольку потери контура в диапазоне до 30 МГц состоят в основном из
потерь в катушке, добротность контура зависит главным образом от доброт-
ности катушки: QL = X-jJrL, где rL—сопротивление потерь в катушке. Соответ-
ственно для конденсаторов Qc = Хс/гс, где гс — сопротивление потерь в конденса-
торе. Обычно величина Qc у слюдяных и керамических конденсаторов составляет
несколько тысяч, у воздушных конденсаторов —десятки тысяч, так что добротность
контура всегда несколько ниже добротности катушки. Зная величины Q и XL или
Хс, можно найти сопротивление потерь контура гп = Xc/Q = XLlQ. Например, при
114 Ом, Q= 150 гп= 114/150 =0,76 Ом.
Резонансная частота последовательного колебательного контура определя-
ется только величинами L и С: f = 1/(2я]/LC), где f — в герцах; L — в генри;
С — в фарадах.
На практике используют следующие формулы:
159/1^ Г(ГН) С(мкф) ; ^(кгц) =5033/]/г£ (мГн)С(пФ) ;
f (МГц) = 159/^-(мкГн) С(пФ) •
Для каждой резонансной частоты произведение LC — величина постоян-
ная; зная его, нетрудно вычислить L при известном С, и наоборот. Так, произве-
дение ГС (мкГн • пФ) для частоты 28 МГц равно 32,3; для 21 МГц — 57,4; для
14 — 129,2; для 7 МГц — 517, для 3,5 МГц — 2068; для 1,85 МГц - 7400.
Пример 1. Найги индуктивность катушки, которая с конденсатором емко-
сгыо 100 пФ резонировала бы на частоте 14 МГц:
L = 129,2/С = 129,2/100 « 1,3 мкГн.
Параллельный колебательный контур показан на рис. 1.2,а. Входное на-
пряжение приложено к двум параллельным ветвям: емкостной и индуктивной.
На низких частотах индуктивная ветвь потребляет большой ток, отстающий по
6
фазе от приложенного напряжения, тогда как опережающий напряжение ток
через емкостную ветвь мал. Поэтому общий ток, показываемый амперметром РА,
велик и отстает по фазе, т. е. контур по отношению к источнику колебаний ведет
себя как индуктивность. На высоких частотах больший ток течет через емкость,
т. е. полное сопротивление контура носиг емкостный характер. На резонансной
частоте опережающий ток в емкостной ветви и отстающий ток в индуктивной вет-
ви равны и сдвинуты на 180°, поэтому они уравновешивают друг друга (рис. 1.2,t).
Ток, потребляемый от генератора, реэко уменьшается, и в этот момент полное
сопротивление контура представляет собой большое активное сопротивление
(рис. 1.2,г). Чем меньше сопротивление потерь в контуре, тем больше при ре-
зонансе импеданс Zp или, что то же, эквивалентное сопротивление контура Ro.
В схеме параллельного контура можно устранить сопротивления потерь,
включенные последовательно с индук!явностью и емкостью, а параллельно
идеальному контуру (без потерь) подключить сопротивление Ro, также отражаю-
0 а —электрическая схема; б — вариант электри-
ческой схемы; в — зависимость токов через
контур, катушку и конденсатор от частоты; г — зависимость импеданса
и фазы от частоты
щее потери в реальном контуре. Величина Ro связана с другими параметрами
контура и его элементов следующими соотношениями:
Ro = Q2rn — QXl = X2L/r„ = L/Crn,
здесь XL также можно заменить на Хс, так как при резонансе они равны.
Пример 2. Определить Ro, если Q= 150, гп = 0,76 Ом, Хс = 114 0м:
Ro= 1503 • 0,76 = 17 100 Ом, или другим способом: Ro = 150 • 114 =
= 17 100 Ом.
Резонансную частоту параллельного контура можно определить разными
способами: как частоту, на которой равны реактивные сопротивления XL и
Хс, т. е. так же, как для последовательного контура; как частоту, иа которой
импеданс контура максимален. Эти частоты в общем случае не равны, и различие
их зависит от распределения сопротивления потерь между индуктивной н ем-
костной ветвями и добротности контура. При Q :> 10 резонансные частоты по-
следовательного и параллельного контуров практически совпадают. Однако в па-
раллельных контурах с добротностью несколько единиц (такие контуры, напри-
мер, находят применение в усилителях мощности передатчиков) настройка на ми-
нимум реактивности и максимум импеданса (максимум отдаваемой мощности)
различается.
Резонансной кривой называется зависимость импеданса параллельного ко-
лебательного контура от частоты (рис. 1.2,г). При достаточно высокой доб-
ротности (Q > 10) эта’кривая имеет атакой же вид, как зависимость тока от час-
тоты для последовательного колебательного контура. Однако при расстройке
частоты генератора относительно резонансной сдвиг фаз в параллельном кон-
туре противоположен по знаку сдвигу фаз в последовательном колебательном
контуре. Он составляет 45° на частотах, где импеданс равен 0,707 от максималь-
но: о.
7
На рис. 1.3 показана зависимость от частоты импеданса параллельно коле-
бательного контура, а также его активной и реактивом составляющих. Кривые
эти являются обобщенными, так как по осям графика отложены не абсолютные,
а относительные величины: по вертикальной оси — отношение активного и ре-
активного сопротивлений к импедансу при резонансе, по горизонтальной оси —
расстройка относительно резонанса, но не в единицах частоты, а-в полосах про-
пускания контура. Полосой пропускания (П) параллельного колебательного кон-
тура называется частотный интервал, в пределах которого импеданс (или напря-
жение) не ниже 0,707 от максимального. Полоса пропускания, резонансная
частота и добротность контура связаны соотношением: П f0IQ. Эту зависи-
мость можно использовать для нахождения добротности контура, изменяя час-
тоту подаваемых на него колебаний
лив П как разность между частотами
Л»,
Рис. 1.3. Зависимость активной и
реактивной составляющих и импе-
данса параллельного колебательно-
го контура от частоты
ослабление можно определить по
и измеряя напряжение на контуре. Опреде-
, на которых напряжение на контуре спадает
до 0,707 от максимального, находим доб-
ротность Q — }01П.
Из рис. 1.3 видно, что кривая активной
составляющей импеданса параллельного
контура похожа на кривую импеданса, но
отличается тем, что быстрее спадает при
расстройке. Так, при расстройке на 1/2 П
активная составляющая уменьшается до
0,5 резонасного значения, а импеданс —
только до 0,707. Кривая реактивной состав-
ляющей на этих же частотах имеет макси-
мумы емкостного и индуктивного сопротив-
лений, достигающие 0,5 импеданса при ре-
зонансе. При больших расстройках импе-
данс монотонно спадает (в отличие ог по-
следовательного колебательного контура).
Колебательный контур часто включают
в цепь, содержащую колебания различных
частот, и используют для выделения напря-
жения одной частоты и ослабления других
за счет различного импеданса иа различ-
ных часгогах. Поэтому представляет боль-
шой интерес величина обеспечиваемого кон-
туром ослабления колебаний нежелатель-
ных частот. Вблизи резонансной частоты
кривой импеданса. На частоте f ослабление
А
1 + Q* 1 2 * 4 — 2.
Vo
Для расстроек более ЗП формула упрощается:
U f Г
где знак не учитывается.
Пример 3. Контур на входе приемника имеет добротность Q = 100 и на-
строен на частоту 14 МГц. Определить полосу пропускания, ослабление на час-
тоте 15 МГц (зеркальной) и на частоте 21 МГц. Находим полосу пропускания:
П = fa/Q = 14 000/100 = 140 кГц.
Определяем ослабление на частоте 15 МГц. Поскольку расстройка от резо-
нансной частоты более ЗП, пользуемся упрощенной формулой:
А = 100 /1? = 13,8.
\14 15/
Ослабление на частоте 21 МГц
4 = 100 (——If) = 83,3.
\14 21/
8
В реальной схеме колебательный контур связан с источником колебаний
и нагрузкой, которые вносят в него дополнительные потери, снижающие его
добротность. Чтобы не слишком снижались избирательные свойства параллель-
ного контура, источник колебаний должен иметь возможно большее внутреннее
сопротивление (/?цст). Эквивалентная добротность Q3 параллельного колебательного
контура (с учетом Яист) Q3 = QR,ICT (R0 + ^„ct)-
Пример 4. Найти <2Э при Ro = 17.1 кОм, RHCT = 25 кОм, Q= 150:
Q3= 150 • 25 (17,1 +25) =89.
Эту формулу можно использовать для учета влияния подключенных к кон-
туру сопротивлений (например, нагрузки) на его добротность. Интерес представ-
ляет также случай, когда мощность передается в нагрузку через колебательный
контур, например контур усилителя мощности передатчика. В этом случае ос-
новная часть мощности рассеивается в сопротивлении нагрузки, подключенном
параллельно контуру (су. рис. 1.2,6), и лишь небольшая доля—в контуре. Обычно
эта дотя не превышает одной
десятой, так как эквивалент-
ное сопротивление самого кон-
тура достаточно велико и сла-
бо влияет на общее сопротив-
ление нагруженного контура,
которое можно считать равным
сопротивлению нагрузки. Доб-
ротность параллельного конту-
ра, нагруженного на резистор
RH, Q = R„'X.
Пример 5. Определить доб-
ротность параллельного коле-
бательного контура, нагру-
женного на сопротивление
3000 Ом, если реактивное сопротивление его емкости (или индуктивности) со-
ставляет 200 Ом, Q = 3000/200 = 15.
Добротность такого нагруженного контура увеличивается, если реактивное
сопротивление снизить (увеличить емкость и уменьшить индуктивность).
Колебательный контур применяют также для трансформации сопротивле-
ний источника колебаний и нагрузки с целью согласования их между собой
и с сопротивлением контура. Необходимость в этом возникает часто, так как
сопротивления источника и нагрузки много меньше сопротивления контура.
Трансформация сопротивлений осуществляется путем частичного включения
колебательного контура в цепь источника или нагрузки, а регулировка коэффи-
циента трансформации — путем изменения коэффициента включения (коэффи-
циента связи). Частичное включение контура можно выполнить с помощью ем-
костного делителя или отводов от катушки (рис. 1.4). Если необходимо сохра-
нить высокую добротность контура, связь его с источником и (или) нагрузкой
делйегся слабой. При емкостном делителе входное сопротивление контура
a d S
Рис. 1.4. Способы подключения нагрузки
к колебательному контуру:
а — через емкостный делитель; б — к отводам от
катушки; в — последовательное включение низко-
омной нагрузки в контур
При частичном включении контура с помощью отводов от катушки входное
сопротивление контура: RBX = Ra(M!L)2, где М — полная взаимоиндуктив-
иость между L1 и всей катушкой. Следует отметить, что коэффициент связи не
равен отношению числа витков, как в трансформаторе с сердечником, посколь-
ку каждый виток катушки L1 пересекается не всеми силовыми линиями поля
катушки вследствие рассеяния магнитного поля.
Если кондуктивная связь (рис. 1.4, б) вызывает конструктивные проблемы
(например, ввиду высокого анодного напряжения на катушке), можно приме-
нить индуктивную связь. Коэффициент связи при этом также получается меньше
отношения числа витков, поэтому его подбирают экспериментально. Плавную
регулировку связи можно выполнить, изменяя расстояние между катушкой кон-
тура и катушкой связи или их взаимную ориентацию.
9
u'cih сопротивление источника или нагрузки мало (единицы или десятки
ом) его можно включать в контур последовательно (рис. 1.4, в). При достаточно
высокой добротности контура его импеданс при резонансе Ro = Х2//?в.
Катушки индуктивности колебательных контуров радиолюбители наматы-
вают самостоятельно, нередко используя каркасы заводского изготовления. Наи-
более распространены однослойные цилиндрические катушки без сердечников
или с сердечниками из карбонильного железа или феррита. Широко применяют
также катушки на ферритовых кольцах. Индуктивность однослойной цилиндри-
ческой кагушки без сердечника
O.OlDa,2
L= Z/П +0,46 ’
где L — индуктивность. мкГн; D — диаметр катушки, см; Z — длина намотки,
см; w— число витков. При llD — 0,4...2,5 эта формула дает погрешность ме-
нее 1 %. Число витков при известных L, D и I
63=10 1/ /-(/+0,1б)
' -
При определенных отношениях IjD формула упрощается:
при ID — 0,54 w — 10L/D ;
при //D = 1 w ~ 12]/ L D ;
при //D=l,5 w = 14]/LID ;
//0=2,1 ш=16£'О.
Для сохранения точности расчеюв следует иметь в виду, что средний диа-
метр катушки D равен диаметру каркаса DK плюс диаметр провода d.
Пример 6. Определить число витков катушки индуктивностью 1,3 мкГн,
если диаметр каркаса Ок — 8,5 мм, длина намотки I = 13,5 мм, диаметр про-
вода d = 0,5 мм:
О = Ок + </ = 8,5 + 0,5=9 мм = 0,9 см; //О= 1,35'0,9= 1,5;
w = 14J/1,3, 0,9 = 17 вит.
Добротность катушки зависит от отношения 1/D и имеет тупой максимум
при 1/D ~ 0,5, а также зависит от размеров катушки. При увеличении размеров,
сохраняя постоянными величину' индуктивности, форму катушки и оптимальный
диаметр провода, добротность примерно пропорциональна корню квадратному
из диаметра катушки. Добротность растет с увеличением диаметра провода.
Огнако в катушках, одинаковых во всех отношениях, кроме диаметра провода,
добротность получается выше для провода несколько меньшего диаметра, чем
наибольший, помещающийся к данном габарите катушки. Катушки из литценд-
рата имеют большую добротность, чем катушки, помотанные сплошным проводом,
на низких частотах (примерно до 2 МГц). Влияние оборванных жилок литцендрата
на добротность меньше, чем увеличение сопротивления на постоянном токе
вследствие емкостной проводимости между оборванной и целыми жилками. На
высоких частотах одножильный прогод предпочтительнее для повышения доб-
ротности и стабильности величины индуктивности.
По мере повышения частоты ток протекает во все более тонком поверхност-
ном слое проводника. Поэтому катушки из посеребренного полированного про-
вода имею; более высокую добротность. Однако в атмосфере промышленных
городов посеребренный провод довольно быстро окисляется и темнеет, поэтому
катушки следует защищать от потоков воздуха (особенно нагретого). Материал
каркаса, пропитка и проклейка катушек мало влияют на добротность (кроме
очень высоких частот), если применяемые диэлектрики не впитывают влагу.
Даже такой материал, как эбонит, снижает добротность однослойной катушки
всего на 3—5 %, что вполне приемлемо.
10
Применение ферромагнитных сердечников позволяет уменьшить размеры
катушек и повысить их добротность. Кроме того, цилиндрические сердечники
позволяют легко регулировать индуктивность, а кольцевые значительно улуч-
шают экранировку катушек от внешних магнитных полей. Однако феррома! нит-
ные сердечники снижают стабильность параметров катушек, поэтому в конту-
рах задающих генераторов их применение нежелательно. Кроме того, при ис-
пользовании ферромагнитных сердечников появляется зависимость индуктив-
ности и добротности катушек ог величины постоянного и переменного токов,
протекающих через катушку. Зависимость эта особенно сильна при замкнутых
магнитопроводах (кольцевых и броневых).
Сердечники из карбонильного железа (стержневые и броневые) можно
применять во всем диапазоне коротких волн. В цилиндрических катушках
наиболее часто применяют резьбовые сердечники типов СЦР-1 и СЦР-2 (резьба
Мб X 0,75), СЦР-3 и СЦР-4 (V,7 X 0,75), CIIP-5 и СЦР-6 (М8 X 1). Длина сер-
дечников СЦР-1, СЦР-3, СЦР-5 10 мм, а СЦР-2, СЦР-4 и СЦР-6 19 мм. При от-
ношении диаметра сердечника к диаметру каркаса 0,85—0,9 указанные сердеч-
ники длиной 10 мм увеличиваю? индуктивность однослойной катушки в 1,5—
1,6 раза; сердечники длиной 19 мм увеличивают индуктивность в'1,7—2 раза,
если сердечник полностью введен в катушку и ее длина не превышает длины
сердечника.
В КВ диапазонах радиолюбители с успехом применяют также катушки на
каркасах диаметром 5—7 мм от бытовой радиотелеаппаратуры. Эти каркасы
имеют внутреннюю резьбу, по которой перемешаются резьбовые втулки с за-
прессованным сердечником из феррита с проницаемостью около 100. Такие ка-
тушки имеют примерно такую же добротность и диапазон регулировки индуктив-
ности, как катушки с сердечником типа СЦР. Однако сердечники с проницае-
мостью 600 резко снижают добротность на КВ.
Из броневых сердечников -радиолюбители наиболее часто используют сер-
дечники СБ-9, GB-12, СБ-18 (цифра обозначает внешний диаметр). Они увели-
чивают индуктивность помещенных в них катушек в 3—5 раз. Сердечники с ин-
дексом «а» (например, СБ-12а) не имеют воздушного зазора, с индексом «б» име-
ют зазор. Они обеспечивают более высокую добротность и больший диапазон
регулировки индуктивности (20—30 %).
Для получения высоких значений добротности и индуктивности при малых
размерах применяют катушки с ферритовыми кольцевыми сердечниками. Их
достоинства' малое рассеяние магнитного потока и соответственно малая воспри-
имчивость к внешним полям; недостатки — невозможность плавной регулировки
индуктивности и неудобство при намотке большого числа витков. На низкочас-
тотных диапазонах (1,8—7 МГц) для получения высокой добротности предпоч-
тительнее сердечники с проницаемостью 50, на высокочастотных (14—30 МГц)
с проницаемостью 20. Сердечники с проницаемостью 30 достаточно хорошо ра-
ботают на всех частотах КВ диапазона. Добротность возрастает при увеличе-
нии размеров сердечника. С кольцами диаметром 32 мм удается достичь доброт-
ности порядка 400—500. Марка провода мало влияет на добротность.
Индуктивность катушки на кольцевом сердечнике
где L—индуктивность, мкГн; а>— число витков; р — проницаемость; Она , ОЕН_
наружный я внутренний диаметры кольца, мм;.h — высота кольца, мм.
Пример 7. Определять индуктивность катушки, содержащей 10 витков иа
кольцевом сердечнике типоразмера К20 X 10 X 5 с проницаемостью 30:
102 30 (20 — 10)5
L = 2500 (20 + 10) = 2 м!<Гн*
Число витков катушки
/2ббО£(Ркар + РЕн)
Г Iх (^нар п
И
Проницаемость имеющегося кольца нетрудно определить, намотав на него
5 витков и измерив индуктивность (витки следует распределить по кольцу равно-
мерно). Тогда
= 100£ (DHap + DBH>
11 НОнар-Рвк) *
Обозначения те же, что в предыдущих формулах.
Экранированные катушки индуктивности применяют для устранения внеш-
них влияний и паразитных связей. Экран увеличивает^обственную емкость ка-
тушки и уменьшает ее индуктивность и добротность тем больше, чем ближе к
катушке расположен экран. В частности, при диаметре экрана вдвое больше
диаметра катушки и отношении длины катушки к диаметру в пределах 1—2 сни-
жение индуктивности и добротности составляет 15—20 %. Иногда экранируют
не одну, а целую группу катушек. В этом случае размеры экрана более чем
втрое превышают диаметр катушек и снижение индуктивности не превышает
3—5 %. Для экранов используют алюминий или медь толщиной 0,3—0,5 мм.
Кроме описанных выше колебательных контуров с сосредоточенными посто-
янными (L и С), радиолюбители иногда применяют резонаторы с распределенными
постоянными — на основе отрезков длинных линий, а также занимающие про-
межуточное положение спиральные резонаторы.
2. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ФИЛЬТРЫ
Электрическим фильтром называется устройство, которое пропускает коле-
бания определенной полосы частот (полосы пропускания) с малым затуханием,
а на всех других частотах (в полосе задерживания) обеспечивает большое зату-
хание. Частота (или частоты), лежащая на границе полосы пропускания и полосы
задержания, называется частотой среза (/с). По типу частотной характеристики
фильтры делятся на четыре группы:
фильтры нижних частот (ФНЧ) пропускают частоты ниже fc и задержи-
вают более высокие частоты;
фильтры верхних частот (ФВЧ) пропускают частоты выше /с и задержи-
вают более низкие;
полосовые фильтры (ПФ) пропускают определенную полосу частот Д/ (от /у
до /2) и задерживают частоты вне этой полосы;
заграждающие фильтоы (ЗФ) задерживают колебания з определенной поло-
се частот (от до /2), но пропускают колебания с меньшими и большими часто-
тами.
В радиолюбительской аппаратуре наиболее широко применяют ПФ, на-
пример в трактах высокой и низкой частоты радиоприемников, для формирования
однополосного сигнала и выделения частот любительских диапазонов в передат-
чиках и т. д. ФНЧ используют для ограничения диапазона модулирующих сиг-
налов в микрофонных усилителях, для подавления гармоник передатчиков. ЗФ
применяют в радиоприемниках для ослабления приема по зеркальной и проме-
жуточной частотам, в передатчиках для подавления побочных излучений на
определенных частотах. ФВЧ используют реже, например, для ограничения сни-
зу полосы пропускания и снижения фона переменного тока в микрофонных усили-
телях.
Основной параметр фильтра — частотная избирательность, определяемая зави-
симостью его затухания А от частоты, А — UBX/UBbls или ЛдБ == 20 1g UBX/UBbV!C
Величина К, обратная затуханию, называется коэффициентом передачи: К =
= ^вых/4/вх. Зависимость коэффициента передачи фильтра от частоты называется
частотной характеристикой пропускания, а зависимость затухания от частоты —
частотной характеристикой затухания. Связь мекдуэтиди параметрами следуюдая:
А = 20 Igl.
Важной характеристикой фильтра является его волновое (характеристичен
ское) сопротивление Рф. Если фильтр работает на согласованную нагрузку
12
(R = p ), то входное сопротивление фильтра равно его волновому сопротивле-
нию (7?вх = Рф). Точное согласование фильтра с нагрузкой получается только
на одной или нескольких частотах, однако всегда стремятся улучшить согласо-
вание рф с /?н. При большом рассогласовании ухудшается частотная характе-
ристика фильтра вследствие отражения. При расчете фильтра необходимо учи-
тывать величину сопротивления нагрузки и соответственно включать его в ре-
альные цепи.
Существует большое количество типов фильтров, основанных на различных
принципах реализации избирательности: LC-, 7?С-фильтры (активные и пассив-
ные), пьезоэлектрические, электромеханические, коаксиальные, цифровые
и т. д.
Рис. 1.5. Фильтры нижних
частот типа k:
а — Г-образный; б —Т-образный;
в, г — П-фильтры; д — частот-
ная характеристика (/ — фильтра
по схеме «, 2 — фильтра по схе-
ме г)
Индуктивно-емкостные фильтры. Фильтры нижних частот показаны на
рис. 1.5. Они могут состоять из двух (Г-звено), трех (Т-и П-звено) и более эле-
ментов. Это так называемые фильтры типа k. Их затухание в полосе задержи-
вания монотонно увеличивается на 6 дБ на октаву на каждый элемент. Например,
на частоте, вдвое большей, чем частота среза, пятиэлементный фильтр обеспечи-
вает затухание 30 дБ, на учетверенной частоте среза — 60 дБ и т. д.
Такие фильтры удобно проектировать по прототипу. На рис. 1 5,в показана
схема П-фильтра Баттерворта, значения элементов которого вычислены для
fz = 1 МГц н Ra~ 1 кОм. Проектирование по прототипу ведется следующим
образом. Задаются необходимым значением fc, а затем величины емкости и ин-
дуктивности умножают на отношение fc/f'. Если сопротивление нагрузки от-
личается от /?и = 1000 Ом, величины емкостей увеличивают, а индуктивностей
уменьшают в = 1000/R'H раз.
Пример 8. Спроектировать ФНЧ, используя прототип — фильтр Баттер-
ворта на 1 МГц, для подавления гармоник генератора плавного диапазона
3,5 — 3,65 МГц. Сопротивление нагрузки R'H = 100 Ом. Выбираем f = 4 МГц.
Вычисляем отношения fjfz = 0,25 и RH/R^ = 1000/100 = 10. Определяем величины:
С[ = С/ = 159 - 0,25- 10 = 398 пФ; L’ = (318 .0,25)/10 =8 мкГн.
Фильтр Баттерворта на частоте среза имеет затухание 3 дБ. Величины эле-
ментов фильтра можно изменить таким образом, что на частоте среза затухание
13
будет равно нулю; при этом в полосе пропускания появится небольшая седло-
вина (с затуханием 0,28 дБ при величинах, указанных на схеме рис. 1.5,г).
Эю так называемый фильтр Чебышева. Как и фильтр Баттерворта, он обеспечи-
( ает монотонный рост затухания выше частоты среза, но в полосе пропускания
его характеристика неравномерна; число впадин и горбов пропорционально
числу элементов фильтра. Если требуется более высокая крутизна ската характе-
ристики, к фильтру присоединяют добавочные звенья.
При одном и том же количестве элементов более высокою крутизну ската
обеспечивают фильтры типа т. Они содержат режекторные контуры (парал-
лельные — в последовательной вегви и последовательные — в параллельных
ветвях), а их частотные характеристики имеют полюсы (максимумы) и нули за-
тухания. Частотные характеристики фильтров типа т имеют колебательный вид
как в полосе пропускания, так и в полосе задерживания. Частотная характерис-
тика фильтра типа т, кроме частоты среза /с, имеет одну или несколько (в за-
затуханием в полосе задерживания 40 дБ (а) и его частотная
характеристика (б)
висимости от числа режекторных контуров) частот бесконечного затухания,
обозначае.мых
Для повышения затухания в полосе задерживания можно применить двой-
ной П-фильтр типа т, причем частоты бесконечного затухания устанавливают
таким образом, что затухание во всем контролируемом диапазоне не превышает
определенной величины. На рис. 1.6 показана схема п частотная характеристика
ФНЧ типа т с частотой среза 3 кГц и частотами f\=4,25 кГц и = 6,22 кГц.
Фильтр обеспечивает затухание 40 дБ выше частоты 4,1 кГц и неравномерность
в полосе пропускания не более 0,18 дБ. Если допустима большая неравномер-
ность, частоты бесконечного затухания можно уменьшить, что увеличит крутиз-
ну ската. Этот фильтр также можно использовать в качестве прототипа для рас-
чета фильтров на другие частоты и сопротивления нагрузки.
Полосовые LC-фильтры. Основные характеристики ПФ: полоса пропускания
А/, коэффициент прямоугольности Кп, затухание в полосе пропускания, зату-
хание вне этой полосы, волновое сопротивление. Номинальную полосу пропус-
кания фильтра А/ = f2 — Д обычно отсчитывают как разность частот, на кото-
рых затухание не превышает 3 дБ (напряжение 0,707 от максимального), реже
на уровне — 6 дБ (0,5 от максимального).
Коэффициент прямоугольности Кп — отношение ширины полосы при задан-
ном ослаблении (например, на уровне 0,01; 0,001 или—40, —60 дБ) к номиналь-
ной полосе пропускания: Kn(o,oi)= А/о 01/Д/0 7 и т- Д-
Коэффициент прямоугольности позволяет оценить крутизну спада частот-
ной характеристики фильтра и степень его приближения к идеальному фильтру,
имеющему/<п — 1. Остальные перечисленные параметры ПФ имеют тот же смысл,
что и для ФНЧ или ФВЧ. Простейшим ПФ является параллельный или
последовательный £С-контур. Полоса пропускания его на уровне—ЗдБ А/о 7 =
— fo/Q3, где — резонансная частота контура; <?э — эквивалентная доброт-
14
ность (с учетом собственных потерь контура и потерь, вносимых внутренним
сопротивлением источника колебаний и нагрузкой). Для одиночного контура Л/р 5~
== l,73f0/Q3; Д/о>1 = 10/0/Qs; Д/о 01 = 100fo/QB и т. д„ откуда ^(0Д) =± 10;
^(0,0!) = 100 И Т- «• „
Как видим, одиночный контур имеет невысокую избирательность, he можно
значительно повысить, если применить ПФ из двух связанных контуров. Связь
может быть внешняя и внутренняя, емкостная, индуктивная и комбинированная
(рис. 1.7). Степень связи характеризуется коэффициентом связи
для индуктивной связи
ксв = м/УТ^1,
где М — взаимоиндукция катушек L1 и L2\
Рис. 1.7. Схемы связи в
двухконтурном фильтре:
а — индуктивная; б — внешняя
емкостная; в—то же, с частичным
включением ;епи связи; г —
Q £ внутренняя емкостная; д — ком-
бинированная внутри- и внешне-
емкостная; е — комбинированная индуктивная и внутренняя емкостная
для внешнеемкостной
^СВ = ССВ/(ССВ + С2);
для вн^триемкостной
= 1/”_______________________________^1^2________ •
св V (С1 + Ссв) + (С2 + Ссв)’
для комбинированной
*ев ^св! ^св2*
Необходимо учитывать знак связи, так как вследствие неправильного вклю-
чения концов катушки или направления намотки индуктивная связь может
вносить во второй контур энергию в противофазе с емкостной связью.
Иногда при внешиеемкостной связи величина Ссв получается очень малой,
сравнимой с паразитными емкостями. В таком случае применяют частичное включе-
ние СЕ или емкостный делитель (рис. 1.7,в). Емкость Ссв возрастает обратно
пропорционально квадрату коэффициента включения Квк, например, при Кё-к = 0,5
^св = 4Ссв.
Считаем, что оба контура фильтра настроены на одну частоту и добротности
их одинаковы. Выходным параметром является ток (напряжение) вторичного
контура, зависящий от коэффициента связи /Ссв, добротности контуров О,
и частоты колебаний. Для описания процессов в двухконтурном фильтре исполь-
зуем параметр связи Р = KqbQ3.
Частотная характеристика двухконтуриого фильтра зависит от параметра
Р (рис. 1.8). При малых значениях р частотная характеристика фильтра равна
произведению частотных характеристик контуров, т. е. она уже, чем частотная
характеристика одного контура. Обозначим полосу пропускания фильтра —
А’ф, полосу пропускания каждого контура — Д/к (то и другое на уровне 0,7).
15
При ₽ =0,25 Д/ф= 0,7 Д/к, при ₽ = 0,7 Д/ф= Д/к. Связь при ₽ = 1 называет-
ся критической. При этом сопротивление, вносимое вторичным контуром в пер-
вичный, равно сопротивлению первичного контура. При (3 = 1 Д/ф = 1,41 Д/к,
а вершина характеристики плоская. При дальнейшем росте (3 полоса пропуска-
ния расширяется, а на вершине характеристики появляется впадина, достига-
ющая 2 дБ при Р » 2 (Д^с= 2,5 AfK) и 3 дБ при р = 2,41 (Д/ф = 3,1 Д/J.
При больших значениях Р полоса расширяется еще больше, но провал возрас-
тает и характеристика раздваивается.
Таким образом, можно вычислить добротность контуров Q3, необходимую
для создания реального фильтра с впадиной не более 3 дБ (0,7 от максимального
значения): Q3 = 3,1 /С/Д Л.
Рис. 1.8. Частотная характеристика
двухконтурного фильтра при раз-
личных значениях параметра свя-
зи Р
Пример 9. Рассчитать двухконтур-
ный фильтр на полосу от fa = 3,5 до
fz = 3,65 МГц для внешнеемкостной свя-
зи при емкости контура Ск = 300 пФ.
Принимаем 5 = 2,41. Находим среднюю
частоту фильтра
/с = (Л + f2)/2 = (3,5 + 3,65)/2 =
= 3,575 МГц.
Полоса фильтра
Д/ф = /а - fl = 3,65 - 3,5 =
= 0,15 МГц.
Добротность контуров (с учетом
вносимых схемой сопротивлений)
Сэ = 3’1/с/Д/ф=3,1 • 3,575/0,15 = 75.
Коэффициент связи
Дсв = Р/Сэ = 2,41/75 = 0,032.
При Q5 > 10 можно считать Ссв = КсзСп. Тогда Ссв = 0,032 • 300 = 9,6 пФ.
Если добротность Q3>75, провал будет больше 3 дБ; при меньшей Q3 провал
уменьшится, но полоса фильтра расширится.
Двухконтурный фильтр при р = 1 имеет = 3, 16 и ^п(0,01) = 10- При
Р = 2,41 Кп(0 01) уменьшается до 8. Лучшую прямоугольность обеспечивают трех-
контурный (Кп(0>1) 2,75; Кп(0>01) == 5,5) и четырехконтурный (Кп(0>1) = 2,12;
КП(0 01) ~ 4) фильтры. Полосовые фильтры на любительские диапазоны редко име-
ют более трех контуров, так как увеличение их числа повышает потери в фильтре.
Вследствие относительной узости любительских диапазонов (Д/7С = 2 ..
6 %) такие фильтры целесообразно выполнять из П-образных звеньев, соединяя
их цепочкой (рассмотренный двухконтурный фильтр представляет собой именно
такое звено). На П-звенья оказывают меньшее влияние паразитные емкости;
кроме того, волновое сопротивление П-звеньев падает за пределами полосы про-
пускания, что улучшает избирательность усилителя благодаря шунтированию
его входного или выходного сопротивления волновым сопротивлением фильтра.
В фильтре, имеющем три и более контуров, емкость крайних контуров долж-
на быть вдвое меньше, а индуктивность — вдвое больше, чем в заключенных
между ними средних контурах. При необходимости изменять ширину полосы
пропускания цепочечного фильтра изменяют связь между контурами, переклю-
чая конденсаторы связи. Таким путем можно изменить ширину полосы в не-
сколько раз. При более широких относительных полосах фильтра (более
3—5 %) приходится снижать добротность контуров фильтра, подключая парал-
лельно им резисторы. Фильтр должен быть согласован с сопротивлением нагруз-
ки; при малой величине нагрузки ее подключаюг_к части витков последнего кон-
тура фильтра.
16
Настраивают многозвенный фильтр следующим образом. К первому конту-
ру через небольшую емкость (1—2 % от емкости контура) подсоединяют лампо-
вый вольтметр. На вход каскада, после которого включен фильтр, подается сиг-
нал с необходимой частотой от генератора стандартных сигналов. Второй кон-
тур закорачиваю!, а первый подстраивают на максимум показаний. Затем зако-
рачивают третий контур, а второй настраивают на минимум показаний вольт-
метра, подключенного по-прежнему к первому контуру. Минимум показаний
соответствует максимальному «отсосу» энергии из первого контура при на-
стройке второго в резонанс. Нечетные контуры (третий и др.) настраивают
иа максимум показаний, четные — на минимум. При этом контур, следую-
щий за настраиваемым, должен быть закорочен. Затем следует переключить
вольтметр на выход фильтра, подстроить первый контур и снять характе-
ристику.
Электромеханические фильтры. В электромеханических фильтрах (ЭМФ)
высокочастотные электрические колебания преобразуются в механические, про-
пускаются через цепь, состоящую из механических резонаторов, а затем вновь
преобразуются в электрические. Работа преобразователя основана на магнито-
стрикционном эффекте, при котором изменяется длина ферромагнитного стерж-
ня под действием внешнего магнитного поля.
Колебания подаются на входную катушку, настраиваемую в резонанс на ра-
бочую частоту. Внутри нее находится магнитострикционный преобразователь,
связанный с резонаторами. Резонаторы имеют высокую добротность (104—10s),
благодаря чему можно построить очень хорошие фильтры. Число резонаторов
от 2 до 15, чаще 5—9, Резонаторы соединяют друг с другом связками, передаю-
щими механические колебания. Последний резонатор передает колебания иа
выходной преобразователь, который создает переменное магнитное поле, наво-
дящее ЭДС в выходной катушке. Вблизи преобразователей помещены магниты
смещения.
Электромеханические фильтры изготовляют на частоты от десятков кило-
герц до 1 МГц и на полосы пропускания от десятков герц до десятков кило-
герц. Коэффициент прямоугольности по уровням 80 и 3 дБ 1,2...2. Затухание
в полосе пропускания 3—10 дБ. Неравномерность в полосе пропускания не пре-
вышает 6 дБ.
Радиолюбители наиболее часто применяют ЭМФ на частоту 500 кГц. Пример
обозначения фильтра ЭМФ-9Д-500-ЗВ: 9 дисков, на частоту 500 кГц, полоса
пропускания 3 кГц (В — верхняя по отношению к частоте 500 кГц);
ЭМФ-5Д-500-0,ЗС: 5 дисков, полоса 0,3 кГц расположена симметрично отно-
сительно частоты 500 кГц.
ЭМФ следует оберегать от ударов и сильных магнитных полей. На ЭМФ не
следует подавать напряжение более 1 В и пропускать через катушки фильтра
постоянный ток. Частотная характеристика ЭМФ почти симметрична (верхний
по частоте скат бывает круче). Затухание у ЭМФ, как и у фильтров типа k, мо-
нотонно возрастает по мере удаления от полосы пропускания; в непосредственной
близости от нее ЭМФ дает ослабление 70—80 дБ.
Кварцевые фильтры. Основным элементом кварцевого фильтра является
кварцевый резонатор — пластина прямоугольной или круглой формы, вырезан-
ная из кристалла кварца. Работа кварцевых резонаторов в радиотехнических
схемах основана на явлении прямого и обратного пьезоэффектов. Прямой пьезо-
эффект заключается в появлении электрических зарядов на гранях некоторых
кришаллов (кварц, эгилендпамин винный) при сжатии кристалла в определен-
ных направлениях. Эти же свойства сохраняются и у пластинки, вырезанной
из кристалла под определенным углом к его осям. Обратный пьезоэффект — это
Упругая деформация пластины под действием приложенных к ней зарядов,
причем направление деформации (например, сжатие или растяжение) зависит
от знака зарядов, г. е. от направления электрического поля. В зависимости от
частотного диапазона и вида среза пластинки используют различные виды ко-
лебаний: сжатие, растяжение, изгиб, сдвиг по толщине и т. д. Кварцевая плас-
тина помещается между электродами, создающими электрическое поле. В со-
временных кварцевых резонаторах электроды в виде тонкого металлического
слоя наносят непосредственно на поверхность пластины. Пластину закрепляют
проволочками или пружинами в тех точках, которые остаются неподвижными
при возбуждении в ней колебаний.
17
Если частота переменного электрического Поля равна частоте собственных
упругих колебаний пластины, наступает резонанс, и амплитуда колебаний имеет
наибольшее значение. Низшая частота собственных колебаний пластинки назы-
вается основной частотой.Но резонанс собственных колебаний пластины с пере-
менным внешним полем получается также и тогда, когда частота поля в нечет-
ное число раз выше основной частоты, т. е. пластину можно возбудить на не-
четной механической гармонике. Кварцевые резонаторы изготовляют иа частоты
от 1 кГц до 100 Л1Гц. Резонаторы на основную частоту более 10—15 МГц ветре»
чаются редко, так как толщина пластин на этих частотах 0,2—0,3 мм. Более
высокочастотные резонаторы работают на механических гармониках.
Добротность кварцевых резонаторов 104—106 и выше; на высоких частотах
добротность выше, чем на низких. Собственная частота кварцевого резонатора
зависит от температуры. При изменении температуры от 0 до 100 °C частота ре-
зонаторов срезов АТ и БТ изменяется на 30 • 10“°, а частота резонаторов среза
ЖТ (100—500 кГц) в этом диапазоне температур практически не изменяется.
а
Рис. 1.9. Эквивалентная схе-
ма кварцевого резонатора (а)
и зависимость реактивного
сопротивления от частоты (б)
Кварцевые резонаторы подвержены старению: за первый год после изго-
товления частота изменяется иа (10—20) 10-е, затем процесс старения быстро за-
медляется и составляет 10-6 за год.
Допустимая мощность рассеяния для кварцев, работающих на основной
частоте 5 МГц, не более 10 мВт, иа высоких частотах — 3....5 мВт; для кварцев,
работающих на механических гармониках,— до 2 мВт. При работе на верхнем
пределе мощности процесс старения пластин ускоряется. Более подробные све-
дения о кварцевых резонаторах приведены в работах [15, 22].
Характеристики кварцевого резонатора можно отобразить эквивалентным
колебательным контуром (рис. 1. 9, а). Величины £((, Ск и RK отображают ме-
ханические колебательные свойства пластины, а Со — емкость, образованную
электродами с пластиной кварца в качестве диэлектрика, плюс емкость кварце-
держателя (так называемая статическая емкость резонатора).
Зависимость реактивного сопротивления эквивалентного контура от частоты
показана на рис. 1.9, б. Контур имеет две резонансные частоты, на которых ре-
активное сопротивление между точками А и Б равно нулю,— частота последо-
вательного резонанса участка LKCK f = 1/2л]/ГкСк и частота параллельного ре-
зонанса всего контура
f _ 1 1 /"^к + ^о
р 2л У ЬКСКСО '
Поскольку добротность резонатора высока, влиянием RK на частоту можно
пренебречь. На частоте /s активное сопротивление между точками А и Б равно
/?к, на частоте / очень велико. Частота fp выше fs на величину резонансного
интервала &f = fp — fs. Зная частоты f и и параметры эквивалентного контура
(Cs, £к, RK< Со), можно рассчитать кварцевые фильтры. Некоторые параметры
можно определить экспериментально, а величины LK, Ск н рассчитать на осно-
вании данных эксперимента.
18
Схема резонансного способа измерения параметров кварцевого резонатора
показана на рис. 1.10, а. В качестве генератора стандартных сигналов Г1 ис-
пользуют Г4-18, Г4-102 и др. Частотомер должен быть цифровой, в крайнем случае
можно пользоваться приемником с точной шкалой (например, Р-250М, у кото-
рого деления на лимбе «тон» нанесены через 0,1 кГц). В данном случае важно
измерять изменение частоты в небольших пределах, а не ее точное значение.
На выходе схемы можно использовать любой ВЧ милливольтметр. Резисторы
желательно применять безындукционные.
Изменяя частоту генератора, находят максимум показаний милливольтметра
Умакс, соответствующий частоте fs, и минимум на частоте fp (рис. 1.10, б).
Расплывчатый минимум показаний милливольтметра свидетельствует о большом
уровне паразитных наводок на его входе.
Резонансный интервал кварцевых резонаторов на частоту сотен килогерц
составляет несколько десятков или сотен герц; у резонаторов на частоты в не-
сколько мегагерц резонансный интервал измеряется килогерцами. Некоторые
Рис. 1.10. Схема резонансного способа измерения параметров кварце-
вого резонатора (а) и зависимость напряжения от частоты (б):
пунктиром показана зависимость при подключении конденсатора Сэ
резонаторы, кроме основного резонанса, имеют паразитный резонанс меньшего
уровня, отстоящий от основного на несколько десятков килогерц. Если раз-
ница в уровнях меньше 20 дБ, такие резонаторы применять в фильтрах
нежелательно.
Для измерения 7?к заменяем кварцевый резонатор безындукционным рези-
стором 7? и подбираем величину его таким образом, чтобы милливольтметр
вновь показал значение ^мак0- Тогда R3 = Rr.
Для измерения Со необходимо, включив снова резонатор в схему измерения,
параллельно ему подсоединить подстроечный конденсатор Сэ и установить его
величину такой, чтобы резонансный интервал уменьшился вдвое; при этом час-
тота бесконечного затухания переместится ближе к частоте fs и займет поло-
жение f'p. Установив на генераторе частоту f'p, подстраиваем конденсатор Сэ
до получения минимальных показаний милливольтметра.' Тогда Сэ = Со. Ем-
кость Со можно измерить и непосредственно, если имеется прибор для измерения
малых емкостей.
Известно следующее соотношение: A[ = f„— fs = CK/S/2CO. Отсюда Ск —
~ 2Сц \f /f s.
Предположим, что при измерении получили следующие данные: fs = 5000 кГц,
fp = 5001,6 кГц, /?к = 50Ом, Сэ= 10пФ. Определим Д/ = fp—fg= 1,6 кГц.
Тогда
Зная Ск, из условия резонанса находим
Lk = 4 л 2/2С‘к = 4 - 3,142 • 52 • 0,0064 = 0,16 ГН‘
19
Добротность резонатора
2nfsLK__2 .3,14 • 5 • 10в . 0,16
Qk ~ ~K 50
Наиболее часто в любительской аппаратуре связи применяют кварцевые
фильтры, имеющие полосу пропускания 0,2—0,5 кГц (для приема телеграфных
сигналов) и 2—3 кГц (для приема и формирования однополосных сигналов).
Ofi27
от
0,857
: н
0J76
0857 5,790 5.280 5.280 5,790 „
HI—От-Аг-гА—11~тА—II t II й II if
0,888 J_0,8f5
0,7№.
0,857
0,885
0857
ь-
а
6
6
о
о
Современные кварцевые фильтры изготовляют на частоты до 100 МГц, что поз-
воляет строить высококачественные приемники и передатчики с одним преобра-
зованием частоты сигнала.
Лучшие фильтры обеспечивают затухание в полосе задерживания до 120—
130 дБ (на частоте до 10 МГц), имеют Кп менее 2, малое затухание- в полосе про-
пускания (1—6 дБ) и неравномерность частотной характеристики в полосе про-
пускания 1—6 дБ. Кроме того, их параметры стабильны во времени и мало за-
висят от температуры. Для защиты от влияния влаги кварцевые фильтры гер-
метизируют.
Кварцевые фильтры подразделяются на три вида: цепочечные (лестничные),
мостовые и монолитные. Схемы цепочечных фильтров показаны на рис. 1.11.
Все резонаторы имеют одну частоту последовательного резонанса. В зависимости
от количества резонаторов меняется коэффициент прямоугольности частотной
20
характеристики и затухание в полосе задерживания. В голосе пропускания
частотная характеристика имеет один или несколько провалов, глубина которых
не превышает 1,5—2 дБ при правильной настройке и согласовании фильтра.
Расчет цепочечных фильтров приведен в работе [9]. Для расчета необходимо
знать точные параметры кварцевых резонаторов, которые трудно получить из-за
невозможности точного измерения частоты параллельного резонанса, на значе-
ния которого влияют паразитные емкости схемы измерения. Радиолюбитель
р. Эклсгон (G3J1K) предложил экспериментальную методику изготовления це-
почечных фильтров в радиолюбительских условиях. Суть ее состоит в следующем.
Собирают макет двухрезонаторного фильтра но схеме рис. 1.11, а. Используют
емкости С= 15...51 пФ на частоты от 3 до 15 МГц; например, конструируя фильтр
на 9 МГц, выбирают значение С = 33 пФ. Рассчитывают волновое сопротивле-
ние фильтра
z = K . 106/2.*ЦС,
где К — коэффициент емкости фильтра, указанный на схеме; f — средняя
частота фильтра, МГц; С — емкость, пФ.
Рис. 1.12. Схема 10-кристального цепочечного фильтра
Устанавливают резисторы Rt = /?2 = z. Снимают частотную характеристику
фильтра и определяют по ней полосу пропускания на уровне — 3 дБ. Задаваясь
другими значениями емкостей (например, 27;39; 47 пФ), рассчитывают значение
z и собирают схему с этими емкостями и соответствующей им нагрузкой R1
и R2. Снимают частотные характеристики этих схем и определяют полосу пропус-
кания на уровне — ЗдБ каждой. Из всех вариантов выбирают тот, который бли-
же всех по полосе пропускания к требуемой. Определяют окончательно значе-
ние требуемой емкости
где П — полоса пропускания, наиболее близкая к требуемой; С—емкость,
соответствующая этой полосе; /7тр — требуемая полоса пропускания.
Определяют импеданс фильтра для требуемой полосы, подставляя в формулу
значение СТр. Далее вычисляют значения емкостей для конкретного выбран-
ного фильтра (рис. 1.11,6, в, г) в соответствии с коэффициентом К, указанным на
схеме:
С = (К • 10?)/(2л/с).
Собирают фильтр и проверяют его частотную характеристику, нагружая
с обеих сторон на сопротивления, равные г. Если входное или выходное сопро-
тивление каскада отличается от требуемого, параллельно или последовательно
с зажимами фильтра включают соответствующие корректирующие резисторы.
Цепочечные фильтры имеют затянутый нижний склон частотной характерис-
тики. Для увеличения его крутизны параллельно входу или выходу фильтра
включают кварцевый резонатор, аналогичный применяемым в фильтре. Частота
последовательного резонанса кварцевого резонатора снижается с помощью
включенной последовательно катушки индуктивности (рис. 1.11, г).
На рис. 1.12 показана схема цепочечного фильтра на частоту 9 МГц, разра-
ботанного Г. Шульгиным (UA3ACM). Все резонаторы имеют частоту f ь —
~ 8998 кГц. Полоса пропускания фильтра 2,4 кГц, затухание в полосе 6 дБ,
коэффициент прямоуготьности 1,4 по уровням — 80/—3 дБ. 'Резонаторы В1
и В2 включены в схему для повышения крутизны нижиего ската фильтра.
На рис. 1.13, а показана схема однокристального мостового фильтра,
'-средина вторичной обмотки соединена с корпусом (можно применить и емкост-
21
ный делитель), и на концах вторичном обмотки напряжение оказывается в про
тивофазе. В одно плечо моста включен кварцевый резонатор, в другое — нейтра
лизующий конденсатор Сн, ось которого обычно выводится на переднюю панел!
радиоприемника. Когда емкость конденсатора Сн равна статической емкости
резонатора Со (плюс емкость монтажа), мост сбалансирован, и напряжение на
нагрузке определяется только током, протекающим через последовательную
ветвь эквивалентного контура кварцевого резонатора (LKCK/?K).
Прн балансе моста частотная характеристика фильтра практически симмет-
рична (рис. 1 13, б), но при отсутствии баланса в характеристике появляется
частота бесконечного затухания. Особенность мостового фильтра — возмож-
ность перемещать частоту бесконечного затухания выше и ниже резонансной
частоты и тем самым «вырезать» узкополосную помеху. Если увеличивать ем-
кость Сн (Сн > Со), частота бесконечного затухания приближается к резонаь-
Рис. 1.13. Схема мостового кварцевого d>\ ь-
тра (а) и частотная характеристика при раз-
личных значениях емкости Сн (б — е)
тот. Изменяя сопротивление
полосу пропускания фильтра,
ставляют примерно 100—500
сной частоте со стороны более низких частот.
Если же уменьшать емкость Сн частота бесконеч-
ного затухания приближается к резонансной
частоте фильтра со стороны более высоких час-
Ra, можно в некоторых пределах регулировать
На частоте 465 кГц пределы регулирования со-
Гц Малым величинам Rn соответствует узкая
полоса. Недостатком этой схемы является сильное изменение коэффициента пере-
дачи фильтра при регулировке полосы. Вместо резистора Ru можно включить
параллельный колебательный контур и регулировать полосу его расетройкой.
Наиболее широкая полоса получается, когда второй контур настроен в резо-
нанс (т. е. имеет наибольшее эквивалентное сопротивление)
Но наиболее эффективная регулировка полосы (от сотен 1ерц до нескольких
килогерц) получается, если одновременно расстраивать один контур вверх,
а другой — вниз от резонансной частоты кварца. Такие фильтры с успехом
применялись в связных приемниках, предназначенных для приема телеграфных
и AM сигналов. Прямоугольность таких фильтров не очень хорошая, тем не менее
они удобны для приема телеграфных и сигналов.
Лучшую прямоугольность характеристики имеют двух- и четырехкоисталь-
ные дифференциально-мостовые фильтры. На рис 1.14, а показана принципи-
альная схема дву хкрнсталыюго диф|еренциально-мостового фильтра. Она от-
личается от схемы рис. 1.13, а тем, что вместо нейтрализующего конденсатора
включен второй резонатор В2, а параллельно резонаторам подсоединены под-
строечные конденсаторы С1 и С2.
Частота fsi превышает частоту fsi на величину резонансного интервала
резонатора В/, т. е. = fpi. Характеристика затухания двухкристального
фильтра показана на рис. 1.14, в. Нижняя частота среза фильтра соответствует
частоте fsl, а верхняя соответствует не частоте fp2 (как указывается инсгда в ра-
диолюбительской литературе), а более низкой частоте fB, на которой плечи филь-
тра с кварцевыми резонаторами имеют равное реактивное сопротив.ден' е, но раз-
ных знаков и небольшой величины. На частотах /]м и f2co реактивные сопротив-
ления плеч моста равны и одинаковы по знаку. Мост на этих частотах сбалан-
22
сир зван, т е. имеет место бесконечное затухание. Появление частот бесконечного
затихания возможно лишь в том случае, если С2 > Cv Тогда линия, соответ-
ствующая Х?, проходит ближе к осям и пересекается с линией Хг Если же
q = Clt ю Xj и Х2 нду г параллельно, и частоты бесконечного затухания от-
сутствуют.
Разнос частот последовательного резонанса кварцев обычно составляет 0,8
ширины полосы пропускания фильтра. Точное значение этого коэффициента
зависит от добротности резонаторов, а также от относительной ширины полосы
фильтра (А/йОс)- Для изготовления фильтров с полосой 2—3 кГц пригодны
кварцы с резонансным интервалом 1,6—2,5 кГц, а для изготовления «телеграф-
ных» фитьтров подойдут кварцы с интервалом 0,3—0,5 кГц Частота /s2 должна
превышать частоту нижнего по частоте кварца на величину его резонансного
Рис. 1.14. Схема дифферен-
циально-мостового фильтра
(а), частотная зависимость
сопротивления верхнего (Xj)
и нижнего (Х2) п ,еч филь-
тра (б) и частотная характе-
р 1стика затухания (в)
интервала В этом случае получается
наилучшая характеристика фильт-
ров. Если fs2 несколько выше fpl,
т е. разнос частот превышает ре-
зонансный интервал В/, в поло-
се пропускания между частотами fpl и появляется небольшой всплеск
затухания, соответствующий впадине на характеристике пропускания. По
мере увеличения разноса частот fpl и fs2 провал возрастает, н такой фильтр
становится непригодным для работы в приемнике или передатчике. Если
же fsz несколько ниже fpt, появляется несимметрия характеристики, и при
сближении fs2 и fsi характеристика сужается и становиюя несимметрич-
ной. Неравномерность затухания в полосе пропускания в значительной мере
зависит от сопротивления нагрузочною резистора Рн Величина его может
быть от сотен ом (при полосе 3 кГц на частотах 8—10 МГц) до нескольких кило-
ом на более низких частотах и при меньшей полосе фильтра.
Двух.христальный фильтр имеет затухание 25—40 дБ в полосе задерж ивания
и 1—3 дБ в полосе пропускания. На уровнях —40/—6 дБ Хп = 3 ..5. Резонан-
сный интервал 1,6—2,5 кГц встречается v резонаторов на частоты 2—6 МГц;
v резонаторов на 8—10 МГц он обычно больше и может превышать 10 кГц.
Уменьшить интервал можно, подсоединив параллельно резонатору конденса-
тор. емкость которого
Q _ С j
(1 3)
Со — статическая емкость резонатора; Д/ — его резонансный интервал;
— необходимый для фильтра резонансный интервал (Д/' = 0,8 Д/ф).
23
Пример 10. Изготовить фильгр на полосу — 2,5 кГц. Резонаторы
имеют Со — 10 пФ; Д/= 8 кГц. Находим Д/'= 0,8 Д/ф= 0,8 • 2,5 = 2 кГц
и Сп = 10 £—1 1 = 30 пФ. Частоту одного из резонаторов необходимо повы-
\ 1
сить на 2 кГц.
У низкочастотных кварцев резонансный интервал невелик и зачастую
недостаточен для изготовления фильтров Резонансный интервал можно увели-
чить, если подключить параллельно кварцу катушку, индуктивность которой
можно определить следующим образом Вначале по формуле (1.3) определяют
емкость параллельного конденсатора Сп; при этом получается отрицательное
значение Сп.Вычислив по формуле (1.2) реактивное сопротивление этого «от-
рицательного конденсатора» (который равнозначен катушке индуктивности),
можно определить индуктивность, имеющую такое же реактивное сопротивление
на частоте кварца Катушка должна иметь возможно меньшие потери.
Рис. 1.15. Схема 4-кристального дифференциально-мостового фильтра (о), ха-
рактеристика затухания (б) и межфпльтровая согласующая Т-цепь (в)
Кварц с параллельной индуктивностью приобретает еще одну частоту бес-
конечного затухания, образованную параллельным контуром, состоящим из
индуктивности катушки н статической емкости кварца. Необходимо проследить,
чтобы частота этого контура не была вблизи частоты кварца.
Способы изменения частоты резонаторов описаны в работах [3, 181. В лю-
бительских условиях наиболее удобно повышать частоту кварца, стирая школь-
ной резинкой или очень мелкой (микронной) шлифовальной шкуркой тонкий
верхний слой металлизации (электрода) Делать это следует очень осторожно,
периодически контролируя частоту. Чтобы повысить на 2—3 кГц частоту квар-
ца на 8—10 МГц, иногда достаточно нескольких движений Запаянные кварцы
в металлических корпусах для подточки можно распаять. Необходимо следить,
чтобы припой не попал на металлизированные поверхности кварцевой пластины,
иначе она выйдет из строя. Немного понизить частоту кварца можно, заштрихо-
вывая его стороны простым графитным карандашом.
Если два 2-крнстальных фильтра соединить последовательно, получится
4-кристальный (рис. 1.15, а). На частотах 5—9 МГц он имеет затухание в полосе
задерживания около 50—60 дБ, потери 1—5 дБ, коэффициент лрямоугольности
Кп = 2 ..3. Частоты последовательного резонанса fs2, fsl кварцев В/ и В2
должны быть одинаковы (разброс не более 50 Гц); частота кварцев ВЗ и В4
Vs3> fsi) должна быть выше, чем fsl на 0,8—0,9 значения полосы пропускания.
Характеристика затухания 4-кристального фильтра показана на рис. 1.15,6.
Она имеет четыре частоты бесконечного затухания, если С, < С3 и С2 < С4.
Частоты эти устанавливаются изменением емкостей подстроечных конденсаторов
СЗ—С4. Частоты следует установить таким образом, чтобы впадины ца характе-
ристике затухания были примерно одного уровня.
Важным элементом фильтра является индуктивность. Это должен быть
идеальный автотрансформатор, у которого индуктивная связь между половин-
ками обмотки равна единице. Лучше всего это условие выполняется, если катуш-
ку намотать двумя сложенными проводами на замкнутый магиигопровод из фер-
24
оптового кольца с проницаемостью и =® 50....400 (или в крайнем случае на поло
винку сердечника СБ-12, СБ-181. Начало одного провода соединяют с концом
другого. Число витков должно быть таким, чтобы резонанс иа рабочей частоте
фильтра обеспечивался при емкости С5 — 100 . 200 пФ (200 пФ для фильтров
на g—10 МГц, 100 пФ — для фильтров на 3—4 МГц). Изменяя настройку кон-
тура L1C5, можно корректировать форму вершины характеристики. Если уве-
личить индуктивность катушки L1 в несколько раз, можно обойтись и без кон-
денсатора С5, но в таком случае лишиться способа коррекции вершины характе-
ристики. Другой способ коррекции — изменение сопротивления резистора /?н.
Если нагрузкой фильтра является колебательный контур, фильтр следует
согласовать с контуром (подключить, например, к части витков катушки).
Фильтры по схеме рис. 1 14 и 1.15 можно соединять последовательно. По-
лученный 6-кристальный фильтр имеет затухание в полосе задерживания более
60 дБ и потери 2—6 дБ. Для устранения влияния фильтров друг на друга
и согласования их применяют согласующую Т-цепь (рис. 1.15, в) Изменяя от-
ношение RjRg и RjRs, можно регулировать развязку между фильтрами. При
= R2 = 0 она минимальна. Изменяя сопротивления резисторов, можно
подбирать наивыгодиейшее сопротивление нагрузки по виду общей частотной
характеристики фильтра. Соединив последовательно два 4-крис'гальных фильтра,
можно получить затухание в полосе задерживания 80—100 дБ и более, что до-
статочно даже для приемников высокого класса. При затухании 60 дБ и более
важное значение имеет хорошая экранировка входных и выходных цепей.
Кварцевые фильтры могут работать не только на первой, но и на нечетных
механических гармониках резонаторов. Известно, чю резонансный интервал
иа n-й гармонике в п раз меньше, чем на основной. Поэтому и ширина полосы
пропускания фильтров на гармониках меньше, чем на основной. Эго, впрочем,
не мешает создавать хорошие фильтры на частоты более 30 МГц: например,
если кварц на основной частоте 8 МГц имеет резонансный интервал 10 кГц, на
третьей гармонике (24 МГн) — 3,3 кГц, а на пятой (40 МГц) — 2 кГц. Фильтр
на частоту 40 МГц будет иметь полосу 2,5—3 кГц Затухание в пЛросе задер-
живания такого фильтра можно ориентировочно определить как 10 дБ на резо-
натор, т. е. 8-кристальный фильтр имеет затухание 80 дБ; потери вследствие
высокой добротности резонаторов невелики (2—8 дБ).
Существуют монолитные кварцевые фильтры, у которых все резонаторы
созданы на одной кварцевой пластине. Монолитные фильтры отличаются малыми
размерами, стабильностью характеристик, не уступая в этом электромеханиче-
ским фильтрам, ио превосходят их по устойчивости к тряске, вибрациям и уда-
рам, а также по ширине рабочего диапазона. В любительских условиях можно
изготовить монолитные кварцевые фильтры простой конструкции из обычных
резонаторов [18] Связь между резонаторами осуществляется через участок без
электродов, величина связи зависит от расстояния между электродами. Изменяя
толщину электродов, например, стиранием части слоя металлизации, можно
регулировать ширину полосы пропускания и форму характеристики фильтра.
3. УСИЛИТЕЛИ
Усилители составляют широкий класс устройств, применяемых в различной
радиоэлектронной аппаратуре. Усилители делятся на усилители напряжения
и мощности. В зависимости от частоты, на которой работают усилители, их под-
разделяют на усилители радиочастоты (т. е. частоты передаваемого или прини-
маемого сигнала и промежуточной частоты) и низкой частоты. Если полоса уси-
ливаемых частот составляет несколько процентов рабочей частоты, такой уси-
литель называют узкополосным, если же полоса частот сравнима с рабочей час-
тотой, усилитель считается широкополосным.
В зависимости от применяемого усилительного элемента усилители бывают
ламповые, транзисторные, на туннельных диодах и т. д. Усилители различают
и но типу нагрузки- резистивные, трансформаторные, резонансные (нагрузкой
является резонансный контур) и т. д.
Основные параметры усилителей
Коэффициент усиления по напояжению или мощности, показывающий,
во сколько раз напряжение или мощность на выходе усилителя больше соответ-
ствующего значения на входе:
Кн = ^вых'^вх’ *м ~ ^вых-^вх
или в децибелах
и Р
K(AB)=201g-^=101g-^.
и вх гвх
Коэффициент шума показывает, во сколько раз отношение мощности сиг-
нала к мощности шума на входе усилителя больше, чем на его выходе:
р /Р
ТИ 1 С.ВХ' 2 Ш.ВХ
р /Р
С.ВЫХ L .ВЫХ
или в децибелах
Ш(дБ) = 101§Ш.
Коэффициент шума всегда больше 1. Ухудшение отношения мощности сиг-
нала к мощности шума на выходе усилителя связано с генерацией шумов всеми
цепями усилителя, обладающими активными сопротивлениями, и усилитель-
ными элементам^ схемы.
Уровень шума, генерируемого активным элементом, зависит от его типа и
конструкции. Шумы электронных ламп обычно выражают эквивалентным сопро-
тивлением шумов, т. е. величиной активного сопротивления, которое необходимо
включить в цепь управляющей сетки идеальной (нешумящей) лампы, чтобы
в анодной цепи получить шумовой сигнал, равный уровню шумов данной
лампы.
С увеличением крутизны характеристики уровень шумов падает. Эквива-
лентное сопротивление шумов у современных ламп колеблется от десятков ом
до нескольких килоом. Шумовые свойства транзисторов характеризуются коэф-
фициентом шума иа определенной частоте. Транзисторы обладают повышенным
уровнем шумов на низких частотах, величина которого обратно пропорциональ-
на частоте. Уровень шумов также возрастает с приближением к граничной час-
тоте транзистора. Коэффициент шума современных транзисторов колеблется
от 1 до 10 дБ и указывается в справочниках.
Уровень нелинейных искажений. При усилении сигналов из-за нелинейности
характеристик, главным образом, усилительных элементов схемы происходит
искажение формы усиливаемого колебания. Степень искажения зависит от типа
применяемого усилительного элемента, режима его работы и уровня входного
сигнала. В результате нелинейных искажений формы колебаний в выходном
спектре появляются гармоники. В усилителях низкой частоты они проявляются
как ухудшение качества звучания, в виде хригов, потери разборчивости сш на-
ла. Коэффициент нелинейных искажений определяют по формуле
*н.и =
К и} + Uj 4- uf.
— 100%,
где — напряжение первой гармоники (основной частоты) сигнала, подавае-
мого на усилитель; t/2, U3, Ui — напряжение соответствующих гармоник основ-
ного сигнала, появившихся в результате нелинейных искажений.
Поскольку нагрузкой усилителей радиочастоты являются избирательные
цепи (фильтры), настроенные на частоту усиливаемого сигнала и ослабляющие
его гармоники, нелинейные искажения в этих усилителях проявляются иным
образом. При подаче на вход усилителя двух или более сигналов с различными
частотами на выходе появляются колебания комбинационных частот, вследствие
взаимодействия колебаний исходных частот на нелинейном элементе. Отрица-
тельное влияние этого эффекта при приеме и передаче рассмотрено в гл. 2 и 3.
26
Частотная характеристика и избирательность усилителя определяются
полосой сигналов (полосой пропускания), которые усиливаются с заданным ми-
нимальным коэффициентом усиления, обычно равным 0,707 от максимального.
Частотная характеристика зависит от частотных свойств цепей связи между
каскадами усилителя, а в широкополосных усилителях — от частотных свойств
самих усилительных элементов. Их коэффициент усиления уменьшается с рос-
том частоты.
Под избирательностью усилителя понимают отношение коэффициента уси-
ления на частоте в пределах полосы пропускания (обычно на средней частоте)
к коэффициенту усиления на любой другой частоте. Это отношение изображают
в виде графика, абсциссой которого является частота, а ординатой — отношение
указанных коэффициентов усиления в линейном или логарифмическом масштабе.
Полученная таким образом кривая называется кривой избирательности.
Устойчивость усилителя или склонность к самовозбуждению. Устойчивость
при данной схеме усилителя зависит от коэффициента усиления и величины па-
разитных обратных связей. Правильно выполненный усилитель должен иметь
запас усиления, при котором он остается устойчивым. Если режим усилителя
близок к самовозбуждению, возможны значительные искажения его частотной
характеристики и нелинейные искажения усиливаемого сигнала.
Входное и выходное сопротивления усилителя могут быть как чисто актив-
ными, так и комплексными, т. е. содержащими реактивную составляющую (ем-
костную или индуктивную). Зная эти параметры, можно оптимально согласо-
вать усилитель с источником сигнала и нагрузкой. Это позволяет усиливать
сигналы с минимальными потерями и максимальным КПД усилителя.
Усилители радиочастоты (УРЧ). Рассмотрим принципы построения усили-
телей напряжения высокой н промежуточной частот, широко применяемых
в приемной и передающей коротковолновой аппаратуре. Различают два режима
работы усилителей: без отсечки анодного тока (режн i первого рода или класса
А) и с отсечкой анодного тока (режим второго рода или классов АВ, В, С, Д).
Режим работы усилителя определяется положением рабочей точки на статиче-
ской характеристике усилительного элемента, которое зависит от начального
смещения на управляющем электроде и величины усиливаемого напряжения.
Усилители напряжения обычно работают в классе А.
Вход и выход УРЧ связаны с частотно-избирательной цепью, представляю-
щей собой полосовой фильтр различной сложности. Кроме получения необходи-
мой частотной избирательности, такой фильтр можно использовать для согласо-
вания входного и выходного сопротивлений усилителя с сопротивлениями пре-
дыдущего и последующего каскадов. Поскольку транзистор отличается от лам-
пы более низкими входными и выходными сопротивлениями и большей внутрен-
ней обратной связью, снижающей коэффициент устойчивого усиления, необхо-
димо большое внимание уделять согласованию сопротивлений и мерам, повы-
шающим устойчивость усилителя. Так как параметры транзисторов зависят от
температуры, то применяют температурную стабилизацию их режима.
Схемы усилителей на лампе, биполярном и полевом транзисторах показаны
на рис. 1.16. Частичное подключение входного контура в схеме рис. 1.16,6
выполнено для согласования входного сопротивления усилителя с эквивалент-
ным сопротивлением контура. Уменьшение коэффициента включения цепи базы
транзистора в контур улучшает его избирательность за счет уменьшения шунти-
рования контура. Выходной контур связан с коллекторной цепью транзистора
через катушку связи, число витков которой определяется допустимым затуха-
нием, вносимым выходным сопротивлением транзистора в контур. Входное сопро-
тивление полевого транзистора велико и не вносит дополнительного затухания
в контур. Диоды типа Д106 обеспечивают защиту затвора транзистора от про-
боя высоковольтным потенциалом в результате всевозможных наводок.
Температурная стабилизация рабочих режимов транзистора в схеме
рис. 1.16, б осуществляется за счет стабилизации тока базы резисторами R1,
R2 и обратной связи по постоянной составляющей тока эмиттера за счет резистора
Rd- Увеличение постоянной составляющей тока при повышении температуры
вызывает дополнительное падение напряжения на резисторе R3, которое прикла-
дывается к базе транзистора через резистор R2 и снижает ток эмиттера. Стаби-
лизация тем лучше, чем больше сопротивление резистора R3 и меньше сопротив-
ление резистора R2.
27
Для полевых транзисторов можно выбрать рабочую точку на статической
характеристике таким образом, что влияние изменения температуры на пара-
метры транзистора будет минимальным [5]. В схеме рис. 1.16, в резистор R2
стабилизирует ток канала транзистора прн изменении температуры также за
счет падения на ием добавочного напряжения, подаваемого на затвор.
Коэффициент усиления лампового усилителя с общим катодом К = SR3,
где S — крутизна характеристики лампы; R3 — эквивалентное сопротивление
нагрузки с учетом шунтирующего действия внутреннего сопротивления лампы
и входного сопротивления последующего каскада. Этот коэффициент должен
быть меньше или равен коэффициенту устойчивого усиления каскада: Д < Куст.
Для транзисторного усилителя К = р6\ Уц \ R3, где р6 — коэффициент
включения контура в цепи базы — коллектора,равный отношению напряжения
на базе к напряжению на контуре; | г/311 — модуль комплексной проводимости
Рис. 1.16. С^ема
усилителя высокой
частоты:
а — на пентоде; б—»
на биполярном тран-
зисторе; в — на поле-
вом транзисторе
прямой передачи транзистора, эквивалентный крутизне в ламповых схемах.
Подробный расчет усилителей радиочастоты приведен в работе [б].
Коэффициент усиления транзисторного каскада уменьшается с повышением
рабочей частоты. На некоторой частоте, называемой предельной, коэффициент
усиления по току в схеме с общим эмиттером становится равным единице, т. е.
транзистор перестает усиливать ток базы. Значения предельных частот для раз-
ных типов транзисторов приводят в справочниках. Применение транзисторов
с недостаточно высокой предельной частотой уменьшает коэффициент усиления;
для предотвращения возбуждения каскадов необходимо нейтрализовать внутрен-
нюю обратную связь. Для получения устойчивою усиления рекомендуется
применять транзисторы, предельная частота которых, по крайней мере, в 5 раз
выше рабочей частоты усилителя.
Для получения большого и устойчивого коэффициента усиления на высоко-
частотных диапазонах и улучшения линейности характеристик усилителя иног-
да применяют каскодные схемы включения ламп и транзисторов. Схема каскод-
ного усилителя на полевых транзисторах показана на рис. 1.17. Избыточное
усиление на низкочастотных диапазонах скомпенсировано частичным включе-
нием входного контура в цепь затвора первого транзистора. Это повышает устой-
чивость усилителя и уменьшает уровень комбинационных искажений. После-
довательный конгур СфЬф подавляет нежелательные сигналы с частотой на-
стройки контура. Для получения устойчивого усиления на высоких частотах
в резонансных усилителях необходимо нейтрализовать в.-ияиие проходной ем-
кости: анод — сетка Са с, сток—затвор Сс 3, коллектор—база Ск б. Наиболее
часто применяют схемы нейтрализации, которые показаны на рис. 1.18.
28
Конденсаторы нейтрализации Сн и Со в схеме рис. 1.18, а совместно со вход
ной С к и проходной Са 0 емкостями лампы образуют мост, в котором анодный
сеточный контуры включены в разные диагонали. При балансе моста энергия
из анодного контура L2C2 не попадает в сеточный L1CJ.
Из условия баланса Сас/Сп = Сс К/Сс следует: Сн = Ga 0GG/CCM,
Рис. 1.17. Схема каскодного УВЧ на полевых транзи-
сторах
Емкость конденсатора Сс обычно 300—2000 пФ. В схеме рис. 1.18, б ис-
пользуется одна нейтрализующая емкость Сн, величина которой при симметрии
катушки равна проходной емкосгн (Сс 3) транзистора.
Увеличить стабильность параметров усилителя можно, применяя отрица-
тельную обратную связь (ООС). Хотя ООС уменьшает усиление, она позволяет
сйизить нелинейные искажения (улучшить линейность) и уменьшить выходное
Рис. 1.18. Электриче-
ская и эквивалентная
схемы УВЧ с нейтра-
лизацией проходной
емкости:
а — на триоде; б — на по-
левом транзисторе
сопротивление. Однако ООС в резонансных усилителях снижает избиратель-
ность. Поэтому отрицательную обратную связь обычно применяют в тех случаях,
когда требуется получить стабильный коэффициент усиления или линейность
характеристик, например, в усилителях однополосных передатчиков. Схема двух-
каскадного усилителя напряжения с ООС показана на рис. 1.19. Выходной сиг-
нал усилителя делится на емкостном делителе С1С2 и подается в противофазе
на катод лампы VL1 первого каскада. Коэффициент обратной связи пропорцио-
нален отношению СИС2. Обычно это отношение выбирают в пределах 0,01—0,1.
С развитием полупроводниковой техники в коротковолновой аппаратуре
все чаще применяют усилители высокой и промежуточной частот, выполненные
на интегральных микросхемах. Микросхема представляет сложную электриче-
23
скую схему с активными и пассивными элементами (транзисторами, резисторами),
одиако принято рассматривать работу микросхемы как единого усилительного
элемента и характеризовать ее соответствующими параметрами. Например,
свойства усилительной микросхемы определяются- крутизной характеристики,
уровнем собственных шумов, стабильностью параметров при изменении питаю-
щих напряжений, температуры и т. п. Применение интегральных микросхем
позволяет существенно повысить надежность аппаратуры, снизить ее габарит-
ные размеры и массу, а также уменьшить трудоемкость при ее изготовлении.«
Рис. 1.21. Схема УНЧ на ин-
тегральной м"кросхеме
Рнс. 1.20. Схема УВЧ на интегральной
микросхеме
показана па рис. 1.20. Коэффициент
при эквивалентном сопротивлении
Рис. 1.22. Схема УНЧ на операц ониом
усилителе
КЛмнавму
Схема усилителя радиочастоты на интегральной микросхеме типа К2УС248
- усиления по напряжению данного усилителя
нагрузки (контура L2C2), равном 1 кОм,
К= 1000.
Усилители низкой частоты (УНЧ)
современных приемников и передат-
чиков обычно выполняют на тран-
зисторах'пли интегральных микро-
схемах. Основные характеристики
УНЧ: коэффициент усиления по на-
пряжению; чувствительность (т. е.
уровень минимального сигнала на
входе, обеспечивающий на выходе за-
данное отношение сигнала к собствен-
ным шумам усилителя); полоса уси-
ливаемых частот при заданной не-
равномерности усиления (в связной
аппаратуре обычна 300—3500 Гц при неравномерности ± 3 дБ); уровень нели-
нейных искажений (до 3%); выходная мощность (для связных приемников
до 1—3 Вт). Динамический диапазон УНЧ должен быть достаточным для
усиления всех уровней сигналов, снимаемых с детектора’ или получаемых от
микрофона.
Особое внимание следует обращать на снижение уровня фона переменного
тока, который утомляет оператора, а иногда и ограничивает чувствительность
приемника, так как является разновидностью внутренних шумов приемника.
30
фон УНЧ передатчика ухудшает качество сигнала, снижая его разборчивость.
Схема УНЧ на интегральной микросхеме типа К118УН1Г показана на рис.1.21.
В усилителях напряжений низкой частоты применяют также операционные
усилители на микросхемах. Операционный усилитель представляет собой уси-
литель с дифференциальным (симметричным) входом и большим коэффициентом
усиления. Они широко используются в различных радиоэлектронных устройс:-
вах для получения сложных функциональных зависимостей между входными
и выходными сигналами. Так, в УНЧ, применяемом в однополосном передат-
чике, для улучшения разборчивости сигнала в условиях помех осуществляется
подъем частотной характеристики в области высоких частот. Схема УНЧ одно-
полосного передатчика на интегральной микросхеме типа К153УД1А, представ-
ляющий собой операционный усилитель, показана на рис. 1.22.
Коэффициент усиления определяется отношением сопротивлений R2IR1.
Изменяя величину емкости конденсатора С1 или С2, можно изменять вид час-
тотной характеристики в широких пределах: емкостью С1 осуществляют подъем,
2 С2 — завал хаог.ктеоистики в области высоких частот.
4. СМЕСИТЕЛИ
Смесителями называют устройс1ва, служащие для изменения частоты вход-
ных колебаний с помощью вспомогательного генератора (местного гетеродина)
методом сложения (вычитания) частот. Такие устройства часто называют также
преобразователями (хотя, строго говоря, умножители и делители также являются
преобразователями частоты). Если на вход смесителя подаются модулирован-
ные колебания, называемые обычно сигналом в отличие от немодулированных
колебаний, к смесителю предъявляется требование сохранения вида и парамет-
ров модуляции входного сигнала.
Сложение (вычитание) частот в смесителе основано на взаимной модуляции
колебаний на нелинейном элементе. Если проходная характеристика элемента,
г. е. зависимость выходного параметра (тока, напряжения) от входного, пред-
ставляет собой квадратичную параболу (описывается квадратным уравнением
вида у = ах2), при подаче на нелинейный -элемент колебаний двух частот 7
и f2 с амплитудами соответственно Vr и U2 иа выходе появятся постоянная со-
ставляющая, пропорциональная вторые гармоники исходных ко-
лебаний (27 и 2/2) с амплитудами, пропорциональными соответственно Uf и
У2, а также колебания комбинационных частот — суммарной (ft +’ f2) и рзз-
ностной (ft — /2); амплитуда их пропорциональна произведению UrU2. Ника-
ких других частот на выходе не будет при любых соотношениях амплитуд вход-
ных колебаний Одна из комбинационных частот является полезным продуктом
смешения, остальные составляющие — нежелательными.
Почти квадратичные проходные характеристики имеют электронные лампы
при работе иа нижнем сгибе анодно-сеточной характеристики и полупроводни-
ковые диоды при малых амплитудах подаваемых напряжений.
В общем случае, однако, проходная характеристика электронного прибора
описывается уравнением: у = а + bx + rx2 + dx3 + ... . Если подать на него
колебания двух частот 7 и /2, на выходе появятся колебания с частотами:
mfi ± nf2, где т и п = 0, 1, 2, 3, ... Если ограничить рассмотрение кубическим
членом уравнения (dx3), на выходе смесителя, кроме постоянной составляющей,
будут благодаря члену Ьх колебания с частотами первого порядка (7 и f2),бла-
годаря члену сх2 колебания с частотами второго порядка (27, 27, + /2, —
— fz), благодаря члену dx3 колебания с частотами третьего порядка (37,
2/ф-I-/2, 2/2 + flt 2ft~— f2, 2fz—7). Порядок частоты определяется как
сумма коэффициентов при выражении, описывающем эту частоту, например,
частота 37 — 2/2 будет пятого порядка.
Как видно, чем выше степень уравнения, описывающего используемую часть
проходной характеристики элемента, тем быстрее возрастает число гармоник
я комбинационных частот ня выходе смесителя. Они являются мешающими, если
используется сложение (вычитание) частот. Иногда, впрочем, как полезнее
используют выходное колебание -вида 27 — f« или 27 -г 7, т. е. осуществляют
преобразование иа второй гармонике гетеродина, имеющего частоту 7-
31
этого режима наивыгоднейшей является чисто кубическая характеристика эле-
мента.
Если мешающие колебания достаточно удалены от полезной частоты, их
можно существенно ослабить с помощью настроенных избирательных цепей,
включенных на выходе смесителя. Для выбора частот преобразования применя-
ют номограмму (рис. 1.23) Номограмму используют при сложении или вычита
нии исходных частот /у и f2 (причем /2 >fi). По вертикали отложено отношение
/iVa, а для определенных отношений написаны выражения комбинационных
частот, соответствующих этим отношениям.
Пример 11 (вычитание частот). Час-
P..c. 1.2j. Номограмма для выбора ис-
ходных частот преобразования:
о — при вычитании; б •— при сложении
тота генератора плавного диапазона
(ГПД) /1=7 МГц, частота кварцевого
генератора /2 = 10,5 МГц, выходная час-
тота /вых1" /2-/1= Ю,5 —7= 3,5 МГц
Находим отношение Д//2 = 0,667. По
номограмме для вычитания частот нахо-
дим точку 0,667и на горизонтальной пря-
мой, исходящей из этой точки,— выра-
жения для комбинационных частот:
2/у — /2 = 2 • 7 — 10,5 = 3,5; 3/2 -
— 4Д = 3 • 10,5 — 4 • 7 = 3,5; 5/х -
— 3/2 = 5 • 7 — 3 • 10,5 = 3,5. Как ви-
дим, в выходном сигнале присутствуют
также комбинационные частоты третье-
го, седьмого н восьмого порядков, так
что этот выбор частот следует признать
неудачным.
Пример 12 (сложение частот). Час-
тота ГПД/1 изменяется от4,3 до 4,65МГц,
частота кварцевого генератора /2 =
= 9,7 МГц, результирующая частота/вьх
изменяется от 14 до 14,35 МГц. Отноше-
ние /1.//2 изменяется от 0,443 до 0,48.
Из номограммы для сложения частот
видно, что на этом участке нет комби-
национных частот.
Уровень колебаний комбинацион-
ных частот зависит от их порядка. С по-
вышением порядка амплитуда колеба-
ний падает. Относительный уровень ко-
лебаний комбинационных частот зави-
сит от формы характеристики смеси-
тельного элемента, от абсолютного уроз
ня напряжений смешиваемых колебант ’
и соотношения этих уровней. Ориентировочно можно считать, что уровень ко' -
бвиационных колебаний третьего порядка — (20..40) дБ, пятого порядка—(40
60) дБ, седьмого порядка — (60....70) дБ. Поэтому комбинационные часто".:,
седьмого и более высоких порядков обычно неопасны.
Некоторые частоты преобразования можно ослабить применением бала:;
сных или двойных балансных схем за счет равенства и противофазности их то-
ков в сопротивлении нагрузки.
Если преобразованию подлежат сигналы с изменяющейся амплитуде
(например, сигнал, принимаемый приемником, однополосный или AM сигн
в передатчике), то для сохранения линейности их амплитудных характериси ->
амплитуда колебаний гетеродина выбирается в несколько раз больше макси
мальной амплитуды преобразуемого сигнала.
Смесители на диодах в зависимости от уровня колебаний гетеродина могут
работать в двух режимах: квадратичном (при небольших напряжениях гете-
родина) и переключательном (при больших напряжениях гетеродина). Квадра
тнчный режим характеризуется меньшим уровнем нежелательных продуктов
преобразования на выходе смесителя и относительно высокими потерями пре-
32
образования. Переключательный режим обеспечивает меньшие потери сигнала
при преобразовании и более низкий уровень шумов вследствие меньшего сопро-
тивления диодов в открытом состоянии, но более широкий спектр побочных про-
дуктов преобразования. Для обеспечения этою режима гетеродин должен отда-
вать значительно большую мощность. Подача на смеситель напряжения гете-
родина в виде колебаний прямоугольной формы (меаидр) улучшает переключа-
тельный режим диодов.
В переключательном режиме, помимо диодов, могут работать биполярные
транзисторы, а также полевые транзисторы в пассивном режиме (без постоянного
напряжения питания).
Основные параметры смесителя
Крутизна преобразования Snp = Лтр'^с’ где ^пр — ток полезного
на выходе смесительного элемента; L'c — напряжение преобразуемого
на входе смесительного элемента. Для ламп и транзисторов 5пр<:-^5,
сигнала
сигнала
т. е.
крутизна преобразования в лучшем случае в 4 раза меньше, чем крутизна того
же элемента в режиме усиления. Наряду с крутизной преобразования, характе-
ризующей главным образом активный смесительный элемент, пользуются поня-
тием коэффициента преобразования, или коэффициента передачи смесителя по
напряжению или мощности
Д' = U К ~ р р
пр.н епр 'пр.м пр гс’
где (/пр и Рпр — соответственно напряжение и мощность преобразованных сигналов. ‘
Эги же величины можно выразить в децибелах-
^пр.н(дБ) ~ 20 1g ^пр.и = Ю 1g -^пр м-
Очевидно, что Кпрл1 = SnpR3, где R3— эквивалентное сопротивление для то-
ка преобразованной частоты.
Коэффициент шума. По аналогии с усилителями коэффициент шума сме-
сителя
р /Р
ш = .
пр р /р
пр.с' пр.ш
где Рпр с и Рпр ш— мощность сигнала и шума на преобразованной частоте, или
в децибелах
^пр(ДБ)= 101gZZZnp.
Коэффициент шума смесителя больше коэффициента шума усилителя, вы-
полненного иа том же активном элементе. Это объясняется тем, что уровень
преобразованного сигнала в результате уменьшения крутизны меньше, чем
в режиме усиления, в то время как уровень шумов в первом приближении остается
прежним. Гетеродин также вносит дополнительные шумы, поскольку его коле-
бания промодулированы шумами. Если смеситель собран на многосеточной лам-
пе, то шумы такого смесителя дополнительно увеличиваются за счет перерас-
пределения тока лампы между электродами под действием напряжения гетеро-
дина.
Динамический диапазон смесителя — это отношение максимального уровня
Двух равных входных сигналов к уровню создаваемой ими комбинационной
помехи при условии, что ее уровень равняется уровню собственных шумов смеси-
теля. Он характеризует диапазон входных сигналов, которые смеситель преобра-
зует практически без искажений, а также способность смесителя преобразовы-
вать без искажений слабые сигналы в присутствии сильных помех.
Входное и выходное сопротивления. Входное сопротивление смесителя долж-
но быть согласовано с предыдущим каскадом и гетеродином. Такое согласование
позволяет уменьшить потери полезного сигнала, снизить коэффициент шума
устройства и минимизировать мощность колебаний гетеродина. Согласование
2
4-518
33
выходного сопротивления смесителя с нагрузкой повышает коэффициент пг
образования по мощности. В смесителях необходимо согласование с нагрузи
в полосе частот, намного превышающей полосу пропускания тракта промен
точной частоты. Одновременно желательно осуществить эффективное блоки-,
вание токов побочных частот на выходе смесителя. При этом характер coni
тпвления нагрузки должен быть чисто активным как со стороны входа, так и ь
хода смесителя. В противном случае выделенные на частотных максимумах ;
педанса нагрузки мещающне колебания окажутся подведенными к смесите.,
со стороны выхода. Это приводит к изменению режима работы нелинейнь х
элементов смесителя, увеличению шума смесителя и уменьшению динамического
диапазона.
Эффективность подавления колебаний гетеродина определяет степень сни-
жения уровня колебаний гетеродина на входе или выходе смесителя. Колебания
гетеродина на выходе смесителя могут оказывать мешающее действие на пос.ы-
Рис. 1.24. Схема смесителя:
а — односеточного на тртоде; б — двухсеточного на пентоде; е — на биполярном
транзисторе; г — на двухзатворном полевом транзисторе
дующие каскады устройства, ухудшая их параметры. Для борьбы с этим явл
нием, помимо фильтрации колебаний гетеродина на выходе смесителя, примен
ют балансные схемы смесителей по отношению к колебаниям гетеродин
позволяющие уменьшить уровень колебании гетеродина на выходе на 30
и более по сравнению с обычными схемами. Колебания гетеродина, проникш-
ие сигнальный вход смесителя, могут излучаться в эфир через входные цеп,
и антенну приемника. Для ослабления этого явления необходимо разделять ц
пи входного сигнала и гетеродина в смесителе. Балансные схемы смесителе
также снижают уровень колебаний гетеродина на входе смесителя.
Степень влияния преобразуемого сигнала на параметры колебаний гетер
дина. В схемах смесителей из-за связи цепей преобразуемого сигнала и гетер
дииа возможно изменение параметров колебаний гетеродина (частоты, ампли-
туды) под действием преобразуемого сигнала. Для уменьшения этого эффекта
стремятся ослабить связь между гетеродином и смесителем, например, путем
подачи сигналов на различные электроды лампы, а также применяя балансные
схемы. Часто между гетеродином и смесителем включают буферный каскад,
уменьшающий влияние режима работы смесителя на гетеродин (например, эмит-
терный повторитель).
Смесители на активных элементах (лампах, транзисторах) усиливают пре-
образованный сигнал, что является их достоинством. Схемы смесителей на трио-
де, пентоде, биполярном и полевом транзисторах показаны на рис. 1.24. Смеси-
тели иа многосеточных лампах в коротковолновой аппаратуре применяются все
реже, так как имеют большой коэффициент шума.
В схеме на рис. 1.24, а преобразуемый сигнал и колебания гетеродина по-
даются на одну сетку. Схема обладает небольшим коэффициентом шума, но в ней
34
имеется значительная связь между цепями сигнала н гетеродина, в результате
чего приходится уменьшать емкости конденсатора связи С1 и С2. Уменьшение
этих емкостей снижает уровни напряжений на сетке лампы и полезный сигнал
иа выходе смесителя. Двухсеточиый смеситель (рис. 1.24, б) лишен этого недо-
статка. Однако крутизна характеристики лампы по пентодной сетке значитель-
но меньше, чем по управляющей, в результате чего уровень колебаний гетеро-
дина должен быть большим. Схема рис. 1.24, в представляет собой смеситель
на бипотярном транзисторе с
подачей колебаний на различ-
ные электроды. Входное сопро-
тивление по цепи гетеродина
невелико. При ограниченной
мощности гетеродина необхо-
димо согласовывать выходное
сопротивление гетеродина с
входным сопротивлением сме-
сителя. Смеси [ели на двухза-
творных полевых транзисторах
дина должен быть большим. Схема рис. 1.24.
КПЗОЗБ
Rf
Рис. 1.25. Схема ба-
лансного смесителя:
а — на полевых транзи-
сторах с р-n-переходом;
б—на транзисторах с
двумя изолированными
ватворами; в — на диодах;
г — двойного балансного
(кольцевого) на диодах;
д — двойного кольцевого
на диодах
2*
35
(рис. 1.24, г) имеют высокое входное сопротивление, слабую связь между затво-
рами и низкий коэффициент шума.
Для уменьшения уровня шумов, вносимых гетеродином в преобразованный
сигнал, применяют балансные схемы смесителей (рис, 1.25, а, б). Колебания
гетеродина оказываются на нагрузке в противофазе, в результате чего при ба-
лансе схемы, т. е. при идентичности характеристик обоих транзисторов и сим-
метрии выходного контура ослабление колебаний гетеродина и некоторых дру-
гих побочных продуктов поеобразовапия на выходе смесителя может достигать
35 дБ и более. Соответственно уменьшаются шумы, вносимые гетеродином.
В балансных смесителях удобно применять сдвоенные транзисторы, выпол-
ненные на одной пластине полупроводниковою материала, чем достигается прак-
тически полная идентичность их характеристик в диапазоне температур. К ним
относятся полевые транзисторы типа КГТС104, КПС202.
В последние годы все шире применяют смесители на интегральных микросхе-
мах. Смесительные микросхемы выполняют также балансными, они имеют вы-
сокую идентичность характеристик всех элементов. Благодаря этому степень
Рис. 1.26. Схема
балансного смеси-
теля, УВЧ и гете-
родина на интег-
ральной микросхе-
ме:
а — схема включения;
б — принципиальная
схема микросхемы
подавления сигнала гетеродина высокая (более 40 дБ).Некоторые интегральные
микросхемы, кроме смесителя, содержат элементы схемы гетеродина и усили-
теля. На рис. 1.26 показана схема УВЧ, балансного смесителя и гетеродина на
интегральной микросхеме К237ХА1. УВЧ работает на транзисторе VT1, ба-
лансный смеситель — на транзисторах VT2 и VT3, гетеродин — на транзисто-
рах VT5 и VT6, усилитель тока гетеродина — на транзисторе VT4. Смесители,
сбалансированные по обоим входам, называют двойными балансными. Их можно
выполнить как на активных, так ина пассивных элементах. Смесители подавля-
ют на выходе не только колебания гетеродина, но и преобразуемый сигнал, ос-
тавляя лишь продукты нх смешения. Применение двойных балансных смесите-
лей позволяет снизить требования к фильтру, включенному на выходе смеси-
теля. Кроме того, на такой смеситель можно подать значительно больший уро-
вень сигнала при приеме, поскольку он резко ослабляет эффект прямого детекти-
рования сигнала или помехи (т. е. без участия колебаний гетеродина, аналогич-
но процессу детектирования в амплитудном детекторе). Применение двойных
балансных смесителей способствует увеличению помехоустойчивости приемни-
ков и снижению уровня паразитных излучений в передатчиках.
В схеме двойного балансного смесителя с успехом можно исгсльзовать ин-
тегральную микросхему К140МА1 (аналоговый перемножитель). Ее параметры
приведены в работе [32]. Она имеет два противофазных входа как по опорному
напряжению (гетеродина), так и по управляющему (сигнала), поэтому входные
напряжения можно подавать как по симметричной, так и по несимметричной
схемам. В последнем случае напряжение подается на один вход, а другой соеди-
няется с общим проводом. При малых уровнях входных напряжений (15—30 мВ)
проходная характеристика такого смесителя является чисто квадратичной.
Поэтому соотношение уровней колебаний опорного гетеродина и управляющего
сигнала может быть любым, и при этом на выходе, как указывалось выше, не
возникает никаких добавочных гармоник и других комбинаций входных частот.
Однако, поскольку выходной сигнал пропорционален произведению амплитуд
36
входных сигналов, их выбирают примерно равными. На микросхеме К14СЛ1А1
можно собрать смеситель, балансный модулятор, демодулятор (детектор). Эти
схемы различаются лишь выходной и входными частотами и нагрузкой. Примеры
включения микросхемы К140У.А1 рассмотрены в работе 133]. Коэффициент пере-
дачи смесителя на микросхеме К140МА1 зависит от сопротивления нагрузки
и частоты. На низких частотах он составляет не менее 3, снижаясь до 1 на час-
тотах 30—40 МГц.
Смесители на пассивных элементах, в качестве которых наиболее часто ис-
пользуют полупроводниковые диоды, широко применяют в коротковолновой
аппаратуре. Они имеют низкий уровень шума, малые габаритные размеры и вы-
сокую надежность. В большинстве случаев такие смесители выполняют по ба-
лансной или двойной балансной схеме. Недостатки смесителей на полупроводни-
ковых диодах: потери мощности при преобразовании, зависимость параметров
от температуры. В смесителях обычно применяют высокочастотные кремниевые
диоды, обладающие большим отношением обратного и прямого сопротивлений
и имеющие малую емкость р-п-перехода, а также диоды с барьером Шоттки.
Германиевые диоды применяют реже, так как их параметры зависят от темпера-
туры в большей степени.
На рис. 1.25, в показана схема балансного смесителя на двух диодах. Точ-
ный баланс схемы устанавливается с помощью подстроечного конденсатора С6<
подключенного к одному из плеч смесителя. Широко распространена схема двой-
ного .балансного смесителя, называемая кольцевой (рис. 1.25, г), поскольку
диоды смесителя включены «по кольцу». Схема двойного балансного смесителя
иа восьми диодах с большим подавлением входных сигналов на выходе изобраяе-
иа на рис 1 25, д. В общем случае уровень подавления зависит от симметрии сб-
моток трансформаторов, равенства индуктивностей и активных сопротивлений
плеч, паразитных емкостей по отношению к точкам симметрии, а также от иден-
тичности характеристик диодов. Для усреднения характеристик в плечи балан-
сного модулятора вкчючают последовательно или параллельно несколько дио-
дов, или последовательно с диодами включают резисторы сопротивлением в де-
сятки ом. Потери преобразования в диодных смесителях составляют 5—10 дБ.
Это означает, что мощность сигнала преобразованной частоты в 3—10 раз мень-
ше мощности сигнала на входе смесителя.
Необычным в этой схеме является включение резисторов в цепи подачи
колебаний гетеродина на оба диодных моста смесителя. Они позволяют осущест-
вить переключательный режим диодов при сравнительно высоком напря женин
гетеродина и ограничивают ток диодов при открывающей полуволне напряжения
предельно допустимыми значениями. Данный смеситель является примером так
называемых смесителей высокого уровня, обеспечивающих большой динамиче-
ский диапазон преобразования за счет большого напряжения и, следовательно,
мощности гетеродина.
5. АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Автогенератором называется устройство, которое является источником
электрических колебаний. Автогенератор содержит колебательную систему
(КС) (например, колебательный контур, кварцевый резонатор), цепь обратной
связи, усилительный элемент (лампу, транзистор) или элемент с отрицательным
сопротивлением (например, туннельный диод). Принцип действия автогенера-
тора заключается в поддержании колебаний в колебательной системе за счет
того, что потери в ней компенсируются энергией, подаваемой по цепи обратной
связи. Это аналогично внесению в колебательную систему отрицательного сопро-
тивления, равного по величине сопротивлению потерь.
Основное требование, предъявляемое к автогенератору,—стабильность (ус-
тойчивость) частоты. Устойчивость частоты автогенератора характеризуется
абсолютной и относительной нестабильностью. Абсолютная нестабильность (или
Уход частоты) А/ — это отклонение частоты автогенератора от первоначальной,
вызванное действием всех дестабилизирующих факторов. Относительная не-
стабильность — отношение отклонения частоты к ее первоначальному значению
(А)Д). Величина, обратная относительной нестабильности, называется стабиль-
ностью (/7Д/).' Если например, нестабильность составляет 0,001 (или 10“3),
то стабильность — 1000 (или 103).
37
Различают долговременную и кратковременную стабильность частоты Дол-
говременная стабильность частоты передатчика (приемника) должна быть доста-
точно высокой, чтобы не нарушалась градуировка шкалы. Если имеется возмож-
ность калибровки шкалы, отклонение не должно превышать диапазона регули-
ровки корректора шкалы. Кратковременная стабильность частоты должна
обеспечивать бесподстроечную радиосвязь, т. е. за время связи не должно
быть подстройки частоты.
Попробуем оценить стабильность частоты, необходимую для работы
в любительских КВ диапазонах. Очевидно, что в более высокочастотных диапа-
зонах стабильность должна быть более высокой. Требования к стабильности
зависят также от вида модуляции (манипуляции). Для оценки требуемой ста-
бильности необходимо знать допустимый уход частоты.
Наибольший уход (до 2—3 кГц) допустим при амплитудной модуляции
(AM), причем он практически не сопровождается потерей разборчивости речи.
При однополосной модуляции (ОМ) отклонение частоты сопровождается потерей
естественности и по мере увеличения отклонения — потерей разборчивости речи.
При отсутствии помех и большом отношении сигнал/шум максимально допусти-
мый уход составляет 200—250 Гц, но при наличии помех отклонение частоты
более чем на 100 Гц снижает качество связи. В телеграфном режиме (ТЛГ) тре-
бования к стабильности частоты передатчика зависят от полосы пропускания
приемника, наличия мешающих сигналов и их уровня.
Отклонение частоты передатчика не должно быть больше ширины волосы
пропускания приемника. Если учесть, что современные приемники в телеграф-
ном режиме имеют полосу пропускания 0,2—0,5 кГц, а в любительских КВ диа-
пазонах зачастую приходится 3—5 радиостанций на 1 кГц, можно принять до-
пустимое отклонение частоты таким же, как и при однополосной связи, т. е.
не более 100—200 Гц. Если предположить, что передатчик и приемник радио-
линии имеют одинаковую нестабильность, отклонение частоты автогенератора
передатчика (или приемника) должно быть ие более половины этой величины, т.е.
50—100 Гц. Следовательно, в указанных режимах работы (ОМ и ТЛГ) иа высшей
частоте КВ диапазона (30 МГц) кратковременная относительная нестабильность
не должна превышать (1,6—3,3)10"6, а на низшем любительском диапазоне
(1,85 МГц) — (2,7—5,4))0"5. Эти требования достаточно высоки, ио так как
любительская радиосвязь обычно длится менее 15 мин, эта стабильность дости-
жима. Стабильность частоты автогенератора определяется, в первую очередь,
устойчивостью собственной частоты колебательной системы. Частота автогене-
ратора не точно равна частоте КС, а соответствует значению частоты на склоне
частотной характеристики КС, т. е. КС несколько расстроена относительно
частоты автогенератора и работает подобно фазовому детектору. Поэтому стабиль-
ность частоты автогенератора зависит также от крутизны ее фазочастотной ха-
рактеристики. Эта крутизна пропорциональна добротности колебательной си-
стемы: большая добротность обеспечивает более высокую стабильность час-
тоты
В высокодобротной КС требуется меньшая мощность для восполнения по-
терь, что позволяет ослабить связь КС в усилительным элементом и существенно
повысить стабильность частоты. В качестве усилительного элемента в автогенера-
торах на КВ диапазоне применяются почти исключительно транзисторы.
Дестабилизирующие факторы, приводящие к отклонению частоты, можно
условно разделить на внутренние, связанные с работой генератора (изменение
питающего напряжения, влияние нагрузки, изменение параметров транзистора
от нагревания, старение элементов КС), и на внешние (изменение температуры,
давления и влажности окружающей среды, механические воздействия в процес-
се перестройки по частоте, удары, вибрации, внешние электромагнитные поля).
Влияние большинства перечисленных факторов удается снизить до допустимых
пределов сравнительно простыми средствами.
Изменение питающих напряжений влияет как на емкести коллекторного
и эмиттериого переходов, так и на скорость дрейфа носителей через базу, т.е.
на частотные свойства транзисторов, изменяя баланс фаз. Поэтому питающее
напряжение хорошо фильтруют и стабилизируют. В цепях питания применяют
ВЧ дроссели и проходные конденсаторы для защиты от наводок. Влияние на-
грузки ослабляют малой связью генератора с последующим каскадом, а также
применением эмиттерных (истоковых) повторителей. Для снижения влияния
38
на частоту изменения параметров транзистора применяют частичное включение
контура и высокодобротные контуры.
Для ослабления влияния влажности детали автогенератора покрывают
изолирующими покрытиями н герметизируют. Снижения'влияния механических
воздействий добиваются применением прочных, желательно литых шасси с тол-
щиной стенок не менее 3 мм. Детали автогенератора должны быть хорошо ук-
реплены. Особое внимание следует уделить конденсатору переменной емкости.
Предпочтительнее конденсаторы с фрезерованными ротором и статором, укреп-
ленными на фарфоровых изоляторах. Катушка должна иметь прочную конструк-
цию, вибрация в смещение витков должны быть исключены. Монтаж автогене-
ратора ведется толстыми короткими проводниками, желательно посеребренными
(для сохранения высокой добротности контура). Если монтаж генератора вы-
полнен печатным способом, печатная плата должна иметь небольшие размеры
и толщину не менее 2 мм. В качестве подложки используют фторопласт, арми-
рованный стекловолокном, стеклотекстолит. Для защиты от внешних электро-
магнитных полей автогенератор экранируют.
Влияние окружающей температуры — один из главных дестабилизирующих
факторов, действующих как на КС, так и на Транзистор. Для ослабления влия-
ния температуры используют различные методы. При очень высоких требованиях
к стабильности весь автогенератор помещают в термостат, иногда — в двойной.
Транзистор выделяет немного тепла, в отличие от радиолампы, и поэтому его
также, можно поместить в термостат. В радиолюбительской аппаратуре этот
метод почти не применяется. Другой путь стабилизации — применение деталей
’х с малыми температурными коэффициентами, например, катушки на каркасах
из материалов с малым коэффициентом линейного расширения, таких, как фар-
фор, плавленый кварц, фторопласт. Провод, нагретый до 100—150 °C. наматы-
вают с натяжением. Еще лучшие результаты дает применение катушек, изго-
товленных методом вжигания меди или серебра в поверхность фарфорового кар-
каса. Наименьшим температурным коэффициентом емкости (ТКЕ) обладают
вакуумные и воздушные конденсаторы. Для дальнейшего повышения стабиль-
ности применяют метод термокомпенсации, т. е. в контур включают конденса-
торы с отрицательным ТКЕ. Необходимую емкость и величину ТКЕ конденса-
торов подбирают экспериментально, нагревая и охлаждая автогенератор, по
минимальному уходу частоты в рабочем диапазоне температур. Для точного
подбора термокомпеисации конденсатор с отрицательным ТКЕ подключают к
KOHiypy через полупеременный конденсатор. Изменяя его емкость, можно из-
менять коэффициент включения конденсатора с отрицательным ТКЕ в контур,
что равносильно плавному изменению ТКЕ. Расстройка контура в процессе
регулировки компенсируется другим подстроечным конденсатором. Обычно
наибольшее отклонение частоты наблюдается в первые 15—20 мин работы (так
. называемый «выбег»), а затем скорость отклонения снижается, и наступает
- установившийся режим. Применением описанных мер можно добиться долговре-
менной нестабильности Ю-1 (100 Гц на 1 МГц). Кратковременная нестабильность
может быть на один-два порядка меньше.
Автогенераторы можно разделить на две группы: генераторы плавного диа-
пазона (ГПД) и генераторы фиксированной частоты (ГФЧ).
Генераторы плавного диапазона. Кроме стабильности и малого уровня гар-
моник, к ГПД предъявляются требования перекрытия необходимого диапазона
частот и постоянства амплитуды колебаний прн перестройке частоты. Перекры-
тие диапазона ГПД в любительских приемниках и передатчиках обычно состав-
ляет от 100 до 500 кГц. Для полного перекрытия более широких диапа-
. зонов (например, 10-мегрового) их делят на несколько поддиапазонов, переклю-
чая не ГПД, а другие автогенераторы. Снижения уровня гармоник р выходном
сигнале добиваются подбором режима транзистора, а также применением фильт-
рующих устройств на выходе автогенератора.
Следует отметить, что стабильность автогенератора зависит в общем не
столько от схемы, сколько от качества деталей КС, а также тщательности вы-
полнения конструкции.
В автогенераторе, как и в усилителе, транзистор может работать в трех
схемах включения: с общим эмиттером (ОЭ), с общей базой (ОБ), с общим кол-
лектором (ОК) (рис. 1.27). Аналогичные схемы можно построить и на полевых
транзисторах.
39
Рис. 1.27. Схема автогенераторов на транзисторах:
с общим эмиттером; б— с общим коллектором; ч — с общей базой
Рис. 1.29. Схема автогенератора и эмиттерного повторителя на
биполярных транзисторах
Рис. 1.28. Схема автогенератора, усилителя и эмит-
терного повторителя на транзисторах
Рис. 1.30. Схема автогенератора с перестройкой частоты
варикапом
Полевые транзисторы позволяют получить более высокую стабильность,
так как потребляют значительно меньшую мощность на входе при включении
с общим истоком. На рис. 1.28 показана схема автогенератора на полевом тран-
зисторе, аналогичная схеме па рис. 1.27, а. Диод КД514А, включенный между
затвором и корпусом, служит для приближения формы генерируемого напряже-
ния к синусоидальной. Без этого диода положительная полуволна гока стока
«обостряется», так как крутизна транзистора растет при повышении напряжения
иа затворе. В истоковую цепь включен резистор, ВЧ напряжение с которого
подается на резистивный усилитель на транзисторе VT1 и затем на эмиттерный
повторитель на транзисторе VT2.
На рис. 1.29 показана схема автогенератора на биполярном транзисторе
с ОК («емкостная трехточка»). В эмиттерной цепи .вместо дросселя включен
резистор, напряжение с которого подано на эмиттерный повторитель. .
На рис. 1.30 изображена схема транзисторного автогенератора, работающего
в диапазоне 3,5 МГц. Транзистор включен по схеме ОБ. Изменение частоты
производится варикапом типа Д901Д с помощью потенциометра /?, изменяющего
напряжение на варикапе.
Напряжение на выходе описанных транзисторных ГПД обычно от 0,5 до
2 В. Напряжение гармоник в зависимости от режима транзистора составляет
5—30 % от напряжения основной частоты. Для снижения уровня гармоник на
выходе ГПД включают фильтр нижних частот или полосовой фильтр, волновое
сопротивление которого должно быть согласовано с выходом автогенератора и
нагрузкой (рис. 1.29).
Предельная частота усиления транзистора, применяемого в автогенераторе,
должна по крайней мере в 10 раз превышать генерируемую частоту. Однако
применение сверхвысокочастогных транзисторов может приводить к самовозбуж-
дению на частотах выше рабочей. Поскольку усиление транзистора возрастает
с понижением частоты, ГПД может возбуждаться, кроме рабочей, также на низ-
ких частотах (так называемое шумовое самовозбуждение). При этом шум накла-
дывается на основную генерируемую частоту и слышен в ее области. Кроме того,
дроссели и блокирующие конденсаторы в ГПД образуют колебательные контуры,
настроенные на низкие частоты (десятки или сотни килогерц). Вследствие высо-
кого усиления на низких частотах автогенератор генерирует одновременно
рабочую и низкую паразитную частоты. В этом случае происходит модуляция
одной частоты другой, а автогенератор дает целый спектр частот вместо
одной.
Для борьбы с паразитным низкочастотным возбуждением используется та-
кое построение схемы, которое компенсирует рост усиления транзистора с пони-
жением частоты. Для этого в схеме с ОЭ эмиттерный резистор шунтируют конден-
сатором небольшой емкости, который на рабочей частоте имеет малое реактивное
сопротивление (меньше сопротивления в цепи эмиттера резистора), а на низких
частотах — большое. Это создает отрицательную обратную связь на низких
частотах.
Паразитное самовозбуждение на высоких частотах обычно устраняется по-
следовательным включением резистора небольшого сопротивления (10—50 Ом)
в коллекторную (см. рис. 1.28) или базовую цепь. Этот резистор вместе с входной
или выходной емкостью образует Г-образную цепочку, затухание которой возрас-
тает с частотой. Режим транзистора по постоянному гоку устанавливается обыч-
но по минимуму высших гармоник.
Переключение контурных катушек и конденсаторов нежелательно, так как
снижает стабильность генератора. Если переключение необходимо, схему следу-
ет строить так, чтобы конгакг переключателя по возможности не коммутировал
цепь контура, т. е. переключать не катушки и конденсаторы контура, а контур
целиком. При этом элемент настройки (например, конденсатор переменной ем-
кости) подключают по очереди ко всем переключаемым контурам. Влияние пере-
ключателя на стабильность при этом уменьшается. В такой схеме механический
переключатель можно заменить переключателем на полупроводниковых диодах.
Генераторы фиксированной частоты (ГФЧ) широко распространены в при-
емной и передающей аппаратуре. Частота ГФЧ, как правило, стабилизируется
кварцевым резонатором; значительно реже используется параметрическая стаби-
лизация (за счет эталонных свойств БС-контура). В этом случае схемы ГФЧ
аналогичны схемам ГПД, одиако в них отсутствует элемент настройки частоты
41
(переменный конденсатор или вариометр). Это позволяет уменьшить (иногда
на порядок) нестабильность частоты и довести ее до (1—3)10“5.
Автогенератор на кварцевом резонаторе имеет нестабильность 10-5 или
меньше без каких-либо специальных мер. Если стабилизировать питающее на-
пряжение, оградить кварц от тепловых потоков и ограничить мощность автоге-
нератора до нескольких милливатт, нестабильность уменьшится до 10*s.
Высокая стабильность частоты кварцевых генераторов (КГ) объясняется
тем, что кварцевый резотатор обладает высокой добротностью и крутой фазо-
частотной характеристикой; параметры его стабильны при механическом и теп-
ловом воздействиях.
Разработано большое количество схем генератора на кварцах. Кварцевый
резонатор в зависимости от частоты и.чеет индуктивное или емкостное эквива-
лентное сопротивление, т. е. может работать как катушка индуктивности или
конденсатор. Сопротивление кварцевой цепи имеет индуктивный характер меж-
Рис. 1.31. Схема кварце-
вого генератора:
а —с общим коллектором: б—
с общей базой; в, г— с общим
эмиттером
ду частотами последовательно-
го и параллельного резонансов
и емкостный. — на всех других
частотах.
Если в схеме КГ генерация (осцилляция) колебаний возможна только при
индуктивном сопротивлении цепи кварца, частота этих колебаний находится
между частотами параллельного и последовательного резонансов. Такие схемы
называют осцилляторнымн. В них возбуждение генератора возможно только
при наличии колебаний пластинки кварца. Если в схеме КГ генерация возможна
только при емкостном сопротивлении цепи кварца, генерируемая частота не
обязательно совпадает с частотой кварца. Чем ближе она к частоте кварца,
тем выше стабильнос!ь колебаний. Такие схемы получили название схем с затя-
гиванием. В них возможна работа тенерагора и без колебаний кварцевой плас-
тинки, когда частота генерации отличается от частоты кварца.
В КВ аппаратуре наиболее широко применяют осцилляторные схемы. Разно-
образие схем КГ объясняется, в частности, тем,что цепь кварца имеет на частоте
параллельного резонанса очень большое,а на частоте последовательного — .малое
сопротивление (десятки или сотни ом, а на частотах в сотни килогерц — тысячи
ом), чго влияет на построение схемы КГ. В радиолюбительской КВ аппаратуре
испотьзуются КГ на частоты от 100 кГц до 35—50 МГц.
На рис. 1.31, а показана схема КГ, аналогичная «емкостной трехточке».
Коллектор транзистора заземлен по ВЧ. Схема используется в диапазоне от
сотен киюгерц до 10 МГц. Емкость конденсаторов делителя С1 и С2 (в пикофа-
радах) выбирается примерно равной длине волны (в метрах). Схема КГ на тран-
зисторе с общей базой изображена на рис. 1.31, б. Кварц подключен к транзи-
стору с помощью емкостного делителя, в котором С2 >• так как входное
сопротизтение транзистора в схеме с ОБ значительно меньше выходного. При
указанных величинах емкостей и индуктивности схема устойчиво работает иа
частотах выше 1 МГц. На более низких частотах необходимо увеличить емкость
конденсатороз Cl, С2 и индуктивность коллекторного дросселя. На транзисторе
VT2 собран эмиттерный повторитель.
42
Схема КГ на транзисторе с общим эмиттером показана на рис. 1.31, в. Кварц
(500 кГц) включен между коллектором и базой. Частота настройки коллектор-
ного контура ниже частоты кварца, поэтому контур имеет емкостное сопротивле-
ние и создаются условия для самовозбуждения. Для согласования с низксомнсй
нагрузкой (диодный балансный модулятор, транзисторный смеситель) служит
катушка связи, число витков которой в 3—10 раз меньше числа витков контурной
катушки. Схема может использоваться и на других частотах, тогда емкость кон-
денсатора С1 должна быть пропорционально изменена. Коллекторный контур
можно заменить конденсатором (рис. 1.31, а). Эта схема рассчитана для работы
на высокоомную нагрузку.
На рис. 1.32 показана схема генератора опорных частот (5С0 или 503,7 кГц).
Схема представляет собой двухкаскадпый усилитель Кварцевый резонатор
включен в цепь обратной связи. Генератор работает на частоте последовательного
2нГн
Рис. 1.22. Схема генератора опорных
частот
Рис. 1.33. Схема кварцевого генерато-
ра с переключением резонаторов дио-
дами
резонанса кварца, на которой его сопротивление минимально. Резонаторы пере-
ключаются с помощью диодов VD1 и VD2. имеющих малую емкость.Когда один
диод проводит ток, другой заперт напряжением, падающим на резисторе R.
Если кварцы имеют достаточную активность, дроссели L1—L3 можно заменить
резисторами сопротивлением 1 кОм.
Если от КГ необходимо получить колебания с частотой в 2—3 раза рыке соб-
ственной частоты кварца, в цепь коллектора генератора (например, рпс. 1.31,а)
включают контур, настроенный на вторую или третью гармонику. Более высокие
Iармоники трудно выделить, так как они имеют небольшою амплитуду.
Кварцевые резонаторы изготовляют на основную частоту до 10—15 МГц.
Для стабилизации более высоких частот используется способность кварцевых
резонаторов возбуждаться на нечетной механической гармонике. Колебания
основной частоты при этом отсутствуют. Чтобы возбудить кварц на нечетной гар-
монике, можно параллельно ему включить индуктивность, которая вместе со
статической емкостью резонатора и емкостью кварцедержателя образует контур,
настроенный на нечетную гармонику. Более удобен другой способ: в цепь коллек-
тора включается контур, настроенный на необходимую частоту, а в цепь обрат-
ной связи — кварцевый резонатор (например, по схеме рис. 1.31, е). При этсм
на основной частоте возбуждение невозможно, так как контур имеет индуктив-
ное сопротивление. Для самовозбуждения генератора на нечетной механической
гармонике контур должен быть настроен на частоту ниже выходной.
На рис. 1.33 показана схема КГ, в которой кварц работает как на основной
частоте, так и на нечетных механических гармониках на частотах от 3—5 до
30—50 МГц. Выбор того или иного кварца осуществляется переключателем
81.2 через диоды VD1—VD3, позволяющие разнести в пространстве переключа-
43
тель и кварцевые резонаторы. Переключение с помощью диодов, кроме того,
уменьшает паразитные емкости проводов и самого переключателя, что снижает
опасность возбуждения отключенного резонатора. Переключатель S1.1 присо-
единяет к коллекторному контуру соответствующий подстроечный конденсатор.
Число переключаемых резонаторов при необходимости можно увеличить.
Корректировку частоты КГ можно осуществить включением последовательно
с резонатором катушки переменной индуктивности, полупеременпого конден-
сатора или варикапа [11, 13], Включение конденсатора повышает частоту гене-
ратора, включение катушки понижает. На этом принципе основана работа так
называемых схем с уводом частоты кварца, т. е. плавной подстройки частоты КГ
в небольших пределах, порядка 0,1—0,3 % частоты резонатора (в зависимости
от его параметров). В таких схемах обычно последовательно с кварцевым резона-
тором включают цепочку, состоящую из катушки индуктивности (в единицы
или десятки микрогенри) и конденсатора переменной емкости (до 100 пФ), при-
чем ротор конденсатора соединяют с корпусом. Такую цепочку, например, в схе-
мах рис. 1.31, а, б включают между нижним по схеме выводом кварцевого резона-
тора и общим проводом. При максимальной
емкости конденсатора частота генератора
ниже номинальной частоты резонатора (на
величину увода частоты). При уменьшении
емкости частота генератора приближается
к номинальной частоте кварца. Максималь-
ная величина увода зависит от величины
индуктивности, однако при слишком боль-
шой индуктивности генерация может стать
неустойчивой. По мере увеличения увода
стабильность частоты генератора понижа-
ется.
Рис. 1.34. Схема кварцевого гене- Кварцевые генераторы можно собрать
ратора на логических элементах также на логических элементах. При
этом они работают на линейном участке
переходной характеристики. На рис. 1 34
показана схема кварцевого генератора на интегральной микросхеме К155ЛАЗ.
Собственно в схеме генератора используются два инвертора. Резисторы R1 и
R2 смещают рабочие точки элементов в линейную область характеристики. Кон-
денсатор С1 служит для развязки инверторов по постоянному току и облегчает
условия возбуждения генератора (во многих случаях его можно исключить).
Для связи с другими схемами на выходе генератора включен буферный инвертор
D1.3. Скважность генерируемых импульсов равна 2. Схема устойчиво работает
с резонаторами на частоты от сотен килогерц до 10 МГц.
6. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Умножение частоты основано на принципе генерации импульсных колеба-
ний, имеющих широкий спектр, и выделении из этого спектра требуемой гармо-
ники исходного колебания с помошью частотно-избирательной цепи (обычно ко
лебательного контура). Для умножения обычно используют усилитель, работаю-
щий в режиме класса С, угол отсечки (см. гл. 3) которого 0 < 90° (рис.1.35,а).
В зависимости от значения угла отсечки меняется относительный уровень ча-
стотных составляющих спектра импульсных колебаний. Поэтому подбором угла
отсечки и настройкой контура на требуемую гармонику получают максимально
возможную амплитуду напряжения этой гармоники. С ростом номера гармоники
уменьшается ее амплитуда и КПД умножителя. Практически в одном каскаде
редко применяют умножение более 5. Для n-й гармоники оптимальный угол от-
сечки 0 = 120°/п. Для снижения уровня колебаний нежелательных гармоник
применяют двухтактные схемы умножителей, которые ослабляют нечетные
(рис. 1.35, б) или четные гармоники (рис. 1.35, в). В схеме рис. 1.35, б на базы
транзисторов подается симметричное противофазное напряжение, коллекторы
соединены вместе и подключены к колебательному контуру. Нечетные гармоники
коллекторных токов каждого из транзисторов оказываются противофазными и
взаимно ослабляются, в то время как токи четных гармоник оказываются в фа-
зе и складываются. В схеме рис. 1.35, в происходит вычитание токов четных гар-
44
моник и сложение токов нечетных. Эта схема идентична схеме двухтактного
усилителя, применяемого для ослабления четных гармоник при работе транзи-
сторов в нелинейных режимах АВ и В. Эффективность подавления нежелатель-
ных гармоник в обеих схемах пропорциональна степени симметрии схемы (иден-
тичности транзисторов, равенства напряжений и т. д.).
Умножители УКВ диапазона строятся также на варакторах и варикапах.
Их действие тоже основано на искажении формы синусоидального колебания
и последующем выделении гармоник.
Рис. 1.35. Схема умножителя частоты:
а— однотактная; б, в— двухтактные; г — удвоитель на диодах
На рис. 1.35, г показана схема удвоителя частоты на диодах, представляю-
щая собой двухполупериодный выпрямитель с резонансной нагрузкой на выходе
для выделения второй гармоники исходной частоты.
Для умножения частоты в большое число раз применяют умножители, дей-
ствие которых основано на использовании петли'фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ). Структурная схема такого умно-
жителя показана на рис. 1.36. В схеме
имеется генератор, частота которого уп-
равляется напряжением ГУД. Частота это-
го генератора составляет п/исх, где п мо-
Рис. 1.36. Структурная схема ум-
ножителя частоты с петлей ФАПЧ
жет быть равно любому целому значению
вплоть до нескольких тысяч. Частота ГУН
делится на п с помощью делителя частоты
ДЧ и подается на фазовый детектор ФД,
куда поступает также исходная частота
/исх. В ФД происходит сравнение фаз этих
колебаний и вырабатывается сигнал ошиб-
ки, который, пройдя через фильтр нижних
частот ФНЧ, подстраивает ГУ//, что умень-
шает сигнал ошибки. В результате частота ГУН оказывается кратной исход-
ной частоте. Такие умножители частоты обеспечивают подавление побочных ко-
лебаний на 90 дБ и более.
7. ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Существует ряд устройств, с помощью которых возможно деление частоты
колебаний, т. е. уменьшение исходной частоты Д1СХ в п раз. В любительской прак-
тике применяют главным образом цифровые и регенеративные делители. Струк-
турная схема регенеративного делителя частоты показана на рис. 1,37. Она
45
представляет собой смеситель с обратной связью, в цепь которой включен умн-
житель частоты. На гетеродинный вход смесителя подаются колебания, частот
которых подлежит делению в п раз, а на сигнальный — колебания с выход»
умножителя, который умножает выходную частоту смесителя в (п — 1) раз
Выходная частота умножителя f — (п~ 0- Тогда частота на выходе смеси-
теля fBblx = /исх — f = fKZJn. Частоту /исх/п называют также субгармоникой п-го
порядка.
Для работы делителя частоты необходимо, чтобы в схеме произошло само-
возбуждение. Для этого коэффициент передачи схемы должен быть больше еди-
ницы. Поэтому в схему вводят дополнительные усилители. Достоинства схемы:
возможность деления частоты в большое число раз и отсутствие колебаний на
выходе при их исчезновении на входе, что удобно при диагностике неисправностей
в аппаратуре.
Цифровые делители частоты делятся на два класса: цифровые счетчики и
специальные схемы. Цифровые счетчики представляют устройства, состоящие из
ояда триггеров, каждый из которых делит
частоту на 2, охваченных обратными связя-
ми. В зависимости от конфигурации схемы
она осуществляет деление входной импульс-
ной последовательности в п раз. Обычно
цифровые счетчики выполняют в виде ин-
тегральных микросхем. Например, микро-
схема К155ИЕ2 при различных коммута-
циях обратных связей обеспечивает деление
на любое число от 2 до 10. Выбирая счетчи-
ки с требуемым [коэффициентом деления и
соединяя их в цепочки, можно получить
Рис. 1.37. Структурная схема ре-
генеративного делителя частоты
различные коэффициенты деления, вплогь
до многих тысяч. Единственным ограничением является предельная частота
работы первого триггера.
Специальные схемы цифровых делителей частоты появились в последние
годы и представляют собой интегральные схемы средней и большой интеграций,
созданные для деления на коэффициенты, которые устанавливаются путем по-
дачи напряжений на программирующие входы. Такие схемы, следовательно,
являются делителями с переменным коэффициентом деления (ДПКД).
В качестве программирующего устройства часто применяют реверсивные дво-
ично-десящчные счетчики, которые управляют коэффициентом деления ДПКД,
изменяя выходной код в зависимости от числа импульсов, поступающих на счет-
ный вход. В них также предусмотрена предварительная запись числа, необхо-
димая для начальной установки коэффициента деления ДПКД. Примером таких
счетчиков являются микросхемы К155ИЕ6, К155ИЕ7 и др.
В качестве делителей частоты в п раз применяют также генераторы, синхро-
низированные в п раз большей частотой. Такой генератор при достаточней ста-
бильности генерируемых им колебаний можно рассматривать как делитель час-
тоты. Недостаток такой схемы — трудность обнаружения неисправностей при
выходе генератора из синхронизма. Иногда применяют также делители частоты
на туннельных диодах, синхронизированные мультивибраторы и т. д.
8. СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТ
Синтезатор частот — устройство, формирующее колебание одной или мно-
жества частот путем преобразования частоты одного или нескольких генераторов
высокой стабильности. Появление синтезаторов частот связано с необходимостью
получения колебаний высокой стабильности на все более высоких частотах.
Например, в приемниках и трансиверах с преобразованием частоты вверх час-
тота гетеродина лежит в пределах нескольких десятков мегагерц. Обеспечить
требуемую стабильность частоты (106—107) методами параметрической стабили-
зации невозможно, и единственно приемлемым способом является синтез частот.
Простейшим синтезатором частот можно считать передатчик с умножением
частоты задающего генератора, дающий на выходе частоты в пределах нескольких
46
любительских диапазонов, а также любой трансивер, в котором производится
сложение или вычитание частот. В первом случае синтезатор называется когерент-
ным: в нем для получения всех рабочих частот используется один опорный ге-
нератор; во втором случае называется некогерентным, поскольку в формиро-
вании необходимых частот участвуют несколько независимых генераторов.
По способу настройки на частоту синтезаторы делятся на синтезаторы ди-
скретных частот, среди которых чаще всего встречаются синтезаторы с декад-
ной настройкой (т. е. с установкой каждой десятичной декады частоты отдельной
ручкой), синтезаторы плавной настройки и синтезаторы почти плавной настрой-
ки. Последние фактически являются синтезаторами дискретных частот, но шаг
сетки частот мал (обычно десятки или сотии герц).
Рассмотрим синтезаторы частот, использующие метод фазовой автоподстрой-
ки частоты (ФАПЧ) и минимальное число генераторов для получения колебаний
управляется сравнительно низко-
ВыхоВ
Рис. 1.38. Структурная схема син-
тезатора частот
в плавном или почти плавном диапазоне частот.
На рис. 1.38 изображена структурная схема синтезатора частот для тран-
сивера с преобразованием частоты вверх (при приеме), в котором частота гене-
ратора, управляемого напряжением ГУ/f,
частотным опорным генератором ОГ с по-
мощью ФАПЧ. Колебания ГУН подаются
на смеситель синтезатора См, на который
также поступают колебания от вспомога-
тельного кварцевого генератора КГ. Час-
тоту КГ выбирают так, чтобы разностная
частота колебаний ГУН и КГ равнялась
частоте ОГ. Колебания этой частоты через
полосовой фильтр ПФ, полоса попускания
которого равна полосе перестройки ОГ,
подаются на один вход фазового детектора
ФД. На второй вход ФД поступают колеба-
ния от ОГ. В ФД происходит сравнение фаз
колебаний указанных частот. Если относительный сдвиг равен 90°, напряжение
иа выходе ФД равно нулю. При отклонении фазы одного из колебаний иа выходе
ФД появляется напряжение, пропорциональное величине и знаку отклонения
фазы. Это напряжение ошибки через ФНЧ и усилитель постоянного тока УПТ
подается на частотно-управляющий элемент ГУН, вызывая изменение частоты
ГУН до тех пор, пока фазы колебаний на входах ФД не станут отличаться
на 90°.
Большое отклонение частоты ГУН эквивалентно во времени многократному
отклонению фазы на входе ФД. В этом случае иа выходе ФД появляются биения
с частотой, равной разности преобразованной частоты ГУН и частоты ОГ.
В зависимости от параметров петли ФАПЧ может произойти или не произойти
«захват» и стабилизация частоты ГУН по частоте ОГ. Главным параметром яв-
ляется частотно-фазовая характеристика ФНЧ петли ФАПЧ. Таким образом,
в схеме происходит стабилизация и управление частотой высокочастотного ГУН
относительно низкочастотным и потому более стабильным ОГ. Иными словами,
абсолютная иесгабильность ГУН становится равной абсолютной нестабиль-
ности ОГ, в то время как относительная нестабильность ГУН существенно сни-
жается (считаем, что КГ абсолютно стабилен).
Следует отметить, что колебания ГУН в установившемся режиме стабили-
зации обладают высокой спектральной чистотой, не достижимой при использова-
нии методов умножения или последовательных преобразований частоты.
Основные параметры системы ФАПЧ
Полоса захватывания, т. е. полоса частот, при попадании в которую частота
ГУН начинает стабилизироваться системой ФАПЧ.
Полоса удержания, т. е. максимальная полоса расстройки ГУН (при разо-
мкнутой петле ФАПЧ), в которой замкнутая петля ФАПЧ стабилизирует час-
тоту ГУН. Полосы захватывания и удержания зависят от вида частотно-фазовой
характеристики ФНЧ и общего коэффициента усиле: ::я в петле ФАПЧ. В пра-
вильно спроектированной системе ФАПЧ полоса удержания больше или равна
47
полосе схватывания и система устойчива (т. е. не самовозбуждается) как при за-
хвате частоты ГУН, так и при удержании этой частоты. Рекомендации по про-
ектированию и расчеты систем ФАПЧ даны в работах (8, 16, 17, 301-
Относительный уровень фазовых шумов. Фазовые шумы, т. е. изменение
фазы колебаний ГУН по случайному закону, являются следствием воздействия
шумовых напряжений на элемент частотной подстройки ГУН. Как известно,
все резисторы и активные элементы электрических цепей являются источниками
шумов. Будучи усиленными в петле ФАПЧ, они подводятся к элементу частотной
подстройки ГУН и вызывают хаотическое изменение фазы его колебаний. По-
этому ГУН вместо одной частоты (как было бы в идеальном случае без шумов)
генерирует спектр частот (рис. 1.39). Ширина этою спектра зависит от уровня
отсчета. Чем ниже уровень отсчета, тем шире спектр. Фазовые шумы измеряют
в единицах ослабления по отношению к уровню основного колебания, отнесен-
ному к 1 Гц полосы (дБ/Гц).
Фазовые шумы синтезатора ухудшают динамический диапазон приемника
и уменьшают его реальную избирательность. Уровень фазовых шумов снижают
путем уменьшения шумов всех узлов (генерато
ров, смесителей, усилителей), входящих в систе-
му ФАПЧ, и сужением полосы пропускания ФНЧ
петли ФАПЧ. Последнее, однако, сужает полосу
захвата и удержания, удлиняет время переклю-
чения и может быть причиной неустойчивой ра-
боты ФАПЧ (при большой крутизне наклона час-
тотной характеристики). Уровень фазовых шу-
мов уменьшается при снижении частот сравне-
ния на фазовом детекторе. Однако это тоже уве-
личивает время переключения синтезатора.
Помимо фазовых шумов, на выходе ГУН при-
сутствуют и собственные шумы ГУН, обуслов-
ленные амплитудной модуляцией его колебаний
шумами, главным образом, активного элемента
ГУН, особенно заметные при повышенных мощ-
ностях ГУН. Подробнее шумы гетеродинов и ме-
ры борьбы с ними рассмотрены в гл. 2,
Время переключения с одной частоты на другую характеризует скорость
вхождения в захват и удержание системы ФАПЧ в режиме слежения при резком
изменении частоты (например, при переключении диапазона). В этом случае
для того, чтобы вообще произошел захват, частота ГУН должна попасть в поло-
су захвата системы ФАПЧ. В случаях, когда нет гарантий, что частота ГУН
лежит в полосе захвата, в схему ФАПЧ вводят устройство сканирования часто
ты ГУН, например, генератор пилообразного напряжения (ГПН), воздействую-
щий на частотно-задагощий элемент ГУН до тех пор, пока не произойдет захват
(см. рис. 1.38), или в схему вводят дополнительную петлю частотной автоподст-
ройки частоты (ЧАПЧ), осуществляющую ввод частоты ГУН в полосу захвата
ФАПЧ Скорость изменения частоты ГУН не должна превышать некоторого
значения, пропорционального полосе пропускания ФНЧ. В противном случае
захвата не произойдет.
На рис. 1.40 показана принципиальная схема синтезатора частот транси-
вера, разработанного UC2ABT. Трансивер имеет высокую первую промежуточную
частоту (40 МГц). Кроме КВ диапазонов трансивер работает и в диапазоне
144 МГц. Колебания от ГПД трансивера (5—5,5 МГц) подаются на ФД, куда
также поступают колебания со См, имеющие разностную частоту одного из
ГУН и КГ, соответствующих данному диапазону, и также лежащую в полосе
5—5,5 МГц. Сигнал ошибки с ФД через ФНЧ и УПТ поступает на ГУН, осу-
ществляя стабилизацию его частоты в соответствии с частотой ГПД. В схеме
имеется устройство сканирования частоты ГУН, которое объединено с УПТ:
при переключении диапазона происходит разряд-заряд конденсатора Спн
в цепи ООС операционного усилителя, приводящий к изменению напряжения на
его выходе до захвата частоты. При работе на диапазоне 144 МГц колебания
ГУН усиливаются, их частота удваивается и после еще одного усиления они
подаются на смеситель УКВ диапазона.
Работа ФД основана на сравнении фаз двух колебаний, одно из которых
подается на каждый из диодов в фазе, а другое — в противофазе. В результате
напряжение на нагрузке зависит от разности фаз входных напряжений (рис.
1.41). Основной характеристикой ФД является крутизна линейной части харак-
терис1ики, выражаемая в вольтах на градус (В/0).
Управление частотой ГУН чаще всего осуществляют путем подачи напря-
жения ошибки (вместе с напряжением обратного смещения) на варикап, вклю-
ченный в частотно-задающий контур генератора. Фаза напряжения ошибки
должна быть такой, чтобы отклонять частоту генератора в сторону уменьшения
ошибки. Способность генератора изменять частоту под влиянием управляющего
напряжения характеризуют крутизной характеристики управления, выражае-
мой в килогерцах на вольт (кГц/B). Рассмотренная система ФАПЧ называется
аналоговой, поскольку в ней применены только аналоговые узлы (усилители,
смесители и т. п.).
В последние годы в любительской аппаратуре все шире применяют синтеза-
торы с цифровыми ФАПЧ (рис. 1.42). Колебания ГУН подаются на ФД через
ДПКД, представляющий собой цифровую схему. Значение коэффициента деле-
ния устанавливается устройством управления УУ. Поскольку в схеме отсутст-
вует ГПД, абсолютная стабильность частоты ГУН равна абсолютной стабиль-
ности частоты опорного кварцевого генератора ОГ, деленной на коэффициент
деления ДПКД N. Вследствие того что N может иметь большие значения (до
нескольких сот), в схеме применяют высокостабильный ОГ.
Поскольку коэффициент деления ДПКД изменяется дискретно, то и частота
на выходе ГУН изменяется скачками. Величина частотного скачка определя-
ется предельными значениями ЛА При больших изменениях Л’ скачки большие,
при малых — малые (например, при изменении N от 3 к 2 частота ГУН изменя-
ется в 1,5 раза; при изменении N от 199 до 200 частота изменяется на 0,005).
На практике, однако, сложно выполнить ДПКД с большим диапазоном
изменения ЛА Поэтому в синтезаторе используют несколько петель цифро-
вой ФАПЧ, каждая из которых осуществляет изменение частоты в разных раз-
рядах.
На рис. 1.43 показана структурная схема синтезатора с тремя петлями циф-
ровой ФАПЧ, используемого в качестве первого гетеродина КВ приемника
с программным управлением настройкой в пределах 0,5—30 МГц, имеющего
первую промежуточную частоту 122, 622—122,678 МГц. Синтезатор генерирует
диапазон частот от 92,67 до 122,178 МГц с шагом 100 Гц. Время переключения
'частоты 5 мс, уровень побочных составляющих — 80 дБ, уровень фазовых шу-
мов менее —100 дБ^Гц. Стабильность синтезатора определяется стабильностью
опорного кварцевого генератора и равна 10"8 за сутки. Выходная петля ФАПЧ
работает на вышеуказанных частотах, вспомогательные петли — на частотах
15,3—16,2 и 137,01 — 147 МГц.
ДПКД представляет собой программируемый цифровой счетчик, делящий
входную частоту в N раз. Коэффициет деления N задается каким-либо кодирую-
щим устройством путем подачи на управляющие входы счетчика двоичного кода.
Применяя набор счетчиков с ограниченным диапазоном изменения коэффициента
деления, можно получить большие значения N. Изменение программы ДПКД
осуществляют вручную (например, переключателем диапазона) или специаль-
ным устройством, вырабатывающим код частоты при нажатии клавиши или
при вращении ручки настройки, связанной с устройством, генерирующим им-
пульсы изменения частоты в младшем разряде и подсчитываемыми в счетчике
программирующего устройства. В последнем случае, несмотря на дискретность
перестройки (при шаге скачка с 100 Гц), у оператора создается впечатление
непрерывной перестройки.
При использовании синтезатора частот отпадает необходимость примене-
ния частотомера, так как можно отобразить в десятичной системе двоичный
код программ ДПКД- Кроме того, коды частот могут быть записаны в оператив-
ном (или долговременном) запоминающем устройстве и вызываться оттуда для
быстрой настройки на требуемую частоту. В некоторых современных приемни-
ках и трансиверах для управления частотой и другими параметрами использу-
ют микропроцессоры. Наметилась также тенденция построения цифровых синте-
заторов частот с одной петлей ФАПЧ, низкой частотой сравнения и дробными
коэффициентами деления в ДПКД-Такие синтезаторы обеспечивают низкий уро-
49
веиь фазовых шумов, однако схема самого ДПКД сложная,поэтомуг стремятс
выполнить его на основе интегральной технологии.
Способы стабилизации частоты высокочастотных генераторов частотомера
ми. Цифровые частотомеры являются неотъемлемой частью современных прием
ииков и трансиверов. Поскольку частотомер является измерительным приборе'
высокой точности (определяемой точностью и стабильностью опорного кварке
вого генератора), цифровые сигналы (коды) частотомера можно использовать дл:
КГ1 ЧТ1-ТГ7 КТ 312 Б
См УТвДГЗ КЦ303Д
КГ2
ег
VT2
36,7 МГц
С 120
02 20
КД522
коз
21
КГ4
.6600
Т
0120
02 20
КД 522
В4
УТ4
50,5МГц
КГ5
„„ 6800
ДО “*
85
УТБ
57,9 МГц
01 6Д
02 68
КГБ
В7 01 24
VT7
48,7 МГц 02 20
КГ 7
.6800
'I
Рис. 1.40. Принципиальная
схема синтезатора частот
К4
автоматической подстройки частоты измеряемых гетеродинов. Рассмотрим
устройство, называемое DEC (от англ, digital frequency control — цифровое
управление частотой), в котором реализуется этот принцип [14].
При установке требуемой частоты двоичная кодовая комбинация с младшего
двоичного разряда частотомера (десятки герц) запоминается в регистре памяти.
Далее происходит периодическое сравнение двоичных кодов текущего значения
частоты гетеродина с кодом, находящимся в регистре памяти. Разность этих
кодов преобразуется в аналоговый сигнал ошибки, который воздействует на
варикап гетеродина, изменяя частоту колебаний последнего в сторону уменьше-
ния отклонения частоты. Система DFC надежно удерживает частоту генераторов
с собственной нестабильностью не более 40 Гц/с. Нестабильность генератора
50
определяет скорее не саму возможность удержания частоты, а приемлемую
длительность удержания. Чем меньше нестабильность, тем больше время удер-
жания. Точность удержания пропорциональна крутизне управления ГУН
и эквивалентному коэффициенту усиления в цепи автоподстройки и обратно
пропорциональна величине нестабильности генератора и цене разряда часто-
томера, используемого для управления.
Существенные недостатки системы DFC — необходимость отключения сис-
те\ ы при перестройке по диапазону и скачок частоты настройки приемника
(и 'и трансивера) в момент отключения системы автоподстройки. Величина этого
скачка равна уходу частоты генератора при отключенной системе DFC.
Другой способ стабилизации частоты с помощью частотомера предложил
Ь’АЗТСН. Известно, что двоичный код декады любого разряда частотомера соот-
ветствует значениям десятичного кода от 0 до 9. С помощью цифроаналогового
преобразователя (ЦАП) двоичный код можно преобразовать в пропорциональ-
ное значение напряжения. Если его проинтегрировать, то при перестройке
5J
частоты гетеродина за пределы разряда частотомера напряжение на выходе
ЦАП будет меняться (рис. 1,44). Если использовать декаду частотомера «десят-
ки герц», то скачок пилы напряжения будет происходить каждый раз при пере-
фазового детектора
Рис. 1.42. Структурная схема син-
тезатора с цифровой ФАПЧ
ходе частоты гетеродина через значения, кратные единицам сотен герц. Линей-
ную часть пилы можно использовать для стабилизации частоты гетеродина, по-
давая ее на варикап в частотно-задающем контуре с полярностью, уменьшающей
уход частоты.
В данном случае, как и в устройстве DFC,
время нахождения частоты в пределах одной
сотни герц тем больше, чем меньше нестабиль-
ность гетеродина. По истечении этого времени
частота скачком перейдет в соседний стогер-
цовый диапазон, где будет удерживаться до
очередного скачка. Однако стабильность ге-
теродина в период удержания существенно вы-
ше. При перестройке по диапазону не проис-
ходит дискретного изменения частоты благо-
даря специально выбираемой большой по-
стоянной времени в цепи подачи напряжения
Рис. 1.44. Зависимость выход-
ного напряжения ЦАП от час-
тоты гетеродина
на варикап.
Для реализации этого способа не обязательно использовать весь частото-
мер: достаточно лишь сделать приставку, измеряющую необходимый младший
разряд частоты и простейший ЦАП. Еще один широко применяемый способ
компенсации нестабильности частоты гетеродина описан в гл. 2.
52
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Альбац М. Е. Справочник по расчету фильтров и линий задержки.—
М.; Л.: Госзнергоиздат, 1963.— 273 с.
2. Босый Н. Д. Электрические фильтры.— К.: Гостехиздат УССР, 1960.—
540 с.
3. Бунимович С. Г. Яйленко Л. П. Техника любительской однополосной
радиосвязи.— М.: Изд-во ЦК ДОСААФ, 1970.— 312 с.
4. Великин Я. И., Гельмонт 3. Я., Зелях Э. В. Пьезокерамические фильт-
ры.—М.: Связь, 1966.— 395 с.
5. Громаковский В., Залевский П. К140МА1 в КВ аппаратуре.— Радио,
1980, №7, с. 21.
6. Давыдов Г. О. О термостабильной точке полевых транзисторов.— Радио,
1973, № 2, с. 39.
7. Демьянов В. В., Акулиничев И. Т. Резонансные усилители на лампах
и транзисторах.— М.: Энергия, 1970.— 135 с.
8. Жалнераускас В. Кварцевые фильтры на одинаковых резонаторах.— Ра-
дио, 1982, № 1, с. 18; № 2; с. 20; № 6, с. 23.
9. Заездный А. М. Основы расчетов радиотехнических цепей.— М.: Связь,
1966.— 368 с.
10. Зарецкий М. М., Мовшович М. Е. Синтезаторы частот с кольцом фазовой
автоподстройки.— М.: Энергия, 1974.— 278 с.
И. Казанский И. В. Как стать коротковолновиком.— М.: Изд-во ЦК
ДОСААФ, 1972.— 79 с.
12. Каплунов О., Бабкин А. Кварцевый генератор.— Радио, 1973, № 2,
с. 25.
13. Каскады радиоприемников на полевых транзисторах/Под ред. Н. Г. Пет-
рова.— М.: Энергия, 1974.— 192 с.
14. Кескер Э. Перестраиваемый кварцевый задающий генератор.— Радио,
1971, № 11, с. 23.
15. Крочакевич В. Цифровая АПЧ.— Радио, 1981, №11, с. 15.
16. Лабутин Л. М. Кварцевые резонаторы.— Радио, 1975, № 3, с. 13.
17. Лезин В. А. Стабилизация дискретного множества частот.— М.: Энер-
гия, 1970.— 324 с.
18. Манасеевич В. Синтезаторы частот.— М.: Связь, 1979.— 384 с.
19. Морозов Н. О., Волков В. О. Узкополосные кварцевые фильтры в спор-
тивной аппаратуре.— Радио, 1975, № 6, с. 20; № 7, с. 24.
20. Музыка 3. И., Пустоваров В. Е., Синицкий Б. Г. Расчет высокочастот-
ных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах.— М.: Энертя,
1975.— 155 с.
21. Назаров Ю., Шишкина Л. Интегральная микросхема К140МА1.— Ра-
дио, 1979, № 4, с. 59.
22. Радиопередающие устройства/Под ред. Г. А. Зейтленка.— М.: Связь,
1969,— 543 с.
23. Светлов П. В., Нилов В. И. Методы кварцевой стабилизации в диапазо-
не частот.— К-: Гостехиздат УССР, 1961.— 226 с.
24. Справочник по кварцевым резонаторам/Под ред. П. Г. Позднякова.—
М.; Связь, 1978.— 288 с.
25. Справочник радиолюбителя^. М. Терещук, Р. М. Домбругов, Н. Д. Бо-
сый и др.—К.: Техшка, 1970.— 695 с.
26. Степанов Б. Г. Справочник коротковолновика.— М.: Изд-во ЦК
ДОСААФ, 1974.— 79 с.
27. Фирсов Е. Микросхемы серии К122 (КИ8) в КВ аппаратуре.— Радио,
1980, №8, с. 20.
28. Фрид Е. А., Азарх С. X. Пьезокерамические фильтры.— М.: Энергия,
1967,— 40 с.
29. Ханзел Г. Справочник по расчету фильтров.— М.: Сов. радио, 1974.—
288 с.
30. Чистяков Н. И. Декадные синтезаторы частоты.— М.: Связь, 1969.—
80 с.
31. Шафер Д. В. Регулировка, испытание и проверочные расчеты транзи-
сторных усилителей.—М.: Связь, 1971.—312 с,
53
32. Шахгильдян В. В., Ляховкин А. А. Системы фазовой автоподстройки
частоты.— М.: Связь, 1972.—264 с.
33. Шор К. Г. Малошумящие транзисторные усилители.— M.i Энергия,
1971.— ПО с.
Глава 2
КОРОТКОВОЛНОВЫЕ РАДИОПРИЕМНИКИ
1. ТИПЫ КОРОТКОВОЛНОВЫХ ПРИЕМНИКОВ
Коротковолновый КВ приемник для любительской радиосвязи или радио-
наблюдений должен обеспечить прием сигналов радиостанций, имеющих неболь-
шую мощность и расположенных на значительных расстояниях (до десятков
тысяч километров).
Количество любительских коротковолновых радиостанций непрерывно уве-
личивается, и любительские диапазоны чрезвычайно перегружены. Прием сла-
бых сигналов нередко ведется в условиях сильных помех со стороны других
станций, причем мешающая радиостанция иногда расположена в сотнях метров
от приемника и прием сопровождается атмосферными и промышленными поме-
хами, особенно сильными в крупных городах. Поэтому требования к характе-
ристикам любительских КВ приемников (к чувствительности и избирательности)
выше, чем требования к аналогичным характеристикам профессиональных
приемников, работающих в стационарных условиях приемных радиоцентров.
Приемник для любительской радиосвязи должен обладать высокой стабильностью
частоты, изменяемой полосой пропускания, точно калиброванной и удобней
шкалой, оптимальной растяжкой диапазонов, быть экономичным, иметь не-
большие габаритные размеры и массу.
Любительский КВ приемник обычно предназначается для приема телеграф-
ных сигналов (ТЛГ), однополосно-модулированных (ОМ) телефонных сигналов
с полностью подавленной несущей, иногда для приема сигналов телетайпа
(RTTY) и сигналов с амплитудной модуляцией (AM).
Первыми сравнительно совершенными приемниками коротких волн были
приемники прямого усиления. Приемник прямого усиления содержит один или
несколько каскадов усиления радиочастоты УРЧ, детектор Д и усилитель низ-
кой частоты УНЧ (рис. 2.1, а). Такой приемник имеет от одного до трех колеба-
тельных контуров, настроенных на частоту принимаемого сигнала. Детектор
обычно регенеративного типа, обеспечивающий дополнительное усиление. КВ
приемник прямою усиления не обеспечивает высокой чувствительности и изби-
рательности, требуемых для работы в современном эфире, и неудобен в работе
в связи с необходимостью регулировки связи в регенеративном детекторе.
Вследствие перечисленных недостатков приемники прямого усиления не приме-
няют в радиолюбительской практике.
В настоящее время наиболее распространенным типом КВ приемника явля-
ется супергетеродин (рис. 2.1, б). В супергетеродинном приемнике основное уси-
ление высокочастотных сигналов и их селекция осуществляются не на принимае-
мой, а на промежуточной частоте, которая выбирается неизменной для всех
принимаемых частот. Для перенесения на промежуточную частоту принимае-
мый сигнал смешивается с колебаниями от высокочастотного генератора, назы-
ваемого также гетеродином Г, частота которого отличается от принимаемой на
величину промежуточной частоты. В супергетеродинном приемнике неебходимо
обеспечить такое сопряжение частоты настройки входных контуров и контуров
УРЧ с частотой гетеродина, чтобы разность этих частот была равной промежу-
точной частоте во всем принимаемом диапазоне.
С выхода смесителя сигнал промежуточной частоты через фильтр основной
селекции ФОС подается на усилитель промежуточной частоты УПЧ, где и про-
исходит основное усиление высокочастотных сигналов. Gt характеристики
ФОС зависит в основном избирательность приемника по соседнему каналу. Для
получения наилучшей избирательности ФОС включают возможно ближе ко
входу приемника.
54
Промежуточную частоту обычно выбирают в пределах от сотен килогерц
до нескольких мегагерц. За УПЧ следует детектор Д, служащий для преобра-
зования сигнала промежуточной частоты в низкочастотный. Для приема теле-
графных, радиотелетайпных и однополосных сигналов на детектор подается
напряжение от тонального гетеродина ТГ. Частота его обычно устанавливается
на скате частотной характеристики ФОС. Низкочастотный сигнал с детектора
поступает на УНЧ, нагрузкой которого являются головные телефоны или гром-
коговоритель.
Основной недостаток супергетеродинного приемника — возможность при-
ема так называемой зеркальной помехи. Она появляется в результате образова-
ния сигнала промежуточной частоты помехой, частота которой отличается от
принимаемой на удвоенное значение промежуточной частоты, и расположена
Рис. 2.1. Структур-
ная схема КВ при-
емника:
а — прямого усиле-
ния; б —супергетеро-
динного; в—прямого
преобразования
на оси частот «зеркально» относительно частоты гетеродина. Объясним это на
примере. Допустим, прием идет на частоте 14 100 кГц, промежуточная частота
приемника 1000 кГц, частота гетеродина 15 100 кГц. Однако промежуточную
частоту 1000 кГц на выходе смесителя может создать также сигнал на входе
с частотой 16 100 кГц, отличающейся от принимаемого сигнала на 2000 кГц.
Уровень зеркальной помехи тем меньше, чем лучше избирательность УРЧ и
выше промежуточная частота.
Радиолюбители, особенно начинающие, применяют приемники с прямым
преобразованием частоты, в которых простыми средствами можно добиться
высоких качественных показателей. В этих приемниках высокочастотный сигнал
преобразовывается непосредственно в звуковой, поэтому они и называются
приемниками прямого преобразования. Структурная схема такого приемника
показана на рис. 2.1, в. Принцип действия его заключается в следующем. При-
нимаемые сигналы после УРЧ подаются на смеситель одновременно с колебания-
ми от местного гетеродина. При приеме ОМ сигналов частота гетеродина выби-
рается разной частоте подавленной несущей, а при приеме телеграфных сигна-
лов — на 0,5—1 кГц выше или ниже частоты сигнала.
Смеситель обычно балансный по отношению к принимаемому сигналу, чтобы
избежать эффекта прямого детектирования мощных AM станций (например,
вещательных). Путем тщательной балансировки смесителя можно ослабить эф-
фект прямого детектирования в 100—1000' раз по напряжению, т. е. на 40—
60 дБ. Последняя цифра сравнима с величиной избирательности многих супер-
гетеродинных приемников. При отсутствии УРЧ смеситель должен быть баланс-
55
ним также к колебаниям гетеродина, чтобы ослабить излучение его колебаний
в антенну. После смесителя образуется широкий спектр разностных частот
(звуковых, ультразвуковых и радиочастот), из которого фильтр нижних частот
ФНЧ выделяет необходимую часть звукового спектра. Такой ФНЧ, хотя бы в
простейшей форме, является обязательным элементом приемника прямого пре-
образования. Частота среза характеристики ФНЧ для приема ОМ сигналов
обычно 2,5—3 кГц. Если приемник предназначен только для приема ТЛГ сигна-
лов, полоса его может быть значительно уже.
Следует отметить, что избирательность такого приемника определяется кру-
тизной ската характеристики ФНЧ. На звуковых частотах сравнительно легко
получить требуемую крутизну ската, которая на высоких частотах достижима
лишь с помощью кварцевых и электромеханических фильтров.
В приемнике прямого преобразования (как и в приемнике прямого усиления)
имеется зеркальный канал приема, поскольку ФНЧ пропускает преобразован-
ные сигналы радиостанций с частотой как выше,‘так и ниже частоты гетеродина.
Следовательно, полоса пропускания такого приемника равна удвоенной полосе
пропускания ФНЧ.
УНЧ приемника прямого преобразования должен обеспечивать большое
усиление, так как почти все усиление принимаемых сигналов осуществляется
на низкой частоте. При этом необходима защита усилителя от фона переменного
тока и других наводок. Ввиду высокой чувствительности низкочастотного уси-
лителя ФНЧ должен стоять перед ним, чтобы предотвратить его возможную
перегрузку и появление помех от близких по частоте мешающих ставший.
При использовании в смесителе высокочастотных полупроводниковых дио-
дов даже без УРЧ можно получить чувствительность, равную единицам микро-
вольт. Применение УРЧ в приемнике прямого преобразования имеет как поло-
жительное, так и отрицательное значение. Наличие УРЧ позволяет дополнитель-
но увеличить чувствительность в диапазонах 14—21 — 28 МГц, уменьшить или
свести к нулю проникновение фона переменного тока из антенны на вход УНЧ.
В то же время УРЧ усиливает и сигналы мешающих станций (например, вещатель-
ных), что снижает реальную избирательность приемника. Поэтому в приемни-
ках прямого преобразования целесообразно применять настроенные УРЧ с не-
большим коэффициентом усиления (для компенсации потерь в смесителе н
ФНЧ) и высокой избирательностью.
Следует, однако, помнить, что стремление дополнительно повысить качест-
венные показатели приемника прямого преобразования может привести к неоп-
равданному его усложнению, и будет утрачено его основное достоинство — про-
стота.
2. ПАРАМЕТРЫ КВ ПРИЕМНИКОВ
Диапазон. Приемники КВ диапазона рассчитывают на прием в одном или
нескольких любительских диапазонах. Они имеют перекрытие всего КВ диапа-
зона от 1,5 до 30 МГц или части этого диапазона, при этом весь перекрываемый
диапазон обычно разбивают на несколько поддиапазонов. Приемники, предна-
значенные для проведения любительских радиосвязей, и приемная часть транси-
веров перекрывают только любительские диапазоны. При этом легче получить
высокие значения наиболее важных параметров приемника.
Усиление приемника — параметр, характеризующий максимальное усиле-
ние сигнала, поступающего из антенны, при подаче его на громкоговоритель
или головные телефоны. Допустим, имеем сигнал 0,5 мкВ иа входном сопротив-
лении приемника 75 Ом и подаем его на головные телефоны усиленным до мощ-
ности 100 мВт. Мощность на входе приемника, Вт,
Рвх = ^с/^вх = (0,5 ‘ Ю~6)2/75 = 3,33 • 10-«.
Усиление приемника
0= /> //> = 100 • 10-3/3,33 • 10-15 = 30 . 101®,
или в децибелах
°(дБ)= 101ёРвыХ/^вХ= 135‘
S6
Как видим, усиление приемника имеет довольно большую величину. Даже
самые простые приемники должны иметь усиление не ниже 100 дБ.
Чувствительность приемника — это его способность принимать слабые
сигналы. На первый взгляд, казалось бы, достаточно повышать усиление при-
емника, и он сможет принимать все более слабые сигналы. На самом деле это
не так. Причиной, ограничивающей чувствительность приемника, являются
собственные шумы приемника. Под чувствительностью КВ приемников чаще
всего понимают напряжение Uc на входе приемника, выраженное в микроволь-
тах, создающее на выходе сигнал, который в сумме с собственными шумами
приемника Уш превышает их на 10 дБ (в 3,16 раза), т. е.
(Uc+U )/Пш = 3,16Пш. (2.1)
Иногда чувствительность определяют как значение Uc при отношении
ПС/ПШ = 3,16УШ. (2.2)
I
Рис. 2.2. Эквивалент-
ная схема согласова-
ния входа приемника
с источником сигнала
Разница в определении чувствительности двумя способами при заданном
соотношении 10 дБ оказывается незначительной (чувствительность, измеренная
по формуле (2.2), дает соотношение сигнал/шум 9,54 дБ
вместо 10 дБ, заданных при измерении по формуле
(2.1)). Однако если соотношение (Ua + 6'ш)/6/ш зада-
но достаточно малым, то разница в величинах чув-
ствительности, определенной двумя способами, возрас-
тает. Нижеприведенное уравнение показывает соотно*
шение между двумя способами определения чувстви-
тельности:
+ , и с
иш’
Генерация шумовых колебаний в приемнике свя-
зана с хаотическим движением электронов в любом про-
воднике, температура которого выше абсолютного нуля. Напряжение шумов
определяют по формуле Найквиста
Пш=/Ш77^, (2.3)
где k — постоянная Больцмана, равная 1,38- 10~23 Дж/К; Т—абсолютная
температура, К; П — полоса частот, Гц; R— сопротивление, на котором изме-
ряются шумы, Ом.
При подключении сопротивления R ко входу приемника (рис. 2.2) макси-
мальная мощность шумов на входе приемника будет в том случае, если R —
= RBX (условие согласования),
Рш = ^х^=(Уш/2)2/^=П2шЖ. (2.4)
Подставляя в формулу (2.4) выражение (2.3), получаем
Рю=кТП. (2.5)
Отсюда следует, что мощность шумов на входе приемника не зависит от ве-
личины сопротивления, а зависит только от полосы пропускания приемника
и абсолютной температуры источника шумов. При расчетах температуру Т при-
нимают постоянной (То) и равной 290 К (+17 °C).
Коэффициент шума (Ш) характеризует шумовые свойства приемника и по-
казывает, во сколько раз реальный приемник ухудшает отношение мощности
сигнала к мощности шума на выходе по сравнению с идеальным приемником,
не вносящим собственных шумов, т. е. к отношению сигнал/шум на входе при-
емника:
гп___ ^с. вх/^ui вх
Р !Р
6. вых' ш. вых
(2.6)
57
Коэффициент шума выражают и в децибелах:
Д7(дБ) = 101§да.
Пример 13. Допустим, имеем приемник с усилением 135 дБ и полосой про-
пускания 500 Гц. Тогда мощность шума на входе
Рш вх = kTon = 1,38 • Ю-з . goo . 500 = 2 • 10“ls Вт.
Если бы приемник был идеальным, то мощность шумов на выходе была бы
на 135 дБ (в 3 • 1013 раз) больше, т. е. 6 • 10_§ Вт. Реальный приемник вносит
свои шумы, и мощность шумов на выходе больше, чем у идеального. Допустим,
что Рш вых = 10- Вт. Перепишем формулу (2.6) в другом виде:
р /р р /р р
P /р ~ о ~ Р g‘
г С. ВЫХ'' с. вх ' ш. вх
Здесь коэффициент шума выражен через отношение мощностей шумов на
выходе и входе приемника к коэффициенту усиления. В данном случае
рш ВЫХ/РШ. вх= 10~4/2 • 10-18 = 5 . 1013. Тогда . 1О13/3 . 1013= 1,66, или
в децибелах Ш = 10 lg 1,66 = 2,2 дБ. Это коэффициент шума очень чувствитель-
ного приемника. Наоборот, зная коэффициент шума, можно определить минималь-
ный уровень сигнала, который может принять приемник. Если известны мощность
шума на выходе (ее легко можно измерить) и коэффициент усиления приемника
(также легко измерить, подавая на вход какой-либо известный сигнал), то мощ-
ность шума, приведенная ко входу,
Рш. вх = Рш. 1°’4/3 • 1013 . 1,66 = 2 . 10-13.
Эта мощность определяет пороговую мощность сигнала, который может
принять приемчик (соотношение сигнал/шум =• 1). При входном сопротивле-
нии приемника 75 Ом эта мощность соответствует напряжению сигнала
(7С= VPR=^ /2 Ю-l® ,75= 1 22 . IO-8 В = 0,0122 мкВ.
Чувствительность приемника (при соотношении Uc/Um = 3,16) равна 0,0122 X
X 3,16 = 0,04 мкВ.
Чувствительность приемника ухудшается, если расширять полосу пропус-
кания, так как пропорционально полосе увеличивается мощность шумов. Вот
почему прием телеграфных сигналов с минимальной полосой пропускания
обеспечивает наивысшую эффективность приема слабых сигналов по сравнению
с другими, более широкополосными видами связи.
Следует отметить интересный факт, связанный с приемом си: налов опера-
тором на слух, на первый взгляд опровергающий этот вывод. Он состоит в сле-
дующем. Если при узкой полосе установить минимальный уровень сигнала,
слышимого оператором, а затем расширять полосу пропускания приемника,
то оператор в большинстве случаев продолжает слышать сигнал, несмотря на
то, чго уоовень шума на выходе приемника растет. Объяснить это явление
можно сгоютвями человеческого мозга, который самонастраивается на при-
нимаемый сигнал и обеспечивает по-прежнему узкую полосу пропускания всей
приемной системы, являясь ее частью. Эго свойство подобно способности чело-
века концентрировать внимание и выделять голос одного человека в шумной
толпе и объясняет надежность слухового приема в тяжелых условиях, несмотря
на развитие высокоавтоматизированных систем передачи информации.
Вернемся, однако, к коэффициенту шума. При поел едоват'льном соедине-
нии каскадов приемного устройства, имеющих различный коэффициент шума,
общий коэффициент шума
Ш-Ш Ш3-1 Ш.-1
(2 8)
где Ш2, ...., Gi, G2, ... — коэффициенты шума и усиления соответствующих
каскадов.
58
Формула показывает, что общий коэффициент шума определяется главным
образом первым (входным) каскадом приемника; вклад последующих каскадов
уменьшается пропорционально общему коэффициенту усиления предшествующих
каскадов. Это объясняется тем, что шум, генерируемый первым каскадом, уси-
ливается последующими и оказывается доминирующим в общем уровне шумов
приемника. В качестве первого каскада можно рассматривать фидерную линию,
соединяющую антенну со входом приемника. Сигнал, проходя от антенны к при-
емнику, ослабляется из-за потерь в проводниках и диэлектрике фидерной линии.
Поскольку фидерная линия находится при температуре Т, отличной от нуля,
она генерирует собственные шумы. Коэффициент шума фидерной линии
fL— Лт
где L — потери в линии (четырехполюснике), значение которых определяется
как удельные потери на данной частоте (имеется в справочниках), умноженные
на длину линии; Та — температура сравнения (290 К).
Общий коэффициент шума приемника с фидерной линией
m ~ гп .ц^пр-1
Ш Общ — Шф + ---£--- ’
здесь L соответствует коэффициенту передачи линии; его значение меньше
единицы.
Рассмотрим влияние фидерной линии с потерями L = 0,3, работающей
при температуре Т — 300 К (+ 27 °C), на приемник.
Коэффициент шума фидерной линии
| — - 1^ 300
\ A Q
= —'—290--------1 “° 3,41 ИЛИ 5,4 дБ>
Приемник имеет Ш — 1,66 (2,2 дБ). Общий коэффициент шума
Шобщ = 3,41 +-^о,Г' '' = 5’61 ИЛИ 7>5 ДБ-
Как видим, общий коэффициег шума ухудшился с 1,66 до 5,61. Это эквива-
лертно снижению чувствительности с 0,04 до 0.09 мкВ, т. е. почти в два раза.
J г леднее значение чувствительности легко подсчитать по формуле (2.6) для
Р = *> т- ё- Для равенства Рс.вых = Рш.вых. Учитывая, что Рс.вых=
= Рс ВХО; Рш.вх —kTon, и подставляя в выражение (2.6), получаем
Ш^Р^/kT.n.
Пороговая мощность сигнала на входе
пороговое напряжение на сопротивлении RBX
Пвх = /рс.вх^вх = VlUkTJIR^ = V5,61 1,38- 10-2з 290 - 500-75 =
= 2,9 • IO-8 В.
Увеличив пороговое напряжение в 3,16 раза (на 10 дБ), по условию оп-
ределения чувствительности, получаем: 2,9 • 10“8 • 3,16 = 9,16 • 10~8 Е=
= 0,09 мкВ.
Потери в фидерной линии существенно ухудшают общий коэффициент шума,
если коэффициент шума самого приемника мал (менее 6). В противном случае
общий коэффнциет шума определяется главным образом шумовыми свойствами
самого приемника.
59
При расчетах коэффициента шума и чувствительности приемных устройств
удобнее пользоваться логарифмическими величинами — децибелами, так как
действия умножения и деления при этом заменяются сложением и вычитанием
Рассмотрим это на примере. Определим пороговую мощность шума приемника
при П = 1 Гц:
Рш = kTon = 1,38 • IO-23 .290 1 = 4 . 10"21 Вт = 4 . IO-*6 мВт,
что составляет в децибелах по отношению к 1 мВт (принятый отсчетный уровень)
Р = 10 1g 4 • 10-18/1 = —174 дБм (дБм — обозначение уровня в дБ по отно-
шению к 1 мВт).
Для расчета пороговой мощности реального приемника достаточно просум-
мировать данное значение с относительным значением полосы пропускания и ко-
эффициентом шума, вырах енными в дБ.
Например, П = 3000 Гц, или в децибелах 10 1g 3000И = 34,8 дБ; Ш — 6,
или в децибелах 10 1g 6= 7,8 дБ. Пороговая мощность
р = —174 дБм + 34,8 дБ + 7,8 дБ = —131,6 дБм.
Для определения чувствительности данное значение пороговой мощности
следует увеличить еще на 10 дБ (по определению чувствительности) и перевести
в микровольты, зная входное сопротивление приемника. В табл. 1 приведены
значения чувствительности приемника в зависимости от мощности на его входе
при стандартных значениях входного сопротивления 50 и 75 Ом и согласовании
с источником сигнала.
Таблица 1
Р, дБм Чувствитель- ность, мкВ, при Явх Р, дБм Чувствитель- ность, мкВ, при Явх Р, дБм Чувствитель- | ность, мкВ, при явх | Р, ДБм Чувствитель- ность, мкВ, при Р вх
50 Ом 75 Ом 50 Ом | 75 Ом 50 Ом j 75 Ом| 50 Ом | 75 Ом
—76 70,8 86,7 —94 9,0 10,9 -112 1,12 1.^8 —129 0,16 0,19
—77 63,2 77,4 —95 8,0 9,7 -113 1,00 1,23 —130 0,14 0,17
—78 56,2 69,1 -96 7,1 8,7 — 114 0,90 1,09 —131 0,13 0,15
—79 50,2 61,5 —97 6,3 7,7 —115 0,80 0,97 —132 0,11 0,14
—80 44,8 54,9 —98 5,6 6,9 —116 0,71 0,87 — 133 0,10 0,12
—81 39,8 48,7 —99 5,0 6,2 -117 0,63 0,77 — 134 0,09 0,11
-82 35.6 43,6 —юо 4,5 5,5 -118 0,56 0,69 —135 0,08 0,10
—83 31,6 38,7 — 101 4,0 4,9 -119 0,50 0,62 —136 0,071 0,087
—84 28,2 34,5 —102 3,6 4,4 —120 0,45 0,55 — 137 0,063 0,077
—85 25,2 30,9 — 103 3,2 3,9 — 121 0,40 0,49 —138 0,056 0,069
—86 22,4 27,4 —104 2,8 3,5 — 122 0,36 0,44 —139 0,050 0,062
—87 20,0 24,5 — 105 2,5 3,1 —123 0,32 0,39 —140 0.045 0,055
—88 17,8 21,8 —106 2,2 2,7 —124 0,28 0,35 — 141 0,040 0,049
—89 15,8 19,4 —107 2,0 2,5 -125 0,25 0,31 —142 0,036 0,044
—90 14,2 17,3 -108 1,8 2,2 —126 0,22 0,27 —143 0,032 0,039
—91 12,6 15,4 — 109 1,6 1,9 — 127 0,20 0,25 —144 0.028 0,035
—92 —93 11,2 10,0 13,8 12,3 —ПО -111 1,4 1,26 1,7 1,54 —128 0,18 0,22 —145 0,025 0,031
Для оценки шумовых свойств малошумящих приемников часто вместо коэф-
фициента шума применяют понятие шумовой температуры Тш Понятие шумовой
температуры вытекает из физических свойств проводников генерировать шумо-
вые колебания, мощность которых прямо пропорциональна абсолютной темпе-
ратуре (см формулу (2.5)). В отличие от коэффициента шума, оценка которого
связана с условно принятой температурой То = 290 К, шумовая температура
дает истинные значения и позволяет более точно определить минимальный сиг-
нал, принимаемый приемником. Коэффициент шума связан с шумовой темпера-
турой следующим соотношением:
Ш = 1 + тш/т0,
60
которое легко получить из формулы (2.7). С учетом реальной температуры Тщ
запишем
Лв.вых = G (ЬТ9П + кТшП); PW_3K = kTon,
Подставляя эти выражения в формулу (2.7), получаем
Ш =
1 Gkn (То 4- Г )
-G ----gn/7- = 1 + Vo = 1 + Гш/290.
Значение Тш колеблется от нескольких градусов (например, для УРЧ
приемника УКВ, охлаждаемого жидким гелием) до несколько десятков тысяч
градусов (смеситель приемника на многосеточной лампе). Тш — это температу-
ра, до которой следует нагреть согласованный
с входным сопротивлением приемника резис-
тор, чтобы генерируемые им шумы имели та-
кой же уровень. Шумовой температурой мож-
но характеризовать и свойства антенн, их
связь с окружающим пространством. Напри-
мер, узконаправленная УКВ антенна, ориен-
тированная в космос, где нет мощных радиоис-
точников, имеет 7’ш, равную нескольким десят-
кам градусов. Эта же антенна, направленная
вдоль поверхности Земли, генерирующей в чис-
ле прочих и радиоколебания, имеет Тш >
> 10 000 К.
Как следует из предыдущего, чувствитель-
ность приемника можно увеличивать, применяя
малошумящие усилительные и смесите тьные
элементы на его входе, сужая полосу пропус-
кания и понижая температуру входных цепей.
Для малошумящих приемников важно умень-
шать потери в фидерной линии и улучшать со-
гласование входных цепей приемника с фидер-
ной линией. Заметим, что минимум коэффи-
Рис. 2.3. Коэффициент шума
антенны и напряжение шума на
входе приемника, создаваемое
внешними источниками:
циента шума не совпадает с максимумом пере- / — индустриальные в городе; 2 —
дачи сигнала ИЗ антенны, И поэтому согла- индустриальные за городом; 3 — ат-
сование входных цепей малошумящих УКВ атмос*еРвые
_ j . днем, о космические
приемников ведут обычно по минимуму коэф-
фициента шума.
Для КВ приемников чувствительность выбирают не из условия получения
максимальной чувствительности, а из условий реального уровня внешних шу-
мов, поступающих на вход приемника из антенны. На рис. 2.3 показаны зависи-
мости коэффициента шума антенны Шй и напряжения шума на входе прием-
ника (на сопротивлении 75 Ом) при полосе пропускания 2,1 кГц от
частоты, обусловленные шумами различного происхождения — космическими
(излучение небесных тел, кривая 5), атмосферными (грозовые разряды, кривые
3 и 4) и промышленными помехами (кривые 1 и 2). Коэффициент шума антенны
меняется в зависимости от часюты, времени суток (времени года) и места распо-
ложения приемника. Из графика следует, что чувствительность приемника на
частоте 14 МГц не имеет смысла делать более 2—*3 мкВ в городе или пригороде
и не более 1—2 мкВ при работе в сельской местности, где уровень шумов опре-
деляется лишь космическими шумами и атмосферными помехами. На 160-мет-
ровом диапазоне достаточна чувствительность 20—30 мкВ даже для самых ти-
хих уголков Земли.
Антенну можно рассматривать как каскад с коэффициентом шума Шг,
включенный на вход фидерной линии. Общий коэффициент шума всей системы
можно рассчитать как для последовательного соединения каскадов по формуле
(2.8) Очевидно, что при больших значениях Ша требования к коэффициенту шу-
ма приемника снижаются. Простым критерием проверки достаточности чувст-
вительности приемника является увеличение уровня шумов на его выходе п; и
61
подключении антенны ко входу. Если этого не происходит, приемник имеет
слитком большой собственный коэффициент шума, определяющий недостаточную
чувствительность на данной частоте.
В диапазоне коротких волн считается допустимым коэффициент шума при-
емника 10 дБ. В УКВ диапазонах для приема слабых сигналов коэффициент
шума должен снижаться до 2—3 дБ на частоте 144 МГц и 1,5 дБ на частоте
432 МГц.
Чувствительность и коэффициент шума приемника измеряют генератором
стандартных сигналов (ГСС). Выход ГСС. подключают ко входу приемника
непосредственно, когда входное сопротивление приемника 7?вх пр равно выходному
сопротивлению ГСС /?ЕЬ1хГсс- В этом случае напряжение на входе приемника рав-
но половине выходного напряжения ГСС. Если RBX.np >^ВыхГСС> ГСС подклю-
чают ко входу приемника через эквивалент антенны (рис. 2.4), представляющий
собой безындукционный резистор R3, величина которого в сумме с ^выхГсс Равна
В этом случае напряжение на входе приемника
— ^ГСС^вх.пр
С ^выхГСС “Ь «э ^вх.пр
ЭМиеит
Рис. 2.4. Схема измерения чувствительности н коэффициента шума
приемника с помощью генератора стандартных сигналов
Для измерения чувствительности устанавливают такой уровень сигнала
на входе приемника U с> при котором напряжение на его выходе в 3,16 раза
(на 10 дБ) превышает напряжение собственных шумов. Это значение Ц, числен-
но равно чувствительности.
Для измерения коэффициента шума превышение сигнала над уровнем шума
на выходе приемника устанавливают равным 1,41. Это соответствует равенству
мощности шумов и сигнала иа входе приемника, а напряжение сигнала соответ-
ствует пороговой чувствительности. Коэффициент шума
/г и'1
Ш =-------2___= 6,25 • 107 с(мкВ) ,
4kTonR3* ^(Гц)^вх(Ом)
или в децибелах: Ш = lOlg/ZZ.
К сожалению, многие ГСС не позволяют производить достаточно точный
отсчет малых уровней напряжения из-за «просачивания» сигнала на выход по-
мимо аттенюатора, что увеличивает погрешность измерения. Поэтому вместо
ГСС используют генератор шу?ла. В этом случае чувствительность и коэффициент
шума приемника измеряют сравнением уровня собственных шумов приемника
с известны?.! уровнем шума генератора.
Работа 1енератора шума основана на пропорциональной зависимости мощ-
ности шума от величины постоянного тока, протекающего через шумовой эле-
мент. В качестве шумового элемента используют полупроводниковый или ва-
куумный диод, стабилитрон, газоразрядные трубки и г. п. Схема генератора
шума на вакуумном диоде с вольфрамовым катодом прямого накала, обеспечи-
вающим простую зависимость между уровнем шума и величиной постоянного
тока, протекающего через диод, работающий в режиме насыщения, показана
на рис. 2.5. Сопротивление резистооа R выбирают равным входному сопротив-
лению приемника. При выключенном накале, генератора шума, подстраивая
входной контур приемника, добиваются максимальной чувствительности его
по наибольшему уровню собственных шумов на выходе. Затем реостатом, вклю-
ченным в цепь накала шумового диода, устанавливают такой ток через диод,
62
при котором мощность шумов на выходе приемника удваивается. Это соответ-
ствует увеличению напряжения шумов в 1,41 раза по сравнению с напряжением
собственных шумов приемника. Коэффициет шума приемника Ш — 0,02 /д/?,
где I —ток диода, мА; R— сопротивление нагрузки, Ом.
Зная коэффициент шума, легко определить чувствительность приемника при
ДС/(ДС4- ^ш) = 10 дБ по формуле Ue — 2 • 10-4 У ШГ/R, где Uc — чувствитель-
ность, мкВ; П — полоса пропускания, Гц; R— сопротивление входа приемника, Ом.
При измерениях приемник должен работать в режиме ТЛГ или однопо-
лосных сигналов с выключенной системой АРУ н максимальным усилением
тракта УРЧ.
Избирательностью приемника называется его способность выделять тре-
буемый сигнал среди других колебаний, поступающих на его вход. В супергете-
родинном приемнике различают избирательность по соседнему каналу, т. е.
по отношению к сигналам, соседним по частоте с принимаемой станцией, избира-
Рис. 2.5. Схема генератора шумового сигна*
ла на диоде
Рис. 2.6. Кривые избирательности (а) и схе-
ма для снятия кривой реальной избиратель-
ности двухсигнальным методом (б)
дельность по зеркальному каналу, избирательность по отношению к сигналам
промежуточной частоты и избирательность по отношению к другим паразитным
каналам приема. Избирательность характеризуется так называемой кривой 'из-
бирательности, по которой также можно определить ширину полосы пропуска-
ния приемника.
Кривую избирательности по соседнему каналу мож-
но получить, подавая на вход приемника один сигнал, перестраиваемый в опре-
деленных пределах вблизи принимаемой частоты. Такая кривая избирательности
называется односигнальной. Поскольку односигнальная избирательность су-
пергетеродина определяется характеристикой ФОС тракта промежуточной час-
тоты, ее удобнее определять на промежуточной частоте, подавая сигнал не на
вход приемника, а на смеситель, после которого включен ФОС. Выходное напря-
жение измеряют на последнем резонансном контуре перед детектором; система
АРУ в это время должна быть выключена. Уровень сигнала должен соответ-
ствовать линейному режиму работы, контролируемому путем поддержания но-
минального уровня сигнала на выходе приемника.
По результатам измерений вычерчивают график, отображающий зависи-
мость напряжен ия на входе приемника от величины расстройки частоты сигнала
ГСС, считая от средней частоты полосы пропускания, при неизменном сигнале
иа выходе приемника. Для удобства на оси ординат откладывают не абсолютные
значения напряжения, а их отношение к минимальному сигналу— U/UKiia.
Обычно полосу пропускания П определяют по уровню U'UWWX = 1,41 (или
3 дБ), однако в радиолюбительской практике полоса чаще определяется по
уровню 6 дБ (П/[/мии = 2). Существенной характеристикой избирательности
приемника является крутизна скатов резонансной кривой, т. е. отношение
изменения напряжения U к расстройке А(, выражаемое в дБ/кГц.
На рис. 2.6, а изображены кривые избирательности двух приемников (кри-
вые 1 и 2). Хотя полоса пропускания, характеризуемая кривой 1, меньше полосы
63
Пропускания кривой 2, крутизна скатов кривой 2 выше, и ее коэффициет прямо-
угольности ближе к 1.
Односигнальный метод измерения избирательности приемника имеет огра-
ниченное применение, поскольку избирательность определяют только в линей-
ной части амплитудной характеристики приемника. На практике прием часто
ведется в условиях помех, напряжение которых на несколько порядков превы-
шает уровень полезного сигнала. При этом начинает проявляться нелинейность
усилительных, преобразовательных и других элементов приемника. В резуль-
тате помеха искажает принимаемый сигнал, и, кроме того, на выходе приемника
появляются ложные сигналы.
Присутствие на входе приемника одновременно с полезным сигналом мощ-
ных колебаний помехи, находящейся за пределами односигнальной полосы про-
пускания, может привести к появлению комбинационных помех, к «забитию»
полезного сигнала помехой и к перекрестной модуляции. Появление комби-
национных помех связано с наличием на входе приемника двух или
более мешающих колебаний большого уровня, находящихся вне полосы пропус-
кания приемника. Из-за нелинейности амплитудной характеристики различных
каскадов образуются комбинационные частоты. Они могуг восприниматься опе-
ратором как наличие в эфире несуществующих на самом деле сигналов или как
повышение уровня шумов. Коротковолновики часто обнаруживают такие ком-
бинационные помехи, работая в диапазонах, соседних с ьещательными (напри-
мер, в сорокаметровом).
При «забитии» (или блокировании) приемника помехой уменьшается
полезный сигнал на выходе приемника. Явление «забития» приемника помехой
проявляется в виде ослабления полезного сигнала па выходе приемника при по-
явлении помехи. Причиной «забития» является уменьшение коэффициента уси-
ления вследствие перегрузки какого-либо каскада приемника. Такую помеху
часто испытывают любительские радиостанции, расположенные близко друг
от друга.
Если сильные мешающие колебания модулированы по амплитуде, наблю-
дается перекрестная модуляция. Она проявляется в модуляции
полезного сигнала сигналом помехи и особенно заметна, когда модуляция полез-
ного сигнала отсутствует. Характерным признаком перекрестной модуляции
является пропадание помехи на выходе приемника при исчезновении полезного
сигнала. Перекрестная модуляция более выражена при приеме AM сигналов.
При приеме однополосных сигналов действие перекрестной модуляции сущест-
венно уменьшается. Это объясняется отсутствием несущей частоты, поэтому
в паузах сигнала помеха не прослушивается. Однополосный сигнал детектиру-
ется не путем выделения огибающей, а за счет смешения с колебаниями местного
гетеродина. Поэтому модуляция мешающего сигнала не восстанавливается,
а проявляется в виде шумов в спектре принимаемою однополосного сигнала.
Для оценки работы приемника при наличии помех введено понятие реаль-
ной избирательности приемника. Оно характеризует способность при-
емника устойчиво принимать полезный сигнал при наличии помех, лежащих за
пределами полосы пропускания приемника.Харакгеристика реальной избиратель-
ности представляет собой кривую, отображающую зависимость уровня помехи от
ее частоты при условии, что искажения полезного сит нала под действием помехи
находятся в допустимых пределах. При измерениях следует учитывать, что поме-
ха может лежать и за пределами частотного диапазона приемника, например,
сигналы длинноволновых и средневолновых вещательных станций, ЧМ-веща-
ния, телевидения и т. д. Для приемников любительских КВ диапазонов доста-
точно снять кривую реальной избирательности, настроив приемник на среднюю
частоту каждого диапазона и изменяя частоту помехи в возможно более широком
диапазоне частот. Реальную избирательность приемника можно измерять двух-
сигнальным методом с использованием перекрестной модуляции (рис. 2.6, б).
Ко входу приемника, работающего в режиме AM, через эквивалент антенны R9
подсоединяют два ГСС через одинаковые развязывающие резисторы R1 и R2
(200—1000 Ом). Включают ГСС1 и устанавливают напряжение полезного сиг-
нала достаточно большим, чтобы нс сказывались собственные шумы приемника
(200—100 мкВ), и глубину модуляции 10 %. Приемник настраивают на частоту
сигнала и регулировкой усиления устанавливают номинальное выходное на-
пряжение (соответствующее нормальной громкости приемника), после чего мо-
64
дуляцию сигнала выключают, затем включают ГСС2 и устанавливают уровень
колебаний помехи на 2—3 порядка выше уровня полезного сигнала, например
100 мВ при глубине модуляции 50 %. Принято считать, что перекрестная моду-
ляция допустима, если уровень ее не превышает одной десятой номинальной
глубины модуляции, т. е. 3 % для вещательного приема и 5—10 % для люби-
тельской связи. Начиная с больших расстроек, приближают частоту помехи
к частоте полезного сигнала до тех пор, пока на выходе приемника появится
низкочастотный сигнал с номинальным уровнем за счет перекрестной модуляции.
Повторяют измерения для разных напряжений помехи и по результатам измере-
ний строят кривую реальной избирательности. Кривая реальной избиратель-
ности отличается от кривой, снятой по односигнальному методу (рис. 2.6, а,
кривая 3). При измерениях следует учитывать коэффициент ослабления развя-
зывающего устройства, включенного между приемником и ГСС.
Аналогичным образом снимают кривую «забития» приемника в телеграфном
режиме без модуляции сигналов ГСС. Измеряют уменьшение полезного выход-
ного сигнала приемника на определенный уровень, например на 3 дБ, т. е. до
0,707 от номинального при приближении частоты сильной помехи к полосе
пропускания приемника. Отсчеты частоты ‘снимают при различных уровнях
помехи, после чего строят график, аналогичный кривой реальной избиратель-
ности.
Рассмотрим более подробно причины, ограничивающие реальную избира-
тельность приемника. Амплитудную характеристику любого усилителя или
смесителя можно аппроксимировать рядом
РВЫХ = klPBX + ^ВХ + ^Х + • • • >
где Рвх и Рвых — уровни (обычно мощность) сигналов на входе и выходе соответ-
ственно; коэффициент Z?! характеризует усиление усилителя или коэффициент
преобразования смесителя; коэффициенты k2, k3 и т. д. характеризуют искажаю-
щие свойства; с ростом индекса значения коэффициентов обычно убывают.
Если амплитудная характеристика достаточно точно аппроксимирована
только двумя первыми членами ряда, то на выходе усилителя, кроме усиленного
сигнала, появляются еще дополнительные, обусловленные квадратичностью
(вторым членом) характеристики, а именно’ вторая гармоника сигнала и по-
стоянная составляющая, появляющаяся в результате детектирования входного
сигнала. При наличии на входе усилителя или смесителя двух сигналов (на-
пример, полезного сигнала с частотой и помехи /2 с частотой, близкой к /,)
на выходе, кроме сигналов /ф и /2, постоянной составляющей и вторых гармоник
указанных сигналов 2/\ н 2/3, появятся еще комбинационные частоты второго
порядка вида fj ± /2, лежащие по частоте далеко от исходных частот. Их можно
ослабить фильтром, пропускающим частоту ft. Для борьбы с влиянием постоян-
ной составляющей применяют жесткую стабилизацию рабочей точки по постоян-
ному току, усилители и смесители строят по балансным схемам, в которых при
хорошей симметрии значительно ослабляются (на несколько десятков децибел)
все члены ряда с четными коэффициентами и, следовательно, уменьшаются ис-
кажения, ими обусловленные.
При наличии в уравнении амплитудной характеристики члена третьего
порядка дополнительно появляются третьи гармоники входных сигналов ЗД
и 3/2 и комбинационные частоты третьего порядка вида 2/\ ± /2 и 2/3 ± flt из
которых разностные частоты лежат вблизи исходных частот, и их трудно от-
фильтровать.
Поясним это на примере. Допустим, на вход приемника поступают два сиг-
нала с частотами = 14 050 кГц и /2 = 14 051 кГц. Суммарные частоты третьего
порядка лежат далеко за пределами диапазона 14 МГц и их легко отфильтровать,
разностные же частоты 2 • 14 050 — 14 051 = 14 049 кГц и 2 14 051—14 050=
= 14 052 кГц находятся рядом с исходными и воспринимаются оператором как
новые сигналы. Наличие в аглплитудной характеристике нечетных членов выс-
ших порядков (5-го, 7-го и т. д.) также увеличивает число комбинационных
колебаний этих порядков, разностные частоты которых лежат вблизи исходных
частот.
Нелинейность усилительных и смесительных каскадов, обусловленная на
личием второго и высших членов ряда, связана с нелинейностью характеристик
3 4-518
65
усилительных и смесительных элементов'и'зависит'от режима их работы и ампли-
туд подаваемых сигналов. Принципиально ’нелинейными также являются ва-
рикапы, переключающие диоды и некоторые другие элементы, используемые
в сигнальных цепях. В меньшей степени проявляется нелинейность других
элементов схемы, например катушек с ферритовыми сердечниками.
Для оценки линейности усилителей и смесителей широко применяют двух-
снгнальный метод. Ко входу исследуемого каскада через одинаковые резисторы
R1 и R2 (от 100 до 1000 Ом), ослабляющие взаимное влияние ГСС, и аттенюатор
^подключают два ГСС (рис. 2.7). На выход исследуемого каскада (или устрой-
ства) подключают анализатор спектра. В простейшем случае это может быть
приемник с узкой (сотни герц) полосой пропускания. При взаимной расстройке
част т ГСС 5—25 кГц и равных выходных сигналах увеличивают амплитуду
выхода обоих генераторов и кон-
тролируют анализатором спектра
уровень колебаний одной из ис-
ходных и одной из разностных
частот третьего порядка. На ос-
новании результатов измерений
строят график зависимости выход-
ной мощности этих сигналов (на-
пример, fi и 2/х — f2) от мощнос-
ти сигнала Д на входе (рис. 2.8).
При превышении определенного
уровня входных сигналов линей-
ный рост выходных сигналов за-
медляется. Если, однако, продол-
жить линейную часть графика
полезного сигнала (показано
I гг, , । —Щ, МажЬеже Ашиишя»
I*--' I 1—’“I f дапроистбо спектра
.—. „
I гссг
Рис. 2.7. 'Схема для исследования Рис. 2.8. График зависимости выходной мощ-
динамического диапазона с помощью ности полезного сигнала и комбинационных
анализатора спектра частот второго и третьего порядков о г уров-
ня полезного сигнала на входе устройства
тонкой линией), то в точке ПРИ двухсигнальнсм методе исследования
пересечения А3 выходной уро-
вень полезного сигнала равен уровню составляющей третьего порядка.
Координаты этой точки однозначно характеризуют линейные свойства
каскада (или устройства), причем значение А3 на оси абсцисс соответствует,
уровню .43вх, а на оси ординат — уровню А3 вых. Значение Д3вых больше 43вх
на коэффициент усиления каскада, выраженный в децибелах. В пассивных цепях,
например в диодных сместителях, значение А3 внх меньше А3 вХ на величину потерь
в сместителе. Зная значение А3, можно рассчитать уровень колебаний комбинаци-
онных частот при любых входных сигналах. В нашем случае Л3вых равно плюс
30 дБм, а А3 Е3[ — плюс 10 дБм, т. е. усиление составляет 20 дБ. Если каскад
работает при уровне выходного сигнала на X дБ ниже значения А3 вых, то уро-
вень комбинационных частот третьего порядка будет на ЗХ дБ ниже значения
43вых, Допустим, уровень выходного сигнала составляет минус 10 дБм, что на
40 дБ ниже Д3вых. Следовательно, уровень комбинационных частот третьего по-
рядка будет на 120 дБ ниже значения Д3вых.
Можно построить уровни комбинационных частот второго порядка, измеряя,
например, уровень сигнала 2/3 (показаны тонкой линией). Из графика видно,
что координаты точки пересечения второго порядка А2 превышают значения ко-
ординат А3 и, .следовательно, комбинационные частоты второго порядка вносят
меньший вклад в общие искаженья, особенно при балансной схеме каскада. Од-
66
нако комбипационные-колебания второго порядка уменьшаются всего на 2Х дБ
при уменьшении входного сигнала на X дБ.
Таким образом, можно сделать вывод, что для уменьшения уровня иска-
жений следует снижать уровни входных сигналов. Это справедливо до тех пор,
пока не начинают влиять шумы каскада (или устройства в целом), маскирующие
малые уровни сигналов. Действительно, допустим, что уровень входных сигналов
равен минус 50 дБм, что на 60 дБ меньше уровня Д3вх. Следовательно, уровень
колебаний комбинационных частот третьего порядка снизится на 180 дБ и равен
минус 170 дБм. Тем не менее эти колебания будут превышать уровень собствен-
ных шумов приемника (—174 дБм) с полосой пропускания 1 Гц, но не будут
слышны на том же приемнике с более широкой полосой пропускания. Этот при-
мер показывает важность такой характеристики приемника, как динамический
диапазон.
Динамический диапазон (ДД) — это выраженное в децибелах отношение
уровня двух равных входных сигналов к уровню создаваемой ими комбинацион-
ной помехи при условии равенства ее уровня уровню собственных шумов при-
емника:
ДД = 2/3 (Д3вх — вх),
где Рш вх — мощность шума на входе приемника.
Таким образом, снизу динамический диапазон ограничен шумами приемни-
ка, сверху — пределами линейной части характеристик его каскадов. Динами-
ческий диапазон можно рассчитать, если известны Л3вх и Рш вх.
Приближенное значение координат точки А3 можно определить без построе-
ния графика. Достаточно, постепенно увеличивая уровни двух равных входных
сигналов, найти такой их уровень, когда выходной сигнал на 3 дБ меньше ожида-
емого при линейной зависимости. Координаты точки Л3 примерно на 10 дБ пре-
вышают найденный уровень.
Динамический диапазон можно измерить непосредственно в режиме приема
однополосных или телеграфных сигналов. Регулятор громкости приемника уста-
навливают на максимум, регулятор усиления по ПЧ — так, чтобы напряжение
шумов на выходе приемника было в 2—3 раза меньше номинального выходного
напряжения, регулятор усиления по ВЧ — на максимум. На вход приемника
подают два одинаковых го уровню немодулированных колебания с амплитудой
100—500 мВ. Разность их частот должна быть 20—30 кГц, чтобы частоты помех
лежали за пределами полосы пропускания ФОС, но в полосе пропускания вход-
ных каскадов. Находят комбинационную помеху' третьего порядка (она распо-
лагается на те же 20—30 кГц выше или ниже), а затем одновременно уменьшают
уровень обоих входных сигналов до некоторого значения Ц., при котором уро-
вень комбинационной помехи снизится до уровня шумов. При этом суммарное
напряжение комбинационной помехи и шумов в 1,41 раза больше напряжения
шумов. Для измерения мощности шумов выключают один из ГСС, второй пере-
страивают в полосу ФОС и его уровень устанавливают таким, чтобы напряжение
сигнала на выходе в 1,41 раза превышало напряжение шумов приемника Um
при выключенных ГСС. При этом мощность сигнала ГСС на входе приемника
соответствует мощности шума. Зная Uc и (7Ш, подсчитывают мощность сигнала
и шума: Рс = Пвх/Явх, или Рс(дБм) = Ю 1g Рс(мВт)- Тогяа ^ = Рс(дБм)-
^ш(дБм)* _
Рассмотрим пример: —7 • 10"3 В; Um = 5 • 10"7 В; /?вх ~ 50 Ом.
(7 . Ю-з\2
Рс = { so J = Ю-ь- = Ю-3 мВт; Рс(дБм) -101g 10“3 = -30 дБм;
= )5 ' ^~7)2 = 5 . 10-15Вт = 5. 10-12 мВт; Рш(дБм) = 10 1g 5- IO-*2 =-113 дБм;
ДД = —30 — (—113) = 83 дБ.
ДД лучших совоеменных приемников достигает 100—120 дБ. что дает воз-
можность принимать полезный сигнал при уровнях помех, превышающих его
в 105— 10е раз.
3*
67
Для характеристики приемника, работающего в условиях, когда помеха
по уровню намного превосходит принимаемый сигнал, применяют понятие о д -
носигнального динамического диапазона. Его измеря-
ют двухсигнальным методом, но при этом уровень сигнала одного из ГСС уста-
навливают равным какой-либо средней величине входных сигналов приемника,
например 50 мкВ. После этого увеличивают сигнал второго ГСС до тех пор, пока
еыходной уровень сигнала от первого ГСС не уменьшится на 3 дБ. Отношение
уровня сигнала второго ГСС на входе приемника к уровню собственных шумов
приемника, выраженное в децибелах, и будет соответствовать значению одно-
сигнального динамического диапазона. Односнгнальный ДД на 20—?0 дБ боль-
ше двухсигнального. Односигнальный ДД лучше характеризует работу прием-
ника для любительской радиосвязи в реальных условиях, так как позволяет
оценить максимальный уровень помех, незначительно ухудшающих прием. Этот
параметр показывает устойчивость приемника к явлениям «забития» и пере-
крестной модуляции.
При расчете и налаживании приемника его каскады должны быть согласо-
ваны по максимальному допустимому уровню сигналов таким образом, чтобы
значение А3 вых первого каскада было больше или равно значению Л3вх второго
каскада, и т. д. ДД приемника в целом ограничивается динамическим диапазоном
того из каскадов, стоящих перед ФОС, у которого этот диапазон минимален.
В наиболее сложных условиях обычно работает первый смеситель приемника.
С одной стороны, он имеет сравнительно высокий уровень собственных шумов,
суммирующийся с усиленными шумами со входа приемника и от гетеродина,
а с другой,— на него подаются усиленные входные сигналы и усиленные помехи.
Поэтому в настоящее время для увеличения ДД применяют двойные балансные
смесители высокого уровня, характеризующиеся высокими значениями Я3вх
(плюс 25—30 дБм). ’
Для снижения уровня шумов следует применять на входе приемника мало-
шумящие устройства, выполнять согласование с цепью антенны и коэффициент
усиления входных каскадов должен быть достаточным, поскольку увеличение
коэффициента усиления уменьшает «шумовой вклад» следующих за первым кас-
кадов [см. формулу (2.8)]. Однако рост усиления приводит к повышению уровня
помех, поступающих па последующие каскады приемника, и перегрузке смеси-
теля. Поэтому разработчики стремятся конструировать приемник без УРЧ.
При этом всегда возникает вопрос: возможно ли при данном коэффициенте шума
смесителя получить заданную чувствительность без УРЧ? Для ответа на этот
вопрос рассмотрим следующий пример.
Типичный активный смеситель имеет коэффициент шума Ш = 20 дБ, коэф-
фициент передачи (преобразования) G = +3 дБ (G = 2) и уровень А3 вых= 0 дБм.
Сигнал, соответствующий шумовому порогу смесителя, при полосе пропускания
П = 3 кГц (что соответствует + 35 дБ по отношению к 77 = 1 Гц)
Рш = —174 дБм + (коэффициент шума, дБ) -{- (относительная
полоса пропускания, дБ) = —174 + 20 + 35 =- — 119 дБм.!
Мощность, соответствующая чувствительности (по определению на 10 дБ
больше), равна — 109 дБм, чго соответствует напряжению 1,6 мкВ на входном
сопротивлении приемника 50 Ом. Очевидно, что такая чувствительность доста-
точна для работы в диапазонах 40, 80 и 160 м, но в более высокочастотных диа-
пазонах чувствительность будет недостаточной для приема сигналов, уровень
которых сравним с шумами эфира (см. рис. 2.3). Так, в диапазоне 10 м необхо-
дима чувствительность не хуже 0,4 мкВ.
Определим динамический диапазон приемника без УРЧ:
ДД = 2/3 (Д3 вх - Рш)= 2/3 [-3-(-119)] =77,3 дБ,
гДе л3вх= л3вых—<г = ° — 3 = — 3 дБм.
Повысить чувствительность до требуемой величины можно, применив сме-
ситель с меньшим коэффициентом шума или включив перед смесителем УРЧ.
Выбираем второй способ. Применим УРЧ со следующими параметрами: Д7урч =
— 6 дБ (7ДуРЧ = 4), GyP4 =-|-20 дБ (усиление в 100 раз по мощности), облада-
68
ющий хорошими линейными свойствами (А3 вых = +5 дБм). Последнее означает,
что А3 вых УРЧ больше А3 вх смесителя (—3 дБм), т. е. УРЧ не вносит комбинацион-
ных помех при уровнях сигнала и помех, укладывающихся в динамический диапа-
зон смесителя. Определим совместный коэффициент шума УРЧ и смесителя
1'1 1'1 । ^см 1 .100— 1 . „„ _ j.
W - Шурц + Оурч = 4 + 1Оо - - 4,99 = 7 дБ.
Шумовой порог
Рш = —174 дБм + 7 дБ + 35 дБ = —132 дБм.
Чувствительность — 132 дБм + 10 дБ = —122 дБм, что соответствует
напряжению 0,36 мкВ при /?вх = 50 Ом. Как видим, благодаря применению
УРЧ с коэффициентом усиления по напряжению 10 чувствительность увеличи-
лась в 4.4 раза. Определим динамический диапазон приемника с УРЧ. Для
этого вначале определим значение А3 вх приемника. Казалось бы, что его следует
определить как для УРЧ по формуле (А3 вх = А3вых— G). Однако это не так.
Дело в том, что А3 вых УРЧ больше, чем А3 вх смесителя, и, следовательно, до-
пустимый уровень сигналов на выходе УРЧ выше, чем допустимый уровень вход-
ных сигналов смесителя. Для предотвращения перегрузки смесителя следует учи-
тывать Д3вх, а не Л3вых УРЧ. Поэтому А3 вх приемника следует определять как
вхурч ~ вх.см ~ ^урч = ~3 дБм — 20 дБ = —23 дБм.
Тогда динамический диапазон
ДД = 2/3 [—23 — (—132)1 = 72,7 дБ.
Как видно, увеличив чувствительность за счет применения УРЧ, уменьшили
ДД приемника: произошел «обмен» части динамического диапазона на прирост
чувствительности Приведенный пример показывает, что при разработке прием-
ника необходимо четко определить требуемую чувствительность и минимальное
усиление каскадов УРЧ для достижения этой чувствительности. Завышение уси-
ления неизбежно приведет к уменьшению ДД, т. е. к снижению реальной изби-
рательности.
На практике встречаются случаи, когда регулировкой усиления по ПЧ и НЧ
в приемнике не удается выделить слабый сигнал из шумов, т. е. сделать эфир
более «прозрачным». Это означает, что один из первых каскадов приемника (ча-
ще всего первый смеситель) перегружен большими уровнями помех за счет избы-
точного усиления предшествующих каскадов. В этом случае следует повысить
избирательность входных цепей, ввести регулировку усиления в УРЧ или вклю-
чить на входе приемника аттенюатор, величина затухания в котором устанавли-
вается таким образом, чтобы самый мощный сигнал или помеха укладывались
в пределы ДД приемника. Аттенюатор позволяет согласовать ДД приемника
с диапазоном амплитуд chi налов, поступающих из антенны, не нарушая (в отли-
ч ie от обычных способов регулировки) выбранных из условия максимальной ли-
нейности режимов работы активных элементов.
Выше мы рассмотрели динамический диапазон по соседнему каналу, когда
помеха находится вне полосы пропускания ФОС приемника, а величина зату-
хания на частоту помехи достаточна для ослабления ниже уровня шумов. Если
ФОС имеет недостаточное затухание в полосе задерживания, возможны комби-
национные помехи, «забитие» или перекрестная модуляция в тракте ПЧ или в де-
текторе. Современные высококачественные фильтры имеют затухание в полосе за-
держивания свыше 100 дБ и коэффициент прямоугольности по уровням минус 6
и"минус 80 дБ лучше 1,5. В правильно сконструированном приемнике затухание
ФОС за пределами полосы пропускания должно быть равно значению одно-
сигнального ДД приемника. Увеличение одной из этих величин без увеличения
другой практически бесполезно. Если улучшить затухание ФОС за пределами
его полосы пропускания, то из-за ограниченности ДД комбинационные помехи,
попадающие в полосу пропускания ФОС, не позволят реализовать его дополни-
тельную избирательность. С другой стороны, если увеличить только ДД, то
реальная избирательность будет ограничена величиной затухания ФОС за пре«
69
делами полосы пропускания. Далее, суммарный коэффициент усиления УПЧ
должен быть меньше ослабления ФОС за пределами полосы пропускания, иначе
сильные внеполосные сигналы усилятся вместе со слабыми полезными и созда-
дут помеху приему.
В тракте ПЧ после ФОС необходима дополнительная избирательность
(хотя бы простые полосовые фильтры), позволяющая, во-первых, дополнительно
повысить суммарную избирательность, а во-вторых, снизить мощность шумов,
генерируемых в УПЧ и поступающих на вход детектора, за счет сужения полосы
самого УПЧ. Если применяемый усилитель низкой частоты имеет большей коэф-
фициент усиления, для снижения его шумов следует применять меры для огра-
ничения полосы пропускания его каскадов в соответствии со спектром принимае-
мых сигналов.
Для оценки линейных свойств каскадов, следующих за ФОС, используют
понятие динамического диапазона по основному к а -
Сп2
-U
-tot
-120
‘160
06-M
w
20
0
Ф0С2 УПУ 2 Сн-dewmcp УНЧ
UN Cut <Я)С1 УПЧ!
i™sn(«resin)
1пВ-п(ЯГ’гвт)
fO"!B'n
tOtgPeuxf&eux
1мВ,т1(Ю~!Вт}
Рис. 2.9. Диаграмма уровней сигнала и шума в тракте радиопри-
емника
. 3-го
МЛ
гтеро^мо
налу. ДД по основному каналу определяется характеристиками нелинейности
последнего каскада УПЧ или УНЧ и шумами, в том числе фоном переменного
тока в УНЧ. Верхний предел ДД по основному каналу, помимо двухсигнального
метода (когда оба сигнала лежат в полосе ФОС), можно определить однссигналь-
ным методом, исходя из допустимого сжатия амплитуды сигнала или коэффици-
ента нелинейных искажений в УНЧ. ДД по основному каналу можно расширить
при приеме сильных сигналов путем ручной регулировки или АРУ. Однако
при приеме слабого сигнала на фоне сильной помехи, попадающей в полосу про-
пускания ФОС, действие АРУ может привести к уменьшению уровня слабого
сигнала ниже уровня шумов.
Тенденция снижения уровня сигналов, подаваемых на первый смеситель
приемника, а также применение малошумящих смесителей требуют, чтобы УПЧ
также был высокочувствительным и малошумящим. При расчетах шумов и ДД
приемников удобно пользоваться мощностью, выраженной в дБм, поскольку при
этом нет необходимости учитывать входные и выходные сопротивления каскадов.
При конструировании реальной схемы эти сопротивления должны быть учтены
и согласованы между собой. Для унификации каскадов и замены их без дополни-
тельного согласования сопротивлений, стремятся свести входные и выходные
сопротивления каждого из каскадов к одной величине, например 50 Ом. При этом
можно разносить каскады в пространстве, соединяя их между собой коаксиаль-
ными кабелями.
При разработке функциональной схемы приемника вначале строят диа-
грамму уровней сигналов и шумов на входе и выходе каскадов приемника
(рис. 2.9). При этом задаются выходной мощностью (в нашем случае 1 Вт или
+ 30 дБм) и мощностью на входе приемника, соответствующей заданной чув-
ствительности, исходя из диапазона частот и полосы пропускания приемника
70
(—130 дБм). Эти два точки соединяют ломакой линией, ординаты концов каж-
дого отрезка которой указывают абсолютный уровень мощности на входе и вы-
ходе каскада, а их разность — усиление или затухание в каскаде.
Так, преселектор приемника дает ослабление 2 дБ, УРЧ — усиление 20 дБ,
смеситель — усиление 10 дБ, ФОС — ослабление 6 дБ и т. д. При построеиии
диаграммы уровней необходимо определить коэффициент передачи каждого
каскада и оценить возможность его реализации с помощью имеющихся элементов
схемы (ламп, транзисторов, фильтров и т. п.). На этом этапе определяют допу-
стимый коэффициент шума входных каскадов приемника (УРЧ н См), первых
каскадов УПЧ, а затем строят диаграмму уровня шума при максимальном уси-
лении приемника. Очевидно, при заданной чувствительности уровень сигнала
на выходе приемника превышает уровень шума на 10 дБ (по определению).
При идеальном приемнике, не вносящем собственных шумов, это же соотношение
сигнал/шум было бы и на входе приемника. В реальном приемнике соотношение
сигнал/шум иа входе больше на величину коэффициента шума (выраженного
в децибелах). Эго видно из диаграммы уровней. Аналогично соотношение сиг-
нал/шум на входе каждого из каскадов несколько выше, чем на выходе.
Следует обратить внимание на то, что уровень шума после полосовых фильт-
ров снижается на большую величину, чем ослабление сигналов в фильтре. До-
полнительное ослабление шума связано с сужением полосы пропускания. Соб-
ствен ы I коэффициентом шума фильтра можно пренебречь, поскольку шум
создает только активные сопротивления, величина которых в фильтре мала.
К внеполосным каналам приема cynepiетеродинного приемника относятся
каналы приема на зеркальной и промежуточной частотах, а также за счет преобра-
зования на гарглониках и субгармониках частоты колебаний гетеродина, т. е.
прием на частотах mfT ± nfnp, где т, п — 1,2, 3, ... В приемниках, имеющих
несколько гетеродинов, внеполосных каналов приема может быть еще больше.
Поэтому к их гетеродинам предъявляются требования спектральной чистоты
колебаний.
Обнаружение внеполосных каналов приема производят в режиме ОМ или
ТЛГ. Измерение подавления зеркальной помехи обычно осуществляют на высо-
кочастотных диапазонах, где шире полоса пропускания входных каскадов при-
емника и, следовательно, ослабление зеркальной помехи минимально. Подавле-
ние зеркальной помехи определяется как отношение чувствителытостей прием-
ника к помехе и к полезному сигналу и выражается в децибелах. Например,
если чувствительность приемника 0,5 мкВ, а зеркальная помеха с уровнем 1 мВ
создает такой же сигнал на выходе, то подавление зеркальной помехи составля-
ляет 2000 раз или 66 дБ. Для проверки ослабления сигналов промежуточной
частоты приемник настраивается на частоту, ближайшую к промежуточной.
Для обнаружения других внеполосных каналов необходимо провести изме-
рения на нескольких частотах каждого диапазона с шагом 20—50 кГц, но на
практике обычно ограничиваются тем, что измерения проводят при настройке
приемника на одну (среднюю) частоту каждого диапазона, Уровень сигнала ГСС
устанавливают на 70—90 дБ (эта величина зависит от ДД приемника и не должна
выходить за ее пределы) выше чувствительности приемника, частоту ГСС изме-
няют от самых низких частот до 35—40 МГц и определяют относительное ослаб-
ление чувствительности во внеполосных каналах приемника. Следует также про-
верить ослабление чувствительности приемника к частотам первых телевизион-
ных каналов, особенно в городской местности, где возможны мощные телевизион-
ные сигналы на этих частотах. При измерениях следует учесть, что колебания
ГСС могут содержать заметный процент гармоник, прием которых не является
внеполосным.
В приемниках с несколькими гетеродинами вследствие взаимодействия их
колебаний на нелинейных элементах на некоторых частотах слышны интерфе-
ренционные свисты, которые обнаруживаются при перестройке приемника по
диапазонам (без антенны). Найдя такую пораженную интерференционным свис-
том точку, регулятором усиления устанавливают номинальное выходное напря-
жение, немного расстраивают приемник до исчезновения помехи, настраивают
ГСС на частоту приемника и, не трогая регуляторов усиления, устанавливают
уровень сигнала ГСС таким, чтобы на выходе приемника получить номиналь-
ный сигнал. Так измеряется уровень внутренней помехи, приведенный ко входу
приемника.
71
Полоса пропускания оценивается по промежуточной и низкой частоте. По-
лоса пропускания по промежуточной частоте зависит от принимаемого сигнала
и должна соответствовать ширине спектра этого сигнала. При приеме однополос-
ных сигналов полоса пропускания должна быть 3 кГц, при наличии сильных по-
мех полосу пропускания следует сузить до 2—2,5 кГц. При приеме телеграфных
сигналов полоса пропускания устанавливается в зависимости от скорости мани-
пуляции, стабильности частоты принимаемого передатчика и от уровня взаим-
ных помех радиостанций и составляет от 300 Гц до 1 кГц. Телеграфные сигналы
в приемниках, рассчитанных на прием однополосных сигналов и имеющих одну
фиксированную полосу пропускания по промежуточной частоте, равную 3 кГц,
можно выделять с помощью низкочастотного узкополосного фильтра.
Стабильность частоты настройки, или скорость ухода частоты,— харак-
теристика, показывающая, как изменяется частота настройки во времени, на-
пример в результате прогрева приемника. Измеряется отношением ухода час-
тоты в единицу времени, например Гц/ч. Приемлемой считается стабильиссть
не хуже 500 Гц/ч после 30-минутного прогрева приемника после включения
Цена деления шкалы приемника (точность калибровки) показывает точнссть
отсчета частоты по шкале. Современный высококачественный любительский при-
емник должен обеспечивать отсчет частоты с точностью не хуже 1 кГц.
Плавность настройки приемника определяет удобство работы с приемни-
ком и показывает изменение настройки приемника при повороте основной ручки
настройки на один оборот. Для удобства работы плавность настройки должна
быть в пределах 10—15 кГц/об.
Характеристика автоматической регулировки усиления (АРУ) показы-
вает отношение изменения уровня сигнала на выходе приемника к изменению
уровня сигнала на входе. Например, при изменении уровня сигнала на входе
в 104 раз сигнал на выходе изменяется в два раза. Кроме того, АРУ характери-
зуется скоростью работы (временем заряда и разряда цепей АРУ). Желательно,
чтобы время заряда цепей АРУ было минимальным (десятки и сотни микросе-
кунд). Это предотвращает «всплески» сигнала иа выходе приемника при появле-
нии сильного сигнала на входе приемника. Время разряда зависит от характера
принимаемого сигнала и скорости изменения его уровня в результате замираний.
Обычно время разряда от 0,1 до 10 с.
Выходная мощность приемника и коэффициент нелинейных искажений.
Выходная мощность связных КВ приемников обычно не превышает 1—3 Вт,
так как приемник работает либо на головные телефоны, либо на громкоговори-
тель небольшой мощности. Допустимый коэффициент нелинейных искажений
равен 3—5 %, поскольку к связным приемникам не предъявляют требования
высококачественного воспроизведения сигнала, а важно сохранять его разбор-
чивость
Кроме перечисленных, имеются и другие характеристики, позволяющие
оценивать эксплуатационные качества приемника, например, потребляемая
мощность, габаритные размеры, масса, стоимость и т. д.
3. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
СУПЕРГЕТЕРОДИННЫХ ПРИЕМНИКОВ
Для улучшения избирательности по зеркальному каналу необходимо по-
вышать промежуточную частоту. Однако с ее повышением усложняется основ-
ная селекция сигнала. Поэтому применяют двойное или тройное преобразование
частоты в приемнике. Структурная схема супергетеродинного приемника с двой-
ным преобразованием частоты показана иа рис. 2.10, а. Относительно высокая
первая промежуточная частота обеспечивает достаточное подавление зеркаль-
ной помехи, а основная селекция обычно осуществляется на низшей промежуточ-
ной частоте.
Первую промежуточную частоту выбирают в пределах от 1,6 до 10 МГн,
вторую — от 50 до 500 кГц. Промежуточная частота не должна лежать в прини-
маемом диапазоне. Соотношение первой и второй промежуточных частот вы-
бирают не более 10—20, иначе трудно ослабить зеркальный канал приема по
второй промежуточной частоте. Первую ПЧ выбирают так, чтобы гармоники
второго гетеродина, а также комбинации частот первого и второго гетеродинов
72
не попали в принимаемые диапазоны. В широкодиапазонном приемнике это вы-
полнить трудно, но в приемниках на любительские, сравнительно узкие диага-
зоны, вполне возможно. Если частота второго гетеродина переменная в неболь-
ших пределах (например, ± 5 кГц), то возникает возможность калиброванной
подстройки частоты приема, причем калибровка не зависит от диапазона, в ко-
тором работает приемник.
У многих связных КВ приемников с двойным преобразованием частота
колебаний первого гетеродина стабилизируется кварцевыми резонаторами.
Тогда частота второго гетеродина и первая ПЧ должны быть переменными. Та-
Рис. 2.10. Структурная схема супергетеродинного приемника:
а — с двойным преобразованием частоты; б— с одинарным преобразованием в трак-
те принимаемого сигнала и преобразованием частоты гетеродина; в — с электронным
переключением диапазонов и компенсацией нестабильности первого гетеродина
кое построение приемника имеет как положительные, так и отрицательные сто-
роны. С одной стороны, повышается стабильность более высокочастотного гете-
родина, и можно использовать одну шкалу на всех диапазонах, что позволяет
выполнить ее более точной и облегчает калибровку приемника. С другой сторо-
ны, трудно обеспечить защиту от паразитного приема на переменной ПЧ. Кроме
того, необходимо выбрать пределы изменения первой ПЧ так, чтобы они были
достаточно удалены по частоте от любительских диапазонов и не совпадали
с вещательными. Например, выбор переменной ПЧ в пределах от 6 до 6,5 МГц
нельзя считать удачным: эти частоты слишком близки к диапазону 7 МГц, и
входные контуры иа этом диапазоне не могут обеспечить достаточное ослабление
сигналов первой ПЧ. Кроме того, в пределы такой ПЧ попадают мощные веща-
тельные станции 49-метрового диапазона. Поэтому в любительских КВ приемни-
ках переменную первую ПЧ обычно выбирают в диапазонах 2—3, 4,5—5,5 или
8,5—9,5 МГц. Первая ПЧ изменяется в пределах 200—500 кГц. Диапазон
28 МГц, как более широкий, перекрывается несколькими поддиапазонами
(28—28,5; 28,5—29; 29—29,5 МГц).
73
Основная селекция в приемниках с двойным преобразованием частоты осу-
ществляется на второй, более низкой ПЧ, вследствие чего каскады первой ПЧ,
и особенно второй преобразователь, более подвержены комбинационным поме-
хам. Поэтому не следует добиваться большого усиления от каскадов, предшест-
вующих ФОС. Усиление должно быть таким, чтобы компенсировать потери в
фильтрах и поддерживать отношение сигнал/шум на заданном уровне. Приме-
няя ВЧ кварцевые фильтры, можйо обеспечить необходимую избирательность
по соседнему каналу непосредственно на высокой ПЧ. Таким образом, отпадает
необходимость в двойном преобразовании частоты. В приемниках на любитель-
ские КВ диапазоны чаще всего используют ВЧ кварцевые фильтры на частоты
5 или 9 МГц.
Приемники с одним
преобразованием часто-
ты меньше подвержены
комбинационным и пере-
крестным помехам,имеют
меньше внеполосных ка-
налов приема и внутрен-
них интерференционных
свистов. Для сохранения
одной шкалы настройки
на всех любительских
диапазонах поступают
следующим образом. Ге-
нератор плавного диапа-
зона (ГПД) должен рабо-
тать в узких пределах,
одинаковых для всех КВ
диапазонов. Его колеба-
ния путем смешения с ко-
лебаниями кварцевого
гетеродина переносятся
на необходимую частоту,
отфильтровываются и по-
даются на смеситель при-
емника. Необходимо осо-
бое внимание обратить
на спектральную чистоту
полученного таким обра-
зом колебания, иначе
упадет помехозащищен-
Табмцт 2
Частота принима- емого ди- апазона fv МГц Знак сложения или вычитания Промежуточная частота f3, МГц Частота, МГц Шкала
гетеро- дина fs ГПД f3 кварцевого генератора
3,5—4 + 9 12,5—13 5-5,5 7.5 Прямая*
7—7,5 + 9 16—16,5 5—5,5 11 »
14—14,5 9 5—5.5 5-5,5 — У>
21—21.5 + 9 30—30,5 5-5.5 25 »
28—28.5 9 37-37.5 5—5.5 32 »
28,5-29 9 37,5—38 5—5.5 32,5 »
29—29,5 + 9 38—38,5 5—5,5 33 »
3,5—4 9 5,5-5 5-5,5 — Обрат- ная
7—7,5 + 9 16—16,5 5-5,5 21,5 »
14—14,5 + 9 23-23,5 5-5,5 28,5 »
21—21,5 9 12—12,5 5-5,5 17,5 »
28—28.5 — 9 19-19,5 5—5,5 24,5
28,5—29 — 9 19,5—20 5-5,5 25 »
29—29,5 — 9 20—20,5 5-5,5 25,5 »
* Если принимаемая частота с повышением частоты ГПД
повышается; обратная шкала, если частота принимаемого сиг-
нала понижается.
ность приема.
Структурная схема приемника с промежуточной частотой 9 МГц показана
на рис. 2.10, б. В табл. 2 приведены частоты колебаний гетеродинов на люби-
тельских диапазонах от 80 до 10 м.
Перспективной является схема супергетеродинного приемника с преобра-
зованием частоты «вверх» (рис. 2.10, в), когда первая промежуточная частота
выше диапазона принимаемых частот (например, 40 МГц). Если диапазон прини-
маемых частот от 3 до 30 МГц, то частота гетеродина должна изменяться от
43 до 70 МГц, а диапазон частот зеркальных помех составит 83—110 МГц. Это
позволяет простыми средствами (например, ФНЧ с частотой среза около 30 МГц)
полностью устранить зеркальную помеху и отказаться от перестраиваемых из-
бирательных контуров на входе (при большом динамическом диапазоне прием-
ника). В таком приемнике применяют гетеродин, работающий на сравнительно
высокой частоте, что усложняет получение высокой стабильности. Кроме того, на
высокой промежуточной частоте следует применять высококачественный (жела-
тельно узкополосный) фильтр, иначе возможно появление зеркальной помехи
при втором преобразовании частоты «вниз», так как эта часть приемника ана-
логична схеме обычного супергетеродинного приемника. Кварцевые фильтры
с полосой 3—10 кГц на частоту 40 МГц и выше разработаны и выпускаются про-
мышленностью.
Для коротковолновиков представляет интерес схема КВ приемника с пре-
74
образованием «вверх», в которой на первой ПЧ (40МГц) применяют ЛС-фильтр
сосредоточенной селекции и высокочастотный ГПД (рис. 2.10, в), причем остро-
умно ретена проблема снижения его нестабильности. Диапазон принимаемых
частот от 1 до 30 МГц. Приемник имеет 29 диапазонов шириной 1 МГц каждый.
Входное устройство содержит ступенчатый аттенюатор с ослаблением от 0 до
40 дБ и перестраиваемый однокаскадный УРЧ с тремя диапазонами: 1—3, 3—
10, 10—30 МГц. Все смесители кольцевого типа выполнены на полупроводнико-
вых диодах. На выходе первого смесителя включен полосовой фильтр Ф0С1
со средней частотой 40 МГц н полосой пропускания 1,3 МГц. На смеситель См1
поданы также колебания гетеродина Г1, который в приемнике выполняет роль
переключателя диапазонов. Приемник содержит кварцевый генератор на 1МГц
и генератор гармоник этой частоты. Спектр гармоник частоты I МГц через ФНЧ2
с частотой среза 35 МГц подается на вход смесителя См2, на другой вход которого
подаются колебания от гетеродина Г1. На выходе См2 включен ФСС2 со средней
частотой 36,5 МГц и полосой пропускания 0,3 МГц. С выходов фильтров ФСС1
и ФСС2 сигналы подаются на смеситель См3. После См3 схема представляет
собой обычный приемник с диапазоном от 3 до 4 МГц.
Рассмотрим работу этой схемы. Чтобы выбрать диапазон 14—15 МГц, час-
тоту Г1 устанавливаем равной 54,5 МГц (сумма средней частоты диапазона
14,5 .МГц и промежуточной частоты 40 МГц). Разность частот принимаемого сиг-
нала, например, 14,2 МГц, и колебаний Г1 после смесителя См1 составляет
40,3 МГц. Сигнал с этой частотой проходит через Ф0С1 и подается на См3.
Частота колебаний Г1 (54,5 МГц) и сетка гармоник частоты 1 МГц (от 1 до 35 МГц)
подаются на См2, после которого Ф0С2 выделяет колебания, частота которых
равна разности между частотой Г1 и соответствующей гармоникой частоты 1 МГц
(в нашем случае 18-й, так как 54,5—36,5 = 18 МГц). После Ф0С2 сигнал
с частотой 36,5 МГц подается на См3, куда поступает также сигнал 40,3 МГц
после ФОС!. На выходе См3 образуются колебания с разностной частотой:
40,3—36,5 — 3,8 МГц, которые соответствуют сигналу принимаемой частоты
14,2 МГц.
Предположим, что частота колебаний Г] самопроизвольно повысилась на
100 кГц и стала равной 54,6 МГц. После См1 образуются колебания с частотой
40,4 МГц, после См2 — колебания с частотой 36,6 МГц, а после См3 — вновь
с частотой 3,8 МГц, т. е. нестабильность частоты Г1 скомпенсировалась. Уход
частоты колебаний гетеродина может достигать ± 150 кГц без ухудшения работы
приемника (уход определяется шириной полосы фильтра Ф0С2}.
Построение подобного приемника целиком или же части его в виде конвер-
тера, предшествующего основному приемнику с диапазоном 3—4 либо 2—3 МГц
(в последнем случае Ф0С2 должен иметь частоту 37,5 .МГц), представляет инте-
ресную задачу для радиолюбителя [16].
4. КАСКАДЫ КВ ПРИЕМНИКОВ
В настоящее время любительские КВ приемники конструируют на транзи-
сторах. Все чаще применяют интегральные схемы, позволяющие повысить на-
дежность приемников, уменьшить 'их габаритные размеры, массу и потребляе-
мую мощность. Ниже приведены типовые примеры построения каскадов совре-
менных приемников.
Преселекторы и усилители радиочастоты. К преселектору любого приемника
предъявляются требования необходимого ослабления на побочных каналах прие-
ма (т. е. на зеркальной, промежуточной и других частотах, отличающихся от
принимаемой) при Минимальном ослаблении полезного сигнала, поступающего
из антенны. Чем меньше отношение-промежуточной частоты к принимаемой, тем
выше должна быть избирательность преселектора. Применение преселекторов
целесообразно и в любительских приемниках с преобразованием частоты вверх,
так как повышение избирательности на входе приемника эквивалентно увеличе-
нию динамического диапазона, поскольку при этом снижаются уровни помех
в тракте усилителя радиочастоты и на входе смесителя.
Преселектор обычно выполняет также функцию согласования входного со-
противления преселектора с волновым сопротивлением фидера приемной антен-
ны. Равенство этих сопротивлений обеспечивает максимальную передачу высо-
кочастотной энергии на вход первого каскада приемника. От качества согласо-
75
вания зависят чувствительность и, в определенной мере, избирательность приек
ника. В КВ приемниках, построенных на современной элементной базе, получу
ние необходимой чувствительности не вызывает особых трудностей и поэтом
главное внимание уделяют повышению избирательности.
Схема трехконтурного преселектора с внутрииндуктивной связью изобрг-
жена на рис. 2.11, а. Величина связи между контурами и, следовательно, полос»
пропускания преселектора определяются отношением величины нндуктивносу/
катушек связи М к величине индуктивности контуров (L 4- М). Соотношение
емкостей конденсаторов определяет входное и выходное сопротивления пресе-
лектора.
При высоком уровне помех в качестве преселектора иногда применяют квар-
цевые фильтры с полосой пропускания 10—50 кГц, включаемые на входе прием-
Рис. 2.11. Схема преселектора:
а — трехконтурная с внутрииндуктивной связью; б — двухконтурная на спи-
ральных резонаторах; в — трехконтурная с внешнеемкостной связью и УРЧ на
полевом транзисторе
ника. Однако эти фильтры не перестраиваемые по частоте. Для работы в различ-
ных участках диапазона применяют несколько фильтров (см. гл. 1). Перестраи-
ваемый преселектор с высокой избирательностью можно выполнить на спи-
ральных резонаторах, которые представляют собой полые металлические ци-
линдры или прямоугольные коробки, внутри которых на равных расстояниях
от стенок размещены катушки индуктивности (рис. 2.11, б). Внутренняя поверх-
ность цилиндров или коробок должна иметь хорошую проводимость на высоких
частотах, поэтому ее делают возможно более гладкой и серебрят.
Спиральные резонаторы обладают добротностью до нескольких тысяч, что
позволяет получить относительную полосу пропускания до 1 кГц на мегагерц,
например 14 кГц на частоте 14 МГц [10]. Связь между контурами регулируется
либо за счет величины отверстия в экране между секциями фильтра, либо путем
изменения емкостной или индуктивной связи. Недостаток спиральных пресе-
лекторов — значительные размеры, увеличивающиеся с понижением частоты.
Основные функции усилителя радиочастоты состоят в усилении принимае-
мого сигнала до уровня, превышающего уровень шумов смесителя на заданную
величину, в обеспечении дополнительной (к избирательности преселектора) из-
бирательности по зеркальному и другим побочным каналам приема и в предот-
вращении излучения колебаний гетеродина через приемную антенну.
Уровень шумов УРЧ в наибольшей мере определяет уровень шумов и, сле-
довательно, чувствительность приемника. Поэтому все элементы УРЧ и в особен-
76
юсти лампы и транзисторы выбирают с учетом их шумовых параметров. Гра-
1ичпые частоты транзисторов УРЧ должны быть по крайней мере в 3—5 раз
зыше рабочей частоты. Для увеличения устойчивого коэффициента усиления
желательно, чтобы отношение параметров транзисторов у21Ч/12 было по возмож-
ности большим. Ток коллектора в рабочей точке не рекомендуется выбирать
меньше 0,5—1 мА, так как при этом сильно сказывается зависимость параметров
транзистора от температуры и значительно уменьшается крутизна транзистора
(характеристика прямой передачи у21).
Типичная схема преселектора и УРЧ на полевом транзисторе с изолирован-
ным затвором, имеющим высокое входное сопротивление и не оказывающим
шунтирующего влияния на контур преселектора (емкость затвора входит в ем-
кость последнего контура преселектора), показана на рис 2.11, в. Настройка
преселектора осуществляется строенным конденсатором переменной емкости.
Стабилитрон VD типа КС162А обеспечивает защиту транзистора от пробоя вы-
соковольтным статическим потенциалом в цепи затвора, возникающим в резуль-
тате всевозможных наводок.
В схемах УРЧ можно применять полевые транзисторы с двумя затворами
(например, КП350). В этом случае напряжение регулировки усиления (РУ)
подается на второй затвор. В УРЧ современных приемников все чаще применяют
низкошумящие усилительные элементы с линейными характеристиками при боль-
ших уровнях входных сигналов, например, биполярные и полевые транзисторы
средней и большой мощности с граничными частотами, равными сотням мега-
герц, что обеспечивает равномерность усиления и стабильность усилителя во
всем коротковолновом диапазоне. Более того, для «удлинения» линейной части
характеристик часто применяют двухтактные схемы УРЧ подобно тому, как это
делают на низких частотах.
Схемы УРЧ на мощных полевых и биполярных транзисторах показаны иа
рис. 2.12, а. Баланс плеч достигается строго симметричным выполнением обмо-
ток широкополосных трансформаторов Т1 и Т2, а также балансировкой тран-
зисторов по постоянному току. Трансформаторы Т1 и Т2 согласуют входное и
выходное сопротивления УРЧ с сопротивлениями преселектора и смесителя.
Схема рис. 2.12, б собрана на двух мощных транзисторах УКВ диапазона, кото-
рая, как схема рис. 2.12, а, работая в режиме с большим начальным током,
имеет глубокую обратную связь по току и напряжению. Благодаря этому ее
линейность лучше, чем линейность многих ламповых схем.
Двухтактная схема ослабляет колебания комбинационных частот второго
порядка до 40 дБ по сравнению с однотактной. Коэффициент усиления зависит
от глубины обратной связи и в данной схеме равен 12 дБ. В схеме используются
две цепи обратной связи: обратная связь за счет эмиттерных резисторов 6,8 Ом
и за счет резисторов в цепи баз 330 Ом. Поскольку обратные связи изменяют
входное и выходное сопротивления усилителя на разных частотах, введена
еще трансформаторная отрицательная обратная связь. Все обмотки трансформа-
тора каждого транзистора намотаны на одном сердечнике. Входное и выходное
сопротивления данного усилителя равны 50 Ом в диапазоне от 100 кГц до
200 МГц. Характеристики такого УРЧ: при двух входных сигналах амплиту-
дой 20 мВ каждый и коэффициенте усиления 12 дБ уровень искажений второго
порядка равен — 105 дБ, а третьего порядка — 100 дБ. Для сравнения: одно-
тактная схема обеспечивает уровень искажений второго порядка — 65 дБ
[12]. Транзисторы 2N5109 можно заменить отечественными транзисторами
КТ911А.
Схема однотактного широкополосного УРЧ с большим динамическим диапа-
зоном показана на рис. 2.12, в. В схеме Имеются две обратные связи, глубина
которых определяется соотношением числа витков обмоток трансформаторов
Т1 и Т2. Обратная связь через трансформатор Т2 линеаризует входную, экспо-
ненциальную по виду характеристику транзистора, уменьшает влияние сопро-
тивления нагрузки на коэффициент усиления и увеличивает входное сопротив-
ление транзистора. Обратная связь через трансформатор Т1 действует в проти-
вофазе с первой и понижает входное сопротивление транзистора, уменьшая тем
самым отрицательное влияние динамической емкости коллектор—база на линей-
ность проходной характеристики транзистора. Вместе с тем обратные связи это-
го типа практически не увеличивают коэффициент шума каскада. Точка Л3вых
такого усилителя соответствует + 70 дБм.
77
В последнее время
все более популярна ком-
мутация избирательных
цепей УРЧ с помощью
диодов. Многочисленные
измерения показали, что
коммутирующие диоды
существенно уменьшают
динамический диапазон
приемника, искажая сиг-
нал сверху даже при
больших смещающих то-
ках. Кроме этого, они
вносят дополнительные
шумы, пропорциональ-
ные этим токам. Поэто-
му в высококачествен-
ных приемниках для ком-
мутации избирательных
цепей рекомендуется
применять реле с малы-
ми переходными сопро-
тивлениями контактов
или механические пере-
ключатели.
Для перестройки не
рекомендуется использо-
вать варикапы, так как
ухудшается линейность.
В крайнем случае мож-
но применять встреч-
нО'Последовательное ити
встречно-параллельнсе
соединения варикапов по
высокой частоте, причем
целесообразно включать
как можно больше вари-
капов параллельно и свя-
зывать их с контуром
через конденсатор воз-
можно меньшей емкости.
Смесители. Основ-
ные требования, предъ-
являемые к смесителям
КВ приемников,— это
достаточно высокий ко-
эффициент передачи и
малый уровень собствен-
ных шумов при большом
динамическом диапазо-
не. В настоящее время
широко применяют два
типа смесителей: на ак-
Рис. 2.12. Схема широко-
полосного УПЧ:
а — двухтактного на мощных
полевых транзисторах; б —
двухтактного на мощных
биполярных транзисторах;
в — однотактного с расширен-
ным динамическим диапазоном
78
тивных элементах, позволяющие получить усиление сигнала при преобразо-
вании, и на пассивных элементах (чаще всего полупроводниковых диодах),
коэффициент передачи которых меньше единицы. Расширение динамического
диапазона смесителя достигается использованием в нем преобразовательных
элементов с квадратичными вольт-амперными характеристиками при всех зна-
чениях амплитуд подаваемых на него колебаний. В балансных смесителях
применяют мощные полевые транзисторы, допускающие большие уровни вход-
ных сигналов и колебаний гетеродина.
В последнее время все шире применяют двойные балансные смесители, т. е.
смесители, балансные не только по отношению к колебаниям гетеродина, но
и к входному сигналу. Они обеспечивают на выходе меньший уровень побочных
продуктов преобразования по сравнению с обычными балансными смесителями.
В таких смесителях обычно включают несколько диодов в каждом плече (3—4)
для усреднения характеристик плеч н достижения лучшей балансировки смеси-
теля. В двойных балансных смесителях желательно использовать диоды Шоттки
Рис. 2.13. Схема согласования
сопротивления смесителя с на-
грузкой в широком диапазоне
частот (схема диплексера)
Рис. 2.14. Схема регулиров-
ки уровня колебаний гетеро-
дина в зависимости от уров-
ней сигналов на входе сме-
сителя
(например, типа АД112А). Основное преимущество диодов Шоттки по сравне-
нию е обычными на р-п-переходах — это большое отношение обратного сопро-
тивления к прямому и незначительная емкость при нулевом смещении. Благо-
даря этому диоды Шоттки имеют очень малое время переключения и, следова-
тельно, широкий частотный диапазон (до 300 ГГц). На частотах до 20—30 МГц
достаточно хорошими преобразовательными свойствами обладают и обычные
высокочастотные кремниевые диоды, например, типа КД503 и германиевые типа
ГД508.
При конструировании приемников со смесителями на диодах следует при-
нимать во внимание, что сигнал ПЧ по уровню меньше входного сигнала иа ве-
личину потерь в смесителе (на 6—10 дБ). Коэффициет преобразования в значи-
тельной мере зависит от согласования импедансов (комплексных сопротивлений)
его входов и особенно выхода с импедансами подключенных к нему каскадов
в широкой полосе частот. Рассогласование приводит к уменьшению коэффициента
преобразования и увеличению шумов смесителя. Кроме того, снижается на
6—Ю дБ динамический диапазон смесителя.
Согласование сопротивлений в широкой полосе частот является сложной
задачей, поскольку высокоизбирательные фильтры, включаемые обычно после
преобразователей, обладают большой частотной неравномерностью входного
импеданса. Для улучшения условий работы диодного смесителя между ним и
фильтром включают согласующий каскад. В качестве такого каскада чаще всего
применяют малошумящий усилитель на полевом транзисторе, включенном по
схеме с общим затвором и работающем при токе канала, обеспечивающем требуе-
мое входное сопротивление.
Схема согласования сопротивления смесителя с нагрузкой в широком диа-
пазоне частот ''схема диплексера) показана на ргс. 2.13. Контуры L1C1 и L2C2
настроены на частоту фильтра. Сигнал этой частоты проходит на фильтр с мини-
мальным ослаблением. На всех других частотах выход смесителя шунтируется
резистором R, равным входному сопротивлению фильтра. Поскольку увеличе-
79
ние напряжения гетеродина увеличивает уровень шумев смесителя и ограничи-
вает динамический диапазон снизу, С. Бунин (UB5LN) предложил схему, в ко-
торой уровень подаваемых на смеситель колебаний гетеродина регулируется
в зависимости от уровней сигналов, поступающих на вход смесители (рнс. 2.14).
Сигналы после преселектора и УРЧ приемника подаются на вход смесителя
приемника и на вспомогательный широкополосный УРЧ ШУРЧ. Усиленны^
сигналы с выхода последнего детектируются, усредняются и используются в к<
честве управляющих для регулятора уровня колебаний гетеродина, подаваемы
иа смеситель. В качестве регулятора используется высокочастотный^полево
транзистор. При малом суммарном уровне сигнала и помех на входе смесител
уровень колебаний гетеродина также мал, что соответствует минимальному
уровню шумов смесителя. По мере увеличения амплитуды сигнала на входе сме-
сителя увеличивается амплитуда колебаний гетеродина, обеспечивая тем самым
линейное преобразование сигналов. Устрой-
ство расширяет динамический диапазон J "т-
приемника. ЬО
Рис. 2.15. Схема параметрического
преобразователя частоты на варикапах
с большим динамическим диапазоном
Рис. 2.16. Схема двойного балан-
сного смесителя на полевых тран-
зисторах, работающих в пассивном
режиме
Для увеличения динамического диапазона приемника используют парамег
рические преобразователи частоты на варикапах (рис. 2.15) Такой преобразова-
гель в супергетеродинном приемнике с преобразованием «вверх» имеет динами-
ческий диапазон 137 дБ и коэффициент шума 6 дБ.
В последнее время в смесителях высокого уровня применяют балансные
смесители на полевых транзисторах, работающих в пассивном режиме без по-
стоянного напряжения питания (рис. 2.16). Значение Д3вых у этого смесителя
достигает значения + 40 дБм, что при коэффициенте шума 6 дБ соответствует
динамическому диапазону 115 дБ. Однако для получения столь высоких значе-
ний А3 вых необходим гетеродин с мощностью + 23 дБм, что несколько услож-
няет и удорожает конструкцию. Этот смеситель также требует тщательного со-
гласования с нагрузкой в широком диапазоне частот.
При разработке приемника или трансивера часто возникает вопрос- какой
использовать смеситель — активный или пассивный’ Многие радиолюбители
считают, что наличие усиления у активных смесителей является решающим
фактором. На самом деле это не всегда так. Сравним для примера смеситель на
двухзатворном полевом транзисторе КП350 с кольцевым смесителем на диодах
ГД508. Смеситель на КП350 дает усиление до 20 дБ и имеет значение Л3вых =
= + 18 дБм при коэффициенте шума 10 дБ. Если смеситель стоит на входе
приемника, минимальный принимаемый сигнал (равный Рщ) при полосе 500Гц
равен — 137 дБм, а координата точки Д3вых = +18 дБм — 20 дБ = —2 дБм.
Отсюда динамический диапазон приемника
ДД = 2/3(Д3вх - Рш) = 2/3 [_2-(-137)] = 90дБ.
80
-/ -0.5 0 0.5 t Of.кГц
Рнс. 2.17. Спектр коле-
баний гетеродина при мо-
дуляции шумом
Рассмотрим приемник с кольцевым смесителем на диодах ГД508, имеющим
потери преобразования 6 дБ и Д3-вьх = +15 дБм. Будем считать, что преселек-
тор имеет коэффициент передачи — 1дБ, а следующий за смесителем каскад
имеет коэффициент шума 3 дБ Общий коэффициент шума соединенных последо-
вательно каскадов равен 10 дБ, а минимальный принимаемый сигнал — 137дБм.
Однако значение А 3 вх равно А3 вых плюс усиление преобразования:
Д3вх = 15 «Бм — <—6 Аб) — (—1 ДБ) = + 22 дБм.
Динамический диапазон приемника 106 дБ, т. е. на 16 дБ больше, чем у
приемника с активным смесителем. Следует иметь в виду, что каскад, следующий
за смесителем, должен иметь низкий коэффициент шума для реализации преиму-
ществ пассивного смесителя.
Современные смесители высокого уровня имеют 43вых, достигающие
+30 дБм, что обеспечивает динамический диапазон более 120 дБ при коэффи-
циенте шума смесителя 10 дБ или меньше.
Гетеродины. К гетеродинам приемников, кроме
общих требований стабильности частоты и требуе-
мого уровня мощности для подачи на смеситель,
предъявляются еще дополнительные: высокая спект-
ральная чистота колебаний (отсутствие заметно вы-
раженных гармоник гетеродина), а также низкий
уровень шумов. Первое из этих требований удовле-
' творяется путем тщательного выбора режима гене-
ратора для получения на выходе чисто синусои-
дальных колебаний и дополнительной фильтрации
их. При этом уменьшается эффект преобразования
на гармониках гетеродина Однако такое преобра-
зование возможно вследствие появления гармоник
гетеродина в самом смесителе благодаря нелиней-
ности характеристики входного сопротивления сме-
сителя.
Шум гетеродина, возникающий в результате модуляции его колебаний по
амплитуде и фазе в пассивных и активных элементах гетеродина, хотя и незна-
чителен по величине (на 90—100 дБ ниже уровня колебаний, рис. 2.17), но в
смесителях приемников с большим динамическим диапазоном может приводить
к преобразованию наиболее сильных уровней помех на боковых шумовых
составляющих колебаний гетеродина При приеме сигналов распознать шумовую
модуляцию трудно, так как неясно, является ли принимаемый шум внешним
шумом эфира или результатом шумового преобразования в приемнике. Шумы
гетеродина обычно исследуют с помощью анализаторов спектра с высокими раз-
решающей способностью и динамическим диапазоном. В любительских условиях
для этой цели применяют узкополосный приемник с аттенюатором на входе.
Изменяя настройку приемника около частоты исследуемого гетеродина, поддер-
живают одинаковый уровень сигнала на выходе приемника с помощью регули-
ровки затухания в аттенюаторе. Затем строят график зависимости затухания от
частоты, который и характеризует уровень шумовых боковых полос гетеродина.
Для борьбы с шумами гетеродинов принимают следующие меры. Всемерно
увеличивают добротность контура гетеродина, так как при этом сужается его
полоса пропускания и полоса шумов, применяют транзисторы с низким уровнем
шумов (особенно низкочастотных). Режим транзистора стремятся сделать близ-
ким к ключевому, так как при этом он большую часть времени находится или
в запертом, или в насыщенном состоянии, что соответствует минимальному уров-
ню собственных шумов. Ключевой режим достигается большими значениями
обратной связи в каскаде. И, наконец, тщательно заземляют по низкой частоте
все цепи постоянного тока гетеродина и электроды транзистора (например, базу
в схеме с ОБ).
Пассивные смесители высокого уровня требуют от гетеродинов довольно
большой мощности колебаний, достигающей 200—500 мВт. В этом случае гете-
родин содержит, кроме собственно автогенератора, еще один-два каскада уси-
ления. Мощный гетеродин требует тщательной экранировки, поскольку его
колебания могут создавать помехи.
81
Усилители промежуточной частоты (УПЧ). Требования к УПЧ приемника
аналогичны требованиям к УРЧ. Это, в первую очередь, относится к такому
параметру, как коэффициент шума, так как для увеличения ДД приемника стре-
мятся по возможности снизить уровень сигнала, подаваемого на смеситель.
В результате уровень сигнала на выходе смесителя мал (особенно при диодном
смесителе) и для обеспечения заданной чувствительности УПЧ должен обладать
малым уровнем собственных шумов. Кроме того, поскольку УПЧ охвачен
цепью автоматической или ручной РУ, необходимо, чтобы УПЧ имел высокую
линейность амплитудной характеристики при всех значениях коэффициента
усиления.
В УПЧ вследствие невысокой частоты (за исключением схем с преобразова-
нием «вверх») можно применять разнообразные транзисторы и интегральные
схемы. Последние разрабатывают с целевым назначением как отдельные каскады
и как УПЧ в целом. Кроме усилительных каскадов, они могут содержать и дру-
гие узлы, относящиеся к тракту ПЧ. Например, интегральная схема К2ЖА372,
. вляющаяся усилителем ПЧ. имеет в своем составе AM детектор. В схеме пре-
Рис. 2.18. Схема гетеродинного по-
лосового фильтра с плавным изме-
нением полосы пропускания
дусмотрена высокоэффективная АРУ: при изменении сигнала на входе схемы
в пределах 50—3000 мкВ (в 60 раз) сигнал на выходе изменяется не более чем
в 2 раза.
Если приемник рассчитан на прием сигналов с различной шириной спектра,
например, ТЛГ, AM, ОМ и RTTY сигналов, для оптимального приема приме-
няют несколько фильтров ПЧ с разными полосами пропускания. Применяя раз-
личные методы коммутации фильтров (с помощью переключателей, реле, дио-
дов), следует добиваться устранения возможных путей прохождения сигналов
в обход фильтров основной селекции: через паразитные емкости, обратные со-
противления диодов и т. д. Применение нескольких фильтров не всегда оправдано
экономически. Стремление осуществить плавное изменение полосы пропускания,
сохраняя при этом высокую прямоугольность частотной характеристики, свой-
ственную кварцевым и электромеханическим фильтрам, привело к созданию
схем с гетеродинированием.
Схема гетеродинного полосового фильтра с плавным уменьшением полосы
пропускания показана на рис. 2.18. В схеме используют два электромеханиче-
ских фильтра (ЭМФ 500-ЗН и ЭМФ 500-ЗВ). Сигнал с первого фильтра поступает
на кольцевой балансный смеситель, куда также подаются колебания от гетеро-
дина с частотой 1000 ± 3,5 кГц. Если частота гетеродина равна 1000 кГц, частота
сигнала нижней боковой полосы (497—500 кГц) вычитается из частоты гетеро-
дина, инвертируется в сигнал верхней боковой полосы (503—500 кГц) и прохо-
дит через второй фильтр. Полоса пропускания максимальна. При снижении
частоты гетеродина, например до 998 кГц,инвертированная полоса будет ле-
жать в пределах 498—501 кГц, и через второй фильтр пройдет только часть
спектра сигнала в пределах 500—501 кГц. С учетом инверсии боковой полосы
это эквивалентно сужению полосы сверху до 1 кГц. При повышении частоты
гетеродина инвертированная боковая полоса смещается вверх по частоте и ре-
зультирующая полоса пропускания ограничивается снизу.
ТЛГ и ОМ сигналы, по сути, являются импульсными. Поэтому качество их
воспроизведения зависит от импульсных характеристик фильтров, т, е. скорости
изменения сигнала на выходе фильтра и изменения фазовых соотношений сос-
тавляющих сигнала на выходе фильтра по сравнению со входом. Известно, что,
чем выше добротность элементов фильтра, тем хуже его импульсные характе-
82
Рис. 2.19. Схема каскодного УПЧ с боль-
шим коэффициентом зеилеьия
УПЧ, подаются колебания от тонального
ристики. На практике это проявляется в виде звонов в узкополосных телеграф-
ных фильтрах и в виде изменения окраски голоса в однополосных фильтрах.
Эти эффекты затрудняют прием сигналов. Желательно применять фильтры
с минимальной неравномерностью в полосе пропускания. При приеме ТЛГ сиг-
налов предпочтительнее фильтры с треугольной частотной характеристикой,
чем узкополосный ЭФМ с прямоугольной характеристикой.
Схема каскодного УПЧ показана на рис. 2.19. Собственно усилитель рабо-
тает на транзисторах VT1 и VT2, а транзистор VT3 служит для регулировки
усиления. Все три транзистора включены последовательно по постоянному току.
Каскодный усилитель, при этом как известно, имеет большое выходное сопро-
тивление, поэтому контур ЫС1 полностью включен в цепь коллектора транзи-
стора VT1. Выходное напряжение при низкоомной нагрузке (сотни ом) снима-
ется с выхода 1, при высокоомной — с выхода 2. На частоте 5 МГц усилитель
обеспечивает с выхода 2 усиление по напряжению порядка 1000. Усиление регу-
лируется резистором 22 к. Диапазон регулировки составляет 70 дБ. Катушка L1
имеет индуктивность 8 мкГи. Диа-
метр каркаса 7 мм, сердечник типа
СЦР-1, число витков 36, намотка ви-
ток к витку, диаметр провода 0,2мм.
Катушка L2 имеет 9 витков.
Детекторы. Детектирование AM
сигналов происходит в диодном де-
текторе, который представляет собой
одно- или двухполупериодный диод-
ный выпрямитель с ФНЧ, на выходе
которого выделяется огибающая AM
сигнала. Для слухового приема ТЛГ
сигналов на выходе детектора необ-
ходимо получить сигнал в диапазоне
звуковых частот, поскольку прини-
маемый сигнал представляет собой
посылки немодулироваиного тока вы-
сокой частоты. Для этого на диод-
ный детектор, кроме сигнала с выхода
гетеродина (ТГ), частота которых отличается от частоты сигнала ПЧ на вели' ин /
желаемого тона сигнала. Изменяя частоту ТГ, можно изменять тон принимаемо! о
сигнала. В настоящее время для приема ТЛГ и ОМ сигналов такие детекторы
практически не применяют. Это объясняется тем, что для неискаженного сигна-
ла на выходе детектора уровень колебаний ТГ должен быть в 5—10 раз больше
пиковых значений сигнала ПЧ. В противном случае при сильных сигналах такой
детектор осуществляет прямее детектирование (выпрямление) сигнала ПЧ, в ре-
зультате чего появляются значительные искажения сигнала.
Для приема ТЛГ, ОМ и RTTY сигналов используют схемы линейных детек-
торов. Они не отличаются от схем смесителей. В схеме линейного детектора
на полевом транзисторе (рис. 2.20, а) на затвор транзистора подается напряже-
ние ПЧ 35—40 мВ. Напряжение ТГ с амплитудой 2 В поступает в цепь истока.
К стоку подключен ФНЧ, в состав которого входит и последовательный контур
СФ£Ф для дополнительного подавления колебаний ТГ на выходе детектора.
На рис. 2.20, б изображена схема кольцевого детектора на диодах, в которой
можно получить линейное детектирование в широком диапазоне амплитуд
и подавление шумов ТГ. Баланс по колебаниям ТГ осуществляется потенцио-
метром 470 Ом по минимуму шумов на выходе детектора при отключенном УПЧ.
Регулировка усилении (РУ). В КВ любительских приемниках обычно пре-
дусматривают ручную регулировку усиления по промежуточной и низкой часто-
там. Регулировка усиления по ПЧ является основной, которой пользуется опера-
тор, прослушивая эфир. Регулировкой усиления по НЧ устанавливают удобный
для оператора уровень сигнала. Автоматическая регулировка усиления (АРУ)
приемника также является эффективным средством борьбы с перегрузкой мощ-
ными сигналами. Принцип действия АРУ заключается в следующем. После уси-
ления сигнал ПЧ выпрямляют, сглаживают и в виде управляющего напряжения
подают на УПЧ и УРЧ. Благодаря этому коэффициент усиления каскадов умень-
шается при увеличении уровня принимаемого сигнала, а сигнал на выходе УПЧ
83
меняется в незначительных пределах. Обычно применяют задержанную АРУ>
начинающую работать при достижении сигналом ПЧ определенного уровня-
Это позволяет осуществлять прием слабых сигналов с максимальным усиле-
нием приемника. Но, с другой стороны, при сильной помехе, попадающей в по-
лосу пропускания УПЧ, АРУ сработает от более сильного сигнала, уменьшит
усиление приемника, и слабый сигнал может быть не принят. В таких случаях
АРУ необходимо отключать.
Если н приемниках AM сигналов управляющий сигнал цепи АРУ следует
за уровнем несущей, то при приеме ОМ сигналов такая возможность отсут-
ствует, так как отсутствует несущая. В этом случае источником сигнала АРУ
обычно является среднее значение однополосного сигнала. Его получают, вы-
прямляя сигнал промежуточной или низкой частоты и усредняя его. В приемии-
а
3
Рис. 2.20. Схема линейного детектора смесительного типа:
а — на полевом транзисторе; б — кольцевого на диодах
ках ТЛГ и ОМ сигналов стремятся уменьшить время заряда цепи АРУ до милли-
секунд, чтобы предотвратить «удар по ушам» при появлении мощного сигнала.
Время разряда регулируют ступенчато или плавно от 0,1 до 5—10 с, переключая
конденсаторы разной емкости в фильтре детектора АРУ. Следует иметь в виду,
что постоянные времени цепей развязки управляющего напряжения, подводи-
мого к каскадам УРЧ и УПЧ, также увеличивают время заряда и разряда.
Схема АРУ путем усреднения сигнала ПЧ показана на рис. 2.21, а. Вы-
прямленное напряжение ПЧ с диода VD1 через диод VD2 заряжает конденсатор
С1 и поступает на базы регулируемых транзисторов. Диод VD2 предотвращает
быстрый разряд конденсатора С1 через цепочку R1R2, напряжение с которой
снимается на усилитель S-метра—прибора, измеряющего уровень принимаемых
сигналов. Поскольку принцип регулировки усиления основан на изменении кру-
тизны характеристики усилительных элементов, то при этом нарушается линей-
ность амплитудной характеристики, и, как следствие этого, изменяется уровень
нелинейных искажений. Это особенно заметно в каскадах на биполярных тран-
зисторах. Поэтому применяют схемы АРУ, основанные на изменении проводи-
мости элементов, характеристики которых остаются линейными в пределах
амплитуд подаваемых на них сигналов (рис. 2.21, б). В качестве регулирующего
элемента используется цепочка из последовательно включенных германиевых
диодов. Если амплитуда сигнала ПЧ такова, что на каждом диоде не более 30 мВ
диодная цепочка не влияет на сигнал ПЧ. При подаче управляющего напряже-
84
ния АРУ проводимость цепочки увеличивается, в результате чего напряжение
ПЧ уменьшается. При выходном сопротивлении УПЧ1 500 Ом данная схема
АРУ обеспечивает ослабление сигнала на 20 дБ прн управляющем напряжении
АРУ 8 В [12].
В последнее время для сохранения высокой линейности тракта усиления
приемника все чаще используют регулировку уровня путем включения атте-
нюаторов на входе приемника. При этом необходимо, чтобы при регулировке
уровня не ухудшалось согласование сопротивления фидера антенны с входным
сопротивлением приемника. Простейшая схема такого аттенюатора на сдвоен-
УПЧ
Рис. 2.21. Схема автоматического регулирования усиления:
а — со слежением за средним уровнем сигнала; б — за счет изменения проводи-
мости шунтирующих диодов
ном потенциометре показана на рис. 2.22. Если входной каскад приемника имеет
входное сопротивление RBX > 75 Ом, то при любом положении сдвоенного по-
тенциометра сопротивление нагрузки фидера точно равно его волновому сопро-
тивлению 75 Ом.
Для АРУ применяют также аттенюаторы на р-г-п-диодах (рис. 2.23). В
схеме также выполняется условие согласования за счет того, что проводимость
одного из диодов уменьшается, а другого увеличивается. Правда, имеются сооб-
Рис. 2.22. Схема простей-
шего аттенюатора на сдво-
енном потенциометре
Вход
о—
аттенюатора
p-i-n- диодах
Выход
-о
л*
Схема
на
щения, что аттенюаторы на p-i-n-диодах могут ограничить динамический диапа-
зон сверху до значения -[-(10 — 15) дБм. Схема дает минимальное ослабление
при управляющем напряжении 17упр = 0 В и максимальное при С/упр > + 7 В.
Фильтр основной селекции приемников AM и ОМ сигналов имеет полосу
пропускания в несколько килогерц. Для приема ТЛГ сигналов в таких прием-
никах часто применяют узкополосные LC- или активные /?С-фильтры, работаю-
щие на низкой частоте и включаемые между детектором и УНЧ. При хорошей
линейности тракта приемника это равносильно сужению полосы пропускания
по промежуточной частоте. Схема активного /?С-фильтра, выделяющего узкую
полосу частот вблизи частоты 500 Гц, показана на рис. 2.24. Ширина полосы
пропускания регулируется потенциометром 470 Ом.
Ограничители помех. Приему любительских станций существенно мешают
атмосферные и индустриальные помехи. По характеру эти помехи делятся на
два типа: гладкие помехи, представляющие собой непрерывный сигнал, подоб-
ный внутреннему шуму приемника, и импульсные помехи, состоящие из отдель-
85
вых импульсов малой длительности. Для борьбы с гладкими помехами уменьша-
ют полосу пропускания приемника до минимальной, необходимой для приема
сигналов. При этом мощность помехи уменьшается пропорционально сужению
полосы.
Энергия импульсных помех сосредоточена "в коротких импульсах, амплиту-
да которых обычно превышает амплитуду принимаемых сигналов. Борьба с им-
пульсными помехами ведется двумя путями: импульсы помехи ограничивают
до уровня принимаемого сигнала или приемник автоматически запирают на время
действия импульса помехи. При этом оператор практически не замечает отсут-
ствия приема в короткие промежутки времени, если длительность импульсов
невелика. Этот способ эффективен, например, при борьбе с помехами от системы
зажигания автомобиля.
Эффективность работы ограничителей помех тем выше, чем больше скорость
срабатывания этих устройств. Известно, что в избирательных системах импульс-
ные процессы протекают тем быстрее, чем шире полоса пропускания этих сис-
Рис. 2.24. Схема низкочастотного
активного ЛС-фильтра
Рис. 2.25. Схема ограничителя им-
пульсных помех
тем. Поэтому более эффективными оказываются устройства, включенные до
ФОС. Однако в этом случае они должны работать на низких уровнях сигнала
и не вносить дополнительных шумов в сигнал и расстроек в избирательные сис-
темы. Это условие трудно выполнить на практике. Поэтому ограничители и пре-
рыватели помех включают в один из каскадов УПЧ или в лучшем случае на вы-
ход смесителя. В более простых устройствах применяют ограничение импульс-
ной помехи по низкой частоте.
Схема ограничителя импульсных помех, работающего на промежуточной
частоте, показана на рис. 2.25. При разомкнутом переключателе S диоды за-
перты напряжением заряда конденсаторов С1 и С2. При разомкнутом переклю-
чателе диоды ограничивают короткие пики сигнала ПЧ, «следя» за средним уров-
нем сигнала.
5. НАЛАЖИВАНИЕ КВ ПРИЕМНИКОВ
Налаживание собранного приемника обычно начинают с проверки питаю-
щих напряжений и режимов работы транзисторов по постоянному току. При на-
лаживании УНЧ проверяют амплитудную и частотную характеристики. Ампли-
тудную характеристику, т. е. кривую, показывающую отношение сигнала на
нагрузке (например,головных телефонах) к уровню сигнала на входе, обычно
снимают на частоте 1 кГц. Для этого на вход УНЧ при полном его усилении
подают сигнал различной амплитуды от генератора звуковых (ГЗ) частот и изме-
ряют напряжение на нагрузке. По полученным данным строят график. Линей-
ная часть амплитудной характеристики определяет допустимые уровни сигнала
с детектора. Частотную характеристику снимают при изменении частоты ГЗ
и амплитуде сигнала, не выходящей за линейный участок амплитудной характе-
ристики. Частотная характеристика УНЧ не должна иметь пиков и провалов
в пределах полосы 300—3500 Гц, уровень которых отличается от уроьня гладкой
части кривой более чем на 3—5 дБ. Иногда для улучшения разборчивости те-
86
лефонных сигналов частотную характеристику УНЧ проектируют с подъемом
в сторону верхних частот порядка 3—6 дБ на октаву. Особое внимание необхо-
димо уделить уровню фона переменного тока, который не должен быть заметен
на слух при полном усилении УНЧ.
Далее настраивают УПЧ приемника, т. е. подбирают режимы транзисто-
ров в каскадах для получения максимального динамического диапазона и
настраивают ФОС для получения требуемой полосы пропускания. Для этого на
вход смесителя при отключенном гетеродине подают от ГСС сигнал ПЧ, а к вы-
ходу последнего УПЧ подключают высокочастотный вольтметр. Настраивают
все контуры УПЧ, начиная с последнего, в резонанс. Элементами подстройки
ФОС добиваются заданной частотной характеристики при максимально возмож-
ном коэффициенте передачи. После этого измеряют коэффициент усиления и
снимают окончательную частотную и амплитудную характеристики УПЧ.
При настройке ВЧ каскадов проверяют перекрытие гетеродина по частоте,
частотную стабильность, настройку резонансных контуров, режимы работы тран-
зисторов УРЧ и смесителя для получения максимально возможного динамиче-
ского диапазона. В большинстве любительских приемников предусматривается
независимая настройка УРЧ и гетеродина. Это упрощает конструкцию и нала-
живание приемника. Перекрытие гетеродина по частоте и его стабильность про-
веряют электронным частотомером или хорошо калиброванным приемником.
После налаживания УРЧ измеряют чувствительность и снимают двухсиг-
нальную кривую избирательности приемника, по которой оценивают реальную
избирательность. При снятии двухсигнальной кривой подбирают режимы работы
смесителя и УРЧ для получения максимального динамического диапазона при
заданной чувствительности. Для этого изменяют режим каскадов по постоянному
току (обычно изменением смещения), связь между контурами и транзисторами
и подбирают оптимальный уровень колебаний гетеродина. Следует помнить, что
для получения максимальной реальной избирательности коэффициент усиления
УРЧ должен быть минимальным, обеспечивающим заданную чувствительность.
Систему АРУ проверяют после налаживания ВЧ каскадов. В заключение прово-
дят калибровку шкалы приемника с помощью достаточно точного ГСС или квар-
цезого калибратора.
6. ВСЕДИАПАЗОНИЫЙ КВ ПРИЕМНИК
Схема РЧ и ПЧ трактов приемника на все любительские КВ диапазоны,
разработанная DL7HA, показана на рис. 2.26. Приемник собран по схеме с
двойным преобразованием частоты. Первая промежуточная частота переменная
(5—5,5 МГц), вторая — постоянная (500 кГц). Основная селекция осуществля-
ется на второй промежуточной частоте с помощью ЭМФ. Применение полевых
транзисторов в УРЧ и смесителях (VT1—VT3} существенно повышает реальную
(многосигнальную) избирательность приемника.
Перекрытие по частоте каждого диапазона равно 500 кГц (10-метровый диа-
пазон перекрывается двумя участками по 500 кГц). Катушка L2 УРЧ (L5) с
конденсатором Cl (С2) образуют контур, настроенный на частоту 40-метрового
диапазона. Для получения 80-метрового диапазона и высокочастотных (20, 15
и 10-метровых) диапазонов параллельно катушкам L2 и L5 подключают или кон-
денсаторы 430 пФ, или катушки L4 и L6. Настройку контуров на высокочас-
тотном диапазоне регулируют подстроечными конденсаторами 50 пФ. УРЧ на-
страивают сдвоенным конденсатором переменной емкости С1С2.
Транзистор УРЧ VT1 включен по схеме с общим затвором, что устраняет
необходимость в нейтрализации проходной емкости и увеличивает динамический
диапазон каскада. Кремниевые диоды VD1 и VD2 ограничивают сигналы боль-
шого уоозня, поступающие из антенны (например, сигнал собственного пере-
датчика).
Частоты первого гетеродина приемника (VT4) стабилизированы кварцевыми
резонаторами, частота которых на 5,5 МГц выше частоты нижней границы люби-
тельских диапазонов. Колебания гетеродина через эмиттерный повторитель
(VT5) подаются на исток VT2 (смесителя). Уровень напряжения на истоке
350 мВ.
Частоту фильтра первой ПЧ (5—5,5 МГц) устанавливают конденсаторами
С4, С5. Фильтр перестраивают по диапазону конденсаторами переменной
87
Рис. 2.26, Схема РЧ и ПЧ трактов КВ приемника
емкости 30 пФ, находящимися на одной оси с конденсатором второго гетеродина
СЗ. Второй гетеродин (VT6) работает в диапазоне 5,5—6 МГц. Он собран на но-
левом транзисторе для улучшения температурной стабильности частоты. Напря-
жение гетеродина подается на смеситель (VT3) через буферный каскад (истоко-
вый повторитель) на транзисторе VT7.
Усилитель второй промежуточной частоты также собран на полевых тран-
зисторах по схеме с общим истоком и нейтрализацией проходной емкости с по-
мощью подстроечных конденсаторов Сн = 2...3 пФ. С выхода УПЧ сигнал
поступает на кольцевой балансный детектор (VD3—VD6), куда также подаются
колебания тонального гетеродина (VT13). Через ФНЧ низкочастотный сигнал
поступает на УНЧ.
Диоды VD7 и VD8 образуют систему АРУ. Постоянная времени разряда
АРУ 0,1 с. Порог срабатывания АРУ регулируется потенциометром 100 кОм.
С помощью переключателя S3 осуществляется запирание приемника во время
передачи. В приемнике имеется измеритель уровня принимаемого сигнала (S-
метр). Величина отклонения стрелки прибора mA пропорциональна току трап*
зистора VT11. Нуль прибора устанавливается потенциометром. Кварцевый ка-
либратор VT8 и VT9 генерирует гармоники частоты 100 кГц. Точную частоту
калибратора устанавливают при приеме эталонной частоты подстроечным кон-
денсатором, включенным последовательно с кварцевым резонатором. Данные
катушек индуктивности приведены в табл. 3.
Таблица 3
Катушка Способ намотки
L1 3 витка у холодного конца катушки L2
L2 24 витка провода 0,8 мм на каркас 0 8 мм с ферритовым сер- дечником. Отвод от 6-го витка
L3 2,5 витка у холодного конца катушки L4
L4, L6 12 витков провода 1 мм на 8-миллиметровом каркасе с ферри- товым сердечником
L5 24 витка провода 0,8 мм на 8-миллиметровом каркасе с ферри- товым сердечником
L8 12 витков провода 0,35 мм на тороидальном сердечнике 50ВЧ2, типоразмер к 10 X 7 X 4
L9 10 витков провода 0,35 мм на тороидальном сердечнике 50ВЧ2, типоразмер к 10 X 7 X 4
ио 7 витков провода 0,35 мм на тороидальном сердечнике 50ВЧ2, типоразмер к 10 х 7 X 4
Индуктивность 3 мкГн (возжженное серебро на керамическом каркасе)
L12, L13 Индуктивность 8,4 мкГн на керамическом каркасе
Качество работы приемника можно кратко охарактеризовать следующими
результатами измерений. При приеме сигнала 10 мкВ на частоте 14 МГц 30 %-ную
перекрестную модуляцию вызывал сигнал с уровнем 70 мВ, частота которого
равнялась 14,1 МГц.
7. ПРИЕМНИК ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Схема приемника прямого преобразования, разработанная Ю. Мединцом
(UB5UG), показана на рис. 2.27. Приемник имеет достаточно высокую чувст-
вительность, определяемую главным образом чувствительностью УНЧ с коэффи-
циентом усиления 106. Принимаемые сигналы усиливаются УРЧ (транзистор
VT1 по схеме с ОБ) и подаются на кольцевой диодный смеситель (VD1—VD4),
куда также поступают колебания от гетеродина на транзисторе VT6. На выходе
смесителя включен ФНЧ, который с учетом частотной характеристики УНЧ
определяет избирательность приемника.
В9
12В
120 8'30 200
Гетеродин генерирует колебания с частотой в 2 раза низке частоты прини-
маемого сигнала. Это повышает стабильность частоты и устраняет «просачит а-
ние» сигнала гетеродина во входной контур и антенну. Диод VD5 стабилизирует
амплитуду колебаний гетеродина до 0,5—0,6 В. Приемник настраивают, изменяя
емкость диодов VD6, VD7, напряжение на которых изменяется потенциометром R.
Напряжение низкой частоты, представляющее собой биения между второй
гармоникой гетеродина и принимаемым сигналом, подается на УНЧ (транзисто-
ры VT2—VT5, VT7—VT9). Каждый из каскадов УНЧ обеспечивает усиление
порядка 100. В третий каскад для повышения экономичности введена регулиров-
ка рабочей точки по огибающей сигнала. Работает она следующим образом.
Начальное смещение на базе транзистора VT7 выбрано таким образом, что ре-
жим транзистора VT8 близок к насыщению, и напряжение на его коллекторе
близко к нулю. При этом транзистор VT9 заперт. При появлении сигнала кон-
денсатор С заряжается до пикового значения, благодаря чему ток через транзи-
сторы VT7 и VT8 уменьшается, а через VT9 увеличивается. В результате ра-
бочая точка транзистора VT9 «выходит» на линейный участок характеристики.
Катушки высокочастотных
контуров намотаны на кольцевых сердечниках из Феррита 30ВЧ2 7аблица 4
типоразмера к 7 X 4 X 2. Коли- чество витков катушек LI, L2, Катушка Количество витков га диапазонах
160 м
L7 для различных диапазонов 80 м 40 м | 20 м 15 V. 10 м 2 м
приведено в табл. 4. Катушка L3 содержит 15 витков, L4 — 2X4 и 180 90 48 24 20 12 3
витков, L5, L6 — по 160 витков L2 12 6 4 3 9 2 1
провода ПЭВ-2 0,2. При налажи- вании собранного приемника про- веряют режимы работы транзис- L7 180 90 48 24 18 12 3
торов. Напряжение на коллекто-
рах первых двух каскадов УНЧ 1—4 В, а на последнем каскаде 0,3—1 В.
При замыкании на общий провод базы транзистора VT7 коллекторное напря-
жение должно приблизиться к напряжению питания. Напряжение на эмитте-
рах транзисторов VT1 и VT6 должно составлять половину коллекторного
и уменьшаться до нуля при соединении базы транзистора с общим проводом.
Подбирая емкость конденсатора С18, устанавливают требуемые пределы
перестройки частоты гетеродина. Во время налаживания приемника следует
остерегаться коротких замыканий, при которых через какую-либо катушку про-
текает большой тек. При этом ферритовый сердечник намагничивается и доброт-
ность контура резко уменьшается. Предельная чувствительность приемника
1 мкВ при соотношении сигнал/шум 3/1.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Анисимов А. Г. Перекрестные помехи при приеме радиотелефонных сиг-
налов.— М.: Воениздаг, 1958.— 69 с.
2. Безруков А. В. Измерение шумов радиоприемных устройств.— М.:
Связь, 1971.— 20 с.
3. Голубев В. Н. Оптимизация главного тракга приема радиоприемною
Устройства.— М.: Радио и связь, 1982.— 144 с.
4. Голубев В. Н. Эффективная избирательность радиоприемных устройств.—
М.: Связ|>,3197§. —^39 с. Ч - ‘
5. Кйлйхман С. Г., Шехтман Б. И. Цифровая схемотехника в радиовеща-
тельных приемниках.— М.: Радио и свяоь, 1982.— 103 с.
6. Крейтель Н. С. Шумовые параметры радиоприемных устройств.— Л.:
Энергия. Ленингр. огд-ние, 1969.— 168 с.
7. Магден И. Н., Сухарев Ю. Г. Новые полупроводниковые приборы.—
М.: Знание, 1975.— 64 с.
8. Основы проектирования радиоприемников/ В. Д. Горшелев, 3. Г. Крас-
Ноцветова, А. А. Савельев, Г. Н. Тетерин.— Л.: Энергия. Ленин! р. отд-нне,
1977,— 384 с.
9. Роде. Улучшение технических характеристик современных радиоприем-
Виков.— Электроника, 1975, №4, с. 37—44.
91
10. Рожевич В. , Рогкевич П. Техника измерений при радиоприеме.— М-
Связь, 1969.— 495 с.
11. Спиральные резонаторы.— Радио, 1973, № 3, с. 15; 1974, № 2, с. 58.
12. Трохименко Я. К. Радиоприемные устройства на транзисторах.— К.;
Техшка, 1964.— 415 с.
13. Cohn S. Dissipation Loss in Coupled Resonator Filters. Proc. IRE, Au.
gust, 1959, p. 1342—1348.
14. Fisk J. Receiver Noise Figure, Sensitivity and Dynamic Range: v.hat
the Numbers mean. Ham Radio Magazine, October, 1975, p. 8—25.
15. Lecher D. Kursv.ellenempfanger. DDR, Militarverlag, 1974. 400 s.
16. Мтесек J., KremFcka J. Pryjmac RACAL amatersky.— Amaterske Ra-
dio, 1966. N 6, p 17—21.
17. Moore R. Designing Communications Receivers.— Ham Radio Magazine,
1973, Febr''a’-у, p. 6—16.
Глава 3
КОРОТКОВОЛНОВЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ
1. ПАРАМЕТРЫ ЛЮБИТЕЛЬСКИХ КОРОТКОВОЛНОВЫХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
Диапазоны частот, а которых разрешена работа любительских передатчиков
на КВ, указаны в табл. П1 (см. приложение).
На КВ советские радиолюбители используют следующие излучения: 1) с не-
затухающими колебаниями (телеграф и по специальному разрешению радиотеле-
тайп, т. е. передача буквопечатаиия по радио); 2) с амплитудной модуляцией;
3) с однополосной модуляцией.
Ширина полосы излучения при работе в телеграфном режиме не более 0,1 кГц;
прн амплитудной модуляции — не более 6 кГц; при однополосной — 3 кГц.
Мощность любительского передатчика — это мощность, которую он отдает
в фидер антенны. Поскольку радиолюбители не имеют приборов для измерения
мощности ВЧ колебаний с приемлемой точностью, ее определяют как произведе-
ние анодного тока выходного каскада и анодного напряжения этого каскада
в телеграфном режиме (в режиме нажатия), т. е. мощность постоянного тока,
подводимого к оконечному каскаду. Мощность передатчика при типе излучения
АЗА и АЗЛ определяется как мощность, подводимая к оконечному каскаду при
произнесении перед микрофоном громкого «а».
Стабильность частоты передатчика определяет надежность радиосвязи.
Уход частоты передатчика приводит к потере связи и, кроме того, создает помехи
другим радиостанциям.
Каждый передатчик, кроме основного излучения (в необходимой полосе
частот), создает также неосновные (за пределами необходимой полосы).
Неосновные излучения подразделяются на внеполосные (в полосах частот,
примыкающих в необходимой полосе частот) и побочные (на других частотах).
Внеполосные излучения возникают вследствие слишком широкой полосы
модулирующих частот, недостаточной крутизны скатов ФОС в ОМ передат-
чике, перемодуляции в AM передатчике либо нелинейности усиления ОМ сиг-
нала. Нелинейные комбинационные искажения, создающие внеполосные излу-
чения, не должны превышать — 30 дБ (ГОСТ 13420—79 на основные параметры
передатчиков для магистральной радиосвязи устанавливает этот параметр на
уровне —35 дБ).
Побочные излучения могут быть различного происхождения: гармоники,
частоты которых являются целыми кратными частот основного излучения; суб-
гармоники, частоты которых в целое число раз меньше основных; комбинацион-
ные излучения, возникающие вследствие взаимодействия частот различных гене-
раторов передатчика и их гармоник; паразитные излучения, возникающие иа
частотах, не зависящих от частот основного излучения и не связанные с полу-
чением основного сигнала (например, паразитное самовозбуждение одного из
каскадов).
82
Для передатчиков мощностью до 5С0 Вт для любого из побочных излучений
установлен уровень — 40 дБ, но не более 50 мВт. Эти нормы относятся к riepe-
датчикам, разрабатываемым и выпускаемым промышленностью, но радиолюби-
телям также следует стремиться к ним. Если принять за основу уровень побоч-
вых излучений — 40 дБ, то при отдаваемой мощности 100 Вт (I категория)
мощность любого побочного излучения не должна превышать 10 мВт. Это не
всегда легкая, но разрешимая задача. Для передатчиков мощностью до 5 Вт
(III категория) уровень побочных излучений должен быть не выше — 30 дБ.
Коэффициент полезного действия любительских передатчиков от 0,1 до 0,5.
Для батарейных передатчиков КПД имеет важнейшее значение.
Радиолюбители конструируют передатчики как на лампах, так и на транзи-
сторах. Передатчики на лампах обеспечивают большее усиление на каскад н
лучшую изоляцию выхода от входа и имеют меньшее число каскадов.
Передатчики на транзисторах обеспечивают мгновенную готовность к ра-
боте и более высокую экономичность, больший срок службы и надежность, малые
размеры и массу, а также устойчивость к вибрациям и ударам.
2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
ЛЮБИТЕЛЬСКИХ КОРОТКОВОЛНОВЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Все схемы любительских передатчиков можно построить из нескольких ос-
новных функциональных узлов: генератора, умножителя, усилителя, смесителя
(преобразователя) и модулятора. Кроме того, передатчик содержит обычно ис-
точники питания, цепи управления, контроля и сигнализации. При составлении
структурной схемы определяют оптимальное число генераторов, усилитёлей,
частоту генераторов, напряжения, число источников питания и т. д.
Принцип построения структурной схемы диктуется типом излучения: для
многодиапазонного ОМ передатчика необходим преобразователь частоты, так
как ОМ сигнал нельзя подвергать умножению, а для многодиапазонного теле-
графного или AM передатчика можно использовать как преобразование, так
Рис. 3.1 Структурная схема передатчика:
а — с умножением частоты; б — с преобразованием частоты
6
и умножение частоты. Умножение частоты производится в маломощных каска-
дах, иногда и в предоконечном. Оконечный же каскад, как правило, не исполь-
зуется в режиме умножения.
Простейший передатчик может состоять из одного генератора, нагруженного
на антенну. Такие передатчики применяются при работе мощностью менее 1 Вт;
управление колебаниями осуществляется либо ключом, либо микрофоном (в пор-
тативных радиостанциях, предназначенных для обслуживания различных спор-
тивных мероприятий). Частота такого передатчика обычно стабилизируется
Кварцем, так как иначе трудно избежать влияния параметров антенны на час-
тоту. Усложнение структурных схем передатчиков вызывается увеличением
числа диапазонов и типов излучения, стремлением повысить стабильность час-
тоты при условии ее плавной перестройки и свести к минимуму влияние изменя-
ющейся нагрузки передатчика на его частоту.
На рнс. 3.1, а показана структурная схема передатчика на несколько люби-
тельских диапазонов. Задающий генератор работает в пределах любительского
Диапазона 3,5—3,65 МГц, либо на частоте, вдвое меньшей. Мощность колебаний
Задающего генератора выбирают небольшой. Следующий за ним буферный уси-
’Итель (А1) увеличивает уровень колебаний и уменьшает влияние режима
93
последующих каскадов иа частоту. Далее следует один или несколько умножи-
телей, каждый из которых служит для повышения частоты в 2 или 3, иногда
в 4 раза. Таким образом получают частоты остальных любительских КВ диапа-
зонов. Затем включают один или несколько каскадов усиления мощности. Час-
тоты любительских КВ диапазонов кратны частоте низшего из них, что является
следствием такой структурной схемы передатчика.
Структурная схема передатчика (рис. 3.1, а) проста, но имеет недостатки
ограничивающие ее применение. Так, нестабильность задающего генератора при
работе на более высокочастотных диапазонах возрастает соответственно крат-
ности умножения; точно так же возрастает и возможность появления паразит-
ной частотной модуляции. Она ухудшает тон телеграфных сигналов и проявля-
ется в виде фона переменного тока при AM.
В настоящее время наиболее распространенными являются передатчики
с преобразованием частот (необязательно однополосные), содержащие два или
более гетеродинов и один—три смесителя. На рис. 3.1, б показана структурная
схема такого передатчика. Генератор Г1 работает на фиксированной частоте
9 МГц; частота генератора Г2 плавного диапазона (ГПД) перестраивается от 5
до 5,5 МГц. На выходе смесителя выделяется суммарная или разностная частота:
при сложении — 14—14,35 МГц, а при вычитании — 3,5—3,65 МГц. Для полу-
чения других диапазонов необходимо изменить частоту кварцевого генера-
тора.
Преимущества такого передатчика: стабильность на всех диапазонах одина-
кова и практически равна стабильности ГПД; используется одна шкала настрой-
ки иа всех диапазонах; «плотность настройки» не зависит от диапазона.
Если вместо колебаний генератора с частотой 9 МГц подать иа смеситель ОМ
сигнал, сформированный тем или иным способом на частоте 9 МГц, получим ОМ
передатчик на те же диапазоны.
Проектирование передатчика целесообразно начинать с усилителя мощно-
сти, так как обычно задаются мощностью передатчика. Кроме того, с учетом
требований и возможностей радиолюбитель решает, каким должен быть усили-
тель мощности: ламповым или транзисторным, настроенным или широкополос-
ным, линейным или нет, а затем приступает к конкретному выбору схемы, пара-
метров усилителя и его расчету.
После расчета усилителя мощности определяют требования к предоконеч-
ному каскаду (отдаваемая мощность, выходное сопротивление) и рассчитывают
его.
3. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ РАДИОЛЮБИТЕЛЬСКИХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
Основные схемы усилителей мощности. Активным элементом усилителя мощ-
ности является транзистор или электронная лампа. Усилитель имеет две вход-
ные и две выходные клеммы, причем одна входная клемма и одна выходная сое-
динены между собой и с корпусом усилителя и являются общим проводом для
входа и выхода. В зависимости от того, какой вывод лампы или транзистора
соединяется с общим проводом, различают три схемы усилителя: с общим като-
дом (или эмиттером), с общей сеткой (или базой), с общим анадом (или коллекто-
ром). Общий электрод стремятся непосредственно соединить с корпусом усили-
теля, но иногда это невозможно, так как на него необходимо подать напряжете
питания. В этом случае общий, вывод заземляют по высокой частоте через кон-
денсатор.
В схеме с общим катодом (эмиттером) входной сигнал подается на сетку (ба-
зу), а выходной снимается с анода (коллектора) (рис. 3.2, а и г). В схеме с обще11
сеткой (базой) сигнал подается на катод (эмиттер), а снимается также с анода
(коллектора) (рис. 3.2, б и д). В схеме с общим анодом (коллектором) сигнал
подается на сетку (базу) и снимается с катода (эмиттера). Такой каскад назЫ'
вается также катодным (эмиттерным) повторителем (рис. 3.2, в и е).
Из ламповых схем усилителей наиболее распространена схема с общим като-
дом. Она обеспечивает наибольшее усиление по мощности, легко согласуете?
с предыдущим каскадом и с выходным контуром, так как имеет высокие входное
и выходное сопротивления.
94
Схема усилителя с общей сеткой используется в усилителях мощности КВ
рередатчиков, так как обеспечивает хорошую устойчивость. Входное сопротив-
ление усилителя с общей сеткой малое.
В схеме усилителя с общим анодом сигнал подается на сетку и снимается
с катода. Коэффициент 'усиления по напряжению меньше единицы. Входное со-
противление большое, выходное низкое (десятки или сотни ом). Схему с общим
анодом применяют в промежуточных каскадах, когда необходимо связать выход
какого-либо каскада с низкоомной нагрузкой (например, коаксиальным кабелем)
без помощи колебательных контуров либо трансформаторов.
Транзисторные усилители, в отличие от ламповых, характеризуются боль-
шей внутренней обратной связью, большей зависимостью параметров как от
частоты, так и от амплитуды усиливаемых колебаний (т. е. большей нелиней-
ностью) и меньшими входными и выходными сопротивлениями.
Г нс. 3.2. Схемы усилителей мощности:
с — с общим катодом; б— с общей сеткой, «—с общим анодом; г — с общим эмит-
тером: 0— с общей базой: е— с общим колле, тором
Построение схем ламповых усилителей мощности. Схемы ламповых усилите-
лей мощности отличаются способами подачи постоянного и переменного напря-
жений на электроды лампы, а также способами связи с нагрузкой. Рассмотрим
основные схемы усилителей мощности и назначение отдельных элементов схем.
Анодная цепь усилителя должна быть построена таким образом, чтобы по-
стоянная составляющая анодного тока проходила от источника анодного пита-
вия через лампу и далее опять в источник. Ток полезных колебаний должен
вроходить по цепи: лампа — нагрузка — лампа. Других путей для этих коле-
баний не должно быть, иначе будет теряться часть мощности. Колебания других
частот, кроме рабочей, генератором которых может быть лампа, не должны по-
падать в нагрузку. Колебательная цепь строится так, что для побочных колебаний
создается режим КЗ, а на рабочей частоте (или в диапазоне частот) осущест-
вляется необходимая трансформация сопротивления нагрузки в анодную цепь
Лампы.
Токи ВЧ не должны проходить через источник питания. Для разделения
постоянного и ВЧ токов в схему усилителя включают блокировочные конден-
саторы и дроссели. Сопротивление блокировочных конденсаторов на рабочей
в более высоких частотах должно быть близким к нулю, а индуктивнее сопро-
тивление дросселей — максимальным. На практике эти требования выпол-
няются приблизительно, поэтому важно правильно выбрать параметры
окировочных конденсаторов и дросселей. Параметры эти зависят от того,
каким точкам схемы подключены блокировочные элементы и с какими сопро-
влениями должно сопоставляться их емкостное или индуктивное сопротив-
ние.
Существуют две схемы питания анодной цепи: последовательная и парал-
лельная. В первой из них источник питания, колебательный контур и лампа
Включены последовательно (рис, 3.3)« Токи ВЧ протекают через лампу, контур
95
(нагрузку), блокировочный конденсатор СЗ и возвращаются в общий провод,
с которым соединен катод лампы через конденсаторы С1 и С2. Анодный и сеточ.’
ный конту > ы настраивают в резонанс конденсаторами переменной емкости. Ро-
тор анодного переменного конденсатора в данной схеме отсоединен от корпуса
и находится под высоким напряжением источника анодного питания.
Емкость блокировочного конденсатора СЗ должна быть такой, чтобы его
сопротивление токам ВЧ было в 100—200 раз меньше сопротивления анодно!
нагрузки R3. Емкость конденсатора СЗ определяют по формуле С3 > 10 Ск
где Ск — емкость анодного контура, состоящая из емкости анодного конденса
тора Са, выходной емкости лампы, емкости катушки контура и емкости монтажа.
Емкость С3 определяют на самой низшей рабочей частоте (обычно 3,5 МГц)
В большинстве случаев С3 = 2000...5000 пФ.
Параметры анодного дросселя в схеме последовательного питания не очень
критичны. Сопротивление доосселя на низшей из рабочих частот в 50—100 раз
Рис. 3.3. Схема усилителя с пос-
ледовательным питанием анодной
и сеточной цепей
Рис. 3 4. Схема усилителя с парал-
лельным питанием анодной и се-
то 1иой цепей
больше сопротивления блокировочного конденсатора; индуктивность обычно
в 10—20 раз больше индуктивности контурной катушки.
Конденсатор С4 служит для замыкания на корпус тех токов высокой часто-
ты, которые прошли через дроссель; емкость его может быть равна емкости кон-
денсатора СЗ.
Достоинством схемы последовательного питания является то, что блокиро
вочный конденсатор и дроссель не оказывают вредного влияния иа работу усили
теля иа высокой частоте, так как они включены в точку контура с нулевым В1
потенциалом. Эта особенность способствует широкому применению такой cxewi
на самых коротких волнах (10—20 м). Недостаток схемы: элементы контура на-
ходятся под высоким постоянным напряжением, которое складывается с перемен-
ным. Это требует улучшенной изоляции от корпуса и увеличения расстояния
между пластинами переменного конденсатора в случае соединения его с корпу-
сом передатчика.
Параллельная схема анодного питания показана на рис.3.4. Лампа, контур
и анодный дроссель соединены параллельно по высокой частоте. В этой схеме
пути токов разделяются' постоянный ток замыкается через источник анодного
питания, дроссель и лампу, а переменный ток — через лампу, разделительный
конденсатор Ср и контур.
Емкость конденсатора Ср должна быть такой, чтобы на нем падало не более
1—2 % напряжения высокой частоты, т. е. его сопротивление иа низшей рабо-
чей частоте должно быть в 50—100 раз меньше эквивалентного сопротивления
нагруженного контура R3. Ориентировочно можно считать, что емкость Ср долж-
на быть в 5—10 раз больше емкости анодного контура, а рабочее напряжение
в 2,5—3 раза выше анодного. Реактивная мощность разделительного конденса-
тора равна произведению падающего на нем напряжения ВЧ на токи всех частот,
проходящих через него.
96
В схеме параллельного питания анодный дроссель находится под полным
напряжением ВЧ, поэтому требования к нему гораздо выше, чем в схеме после-
довательного питания. Дроссель включен параллельно колебательному контуру,
поэтому он влияет на его параметры: увеличивает затухание и начальную ем-
кость и уменьшает индуктивность. Для ослабления влияния дросселя его индук-
тивность должна быть в несколько раз больше индуктивности контура (иа
низшей рабочей частоте). Провод для намотки дросселя необходимо выбирать
с учетом постоянной составляющей, так как переменная составляющая почти
не увеличивает нагрузку на провод.
Для уменьшения емкости дросселя его выполняют секционированным,
бтижние к аноду витки наматывают с принудительным шагом, сам дроссель уда-
ляют от шасси и экранов.
Если длина провода намотки дросселя соизмерима с длиной волны, его ин-
дуктивность вместе с распределенной емкостью можно представить как отрезок
длинной линии. Когда длина линии равна половине длины волны, она работает
как полуволновой повторитель: переносит к аноду импеданс другого конца дрос-
селя, заземленного по высокой частоте и, следовательно, реактивное сопро-
тивление дросселя стремится к нулю.
Любительские КВ диапазоны достаточно узки, поэтому частота полувол-
нового резонанса дросселя может быть между диапазонами. Если частота ре-
зонанса дросселя находится в пределах какого-либо любительского диапазона
(чаще всего 10—20 м), достаточно изменить число витков на 5—10 %. Преиму-
щество схемы параллельного питания — отсутствие постоянного напряжения
на колебательном контуре, недостаток — увеличение начальной емкости кон-
тура.
На управляющую сетку лампы усилителя подаются обычно два напряже-
ния: постоянное (отрицательное) и высокочастотное переменное.
Цепь управляющей сетки также может быть параллельной и последователь-
ной. Емкость блокировочного конденсатора Сбл на рис. 3.3 и 3.4 выбирается из
тех же соображений, что и для анодной цепи. В схеме параллельного питания
цепи сетки дроссель по высокой частоте включен параллельно сеточному конту-
ру и оказывает влияние на его параметры. Для этого дросселя также справед-
ливы замечания о паразитных резонансах.
Напряжение смещения можно получать от отдельного (автономного) источ-
ника или использовать падение напряжения на резисторе, включенном в цепь
сетки, за счет сеточного тока (автоматическое смещение). Автоматическое и ав-
тономное смещения используются как в последовательной, так и в параллельной
схемах. Автономное смещение — фиксированное по величине, а автоматическое
смещение на сеточном или катодном сопротивлении зависит от соответствующего
тока.
Когда напряжение смещения получают от выпрямителя, необходимо преду-
смотреть достаточно малое нагрузочное сопротивление выпрямителя, чтобы
создать путь для тока сетки, так как он ие может пройти через выпрямитель.
Для стабилизации напряжения применяют полупроводниковые стабилизаторы.
Как правило, достаточно стабилизатора на одном стабилитроне.
Если внешний источник сеточного напряжения заменить резистором такой
величины, чтобы постоянная составляющая тока сетки создавала на нем необхо-
димое напряжение смещения, получим схему с автоматическим смещением за
счет сеточного тока. В последовательной схеме этим резистором можно заменить
сеточный дроссель, а клеммы внешнего источника сеточного напряжения зам-
кнуть Применяют также схему получения напряжения смещения за счет катод-
ного тока. В цепь катода включают резистор смещения, блокированный конден-
сатором.
В любительских передатчиках применяют и автономное, и автоматическое
смещение. Автономное (фиксированное) смещение, как правило, применяют в
каскадах, где ток сетки недопустим. Фиксированное смещение при смене ламп
вследствие разброса их параметров может привести к изменению режима усили-
теля. В схеме с автоматическим смещением при смене ламп поддерживается
установленный режим.
В любительских передатчиках бывает такой режим, когда напряжение воз-
буждения снято, а питание подано на все электроды лампы. Этот режим покоя
может быть, например, в паузе телеграфного сигнала или при аварийном отклю-
4 4-518 97
чении одного из промежуточных каскадов. Для каскадов с фиксированным сме-
щением такой режим не опасен, а в каскадах с автоматическим смещением при
отсутствии возбуждения ток сетки исчезает, смещение становится равным нулю,
и анодный ток недопустимо возрастает. Поэтому в любительских передатчиках
иногда используют комбинированное смещение: от внешнего источника подается
такое напряжение, чтобы мощность рассеяния на аноде и экранной сетке лампы
не превосходила допустимой. Этот режим используют для линейного усиления
колебаний переменной амплитуды (AM или ОМ) без сеточных токов.
Дополнительное смещение получается на сеточном резисторе в телеграфном
режиме при повышении напряжения возбуждения. При этом автоматически
устанавливается режим, более выгодный для усиления телеграфных сигналов.
В последние годы радиолюбители широко'прнменяют схему фиксированного
автоматического смещения за счет катодного тока (рис. 3.5). Вместо катодного
резистора включают стабилитрон с напряжением стабилизации, равным необхо-
димому напряжению смещения. Это напряжение поддерживается практически
неизменным при изменении катодно-
Рис. 3.5. Схема усилителя с параллель-
ным включением ламп
го тока. В такой схеме, естественно,
нельзя получить запертого состояния
лампы для работы в режиме класса С.
В усилителях колебаний переменной
амплитуды для облегчения теплово-
го режима нередко применяют такие
схемы смещения, которые поддержи-
вают лампу в запертом состоянии
в отсутствие сигнала, а при появ-
лении его устанавливают нормаль-
ное смещение.
Экранирующая сетка в тетродах
и пентодах должна быть заземлена по
высокой частоте. Поэтому ее соеди-
няют с катодом или корпусом через
блокировочный конденсатор.
Постоянное напряжение иа экранную сетку подают или от специального
источника, или от источника анодного напряжения через гасящую цепь. Напря-
жение на экранную сетку можно подать либо через гасящий резистор (см. рис.3.4),
либо от делителя (см. рис. 3.3). Однако в паузах между сигналами ток экранной
сетки уменьшается, а напряжение на ней возрастает.
Поэтому способ питания от делителя более предпочтителен, хотя и связан
с дополнительным расходом мощности, так как для стабилизации потенциала
сетки ток через делитель должен быть в несколько раз больше максимального
тока сетки. Для дальнейшей стабилизации режима экранной сетки резистор де-
лителя, соединенный с корпусом, заменяют цепочкой стабилитронов на необхо-
димое суммарное напряжение. Ток через стабилитрон должен быть не менее на-
чального тока стабилизации плюс изменение тока экранной сетки при переходе
от тока покоя к режиму максимальной мощности.
Защитная сетка в генераторных пентодах должна иметь нулевой высоко-
частотный потенциал по отношению к корпусу. Защитную сетку используют для
амплитудной модуляции.
Цепи накала генераторных ламп питаются обычно от сети переменного тока
через накальные трансформаторы. Многие генераторные лампы имеют катоды
прямого накала. При питании их переменным током соединять с корпусом’ка-
кой-либо вывод катода нельзя, так как катод будет находиться под потенциалом
переменного напряжения с частотой 50 Гц, возрастающим к незаземленному кон-
цу нити канала. Такое напряжение прикладывается к участку сетка — катод
и модулирует усиливаемый сигнал. Для устранения этого в накальной обмотке
трансформатора делают вывод средней точки и заземляют его. Выводы нити
накала соединяют с корпусом передатчика через блокирующие конденсаторы.
Если обмотка трансформатора не имеет средней точки, ее создают искусственно
и заземляют (см. рис. 3.3). Сопротивления резисторов выбирают’’ небольшими
(10—50 Ом в зависимости от напряжения накала). Они дополнительно нагру-
жают обмотку накала и, кроме того, иа них создается напряжение смещения,
меняющееся вместе с катодным током. Если это нежелательно, эти резисторы мож-
«8
о Выход о
но заменить двумя диодами, включенными навстречу друг другу, так что катоды
их соединены между собой и с корпусом, а аноды подключают к выводам нити
накала. В такой схеме диоды не нагружают накальный трансформатор. Диоды
должны быть одинакового типа и рассчитаны на полный катодный ток лампы.
Средняя точка этих диодов может быть соединена с корпусом через стабилитрон,
если необходимо получить стабилизированное смещение за счет катодного тока,
подобно схеме иа рис. 3.5. Если одна лампа не обеспечивает необходимой колеба-
тельной мощности, включают несколько ламп в одном каскаде по параллельной
(рис. 3.5), или по двухтактной (рис. 3 6), схеме.
Параллельное соединение более чем двух ламп применяется редко и только
при условии, что выходная емкость каждой лампы невелика. При параллельном
включении двух ламп мощность, требуемая для возбуждения каскада, удваи-
вается (за исключением каскадов с общим катодом, работающих без сеточных то-
ков и не потребляющих мощности в цепи сетки). Отдаваемая мощность также
почти удваивается. Для точной установки ре-
жима каждой лампы напряжение смещения
должно устанавливаться индивидуально.
В двухтактной схеме на сетки ламп по-
дается напряжение возбуждения с противопо-
ложных концов симметричного сеточного кон-
тура, т. е. со сдвигом на 180°. Аноды также
подключены к противоположным зажимам сим-
метричного анодного контура. Анодный кон-
тур связан с нагрузкой через катушку связи.
При полной симметрии схемы токи первой
и нечетных гармоник в нагрузке складываются,
а токи четных гармоник взаимно компенси-
руются. Сеточная и анодная катушки имеют
посередине точки нулевого потенциала высо-
кой частоты. К этим точкам удобно подключать
напряжение питания. Их не следует соединять
с корпусом, так как ввиду неполной симметрии
схемы на них может быть некоторое напряже-
ние ВЧ, и включение блокировочного конден-
сатора создаст два самостоятельных контура,
которые будут взаимно расстроены, что значи-
тельно ухудшает работу каскада.
Преимущества двухтактной схемы — меньший уровень четных гармоник
в нагрузке; меньшая паразитная обратная связь через источник питания, а так-
же последовательное включение входной и выходной емкостей ламп к соответ-
ствующим контурам, что уменьшает начальную емкость контуров. Недостатки—
требуются сдвоенные переменные конденсаторы; удвоенное количество переклю-
чателей; удвоенное эквивалентное сопротивление контура, что трудно выпол-
нить на самых коротких волнах; подбор близких по характеристикам ламп.
По этим причинам двухтактные ламповые усилители применяются реже, чем
однотактные.
Режимы работы ламповых усилителей мощности. Рассмотрим работу лампо-
вого усилителя мощности. На управляющую сетку подано высокочастотное на-
пряжение возбуждения Uc = ^с.мэкссоз ой, где Пс-Макс—амплитудное переменное
напряжение на сетке; <и = 2л/ — круговая частота, а также отрицательное сме-
щение— Ес. Мгновенное результирующее напряжение сетки
е<- ~ «яке cos cot — Е .
с с • маkv v
Рис. 3 6. Схема двухтактного
усилителя
Ток анода пульсирует в такт сеточному напряжению, в нем появляется пе-
ременная составляющая, которая создает переменное напряжение иа контуре,
включенном в анодную цепь и настроенном на рабочую частоту. Когда напряже-
ние иа сетке максимально (т. е. достигает амплитудного значения), напряжение
на нагрузке также максимально, а иа аноде минимально. Такой усилитель пере-
ворачивает фазу усиливаемого сигнала на 180°.
Мгновенное напряжение на аноде состоит из двух составляющих: постоян-
ного напряжения источника анодного питания Еа и переменного напряжения
4*
99
на контуре Ua = Ua макв cos wt> гДе Цкмакс — амплитУда переменного напряжения
иа аноде.
При этом минимальное (остаточное) напряжение на аноде Еа. мнн = Ей —
-^амакс’ а максимальное Еамаке = Еа + Да.макс. Отношение амплитудного нап-
ряжения иа контуре к напряжению анодного питания называется коэффициентом
использования анодного напряжения или коэффициентом напряженности режима
£ = Ua мак0/£а- В большинстве случаев g = 0,6 . .. 0,95. Отсюда следует важный
вывод: мгновенное напряжение на аноде лампы может достйгать почти удвоенного
напряжения питания.
От режима работы усилителя зависят все энергетические показатели. Ре-
жим усилителя, в свою очередь, определяется формой импульса анодного тока,
отношением тока сеток к току анода, коэффициентом использования анодного
напряжения
Различают два режима работы усилителя: I и II рода. Если форма анодного
тока лампы повторяет форму напряжения на сетке и ток через лампу не преры-
вается в течение периода управляющего напряжения, то это режим I рода. Для
установления режима I рода напряжение смещения на управляющей сетке выби-
рается таким, чтобы начальная рабочая точка лежала посередине линейного
участка анодно-сеточной характеристики (АСХ) лампы (рис. 3.7, а). Положение
этой точки определяет начальный режим усилителя (режим покоя).
Напряжение возбуждения выбирают небольшим, чтобы рабочая точка пере-
мещалась по линейному участку АСХ. Такой режим принято называть режимом
класса А или режимом А. При этом режиме искажения усиливаемого сигнала
малые, ио КПД низок. Если в анодную цепь такого усилителя включить милли-
амперметр, его показания будут постоянными, независимо от амплитуды усили-
ваемого сигнала. Максимальная подводимая мощность такого усилителя не
должна быть больше предельно допустимой мощности рассеяния на аноде.
Напряжение на управляющей сетке в режиме А не заходит в положитель-
ную область, поэтому ток сетки отсутствует. Режим без токов управляющей сет-
100
ки называется также буферным, поскольку такой каскад практически не по-
требляет мощности от предыдущего каскада и не оказывает влияния на ею
работу. »
Если форма колебаний анодного тока не повторяет формы напряжения на
сегке и анодный ток в течение периода возбуждающего напряжения прерываема,
такой усилитель работает в режиме II рода. В этом режиме напряжение смеще-
ния выбирается таким, чтобы исходная рабочая точка лежала на нижнем сгибе
АСХ или левее ее. Ток анода импульсный. Важнейшим параметром колебаний
II рода является нижний угол отсечки анодного тока. Углом отсечки О назы-
вается половина длительности импульса тока, выраженная в градусах (полный
период колебания содержит 360°).
В режиме I рода ток протекает в течение всего периода, поэтому 6 = 180°.
Если 0 лежит в пределах от 180 до 90°, такой режим называется режимом АВ
(рис. 3 7, б). Если ток протекает в течение половины периода (6 = 90°), это ре-
жим В (рис. 3.7, в), а если 0 < 90° — режим С (рис. 3.7, г). Чтобы перевести
усилитель из режима А в режим АВ, В или С, необходимо увеличить напряже-
ние смещения. Ток покоя при этом снижается и в режиме С становится равным
нулю. В усилителях мощности используются режимы АВ, В и С.
Чтобы получить от лампы номинальную полезную мощность, одновременно
с увеличением смещения увеличивают и напряжение возбуждения. Если ампли-
тудное значение напряжения возбуждения меньше или равно напряжению сме-
щения, ток сетки отсутствует, и такому режиму присваивается индекс 1, напри-
мер АВР Если амплитуда напряжения возбуждения превышает напряжение
смещения, появляется ток сетки Режим с током сетки обозначается как АВ2
или В2. В режиме С усилители обычно работают с током сетки, поэтому индекс
не употребляется. Режимы АВ и В используют в усилителях колебаний перемен-
ной амплитуды (AM и ОМ).
В режиме АВ КПД усилителя 50—55 %, анодный ток покоя существенно
меньше, чем в режиме А, и возрастает при подаче напряжения возбуждения.
Импульс анодного тока имеет колоколообразную форму.
В режиме В смещение определяют графическим путем. Продолжая прямо-
линейную часть АСХ до пересечения с осью абсцисс, в точке пересечения полу-
чаем необходимое напряжение смещения, называемое также напряжением сдвига
АСХ. Анодный ток покоя при этом смещении не равен нулю, поскольку реаль-
ная характеристика отличается от идеализированной наличием нижнего сгиба.
Поэтому форма импульса анодного тока в режиме В отличается от половины
синусоиды за счет расширения нижней части. КПД усилителя в режиме В тео-
ретически может достигать 78,5 %, практически — 60—75 %.
В режиме С смещение устанавливается таким, что рабочая точка лежит на
оси гбсцисс левее чем в режиме В, ток покоя равен нулю (лампа заперта), КПД
усилителя достигает 80—90 %. Режим С используют при усилении колебаний
низменной амплитуды (телеграф, телетайп, частотная модуляция). Несмотря
иа импульсный характер анодного тока, выходное напряжение усилителя сину-
соидальное, потому что недостающая половина цикла высокочастотного колеба-
нгя восполняется за счет энергии, запасенной в анодном контуре.
Вследствие импульсного характера анодного тока в режимах АВ, В и С
в нем появляются токи гармоник Спектр анодного тока содержит постоянную
составляющую, первую (основную) гармонику, а также вторую, третью и т. д
Гармонический состав анодного тока определяется углом отсечки импульса
анодного тока и видом ламповых характеристик, которые для расчетов принято
аппроксимировать отрезками прямых.
Относительные амплитуды каждой частотной составляющей спектра выража-
ются коэффициентами разложения импульса, показывающими отношение ампли-
туды данной частотной составляющей к наибольшему значению суммарного им-
пульса тока. Коэффициент разложения для постоянной составляющей обозна-
чают а0, для первой и последующих гармоник — а1( а2, а3 и т. д.
На рис. 3.8 показана зависимость коэффициентов разложения от угла
отсечки. Например, при 6 = 90° (частый практический случай), когда импульс
анодного тока представляет половину синусоиды, а0 = 0,318; = 0,5; а2 =
= 0,212; а3 = 0. Это означает, что если, например, амплитуда импульса анод-
ного тока достигает 1 А, постоянная составляющая будет 0,318 А, амплитуда
тока первой гармоники — 0,5 А (т. е. вдвое меньше амплитуды импульса анод-
101
пого тока, поскольку он протекает в течение половины периода); амплитуда тока
второй гармоники — 0,212 А; третья гармоника отсутствует.
С увеличением номера гармоники значения коэффициентов разложения
уменьшаются. Максимум тока первой гармоники достигается при 0 = 120°
(«! = 0,536, а0 = 0,408), ио это не наивыгоднейший режим. Если уменьшить
0 до 70—90°, коэффициент cq уменьшается незначительно, а а0 = в 1,5 раза,
т. е. КПД в этом режиме значительно выше. Максимальному значению а2 =
= 0,276 соответствует 0 = 60°; максимальному а3 = 0,185 — 0 = 40°; мак-
симальному а4 = 0,138 — 0 — 30°. Максимум ап наблюдается, когда 0 —
— 120 /п. Это учитывается при выборе режима умножителя.
Некоторые коэффициенты при определенных углах отсечки имеют отрица-
тельные значения. При этом фаза гармоники становится противоположной фазе
основного колебания, т. е. в момент, когда основное колебание достигает ампли-
тудного значения, ток гармоники
также максимален, но противо-
положен по направлению.
Режим лампы характеризу-
ется не только углом отсечки, но
и степенью напряженности. В те-
чение каждого периода усиливае-
мого напряжения происходит из-
менение напряжения на сетках
и аноде лампы и перераспределе-
ние суммарного тока катода меж-
ду анодом и сетками.
Недонапряженным называется
режим с малыми токами сеток,
поэтому их воздействием иа ток
анода можно пренебречь. Импульс
анодного тока имеет остроконеч-
ную форму, а коэффициент ис-
пользования анодного напряже-
ния £ заметно меньше 1. Остаточ-
Рис. 3.8. Кривые зависимости коэффициен-
та разложения косинусоидального импульса
от угла отсечки
ное напряжение на аноде £а_ M[ffl значительно больше напряжения на сетках.
В недонапряженном режиме невозможно получить высокий КПД и максималь-
ную полезную мощность.
Перенапряженным называется режим с большими токами сеток. Остаточное
напряжение на аноде сравнимо с положительными напряжениями на сетках,
поэтому происходит перераспределение токов: ток аиода значительно уменьшает-
ся, а ток сеток резко возрастает. У триодов—это ток управляющей сетки, у тетро-
дов и пентодов — ток экранной сетки, который в несколько раз превышает ток
управляющей сетки. Могут быть и режимы с большими токами управляющей
сетки (например, при пониженном экранном напряжении). В таких случаях
различают напряженность режима по управляющей и по экранной сеткам. Ток
третьей сетки мал и не оказывает влияния на режим.
В перенапряженном режиме § приближается к 1, а форма импульса анод-
ного тока за счет перераспределения токов из остроконечной переходит в усечен-
ную и может даже иметь седловидную вершину. Усеченный импульс, кроме ниж-
него угла отсечки, характеризуется верхним углом отсечки 0Р В перенапряжен-
ном режиме высокий КПД, меньшая мощность рассеяния на аноде, но более
тяжелые условия работы сеток, а также повышенная мощность возбуждения.
Выходное напряжение не зависит от изменения сопротивления анодной нагруз-
ки, что важно для широкодиапазонных усилителей.
Сильноперенапряженный режим характеризуется дальнейшим увеличением
сеточных токов, появлением провала в импульсе анодного тока или даже его
раздвоением. Раздвоение происходит оттого, что весь ток катода поступает на
сетки, и ток анода прерывается. В сильноперенапряженном режиме § может
стать больше 1 (за счет совместного действия тока основной частоты и гармоник),
а напряжение анода может быть отрицательным в отдельные моменты.
Граничным или критическим называется режим между недонапряженным
и перенапряженным. Переход из недонапряженного режима в перенапряженный
происходит довольно резко ввиду быстрого нарастания тока сеток. Коэффициент
J02
j в граничном режиме обозначается §гр; он несколько меньше, чем в перенапря.
женном. В граничном режиме отдаваемая мощность максимальна при высоком
КПД, поэтому он называется также оптимальным.
Слабоперенапряженный режим, когда £= (1,02.... 1,05)£ считается наи-
выгоднейшим для усиления телеграфных сигналов. Небольшие отклонения со-
противления нагрузки не изменяют выходной мощности; КПД и отдаваемая мощ-
ность близки к максимуму.
Напряженностью режима можно управлять путем изменения сопротивле-
ния анодной нагрузки, анодного напряжения, напряжения смещения и возбуж-
дения, а у тетродов и пентодов также изменением экранного напряжения. На-
пример, если у генератора, работающего в критическом режиме, уменьшить §
(т. е. уменьшить сопротивление анодной нагрузки или увеличить анодное напря-
жение, или уменьшить напряжение возбуждения), режим станет недонапряжен-
ным. Если же увеличить сопротивление нагрузки путем ослабления связи с ан-
тенной либо повысить напряжение возбуждения, режим станет перенапряженным.
Линейные усилители. Широко применяются линейные усилители в связи
с распространением однополосной модуляции. Однополосный сигнал обычно фор-
мируется на низком уровне (единицы милливатт), поэтому перед подачей в антен-
ну его необходимо усилить. Линейный усилитель может использоваться также
для усиления AM и телеграфных сигналов.
Любительский передатчик обычно имеет два — четыре каскада усиления.
Предварительные каскады, работающие при сравнительно низких уровнях сиг-
налов, вносят незначительные нелинейные искажения, так как при этом исполь-
зуются небольшие участки их вольт-амперных характеристик. Предваритель-
ные каскады работают обычно в режиме А. В более мощных (предоконечных
и оконечных) каскадах усиления лампы и транзисторы для обеспечения высокого
КПД работают с отсечкой анодного (коллекторного) тока.
Основные требования к линейным усилителям мощности: обеспечение за-
данной мощности в нагрузке; высокий КПД и небольшой (допустимый) уровень
нелинейных искажений. Последнее требование находится в противоречии с пер-
выми двумя, поэтому задачей радиолюбителя является расчет и создание такой
конструкции, которая имела бы оптимальные параметры.
Чтобы усилитель не вносил искажений, его колебательная характеристика
(зависимость амплитуды первой гармоники анодного тока от амплитуды вход-
ного сигнала) должна быть линейной. При правильном выборе режима именно
нелинейность характеристики усилительного элемента является основной при-
чиной искажений в усилителе.
Вследствие нелинейности усиления форма выходного напряжения искажа-
ется по сравнению с формой входного. А всякое изменение формы колебания
приводит к изменению его спектрального состава. Нелинейное усиление сигнала
сопровождается появлением новых спектральных составляющих. Поскольку
н 'линейность слабо влияет на амплитуду полезного сигнала, нелинейные иска-
жения, вносимые усилителем, оценивают по амплитуде этих новых колебаний.
Их разделяют на гармонические и комбинационные.
Если на вход усилителя подать колебание с амплитудой U1 и частотой ft,
на выходе его, кроме колебаний с частотой fv появятся также колебания с часто-
тами 2ft, З/р ..., (гармоники исходной частоты). Предположим, что напряже-
ния колебаний, этих частот равны соответственно U2, U3, ..., Un- Нелинейность
усилителя характеризуется коэффициентом гармоник. Так, коэффициент второй
гармоники /<2 — U?jUv коэффициент третьей — = UsIUr и т. д. Гармоники
возникают уже в НЧ тракте передатчика, но там их нетрудно свести до 1—2 %.
Коэффициенты гармоник в составе анодного (коллекторного) тока в усилителях
ВЧ, работающих с отсечкой, значительно выше н достигают десятков процентов,
но токи гармоник ослабляются колебательными контурами и фильтрами.
Уровни гармоник иа выходе передатчика можно измерить селективными
вольметрами или анализаторами гармоник. Однако коэффициент гармоник на
выходе каждого конкретного передатчика зависит не только от его режима, но
иоткачества фильтрации его избирательных систем, что не позволяет точно оце-
нить уровень искажений, вносимых усилителем мощности радиочастоты, если
подавать на его вход колебания одной частоты.
103
таются только некоторые составляющие
Рис. 3.9. Спектр частот при нелинейном
усилении двухчастотного сигнала
бинационных частот резко возрастает:
Наиболее простым и удобным в радиолюбительской грактике испытатель-
ным сигналом является сигнал, состоящий из колебаний двух близких частот
fi и f2 одинаковой амплитуды. Общая амплитуда такого двухчастотного (или дв^ х-
тонового) сигнала периодически изменяется ст нуля до максимального (суммар-
ного) значения с частотой, соответствующей разности частот /у и f2 При налажи-
вании усилителя и испытании его линейности двухчастотным сигналом необхо-
димо иметь возможность плавно регулировать амплитуду сигнала от нуля до
значения, соответствующего максимальной мощности передатчика. При подаче
двухчастотного сигнала на вход усилителя на его выходе, кроме входных час-
тот и их гармоник, образуются также комбинационные частотные составляющие
вида mfi ± nf2, где т и п — целые числа.
Не все комбинационные составляющие одинаково опасны с точки зрения
уровня неосновных излучений. Разностная и суммарная частоты, гармоники
входных частот, а также большинство комбинационных составляющих подавля-
ются колебательными системами и фильтрами усилителей. Не ослабленными ос-
нечетных порядков. 2/, — /2 и clf2 —
(третьего порядка), 3/, — 2f3 и 3/2 —
2/1 (пятого порядка) и т. д. (рис. 3.9).
Частотный интервал между эти-
ми составляющими равен разности
входных частот /t и /2. Входные час-
тоты, т. е. составляющие первого по-
рядка, обозначены на рисунке Ь1, ком-
бинационные составляющие третьего
порядка — bs, пятого — Ь5 и т. д.
Например, если /у = 14 200 кГц,
f2 = 14 202 кГц, то комбинационные
составляющие третьего порядка будут
иметь частоты 14 198 и 14 204 кГц,
пятого порядка —14 196 и 14 206 кГц,
седьмого — 14 194 и 14 208 кГц и т. д.
Если на вход усилителя подано
не два, а больше сигналов, число ком-
при десятичастотном сигнале их число
достигает 770.
Реальный однополосный сигнал является многочастотным, причем частоты
эти изменяются, и поэтому помеха от нелинейного усиления носит не дискрет-
ный характер, как в приведенном числовом примере, а сплошной. При плохой
линейности усилителя однополосного сигнала мощность комбинационных сос-
тавляющих может в десятки раз превышать мощность гармоник. При этом
часть комбинационных составляющих попадает в рабочую полосу, а сосед-
ние с таким сигналом участки диапазона оказываются полностью «забиты-
ми». Поэтому не столько вредны искажения сами по себе, сколько их след-
ствие — появление внеполосных излучений (на соседних с рабочей полосой
частотах).
Линейность усилителя ОМ сигналов принято характеризовать коэффициен-
том комбинационных искажений (ККИ), который определяется как отношение
амплитуды комбинационных составляющих к амплитуде основных составляю-
щих двухтонового испытательного сигнала. Так, ККИ третьего порядка ККИ(3)=
= 20 1g (^//y); ККИ пятого порядка ККИ(5) = 20 1g (bjbj). На выходе реаль-
ного передатчика ККИ(6) обычно на несколько децибел ниже ККИ(3), поэтому
для суждения о линейности усилителя достаточно знать ККИ(8). У современных
линейных усилителей он достигает — 40 дБ, т. е. отношение мощности внеполос-
ного колебания к мощности полезного составляет 10“4 (отношение напряже-
ний 10~2).
Для снижения уровня искажений в усилителе необходимо применять ми-
нимально возможное число каскадов, добиваясь максимального усиления в каж-
дом каскаде.
В линейных усилителях колебательная характеристика должна быть линей-
ной, для этого лампа должна работать в недонапряженном режиме, лишь при
максимумах входного напряжения возможна работа в критическом режиме.
Если при максимумах входного напряжения лампа работает в перенапряжеи-
104
ном режиме, выходное напряжение ограничено, и резко возрастает уровень ис-
кажений и внеполосных излучений.
Угол отсечки анодного тока по идеализированной (спрямленной) статиче-
ской анодно-сеточной характеристике (АСХ) выбирают 90°, так как при этом
достигается минимальное значение составляющих третьего порядка. Оптималь-
ное напряжение смещения на управляющей сетке равно напряжению запира-
ния лампы по идеализированной АСХ Однако реальные АСХ имеют более или
менее затянутый нижний участок («хвост»),поэтому при найденном таким обра-
зом напряжении смещения через лампу протекает начальный ток (ток покоя),
и действительный угол отсечки будет больше 90°.
Если АСХ имеет хорошо выраженный прямолинейный участок (рис. 3.10,а),
напряжение смещения определяют, продолжая прямолинейную часть характе-
ристики до пересечения с осью абсцисс. Восстановив из этой точки перпендику*
ляр до пересечения с АСХ, можно найти ток покоя
Рис. 3 10. Кривые для определения напряжения первой сетки
для режима В и зависимости уровня внеполосных излучений от
напряжения первой сетки (кривые 2):
а —- для ламп с линейной анодно-сеточной характеристикой; б—для
ламп с квадратичной характеристикой (кривая /)
Характеристики ламп невозможно сделать прямолинейными (т. е. такими,
которые описываются слагаемыми первой степени). Но если криволинейность
амплитудной характеристики определяется только слагаемыми не выше второй
степени (квадратичная характеристика), такая лампа не должна давать внеполос-
ных излучений. Слагаемые второго порядка дают на выходе разность входных
частот, их сумму и вторые гармоники.
Если АСХ криволинейная на всем протяжении, как у ламп с квадратичными
характеристиками (рис. 3.10, б), рабочую точку можно определить следующим
образом. Вначале по расчетной колебательной мощности определяют амплитуду
максимального импульса анодного тока/а макс. Точку, соответствующую/а. макс
отмечают на АСХ. Затем отмечают точку, соответствующую половине Iа макс,
и через эти точки проводят прямую, пересекающую ось абсцисс. Затем нахо-
дят напряжение смещения и ток покоя, который у ламп с квадратичными ха-
рактеристиками достигает значительного значения. Поэтому такие лампы (на-
пример, ГУ-ЗЗБ, ГУ-43Б) имеют сравнительно большую мощность рассеяния
на аноде, меньший КПД, чем лампы с «прямолинейными» характеристиками.
Найденное таким образом напряжение смещения близко к оптимальному
с точки зрения минимальных искажений. Более точно смещение можно опреде-
лить экспериментально, подавая на вход усилителя двухтоновый сигнал и изме-
ряя уровень комбинационных внеполосных составляющих (обычно третьего
порядка) с помощью специального прибора — анализатора спектра, или более
грубо с помощью узкополосного приемника, имеющего индикатор выхода и на-
строенного на ближайшую комбинационную частоту. В этом случае разнос
входных частот должен быть достаточно большим (порядка 1—2 кГц) для луч-
шего разделения основных и внеполосных колебаний.
105
Режим, соответствующий минимуму комбинационных искажений третьего
порядка, можно установить также по минимальному уровню третьей гармоники
на выходе усилителя. Зависимость уровня комбинационных составляющих
третьего порядка от напряжения смещения имеет хорошо выраженный минимум,
соответствующий оптимальному напряжению смещения (кривая 2 на рис. 3.10).
При увеличении напряжения смещения искажения растут быстрее, чем при
уменьшении. Составляющие пятого порядка также достигают минимума при
определенном напряжении смещения, совпадающем или близком к смещению,
оптимальному по минимуму составляющих третьего порядка.
Оптимальное напряжение смещения должно поддерживаться весьма точно,
особенно у ламп с высокой крутизной. При работе с такими лампами изменение
напряжения смещения на 2—3 В значительно увеличивает уровень искажений,
поэтому напряжение смещения необходимо подбирать очень точно и стабилизи-
ровать. Экранное напряжение также должно быть стабилизировано. Вообще,
чем жестче поддерживается оптимальный режим, тем меньше искажений вносит
лампа. Искажения могут быть вызваны не только кривизной АСХ и неправиль-
ным выбором рабочей точки, но также нестабильностью питающих напряжений,
нелинейностью входного сопротивления ламп вследствие тока сеток, наличием
гармоник в сеточном и анодном напряжении, паразитными наводками на цепи
сетки и т. д. Анодный выпрямитель должен быть сконструирован таким об-
разом, чтобы напряжение анода возможно меньше колебалось при изменении
анодного тока.
Работа с токами управляющей сетки в линейном усилителе по схеме с общим
катодом недопустима. При положительном напряжении на сетке сопротивление
участка сетка — катод резко уменьшается, причем сопротивление это нелинейно:
ток сетки увеличивается быстрее, чем напряжение на ней. При этом вершина
импульса управляющего наприжения-притупляется, что вызывает дополнитель-
ные искажения сигнала.
Для усиления однополосного сигнала применяют лампы с так называемыми
«левыми» характеристиками. Такие лампы (тетроды), специально разработанные
для линейных усилителей, имеют высокую крутизну и обеспечивают необходи-
мый импульс анодного тока без захода в правую часть АСХ, где напряжение
на сетке положительное. Эти лампы почти не потребляют мощности по управля-
ющей сетке. Входная мощность расходуется на потери в сеточном контуре,
в изоляции и на излучение. В схеме с общим катодом такие лампы дают усиление
по мощности в несколько сотен раз. Работая без тока управляющей сетки, эти
лампы способны отдать до 70—80 % максимальной мощности при уровне внепо-
лосных излучений — 40 дБ. Для сохранения недонапряженного режима оста-
точное анодное напряжение у тетродов должно быть не меньше напряжения
экранной сетки. Выполнение этого требования наряду с большим током покоя
снижает КПД усилителя до 50—55 %, но с этим приходится мириться, так как
требование минимальных нелинейных искажений является преобладающим.
Если в линейных усилителях все же используют генераторные лампы со
«средними» характеристиками, которые работают с токами управляющей сетки,
то для линеаризации нагрузки на предыдущий каскад между сеткой и катодом
включают резистор, сопротивление которого в 5—10 раз меньше эквивалент-
ного сопротивления цепи сетки. При этом снижается коэффициент усиления по
мощности. Нагрузочный резистор должен быть безындукционным. Зная эквива-
лентное сопротивление цели управляющей сетки без нагрузочного резистора
и с ним, нетрудно рассчитать степень уменьшения переменного сеточного напря-
жения при появлении тока сетки. Для того чтобы вклад нелинейности цепи
сетки в общий уровень искажений был небольшим, уровень возникающих здесь
комбинационных искажений не должен превышать— 35...40 дБ.
Для усиления однополосного сигнала применяют также лампы с «правой»
характеристикой, работающие без смещения на управляющей сетке, например
Г-811. В таких лампах участок сетка — катод проводит ток в течение всего
положительного полупериода управляющего напряжения. В таком режиме
искажения получаются меньше, чем в режиме, когда ток сетки протекает только
в течение части полупериода управляющего напряжения. «Правые» триоды ис-
пользуют в схеме с общей сеткой. Такая схема имеет низкое входное сопротив-
ление, по сравнению с которым изменение проводимости участка сетка — катод
становится практически незаметным.
106
Значительная проходная емкость лампы (если она не нейтрализована) так-
же может быть причиной внеполосных излучений, поскольку эта емкость, умно-
женная на коэффициент усиления каскада по напряжению (порядка 10—30),
входит в динамическую входную емкость лампы наряду с емкостью сетка-
катод. При изменении уровня усиленного сигнала входная емкость изменяется
в такт ВЧ колебаниям и периодически расстраивает сеточный контур усилите-
ля. Расстройка этого контура приводит к амплитудной и фазовой модуляции
усиливаемого сигнала, что вызывает увеличение внеполосных излучений. Это
явление более заметно на высоких частотах (14—30 МГц), где емкость контуров
мала, а потому влияние изменения комплексного входного сопротивления
лампы сказывается сильнее.
Паразитная амплитудная модуляция может происходить также в цепи анода
и экранной сетки. В режимах АВ и В постоянные составляющие тока второй
сетки и анода изменяются во времени в больших пределах, причем при усилении
ОМ сигнала огибающая содержит низкие частоты. Если источник питания имеет
большое внутреннее сопротивление и недостаточную емкость фильтра, наблю-
даются искажения формы огибающей усиливаемого сигнала, что равносильно
искривлению колебательной характеристики усилителя.
Лампы с квадратичной характеристикой не дают внеполосных комбинацион-
ных искажений третьего порядка лишь в том случае, если входное (и выходное)
напряжение содержит только первую гармонику сигнала. Если же в составе
входного сигнала (например, двухтонового /jH/2) есть примесь второй гармоники
(2/1 и 2/2), «перемножение» этих колебаний иа квадратичной характеристике
лампы дает составляющие третьего порядка, в том числе и внеполосные коле-
бания с частотами 2/, — f2 и 2/3 — fi- Поэтому уровень второй гармоники во
входном сигнале должен быть по крайней мере на 20—25 дБ ниже основного
сигнала.
Далее, если даже вторая гармоника во входном напряжении отсутствует,
при угле отсечки 90° в составе анодного тока вторая гармоника выражена весь-
ма сильно. И если анодная нагрузка имеет недостаточную избирательность, на
ней будет выделяться напряжение второй гармоники наряду с первой. Совмест-
ное их действие приводит к тому, что в отдельные моменты они складываются,
и лампа переходит в перенапряженный режим, когда суммарная амплитуда
переменного напряжения не может более расти и поэтому ограничивается. Это
также приводит к появлению внеполосных излучений. Следовательно, анодная
нагрузка линейного усилителя должна иметь небольшое сопротивление для
токов гармоник, чтобы их напряжение на аноде было по крайней мере в 10 раз
меньше напряжения основной частоты. Тогда уровень образующихся здесь вне-
полосных искажений будет — 35....40 дБ.
Входные цепи линейного усилителя необходимо хорошо экранировать, так
как положительная обратная связь вызывает неустойчивость каскада и увели-
чивает нелинейные искажения.
Мощность линейного усилителя. Рассмотрим основные “определения мощ-
ности усилителя.
Подводимая мощность — это мощность, потребляемая анодной цепью уси-
лителя (произведение анодного напряжения на постоянную составляющую
анодного тока).
Колебательная мощность — это мощность колебаний высокой частоты, раз-
виваемая в анодной цепи усилителя.
Мощность рассеяния на аноде — это разность между подводимой и колеба-
тельной мощностью. Она превращается в тепло и рассеивается.
Отдаваемая мощность — мощность в нагрузке. Она равна колебатель-
ной мощности, за вычетом потерь в анодном контуре, фильтрах гармоник
и т. п.
Обычно указываются предельные рабочие значения этих параметров уси-
лителя, т. е. при работе в максимальном (телеграфном) режиме. При ОМ и теле-
графной манипуляции уровень сигнала быстро изменяется от нуля до максималь-
ного значения, но существенная разница заключается в том, что при телеграф-
ном сигнале в течение всей его длительности передатчик отдает максимальную
мощность, а при однополосном — только в редкие моменты времени, так как
ОМ сигнал является колебанием с переменной амплитудой. Для ОМ сигнала
характерны короткие пики амплитуды, в несколько раз превышающие эффек-
107
тивное значение тока (или напряжения). Это отношение называется пикфактором
р. Исследования показывают, что пикфактор ОМ сигнала при неискаженной пере-
даче речи р = 5,5...6. Он несколько превышает пикфактор исходного речевого
НЧ сигнала за счет того, что огибающая ОМ сигнала имеет высокочастотное за-
полнение — даже в телеграфном режиме пикфактор составляет 2 (пикфактор
синусоиды). Приняв максимальный (телеграфный) уровень Л4макс, равный 1,
можно вычислить эффективное значение ОМ сигнала за достаточно длительное
время: Л1ср = V 2/р ~ 0,25. Этот параметр по смыслу аналогичен среднему
коэффициенту модуляции AM сигнала. В коммерческой и любительской радио-
связи благодаря тщательному выговариванию слов пикфактор снижается до 4,
при этом Л4ср = }/2/4 =» 0,35.
Эффективная мощность ОМ сигнала — мощность, отдаваемая усилителем
в течение достаточно длительного периода времени (по сравнению с периодом
наиболее низкой частоты модуляции): 7)эфф= Л42Ср^макс; обычно ^Дфф в 8—16 раз
меньше Рмакс.
Поскольку уровень ОМ сигнала меняется во времени в широких пределах,
а разрешение на любительскую радиостанцию устанавливает определенный уро-
вень подводимой к оконечному усилителю мощности, возникает вопрос о спо-
собе ее определения. Согласно инструкции о порядке регистрации и эксплуата-
ции любительских радиостанций, мощность радиостанций с излучением вида
ЗАЗа (ОМ с ослабленной несущей) определяется как произведение анодною
тока и напряжения ламп оконечного каскада передатчика при произнесении
перед микрофоном громкого «а». В этом определении нормируется не эффектив-
ная мощность за длительный отрезок времени, а более высокий уровень. Экспе-
риментально установлено, что при произнесении громкого «а» пикфактор состав-
ляет 3—3,5 (иа эту величину существенное влияние оказывают индивидуальные
свойства голоса, а также частотная характеристика микрофона и усилителя НЧ).
Поэтому при произнесении громкого «а» перед микрофоном средний уровень ОМ
сигнала составляет Л4срз.а:8= 0,4...0,5 Л4макс (для низких голосов характерно ниж-
нее значение, для высоких голосов — верхнее). Следовательно, если в макси-
мальном (телеграфном) режиме анодный ток лампы усилителя(в классе В) равен
100 мА, при переходе на ОМ и произнесении громкого «а» ток анода составит
40...50 мА при одинаковой пиковой мощности. Об этом не следует забывать тем
радиолюбителям, которые «выжимают» мощность, увеличивая напряжение воз-
буждения сверх допустимого.
Поскольку Л4ср<:аэ = 0,4...0,5, максимальная подводимая мощность передат-
чика I категории может превышать среднюю (200 Вт) в 2—2,5 раза, т. е. дости-
гать 400...500 Вт.
Пиковой колебательной мощностью называется максимальная эффективная
мощность ВЧ колебаний, развиваемая на пиках огибающей сигнала.
В передатчиках, питаемых от сети, обычно ограничена пиковая мощность
(анодным напряжением, импульсом анодного тока). Ее превышение недопустимо
ввиду резкого роста внеполосных излучений. Поэтому максимальную подводи-
мую и отдаваемую линейным усилителем мощность определяют эксперименталь-
но с помощью двухтонового сигнала. Регулируя его уровень, степень связи с
нагрузкой и режим усиления, добиваются максимальной отдаваемой мощности
при допустимом уровне внеполосных излучений (—30 дБ). При этом максималь-
ная отдаваемая мощность (на пиках огибающей) вдвое больше, чем измеренная
отдаваемая мощность двухтонового сигнала.
Для определения пиковой подводимой мощности необходимо найти макси-
мальное значение анодного тока I а0 (на пиках огибающей). Оно превышает
показания анодного миллиамперметра при двухтоновом сигнале 10(2т) в & Раз.
причем величина k зависит от режима усилителя. В «идеальном» режиме В (при
нулевом токе покоя /п) k = 1,57; в реальном режиме В k = 1,4...1,5; в режиме
АВ k = 1,2...1,3; в режиме A k = 1, т. е. ток анода не зависит от наличия или
отсутствия сигнала. Более точно пиковое значение анодного тока можно найти
по формуле /а0 = 1,57 /Р(2т) —0’5? п- Тогда пиковая подводимая мощность
Р<> ~ ^ао ^а’ где ~ ан°Дн°е напряжение.
108
Расчет линейного усилителя имеет свои особенности, так как усиливается
сигнал с переменной амплитудой. Если для телеграфных усилителей рассчи-
тывается только режим максимального сигнала, то для линейного усилителя
необходимо рассчитать максимальный режим, режим покоя и режим средней
амплитуды сигнала. Максимальный режим рассчитывают при угле отсечки анод-
ного тока 90°. При максимальной амплитуде сигнала усилитель работает в ре-
жиме, близком к граничному, поэтому для пентодов J = 0,85 .0,9, для тетродов
г
Рис. 3.11 Характеристики
лампы ГК-71 при Еа ==
= 1500 В; Ес2 = 400 В и
Ес3 = 50 В:
а — анодно-сеточная; б—анод-
ная; в-сеточно-анодная по пер-
вой сетке; г — сеточно-анодная
по второй сетке
£ = 0,7...0,8. Расчет проводим с использованием ламповых характеристик на
конкретном примере.
Задавшись максимальной подводимой мощностью РОмакс = 300 Вт и вероят-
ным КПД (для ламп с «левыми» характеристиками г] » 0,5, а для ламп со «сред-
ними» характеристиками г] « 0,6), найдем мощность рассеяния на аноде:
Р3 = ‘РомаксО - П) = 300 (1 - 0,6) = 120 Вт.
Выберем лампу ГК-71 со следующими параметрами: Радоп= 125 Вт; Еа =
= 1500 В; Ес2 = 400 В; наибольший ток эмиссии катода Is = 0,9 А. Анодно-
сеточная, анодная и сеточно-анодные характеристики лампы ГК-71 показаны
на рис. 3.11.
109
Определим параметры усилителя в режиме покоя. Анодно-сеточная характе-
ристика лампы ГК-71 имеет хорошо выраженный прямолинейный участок. Про-
длив его, найдем напряжение смещения в рабочей точке Ес1 = —65 В. По этой
же характеристике найдем анодный ток покоя /п = 0,06 А. Мощность рассея-
ния на аноде в режиме покоя
Ра. п = £а'п = 1500 • °’06 = 90 Вт- т' е' Ра. п < Ра. доп-
Постоянная составляющая анодного тока в максимальном режиме
^а0 = Р0 макета = W1500 = 0,2 А.
Для обеспечения малого уровня нелинейных искажений выберем 0 = 90° и
по рис. 3.8 найдем коэффициенты: ах = 0,500 и а, = 0,318 (без учета тока по-
коя /п).
Для уточнения дальнейших расчетов введем коэффициент Ао, учитываю-
щий влияние тока покоя:
Ко = 'п/'а.макс = 'п^аО = 0,06/3 • 0,2 = 0,1.
Уточним значение коэффициента
аа = 0,318 + 0,88йо = 0,327.
Определим
4. макс = 'а0/«0 = 0,2/0,327 = 0,61 А
и амплитудное значение первой гармоники анодного тока
/а1 = ^.макс«1 = 0,61 -0,5 =0,305 А.
Ответственным моментом расчета является определение амплитуды перемен-
ного напряжения на аноде Ua макс. Ее можно определить, воспользовавшись анод-
ными характеристиками лампы (см. рис. 3.11, б). Выберем линию анодного тока
0,6 А, затем начало координат соединим со средней точкой скругления. Это и
будет линия граничного режима (ЛГР). Она проходит правее линии спада
анодного тока. Справа от ЛГР располагается область недонапряженного режима
(рабочая для линейных усилителей), слева от ЛГР — область перенапряженного
режима.
По анодным характеристикам находим, что необходимый импульс тока
0,61 А достигается при максимальном напряжении на первой сетке ЕС|Макс = 60В.
В этот момент остаточное напряжение на аноде рамин= 160 В. У ламп со «сред-
ними» характеристиками в линейном режиме напряжение Еа мян должно быть
не менее двойного или тройного положительного напряжения на первой сетке,
иначе будут быстро расти токи сеток, а вершина импульса анодного тока иска-
жаться (притупляться).
Амплитуда переменного напряжения на аноде
^а. макс = ра ~ ра. мин = «ОО - 160 = 1340 В.
Колебательная мощность
рг. макс = 0,5^а. макЛ1 = 0,5 . 1340.0,305 = 202 Вт.
Максимальный КПД
"Омаке = Рг/Р0 макс = 202/300 = 0,67.
Мощность рассеяния на аноде в максимальном режиме
Ра = Р0 макс Рг. макс = ^00 202 = 98 Вт < Р& доп.
Большую часть времени усилитель работает в некотором среднем режиме.
При пикфакторе р = 4 средняя амплитуда входного сигнала
^Чгр = 9>3534мако.
ПО
Средняя колебательная мощность
Рг. ср = Кррг. макс = 0,35* . 202 = 25 Вт,
Средний КПД
Средняя подводимая мощность
4) ср = рг. ср/Пср = 25/0,186 = 135 Вт.
Средняя мощность рассеяния на аноде
ра. ср = р0 ср - рг. ср = 135 - 25 = 110 Вт.
Иногда ошибочно полагают, что мощность рассеяния на аноде достигает
максимума при максимальных сигнале и анодном токе. Расчет показал, что в
состоянии покоя мощность рассеяния на аноде 90 Вт, при максимальном сиг-
нале — 98 Вт, а при среднем сигнале — 110 Вт. Найдем сопротивление анодной
нагрузки:
рэ = <4. макс/'а! = 1340/0,305 = 4400 Ом.
Рассчитаем цепь первой сетки. Амплитуда напряжения возбуждения
</с! макс = макс ~ £с! = ~ 65) = 125 В.
По сеточно-анодной характеристике лампы ГК-71 по первой сетке (см.
рис. 3.11, в) найдем максимальное значение тока первой сетки при £с1иакс = 60 В
и £а мин = 160 В; ZcI макс = 0,02 А. При отсутствии характеристик можно вос-
пользоваться приближенной формулой для линейного режима; 1с1 м = (0,03 ...
,.. 0,05) Za макс. Эта формула справедлива для ламп со «средними» характеристи-
ками. Ток первой гармоники цепи управляющей сетки
Лс1 = °>3'с1 макс = °>3 • °,02 = О.ООб А.
Постоянная составляющая тока первой сетки
/Ос1 = 0,5ZIcl = 0,5 • 0,006 = 0,003 А.
Мощность возбуждения (без учета потерь в сеточном контуре)
Р = 0,5ZIcIt/cI макс = 0,5 0,006 • 125 = 0,375 Вт.
Мощность рассеяния на управляющей сетке
РС1 = Ръ + £clZOcl = 0,375 - 65 • 0,03 = 0,18 Вт,
что значительно меньше допустимой.
Эквивалентное сопротивление цепи управляющей сетки
R3. cl = "cl макс/'lcl = 125/0,006 * 20 кОм«
Напряжение на сетке заходит далеко в положительную область (до 60 В), и
сеточный ток «притупляет» положительную полуволну напряжения возбуждения.
Для уменьшения влияния сеточного тока на форму напряжения возбуждения
параллельно участку сетка — катод подключают нагрузочный резистор /?д
с таким сопротивлением, чтобы входное сопротивление каскада /?вх уменьши-
лось в k раз. При k = 5
ри = рэ. cl Л* ~ 0 = 2°/(5 ~ 1) = 5 кОм.
Входное сопротивление при отрицательной полуволне напряжения возбужде-
ния R' = R„ = 5 кОм; при положительной — /?кх = /?э, ,/k = 20/5 = 4 кОМ.
ш
Если выходное сопротивление предоконечного каскада согласовано с /?д, можно
определить, насколько уменьшится положительное напряжение управляющей
сетки за счет сеточного тока:
/7?„— 7?вх>
Д£/о = £с1 мако _|_ Rgx
Вычислим степень уменьшения максимальной амплитуды сеточного напряжения
в процентах:
6,6 в.
Таблица 5
ли, % 1 3 5 10 15 20
Уровень комби- национных сос- тавляющих третьего поряд- ка, дБ —50 —40 —35 -29 —25 —22
WJUzl макс = 6,6/125 • 100 = 5,3 %.
По табл. 5 определяем, что образующиеся за счет этого составляющие третьего
порядка имеют уровень около — 35 дБ. Мощность возбуждения необходимо
увеличить в k раз из-за потерь в резисторе: Рв = kPB = 5 • 0,375 = 1,9 Вт.
Коэффициент усиления кас-
када по мощности
fep^pr/p^ = 202/1,9 « 100.
Резистор должен иметь
мощность 1,5...2 Вт. Для
уменьшения индуктивности
его удобно выполнить из
трех параллельно соединен-
ных резисторов по 15 кОм.
Если имеется запас по
мощности возбуждения, же-
лательно k увеличить до 10,
что еще примерно на 5 дБ снизит уровень продуктов третьего порядка, образую-
щихся в цепи сетки.
Рассчитаем цепь второй сетки. По сеточно-анодным характеристикам пр
второй сетке (см. рис. 3.11, г) найдем, что при Ес1 = 60 В и Ей мин = 160 В
максимальный ток второй сетки /сг маКс = 9’994 При отсутствии характеристик
можно воспользоваться формулой /с2 макс — (0,15 ... 0,2) макс. Получаем по-
стоянную составляющую тока второй сетки
70с2 = °>77с2 макс05»’
где 0,7—коэффициент, учитывающий остроугольную форму импульса тока
экранной сетки; а0 — коэффициент постоянной составляющей для анодной це-
пи, т. е.
Z0c2 = °>7 1 0,094 • 0,327 = 0,022 А.
Мощность рассеяния на второй сетке
?С2 == £с270с2 = 400 • 0,022 = 8,8 Вт< рс2 доп 25 Вт.
Таким образом, имеется большой запас по мощности рассеяния на второй сетке,
и для улучшения линейности можно повысить напряжение экранной сетки на
20—25 %, отчего анодно-сеточная характеристика сместится левее. Для сохра-
нения рассчитанного тока покоя /п = 0 ,06 А необходимо увеличить напряжение
смещения. При этом лампа работает в основном в левой части характеристики,
ток управляющей сетки снижается и меньше искажает форму напряжения воз-
буждения.
Ток третьей сетки незначителен и никаких расчетов для нее обычно не про-
водят. У некоторых пентодов подача небольшого положительного напряжения
на третью сетку (50 В для ГК-71) увеличивает крутизну линии граничного ре-
жима, т. е. позволяет уменьшить искажения, увеличить коэффициент использо-
вания анодного напряжения и КПД усилителя.
Расчет линейных усилителей в режиме АВ на тетродах с квадратичными
характеристиками имеет некоторые особенности. Рассмотрим их на примере.
112
По заданной подводимой мощности Ро — 300 Вт выберем лампу (например
ГУ-ЗЗБ) с параметрами Еа = 1500 В; £с2 = 250 В; Р3 доп = 150 Вт. Найдем
/а0 = 0,2 А. Определим /а макс ~3/а0 — 0.6 А. Выберем экранное напряжение,
щ>и котором соответствующая анодно-сеточная характеристика при нулевом сме-
щении без захода в область положительных напряжений на первой сетке обеспечи-
вает ток, равный или больший, чем /а макс, т. е. £с2 = 250 В. Через две точки
на характеристике, соответствующие /а макс и 0,57а макс, проведем прямую, найдем
напряжение смещения (—20 В), ток покоя 1П — 0,1 А и Ра ~ 150 Вт. Затем вы-
числим
Ко = 0,1/3 • 0,2 = 0,16; а0 = 0,318 + 0,88 . 0,162 = 0,343.
Уточним /а макс = /а0/0,343 = 0,584 А и /а1 = 0,5 • 0,584 = 0,282 А.
У ламп ГУ-ЗЗБ, ГУ-34Б и им подобных остаточное анодное напряжение
должно быть больше напряжения экранной сетки. Их анодные характеристики
и ЛГР не проходят через нуль координат. Поэтому у них £ и К.ПД меньше.
По анодным характеристикам найдем Е3 мнн = 300 В.
Дальнейший расчет аналогичен расчету для лампы ГК-71. Приведем только
конечные результаты. Ps — 175 Вт; Ра = 125 Вг; пиакс — 0,585; Рг ср = 22 Вт;
т)ср = 0,133;Р0ср = 165 Вт; Р3 ср = 143 Вт; Яэ=4,1 кОм.
Как видно, в режиме АВ энергетические характеристики усилителя хуже,
чем в режиме В, в частности, средний КПД для ГУ-ЗЗБ г|ср = 0,133 (для ГК-71
т]ср = 0,186), а мощность рассеяния на аноде в режиме молчания для ГУ-ЗЗБ
Ра =150 Вт (для ГК-71 Рп = 90 Вт). Эти энергетические потери являются пла-
той за высокое качество сигнала.
Необходимо предостеречь радиолюбителей, использующих лампы, специаль-
но разработанные для усиления ОМ сигналов, от попыток увеличения напря-
жения смещения сравнительно с оптимальным для снижения тока покоя. Коле-
бательная характеристика при этом искривляется в области малых входных
сигналов. Такой режим аналогичен режиму ограничения телефонного сигнала
не сверху, а снизу, что резко снижает разборчивость. Искажения и внеполосные
излучения при этом возрастают настолько, что значительно превышают искажения,
даваемые обычными лампами, так что применение специальных ламп теряет
всякий смысл.
Поскольку лампы с высокой крутизной имеют значительный разброс ха-
рактеристик, в частности, крутизны и оптимального напряжения смещения,
при замене однотипных ламп требуется подрегулировать напряжение смещения.
Его следует установить таким, чтобы ток покоя новой лампы был равен току
покоя, ранее найденному из условия минимальных нелинейных искажений. Точ-
но рабочую точку можно установить непосредственно по минимуму внеполосных
излучений.
Лампы предназначенные для линейного усиления сигналов в режиме АВ,
нецелесообразно использовать в схеме с ОС. При таком включении не исполь-
зуется их важное преимущество — очень высокий коэффициент усиления, по-
зволяющий уменьшить число каскадов усиления.
Усилители с общей сеткой широко применяются в выходных каскадах КВ
радиопередатчиков. Усилители мощности по схеме с ОС могут работать в любом
из режимов, но в радиолюбительской практике используются почти исключи-
тельно в режиме линейного усиления. Преимущества такого усилителя — хоро-
шая линейность, высокие энергетические показатели и устойчивость; недоста-
ток — малый коэффициент усиления (5—25).
В схеме с ОС управляющая сетка является электростатическим экраном,
помещенным между анодом и катодом, т. е. между входом и выходом усилителя.
Это создает хорошую развязку входа от выхода и позволяет повысить граничную
частоту эффективно усиливаемых колебаний. Схемы усилителей с ОС на триодах
и схемы входных цепей показаны на рис. 3.12. Напряжение возбуждения при-
ложено между сеткой и катодом, как и в схеме с ОК- Сетка соединена с корпу-
сом через блокировочный конденсатор достаточной емкости, либо непосредст-
венно. Источник смещения может быть включен в сеточной цепи (рис. 3.12, б),
113
либо в цепи катода, если сетка заземлена непосредственно (рис. 3.12, л). На
рис. 3.12, а через источник напряжения смещения протекает анодный ток. На-
пряжение смещения подается на катод в положительной полярности, что равно-
сильно подаче такого же напряжения на сетку, но в отрицательной полярности.
Анодный ток первой гармоники проходит (считая от корпуса) через блокировоч-
ный конденсатор Сбл с, входной контур, лампу, анодный контур и конденсатор
Сбл а, т. е. выходной ток проходит и через входной контур.
В усилителе с ОК выходное напряжение противоположно по фазе входному,
так как повышение потенциала сетки увеличивает ток анода и снижает его по-
тенциал относительно корпуса. В усилителе же с ОС повышение потенциала
Рис. 3.12. Схемы усилителей с общей сеткой на тр:одах:
а— с подогревным катодом; б с катодом прямого накала; в— с ненастроенным
входом; г — с П-контуром на входе; д— вариант цепи накала
катода вызывает одновременное возрастание потенциала анода, т. е. выходное
напряжение изменяется синфазно с входным. Заметим, что в схеме ОС напряже-
ние возбуждения UK, приложенное к катоду, равно напряжению возбуждения
Uc в схеме с ОК.
Будем рассматривать входной контур как один генератор, а лампу — как
другой. Эти генераторы включены последовательно, вырабатываемое ими напря-
жение синфазно и поэтому складывается.
Вследствие того что анодная нагрузка питается от соединенных последова-
тельно источника возбуждения и лампы и через них протекает один и тот же
ток первой гармоники, можно сделать следующие выводы.
1. В схеме с ОС коэффициенты усиления по напряжению и по мощности
практически совпадают.
2. Для усилителя с ОС требуется существенно большая мощность возбуж-
дения, чем в схеме с ОК. Мощность возбуждения Рв делится на две части: про-
ходящую в нагрузку и рассеиваемую на сетке, причем мощность рассеяния на
сетке одинакова для обеих схем (с ОС и ОК).
114
3. Схема усилителя с ОС имеет улучшенную линейность, так как ООС по
току осуществляется автоматически, без специальных мер. Величина ее около
6 дБ; примерно на столько же уменьшается уровень нелинейных искажений.
Входное сопротивление 7?ах усилителя с ОС невелико (десятки или сотни
ом), что необходимо учитывать при выборе связи с предшествующим каскадом.
При работе на участке характеристики с переменной крутизной Z?BX = 1/Scp’
где 5ср — средняя крутизна на рабочем участке. При работе с отсечкой анод-
ного тока Scp = Scij (1 — cos ©); при 0 = 90° cq = 0,5 и cos © = 0, поэтому
Scp = 0,5S. Отсюда при 0 = 90° RBX = 1/0.5S. Сеточный ток может умень-
шить эту величину на 5—10 %.
Если входное сопротивление и мощность возбуждения не приводятся в спра-
вочниках, их определяют расчетным путем. Поскольку S — величина перемен-
ная, а в справочниках указывается S при каком-то определенном токе, более
точно 7?вх можно найти из табличных либо расчетных данных для режима В
с ОК.
Если известны амплитуда возбуждающего напряжения t/c мако и амплитуда
первой гармоники анодного тока /а1, то /?вх = (/0 максДар а проходящая мощность
Рпр = 0,5/а1^с.макс. Мощность возбуждения: Рв = Р„р + Рв.(о.к)’ где Рв(о.к) ~
мощность возбуждения в схеме с ОК-
Если для режима В в схеме с ОК известны Ц-.мако и 7а0, то с учетом яа
«1.5/а0
U
& ____м с.макс
Если для схемы с ОС известны мощность возбуждения Рв и tZc Макс, то
U2
п с.макс
лвх 2Р * В
В схеме с ОС применяют не только триоды, но тетроды и пентоды. При этом
напряжение возбуждения оказывается приложенным м$жду катодом и всеми
сетками, что повышает общую крутизну по сравнению со схемой с ОК. У экра-
нирующей сетки, кроме постоянной, появляется также переменная составляю-
щая тока сетки, которую следует учитывать при расчете ее режима. Тетроды
нли пентоды, у которых лучеобразующие пластины или третья сетка соединены
с катодом внутри лампы, не рекомендуется применять для работы в схеме с ОС,
так как они склонны к самовозбуждению.
Появление тока первой сетки в схеме с ОС не искажает формы возбуждаю-
щего напряжения, так как ток сетки незначителен по сравнению с общим вход-
ным током усилителя, т. е. нагрузка является стабильной для предварительного
каскада, и не требуется нагрузочный резистор между сеткой н катодом.
В схеме с ОС особенно при использовании тетродов и пентодов вносимые
каскадом искажения мало зависят от выбора рабочей точки на характеристике
и определяются в основном ее формой. Это позволяет уменьшить ток покоя в
5—10 раз по сравнению со схемой с ОК при том же уровне искажений. При этом
режим лампы приближается к идеальному режиму В, нагрев анода в паузах
значительно уменьшается, и можно получить большие мощность и КПД. На-
пример, для лампы ГУ-50 в схеме с ОК минимальные искажения получаются
при / = 70...80 мА. Поэтому в линейном режиме нельзя получить паспортной
мощности, так как уже при анодном напряжении 500 В в режиме покоя мощность
рассеяния на аноде достигает предельно допустимой, а отдаваемая мощность
составляет 35—40 Вт. В схеме же с ОС ток покоя можно уменьшить до 15—20мА
и энергетические показатели усилителя значительно улучшаются.
Выполним упрощенный расчет усилителя с общей сеткой на конкретном при-
мере. Примем максимальную подвозимую мощность Ро = 240 Вт. Исходя из
вероятного КПД (т| = 0,7), найдем мощность, рассеиваемую на аноде: Р3 =
= Ро (1 — т]) — 240 (1 —0,7)=72 Вт. Выберем две лампы ГУ-50, включенные
115
параллельно. Данные лампы ГУ-50: Ра доп = 40 Вт; Рс2доп= 5 Вт; PcUcn= 1 Вт
Примем Еа = 1000 В; Ес2 = 250 В. Расчет выполним для одной лампы, затем
токи удвоим (обозначения со штрихом относятся к одной лампе). Подводимая
мощность к одной лампе: Р'й = 0,5 • 240 = 120 Вт. Ток покоя выберем из ус-
ловия, чтобы в покое рассеиваемая мощность на аноде была от одной трети до
половины предельно допустимой. Примем = 0,015 А. Мощность рассеяния
в покое
pLn = EJn = ЮОО • 0,015 = 15 Вт.
По анодно-сеточной характеристике при Ес2 = 250 В найдем напряжение
смещения на первой сетке, при котором 1п = 0,015 А; EQ, = —60 В.
Постоянная составляющая анодного тока
/а0=Р'/Еа = 120/1000 = 0,12 А.
Импульс анодного тока для режима В:
Л макс = л/' = 3,14 • 0,12 = 0,376 А.
Для пентодов в линейном режиме коэффициент использования анодного
напряжения £ целесообразно выбрать в пределах 0,85—0,9. С учетом того что
в схеме с ОС мгновенное экранное напряжение повышается на значение напря-
жения возбуждения, по анодным характеристикам определим, что импульс тока
макс=0,4 А достигается при потенциале управляющей сетки Ес1 макс=0 В. Как
видим, необходимого импульса анодного тока можно достигнуть без тока первой
сетки. В этот момент остаточное напряжение Еа. мин = 120 В (также находится
по анодным характеристикам). Тогда амплитуда переменного напряжения на аноде
»а = Е. - ^а.мии = '000 - 120 = 880 В.
Проверим §= t7a/Ea = 880/1000 — 0,88, что удовлетворительно.
Амплитуда напряжения возбуждения на катоде
^к.макс = Ус1макс = £с1 макс ~ £с! == 0 ~ (~60) = 60 В'
Амплитуда первой гармоники анодного тока
Zal = °>5Za макс = °’5 ‘ °’376 = 0. '88 А.
Мощность, отдаваемая одной лампой,
Р‘ = 0,5(7 /' мякг = 0,5 • 880 • 0,188 = 83 Вт.
1 а а. Ма>><_ '
Мощность, рассеиваемая на аноде,
ра = Р'о- Рг = 120 - 83 = 37 Вт< Ра доп.
КПД усилителя
т) = р;/Р'= 83/120 = 0,69.
Мощность, проходящая в нагрузку из входной цепи,
рпр = 0,5(7к.макс/а1 = 0.5 . 60 0,188 = 5,7 Вт.
Сопротивление анодной нагрузки
р' ^а ^к.макс 880 -{-60 - „
= 7^-----------6П88- = 5 К°М-
Для двух ламп Рэ~ 2,5 кОм. Ток первой сетки отсутствует, поэтому мощ-
ность на ней не рассеивается. Импульс тока второй сетки находим по сеточно-
аиодиой характеристике по второй сетке, При £с2 = 250В, Еа мин= 120 В и Ес1 =0
116
импульс тока /с'2макс — 0,06 А. Если этих характеристик нет, можно воспользо-
ваться формулой
/с2макс = (°-15 ••• ^^КС-
Мощность рассеиваемая второй сеткой,
^с2 = ®’^^с2макс^с2/я + ^в.с2'
Второе слагаемое в этой формуле учитывает добавочную мощность за счет на-
пряжения возбуждения, приложенного к экранной сетке:
Рв.сг = 0.25/с2максУк макс = 0,25 • 0,06 • 60 = 0,9 ВТ1
Р& = 0,7 • 0,06 • 250/3,14 + 0,9 = 4,25 Вт<Рс2доп.
Мощность возбуждения
Р; = Рпр + Рв.с=5-7+0>9 = 6,6 Вт.
Для двух ламп
Рв = 2 • 6,6 = 13,2 Вт.
Входное сопротивление усилителя
*вх = ^.Макс/2РВ= 60V(2 • 13,2) = 136 Ом.
Существует усилитель с ОС на тетродах или пентодах, когда все сетки не-
посредственно соединены с корпусом, т. е. постоянные напряжения на них не
подаются. Тетрод или пентод прн этом превращается в триод с высоким коэффи-
циентом усиления. Для такого триода обычно не требуется напряжение смещения,
так как ток покоя при нормальном напряжении анода составляет несколько
митлиампер Поэтому не нужны источники экранного напряжения и напряжения
смещения. Если учесть, что в линейном режиме эти напряжения должны быть
стабилизированы, преимущества такой схемы усилителя становятся еще более
заметными Усилитель на таком триоде устойчив, так как все сетки непосредст-
венно соединены с корпусом. Для него требуется большая мощность возбужде-
ния, но почти вся эта мощность поступает в нагрузку, так что некоторое увели-
чение мощности предоконечного каскада вполне себя оправдывает. Линейность
такого усилителя с ОС практически такая же, как н в режиме с номинальными
постоянными напряжениями на сетках.
Токи сеток, соединенных вместе, в таком включении лампы значительные,
причем основная часть приходится на управляющую сетку. Контролировать
ток первой сетки необходимо в любом усилителе, тем более при триодном вклю-
чении тетродов и пентодов. Для этого сетку подключают к корпусу через резистор
небольшого сопротивления (например, 1 Ом), а к нему через добавочный резистор
R — миллиамперметр на 1 мА (рис. 3.12, г). Сумма внутреннего сопротивления
миллиамперметра н сопротивления резистора R равна пределу измерений
в миллиамперах. Мощность рассеяния на первой сетке
Рс! = °’5Лс1^с1макс>
где /1с1 — амплитуда первой гармоники тока сетки; Ц.]мэкс — амплитуда напряже-
ния возбуждения между катодом и сеткой. Поскольку форма импулься тока сетки
приближается к треугольной, /Ос1 = 0,5/1с1, отсюда РС1 = 70с117с1макс.
Если измеренная мощность рассеяния превышает допустимую, следует се-
точный блокировочный конденсатор отсоединить от корпуса и подключить к час-
ти витков катодного дросселя (точка А, рис. 3.12, г). Катодный дроссель здесь
используется как делитель ВЧ напряжения. Чем ближе к катоду подключена
первая сетка, тем больше должна быть мощность возбуждения, но вся дополни-
тельная мощность поступает в нагрузку.
В схеме с ОС катод находится под ВЧ напряжением. Если используется лам-
па с катодом прямого накала, в цепи нити накала должен быть включен дрос-
сель высокой частоты. Индуктивное сопротивление его Должно в несколько
Ш
раз превышать входное сопротивление усилителя. Обычно индуктивность 20—
30 мкГн достаточна. Для уменьшения геометрических размеров накального
дросселя применяют сердечники из феррита с проницаемостью 200—2000 или
альсифера с проницаемостью 50—60. Для предотвращения подмагничивания
сердечника током накала дроссель наматывают сразу двумя проводами. Можно
применять кольцевые, тороидальные и стержневые сердечники. Удобны для
этой цели кольца с внешним диаметром 32—65 мм, например, на кольце к 40 X
X 25 X 7,5 при р, = 1000 достаточно 7—10 витков, при it = 400 — 12 — 15
витков, двойным проводом. Чрезмерное увеличение числа витков может привести,
к падению проницаемости сердечника ввиду подмагничивания катодным током/
В схеме на рис. 3.12, б дроссель накала нельзя наматывать на ферритовом
кольце или торе, так как сердечник будет подмагничиваться током накала.
Здесь можно применить дроссель без сердечника либо со стержневым сердечником.
Дроссели на ферритовых стержневых сердечниках проще в изготовлении, зани-
мают меньше места и значительно меньше подвержены подмагничиванию. Для
них удобно использовать стержни диаметром 8—12 .мм, длиной 100—150 мм
с проницаемостью 100—1000. Например, на сердечник из феррита с проницае-
мостью 400, диаметром 8 мм и длиной 100 мм достаточно намотать 25 витков двой-
ным проводом; при этом индуктивность его будет 35 мкГн.
При использовании в усилителе двух или более ламп прямого накала их ни-
ти накала не следует включать последовательно: у разных экземпляров ламп
ток накала неодинаков вследствие разброса диаметров нити накала, поэтому при
последовательном включении одна лампа может работать с недокалом, другая—
с перекалом. В этом случае удобно намотать дроссель сразу тремя проводами
и включить так, как показано на рис. 3.12, д. Средний провод может быть зна-
чительно тоньше крайних, так как он служит для уравнивания напряжения на-
кала ламп.
Если в схеме с общей сеткой применяются лампы с подогревным катодом
(рис. 3.12, а), на частотах 1,8...7МГц использование накального дросселя не-
обязательно. На более высоких частотах емкость между катодом и нитью накала
сильнее шунтирует входное сопротивление усилителя, поэтому необходим накаль-
ный дроссель. При намотке накального трансформатора следует учесть падение
напряжения на накальном дросселе.
Если ток накала лампы велик, можно в принципе отказаться от накального
дросселя и сконструировать специальный накальный трансформатор, имеющий
малую емкость накальной обмотки по отношению к первичной обмотке и сердеч-
нику. Можно применить и трансформатор обычной конструкции, но он окажется
под напряжением высокой частоты. Его придется изолировать от шасси н экра-
нировать, а ВЧ дроссель включить в цепь первичной обмотки трансформатора.
Усилитель мощности часто удален от возбудителя и соединен с ним коак-
сиальным кабелем. Если электрическая длина кабеля больше 0,1 длины волны,
его волновое сопротивление должно быть согласовано с входным сопротивле-
нием усилителя через согласующие устройства в виде параллельного или П-об-
разного контура.
Если входное сопротивление усилителя равно сопротивлению кабеля, можно
обойтись без контура-в цепи катода (рис. 3.12, в). Но при этом входное напряже-
ние становится несимметричным, так как нагрузка на возбудитель существует
в течение лишь одного (отрицательного) полупериода входного напряжения.
Это увеличивает уровень нелинейных искажений на 3—4 дБ по сравнению со
схемой, где имеется контур на входе, а КПД уменьшается на 4—5 %. Поэтому
на входе усилителя с ОС рекомендуется применять настроенный контур. Пере-
стройка его в пределах любительского диапазона не требуется, так как он име-
ет низкую добротность (4—5).
Колебательные системы ламповых усилителей мощности. Термин «колебатель-
ная система» (КС) подразумевает наличие в ее составе резонансных цепей с доб-
ротностью не менее 3—4, которые можно рассматривать как колебательные кои-
туры (особенности КС автогенераторов см. в гл. 1). Кроме автогенераторов, КС
применяют для связи между каскадами передатчиков, а также на выходе оконеч-
ного каскада для связи с нагрузкой. КС должны удовлетворять следующим
требованиям: обеспечивать трансформацию сопротивления нагрузки в эквива-
лентное сопротивление нагрузки анодной цепи и необходимую фильтрацию
побочных излучений; иметь минимальное число регулируемых элементов и вы-
118
сокий КПД. К выходным КС передатчиков предъявляется также требование
компенсации реактивности антенны. Чтобы удовлетворить этим требованиям, КС
должна быть соответствующим образом рассчитана и изготовлена.
Простейшей КС является параллельный колебательный контур. При резо-
нансе эквивалентное сопротивление параллельного контура, не связанного
с нагрузкой (.назовем его Rx х — сопротивление холостого хода), определяют по
формуле: Rx х =Qx xX, где Qx х — добротность ненагруженного контура; X —
реактивное сопротивление катушки (Х£) или конденсатора (Хс), на резонансной
частоте они равны. На КВ обычно Qx х = 100 ... 400, a Rx х составляет десятки
килоом.
При подключении к контуру на-
грузки (например, фидера антенны)
эквивалентные добротность и сопро-
тивление уменьшаются. Для нормаль-
ной работы каскада сопротивление
нагруженного контура должно рав-
няться эквивалентному сопротивле-
нию анодной нагрузки Rs. При этом
эквивалентная добротность контура
должна быть достаточно высокой, что-
бы обеспечить хорошую фильтрацию
гармоник. Однако с увеличением доб-
ротности возрастает ток в контуре,
что увеличивает потери и снижает
КПД. Оптимальное значение доброт-
ности нагруженного на антенну кон-
тура Q — 10 ... 15. КПД контура
т)к=1— Q/Qxx- Так’ п₽и Q=l°
hQxx = 2°° Пк = 1 - Ю/200 = 0,95.
Индуктивное и емкостное сопро-
тивления элементов контура опре-
деляют по формуле XL = А'с= R3/Q.
Значения R3 берутся из расчета ре-
жима либо из таблиц рекомендован-
ных режимов генераторных ламп.
Если такие данные отсутствуют, но
известны анодное напряжение и по-
стоянная составляющая анодного
тока, toRc = KEН 0. В режиме С
Рис. 3.13. Кривые зависимости реак-
тивных сопротивлений Х^ и Хд от
емкости и индуктивности на диапазо-
нах 3,5—28 МГц
для тетродов К = 0,45...0,48, для триодов и пентодов К — 0,5...0,55. В режи-
ме В для тетродов К = 0,5...,0, 53, а для триодов и пентодов К = 0,58...0,62.
Например, если усилитель на пентоде в режиме В имеет Е3 = 1500 В; /а0 =
=0,25 А, то R3 — 0,6 • 1500/0,25 = 3,6 кОм.
При фиксированном значении R3 можно изменять эквивалентную доброт-
ность нагруженного контура в анодной цепи, изменяя величины емкости и ин-
дуктивности. Так, при увеличении емкости контура по сравнению с расчетной
Хс уменьшается, a Q соответственно возрастает, поскольку R3 = XCQ. Такое
явление нередко наблюдается на волнах 10—15 м, когда емкость контура вынуж-
денно получается больше оптимальной. Одновременно с увеличением Q растет
ток в контуре, отчего нагреваются катушки и подгорают переключатели.
Зная XL и Хс, найдем емкость и индуктивность контура: С= 10e/2nfXc;
L = XJ2nf, где С — пФ; L — мкГн; f — МГц; Хс, Хь — Ом.
Значения L и С можно определить по графику (рис. 3.13).
Контур цепи первой сетки рассчитывают аналогично. Эквивалентное сопро-
тивление цепи сетки R3 известно из расчета. Его можно определить также, зная
амплитуду напряжения возбуждения и мощность возбуждения
/?9=(/2/2Рв.
119
Поскольку КПД сеточного контура не имеет особого значения, для улучше-
ния фильтрации в сеточном контуре увеличивают Q до 20—50.
Пример 14. Рассчитаем сеточный контур усилителя на лампе ГУ-13 для
диапазона 14 МГц. Исходные данные: Uc = 170 В; Рв — 1,28Вт; Qx х = 150;
Q= 50:
Яэ= Ц?/2РВ = 170/(2 1,28) = 11 200 Ом;
Хс = XL = RJQ = 11 200/50 = 224 Ом.
По графику на рис. 3.13 находим для 14 МГц С = 50 пФ, L = 2,5 мкГн.
КПД контура
50
1-Q/Qx.x= 1 -150 = 0’67-
Мощность, которую должен отдавать предоконечный каскад,
= Рв/рк = 1,28/0,67 « 2 Вт.
Коэффициент фильтрации Кф колебательной системы показывает, во сколь-
ко раз меньше отношение тока гармоники к току основной частоты на выходе
КС, чем в цепи, питающей КС (например, в анодной). Исходной величиной для
расчета Кф является содержание гармоник в анодном токе, определяемое коэф-
фициентами разложения ар а2> аз и т- Д-
В наиболее распространенных режимах при 0 = 75...90° отношение а2/а^
=ч 0,5. Коэффициент третьей гармоники при 0 = 90° стремится к нулю. По-
скольку фильтрация КС на третьей и более высоких гармониках больше, чем
на второй, определяют Кф для второй гармоники.
Общесоюзные нормы на уровни побочных излучений устанавливают: для
передатчиков мощностью до 500 Вт уровень — 40 дБ, но не более 50 мВт для
любого из побочных излучений; для передатчиков до 5 Вт уровень побочных из-
лучений — 30 дБ, т. е. не более 5 мВт.
Необходимая величина Кф зависит от коэффициентов стоячей волны на ос-
новной частоте (КСВ1) и на второй гармонике (КСВ2). Любительские диапазоны
достаточно узки, поэтому несложно достичь КСВ1 < 2, а КСВ2 = 10...20,
например при работе на диполь, питаемый коаксиальным кабелем. Самые не-
благоприятные условия для подавления гармоник будут тогда, когда КСВ1 и
КСВ2 имеют наибольшие значения, причем длина фидера такова, что активнее
сопротивление в точке питания (на нижнем конце фидера) на осиовней частоте
максимально (например 150 Ом при Рф = 75 Ом и КСВ1 = 2), а на второй гар-
монике минимально (7,5 Ом при том же кабеле и КСВ2 = 10). При этом сопро-
тивление фидера на второй гармонике в 20 раз меньше, чем на основной частоте,
т. е. требуется увеличение фильтрации токов второй гармоники в 20 раз (про-
изведение КСВ1 • КСВ2 = 20). Однако вероятность совпадения этих условий
невелика, и для учета средних условий вводят коэффициент А. Таким образом,
К* > — 1/ — А КСВ1 КСВ2,
а1 Г ^2 дот
где ^*2 доп— Допустимая мощность второй гармоники. Практика показала, что
А ~ 0,2. С учетом того что a2/at ~ 0,5, имеем
Если принять /\= 100 Вт; Р2дОП = 0,05 Вт, то Кф> 45 (33 дБ). Параллель-
ный колебательный контур при Q = 10 и непосредственном соединении с фиде-
ром аитеины обеспечивает необходимую фильтрацию лишь при мощности до 10 Вт,
т. е. для передатчиков III категории, а для мощных передатчиков необходимы
более сложные схемы КС.
120
Таблица 6
В табл. 6 приведены коэффициенты фильтрации для n-й и 2-й гармоник прос-
тых КС. Наилучшей фильтрацией при минимальном числе элементов обладает
П-образный контур. При т] = 0,8...0,9 он обеспечивает подавление второй гар-
моники на 40—45 дБ. П-контур обладает также большой гибкостью с точки
зрения трансформации сопротивления антенны в эквивалентное сопротивление
анодной нагрузки. Конденсатором С1 контур настраивают на рабочую частоту,
а конденсатором С2 регулируют связь с нагрузкой, поскольку Рэ>2ф-
В отличие от П-фильтров, используемых в согласованном режиме (когда
волновое сопротивление контура р = a>L равно сопротивлению источника сиг-
нала и сопротивлению нагрузки), анодный П-контур передатчика работает в
рассогласованном режиме с целью трансформации сопротивлений.
Расчет П-контура выполним в следующей последовательности. Пусть извест-
ны эквивалентное сопротивление анодной цепи /?э, сопротивление нагрузки
/?н и добротность контура холостого хода Qx х. Минимальную добротность нагру-
женного контура Q выберем из следующих соображений. Если Q выбрать малой,
невозможно получить большой коэффициент трансформации сопротивлений, т. е,
]/7?э//?н. Кроме того, при малой Q ухудшается фильтрация, а при высокой
падает КПД. Например, /?э = 4000 Ом, /?и = 75 Ом, Qxx=150. Минимальная
допустимая добротность Q >• ]/ 4000/75 = 7,3. Обычно Q = 10 ... 15, реже 20.
Примем Q= 15. Найдем «среднее геометрическое» сопротивление:
/?ср = = V4000 75 = 550 Ом.
Реактивное сопротивление конденсаторов ХС| = _ Ь+5» _ _ + _ _303 Ом; С1 У 15 XC! — ^ = -=“i+Z-5— 42 0м.
121
Индуктивное сопротивление катушки (равное волновому сопротивлению П-кон-
тур а)
XL = р = — (ХС| + ХС2) = 303 + 42 = 345 Ом.
Индуктивность L — XjZnf, где L — мкГн; f — МГц. Например, на частоте
7 МГц L = 345/6,28 • 7 = 7,85 мкГн.
159 • 10’
159 • 10’
7 • 303
= 75 пФ;
159 • 10’
7 • 42
= 540 пФ.
В диапазоне 3,5 МГц емкость и индуктивность должны быть удвоены, в более
высокочастотных диапазонах соответственно уменьшены. КПД контура
, О , 15 „ „
Чк-1 q77 ~ 1 ~Tso-0’9,
х.х
Рис. 3.14. Схемы анодных колебательных систем на диапазон
10 — 80 м:
а—I с параллельным питанием; б — с последовательным питанием
Следует отметить, что рассчитанные величины пригодны, когда КСВ в ка-
беле (2ф = 75 0м) равен 1. Если, например, КСВ = 2, сопротивление на ниж-
нем конце кабеля может быть в пределах от 2?ф до 0,5гф (150—37,5 Ом), т. е.
необходимо изменить емкость конденсатора С2.
Начальная емкость контура Снач состоит из выходной емкости лампы Свых =
= 6... 20 пФ; минимальной емкости конденсатора Сс=18...2О пФ; емкости
дросселя при параллельном питании Сдр — 5... 15 пФ; емкости монтажа См
= 5 ... 20 пФ и емкости катушки CL = 3 . . . 10 пФ:
Снач = Свых + Сс + Сдр + См + CL-
Емкость CHd4 бывает 35—60 пФ, т. е. больше необходимой в диапазонах 21 и
28 МГц. В таких случаях стремятся уменьшить R3 путем снижения анодного
напряжения и лучшего использования лампы по току, т. е. увеличить амплитуду
импульса анодного тока. Для этого можно увеличить напряжение возбуждения
н экранное напряжение (у тетродов и пентодов). Снижения Rs можно добиться
параллельным включением двух-трех ламп, если их выходная емкость невелика
(например, у лампы Г-811 СЕЫХ = 5...6 пФ).
На рис. 3.14, а показана наиболее распространенная схема анодного 11-
контура с переключателем диапазонов, закорачивающим часть витков катушек
L2 и L3. В диапазоне 80 м этим переключателем к выходному переменному кон-
денсатору подключается постоянный конденсатор СЗ. Несмотря на это, пределы
изменения выходного сопротивления П-контура в диапазоне 80 м остаются до-
статочно широкими, так как трехкратное изменение выходной емкости (от 500
до 1500 пФ) обеспечивает Девятикратное изменение выходного сопротивления.
122
Если, например, при С2= 1500 пФ /?выч = 75 См, то при Сг = БСО нФ ^Еых—
= 600 Ом, что позволяет работать как на коаксиальный, так и на одиопровод-
ный фидер. Для улучшения работы контура в диапазонах 21 и 28 МГц и умень-
шения влияния на общую емкость контура начально^’ емкости конденсатора С1
подключают не к началу, а к отводу (например, к половине витков) 10-метровой
катушки (точка А на рис. 3.14, а). Влияние емкости Cj уменьшается пропорцио-
нально квадрату коэффициента включения. На более низкочастотных диапазо-
нах, по мере увеличения числа витков кагушки, коэффициент включения при-
ближается к 1, и конденсатор оказывается подключенным к началу катушки.
На рис. 3.14, б показана схема П-контура с уменьшенной начальной ем-
костью. Такую схему целесообразно использовать при йэ = 4....6 кОм. Ампли-
туда тока высокой частоты в контуре ZK = ZalQ, где Zal— амплитуда тока первой
гармоники в анодной цепи; Q — добротность нагруженного контура. Ток Zal обычно
известен из расчета; если расчет не выполняли, но известна постоянная составляю-
щая анодного тока Za0, то в режиме В можно считать ZK = l,5Za0Q, а в режиме С
ZK = 2/а0ф. В передатчиках мощностью 200 Вт ZK = 5 ... 8 А.
Ток высокой частоты протекает только в тонком поверхностном слое про-
вода, поэтому для расчета важна не площадь сечения провода, а его периметр.
Толщина слоя, в котором протекают токи ВЧ, зависит от частоты. На частоте
28 МГц допустим ток 0,5—0,7 А на 1 мм периметра, на частоте 3,5 МГц — 0,8...
1 А на 1 мм. Следовательно, в передатчике мощностью 200 Вт катушка иа 28 МГц
должна быть намотана проводником £с периметром сечения порядка 10 мм. Это
может быть круглый провод диаметром 3 мм либо шина 4 X 1 мм. На 3,5 МГц
диаметр провода можно взять 1,5...2 мм. Неработающие витки катушки необ-
ходимо закорачивать во избежание резонансных явлений в нерабочей части ка-
тушки.
Обычно применяют цилиндрические катушки диаметром 3—8 см в зависи-
мости от мощности, причем отношение длины I к диаметру D должно быть 1—2,5.
В последнее время на частотах 14—28 МГц применяют также плоские спиральные
катушки, обеспечивающие большую компактность, а также катушки на торои-
дальных каркасах. Каркасы катушек делают ребристыми для снижения потерь
н улучшения охлаждения провода. Материал каркасов — радиофарфор, мика-
лекс. Для улучшения изоляции и снижения потерь провод для катушки наматы-
вают так, чтобы расстояние между соседними витками равнялось одному-двум
ппаметрам провода.
Контурные конденсаторы усилителей мощности находятся под воздействием
значительных токов и напряжений высокой частоты, причем некоторые (в зави-
симости от схемы) также и под действием высокого постоянного напряжения Еа.
Когда контур настроен в резонанс, реактивные мощности магнитного и электри-
ческого полей равны между собой. Реактивная мощность Р действующая в кои-
туре, в Q раз больше колебательной мощности. Следовательно, в передатчике
I категории реактивная мощность контурного конденсатора должна составлять
несколько киловольтампер (кВ • А). Через конденсатор контура протекает ВЧ
ток той ясе величины, что и через индуктивность (до нескольких ампер), гоэтому
конденсатор следует выбирать не только по реактивной мощности, ио и по до-
пустимому току. Наименьшие потери имеют вакуумные и воздушные конден-
саторы.
Расстояние между пластинами переменного конденсатора должно быть
не менее 0,7—1 мм иа каждые 1000 В напряжения. Переключатели диапазонов
должны иметь хорошую изоляцию, малую емкость между контактами и относи-
тельно корпуса и малое сопротивление контактов. Желательно,(чтобы сопротив-
ление контактов составляло не более 1—2 % сопротивления потерь контура,
которое можно найти по формуле гп = R3/QQK к. Обычно гп = 1...2 Ом.
Рассчитаем П-контур, предназначенный для согласования линии передачи
с -входным сопротивлением усилителя по схеме с ОС. Входное сопротивление
усилителя на лампе ГУ-13 в триодном включении по схеме с ОС Z?BX = 375 Ом,
волновое сопротивление кабеля связи 2ф = 75 Ом. Найдем/?ср = рггф/?вх =
= y^75 • 375 = 168 Ом. Считаем, что конденсатор С1 /Z-контура подключен к ка-
123
белю; С2 — к катоду. Добротность нагруженного контура выбираем в пределах
3—5. При Q = 5 вычислим
ХС)„г« + ^_?+^? = ИОм;
Хи - - 3751168 = 94 Ом; XL = - (Х„ + Ха1 _ ИЗ 0«.
4. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Мощные высокочастотные транзисторы. Достоинства транзисторов — малые
габаритные размеры, мгновенная готовность к работе, большой срок службы,
устойчивость к ударам и вибрациям, невысокое напряжение питания — опреде-
ляют их широкое применение в аппаратуре связи. Следует отметить, что тран-
зисторам свойственны и определенные недостатки большой разброс параметров
и зависимость их от температуры; большая, чем у ламп, чувствительность к
электрическим перегрузкам; ограничения по частоте и мощности. Однако недо-
статки эти успешно преодолеваются, и в последние годы транзисторы широко при-
меняют не только в предварительных каскадах передатчиков,ио и в усилителях
мощности. Это стало возможно благодаря широкому выпуску мощных ВЧ тран-
зисторов (биполярных н полевых).
Мощные ВЧ и СВЧ транзисторы соединяют в себе качества, свойственные
ранее полупроводниковым приборам различных классов только в отдельности.
Подобно мощным НЧ транзисторам они характеризуются большой допустимой
мощностью рассеяния и большими рабочими токами. Подобно маломощным ВЧ
и СВЧ транзисторам им свойственны высокие предельные частоты усиления и
сравнительно небольшая емкость коллектора. Так же, как переключающие
и импульсные приборы, они имеют малое сопротивление насыщения.
В настоящее время основным типом транзистора для высокочастотного уси-
ления мощности является биполярный кремниевый многоэмиттерный транзистор
со структурой п-р-п. Его эмиттер разделен на отдельные полоски нли квадратики,
размеры которых измеряются микрометрами, а число—сотнями, поэтому по
сложности изготовления они подобны большим интегральным схемам. Уже
созданы транзисторы, отдающие мощность до 250 Вт на частоте 30 МГц, 100 Вт —
на 500 МГц, 50 Вт — на 1000 МГц, причем КПД 60 % сохраняется до 1000 МГц.
Дальнейшего большого роста мощности единичного транзистора ожидать труд-
но, так как при этом падает надежность прибора. По существу он представляет
собой параллельное соединение десятков или сотен микроскопических транзи-
сторов на одном кристалле, поэтому пробой одного элементарного транзистора
выводит нз строя весь прибор.
Мощность ВЧ транзисторов может увеличиваться за счет параллельного
соединения нескольких структур, созданных на одном кристалле, и нескольких
кристаллов в одном корпусе. Дальнейший рост мощности транзисторных пере-
датчиков возможен за счет сложения мощностей отдельных блоков (уже достиг-
нута мощность свыше 10 кВт). Выходы отдельных блоков при этом соединяются
через схемы сложения таким образом, что пробой одного или нескольких тран-
зисторов не выводит из строя весь передатчик, а только снижает отдаваемую
мощность.
Индуктивность выводов транзистора ввиду малых выходного и входного
сопротивлений оказывает вредное влияние на работу усилителя. Так, в схеме
с общим эмиттером (ОЭ) индуктивность эмиттерного вывода резко снижает уси-
лительные свойства транзистора на высоких частотах вследствие ООС, созда-
ваемой на этой индуктивности. В схеме с общей базой (ОБ) индуктивность
базового вывода на высоких частотах приводит к самовозбуждению усилителя.
Поэтому крайне важно свести к минимуму индуктивность общего вывода. Мощ-
ные ВЧ транзисторы первого поколения (КТ903 и подобные) имеют индуктив-
ность выводов базы и эмиттера порядка 10... 15 нГн, а коллектор их непосред-
ственно соединен с медным корпусом прибора для улучшения теплоотдачи. Ми-
нимальная индуктивность получается при непосредственном соединении общего
124
электрода (эмиттера или базы) с корпусом прибора. Например, у транзистора
КТ907 эмиттер соединен с корпусом, а индуктивность штыревых выводов со-
ставляет 2—3 нГн У СВЧ транзисторов выводы делаются в виде широких поло-
сок, что снижает их индуктивность до десятых долей наногенри.
Развитие мощных ВЧ и СВЧ транзисторов идет в нескольких направлени-
ях. Повышаются граничная частота усиления, коэффициент усиления, растет
отдаваемая мощность, причем на СВЧ быстрее, чем на ВЧ. Разработаны новые
транзисторы с повышенной электрической прочностью, способные работать
в оконечных каскадах при полностью рассогласованной нагрузке (КТ922, КТ934,
КТ957). Для однополосных и многоканальных передатчиков созданы транзи-
сторы, обеспечивающие малые нелинейные искажения и способные работать
в широкополосных усилителях (КТ912, КТ921, КТ927, КТ957). Выпускаются
также мощные ВЧ и СВЧ полевые транзисторы. К их достоинствам относятся
Рис. 3.15. Статические вольт-амперные характеристики транзистора:
а — входные (1), проходные (2); б — выходные (коллекторные) характеристики
(схема с ОЭ)
большой коэффициент усиления, малый уровень комбинационных искажений,
отсутствие вторичного пробоя.
Характеристики и параметры мощных ВЧ транзисторов. Существенные от-
личия между процессами, протекающими при работе ламп и транзисторов, обус-
ловливают ряд их особенностей.
1. Биполярные транзисторы управляются током, а не напряжением, поэтому
они потребляют на входе существенную мощность, а их входное сопротивление в
104—105 раз меньше, чем сопротивление радиоламп, и составляет единицы и даже
доли ома. По мере увеличения возбуждающего сигнала входное сопротивление
уменьшается, поэтому напряжение на участке база — эмиттер существенно
искажается (открытый эмиттерный переход работает как ограничитель). Входное
сопротивление транзистора в реальных схемах меньше Внутреннего сопротивле-
ния источника сигнала. Во входную цепь включают элементы, корректирующие
частотную неравномерность усиления, что дополнительно увеличивает внутрен-
нее сопротивление источника сигнала. Поэтому правильнее считать, что тран-
зистор возбужается синусоидальным током, а не напряжением.
2. Параметры ВЧ транзисторов в рабочей области частот, кроме самых низ-
ких, имеют комплексный характер, т. е., кроме активной составляющей, имеют
реактивную (емкостную или индуктивную). Параметры эти зависят от прило-
женных к электродам транзистора напряжений и от температуры, что осложняет
инженерный расчет усилителя.
3. Для транзисторов характерна более сильная внутренняя обратная связь,
чем для ламп.
125
Статические (т. е. иа постоянном токе) вольт-амперные характеристики тран-
зистора, включенного по схеме с ОЭ, приведены на рис. 3.15. Предполагается,
что на коллектор подано нормальное напряжение, т. е. напряжение коллектора
значительно больше напряжения базы. На рис. 3.15, а показаны входная (зави-
симость тока базы i6 от напряжения на базе еб) и проходная характеристики
(зависимость тока коллектора iK от еб). Спрямленная линия коллекторного тока
(штриховая) пересекает горизонтальную ось в точке, соответствующей напряже-
нию отсечки Eq. Для кремниевых транзисторов Eq = 0,7 В, для германиевых
Еб= 0,2...0,3 В.
На рис. 3.15, б показаны выходные характеристики транзистора (зависи-
мость in от ек при различных токах базы).
Вольт-амперные характеристики (ВАХ) транзистора близки к характерис-
тикам «правого» вакуумного триода. Отличаются они значительно большей кру-
тизной (до нескольких ампер на вольт). Кроме того, при обратном напряжении
на коллекторе транзистор ие запирается подобно лампе, а наоборот — возникает
ток коллектора противоположного направления; при этом возрастает и ток базы.
На ВАХ транзистора можно выделить несколько характерных областей.
1. Область отсечки. Эмиттерный и коллекторный переходы смещены в об-
ратном направлении и закрыты, транзистор заперт. Токи коллектора и базы
определяются лишь токами утечки. У многоэмиттерных транзисторов обратное
сопротивление эмиттериого перехода невелико и может составлять десятки или
сотни ом.
2. Активная область. Эмиттерный переход смещен в прямом направлении,
коллекторный — в обратном. В цепи базы протекает управляющий ток. Напря-
жение и ток коллектора значительные.
3. Область насыщения. Оба перехода смещены в прямом направлении (от-
крыты), напряжение коллектора мало. Сопротивление насыщения транзистора
в схеме ОЭ равно сумме сопротивлений открытых коллекторного и эмиттериого
переходов: гнас = гк + гэ. Напряжение на коллекторе насыщенного транзистора за-
висит от коллекторного тока: ек нас = тк. Насгнас*
Точки с координатами ек нас и iK нас лежат на линии О А (рис. 3.15, б) или ли-
нии граничного режима (ЛГР) на постоянном токе. ЛГР совпадает с линией на-
сыщения только на идеализированных выходных характеристиках, изображен-
ных отрезками прямых. В действительности, параметры транзистора меняются
при понижении коллекторного напряжения, что, в частности, выражается в из-
гибе выходных характеристик в области малых коллекторных напряжений. По-
этому для графических расчетов реальных усилителей ЛГР проводят через сере-
дину (или, при высоких требованиях к уровню нелинейных искажений, через
начало) изгиба выходных характеристик.
Сопротивление гнас, которое используется для расчета режима транзистора,
можно определить по координатам любой точки ЛГР: гна(, = ек_ насД'к- Hat. Вели-
чина, обратная гнас, называется крутизной ЛГР: Srp = 1/гнас. В схеме ОБ гиас =
= rK-f-r6. Материал базы (полупроводник), на которой располагаются эмиттер
и коллектор, имеет заметное сопротивление. У маломощных транзисторов гй состав-
ляет десятки, у мощных—единицы или доли ома. В схеме ОБ крутизна ЛГР
6^=1/(гк + гб).
4. Область лавинного умножения. В эту область транзистор попадает при
превышении допустимого коллекторного напряжения Ек доп. Вследствие лавинного
размножения носителей заряда под действием повышенного электрического
поля в переходе ток коллектора самопроизвольно возрастает, причем распреде-
ление тока может стать резко неравномерным. Это приводит к сильному перегре-
ву отдельных точек перехода и к расплавлению кристалла. Происходит вторич-
ный пробой перехода, являющийся основной причиной выхода из строя тран-
зисторов в мощных каскадах радиопередатчиков. Поэтому принимаются спе-
циальные меры для защиты от вторичного пробоя: в многоэмиттерных транзи-
сторах последовательно с каждым эмиттером создается стабилизирующий рези-
стор, что способствует равномерному распределению тока в структуре транзи-
стора и снижает влияние температуры на ток перехода, повышает электрическую
126
прочность коллекторного перехода. Такие транзисторы, хотя и имеют несколько
худшие частотные свойства, могут работать иа рассогласованную нагрузку
(КСВ > 5) при полной или несколько сниженной мощности.
Усилительные свойства транзистора на постоянном токе и при низких час-
тотах характеризуются параметрами Р (для схемы ОЭ) или а (для схемы ОБ).
В схеме ОЭ входным параметром является тока базы, выходным — ток коллек-
тора. Параметр Р (коэффициент усиления тока в схеме ОЭ) показывает, во
сколько раз приращение тока коллектора больше приращения тока базы:
0 = AiK/Ai6.
В схеме ОБ входным параметром является ток эмиттера, выходным — ток
коллектора. Параметр а (коэффициент усиления тока в схеме ОБ) выражает отно-
шение приращения тока коллектора к приращению тока эмиттера: а = AtK/At3.
Поскольку iK меньше i3 иа величину i6, а всегда меньше 1. Иногда в справочниках
приводят р, иногда — а. Связь между параметрами Р и а следующая: Р — а/(1— а).
Если р 10, можно пользоваться формулой: а = 1 — 1/р. Ошибка при этом
менее 1 %.
Статические характеристики транзистора по мере повышения температуры
сдвигаются влево, возрастают Р и обратные токи переходов. Но если приняты
меры для обеспечения постоянства коллекторного тока, влияние температуры
иа параметры транзистора незначительно.
По мере повышения частоты сигнала усилительные свойства транзистора
ухудшаются, и на некоторой частоте называемой граничной (для схемы ОЭ),
р снижается до 0,707 р0 (т. е. низкочастотного значения). Это снижение объяс-
няется тем, что период усиливаемого колебания становится соизмеримым с тр—
временем рекомбинации носителей в базе, ограничивающим скорость измене-
ния потенциала базы: = 1/(2лт^).
При дальнейшем повышении частоты сигнала Р продолжает падать, и ла
высокой частоте/т, называемой предельной частотой усиления тока в схеме ОЭ,
модуль Р равен 1 (ВЧ ток коллектора равен току базы, т. е. усиление по току
отсутствует). Частота / по существу является максимальной рабочей частотой
транзистора, так как на ней коэффициент усиления по мощности Кр = 2..Л
Значение [т зависит от тт — времени переноса заряда от эмиттера через
базу к коллектору: /т = 1/(2лтт). В справочниках обычно приводится величина
/т. Связь между /т и следующая: Поэтому чем больше Р транзис-
тора, тем ниже его граничная частота, т. е. сильнее частотная неравномерность
усиления. Такая зависимость коэффициента усиления от частоты объясняется
следующим образом. Упрощенно цепь базы можно представить так: параллельно
идеальному переходу эмиттер—база (диоду) включена емкость эмиттерното
перехода Сэ (у мощных транзисторов она составляет сотни и тысячи пикофарад),
а между переходом и выводом базы транзистора включено сопротивление мате"
риала базы гб. На низких частотах входное напряжение и ток совпадают по фа-
зе с напряжением на эмиттерном переходе и током эмиттера, а также с фазой
тока коллектора. На умеренно высоких частотах (порядка 0,1/т) проводимость
емкости Сэ, шунтирующей эмиттерный переход, заметно возрастает. На этих
частотах запаздывание тока коллектора из-за тт еще незначительно, но инер-
ционные свойства цепи базы уже проявляются в полной мере. При дальнейшем
увеличении частоты сигнала, вплоть до /т, происходит перераспределение вход-
ного напряжения: его основная часть падает на сопротивлении гб а напряжение
иа зашунтироваином емкостью Сэ эмиттерном переходе снижается, отчего па-
дает ток коллектора (что равносильно падению Р транзистора). Значения С3
и г6 необходимы для расчета усилителя ВЧ иа транзисторе. Таким образом,
в схеме ОЭ усилительные свойства транзистора ограничиваются прежде всего
инерционностью базовой, а не коллекторной цепи.
В то же время в схеме ОБ граничная частота /а, на которой ток коллектора
уменьшается до 0,707 низкочастотного значения, превышает частоту /т. Для
J27
большинства мощных ВЧ и СВЧ транзисторов fa = 1,2... 1,6 /т. Коэффициент
усиления транзистора в схеме ОБ невелик, но с повышением частоты падает
значительно медленнее, чем в схеме ОЭ.
Транзисторы, применяемые в КВ передатчиках, имеют граничную частоту
fT от 10 до 1000 МГц. Поэтому один и тот же любительский диапазон для одного
транзистора может лежать в области высоких частот, для другого — в области
низких. Для схемы ОЭ низкими условимся называть частоты, на которых еще
не сказываются инерционные свойства цепи база — эмиттер, т. е. частоты до
0,01—0,02^. Средними будем считать частоты до 0,1— 0,2 /т, высокими — более
0,2fT.
Транзистор может отдать большую мощность и обеспечить высокий КПД
в том случае, если он допускает большой импульс тока коллектора при малом
остаточном напряжении на коллекторе, т. е. при малом сопротивлении насыще-
ния или, что то же, при высокой крутизне ЛГР. Но при увеличении тока и сни-
жении напряжения коллектора ухудшаются ВЧ свойства транзистора — воз-
растает емкость коллекторного перехода С постоянная времени гбСк, сни-
жаются и р. Коллекторный ток, при котором Р снижается в У 2 раз по сравне-
нию с максимальным значением, называется критическим током коллектора
4. кр'
Если на выходной характеристике транзистора (рис. 3.15, б) отложить зна-
чения /к.крпри различных напряжениях коллектора и полученные точки соеди-
нить, мы получим линию 0В, которую можно считать границей области с доста-
точно высокими усилительными свойствами. Крутизна этой линии значительно
меньше, чем крутизна линии 0А, принадлежащей статическим характеристи-
кам. По ее наклону можно вычислить ВЧ сопротивление насыщения, которое
получается в 2—3 раза больше, чем на низкой частоте. Попытка выйти за преде-
лы линии 0В на высоких частотах и использовать всю область характеристик,
чтобы добиться дальнейшего повышения КПД, требует значительного повыше-
ния мощности возбуждения, т. е. снижает Кр (коэффициент усиления по мощ-
ности).
Наибольшая колебательная мощность транзисторного усилителя ограни-
чивается следующими предельно допустимыми параметрами.
Напряжение на коллекторе UK чакс (сумма постоянного и переменного напря-
жений) не должно превышать допустимого напряжения между коллектором и базой
доп в cxeMS ОБ или допустимого напряжения между коллектором и эмиттером
^кэ. доп в cxevte ОЭ во избежание пробоя коллекторного перехода.
Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе не должно превы-
шать допустимого из6. доп в режимах с отсечкой тока (в режиме А эмиттерный пе-
реход все время смещен в прямом направлении). Максимальный импульс коллектор-
ного тока iK_ чакс не должен превышать предельно допустимой величины 1К доп во
избежание пробоя перехода или перегорания (отпа >ки) выводов.
Температура перехода должна быть меньше допустимой Тп доп, чтобы не было
теплового пробоя. Для кремниевых транзисторов Тп доп ~ 150 °C, для германиевых
Г П. ДОП = 80 ...90 °C.
Режимы работы транзисторных усилителей мощности. Значительные уровни
мощности, развиваемые транзистором на ВЧ, приводят к резкому снижению за-
пасов по электрическим и тепловым параметрам, поэтому для надежной рабо-
ты усилителя необходимы тщательная его разработка, расчет и конструиро-
вание. Необходим также контроль отсутствия перегрузок при работе усили-
теля.
Ламповые усилители радиолюбители зачастую конструируют без особых
расчетов, полагаясь на опыт. Это возможно потому, что лампа имеет значитель-
ные запасы по электрическим и тепловым параметрам. В то же время создать эф-
фективный и надежный усилитель мощности -ВЧ иа транзисторах невозможно
без ясного представления об особенностях его работы и определенного миниму-
ма расчетов. Режимы работы транзисторных усилителей так же, как и ламповых,
классифицируют с учетом начального положения рабочей точки на проходной
характеристике транзистора (т. е. в отсутствие возбуждающего тока).
128
В режиме А рабочую точку выбирают так, чтобы коллекторный ток покоя
был равен половине импульса тока при максимальном сигнале. Этим обеспечи-
вается протекание тока в течение всего периода усиливаемого колебания. Ре-
жим А не используется в оконечных каскадах ввиду низкого КПД. В таком ре-
жиме работают промежуточные каскады усиления в однополосных передатчи-
ках; при этом обеспечивается минимум искажений и гармоник. В режиме А
очень тяжел тепловой режим транзистора. Надежность работы многоэмиттер-
ных транзисторов в режиме А существенно снижается вследствие неравномер-
ного распределения тока по структуре транзистора н явления вторичного про-
боя, поэтому допустимое напряжение коллектора и мощность рассеяния в ста-
тическом режиме снижаются примерно вдвое. Если на ВЧ (т. е. в динамическом
режиме) транзистор работает, например, при напряжении питания 28 В и рас-
сеивает мощность 20 Вт, то на постоянном токе в режиме А напряжение питания
должно быть порядка 12—15 В, а рассеиваемая мощность — до 10—12 Вт. Луч-
шая устойчивость транзистора в динамическом режиме (с отсечкой коллектор-
ного тока) объясняется тем, что ток протекает в течение коротких импульсов,
отчего неравномерность распределения тока значительно уменьшается.
В режиме В рабочую точку выбирают на пересечении спрямленной проход-
ной характеристики с осью абсцисс. Положительное напряжение смещения на
базе транзистора типа р-п-р равно напряжению сдвига характеристики (0,7 В
для кремниевых транзисторов). Колебательная характеристика усилителя (за-
висимость первой гармоники коллекторного тока от тока возбуждения) ли-
нейна, поэтому режим В можно использовать для усиления однополосных и AM
колебаний, хотя транзисторные усилители в режиме В имеют большие искаже-
ния, чем ламповые. Ток покоя в режиме В невелик, поэтому тепловой режим
обеспечить легче, чем в режиме А. В режиме С ток покоя отсутствует, если не
учитывать тока утечки коллекторного перехода.
Вопрос об угле отсечки в транзисторном ВЧ усилителе более сложен, чем
в ламповом, где угол отсечки однозначно определяется начальным положением ра-
бочей точки. Угол отсечки коллекторного тока на НЧ равен углу отсечки вход-
ного тока (т. е. тока базы в схеме ОЭ или тока эмиттера в схеме ОБ). Кремниевый
транзистор без смещения (частый практический случай) на НЧ по сущест-
ву работает в режиме С, так что этот режим непригоден для линейного уси-
ления.
По мере повышения рабочей частоты и приближения ее к f7 форма импульса
коллекторного тока вследствие инерционности транзистора несколько искажа-
ется и становится несимметричной, а длительность импульса возрастает. Таким
образом, ВЧ угол отсечки становится больше входного угла отсечки, т. е. за-
висит от частоты. Поэтому кремниевый транзистор без смещения, работающий
иа НЧ в классе С, на высоких частотах вследствие возрастания угла отсечки
переходит в режим В или даже АВ.
Режим работы транзистора характеризуется также степенью напряжен-
ности. Напряженность можно различать по отношению тока базы к току коллек-
тора или по отношению амплитуды переменного напряжения иа коллекторе </к
к напряжению питания Ек, т. е. так же, как и в ламповых усилителях. Но наи-
более удобно степень напряженности режима характеризовать состояни-
ями, в которых транзистор находится в течение периода усиливаемого коле-
бания.
Для повышения колебательной мощности и КПД необходимо использовать
транзистор в режиме с отсечкой тока (колебания II рода). При этом часть пе-
риода эмиттерный переход закрыт, в другую часть периода он открыт, причем
транзистор может находиться в активном состоянии либо переходить в состояние
насыщения. Рассмотрим режимы работы транзистора по мере увеличения на-
пряженности.
При недо напряженном режиме транзистор находится по очереди в двух сос-
тояниях: отсечки и активном. Ток базы невелик. Если транзистор из состояния
отсечки переходит в активное, а затем подходит к состоянию насыщения, такой
режим называют критическим. Если часть периода транзистор находится в со-
стоянии насыщения — это перенапряженный режим. При малой длительности
состояния насыщения режим считается слабопереиапряжеиным, при большой—
сильиоперенапряжеиным.
5 4-618
129
В ключевом режиме транзистор быстро перебрасывается из состояния отсе-
чки в состояние насыщения. В ключевом режиме транзистор подобен ключу,
который замыкается и размыкается управляющим током. В состоянии на-
сыщения сопротивление транзистора очень мало (на порядок меньше сопро-
тивления нагрузки), поэтому свойства транзистора мало влияют на работу кас-
када.
Недонапряженный и критический режимы характеризуются тем, что во
время активного этапа амплитуда н форма коллекторного тока зависят в основ-
ном от амплитуды и формы входного и почти не зависят от сопротивления на-
грузки и напряжения источника питания. Эти режимы используются для усиле-
ния колебаний переменной амплитуды (AM и ОМ сигналов).
Перенапряженный и ключевой режимы характеризуются тем, что в состоя-
нии насыщения амплитуда и форма импульса коллекторного тока зависят от на-
пряжения источника коллекторного питания, величины и характера нагрузки
н почти не зависят от формы и амплитуды возбуждающего импульса.
Ключевой режим используется для усиления колебаний постоянной ампли-
туды (например, ЧМ) и импульсных (телеграф). Он может применяться также
при модуляции на коллектор и модуляции изменением связи генератора с на-
грузкой. Ключевой режим не применяют для усиления колебаний переменной
амплитуды.
Типы коллекторных нагрузок и их влияние на форму напряжения и тока
коллектора. Вследствие ограничения параметров транзистора по коллекторным
напряжению, току и мощности рассеяния важное значение имеет форма перемен-
ного напряжения на коллекторе. Режимы, когда одновременно и ток, и напряже-
ние иа коллекторе велики, характеризуются большими потерями на коллекторе
и потому невыгодны. Примером может служить случай усиления синусоидаль-
ного колебания в недонапряженном режиме. Поскольку выделяемая на коллек-
торе мощность в каждый момент является произведением мгновенного напря-
жения и тока коллектора, для повышения КПД и снижения потерь на коллекто-
ре более выгодна ие синусоидальная, а уплощенная форма коллекторного
напряжения. Форма напряжения зависит, во-первых, от режима транзистора,
во-вторых,—от характера коллекторной нагрузки.
Ламповые усилители мощности, требующие высокого сопротивления на-
грузки (порядка нескольких килоом), работают на резонансную нагрузку с до-
статочно высокой добротностью (Q = 10...20). По этой причине форма перемен-
ного напряжения на аноде синусоидальна, хотя импульс анодного тока может
иметь различную форму. В то же время у транзисторных усилителей требуемое
сопротивление нагрузки составляет десятки или единицы ом, что ослабляет дей-
ствие шунтирующих нагрузку паразитных емкостей: выходной емкости тран-
зистора, емкости монтажа и т. д. Малое сопротивление нагрузки позволяет де-
лать ее низкодобротной (Q = 1...2) либо вообще нерезонансиой (Q = 0), что
дает возможность уплощения формы напряжения на коллекторе.
Нерезонансная нагрузка позволяет сконструировать широкополосный уси-
литель (ШПУ), т. е. обеспечить работу усилителя без перестройки в широком
диапазоне частот, причем отношение высшей частоты к низшей может превышать
100. Такой усилитель обладает высокими эксплуатационными, экономическими
и конструктивными параметрами. В дальнейшем узкополосным будем называть
усилитель, который может без перестройки работать в пределах одного люби-
тельского КВ диапазона, а широкополосным — в двух или более диапа-
зонах.
Рассмотрим различные варианты коллекторной нагрузки усилителя и ее
влияние на форму импульса тока и напряжения на коллекторе. Считаем, что
сопротивление нагрузки с учетом трансформирующих свойств коллекторной
цепи приведено к требуемому сопротивлению коллекторной нагрузки R т. е.
коллекторная цепь иа основной частоте (первой гармонике) имеет сопротивление,
равное Ra. Поскольку рассматривается работа усилителя мощности, считаем,
чго работа ведется колебаниями второго рода — с отсечкой коллекторного тока
в течение части периода. Коллекторная нагрузка может быть узкодиапазонной
или даже резонансной (параллельный или последовательный LC- или П-контур
достаточно высокой добротности) либо широкодиапазонной (трансформатор или
резистор).
130
Все многообразие схем коллекторной нагрузки можно свести к четырем
типичным случаям, показанным в табл. 7. Под каждой схемой коллекторной
нагрузки показана ее частотная характеристика, а также форма коллекторного
тока и напряжения в двух режимах — педонапряженном и перенапряженном.
Параллельный колебательный контур с достаточно высокой добротностью
(Q > 3), настроенный на частоту сигнала. Сопротивление его для токов первой
гармоники велико, для высших гармоник — мало. В недонапряжениом режиме
амплитуда и форма импульса коллекторного тока зависят от амплитуды и формы
тока б?зы. При синусоидальной форме тока возбуждения импульсы коллектор-
ного тока имеют синусоидальную форму с отсечкой. Вследствие прерывистого
характера тока содержание высших гармоник в нем значительно, но параллель-
ный контур представляет для них малое сопротивление. Поэтому напряжение
на контуре и на коллекторе близко к синусоидальному, причем амплитуда
переменного напряжения на коллекторе меньше напряжения коллекторного
питания.
При переходе в перенапряженный режим (за счет увеличения тока возбуж-
дения или сопротивления коллекторной нагрузки) напряжение UK в течение
длительности каждого периода усиливаемого колебания вначале возрастает —
до тех пор, пока транзистор перейдет в состояние насыщения. При этом контур
через открытый транзистор оказывается подключенным к источнику питания
Ек, что приводит к ограничению отрицательной полуволны коллекторного на-
пряжения. Напряженке ограничения £огр = Ек — ек нас, где ек нас = IKrHa<..
В слабоперенапряженном режиме длительность этапа насыщения невелика,
а импульс тока коллектора'ограничен или имеет небольшую впадину. При уве-
личении напряженности режима отрицательная полуволна коллекторного на-
пряжения начинает несколько превышать напряжение ограничения, прибли-
жаясь по значению к Ек. В этот момент потенциал коллектора становится рав-
ным нулю, и ток коллектора резко уменьшается, образуя провал в момент мак-
симального тока возбуждения. Импульс коллекторного тока раздваивается,
причем первый и второй импульсы могут заметно отличаться по величине в за-
висимости от настройки контура. Для уменьшения выбросов напряжения на
коллекторе оба импульса можно уравнять настройкой колебательного контура.
При большом сопротивлении нагрузки амплитуда провала в коллекторном
импульсе может стать больше амплитуды самого импульса, т. е. появится ток
обратного направления за счет превышения UK над Ек. В этот момент коллек-
торный переход оказывается смещенным в прямом направлении, и колебатель-
ный контур отдает определенную порцию запасенной в нем энергии в источник
питания (например, в аккумулятор). В этом состоит одно из отличий транзисто-
ра от электронной лампы: при обратной полярности питающего напряжения
коллекторный переход транзистора является проводником, а лампа — изолято-
ром. Форма коллекторного напряжения при Q >3 и в перенапряженном ре-
жиме остается близкой к синусоидальной (см. табл. 7), поэтому потери на кол-
лекторе велики. Пикфактор коллекторного напряжения (Z7K = UK макс/Е^
в этой схеме менее 2.
Последовательный колебательный контур с добротностью более 3. Сопро-
тивление еготокам первой гармоники мало, токам высших гармоник — велико.
Поэтому в недонапряжениом режиме ток коллектора, поступающий через кон-
тур в нагрузку, практически синусоидален. Напряжение на коллекторе несину-
соидально, так как является суммой первой и высших гармоник. Пикфактор
Пк значительно выше, чем в схеме с параллельным контуром, и может превы-
шать 3. Особенностью этой схемы является заметное влияние нелинейной ем-
кости коллекторного перехода (показанной штриховой линией на схеме в табл.7)
на форму коллекторного напряжения и КПД усилителя.
Токи второй и более высоких гармоник, которые не могут попасть в нагрузку
ввиду резонансных свойств контура, замыкаются иа корпус через нелинейную
емкость коллекторного перехода. Через эту же емкость ответвляется и часть
тока основной частоты. Эта емкость с понижением напряжения между коллектором
и эмиттером в течение каждого цикла колебания значительно возрастает, по-
этому скорость нарастания отрицательной полуволны коллекторного напряжения
замедляется, т. е. формируется уплощенная нижняя полуволна напряжения.
б* 131
Схема коллекторной цепи
Частотная характеристика коллекторной цепи zf F # tff
Форма тока коллектора и напряжения коллектор — эмиттер в недонапряжен- t UK3
ном режиме w t
То же, в перенапряженном режиме
Таблица 7
Это способствует повышению КПД усилителя, которое можно физически объяс-
нить преобразованием мощности высших гармоник в мощность основной частоты
на нелинейной емкости коллекторного перехода. Верхняя же полуволна вслед-
ствие уменьшения емкости коллекторного перехода при возрастании напряжения
на нем получается заостренной, что и приводит к увеличению Пк. Описанные
явления называются параметрическими, так как являются следствием измене-
ния параметров транзистора под действием усиливаемых колебаний. В данном
случае происходит параметрическое преобразование мощности колебаний одной
частоты (точнее, нескольких частот) в мощность колебаний другой частоты.
В перенапряженном режиме описанные явления усиливаются, КПД не-
сколько возрастает и достигает 80—85 % на частотах до 0,25 fT, а пикфактор до-
ходит до 3—4. Поэтому приходится либо снижать £к, что приводит к падению
коэффициента усиления и снижению отдаваемой" мощности, либо применять
блее высоковольтные транзисторы.
П-образный контур. Эта схема коллекторной нагрузки часто применяется
в транзисторных усилителях ВЧ мощности вследствие свойственных ей преиму-
ществ сравнительно с рассмотренными выше схемами. При равной с ними доб-
ротности П-контур обеспечивает в несколько раз лучшее подавление гармоник,
причем с повышением номера гармоники эта разница быстро увеличивается.
Эго объясняется тем, что в параллельные ветви контура включены два конден-
сатора, сопротивление которых с повышением номера гармоники падает, а со-
противление катушки, включенной в цепь последовательно, возрастает. Стано-
вится возможным уменьшить в несколько раз добротность П-контура сравнитель-
но с обычным контуром при равном подавлении гармоник. Снижение Q позво-
ляет расширить полосу частот, в которой усилитель может работать без пере-
стройки. Так, при Q = 2 полоса составляет 30 % от частоты настройки, а прн
Q = 3 — 15 % (от 0,9 до 1,05 частоты настройки) на уровне 0,8 максимальной
мощности.
Если на П-контур возлагаются не только фильтрация высших гармоник,
но и трансформация сопротивления нагрузки RH (обычно фидер 50 Ом) в рас-
четное сопротивление коллекторной нагрузки /?к, должно выдерживаться соотноше-
ние Q > (при /?„>?«) Обычно RK бывает от 5 — 6 Ом (при Ек — 28 В
и мощности в нагрузке 50 Вт) до 50 Ом (при Ек — 12 Ви мощности 1 Вг), по-
этому добротность Q = 3 достаточна по тти для всех практических случаев. При такой
добротности обеспечивается перекрытие каждого из любительских диапазонов без пе-
рестройки.
Поскольку сопротивление П-контура для высших гармоник мало, напря-
жение коллектора в недонапряженном режиме близко к синусоидальному, а
в перенапряженном — к синусоидальному с плоской нижней частью. Форма
импульса тока коллектора в недонапряженном режиме близка к отрезкам коси-
нусоиды. В критическом режиме верхушка импульса тока уплощается, затем,
по мере роста напряженности, в вернине импульса появляется провал вплоть
до полного раздвоения. Таким образом, при П-образной схеме контура формы
напряжения и тока коллектора близки к тем, которые характерны для парал-
лельного контура. Это объясняется близостью вида их частотных характеристик.
В первую емкость П-контура С\ входит выходная емкость транзистора Ск,
чтэ необходимо учитывать при расчетах. На высоких частотах Ск может рав-
няться С1; т. е. внешняя емкость отсутствует. В этом случае наблюдаются сле-
дующие параметрические явления: возрастание пикфактора и КПД (что ком-
пенсирует падение КПД с повышением частоты до определенного предела), из-
менение уровня гармоник и даже появление субгармоник, т. е. колебаний на час-
тотах в 2—3 раза меньше рабочей. Недостатком низкодобротного (Q с 2) П-
контура является плохое подавление субгармоник сигнала.
Высокочастотный трансформатор. Этот вид коллекторной нагрузки наи-
более часто применяется в широкополосных усилителях, которые требуют приме-
нения широкополосных трансформирующих цепей как на входе, так и на выходе.
Наиболее просто они реализуются с помощью ВЧ широкополосных трансфор-
маторов (ШПТ) на ферритовых сердечниках (особенности конструкции и расчета
ШПТ см. на с. J45—155).
133
Частотная характеристика ШПТ линейна в широком диапазоне частот, т.е,
он не обладает частотной избирательностью. Если нагрузка имеет активны?
характер и не зависит от частоты, трансформированное в коллекторную цеп1
сопротивление будет одинаковым на рабочей частоте, на гармониках и субгар-
мониках. На практике же частотная характеристика сопротивления, включен-
ного в цепь коллектора через ШПТ, соответствует частотной характеристике
нагрузки (антенно-фидерного устройства). Если, например, нагрузкой является
полуволновый диполь с фидером длиной полуволны, то включенное в цепь кол-
лектора сопротивление будет примерно одинаковым на первой, третьей, пятой
и других нечетных гармониках и гораздо большим на четных гармониках.
В недоиапряженном режиме при возбуждении синусоидальным током им-
пульс коллекторного тока имеет форму косинусоиды с отсечкой. Коллекторное
напряжение в общем случае состоит из суммы напряжений нескольких частот
и потому несинусоидально.
В перенапряженном и ключевом режимах формы тока и напряжения при-
ближаются к прямоугольным вследствие захода транзистора в состояние насы-
щения. Такой режим характеризуется высоким КПД, малыми потерями на
коллекторе и высоким уровнем гармоник. Длн уменьшения четных гармоник на
20—25 дБ применяется двухтактная схема усилителя. Вообще же между таким
усилителем и фидером включается набор полосовых фильтров, выбираемых в за-
висимости от рабочего диапазона. Перекрытие таких фильтров по частоте обычно
составляет 1,5—1,6.
Расчет транзисторного усилителя мощности
в критическом режиме
Недонапряженный и, как его предельный случай, критический режимы
применяются для усиления ОМ и AM сигналов. В критическом режиме мощ-
ность близка к максимальной, и коэффициент усиления больше, чем в перена-
пряженном и ключевом режимах. Поэтому критический режим используется
независимо от вида усиливаемых колебаний на частотах выше 0,5 fv где коэф-
фициент усиления и без того не очень велик.
Будем считать, что усилитель работает на настроенную (активную) нагруз-
ку. Исходными данными для расчета усилителя в критическом режиме являются
следующие величины.
1. Заданная колебательная мощность в коллекторной цепи Рг. Она прак-
тически равняется выходной мощности передатчика, поскольку благодаря
малой добротности колебательных систем потери в коллекторной цепи незначи-
тельны. Если же между усилителем и нагрузкой включен фильтр, вносящий за-
метные потери на рабочей частоте, колебательная мощность должна быть соот-
ветственно увеличена. В двухтактных усилителях расчет производится для одного
плеча.
2. Напряжение питания цепи коллектора Ех часто бывает задано (напри-
мер, напряжение аккумуляторной батареи) либо выбирается из таблиц рекомен-
дованных режимов. Если форма переменного напряжения коллектора несину-
соидальна, нужно учитывать пикфактор П к, свойственный выбранной схеме
коллекторной цепи. Если Ек не связано с имеющимся источником питания
(например, при работе от сети переменного тока), следует стремиться к макси-
мальному (с запасом 10—20 %) использованию транзистора по напряжению —
в этом случае обеспечивается максимальный КПД и коэффициент усиления
по мощности К„. Тогда Ек рассчитывают, исходя из условия, чтобы максималь-
ное напряжение коллектора в импульсе UK макс не превышало допустимого на-
пряжения на коллекторе.
3. Рабочий диапазон (или диапазоны) частот. Расчет проводится для наи-
высшей рабочей частоты.
4. Угол отсечки тока коллектора 0 в универсальных усилителях (ОМ, ТЛГ
и AM сигналов) выбирают равным 90°. В усилителях ТЛГ сигналов угол отсечки
может быть меньше 90°. Нередко усилители работают без внешнего смещения
в цепи базы, поэтому угол отсечки входного тока 0ВХ < 90°. Следует, однако,
134
учесть, что на высоких частотах 0'тока коллектора больше 0ВХ, поэтому целе-
сообразно для расчета принять 0 = 90° и в этом случае. Кроме того, 0 = 90
используют в двухтактных ШПУ для ослабления гармоник.
Транзистор выбирают по отдаваемой мощности Р1 и частоте /т. Нужно со-
бтюдать условие /т > (3...5)/в, где fa — верхняя частота рабочего диапазона.
При этом условии Кр достаточно велик.
Необходимые для расчета параметры транзистора берутся из справочных
таблиц или определяются графически по характеристикам транзистора.
Например, рассчитаем усилитель, развивающий колебательную мощность
20 Вт на частоте до 30 МГц в схеме ОЭ с питанием от сети переменного тока.
Выберем транзистор КТ903А, имеющий следующие данные. Предельная частота
усиления в схеме ОЭ fT — 120 МГц. Максимальное допустимое напряжение
коллектор — эмитгер UK3 доп= 80 В. Максимальное напряжение эмиттер — база
Доп== В. Максимальный ток коллектора /кл,акс = 5 А. Емкость коллектора
Ск= 140 пФ. Емкость эмиттера Сэ = 1400 пФ. Индуктивность эмиттерного выво-
да Ьэ= 10 нГн. Сопротивление базы г& — 2 Ом. Минимальный коэффициент
усиления тока базы |3 > 15. Тепловое сопротивление переход — корпус /?пк =
= 3,33°С/Вт. Напряжение коллектор — эмиттер в режиме насыщения — не
более 2,5 В при токе 2 А. Отсюда сопротивление насыщения гнас = 1,25 Ом в ста-
тическом режиме. На высокой частоте порядка fT гнас возрастает до 5 Ом. Бу-
дем считать, что на частотах до 30 МГц гнас — 2,5 Ом.
Выберем однотактный усилитель и П-образную схему коллекторной цепи.
Поскольку /в значительно ниже fT, первая емкость П-контура будет значительно
больше емкости С&. Поэтому считаем, что параметрическое изменение емкости
Ск незначительно влияет на общую емкость контура, и им можно пренебречь.
Сопротивление П-контура для второй и более высоких гармоник мало, поэтому
переменное напряжение на коллекторе можно считать синусоидальным.
Напряжение коллекторного питания
Ек = (0,45 ... 0,5) 6/к. доп = 0,45 • 80 = 36 В.
При <ем угол отсечки 0 = 90°. Для него значения а0 — 0,318 и ах — 0,500.
Амплитуда коллекторного напряжения в критическом режиме
^=^14+41/" в-
У <XiE~ J
Максимальное напряжение на коллекторе
^К. макс ~ ^к = 66 В < Uдоп.
Амплитуда тока первой гармоники
'к1 = 7Г = 1.33 А.
к
Максимальное значение тока коллектора в импульсе
/„ макс = — = 2,66 А < / гоп.
К. МаК'_ К. доп
Постоянная составляющая тока коллектора
/K0 = g/K1=0,85 А.
Подводимая мощность
Ра = Ек/к0 = 30,6 Вт.
135
КПД коллекторной цепи
’1 = ^1 = 3^ = °>65-
Г (у OU.U
Мощность, рассеиваемая на коллекторе,
30,6 — 20 = 10,6 Вт.
Требуемое сопротивление коллекторной нагрузки:
U2
Ом.
В двухтактных схемах RK необходимо удвоить.
Мощность возбуждения
_2(гб + 2л/тД3Шу/Р1у/ /?
в al \fj \UJ \
В этой формуле последний сомножитель учитывает степень шунтирования
нагрузки выходным сопротивлением транзистора. На частотах ниже 0,1ут
этот сомножитель можно отбросить. R22 — актявная составляющая выходного
сопротивления транзистора при КЗ на входе:
R 1
~ (2nfCK)2 гк'
Здесь гк — сопротивление коллектора; примем гк = гнас = 2,5 Ом;
^22 = (6,28 • 30 • 10е • 140 • 10"12)2 • 2,5= 570 Ом;
2 (2 + 6,28 • 120 • 106 . ю-8) / зо V /20\2 Л 22,5\2 _
Р*~ 0,52 Д20/ \30/ V ' 570/ ~ 2>4Вт-
Коэффициент усиления по мощности
Амплитуда входного тока
4х = /у + /(Ск) = т-^ + 2«/сЛ-
/т I 1
Здесь
Yi = “i (1 — cos 0) = 0,5 (1 — 0) = 0,5;
7ВХ = +6,28 • 30 106 . 140 • 10- 30 = 1,45 А.
2РВ 4 8
Входное сопротивление /?вх = —= 2,3 Ом (оно имеет комплексный
^вх ’
характер).
Добавочное сопротивление, включаемое между базой и эмиттером для пре-
дотвращения пробоя эмиттериого перехода при обратной полуволне управляю-
щего напряжения
п _ 6 мин________________15_____________. .
Д ~ 2л/тСэ “ 6,28 • 120 • 10? • 1,4 • 10~9 ~ ’
136
Уточним входное сопротивление с учетом /?д:
р. __ РвхРя _ 2,3 • 14 _
™ «вх + «д 2,3 + 14
Ом.
Мощность, рассеиваемая в транзисторе,
рт = рк + рв = >0>6 + 2,4 = 13 Вт.
Превышение температуры перехода над температурой корпуса транзистора
Тп — Тк = Rn КРТ = 3,33 • 13 = 43,3 °C.
Линейные усилители мощности на транзисторах. На транзисторах труднее
построить линейный усилитель с малым уровнем комбинационных искажений,
чем на лампах. У большинства транзисторов коэффициент усиления зависит от
коллекторного тока, т. е. от уровня усиливаемого сигнала. По мере увеличения
тока коллектора усиление вначале растет, затем падает. Поэтому транзисторы
общего назначения могут обеспечить линейный режим работы при меньших
уровнях мощности и значительно более низких частотах, чем предельные. На-
пример, транзистор, отдающий в телеграфном режиме 50 Вт на частотах 150 МГц,
иа этой частоте не может быть эффективно использован для линейного усиления.
Даже при снижении частоты до 30 МГц он отдает в линейном режиме толы о
30—40 Вт. Для линейных усилителей конструируют специальные транзисторы,
у которых зависимость коэффициента усиления от тока ослаблена. Иногда для
линеаризации нагрузки на предыдущий каскад и снижения образуемых в нем
комбинационных искажений в цепь базы мощного усилителя включают после-
довательно резистор небольшого сопротивления, но при этом уменьшается уси-
ление.
На уровень комбинационных искажений влияет не только амплитудная
но и фазоамплитудная характеристика усилителя, т. е. зависимость фазы выход!
ного напряжения от амплитуды сигнала. На высоких частотах (выше 0,25 )т)
эта зависимость существенна. Так, при фазовом сдвиге 30° уровень комбина-
ционных составляющих составляет — 15...18 дБ. Поэтому в линейных усили-
телях желательно применять транзисторы, имеющие f в десять и более раз
выше рабочей частоты.
Транзисторы типов КТ909, КТ912, К.Т921 обеспечивают на КВ уровень ком-
бинационных искажений — 25...30 дБ, транзисторы КТ927, КТ957 — до
—33...39 дБ. При малых и больших уровнях сигнала уровень искажений может
несколько повышаться. Режим усилителя следует устанавливать по минимуму
искажений при большом сигнале. Тогда при средних уровнях сигнала относитель-
ный уровень искажений уменьшится, а при малом сигнале вновь увеличится,
но по абсолютному уровню они будут значительно слабее, чем при большом сиг-
нале.
Если маломощные предварительные каскады линейного усиления могут
работать в режиме Л, то в мощных усилителях используют режим В с углом
отсечки 90°. Для поддержания этого режима вводят небольшое автоматическое
запирающее напряжение смещения за счет постоянного тока эмиттера или базы.
Вводить какие-либо элементы в цепь эмиттера (в схеме с ОЭ) нецелесообразно,
особенно на высоких частотах и при мощности более 10—20 Вт из-за увеличе-
ния опасности самовозбуждения. В таком случае автоматическое смещение соз-
дается на базовом резисторе RSBT, сопротивление которого равно сопротивлению
добавочного резистора 7?д, включаемому между базой и эмиттером (расчет со-
противления йд см на с. 136).
Схема питания базовой (схема с ОЭ) или эмиттерной (схема с ОБ) цепи
должна обеспечить постоянное отпирающее и автоматическое запирающее напря-
жения (рис. 16, а и б). В этих схемах 7?авт = R3 + RiRz^Ri + Rz)- Резистор
R3 может отсутствовать, тогда
Равт ~ RiRz/(Ri + Rz)-
137
На рис. 3.16, в показана схема подачи смещения, стабилизированного крем-
ниевым диодом. В режиме молчания основная часть тока течет через диод VD1,
работающий как низковольтный стабилизатор напряжения. Резистор R3 (со-
противлением единицы ом) способствует именно такому распределению тока;
без него ток базы и ток через диод были бы примерно одинаковы. Когда переход
база — эмиттер открывается большим сигналом, основная часть тока потреб-
ляется базой, а ток через диод снижается. Суммарный ток регулируют резисто-
ром R2', чтобы диод не выходил из режима стабилизации, ток через него дол-
жен превышать на 30—30 % постоянную составляющую тока базы. Для улучше-
Рис. 3.16. Схемы подачи смещения в линейных усилителях:
а —в схеме с ОК: б—в схеме ОБ; в—с помощью стабилизирующего
диода
ния температурной стабильности диод должен иметь тепловой контакт с корпу-
сом транзистора. Начальный ток транзистора устанавливается резисторами
R2 и R3.
Если в усилителе применяется несколько транзисторов, в каждом из них
смещение устанавливают индивидуально. При этом увеличивается число стабили-
зирующих диодов и ток, потребляемый цепями. В таком случае эти цепи питают
от отдельного низковольтного (2—3 В) источ-
ника.
В двухтактной схеме с последовательным вклю-
чением базовых цепей угол отсечки 90° может быть
установлен при всех уровнях сигнала, если не зазем-
лять среднюю точку входного понижающего транс-
форматора. В этом случае достаточно подать на базы
только постоянное отпирающее смещение.
Для питания цепи базы целесообразно исполь-
зовать -стабилизатор напряжения на транзисторах
(рис. 3.17). Его достоинством является более высо-
кий коэффициент стабилизации. Начальный ток
транзистора устанавливается резистором R3. Тран-
зистор VT1 укрепляют на радиаторе усилителя для
улучшения температурной стабильности. В качестве
Рис. 3.17. Стабилизатор VT1, кроме транзистора КТ602Б, можно также
для питания цепи базы использовать транзистор КТ807Б, который удобно
линейного усилителя укрепить за фланец (через изолирующую про-
кладку).
При расчете линейного усилителя в критическом режиме после вычисления
UK кр принимают £7К= (0,9...0,95)(/к кр. В конце расчета определяют среднюю
подводимую, отдаваемую и рассеиваемую мощность с привлечением среднего
коэффициента модуляции. В линейных усилителях полезно применение схем
сложения мощности с развязкой транзисторов, так как при пробое одного тран-
зистора режим другого не нарушается, что важно для сохранения линейности.
Мощные полевые транзисторы (КП901, КП904, КП907) можно с успехом
применять в линейных усилителях. Кроме высокой линейности оии имеют боль-
шой коэффициент усиления по мощности, высокое входное сопротивление, луч-
шую температурную стабильность, стойки к перенапряжениям в выходной и
особенно входной цепях. В то же время мощные полевые транзисторы имеют низ-
кий КПД (40—50 %) и меньшую единичную мощность, чем биполярные. Разра-
ботаны полевые транзисторы, имеющие мощность 50 Вт на частоте 100 МГц.
133
Узкополосные усилители и согласующие цепи. Узкополосные усилители
в любительских КВ передатчиках практически работают в пределах одного из лю-
бительских диапазонов, поэтому полоса пропускания их может быть менее 10 %.
Коллекторную нагрузку в них выполняют резонансной. Перекрытие несколь-
ких любительских диапазонов можно осуществить переключением контуров.
Узкополосные усилители выполняют по однотактной схеме, так как двух-
тактная схема сложнее, требует симметрии плеч и подбора одинаковых транзи-
сторов. Подавление гармоник обеспечивается высокой добротностью резонан-
сных цепей.
Транзисторный усилитель ВЧ мощности часто представляет собой само-
стоятельную конструкцию. Сигнал на его вход подается коаксиальным кабе-
лем с волновым сопротивлением 50 или 75 Ом. Входное сопротивление транзи-
с ора в несколько раз меньше этой величины, а в многокаскадных усилителях
примерно на порядок меньше выходного сопротивления предшествующего тран-
зистора. Поэтому первая функция входных и межкаскадных цепей состоит
в согласовании сопротивлений, их выходное сопротивление должно быть меньше
входного.
В выходном каскаде требуемое сопротивление коллекторной цепи RK бы-
вает практически от 5 до 50 Ом, а сопротивление нагрузки (фидера антенны или
фильтра) 50 или 75 Ом. Поэтому выходная цепь почти всегда является повы-
шающей.
Вторая функция — фильтрация гармоник — в маломощных транзисторных
передатчиках (до десятков ватт) возлагается также на межкаскадные и выходные
резонансные цепи. Для этого их добротность делается достаточно высокой, а если
необходимые значения добротности получаются слишком высокими, переходят
к более сложным цепям связи, содержащим добавочные контуры. В мощных
передатчиках высокое подавление гармоник обеспечивается добавочными поло-
совыми фильтрами на выходе передатчика. Если в передатчике используется
несколько блоков, работающих на общую нагрузку, разделение мощности воз-
буждения и сложение выходной мощности также могут осуществляться с по-
мощью резонансных цепей связи. Наиболее часто в цепях связи транзисторных
передатчиков применяют Г-, Т- и П-образные звенья, а также параллельные и
последовательные колебательные контуры, а в более сложных случаях — ком-
бинации н видоизменения этих схем. Рассмотрим несколько вариантов вы-
полнения выходных цепей транзисторных передатчиков.
В схеме на рис. 3.18, а связь между коллектором, колебательным контуром
и нагрузкой — кондуктивная. Заданы требуемое сопротивление в цепи коллек-
тора Rk, сопротивление нагрузки RH, рабочая частота f и емкость коллектора
Ск. Необходимо определить данные контура L1 и С1, а также коэффициет вклю-
чения коллектора Кв.к, показывающий, какая часть витков катушки включена
между коллектором и источником питания, и коэффициент включения нагрузки
Кв.н .
Эквивалентное сопротивление R3 нагруженного контура зависит от вели-
чин /?к и /Св к, его следует выбирать в пределах 0,5—2 кОм. В этом случае
получаются легкореализуемые величины L1 и С1. Добротность контура Q сле-
дует выбирать порядка 5... 15, в зависимости от требуемого подавления токов
гармоник. Более высокое Q увеличивает потери в контуре и сужает полосу
пропускания, а более низкое снижает подавление гармоник. Чем выше Q, тем
меньшим должен быть /(в к.
Рассчитаем, например, коллекторную цепь по схеме рис. 3.18, а. Исходные
данные: RK = 20 Ом; Ra = 50 Ом; f = 14 МГц; Ск = 140 пФ; Q = 8. Вы-
бираем Кв к = 1/6, тогда
R3 = -Т1- = 7^72 -=720 Ом;
\6/
Я- 790
Xu=q3 = T° = 90 Ом;
ХС1 = XLl =90 Ом.
139
Определим коэффициент трансформации:
КВ.Н = К8 ЛтР = | • 1-58 = 0,26;
,, 90
L ~ 2л.f 6,28 14
= 1 мкГн;
Cl______!_—
106
= 126 пФ.
Рис. 3.18. Согласующие резонансные цепи транзисторных уси-
лителей
Из емкости С/ нужно вычесть емкость, вносимую в контур за счет емкости
коллектора Ск: Св н — Ск^в =140 )2 — 4 пФ. Сопротивление конденса-
тора Сбл должно быть в 10—20 раз меньше сопротивления коллекторной нагруз-
ки. Напряжение питания Ек следует подавать через дроссель, индуктивность
которого может быть одного порядка с индуктивностью контуриой катушки или
несколько больше.
Схема на рис. 3.18, б отличается от предыдущей тем, что емкость контура
образована двумя конденсаторами С1 и С2, и нагрузка подключена к образован-
140
ному ими делителю. При этом из условия резонанса Л'С1 + А^С2 = %-L- Восполь-
зуемся данными из предыдущего примера: ХС2 = XLKS н = 90 • 0,26 =
= 23,4 Ом; ХС1 = XL — Ха = 90 — 23,4 = 66,6 Ом.
Плавное изменение связи с нагрузкой (/(в н) можно осуществить изменением
емкости С2, а подстройку контура — с помощью Сх. Иногда по конструктивным
или другим соображениям необходимо, чтобы катушка контура была непосред-
ственно соединена с корпусом. Тогда можно применить схему параллельного
питания (рис. 3.18, в). В этой схеме Кв к = С1/(С1 J- С2). Исходя из значений
Як, -^в. к выбирают таким, чтобы /?э нагруженного контура было порядка 0,5 —
2 кОм. Связь контура с нагрузкой определяют так:
К к1/ 1Г •
D* Н В. К В/ [J
F К
Если связь нагрузки с контуром не кондуктивная, а индуктивная, то при сильной
связи между катушками (например, намотанными на ферритовом кольце) число вит-
ков катушки связи шсв = Ка HwK, где wK— число витков контурной катушки. Ин-
дуктивность дросселя Тдр > L1, а сопротивление конденсатора Сбл на рабочей час-
тоте должно быть в несколько раз меньше RK.
О геним подавление гармоник в описанных схемах коллекторной цепи и мак-
симальную мощность первой гармоники Plt при которой уровень высших гар-
моник не выходит за допустимые пределы. Будем считать таким пределом
0,01 Вт. Самой мощной является вторая гармоника. В наиболее распространен-
ных режимах усиления = 0,4...0,5. LC-контур обеспечивает подавление
токов второй гармоники в 1.5Q раз, третьей — в 2,7Q раз. Следовательно, при
Q = 10 коэффициент фильтрации = 1,5Q — 15, а /<ф = 27.
Если КСВ1 = КСВ2 (например, при питании рамок двойного квадрата од-
ним фидером на 14 и 28 МГц), справедлива формула
k^Vp^K,
где — мощность на рабочей частоте; Р2 — допустимая мощность на второй
гармонике. Тогда
а2
Р1 = 4 К1р2 = (4 ... 6) 152 • 0,01 = 9 . .. 13,5 Вт.
а ф
г
Следовательно, коэффициент фильтрации одиночного контура достаточен лишь
для передатчика III категории.
Значительно лучшей фильтрацией обладает П-образный контур, у кото-
рого Кф « где п — номер гармоники. Этот контур (рис. 3.18, г), как и на
рис. 3.18, в, может применяться для согласования с нагрузкой, сопротивление
которой может быть как больше, так и меньше сопротивления в коллекторной
цепи. Добротность П-контура выбирают обычно не выше 5. Меньшая добротность
цепей связи увеличивает устойчивость усилителя.
Рассчитаем П-контур, взяв те же данные RK = 20 Ом; 7?н = 50 Ом; Ск =
= 140 пФ:
j/"д5 — 1 = — 1 ~ ’>22; выберем Q = 3;
_Ян_50
^С2 — 16,7 ОМ,
___________=______20
jZ^(Q2 + 1)~1 /i(9+1)“1
141
X
L
= 23,6 Ом.
Коэффициент фильтрации = n3Q = 24. Если недостаточен, применяют схему
с добавочным последовательным фильтрующим контуром имеющим доброт-
ность (?ф (рис. 3.18, 5). Вначале рассчитывают элементы П-контура. Затем опреде-
ляют вспомогательный параметр Ra — RH/(Q2 + 1) = 50/(9 1) — 5 Ом.
Величину выбирают обычно близкой или равной Q П-контура. Выберем
<2Л = 4:
Х£ = = 5 4 = 20 Ом.
Хс = X, = 20 Ом.
Ф
Катушки Lt и Еф можно объединить в одну: L — + Еф. В таком контуре Кф =
= п3С<2ф = 8 • 3 • 4 = 96. Необходимо проверить, чтобы не было последовательного
резонанса цепи £Сф на рабочей частоте и ее гармониках. Если частота резонанса
получается близкой к Лим частотам, необходимо принять другое значение <2ф.
Для трансформации сопротивлений в транзисторных передатчиках часто
применяют Г-образные ЕС-звенья (рис. 3.18, е). Добротность Г-звена нельзя
выбрать произвольно — она зависит от соотношения согласуемых сопротивле-
ний: Q= /RJR2— 1, причем Rr > R2. Высокоомный источник подключает-
ся к зажимам 1—2, низкоомная нагрузка — к зажимам 3—4.
Рассчитаем Г-звено для согласования на входе усилителя 50-омного коак-
сиального кабеля (R1) со входным сопротивлением транзистора R = 5 0м;
1=3; Xc = |j = y= 16,7 Ом; XL = R2Q = 5 3 = 15 Ом.
Затем величины L и С рассчитывают обычным порядком на рабочей частоте.
Если Г-звено применяется как цепь межкаскадной связи, в качестве R1 прини-
мается сопротивление коллекторной нагрузки RK транзистора — источника
возбуждения.
Г-звено может также применяться для согласования низкоомного источ-
ника с более высокоомной нагрузкой (например, в качестве выходного
контура транзисторного передатчика). В этом случае в качестве R2 принимается
вычисленное значение RK, а в качестве R1 — сопротивление нагрузки, т. е. низко-
омный источник подключается к зажимам 3—4, высокоомная нагрузка — к за-
жимам 1—2. При этом мощность передается по схеме справа налево, например:
RH = R1 ==75 Ом; Rx = R2 = 15 0m;
Q= V3r1-I = 1Л§-1==2; Хс = & = 7 = 37,5 Ом;
г /\2 г Ю х
Xl=R2Q = 15 • 2 = 30 Ом.
Высокая добротность Г-звена, как и других типов контуров, в транзисторных
передатчиках нежелательна по нескольким причинам: звено становится чувстви-
тельным к разбросу параметров транзистора и изменению их в процессе работы;
возрастает опасность самовозбуждения усилителя; сужается полоса пропускания;
катушки индуктивности становятся труднореализуемыми.
Фильтрация, обеспечиваемая Г-звеиом, достаточна лишь для маломощных
передатчиков. При мощности более 10 Вт необходимо выходную цепь услож-
нить — дополнить последовательным контуром либо П-фильтром. Добавочный
П-контур рассчитывают так, как описано выше; расчет добавочного контура
ЕфСф (рис. 3.18, ж), включенного последовательно с катушкой L1, производят
следующим образом. Воспользуемся предыдущим примером: RK = R^= 15 Ом;
RH = Rx = 75 Ом; Q = 2. Зная необходимый коэффициент фильтрации Кф (расчет
142
его приведен на с. 120; примем ^ф = 40), вычислим добротность <?ф добавочного
фильтра для данного Г-звена: <2ф = K$/n2Q;, для второй гармоники п = 2, тогда
Q-, = 5;
Х1ф=ХСф = (?ф/?2 = 5. 15=75 Ом.
Катушки £ф» и L1 могут быть объединены: L = £ф + Искусственно увеличи-
вать L1 на величину Дф (компенсируя Дф посредством Сф) приходится также тог-
да, когда вычисленное значение L1 маю и неудобно для изготовления.
В межкаскадных цепях применяется также Т-образная схема (рис. 3.18,а),
представляющая собой Г-звено с добавочным конденсатором С2, позволяющим
расширить пределы согласуемых сопротивлений. Рассчитаем такое звено по
исходным данным: — 50 Ом; R2 = 5 Ом; Q > У— 1 ; примем Q = 4;
XL = QR2 = 4 • 5 = 20 Ом;
ХС1 = RjR2 (Q2 + 1) — R2 = У 50 • 5 (42 + 1) — 502 = 42 Ом;
XC2 = j^^(Q+]/^(Q2+l)-l) -
Однако подавление высших гармоник в таком звене меньше, чем в обычном
Г-звене, описанном ранее. Поэтому оно применяется после каскада, дающего
минимум гармоник за счет работы в режиме А, либо дополняется фильтром на
высокоомной стороне.
Если согласуемые сопротивления отличаются одно от другого более чем
в 10—15 раз, лучше применить двухступенчатую схему согласования, причем
коэффициенты трансформации ступеней целесообразно взять равными или близ-
кими.
Первая ступень преобразует сопротивление Rt в /?ср = R±R2, вторая — 7?ср
в R2. Например: R1 = 50 Ом; R2 = 2 Ом; /?ср = ]/ 50 2 — 10 Ом; первая ступень
трансформирует 50 Ом в 10 Ом, вторая— 10 Ом в 2 Ом. Это могут быть два
Г-звена, или комбинация звеньев разных типов.
В ступенях согласования можно применять также широкополосные транс-
форматоры, в том числе на основе длинных линий. Они имеют дискретный ко-
эффициент трансформации; 1; 2; 3... либо 1/2; 1/3, ..., т. е. могут согласовывать
сопротивления, отличающиеся друг от друга в 4, 9 и т. д. раз. Трансформаторы
следует применять в низкоомной ступени согласования. В данном случае (Rt =
= 50 Ом; R2 = 2 Ом) трансформатор можно использовать для повышения в
4 раза сопротивления R2, а затем повысить до 50 Ом другой цепью.
Нередко в межкаскадных и выходных цепях применяется Т-звено, имеющее
две индуктивности в последовательной цепи и емкость — н параллельной
(рис. 3.18, и). Т-звено обеспечивает такое же подавление гармоник, как рассмот-
ренное ранее П-звено. В отличие от него Т-звено имеет при тех же согласуемых
сопротивлениях в несколько раз большие значения XL и Хс, т. е. большие ин-
дуктивности и меньшие емкости. Это важно в случае малых согласуемых сопро-
тивлений, когда индуктивности получаются слишком малыми и их становится
неудобно изготовлять.
Рассчитаем Т-звено по тем же данным, что и П-звено: R1=20Om; R2 =
= 50 Ом; Q = 3: XLi = R-& — 20 • 3 = 60 Ом;
X = /?3 1/ -?1 - 1 = 50 У 2O.^±J). - 1 ~ Уб,5 Ом;
f i\2 г OU
R, (Q2 +1)
Г А2
______—— = 42.3 ом.
143
Сравним с данными П-контура: ХС1 = 11,6 Ом; ХС2 = 16,7 Ом; XL = 23,6 Ом.
Сравнительно небольшая величина в рассчитанном Т-звене (268 пФ на частоте
14 МГц) позволяет в случае необходимости подстраивать звено переменным ко ь
денсатором. При более высокой добротности емкость конденсатора Т-цепи стано-
вится еще меньше. Фильтрация этого звена = n3Q, где п — номер гармоники.
При п = 2 = 23 • 3 = 24.
Фильтрацию можно улучшить, включив последовательно с катушкой L1 после-
довательный контур £фСЛ (рис. 3.18, к) с добротностью <2ф = XL /Rv Задавшись
добротностью этого фильтрующего контура (например, <2ф = 4), находим реактив-
ное сопротивление конденсатора и катушки фильтрующего контура: = Х^$ =
= q(^R1 = 4 20 = 80 Ом. Зная реактивное сопротивление, нетрудно найти вели-
чины L и С для рабочей частоты. Коэффициент фильтрации такого звена (рис.
3.18, к) Кф = и3<2<2ф, где п—номер гармоники. При п =2Кф = 23 • 3 • 4 = 96.
Аналогичную операцию можно произвести в правом плече Т-звена, под-
ставляя в формулу 'R2 вместо R^
Широкополосные усилители в недоиапряженном и критическом режимах.
Широкополосные усилители (ШПУ) могут работать в широком диапазоне час-
тот без подстройки, что достигается использованием широкополосной (нерезо-
нансной) нагрузки. ШПУ, работающие в недонапряжениом и критическом ре-
жимах, являются наиболее перспективными для применения в КВ радиосвязи,
так как они пригодны для усиления всех видов колебаний, используемых корот-
коволновиками: ОМ, ТЛГ и AM.
В области низких частот (до 0,02 )т) можно не учитывать индуктивности
выводов транзистора и его выходную емкость, т. е. считать нагрузку чисто ак-
тивной. Максимальная частота, ограничивающая эту область, у современных
мощных транзисторов достигает 10 МГц. На таких частотах для связи между
каскадами, а также с нагрузкой широко применяют трансформаторы на феррито-
вых кольцах с магнитной связью между обмотками.
На средних частотах (до 0,2 /т) сказывается влияние индуктивностей вы-
водов транзистора, выходной емкости и, в особенности, изменение с частотой
входного сопротивления транзистора и падение усиления с ростом частоты. На
частотную характеристику, КПД и мощность ШПУ влияют также индуктивность
и емкость монтажа, индуктивность рассеяния согласующих трансформаторов
и т. д. Тем не менее путем рационального конструирования межкаскадных и вы-
ходных цепей (включением индуктивностей выводов и емкостей переходов соот-
ветственно в индуктивности и емкости цепей связи) можно и на этих частотах
построить достаточно широкополосные усилители. Применяя специальные ши-
рокополосные трансформаторы-линии, можно построить ШПУ с полосой до
100-200 МГц.
На высоких частотах, близких к /т, невозможно осуществить широкополос-
ное усиление ввиду сильного влияния индуктивностей выводов и емкостей пере-
ходов транзистора. Компенсация их реактивными элементами другого знака
увеличивает добротность цепей связи (Q достигает 10—20), что делает их узко-
полосными. Для обеспечения нормального режима и высокого КПД нагрузка
ШПУ должна быть активной и согласованной (КСВ = 1...1,2, но не более 1,5).
В то же время на практике передатчики нередко работают на нагрузку (антен-
ну), имеющую значительную реактивность, что приводит к возрастанию КСВ.
В таких случаях на выходе ШПУ включают перестраиваемые резонансные кон-
туры, позволяющие компенсировать реактивность антенны и улучшать подавле-
ние гармоник (наиболее часто применяют П-контур). В узкополосных уси-
лителях реактивность нагрузки компенсируют обычно за счет подстройки одного
из элементов согласующей цепи, так что необходимость в специальных мерах
отпадает. ШПУ выполняю' как однотактными, так и двухтактными. Однотактные
ШПУ наиболее часто используют в маломощных (промежуточных) каскадах
в режиме А (реже в режиме АВ). При работе без отсечки тока получают наиболь-
ший коэффициент усиления по мощности, особенно на высоких частотах. Кроме
того, входное сопротивление транзистора в режиме А меняется значительно
меньше, чем в режиме с отсечкой тока. Этим достигается постоянство нагрузки
144
иа предыдущий каскад. Кроме того, режим А обеспечивает минимальный уро-
вень Гармоник, т. е. более чистый сигнал возбуждения длнаследующего каскада.
Наличие гармоник в возбуждающем токе снижает КПД усилителя и может при-
вести к перенапряжению в коллекторной цепи. Благодаря малому уровню гар-
моник в режиме А не требуется их фильтрация, поэтому можно получить значи-
тельную широкополосность.
В маломощных предварительных ШПУ в качестве коллекторной нагрузки
можно использовать резисторы сопротивлением, составляющим десятки или сот-
ни ом (рис. 3.19, а). Входное сопротивление последующего каскада на транзи-
сторе VT2 па порядок меньше, чем выходное сопротивление первого каскада,
поэтому можно считать, что транзистор VT2 возбуждается от генератора тока
и работает как усилитель тока. Он должен включаться по схеме с ОЭ, так как
в схеме ОБ усиление по току меньше единицы.
Для коррекции усиления на ВЧ последовательно с коллекторным резисто-
ром включают дроссель индуктивностью единицы или десятки микрогенри.
Иногда для снижения добротности дросселя и опасности самовозбуждения вмес-
то резистора включают дроссель, зашуптированный резистором (рис. 3.19, б).
Рис. 3.19. Схемы широкополосных промежуточных транзистор-
ных усилителей:
а — резистивная, б — дроссельная, в — трансформаторная
При мощности более 1 Вт целесообразно применять трансформаторные схе-
мы, позволяющие включать транзисторы как по схеме с ОЭ, так и по схеме
с ОБ Трансформация тока позволяет повысить коэффициент усиления. На час-
тотах до 10 МГц при согласуемых сопротивлениях более нескольких десятков
ом можно применять трансформаторы с магнитной связью между обмотками
(рис. 3.19,в). При более высоких частотах и малых согласуемых сопротивле-
ниях, когда обычные ШПТ применять нецелесообразно, переходят к широкопо-
лосным траисформаторам-лнниям.
Однотактные ШПУ применяют при мощности до 10—30 Вт. Уже при мощ-
ности несколько ватт для повышения КПД они работают с отсечкой тока и дают
на выходе большой уровень гармоник, поэтому требуется фильтрация выходного
сигнала. ШПУ мощностью 20—30 Вт и более выполняют по двухтактной схеме;
при этом можно подавить четные гармоники на 15—20 дБ, а при специальном
подборе транзисторов — до 25 дБ. Если угол отсечки установить 90°, теорети-
чески должны отсутствовать нечетные гармоники. Поэтому выходной спектр
двухтактного ШПУ значительно чище, чем однотактного.
Широкополосные трансформаторы. Этн устройства, называемые сокращенно
ШПТ, в последние годы стали одним из основных элементов схем транзисторных
передатчиков, в особенности широкополосных. Современный транзисторный
КВ радиопередатчик нередко содержит больше ШПТ, чем транзисторов. ШПТ
выполняют в них функции согласования сопротивлений, симметрирования, сло-
жения и разделения мощности, а также переворота (инверсии) фазы ВЧ напря-
жения. Они характеризуются следующими параметрами.
1. Передаваемая трансформатором мощность Р. ШПТ выполняют иа мощ-
ности от долей ватта до сотен ватт (в любительских условиях).
2. Входное и выходное сопротивления /?вх, /?вых бывают от единиц до со-
тен ом.
3. Коэффициент трансформации по напряжению = ^Вых/^вх> или п0 соп‘
ротивлению ^вых/^вх- причем
4. КПД трансформаторов обычно составляет 90...98 %.
145
5. Диапазон рабочих частот /Е — fa. На границах диапазона обеспечива-
ются удовлетворительные параметры. Нетрудно выполнить ШПУ с перекрытием
fs/fH = 100; достижимо перекрытие и в 1000 раз. Наиболее часто ШПТ используют
на частотах от 0,1 до 100—200 МГц.
В настоящее время применяются ШПТ двух типов: с индуктивной связью
между обмотками и на основе длинных линий (ШПТЛ). Встречаются также на-
звания трансформатор-линия (ТЛ), в зарубежной литературе — трансформатор
Рутроффа — по имени изобретателя.
Принцип действия ШПТ с индуктивной связью основан на явлении электро-
магнитной индукции. Такой ШПТ в общем мало отличается от обычного НЧ
трансформатора. У него также имеются первичная и вторичная обмотки. Для
повышения КПД, увеличения связи между обмотками и расширения рабочей по-
лосы частот обмотки наматывают на замкнутый сердечник из магнитодиэлект-
рика. Вся полезная мощность передается через магнитный поток Ф (рис. 3.20).
Передача энергии через электрическое поле за счет емкости между витками, об-
мотками, а также между обмотками и сердечником является вредной. Поскольку
не весь магнитный поток
Рис. 3.20. Высокочастотный трансформатор с маг-
нитной связью между обмотками:
а — устройство, б — эквивалентная схема
проходит через сердечник
(часть его замыкается через
воздух), происходит рассея-
ние магнитного потока.
В эквивалентной схеме ШПТ
(рис. 3.20, б) это явление
отражается так: последова-
тельно с первичной и вто-
ричной обмотками L1 и L2
идеального трансформатора
включаются индуктивности
рассеяния LS1 и Ls2. Ин-
дуктивность первичной об-
мотки L1 измеряется при
разомкнутой вторичной обмотке, а индуктивность рассеяния LS1 изме-
ряется при КЗ вторичной обмотки. Аналогично измеряются параметры L2
и Ls2. Обычно соотношение Ls/L составляет несколько процентов. Индуктив-
ности рассеяния совместно с паразитными емкостями увеличивают неравномер-
ность частотной характеристики ШПТ и завал в области высоких частот. Для
расширения полосы частот нужно увеличивать L, уменьшать Ls и паразитные
емкости. Эти требования трудносовместимы, но путем рационального конструи-
рования можно довести верхний предел передаваемой полосы частот до 30 МГц.
Для увеличения L применяют сердечники с высокой проницаемостью (р до 1000)
и малыми потерями в рабочем диапазоне частот. Высокая проницаемость позво-
ляет достичь необходимой индуктивности при малом числе витков. Для сниже-
ния Ls обмотку нередко выполняют лентой, плотно наматывая ее на кольцевой
сердечник; витки располагают равномерно по всему кольцу; между витками пер-
вичной обмотки располагают вторичную (с зазором); помещают трансформатор
в экран. Для снижения паразитной емкости выводы первичной и вторичной обмо-
ток делают в противоположные стороны, а при намотке лентой между первич-
ной и вторичной обмотками помещают прокладку толщиной до 1 мм. Между
обмотками и наружным экраном расстояние должно быть порядка 2—3 мм.
Для ШПТ с индуктивной связью в диапазоне КВ 3...30 МГц наиболее часто
применяют кольцевые ферритовые сердечники с проницаемостью 200...50. При
мощности до 5 Вт используют сердечники с наружным диаметром 10—12 мм; при
10—20 Вт —'диаметром 16—20 мм; при 50 Вт — диаметром 32 мм. Указан-
ные пределы мощности относятся к низшей частоте КВ диапазона (3 МГц). По
мере повышения частоты мощность, которую способен передать трансформатор
на данном сердечнике, может повышаться, если потери в сердечнике растут
медленнее, чем частота. У ферритов марок 100 ВЧ, 90 ВЧ, 50 ВЧ-3 на частотах
25—30 МГц допустимая индукция (величина магнитного поля в сердечнике)
снижается всего в 1,5—2 раза по сравнению с частотой 3 МГц. Поэтому транс-
форматор на кольце из такого материала типоразмером 32 X 16 X 8 мм, пере-
146
дающий на частоте 3 МГц мощность 60 Вт, при частоте 7 МГц может передать
ПО—120 Вт, при 14 МГц — 200 Вт, при 21—28 МГц — 250 Вт. Однако здесь
ограничение мощности трансформатора может наступить уже за счет перегрева
обмотки (необходимо воздушное охлаждение). В то же время у ферритов марок
400НН-1, 200НН-1, 150НН, 150 ВЧ допустимая индукция на частотах 20—30
МГц в несколько раз ниже, чем на частоте 3 МГц, поэтому мощность трансфор-
матора по мере роста частоты не повышается, а может даже снижаться. Для
повышения мощности трансформатора можно применить сердечник, сложенный
из п колец (обычно 2...5); при этом число витков обмотки уменьшается в У л
раз.
Число витков обмоток трансформатора определяется из условия, чтобы на
низшей рабочей частоте индуктивное сопротивление не меньше чем в 4 раза пре-
вышало сопротивление нагрузки, которое подключается к данной обмотке:
16007? (Онар + Овн)
W У '
Здесь w — число витков; 7? — подключаемое к обмотке сопротивление, Ом;
£> и Dm — наружный и внутренний диаметры кольца, мм;'й — высота кольца,
мм; — низшая рабочая частота, МГц; р, — проницаемость материала сердеч-
ника.
Пример 15. Определить число витков трансформатора мощностью 50 Вт
для согласования сопротивлений = 50 Ом ий2 = 200 Ом в диапазоне от
/н = 3 МГц до /в = 30 МГц.
1. Выберем кольцевой сердечник со следующими данными: £>нар=32мм;
£>вн = 16 мм; h = 8 мм; материал —феррит с проницаемостью р = 100.
2. Число витков первичной обмотки
_ 1600-50(32+ 16) _
1 Г 8.3-100(32— 16)
3. Число витков вторичной обмотки
10 ]/200/50 = 20.
Диаметр провода обмоток выбирают так, чтобы все витки обмоток помести-
лись в одном слое, так как многослойная обмотка резко увеличивает паразит-
ную емкость. Кроме того, однослойная обмотка лучше охлаждается. Изоляция
провода может быть любого типа, так как трансформатор является низкоомным
и работает при низких напряжениях.
При малых согласуемых сопротивлениях (менее десятков ом) индуктивности
рассеяния резко ухудшают работу обычных ШПТ, ограничивая сверху их час-
тотный диапазон. В то же время входное сопротивление транзисторов в усилите-
лях мощности равно 1...10 Ом, да и выходное сопротивление мощных усилите-
лей может быть 4...10 Ом. Поэтому на частотах более 10 МГц и при малых зна-
чениях согласуемых сопротивлений лучше работают широкополосные трансфор-
маторы на основе линий передачи (ШПТЛ).
Конструктивно ШПТЛ представляет собой ферритовый сердечник (кольце-
вой или стержневой), на который намотаны одна или несколько линий пере-
дачи. Это могут быть отрезки коаксиального кабеля, ленточные линии, либо
просто два или больше скрученных провода. ШПТЛ сочетает свойства цепей со-
средоточенного и распределенного типов. На низших частотах своего рабочего диа-
пазона ШПТЛ работает как обычный трансформатор с индуктивной связью, а
на средних и высоких — как линия с определенным волновым сопротивлением,
зависящим от геометрии линии и диэлектрической проницаемости пространства,
охваченного электрическим полем линии. На НЧ мощность со входа на выход
передается в основном за счет магнитной связи между обмотками,т. е. через сер-
дечник. На ВЧ энергия передается через электромагнитное поле линии, а не
через сердечник, который служит только для увеличения индуктивности линии.
Если в обычном ШПТ междувитковая емкость вредна, то в ШПТЛ емкость меж-
ду проводами не только не вредна, но и необходима для нормальной работы ли-
147
нии. Эта емкость влияет на волновое сопротивление линии, а постоянство рас-
пределенной емкости — на высокочастотные свойства ШПТЛ.
При намотке трансформатора линией из скрученных проводов (ЛСП) для
создания сильной связи между проводами линии и обеспечения постоянной рас-
пределенной емкости провода скручивают, причем более сильное скручивание
повышает распределенную емкость и снижает волновое сопротивление линии.
Принцип действия ШПТЛ нетрудно понять на примере работы тран-
сформатора-фазоинвертора. На рис. 3.21, а показана схема, содержащая
генератор Г, имеющий внутреннее сопротивление Rt и связанный с на-
грузкой Ra через отрезок длинной линии, образованный двумя проводниками
1—2 и 3—4. Если волновое сопротивление линии Zo = /?н, т. е. линия работает
иа согласованную нагрузку, то энергия по линии будет передаваться почти без
потерь (кроме активных), вплоть до частот в тысячи мегагерц, независимо от
соотношения между длинами линии и волны. Если же Zo /?н (г. е. при не-
точном согласовании), АЧХ линии будет неравномерна при длине линии Х/4
или при кратных ей числах. Если же длину линии сделать менее Х/4 (порядка
(0,1....0,15)Х) на самой короткой волне, АЧХ такой линии будет практически
равномерной даже при некотором рассогласовании: Zo = (0,5...2)/?н. АЧХ та-
кого устройства будет весьма широкой, когда концы RH не заземлены. Если же
заземлить точку 2, схема будет работать как фазоинвертор: фаза на выходе ге-
нератора (точка 1) противоположна фазе на RK (точка 4), но АЧХ такого устрой-
ства ограничена снизу, поскольку на низких частотах индуктивное сопротивле-
ние провода 1—2 мало, и выход генератора почти закорочен. Нижняя граница
АЧХ будет определяться соотношением между индуктивным сопротивлением
Рис. 3.21. Широкополосный трансформатор иа основе линии пе-
редачи (ШПТЛ):
а — трансформатор-фазоинвертор; б — вариант изображения ШПТЛ; в-я
эквивалентная схема на низких частотах; г — способ намотки; д, е —
схемы симметрирования ВЧ напряжения на ШПТЛ
проводов линии и сопротивлением нагрузки. Для снижения /н Необходимо уве-
личить индуктивность проводников линии, не увеличивая ее длины, что дости-
гается наматыванием линии иа сердечник с большой проницаемостью. Сердеч-
ник может быть кольцевым или стержневым. Кольцевые сердечники обеспечи-
вают fH порядка 0,1 МГц при fB = 100...200 МГц. Трансформаторы на стержне-
вых сердечниках имеют такую же /в, несколько уступая трансформаторам на
кольцах в ширине полосы снизу. Тем не менее полоса ШПТЛ на стержневых
сердечниках более чем достаточна для всего диапазона коротких воли, ио их
недостаток в том, что сердечник ие замкнут, следовательно они подвержены вли-
янию внешних полей и сами являются источниками ВЧ поля. Примеиеиие их
148
в усилителях может привести к самовозбуждению, поэтому их следует экра<
нирочать. Если же наведение полей неопасно (например, при согласовании
антенны с кабелем), в экранировке нет необходимости. Достоинство ШПТЛ
со стержневым сердечником состоит в легкости намотки.
Рис. 3.22. ШПТЛ с коэффициентом трансформации по сопро-
тивлению 4:1:
a — схема; б — упрощенное изображение ШПТЛ, в — вариант схемы; г—
эквивалентная схема на низких частотах, д — конструкция при намотке
линией из скрученных проводов; е— при намотке коаксиальным кабелем;
ж — конструкция одновиткового ШПТЛ
На рис. 3 21, б показан другой вариант изображения ШПТЛ, а на рис.3.21,
в —эквивалентная схема ШПТЛ на низких частотах. Из нее видно, что индук-
тивность Т(_2 аналогична индуктивности первичной обмотки обычного ШПТ
и может определяться таким же способом. Описанный ШПТЛ имеет коэффициент
трансформации 1 : 1, его можно применять, как указано, для инверсии фазы.
Кроме того, он может использоваться для перехода от симметричных схем к не-
симметричным, и наоборот. Схема симметрирования показана на рис. 3.21,5.
Нагрузка разделена на две половины (2/?н/2), и средняя точка заземлена. На
каждой из нагрузок Д,/2 образуется половина входного напряжения. Если же
нагрузка не имеет заземленной средней точки, точной симметрии эта схема не
дает, особенно на НЧ. Для точного симметрирования напряжения на такой
нагрузке пригодна схема рис. 3.21, е. Такой ШПТЛ имеет третью обмотку
5—6,подключенную к обмоткам 1—2 и 3—4 согласно схеме. Число витков
всех трех обмоток одинаково. ШПТЛ может осуществлять также трансфор-
мацию напряжения в целое число раз У = 1, 2 3, .... Для этого в общем
случае необходимо соединить последовательно входы N числа линий, а вы-
ходы их соединить параллельно. Для случая N = 2 схема соединений по-
казана на рис. 3.22, а. Входное напряжение в 2 раза больше, чем напряже-
ние иа нагрузке UH, a /?вх = 4/?н. В этой схеме заземлены точки 7, 8 и 4 и
осуществляется трансформация сопротивлений. Если точку 7 отсоединить от
земли и заземлить точки 3 и 5, можно, кроме трансформации, осуществить
симметрирование: несимметричная нагрузка (например, 75 0м) согласована с сим-
метричным источником (300 Ом), или наоборот. Если же заземлить на входе
Не точку 7, а точку 1, в схеме будут обеспечены фазоинверсия и трансформация.
Если вход и выход несимметричны, как показано на рис. 3. 22, а, ШПТЛ
можно упростить. Возле концов линий проставлены их мгновенные потенциалы.
Видно, что точки 7 и 8 находятся под одинаковым (нулевым) потенциалом; точ-
ки 5 и б также находятся под одинаковым потенциалом (17 н), поэтому их можно
попарно соединить и исключить одну двухпроводную линию. При этом точку 2
149
соединим с точкой 3. Преобразованный ШПТЛ показан на рис. 3.22, б и, в
другом изображении,—на рис. 3.22, е, а на рис. 3.22, г — его НЧ аналог. Вол-
новое сопротивление линии Zo — ]/RBXRH = 2RH. На рис. 3.22, д и 3.22, г'
показано выполнение ШПТЛ при намотке двухпроводной скрученной линией
и отрезком коаксиального кабеля, а на рис. 3 22, ж — одновитковый вариант
конструкции мощного ШПТЛ. Для его изготовления можно применять толстые,
негибкие кабели, но требуется большое число ферритовых колец (15—20 шт.).
Аналогичную конструкцию могут иметь и обычные ШПТ, рассчитанные на боль-
шие токи, причем обмотки имеют 1—3 витка каждая и выводятся в противополож-
ные стороны.
Для трансформации напряжения в 3, а сопротивления в 9 раз нужно входы
трех линий соединить последовательно, а выходы—параллельно (рис.3.23, о).
S
Рис. 3.23. ШПТЛ с коэффициентом трансформации по сопротивлению
9:1:
а —схема; б — упрощенное изображение ШПТЛ; в — ШПТЛ с намоткой тоех-
проводной линией г — симметрирующий ШПТЛ без трансформации сопротив-
лений
Как видно из распределения потенциалов, проставленных около концов провод-
ников линий, разность потенциалов между концами проводников 1—2 и 3—4
составляет 2t/H (вдвое больше напряжения на нагрузке), а между концами про-
водников 5—6 и 7—8 составляет t/H. Отметим, что между концами проводников
9—10 и 11—12 разность потенциалов равна нулю. Следовательно, нижнюю ли-
нию можно закоротить, т. е. вообще исключить; при этом точки 6—7 оказыва-
ются соединенными (рис. 3.23, б). Поэтому для трансформации напряжения в N
раз требуется N — 1 двухпроводных трансформаторов-линий. Волновое сопро-
тивление линий должно быть Zo = У RBXRH = 3 RH. Обе линии можно намо-
тать на один сердечник, но линия из проводов 1—2 и 3—4 должна иметь вдвое
больше витков, чем линия, образованная проводами 5—6 и 7—8 (так как на ли-
нии 1—2, 3—4 вдвое больше разность потенциалов). ШПТЛ с трансформацией
напряжения в 3 раза можно также изготовить, намотав на сердечник виток
к витку линию из трех параллельно сложенных проводов. Порядок расположе-
ния проводов на сердечнике будет такой: 1—2—3—1—2—3 и т. д. Нетрудно за-
метить, что каждый из проводов соседствует с двумя другими, что сохраняет
симметрию и равномерность волнового сопротивления линии. Поэтому такой
трансформатор, показанный на рис. 3.23, в, практически не уступает трансфор-
матору на рис. 3.23, а. Применение трехпроводной линии открывает возмож-
ность получения дробных коэффициентов трансформации. Если на рис. 3.23, в,
нагрузку отсоединить от точки 4 и подсоединить к течке 2, будет ие 1/3,
а 2/3, т. е. отношение RBbIX//?BX == 4/9. Этот же трехпроводный ШПТЛ можно ис-
150
пользовать для симметрирования входного напряжения"'без трансформации. Ис-
точник подключают к точкагл 1 и 4, точку 4 заземляют, а нагрузку подсоединяют
к точкам 2 и 6 (рис. 3.23, г). Эта схема аналогична схеме на рис. 3.21, е.
Если же намотать трансформатор четырьмя рядом сложенными проводами,
симметрия линии будет неполной, так как каждый провод уже не может сосед-
ствовать со всеми остальными. Такой трансформатор занимает промежуточное
положение между обычным ШПТ п ШПТЛ. Поэтому с увеличением числа сло-
женных рядом проводов несколько ухудшаются ВЧ свойства трансформатора.
Зато открывается возможность изготовлять трансформаторы, имеющие Ктр =
= 3/4, 3/5, 4/5 и т. д., что бывает необходимо. Все описанные трансформаторы
могут иметь и обратный коэффициент трансформации: 1/2 или 2, 2/3 или
3/2 т. д.
Ферритовые сердечники, применяемые для ШПТЛ, имеют проницаемость
от 50 до 1000; на КВ чаще применяются сердечники с ц = 50...200. При намотке
ШПТЛ коаксиальным кабелем (рис. 3.22, е и ж), поскольку сердечник участвует
в передаче энергии только в длинноволновой части рабочего диапазона, можно
применять ферритовые кольца с проницаемостью до 600...2000, не предназна-
ченные для работы в сильных ВЧ полях. В конструкции одновиткового трансфор-
матора (рис. 3.22, ж) для расширения рабочей полосы можно использовать
кольца из различных марок ферритов. ШПТЛ на полосу /в//н порядка 2...4
могут быть выполнены и без сердечников. Так, антенну, питаемую коаксиаль-
ным кабелем с волновым сопротивлением 50...75 Ом, можно симметрировать
в диапазоне 14...30 МГц с помощью ШПТЛ, изготовленного следующим образом.
Отрезок кабеля длиной 1 м (0,15 ?. на 28 МГц) наматывается на оправку диаметром
45—50 м.м в два слоя по 3 витка в слое, затем витки скрепляются изолентой, и
симметрирующий трансформатор готов. Индуктивность его около 3 мкГн,
включается он по схеме 3.21, г.
Для намотки ШПТЛ используются отрезки коаксиального кабеля, полос-
ковые линии, линии из скрученных проводов.
Коаксиальные кабели имеют ряд ограничений для использования в ШПТЛ.
Применяя обычные коаксиальные кабели, невозможно изготовить малогабарит-
ный ШПТЛ. Сопротивление кабелей фиксированное и в ряде случаев велико,
поскольку в мощных усилителях ввиду малых согласуемых сопротивлений
(2...20 Ом) возникает необходимость иметь Zo линии порядка 5...25 Ом. Разра-
ботаны специальные кабели с низким Zo (12...25 Ом) диаметром 1,5—2 мм, но
они пока мало распространены.
Полосковые линии состоят из двух сложенных вместе ленточных проводни-
ков, разделенных тонким слоем диэлектрика; Za таких линий нетрудно сделать
менее 10 Ом. Для подосковых линий Zo = 120 лЛ^Кёб) при h < Ь. Здесь е —
диэлектрическая проницаемость материала изоляции между проводниками;
h — расстояние между проводниками; b — их ширина. Например, если в ка-
честве изолятора взять полиэтиленовую пленку (е = 2,5) толщиной 0,15 мм, а
ширину проводников взять 5 мм, то Zo = 120 • 3,14 • 0,15/(]/2,5 • 5) = 7 Ом.
Величину Z, легко менять подбором толщины изоляции или ширины провод-
ников. С точки зрения термической и механической устойчивости лучше приме-
нять фторопластовую ленту. Способ изготовления полосковой линии может
быть следующий. Из медного листа толщиной 0,25 мм вырезают два ленточных
проводника расчетной ширины, острые края шлифуют наждачной бумагой.
Длина проводников обычно составляет 50....75 см. Один проводник кладут иа
стол, поверх него — фторопластовую ленту, которая втрое шире проводников,
а на нее — второй проводник. Один свободный край ленты заворачивают на один
проводник, другой край — на другой проводник, и вся конструкция обматыва-
ется тонкой изолентой (можно применить такую же фторопластовую леиту или
тонкую лакоткань). Полученная полосковая линия имеет достаточную гиб-
кость.
Линии из скрученных проводов широко применяют для намотки ШПТЛ. Они
позволяют получить Zo двухпроводных линий примерно от 20 до 80 Ом, а четы-
рехпроводных — начиная от 10 Ом при диаметре проводов d = 1 мм до 20 Ом
при d = 0,25 мм. Величину Zo двухпроводной ДСП можно найти ho графику
(рис. 3.24). Кривая 1 построена для слабо скрученной линии (менее 1 скрутки/
см), кривая 2 — для 3—4 скруток/см. Тонкие провода можно скрутить сильнее;
151
при этом Zo вследствие увеличения распределенной емкости понижается. Так,
линия из двух сильно скрученных (порядка 10 скруток/см) проводников диамет-
ром d = 0,27 мм имеет Za — 30...35 Ом. При напряжениях до 50...70 В можно
применять провода марок ПЭВ, ПЭТ, ПЭТВ.
В четырехпроводиой линии нужно соединять параллельно проводники, рас-
положенные накрест, а не рядом. При этом Za получается меньше. При силь-
ном скручивании четырехпроводной линии ее сопротивление также понижается
на 20...30 %. Для снижения волнового сопротивления линии в 2 раза можно
включить параллельно два отрезка линии. С кабелями это неудобно, но с ДСП
вполне возможно.
При плотной намотке линии иа сердечник виток к витку Zg линии снижается.
Так, если нескрученную линию из двух сложенных вместе проводов намотать
плотно, виток к витку, первоначальное значение Za пря-
Рис. 3.24. График для
определения волнового
сопротивления ЛСП:
/ — для двухпроводной
слабо скрученной ЛСП
(менее 1 скрутки/см); 2—
для двухпроводной ЛСП
при 4 скрутках/см; 3 —
для четырехпроводиой
ЛСП
молинейной линии снижается примерно на 10 %, по-
скольку по обе стороны каждого проводника оказы-
вается проводник с противоположной фазой напряже-
ния. Точно предсказать изменение волнового сопротив-
ления трудно, вследствие того что при намотке иа сер-
дечник изменяются свойства пространства, окружаю-
щего открытую линию: с одной стороны ее оказывается
феррит, с другой — воздух. (При намотке коаксиаль-
ным кабелем это явление отсутствует, и Zo линии не из-
меняется). Установлено, однако, что уменьшение или
увеличение Zo линии в два раза, по сравнению с рас-
четным значением, вносит потери за счет рассогласова-
ния около 1 дБ при длине линии менее 0,15Х.
Число витков ШПТЛ определяют, как и в случае
ШПТ, из условия обеспечения достаточной индуктив-
ности на низшей рабочей частоте, но поскольку
в ШПТЛ можно применять сердечники с большим р,
число витков в них бывает меньше, чем в обычных
ШПТ (вплоть до одного витка).
Для овладения приемами синтеза цепей с ШПТЛ
спроектируем, например, входную цепь двухтактного
ШПУ на двух транзисторах. Входное сопротивление
каждого транзистора RBX = 2,6 Ом. Его нужно согла-
совать с несимметричным кабелем сопротивлением 50 Ом. Возможны несколь-
ко вариантов решения.
Вариант 1 (рис. 3.25, а). На входе после кабеля ставим симметрирующий
трансформатор Tj, выходы которого могут быть нагружены на сопротивление
25 Ом каждый. К выходам Т1 подключаем два понижающих ШПТЛ Т2 и ТЗ
(на трехпроводной линии Zo = 8Ом), имеющих Ктр = 1/3. Выходы их под-
ключены непосредственно к базам транзисторов. Трансформаторы Т2 и ТЗ
понижают сопротивление 25 Ом в 9 раз — до 2,8 Ом, что весьма близко к 7?вх.
Нередко выходное сопротивление межкаскадных согласующих цепей трансфор-
маторов делают в 2—3 раза большим входного сопротивления транзистора, чтобы
обеспечить режим возбуждения не от источника напряжения, а от источника тока,
что положительно сказывается на устойчивости усилителя, на уровне гармоник
и искажений. При этом, естественно, приходится мириться с рассогласованием
и потерей усиления. Однако при подаче возбуждения коаксиальным кабелем на
усилитель, выполненный в виде отдельного блока, нужно добиваться наилучше-
го согласования с кабелем, иначе при изменении усиливаемой частоты будет
резко меняться нагрузка на возбудитель и, соответственно,— отдаваемая им
мощность возбуждения. Таким образом получена схема согласования входа
ШПУ на трех трансформаторах (рис. 3.25, а). Назначение трансформаторов Т4
и Т5 и резисторов Rl, R4 будет описано на с. 158. Такие схемы ШПУ часто при-
меняют на практике.
Вариант 2. Можно вначале понизить сопротивление кабеля 50 Ом в 9
раз — до 5,6 Ом, а затем симметрировать его (рис. 3.25, б) ио для симметрирую-
щего трансформатора потребуется линия с Zo = 5,6 Ом, что труднодостижимо,
особенно в малогабаритных маломощных трансформаторах.
152
Вариант 3. Можно взять за основу классическую схему трансформации —
соединение трех линий по входу последовательно, а по выходу — параллельно
(рис. 3.25, в). Рассмотрев мгновенное распределение потенциалов иа концах ли-
ний, видим, что трансформатор ТЗ можно исключить — на его противополож-
ных концах одинаковое напряжение, поэтому ток через него не протекает,"Сое-
динив точки с одинаковым потенциалом в трансформаторах Т2 и Т4, упростим
согласующее устройство до схемы рис. 3.25, г. Здесь применяются только двух-
проводные линии, так что при наличии тонких кабелей с низким сопротивлерием
можно линии выполнить из кабеля. Трансформаторы Т2 нТЗ можно объединить
Рис. 3.25. Схемы согласования низкого входного сопротивления
двухтактного усилителя с несимметричным кабелем (50 Ом)
на одном сердечнике, число витков должно быть одинаковое. Линию трансфор-
матора Т1 можно также намотать на одном сердечнике с Т2 и ТЗ, но число витков
Т1 должно быть точно в полтора раза больше, чем линий трансформаторов
Т2 и ТЗ.
Ваоиант 4. Применив трехпроводную линию, можно согласующее
устройство выполнить по схеме рис. 3.25,3. В этой схеме трансформаторы
Т1 и Т2 также можно объединить, намотав их линии на один сердечник. Число
витков линии Т1 должно быть в полтора раза больше, чем Т2. Рассчитаем ШПТЛ
для коллекторной цепи двухтактного линейного ШПУ по следующим данным:
отдаваемая мощность Рг — 40 Вт; нагрузка несимметричная (коаксиальный
кабель) сопротивлением 50 Ом; коэффициент стоячей волны КСВ = 1,2; диапазон
частот—/н = 1,5 МГц; fB= 30 МГц; напряжение питания Ек = 36 В.
1. Мощность одного плеча Рх = Рх/2 = 40/2 = 20 Вт.
2. Амплитуда переменного напряжения на коллекторе UK = Ея = £, где
коэффициент использования коллекторного напряжения. В критическом режи-
153
яе (линейный усилитель) 5= 0,9; в слегка перенапряженном режиме (класс С,
телеграф) 5=1:
<7К = 36 • 0.9 = 32 В.
3, Сопротивление коллекторной нагрузки для одного плеча:
= CZ^/2P' = 322/(2 • 20) = 25,5 Ом.
4. Сопротивление нагрузки между коллекторами:
RK = 2R'K = 2 - 25,5 = 51 Ом.
5. Коэффициент трансформации /<тр = RB/RK = V50/51 як 1. RK практиче-
ски равно RH, поэтому для перехода к несимметричному кабелю потребуется лишь
симметрирующий трансформатор. Если бы 7?х значительно отличалось от сопротив-
ления нагрузки, потребовался бы еще один трансформатор — согласующий.
6. Действующее значение тока в линии
1ц = V= /40/50 = 0,9 А.
7. Волнозое сопротивление линии Zo = ]/RKRn = 1^51 • 50 — 50 Ом. Выберем
тип линии: ЛСП (при наличии тонкого коаксиального кабеля с волновым сопротив-
лением 50 Ом можно применить и его).
8. Периметр провода линии: П — 0,18 /д КСВ f//E10!7A/2. Здесь А/= 30° —
перегрев провода относительно окружаощей среды:
П = 0,18 - 0,9 1,2 4/30 • 10«/302 = 2,7 мм.
При использовании полосковой линии ширина линии должна быть равна вы-
численному значению П, поскольку ток течет по внутренней стороне проводни-
ков линии.
9. Диаметр провода ЛСП
' d — П1я = 2,7/3,14 — 0,86 мм « 0,9 мм.
10. Проверим Zo линии нз слегка скрученных проводов диаметром 0,9 мм.
По графику рис. 3.24 Zo = 40 О л, что достаточно близко к необходимому
Zo= 50 Ом.
И. Исходя из необходимой мощности трансформатора, выберем кольце-
вой ферритовый сердечник типоразмером 32 X 16 х 8 (Опар — 32 мм, £>вн = 16 мм,
Л = 8 мм) из феррита марки 400НН (|Л = 400).
12. Число витков линии
/'1600/?к (ОНар + °вН) _ ]/ 1600-50 (32 + 16) _
W ~ |/ Л/нН СОнар - Овн) - V 8 • 1,5 • 400 (32 — 16) ~
Округлим w до 8 витков.
13. Длина линии I — л (£>нар— £>вн + 2h + 45 + 4d). Здесь 3 = 0,25 мм—
толщина изоляции, которой обматывается сердечник перед намоткой:
I -= 8 (32 — 16 + 2 • 8 + 4 - 0,25 + 4 • 0,9) « 300 мм.
Длина линии должна быть не более 0,15 самой короткой рабочей волны (10 м)
с учетом коэффициента укорочения, который для ЛСП составляет около 0,5, для
коаксиальных кабелей со сплошной изоляцией из полиэтилена — 0,6...0,65.
Для ЛСП этот предел составляет 0,7 м, для коаксиального кабеля — 0,9... 1 м.
В нашем случае длина линии удовлетворительная. Необходимо проверить так-
же, чтобы при намотке линия размещалась в один слой на внутреннем диаметре
сердечника. Двухслойная обмотка нежелательна вследствие появления паразит-
ной емкости между концами линии.
Наиболее употребительны и легковыполиимы трансформаторы, имеющие
коэффициент трансформации по напряжению 1; 4/3; 3/2; 2; 3, а по сопротивле-
нию— 1; 1,78; 2,25; 4; 9. Поэтому выходное сопротивление ШПУ_ не может
154
принимать любого значения, а при 50-омном кабеле должно быть близко к 50;
28; 22; 12,5 или 5,6 Ом, а при 75-омном кабеле — к 75; 42,5; 33; 19 или 8,3 Ом.
В соответствии с этим приходится корректировать выходную мощность
усилителя или напряжение питания, либо то и другое вместе.
Типовые схемы транзисторных усилителей мощности. Чтобы правильно
ориентироваться в многообразии схем транзисторных усилителей мощности,
а главное — уметь самостоятельно проектировать такие схемы, нужно знать не-
сколько основных закономерностей и правил.
1. По сравнению со схемой ОБ схема ОЭ имеет следующие преимущества:
большой коэффициент усиления, что сокращает необходимое число каскадов
усиления; более высокое, чем в схеме ОБ, входное сопротивление, что облегчает
согласование с источником сигнала; выходное сопротивление транзистора имеет
активный характер, что уменьшает чувствительность каскада к рассогласова-
нию с нагрузкой. Поэтому схему ОЭ удобно использовать в выходном каскаде
при работе на антенну, параметры которой различны на различных диапазо-
нах или изменяются во время работы (например, в подвижных радиостан-
циях).
Недостатки схемы ОЭ — зависимость коэффициента усиления, а также
входного и выходного сопротивлений усилителя от частоты и сопротивлений
источника сигнала и нагрузки (в схеме ОЭ транзистору свойственна ООС
за счет сопротивления эмиттериого перехода и индуктивности эмиттериого вы-
вода; при увеличении сопротивления источника сигнала или нагрузки роль
сопротивления эмиттериой цепи снижается, что уменьшает ООС и тем самым —
входное и выходное сопротивления каскада).
Схему ОБ также применяют в усилителях мощности КВ диапазона. Она име-
ет следующие преимущества по сравнению со схемой ОЭ: меньшую зависимость
коэффициента усиления от частоты; меньшую критичность к разбросу парамет-
ров транзистора; лучшую температурную стабильность; меиьший коэффициент
нелинейных искажений; высокую устойчивость к самовозбуждению н больший
коэффициент усиления на близких к )т частотах у тех транзисторов, которые
имеют малое сопротивление базы и малую индуктивность базового вывода.
Недостатки схемы ОБ: малое входное сопротивление (единицы и доли ома)
и меньший коэффициент усиления на средних и низких частотах. Благодаря рав-
номерности усиления по частоте и меньшему уровню искажений схему ОБ це-
лесообразно использовать в предварительных каскадах ШПУ, а также в оконеч-
ных, если нагрузка меняется в небольших пределах.
2. Режим работы транзистора, зависящий от назначения усилителя, также
влияет на построение схем, особенно цепей базы. При усилении модулированных
по амплитуде колебаний (ОМ AM) транзисторы работают в режиме В, что тре«
бует подачи отпирающего (прямого) напряжения смещения на базу (рис. 3.26, а).
Кроме того, для повышения линейности при большом уровне сигнала необхо-
димо обеспечить небольшое автоматическое запирающее (обратное) смещение
(см. рис. 3 16, а). В схеме ОЭ, когда эмиттер непосредственно соединен с корпусом
передатчика, это смещение удобно получать за счет постоянной составляющей
тока базы, а в схеме ОБ, когда база непосредственно соединена с корпусом,
автосмещеиие удобно получать за счет постоянного тока эмиттера (рис. 3.16, 6).
При усилении телеграфных сигналов или при коллекторной модуляции
транзисторы мощных каскадов работают в режиме С. Отпирающее смещение
иа базу не подается, и транзистор в отсутствие сигнала остается запертым. Угол
отсечки зависит от частоты и уровня усиливаемого сигнала и при большом уров-
не приближается к 90°, а на высоких частотах превышает это значение. Для
сохранения режима С необходимо автоматическое запирающее напряжение сме-
щения — за счет тока базы или эмиттера. Необходимо помнить, что сопротивле-
ние в цепи базы не должно превышать рассчитанной величины Яд или, если
в нем нет необходимости, предельно допустимого сопротивления R6 э для дан-
ного транзистора (оно указывается в справочниках). Некоторые транзисторные
генераторы в ключевом режиме требуют определенной последовательности сое-
динения элементов коллекторной цепи. Например, с целью получения высокого
сопротивления для токов гармоник коллекторная цепь должна начинаться
с последовательной индуктивности.
155
3. Межкаскадные и выходные цепи усилителей следует строить так, чтобы
обеспечивалось согласование сопротивлений источника сигнала и нагрузки.
Узкополосные согласующие цепи, если на них, кроме согласования, возлагается
также задача фильтрации сигнала, следует рассчитывать с учетом необходимого
коэффициента фильтрации. В ШПУ межкаскадные и выходные цепи строят
почти исключительно на ШПТ с ферритовыми сердечниками. х
1. Если требуется сложение мощностей отдельных транзисторов, их вклю-
чают параллельно (обычно не более двух). Для равномерного распределения тока
между ними в эмиттерную цепь каждого транзистора включают резистор, за-
шунтированный конденсатором. Резистор рассчитывают так, чтобы падение
напряжения на нем не превышало 1 В. Кроме того, для каждого транзистора
лучше иметь отдельную согласующую цепь на входе и на выходе (рис. 3.26, б).
Эта схема по начертанию напоминает двухтактную, но на самом деле это пара-
ллельная схема. Входная цепь ее аналогична Г-образной цепи (см. рис. 3.18, е),
Рис. 3.26. Типовые схемы транзисторных ВЧ усилителей мощности
только катушка разделена на две, соединенные параллельно. Выходная цепь
аналогична схеме рис. 3.18, и, только первая индуктивность разделена на две,
включенные параллельно. Рассмотренная схема /рис. 3.26, б) является приме-
ром деления и сложения мощности с помощью узкополосных резонансных це-
пей. Чаще всего сложение мощностей двух транзисторов производится не в па-
раллельной, а в двухтактной схеме. В ШПУ сложение и деление мощности про-
изводится с помощью ШПТ (рис. 3.26, е).
5. Коэффициент усиления транзистора по мощности Кр изменяется в зави-
симости от частоты по закону (fT!f)n, где п меняется от 1 до 2. На ВЧ, начиная
от /т, по мере понижения частоты коэффициент усиления возрастает по квадра-
тичному закону и достигает Кр ~ 13, затем рост усиления замедляется. По-
этому схемы ШПУ должны быть построены таким образом, чтобы компенсировать
рост усиления с понижением частоты. Цепь базы мощного транзистора (схема
ОЭ) в первом приближении можно представить как параллельно соединенные
диод перехода и конденсатор (емкость перехода), а между точкой их соединения
и выводом базы — сопротивление базы гб. На высоких частотах к этому добав-
ляется влияние индуктивности выводов эмиттера и базы. В схеме ОБ входное
сопротивление усилителя является практически индуктивным: 7ВХ — 2л/(£б-|-
+ ^э+^-МОНФ), причем оно возрастает с частотой. Поэтому в обоих случаях
(ОЭ и ОБ) задача получения независимого от частоты возбуждающего тока в низ-
коомиой входной цепи в широком диапазоне частот не является легкой. Для ре-
шения ее используют в основном два метода: построения межкаскадных цепей
с возрастающим затуханием по мере понижения частоты, а также использования
156
частотно-зависимой отрицательной обратной связи. Иногда применяют оба ме-
тода совместно.
Межкаскадную согласующую цепь ШПУ строят таким образом, чтобы на
высшей частоте рабочего диапазона получилось оптимальное или близкое к нему
согласование. С понижением частоты затухание цепи возрастает, компенсируя
рост усиления (рис. 3.26, а). Между согласующим входным трансформатором
и базой включена параллельная /?С-цепь, импеданс которой по мере роста час-
тоты падает. В передатчиках мощностью десятки ватт сопротивление ДС-цепи
имеет единицы ом, а емкость — тысячи пикофарад. С коллектора на базу подана
частотно-зависимая ООС через резистор R2 н катушку LJ; конденсатор С2 —
разделительный. На низких частотах сопротивление цепи R2! 1 меньше, чем
на высоких, поэтому ООС сильнее на низких частотах.
Входную ЯС-цепочку нередко включают в первичную обмотку согласую-
щего трансформатора с целью уменьшения влияния паразитной индуктивности
элементов и проводников Грис. 3.26, ОС В этом случае сопротивление ДС-це-
почки соответственно увеличивается, а емкость уменьшается.
Для улучшения согласования цепи базы в широком диапазоне частот приме-
няют более сложные БСД-цепи связи. Их строят так, чтобы индуктивности вы-
водов базы и эмиттера, а также входная и выходная емкости входили в соответ-
ствующие элементы корректирующих цепей связи. Эти цепи могут содержать
5—6 элементов LCR и трансформатор [5, 13, 14].
6. Конструкция выбранного транзистора во многом определяет схему уси-
лителя. Если эмитгер имеет широкие полосковые выводы в две стороны, либо
соединен с корпусом транзистора (например, у транзисторов КТ907, КТ909),
его не следует включать по схеме ОБ.
Если же коллектор соединен с корпусом (КТ805, КТ903), целесообразно
построить схему так, чтобы корпус транзистора непосредственно крепился на
корпус передатчика или на радиатор без изолирующих прокладок. Это значи-
тельно облегчает тепловой режим транзистора. Однотактная схема такого рода
показана на рис. 3.26, в. Это схема ОЭ, хотя коллектор и за’землен: входная
катушка связи включена между эмиттером и базой, а нагрузка — между эмит-
тером н коллектором (через П-фильтр), т. е. общим электродом для входа и вы-
хода является эмиттер.
На рис. 3.26, д показана схема ОБ. Коллектор также соединен с корпусом,
нагрузка включена между коллектором и базой. Источник напряжения смеще-
ния включен между базой и минусом источника Ек,
Двухтактные схемы тоже могут быть построены таким образом, что коллек-
торы (и корпуса) обоих транзисторов соединяются с корпусом передатчика
(рис. 3.26, е). Схема эта, по существу, составлена из двух схем рис. 3.26, д.
На входе ее имеется симметрирующий трансформатор. Транзисторы включены
по схеме ОБ. При необходимости смещение на базы можно подать так же, как
на схеме 3,26, д.
Такой же двухтактный усилитель может быть построен и по схеме ОЭ. Для
этого в схеме 3.26, е нужно только поменять местами выводы базы и эмиттера.
Во всех случаях индуктивность соединения ОЭ с корпусом должна быть мини-
мальной, что способствует предотвращению самовозбуждения и расширению по-
лосы усиливаемых частот.
Схемы сложения и деления мощности. Широкое применение схем сложения
и деления мощности в транзисторных передатчиках связано с ограниченной
мощностью, снимаемой с одного транзистора. Благодаря использованию схем
сложения достигнута мощность транзисторных передатчиков свыше 10 кВт. По-
скольку мощность любительских передатчиков невелика, для передатчика I ка-
тегории достаточно сложения мощности 4—8 транзисторов. Для этого необхо-
димо вначале разделить мощность возбуждения между усилителями, а затем сум-
мировать их выходную мощность. Схемы делителей можно получить из схем сум-
маторов, если генераторы и нагрузки поменять местами. Схемы сумматоров
должны удовлетворять нескольким требованиям.
1. Мощность всех генераторов должна полностью передаваться в нагрузку.
Желательно, чтобы мощность всех генераторов не отличалась более чем на 20—
30 %. Разность фаз при параллельной или последовательной схеме сложения
также не должна превышать 20°.
2. Входы сумматора должны иметь КСВ не выше 1,2...1,3.
157
3. Неисправность или изменение в режиме работы одного из каналов усиле-
ния должны возможно меньше влиять на работу остальных каналов, т. е. жела-
тельно, чтобы входы сумматора были развязаны. Соответственно при выходе из
строя одного из каналов падение мощности на выходе должно быть возможно
меньше, желательно на величину мощности неисправного канала.Это требование
выполнить труднее, особенно на КВ. Для этого Л генераторов соединяют с на-
грузкой через Л четвертьволновых линий илн заменяющих их П-контуров, но
это — громоздкое решение (особенно в многодиапазонных передатчиках). ШПТ
позволяют получить “развязку генераторов (но не полную) в i ироком диапа-
зоне частот без каких-либо переключений. Например, усилитель на 8 транзи-
сторах (с последовательной схемой сложения мощности на ШПТ) при выходе из
строя одного транзистора отдает 75 % полной мощности, при выходе из строя
четырех транзисторов — 25 % мощности; при этом оставшиеся транзисторы ра-
ботают в нормальном режиме. Нередко этой мощности достаточно для поддер-
жания связи. Как видим, принцип сложения мощностей даже при неполной
развязке позволяет строить весьма надежные передатчики.
Рис. 3.28 Мостовые синфазные схе-
мы сложения мощности:
я —на ШПТЛ, б—на ШПТ (Ктр =
= У R6/2Rt)
Рнс. 3.27. Мостовые противофаз-
ные схемы сложения мощности:
в —на ШПТЛ, б—на ШПТ (Ктр =
= /RH/2R<)
Двухтактная схема усилителя, по существу, является схемой сложения
мощностей двух транзисторов, но при пробое одного из нчх другой работает
на КЗ, и отдаваемая мощность равна нулю.
Для развязки генераторов широко применяется противофазная мостовая
схема сложения на ШПТЛ (рис. 3.27, а) или на ШПТ (рис. 3.27, б). Эта схема
соответствует двухтактной схеме усилителя (см. рис. 3.25, а). При определен-
ных сопротивлениях нагрузки и балластного резистора вся мощность
генераторов передается в нагрузку. Рассмотрим, что произойдет при пробое
одного из транзисторов. Считаем, что при этом сгорел предохранитель в цепи
пробитого транзистора, и источник питания исправен. Если, например, закоро-
чен (пробит) генератор Г1 и его внутреннее сопротивление Rt — 0, окажется, что
балластное сопротивление R6 = R{/2 подключено к генератору Г2 через трансфор-
матор, повышающий его значение в 4 раза,— до 2Rt. Теперь к генератору Г2
оказываются подключенными параллельно два сопротивления: RH — 2R£ и транс-
формированное R6=2Rt, так что генератор Г2, как и раньше, работает иа нагруз-
ку, равную R£, а мощность его делится поровну между нагрузкой и балластным
резистором R6. Следовательно, мощность ; ассеяния R6 должна составлять поло-
вину мощности, отдаваемой одним транзистором.
Дополнительное преимущество такого трансформатора — точное симмет-
рирование формы напряжения на коллекторах транзисторов; это резко снижает
уровень четных гармоник в коллекторной цепи. Мощность четных гармоник,
оставшаяся за счет разбаланса плеч усилителя, выделяется на резисторе R6_
Трансформаторы Т4 и Т5 в схеме рнс. 3.25, а служат именно этим целям. Транс-
форматор Т4 во входной цепи усилителя обеспечивает симметрию (равенство)
и противофазность возбуждающего сигнала, ио транзисторы ввиду разброса
параметров могут вносить разный фазовый сдвиг, и потому фазы коллекторного
158
напряжения могут отличаться от 180°, что повышает уровень нечетных гармо-
ник. Эта доля нечетных гармоник также устраняется симметрирующим тран-
сформатором Т5 и рассеивается на R6.
Подбором импеданса средней точки трансформатора Т5 (элементов R4
и СЗ в схеме рис. 3.25, а) можно также понизить уровень комбинационных со-
ставляющих. Иногда среднюю точку трансформатора заземляют по ВЧ. При этом
симметрирующие свойства и подавление гармоник сохраняются, но развязка
транзисторов отсутствует; при пробое одного из транзисторов второй работает
иа КЗ.
На рис. 3.28, а и б показана мостовая синфазная схема сложения мощности
на ШПТЛ и ШПТ. Сравнительно с предыдущей схемой здесь R и поменя-
лись местами. При пробое одного из транзисторов половина мощности, отдавае-
мой другим, также выделяется в нагрузке, а половина — в балластном резисто-
ре. Выход здесь несимметричный, что удобно для последующего сложения мощ-
ности. Эти же схемы сложения можно применить для деления мощности между
двумя нагрузками, для чего нужно вместо двух генераторов включить два сопро-
Рис. 3 29. По-
следовательная
схема деления и
сложения мощ-
ности на ШПТЛ
И
тивления нагрузки, а вместо Rtt — генератор с таким же внутренним (выходным)
сопротивлением Rp
С помощью мостовых схем можно сложить мощность 2« генераторов следую-
щим образом: выходы двух генераторов подают на мост, выходы двух мостовых
схем — на следующий мост и т. д.
Мощность любого числа генераторов можно сложить с помощью транс-
форматорных схем. В параллельной схеме выходы всех генераторов через транс-
форматоры параллельно соединены с нагрузкой. Условие независимости гене-
раторов здесь не выполняется: КЗ выхода одного генератора закорачивает вы-
ходы остальных. Для независимой работы необходимо каждый генератор, как
указывалось, подключать к нагрузке через согласованную четвертьволновую
линию или ее аналог — П-образный контур. При замыкании четвертьволнового
отрезка на стороне генератора сопротивление на другом конце отрезка будет
очень большим, и неисправный генератор не влияет на остальные.
Последовательная схема сложения мощности на траисформаторах-лиииях
показана, например, иа рис. 3.29. Поясним на числовом примере работу этой
схемы, включающей три усилителя. Входное сопротивление каждого усилителя
4 Ом, выходное— 16 Ом. На входе включены три ШПТЛ, каждый последователь-
но по входу и несимметрично по выходу относительно корпуса. Общее входное
сопротивление — 12 Ом. Оно трансформируется ко входному зажиму схемы
в 48 Ом с помощью трансформатора Т1. Для развязки между входами усилителей
к ним подключены балластные резисторы. Другие концы резисторов соединены,
образуя звезду. Численно R6 = 7?вх = = 4 Ом. Выходы усилителей через
такие же трансформаторы соединены последовательно, так что общее выходное
сопротивление составляет 48 Ом. К выходам также подключены для развязки
балластные резисторы Т?б2 = RBbIX = Z2 — 16 Ом, которые при пробое одного
из каналов обеспечивают неизменный режим остальных каналов. Входное и вы-
ходное сопротивления усилителя близки к 50 Ом.
Транзисторные усилители в ключевом режиме. Ключевой режим может ис-
пользоваться в усилителях сигналов, амплитуда которых не меняется во вре-
159
меии или имеет два значения — нулевое и максимальное (телеграф, телетайп),
а также при коллекторной AM.
Для ключевого режима характерны малая мощность рассеяния на коллек-
торе и высокий КПД. Кроме того, разброс и изменение усилительных свойств
транзистора практически не сказываются на работе усилителя, так как в запер-
том состоянии транзистор эквивалентен разомкнутому ключу, а в насыщенном —
замкнутому ключу с последовательно соединенным сопротивлением насыщения
/?нас. В многокаскадных передатчиках, работающих в недонапряженном и крити-
ческом режимах, «накапливаются» изменения коэффициента усиления в каждом
из каскадов, вызванные различными причинами, например изменением темпера-
туры в процессе работы. Многокаскадные передатчики, работающие в ключевом
режиме, свободны от этого недостатка. Кроме того, они технологичнее в изготов-
лении и обслуживании, поскольку не требуют отбора транзисторов перед уста-
новкой в схему.
Главным требованием к источнику возбуждения ключевого генератора яв-
ляется обеспечение насыщенного состояния транзистора в течение определенной
части периода колебания Т [обычно (0,3...0,5) Т]. Амплитуда тока возбуждения
должна быть достаточна для насыщения транзистора. Форма тока возбуждения
предпочтительнее прямоугольная, что снижает потери в транзисторе. Но если ам-
плитуда возбуждения достаточно велика, форма тока не играет большой роли.
Поэтому можно добиться ключевого режима и при возбуждении синусоидальным
током. В последующих каскадах, если обеспечен необходимый запас по мощнос-
ти возбуждения, форма импульсов будет ближе к прямоугольной (если рабочая
частота не слишком высока).
Для снижения обратного напряжения на переходе эмиттер — база, которое
ввиду большого сигнала на входе может быть слишком высоким, между базой
и эмиттером включается добавочное сопротивление 7?д, сравнимое по значению
с входным сопротивлением транзистора. Эта мера делает более равномерной на-
грузку на предшествующий каскад, но одновременно снижает коэффициент усиле-
ния. В ключевом режиме транзисторы используются с нулевым или запирающим
смещением, которое может образовываться на резисторе /?д.
Поскольку коэффициент усиления по мощности каскада в ключевом режиме
существенно меньше, чем в критическом (ввиду большей мощности возбужде-
ния), схема с ОБ практически не применяется. Ключевой режим может быть полу-
чен на частотах до 0,3 fT. Это значит, что передатчики на современных мощных
ВЧ транзисторах в ключевом режиме могут работать во всем диапазоне КВ.
Ключевые генераторы могут быть как широкополосными, так и узкополосными.
В последнем случае полоса пропускания зависит от полосы контуров и фильтров,
входящих в схему усилителя.
Вначале рассмотрим ШПУ в ключевом режиме. По построению они могут
быть одно-и двухтактными. Общим для них является резистивный характер на-
грузки, которая может быть в виде резистора включена в коллекторную цепь од-
нотактного генератора — непосредственно или через ШПТЛ. В двухтактных
схемах нагрузка к генератору также подключается через ШПТЛ. Резистивная
нагрузка обеспечивает в коллекторной цепи на низких частотах (до 0,01 fT)
прямоугольную форму напряжения и тока (рис. 3.30, а). В таком режиме потери
в транзисторе невелики: Рпот = 0,57^ цак/нас- Чтобы передать прямоугольный
импульс тока без больших искажений, согласующие трансформаторы должны
пропускать не менее пяти—семи гармоинк основной частоты. Поэтому
даже в диапазонах 1,8...7 МГц трансформаторы выполняют на линиях передачи
(ШПТЛ).
На частотах выше 0,01 /т уже сказывается инерционность транзисторов,
в основном благодаря входной и, значительно меньше, выходной емкостям. Фрон-
ты импульсов тока и напряжения перестают быть прямоугольными (рис. 3.30,6),
появляется активный этап, когда напряжение и ток коллектора значительны,
отчего возрастают потерн на коллекторе. Во время каждого цикла усиливаемого
колебания, когда транзистор переходит в состояние насыщения, емкость кол-
лектора Ск разряжается на сопротивление насыщения. Эги добавочные потери,
называемые коммутативными, также возрастают по мере повышения частоты.
По этим причинам частотный диапазон ключевых генераторов с резистивной на-
160
грузкой, выполненных даже на сравнительно высокочастотных транзисторах,
не превышают 10...20 МГц.
Для создания ключевого режима на более высоких частотах необходимо
уменьшить потери на активном этапе и нейтрализовать вредное действие емко-
сти Ск. Это возможно в однотактном ключевом генераторе с формирующим кон-
туром (рис. 3.31, а). Контур LC должен быть расстроен относительно усили-
Рнс. 3.30. Диаграммы токов базы, коллектора и напря-
жения коллектор — эмиттер в широкополосном ключевом
генераторе:
о —на низких; б — на средних частотах
ваемой частоты так, чтобы нагрузка коллектора имела индуктивный характер,
т. е. частота настройки контура должна быть выше рабочей. Отношение частоты
контура fK к частоте сигнала fa назовем К, — fK/fс. Добротность контура (QL =
— 2nfL/RH) должна быть небольшой, порядка 1 ... 2. Пикфактор коллекторного
напряжения Пк = UK иакс/Ек в такой схеме может быть весьма велик. Пикфак-
4
Я
Рис. 3 31. Однотакт-
ный ключевой генера-
тор с формирующим
контуром:
a — принципиальная схе-
ма; б, в, г — диаграммы
токов базы, коллектора и
напряжения коллектор-
эмиттер
тор, расстройка контура и величина QL, необходимая для создания оптимального
режима, зависят от угла отсечки 0. Так, при 0 = 75° Од =1,55, Пк = 3,05,
Kf = 1,36, а при 0 = 90° QL=1,13, Пк = 3,55, /<^=1,6. В таких генераторах
обычно выбирают 0 = 75°, так как получить меньшие значения 0 труднее.
Когда транзистор насыщен (ключ замкнут), благодаря индуктивному харак-
теру коллекторной нагрузки ток нарастает по экспоненциальному закону. Когда
транзистор закрыт (ключ разомкнут), в цепи I CRa происходит разрядный про-
цесс (рис. 3.31, г). В схеме с формирующим контуром возможно создание ключе-
вого режима на частотах примерно до 0,3/т (порядка 100 ...150 МГц на тран-
*/г 6 4-518
161
зисторах КТ907, КТ909). На этих частотах емкость контура состоит только из
выходной емкости транзистора, и вследствие параметрических явлений пикфак-
тор может достичь 5. Высокий пикфактор в схеме ключевого генератора с фор-
мирующим контуром является недостатком, так как вынуждает снижать Ёк
и снимаемую мощность.
Ключевой генератор с формирующим контуром вследствие его малой доб-
ротности является широкополосным. Для того чтобы обеспечить его оптималь-
ную работу в широком диапазоне частот (например, 1,8...30 МГц), поступают
следующим образом. На частоте, близкой к верхнему пределу диапазона (26...
28 МГц), настройкой элементов формирующего контура на частоту 40...50 МГц
создается оптимальный режим. По мере понижения частоты режим будет не-
сколько отличаться от оптимального, а на более низких частотах (1,8...7 МГц)
влияние элементов контура незначительно, и генератор работает практически
а
Рис. 3.32, Однотактные ключевые генера-
торы с формирующим и фильтрующим кон-
турами:
а — с последовательным включением нагрузки
Цк в формирующий контур L1C1', б — с парал-
лельным включением RK в формирующий кон-
тур
с резистивной нагрузкой. Чтобы по-
тери при переключении были невели-
ки, транзистор должен иметь /т не
менее чем в 10 раз выше верхней
Рис. 3.33. Схема фильтра-дуплексе-
ра с частотой раздела 40 МГц
рабочей частоты диапазона.
Ключевые генераторы имеют вы-
сокое содержанке гармоник в выход-
ном напряжении, поэтому требуется
хорошая фильтрация. Если рассмот-
с формирующим контуром дополнить
пока-
ренный однотактныи ключевой генератор
фильтрующими цепями, он станет узкополосным (рис. 3.32). Нагрузка R
занная штриховой линией, может включаться в формирующий контур L1C1 после-
довательно (рис. 3.32, а) или параллельно (рис. 3.32, б). Слева от точки А на схе-
мах находится формирующий контур, справа — фильтрующий. Чтобы обеспечи-
вался ключевой режим, в коллекторной цепи необходимо создать высокое со-
противление для токов гармоник. В схеме на рис. 3.32, а катушка формирующе-
го контура выполняет эту роль, поэтому дополнительный фильтрующий (и,
если нужно, трансформирующий) контур C2L2C3 может начинаться с парал-
лельной емкости. В схеме на рис. 3.32, б фильтр должен начинаться с по-
следовательной индуктивности L2, которую можно найти по формуле L2 >
Для генератора с резистивной нагрузкой выходной фильтр должен быть
устроен так, чтобы обеспечивалось одинаковое активное сопротивление на ос-
новной частоте и на гармониках. Такой фильтр-дуплексер состоит из фильтра
нижних частот (ФНЧ), выход которого соединен с нагрузкой, и фильтра верхних
частот (ФВЧ), нагруженного на резистор Рдоп. На рис. 3.33 показана схема
фильтра-дуплексера с частотой раздела 40 МГц для передатчика, работающего
в 10-метровом диапазоне. Верхняя ветвь — ФВЧ, нагруженный иа резистор
7?доп> нижняя—ФНЧ, к выходу которого подключают антенну. Последовательный
контур C4L5 настраивают на частоту местного телецентра. При указанных на
схеме значениях он настроен на 56 МГц (1 канал). Если проблема помех телеви-
дению отсутствует, его лучше настроить на частоту 65...70 МГц для улучшения
общей частотной характеристики фильтра. Для снижения частоты раздела фильт-
162
ра в М раз при неизменном сопротивлении нагрузки все значения индуктивностей
и емкостей следует увеличить во столько же раз.
При П-образной форме напряжения и тока примерно 73...77 % потребляе-
мой мощности преобразуется в мощность первой гармоники,и почти 20 % —
в мощность высших гармоник (при 0 = 90° четные гармоники отсутствуют).
Отсюда следует, что на резисторе /?доп рассеивается до 20 % потребляемой мощ-
ности (целесообразнее, однако, рассеивать эти 20 % на резисторе, нежели на
коллекторе транзистора). Кроме того, вместо 7?доп можно поставить выпрямитель
и возвращать эту мощность в источник питания. Такой фильтр-дуплексер обес-
печивает легкий режим транзистора. Мощность, на которую рассчитаны детали
фВЧ, может быть в 4—5 раз меньше, чем в ФНЧ.
Недостаток ключевых генераторов с резистивной нагрузкой состоит в высо-
ком уровне высших гармоник и потому — в не очень высоком КПД, преодоле-
вается он в двухтактных схемах с параллельным или последовательным фильт-
рующим контуром. Резо-
нансные свойства контура
обеспечивают синусоидаль-
ную форму напряжений при
П-образной форме тока или
наоборот.
Двухтактная схема
ключевого генератора с па-
раллельным контуром в кол-
лекторной цепи ничем не
отличается от обычного ре-
зонансного усилителя. П-об-
разная форма возбуждающе-
го тока обеспечивает П-об-
разную форму тока коллек-
тора, а контур — синусои-
а — схема; б — диаграмма тока коллектора (штриховой
линией показан ток через второй транзистор); в — диаг-
рамма коллекторного напряжения
дальную форму напряже-
ния. Пока транзистор в те-
чение первой половины пе-
риода открыт и насыщен,
напряжение на коллекторе мало ввиду малого гках. Во вторую половину, когда
транзистор закрыт, потери на нем отсутствуют, а напряжение на коллекторе
за счет работы другого транзистора в противофазе имеет форму половины сину-
соиды. Обратная полуволна синусоиды формируется в следующую половину
периода и т. д. На низких частотах КПД такого генератора может достигать
95...98 %. Частотный диапазон такой схемы ограничен возможностью получе-
ния П-образных импульсов тока через транзистор.
Более высокочастотной является схема ключевого генератора с последова-
тельным фильтрующим контуром, в котором импульсы тока имеют непрямоуголь-
ную, а синусоидальную форму, хотя транзистор возбуждается прямоугольными
импульсами (рис. 3.34). Синусоидальная форма тока объясняется тем, что гене-
ратор соединен с нагрузкой через последовательный контур, пропускающий
в нагрузку только ток основной частоты. Когда один транзистор в такой схеме
открыт, напряжение на его коллекторе мало, а ток коллектора представляет
собой половину синусоиды. В следующие полпериода открывается другой тран-
зистор; ток через нагрузку имеет синусоидальную форму, а напряжение коллек-
тор — эмиттер близко к прямоугольному. КПД такой схемы также достигает
98 % на НЧ. В этой схеме пикфактор меньше 2, поэтому Ек может быть повышено
До0,5£кдоп. Частотный диапазон генератора по схеме рис. 3.34 ограничивается
выходной емкостью транзисторов и паразитной емкостью схемы, из-за которых
на высоких частотах напряжение коллектора не может меняться скачкообразно.
Верхняя граница рабочего диапазона таких генераторов на современных тран-
зисторах (имеющих /т > 500 МГц) достигает 30 МГц.
Фильтрующий контур можно заменить или дополнить полосовым фильтром
Или ФНЧ. Подавление второй гармоники за счет симметрии возбуждающего тока
и схемы может достигать 25^дБ. Недостатком этой схемы является последова-
ла 6*
163
тельное включение транзисторов по постоянному току, что может вызвать кон-
структивные неудобства при создании теплоотвода.
Любой двухтактный ШПУ можно превратить в ключевой генератор с после-
довательным фильтрующим контуром. Для этого нужно между выходом ШПУ
и нагрузкой включить последовательный фильтрующий контур, полосовой
фильтр или ФНЧ и обеспечить ключевой режим транзисторов. Такие схемы
целесообразно применять в мощных усилителях. Ключевые генераторы проигры-
вают по коэффициенту усиления в 2...4 раза генераторам в критическом режиме
[5, 13].
5. ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ КАСКАДЫ ПЕРЕДАТЧИКА
Промежуточные каскады передатчика должны обеспечивать^заданное напря-
жение и мощность для возбуждения следующего каскада; минимальное влияние
изменений в выходной цепи (например, расстройки) на входную; постоянное
по величине выходное напряжение (мощность) в рабочем диапазоне частот; от-
сутствие искажений входного сигнала. В промежуточных каскадах передатчика
применяют смесители, умножители, усилители. Режим промежуточного усилите-
ля мощности определяется характером усиливаемого сигнала. В ВЧ тракте теле-
графных н AM передатчиков применяют умножители частоты. Один умножитель
повышает частоту обычно в 2 или 3 раза. В КВ передатчиках почти исключитель-
но применяют умножители, работа которых основана на искажении входных
колебаний и последующем выделении гармоник основной частоты. Наивыгодней-
ший угол отсечки для n-й гармоники можно определить по формуле 0 = 120°/п.
Для умножителя требуются большие напряжение смещения и амплитуда вход-
ных колебаний, чем для усилителя. Требуется также большая стабильность
амплитуды входных колебаний, так как амплитуда высших гармоник в вы-
ходном токе сильнее зависит от уровня входного колебания, чем амплитуда
первой гармоники. Для стабилизации режима работы транзисторных умножите-
лей используется ООС на резисторе небольшой величины, включенном в цепь
эмиттера.
Мощность, отдаваемая удвоителем (при 0 = 60°), составляет от половины
до 2/3 мощности, отдаваемой усилителем на аналогичном электронном приборе.
КПД удвоителя можно повысить увеличением амплитуды анодного (коллектор-
ного) тока. КПД утроителя (0 = 40°) не превышает 0,4...0,5.
В качестве нагрузки умножителя используются высокодобротные контуры
или полосовые фильтры, КПД которых составляет 0,3...0,5 при подавлении
других гармоник на 30...40 дБ. Соответственно необходимо увеличить выход-
ную мощность умножителя для компенсации потерь в фильтре. В коллекторном
токе транзистора уровень высших гармоник больше, чем в анодном токе лампы.
Двухтактный удвоитель на транзисторах (напряжение возбуждения на базах
в противофазе, а коллекторы соединены вместе) отдает почти такую же мощ-
ность, как и усилитель на этих же транзисторах.
В транзисторных умножителях токи гармоник образуются не только вслед-
ствие определенного угла отсечки, но и по причине нелинейной емкости коллек-
тора. Особенно выражено это явление на высоких частотах, когда вся емкость
контура умножителя состоит из емкости коллектора Ск. На более низких час-
тотах, когда емкость Ск составляет малую долю общей емкости контура, в него
дополнительно включают варикап. Умножение частоты происходит благодаря
изменению его параметров (емкости) при изменении напряжения на нем и по-
этому называется параметрическим. Транзистор и лампа превращают мощ-
ность постоянного тока в мощность колебаний ВЧ, тогда как варикап преобра-
зует мощность колебаний одной частоты в другую.
Иногда в схеме передатчика один и тот же каскад может работать на одном
диапазоне как усилитель, на другом — как удвоитель. Тогда следует устанав-
ливать 0 — 55...70°. Если этот же каскад работает и как утроитель, то 0 =
= 50....55°. Умножитель рассчитывают так же, как и усилитель, только вместо
коэффициента «j подставляют а3 или а3. Иногда применяют пассивные удвои-
тели на полупроводниковых диодах, представляющие собой двухполупериод-
ные выпрямители (двухтактные со средней точкой или мостовые). Спектр коле-
баний на выходе довольно широк, поэтому необходима фильтрация. В качестве
164
нагрузки транзисторного умножителя не следует применять П-контур, так как
он обеспечивает малое подавление на частотах ниже резонансной и пропускает
колебания входной частоты наряду с их гармоникой. Здесь удобен двух- — трех-
контурный фильтр, полоса которого равна полосе соответствующего любитель-
ского диапазона.
Если в оконечном каскаде транзисторного передатчика используется не-
сколько одинаковых блоков со сложением мощности, в предоконечном каскаде
целесообразно использовать такой же блок. Следует обратить особое внимание
на его надежность либо предусмотреть возможность его замены на один из бло-
ков оконечного каскада.
6. ТЕЛЕГРАФНАЯ МАНИПУЛЯЦИЯ
и
Рис. 3.35. «Жесткий» сигнал с
крутыми фронтами (а); при мани-
пуляции через /?С-цепь (б); коло-
колообразная форма сигнала (в)
При работе азбукой Морзе радиолюбители используют амплитудную ма-
нипуляцию, когда посылке соответствует максимальная излучаемая мощность,
а паузе — нулевая. При амплитудной манипуляции, как и при модуляции, об-
разуются боковые полосы. Ширина спектра манипуляции пропорциональна
скорости передачи, т. е. числу элементарных сигналов (посылок и пауз), пере-
даваемых в 1 с. Скорость измеряется в бодах (Б). При передаче 120 латинских
или 100 русских букв/мин скорость передачи точек составляет примерно 20 бод
(10 точек/с).
Манипуляция при передаче точек эквивалентна AM с прямоугольной фор-
мой модулирующего напряжения. При равной длительности точек и пауз спектр
колебаний состоит из основной частоты, равной числу передаваемых в секунду
точек (Б/2), и нечетных гармоник — 3-й, 5-й и т. д. (Б/2ЗБ/2-|-5Б/2-|-...).
Амплитуда колебаний гармоники медленно убывает с возрастанием ее номера.
Поэтому если не принять мер к ограничению спектра, при скорости передачи
10 точек/с будет излучаться дискретный
спектр с частотами, отстоящими от несу-
щей частоты на 10, 30, 50, 70 Гц и т. д.
(т. е. две боковые полосы). Однако ин-
струкцией о порядке регистрации и эк-
сплуатации любительских радиостанций
установлена довольно жесткая норма
ширины полосы излучаемых частот —
не более 0,1 кГц. Чтобы не превышать
эгу норму, в цепь манипуляции необхо-
димо включать ФНЧ с частотой среза
50 Гц. например одиночную интегрирую-
щую /?С-цепь (R — 100 кОм, С =
~ 0,03 мкФ) либо двойную (R1 = R2 =
= 100 кОм; Cl = С2 = 0,01 мкФ),
имеющую более высокую крутизну ска-
та. Передний и задний фронты посыл-
ки при этом теряют прямоугольную
форму и становятся скругленными (рис.
3.35, б). Наименьшую ширину спектра
кая») форма сигнала (рис. 3.35, в).
В радиолинии с замираниями при дальней связи на КВ для большей чет-
кости необходимо передавать гармоники основного колебания по пятую включи-
тельно. При полосе ТЛГ сигнала ие более 100 Гц можно передавать не более
100/5 — 20 бод, или 10 точек/с. Это довольно высокая скорость для дальней
связи. При отсутствии замираний достаточно передавать первую и третью гар-
моники основной частоты. Тогда скорость передачи при полосе 100 Гц составит
33 бод (200 латинских или 150 русских букв/мин). Дальнейший рост скорости
передачи при ограниченной полосе будет сопровождаться снижением четкости
и разборчивости телеграфного сигнала. При приеме на сверхузкополосные при-
емники (полоса менее 0,1 кГц) скорость передачи должна снижаться пропорцио-
нально сужению полосы.
Наилучшее средство формирования «мягкого» сигнала — ФНЧ в цепи ма-
нипуляции. Без него даже медленное телеграфирование с крутыми фронтами
обеспечивает колоколообразная («мят
165
VDfA2266
R21к г > I
W 4.7л-
-7?SCEJ'
R5 ЮОк
S
М Wk f
—»—Г=1—- К сетке ЗГ
4=C!O,25
RS Wk
—----Г=1—К сетке буферного
2 каскаоа
=±C20J)3
Рис. 3.36. Схема дифореренциалъного ключева-
ния лампового передатчика
посылок дает широкую полосу излучения, что проявляется в виде «щелчков»
в близлежащем диапазоне частот.
Прохождение «мягкого» телеграфного сигнала, сформированного в начале
тракта передатчика, через умножители и усилители, работающие в режиме С,
сопровождается нарастанием его «жесткости» вследствие «обрезания» малых уров-
ней сигнала, т. е. ограничения по минимуму. Поэтому для «мягкого» ключева-
ния следует манипулировать также предоконечный каскад передатчика, а для
оконечного — ие выбирать глубокий режим С. При использовании линейных
усилителей для усиления ТЛГ сигналов эта проблема снимается.
Кроме ограничения полосы излучения, при конструировании и налажива-
нии телеграфного передатчика возникают и другие задачи. Так, в большинстве
случаев желательно обеспечить полудуплексный режим, когда в паузах между
посылками свой передатчик не слышен. Для этого.в передатчике с умножением
частоты ключеванию, наряду с другими каскадами, подвергается и задающий
генератор (ЗГ). Ключевание одного лишь ЗГ почти всегда приводит к щелчкам
в широком диапазоне частот или «бульканию». При ключевании ЗГ каждый
раз при замыкании ключа наблюдается переходный процесс установления ам-
плитуды и частоты, причем
детали этого процесса трудно
учесть заранее. Бывает, напри-
мер, что при ключевании ЗГ, ра-
ботающего на частоте 3550 кГц,
щелчки слышны только с од-
ной стороны рабочей часто-
ты, в промежутке от 3450 до
3550 кГц. Это значит, что гене-
рация начинается на частоте
3450 кГц, затем в течение пере-
ходного процесса частота коле-
баний мгновенно «пробегает»
до значения 3550 кГц, и пока ключ замкнут, ЗГ работает на этой частоте. Такой
процесс происходит при передаче каждой точки или тире, создавая помехи в широ-
ком диапазоне частот. Поэтому схема ключевания должна быть построена таким
образом, чтобы при замыкании ключа сразу начинал работать ЗГ, после чего
в последующих каскадах формировались «мягкий» передний и задний фронты
сигнала, а уж затем прекращал работу ЗГ.
Схема дифференциального ключевания лампового передатчика показана
на рис. 3.36. Выход 1 подключен к сетке лампы ЗГ, выход 2 — к сетке одного
из последующих каскадов, например, предоконечного на лампе 6П15П. При за-
мыкании ключа конденсатор С1 через диод VD1 и резистор R2 быстро разря-
жается, и ЗГ начинает работать. Затем конденсатор С2 медленно разряжается
через резистор R5, и предоконечный каскад отпирается. При размыкании ключа
конденсатор С2 заряжается через тот же резистор, а конденсатор С1 (значиФельно
большей емкости) — через резистор R3 Поэтому ЗГ отпирается раньше и запи-
рается позже, чем следующий манипулируемый каскад. Подобную схему же-
лательно применять и в транзисторных передатчиках — в них особенно важно
иметь «мягкую» форму телеграфного сигнала для предотвращения переходных про-
цессов в цепях питания, приводящих к перенапряжениям в коллекторной цепи.
В передатчиках смесительного типа задача полудуплекса решается значи-
тельно проще. Автогенераторы в этом случае работают непрерывно, а манипуля-
ция и формирование «мягкого» сигнала производятся в смесителе и других кас-
кадах. Таким образом, изменение частоты при манипуляции исключается.
Следует обратить внимание на статическую и динамическую стабильности
питающего напряжения. В момент замыкания ключа потребление тока резко
возрастает, и питающее напряжение уменьшается. Если выходная емкость фильт-
ра мала, а индуктивность значительна, в первые миллисекунды единственным
источником питания является выходной конденсатор фильтра, напряжение на
котором может снизиться до половины (и менее) номинального. Это приводит
к «дроблению» сигнала вследствие «автомодуляции» анодного напряжения. Ес-
ли такое явление наблюдается и в предварительных каскадах передатчика, то
модулированным оказывается также и напряжение возбуждения оконечного
каскада.
166
Форму телеграфного сигнала в процессе налаживания передатчика необхо-
димо контролировать, используя для этого приемник с любым низкочастотным
осциллографом при частоте развертки 2—10 Гц [4].
7. ОБЕСПЕЧЕНИЕ УСТОЙЧИВОСТИ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Под устойчивостью усилителей понимают обычно отсутствие самовозбуж-
дения или других процессов, приводящих к появлению на выходе усилителя
колебаний с нежелательными частотами. Передатчик должен иметь определен-
ный запас устойчивости, чтобы изменение внешних условий, замена элементов
или их старение не приводили к самовозбуждению. Самовозбуждение в передат-
чике совершенно недопустимо, так как снижает мощность основного сигнала,
является причиной помех радиосвязи, вещаиию и телевидению, вносит искаже-
ния в передаваемый сигнал, приводит к повреждению электронного прибора
и других элементов, особенно в транзисторных передатчиках.
Причиной неустойчивости является связь между входом и выходом усили-
теля или различные процессы, происходящие в электронном приборе. Связь
может быть внутренняя, т. е. внутри электронного прибора через его паразит-
ные емкости, индуктивности, и внешняя — через внешние элементы схемы.
Самовозбуждение может быть как вблизи рабочей частоты, так и выше или
ниже ее.
Самовозбуждение на частотах, далеких от усиливаемого сигнала, называет-
ся паразитным. В транзисторных усилителях может возникать также самовоз-
буждение на второй и третьей субгармониках, г. е. на частотах, вдвое или втрое
меньших частоты усиливаемого сигнала. Наиболее явными признаками самовоз-
буждения являются изменение режима усилителя по сравнению с нормальным,
расширение выходного спектра частот. Но самовозбуждение не всегда имеет
явные признаки. Иногда (например, при работе телеграфом) при самовозбужде-
нии на УКВ или СВЧ на выходе усилителя нет его проявлений. Между тем
бывают случаи, когда вывод лампы, входящий в местный УКВ колебательный
контур, при самовозбуждении настолько нагревается контурным током, что от-
паивается или перегорает. Устойчивость усилителя иногда зависит от причин,
которые заранее учесть невозможно.
Самовозбуждение усилителей на рабочей частоте можно предупредить и
устранить с помощью правильного схемного и конструктивного решений, экра-
нировки, нейтрализации у ламповых передатчиков и т. д. Цепь нейтрализации
настраивают обычно на высшем рабочем диапазоне, так как на НЧ диапазонах
склонность к самовозбуждению меньше. Для этого включают усилитель, но сни-
мают анодное напряжение, к анодному контуру подключают чувствительный ин-
дикатор ВЧ напряжения. Цепь нейтрализации регулируют до минимальных
показаний индикатора, соответствующих балансу моста.
Самовозбуждение на более высоких и более низких частотах объясняется
тем, что реальная схема усилителя имеет много скрытых колебательных цепей
и обратных связей, которые при определенных условиях приводят к самовозбуж-
дению усилителей вдали от рабочих частот. Для ламповых усилителей, напри-
мер, характерно самовозбуждение на частотах выше рабочего диапазона КВ,
т. е. на УКВ. На УКВ могут самовозбуждаться усилители, в которых включе-
но параллельно несколько ламп, причем самовозбуждение может происходить
по двухтактной схеме.
Для усилителей с ОС не характерно самовозбуждение на рабочей частоте,
но на УКВ они самовозбуждаются при неудачном монтаже. Индуктивности и
емкости монтажа, выводов ламп создают колебательные контуры, настроенные
обычно на частоты до десятков или сотен мегагерц, причем эти контуры не свя-
заны с нагрузкой и имеют высокую добротность, что приводит к самовозбужде-
нию даже при небольшой положительной ОС. Для устранения самовозбуждения
необходимо увеличить затухание паразитной колебательной системы или снизить
ОС. Последнего можно добиться включением емкости между сеткой и катодом,
что резко снижает коэффициент передачи сеточной цепи на УКВ. Для внесения
затухания в паразитные колебательные системы, которые могут быть образованы
как в анодной, так и в сеточной цепях, возле выводов анода и сетки (в схеме
с ОС — у вывода катода) включают антипаразитные дроссели. Чаще всего — это
резистор мощностью 1—2 Вт и •'опротивлением 47—100 О.м, на котором намо-
167
тано несколько (4—6) витков провода диаметром 1—1,5мм. Резистор должен
быть безындукционным. Кроме того, в цепь сеток ламп у выводов полезно вклю-
чать безындукционные резисторы сопротивлением 5—10 Ом, которые вместе
с входной емкостью лампы образуют ФНЧ, коэффициент передачи которого на
УКВ значительно меньше, чем на КВ.
Самовозбуждение на частотах ниже рабочей характерно для транзисторных
передатчиков, поскольку коэффициент усиления транзистора возрастает с пони»
жением частоты. Такое самовозбуждение объясняется чаще всего тем, что дрос
сели и блокировочные конденсаторы во входной и выходной цепях образуют ко-
лебательные системы, настроенные на НЧ.
Борьба с этим явлением заключается в изменении индуктивности дросселей,
причем желательно иметь минимально возможные индуктивности. Иногда по-
лезно вместо одного дросселя включать два и между ними — блокировочный кон-
денсатор, иногда достаточно только изменить емкость блокировочного конден-
сатора. Важно, чтобы блокировочные конденсаторы имели минимальный импе-
данс на всех частотах. Для этого соединяют параллельно керамические (0,01 —
0,1 мкФ), слюдяные, бумажные и электролитические конденсаторы.
Для снижения паразитной индуктивности лучше составить блокировочный
конденсатор параллельным соединением конденсаторов меньшей емкости. Само-
возбуждение на НЧ можно устранить также введением ООС на этих частотах пу-
тем снижения емкости блокировочных конденсаторов в цепи эмиттера и путем
снижения переходных межкаскадных емкостей.
Как указывалось, признаки самовозбуждения не всегда явные. Например,
усилитель ОМ колебаний в режиме покоя устойчив, а самовозбуждение возникает
при определенном уровне усиливаемого сигнала, так как крутизна характерис-
тики транзистора в режиме покоя может быть меньше, чем при среднем уровне
сигнала. Или другой пример: AM передатчик в режиме молчания устойчив, а при
модуляции самовозбуждается. Такие явления легче всего обнаружить с помощью
осциллографа, наблюдая форму колебаний (несущей и огибающей). Описанные
явления указывают на то, что амплитудная характеристика усилителя нелиней-
на и имеет ступеньки или скачки. Для обнаружения их следует плавно изменять
уровень сигнала на входе усилителя и наблюдать за уровнем выходного сигнала
или за показаниями амперметра в коллекторной цепи. Если эти показания
скачкообразно меняются при некотором уровне входного сигнала, усилитель
неустойчив. Возникающие при этом автоколебания часто имеют частоту ниже
рабочей и релаксационный характер. Модулируя усиливаемый сигнал, они
расширяют его спектр.
Транзисторным усилителям свойственны параметрические явления на не-
линейной емкости переходов: деление (особенно в ШПУ) н умножение частоты,
нелинейность и скачкообразный характер модуляционной характеристики. Если
такие явления наблюдаются, необходимо увеличить емкость, подключенную
параллельно коллекторному переходу, чтобы снизить его влияние на общую
емкость контура. Самовозбуждение усилителя на рабочей частоте возможно
также при подключении нагрузки, имеющей значительную реактивность, т. е.
при высоком КСВ. Не следует допускать КСВ выше 1,5.
Транзисторные передатчики имеют большее число каскадов, чем ламповые.
Если передатчик содержит умножители, то для повышения устойчивости целесо-
образно чередовать их с усилителями. Тогда требуется меньшее усиление на
одной частоте.
Общие меры борьбы с неустойчивостью на низких частотах — шунтирование
резисторами дросселей во входной и выходной цепях, уменьшение их индуктив-
ности либо изменение ее, т. е. разнос частот паразитных контуров на входе и на
выходе. Способы борьбы с ВЧ возбуждением — экранирование усилителей
(межкаскадное и общее), хорошая развязка цепей питания, введение отрица-
тельной обратной связи, снижение КСВ в фидере антенны.
8. ОБЕСПЕЧЕНИЕ НАДЕЖНОСТИ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Под надежностью аппаратуры обычно понимают ее способность выполнять
свои функции в течение длительного срока при определенных границах
изменения внешних воздействий (температуры, влажности, вибрации и т. д.).
Хотя любительская радиосвязь обычно не имеет жизненно важного значения,
168
все же бывают ситуации (например, землетрясения, ураганы), когда любитель-
ская радиостанция остается единственным каналом связи с пострадавшим райо-
ном. В соответствующих документах специально оговорена возможность ис-
пользования любительских радиостанций для передачи радиограмм в аварийных
ситуациях.
Надежность передатчика определяется прежде всего рациональным выбором
его схемы, функциональных узлов (усилителя, возбудителя, блока питания и
т. Д.) и деталей (ламп, транзисторов, резисторов, конденсаторов и т. д.). Важное
значение имеет соблюдение электрических и тепловых режимов узлов и систем
передатчика.
В стационарной радиолюбительской аппаратуре причинами отказов явля-
ются электрическая и тепловая перегрузки элементов,® особенности ламп и тран-
зисторов. Электрические перегрузки можно предупредить правильным выбором
и соблюдением режима работы, тепловые перегрузки — рациональным распо-
ложением источников тепла и аппаратуры, улучшением отвода тепла радиато-
рами и вентиляцией. Недопустима эксплуатация электронных приборов в пре-
дельных режимах по напряжению, току и температуре. Сильные перегрузки
характерны для режима самовозбуждения усилителей, поэтому первейшее тре-
бование к надежности передатчика — отсутствие самовозбуждения.
Особое внимание следует уделять электрическим и тепловым режимам
в транзисторных передатчиках. Мощные ВЧ транзисторы при полном исполь-
зовании по мощности практически не имеют запасов по допустимым параметрам,
в особенности по напряжению коллектора. Перенапряжения в коллекторной це-
пи возникают вследствие изменения напряжения в питающей цепи. Короткие
импульсы можно устранить LC-фильтрами, более медленные изменения — ста-
билизацией питающего напряжения.
Переходные процессы при включении и выключении передатчика также
являются причиной перенапряжений. Амплитуда импульсов переходных про-
цессов может в несколько раз превышать напряженке питания (аналогичные
явления могут возникнуть при телеграфной манипуляции, когда скачком меня-
ется уровень сигнала на входе усилителя и ток в коллекторной цепи). Все пере-
ключения в цепях питания и возбуждения следует проводить только при под-
ключенной нагрузке. При пониженном напряжении питания необходимо выяс-
нить, есть ли броски напряжения в коллекторной цепи вследствие переходных
процессов при включении и выключении (и при телеграфной манипуляции)
и устранить эти явления выбором элементов фильтров в питающих цепях, уста-
новкой ограничительных устройств (например, стабилитронов) и т. д. Целесо-
образно изменить порядок включения напряжения питания и сигнала возбуж-
дения. Форма телеграфного сигнала обязательно должна быть <.мягкой».
Статическое атмосферное электричество может через антенну попасть
на транзистор и пробить его. Следует выход передатчика шунтировать дроссе-
лем, чтобы заряды статического электричества стекали на землю.
Еще одна причина перенапряжений на коллекторе — ключевой режим
и параметрические явления, описанные выше. При практической отработке пере-
датчика необходимо тщательно контролировать уровень пикового напряжения
коллектора, например, с помощью простых схем, предложенных в работе [8].
Са?лопроизвольное возрастание уровня входного сигнала выше номинального
(например, за счет прогрева транзисторов) также может быть причиной перена-
пряжения на коллекторе усилителя мощности; при этом возможен переход из
критического режима в перенапряженный, повышающий амплитуду коллектор-
ного напряжения. Для поддержания номинального уровня сигнала применяют
обычные схемы АРУ и температурной стабилизации [17].
Высокий КСВ в фидере также может быть причиной выхода из строя мощных
транзисторов. Например, когда у выходного зажима передатчика высокий КСВ
вызывает пучность тока, передатчик перегружен, коллекторный ток велик и мо-
жет превысить допустимый. Рассеиваемая мощность также велика, что нарушает
тепловой режим. Если же у выходного зажима передатчика имеется пучность
напряжения, передатчик разгружен, напряжение на коллекторе возрастает им -
жет вызвать пробой коллекторного перехода. Существует несколько способов
защиты от высокого КСВ: снижение уровня входного сигнала и напряжения
питания, ограничение тока или напряжения в коллекторной цепи усилителя.
Сигнал для системы защиты от высокого КСВ может поступать с одного или не-
7 4-518
169
скольких датчиков. Датчиком рассогласования с нагрузкой моя’ет быть измери-
тель КСВ (рефтектомер). Сигнал, пропорциональный амплитуде отраженной
волны (или отношению отраженной волны к питающей), после усиления подается
на базу транзистора, шунтирующего своим выходом опорные стабилитроны в ста
билизаторе напряжения питания. Такой же сигнал можно подать на управляе-
мый аттенюатор между предварительными каскадами усиления. Сигнал для сис-
темы защиты может поступать также от датчика перенапряжений в коллектор,
ной цепи.
Схемы защиты от перенапряжении разнообразны, но все должны иметь вы-
сокое быстродействие (порядка микросекунд), поэтому в них не следует приме-
нять НЧ транзисторы.
Защиту от перенапряжений на коллекторе можно также осуществить с по-
мощью ограничителя на стабилитроне Д817А или Д817Б (рис. 3.37). Напряже-
ние пробоя стабилитрона равно максимально допустимому напряжению на кол-
лекторе. а схеме используют точечные
или микросплавные диоды (Д101—
Д106, Д223) с малой проходной ем-
костью, так как емкость стабилитрона
велика. В ключевом режиме усилителя
импульсный ток через стабилитрон мо-
жет составлять десятки и сотни мил-
лиампер, хотя средний ток в 10—20 раз
меньше.
Следует следить за уровнем обратно-
Рпс. 3.37. Схема защиты коллекторной
цепи от перенапряжений
Это же относится к дополнительному
го напряжения иа эмиттерном переходе.
Если в цепи эмиттера включен резистор
автосмещения, падение напряжения на
нем не должно превышать 0,3—0,5 В.
автосмещению за счет базового тока че-
рез резистор, включаемый между базой и эмиттером. Если падение напряже-
ния на нем более 0,5 В, следует уменьшить его сопротивление.
9. ТЕПЛОВОЙ режим передатчиков
Основная доля тепла в передатчиках выделяется в усилителях мощности,
поэтому именно их тепловому режиму уделяется особое внимание. Конструкция
передатчика при естественной вентиляции должна быть такова, чтобы воздух
свободно проходил через отверстия в днище, шасси и крышке корпуса передат-
чика, причем суммарная площадь отверстий должна составлять 15—20 % пло-
щади днища и крышки. В шасси отверстия следует делать вокруг ламп и других
деталей, выделяющих тепло. Диаметр отверстий перфорации корпуса 5—10 мм
отверстия менее 3 мм делать нецелесообразно.
Резко улучшает тепловой режим усилителя принудительная вентиляция.
Даже небольшой вентилятор в несколько раз снижает перегрев. Это значитель-
но продлевает срок службы ламп и транзисторов. Вытяжная вентиляция луч-
ше приточной. Вытяжной вентилятор следует располагать возле места образо-
вания тепла.
Мощные транзисторы выделяют много тепла, которое отводится в окружаю-
щую среду с помощью радиаторов. Приводимые в справочниках данные о пре-
дельной мощности рассеяния транзистором нельзя брать за основу при расче-
тах мощности, так как они соответствуют температуре корпуса 25 °C, т. е. за-
вышены в 1,5—2 раза.
Для расчета тепловых режимов транзистора удобно пользоваться понятиек
теплового сопротивления. Поток тепла, выделяемого в транзисторе, проходит
через несколько тепловых сопротивлений: Rn к — тепловое сопротивление пере-
ход — корпус (указывается в справочнике); RK р — тепловое сопротивление
между корпусом и радиатором, равное 0,5—1 оС'Вт при хорошем тепловом кон-
такте; Rp с — тепловое сопротивление между радиатором и средой зависит от
площади радиатора, разности температур и др.
Суммарное теплозое сопротивление между переходом и средой Ra с ~
Rn.K. + Як.р,- + «р.с.
170
Температура перехода
Т = PR +Т Г
1 П АП. й I с п. доп’
где Тс — температура окружающей среды.
Максимальная мощность рассеяния иа коллекторе, Вт,
Т —Т
п. доп с
Рк. макс п •
!'п. о
Если известна температура корпуса Тк, то
Т — Т
р _______ п. доп к
гк. макс р •
^п. к
Полный тепловой расчет необходимой площади радиатора Sp громоздок
и не дает высокой точности, так как основан на некоторых допущениях. Поэтому
с достаточной для практики точностью применяют формулу
s 1200 ... 1500
~ т ________т
-1 п доп -1 с_р
р *'п. к
Например, если мощность рассеяния транзистора КТ903А 10 Вт, ТО = 25°С,
Т’п.д0п = 15э°С’ «о.к = 3,3’С'Вт, то
= 130 ... 160 СМ3.
1200 .. . 1500
Р ~ 150 — 25 „
16” ~3’3
Радиатор передает тепло в среду в основном конвекцией; излучение не очень
велико. Тем не менее химическое чернение металла радиатора улучшает теплоот-
дачу на несколько процентов. Обычный материал радиаторов — алюминиевые
сплавы. В особенно тяжелых условиях применяют вентилируемые радиаторы.
Основание радиатора имеет толщину 6—10 мм, ребра — 2—3 мм. Расстояние
между ребрами — 8—10 мм: меньшее расстояние ухудшает условия конвекции.
Высота ребер более 30—40 мм неэффективна. Если охлаждение естественное,
плоскость ребер должна быть вертикальной. Если охлаждение принудительное,
целесообразно два — четыре радиатора сложить ребрами вдоль и сквозь обра-
зовавшуюся полость прокачивать воздух.
Для улучшения теплового контакта между транзистором и радиатором
прокладывают свинцовую фольгу, которая при прижатии заполняет неровности
и увеличивает площадь контакта. Можно также применять невысыхающую
смазку на основе силиконового вазелина. Для уменьшения теплового сопротив-
ления в смазку добавляют алюминиевую пудру (годится пудра для алюминие-
вой краски)- 2 части пудры и 1 часть смазки размешивают до консистенции сме-
таны. Перед установкой транзистора смазывают место контакта и затягивают
винтом (часть смазки при этом выдавливается). Следует избегать схем, требую-
щих изоляции корпуса транзистора от радиатора. В качестве изолятора можно
использовать тонкую фторопластовую пленку, бериллиевую керамику, окси-
дированный алюминий.
10. ПРАКТИЧЕСКИЕ КОНСТРУКЦИИ
Линейный усилитель для передатчика радиостанция 1 категории предназна-
чен для линейного усиления однополосных, телеграфных и AM сигналов в диапа-
зонах 10...80 м. При усилении телеграфных и AM сигналов (в режиме несущей)
подводимая мощность 200 Вт, при усилении однополосных сигналов средняя
подводимая мощность (при произнесении длительного «а» перед микрофоном)
также 200 Вт, тогда как пиковая подводимая мощность может достигать 400—
500 Вт. КПД усилителя 65—70% в зависимости от рабочею диапазона.
171
В усилителе используют четыре параллельно включенные лампы Г811 по
схеме с ОС (рис. 3.38). Суммарная мощность рассеяния на анодах 160 ВТ, по-
этому можно проводить довольно длительные сеансы настройки передатчика при
подводимой мощности 200 Вт.
Вследствие малой выходной емкости лампы Г811 (6 ... 7 пф) можно включать
несколько ламп параллельно. При этом анодный ток увеличивается пропорцио-
нально числу ламп, что эквивалентно применению лампы с большим импульсом
анодного тока при не очень высоком анодном напряжении (1000 В). Сопротивле-
ние анодной нагрузки небольшое. Это, наряду с малой выходной емкостью ламп
Г811, способствует высокому КПД усилителя в диапазонах 10... 15 м, где соз-
дать контур с большим эквивалентным сопротивлением и высоким КПД затруд-
нительно. От числа параллельно включенных ламп зависит входное сопротивле-
ние усилителя. При четырех лампах оно равно 75 Ом.
При приеме лампы усилителя заперты напряжением — 27 В, поступающим
на сетки через обмотку антенного реле /</. Контакты этого реле подключают ан-
тенну к гнезду ХЗ, куда подсоединяется вход приемника. При передаче сетки
ламп соединяются с корпусом передатчика переключателем .S/ млн внешним
контактом (например,в трансивере) через гнездо Х5. При этом реле К1 срабаты-
вает и подключает антенну к выходу передатчика. К выходу усилителя подклю-
чен индикатор настройки, чувствительность которого регулируется резисто-
ром R6.
Дроссель L9 в цепи накала намотан одновременно тремя проводами на фер-
ритовом стержне диаметром 12 мм и длиной 140 мм из материала Ф-600. Число
витков — 40. Диаметр крайних проводов дросселя, через которые проходит ток
накала, 1,5 мм, диаметр среднего провода, пропускающего катодный ток,
0,5 мм. Накальный трансформатор Т1 обеспечивает напряжение 2 X 6,5 В при
токе 8 А. Его габаритная мощность 110 Вт. Катушки L1...L4, намотанные на
резисторах R1...R4 типа МЛТ-2, содержат 5 витков провода ПЭВ-2 диаметром
0,62 мм. Анодный дроссель L6 намотан проводом ПЭЛШО-0,35 на фарфоровом
каркасе диаметром 20—25 мм и высотой 150 мм. Число витков — 150, ближние
к аноду 50 витков намотаны с шагом 0,5 мм. Дроссели L7 и L3 любого типа.
На выходе усилителя применен П-контур. Конденсатор С12 должен иметь
зазор между пластинами не менее 1,2 мм. Конденсатор С13 представляет собой
строенный агрегат переменных конденсаторов от радиоприемника старого об-
разца (с зазором между пластинами не менее 0,3 мм). Вращающаяся катушка L5
намотана проводом диаметром 2 мм и снабжена счетчиком витков. Поскольку
выходной П-контур имеет три регулируемых элемента, для правильной настрой-
172
ки усилителя в диапазоне 80 м необходимо устанавливать максимальную емкость
конденсатора С12 (250 пФ); при работе на коаксиальный фидер и невысоких
КСВ емкость конденсатора С13 также должна быть близка к максимальной.
Контур настраивают в резонанс вращением катушки L5; связь с нагрузкой регу-
лируют конденсатором С13. В диапазоне 40 м емкость конденсатора С, 12 120 пФ;
в диапазоне 20 м — 50 пФ; в диапазоне 15 м она должна быть близка к мини-
мальной, в диапазоне 10 м — минимальна.
При монтаже усилителя входные цепи необходимо отделить от выходных эк-
раном, например цепи входа разместить под шасси, а детали анодного контура —
над шасси. Проводники ВЧ цепей должны быть по возможности прямыми и ко-
роткими.
Правильно собранный усилитель начинает работать сразу. При самовозбуж-
дении следует уменьшить сопротивления резисторов RJ...R.4 в 1,5—2 раза. При
усилении однополосного сигнала для достижения на пике огибающей анодного
тока 400 мА необходима мощность возбуждения 25 Вт.
Лампы Г811 можно заменить лампами типа ГУ50 в триодном включении.
Для сохранения прежнего входного сопротивления (75 Ом) включают парал-
лельно три лампы ГУ50. Поскольку лампа ГУ50 имеет подогревный катод, воз-
буждение должно подаваться на катод. Средний провод накального дросселя
соединяют с катодом.
Усилитель собран в металлическом ящике высотой 200 мм, шириной 400 мм
и глубиной 300 мм. В этом же ящике можно разместить и блок питания усили-
теля. Для снижения температуры внутри усилителя устанавливают небольшой
вытяжной вентилятор.
Широкополосный транзисторный усилитель мощности работает в диапазоне
частот от 3 до 30 МГц без перестройки. Он может быть использован для линейного
усиления однополосного сигнала. В этом случае отдаваемая мощность 80 Вт
при КПД оконечного каскада 45—50 % (в максимальном режиме) и уровне ком
бинационных частот третьего порядка — 26 дБ. В телеграфном режиме, когда
требования к линейности невысоки, усилитель может отдавать мощность до
120—130 Вт при подводимой к выходному каскаду мощности 200 Вт.
Общий коэффициент усиления по мощности не менее 20 дБ. Мощность гар-
моник не более 50 мВт. Входное и выходное сопротивления усилителя 50 Ом.
В режиме покоя усилитель потребляет ток 1 А, в телеграфном режиме — 8 А.
Схема усилителя показана на рис. 3.39.
На выходе усилителя имеются пять П-фильтров, выбираемых в зависимости
от рабочего диапазона. Усилитель имеет два каскада усиления. В предваритель-
ном каскаде работает один транзистор типа КТ912А в режиме А с током покоя
0,8 А; в оконечном —два транзистора типа КТ912А в режиме В, включенных
по двухтактной схеме. Режим А в предварительном каскаде позволяет обеспе-
чить спектрально чистый сигнал возбуждения оконечного каскада без примене-
ния фильтров.
Оба каскада охвачены ООС по напряжению (с коллектора на базу), что улуч-
шает частотную характеристику усилителя (за счет снижения общего коэффициен-
та усиления).
Усилитель содержит 6 широкополосных трансформаторов-лииий. Трайс»
форматор Т1 согласует низкое входное сопротивление транзистора VT1 с вол-
новым сопротивлением кабеля, равным 50 Ом. Трансформаторы Т2—Т5 симмет-
рирующие. Трансформатор Тб повышает выходное сопротивление усилителя
с 12,5 до 50 Ом. Трансформаторы Т1—ТЗ намотаны на ферритовых кольцах
типоразмера к20 X 12 X 6 из материала марки 200НН. Трансформаторы Т1
и Т2 намотаны линией из двух сильноскрученных проводов ПЭВ-2 диаметром
0,47 мм, число витков 10; ТЗ — полосковой линией, число виткон 6 (ширина
полосок линии 3,5 мм, изолятор — фторопластовая лента толщиной 0,1 мм).
Волновое сопротивление линии 8 Ом. Трансформаторы Т4—Т6 намотаны на
ферритовых кольцах типоразмера к32 X 20 X 6 (или 32 X 16 X 8, 32 X 16 X
X 12) из материала 200НН (200ВЧ, 100ВЧ). Трансформатор Т4 намотан на од-
ном таком кольце полосковой линией (волновое сопротивление 6 Ом), число вит-
ков 5 (ширина полосок линии 4,5 мм, изолятор тот же); Т5 отличается от Т4
сердечником, который состоит из двух таких же ферритовых колец, а толщина
изоляции в полосковой линии 0,2 мм (волновое сопротивление 12 Ом). Сердеч-
ник трансформатора Тб сложен из трех колец типоразмера к32 X 20 X 6
173
Рис. 3.39. Схема широкополо-ного транзисторного усилителя мощности
транзистором. Потребление тока от источника
Таблица 8
I ! Диапазон, м Емкость конден- саторов C18t С19, пФ Индуктивность 1 катушкн L7, мкГн Диаметр каркаса, мм Число витков . Длина намотки, мм Диаметр прово- । да, мм
80 2700 1,36 25 10 35 2,02
40 1350 0,68 20 9 38 2,02
20 670 0,34 22 5 25 2,44
15 450 0,23 20 4 20 2,44
10 335 0,17 15 4 15 2,44
транзисторов выходного каскада относительно
или двух к 32Х 16 X 8. Каждая обмотка намотана тремя проводами ПЭВ-2
диаметром 0,64 мм, число витков 10. Намотка ведется в один слой одновременно
шестью проводами: три провода со светлой изоляцией, три — с темной. Их рас-
полагают через один, чтобы каждый провод одной обмотки располагался между
двумя проводами другой обмотки. Затем провода одной обмотки соединяются
параллельно, а начало одной обмотки — с концом другой.
При изготовлении трансформаторов следует стремиться к снижению индук-
тивностей рассеяния, создающих езавал» усиления на ВЧ. При равномерной
намотке и плотном прилегании обмотки к сердечнику индуктивность рассеяния
уменьшается.
Температурная стабилизация первого каскада достигается за счет ООС по
постоянному току на эмиттерном резисторе, а выходного каскада — за счет при-
менения в нижнем плече каждого базового делителя кремниевого диода,установ-
ленного на общем радиаторе с
смещения 0,4 А.
Для достижения хорошей
линейности, высокого КПД и
малого уровня гармоник ко-
эффициенты усиления тран-
зисторов выходного каскада
должны отличаться не более
чем на 10—15 %. Ток покоя
каждого транзистора выходно-
го каскада (0,2 А) устанавли-
вают резисторами R9 и R12
(при замене транзисторов эту
операцию следует повторить).
Дополнительного симметриро-
вания оконечного каскада в ре-
жиме усиления добиваются из-
менением сопротивления рези-
сторов R14 и R15. В работаю-
щем усилителе высокочастот-
ное напряжение на коллекторах
корпуса не должно отличаться более чем иа 1 В.
Устойчивость усилителя обеспечивается фильтрацией в цепях питания,
ООС по напряжению, шунтированием резистором R2 дросселя в коллекторной
цепи транзистора VT1.
В усилителе используют ннзкоомные резисторы типа МОН, а в случае их
отсутствия — параллельно соединенные резисторы типа МЛТ. На резисторах
R10 и R17 выделяется мощность четных гармоник, образующихся во входной
и выходной цепях оконечного каскада. При пробое одного из транзисторов выход-
ного каскада на резисторе R17 рассеивается половина мощности, отдаваемой
другим транзистором, поэтому желательно увеличить его мощность до 12—
15 Вт (с учетом скважности сигналов). Эти резисторы, а также резисторы R5—
R7, R13—R16 должны быть безыидуктивными.
Все применяемые в усилителе конденсаторы керамические (С1 типа К50-6).
Величины их могут быть изменены на 30 % без ущерба для работы (кроме кон-
денсаторов С18, С19}. Конденсаторы в ВЧ цепях должны иметь реактивную мощ-
ность порядка нескольких вар, конденсаторы П-фильтра С18, С19 — 200 вар.
Эти конденсаторы могут быть составлены также из нескольких слюдяных конден-
саторов.
На схеме указаны величины элементов П-фильтра диапазона 80 м: величины
этементов П-фильтров других диапазонов приведены в табл. 8. Фильтры настраи-
вают на рабочую частоту, сдвигая и раздвигая витки катушки, после чего закреп-
ляют их клеем. Добротность П фильтра 3, входное и выходное сопротивления
50 Ом. Площадь радиатора каждого транзистора не менее 1500 см2. Должен быть
обеспечен свободный обмен воздуха, лучше — принудительный.
Налаживание усилителя производится покаскадно при половинном напря-
жении коллекторного питания. Следующий каскад усиления в это время должен
быть отключен. С помощью осциллографа или ВЧ вольтметра, подключенного
к коллектору транзистора, следует убедиться в отсутствии самовозбуждения.
175
Затем постепенно повышают напряжение питания до номинального, наблюдая
за экраном осциллографа К выходному каскаду должна быть подключена на
грузка (эквивалент антенны — резистор сопротивлением 50 Ом, мощностью
100 Вт) Включают оба каскада усиления при половинном напряжении питания
и доводят его до номинального, следя за режимом усилителя. При налаживании
следует контролировать ток выходного каскада.
Затем вновь снижают напряжение питания наполовину, подают на вход уси-
лителя возбуждающий сигнал, плавно увеличивают его амплитуду, наблюдая
за экраном осциллографа. Напряжение питания ступенями по 3—5 В доводят
до номинального Далее снимают амплитудную характеристику усилителя (за-
висимость выходной мощности от входной) на различных диапазонах и частотную
характеристику (зависимость отдаваемой мощности от частоты при заданном
уровне комбинационных составляющих третьего порядка)
После этого усилитель подключают к антенне. КСВ в фидере должен быть
возможно ближе к 1 (но не более 1,5), реактивность в точке питания следует
скомпенсировать При работе усилителя следует контролировать ток выходного
каскада и отдаваемую мощность.
Транзисторы VT1—VT3 можно заменить транзисторами типа КТ909Б,
КТ909Г, КТ922В, КТ922Г. При этом максимальная выходная мощность снизится
до 70—80 Вт, а коэффициент усиления возрастет. При такой замене ток тран-
зистора VT1 необходимо уменьшить до 0,5
Телеграфный передатчик предназначен для работы в диапазонах 10—80 м
Подводимая к оконечному каскаду мощность около 100 Вт, отдаваемая — 60 Вт
Схема передатчика показана на рис 3 40 Задающий генератор (ГПД) передат
с ика работает в диапазоне 2 .2,5МГц Он собран по трехточечной схеме на лампе
XL4 типа 6Ж9П Частоты любительских диапазонов получают путем смещения
колебаний ГПД с колебаниями генератора, стабилизированного кварцевыми ре
еонаторами, собранного на левом триоде лампы VL1 типа 6НЗП также по трех
точечной схеме Для получения пяти диапазонов используют только три квар-
цевых резонатора В1 (6 МГц) в диапазоне 80 м; В2 (9,5 МГц) в диапазоне 40 м,
ВЗ (26; 13 или 8,667 МГц) в диапазоне 10 м, в диапазоне 20 м используется вто-
рая гармоника резонатора В1 (12 МГц), в диапазоне 15 м — вторая гармоника
В2 (19 МГц) Напряжение с кварцевого генератора подается на сетку смесителя,
собранного на правом триоде лампы VL1. Напряжение с задающего генератора
подается на катод смесителя
В анодную цепь смесителя включены две катушки с отводами — L6 и L7
Катушка L6 используется в диапазонах 80 и 40 м; L7 — в диапазонах 20, 15 и
10 м. Точная настройка контуров смесителя на рабочую частоту осуществляется
секцией сдвоенного переменного конденсатора С19, С21 Он снабжен верньером
и шкалой, на которой отмечены частоты любительских диапазонов
На лампе VL2 типа 6П15П собран предварительный усилитель В анодную
цепь включены такие же катушки, как и в анодную цепь смесителя Контуры
усилителя настраивают на рабочую частоту второй секцией сдвоенно! о конден-
сатора С19, С21.
Оконечный усилитель собран на лампе ГУ-29, оба тетрода которой со-
единены параллельно. В цепь управляющей сетки каждого тетрода включены
резисторы R11 и R12 для повышения устойчивости усилителя к самовоз-
буждению на УКВ. В анодную цепь лампы ГУ-29 включен миллиамперметр на
200 мА. На выходе передатчика применен П-контур для согласования с нагруз-
кой, имеющей сопротивление от десятков до сотен ом.
В передатчике используется дифференциальное ключевание при замыкании
ключа вначале включаются кварцевый генератор и смеситель, а затем — усили-
тель на лампе 6П15П При размыкании ключа каскады передатчика выключа-
ются в обратном порядке Форма телеграфного сигнала регулируется резисто-
ром R15
Катушки L1—£9намотаны на каркасах диаметром 7—12 мм с подстроечными
сердечниками Индуктивности катушек следующие LI, L2, L3, L7, L9 —
1,4 мкГн; L4 — 0,7 мкГн; L5 — 0,45 мкГн, L6 и L8 — 9 мкГн, L11 — 29 мкГн
Катушка L11 (контура ГПД) намотана на фарфоровом каркасе диаметром 20 мм,
число витков 60, диаметр провода марки ПЭВ-2 0,62 мм, длина намотки 40 мм
Катушка L10 выходного контура передатчика намотана на фарфоровом
каркасе диаметром 40 мм, диаметр провода 1,5 мм. Число витков 40, длина на-
176
И13.3к
ИЗ 820
o+ZSO
81115
822
470
V63
ГУ-29
812
о-, /сп /‘
R.7 ^=220,'
623
816'
817 Юк
813
270к
86
820
ЛС17
Т27
С27
~^0,5
8Ю, .
82 ~ГО,О5
_|С2$
±0,01
613
юо
мкГц
г—II-
Х 022
0.1
815
47к
±61
±0,01
VL1
±618
±100
620 100/ 89 47
NL2
6П15П
635
±/1
V01
Д223Б
—М-
814
1к
S3
С104700
+750 В
I гд
г±4700
.ЮОтГнЗ-
‘ 611и1500
£И 1__
S№l^ 812 15
__цС26
001^
’3.3к
З-Г-о-50 В
Е®
=±С12
0,01
L10 15икГи
614±
500
Частоты контуров
±1000
=гда
819 2,2к
L/1 630.. 200
±:033 кв
, 1000 Hj*
VL4
6Ж9П
820 2,7к
_ 634
Г±0А1
615
ЗООикГи
Рис. 3 40. Схема телеграфного передатчика
-2С29
W2 £
КС650А
1162 -6 МГц
L263 -9,5МГц
6364 ::::±
6465 - 19 МГц
6566 ~ 26МГц
66618 ~ 55и7МГц
67618 ~ 14.21 ц28МГц
68621 ~35и7НГц
69621 ~)4 21 и 28 МГц
IJ1C30 033-2 2.5МГц
~ 12 МГц
мотки 75 мм, отводы от 4, 6, 10 и 18 витков, считая от анодного конца катушки.
Первые 10 витков намотаны с шагом 1,5 мм. Дроссель L12 намотан проводом
ПЭЛШО-0,2 на каркасе диаметром 20 мм, число витков 150. Ближние к аноду
30 витков следует наматывать с шагом 0,2...0,3 мм. Дроссели L13—L15 любого
типа.
Передатчик может работать на одной боковой полосе. Для этого следует на
гнездо XI (в катод смесителя) подать через коаксиальный кабель однополосный
сигнал напряжением 1В частотой 2...2,5 МГц. Собственный ГПД передатчика
прн этом отключают выключателем S2.
Потенциометром R16 устанавливают режим лампы ГУ-29. При телеграфном
режиме анодный ток покоя должен быть не более 5 мА, при однополосном сиг-
нале — 40 мА.
Блок питания передатчика обеспечивает следующие напряжения: 750 В при
токе 130 мА; 250 В при токе 80 мА; 50 В при токе 20 мА: переменное напряжение
6,3 В при токе 4 А.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Алексеев О. В., Говорухин В. И. О построении широкополосных тран-
зисторных усилителей мощности.— Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи, 1972, вып. 9, с. 66—77.
2. Говорухин В. И., Голдобин Л. А. Система мощных широкополосных уси-
лительных блоков на транзисторах для коротковолновых передатчиков.—
Полупроводниковая электрон, в технике электросвязи, 1976, вып. 15,
с. 67—75.
3. Дробов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства.— М.: Сов.
радио, 1969.— 720 с.
4. Егорычев В. Формирование телеграфного сигнала.— Радио, 1976, № 12,
с. 20—21.
5. Катанов В. И. Транзисторные радиопередатчики.— М.: Энергия, 1976.—
448 с.
6. Козырев В. Б. Широкодиапазонные неперестраиваемые усилители мощ-
ности на транзисторах по схеме с общим эмиттером.— Полупроводниковые при-
боры в технике электросвязи, 1975, вып. 16, с. 131—142'.
7. Козырев В. Б., Попов И. А. Шнрокодиапазонные неперестраиваемые
каскады транзисторных радиопередатчиков.— Полупроводниковые приборы
в технике электросвязи, 1975, вып. 15, с. 80—95.
8. Лабутин Л. М., Устинов В. Особенности использования многоэмиттер-
иых транзисторов.— Радио, 1972, № 1, с. 25—28.
9. Лондон С. Е. Широкополосные радиопередающие устройства.— Л.:
Энергия. Ленинтр. отд-ние, 1970.— 152 с.
10. Нуянзин В. П., Шаталов В. Ф. Мощные связные передатчики на тран-
зисторах диапазона КВ (обзор).—Полупроводниковая электрон, в технике элек-
тросвязи, 1976, вып. 17, с. 3—17.
11. Общесоюзные нормы на уровни побочных излучений радиопередатчи-
ков всех категорий и назначений (гражданских образцов).— М.: Связь, 1 972.—
25 с.
12. Окунь Е. Л. Радиопередающие устройства.— М.: Сов. радио, 1 973.—
400 с.
13. Проектирование радиопередающих устройств/Под ред. В. В. Шахгиль-
дяна.— М.: Связь, 1976,— 132 с.
14. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах: Проек-
тирование и расчет/Под ред. Р. А. Валитова, И. А. Попова.— М.: Сов. радио,
1973.— 462 с.
15. Радиопередающие устройства'Под ред. Б. П. Терентьева.— М.: Связь,
1972,- 456 с.
16. Скрыпников Ю. Ф. Радиаторы для полупроводниковых приборов.— М.:
Энергия, 1973,— 48 с.
17. Чугаев В. Н. Линейный транзисторный усилитель мощности для корот-
коволновых радиопередатчиков.— Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи, 1973, вып. 12, с. 45—52.
178
18. Чу!аев В. Н., Волков А. 1И. Автоматическая регулировка усиления
в однополосном транзисторном радиопередатчике.— Полупроводниковая элект-
трон. в технике электросвязи, 1976,— вып. 17, с. 17—21.
Глава 4
ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
1. ПРЕИМУЩЕСТВА ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯЦИИ
R
•L* настоящее время однополосная модуляция (ОМ) является основной при
радиотелефонной любительской связи по следующим соображениям. Спектр AM
сигнала (рис. 4.1, а) при передаче речи состоит из двух боковых полос (верхней
и нижней) и несущей частоты. Каждая боковая полоса состоит из многих частот,
соответствующих частотным компонентам в звуковом модулирующем спектре,
причем каждая из частот нижней боковой полосы имеет соответствующую ей
частоту в верхней боковой полосе. Их амплитуды равны, и они расположены
на одинаковом расстоянии по оси частот от несущей. Следовательно, ширина
спектра AM сигнала вдвое больше, чем высшая частота модулирующего
спектра.
При AM все передаваемое сообщение заключено в каждой из боковых полос,
так как одна полоса по составу является зеркальным отражением другой. Несу-
щая частота играет вспомогательную роль — переносит информацию о точном
значении частоты и фазы колебаний, необходимых для одновременного синфаз-
ного детектирования обеих полос AM сигнала. Без потери передаваемой информа-
ции одну боковую полосу из сигнала можно исключить (рис. 4.1, б). Это позволит
вдвое сократить занимаемую в эфире полосу частот, но в то же время вдвое
снизит напряжение на выходе детектора приемника, так как теперь детектируется
Рис. 4.1. Частотный спектр:
а — AM сигнала (6АЗ); б — ОМ
сигнала с несущей (ЗАЗН); в —
ОМ сигнала (ЗАЗ)
лишь одна боковая полоса. Экономии энергии передатчика это не дает, так как
средняя относительная мощность боковых полос в AM сигнале невелика
(порядка 2 %).
При детектировании ОМ сигнала фаза колебаний несущей не играет роли.
Несущую частоту можно исключить из передаваемого сигнала (рис. 4.1, в), а
в приемнике вместо нее подать на детектор колебания местного гетеродина той
же частоты (с учетом частотного преобразования сигналов в приемнике).
Таким образом, исключив несущую и одну из боковых полос, получим ОМ
сигнал. Он является комбинированным: мгновенная амплитуда ОМ сигнала про-
порциональна мгновенной амплитуде модулирующего напряжения, а мгновен-
ная (текущая) частота ОМ сигнала отличается от несущей частоты на величину
мгновенной частоты модуляции. Исключение несущей из передаваемого сигнала
позволяет всю мощность передатчика направить на передачу одной боковой по-
лосы. Оценим получаемый при этом выигрыш при условии равенства пиковой
мощности, что в большинстве случаев справедливо для ламповых и особенно
транзисторных передатчиков.
179
Известно, что в AM сигнале при 100 %-ной модуляции одним тоном мгно-
венное пиковое напряжение боковой частоты составляет половину напряжения
колебаний несущей частоты и четверть суммарного пикового напряжения AM
гигнала. Оставив только одну боковую полосу AM сигнала без изменения уров-
ня, на приемной стороне получим проигрыш в 2 раза по напряжению. Но иск-
лючение несущей и другой боковой позволяет увеличить напряжение остав-
шейся боковой полосы в 4 раза (а мощность в 16 раз) при одной и той же пико-
вой мощности передатчика. При этом иа приемной стороне после детектора на-
пряжение также увеличится в 4 раза, т. е. получается выигрыш в 2 раза по на-
пряжению (6 дБ) при переходе от AM к ОМ. Если ограничение имеется не по
пиковой, а по средней мощности (что важно, например, при работе от батарей),
выигрыш в эффективной мощности передатчика получается в 10—12 раз (1-0—
И дБ).
Сужение полосы передаваемых частот в 2 раза позволяет соответственно су-
зить полосу пропускания приемника и получить улучшение отношения сигнал/
шум на 3 дБ (при приеме слабых сигналов, что важно для любительской радио-
связи). При дальней связи на КВ, особенно в случае избирательных замираний,
когда замиранию подвергается несущая частота, ОМ обеспечивает более высокое
качество связи, чем AM.
Но самое важное достоинство ОМ на коротких волнах — сокращение
занимаемого спектра. Если AM станция, промодулированная спектром 300—
3000 Гц, занимает полосу 6 кГц, го ОМ станция — 2700 Гц. Это дает возможность
одновременной работы вдвое большему числу станций, чем при AM. Если стан-
ции расположены через 3 кГц, их полосы разделены свободными участками по
300 Гц и при хороших фильтрах и малых искажениях в передатчиках взаимные
помехи невелики (при не очень большой разнице уровней соседних сигналов).
При ОМ взаимные помехи меньше также вследствие отсутствия несущей частоты.
Нормой подавления несущей частоты в передатчиках I категории следует счи-
тать 40 дБ. При этом ослабленная несущая имеет мощность 20—25 мВт. Для
маломощных передатчиков норму подавления несущей можно снизить до 30 дБ.
При ОМ удлиняется срок службы мощных ламп, которые «отдыхают» в па-
узах между словами и фразами, и снижается уровень высших гармоник. Отсут-
ствие несущей частоты и применение автоматического управления передатчиков
от звуков голоса позволяет нескольким радиостанциям работать на одной частоте
«за круглым столом», когда условия связи приближаются к обычному разговору.
Недостатки ОМ — сложность формирования ОМ сигнала, жесткие требова-
ния к стабильности частоты передатчика и приемника и более сложное налажи-
вание радиостанции, чем при AM.
Предельно допустимая ошибка в частоте восстановленной несущей при при-
еме в случае высокого отношения сигнал/шум составляет 200 Гц. При таком несин-
хроиизме разборчивость речи все еще остается высокой, но естественность голоса
искажается. При малом отношении сигнал/шум несинхронизм в 100 Гц сказы-
вается на разборчивости сигнала. Экспериментально установлено, что минималь-
но допустимая полоса передаваемых частот телефонного канала 2100 Гц (от 400
до 2500 Гц). Более высокое качество связи и лучшая разборчивость получаются
при воспроизведении звуковых частот вплоть до 3000 Гц. По-видимому, оптималь-
ной шириной полосы канала любительской радиотелефонной связи можно счи-
тать 2700 Гц (от 0,3 до 3 кГц). На эту полосу следует рассчитывать однополосные
приемники и передатчики. В диапазонах 40, 80 и 160 м радиолюбители исполь-
зуют нижнюю боковую полосу, в диапазонах 20, 15 и 10 м — верхнюю.
2. МЕТОДЫ ФОРМИРОВАНИЯ ОМ СИГНАЛА
Для получения однополосного сигнала необходимо подавить несущую и
одну боковую полосу. Подавление несущей полосы осуществляется с помощью
балансных модуляторов, подавление боковой — с помощью фильтров или фа-
зовых схем. В зависимости от способа подавления боковой полосы методы форми-
рования ОМ сигнала делят на фильтровый и фазовый. Известны также и другие
методы формирования (фазофильтровый, синтетический), не нашедшие примене-
ния в любительской практике.
Балансный модулятор (БМ) представляет собой балансный смеситель, на
который подаются несущая и НЧ сигнал от микрофонного усилителя. В БМ
180
одновременно происходит амплитудная модуляция и подавление несущей за счет
противофазности напряжений (токов) в плечах БМ. БМ строят на активных
(лампах, транзисторах) и пассивных (диодах, варикапах и т. п.) элементах.
Схемы балансных модуляторов на пассивных элементах, наиболее часто приме-
няемых радиолюбителями, показаны на рис. 4.2. Для получения незначительного
уровня нелинейных искажений в процессе модуляции необходимо, чтсбы на-
пряжение несущей f в несколько раз превосходило уровень модулирующего НЧ
напряжения F. Балансировка БМ осуществляется подстроечными потенцио-
метрами, дополнительная балансировка — регулировкой емкости подключае-
мого к тому или иному плечу БМ подстроечного конденсатора. Сбалансирован»
нын БМ ослабляет напряжение несущей на 35—40 дБ. На входе БМ присутст-
вуют сигналы боковых частот (f ± F) при модуляции одним тоном и боковых
полос при модуляции низкочастотным спектром.
Рис. 4.2. Схема балансно-
тивоположных плечах БМ, можно произвести
Сравниваемые диоды соединяют встречно-парал
го модулятора:
a — на диодах; б — двойного
балансного (кольцевого) на
диодах; в — на варикапах
Мощность боковых по-
лос в пассивных БМ ниже
мощности НЧ сигнала, по-
даваемого на БМ, на 3—9 дБ
в зависимости от рабочей
частоты и типа применяе-
мых диодов. В БМ приме-
няют ВЧ диоды с идентич-
ными вольт-амперными ха-
рактеристиками. В люби-
тельских условиях подбор
диодов, работающих в про-
едующим простым способом,
ьно и включают между выхо-
дом генератора несущей и микроамперметром (желательно с нулем посередине
шкалы), второй зажим которого соединен с общим проводом генератора. Харак-
теристики диодов тем ближе друг к другу, чем меньше гок через микроампер-
метр.
БМ на варикапах (рис. 4.2, в) имеет высокое входное сопротивление (в отли-
чие от диодных). Балансировка осуществляется подстроечными потенциометрами
R1 и R2, первый регулирует напряжение несущей на плечах модулятора, вто-
рой — начальное значение емкости варикапов за счет изменения смещения иа
них.
Фильтровый метод формирования ОМ. Двухполесный сигнал с выхода БМ
поступает на фильтр, который выделяет одну из боковых полос. Чаще всего ис-
пользуют полосовые кварцевые или ЭМФ с полосой пропускания 2—3,5 кГц:
кварцевые на частотах до 35—40 МГц, ЭМФ на частотах до 1 МГц (чаще на час-
тоте 500 кГц). В любительской аппаратуре также можно использовать пьезоке-
рамические и многозвенные LC-фильтры (на частотах до 100 кГц).
Фильтр для формирования ОМ сигнала должен иметь коэффициент прямо-
угольности частотной характеристики не хуже 2,5 и затухание за пределами
полосы пропускания не менее 45—50 дБ. Фильтры с такими характеристиками
неперестраиваемые, в результате чего ОМ сигнал формируется на одной частоте.
181
Для переноса его в рабочие диапазоны и перестройки в пределах этих диапазонов
применяют преобразование частоты сформированного ОМ сигнала.
На рис. 4.3 показана структурная схема однополосного возбудителя. ОМ
сигнал после ФОС поступает на смеситель См1, куда также поступают колеба-
ния от гетеродина с перестраиваемой частотой Г1. На выходе См1 включен
фильтр, выделяющий из частот преобразования колебания с частотой, равной
сумме или разности частот гетеродина и ОМ сигнала. Следует отметить, что при
вычитании частоты ОМ сигнала из частоты гетеродина происходит инверсия ОМ
сигнала, т. е. верхняя боковая полоса становится нижней, или наоборот.
Благодаря изменению частоты гетеродина Г1 возможна перестройка сиг-
нала в диапазоне частот. Для перехода с диапазона на диапазон можно пере-
Рис. 4.3. Структурная схема фильтрового однополосного возбу-
дителя
ключать среднюю частоту гетеродина Г1. Однако такой способ применяется лишь
в простых конструкциях однополосных возбудителей из-за ухудшения стабиль-
ности частоты переключаемого гетеродина. Поэтому в схему возбудителя обыч-
но вводят еще один смеситель См2 и гетеродин Г2, частота которого изменяется
скачками для получения на выходе См2 сигнала в требуемых диапазонах. Час-
тоты гетеродина Г2 обычно стабилизируют кварцевыми резонаторами.
Фазовый (фазокомпенсационный) метод формирования ОМ в любительской
практике применяется ограниченно и используется лишь в простых конструкциях
однополосных возбудителей. Это объясняется ограниченностью величины по-
давления нежелательной
полосы и высокими тре-
бованиями к элементам
фазирующих цепей. Од-
нако при фазовом мето-
де можно сформировать
ОМ сигнал непосредст-
венно на рабочей часто-
те в пределах любого КВ
диапазона. Именно это
и позволяет существенно
упростить конструкцию
возбудителя.
6Mf
БМ2
Рнс. 4.4. Структурная схема фазового однополосного
возбудителя
Принцип получения
ОМ сигнала заключается в следующем. Перед подачей на БМ (используются
два балансных модулятора) НЧ F и ВЧ f колебания разделяются на два кана-
ла, причем фазу колебания в- одном канале по отношению к фазе в другом
устанавливают 90°. Поворот фазы осуществляется фазовращателями. В резуль-
тате при сложении колебаний на общей нагрузке БМ составляющие одной из
боковых полос оказываются в противофазе и взаимно ослабляются, а составляю-
щие другой боковой полосы — в фазе и складываются.
Структурная схема фазового однополосного возбудителя показана на
рис. 4.4. Низкочастотный сигнал F после УНЧ поступает на НЧ фазовращатель.
Фаза сигнала F на одном из выходов фазовращателя отличается от фазы на дру-
гом выходе на 90°. Сигналы F с различными фазами подводятся к балансным мо-
дуляторам БМ1 и БМ2, куда также поступают колебания несущей f с фазами,
отличающимися на 90°. С выходов БМ двухполосные сигналы с подавленной
несущей поступают на общую нагрузку, где и осуществляется подавление од-
ной из боковых полос. Выбор боковой полосы осуществляется взаимным пере-
ключением фаз выходных сигналов (переключением выходов) ВЧ или НЧ фазо-<
вращателч.
182
Фазовращатели являются наиболее ответственными узлами возбудителя.
Они должны обеспечить одинаковый относительный поворот фаз и одинаковую
амплитуду выходных сигналов в каналах во всех диапазонах рабочих частот.
Величина подавления (П) боковой полосы, дБ, зависит от ошибки в сдвиге фаз
от 90°: П = 20 1g ctg а'2, где а — ошибка в сдвиге фаз от 90°, и от разности
между напряжениями в каналах на выходе фазовращателя, выраженной в %,
А
Из формул видно, что отклонение фазы на 1° дает подавление боковой 40 дБ,
на 2° — 35 дБ, на 3,5° — 30 дБ. Аналогично разница в величинах сигналов на
выходах фазовращателя в 1 % при точной разности фаз снижает подавление бо*
ковой до 46 дБ, в 2 % — до 40 дБ, в 3 % — до 37 дБ.
Такие высокие требования наиболее трудно реализовать в НЧ фазовраща-
теле, работающем в полосе частот 300—3000 Гц. Как показывают расчеты, но-
миналы элементов фазовращателя (конденсаторов и резисторов) не должны от-
личаться от расчетных более чем на 1 % для получения подавления боковой
не хуже 40 дБ. Кроме того, они должны быть стабильными во времени. В люби-
тельских условиях элементы НЧ фазовращателя отбирают из числа элементов
ближайшего номинала.
На рис. 4.5 показана принципиальная схема фазового однополосного возбу-
дителя. Низкочастотный сигнал с микрофонного усилителя подается на каскад
с разделенной нагрузкой на транзисторе VT1, на выходе которого включен НЧ
фазовращатель срнч. Через истоковые повторители на транзисторах VT2 и VT3
сигнал подается на БМ, работающие на общую нагрузку. На эти же БМ через
ВЧ фазовращатель фв и эмиттерные повторители на транзисторах VT4, VT5
поступает несущая. Приведенные номиналы деталей ВЧ фазовращателя рассчи-
таны на частоту 3,6 МГц. Для работы в других диапазонах емкость конденсато-
ров С выбирают из условий равенства их емкостных сопротивлений и сопротив-
лений резисторов R на рабочей частоте (средней частоте диапазона). Баланси-
ровку БМ осуществляют подстроечными потенциометрами по минимуму напряже-
ния несущей на выходе. Первичную обмотку выходного трансформатора нама-
тывают двумя проводами одновременно, она содержит 2 X 10 витков провода
ПЭЛШО-0,25. Конец одного провода соединяют с началом другого и заземляют.
Вторичная обмотка содержит 10 витков. Ее не следует наматывать поверх пер-
вичной обмотки, а лучше располагать на свободной части сердечника. Сердеч-
ник — кольцевой типоразмера к 12 X 6 X 4,5; материал — феррит 4С0НН.
Мощность на выходе возбудителя — несколько милливатт.
Кроме двухфазного способа получения ОМ сигнала, существуют двойной
двухфазный и трехфазный, позволяющие получить большие значения подавле-
ния боковой полосы (до 55 дБ), а также большую стабильность этого значения вб
183
времени. При многофазной модуляции сигналы расщепляются набольшее число
каналов с соответствующими сдвигами фаз в них. В любительской практике та-
кие методы не применяют из-за их сложности.
3. ТРАНСИВЕРЫ
' В последние годы основным типом связной аппаратуры коротковолновика
стал трансивер (приемопередатчик), который представляет собой не просто обь-
единение приемника и передатчика в одном корпусе, а органически единую систе-
му. Трансиверы начали применять вслед за широким внедрением ОМ. При ОМ
Необходимо в передатчиках применять преобразование частоты и такие же высо-
кщизбирательные фильтры, как и в приемниках. Эго и привело к созданию тран-
сивера, т е. конструкции, в которой большинство узлов работает как на прием,
так и на передачу Применение трансиверов позволяет уменьшить общее число
узлов радиостанции, снизить ее стоимость, массу и объем. Кроме того, в транси-
вере обеспечивается автоматическое совпадение настройки передатчика и при-
емника, что объясняется использованием одних и тех же генераторов частоты
при приеме и передаче. Эго очень удобно при однополосной радиосвязи, требу-
ющей весьма точного совпадения настроек
Для подстройки приемника на частоту вызывающего корреспондента (без
изменения частоты своего передатчика) на время приема к контуру ГПД под-
ключают переменный конденсатор вместо постоянного, имеющего такую же сред-
нюю емкость, что обеспечивает некоторую независимучо расстройку приемника
(обычно ±5 Гц) относительно частоты передатчика. Механические узлы можно
исключить, заменив переменный конденсатор варикапом, переключатель или
реле — диодным переключателем. Точно так же можно добиться изменения час-
тоты передатчика в небольших пределах, не изменяя настройки приемника, для
этого следует цепь расстройки подключить к ГПД во время передачи.
Трансиверы обычно выполняют универсальными на все КВ диапазоны и
рассчитывают их иа работу как в режиме ОМ, так и в ТЛГ, иногда предусматри-
вают и возможность приема AM сигналов. Для сужения полосы при приеме теле-
графных сигналов узкополосный фильтр включают на промежуточной или на
низкой частоте. Неработающие каскады трансивера при переходе с приема
на передачу и обратно отключают, запирая лампы (транзисторы) или выключая
напряжение питания. Трансивер обычно снабжают системой автоматического
управления, переключающей его на передачу от звуков голоса. При телеграфной
работе эта система срабатывает от напряжения звукового генератора, служа-
щего для самоконтроля передачи.
Радиолюбители изготовляют и чисто телеграфные трансиверы. Обычно
это упрощенные маломощные конструкции на транзисторах для радиостанций
II и III категорий. Если же переносный трансивер предназначен для связи
в походах и путешествиях, его выполняют радиотелефонным с ОМ, позволяющей
экономно расходовать энергию батарей.
Рассмотрим структурные схемы однополосных трансиверов. Однополосный
сигнал обычно формируется фильтровым методом. Этот же фильтр основной
селекции используют и в приемнике, поэтому требования к нему высокие. Он
должен обеспечивать хорошую избирательность приемника по соседнему кана-
лу, т. е. иметь крутые скаты и затухание за пределами полосы пропускания не
менее 60—80 дБ. Структурная схема трансивера во многом определяется частотой
применяемого фильтра. Если используют ЭМФ на частоту 500 кГц, то схема
трансивера на все диапазоны должна быть с двойным преобразованием (рис. 4.6).
Верхний ряд — каскады передатчика, средний (гетеродины и фильтры) — общие
каскады, нижний — каскады приемника.
Сигнал с микрофона поступает на УНЧ и затем на БМ, куда подаются так-
же колебания опорного генератора с частотой 500 кГц. После БМ образуется
двухполосный сигнал, который усиливается в УПЧ. Затем ЭМФ выделяет ниж-
нюю боковую полосу, которая подается на смеситель передатчика. Сюда же
поданы колебания Г2 с частотой, изменяющейся от 5,5 до 6 МГц. После смеси-
теля включен перестраиваемый от 5 до 5,5 МГц полосовой фильтр ПФ, настройка
которого сопряжена с частотой Г2.
Сигнал с ПФ подается на следующий смеситель; на него поданы колебания
с кварцевого генератора, частота которогб различна на разных диапазонах (иа
184
Рис. 4.6. Структурная схема трансивера с ЭМФ
Рис. 4.7. Структурная схема трансивера с ВЧ кварцевым фильт-
ром (/у — частота Г1 и кварцевого фильтра; — частота полосо-
вых фильтров ПФ1 — ПФ5; /3—частота Г2; частота ГЗ;
f5 — рабочая частота)
Рис. 4.8. Структурная схема трансивера с общими смесителями и УПЧ;
Т — передача; R — прием
80 м — 9 МГц; на 40 м — 12,5 МГц; на 20 м — 9 МГц; на 15 м — 16 МГц; на
Юм — 23, 23,5 и 24 МГц). После смесителя сигнал па рабочей частоте усили-
вается настроенным усилителем до необходимого уровня и подается в антенну.
При приеме сигнал проходит в обратном порядке. Переменную промежуточную
частоту в трансиверах выбирают в пределах 2—3, 5 —-6 или 8—10 МГц. Эти
варианты обеспечивают небольшой уровень побочных комбинационных частот.
Применение высокочастотного кварцевого ФОС позволяет упростить струк-
турную схему трансивера. Наиболее часто используют кварцевые фильтры на
частоты 5—5,5 и 8—9 МГц. На рис. 4.7 показана структурная схема транси-
вера с ВЧ кварцевым фильтром. От предыдущей схемы она отличается одним
преобразованием сигнала. Для сохранения высокой стабильноли и одной шкалы
на все КВ диапазоны ГПД не переключают, он работает в одном диапазоне, пере-
крывая 500 кГц. Для получения частот, необходимых для работы смесителя
на разных КВ диапазонах, колебания ГПД смешиваются с колебаниями кварце-
вого генератора — «подставки» Г2, переключающейся в зависимости от диапа-
зона. На выходе этого смесителя включены полосовые двухконтурные фильтры
ПФ по числу рабочих диапазонов. После ПФ колебания гетеродина подаются на
смесители приемника и передатчика. В остальном работа схемы аналогична пре-
дыдущей. Некоторые варианты частот ГПД и кварцевого генератора приведены
в табл. 1.
В обеих описанных схемах общими для приемника и передатчика являются
фильтры и гетеродины. Структурную схему можно построить так, что общими
будут смесители и УПЧ (рис. 4.8). В схеме используют кольцевые диодные смеси-
тели, ко входам которых попеременно подключают выходы плавного или квар-
цевого генераторов.
Схема балансного смесителя БМ показана на рпс. 4.9. В режиме передачи
напряжение от микрофона усиливается и подается на НЧ вход БМ, на этот же
вход через переключатель подается напряжение от кварцевого генератора (КГ).
Конденсатор С2 служит для дополнительной регулировки баланса; если в этом
нет необходимости, конденсаторы С1 и С2 можно исключить. Выход кольцевого
смесителя подключен к трансформатору Т2. Между его первичными обмотками
включен балансировочный резистор R. Со вторичной обмотки Т2 напряжение ПЧ
поступает на УПЧ, а затем на высокочастотный кварцевый ФОС, после кото-
рого включен еще один УПЧ (см. рис. 4.8). Затем усиленный сигнал подается на
второй кольцевой диодный смеситель, куда поданы колебания от ГПД. Второй
смеситель аналогичен первому. С выхода второго смесителя сигнал на рабочей
частоте усиливается резонансным усилителем. Можно также применять набор ПФ
на любительские диапазоны и широкополосный усилитель.
При приеме сигнал из антенны поступает на вход УРЧ, а затем на первый
смеситель, куда подается также напряжение ГПД. Тракт ПЧ работает таким же
образом, как и при передаче, за исключением возможности регулировки усиле-
ния. С НЧ выхода второго смесителя напряжение подается иа УНЧ. ГПД, как
и в предыдущей схеме, на различных диапазонах можно использовать совмест-
но с кварцевым генератором «подставки».
186
Структурная схема трансивера с двунаправленными усилителями (ДУ)
показана на рис. 4.10, а схема ДУ — г.а рис. 4.11. Схема содержит два полевых
двухзатворных транзистора КП306В. На один затвор подается усиливаемый
сигнал, а другой используется для отпирания и запирания транзистора. Когда
переключатель S1 находится в верхнем положении, транзистор VT1 открыт,
a VT2 — заперт, и сигнал проходит слева направо по схеме. Когда же переклю-
чатель S1 находится в нижнем положении, сигнал проходит справа налево.
Благодаря тому что катушка имеет отвод от середины, проходная емкость за-
пертого транзистора оказывает нейтрализующее действие на открытый транзис-
тор. ДУ можно выполнить и на биполярных транзисторах [5]. Применяя тран-
Рис. 4.10. Структурная схема трансивера с ДУ
О*»
Рис. 4.11. Схема двунаправленного
усилителя
зисторы различной структуры (например, ГТ311 и ГТ313), можно упростить
переключение, соединив гальванически (через резисторы подачи смещения)
базы транзисторов. Тогда при подаче положительного напряжения в точку
питания цепей баз откроется один транзистор, а при подаче отрицательного на-
пряжения — другой.
Трансивер с ДУ работает следующим образом. При передаче напряжение
с микрофона усиливается в УНЧ и подается на балансный смеситель. Он выпол-
нен по кольцевой схеме на полупроводниковых диодах. Такой смеситель также
работает как двунаправленный. На сме-
ситель подается напряжение от опор-
ного кварцевого генератора Г1. Сигнал
после балансного смесителя усилива-
ется, фильтруется, еще раз усиливается
и подается на второй смеситель, на ко-
торый подано также напряжение от Г2.
После второго смесителя полосовым
фильтром выделяются колебания час-
тоты любительских диапазонов, усили-
ваются и подаются в антенну. При при-
еме изменяется направление прохожде-
ния сигнала в тракте трансивера. Такие
трансиверы удобно строить на один лю-
бительский диапазон. Они просты по
конструкции и в налаживании.
В структурной схеме (рис. 4.10) отсутствуют переключения ВЧ цепей гете-
родинов, но она усложняется из-за ДУ. Так, в схеме можно использовать
сочетаете стабильного ГПД и стабилизированного кварцем генератора в виде
частотной «подставки». Оно решает сразу две задачи: повышает стабильность
сигнала и обеспечивает одну шкалу на всех диапазонах. От КГ и смесителя мож-
но отказаться, если добиться достаточной стабильности ГПД на высокочастотных
диапазонах (особенно 28 МГц) и применить в качестве шкалы частотомер. Он
позволяет ввести в трансивер второй ГПД, равноправный с первым, что создает
Дополнительные удобства. С двумя ГПД можно принимать и передавать на раз-
личных частотах одного диапазона, «запоминать» одну частоту и время от вре-
мени переключаться на нее н т. д.
187
4. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ ОДНОПОЛОСНОЙ ПЕРЕДАЧИ
ОМ сигнал является колебанием с переменной амплитудой. Его мгновенное
значение пропорционально мгновенной амплитуде модулирующего телефон-
ного сигнала. Средняя мощность ОМ сигнала значительно меньше максимально,
и зависит от пикфактора модулирующего сигнала. Пикфактором телефонной
НЧ сигнала (р') называют отношение максимального (пикового) напряжери;
к эффективному, усредненному за достаточно большой период времени. Такое же
определение можно применить и к ОМ сигналу. С вероятностью 0,999 можно счи-
тать пикфактор р* телефонного НЧ сигнала равным 3,3 (т. е. 10—11 дБ но мощ-
Рис. 4.12. Схема «мягкого» ограничителя (а) и форма колебаний до
(пунктирная) и после «мягкого» ограничения (б)
ности) 13]. Пикфактор ОМ сигнала р оценивают в среднем в 12 дБ или 4 раза
по напряжению (р — 4). Оценим по пикфактору среднюю мощность ОМ сигнала:
^ср = ^макс/Р2 = 1/8 Рмакс,
где Рмакс — максимальное значение эффективной мощности за период ВЧ коле-
бания (т. е. телеграфная мощность). Благодаря высокому пикфактору мощность
передатчика используется плохо.
Для снижения пикфактора сигнал подвергают симметричному двустороннему
ограничению на звуковой или высокой (обычно на промежуточной) частотах.
Рис. 4.13. Схема «жесткого» ограничителя (а) и форма колеба-
ний до (пунктирная) и после «жесткого» ограничения (б)
Ограничение может быть «мягким» и «жестким». На рис. 4.12, а показана схем,
«мягкого» ограничителя. При малых входных напряжениях сопротивление дио-
дов велико и сигнал практически не ограничивается. Но по мере роста входного
напряжения сопротивление диодов постепенно уменьшается, ограничивая уро-
вень выходного сигнала. Ограничение получается «мягкое», так как сопротив-
ление диодов уменьшается плавно. При использовании германиевых диодов огра-
ничение более «мягкое», выходное напряжение 0,5—0,7 В; при кремниевых
диодах ограничение менее «мягкое» и выходное напряжение 1,2—1,6 В.
В схеме «жесткого» ограничителя (рис. 4.13, а) диоды открыты напряжением,
снимаемым с резистора 7?. Как только входное напряжение превысит уровень от-
пирающего напряжения, один из диодов (в зависимости от полярности входного
напряжения) запирается, и дальнейший рост выходного напряжения прекра-
щается, При «жестком» ограничении лучше «держится» порог выходного напряже-
ния, но уровень высших гармоник выше, чем при «мягком».
188
Величиной ограничения считают отношение максимальной амплитуды вход-
ного сигнала к уровню ограниченного сигнала. При глубоком ограничении
/30—40 дБ) НЧ сигнал сложной формы превращается в последовательность
прямоугольных импульсов, частота следования которых определяется мгновен-
ной частотой исходного НЧ напряжения, а пикфактор стремится к 1.
Глубокое ограничение ОМ сигнала также превращает его в последователь-
ность прямоугольных импульсов, частота которых меняется мало (например, от
500,3 до 503 кГц). Но затем высшие гармоники этой частоты отфильтровываются,
и после фильтра остается практически синусоидальное напряжение. Таким обра-
зом, подавляется амплитудная составляющая ОМ сигнала и остается лишь частот-
ная. Пикфактор ОМ сигнала при сильном ограничении стремится К пикфактору
синусоиды (3 дБ), а мощность ОМ сигнала приближается к мощности телеграф-
ного сигнала. Однако спектр ограниченного ОМ сигнала расширяется в два,
а если применяется подъем высших звуковых частот в микрофонном усилите-
ле — в три раза. Естественно, с таким сигналом нельзя работать в эфире ввиду
сильных помех другим радиостанциям. Следовательно, после ограничения ОМ
сигнала его необходимо вновь пропустить через такой же фильтр, какой приме-
нялся для формирования ОМ сигнала. За счет удаления части составляющих
спектра пикфактор несколько возрастает, а выигрыш в мощности соответственно
уменьшается. Применять ограничение более 20—25 дБ нецелесообразно, так
как дальнейшее ограничение не дает эффекта. Следует учитывать, что ограниче-
ние ОМ сигнала соответственно поднимает уровень несущей и фона.
Выигрыш в мощности невозможно подсчитать точно, так как он зависит от
свойств модулирующего речевого НЧ сигнала, который является случайной
функцией времени. Можно считать, что ограничение ОМ сигнала позволяет уве-
личить его среднюю мощность в 4—6 раз (на 6—8 дБ). При этом усилитель
и питающее устройство должны иметь соответствующий запас мощности.
Вместо ограничения ОМ сигнала с несколько меньшим эффектом можно
применить ограничение дв^ хполосного сигнала (после БМ, перед ФОС). При
этом отпадает необходимость во втором фильтре. В ОМ передатчике вместо огра-
ничения ОМ сигнала с успехом можно использовать ограничение модулирующего
НЧ сигнала (при «мягком» ограничении можно получить лучшие результаты,
при «жестком» возможны выбросы амплитуды ОМ сигнала, соответствующие
переднему и заднему фронтам прямоугольных модулирующих импульсов). Этот
способ повышения эффективности всего на 1 — 2 дБ уступает способу ограничения
ОМ сигнала, но технически значительно проще. При фильтровом методе НЧ
сигнал после ограничения не фильтруется, так как имеется фильтр, формирую-
щий ОМ сигнал.
В речевом НЧ спектре амплитуда составляющих падает с увеличением час-
тоты. Если предусмотреть подъем частотной характеристики микрофонного УНЧ
примерно в 6 дБ на октаву, спектр речи станет равномерным. При этом улуч-
шается разборчивость сигнала, но одновременно возрастает пикфактор. Подав
такой сигнал на вход ОМ передатчика, не получим прироста мощности (даже на-
оборот), но разборчивость ОМ сигнала, особенно в условиях помех, возрастет,
что также можно характеризовать как повышение эффективности. Если же при-
менить неглубокое (до 12 дБ) О1раничение, то эффективность будет еще выше.
5. НАЛАЖИВАНИЕ ОДНОПОЛОСНОЙ АППАРАТУРЫ
Налаживание является ответственным этапом в любительских условиях.
От тщательности налаживания зависит качество работы устройства, стабиль-
ность всех его параметров в процессе работы. Недостаточно хорошо налаженный
передатчик или трансивер не только не позволит его владельцу добиться успе-
хов при работе в эфире, но и будет создавать помехи другим радиостанциям.
Поэтому налаживанию передающих устройств необходимо уделять особое внима-
ние. Налаживание однополосных возбудителей начинают с налаживания УНЧ.
Методы налаживания УНЧ аналогичны налаживанию УНЧ приемников. При
настройке проверяют и устраняют фон переменного тока, заметные на слух
нелинейные искажения, контролируют уровень сигнала на выходе во избежа-
ние перегрузки БМ, корректируют частотную характеристику для улучшения
разборчивости речи.
189
Налаживание БМ сводится к балансировке плеч для получения максималь-
ного подавления несущей. Иногда этого бывает недостаточно из-за неидентич-
кости характеристик преобразовательных элементов или неудачного монтажа
В этом случае приходится подбирать смесительные элементы и применять до-
полнительные элементы балансировки добычно подстроечные конденсаторы,
включаемые между общим проводом и одним плечом БМ). Допустимый уровевг
нелинейных искажений при .модуляции в БМ получается при условии, если
уровень несущей в несколько раз превышает уровень модулирующего сигнала.
Поэтому необходимо проверить уровни сигналов, подаваемых на БМ.
В фильтровых схемах наибольшее внимание уделяют настройке фильтра
(в случае самодельных фильтров) и установке частоты генератора несущей. Ре-
гулировка фильтров невозможна без снятия их частотных характеристик. Луч-
ше всего это делать с помощью специальных измерителен частотных характе-
ристик, например, XI-27, XI-38. Можно снять частотную характеристику по
точкам с помощью ГСС и высокочастотного милливольтметра или осциллографа.
Иногда радиолюбители механически связывают потенциометр смещения луча
Рис. 4. И. Форма сигналов иа выходе возбудителя:
а—присутствует только одна боковая частота; б—при недоста-
точном подавлении ненужной боковой частоты; в — при недоста-
точном подавлении боковой частоты н несущей
частотную характеристику на осциллографе, вручную изменяя частоту генера-
тора в небольших пределах. При настройке фильтров необходимо знать и учи-
тывать влияние тех илн иных элементов фильтра на его частотную характерис-
тику. В противном случае, поскольку фильтр является многозвенной взаимоза-
висимой системой, настройка займет много времени и не даст требуемых резуль-
татов. В зависимости от расположения подавленной несущей по отношению к по-
лосе пропускания фильтра изменяется частотная характеристика ОМ сигнала,
его разборчивость и удобство настройки на него в эфире. Обычно при коэффициен-
те прямоугольности фильтра не хуже 2,5 несущая частота устанавливается в точ-
ке — 15...20 дБ на склоне частотной характеристики фильтра.
Настройка усилителей ПЧ и ВЧ, следующих за фильтром, ничем не отли-
чается от налаживания таких усилителей в приемниках. Аналогичны и требова-
ния к смесителям однополосных возбудителей. Для уменьшения уровня комбг-
национных помех преобразование сигналов желательно вести на минимальных
уровнях, при этом уровень колебаний гетеродина должен быть в несколько раз
выше уровня ОМ сигнала.
При налаживании фазовых возбудителей основное внимание следует уде-
лить проверке фазочастотной и амплитудно-частотной характеристикам фазо-
вращателей. Для этого выходы фазовращателя подключают ко входам «х» и «у>
осциллографа. На вход фазовращателя подключают генератор сигналов рабочих
частот фазовращателя. При сдвиге фаз 90° и равенстве выходных напряжения
на экране осциллографа будет неискаженная окружность при перестройке
частоты в пределах рабочих частот фазовращателя. Появление эллиптичности
свидетельствует о плохой работе фазовращателя: вытягивание эллипса по вер-
тикальной или горизонтальной оси свидетельствует о неидентичностн амплитуд-
ных характеристик фазовращателя, наклон эллипса — об отклонении фазовых
характеристик. И то и другое снижают подавление боковой полосы в возбу-
дителе. На осциллографе можно заметить отклонение фазы на 2—3°. Более
точные измерения проводят с помощью фазометров.
Уровень подавления несущей и боковой полос на выходе возбудителя конт-
ролируют с помощью ВЧ осциллографа. Для этого на микрофонный вход воз-
будителя подают сигнал от ЗГ с номинальным уровнем. Если подавление несущей
190
и боковой полос более 50 дБ, на экране осциллографа будет горизонтальная по-
лоса, отображающая сигнал одной боковой частоты (рис. 4.14, о). В случае не-
достаточного подавления боковой частоты изображение на экране осциллогра-
фа будет промодулировано синусоидальным колебанием, имеющим частоту,
равную удвоенному значению модулирующей частоты (рис. 4.14, б). При недо-
статочном подавлении несущей частота огибающей сигнала на экране осцилло-
графа равна модулирующей частоте. При недостаточном подавлении боковой
и несущей сигнал иа экране осциллографа имеет вид, показанный на рис. 4.14,е.
По отношению глубины модуляции сигнала b к среднему уровню сигнала
а определяют подавления боковой или не-
сущей: Стабильность частоты однополосных передатчиков и приемников зависит от ста- бильности частоты всех гетеродинов. По- скольку кварцевые гетеродины имеют вы- Отношение Ь/а Подавление боковой или несущей, дБ
сокую стабильность, основное внимание 1:10 20
следует уделить стабилизации частоты ге- 1 : 15 1:20 1 :30 1 :50 1 :100 24
теродинов плавного диапазона. При на- 26
стройке измеряют уход частоты и прини- 30
мают меры для уменьшения нестабильное- 34
ти. В конце налаживания производят гра- дуировку шкалы устройства. 40
Практическая схема КВ трансивера.
Примером современной конструкции портативного трансивера с одним преоб-
разованием частоты является трансивер «Малыш», разработанный А. Беспаль-
чиком (UA4RO). В трансивере использован самодельный 8-кристалльный квар-
цевый фильтр на частоту 9 МГц. Трансивер имеет следующие параметры:
чувствительность при приеме не менее 0,5 мкВ;
выходная мощность при передаче в ТЛГ режиме 30 Вт;
стабильность частоты не хуже 106 за 10 мин после 30-минутного прогрева;
избирательность по соседнему каналу определяется характеристиками квар-
цевого фильтра; в оригинальной конструкции фильтр имеет полосу 2,5 кГц
по уровню — 6 дБ при коэффициенте прямоугольное!и около 1,8;
подавление зеркального канала более 80 дБ;
подавление сигнала промежуточной частоты со входа трансивера более
75 дБ.
Структурная схема трансизера показана на рис. 4.15. В режиме передачи
сигнал от микрофона усиливается двумя каскадами УНЧ1 и УНЧ2 и подается
на первый двойной балансный смеситель Ся1, куда также поступают колебания
гетеродина несущей ГН через переключатель гетеродинов ПГ. С выхода См1
Двухполосный сигнал ПЧ подается на первый усилитель УПЧ1, кварцевый
фильтр КФ, выделяющий одну боковую полосу, и затем дополнительно усили-
вается в УПЧ2. С выхода УПЧ2 однополосный сигнал поступает на двойной
балансный смеситель См2, куда через ПГ также подаются колебания гетеродина
191
плавного диапазона ГПД. На выходе См2 результирующий сигнал, лежащий
в том или ином любительском диапазоне, фильтруется полосовым фильтром ПФ
и усиливается трехкаскадным широкополосным усилителем мощности У1—УЗ.
Далее через ФНЧ, служащий для уменьшения уровня гармоник и согласования со-
Рис. 4.16. Конструктивное размещение:
а — органов управления на передней панели трансивера, б — узлов трансивера на
шасси (вид сверху)
противлений, сигнал подается в антенну. Управление передачей осуществляется вруч-
ную с помощью педали или с помощью устройства голосового управления ГУ.
В схеме предусмотрена защита выходных каскадов от нарушения режима работы
из-за высокого коэффициента стоячей волны в фидере антенны. Для этого имеет-
ся схема измерения стоячей волны КСВ, по сигналу с которой запирается кас-
кад У1.
192
В режиме приема сигналы из антенны через ПФ поступают на См1, куда
в данном случае поступают колебания ГПД, за счет коммутации в ПГ, Сигнал
ПЧ усиливается УПЧ1, фильтруется в К.Ф, дополнительно усиливается в УПЧ2
и поступает на См2, работающий в режиме смесительного балансного детектора.
Для этого на См2 подаются колебания от ГН. Низкочастотный сигнал с выхода
См2 усиливается двумя каскадами УНЧЗ и УНЧ4 и поступает на головные теле-
фоны или громкоговоритель.
Рис, 4.17. Схема ГПД
Система АРУ, состоящая из детектора ДАРУ и усилителя УАРУ, обеспе-
чивает регулировку усиления УПЧ в зависимости от уровня принимаемого сиг-
нала. Сигнал в цепи АРУ используется для измерения уровня принимаемых сиг-
налов с помощью S-метра. Переключатель гетеродинов ПГ выполнен на герко-
новых реле типа РЭС-55. Конструкция трансивера блочная. Каскады и узлы
трансивера выполнены на печатных платах из
ного монтажа.
ГПД в зависимости от диапазона работает
на различных частотах и его стабильность
определяет общую стабильность трансивера
(рис. 4.17). Он собран на полевых транзис-
торах (VT1 и VT2) с двумя буферными кас-
кадами (VT3 и VT4) и эмиттерным повтори-
телем (VT5). При налаживании его тщательно
термокомпенсируют с помощью конденсаторов
с различным ТКЕ по минимальному выбегу
частоты. Управление частотой в пределах
диапазона осуществляется с помощью вари-
капной сборки VD2, напряжение управления
стеклотекстолита методом печат-
Рис. 4.18 Схема стабилизатора
напряжения + 9,5 В
на которую подается от одного или другого
многооборотных потенциометров R17, R18 типа ППМЛ-М 20 кОм; питаемых
от стабилизатора напряжения +9,5 В (рис. 4.18). Использование двух орга-
нов управления частотой, выбираемых с помощью переключателя S1, позволяет
осуществлять работу на различных частотах (см. рис. 4.28, б). Частоты при-
ема и передачи отсчитывают по цифровой шкале (ЦШ).
Катушка L1 намотана на кольцевом каркасе из фторопласта размерами
к 20 X 11 X 10 мм проводом ПЭВ-2 0,41, число витков 41+5+4 + 6, счи-
тая от заземленного конца. Она соединяется с переключателем диапазонов жест-
кими спиральными проводниками, представляющими собой небольшие дополни-
тельные индуктивности. Регулируя их длину путем растяжения или сжатия,
производят «укладку» диапазонов. Контакт переключателя, соответствую!; ий
193
диапазону 21 МГц, соединяется с контактом диапазона 3,5 МГц спиральным про-
водником, чтобы понизить частоту ГПД а диапазоне 21 МГц до требуемого зна-
чения. Ползунок переключателя соединяется с заземленным концом катушки
толстым коротким проводником.
Катушка L2 выполнена на ферритовом кольце 50ВЧ типоразмера к 7 X
X 4 X 2 мм и содержит 26 витков провода ПЭВ-2 0,15.
Микрофонный усилитель и схема ГУ (рис. 4.19) собраны иа одной плате по
схемам, не требующим особых пояснений. На выходе триггера Шмитта (VT1,
VT2) включено реле, подающее напряжение 4-12 В на каскады, работающие при
передаче (+12 Г) или при приеме (+12 R).
дк
Зк
ЗЮ
47,0
470
47,0
шнп
7,3к
ВОн
КТ3755
"127
470к
Д35
t,o
т
гп ВТЗ/ЗБ
T3/35 I
КТЗ/56
т<
РЗСЗЫ
Микрофон
________Н2В
>72Т
Выпей за Сн!
№ ______ОЗщии
„ \Pompp птепцирметрд’”
) Потенциометр
уровень модуляции’
КД 322
h2R_
>/23
★!2Т
ВпеЗали „переОачеГ
Запирание П
(свыпЭа miVJ
Рис. 4.19. Схема микрофонного усилителя (УНЧ1, УНЧ2) и голосового управ-
ления (ГУ)
Первый смеситель (рис. 4.20) собран на диодах VD1—VD4 по кольцевой схе-
ме. При использовании диодов Шоттки чувствительность трансивера увеличи-
вается в 2—3 раза, что существенно для высокочастотных диапазонов. Сигнал
со смесителя через согласующий контур подается иа УПЧ1 (транзистор VTI),
охваченный цепью АРУ (VT2). Катушки L1—L3 и L6—L8 намотаны одновремен-
но тремя проводами на кольцах 50ВЧ (7x4x2 мм) и содержат по 18 витков
провода ПЭВ-2 0,21. Катушка L4 намотана на цилиндрическом каркасе 05 мм
и содержит 25 витков провода ПЭВ-2 0,15 (сердечник с резьбой М4). С выхода
усилителя сигнал поступает на кварцевый фильтр, выполненный в виде отдель-
ного узла.
С фильтра сигнал подается на УПЧ2 (VTI, VT2 рис. 4.21) и далее на См2,
собранный по схеме, аналогичной См1. Катушка L6 намотана проводом ПЭВ-2
0,15 на каркасе 05 мм и имеет 25 витков (сердечник с резьбой М4). Катушка
L5 намотана проводом ПЭЛШО 0,15 поверх катушки L6 у «-холодного» конца
и содержит 6 витков. С помощью транзистора VT4 осуществляется телеграф-
ная манипуляция. Посредством реле К в ТЛГ режиме включается узкополос-
ный НЧ фильтр на транзисторах VT5 и VT6, которые в режиме ОМ образуют
предварительный УНЧЗ приемника.
194
УНЧ4 (рис. 4.22) '’редставляет собой трехкаскадный усилитель (VT1—
VT6), который размещен на одной плате со схемами детектора и усилителя ав-
томатической регулировки усиления (ЛАРУ и УАРУ). Система АРУ обеспечивает
регулировку усиления тракта трансивера как при приеме (собственно АРУ),
так и при передаче (ALC). Сигнал ALC снимается с детектора КСВ-метра.
VDI-ПЧ
\ L7 /е
0,0! |
/Дт|Г
Рис. 4.20. Схема См/ и УПЧ/
-г В!
t4 f—
=f^S fW
_4?__ Д-OJ бОмкГн
47 КД509 ~0,в!
!к
50мкГн
ЦО! LB *
Юк
/Ок
От микрофонного усилителя
Вход Вч сигнала
ВхсО гетероШна от пг
427^
*№В
^ВДВОЗ Е~
4,7к
КТЭ/ОБ
ВыхоВПЧ-
KC!56A
H S-метру
Общий
!и
Широкополосный усилитель мощности передатчика (У/—УЗ) (рис. 4.23)
обеспечивает выходную мощность передатчика 25—30 Вт (рис. 4.22). Схема
на транзисторе VT2 стабилизирует напряжение смещения выходных транзисто-
ров. Схема защиты транзисторов от перенапряжении при высоком значении КСВ
Рис. 4.21. Схема УПЧ2, См2 и УНЧЗ
выполнена на транзисторе VT1. Диоды VD1 и VD2 любые кремниевые, обеспе-
чивающие тепловой контакт с радиатором усилителя мощности, на котором сии
устанавливаются или наклеиваются. Катушка L1 выполнена на каркасе 0 8 мм
и содержит 12 витков провода ПЭВ-2 0,51 мм. Дроссель L2 выполнен из куска
изолированного провода сечением 0,75 мм2, на который надето 6 колец марки
1000НН типоразмера к 3 X 2 X 1 мм.
1 рансформатор Т1 выполнен на кольце ЕОВЧ типоразмера к 12 X 6 X
X 4,5 мм. Обметка 1 содержит 9 витков, обмотка /7 — 2,5 -f- 2,5 витка того же
195
провода. Сердечник трансформатора Т2 состоит из 12 колец марки 150 ВЧ типо-
размера к 10 X 6 X 5 мм, сложенных в две рядом расположенных трубки по
6 колец. Обмотка / содержит 1 + 1 виток провода 0 1 мм в изоляционной труб-
ке, обмотка II — 6 витков провода 0 0,75 мм.
0.033 VTt 1/74
КТЗ/5
К потенциометру
усиление Н4“
Рис. 4.22. Схема УНЧ4 и системы АРУ
Рис. 4 23. Схема усилителен мощности передатчика трансивера (У1 —
УЗ)
Генератор несущей и переключатель гетеродинов также объединены на од-
ной плате (рис. 4.24). Для изменения боковой полосы применяют два генератора
несущей на транзисторах VT1 и VT2 с разными кварцевыми резонаторами. При
работе телеграфом частота кварцевого резонатора повышается приблизительно
на 800 Гц за счет изменения емкости, включенной последовательно с резонатором
с помощью диодов VD1 и VD2. Катушка L1 выполнена на кольце типа 50ВЧ
типоразмера к 7 X 4 X 2 мм и содержит 12 витков провода ПЭВ-2 0,21 мм. Пере-
196
ключсние гетеродинов при переходе с приема на передачу и Наоборот осущест-
вляется герконовыми реле К1 и К2 типа РЭС55А.
Диапазонные фильтры (рис. 4.25) собраны по схеме с внешнеемкостной связью
на трех колебательных контурах с фиксированными значениями индуктивности.
Рис. 4.24. Схема генератора несущей (ГН) и переключателя гете-
родинов (ПГ)
Рис. 4.25. Схема поло-
сового (диапазонного)
фильтра (Ф)
। '''Ът1Г
I
80 $2
20
!5
। 80
Ч2Т*
I J&w
Изменение частоты п связи между контурами фильтра осуществляется переклю-
чением конденсаторов.
Катушки L1—L5 выполнены на кольцах 50ВЧ типоразмера к 7 X 4 X 2 мм.
Катушки L1 и L5 состоят из одного витка провода ПЭЛШО 0,35 мм, катушки
L2—1.4 содержат по 15 витков провода ПЭВ-2 0,21 мм.
Фильтры нижних частот (ФНЧ) и КСВ-метр (рис. 4.26) особых пояснений
не требуют. Напряжение СЛг!Ц подается в усилитель У1 для запирания каскада
в случае недопустимо большого КСВ. Напряжение, снимаемое с КСВ-метра,
197
Л.-.
~^2,2тГпАУ,2тГн\_ят
Jfi2S ±!6W JK0
L3 Ш
К АНТ
20
±cJlJ® 1®^!
«w LS LS
К ХДЗ/нкГи Лз7тГи J ,,n „
-2—T ~T22U ’['W n-"e_jS-
/7 U \ >9-
L_A~r'rvv'\-*-/'v'v'v>~a—I
14ЛЙЙ1Ш61
Т150 TJOO T/fi?
м wa ома
<7 L!0
j> ' х.»
Рис. 4. 26. Схема ФНЧ и измерителя
ксв
Рис. 4.27, Схема блока питания трансивера
регулирует усиление тракта УПЧ для предотвращения искажений на пиках
огибающей.
Блок, питания (рис. 4.27) выполнен в виде отдельной конструкции вместе
с громкоговорителем. Конструктивно трансивер выполнен в металлическом ящике
размерами 240 X 240 X 110 мм. В трансивере предусмотрен разъем для вклю-
чения платы автоматического телеграфного ключа. Схемы коммутации и управ-
ления показаны на рис. 4.28.
----—>(15В
Напряжение №У
К змиперу КТ9043
“ К УЗ
+ 12В
100
Рис. 4 28. Схема коммутации:
а — индикатора выходной мощ-
ности и 5-метра; б — управле-
ния частотой ГПД; в—реле при-
ем — передача»; г — включения
регулятора усиления ПЧ при
приеме
Усиление ВЧ
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
I. Бунимович С. Г., Яйленко Л. П. Техника любительской однополосной
радиосвязи.— М.: Изд-во ЦК ДОСААФ, 1970.— 312 с.
2. Буряк В. Г. Регулировка высокочастотных каскадов однополосных пере-
датчиков.— М.: Связь, 1969.— 37 с.
3. Верзунов М. В. Однополосная модуляция в радиосвязи.— М.: Воениз-
дат, 1972.—296 с.
4. Верзунов М. В., Лобанов И. В., Семенов А. М. Однополосная модуля-
ция.— М.: Госрадиоиздат, 1962.— 299 с.
5. Мединец Ю. Усилительный каскад трансивера.— Радио, 1976, № 12,
с. 19—20.
Глава 5
ИСТОЧНИКИ СЕТЕВОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
1. СХЕМЫ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Аппаратура любительской радиосвязи чаще всего питается от сети перемен-
ного тока 220 В 50 Гц через трансформаторы и выпрямители. Рассмотрим
только выпрямители для питания усилителей мощности в режиме ТЛГ и ОМ.
Однополупериодная схема (рис. 5.1, а) применяется только в маломощных
выпрямителях при работе на фильтр, начинающийся с емкости. Частота пульса-
ций выходного напряжения равна частоте питающей сети. Обратное напряже-
ние на диоде равно сумме выпрямленного напряжения и амплитудного напря-
жения вторичной обмотки. Схема характеризуется плохим использованием си-
лового трансформатора вследствие подмагничивания сердечника постоянно:1
Рис. 5.1. Основные схемы выпрямителей:
а — однополупериодная; б — двухполупериодиая со средней точкой, а — моего*
вая; г — вариант мостовой схемы; д — параллельная схема удвоения; е —* схе-
ма со стабилизацией напряжения при переменной нагрузке
составляющей выпрямленного тока и импульсного характера потребления тока
от трансформатора. Для сглаживания пульсаций требуется фильтр больших
размеров и большой массы.
Двухполупериодиая схема с выводом средней точки вторичной обмотки
(рнс. 5.1, б) имеет основную частоту пульсаций на выходе вдвое выше частоты
сети, что позволяет уменьшить размеры и массу сглаживающего фильтра. Та-
кой выпрямитель может работать на фильтр, начинающийся как с емкости, так
и с индуктивности. Обратное напряжение на диоде такое же, как в однополупе-
риодной схеме. Мощность трансформатора также используется плохо, посколь-
ку в течение каждого полупериода работает только половина вторичной обмотки.
Эта схема неудобна для высоковольтных выпрямителей, так как число витков
вторичной обмотки по сравнению с однополупериодной и мостовой схемами долж-
но быть удвоено. В настоящее время она применяется в низковольтных выпрями-
телях, поскольку в ней можно вдвое уменьшить количество диодов по сравнению
с мостовой, что способствует снижению внутреннего сопротивления выпрями-
теля.
Мостовая схема (рис. 5.1, в) применяется наиболее часто. Частота пульсаций
в ией вдвое выше частоты сети. Обратное напряжение на каждом диоде вдвое
меньше, чем в приведенных выше схемах. Фильтр может начинаться как с индук-
тивности, так и с емкости. Мощность трансформатора используется лучше, так
как ток во вторичной обмотке протекает в течение обоих полупериодов. Если сде-
лать вывод от середины вторичной обмотки, получится видоизмененная мостовая
схема, позволяющая получить на выходе два значения выпрямленного напря-
жения: полное и половинное (рис. 5.1, г).
200
Параллельная ’схема удвоения (рис.5.1, 3),называемая также схемой Лату-
ра, позволяет получить на выходе примерно,вдвое большее напряжение, чем мо-
стовая, при равном напряжении вторичной обмотки. Схема удвоения может ра-
ботать только на емкость; частота пульсаций вдвое выше частоты сети. По сте-
пени использования мощности силового трансформатора эта схема не уступает
мостовой, работающей на емкость. Для получения хорошего сглаживания пуль-
саций требуются сравнительно большие емкости конденсаторов С1 и С2. Схемы
мощных выпрямителей (100 Вт и более), работающих на большую емкость (де-
сятки или сотни микрофарад), обязательно должны содержать резистор /?огр,
ограничивающий при включении выпрямителя в сеть бросок зарядного тока,
который может вывести из строя диоды. После заряда конденсаторов резистор
закорачивают. На практике удобнее ограничительный резистор (10—30 Ом)
перенести в цепь первичной обмотки. При этом для включения в сеть исполь-
зуется тумблер на три положения: «1» — выключено, «2» — включено через ре-
зистор, «3» — резистор закорочен. Положение «2» можно использовать для об-
легчения режима лампы усилителя мощности передатчика во время предвари-
тельной настройки анодного контура.
Режим работы трансформатора и диодов выпрямителя существенно зависит
от схемы фильтра. Фильтр, начинающийся с емкости (или состоящий только нз
емкости), предъявляет повышенные требования к мощности трансформатора и
особенно к диодам, поскольку ток через них носит импульсный характер: ои про-
текает только в сравнительно короткие периоды, когда напряжение вторичной
обмотки превышает напряжение на конденсаторе. В это время ток ограничен
только сопротивлением трансформатора и диодоз. Период протекания тока зна-
чительно короче полупериода напряжения сети, и соответственно ток через ди-
од в импульсе в несколько раз больше среднего значения. Импульсный характер
отбираемого от трансформатора тока приводит к снижению отдаваемой им без
перегрева мощности. Выходное напряжение выпрямителя, работающего на
емкость, заметно зависит от тока нагрузки.
При работе выпрямителя на фильтр, начинающийся с индуктивности до-
статочно большой величины (рис. 5.1, б), ток через вторичную обмотку и диоды
имеет постоянную величину в течение всего полупериода, что благоприятно ска-
зывается на тепловом режиме трансформатора и диодов. Постоянная составля-
ющая выпрямленного напряжения выделяется на сопротивлении нагрузки, а
переменная — на дросселе. Выходное напряжение такого выпрямителя меньше
зависит от изменения нагрузки. При работе выпрямителя на емкость достигается
хорошее сглаживание выпрямленного напряжения при малых размерах и мас-
се фильтра, хотя КПД при этом получается более низким, а внутреннее сопро-
тивление более высоким, чем при работе на фильтр с индуктивностью на входе.
Поэтому в радиолюбительской практике часто применяют выпрямители, работаю-
щие на емкость, за исключением случаев большого тока нагрузки (более несколь-
ких ампер) или резко изменяющейся нагрузки.
Пульсации выпрямленного напряжения. Степень сглаживания выпрямлен-
ного напряжения характеризуется коэффициентом пульсации аП = ^п^о.
где С/п—амплитуда напряжения основной частоты пульсации; Ео — выпрям-
ленное напряжение. При двухполупериодном выпрямлении без сглаживания
ап = 0,67. Различные виды нагрузок выпрямителя допускают разную величину
пульсации. Рекомендуемые максимальные значения ап' для усилителей мощности
телеграфных передатчиков 0,05; для усилителей мощности однополосных пере-
датчиков 0,03; для промежуточных каскадов передатчиков 0,01; для каскадов
ВЧ и ПЧ радиоприемников 0,001; для микрофонных усилителей, первых каска-
дов УНЧ приемников, цепей смещения 0,0001.
Реле и электродвигатели могут питаться выпрямленным током без фильтра-
ции, так как их собственная индуктивность обеспечивает фильтрацию тока.
2. ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
В качестве выпрямительных элементов используют в основном кремниевые
Диоды, столбы и блоки диодов. Применение германиевых диодов нежелательно
из-за низкой термостойкости, их применяют только для выпрямления малых
йапряжений.
8 4-518 пл ।
Основные параметры диодов, необходимые для расчета выпрямителей
Максимальный допустимый средний выпрямленный ток
Максимальное допустимое обратное напряжение ^обр.д.макс’
Максимальный допустимый амплитудный ток через диод 7д>макс. Этот
параметр необходим для расчета выпрямителей, работающих на емкость. Часто
вместо /д чакс в справочниках указывается другая величина: допустимый эффек-
тивный ток через диод или указывается, что работа на емкость разрешается
при определенном ограничении среднего значения выпрямленного тока.
Прямое падение напряжения на диоде МЕД, измеренное на постоянном токе
(оно мало зависит от протекающего тока и для большинства кремниевых диодов
составляет 1 В, для германиевых — 0,4—0,5 В).
Внупоеннее соппотивлениг диода гр При расчете выпрямителя, работаю-
щего на индуктивность (когда обеспечивается постоянство тока через диод в те-
чение полупериода), г.- = ДД //0, где Zo — выпрямленный ток. При работе
выпрямителя на емкость г(- — АЕД/'31О.
Номенклатура выпускаемых промышленностью выпрямительных диодов
достаточно широка как по выпрямленному току, так и по допустимому обратно-
му напряжению, поэтому почти всегда можно подобрать диоды с параметрами,
необходимыми для питания радиолюбительской связной аппаратуры, и избе-
жать соединения в группы. Только в высоковольтных выпрямителях для лампо-
вых усилителей мощности используют последова!ельное соединение нескольких
одинаковых диодов. В этом случае для равномерного распределения обратного
напряжения необходимо каждый диод шунтировать резистором из расчета
50—100 кОм на каждые 100 В обратного напряжения, действующего на диод
в схеме.
Следует отметить, что в сети иногда бывают мгновенные перенапряжения
вследствие нестационарных процессов и ударов молний, длящиеся сотые и ты-
сячные доли секунды. Но этого достаточно для пробоя диодов, так как перена-
пряжения иногда достигают двойного (и более) напряжения сети. Диоды в этом
случае могут быть пробиты, оставаясь холодными: происходит не тепловой,
а электрический пробой. Чтобы увеличить надежность полупроводниковых вы-
прямителей, полезно диоды шунтировать одинаковыми конденсаторами емко-
стью от 1000 до 5000 пФ на рабочее напряжение не меньше обратного напряже-
ния диода. Эги конденсаторы будут «поглощаты: и равномерно распределять
мгновенные пики перенапряжения сети.
3. ТРАНСФОРМАТОРЫ
Радиолюбители не часто имеют возможность применить готовые трансфор-
маторы, поэтому их рассчитывают и наматывают самостоятельно. Правильно
рассчитанный и изготовленный трансформатор обеспечивает надежную и долго-
вечную работу питающего устройства. Радиолюбители применяют трансформато-
ры как с магнитопроводами (сердечниками) из штампованных Ш-образных и
П-образных пластин, так и с витыми ленточными сердечниками типов ШЛ и ПЛ
(рис. 5.2).
Важнейшая характеристика трансформатора — габаритная (типовая) мощ-
ность Рга6. Эгу мощность трансформатор может отдать в активную линейную
нагрузку. При частоте сети 50 Гц и превышении температуры трансформатора
над окружающим воздухом в 50 °C
Ргяб = 1,\]QCQOBMJ КПД КМКСТ, где Qc —площадь сечения стержня сердеч-
ника, на котором расположена обмотка, см2 (с х с на рис. 5.2); Qo — площадь
окна сердечника, см2 (Ь Хй на рис. 5.2); В,л— максимальная индукция в сердеч-
нике, Тл, зависящая от материала и размеров сердечника; J — плотность тока
в обмотках, А/мм2; по мере увеличения мощности трансформатора увеличиваются
размеры катушки, ухудшаются условия охлаждения, поэтому J снижается; К—
коэффициент заполнения окна медью обмотки; чем меньше диаметр провода, тем
меньше К \ — коэффициент заполнения сечения сердечника сталью: —
= <?CT/QC, <?ст — чистое сечение стали. При толщине пластин 0,2 мм — 0,85;
202
при 0,35 мм А'ст=0,9; при 0,5 мм 7<ст = 0,93 .. , 0,95. Витые сердечники имеют
обычно толщину ленты 0,2 мм и Кст — 0,9.
Основные параметры трансформаторов мощностью 10—1000 В • А, необхо-
дима для расчета, приведены в табл. 9.
1 Рис. 5.2. Сердечники трансформаторов:
а — типа Ш; б — типа ШЛ; в — типа П: г — типа ПЛ
Витые ленточные сердечники (ШЛ, ПЛ) по-
зволяют увеличить индукцию на 10—15 % по
сравнению с сердечниками, набранными из плас-
тин. Величина индукции, а следовательно, и по-
тери в сердечнике не зависят от степени нагрузки
трансформатора. В правильно рассчитанном и на-
груженном трансформаторе основную долю по-
терь составляют потери в меди обмоток. Транс-
форматоры на сердечниках типов П и ПЛ с расположением катушек на двух
стержнях обеспечивают лучшее охлаждение обмоток. Поэтому они допускают
увеличение плотности тока и (имеют большую мощность по сравнению с транс-
форматорами на броневых сердечниках типа Ш и ШЛ. Наименьшей массой
при одинаковой мощности обладают трансформаторы на сердечниках типа
ПЛ, затем ШЛ, П, Ш.
Таблица 9
Тип магни- топровода ш, п ШЛ, пл Ш, ШЛ п, пл ш, и ШЛ, пл КПД -%
^габ* Вм. Тл J, А/мм2 RTp/R *
10 1.1 1,2 4,8 5,4 0.11 0,105 0,85 0,22
20 1,2 1,4 4.2 4.8 0,085 0,075 0.88 0.26
50 1,35 1,55 3,5 4,1 0,061 0.055 0.92 0,29
100 1,35 1,6 3,0 3,6 0,052 ' 0.046 0,93 0,31
200 1,3 1.5 2,5 2.9 0,046 0.042 0,94 0,32
500 1,15 1,4 2,0 2,3 0.040 0,034 0,95 0,33
1000 1.1 1,3 1,6 2,0 0.034 0.030 0,96 0,35
* Величина RTp/Ra — сопротивлгпиг трансформатора, празэдэниоэ к соч,>отч"лзчп о на-
грузки.
Габаритную мощность трансформатора можно определить по рис. 5.3,
вычислив произведение QCQO. Кривые для сердечников типа П и ШЛ занимают
промежуточное положение между кривыми для сердечников Ш и ПЛ. По этим
Жщ'кривым, зная необходимую мощность трансформатора и выбрав тип сердеч-
ника, можно определить необходимое произведение Qc0o. Ширину стержня
293
сердечника находят по формуле а = 0,7 QCQO . Затем выбирают ближайшее стан-
дартное значение и находят площадь окна Q' для этого типа пластин. Тогда Q' =
= QCQO/Q'O< Толщина набора с = Qz/a. Необходимо, чтобы значение с лежало
между значениями 1,2а и 2а. Сердечник типа ШЛ или ПЛ можно выбрать также
по таблицам, где указана их габаритная мощность. Число витков на вольт ~
— ~Л/В, ()С Число витков обмоток и диаметр провода находят после ьычслнеиья
расчета выпрямителя.
При конструировании выпрямителей с трансформаторами на П-образных
сердечниках следует соблюдать следующие правила, иначе резко возрастает
индуктивность рассеяния трансформатора и ухудшается работа выпрямителя.
1. Сетевую и вторичную обмотки необхо-
Рис. 5.3. Зависимость произве-
дения QCQO от габаритной мощ-
ности трансформатора Ргаб для
с ердечников типа Ш и ПЛ
риала каркаса (в миллиметрах)
жения обмотки (в киловольтах.)
димо размещать на обоих стержнях.
2. При дву хполупериодной схеме вы-
прямления со средней точкой сетевые катуш-
ки следует включать параллельно и рассчи-
тывать их на полное напряжение сети (по-
ловины вторичной обмотки в этой схеме рабо-
тают поочередно).
3. При мостовой схеме и схеме удвоения
сетевые катушки включают последовательно,
чтобы по ним протекал одинаковый ток, и рас-
счшывают их на половинное напряжение
сети. Половины вторичной обмотки также
включают последовательно.
Габаритную мощность трансформаторов,
питающих усилители мощности ТЛГ и ОМ
сигналов в режимах С и В, которые характе-
ризуются малым потреблением энергии в пау-
зах сигнала, с точки зрения теплового режима
можно снизить на 30—40 %. Однако это вле-
чет за собой увеличение сопротивления транс-
форматора, что приводит к возрастанию
нестабильности напряжения питания. В высо-
ковольтных трансформаторах толщина мате-
должна быть не менее максимального напря-
4. РАСЧЕТ ВЫПРЯМИТЕЛЯ ПРИ РАБОТЕ НА ЕМКОСТЬ
Рассчитаем выпрямитель анодного питания линейного усилителя на лампе
ГУ-ЗЗБ. Исходные данные' выпрямленное напряжение £0= 1400 В; выпрямлен-
ный ток /е = 0,2 А; ток покоя /п = 0,1 А; коэффициент пульсации ап = 0,03;
напряжение питающей сети 77с = 220 В; частота питающей сети f — 50 Гц;
температура в кожухе до +70 °C. Метод обеспечивает правильность расчета на-
пряжений и токов при «п<0,15.
1. Выбираем однофазную мостовую схему выпрямителя. Расчетные формулы
(как и для других схем при работе на емкость) приведены в табл, 10. Находим
постоянный ток через диод 70д, максимальный юк диода (в импульсе) 7Д ыакс, дей-
ствующий (эффективный) ток через диод I и обратное напряжение 1/о6р:
70д = 7,>/2 = 0,2/2 = 0,1 А; /д мако = 3,570 = 3,5 - 0,2 = 0,7 А;
7Д Д= 1,1/0= 1,1 • 0,2 = 0,22 А; Уобр = 1,4Ш0 = 1,41 • 1400 = 2000 В.
По току 7Д выбираем диоды типа КД209В со следующими параметрами:
7пр.ср.мако = 0,3 А при температуре +85 °C (при работе на емкостную нагрузку
эффективное значение прямого тока не должно превышать 1,57/пр срмакс);
^обр.макс = 800 В.
204
Таблица 10
Схема выпрямителя ;од 1 ц. макс 7д- д ^обр
Однополупериодная /о ~7/0 2,2/0 2,2/0 2,8£0
Двухполупериодная со средней точкой /о/2 =3,5/а 1.1/о l.lZo 2,8£0
Мостовая Zo/2 «3,57О 1,6/0 1,4FO
Удвоения (Латура) /о «7/0 2,2/0 3,2Zg 1.4£0
Продолжение табл. 10
Схема выпрямителя ргаб ^ф А н
Однополупериодная 2Р0 0,67Z?Tp+rf 2^0 200
Двухполупериодная со средней точкой 1,8Р0 1.34/?тр + гг ^ф/^о 160
Мостовая 1,5Р0 #гр + 2г» *фА 120
Удвоения (Латура) 1,5Р0 4#ф/Яо 160
2. Количество последовательно включенных диодов в плече
^ = ^о6р/^обр.макс= 2000/800 = 3-
С учетом рабочей температуры в корпусе выпрямителя (70 °C) принимаем
М = 4.
3. Вычисляем сопротивление шунтирующих резисторов из расчета 70 кОм
на каждые 100 В обратного напряжения
= 70Ц|бр/У 100 = 70 • 2000/4 • 100 = 350 кОм.
Выбираем резисторы сопротивлением 360 кОм типа МЛТ-2, как допускаю-
щие большее приложенное напряжение. Если приложенное напряжение неве-
лико, можно применить шунтирующие резисторы меньшей мощности. При рас-
чете мощности резистора следует учесть, что ток через него протекает в течение
половины периода, когда диод не проводит тока.
4. Сопротивление нагрузки выпрямителя = £0//0 = 1400/0,2 =
~ 7000 Ом.
5. Мощность, отдаваемая выпрямителем, Ро = /0£0 = 1400 • 0,2 =
= 280 Вт.
6. Габаритная мощность трансформатора
Ргаб = 1,5Р0 = 1,5 . 280 = 420 В • А.
7. По табл. 10 находим ближайшее табличное значение Ргаб (500 В • А').
Принимаем сердечник типа Ш и находим сопротивление трансформатора, приве-
денное к сопротивлению нагрузки, RTp/R0 = 0,04, откуда R^ = 0,04 Ro =
- 0,04 • 7000 = 280 Ом.
8. Сопротивление одного плеча моста для кремниевых диодов при работе
на емкость rt- = Д'/3/Од = 4/3 • 0,1 = 13,3 Ом.
205
9. Находим сопротивление фазы выпрямителя для мостовой схемы и коэф-
фпииент А—сопротивление выпрямителя, приведенное к сопротивлению г-
грузки,
Рф = RTp + 2г{ = 280 + 2 • 13,3 = 307 Ом;
А = R^R» = 307/7000 = 0,044.
10. Для определения напряжения вторичной обмотки трансформатора нсс
ходимо найти коэффициент М (рис. 5.4). Чтобы определить, какой пользоватг
кривой, следует знать фазовый угол ср тока вторичной обмотки. Поскольку тс
носит импульсный характер, а сопротивление диодов невелико, амплитуда и фа-
за импульса тока определяются как активным, так и реактивным соппотивле-
от схемы выпрямителя, мощности и кон-
струкции трансформатора и напряже-
ния вторичной обмотки. Значения (р при-
ведены в табл. 11 (при двухполупериод-
ной схеме со средней точкой табличное
значение ср следует уменьшить на 15° вследствие увеличенного сопротивления
фазы выпрямителя).
Для данного примера ср = 45°. По соответствующей кривой рис. 5.4 при А =
= 0,044 находим М = 0,89.
11. Напряжение вторичной обмотки U2X = МЕ0~ 0,89 X 1400= 1250b
12. Напряжение холостого хода выпрямителя
Рис. 5.4. Зависимость коэффициента
М от величины А при различных зна-
чениях угла ср
ЕВх = V2UiX= 1,41 • 1250= 1750 В.
13. Эффективный ток вторичной обмотки (по табл, 10):
/2 = 1,67„ = 1,6 • 0,2 = 0,32 А.
14. Емкость на выходе выпрямителя
С = Н//?фап = 120/(307 0,03) = 13 мкФ.
Можно применить бумажный конденсатор соответствующей емкости на ра-
бочее напряжение не менее 2 кВ, а в отсутствие его — последовательную цепоч-
ку электролитических конденсаторов.
15. Выбираем конденсаторы типа К50-7, С = 100 мкФ, £раб=450 В. Их
число Мк= (!,2£0x)/5pa6, где 1,2— коэффициент запаса на неравномерное распре-
деление напряжения на конденсаторах и повышенье напряжения сети, =
00
= 1,2- 1750/450 = 4,7. Принимаем ЛГК = 5. Напряжение на каждой конденсаторе
в режиме холостого хода: £к х= 1750/5 = 350 В. Емкость цепочки из 5 конден-
саторов: С = CK/NK— 100/5 = 20 мкФ > С. При использовании электролитиче-
ских конденсаторов необходим запас в 1,5—2 раза по емкости вследствие их высы-
хания со временем, особенно если выпрямитель находится в одном кожухе с уси-
лителем мощности.
16. Для равномерного распределения напряжения следует каждый конден-
сатор шунтировать резистором RM = (4 • 106)/Ск = 4 • 108/100 = 40 • ЮЮм,
Мощность, рассеиваемая в резисторе RUI, Рш = Е* K/RU! — 3502/40 • 103 = 3,1 Вт.
Составляем каждый резистор Rjt из двух соединенных последовательно резисторов
МЛТ-2 по 20 кОм.
17, Определяем напряжение выпрямителя ЕОп при токе покоя лампы усили-
теля /п = 0,1 А. Снижение потребляемого тока от 0,2 до 0,1 А равносильно уве-
личению сопротивления нагрузки, отчего изменяется коэффициент А. Находим
его новое значение: А' = A = 0,044 • 0,1/0,2= 0,022. По рис. 5.4 находим
новое значение М’ =0,83. Отсюда ЕОп = U2X/M' = 1250/0,83 = 1510 В. Прираще-
ние анодного напряжения ДЕа = ЕОп — Е() = 1510 — 1400 = 110 В, т. е. менее 10 %,
что удовлетворительно. Задавшись другими значениями потребляемого тока,
можно построить нагрузочную характеристику выпрямителя (зависимость на-
пряжения ог отдаваемого тока).
18. Внутреннее сопротивление выпрямителя
Ri = ДЕв/(/0 — /п) = 110/(0,2 — 0,1) = 1100 Ом,
т. е. почти в i раза больше сопротивления фазы выпрямителя (RTp ~Ь 2ri), что
является свойством выпрямителя, работающего на емкость.
19. Коэффициент трансформации n= Uix’Uz^= 1250/220 = 5,7.
20 Эффективный ток первичной обмотки (без учета тока холостого хода):
= nl2 = 5,7 • 0,32 = 1,82 А.
21. Уточняем габаритную мощность трансформатора
ргаб = = 220 • 1 -82 = 400 в • А-
22. По рис. 5.3 для сердечника типа Ш габаритной мощностью 400 В • А
находим произведение QCQO = 500 см4. Ширина среднего стержня
а = 0,7 ¥07Го = 0,7 /500 = 3,3 см.
Принимаем а = 3,2 см (пластины Ш-32). Размер окна (& X Л) составляет 3,2 X
X 8 см, т. е. Q6 = 3,2 • 8 = 25,6 см2;
Q; = QCQO/Qo = 500'25,6 = 19,6 см2.
Толщина набора с = Q'/л = 19,6/3,2 = 6,2 см.
23. По табл. 9 находим индукцию в сердечнике- 5М = 1,15 Тл.
Определяем число витков на вольт. ш<1) = 50/Вм • Ос = 50'1,15 • 19,6 =
= 2,22.
24. Число витков первичной обмотки: = /ДаД) = 220 • 2,22 = 488.
25. Число витков вторичной обмотки ш2 = U2Xw<y) = 1250 • 2,22 = 2780.
26. Диаметр проводоз обмоток (по меди), мм,
dt = 1,13//V = 1,13 V 1,82/2,5= 1; d2 = =
= 1,13 /0,32/2,5 = 0,4.
27. Дайна провода первичной обмотки
/х = [2 (а + с) + лЧ • IO’2 = 488(2(3,2 + 6,2) + 3,14 • 3,2] - 10~2 =
= 140 м.
207
28. Падение напряжения в первичной обмотке
ЛС/д = 2,25 • Ю~2 = 2,25 • 10-2 . 1,82 • 140/Г2 = 6 В.
29. Точное число витков первичной обмотки
W1 = _ Д= (220 — 6) 2,22 = 475.
30.
В см)
Проверяем размещение обмоток с учетом коэффициента Км (размеры
/1Ч+4Ч 0,12 • 475-f-0,042 • 2780
= °-8-------q-o------ 0,8-----------25^-----------= °’29’
что меньше табличного значения 0,33 для данной габаритной мощности (0,33). В
этом случае полезно на 10 % увеличить диаметр провода первичной обмотки,
поскольку она расположена внутри и хуже охлаждается.
Выпрямители для других схем при работе на емкость рассчитывают анало-
гично. Интересно отметить, что выпрямитель, собранный по схеме удвоения на
то же выходное напряжение, те же ток и коэффициент пульсации, что и рассчи-
танный выше мостовой выпрямитель, имеет следующие параметры: U2x = 625В;
4 = 0,65 А; /дд = 0,46 A; Cl = С2 = 60 мкФ (по три последовательно соеди-
ненных конденсатора типа К.50-12, 350 В, 150 -ф 30 мкФ). Внутреннее сопро-
тивление выпрямителя получается примерно такое же, как в мостовой схеме,
но при значительно большей емкости фильтра.
5. РАБОТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ НА ИНДУКТИВНОСТЬ
При фильтре, начинающемся с индуктивности, применяют двухполупериод-
ную схему со средней точкой или мостовую схему выпрямителей. Режим индук-
тивной нагрузки, при котором ток от выпрямителя отбирается непрерывно, обес-
печивается только в том случае, если индуктивность дросселя £др больше кри-
тической LKp. Если это не обеспечено, такой выпрямитель ведет себя как при
работе на емкость, причем действующая в цепи индуктивность слагается из ин-
дуктивности рассеяния трансформатора и индуктивности дросселя. При этом
напряжение на выходе выпрямителя возрастает, а нагрузочная характеристика
выпрямителя становится круче (возрастает внутреннее сопротивление). Криги-
ческую индуктивность дросселя вычисляют по формуле £кр |Гн) = 2,4Е0кОм, где
Ro —сопротивление нагрузки. Если Ro изменяется, £кр рассчитывают для наибольшего
значения Ra.
Основные расчетные соотношения при работе выпрямителя на индуктив-
ность приведены в табл. 12. Напряжение вторичной обмотки и обратное напряже-
ние на диодах определяет через напряжение холостого хода выпрямителя
ЕОх=Ео+ДЕтр + ДЕд + ДЕдр, где Еи — номинальное выпрямленное напряжение;
ДЕтр— падение напряжения на сопротивлении трансформатора, ДЕд— падение на-
пряжения на диодах (по 1 В на каждый кремниевый диод); ДЕдр — падение на-
пряжения на дросселе. Эта величина зависит от мощности выпрямителя: при Ро =
= 30 Вт ДЕдр =0,14 Ео; при Ро — 100Вт АЕдр » 0,1 Ео; при Ро = 300 Вт ДЕдр ~
« 0,07 Ео; при Ро = 1000 Вт АЕдр ~ 0,05 Ео.
Таблица 12
Схема выпрямителя 70д 1 д.макс /2 ^обр ргаб Еф игх
Двухполупериодная со средней точкой 4/2 4 О,77о ~3,14Е0х 1,34Е0х/0 1,11ЕОХ
Мостовая 4/2 4 4 =1,57Е0х 1,ПЕОх4 1,11ЕОХ
208
В остальном расчет токов и напряжений подобен приведенному для выпря-
мителя при работе на емкость.
Емкость Г-сбразного LC-фильтра С = 2,5 Лф/Адр, где 7<ф— коэффициент
фильтрации, = ап_ ЕХ/ап. ВЬ1Х> г-е ап. вх и ап. вых~коэффициенты пульсации
на входе и выходе фильтра соответственно. При двухполупериодном выпрямле-
нии без фильтрации (т. е. на входе LC-фильтра) ап БХ = 0,67.
Рассчитаем Г-образный LC-фильтр для выпрямителя, отдающего ток 0,2 А
при напряжении 1500 В и пульсациях 3 %. Исходные данные: Ео — 1500 В;
/0 = 0,2 А; лп = 0,03.
1. Сопротивление нагрузки Ro= Е10 = 1500'0,2 = 7,5 кОм.
2. Минимальная индуктивность дросселя LKp = 2,4R3 = 2,4 • 7,5 — 18 Ги.
3. Коэффициент фильтрации 7/^ =
— ап. вх/ап. вых — 0,67/0,03 22.
4. Емкость фильтра С = (2,5/Сфу/.др =
= (2,5 • 22)/18 = 3 мкФ.
Конструктивный расчет дросселя про-
ведем на конкретном примере. Исходные
данные: Тдр = 18 Гн; 1а = 0,2 А.
1. Выбираем сердечник. Ориентировоч-
ное значение ширины стержня: а =
= 2,61/ £ /2 = 2,6 у418 • 0,22 = 2,4 см. При-
нимаем а — 2,5 см (пластины Ш-25). Толщи-
на набора с должна быть примерно в 1,5
раза больше ширины стержня. Принимаем
l- = 4 см. У выбранного железа размеры
окна b х h = 2,5 х 6,25 см, а длина сило-
вой линии ( = 21,4 см [3].
2. Находим вспомогательный коэффи-
циент 'И'= Lp./J /(ас/c) — 18 • 0,22/2,5 х
X 4 • 21,4 = 3,4 • 10-3. По рис. 5.5 опреде-
Рис. 5.5. График для определе-
ния оптимального воздушного
зазора и магнитной проницаемос-
ти сердечника дросселя
ляем длину воздушного зазора в сердеч-
нике /г„/о (в процентах от средней длины силовой линии) и магнитную прони-
цаемость ц2 сердечника с учетом воздушного зазора: /г% = 0,8; и2 = 85.
3. Толщина изоляционной прокладки (с учетом того, что магнитное поле
дважды пересекает ее)
1г = 0,5 • 0,01 /. = 0,5-0,01 -0,8-21,4 = 0,085 см.
& /О
4. Число витков дросселя
w = ю* 1 f = io* 1/r-8^2i;4 = бооо.
I/ 1,26ргас г 1,26 • 85 2,5 4
5. Диаметр провода (при плотности тока J — 3 А/мм2)
d= 1,13 ]/7^77 = 1,13 ]/0,2/3 = 0,3 мм.
6. Коэффициент заполнения окна сердечника медью
К„ = 0,8 • IO'3 = 8 - Ю-з = °’28
м bh 2,5 6,25
Если К < 0,35, то сердечник и диаметр провода выбраны правильно,
в противном случае следует выбрать больший типоразмер сердечника и повто-
рить расчет.
209
6. СТАБИЛИЗАЦИЯ ПИТАНИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
При ТЛГ и ОМ режимах потребление тока от выпрямителя быстро изменя-
ется от максимального значения до тока покоя или до нуля, отчего напряжение
выпрямителя повышается и приближается к напряжению холостого хода £Ох,
Чтобы не допустить значительных искажений сигналов, выходное напряжение
выпрямителя должно быть достаточно стабильным. Нестабильность напряжения
питания усилителя мощности не должна превышать 15—20 % при ТЛГ и 10 % —
при О!А. Эго требование можно выполнить б°з специальных • гр, если линей-
ный усилитель работает в режиме АВ, и максимальный потребляемый ток пре-
вышает ток покоя не более чем в 2—2,5 раза. Для усилителей мощности, работа-
ющих в режимах В и С, необходима стабилизация питания, чтобы в паузах сиг-
нала напряжение не слишком увеличивалось
Следует различать статическую и динамическую стабилизации выпрямлен-
ного напряжения. Статическая стабилизация — ^то способность выпрямителя
поддерживать номинальное напряжение при медленных изменениях нагрузки.
Однако к выпрямителям для питания усилителей ТЛГ и ОМ сигналов обязатель-
но предъявляется также требование динамической стабилизации, т. е. поддер-
жания номинального напряжения (с определенным допуском) при быстрых и
сильных изменениях нагрузки от нуля до максимального значения. Радиолюби-
тели не всегда уделяют достаточное внимание динамической стабилизации ис-
точников питания, от которой существенно зависит качество сигнала (уровень
искажении, ширина полосы излучения).
Простейшей мерой стабилизации напряжения является подсоединение
к выпрямителю специального нагрузочного резистора /?н, через который про-
текает начальный ток I н, составляющий 10—15 % максимального анодного тока.
Это несколько снижает напряжение ЕОх. Применения резистора Ra можно избе-
жать, если усилитель постоянно исполозуется в режиме В, в котором ток покоя
составляет 10—20 % максимального. Одчако если при телеграфной работе уси-
литель переводится в режим С, применение нагрузочного резистора обязательно.
Дальнейшего снижения напряжения холостого хода (х. х ) и приближения
его к напряжению при номинальной нагрузке можно добиться, если вместо
обычно применяемого дросселя с зазором в магнитной цепи использовать дрос-
сель переменной индуктивности (дроссель насыщения). Он отличается гем, что
сердечник его собирается вперекрышку, без зазора или с небольшим зазором
порядка 0,1—0,2 мм (встык). Благодаря этому индуктивность дросселя в отсут-
ствие тока подмагничивания и при небольших его значениях в несколько раз
больше, чем при максимальном токе. Это позволяет даже при небольшом началь-
ном токе Iа сохранять режим индуктивной нагрузки выпрямителя, поэтому на-
пряжение холостого хода ненамного выше номинального.
Элективным средством снижения напряжения х. х. является подсоедине-
ние параллельно дросселю конденсатора такой емкости, чтобы образовавшийся
параллельный контур L1CI (рис. 5.1, е) был настроен на частоту 100 Гц (основ-
ную частоту пульсаций). Емкость конденсатора С1 определяют по формуле
С(мкф)=2,53/£(Гн). Значения этой емкости обычно лежат в пределах 0,05—0,5 мкФ.
Точная величина ее подбирается по минимальному значению выпрямленного
напряжения при начальном токе нагрузки 1 н. Затем, изменяя величину тока 1а
(изменением величины резистора добиваются, чтобы напряжение стало та-
ким же, как при максимальном потребляемом токе. Если напряжение при началь-
ном токе больше, чем при максимальном, следует уменьшить сопротивление RH,
и наоборот.
При увеличении тока до рабочего индуктивность дросселя вследствие
поцмагйичивания уменьшится, контур L1C1 расстроится и не окажет столь боль-
шого сопротивления пульсации выпрямленного тока. В результате статическая
нагрузочная характеристика выпрямителя значительно улучшится. Схему мож-
но отрегулировать так, что напряжение будет одинаковым при начальном и мак-
си.мальном токах. При промежуточных значениях тока напряжение будет не-
сколько больше, но увеличение не превысит 5 %. Однако вследствие падения
индуктивности дросселя при росте отдаваемого выпрямителем тока соответсг-
210
венно возрастают пульсации выпрямленного напряжения, что требует увели- -
чения выходной емкости фильтра.
Кроме того, наличие большой индуктивности в цепи тока приводит к неже-
лательным явлениям. Так, при включении выпрямителя в сеть через дроссель
Г-образного фильтра возникает сильный толчок зарядною тока, который «по
инерции» вызывает перенапряжение на конденсаторе, доститающее 30—40 %.
. Обычно чем больше 1 ндуктивность дросселя и меньше емкость конденсатора, тем
больше перенапряжение при включении в сеть. Например, в фильтре к рас-
считанному выше выпрямителю (L = 18 Гн, С= 3 мкФ, = 15000 В, /0 =
= 0,2 А) перенапряжение на конденсатоое при включении выпрямителя в сеть
составляет 20 %, или 300 В. Это перенапряжение можно снизить увеличением
емкости конденсатора.
Настройка дросселя в резонанс на частоту пульсации значительно улучшает
статическую характеристику выпрямителя. Однако наличие большей индуктив-
ности, а тем более резонансного контура в цепи отдаваемого тока, приводит к
выбросам выходного напряжения при быстром снижении тока и к прогалкам на-
пряжения при резком росте тока, т. е. к плохой динамической характеристик
выпрямителя. Это происходит по той причине, что при внезапном увеличении
нагрузки в начальный момент времени практически единственным источником
отдаваемого в нагрузку тока является выходной конденсатор фильтра, так как
ток через дроссель возрастает медленно.
Для улучшения динамической характеристики выпрямителя следует уве-
личить емкость выходного конденсатора фильтра в несколько раз. Хотя в приве-
денном выше примере фильтра емкость 3 мкФ обеспечивает достаточно малую
пульсацию, для достижения хорошей динамической характеристики выпрями-
теля она явно недостаточна. Можно рекомендовать простое правило выходная
- емкость фильтра должна быть не менее 10 мкФ иа каждые 100 мА анодною тока,
а произведение ^(гН)С(МкФ) Должно быть не меньше снимаемой с выпрями геля мощ-
ности, выраженной в ваттах (при основной частоте пульсации 100 Гц). Так,
дтя выпрямителя на напряжение 1500 В и ток 0,2 А (мощность 300 Вт) можно
рекомендовать С = 20 мкФ, что при индуктивности дросселя 18 Гн дает произ-
ведение LC = 360. Если имеется возможность, емкость фильтра лучше увеличить
еще в 2—3 раза. Пример выпрямителя с хорошей статической и динамической
стабилизацией приведен в работе [2J.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Источники злектрепитания на полупроводниковых приборах /Под ред.
С. Д Доднка, Е. И. Гальперина.— М.: Сов. радио, 1969.— 448 с.
2. Крочакевич В. Блок питания усилителя мощности.— Радио, 1977, К»6,
с. 24.
3. Мазель К. Б. Трансформаторы электропитания.— М.: Энерюиздат,
.1982,— 80 с.
4. Сизых Г. Н. Электропитание устройств связи.— М.; Радио и связь,
1982,— 288 с.
Глава 6
РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН. АНТЕННЫ
1. РАДИОВОЛНЫ
Качество и дальность радиосвязи в значительной мере определяются усло-
виями распространения радиоволн и эффективностью передающих и приемных
антенн. Условия распространения радиоволн КВ диапазона имеют существенные
отличия по сравнению с распространением радиоволн других диапазонов. Бла-
годаря способности коротких радиоволн эффективно отражаться от ионосферы
возможна радиосвязь с любой точкой земного шара при небольшой мощности
передатчика. В процессе распространения радиоволны искажаются и ослабля-
ются. На приемную антенну, помимо принимаемого сигнала, действуют различ-
211
ные помехи естественного и искусственного происхождения. Радиосвязь воз-
можна лишь в случаях, когда поле принимаемого сигнала не ниже некоторого
уровня, зависящего от уровня помех в месте приема и вида модуляции.
Радиоволнами называют электромагнитные волны, распространяющиеся
в пространстве и имеющие частоту от 10* до 1012 Гц. Скорость распространения
электромагнитной волны в атмосфере практически не отличается от скорости
распространения в вакууме, равной 300 000 км/с. Длина волны X, т. е. путь в
метрах, который проходит волна в течение одного периода колебаний,
X = с// = 3 . 10»//,
где f — частота тока, вызывающего электромагнитную волну, Гц; с — скорость
распространения электромагнитной энергии, м^с.
Волны КВ диапазона, имеющие частоты 1,5—30 МГц, соответствуют длинам
волн 200—10 м. Короткие волны называют также декаметровыми волнами.
Электромагнитная волна состоит из электрического и магнитного полей, энергии
которых равны между собой. Силовые линии электрического и магнитного полей
взаимно перпендикулярны. Плоскость, в которой
Фронт Полны лежат силовые линии, называется фронтом вол-
Элентрическио
силовые линии
Направление
________ распростране-
ния волны
Магнитные
• силовые
линии
ны. Волна распространяется перпендикулярно
фронту в сторону, определяемую «правилом бу-
равчика» (рис. 6.1).
Направление электрической составляющей
электромагнитного поля определяет поляриза-
цию волны. Если электрические силовые линии
направлены вертикально, волну называют вер-
тикально-поляризованной, при горизонтальном
расположении линий электрического поля — го-
ризонтально-поляризованной. Волны могут также
Рис. 6.1. Изображение вер-
тикально-поляризованного
фронта волны
иметь наклонную, круговую, эллиптическую по-
ляризации. Поляризация волны в момент излу-
чения определяется направлением вектора элек-
тродвижущей силы, создаваемой передающей ан-
тенной. Векторы электрической и магнитной со-
ставляющих поля изменяются по величине и направлению на противополож-
ные с частотой колебаний, причем максимумы электрического и магнитных
полей совпадают во времени и пространстве.
Напряженность электрического поля измеряют в вольтах на метр, а маг-
нитного — в амперах на метр в зависимости от того, какая составляющая элек-
тромагнитного поля подлежит измерению. На практике используют более мел-
кие единицы измерений — микровольт или милливольт на метр (мкВ/м, мВ/м)
и микроампер или миллиампер на метр (мкА/м. мА/м).
Напряженность электромагнитного поля в свободном пространстве убывает
пропорционально расстоянию от источника, так как волна рассеивается в про-
странстве. Напряженность поля на расстоянии г от источника (передатчика)
мощностью Р можно определить по формуле
Е = (173 V PD)/r,
rufi D — коэффициент направленности антенны; для изотропной (ненаправлен-
ной) антенны, имеющей сферическую диаграмму излучения, D = 1; Е — напря-
женность, мВ/м; г — расстояние, км; Р — мощность, кВт.
< Радиоволнам свойственны явления отражения, преломления (рефракции)
и огибания препятствий (дифракции), имеющих размеры, сравнимые с длиной
волны или меньше ее. Радиоволны при распространении рассеиваются (диспер-
сия) на неоднородностях среды. Рассеивание является формой отражения и пре-
ломления волны при прохождении неоднородностей с неплоской границей.
Рассеивание иногда используют при связях на небольшие и средние расстояния
в диапазонах КВ и УКВ. Для радиосвязи на КВ используют в основном два
вида распространения — земной (или поверхностной) и пространственной (или
ионосферной) волнами. При определенных состояниях атмосферы для связи на
высокочастотных любительских диапазонах можно использовать тропосферное
прохождение радиоволн.
212
2. ПОВЕРХНОСТНОЕ РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
Поверхностными или земными называют волны, распространяющиеся вдоль
земной поверхности. Дальность связи поверхностными волнами зависит от дли-
ны волны и уровня излучаемой мощности, а также от состояния (электрических
характеристик) земной поверхности. В любительских условиях дальность свя-
зи поверхностными волнами не превышает 70—100 км при работе на 80-мегро-
вом диапазоне и уменьшается до 40—50 км на 10-метровом.
Причина этого — снижение дифракции и увеличение потерь энергии в зем-
ной поверхности с увеличением частоты. С увеличением проводимости почвы
эти потери уменьшаются. Поэтому при распространении земной волны над сы-
рой почвой или водной поверхностью дальность связи возрастает. Потери энер-
гии снижаются при уменьшении наводимых токов. Вертикально-поляризован-
ная волна наводит в поверхности Земли меньшие токи, чем волна с другой
поляризацией. Антенны с вертикальной поляризацией в общем случае дают
более прижатое к Земле излучение, чем антенны с горизонтальной поляризацией,
благодаря чему дальность связи при использовании этих антенн для приема
и передачи возрастает по сравнению с использованием антенн с горизон!альной
поляризацией.
Если передающая и приемная антенны находятся на линии прямой види-
мости, то напряженность поля в месте приема значительно больше, чем при связи
дифракционной волной за линией горизонта. В этом случае волна от передатчика
к приемнику распространяется как в свободном пространстве с минимальным
ослаблением, обусловленным лишь рассеиванием энергии в пространстве. Од-
нако к приемной антенне, помимо прямой, приходит волна, отраженная от
поверхности Земли между двумя антеннами. Поскольку путь отраженной волны
больше" йути прямой, ее фаза сдвигается относительно фазы прямой волны. По-
этому возможно ослабление поля в точке приема при связи в пределах прямой
видимости на высокочастотных КВ диапазонах и на УКВ. Изменение высоты
установки хотя бы одной из антенн в этом случае может изменить уровень
принимаемого сигнала.
Отражение от Земли в прилегающей к антенне зоне играет большую роль
в формировании диаграммы направленности антенны в вертикальной плоскости.
3. ИОНОСФЕРНОЕ РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
Любая радиосвязь на КВ, за исключением местных связей в пределах несколь-
ких десятков километров, осуществляется за счет ионосферных (или пространст-
венных) радиоволн. Пространственной называют волну, излучаемую под углом
к плоскости Земли. Такая волна при отсутствии отражения от ионосферы поки-
нула бы Землю и ушла в космическое пространство. Падая на ионизированные
слои атмосферы, волна изменяет направление своего распространения и при оп-
ределенных условиях возвращается обратно к Земле. Благодаря этому возможна
радиосвязь на КВ на любые расстояния в пределах Земли.
Строение и свойства ионосферы. Ионосферой называют ионизированную об-
ласть верхних слоев атмосферы Земли. Ионизация возникает главным образом
под действием ультрафиолетового излучения Солнца, в результате чего образу-
ются положительно заряженные ионы и свободные электроны. Кроме того,
в процессе ионизации участвуют рен1геновские лучи, излучаемые солнечной
короной, и корпускулярные потоки Солнца. Вследствие низкой плотности ат-
мосферы на большой высоте ионы и свободные электроны рекомбинируют сравни-
тельно медленно, и образуется ионизированный слой газа, находящийся в
состоянии динамического равновесия. По своим свойствам ионосфера эквива-
лентна полупроводнику. Поэтому ионосфере свойственны отражающие, прелом-
ляющие и ослабляющие свойства. При критической частоте /кр = 80,8,V,
где N — удельная концентрация электронов в ионосфере, измеряемая количест-
вом свободных электронов в одном кубическом сантиметре и являющаяся основ-
ным показателем преломляющих свойств ионосферы, волна перестает взаимо-
действовать с ионосферой.
В зависимости от отношения частоты излучаемой волны/к/кр меняется угол
преломления волны в ионосфере. При / < / волна отклоняется к Земле, при
213
Рис 6.2. Зависимость электронной
концентрации в атмосфере от вы-
соты
f > f волна уходит в космическое пространство. Поглощающие свойства ионо-
сферы зависят от колебаний свободных электронов. Когда электрон, возбужден-
ный волной, сталкивается с нейтральной молекулой или ионом газа, он отдает
энергию этой молекуле или иону. Таким образом, энергия волны превращается
в энергию движения частиц газа, т. е. в тепловую.
Ионосфера расположена на высоте от 60 до 1000 км. Высота и плотность
определяются интенсивностью ультрафиолетового излучения, которое убывает
по мере прохождения атмосферы, и плотностью амтмосферы, увеличивающейся
с уменьшением высоты. Ионосфера состоит из нескольких ионизированных об-
ластей, плавно переходящих одна в другую. На рис. 6.2 показана зависимость
электронной концентрации в атмосфере от высоты. В дневные часы возникают
четыре максимума ионизации: область D (высота 60—80 км), область Е (100—
120 км), область Fx (180—200 км) и область К2 (250—450 км). Часто эти области
называют слоями ионосферы. После захода Солнца прекращается ионизация
атмосферы и начинается процесс рекомбинации электронов, который более
бурно проходит в плотных слоях ат-
мосферы. Этим объясняется очень быст-
рое исчезновение наиболее низкого слоя
D. Также уменьшается и сливается со
слоем F2 слой Fv В ночные часы ионо-
сфера состоит только из двух ионизиро-
ванных областей: слоя Е пониженной
электронной концентрации и слоя Г3,
который в ночные часы обозначается
символом F без индекса.
Слои D, Е и Г, достаточно устойчи-
вые. Их электронная концентрация со-
ответствует средней величине солнечной
радиации и полностью определяется вы-
сотой Солнца над данной] точкой Земли.
Следовательно, ионизация максимальна
в летние полуденные часы. Поскольку
эти слои располагаются в более плотной
части атмосферы, где число столкновений свободных электронов с атомами газа
велико, они являются основными слоями, поглощающими энергию волн КВ диа-
пазона. Слой Г2 наиболее важен с точки зрения распространения пространст-
венных волн КВ диапазона. Его высота колеблется от 250 до 300 км в дневные
часы летом и от 150 до 300 км в зимние дни. Изменения высоты слоя связаны
с нагреванием атмосферы солнечными лучами, что увеличивает высоту слоя
и уменьшает его электронную концентрацию.
Слой F2 менее стабилен, чем нижележащие слои, что объясняется большей
зависимостью электронной концентрации от мгновенных изменений солнечной
активности, г. е. от интенсивности ультрафиолетового и рентгеновского излуче-
ний. Возможные пределы изменения высоты и концентрации слоя F2 показаны
на рис. 6.2 стрелками.
Средний уровень солнечной активности характеризуется относительным чис*
лом солнечных пятен II7, г. е. темных областей на хромосфере Солнца, с количе-
ством которых связан уровень солнечной радиации. Солнечная активность изме-
няется циклически с периодом 11,3 года. При этом W меняется от нескольких еди-
ниц до 100 и более. Годы, в течение которых W максимально, называют годами
максимальной солнечной активности; годы с минимальным значением IV' — го-
дами спокойного Солнца. Последний максимум солнечной активности прихо-
дился на 1480 г. Максимальное число пятен равнялось 178. В 1986 г. период
солнечной активности приближается к своему очередному минимуму. В различ-
ные периоды солнечной активности условия распространения коротких волн от-
личаются вследствие изменения ионизации ионосферы. Кроме 11-летнего цикла,
состояние ионосферы меняется с 27-дневным циклом — периодом обращения
Солнца вокруг своей оси. Это связано с неравномерным распределением пятен
на солнечной поверхности. Естественно, что уровень ионизации ионосферы пре-
терпевает и сезонные изменения, связанные с дозой радиации атмосферы се-
верного и южного полушарий в различное время года.
214
Учитывая указанные причины, можно сделать вывод о непрерывном измене-
нии состояния ионосферы от часа к часу, изо дня в день, из года в год, что при-
водит к соответствующим изменениям условий радиосвязи на КВ. Неоднород-
ность (слоистость) ионосферы объясняется неоднородностью атмосферы по вы-
соте как по газовому составу, так и по плотности, а также довольно широким
спектром излучений Солнца, вызывающих ионизацию. На рис. 6.2 на высоте
120—130 км штрихами показан слой Es, называемый спорадическим (г. е. нере-
гулярным!. Он представляет собой скопление электронных облаков и очень не-
равномерен по горизонтали. Время схществования этого слоя различно, но обыч-
но не превышает нескольких часов. Интересно, что этот слой часто перемещается
вдоль поверхности Земли со скоростью 300 км/ч.
Рассмотрим кратко влияние корпускулярных потоков Солнца на ионосферу.
Потоки корпускул, представляющих собой протоны, постоянно внедряются
в атмосферу Земли, вызывая дополнительную ионизацию, главным образом, плот-
ных слоев атмосферы в области слоя D. Эти же потоки, отклоняясь в магнитном
поле Земли, создают ионизацию слоев D и Е в полярных зонах до широты 6'1°
с центрами в геомагнитных полюсах Земли.
Увеличение электронной концентрации слоев D и Е приводит к внезапному
увеличению поглощения КВ в этих слоях. При этом нарушается радиосвязь на
многих направлениях. Помимо дополнительной ионизации нижних слоев ионо-
сферы, корпускулярный поток приводит к изменениям магнитного поля Земли,
так называемым магнитным бурям. Магнитная буря, в свою очередь, влияет
на ионосферу. В первой фазе бури происходит уменьшение электронной кон-
центрации слоя Ег за счет увеличения его толщины; во второй фазе отмечено уве-
личение ионизации слоев D и Е из за проникновения потока протонов глубоко
в атмосферу. Все это приводит к уменьшению критической частоты слоя г 2
и увеличению поглощения в слоях D и Е. Магнитные бури развиваются быстро.
Следует отметить, что магнитные бури начинаются на 18—36 ч позже начала
вспышки на Солнце. Это связано с временем задержки потока прогонов при их
пути от Солнца к Земле, поскольку скорость частц намного меньше скорости
электромагнитных волн.
Распространение пространственных волн. Пространственная волна, попа-
дая в ионосферу, меняет направление своего распространения и ослабляется
Механизм преломления волны достаточно сложен и обусловлен взаимодействием
волны со свободными электронами, которые колеблются под влиянием электри-
ческого поля волны. Это приводит к сдвигу фаз между токами смещения и элект-
ронной проводимости и изменению скорости распространения различных частей
фронта волны, в результате чего волна изменяет свой ну гь.
Чем сильнее ионизация, тем больше угол преломления на данной частоте,
и наоборот, чем меньше частота (больше длина волны) при данной ионизации,
гем больше угол преломления. Поскольку слои ионосферы имеют неодинаковую
электронную концентрацию по высоте, угол преломления различен в каждой
точке пути волны, и волна описывает плавную кривую при своем преломлении.
При расчетах принимают отражение волны в одной точке ионосферы, и путь вол-
ны от Земли к ионосфере и обратно изображают в виде прямых. Высоту этой
условной точки отражения называют кажущейся, или виртуальной.
Рассмотрим два крайних случая преломления волны в ионосфере. При дан-
ной величине ионизации можно найти такую максимальную частоту излучения,
при которой волна, посланная вертикально вверх, отклони 1ся к Земле. Эта час-
тота равна критической частоте д.р.
Если частота, излучения велика или ионизация недостаточна, волна, послан-
ная в ионосферу под максимально острым углом, в силу недостаточного прелом-
ления не вернется к Земле. На рис. 6.3 показана схема распространения КВ,
посланных в ионосферу под различными углами.
При частоте излучения выше критической имеется максимальный критиче-
ская угол излучения сркр, при котором волна еще возвращается к Земле. Чем
меньше угол падения волны на ионосферу, тем больше длина скачка волны на
Земле, т. е. больше дальность радиосвязи. Существует мертвая зона, в пределах
которой связь на данной длине волны невозможна, поскольку в ее пределах
земная волна уже затухла, а ионизация ионосферы недостаточна "для отраже-
ния волны с углами излучения, больше критического. Чем меньше критический
21а
угол излучения, тем больше мертвая зона. Очевидно, что с ростом длины волны
мертвая зона уменьшается из-за увеличения критического угла излучения. При
частоте, равной / , мертвая зона исчезает. Следует отметить, что напряженность
поля, создаваемая пространственной волной, обычно гораздо выше, чем напря-
Рис. 6.3. Схема распространения КВ
женность земной волны даже на расстоянии нескольких десятков километров
от передатчиков, несмотря на то что путь пространственной волны во много
раз длиннее.
Связь за счет одного отражения от наиболее высокого слоя Д2 при минималь-
ных углах излучения возможна на расстоянии до 3800 км. При отражении от
Рис. 6.4. Зависимость длины од-
ного скачка от угла излучения
для слоев и Е
других, более низких слоев, это расстояние
уменьшается. Например, в дневные часы роль
отражающего слоя может играть слой Е.
Дальность связи при этом не превышает
2000 км. Однако всем известно о возможности
связи на КВ с любой точкой Земли. Такая
радиосвязь возможна при многократном отра-
жении волны от ионосферы и поверхности Зем-
ли. Например, для достижения антипода вол-
на должна испытать шесть отражений. Ясно,
что при каждом отражении волна претерпевает
ослабление, зависящее от состояния ионосфе-
ры и свойств поверхности Земли в зонах отра-
жения. Чем меньше число отражений (скач-
ков) волны, тем выше напряженность поля
в месте приема. Поэтому стремятся уменьшить
число скачков за счет излучения энергии под
малыми углами к горизонту. На рис. 6. 4 по-
казан график зависимости длины одного скач-
ка .8 от угла излучения ср для средних зна-
чений высоты слоев F2 и Е. Однако слишком
малые углы излучения (меньше 1°) неэффек-
тивны из-за большого ослабления волны
в земной поверхности вблизи передающей
антенны.
В настоящее время принято считать,
что дальнее пространственное распростра-
нение волн КВ диапазона обусловлено так называемым рикошетным меха-
низмом, действие которого состоит в следующем. Волны, излученные под углом
меньше чем <ркр, при определенном состоянии слоя Д2не отражаются обратно
к Земле, а продолжают распространяться вдоль слояТ?2, испытывая при этом ма-
лое затухание. Часть энергии волны по пути распространения отклоняется
к Земле за счет рассеяния на неоднородностях и вертикальных наклонах ионо-
216
сферы. Такие вертикальные наклоны существуют в зонах восхода и захода
Солнца при изменениях высоты слоя и его ионизации. Именно этим объясняется
улучшение слышимости дальних станций в периоды восхода и захода Солнца
в местах расположения корреспондентов, обусловленное также низкой плот-
ностью поглощающих слоев D и Е в это время.
Подтверждением рикошетного механизма распространения радиоволн яв-
ляется многократное эхо. Сигнал, обошедший Землю первый раз, ослабляется
примерно на 100 дБ из-за поглощения энергии в слоях D и Е, а вторичное эхо
ослабляется всего на 3—5 дБ, поскольку волна не пересекает указанных слоев.
Рикошетное распространение может сочетаться со Скачковым распространением.
При этом, однако, затухание волны гораздо выше.
Для оценки возможности связи между двумя пунктами большее значение
имеет максимальная применимая часпипи (МПЧ), чем критическая. МПЧ —
это частота,*на которой возможна радиосвязь при угле излучения, необходимом
для получения отраженного сигнала в заданной точке. Очевидно, что при одина-
ковом состоянии ионосферы для более дальних связей (при меньших углах излу-
чения) МПЧ должна быть выше. Только на частотах, равных или меньших МПЧ,
возможна радиосвязь между данными точками. Волна с частотой, большей чем
МПЧ, не возвращается к Земле. Значение МПЧ меняется в течение суток и от
сезона к сезону. Значения МПЧ являются основой для составления прогнозов
распространения КВ на различных трассах и приведены в бюллетенях Инсти-
тута прикладной геофизики гидрометеослужбы СССР (г. Москва). Такие прогно-
зы составляют на основе регулярных зондирований ионосферы в различных
точках Земли, при которых определяется / и кажущаяся высота отражающего
слоя. Прогнозы составляют на сроки от одного дня до нескольких месяцев
вперед и используют для разработки расписания частот связи между конкретными
пунктами.
Связь на МПЧ позволяет получить в точке приема максимально возможную
напряженность поля. Если частота приема уменьшается по сравнению с МПЧ,
снижается и напряженность поля. Объясняется это увеличением поглощения
энергии радиоволны в слоях D и Е, которое обратно пропорционально квадрату
частоты. Ослабевая по мере снижения частоты, уровень полезного ситнала
понижается до уровня помех и шумов в месте приема, и связь становится невоз-
можной. Таким образом, можно ввести понятие о минимальной применимой
частоте, которая, естественно, зависит от мощности передатчика и коэффициента
усиления антенны, так как при прочих равных условиях более мощный пере-
датчик с остронаправленной антенной может работать на более низкой мини-
мальной применимой частоте.
В профессиональной радиосвязи существует понятие оптимальной приме-
нимой частоты (ОПЧ), которая на 10—15 % ниже МПЧ. Указанный запас
выбирается для увеличения надежности связи при внезапных изменениях МПЧ.
ОПЧ меняют в течение суток согласно прогнозу МПЧ. Радиолюбители-коротко-
волновики не имеют возможности произвольно изменять частоту своих передат-
чиков, так как работают в пределах отведенных диапазонов. Поэтому они пла-
нируют время для связи с данным районом Земного шара на данном диапазоне,
если МПЧ равна или превышает частоту данного диапазона для дайной трассы.
4. ТРОПОСФЕРНОЕ РАСПРОСТРАНЕНИЕ КОРОТКИХ ВОЛН
Работая на высокочастотных 10- и 15-метровых диапазонах, коротковол-
новики иногда сталкиваются с явлением прохождения земной волны на расстоя-
ния, намного превышающие обычные. Причина этого — преломление и отраже-
ние волны, излучаемой под низким углом к горизонту, в нижнем слое атмосферы
Земли, называемом тропосферой.
Преломление и отражение радиоволн в тропосфере связано с так называемой
температурной инверсией. Суть этого явления состоит в следующем. При нор-
мальном состоянии атмосферы температура ее нижних слоев изменяется в сред-
нем на 1 °C на каждые 100 м высоты. Однако в результате локальных атмосфер-
ных процессов, вследствие неравномерного нагревания воздуха, плавное изме-
нение температуры атмосферы нарушается. В тропосфере появляются области
воздуха с различными температурой н давлением с четко очерченными граница-
ми. Электрические характеристики таких областей (главным образом диэлектри-
217
ческая проницаемость) различные, в результате электромагнитная волна пре-
терпевает изменения при переходе в среду с отличными характеристиками. При
благоприятных условиях волна, излученная под низким углом к горизонту,
вновь отклоняется к Земле. Благодаря этому возможна связь иа расстояния до
нескольких сот километров.
Следует отметить, что степень преломления и отражения на неоднородно-
стях тропосферы увеличивается с частотой, в отличие ог прохождения волны
в ионосфере. Этим объясняется возможность дальней тропосферной связи на
наиболее высокочастотных КВ диапазонах. Дальняя тропосферная связь на
УКВ — довольно частое явление, хорошо знакомое ультракоротковолновикам.
В связи с нестабильностью процессов в тропосфере связь за счет тропосфер-
ного распространения характеризуется значительными изменениями уровня
принимаемого сигнала, частыми и глубокими замираниями. Кроме того, условия
тропосферного прохождения изменяются от часа к часу, изо дня в день. Наиболее
благоприятным для тропосферной радиосвязи считают вечернее и предрассвет-
ное время в начале лета и ранней осенью, но бывает и в-другие периоды года.
Более часто тропосферное прохождение наблюдается вблизи границы суши
с-большим водным бассейном.
С температурной инверсией в тропосфере связано также волноводное распро-
странение. Суть его состоит в том, что в тропосфере на различных высотах обра-
зуются два слоя с различными характеристиками, один из которых отклоняет
волну вверх, а другой — вниз. Благодаря этому волна распространяется на
большие расстояния с незначительным ослаблением. Такое прохождение волн
наблюдается в районах, где температурная инверсия проявляется на большой
территории ('в |ропических районах Земли, над морями и океанами).
5. ХАРАКТЕРИСТИКА ЛЮБИТЕЛЬСКИХ КВ ДИАПАЗОНОВ
160-метровый диапазон (1,85—1,95 МГц) является типичным ночным диапа-
зоном, и прохождение на нем во многом сходно с прохождением на средневолно-
вом вещательном диапазоне. В дневное время дальность связи не превышает
200—300 км из-за большого поглощения в нижних слоях ионосферы. В ночное
гремя дальность связи сильно зависит от времени года и уровня солнечной ак-
тивности. Наиболее благоприятны для дальних связей зимние ночи в периоды
минимума солнечной активности, когда уверенная связь может проводиться на
несколько тысяч километров. Особо дальние связи (более 10 000 км) обычно
возможны лишь в периоды восхода и захода Солнца, причем'если они совпадают
по времени у обоих корреспондентов. Это связано с рикошетным механизмом
распространения радиоволн и наличием наклона ионосферы в зонах восхода
и захода, обеспечивающим отражение восходящих и снижающихся лучей вол-
ны к Земле и кратчайшую длину пути волны через поглощающие слои. Диапазон
сильно подвержен атмосферным помехам особенно в ле1нее время года.
80-мет.ровый диапазон (3,5—3,65 МГц) пригоден для дальней связи в ночные
часы. В дневное время дальность связи не превышает 300 км, что объясняется
большим поглощением энергии волн в слое D. Дальняя связь в ночное время
также более трудна, чем на других диаиазонах, из-за малого уровня сигналов
дальних станций, вследствие существенного отличия частоты этого диапазона
от МПЧ для слоя Л2, а также из-за сильных помех от ближних радиостанций.
В летнее время на этом диапазоне мешают помехи от статических разрядов в ат-
мосфере. Лучшее время для наиболее дальних связей — рассветные часы и вре-
мя сразу же после захода Солнца. Дальнее прохождение на этом диапазоне улуч-
шается в зимнее время и в периоды минимума солнечной активности.
40-метровый диапазон (7—7,1 МГц). Характеристики этого диапазона во
многом схожи с характеристиками 80-метрового диапазона с тем отличием,
что проведение дальних радиосвязей менее трудно. В дневное время возможна
связь до 2000 км, мертвая зона при этом отсутствует или составляет несколько
десятков километров. В ночные часы возможна связь на любые расстояния,за
исключением пределов мертвой зоны, которая увеличивается до нескольких сот
километров. Часы смены темного периода суток на светлы!), и наоборот, наиболее
удобны для дальних связей, так как частоты диапазона приближаются к МПЧ
для слоя Г2 и плотность слоев D и Е в это время далека от максимума. Атмосфер-
ные помехи меиее выражены, чем в 80-метрсвсм диапазоне.
218
20-метровый диапазон (14—11,35 МГц) считают наиболее популярным для
связей на средние и дальние расстояния. В периоды максимумов солнечной ак-
тивности на нем можно проводить связи со всеми точками земного шара практи-
чески круглосуточно. В остальное время возможность установления дальних свя-
зей с тем или иным районом зависят от времени суток и состояния ионосферы.
Летом продолжительность прохождения на это.м диапазоне круглосуточная,
за исключением отдельных дней. Ночью возможны только дальние радиосвязи,
так как мертвая зона достигает 1,5—2 тыс. км. В дневное время размер мертвой
зоны уменьшается до 500—1000 км. При это.м ухудшаются условия для дальних
связей, хотя на некоторых трассах прохождение остается достаточно хорошим.
Зимой в годы минимального и средне! о уровней солнечной активности диапа-
зон «закрывается» спустя несколько часов после наступления темноты из-за
недостаточной остаточной ионизации слоя F2 и «открывается» вновь после рас-
света. При этом в дневное время возможно устойчивое дальнее прохождение на
многих направлениях из-за близости МПЧ к частоте диапазона. Атмосферные
помехи проявляются лишь при близости грозы к месту приема сигналов. Бла-
годаря своей относительной регулярности 20-метровый диапазон наиболее по-
пулярный.
15-метровьш диапазон (21—21,45 МГн) характеризуется большой зависи-
мостью условий от солнечной активности. В периоды максимума солнечной ак-
тивности диапазон «открыт» большую часть суток, в периоды минимума связь
возможна лишь в светлое время суток, но не во всякий день. Особенностью это-
го диапазона является то. что во время дальнего прохождения возможно уста-
новление уверенных радиосвязей при минимальной мощности передатчика, рав-
ной единицам ватт. Это объясняется малым отличием частоты диапазона от МПЧ.
В дни «среднего» прохождения наиболее устойчивые связи осуществляются
вдоль меридиана из северного полушария в южное, и наоборот, в светлое время
суток — на расстояние до 5000—6000 км. Это объясняется уменьшением степени
поглощения в ионосфере радиоволн, распространяющихся вдоль магнитных
силовых линий Земли (так называемый гиромагнитный эффек!).
Ближние связи до 2000—3000 км возможны также за счет отражения от
слоев Е и Es. При этом ширина мертвой зоны от 100—150 до 600—800 км. Связь
на расстояние до 1500 км возможна также за счет тропосферного распростране-
ния.
^-метровый диапазон (28—29,7 МГц) наиболее нестабильный из всех КВ
диапазонов. Он пригоден для дальней связи в дневные часы. В периоды макси-
мума солнечной активности дальняя связь может осуществляться и в темное вре-
мя суток. В остальное время диапазон обычно «открывается» на несколько дней
или недель при смене сезонов, т. е. весной и осенью. Мертвая зона достигает
2000—2500 км.
Поскольку этот диапазон граничит по частоте с УКВ диапазоном, многие
свойства распространения ультракоротких волн характерны и для распростра-
нения волн этого диапазона. Ближние связи могут осуществляться земной вол-
ной (до нескольких десятков километров) за счет отражения от слоя Es и тропо-
сферного прохождения (до 3000 км), а также за счет отражения от ионизироваь-
ных корпускулярным излучениям Солнца полярных областей ионосферы (зоны
полярных сияний или так называемых зон Авроры) и рассеивания на неодно-
родностях тропосферы.
Согласно решению Всемирной административной конференции по радиосвя-
зи 1979 г., радиолюбителям, начиная с 1982 г., по мере освобождения другими
радиослужбами диапазонов выделяются новые участки КВ диапазона: 30-мет-
ровый (10,1 — 10,15 МГц), 17-метровый (18,068—18,168 МГц) и 13-метровь'й
(24,89—24,99 МГц), занимающие промежуточное по частоте положение между
традиционными любительскими диапазонами. Очевидно, что характеристики
прохождения на этих диапазонах во многом сходны с характеристиками сосед-
них традиционных любительских диапазонов. Вместе с тем применение этих диа-
пазонов наряду со старыми позволит радиолюбителям более точно выбирать
диапазон для работы с дальними станциями благодаря приближению его час-
тоты к МПЧ для данного времени суток.
219
6. ОСОБЕННОСТИ РАСПРОСТРАНЕНИЯ КВ
Рис 6 5. Ход радиоволн при яв-
лении эха и связи между точка-
ми Л и В
Кроме циклических изменений характеристик ионосферы, а также неожи-
данных возмущений в ионосфере или магнитном поле Земли, распространение
КВ сопровождается замиранием сигналов. Замирание сигналов (пли фединги)
проявляются в непрерывном изменении уровня принимаемых сигналов. Глуби
на замираний сигналов может достигать нескольких десятков децибел, а частота
замираний колеблется от долей до десятков герц. Различают два вида замира-
ний общие, когда меняется уровень сигнала в целом, и избирательные, когда
замиранию подвергается узкая полоса частот сигнала, что при телефонной пере-
даче приводит к частотным искажениям.
Причиной замирания являются одновременно два фактора: многолучевость
распространения волны, т. е. отражение волны в разных точках ионосферы, и
непрерывное изменение характеристик (например, высоты отражения) ионосфе-
ры в этих точках. В результате в место приема приходит несколько лучей, дли-
на пути которых меняется, что приводит к изменению фаз приходящих сигналов.
При сложении лучей с различными фазами
происходит непрерывное взаимное усиление
или ослабление сигнала. Замирания ухудшают
качество связи, вызывают пропадание знаков
телеграфной азбуки или отдельных слов и фраз
при телефонной работе. Часто глубокие и про-
должительные замирания полностью нарушают
связь на несколько минут.
В профессиональных условиях для борьбы
с замираниями на КВ прием сигналов ведется
одновременно на две антенны, разнесенные
в пространстве на расстояние не менее 10 длин
волн, или путем передачи сигналов одновре-
менно на двух частотах. При этом измене-
ния уровня сигналов во времени в первом
и втором приемных трактах не совпадают,
благодаря чему имеется возможность авто-
матически выбирать более сильный сигнал и тем самым повысить качество
и надежность связи. В любительских условиях такая возможность отсутствует.
В этом случае можно несколько ослабить замирания, принимая сигнал по двум
каналам на две не разнесенные в пространстве антенны, но с различной поляри-
зацией (например, с вертикальной и горизонтальной). Волна, отразившись
от ионосферы, меняет свою поляризацию в зависимости от характеристики ионо-
сферы в данный момент времени и длины хода луча сквозь нее. Уровень сигнала
различных лучей, имеющих различную поляризацию, изменяется, что позволяет
выбирать в каждый момент времени наиболее сильный сигнал, уменьшив тем
самым время или глубину замираний. Интересно отметить, что при приеме на
антенны с перпендикулярной поляризацией (например, с вертикальной и горизон-
тальной) при минимуме сигнала одной поляризации обычно наблюдается макси-
мум сигнала с другой поляризацией.
Вторая особенность распространения КВ — явление эха. Различают два
вида эха ближнее и кругосветное. Ближнее эхо связано с отставанием сигнала,
идущего по более длинному пути при многолучевом распространении во време-
ни, от сигнала, идущего по короткому пути. Ближнее эхо заметно лишь прн пе-
редаче очень коротких импульсов. В любительской связи ближнее эхо практи-
чески незаметно из-за незначительного сдвига во времени и перекрытия обоих
сигналов.
Как известно, связь с л.юбым пунктом на Земле (за исключением антиподов)
возможна лишь двумя путями — коротким или длинным, т. е по кратчайшей
или наиболее длинной дугам, лежащим в одной плоскости, проходящей через
центр Земли. Обычно в течение суток наблюдаются более благоприятные
условия прохождения радиоволн для связи с дальними станциями по длинному
или короткому пути. Иногда дальние станции слышны одновременно с двух на-
правлений, причем сигнал, идущий по длинному пути, запаздывает по отноше-
нию к сигналу, идущему по короткому пути. Этот эффект называют дальним
зхо.
220
Дальнее эхо заметно при работе на высокочастотных КВ диапазонах. Су-
ществуют два пути распространения волны: по короткому, наименьшему пути
между двумя точками А и В (кривая 1 на рис. 6.5) и по длинному пути вокруг
Земного шара (кривая 2). Это так называемое обратное эхо. Возможно также
и прямое эхо (кривая 3), когда волна приходит в пункт приема В вторично, обо-
гнув Землю в прямом направлении. При определенных условиях отмечается
многократное эхо, когда волна несколько раз огибает Землю с незначительными
потерями. Основной способ борьбы с дальним эхо — это применение антенн
направленного действия.
Иногда направление прихода волны отличается до ±10° от плоскости, про-
ходящей через точки корреспондентов и центр Земли и образующей с поверх’
костью Земли так называемую большую окружность. Это объясняется непарал-
дельностью различных участков ионосферы поверхности Земли и, следователь-
но, отклонением волны не строго вниз.
7. ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ
Линии передачи служат для передачи энергии высокочастотных колебаний.
Их используют для соединения антенны радиостанции с передатчиком и приемни-
ком и отдельных узлов радиоаппаратуры между собой. Кроме того, линии
передачи могут работать как резонансные элементы: в колебательных контурах,
фильтрах, согласующих устройствах, резонансных изоляторах и т. п. Наиболее
часто в технике КВ связи применяют коаксиальные, двухпроводные и полосковые
линии. Линин передачи должны удовлетворять следующим требованиям: обла-
дать минимальными потерями энергии; не должны излучать или принимать
электромагнитные волны, т. е. антенный эффект должен отсутствовать; иметь
достаточную электрическую прочность.
Параметры линии передачи аналогичны параметрам колебательного конту-
ра, но в отличие от него не являются сосредоточенными, а равномерно распреде-
лены по длине линии- L — индуктивность проводников; С — емкость между
проводниками; R — активное сопротивление проводников; G — проводимость
диэлектрика линии. Параметры L и С характеризуют резонансные свойства ли-
нии, a R и G определяют потери (затухание) в ней. Чем меньше R и G, тем мень-
ше затухание, и свойства линии ближе к идеальной.В реальной линии от пара-
метра R зависят потери на нагревание проводников, от G — потери в диэлектри-
ке. Кроме перечисленных четырех первичных параметров линии вводятся два
вторичных параметра, имеющих важнейшее значение: волновое сопротивление
линии Zo и коэффициент затухания а.
Волновое сопротивление линии не зависит от ее длины (предполагается,
что геометрические и электрические параметры линии неизменны по всей ее
длине) и на радиочастотах равно Z =» |/ L/C. Чем меньше индуктивность и боль-
ше емкость, приходящиеся на единицу длины линии, тем меньше волновое со-
противление (характеристический импеданс). Оно имеет размерность ом.
Коэффициент затухания обычно выражается в децибелах на метр, дБ/м,
а = R/2Z0 + GZ0/2.
Для двухпроводной открытой линии в воздушной среде Zo = 276 1g 2S/d
(при условии S/d >2,5), где S — расстояние между осями проводников; d —
диаметр проводников. Для однопроводной воздушной линии, расположенной на
расстоянии h над плоским проводящим экраном, == 138 1g ih/d. Для коакси-
альной линии с воздушным диэлектриком Za = 138 lg D/d, где D — внутренний
диаметр наружного проводника; d — диаметр внутреннего проводника.
Если пространство между проводниками линии передачи заполнить ди-
электриком с относительной диэлектрической проницаемостью е, волновое сопро-
тивление уменьшится в /е раз по сравнению с воздушной линией тех же разме-
ров. Скорость распространения электромагнитных волн в такой линии (длина
волны) также уменьшается в)/е раз. В коаксиальных кабелях с изоляцией из
полиэтилена (е = 2,25) длина волны уменьшается в 1,5 раза по сравнению с дли-
ной волны в воздухе, т. е. электрическая длина такого кабеля в 1,5 раза больше
геометрической. Соответственно коэффициент укорочения /С = 0,66...0,67.
221
Ленточные кабели имеют Ху = 0,78....0,82, так как не все пространство между
проводниками заполнено диэлектриком. У воздушных линий Ху яа 0,98.
К одному концу линии передачи подключают источник радиочастотных ко-
лебаний, к другому — сопротивление нагрузки ZK. Если 2Н = Zo, отражения
от конца линии не происходит, и такой режим называется режимом бегущей
Рис. 6.6. Распределение напряжения и тока в линии при раз-
личном импедансе нагрузки
волны. В этом случае напряжение и ток вдоль всей линии постоянны по величине
(рис. 6.6, в} (предполагается, что затухание линии равно нулю).
Если линия на конце разомкнута (ZH = сю, рис. 6.6, д) или замкнута на-
коротко (ZH = 0, рие. 6.6, а), вея поступающая в линию энергия отражается от
конца линии и возвращается ко входу. Линия полностью рассогласована с нагруз-
кой. В результате взаимодействия падающей и отраженной волн в линии образу-
ются стоячие волны (режим стоячей волны). При этом в определенных точках
линии наблюдаются максимумы (пучности) и минимумы (узлы) напряжения и
тока. Стоячие волны напряжения и тока в линии сдвинуты относительно друг
222
друга на 90° (на четверть длины волны), что свидетельствует о реактивном ха-
рактере мощности стоячей волны. В пучности тока имеется узел напряжения,
и наоборот. Положение узлов и пучностей зависит от длины волны и от того,
замкнута или разомкнута линия.
Когда сопротивление нагрузки больше нуля и меньше бесконечности, но
пе равно волновому сопротивлению линии, падающая волна частично отражается
ог конца линии и в ней устанавливается режим смешанных (комбинированных)
волн.
Если нагрузка имеет активный характер и сопротивление нагрузки больше
сопротивления линии, фаза отраженной волны такая же, как и при разомкнутой
линии, но амплитуда отраженной волны меньше (рис. 6.6, б). Если же сопротив-
ление нагрузки меньше волнового сопротивления линии, распределение волн на-
пряжения и тока соответствует распределению волн в короткозамкнутой линии,
но резонансные явления менее выражены (рис. 6.6, ?).
Для оценки режима работы линии используют коэффициент бегущей волны
(КБВ), показывающий степень приближения режима линии к режиму бегущей
волны, в котором КБВ = 1. В этом случае отражения падающей волны не про-
исходит. В режиме стоячей волны КБВ = 0. Радиолюбители чаще пользуются:
коэффициентом стоячей волны (КСВ). Соотношение между ними следующее:
КСВ = 1/КБВ.
Если максимальное напряжение в линии (в пучности) обозначить !7макс, а ми-
нимальное- и№ля, то КСВ = имжс/итя, или КСВ =/макс//мин, где /макс и
Л» ии—соответственно максимальный и минимальный токи в линии. Если сопро-
тивление нагрузки больше сопротивления линии (ZH>Z0), KCB = ZH/Z0. Если же
Z., < Zo, то КСВ = Z„/ZH.
Мощность передается по реальной линии с наименьшими потерями, когда
КСВ = 1, т. е. в отсутствие стоячих волн. С ростом КСВ растут и потери, так
как ток и напряжение увеличиваются одновременно с ростом КСВ.Возрастание
тока увеличивает омические потери в проводниках, а возрастание напряжения —
потери в диэлектрике. При КСВ= 1 коаксиальные кабели диаметром!) = 4...5мм
имеют затухание 0,06 дБ/м на частоте 28 МГц. Увеличение диаметра кабеля сни-
жает потеря. На частоте 3,5 МГц потери примерно втрое меньше, чем на частоте
28 МГц. Наиболее часто радиолюбители применяют кабели диаметром 4—10 мм.
Отрезки такого кабеля длиной 25—30 м при КСВ = 1 имеют затухание 1—2 дБ
на частоте 23 МГц. При КСВ = 2 потери в таком отрезке кабеля возрастают всего
на 0,2—0,3 дБ, а при КСВ =3 — на 0,5—0,8 дБ. Поэтому КСВ < 2 приемлем
для получения заданного КПД линии передачи. Допустимы н более высокие
значения КСВ, если используют линии с малыми потерями — коаксиальные
кабели большого диаметра нли воздушные линии (последние имеют затухание
0,03 дБ^м на частоте 28 МГц, т. е. на порядок меньше, чем коаксиальные кабели).
При высоких значениях КСВ (5—10) режим работы линии близок к режиму
стоячей волны. В это.м случае для согласования с выходом передатчика длину Фи-
дера нельзя выбирать произвольно, она должна удозле-вэрягь определенны,:
требованиям, зависящим ог конкретных условий, т. е. от величины выходного
сопротивления передатчика и входного сопротивления антенны. Длина фидер-
ной линии, работающей в режиме бегущей волны, не оказывает влияния на ра-
боту антенно-фидерной системы и может быть произвольной.
Поскольку радиолюбитель является разработчиком антенно-фидерных
устройств своей радиостанции, он должен ясно представлять явления, происхо-
дящие в линии, особенно в режиме смешанных (комбинированных) волн. Напри-
мер, должен знать, что мощность, отраженная от несогласованной нагрузки, ниг-
де не теряется, за исключением потерь в линии на обратном пути к ее входному
концу. Отраженная волна возвращается в источник колебаний (вычитается из
падающей волны), и действие ее заключается только в уменьшении мощности,
потребляемой ог источника колебаний. Это равносильно рассогласованию меж-
ду выходным сопротивлением источника колебаний и сопротивлением на входных
зажимах линии. Чтобы добиться максимальной мощности в нагрузке, необхо-
димо отрегулировать связь источника с линией, чтобы активная мощность, под-
водимая к линии и далее к нагрузке, стала такой нее, какой должна быть при со-
гласованной нагрузке.
223
Коэффициент отражения /6отр, показывающий отношение напряжения (тока)
отраженной волны к напряжению (току) падающей волны, можно определить через
к КСВ — 1 1 — КБВ
Л°тр - ксв + j - j + КБВ .
Рассмотрим эти явления иа примере. Предположим, передатчик имеет вы-
ходйую мощность Р = 200 Вт и выходное сопротивление РЕЫХ — 50 Ом. Он свя-
зан с нагрузкой сопротивлением Za = 50 Ом отрезком коаксиального кабеля
с волновым сопротивлением 70 = 50 Ом. Затухание в кабеле для простоты при-
мем равным нулю (это допустимо, так как в реальных фидерах потери редко
превышают 20 %). Линия работает в режиме бегущей волны (КСВ = 1).
Напряжение в линии
= ]/PZ0 = V 200 50 = 100 В;
ток в линии
/0 = 1/Р/4 = /200/50 = 2 А.
Предположим, что по какой-то причине сопротивление нагрузки уменьшилось
в 3 раза (Z' = 16,7 Ом). Тогда КСВ = Zo/Z' = 50/16,7 = 3.
Коэффициент отражения
КСВ— 1 1
Дотр “ ксв + 1 - 2 '
Напряжение отраженной волны
^отр = Vo = 41o° = 5O В.
Максимальное и минимальное напряжения в линии
и макс = /> + />тр = 100 + 50 = 150 В; 6/мин = Uo - t/0Tp = 100 - 50 = 50 В.
Ток отраженной волны
Ч=М = г2=1А-
Максимальный и минимальный токи в линии
Ачакс = Аэтр = 2 -f- 1 = 3 А, /мин = /о 7отр — 2 1 = 1 А.
Мощность отраженной волны, возвращаемая в генератор,
2 /1 V
pOTP=*oV=(4j -2оо=5овт-
Мощность в нагрузке
Р „ = Р — Рптп = 200 — 50 = 150 Вт.
нагр отр
Коэффициент использования падающей мощности
^исп= W/’=I5°/200 = 0’75-
Таким образом, при КСВ = 3 нагрузка поглощает только 75 % мощности
падающей волны из-за рассогласования передатчика с линией, так как входное
сопротивление фидера не равно 50 Ом (оно может быть в данном случае 16,7
или 150 Ом или комплексным в зависимости от отношения длины линии к дли-
не волны). Поэтому необходимо отрегулировать связь передатчика с линией (а
также скомпенсировать возможную реактивную часть входного сопротивления
линии) таким образом, чтобы нагрузка по-прежнему поглощала 260 Вт, как при
КСВ = 1.
224
Если проводить расчет с учетом потерь в линии (например, 10 %), необхо-
димо помнить, что снизится не только мощность падающей волны, достигающей
кониа линии, но также снизится на 10 % и мощность отраженной волны, вер-
нувшейся к началу линии. При использовании длинных фидеров значение КСВ,
измеренное в линии возле передатчика, вследствие ослабления отраженной вол-
ны, заметно меньше значения КСВ, - измеренного у нагрузки (антенны). КСВ
обычно измеряют в помощью рефлектометров или мостовым методом [5, 6].
Если линия без потерь нагружена на индуктивность (рис, 6.6, е) или ем-
кость (рис. 6.6, ж), в линии устанавливается режим стоячей вблны. Положение
максимумов тока и напряжения зависит от индуктивного или емкостного сопро-
тивления на конце линии. В реальных схемах нагрузка (входное сопротивление
антенны) часто бывает комплексной. Ее можно представить как последовательное
соединение активного и реактивного сопротивлений, причем реактивное обычно
меньше активного. Поэтому распределение тока и напряжения в линии прибли-
жается к распределению при активной нагрузке. Если в линии существуют стоя-
чие или смешанные волны, линия по отношению к генератору имеет различное
входное сопротивление.
Разомкнутая линия длиной меньше четверти волны (/ < Х/4) имеет емкост-
ное входное сопротивление, т. е. эквивалентна емкости, подсоединенной к вход-
ным зажимам. При I — %/4 она эквивалентна последовательному колебательному
контуру, сопротивление которого минимально при резонансе (максимум тока
и минимум напряжения). При I > Х/4 входное сопротивление становится индук-
тивным, и при длине, равной половине X, разомкнутая линия эквивалентна па-
раллельному колебательному контуру, имеющему максимальное сопротивление
при резонансе (наблюдается максимум напряжения и минимум тока).
В короткозамкнутой линии той же длины, что и разомкнутая, картина меня-
ется на обратную. Нетрудно заметить, что входное сопротивление полуволново-
го отрезка линии (без потерь) равно сопротивлению, включенному на ее конце.
Это справедливо не только для случая, когда полуволновой отрезок на койне
замкнут или разомкнут, но для любого сопротивления нагрузки. Поэтому такой
отрезок линии называется также полуволновым повторителем: ZBX = ZH при
любом значении Zo.
Четвертьволновый отрезок обладает трансформирующим действием: если
сопротивление нагрузки меньше волнового сопротивления отрезка линии, то
ZBX>Z„ и Zbx=Zq/Zh. Волновое сопротивление четвертьволнового отрезка линии,
необходимое для согласования заданных сопротивлений ZBX и ZH, Zo = ]/ ZBXZH-
Таким же точно трансформирующим действием обладает отрезок длиной 3/4%, 5/4Х
и т. д., что равносильно последовательному включению четвертьволнового транс-
форматора и одного или нескольких полуволновых повторителей. Отрезок линии,
в котором укладывается целое число полуволн, также обладает свойствами полу-
волнового повторителя.
8. КВ АНТЕННЫ
Параметры антенн. Антенны служат дтя преобразования энергии токов вы-
сокой частоты в энергию электромагнитного поля при передаче и обратно при
приеме. По назначению антенны подразделяют на приемные, передающие и прием-
ио-передающие. Все характеристики антенн одинаковы при приеме и передаче,
поэтому любую передающую антенну можно использовать как приемную. В тс
же время не все приемные антенны можно эффективно использовать при переда-
че из-за малых размеров и высоты установки, из-за ограничений по допустимому
напряжению.
При подведении к антенне энергии ВЧ колебаний в ней протекает ток,
а между разными точками антенны возникает разность потенциалов. Вследствие
этого вокруг антенны в пространстве создается электромагнитное поле. Антен-
на характеризуется поляризацией поля излучения. Если вектор электрического
поля вертикален (излучающий проводник антенны расположен вертикально),
волна называется вертикально-поляризованной. Если излучатель горизонтален,
волна имеет горизонтальную поляризацию. При радиосвязи земной волной, осо-
бенно В пределах прямой видимости, сведения м поляризации необходимы для
225
взаимного согласования положения передающей и приемной антенн. Если про-
водник приемной антенны перпендикулярен вектору электрического поля падаю-
щей волны, ЭДС в антенне ие наводится. Вертикальные передающие антенны
создают значительно меньше помех телевизионным приемникам, имеющим ан-
тенны с горизонтальной поляризацией. При дальней КВ связи поляризация
принимаемого поля различна, так как вследствие отражения от ионосферы поля-
ризация поля изменяется во времени случайным образом.
Антенна представляет собой цепь с распределенными постоянными: индук-
тивностью, емкостью, сопротивлением. Поэтому в общем случае распределение
тока в антенне подобно распределению тока в длинной линии. Антенны можно
разделить на две группы, резонансные, в которых величина тока по длине
антенны изменяется, и нерезонансные (антенны бегущей волны), в которых ве-
личина тока вдоль антенны примерно постоянна. Если удаленный конец антенны
нагружен на активное сопротивление (второй вывод которого заземлен), равное
по величине волновому сопротивлению провода антенны, в ней устанавливается
бегущая волна, т. е. если пренебречь потерями энергии, ток по всей длине ан-
тенны будет иметь одинаковую величину. Однако антенна излучает энергию,
поэтому по мере удаления от точки питания ток в антенне снижается.
Если удаленный конец антенны свободен, в ней устанавливается режим
стоячей волны, для которого характерны пучности и узлы тока и напряжения.
На конце антенны ток равен нулю, а напряжение максимально. Антенна счита-
ется резонансной, если но ее длине укладывается целое число полуволн (для за-
земленного вертикального вибратора — целое число четвертей волны). Распре-
деление тока в резонансной антенне практически не отличается от распределе-
ния тока в длинной линии- ток и напряжение вдоль линии изменяются по сину-
соидальному закону, а их максимумы сдвинуты на расстояние, равное 1/4Х.
Сопротивление излучения антенны — это отношение напряжения (70 к току
/0 в пучности тока. Сопротивление излучения антенны можно представить как
сопротивление, которое, будучи внесено в пучность тока, рассеивает такую же
^.ощность Рнзл, какая излучается антенной,
^изл = Ризл^о = ад.
Напряжение и ток вдоль резонансной антенны изменяются, поэтому' и со-
противление анганны в разные точках будет различным. Мощность, излучаемую
антенной, можно вычисли:ь, определив действующее значение тока в пучности
/о и зная сопротивление излучения,
Р — !~R
' изл 1 о^язл'
Входное сопротивление антенны ( в точке питания)
2а = *изл + *п + /Л>
где Rn — сопротивление потерь, вызванное сопротивлением проводника току
высокой частоты (с учетом скин-эффекта), утечкой в изоляторах, вихревыми то-
ками в мачте, у вертикальных антенн — потерями в земле; Ха — реактивное
сопротивление антенны. Если антенна резонансная, Ха = 0. Ток в антенне
при этом максимален, а сопротивление антенны чисто активное. В этом случае
входное сопротивление обозначают как Ra.
КПД антенны н у ,
Та = ^излЛ^изл +
У горизонтальных антенн КВ диапазона via обычно близок к 1. В то же время
сопротивление потерь вертикальных заземленных антени (в радиолюбительском
исполнении) не менее нескольких ом при сопротивлении излучения 30 Ом,
поэтому их i)a < 1.
Ширина полосы пропускания антенны — полоса частот, в которой антенна
сохраняет достаточно высокие эксплуатационные свойства. Она определяется
заданными пределами неравномерности частотной характеристики антенны,
т. е. зависимостью ее полного входного сопротивления от частоты (отношением
226
Ха//? ). Чем больше Д„зл, тем шире полоса пропускания антенны. Поэтому пет-
левой вибратор (Дизл = 300 Ом) является широкополосной антенной, а короткие
вибраторы (длиной менее 1'4 7-) являются низкоэмными и потому узкополосными.
С другой стороны, толстый вибратор (диполь Надененко), имеющий меньшую
реактивность при одинаковых расстройках, чем обычный диполь, значительно
превосходит диполь в широкополосности. Ширину полосы пропускания, антенны
определяют и по другим критериям, например, по допустимому снижению коэф-
фициента, усиления или отношению вперед-назад у направленных антенн.
Диаграмма направленности передающей антенны показывает зависимость
напряженности поля, создаваемого антенной, от направления. При приеме диа-
грамма направленности такая же, как и при передаче. Диаграммы направлен-
ности КВ антенн обычно определяют в двух плоскостях' горизонтальной и вер-
тикальной. Шириной диаграммы направленности (главного лепестка) называют
угол между направлениями, в которых излучаемая мощность уменьшается рдвсе
(а напряженность поля — в 1,41 раза) по сравнению с максимальным значением.
И' 60° 70° 80° 00° 80’ 70’ 50’ 50°
Рис. 6.8. Диаграммы излучения в
вертикальной плоскости горизон-
Рчс. 6.7. Полуволновая антенна (ди
ПОЛЬ)
тально расположенного диполя при
Коэффициент направленного действия
(КНД) передающей антенны D показы-
вает, во сколько раз мощность, излучае-
мая антенной в главном направлении,
различной высоте подвеса:
1 *----- —h ==1/^К, ----- 1 —h —
=- / „л,----------h = Л
больше мощности, излучаемой (при одинаковой подводимой мощности) в этом
же направлении изотропным излучателем — антенной, имеющей сферическую
диаграмму направленности. Нередко КНД указывают относительно диполя, у ко-
торого КНД равен 1,64 (2,15 дБ) по сравнению с изотропным излучателем. Что-
бы получить КНД направленной антенны относительно диполя, необходимо из
КНД по изотропному излучателю вычесть 2,15 дБ.
Коэффициент усиления антенны (G) меньше ее КНД и определяется с уче-
том ее КПД:
G = Dr)a,
где D — КНД. У направленных КВ антенн обычно rja ~ 1, поэтому G ~ КНД.
Коэффициент защитного де firm,ня антенны F — отношение ЭДС антенны
при ориентации максимума ее диаграммы на источник сигнала к ЭДС, создавае-
мой антенной при ориентации ее определенным образом (например, отношение
вперед-назад, вперед-вбок).
Полуволновая антенна, или диполь (рнс. 6.7), является наиболее распростра-
ненной, используемой либо самостоятельно, либо как составная часть дру-
гих, более сложных антенн. Она представляет собой прямой проводник, электри-
ческая длина которого равна половине длины волны. Физическая длина диполя
несколько меньше Х/2 из-за конечной толщины проводника и связанной с этим
емкостью антенны по отношению к окружающим предметам, в первую очередь,
по отношению к земле. Дополнительная емкость антенны приводит к снижению
ее резонансной частоты.
Длина антенны, м, с учетом необходимого укорочения I •— 142 500//, где
f — средняя частота рабочего диапазона, кГц.
На рис. 6.7 показано распределение тока и напряжения вдоль антенны.
Входное сопротивление диполя, если питание подводится к середине диполя, ле-
жит в пределах от 60 до 80 Ом в зависимости от толщины проводника и вы-
соты подвеса h антенны над землей (при h больше 1МА). Поэтому для диполя
227
удобно подводить питание через коаксиальный кабель с волновым сопротивле-
нием 75 Ом.
Теоретическая диаграмма направленности диполя в горизонтальной плос-
кости представляет собой восьмерку с максимумами излучения, перпендикуляр-
ными линии антенны. Практическая диаграмма зависит от конкретных условий
работы антенны, обычно имеет слабовыраженные нули вдоль линии антенны и
тем больше отличается от идеальной восьмерки, чем больше проводящих (пере-
излучающих) предметов находится в непосредственной близости к антенне.
Несимметричность питания антенны также искажает диаграмму направленно-
сти, смещая ее лепестки в сторону половины диполя с большим током.
Диаграмма направленности в вертикальной плоскости зависит от высоты
подвеса антенны над землей. Это связано с тем, что земля отражает часть элект-
ромагнитной энергии, падающей на нее. Поле при удалении от антенны опреде-
ляется суммой прямых и отраженных волн. В точках пространства, где фазы
прямой н отраженной волн имеют один знак, поле усиливается; при сложении
волн с противоположными фазами поле ослабляется. На рис. 6.8 показаны диа-
граммы направленности в вертикальной плоскости для различных высот антен-
ны над землей.
Рис. 6.10. Длиннопроводная антенна
Разновидностью диполя является антенна «перевернутая 14 (рис. 6.9),
часто используемая для работы на 40- и 80-метровых диапазонах. Преимущест-
ва этой антенны — наличие лишь одной опоры в середине антенны; концы антен-
ны приближены к земле. Длина антенны выбирается короче длины диполя на
5—10 % из-за значительной емкости концов антенны по отношению к земле.
Входное сопротивление меньше, чем сопротивление диполя, и приближается
к 50 Ом, поэтому для питания антенны рекомендуется 50-омный коаксиальный
кабель.
Дллн.чопроводные антенны. Иногда радиолюбители применяют наиболее
простые антенны — отрезок провода, длина которого больше, чем Х/2. Такие
антенны принято называть длиннопроаодными (рис. 6.10). Диаграмма направлен-
ности в горизонтальной плоскости таких антенн и входное сопротивление зави-
сят от соотношения длины антенны и длины волны. С увеличением длины антен-
ны по отношению к длине волны диаграмма направленности все более отличается
от характерной для диполя восьмерки, количество лепестков диаграммы увеличива-
ется, и главные из них становятся более прижатыми к оси антенны. Иными
словами, антенна приобретает все более выраженные направленные свойства.
Определить входное сопротивление длиннопроводной антенны можно, учи-
тывая распределения напряжения и тока вдоль ее длины. Как известно, ток на
конце антенны разен нулю, а напряжение максимально. Откладывая значения
напряжения и тока по длине антенны, начиная от ее конца, получаем значения
напряжения и тока на входных зажимах антенны (t/BX, /вх). Их отношение
с учетом угла сдвига фаз между ними определяет комплексное входное сопро-
тивление. Величина и знак фазового угла между напряжением и током опреде-
ляют индуктивную или емкостную составляющую входного сопротивления ан-
тенны. Реактивную составляющую можно уменьшить или свести к нулю, если
длина антенны близка к величине, кратной А./2. В общем случае входное сопро-
тивление длиннопроводной антенны растет с увеличением ее длины, начиная от
90 до 170 Ом при питании антенны в пучности тока. Это связано с тем, что значе-
ние тока равно сумме токов: передатчика и тока отраженной волны от конца
антенны, который уменьшается по мере увеличения длины антенны. При пита-
нии антенны в других точках, и особенно в пучностях напряжения, входное
сопротивление антенны может достигать 2 кОм.
228
Длиннопроводную антенну подключают непосредственно к выходу передат-
чика (если предусмотрено согласование выходного контура с ацтенной в указан-
ном диапазоне сопротивлений) или через согласующий колебательный контур.
При работе с длиннопроводными антеннами необходимо обеспечить хорошее за-
земление передатчика, поскольку земля является вторым «антенным проводом»,
создающим электромагнитное поле.
Вертикальные антенны. Среди вертикальных антенн радиолюбители наи-
более часто используют антенны, высота которых %/4 или А./2 (рис. 6.11). Верти-
кальные антенны такой длины имеют прижатое к земле излучение в вертикаль-
ной плоскости при расположении антенны непосредственно над землей, что
является их положительным качеством при дальней радиосвязи и особенно в диа-
пазонах 40 и 80 м, где получение прижатого к земле излучения с помощью гори-
зонтальных антенн невозможно из-за ограниченной высоты подвеса. В горизон-
тальной плоскости диаграмма направленности представляет собой окружность,
Рис. 6.11. Распределение тока
антенне и диаграммы направленности в верти-
кальной плоскости:
а — на 7 МГц; б — на 14 МГц; в — на 21 МГц
в вертикальной
Рис. 6.12. Схема питания ан-
тенны в диапазоне 14 МГц
т. е. антенна всенаправленная. КПД вертикальной антенны высокий, если про-
водимость земли вблизи антенны достаточно высока. Поэтому при невозмож-
ности установки антенны на поверхности хорошо проводящей земли применяют
«искусственную землю», представляющую собой ряд радиально расходящихся
из-под основания антенны проводников длиной не меиее Х/4 каждый. Антенна
с «искусственной землей» носит название Ground Plane.
Входное сопротивление четвертьволновой вертикальной антенны равно
37 Ом. При высоте антенны Х/2 оно достигает нескольких сот или тысяч ом (в за-
висимости от диаметра вертикального проводника). Поскольку вертикальные
антенны обычно питают через коаксиальный кабель с волновым сопротивлением
50 или 75 Ом, для получения небольших КСВ в фидере необходимо применять
согласующее устройство. Например, при высоте антенны V4 можно применить
схему ^-согласования, при высоте антенны Х/2—согласующий параллельный
контур (см. рнс. 6.19, б). При многодиапазонной работе можно также использо-
вать несколько вертикальных проводников, включенных параллельно, настроив
каждый из них в резонанс на среднюю частоту диапазона.
Вертикальную антенну для работы на трех диапазонах разработал Л. Яй-
ленкоЙТбАА. Антенна предназначена для работы в диапазонах 7, 14 и 21 МГц.
Она проста в конструктивном отношении. Вертикальный излучатель, изготов-
ленный из дюралюминиевой трубы диаметром 40 мм, имеет высоту 9,9 м.
Распределение тока в антенне, а также диаграммы направленности в вертикаль-
ной плоскости в зависимости от диапазона (т. е. от соотношения высоты антенны
и длины волны) показаны на рис. 6.11. На 14 МГц антенна благодаря сужению
диаграммы в вертикальной плоскости дает усиление 1,8 дБ, на 21 МГц для опре-
деленных углов излучения усиление достигает 2,5—3 дБ.
229
В диапазонах 7 и 21 МГц антенна питается током, в диапазоне 14 МГц —
напряжением, поэтому иа 14 МГц при непосредственном питании коаксиальным
кабелем КСВ будет недопустимо большим. В данной конструкции согласование
антеины с фидером в диапазоне 14 МГц осуществляется путем применения не-
симметричного четвертьволнового трансформатора /рис. 6.12).
Волновое сопротивление применяемого кабеля 50 Ом, а сопротивление пи-
таемого с конца полуволнового вибратора при его диаметре 40 мм составляет
примерно 1230 Ом Поэтому волновое сопротивление согласующего трансформа-
тора должно быть 250 Ом Можно применять симметричный ЗСО-омный кабель
с учетом его коэффициента укорочения 'обычно 0,77—0,82 ) или воздушную ли-
нию. В диапазонах 7 и 21 МГц необходимо непосредственно соединять жилы
кабеля с основанием антенны.
Точки В и Г (рис. 6 12) можно соединить, согнув согласующий трансформа-
тор в круг или треугольник с плавными закруглениями. При соединении точек
В и Г работа трансформатора улучшается. Такое соединение оказалось возмож-
ным потому, что трансформатор питается несимметрично (при несимметричной
нагрузке) и нижний его провод служит в основном длясоз-
Т- —-* дания постоянной погонной емкости по отношению к верхне-
му проводу трансформатора. Гели точки ,А и В замкнуть,
трансформатор закоротился. В таком положении антенна
4 работает на 7 и 21 МГц. Согласующий трансформатор закора-
*г> чивается с помощью реле, расположенного у основания ан-
тенны и заключенного в герметичную коробку. Антенна уста-
новлена на фарфоровом изоляторе высотой 12 см. На диа-
-4 пазоне 14 МГц в основании антенны развивается большое
Рис. 6 13. Про-
стая антенна на
диапазон 160 м
напряжение (сотни вольт), поэтому изолятор должен иметь
малые потери и небольшую емкость. Антенна укрепляется на
опорной мачте высотой не менее 5 м над землей или над кры-
шей, так как она относится к разряду антенн Gionnd Pla-
ne, работающих с «искусственной землей». Противовесы чис-
лом не менее 4 (лучше 6—10) имеют длину 10,2 м, диаметр
провода 2 мм. При возможности рекомендуется добавить не-
сколько противовесов длиной 15,3 м. Это улучшит КПД антенны.
Согнутый в плавный треугольник согласующий трансформатор поддержи-
вается в пространстве (лучше под противовесами) с помощью двух деревянных
реек длиной 2 м. КСВ при питании 50-омным кабелем составляет менее 1,5 на
всех грех диапазонах.
Простая антенна для 160-метрового диапазона показана на рис. 6.13. Оиа
представляет собой отрезок провода длиной около 38 метров (что соответствует
>./4 на 160-метровом диапазоне), часть которого подвешена горизонтально. При-
чем, чем большая часть общей длины антенны приходится на вертикальную
часть, тем выше эффективность антенны. Эффективность антенны зависит и от
качества заземления. Лучше всего использовать специальное заземление: вби-
тый в сырую землю штырь, закопанный лист оцинкованного железа и т. п.
В крайнем случае можно использовать закрепленные в грунте металлические
конструкции. Недопустимо использовать в качестве заземления трубопроводы
водопровода и отопления, так как помимо низкого качества такого заземления
возможны сильные помехи приему радио и телевидения, а также ожоги высокой
частотой при прикосновении людей к трубопроводам.
Входное сопротивление антенны колеблется в пределах 20—50 Ом в зави-
симости от конфигурации антенны и ее расположения по отношению к другим
токопроводящим конструкциям.
Антенны направленного действия применяют все шире, поскольку они по-
зволяют сконцентрировать большую часть излучаемой энергии в определенном
направлении, увеличивая тем самым напряженность поля в месте приема и
уменьшая помехи в других направлениях, а также получать больший уровень
сигнала при приеме с этого направления. Радиолюбители наиболее широко
применяют два типа антенн направленного действия: типа «волновой канал»
и с рамочными вибраторами, среди которых чаще всего — антенны с вибратора-
ми в форме квадрата.
Антенна типа «волновой канал» представляет собой два или более полувол-
новых вибраторов, расположенных параллельно друг другу вдоль оси излуче-
230
ния антенны (рис. 6.14). Один из вибраторов активный, т. е. к нему подводится
(или от него отводится) высокочастотная энергия. Остальные вибраторы пас-
сивные, и ток в них создается за счет электромагнитной индукции полем актив-
ного вибратора. Изменяя длину пассивного вибратора и его расстояние от ак-
тивного вибратора, можно менять относительную фазу тока в нем. На этом и
основан принцип концентрации электромагнитной энергии в определенном на-
правлении. Фазу тока в [пассивном вибраторе устанавливают так, что его
собственное поле компенсирует поле активного вибратора при сложении в на-
правлении пассивного вибратора и оно ослабляется, а результирующее поле
в направлении активного вибратора усиливается. В этом случае принято гово-
рить, что пассивный вибратор работает как рефлектор. Если ж,е фаза тока в пас-
сивном вибраторе такова, что результирующее поле в направлении этого вибра-
тора увеличивается, а в противоположном уменьшается, пассивный вибратор
работает как директор. Очевидно, что фаза тока в директоре должна отличаться
от фазы тока в активном вибраторе на угол Дер, равный отношению расстояния
между вибраторами S к длине волны X, т. е. Дгр = S • 360°/%. При этом направ-
ленное действие антенны максимальное.
Антенна типа волновой канал может иметь один рефлектор или один дирек-
тор (двухэлементная), или один рефлектор и один или более директоров (трех-
и многоэлементная). Более одного рефлектора не применяют, поскольку поле
за первым рефлектором ослаблено настолько, что вклад дополнительных реф-
лекторов в диаграмму направленности антенны несущественен. Увеличение
числа директоров позволяет повысить коэффициент усиления антенны. Однако
количество директоров более четырех-пяти на КВ применяют сравнительно редко
из-за больших размеров антенн и замедления роста усиления антенны и[ коэф-
фициента направленного действия по мере увеличения их числа. Так, у двухэле-
ментной антенны типа «волновой канал» коэффнциен) усиления G по сравнению
с диполем равен 5 дБ, и отношение уровней сшналов вперед-на’ад F = 15...
17 дБ, у трехэлементной антенны G = 7,5 дБ и F = 20..,24 дБ, у четырехэле-
ментной 6 = 9 дБ н F = 24...28 дБ, у пятиэлементной <7=10 и F — 28...
30 дБ.
Полоса частот, в которой антенна работает удовлетворительно, составляет
2—2,5 % рабочей частоты для двухэлементной антенны и уменьшается до 1 96
для четыре^- и пятиэлементной, что соответствует полосе всею 280 кГц на
10-метровом диапазоне. Для расширения рабочего диапазона (за счет некоторого
снижения коэффициента усиления антенны го сравнению с максимально дости-
жимым) рекомендуется настраивать директор на наивысшей частоте рабочего
диапазона, а рефлектор — на самой низкой.
Как уже отмечалось, необходимую фазу тока в вибраторах антенны можно
устанавливать, изменяя расстояние между вибраторами или их длину. Опти-
мальные характеристики антенны получаются, когда расстояние между актив-
ным вибратором и рефлектором 0,15—0,25 7., а между активным вибратором и
циректором 0,1—0,27,. При расположении вибраторов на больших расстояниях
231
отстройка антенны (регулировка длины вибраторов) менее критична, а входное
сопротивление антенны больше, что облегчает согласование антенны с фидерной
линией. При максимальном разносе элементов КПД антенны и, следовательно,
коэффициент усиления более высоки. Однако при этом продольные размеры ан-
тенны значительны, что затрудняет ее конструирование и использование на
20-метровом и более длинноволновых диапазонах. Поэтому большая часть ко-
ротковолновиков использует трех- и четырехэлементные антенны с расстоянием
между элементами меньшим, чем показано на рис. 6.14.
ЮООн
е
Рнс. 6.15. Антенна типа
Log-Yagi
Согласование антенны с фидером (коаксиальным кабелем) осуществляют
обычно с помощью схем у- или й-согласование, поскольку входное сопротивле-
ние антенны 20—10 Ом. Для осуществления радиосвязей в различных направле-
ния антенну выполняют вращающейся. Среди радиолюбителей в последнее вре-
ма стали популярными многоэлементные антенны типа «волновой канал» с двух-
элементным активно питаемым возбуждающим вибратором. Такие антенны часто
Таблица 13
Диапазон, МГц Размеры, см
а ь С е f k 1 1 | m I n 1
28—29 430,5 504,2 530,86 471,2 481,3 461 — — — — —
28,5—29,5 422,9 495,3 520,7 462,9 472,4 452,8 102 97 318 230 84
29—30 416,56 487,7 513,1 455,3 464,8 445,6 — — — — —
21—21,5 588,3 650,г 737,7 649,6 638,3 — 143 256 352 — 105
В 5—14,5 893,4 987,4 1123,9 987,4 970,3 — 213 382 525 — 157
отзывают Log-Yagi, поскольку в них сочетаются принципы работы антенн Yagi
(«волновой канал») и логарифмически периодических антенн (возбуждающий
элемент) (рис. 6.15).
Как показывают расчеты и многочисленные эксперименты, такие антенны
имеют преимущества по сравнению с обычными типа волновой канал: большой
рабочий диапазон и снижение критичности настройки при согласовании с фи-
дером, повышенный КПД и, следовательно, большее усиление при равном числе
элементов. Входное сопротивление антенны приблизительно равно 200 Ом. Его
удобно согласовывать с 50-омным коаксиальным кабелем через согласующий
трансформатор (4 : 1).
В табл. 13 приведены размеры антеии типа Log-Yagi, оптимизированные
для различных участков 10-метрового диапазона (шестиэлементных) и пятиэле-
232
ментных антенн для 15- и 20-метровых диапазонов, рассчитанные В. Давыдовым
(UW9WR).
Антенны направленного действия с вибраторами, имеющими длину, равную
длине волны, и выполненными в виде рамки, широко применяют на КВ. Рамки
вибраторов располагают параллельно друг дру1 у, перпендикулярно оси излу-
чения антенны на тех же расстояниях, что и у антенны типа «волновой канат»
Как известно, входное сопротивление рамочного вибратора Ra длиной X
:ущественно выше, чем линейного полуволнового вибратора. Это означает, что
в многоэлементной антенне на основе рамочных вибраторов Ra больше, чем для
антенны типа волновой канал, а следовательно, КПД и полоса рабочих частот
шире, чем у антенны с равным числом линейных вибраторов. Многоэлементные
антенны на основе квадратных вибраторов имеют недостаток- антенна занимает
в пространстве определенный объем (в отличие от волнового канала, который
является плоской антенной); это затрудняет крепление мачты антенны с помощью
оттяжек. Кроме того, для поддержания рамок антенны, обычно выполняемых из
провода, необходимо применять достаточно длинные н прочные шесты из хоро-
шо изолирующего материала, не подверженного влияниям погодных условий.
Эти недостатки в значительной мере устранены в рамочной антенне, предложен-
ной С. Буниным UB5UN.
Антенна состоит из двух рамочных элементов, выполненных в виде грече-
ской буквы А (рнс. 6.16). Вибратор образован горизонтальной трубой А А (диа-
метром 15—30 мм) и проводами, соединяющими концы трубы АА с концом В
трубы ВС (того же диаметра, что и труба АА), укрепленной перпендикулярно
трубе АА в ее центре. При горизонтальной поляризации и симметрии тока в ан-
тенне не требуется изоляции вибратора от несущих элементов в точках В и С,
поскольку в этих точках имеются узлы напряжения. Однако если уверенности
в полной симметрии нет, то для исключения шунтирующего действия трубы ВС
достаточно изолировать провод АВА в точке В.
Труба СС является несущим элементом (бумом) антенны. Траверса DD"
предотвращает опрокидывание антенны. Питание активного элемента антенны
осуществляется с помощью схем у- или Й-согласования коаксиальным фидером
сопротивлением 75 или 50 Ом.
Геометрические размеры антенны: периметр вибратора равен 1,1 А, рассто: ние
между вибраторами 0,1 IX. Пассивный вибратор используют как директор. Рели
стороны вибратора равны, то длина трубы ВС равна 0.285Х
Настройку антенны удобно проводить в перевернутом ее положении С по-
мощью гетеродинного индикатора резонанса настраивают активный вибратор
на среднюю частоту рабочего диапазона, а частоту директора на 2—3 % выше.
Подстройку в резонанс производят скручиванием зачищенных проводов вибра-
торов в точке В. Затем с помощью испытательного генератора с горизонтально-
поляризованной антенной, отнесенного на расстояние 5—10 X, настраивают ан-
тенну на прием по максимальному отношению сигнала вперед-назад или макси-
мальному усилению также путем скручивания или раскручивания проводов ди-
ректора в точке Вг'. После настройки провода пропаивают и окончательно за-
крепляют на трубе ВС и В'СЛ Далее антенну возвращают в рабочее положение
и закрепляют траверсу DD'. Последним этапом в настройке антенны является
подгонка элементов согласующего устройства по минимуму КСВ
Антенну можно сделать многодиапазонной, поместив внутри основных вибра-
торов на наиболее низкочастотный диапазон проволочные Д-вибраторы на более
высокочастотные диапазоны, закрепив их верхним углом на трубе ВС и растянув
нижние углы с помощью капроновых веревок, прикрепленных к трубе АА. Пара-
метры данной антенны не отличаются от параметров антенн на основе квадратных
вибраторов (G = 5 5 дБ, Р = 20дБ), Добавляя рефлектор и дополнитель-
ные директоры, можно получить многоэлементную Д-антенну с более высокими
характеристиками.
При настройке антенн направленного действия следует иметь в виду, что
максимум коэффициента усиления не совпадает с максимумом отношения вперед-
назад. Обычно настройку антенн ведут на максимальное отношение сигнала впе-
ред-назад, так как ослабление сигналов с боковых и заднего направлений поз-
воляет дополнительно отстраиваться от помех при приеме путем пространствен-
ной ориентации антенны. Проигрыш в усилении антенны при этом незначите-
лен (0,51 дБ).
9 4-618 233
Повысился интерес радиолюбителей к широкополосным антеннам направ-
ленного действия с логарифмически-периодической структурой (рис. 6.17),
позволяющей сохранить параметры антенны в широком диапазоне частот (10—
30 МГц). Антенна имеет следующие параметры: коэффициент усиления 6 дБ,
входное сопротивление 200 Ом, F — 17 дБ. Как видно, параметры этой антенны
Рис. 6.17. Логарифмически-пе-
риодическая антенна на диапа-
зон 10 —30 МГн
близки к параметрам тре.хэлементного волно-
вого канала. Значения параметров можно при-
близить к параметрам многоэлементных од-
нодиапазонных антенн, уменьшая угол а при
вершине антенны, увеличивая длину антенны
и число ее элементов, однако, при этом уве-
личиваются ее металлоемкость и масса.
Ограниченность пространства для ус-
тановки антенн нередко заставляет радио-
любителей конструировать антенны с умень-
шенными линейными размерами вибра-
торов. Электрическое удлинение вибрато-
ров, т. е. компенсацию реактивной состав-
ляющей на заданной частоте, осуществляют
включением индуктивности в разрыв вибрато-
ра в пучности тока или вблизи от нее (при
этом величина индуктивности должна быть
больше) или подключением емкости между
точками пучностей напряжения, имеющими
противоположные знаки (рис. 6.18). В линей-
ном вибраторе емкость между его концами
можно увеличить с помощью проводящих кру-
гов или звездочек на его концах либо просто
утолщением вибраторов. Применяют и комби-
нированное удлинение вибратора с использо-
ванием обоих способов. Емкостное удлинение
предпочтительнее индуктивного, так как по-
зволяет получить эффективную длину вибра-
тора больше физической.
Укороченный вибратор при любом спосо-
бе электрического удлинения имеет меньшее
сопротивление излучения, чем полноразмер-
ный. Сопротивление излучения укороченного
настроенного вибратора (т. е. со скомпенси-
рованной реактивностью)
^изл. у ~ ^изл (^у/0®,
Рис. 6.18. Способ электри-
ческого удлинения укорочен-
ной антенны:
о — с помощью индуктивности в
пучности тока; б — с помощью
емкости в пучности напряжения
где /?изл — сопротивление излучения полноразмерного вибратора; 1у и I—длина
укороченного и полноразмерного вибраторов соответственно.
Уменьшение сопротивления излучения приводит к уменьшению КПД и,
следовательно, к снижению коэффициента усиления антенны. Сравним работу двух
диполей: полноразмерного, у которого сопротив-
ление излучения равно 73 Ом, и укороченного,
у которого Zy — 0,5Z . Допустим, что сопротив-
ления потерь одинаковы для обоих диполей
и равны 7?п = 5 Ом, тогда
/?изл у “ 73 (0,5)2 = уз . о,25 = 18,25 Ом.
КПД укороченного и полноразмерного диполей
Т)а у= 18,25/(18,254-5) = 0,78;
’ = 73/(73 4-5) = 0,93.
Как видим, КПД укороченной антенны замет-
но ниже полноразмерной. Существенно снижа-
ется и коэффициент усиления укороченных на-
правленных антенн, особенно многоэлементных,
234
поскольку их сопротивление излучения и без того понижено влиянием пассив-
ных эле'-енюк.
Вообще говоря, уменьшение размеров антенны неизбежно приводит к умень-
шению энергии, отбираемой или отдаваемой антенной в пространство. Потерю
энергии невозможно компенсировать никакими ухищрениями в самой ашеиге.
Эго следует иметь в виду при конструировании укороченных (уменьшенных)
антенн.
Укороченные антенны обладают большей зависимостью входного сопро-
тивления от частоты Эго означает, что входное сопротивление укороченной ан-
тенны согласуется с сопротивлением фидерной линии лишь в узком диапазоне
частот. Для расширения рабочего диапазона следует применять согласующие
устройства с перестройкой.
Питание антенн. Высокочастотная энергия от передатчика к антенне и от
аигенны к приемчику передается с помощью фидерной (питающей) линии. Фи-
деоные линии бывают двух типов: открытые и закрытые. Открытые фидерные
линии представляют собой линию из двух или четырех параллельных проводов,
диаметр которых и расстояние между ними определяют волновое сопротивлегие
линии. В качестве закрытых фидерных линий чаще всего используют коаксиаль-
ные кабели Несмотря на го что потеря высокочастотной энергии в коаксиаль-
ных кабелях значительно больше, чем в открытых линиях с воздушны.м диэлект-
риком, коаксиальные кабели применяют в качестве фидерных линий в подавля-
ющем большинстве случаев. Это связано с тем, чго при правильном подключении
фндера к антенне все электромагнитное поле заключено внутри кабеля, и кабель
можно прокладывать вблизи других проводов и проводящих сред. Согласование
антенны с фидером считают удовлетворительным, если КСВ фидерной линии не
поевышает 2. Эго соответствует отклонению величин входного сопротивления
антенны ог волнового сопротивления фидера не более чем в два раза. Согла-
сование входного сопротивления антенны с волновым сопротивлением фидера
осуществляют следующими способами.
Включают между фидером и антенной согласующую линию (рис. 6.19, а),
длина которой равна Х'4, а волновое сопротивление — среднему геометрическо-
му между волновы л сопротивлением фидера и входным сопротивлением антен-
ны, т. е. Zc = у Такой способ согласования применяют при работе в уз-
кой полосе частот. Применяют согласующий (настроенный) контур (рис. 6.19,6;.
Контур настраивают на рабочую частоту. Отводы от катушки L выполняют в точ-
ках, в которых сопротивление контура соответствует сопротивлению антенны
и фндера. Широкополосные трансформаторы позволяют согласовать сопротив-
ление в широкой полосе частот. На рис. 6.19,в и ? показаны схема и способ вы-
полнения широкополосного трансформатора для согласования сопротивлений
с соотношением 1 : 4 Трансформатор намотан на ферритовом кольце с ц = 50...
150 одновременно в два провода, концы которых соединяют, как показано на
рис. 6.19, в, число витков 15—20.
Применяют схемы у- (см. рис. 6.14) или й-согласования антенны с фидером.
Изменяя длину согласующей линии х, находят точку подсоединения этой линии
к вибратору, в которой сопротивление антенны соответствует сопротивлению
фидера. Конденсатор С служит для компенсации индуктивной составляющей
согласующей линии. Схема ^-согласования (рис. 6.19, о) позволяет выполнять
согласование без изменения длины линии путем изменения соотношения емкости
конденсаторов С1 и С2. Длина линии х = 0,05...0,06Л. Диаметр провода (труб-
ки) согласующей линии в обеих схемах в 2—5 раз меньше диаметра провода
(трубы) вибратора.
Сот тасование можно выполнить с помощью специальной линии, сопротив-
ление которой меняется от Z$ до Ra плавно по экспоненциальному закону
(рис. 6.19, е). Этот способ в любительской практике применяется редко из-за
большой требуемой длины линии и конструктивных сложностей ее изготов-
ления.
Часто кроме согласования сопротивлений возникает также необходимость
в питании антенны строго противофазными токами (в симметрировании питания
антенны). Симметрирование необходимо для устранения искажений диаграммы
направленности антенны за счет излучения фидера. Симметрирование можно осу-
ществить с помощью одной из схем, показанных на рис. 6.20. Схемы рис. 6.20, а
235
Рис. 6.19. Схема питания антенн:
а — через четвертьвольовый трансформатор; б — с помощью на-
строенного контура; в—через широкополосный трансформатор;
г—эскиз намотки трансформатора; д — схема 2-согласования;
i — согласование с помощью экспоненциальной линии
Rq.CUM ~Zq>
Rq.CUM 9Z(p
Zip, месим
‘ s
а
д
Рис. 6.20. Способ симметрирования питания антенн:
а — четвертьволновым стаканом; б — четвертьволновым отрезком линии; в —фер-
ритовым кольцом; г — с помощью U-колена; д — настроенным симметричным
контуром; е — широкополосным трансформатором без трансформации сопротив-
ления
и б представляют собой четвертьволновые линии, подключенные к автеггс и за-
короченные на конце. Такая линия обладает большим входным сопротивле-
нием, препятствующим появлений» тока во внешней оплетке кабеля, что равно-
значно созданию симметричных токов в обеих частях диполя. Четвертьволновый
запирающий отрезок работает лишь в узкой полосе частот.
Симметрирование в широкой полосе частот можно осуществить, если во
внешнюю оплетку' включить большое индуктивное сопротивление. На рис. 6.20,
в такое сопротивление выполнено за счет намотки кабеля на ферритовое кольцо
с магнитной проницаемостью в несколько сотен единиц. Этот способ симметриро-
вания предложил в 1959 г. Ю. Мединец (UBCL'G) Схема рис. 6.20, г не только
изменяет фазу во втором проводе вибратора на 180°, но и трансформирует сопро-
тивление антенны в четыре раза. Симметрирование можно выполнить и с по-
мощью согласующего колебательного контура или широкополосного трансфор-
матора (рис. 6.20, д и е). В широкополосном трансформаторе обмотки I, II и III
одинаковы и наматываются одновременно тремя проводами на ферритовом коль-
це со зизч"ниями ц до нескольких сотен. Число витков 15—25. Концы обмоток
От пере
датчика
КСВметр О'
Рис. 6.21. Схема универ-
салоного согласующего
ус тройства
_ZI а
У~\ 250
I
л/С 250
со диняют, как показано на схеме. Трансформатор хорошо работает в полосе
частот 3—30 МГц.
Выходной каскад передатчика или входной каскад приемника (трансивера)
обычно рассчитывают на согласование с активным сопротивлением 50—75 0м.
Радиолюбители часто применяют антенны, входное сопротивление которых не-
известно и содержит реактивную составляющую (длинный провод случайной
длины, антенну другого диапазона и т. п.). Подключать такую антенну непо-
средственно к передатчику, во-первых, бессмысленно из-за низкой эффективности
передачи энергии в антенну, а, во-вторых, небезопасно из-за возможности вы-
хода из строя деталей выходного каскада за счет перенапряжений при высоком
КСВ фидера. Совершенно недопустимо подключение случайной нагрузки к тран-
зисторному передатчику, где имеется опасность выхода нз строя мощных тран-
зисторов.
На рис. 6.21 показана схема универсального устройства для согласования
выходного сопротивления передатчика и входного приемника с комплексным
входным сопротивлением любой антенны. Устройство трансформирует активнее
сопротивление в сопротивление 50—75 Ом и компенсирует реактивною состав-
ляющую в диапазоне 3—30 МГц. Согласование контролируют КСВ-метрсм,
вктюченным между передатчиком и согласующим устройством по минимуму
стоячей волны. В согласующем устройстве использованы два конденсатора пе-
ременной емкости (один — сдвоенный) и катушка индуктивности с плавно пере-
мещаемым или переключаемым отводом. Она содержит 40 витков провода диа-
метром 2,2 м, намотанных на каркасе диаметром 80 мм с шагом 1 мм. Можно
использовать подходящую катушку с роликовым перемещаемым отводом от
промышленных радиопередатчиков.
Симметрирующий трансформатор Т1 применяют для подключения симмет-
ричного фидера. При этом замыкают переключатель .S. Трансформатор 71 кон-
структивно не отличается от трансформатора на рис. 6.19, в , г. Его выполняют
на нескольких (в зависимости от мощности передатчика) ферритовых кольцах
с магнитной проницаемостью [i = 50...400. Согласующее устройство распола-
гают в металлическом ящике подходящих размеров.
237
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Айзенберг Г, 3. Коротковолновые антенны.— М.: Связь, 1962.— 815 с.
2. Баранулько В. А. Особенности распространения радиоволн.— М.; Воен-
издат, 1964 — 192 с.
3. Долуханов М. П. Распространение радиоволн.— М.: Связь, 1965.— 400 с.
4. Калинин А. И., Черенкова Е. Л. Распространение радиоволн и работа
радиолиний—М • Связь, 1971.— 439 с.
5. Ротхаммель К. Антенны.— М.: Энергия, 1969.— 311 с.
6. The ARRL Antenna Book. USA, ARRL Inc., 1960.— 320 p.
Глава 7
ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
1. ПОЛУАВТОМАТИЧЕСКИЙ ТЕЛЕГРАФНЫЙ КЛЮЧ
В настоящее время большинство полуавтоматических ключей для передачи
телеграфной азбуки строят с использованием элементов цифровой техники. Наи-
более широко применяют две схемы ключей. Первая содержит мультивибратор,
вырабатывающий меандр (прямоугольные колебания со скважностью 2). Муль-
тивибратор запускается при нажатии манипулятора и является генератором
точек. Иногда предусматривается регулировка скважности в небольших преде-
лах, позволяющая изменять характер телеграфного сигнала по желанию опера-
тора. Для формирования тире импульсы с мультивибратора подают па триггер,
на выходе которого вырабатывается импульс длительностью в две точки. Затем
выходное напряжение мультивибратора и триггера подается на схему сложения
(схема ИЛИ), и на выходе ее получаются импульсы длительностью в три точки
с паузой длительностью в одну точку, т. е. последовательность тире. Схема
ключа обязательно содержит также цепи, обеспечивающие при кратковремен-
ном нажатии манипулятора формирование точек и тире нормальной длитель-
ности («самоподхват»). Скорость передачи регулируется путем изменения часто-
ты колебаний мультивибратора.
Вторая схема ключей содержит генератор коротких импульсов с регулируе-
мой частотой, которые подаются на два последовательно включенных триггера.
На выходе первого триггера образуются точки, на выходе второго— импульсы
длительностью в две точки. Тире формируется схемой сложения, как и в преды-
дущем случае. Такой ключ обеспечивает телеграфный сигнал со стандартным со-
отношением длительностей тире и точек: 3'1.
Ключи выполняют на интегральных микросхемах, иногда с применением
транзисторов. Ключи на бипотярных транзисторах и микросхемах типа ТТЛ
нередко дают сбои в условиях высокочастотных наводок ог передатчика. Сбои
объясняются детектирующими свойствами переходов транзисторов, низким уров-
нем порога переключения микросхем и их высоким быстродействием. Поэтому
ключи следует тщательно экранировать и блокировать по ВЧ соединительные
провода.
В схемах полуавтоматических телеграфных ключей предпочтительнее при-
менять элементы с более высоким пороюм срабатывания, с малыми быстродей-
ствием и потреблением энергии, например, элементы с МОП-сгруктурой (микро-
схемы серии К.176), на которых можно построить ключ с автономным питанием,
что удобно как в стационарных, так и в полевых условиях. Кроме того, питание
схемы ключа от встроенной в корпус батареи или аккумулятора устраняет
ВЧ наводки на соединительные провода.
На рис. 7.1 показана схема полуавтоматического ключа, разработанная
В. Кононовым (UY5VJ). Ключ содержит управляемый генератор импульсов с ре-
гулируемой частотой на элементах Dl,l—D1.3, триггер D2.1 (формирователь
тачек), триггер D2.2, схему сложения на диодах VD5, VD6, эмиттерный повто-
ритель на транзисторе VT1 и ключевой каскад на транзисторе VT2, в коллектор-
ную цепь которого включено электромагнитное реле или непосредственно мани-
пулируемый каскад передатчика. Схема работает следующим образом. При ней-
238
тральном положении манипулятора S/ на вход 1 элемента D 1.2 поступает ло-
I ическая «1» через резистор R1. Генератор заторможен: на выходе 11 инвертора
D 1.3 «/», на входе С триггера D 2.1 «О». Логическая «1» на входе R триггера
D 2.2 устанавливает «О» па его выходе (вывод 13). При переводе манипулятора
в положение «точки» на вход 1 элемента D1.2 поступает «О», генератор начинает
работать. Импульсы подаются на вход триггера D2.1, который формирует
точки, поступающие через диод VD5 и транзистор VT1 на вход ключевого кас-
када. Триггер D 2.2 при этом удерживается в исходном состоянии уровнем «I»,
поступающим на его вход R через резистор R 2. Цепь с диодами VD1 и VD2
обеспечивает передачу точки нормальной длительности даже при кратковремен-
ном замыкании манипулятора.
При переводе манипулятора в положение «тире» генератор импульсов
и триггер D 2.1 работают как и в положении «точки», однако со входа R тригге-
ра D 2.2 снимается запрет, и он изменяет свое состояние под действием импуль»
Рис. 7 .1. Схема
полуавтомати-
ческого ключа
па микросхемах
сов с триггера D 2.1. Цепь с диодами VD5 и VD6 образуе; схему ИЛИ, импульсы
с выходов триггеров D 2.1 и D 2.2„суммируются на входе транзистора VT1,
формируя гире. Цепь с диодами VD1 — VD4 обеспечивает передачу тире даже при
кратковременном замыкании манипулятора. Ключ формирует стандартный код
Морзе на всех скоростях.
Схема ключа потребляет ток менее 0,1 мА в паузе' и около 1,5 мА в мохент
передачи знака (при манипуляции передатчика с помощью ключевого каскада).
Если напряжение и юк в манипулируемой цени превышают соответственно 30 В
и 100 мА, транзистор VT2 следует заменить на более высоковольтный (например,
КТ605Б). При необходимости в цепь коллектора транзистора VT2 можно вклю-
чить электромагнитное реле (на рис. 7.1 показано пунктиром). Реле располагают
или в корпусе ключа, и тогда оно питается от батареи ключа (показано на схе-
ме), или в корпусе передатчика (тогда оно питается от цепей передатчика). В
схеме ключа можно использовать реле РЭС-41 — РЭС-44, РЭС-55 с потреблением
юка 5—20 .мА или самодельное с мат нитоуправляемым коптактсм КЭМ 3,
расположенным в катушке, содержащей 5—6 гыс. витков провода диаметром
0,1—0,14 мм. Такое реле имеет ток срабатывания ие более 5 мА, что обеспечивает
работу ключа ог двух батарей 3336 (КБС) в течение нескольких месяцев при
ежедневной работе.
2. ЧАСТОТОМЕР — ЦИФРОВАЯ ШКАЛА НАСТРОНКИ
Использование частотомера в качестве шкалы настройки дзет следующие
пэеимущества по сравнению с механическими и оптическими шкалами' высокую
г юность отсчета частоты (0,1 кГц и выше); использование одной шкалы для дв^х
и более ГПД, что важно, когда прием и передача ведутся на разных частотах;
возможность «запоминания» определенной частоты (например, частоты редкой
239
дальней станции) с последующей ее индикацией по желанию оператора: отсут-
ствие субьективной ошибки в отсчете частоты и необходимости в периодиче-
ской корректировке шкалы, что предотвращает случайный выход за пределы
выделенных радиолюбителям частот.
Однако связная любительская аппаратура с цифровым отсчетом частоты не-
редко для удобства снабжается также грубой стрелочной (аналоговой) шкалсй
с делениями по 50—100 кГц. Такая шкала видна полностью или в большей части
и позволяет наглядно представить любительский диапазон как участок, отрезок
шкалы частот, а не как разность цифр, а также дает оператору мгновенное пред-
ставление о положении частоты радиостанции в пределах диапазона. Это объяс-
цифровые индикаторы
□__3_Г £__Е
Дешифраторы
Запоминающее
устройство
♦ ~~
Десятичные
счетчики
Г - f ~
Управляющее
устройство
Делитель
I ~
Кварцевый генератор
_ Формирующее
устройство
ГП
Входы
Рис. 7.2. Структурная
схема цифровой ш талы
няется тем, чю человеку свойственно мыслить ье
цифрами, а полуколичественными представлениями
типа больше-меньше, ближе-дальше и т. п. Следует
отметить также, что долго смотреть на цифровую
шкалу утомительно, цифры отвлекают внимание опе-
ратора, что бывает помехой в тяжелых условиях
приема. Поэтому аналоговая шкала размещается
обычно непосредственно возле ручки настройки,
а цифровая — выше или в стороне и служит для спра-
вок о точном значении частоты.
Частота настройки приемника (передатчика) оп-
ределяется частотами его гетеродинов. При однократ-
ном преобразовании сигнала необходимо учитывать
частоты двух гетеродинов, при двойном преобра-
зовании — трех. В соответствии с этим частото-
мер — цифровая шкала настройки имеет два или
три входа (рис. 7.2). Число разрядов панели инди-
кации обычно на один меньше числа разрядов счетчи-
ка, так как в связи с неопределенностью (на ±1)
состояния младшего разряда счетчика оно не инди-
цируется. При цене единицы младшею разряда
шкалы в 1 кГц период накопления импульсов состав-
ляет Юле, при цене 0,1 кГц— 100 мс. После оконча-
ния счета информация из счетчика переписывается
в запоминающее устройство и индицируется. Счет-
чик переводится в нулевое состояние, и начинается
новый цикл счета.
Работа всей цифровой шкалы управляется ус-
тройством, которое получает тактовые импульсы
с частотой 10—100 Гц через делитель от кварцевого
генератора, работающего на частоте 0,1 или 1 МГц. Точность показаний циф-
ровой шкалы и стабильность их во времени определяются точностью и стабиль-
ностью кварцевого генератора, который калибруется по образцовому источнику
частоты или по заводскому частотомеру.
Большинство схем современной любительской приемно-передающей аппа-
ратуры в одних диапазонах использует сложение частот гетеродинов, в других—
вычитание или то и другое. Частоты всех гетеродинов считаются поочередно.
Например, в первые 10 мс иа счетчик поступают колебания кварцевого гетеро-
дина, в следующие 10 мс — плавного, затем — опорного. Сложение или вычи-
тание частот (т. е. числа импульсов) выполняется непосредственно в реверсивг ом
счетчике. Дтя учета знака действия (плюса или минуса) управляющее устройство,
коммутирующее прямой и обратный входы реверсивного счетчика с выходами
ге:еродинов, соединяют с переключателем диапазонов.
Следует отметить, что при приеме ТЛГ сигналов показания цифровой шкалы
отличаются от истинной частоты сигнала на величину частоты звуковых биений
(0,7—1 кГц). Это необходимо помнить или вводить в счетчик соответствующую
поправку. При приеме ОМ сигналов, если приемник настроен точно, индици-
руется частота подавленной несущей сигнала.
Цифровая шкала — довольно сложное устройство: содержит 25—30 микро-
схем средней и малой степеней интеграции.
Существуют способы, позволяющие упростить цифровую шкалу. Несбязг-
тельно подсчитывать частоту колебаний кварцевых генераторов приемника или
240
передатчика: она достаточно стабильна (необходимо только убедиться, что час-
тота их соответствует заданной, и в случае необходимости подстроить ее). Вмес-
то измерения частоты кварцевого генератора ее значение искусственно вводится
в счетчик, и можно ограничиться одним входом.
Предположим, необходимо разработать пятиразрядную цифровую шкалу
с ценой младшего разряда 1 кГц для трансивера с плавным первым гетеродином
и промежуточной частотой 5300 кГц, в котором в диапазонах 10, 15 и 20 м час-
тота колебаний 5300 кГц при передаче добавляется к частоте колебаний ГПД,
а в диапазонах 40 и 80 м — вычитается. При работе в диапазонах 10, 15 и 20 м
после сброса в счетчик перед началом счета записывается промежуточная частота
5300 кГц. Тогда счет начинается не с нуля, а с этого значения, и счетчик показы-
вает соответственно не частоту ГПД, а рабочую. Для работы шкалы в диапазо-
нах 40 и 80 м (прн вычитании частот) необязательно применять реверсивный
счетчик. Достаточно ввести в обычный счетчик число, которое необходимо доба-
вить к значенио промежуточной частоты, чтобы получить 100 000 кГц (дополни-
тельное число). В нашем примере оно составит 94 700. При работе, например,
на частоте 7020 кГц частота плавного гетеродина (12 320 кГц) складывается
с дополнительным числом. Счетчик должен показать 107 020, но ввиду перепол-
нения цифра шестого разряда теряется и счетчик покажет частоту 07 020 кГц.
В диапазонах 40 и 80 м цифру десятков мегагерц можно вообще гасить (тогда
дополнительное число будет -1700).
Используя то обстоятельство, что ширина диапазонов любительской связ-
ной аппаратуры менее 1 МГц /обычно 500 кГц), в большинстве случаев можно
упростить счетчик, отказавшись от счета единиц и десятков мегагерц и уста-
навливать их значения с помощью переключателя диапазонов. Если промежуточ-
ная частота равна целому числу мегатерц (например, 5 или 9 МГц), счетчик мож-
но еще упростить, так как нет необходимости записывать в него дополнительнее
число. Дальнейшего упрощения счетчгка можно добиться, исключив запомт на-
ющее устройство и применив дешифраторы с памятью (например, К176ИД2).
Можно и другим способом обойтись без запоминающего устройства, чередуя
периоды счета и индикации, причем во время счета индикация гасится. Если
периоды индикации следуют достаточно часто (25 раз в секунду или чаше), мс.’ь-
кания цифр незаметно, а падение яркости по сравнению с непрерывной индика-
цией можно компенсировать некоторым увеличением тока или напряжения на
индикаторах.
На рис. 7.3 показана схема частотомера для трансивера с промежуточной
частотой 9 МГц, разработанная UY5VJ. Частотомер имеет четыре счетных и три
индицируемых разряда: единицы, десятки и сотни килогерц. Цифра мегагерц
определяется положением переключателя диапазонов и добавляется «в уме'.
В 10-метровом диапазоне трансивер перекрывает частоты 28—29 МГц. Транси-
вер имеет также простую аналоговую шкалу, связанную с осью переменною
конденсатора. По этой шкале можно определять цифру мегагерц (28 или 29),
если потребуется полное перекрытие диапазона 28—29,7 МГц,
Кварцевый генератор частотомера собран на элементах D 1.1 и D1.2. Точ-
ное значение частоты устанавливается подбором конденсатора С. Элемент
D1.3 — инвертор-формирователь, D2—D5 — линейка делителей, на выходе кото-
рой получаются импульсы длительностью 0,5 мкс и частотой 100 Гц. Сьч
поступают на триггер D6.1, на выходах которого поочередно получаются импульсы
длительностью 10 мс (второй триггер микросхемы D6 не используется). Выход
Q соединен со входами гашения дешифраторов D10, D12, D14. С выхода Q триг-
гера D6.1 импульс длительностью 10 мс подается на вход 8 счетчика D8 и разре-
шает счет импульсов измеряемой частоты, поступающих на вход 9 этого же счет-
чика с формирователя, собранного на транзисторе VT1. В счетчиках D9, D11,
D13 накопляются значения сотен, десятков и единиц килогерц. Во-время на-
бора импульсов индикация отсутствует, так как дешифраторы погашены.
Через 10 мс триггер D6.1 опрокидывается, счет импульсов прекращается, на
входы 4 дешифраторов поступает разрешающий нмпульс, и на индикаторах ото-
бражается записанное значение частоты (число мегагерц теряется). Период ин-
дикации длится также 10 мс. В конце его с выходов микросхем D5 и D6.1 с по-
мощью элементов D1.4, D7.1 и D7.2 формируется импульс сброса длительностью
0,5 мкс, устанавливающий счетчики в нулевое состояние, затем цикл повторя-
ется. Длительность цикла 20 мс, т. е. информация обновляется 50 раз в секунду.
241
Г
I
VD1,VD2 КД503А
VTI КТ3755
Д1,Д7 К155М3
D2-D5,DS К155ИЕ1
36 К155ТМ2
D9.DU.D13 К155ИЕ2
Ш0,Д12,1М К5НИД2
I
Рис. 7.3. Схе.'.а частотомера
tS
-----------------------------------------------------------------------------------------------------------------------1
При работе в диапазоне 10 м частота ГПД достигает 20 МГц, что превышает
паспортное значение максимальной частоты счета (10 МГц) для микросхемы
К155ИЕ1 (D8). Большинство таких микросхем, однако, работают до частот
18—20 МГц, некоторые и ьыше. Для счетчика необходимо подобрать такую
микросхему, которая работает на частотах 20—21 МГц, подав на вход счетчика
сигнал с ГСС напряжением 200—300 мВ. Счетчик собран на двух печатных пла-
тах размером 55 X 70 мм. На одной установлен кварцевый резонатор и микро-
схемы D1—D7, на второй — микросхемы D8—D14, формирователь входного
сигнала и индикаторы типа АЛС324Б. Платы соединяют стойками на расстоя-
нии 10 мм друг от друга и устанавливают за передней панелью трансивера так,
чтобы цифры были видны в окне панели.
Описанный счетчик можно приспособить для трансиверов с промежуточной
частотой 5 МГц, добавив между входным формирователем и микросхемой D8
еще одну микросхему — быстродействующий триггер К131ТВ1. Диапазон счет-
чика расширится до 30—35 МГц. Поскольку число импульсов в счетчиках умень-
шается вдвое, необходимо вдвое увеличить время счета (и индикации). Для это-
го после триггера D6.1 включают неиспользуемый триггер D6.2 и снимают уп-
равляющие импульсы с его выходов. Полный цикл измерения (счет, индикация
и сброс) составит 40 мс, т. е. информация обновляется 25 раз в секунду.
В счетчике вместо светодиодных индикаторов АЛС324Б и дешифраторов
К514ИД2 можно применить более распространенные газоразрядные индикаторы
ИН-12, ИН-17 и дешифраторы К155ИД1, выполнив схему гашения на транзи-
сторных ключах по одному на каждый индикатор.
Поскольку цифровые устройства обычно имеют низкое входное сопротивле-
ние и соединяются с гетеродинами отрезками коаксиальных кабелей, необхо-
димо подсоединять их через согласующие устройства, например, истоковые по-
вторители. Цифровые устройства генерируютгширокий спектр помех радиопри-
ему и сами подвержены влиянию ВЧ наводок от радиопередающей аппаратуры,
приводящих к сбоям. Поэтому необходимо тщательно экранировать цифровые
устройства и осуществлять ВЧ развязку проводов питания.
3. ИЗМЕРИТЕЛЬ КОЭФФИЦИЕНТА СТОЯЧЕЙ ВОЛНЫ
ДЛЯ ЛИНИИ С ВОЛНОВЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ 50 И 75 Ом
Прибор дтя измерения КСВ, разработанный Э. Гуткиным (UB5CE), пред-
ставляет собой одну пз разновидностей рефлектометров с токовым трансформато-
ром. Схема прибора показана на рис. 7.4. Прибор работает следующим образом.
С делителя С1СЗ снимается часть ВЧ напряжения, действующего в линии, и по-
дается на среднюю точку вторичной обмотки токового трансформатора Т1. Во
вторичной обмотке наводится ВЧ напряжение, пропорциональное току в липин.
Напряжения на концах вторичной обмотки противофазны по отношению к сред-
ней точке. Если нагрузка согласована с линией, напряжение и ток в линии сов-
падают по фазе, поэтому на одном конце вторичной обмотки будет сумма напря-
жения емкостного делителя и обмотки, на другом — разность. Регулируя выход-
ное напряжение делителя подбором его емкостей, можно эту разность свести
к нулю, т. е. сбалансировать схему.
Схема позволяет измерять КСВ в фидерах с сопротивлением 50 и 75 Ом с
применением одного балансировочного конденсатора. Прибор используется
в линиях сопротивления 50 Ом при разомкнутом переключателе S1. В линиях
сопротивлением 75 Ом при одной и той же мощности напряжение выше, поэтому
для снижения выходного напряжения делителя параллельно конденсатору СЗ
подключают конденсатор С2. Трансформатор Т1 изготовлен на ферритовом коль-
це размером к20 X 10 X 5 м.м с проницаемостью 20—30. Первичная обмотка
представляет собой короткий отрезок (до 10 см) коаксиального кабеля, продето-
го в кольцо и соединяющего разъемы XI и Х2. Наружная изоляция с кабеля
не снимается, а оплетка соединяется с латунным корпусом прибора только с од-
ной стороны и служит электростатическим экраном. Вторым проводником линии
служит корпус прибора. Вторичная обмотка содержит 2 X 24 витка провоза
ПЭЛШОО,15, намотанных по всей окружности кольца. В приборе использиот
микроамперметры на 50—200 мкА. Прибор можно выполнить в одном корпусе,
однако иногда целесообразно микроамперметр, переключатель S2 н регулятор
243
R3 поместить в отдельный блок (индикатор), а остальную часть схемы (ВЧ го-
ловку) вынести в удобное место (антенный щит, выход передатчика) и соединить
с индикатором экранированным кабелем.
Вначале прибор настраивают при нагрузке 50 Ом (переключатель 5/ разом*
кнут). Для настройки достаточна мощность 10—20 Вт. Нагрузка (например,
10 г араллельно соединенных резисторов МЛТ-2 по 510 Ом) подключается к разъе-
му Х2, передатчик — к разъему Х1\ можно и наоборот, так как схема симмет-
рична. Изменяя емкость конденсатора С1 изолированной отверткой, добиваются
нулевых показаний микроамперметра в одном из положений переключателя 52,
например, «отраженная волна» — «Отр.». В другом положении («падающая вол-
на» — «Пад.») напряжение с катушки и делителя суммируется, поэтому нуле-
вых показаний получить невозможно. Затем прибор настраивают при нагрузке
75 Ом (переключатель S1 замкнут) В качестве конденсатора С2 временно корот-
кими проводниками подсоединяют переменный конденсатор емкостью 150—
200 пФ и изменением его величины добиваются нулевых показаний микроампер-
Рис. 7 А. Схема
измерителя КСВ
с токовым транс-
форматором
метра, не трогая конденсатора С1. Затем
измеряют емкость переменного конденсато-
ра и заменяют его постоянным такой же
емкости. Конденсатор С1 должен быть воз-
душным, конденсаторы С2—С6 — керами-
ческими.
Для измерения КСВ в реальной линии
ее подключают к прибору, подают ВЧ мощ-
ность от передатчика и снимают показания
прибора: (7пад и £/ в соответствующих
положениях переключателя S2. Тогда
KCR — 1 ^отР^паД
микроамперметра установить
установить Uaa^ = 1. В этом случае
Шкалу микроамперметра целесообраз-
но оцифровать от нуля до единицы через
0,1. Определение КСВ упрощается, если
в положении S2 «падающая волна» стрелку
регулятором R3 на максимум показаний, т. е.
КСВ =
I Чтр
Измерения КСВ таким способом не учитывают нелинейности диодов. Более
точно откалибровать прибор можно, подключив к линии при согласованной на-
грузке ВЧ вольтметр. Регулируя мощность передатчика, уточняют градуиров-
ку прибора. Измеритель КСВ можно также откалибровать непосредственно
в единицах КСВ, нагружая его на безындукционные резисторы различной ве-
личины. Калибровку производят на частоте, близкой к верхнему частотному
пределу прибора, т.е. на частоте 14 или 21 МГц. Ее удобно вести, установив пере-
ключатель 5/ в положение «50 Ом». После балансировки прибора на согласован-
ной нагрузке (50 Ом) к нему подключают нагрузку 75 Ом и устанавливают пере-
ключатель S2 в положение «падающая волна». Стрелку прибора регулятором
R3 устанавливают на 1, переводят 52 в положение «Отр.» и отмечают иа шкале
значение КСВ — 1,5. Затем подключают нагрузку 100 Ом, переключатель 52
переводят в положение «Пад», стрелку микроамперметра устанавливают на 1,
переводят 52 в положение «Отр.», отмечают значение КСВ -—2 нт. д. При та-
ком методе калибровки погрешность измерения КСВ на коротких волнах не
более 10 %.
4. КВАРЦЕВЫЙ калибратор
Кварцевый калибратор (рис. 7.5) предназначен для первоначальной градуи-
ровки шкалы при настройке приемопередающей аппаратуры и для периодиче-
ского контроля и коррекции при эксплуатации. Основой калибратора являет-
244
ся автогенератор на кварцевом резонаторе, обладающий высокой стабильностью
частоты и широким спектром гармоник основной частоты В схеме используют
кварцевый резонатор на частоту 1 МГц. Это позволяет калибровать начало люби-
тельских диапазонов на 7, 14, 21 и 28 МГц. Для получения частотных меток
интервалом 100 кГц колебания с частотой 1 МГц подают на интегральную
микросхему D2, представляющую собой делитель на 10. Еще один делитель на
10 (D3) позволяет получить метки с интервалом 10 кГц. Включив в схему до-
полнительный делитель, можно получить частоты для калибровки с интервалсм
1 кГц, что не всегда требуется для калибровки любительской аппаратуры. Вы-
бор шага калибровочных частот осуществляется переключателем 57.
Подстроечный конденсатор, включенный последовательно с кварцевым
резонатором, служит для подстройки частоты колебаний автогенератора по
эталонному сигналу, например, принятому от станции, передающей эталонные
частоты Схему можно использовать также с кварцами на частоты 5—10 МГц.
Рис. 7.5. Схема кварцезою калибратора
Глава 8
БОРЬБА С ПОМЕХАМИ ТЕЛЕВИЗИОННОМУ
И РАДИОПРИЕМУ ОТ ЛЮБИТЕЛЬСКИХ РАДИОСТАНЦИЙ
1. ПОМЕХИ ПРИЕМУ ТЕЛЕВИДЕНИЯ
При эксплуатации любительской радиостанции в населенном пункте иног-
да возникают помехи от передатчика приему телевизионных и радиовещательных
передач Борьба с ними является одной из задач как радиолюбителей, эксплуати-
рующих радиостанции, так и радиоспециалистов, разрабатывающих бытовую
радиоаппаратуру. Помехи по своему характеру разнообразные и являются след-
ствием не только явных неисправностей радиостанции, но и связаны с побочными
излучениями передатчиков и наличием внеполосных каналов приема приемных
устройств. При появлении помехи телевизионному или радиоприему радиолю-
бителю прежде всего необходимо убедиться, что причина помехи связана с рабо-
той его радиостанции. При жалобе на помеху радиолюбитель должен прекра
тнть работу на передачу, выяснить причины и устранить помехи. Необходимо
определить время возникновения и исчезновения помехи, ее характер (помеха
изображению или звуку, в чем выражается — срыв изображения, искажения
изображения, искажения звука и т. д.), а также степень ее выраженности. Эти
данные следует сравнить с записями в журнале радиостанции, что позволит
определить связь помехи с работой на том или ином диапазоне, видом модуля-
ции и используемой антенной.
Отметим некоторые немаловажные психологические особенности отношений
между радиолюбителями и телерадиослушателями, жалующимися на помехи.
Независимо от того, считает ли радиолюбитель, что причиной помехи является
его радиостанция или нет, он должен внимательно выслушать жалобу и проявить
такт даже в случае, если жалоба была высказана в нетактичной форме. Никогда
245
не следует категорически отрицать всякую возможность помехи. Следует тут же
проявить за ’птересованность в выяснении причины помехи и ее устранении и
просить пострадавшего оказать любезность в содействии этому. Хорошие взаимо-
отношения помогают устранить помехи и необходимость вовлечения в конфликт
представителей государственной инспекции электросвязи, осуществляющих кон-
троль за уровнем радиопомех. К тому же не исключено, что помеха возникает
f Cie.TCTBtc' несовершенства или неисправности телевизора или радиоприемника,
и радиолюбителю придется устранять ее с разрешения владельца.
Большое значение имеет характер поведения радиолюбит^ ’я при возникно-
вении помехи. Совершенно недопустимыми являются попытки некоторых радио-
любителей скрыть свою причастность к источнику помех и нежелание контакти-
ровать с радиослушателями по этому вопросу. Не говоря о том, что сам радио-
любитель проявляет нечестность и ограничивает свои возможности работы в
эфире, сн бросает тень на своих коллег. Каждый радиолюбитель перед выходом
г э£ир должен быть уверен, что его радиостанция не создает помех. Это в первую
очередь относится к случаям, когда испытывается вновь созданная передаю-
Песушая
Спектр । бидеосигнам
бидеосигнала
Рис. 8.1. Относительный уровень
висимости от частоты мешающего
Умеренная
помеха
Поднесущая цвета
Сильная помеха цвету
Спектр
зВукоИого
сигнала
<сильная помеха
зИу/ц) i
4 4,4 5 6 6,5 7 /,МГц
помех телевизионному приему в за-
сигнала
щая аппаратура, антенны, новые виды модуляции, переключатели «прием-пере-
дача» и т. п.
В общем случае основным методом борьбы с помехами является метод проб
п ошибок. Это обусловлено тем, что причины помех и их проявления весьма раз-
нообразны и зависят от конкретных условий, типа приемной и передающей ап-
паратуры, уровня их внеполосных излучений, каналов приема, взаимного рас-
положения пораженного помехой приемника и передатчика и т. д. Видимый
эффект от помехи на экране телевизора зависит от вида и уровня помехи. Ка-
нал изображения более чувствителен к помехам, чем канал звукового сопровож-
дения, так как последний имеет узкую полосу частот и работает с частотной мо-
дуляцией, обеспечивающей более высокую помехоустойчивость.
Полное пропадание изображения или звука в результате помехи происхо-
дит в том случае, когда телевизор и передатчик находятся в непосредственной
близости, т. е. когда уровень помехи намного превышает уровень телевизион-
ного сигнала. Обычно помеха проявляется в уменьшении контрастности изобра-
жения или перехода его в негативное, в наложении на изображение сетки, вер-
тикальных или наклонных полос, а также в нарушении строчной или кадровой
синхронизации. Иногда помеха на экране проявляется в виде белых или черных
точек или горизонтальных штрихов, совпадающих во времени с моментами мани-
пуляции передатчика или переключения его с приема на передачу, и наоборот.
Нередки также помехи, вследствие которых изменяется размер растра, а также
яркость и контрастность изображения. Цветные телевизоры дополнительно
подвержены помехам, искажающим цвет изображения.
Изменения контрастности изображения и переход его в негативное связаны
с перегрузкой входа телевизионного приемника сильным мешающим сигналом.
Наклонные полосы на экране телевизора являются следствием биений между
несущими видеосигнала и помехи. Полосы широки и редки, когда частота биении
низкая, т. е. когда частота помехи близка к частоте несущей видеосигнала;
узкие и частые, когда частота биений высока.Обычно чем ниже частота биений,
тем сильнее выражена помеха. На рис. 8.1 показан относительный уровень по-
мех в зависимости от частоты мешающего сигнала в пределах телевизионного
канала. Если частота помехи 3,5—5 МГц, то на экранах черно-белых телевизо-
246
ров она выражена слабо (мелкая сетка на изображении), но нарушает цветопере-
дачу цветного телевизора из-за биений с цветовой поднесущей (искажения цвета,
япкие цвеювые полосы). Если мешающий сигнал промодулирован (проманипу-
лирован) по амплитуде, помеха на экране меняется в такт с частотой модуляции.
При этом в громкоговорителе телевизора помеха обычно не прослушивается, за
исключением случаев, когда помеха очень сильная или ее частота лежит вблизи
несущей, а также когда помехе подвержены непосредственно УПЧ звука или
УНЧ телевизора.
Синхронизация нарушается в случаях импульсных помех, возникающих
вследствие «жесткой» манипуляции передатчика или других причин, связанных
с переключением токонесущих цепей. В моменты переключения возникают крат-
ковременные переходные электрические процессы, приводящие к излучению
в пространство электромагнитной энергии в широком спектре частот. Эти помехи
просматриваются на экране в виде точек или горизонтальных штрихов.
Изменение размеров изображения с одновременным изменением его яркости
и контрастности вызвано падением напряжения в сети, питающей телевизор.
В этом случае изображение на экране «дышит» в такт с манипуляцией или моду-
ляцией передатчика. Эта помеха устраняется путем стабилизации напряжения
питания телевизора.
Высокочастотные помехи приему телевидения обычно связаны с двумя
причинами- побочными излучениями передатчика, попадающими в пределы те-
левизионного канала, и недостаточной избирательностью телевизионных при-
емников, в том числе наличием побочных каналов приема. В первом случае
борьба с помехами должна осуществляться на радиостанции, во втором — в мес-
те установки телевизионного приемника. f
Помехи, связанные с побочными излучениями передатчика. В большинстве
случаев источником помех приему телевидения являются побочные излучения
передатчика и, в первую очередь, гармоники основного сигнала, попадающие
в телевизионный канал. Степень проявления помехи зависит не только и не
столько от ее интенсивности, сколько от соотношения уровня помехи и телеви-
зионного сигнала в месте приема. Поэтому чем слабее напряженность поля теле-
визионного сигнала и чем ближе телевизионный приемник к передатчику,'тем
вероятнее и сильнее помеха.
Согласно современным требованиям, средняя мощность любого из побочных
излучений КВ передатчика должна быть на 40 дБ (в 10 000 раз) меньше средней
мощности на основной частоте и в любом случае не более 50 мВт. Столь высокие
требования удается удовлетворить путем комплексных мероприятий, сводящих-
ся к борьбе с возникновением побочных колебаний или понижением их уровня
в передатчике и обеспечению электромагнитной герметичности передатчика на
всех частотах, кроме рабочей.
Побочные колебания в передатчике можно разделить на следующие группы:
колебания самовозбуждения различных каскадов передатчика, колебания,
появившиеся в результате линейного преобразования частоты в^передатчике,
и гармоники основного сигнала.
Самовозбуждение каскадов передатчика. Появление колебаний самовозбуж-
дения связано с недостатками схемы или конструкции передатчика или его не-
правильной настройкой Колебания самовозбуждения обычно имеют нестабиль-
ные параметры (частоту, амплитуду) и искажают сигнал передатчика. С точки
зрения помех приему телевидения особенно опасны самовозбуждение в УКВ
диапазоне и гармоники колебаний самовозбуждения КВ диапазона, попадающие
в пределы или лежащие вблизи телевизионных каналов. Способы борьбы с само-
возбуждением разнообразны н»зависят от конкретной схемы возбуждающихся
каскадов. Обычно передатчик исследуют на наличие самовозбуждения в процессе
первоначальной настройки и устраняют его. В дальнейшем, особенно при вне-
запном возникновении помех, необходимо учитывать возможность самовозбуж-
дения в результате изменения схемы, замены ламп, транзисторов и других
элементов и принимать меры по его устранению.
Побочные сигналы преобразования частот. Борьба с побочными продуктами
преобразования сводится к оптимальному выбору частот преобразования, сни-
жению уровней сигналов, подаваемых на смеситель и снимаемых с него, приме-
нению балансных схем, подавляющих наиболее нежелательные сигналы, и улуч-
шению фильтрации преобразованных сигналов (см. гл. 1 и 3).
547
Гармоники основного сигнала передатчика являются наиболее распростра-
ненной причиной помех телевизионному приему, так как они являются наиболее
интенсивными побочными сигналами передатчика, и частоты некоторых из них
совпадают с частотами телевизионных каналов или лежат вблизи них.
На рис. 8.2 показана связь между частотами телевизионных каналов метро-
вого диапазона, наиболее подверженных помехам, и гармониками сигналов трех
любительских диапазонов. Например, 3-я гармоника сигнала передатчика, ра-
ботающего в 10-метровом диапазоне, 4-я гармоника сигнала в 15-метровом диа-
пазоне и 6-я гармоника сигнала в 20-метровом диапазоне попадают в 4-й теле-
визионный канал, вызывая сильную помеху (см. рис. 8.1).
В последние годы в связи с развитием однополосной телефонии передат-
чики и трансиверы строят по схемам с преобразованием, а не с умножением час-
тоты, и каскадами усиления мощности, работающими в линейных режимах А;В
Гармоники Гармоники
диапазоне! диапазона!
Рис. 8.2. Диаграмма частот теле-
визионных каналов и гармоник сиг-
налов с частотами любительских
диапазонов
и В. Такие передатчики создают меньший
уровень гармоник, чем телеграфные и AM
передатчики с умножителями частоты и око-
нечными каскадами, работающими в режи-
ме С. Тем не менее острота проблемы борь-
бы с помехами от гармоник передатчиков
не снизилась из-за непрерывно увеличиваю-
щегося парка телевизионных приемников,
увеличения их чувствительности и расши-
рения в связи с этим зон приема телеви-
дения.
Для определения того, является ли
гармоника передатчика причиной помехи,
необходимо выяснить: 1) попадает ли гар-
моника сигнала передатчика в телевизион-
ный канал, поражены ли другие телеви-
зионные каналы, связанные с гармоника-
ми сигнала передатчика на данном диапа-
зоне (если да, то вероятной причиной по-
мехи являются гармоники); 2) меняется ли
характер помехи (число мешающих полос
на экране) при перестройке телевизионного
приемника в пределах данного канала руч-
ной настройки гетеродина телевизора. Если
нет, то это также подтверждает наличие
помехи от гармоники.
Если же помехе подвержены и другие телевизионные каналы и характер
помехи меняется в зависимости от настройки телевизора, более вероятной причи-
ной является перегрузка входа телевизора основным сигналом передатчика или
проникновением помехи в УПЧ изображения. Не исключен также прием на вне-
полосных каналах телевизора.
Борьба с гармониками ведется следующим образом: 1) уменьшением уровня
гармоник в передатчике; 2) экранировкой передатчика и развязкой цепей пита-
ния и других цепей по высокой частоте; 3) фильтрацией гармоник на выходе пе-
редатчика); 4) исключением всякого рода нелинейностей в цепях фидера и антенны.
Уменьшение.уровня гармоник в передатчике достигается снижением уровней
сигналов, подаваемых и снимаемых с каскадов усиления, умножения и преобра-
зования частоты. Поскольку все эти каскады являются 1енераторами гармоник,
важно, чтобы в схемах каскадов не было цепей, резонирующих на ненужных гар-
мониках и усиливающих их. Такие цепи образуются индуктивностями соедини-
тельных проводов и паразитными емкостями, в том числе емкостями электродов
ламп и транзисторов. Во многих случаях паразитные резонансы можно обнару-
жить с помощью гетеродинного индикатора резонанса, который, кроме основной
частоты, индицирует побочные. Если частота резонанса совпадает с частотой
мешающего колебания, необходимо устранить резонанс или, по крайней мере,
изменить его частоту, изменяя параметры элементов, вызывающих его. Напри-
мер, можно изменить длину проводов или заменить конденсаторы. Включение
антипаразитных сопротивлений и контуров, помимо устранения самовозбужде-
ния, снижает и уровень гармоник.
248
Как уже отмечалось, уровень гармоники зависит от режима работы каска-
да и наличия сеточных токов. Разработаны генераторные лампы малой и средней
мощностей с «левыми» анодно-сеточными характеристиками, обладающие высо-
кой линейностью амплитудной характеристики и работающие без сеточных то-
ков (например, ГУ-ЗЗБ, ГУ-34Б и др.). Применение этих ламп в оконечных кас-
кадах также снижает уровень гармоник.
Экранировка передатчика является необходимым условием его эксплуата-
ции. Обычно схему передатчика или трансивера заключают в металлический кор-
пус для создания электромагнитной герметичности, т. е. условий, при которых
предотвращается выход электромагнитной энергии. Некоторые радиолюбители
пренебрегают экранировкой, эксплуатируя передатчики без всякого корпуса.
Такая эксплуатация совершенно недопустима с точки зрения техники безопас-
ности и возможности создания помех. Наилучшим высокочастотным экраном яв-
ляется однородный металлический ящик, выполненный из хорошо проводящего
металла достаточной толщины и не имеющий каких-либо отверстий, щелей и т.п.
В большинстве случаев экранировка достаточно эффективна, если размеры от-
верстий и щелей невелики и в соединениях элементов корпуса имеется хороший
электрический контакт.
Электромагнитную герметичность передатчика легко проверить чувстви-
тельным резонансным волномером. Перемещая волномер вокруг работающего
передатчика, можно заменить точки (области), где проникновение высокочастот-
ных полей наружу максимально — это плохо подогнанные крышки и стенки
корпуса, отверстия для размещения приборов, органов управления, выводов
проводов и т. п. Для уменьшения излучения в каждом отдельном случае следует
принимать меры в зависимости от конструкции. Например, при значительном
излучении через приборные отверстия можно поместить сзади измерительных
головок П-образный экран или отгородить переднюю панель передатчика от ос-
тальной схемы дополнительным плоским экраном.
Уровень высокочастотной энергии быстро уменьшается при удалении от
элементов колебательных контуров, ламп и т. д. Поэтому более эффективно
применять экраны, удаленные от этих деталей. Полезно дополнительно экрани-
ровать отдельные каскады передатчика, так как это не только улучшает электро-
магнитную герметичность, но и уменьшает вероятность самовозбуждения каска-
дов.
Причиной помех телевидению во многих случаях является недостаточная
высокочастотная развязка выходящих из передатчика проводов и особенно про-
вода сетевого питания. Высокочастотная энергия передатчика, попадая в питаю-
щую сеть, подводится через провода этой сети к телевизорам и радиоприемникам,
включенным в нее, а также излучается в пространство. Для высокочастотной
развязки проводов, выходящих наружу от передатчика, применяют дроссели, ре-
зисторы и конденсаторы, образующие цепи, шунтирующие на землю высокочас-
тотные сигналы в проводах или образующие заградительные фильтры для вы-
соких частот. В зависимости от номиналов применяемых деталей и частоты сиг-
нала уровень ослабления меняется. Существенно улучшает развязку на высоких
частотах применение проходных конденсаторов вместо обычных или конденсато-
ров опорного типа, поскольку у проходных конденсаторов паразитная индуктив-
ность сведена к минимуму. При выборе типа проходного конденсатора необхо-
димо учитывать допустимый ток, пропускаемый внутренним проводком конден-
сатора.
Хорошую блокировку проводов по высокой частоте можно обеспечить, если
поместить их в заземленный экран. Экран создает распределенную емкость вдоль
провода и таким образом шунтирует провод на высокой частоте по всей длине.
Увеличить сопротивление провода на высокой частоте можно путем увеличения
его погонной индуктивности. Для этого на провод одевают ферритовые кольца
соответствующего типоразмера с магнитной проницаемостью порядка нескольких
сот. Если требуется локально увеличить индуктивность провода, его несколько
раз продевают сквозь ферритовое кольцо, образуя таким образом тороидаль-
ную катушку с необходимой индуктивностью. Осуществляя развязку сетевого
провода передатчика, следует помнить, что ток в нем может быть значительной
величины. Это накладывает дополнительные требования к катушкам фильтра,
индуктивность которых не должна существенно изменяться под действием тока.
В противном случае характеристики фильтра будут меняться в зависимости от
24?
нагрузки. Это относится к катушкам с сердечниками из магнитных материалов.
Для исключения влияния тока подмагничивания катушку наматывают в два про-
вода, в результате чего магнитное поле тока компенсируется. На рис. 8.3 по-
казана схема сетевого фильтра передатчика с такой катушкой. Катушка намота-
на на плоском ферритовом сердечнике размерами 120 X 20 X 10 мм с магнит-
ной проницаемостью 400.
Фильтрация гармоник, на выходе передатчика. Для подавления гармоник
кабеля несколько
на одном телевизионном канале параллельно выходу передатчика подключают
последовательный контур, резонансная частота которого равна частоте меша-
ющей гармоники передат-
чика. Вместо контура мож-
но включить четвертьвол-
новый (для данной гармо-
ники) отрезок коаксиально-
го кабеля, разомкнутый на
конце (рис. 8.4, о). На-
стройку контура или'’под-
бор длины кабеля проводят
по минимуму помехи на
экране телевизора. Кабель
можно настроить также
с помощью подстроечного
конденсатора емкостью 20—
меньшей длины, чем четверть
30 пФ, включенного на конце „____,
длины волны (рис. 8.4, б). Кабель и подстроечный конденсатор рассчитывают на
выходное напряжение передатчика с учетом КСВ (сотни вольт при мощности
передатчика 200 Вт).
Эффективно подавить гармоники можно, включив на выход передатчика
ФНЧ. Такой фильтр должен без существенного ослабления пропускать сигнал
с частотами до 30 МГц и ослаблять сигналы более высоких частот. При этом его
входное и выходное сопротивления должны быть согласованы с волновым сопро-
тивлением фидерной линии. На рис. 8.5 показана схема ФНЧ и его частотная ха-
Рис. 8.4. Схема антенного фильтра передатчика
рактеристика. Конструктивно фильтр выполняют в металлической коробке,
поделенной на отсеки. Каждую секцию фильтра (катушку) располагают в от-
дельном отсеке для исключения влияния взаимной индуктивности между катуш-
ками. Конденсаторы фильтра должны иметь рабочее напряжение не ниже 500 В.
Собранный фильтр проверяют с помощью измерителя частотных характеристик,
нагрузив вход и выход на сопротивление, равное волновому сопротивлению фи-
дера, или с помощью ГСС.
Если такой возможности нет, то настройку фильтра осуществляют следую-
щим образом. Закорачивают разъем XI и настраивают контур L1C1 на частоту
44,4 или 47 МГц для 50- и 75-омпого фильтра соответственно, растягивая или
сжимая витки катушки L1. Затем также настраивают контур L5C4, закорачи-
вая разъем Х2. Далее отсоединяют временно катушки L2 и L4 и настраивают
катушку L3 так, чтобы контур C2L3C3 резонировал на частоте 25,5 МГц (для
50 Ом) или 25,2 МГц (для 75 Ом). Эту настройку выполняют с помощью гетеро-
250
данного индикатора резонанса, связанного с L3. Эгн частоты составляют 0, 71
от частоты «среза» фильтра.
При отсоединенной катушке L3 подстраивают L2 до тех пор, пока контур
C1L1L2C2 не будет настроен на частоту 32,5 МГц (для 50 Ом) или 31,8 МГц
(для 75 Ом) с разомкнутыми разъемами. Катушку L4 настраивают таким же
образом для получения резонанса контура C3L4L5C4 на этих же частотах. При
этом не трогают катушки L1 и L5, поскольку они были настроены ранее. Катушку
L3 запаивают в схему, и фильтр готов к эксплуатации. Гетеродинный индикатор
Рис. 8.5. Схема ФНЧ дтя подавления гармоник выходного сигнала
передатчика (д) и характеристика ослабления в зависимости от час-
тоты (б)
резонанса, связанный с любым из входов ненагруженного фильтра, должен по-
казывать резонанс на частоте среза фильтра, равной 36 МГц (для 50 Ом)
и 35,5 МГц (для 75 Ом).
Далее фильтр подключают к передатчику через измеритель коэффициента
стоячей волны. Выход фильтра нагружают на эквивалент антенны (безындук-
ционный резистор 50 пли 75 Ом). Если волновое сопротивление фильтра близко
к номиналу резистора, показания измерителя
коэффициента стоячей волны будут близки к 1.
Такой фильтр не ухудшает согласования ан-
тенны с выходом передатчика. При измерении
следует поменять вход и выход фильтра мес-
тами. Показания прибора при этом не долж-
ны изменяться.
При работе фильтр подключают к фидер-
ной линии в качестве последнего из устройств,
подключенных к выходу передатчика (т. е.
после КСВ-метра, антенных реле, переключа-
теля «прием-передача» и т. н.). При этом
фильтр ослабляет возможные гармоники сиг-
нала передатчика, появившиеся из-за нелиней-
ности характеристик этих устройств. Параметры
элементов фильтра приведены в табл. 14. Не-
достаток фильтра — возможность появления
перенапряжений на его элементах за счет
энергии гармоник, генерируемых передатчиком.
Для токов гармоник элементы схемы пред-
ставляют реактивные сопротивления различ-
ной величины, которые определяют значения
напряжений и токов. Кроме того, поскольку
Таблица 14
Параметры Волновое сопро- тивление фиде- ра, Ом
50 75
Cl, С4 пФ 50 40
С2, СЗ пФ Количество вит- ков*: 170 1S0
LA L5 L2, L4 L3 3,5 6
8 И
9 13
* Провод ПЭВ-2 1,2 мм, диа-
метр катушки 12,5 мм, шаг намотки
3 мм.
энергия гармоник не поглоща-
ется и не изл\чается, она отражается на выход передатчика, изменяя режим
работы выходного каскада. Это особенно опасно для транзисторных передат-
чиков. в которых в результате этого возможен выход из строя выходных
тпанзисторов.
На рис. 8.6 показана схема антенного фильтра, лишенного этого недостатка.
На схемэ изображены два фильтра: ФВЧ и ФНЧ. ФНЧ с частотой среза 40 МГц
пропускает основной сигнал в антенну и задерживает гармоники с частотами
выше частоты среза. ФВЧ с той же частотой среза пропускает колебания гармо-
ник к балластному резистору R, где поглощается их энергия, и предотвращает
попадание сигнала на резистор R. В результате передатчик работает на активное
251
сопротивление независимо от диапазона частот и уровня генерируемых гармоник
(при условии согласованит с антенной). При правильной настройке фильтра
показания КСВ-метра, включенного между передатчиком и фильтром, во всем
ди. пазоне частот при нагрузке ФНЧ на эквивалент антенны близки к 1. Мощ-
ность балластного резистора Г составляет 10 % от выходной мощности передат-
чика. Фильгр собирается в металлической коробке с четырьмя отсеками для
взаимной экранировки секций.
Генерация гармонии элементами фидерной линии а антенны ФНЧ, вклю-
ченный на выходе передатчика, не устраняет генерацию и излх кние гармоник
за счет возможных нелинейных характеристик элементов фидерной линии и ан-
тенны. Часто при окислении проводов фидерной линии в местах соединения,
ухудшения контактов в вибраторах антенны, пробоя изолирующих материалов
появляются контакты, сопротивление которых меняется в зависимости от прохо-
дящего по ним тока или приложенного напряжения. В результате искажается
форма ВЧ сигпа та и увеличивается уровень излучаемых гармоник. Опасны так-
же плохие контакты в проводящих материалах, находящихся вблизи антенны,
Ри . 8.6. Схема антенного 4ильтра с рассеиванием
энергии гармоник
поскольку в них мотут наводиться значительные токи Известны случаи, когда
причиной генерации гармоник являлись плохие контакты в железной кровле
крыш домов, на которых располагались передающие антенны.
Такие помехи появляются при увеличении мощности передатчика, на пиках
модуляции и обычно связаны с работой на конкретную антенну. При уменьшении
мощности или смене антенны помеха пропадает. Борьба с помехами, появивши-
мися в результате указанных причин, сводится к обеспечению надежных контак-
тов в токонесущих цепях антенно фидерных устройств, в защите контактов от
окисления, в очистке изоляторов для уменьшения токов утечки и возможности
электрического пробоя.
Помехи, связанные с побочными каналами приема телевизионных прием-
ников. Бели помеха возникает в результате попадания побочного излучения
передатчика в пределы принимаемого телевизионного канала, ее устраняют
путем уменьшения уровня этого излучения на передающей стороне до пределов,
при которых обеспечивается необходимое соотношение сигнал/помеха на входе
телевизора. Можно также использовать пространственную избирательность
направленной телевизионной антенны, ориентировав ее таким образом, чтобы
указанное соотношение было максимальным. На практике встречаются случаи,
когда побочные излучения передатчика не попадают в пределы телевизионного
канала или они незначительны и тем не менее помеха приему телевидения суще-
ствует. Для выяснения причин появления таких помех рассмотрим кратко прин-
цип работы телевизионного приемника.
В настоящее время все выпускаемые телевизионные приемники построены
по супергетеродинной схеме. Принимаемый телевизионный сигнал, выделенный
и усиленный УРЧ, переносится на промежуточную частоту в пределах 31 —
40 МГц путем преобразования принимаемых частот. После усиления сигнал про-
межуточной частоты детектируется. В результате этого выделяется видеосигнал
с частотами от 0 до 6,25 МГц, подаваемый на видеоусилитель с той же полосой
252
пропускания, и сигнал промежуточной частоты звука на частоте 6,5 МГц с поло-
сой пропускания 250 кГц, получаемый в результате биений несущих изображе-
ния и звука (несущая изображения выполняет роль колебаний reieponnna).
Видеосигнал с ви щоусилителя поступает на кинескоп в цепи синхронизации
телевизора Сигнал промежуточной частоты звука детектируется и через УНЧ
поступает на громкоговоритель.
Таким образом, телевизор имеет ряд усилителей, работающих на различ-
ных частотах от нуля до десятков или сотен мегагерц в зависимости ог частоты
принимаемого сигнала Кроме того, как всякий супергетеродинный приемник,
телевизор имеет побочные каналы приема на зеркальной частоте, лежащей на
76—84 МГц выше частоты принимаемого сигнала, а также и менее ярко выражен-
ные каналы приема на высших частотах, обусловленные гармониками частоты
гетеродина (рис. 8 7).
Конструктивно схемы современных телевизоров выполнены методом печат-
ного монтажа. Корпус телевизора выполняет главным образом декоративные
ЧиНстИтельность
Рис. 8.7. Частотная характеристика возможных каналов при-
ема телевизора
функции и практически не защищает узлы и блоки телевизора от внешних
электромагни1ных полей. В результате вся схема телевизора как бы находится
в свободном пространстве, заполненном электромагнитными волнами. Если
энергия поля превышает некоторый уровень, соответствующий чувствительности
телевизора на дайной частоте, на экране телевизора или в громкоговорителе
появляется помеха
Кроме помехи по основному каналу приема, наиболее вероятны помехи от
сигналов на зеркальных каналах, на промежуточных частотах изображения
(31—40 МГц) и звука (6,5 МГц), а также на частотах ниже 6 МГц. Когда напря-
женность поля сигнала телецентра обеспечивает па входе телевизора сигнал,
намного превышающий предельную чувствительность телевизора, срабатывает
автоматическая регулировка усиления телевизионного приемника, и коэффи-
циенты усиления усилителей высокой и промежуточной частоты понижаются.
Это уменьшает вероятность помехи от посторонних сигналов. В случае приема
сигналов дальних телецентров, когда напряженность поля мала, чувствитель-
ность телевизора максимальна, и он становится более восприимчив ко всякого
рога побочным сигналам. При расположении телевизора в непосредственной бли-
зости от передатчика или передающей антенны помеха может наводиться иа лю-
бой участок схемы При более удаленном расположении помеха улавливается
телевизионной антенной и фидером, а также проводами сети переменного тока.
Учитывая рабочие частоты любительских КВ передатчиков, вероятно воз-
никновение помех за счет приема по следующим внеполосным каналам: 1) по
каналу УПЧ изображения прн работе передатчика на 15-метровом диапазоне;
вторая гармоника сигнала передатчика (42—42,9 МГц) лежит вблизи полосы
пропускания УПЧ изображения; 2) по каналу УПЧ звука при работе передатчи-
ка иа 40-метровом диапазоне; основной сигнал (7—7,1 МГц) лежит вблизи по-
2ЬЗ
лосы пропускания УПЧ звука; .3) по каналу видеоусилителя при работе передат-
чика иа 80-мегрозо\1 диапазоне, поскольку рабочая частота передатчика (3,5—
3,65 МГц) попадает в поюсу пропускания видеоусилителя. Каналы перечислены
по мере уменьшения возможности появления помехи, поскольку чувствитель-
ность на входе усилителей различна.
Необходимо отметить возможность появления помехи звуку за счет наводки
ВЧ сигнала передатчика на УНЧ телевизора. Такая помеха, характерная и для
других звуковоспроизводящих электронных устройств, появляется в телевизо-
рах, имеющих ламповый УНЧ. Она является результатом наводки высокочастот-
ных сигналов на провода, идущие к громкоговорителю, и по цепи обратной свя-
зи подводится ко входу УНЧ, детектируется и усиливается. Уровень помехи
не зависит от положения регулятора громкости и увеличивается с повышением
частоты рабочего диапазона передатчика. Помеха устраняется путем шунтиро-
вания цепи обратной связи УНЧ конденсатором 3000—5000 пФ [2].
В общем случае обнаружить внеполосные каналы приема нетрудно, отклю-
чая по очереди каскады телевизора. Проще всего это сделать путем поочеред-
ного извлечения ламп телевизора или отключая транзисторы, начиная с его
входа вдоль тракта прохождения сигнала до пропадания помехи.
Поскольку помехи возникают вслед-
Рис. 8.8. Схема ФВЧ
полную экранировку телевизора,
ствие недостаточной экранировки или из-
бирательности телевизора, то иногда меры
борьбы сводятся к возможной дополнитель-
ной экранировке схемы ог электромагнит-
ных высокочастотных полей и устранению
помех, проходящих по сети переменного то-
ка, а также к повышению избирательности
телевизора за счет включения на его вход
ФВЧ. Практически трудно осуществить
поэтому обычно экранируют отдельный кас-
кад или функциональный блок в зависимости от конструкции телевизора. На-
пример, можно экранировать участок печатной схемы с помощью кусочксв
одностороннего фотьгированного гетинакса, плотно прижатых к схеме со сто-
роны пайки изолирующей стороной и припаянных короткими отрезками про-
волоки к общему проводу платы.
Иногда причиной помехи является высокочастотная паводка на провода,
соединяющие платы и узлы телевизора. В этом случае эти провода заключают
в экран или плотно укладывают их вдоль заземленных участков шасси телеви-
зора. Во многих случаях полезно заземление шасси телевизора.
Высокочастотную развязку сетевого провода легко осуществить, пропус-
тив сетевой шнур несколько раз через ферритовое' кольцо (и > 100) диаметром
30—40 мм и зашунтировав сетевые провода на шасси через конденсаторы 1000—
10 000 пФ.
Включение на вход телевизора ФВЧ, пропускающего сигналы с частотами
1-го и более высокочастотных телевизионных каналов, позволяет уменьшить
влияние основного сигнала передатчика н его гармоник низкого порядка. На
рис. 8.8 показана схема простого ФВЧ. Фильтр размещают в металлической ко-
робке размерами 30 X 30 X 45 мм, спаянной из белой жести, латуни и т. п. Ко-
робку разделяют перегородкой на две части для размещения катушек. Каждая
катушка диаметром 12 мм состоит из 5 витков провода 01,5 мм. Длина намотки
27 мм. Фильтр подключают ко входу телевизора и фидеру с помощью стандарт-
ных высокочастотных разьемов. Для увеличения избирательности фильтра чис-
ло его секций можно увеличить. При этом емкость межсекционных конденсато-
ров 51 пФ.
Рассмотрим последовательность действий, которой следует придерживаться
коротковолновику для обнаружения и устранения причин помех приему теле-
видения.
1. Новый передатчик необходимо проверить на возможность создания помех
перед «официальным» выходом в эфир. Для этой цели используйте имеющийся
телевизор. Просмотрите все программы при различных видах модуляции пере-
датчика при работе на разных диапазонах и на различные антенны. Начинайте
регулярную работу в эфире после полного устранения помех приему на собст-
венный телевизор.
254
2. Если помеха возникла при работе с передатчиком, который ранее не
создавал помех, проанализируйте все изменения в схеме или конструкции,
выполненные за последнее время. Выясните, что именно явилось причиной по-
мехи.
3. Проанализируйте передатчик с точки зрения возможности генерации
побочных сигналов, достаточной экранировки и высокочастотной развязки про-
водов питания.
4. С помощью гетеродинного индикатора резонанса проверьте резонансные
системы передатчика, особенно его выходные каскады. Если обнаружите резо-
нансы в пределах частот телевизионных каналов, переделайте схему или конст-
рукцию так, чтобы эти резонансы были устранены.
5. Подключите передатчик к эквиваленту антенны (нагрузочному сопротив-
лению) и с помощью волномера исследуйте наличие гармоник основного сигна-
ла илн других побочных частот на нагрузке и вблизи корпуса передатчика. До-
бейтесь того, чтобы экранировка была достаточно эффективной. Волномер дол-
жен индицировать только основной сигнал на нагрузке без гармоник.
6. Если помехи наблюдаются на собственном телевизоре, то учитывая ра-
бочий диапазон передатчика п частоту телевизионного канала, определите при-
чину помехи (помеха от гармоники, перегрузка входа, помеха по промежуточной
частоте и т. д.). Пришлите соответствующие меры. Чем слабее принимаемый теле-
визионный сигнал, тем более тщательные меры должны быть приняты для устра-
нения помехи.
7. Периодически проверяйте наличие помех на своем телевизоре. Делайте
это обязательно при любых изменениях в передающем тракте радиостанции.
2. ПОМЕХИ ПРИЕМУ РАДИОВЕЩАНИЯ
При работе любительской радиостанции возникают помехи приему радиове-
щания на расположенные вблизи радиоприемники. Причиной таких помех мо-
гут быть как побочные излучения, так и недостаточная реальная избирательность
приемника. Значительные помехи, проявляющиеся в виде щелчков на частотах,
далеко отстоящих от основной, создаются при «жестком» телеграфном сигнале.
Аналогичные помехи возникают при ограничении телефонного сигнала на пиках
модуляции за счет перемодулядии при AM и нелинейном усилении при ОМ.
И хотя искажения основного сигнала иа слух малозаметны, спектр сигнала
расширяется и прослушивается на различных частотах в виде хрипов и шумов.
Таким образом, передатчик занимает в эфире широкую полосу частот, перекры-
вая порой соседние по частоте вещательные диапазоны. Указанные помехи про-
являются и на частотах, близких к частотам гармоник.
Большинство современных радиовещательных приемников имеет невысо-
кую избирательность по зеркальному каналу. Если передатчик работает иа
частоте, близкой к зеркальной, его сигнал принимается как помеха. Напри-
мер, приемник, имеющий промежуточную частоту 465 кГц и частоту гетеродина
выше частоты сигнала, будучи настроенным на частоту 6070 кГц (49 м), примет
также сигнал передатчика, работающего на частоте 7000 кГп. Аналогично,
хотя и слабее, выражен эффект приема на гармониках гетеродина. Исключить
п эмехи такого рода очень трудно, поскольку помеха обусловлена недостаточной
п'.бирательностью приемника. Иногда помеха уменьшается при снижении уровня
мешающего сигнала, например, за счет отключения от приемника внешней ан-
тенны и ориентировки магнитной антенны по минимуму помех.
При работе передатчика в телефонном режиме помеха иногда прослуши-
вается на фоне сигналов принимаемой вещательной станции. Такая помеха
обусловлена перекрестной модуляцией принимаемого сигнала мощным сигна-
лом передатчика. Помеха не прослушивается при настройке приемника между
станциями или пропадании принимаемой станции. Иногда помеха возникает
вследствие перегрузки УНЧ приемника. Прн этом усилительный элемент УНЧ
детектирует ВЧ сигнал, после чего он усиливается. Регулятор громкости прием-
ника не влияе! на уровень помехи. Такая помеха устраняется путем блокиро-
вания сигнальных цепей УНЧ по высокой частоте или установкой в УНЧ про-
с>ейшнх LC- или ЯС-фильтроз. В большинстве случаев достаточно зашунтиро-
взть конденсатором емкостью 500—1000 нФ ту или иную точку схемы, найден-
ную опытным путем.
255
Операции для определения причины помехи приему радиовещания следует
проводить в следующем порядке. Прослушать работу приемника при включен-
ном передатчике на всех диапазонах. Если помеха проявляется в виде сигналов
на определенных частотах, причина ее — прием иа зеркальных каналах и кана-
лах, обусловленных гармониками гетеродина приемника илн сигнала передат-
чика. Если помеха прослушивается только при настройке на какую-либо веща-
т-льиую станцию, причина — перекрестная модуляция. Если помеха слышна
1 ри любой настройке и уровень громкости при этом не меняется, она вызвана
наводками сигнала передатчика на низкочастотные каскады приемника.
Во всех случаях следует разъяснить владельцу приемника, что причина по-
мехи связана с несовершенством конструкции приемника (если передатчик ис-
правен) и рекомендовать ему меры для уменьшения уровня сигнала помехи. На-
пример, не применять наружных антенн, установить сетевой фильтр (в случае
сетевого приемника) и т. д. Необходимо также оказать практическую помощь
для устранения помехи.
3. ПОМЕХИ ЗВУКОВОСПРОИЗВОДЯЩЕЙ АППАРАТУРЕ
Любительские радиостанции могут создавать помехи звуковопроизводящей
аппаратуре: магнитофонам, электрофонам. Причины помехи — наводки ВЧ
сигнала, которые затем детектируются и усиливаются.
В магнитофонах наиболее подвержены наводкам магнитные головки и вход-
ные цепи, особенно чувствителен микрофонный вход. Помеху устраняют тща-
тельной экранировкой блока головок и входных цепей, а также блокировкой
различных точек схемы, найденных экспериментально, конденсаторами доста-
точно большой емкости (3000—5000 пФ).
В электрофонах ВЧ сигнал наводится обычно на звукосниматель и провода,
сзедиияющие усилитель с громкоговорителями. Во многих случаях высокочас-
тотный сигнал может проходить по проводам сети питания. Поэтому необхо-
димо заземлять все указанные устройства (проигрыватель, усилитель, громко-
говорителй) или шунтировать на корпус с помощью конденсатора 3000—10 ОООпФ
оба сетевых провода. В серьезных случаях необходимо установить сетесой
фильтр и усилить экранировку тех блоков, иа которые наводится высокочастот-
ный сигнал. Точку схемы, в которой происходит детектирование сигнала, можно
определить следующим образом: если при регулировании усиления уровень по-
мехи не меняется, помеха поражает каскады, следующие за регулятором усиле-
ния, если уровень помехи изменяется, помеха возникает в предыдущих каска-
дах.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Бунин С. Г. О борьбе с помехами телевидению.— Радио, 1972, №8,
с. 45.
2. Князев А. Д., Пчелкин В. Ф. Проблемы обеспечения совместной работы
радиоэлектронной аппаратуры.— М.: Сов. радио, 1971.— 200 с.
3. Пчелкин В. Ф. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных
средств.— М.: Знание. 1971.— 64 с.
4. Rand Ph. Television Interfeience Handbook. USA. Publishing Co., p. 58.
ПРИЛОЖЕНИЯ
Таблица III
Классификация любительских КВ радиостанций
Категория КВ радиостанции Мощ- ность, Вт Полоса частот, разрешен- ная для работы, кГц Внд излу- чения*
IV Индивидуального пользования 5 1850-1S50 1875—1950 1900—1950 ТЛГ ом AM
III Индивидуального и коллективного пользования 5 1850—1950 1875—1950 1900—1950 ТЛГ ом дм
10 3500—3650 7000-7100 28 000—29 700 ТЛГ
7040—7075 28 200—29 700 ОМ, AM
И Индивидуального и коллективного пользования 5 40 1850—1950 1875—1950 1900—19Е0 3500—3650 7000—7100 14 000—14 350 28 000—29 700 ТЛГ см AM ТЛГ
3600—3650 28 200—29 700 ОМ, AM
II Коллективного пользования 40 7040—7100 14 110-14 350 ОМ, AM
I Индивидуального н коллективного пользования 10 1850—1950 1875—1950 1900—1950 ТЛГ СМ AM
200 35С0—2650 7000—7100 14 000—14 350 21 000—21 450 28 000—29 700 ТЛГ
3600—3650 7040—7100 14 110—14350 21 150-21 450 28 200—29 700 ОМ, AM
* Вид излучения: ТЛГ (0,1А}) — телегрефлгя емллитздиея манипуляция с шириной по-
лосы излучения 0,1 кГц; ОМ (3A3J)—однополосная модуляция с подавленной несущей, ши-
рина полосы излучения 3 кГц; AM (6АЗ) — амплитудная модуляция с шириной полосы излу-
чения 6 кГц.
257
Таблица П2
Перевод децибел в отношения напряжений и мощностей
• “Т 3 "5 •
Ф АО К 3 ” о о ® £ Ss-? О £ Ф К оше на- жен £ О« “< <1/ ХО S a“S § = < * Q.- О 2 £
X ф Ж Ф О
ч 5 = = £ S о О ж ж О = с о = = Ь Ж О О = X
0 1,00 1,00 18 7,94 63,1 40 100 10060
1 1,12 1,26 19 8,91 79,4 42 125,9 15850
2 1,26 1,58 20 10,00 100,0 44 158,5 25100
3 1,41 1,99 21 11,22 125,9 46 199,5 39800
4 1,58 2,51 22 12,59 158,5 48 251,2 63100
5 1,78 3,16 23 14,13 199,5 50 316,2 100 10»
6 1,99 3,98 24 15,85 251,2 52 398,1 158 • 10»
7 2,24 5,01 25 17,78 316,2 54 501,2 251 • 10»
8 2,51 6,31 26 19,95 398,1 56 631,0 399 • 10»
9 2,82 7,94 27 22,4 501 58 794,3 631 10»
10 3,16 10,0 28 25,1 631 60 !0» 10г
И 3,55 12,6 29 28,2 794 70 3,16 10» И)7
12 3,98 15,8 30 31,6 1000 80 104 10s
13 4,47 20,0 32 39,8 1585 90 3,16 • 104 10»
14 5,01 25,1 31 50,1 2510 100 108 Ю13
15 5,62 31,6 36 63,1 3980 110 3,16 • 10» 10п
16 6,31 39,8 38 79,4 6310 120 10е 1013
17 7,08 50,1
Таблица ПЗ
Режимы генераторных ламп для линейного усиления ОМ сигналов
Тнп лампы Класс усиления Напряже- ние ано- да, В Напряже - ние экран- ной сет- ки, В 1 Напряже- ние управ- ляющей сетки, В Ток покоя анода, мА Ток анода (макси- мальный сигнал), мА А мплм!у- да напря- жения возбуж- 1 дения,В Мощность возбуж- дения, Вт И СЗ X ж о ф 3 О- х м _ с ж >> < О ф 0.0 О Ч U Ж Полезная ‘ мощность, Вт 1 Входное 1 сопротпв- 1 ление, Ом
6П41С 3 500 175 -35 15 80 34 0 4 30 —
61145С в 350 175 -58 100 350 58 0 0,7 80 —
ГУ-13 АВ, 2500 750 -95 25 145 90 0 9,6 245 —
АВ, 2500 750 -95 25 180 118 0,2 8,3 325 —
В' 2000 0 0 24 124 87 10 9,8 158 375
в* 2500 0 0 30 200 137 25 7,5 345 375
ГУ-19*’ в 600 250 —20 50 125 20 0 ' 2,9 50 —
ГУ-29’* АВ, 600 225 — 18 60 130 18 0 2,8 50 —
3 750 225 —20 30 200 30 0,4 2,2 100 —
ГУ-ЗЗБ АВ, 1500 25Э —20 100 200 20 0 4,8 175 —
ГУ-34Б АВ, 2000 400 —25 200 600 25 0 2 720 —
ГУ-43Б АВ, 3000 350 —50 330 900 50 0 2 1600 —
ГУ-50 АВ, 600 250 —45 50 90 45 0 4 32 —
В 800 250 -50 40 120 60 0,6 4 65 —
В* 1200 250 —60 15 125 60 6,6 6 110 270
в* 1200 0 0 15 125 — 10 6 НО 250
ГК-71 АВ, 1500 600 — 105 70 160 105 0 5,7 140 —
В 1500 400 -65 60 200 125 0,4 4,4 200 —
В* 2000 0 0 18 220 133 36 5,5 300 350
ГУ-74Б АВ, 2000 300 —32 300 500 32 0 3 550 —
Г-811 В* 1500 — -5 15 150 85 15 6,2 160 200
* Для схемы с ОС.
•* Для параллельного соединения обоих тетродов.
258
Характеристики коаксиальных кабелей
Таблица П4
Марка кабеля Затухание, дБ v, на частоте МГц Допустимая мощность, кВт, на частоте МГц
100 1000 1 3000 100 1 1000 3000
РК 50-2-12 0,4 0,7 1,3 0.2 0,05 0,02
РК 50-3-13 0.15 0,65 1.3 0,27 0,07 0,04
РК 50-4-11 0,11 0,5 0,95 0,4 0,1 0,05
РК 50-7-11 0,09 0,4 0,8 0,6 0,14 0,07
РК 50-9-12 0.07 0.35 0,75 0,9 0,22 0,11
РК 50-11-11 0,06 0.29 0,55 1,3 0,33 0,19
РК 75-2-12 0,24 0,75 1,3 0,23 0,04 0,02
РК 75-3-13 0,11 0,5 0.9 0.29 0,07 0,04
РК 75-4-11 0,1 0,4 1,0 0,38 0,09 0,04
РК 75-4-13 0,13 0,55 1.0 0,3 0,08 0.04
РК 75-4-16 0,1 0,5 1,0 0,32 0,08 0,04
РК 75-4-21 0,1 0,4 0,8 1,3 0,35 0,2
РК 75-7-11 0,05 0,21 0,4 0,9 0,22 0.12
РК 75-7-12 0,09 0,4 0,9 0,6 0,14 0.07
РК 75-7-22 0,07 0,3 0,6 3,0 0,9 0,5
РК 75-7-39 0,05 0,18 0,3 0,8 0,25 0,16
РК 75-7-43 0,05 0,2 0,4 3,2 1,1 0,6
РК 75-9-12 0,06 0,26 0,6 0,9 0,26 0,13
РК 75-9-14 0,05 0,24 0,46 1,0 0,3 0,16
РК 75-9-23 0,05 0,21 0,4 4,0 1,1 0,6
РК 75-9-35 0,04 0,14 0,24 1,0 0,3 0,17
РК 75-9-41 0,03 0,18 0,42 5,1 1,1 0.5
РК 75-13-32 0.02 0,11 0,35 1.5 0,4 0,24
РК 75-17-22 0,03 0,1 0,23 9,0 2,0 1.0
РК 75-17-31 0.003 0,075 0,17 2,9 0,8 0,46
РК 75-24-41 0,025 0,088 0,16 5,6 2,4 1,4
РК 100-7-11 0,08 0,11 0,9 0,41 0,13 0,08
Литература по вопросам конструирования КВ аппаратуры
Приемники
Активный фильтр для телеграфа.— Радио, 1979, № 6, с. 61.
Грушин В. Перестройка вещательных приемников на 160 м.— Радио, 1981,
№ 7—8, с. 22.
Дроздов В., Глухов С. Высокоэффективный преобразователь частоты.—
Радио, 1982, № 11, с. 21.
Жалнераускас В. Выбор резонаторов для кварцевых фильтров.— Радио, 1983,
№ 5, с. 16.
Жалнераускас В. Кварцевые фильтры на одинаковых резонаторах.— Радио,
1982, № 1, с. 18; № 2, с. 20.
Жалнераускас В. Кварцевые фильтры с переменной полосой пропускания.—
Радио, 1982, № 6, с. 23.
Жалнераускас В. Согласование кварцевых фильтров.— Радио, 1983, № 7, с. 20.
Куриный Ю. Улучшение параметров радиоприемника Р-250 М2.— Радио, 1983,
№ 8, с. 17.
Лаповок Я. Базовый приемник КВ радиостанции.— Радио, 1978, № 4, с. 19;
1979, № 4, с. 62.
Малошумящий предварительный усилитель.— Радио, 1979, № 6, с. 61.
Мединец Ю. Фильтры на гармопиковых кварцах.— Радио, 1980, № 9, с 17.
Нечаев И. AM-SSB-CW детектор.— Радио, 1982, № 2, с. 24.
Параметрический преобразователь.— Радио, 1982, № 6, с. 58.
Поляков В. О реальной селективности КВ приемников.— Радио, 1981, № 3,
с. 18; № 4, с. 21; № 7—8, с. 19.
Поляков В. Приемник на 160 м.— Радио, 1980, № 6, с. 20.
Поляков В., Степанов Б. Смеситель гетеродинного приемника.— Радио, 1983,
№ 4, с. 19.
Руднев А. Преобразователь частоты.— Радио, 1982, Ks 8, с. 22.
Скрыпиик В. Блок кварцевых фильтров.— Радио, 1982, № 9, < 19.
Чалышев Л. Любительский связной КВ приемник.--Радио, 1982, № 10, с. 17.
Шарнин И. Входной блок КВ приемника.— Радио, 1980, № 7, с. 13.
QUA. Небалансный смеситель.— Радио, 1984, № 1, с. 23.
Передатчики
Бунин С. Несколько советов коротковолновикам.— Радио, 1980, № 5, с. 14.
Васильев В. Формирователь двухполослого сигнала.— Радио, 1981, № 10, с. 22.
Голованов А., Ефимов А. Формирователь сигнала.— Радио, 1934, № 3, с. 22.
Грушин В. Простой AM передатчик.— Радио, 1979, № 9, с. 19.
Гуткин Э. Автоматическая настройка П-коитура.— Радио, 1981, № 5—6, с. 26.
Двухтактный оконечный усилитель передатчика — Радио, 1983, № 5, с. 61.
Евтеева Л. Холодная настройка П-контура передатчика,— Радио, 1981, № 2,
с. 20.
Жалиераускас В. О качестве работы SSB передатчика.— Радио, 1979, № 12,
с. 10.
Катков С. Генератор плавного диапазона с ФАПЧ.— Радио, 1981, № 10, с. 20.
Кобзев В., Рощин Г., Севостьянов С. Линейный усилитель.— Радио, 1980,
№ 11, с. 18.
Комаров С. Простой однодиапазонный телеграфный передатчик.— Радио,
1982, № 7, с. 25.
Медведев Р. Телеграфная манипуляция в кварцевом гетеродине.— Радио, 1981,
№ 4, с. 22.
Петропавловский Ю. Ограничитель речевого сигнала.— Радио, 1981, № 4, с. 20.
Погосов А. Модуляторы и детекторы на полевых транзисторах.— Радио, 1981,
№ 10, с. 19.
Поляков В. Балансный модулятор.— Радио, 1981, № 9, с. 23.
Поляков В. Фазовые ограничители речевых сигналов.— Радио, 1980, № 3, с. 22.
Поляков В. Формирователь SSB сигнала — Радио, 1983, № 3, с. 21.
Шульгин Г. Формирователь SSB сигнала.— Радио, 1982, № 6, с. 24.
QUA. Защита мощных выходных транзисторов. В передатчике — лампа строч-
ной развертки.— Радио, 1982, № 4, с. 22.
QUA. Идеи, эксперименты, опыт.— Радио, 1980, № 11, с. 20.
QUA. Система ALC.— Радио, 1982, № 11, с. 22.
Трансиверы
Бунин С, Из приемника Р-250 — трансивер.— Радио, 1983, № 10, с. 21.
Васильев В. Обратимый тракт в КВ трансивере.— Радио, 1980, № 10, с. 20.
Васильев В. Реверсивные узлы в КВ трансивере.— Радио, 1980, № 7, с. 19.
Гетеродин для КВ трансивера.— Радио, 1979, № 3, с. 61.
Губар С. Реверсивный смеситель.— Радио, 1979, № 7, с. 16.
Дроздов В. Однодиапазонный телеграфный КВ трансивер.— Радио, 1983,
№ I, с. 18.
Дроздов В. Узлы современного трансивера.— Радио, 1984, № 3, с. 20.
Жалиераускас В. Трансивер радиолюбителя-коротковолновика.— М.: Энергия,
1977,—98 с.
Кобзев В., Рощин Г., Севостьянов С. Трансивер КРС-78.— Радио, 1979, № 4,
с. 19; № 5, с. 22; № 6, с. 17.
Колодка А. Диапазон 160 м в трансивере UW3DI.— Радио, 1980, № 5, с. 24.
Коробко С. Диапазон 160 м в трансивере.— В помощь радиолюбителю, 1981,
вып. 73, с. 1.
Лаповок Я. Трансивер охотника за DX.— Радио, 1983, № 5, с. 14; № 6, с. 17;
№ 7, с. 18.
260
Лаповок Я. Трансивер с панорамным индикатором — В помощь радиолюби-
телю, 19/7, вып. 57, с. 34.
Лаповок Я. Трансивер с цифровой шкалой ДЛ-79.— В помощь радиолюбите-
лю, 1981, вып. 74, с. 1.
Лаповок Я. Я строю КВ радиостанцию.— М.: Изд-во ДОСААФ, 1983,—107 с
Лукашов В. Стабильный генератор плавного диапазона.— Радио, 1979 № 10
с 13. ’ ’
Медведев Р. Как выбрать частоту преобразовании.— Радио, 1979, № 8, с. 22.
Мединец Ю. QRPP трансивер.— Радио, 1984, № 1, с. 22.
Попов Ю. Модернизация «Радио-77».— Радио, 1981, № 4, с. 23.
Пьяных Ю. Трансивер прямого преобразования.— Радио, 1979, № 7, с. 14.
Скрынник В. Однодиапазонный телеграфный трансивер.— Радио № 1981,
12, с. 30.
Степанов Б., Шульгин Г. Трансивер «Радио-76 М2».— Радио, 1983, № 11,
с. 20; № 12, с. 16.
Степанов Б. О трансивере «Радио-76».— Радио, 1981, № 9, с. 18.
Суховерхое Е. Передающая приставка к Р-250 М2.— Радио, 1980, № 1, с. 19;
Лё 2, с. 19; Лё 10, с. 63; 1981, Лё 7—8, с. 78.
Терещук В. Гетеродин любительского трансивера.— Радио, 1982, № 12, с. 20.
Трифонов Н. Балансный преобразователь для трансивера.— Радио, 1981,
Лё 7—8, с. 22.
Фирсов Е. Микросхемы К122 (К118) в КВ аппаратуре.— Радио, 1980, № 8,
с. 20.
Шульгин Г. Трансиверная приставка — Радио, 1981, Лё 10, с. 17.
QUA. Из приемника Р-250 — трансивер.— Радио, 1982, № 3, с. 19.
Антенны
Алябиев В. Двойная треугольная антенна.— Радио, 1980, № 12, с. 19.
Беньковскпй 3., Липинский Э. Любительские антенны коротких и ультрако-
ротких волн.— М.: Радио и связь, 1983.—479 с.
Бунин С. Цельнометаллическая дельта-антенна.— Радио, 1979, № 2, с. 24.
Говоров Б., Шубин И. Бесконтактный антенный переключатель.— Радио, 1980,
Лё 12, с 20
Гребнев Ю. Простые антенны диапазона 160 м.— Радио, 1980, № 12, с. 18.
Григорьев Б. «Тихая» настройка антенны.— Радио, 1981, № 10, с. 57.
Громов В. Антенны диапазона 160 м.—-Радио, 1979, № 10, с. 14.
Две простые КВ антенны.— Радио, 1979, Лё 6, с. 61.
Двухэлементная КВ антенна.— Радио, 1982, № 5, с. 58.
Депутатов В., Александров Ю. Питание антенны T2FD.— Радио, 1982, Лё 2,
с. 24.
Ерин Е. Антенны на диапазон 160 м.— Радио, 1983, Лё 9, с. 15.
Золотарев Ю. Мпогодиапазонная экспоненциальная антенна.— Радио, 1981,
Лё 9, с. 22.
Кавецкий И., Гохберг С. Настройка антенн с помощью измерителя АЧХ.—
Радио, 1980, № 1, с. 22.
Малогабаритная рамочная антенна для КВ диапазона.—Радио, 1983, № б,
с. 61.
Медведев Р. Антенный фильтр НЧ.— Радио, 1981, № 7—8, с. 22.
Спичак Г. «Двойной квадрат» с укороченной траверсой.— Радио, 1979, № 5,
с. 26.
Старостин В. Антенна на 160 м.— Радио, 1982, № И, с. 20.
Трехдиапазонная КВ антенна.— Радио, 1983, Лё 7, с. 58.
Тыдыков Н. Эффективная антенна на 10-метровый диапазон.—Радио, 1981,
№ 4, с. 23.
Узун В. Совмещенные «волновые каналы»,—Радио, 1979, Лё 10, с. 14.
Универсальное согласующее устройство.— Радио, 1983, № 10, с. 61.
Фирсов С. Антенна на диапазон 80 м.— Радио, 1983, Лё 5, с. 25.
Харченко К. Настройка антенны «волновой канал».— Радио, 1981, № 7—8,
с. 19.
Харченко К. Проводники с укорочением в антеннах.— Радио, 1979, № 8, с. 20.
Эдельман С. «Волновой канал» с логопериодическим излучателем.— Радио,
1981, № 7—8, с. 17.
261
QUA. Антенный переключатель. Модифицированная антенна,— Радио, 1932,
№ 11, с. 22.
QUA. «Волновой канал» с вертикальными вибраторами.— Ради, 1981, № 5—6,
с. 25.
QUA. Несколько антенн на одной траверсе. Экономичная конструкция «двой-
ного квадрата». Антенна на 160-метровый диапазон.— Радио, 1981, № 11, с. 19.
QUA. Резонанс траверсы — испорченная диаграмма направленности. Антен-
ный переключатель;-— Радио, 1982, № 3, с. 19.
QUA. Фильтры-пробки для антенн.— Радио, 1982, Ms 4, с. 22.
Измерительная аппаратура и вспомогательные устройства
Багдян В. Блок обработки CW и RTTY сигналов.— Радио, 1982, № 8, с. 17.
Багдян В. Любительский дисплей.— Радио, 1982, № 5, с. 19.
Безруков А. Калибратор связного приемника.— Радио, 1979, № 11, с. 15.
Бирюков С. Цифровая шкала.— Радио, 1982, № 11, с. 18; № 12, с. 28.
Васильев В. Простой манипулятор.— Радио, 1979, № 8, с. 23.
Гречихин А. Измерение параметров любительских передатчиков.— Радио, 1981,
Xs 9, с. 20.
Гречихин А., Морозкин В. Комбинированный прибор радиоспортсмена.—
Радио, 1979, № 2, с. 22.
Гохберг С. Пульт управления вращением антенны.— Радио, 1980, X» 5, с. 24.
Гуржуенко И. Простой электронный ключ — Радио, 1984, Xs 3, с. 23.
Иванов Г. Бестрансформаторный блок питания.— Радио, 1979, Xs 11, с. 13.
Кошевой В. Телеграфный ключ с магнитом.— Радио, 1979, Xs 6, с. 21,
Кононов В. Электронные телеграфные ключи на микросхемах МОП-структу-
ры.— Радио, 1982, № 9, с. 14.
Кургин Е. Автоматический ключ с памятью.— Радио, 1981, Xs 2, с. 17.
Куриный Ю. О помехах телевидению.— Радио, 1983, Xs 10, с. 17.
Лаповок Я- Универсальный прибор коротковолновика.— Радио, 1979, Xs 11,
с. 19; Xs 12, с. 13.
Мацаков Л. Блок памяти для автоматических телеграфных ключей.— Радио,
1980, Xs 1, с. 22.
Мешковец А. Высокочастотный амперметр.— Радио, 1980, Xs 5, с. 23.
Румянцев С. Коаксиальный эквивалент нагрузки,— Радио, 1983, X? 3, с. 17.
Скочко А. Электрический привод в согласующем устройстве.— Радио, 1982,
Xs 8, с. 22.
Стандарты IARU для S-метров.— Радио, 1979, X» 2, с. 25.
Степанов Б., Шульгин Г. Анализатор спектра передатчика.— Радио, 1983,
Xs 9, с. 17.
Терещук В. Несложный панорамный индикатор.— Радио, 1981, Xs 5, с. 24.
Толкушев А., Хонин Г. Подъемно-поворотный узел антенны.— Радио, 1980,
№ 7, с. 17.
Тыдыков Н. Мостовая система управления поворотом антенны.— Радио, 1981,
Xs 3, с. 21.
Ферсенко А., Хроменков А. Цифровая шкала трансивера.— Радио, 1981, Xs 12,
с. 33.
Члиянц Г. Низкочастотное коммутирующее устройство.— Радио, 1983, Xs 10,
с. 20.
Шульгин Г. Двухтональный генератор.— Радио, 1981, Xs 4, с. 18.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение
Стр.
3
Глава 1. Узлы коротковолновой аппаратуры......................5
1. Колебательный контур.......................................5
2. Электрические фильтры ....................................J2
3. Усилители .... -..........................................25
4. Смесители ................................................31
5. Автогенераторы . , ................. 37
6. Умножители частоты .......................................44
7. Делители частоты . .......................................45
8. Синтезаторы частот .......................................46
Список литературы ...........................................53
Глава 2. Коротковолновые радиоприемники......................54
1. Типы коротковолновых приемников...........................54
2. Параметры КВ приемников...................................56
3. Структурные схемы супергетеродинных приемников............72
4. Каскады КВ приемников.....................................75
5. Налаживание КВ приемников ...............................*86
6. Вседиапазониый КВ приемник................................87
7. Приемник прямого преобразования...........................89
Список литературы ...........................................S1
Глава 3. Коротковолновые передатчики ................................92
1. Параметры любительских коротковолновых передатчиков...............92
2. Структурные схемы любительских коротковолновых передатчиков ... 93
3. Усилители мощности радиолюбительских передатчиков.................94
4. Транзисторные усилители мощности высокой частоты ....... 124
5. Промежуточные каскады передатчика................................164
6. Телеграфная манипуляция .........................................165
7. Обеспечение устойчивости усилителей мощности.....................167
8. Обеспечение надежности передатчиков ............................ . 168
9. Тепловой режим передатчиков......................................170
10. Практические конструкции..................................... . 171
Список литературы ............................................... . 178
Глава 4. Однополосная модуляция.................................. . 179
1. Преимущества однополосной модуляции .......................... 179
2. Методы формирования ОМ сит нала.............................. . 180
3 Трансиверы......................................................184
4. Повышение эффективности однополосной передачи...................188
5. Налаживание однополосной аппаратуры.............................189
Список литературы..................................................199
Глава 5. Источники сетевого электропитания............................200
I. Схемы выпрямителей.............................................200
2. Выпрямительные диоды ...............................201
3. Трансформаторы ................................................202
4. Расчет выпрямителя при работе на емкость.......................204
5. Работа выпрямителя на индуктивность.........................208
6. Стабилизация питания усилителей мощности......................210
Список литературы............................................... 21!
263
Глава б. Распространение радиоволн. Антенны
. 2Й
1. Радиоволны.................»
2. Поверхностное распространение радиоволн , .
3. Ионосферное распространение радиоволн . . «
4. Тропосферное распространение коротких волн ,
5. Характеристика любительских КВ диапазонов ,
6. Особенности распространения КВ , . . . .
7. Линии передачи .......
8. КВ антенны .............
Список литературы ...........
...... .211
....... 213
....... 213
....... 217
....... 218
..... ... 220
..... . . 221
.....225
....... 238
Глава 7. Вспомогательные устройства ............. 238
1. Полуавтоматический телеграфный ключ ........... 238
2. Частотомер — цифровая шкала настройки............................239
3. Измеритель коэффициента стоячей волны для линий с волновым сопротив-
лением 50 и 75 Ом...................................................243
4. Кварцевый калибратор ............................................244
Глава 8. Борьба с помехами телевизионному и радиоприему от любитель-
ских радиостанций ............................ 245
1. Помехи приему телевидения...................... 245
2. Помехи приему радиовещания..................... 255
3. Помехи звуковоспроизводящей аппаратуре......... 256
Список лшературы . . .......................... 256
Приложения .............. ..........257
Сергей Георгиевич Бунин, канд. техн, наук
Леонид Петрович Яйлеико
СПРАВОЧНИК радиолюбителя-коротковолновика
Редакторы Н. М. Корнильева, О. П. Веремейчик
Оформление художника Л. А. Дикарева
Художественный редактор В. С. Шапошников
Технический редактор Н. А. Бондарчук
Корректоры Л. В. Ляшенко, И.В. Тарабан
Информ, бланк № 2229
Оцано в набор 27,12.83, Прдписано в печать 07.06.84. БФ 32223. Формат 60х 90Vi«.' Бумага типогр,
№2. Гарн. лит. Печ.,вЬ1С. Усл^печ. л. 16,5. Уел. кр.-отт. 16,75. Уч.-нзд. л. 26,18. Тираж
220000 (2-й завод 100 001—220 000) экз. Цена 2 р. ю Kf зак 4.51g.
Издательство «Тэхника», 252601, Киев, 1, Крещатик 5.
Книжная фабрика им. М. В. Фрунзе, 310057, Харьков-57, ул, Донец -Захар жевского, 6/8,