Текст
6П2.15
Б 81
УДК 621.38
АННОТАЦИЯ
Книга представляет собой коренным образом пере-
работанную монографию «Применение электронных
ламп в экспериментальной физике», последнее изда-
ние которой вышло в свет в 1956 г. Объем книги
значительно увеличен. В ней последовательно изло-
жена работа электронноламповых и транзисторных
устройств, начиная с рассмотрения элементов цепей и
кончая описанием большого числа практических схем.
Наибольшее внимание уделено схемам, находящим
широкое применение в технике физического экспери-
мента. В книге есть много практических сведений,
необходимых для постройки измерительных радио-
электронных устройств и для грамотного использо-
вания их в экспериментальной работе.
Книга рассчитана на студентов физических факуль-
тетов — нерадиофизиков, аспирантов и физиков-экс-
периментаторов, которым в своей практической рабо-
те приходится сталкиваться с радиоэлектронными
устройствами.
Бонч-Бруевич Алексей Михайлович
РАДИОЭЛЕКТРОНИКА В ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЙ ФИЗИКЕ
М., 1966 г., 768 стр. с илл.
Редактор А. Л. Лещинский.
Техн, редактор С. Я. Шкляр. Корректор О. А. Сигал.
Сдано в набор 17/VII 1965 г. Подписано к печати 11/1 1966 г. Бумага 70xl08i/i(1.
Физ. печ. л. 48. Условн. печ. л. 67,2. Уч.-изд. л. 64.74. Тираж 23000 экз. Т-01416
Цена книги 4 р. 26 к. Заказ № 1209.
Издательство «Наука».
Главная редакция фивиии-математической литературы.
Москва, В-71, Ленинский проспект, 15.
Московская типография М 16
Главполиграфпрома Комитета по печати при Совете Министров СССР.
Москва, Трехпрудный пер., д. 9.
3-3-12
75-65
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие..............................................................
ГЛАВА I
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
§ 1. Стационарные параметры и характеристики линейных цепей...............
1. Линейные элементы электрических цепей (9). 2. Эквивалентные схемы (12). 3. Стацио-
нарные сопротивления линейных цепей (13). 4. Стационарные характеристики передачи
линейных цепей (19). 5. Связанные цепи (23). 6. Прохождение через линейные цепи
сигналов сложного спектрального состава (27).
§ 2. Переходные характеристики линейных цепей.............................
1. Переходные характеристики простых линейных цепей (31). 2. Операционный метод
анализа переходных характеристик линейных цепей ИЗ 6). 3. Переходные процессы
в йВС-цепях (39). 4. Связь переходных и стационарных характеристик цепей (43).
§ 3. Четырехполюсники ....................................................
1. Уравнения и коэффициенты четырехполюсников (44). 2. Эквивалентные схемы
четырехполюсников (47). 3. Параметры нагруженных четырехполюсников (50). 4. Со-
единения четырехполюсников (53).
§ 4. Цепи с распределенными параметрами...................................
1. Стационарные процессы в линиях (56). 2. Стационарное входное сопротивление
линии (61). 3. Нестационарные процессы в линиях (64). 4. Согласование линий (68).
5. Линии задержки. Искусственные линии (72).
§ 5. Нелинейные цепи и цепи с переменными параметрами.....................
1. Некоторые нелинейные элементы электрических цепей (77). 2. Динамические харак-
теристики нелинейных цепей (84). 3. Аппроксимация характеристик степенными рядами.
Преобразование сигналов в нелинейных цепях (89). 4. Цепи, с переменными параметра-
ми (94).
ГЛАВА II
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
§ 1. Электрические цепи с вакуумными электронными лампами.................
1. Статические вольтампершде характеристики и параметры вакуумных электрон-
ных ламп(97). 2. Динамические характеристики электронных ламп(102). 3. Эквивалент-
ные схемы электронных ламп, работающих в линейном режиме. Входное и выходное
сопротивления электроннолампового каскада (109). 4. Вакуумная лампа как актив-
ный четырехполюсник (112).
§ 2. Электрические цепи, содержащие транзисторы...........................
1. Общее описание работы транзисторов (114). 2. Характеристики транзисторов (118).
3. Эквивалентные схемы и параметры транзисторов для малых сигналов низкой
частоты (125). 4. «Ламповые параметры» транзисторов (130). 5. Параметры транзисторов
в области высоких частот (132).
§ 3. Нелинейные и параметрические цепи с активными элементами.............
1. Нелинейные искажения сигналов в цепях с активными элементами (13 6). 2. Преобра-
зование спектров сигналов в нелинейных активных цепях (139). 3. Работа электронных
ламп в ключевом режиме (144). 4. Работа транзисторов в ключевом режиме (147). 5. Га-
зоразрядные приборы в ключевых схемах (149).
§ 4. Обратные связи в активных цепях......................................
1. Стационарные коэффициенты передачи цепей с обратной связью (155). 2. Выходное
сопротивление устройств с обратной связью (162). 3. Входное сопротивление устройств
с обратной связью (164). 4. Стабилизирующее действие отрицательной обратной свя-
'7
9
31
44
56
77
97
114
136
155
4
ОГЛАВЛЕНИЕ
зи (166). 5. Анализ устройств с обратной связью путем рассмотрения эквивалент-
ных схем. Анодный повторитель (172). 6. Графическое рассмотрение характеристик
устройств с обратной связью (174). 7. Паразитные обратные связи в усилите-
лях (176).
§ 5. Флуктуационные помехи в радиоэлектронных устройствах............... 181
1. Источники электрических помех (181). 2. Общие соображения о регистрации слабых
сигналов/184). 3. Контурные'шумы (190). 4. Ламповые шумы (193). S. Шум полупровод-
никовых приборов (197). 6. Суммарные флуктуационные помехи входного каскада
измерительного устройства (200).
ГЛАВА III
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
§ 1. Электронноламповые каскады с анодной нагрузкой (с общим катодом) . . 204
1. Основные типы усилительных каскадов с анодной нагрузкой (204). 2. Стационарные
характеристики усилительного каскада на сопротивлениях (207). 3. Переходные харак-
теристики усилительного каскада на сопротивлениях (213). 4. Искажения, вносимые
вспомогательными цепями усилительного каскада (217). 5. Соображения о расчете
усилительного каскада на сопротивлениях (222). 6. Трансформаторный усилительный
каскад (224). 7. Резонансный усилительный каскад (230).
§ 2. Электронноламповые каскады с общим анодом и общей сеткой.....................236
1." Схема каскада с катодной нагрузкой (с общим анодом) (236). 2. Характеристики
каскада с катодной нагрузкой-(241). 3. Некоторые применения каскадов с катодной
нагрузкой (244). 4. Каскад с общей сеткой (248).
§ 3. Комбинированные электронноламповые каскады.................................. 252
1. Каскад с катодно-анодной нагрузкой (252). 2. Каскад с катодной связью (254).
3. Каскад с последовательным включением ламп (257). 4. Двухтактные каскады (262).
5. Балансные (мостовые) каскады (265).
§ 4. Транзисторные каскады ...................................................... 270
1. Общие сведения. Стабилизация начального режима транзистора (270). 2. Усилитель-
ный каскад с общим эмиттером (277). 3. Усилительный каскад с общим коллектором
(каскад с эмиттерной нагрузкой) (286). 4. Усилительный.каскад с общей базой (290).
§ 5. Выходные каскады ... .......................... - 291
1. Выходной электронноламдовый каскад с непосредственным включением нагрузки
в анодную цепь лампы (291). 2. Выходной каскад с трансформаторным включением
нагрузки в анодную цепь лампы, работающей в режиме класса А (293). 3. Резонансные
выходные каскады (296). 4. Транзисторные выходные каскады (304).
ГЛАВА IV
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
§ 1. Широкополосные усилители - • ................ . ......... 309
1 .’Многокаскадные усилители на сопротивлениях (309). 2. Коррекции характеристик
усилителя в области верхних частот (315). 3. Коррекция характеристик усилителя
в области нижних частот (321). 4. Характеристики усилителей с обратной связью (326).
5 . Некоторые схемы широкополосных усилителей (332). 6. Налаживание и исследова-
ние широкополосных усилителей (335).
§ 2. Сверхширокополосные усилители......................................... 340
1. Усилительный каскад с распределенными параметрами (340). 2. Многокаскадные
усилители с распределенными параметрами (344).
§ 3. Узкополосные усилители................................................. 349
1. Узкополосные усилители с колебательными контурами (349). 2. Узкополосные уси-
лители с ВС-фильтрами (357).
§ 4. Усилители медленно меняющихся сигналов ............................... 364
1. Схемы усилителей с непосредственной связью каскадов (364). 2. Методы увеличения
стабильности усилителей с непосредственной связью (369). 3. Усилители с несущей
частотой (376). 4. Усилители с коррекцией дрейфа (379). 5. Усилители с непосредствен-
ной связью на транзисторах (385).
ГЛАВА V
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ. ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
§ 1. Генераторы гармонических колебаний с обратной связью . -.... 388
1. Возбуждение гармонических электрических колебаний в системах с обратной свя-
зью (388). 2. Стабилизация частоты генерируемого напряжения (397). 3. Стабилизация
амплитуды генерируемого напряжения (400). 4. ВС-генераторы гармонических колеба-
ний (405). 5. Генераторы с обратной связью на транзисторах (410).
ОГЛАВЛЕНИЕ
5
§ 2. Релаксационные генераторы................................................ 416
1. Релаксационные колебания (416). 2. Основная схема мультивибратора (418). 3. Неко-
торые схемы ламповых мультивибраторов (427). 4. Мультивибраторы на транзисто-
рах (433). 5. Влокинг-генератор (436).
§ 3. Триггерные схемы (релаксационные реле).................................... 442
1. Триггеры с одним устойчивым состоянием (однотактные триггеры) (442). 2. Триггеры
с линейной зависимостью длительности возбуждаемых импульсов от величины управ-
ляющего напряжения (452). 3. Следящий триггер (триггер Шмитта) (458). 4. Триггеры
с двумя устойчивыми состояниями (двухтактные триггеры) (461). 5. Триггеры на тран-
зисторах (468). 6. Триггеры на газоразрядных лампах (475).
§ 4. Некоторые генераторы сигналов специальной формы........................... 480
1. Генераторы прямоугольных периодических импульсов (480). 2. Генераторы кратко-
временных импульсов (486). 3. Генераторы пилообразных импульсов (490). 4. Генера-
торы ступенчатого напряжения (496). 5. Генерация сигналов, заданных графиче-
ски (500).
ГЛАВА VI
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ И ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
ИХ ФОРМЫ
§ 1. Детектирование сигналов............................................... 505
1. Детектирование сигналов в нелинейных цепях (505). 2. Детектирование сигналов
в параметрических цепях (синхронное детектирование) (511). 3. Детектирование сигна-
лов в присутствии шума (521).
§ 2. Формирование сигналов ................................................ 525
1. Ограничение уровня сигналов (525). 2. Фиксация начального уровня сигналов (534).
3. Преобразование длительности импульсов (536). 4. Амплитудно-временное преобразо-
вание импульсов (541). 5. Временная селекция сигналов (545).
§ 3. Схемы для математических операций с сигналами......................... 553
1. Суммирование сигналов (553). 2. Перемножение и деление сигналов (558). 3. Диф-
ференцирование и интегрирование сигналов (563).
ГЛАВА VII
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИИ
УРОВНЯ СИГНАЛОВ
§ 1. Устройства для наблюдения формы сигналов . ......................... 569
1. Основные сведения о приборах для наблюдения формы сигналов (569). 2. Основные
блоки катодных осциллографов (578). 3. Некоторые специальные виды разверток (583).
4. Наблюдение формы периодических сигналов при большом уровне нерегулярных
помех (589). 5. Коррекция инерционности датчиков сигналов (595).
§ 2. Логарифмические усилители............................................ 598
1. Логарифмические усилители с нелинейными элементами (598). 2. Логарифмические
устройства с преобразованием амплитуды сигналов в их длительность (603).
§ 3. Устройства для регистрации сигналов низкоомных датчиков.............. 607
1. Общие соображения о построении входных цепей радиоэлектронных устройств,
работающих с низкоомными датчиками (607). 2. Некоторые схемы усилителей для
работы с низкоомными датчиками (612).
§ 4. Ламповые электрометры................................................ 621
1. Электрометрическое измерение электрического тока и заряда (621). 2. Электрометри-
ческие лампы (624). 3. Однокаскадные ламповые электрометры (630). 4. Многокаскадные
ламповые электрометры с непосредственной связью (639). 5. Динамические ламповые
электрометры (644). 6. Ламповые электрометры с коррекцией дрейфа (650).
ГЛАВА VIII
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
§ 1. Линейные импульсные усилители............................... 652
1. Основные соображения о построении схем линейных импульсных усилителей (652).
2. Некоторые простые схемы линейных импульсных усилителей (657).
6 ОГЛАВЛЕНИЕ
§ 2. Счет числа импульсов..................................................... 664
1. Общие соображения о регистрации числа импульсов (664). 2. Пересчетные схемы
на вакуумных лампах (669). 3. Пересчетные схемы на газоразрядных лампах (683).
4. Транзисторные пересчетные схемы (687). 5. Ферритовые и феррит-транзисторные
пересчетные устройства (690). 6. Пересчетные устройства на декатронах (695). 7. Изме-
рители скорости счета (интенсиметры) (701).
§ 3. Исследование распределения импульсов по амплитудам....................... 706
1. Импульсные дискриминаторы (706). 2. Одноканальные амплитудные анализато-
ры (711). Элементы многоканальных амплитудных анализаторов с разделением на
каналы пороговыми устройствами (719). 4. Элементы многоканальных анализаторов
с амплитудно-времеинбй трансформацией сигналов (725).
$ 4. Исследование распределения импульсов во времени.......................... 737
1. Регистрация совпадений и антисовпадений (737). 2. Схемы совпадений с малой
и средней разрешающей способностью (741). 3. Схемы совпадений с высокой разрешаю-
щей способностью (745). 4. Краткие сведения о многоканальных временных анализа-
торах (753).
Литература ................................................................. 758
Предметный указатель........................................................ 766
ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящая книга представляет собой коренным образом переработанную
монографию «Применение электронных ламп в экспериментальной физике»,
последнее издание которой вышло в свет в 1956 г. Несмотря на то, что за
истекшие годы появилось значительное число книг по различным вопросам
радиоэлектроники, в которых подробно рассматриваются вопросы, пред-
ставляющие интерес и для физиков-экспериментаторов, а также монографии
по применению электронных приборов в ряде разделов физики, необходи-
мость в книге широкого профиля сохранилась. В связи с этим направлен-
ность книги и характер изложения остались прежними — она должна слу-
жить общим руководством для студентов физических факультетов и науч-
ных работников — нерадиофизиков, которым приходится сталкиваться в
своей практической работе с радиоэлектронными устройствами.
Большой прогресс электронной техники и значительное расширение
областей ее применения в различных разделах физики потребовали суще-
ственного увеличения объема как общих, так и конкретных сведений о радио-
электронных устройствах. В книге более систематически, чем прежде, про-
веден принцип последовательного рассмотрения сначала простых цепей
и методов их анализа, затем основных каскадов и, наконец, состоящих из
таких каскадов более или менее сложных измерительных устройств. Парал-
лельно с злектронноламповыми схемами практически во всех разделах рас-
сматриваются схемы, построенные на транзисторах. Полностью пересмотрены
разделы, касающиеся используемых в экспериментальной физике усили-
тельных и регистрирующих устройств, и значительно увеличено число
примеров практических схем, применяемых в лабораторной практике.
Детальный анализ ряда сложных схем, как и прежде, не проводится, так
как он увеличил бы и без того большой объем книги. Вместе с тем значитель-
ное внимание уделено рассмотрению основных принципов работы таких схем
и идей их построения, что должно облегчить пользование специальными
монографиями и периодической литературой по методам радиоэлектрони-
ки в экспериментальной физике.
При подготовке материалов по отдельным разделам книги мне большую
помощь оказали Л. Б. Устинова, Я. А. Имас и Е. Б. Александров, которым
я приношу благодарность.
А. М. Бонч-Бруевич
ГЛАВА I
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
§ 1. СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ
ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
1. Линейные элементы электрических цепей. Анализ процессов в элек-
трической цепи должен дать возможность найти величину и форму тока и на-
пряжения на выходе цепи (или в ее отдельных участках), если известны
величина и форма э. д. с. или тока внешнего источника. Возможна и обрат-
ная задача — построение цепи, обладающей определенными характеристи-
ками передачи сигнала и заданными входным и выходным сопротивлениями.
При анализе процессов в сложной цепи последнюю упрощают, пре-
небрегая некоторыми ее элементами и идеализируя другие. Степень упро-
щений, разумеется, должна быть такова, чтобы результаты анализа были
практически применимы к действительным цепям.
К числу идеализаций, облегчающих анализ цепей, относится представ-
ление трех элементов, из которых строятся цепи: сопротивлений, конден-
саторов и катушек самоиндукции в виде идеальных элементов, для которых
соответственно справедливы соотношения
= const =R, (1.1)
-^=const = A, (1.2).
eUc = const ~ . (1-3)
J Icdt C
Величины R, L и С носят название активного сопротивления, индук-
тивности и емкости и представляют собой параметры соответствующих эле-
ментов *).
Действительные элементы, входящие в электрическую цепь, могут
быть заменены эквивалентным сочетанием из нескольких идеальных. Так,
например, действительный конденсатор, обладающий потерями, представ-
ляется в виде последовательного или параллельного соединения емкости
и активного сопротивления. Имея в виду замену действительных элементов
идеальными, часто конденсатор называют емкостью, катушку самоиндук-
ции — индуктивностью, а сопротивление — активным сопротивлением.
Мы будем поступать так же, хотя один и тот же действительный элемент
или участок цепи может обнаруживать свойства емкости, индуктивности,
*) Термин «активное сопротивление» неудачен, так как под активными понимают
элементы, являющиеся источниками энергии. Сопротивление R, рассеивающее энергию
электрического тока, следовало бы называть «диссипативным». Однако, придерживаясь
установившейся терминологии, мы сохраним наименование «активное сопротивление»,
имея в виду сделанную оговорку.
10
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
от линейности настолько
.активного сопротивления либо, наконец, сочетания из них — в зависимости
от частоты действующего в цепи напряжения.
Активное сопротивление, индуктивность и емкость обычно рассматри-
вают как линейные симметричные элементы. Ток, протекающий через такой
элемент, представляет собой линейную (алгебраическую или дифферен-
циальную) функцию приложенного к нему напряжения, причем абсолют-
ная величина тока не зависит от знака напряжения или направления его
изменения. Этому условию отвечают соотношения (1.1), (1-2) и (1-3), если
значения R, L и С не зависят от напряжения, приложенного к ним, или
величины протекающего через них тока.^Строго говоря, это условие не
•соблюдается и все элементы нелинейны, но во мнргих случаях отклонение
невелико, что невозможно отличить действитель-
ный элемент от идеализированного линейного.
Результаты анализа цепей, проведенного в пред-
положении линейности элементов, вообще говоря,
справедливы толькр в определенных границах
значений тока и напряжения.
Действительна, например, активное сопротив-
ление можно рассматривать как линейный эле-
мент только в том случае, если текущий через
него ток настолько мал, что выделяющееся тепло
не приводит к заметному изменению величины
сопротивления. Аналогичные соображения можно
высказать в отношении катушки индуктивности
и конденсатора. /
Цепи, составленные из линейных элементов,
носят название линейных электрических цепей.
Если параметры R, L и С цепи остаются неизмен-
ными в течение времени, когда протекает изучаемый электрический процесс,
то говорят о цепи с постоянными параметрами.
Элементы, из которых состоит цепь, могут быть либо сосредоточены
во вполне определенных ее частях, либо распределены по всей цепи. В по-
следнем случае каждый участок цепи не может быть представлен в виде
одного элемента того или иного типа. Цепи первого вида носят название
цепей с сосредоточенными параметрами, а вторые — цепей с распределен-
ными параметрами. Вообще говоря, всякая электрическая цепь обладает
распределенными параметрами. Практическое значение этих параметров
определяется видом цепи и частотой действующего напряжения (см. § 4
настоящей главы).
Соотношения (1.1), (1-2) и (1.3) вместе с законами Кирхгофа позволяют
составить уравнения, связывающие мгновенные значения напряжения,
действующего в цепи, с мгновенными значениями протекающего в ней тока.
Так, например, для цепи, состоящей из последовательного включения R,
^и С, на входе которой действует напряжение (рис. 1.1), напишем
IR + L + = (1.4)
Ц"» Is J
или
d*I R di 1 T i dUt c-
di2 "f" L dt LC ~~ L dt ’ V °'
Рис. 1.1. Цепь, состоящая
из последовательно соеди-
ненных индуктивности, ак-
тивного сопротивления и
емкости.
Совершенно так же, пользуясь законами Кирхгофа, можно составить
уравнение для любой линейной электрической цепи. Интегрирование урав-
нения при известной форме сигнала, т. е. при явно заданной функции Ui (t),
позволяет найти выражения для тока, протекающего через тот или иной
элемент цепи, и для падения напряжения на этом элементе.
$ 1] СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ 11
4
о
-о
Рис. 1.2. Простая ЛС-цепь,
содержащая два активных
сопротивления.
Для облегчения Анализа электрических процессов в сложной цепи
ее стремятся представить в виде более простой цепи. При этом несколько
однородных элементов, включенных параллельно или последовательно,
заменяют одним элементом того же типа, воспользовавшись правилом сло-
жения проводимостей или сопротивлений. Считая возможным ограничиться
приближенным анализом процессов в цепи, часто пренебрегают некото-
рыми второстепенными ее элементами. Так, на-
пример, если напряжение £7j, действующее на
входе цепи, представленной на рис. 1.2, изме-
dU U
няется настолько медленно, что С < д-, т. е.
1С < Ir, то для определения величины тока I,
протекающего через сопротивление можно
исключить из схемы емкость С и рассматривать
цепь, состоящую из последовательно включенных
активных сопротивлений RA и Т?2. Наоборот, если
„ dU U
выполняется неравенство С то протека-
Clt /<2
ющий через сопротивление Rv ток можно найти
в результате рассмотрения процессов в цепи,
состоящей из сопротивления R^ и емкости С.
является ли тот или иной элемент второстепенным, определяется числен-
ными значениями параметров цепи, формой действующего в цепи напряже-
ния (или протекающего в ней тока) и, наконец, точностью, с которой
производятся вычисления. .
Рассмотрение процессов в цепи часто можно упростить, воспользовав-
заключается в том, что
Таким образом, вопрос,
шись так называемым принципом компенсации. Он
Рис. 1.3. Нахождение тока в двухгенераторной цепи (а) путем последова-
тельного исключения сначала одного, а затем второго генераторов (б ив).
IZ = Iz~^~ I'z-
сопротивление, по которому протекает ток, может быть заменено либо
источником э. д. с., равной падению напряжения на сопротивлении, либо
источником тока, равного току, протекающему через сопротивление. При
этом токи и напряжения в остальных участках цепи остаются неизменными,.
^Поскольку процессы в линейных цепях описываются линейными урав-
нениями, к ним применим принцип суперпозиции. Это значит, что резуль-
тат действия в линейной цепи сигнала сложной формы можно найти как
сумму результатов действий сигналов более простых, на которые разла-
гается исходный сложный сигнал. Совершенно так же, если, например
в рассматриваемой цепи имеется два генератора с э. д. с. U01 и U02 и внут-
ренними сопротивлениями Roi и Т?02 (рис. 1.3, а), то ток в том или ином участ-
ке цепи можно найти как сумму токов, протекающих в этом участке, при
исключении сначала одного, а затем второго генератора, но с сохранением
их сопротивлений (рис. 1.3,6 и в).
12
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
Рис. 1.4. Сложная ЯС-цепь (а) и
эквивалентная ей Я£С-цепь (б).
2. Эквивалентные схемы. При анализе электрических цепей часто при-
бегают к замене одного сочетания элементов другим сочетанием, более удоб-
ным для описания процессов в схеме. При этом обе цепи — рассматриваемая
исходная цепь и ее заменяющая — должны быть «эквивалентными». Опре-
деление эквивалентности одной цепи другой зависит от того, какое свой-
ство цепи рассматривается. Так, например, если результат анализа должен
дать возможность определить напряже-
ние на выходе цепи С72 при действии из-
вестной э. д. с. Ui на ее входе, то экви-
валентными называются цепи, на выходах
которых получаются одинаковые напряже-
ния при действии на их входах одинако-
вых э. д. с.
В частности, если зависимость тока
в цепи от времени описывается дифферен-
циальным уравнением второго порядка,
то эта цепь независимо от ее конфигурации
может быть заменена последовательным
соединением эквивалентного активного'
сопротивления, эквивалентной емкости
и эквивалентной индуктивности. Значения
этих параметров находятся путем состав-
ления дифференциального уравнения для
тока, который протекает через элемент,
включенный на выходе действительной
цепи, и сравнения коэффициентов получен-
ного уравнения с коэффициентами урав-
нения для цепи, состоящей из последова-
тельного включения индуктивности, емко-
сти и активного сопротивления.
Для пояснения этого приема рассмотрим цепь, изображенную на
рис. 1.4, а. Составляя для нее уравнения Кирхгофа и исключая перемен-
ную 1С, получим
c2r,r2 +(в,+Н2 %- +й2) IB+~ £ IR dt=и,.
(1-6)
Сравнивая это уравнение с уравнением (1.4), заключаем, что ток, про-
текающий через сопротивление R2 в цепи, изображенной на рис. 1.4, а,
совпадает с током, протекающим в цепи, состоящей из последовательного
соединения индуктивности £эк = RVR2C2, емкости Сэк = Ct и активного
С
сопротивления RBK — Rt + R2 + R2r? (рис. 1.4, б). Соответственно напря-
жение, выделяющееся на сопротивлении R2 эквивалентной цепи, совпадает
с напряжением на выходе исходной цепи. Поскольку параметры /?эк, Сэк
и Ьэк не являются функциями напряжения и±, то цепь, изображенная на
рис. 1.4, б, эквивалентна цепи, приведенной на рис. 1.4, а, в отношении
нагрузки генератора и прохождения через нее сигналов при любой форме
последних. Р
Иногда рассматриваемую цепь можно заменить не одной, а двумя экви-
валентными цепями. Так, например, не представляет труда убедиться, что
цепь, изображенная на рис. 1.2, может быть заменена эквивалентными
цепями, представленными на рис. 1.5, а и 1.5, б. При этом цепь на рис. 1.5, а
эквивалентна исходной, если на ее входе действует напряжение UaK =
д2
Д1+д2
В случае неоднозначности замены рассматриваемой цепи экви-
5 1J СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ 13
валентной ей можно выбирать для анализа ту, которая почему-либо удоб-
нее. Удобство такого анализа заключается в том, что сложные схемы мо-
гут быть сведены к нескольким простым цепям, свойства которых хорошо
известны.
Если процессы в рассматриваемой цепи описываются дифференциаль-
ным уравнением порядка выше второго, то цепь не может быть заменена
эквивалентной, состоящей из последовательного включения /?8К С8К и LBK.
Рис. 1.5. Две цепи, эквивалентные ЯС-цепи, представлен-
ной на рис. 1.2.
Если же эти процессы описываются уравнением первого порядка, то рас-
сматриваемая цепь всегда может быть заменена либо эквивалентной одно-
контурной RC-, либо одноконтурной /?Л-цепью.
Часто упрощение сложной цепи дает представление об эквивалентном
генераторе? ПологкимГчто генератор с э. д. с. L)o и внутренним сопротивле-
йиёъГТЯ^'замкнут на параллельно
включенные сопротивление R и
цепь Z, состоящую из того или
иного числа отдельных элементов,
причем через эту цепь протекает
ток 1г. Составляя уравнения Кирх-
гофа, легко показать, что через
цепь Z будет протекать такой же
ток, если к ее входу приключить
генератор с э. д. с., равной падению
Рис. 1.6. Замена генератора эквивалентным.
напряжения на сопротивлении
, R
R : Uo и внутренним
D' -й Йо
сопротивлением R„ =-п , г, .
Пользуясь этим правилом,
можно перенести
генератор из одного контура в другой, соответственно изменив его э. д. с.
и внутреннее сопротивление (рис. 1.6). Это позволяет, например, сразу
заменить цепь, изображенную на рис. 1.2, эквивалентной ей цепью на
рис. 1.5, а.
Иногда бывает удобно отнести сопротивление генератора к цепи, к кото-
рой он присоединен, и, таким образом, считать, что генератор дает напря-
жение, равное его э. д. с., независимо от величины отбираемого тока. В даль-
нейшем мы будем этим пользоваться, отмечая лишь различие между э. д. с.
источника сигналов и напряжением сигнала, когда это существенно для
рассматриваемого вопроса.
3. Стационарные сопротивления линейных цепей. Изменение величины
действующего в электрической цепи напряжения приводит к тому, что токи
и напряжения в различных участках цепи приобретают новые значения.
Изменение электрического состояния цепи происходит не мгновенно, а в тече-
ние некоторого конечного интервала времени. Поэтому различают, устано-
вившееся и переходное состояния электрической цепи.
14
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. 1
Электрические процессы в линейной цепи считаются установившимися
(стационарными), если закон изменения всех напряжений и токов совпа-
дает с точностью до постоянных величин с законом изменения действую-
щего в цепи напряжения от внешнего источника. В противном случае счи-
тают, что цепь находится в переходном (нестационарном) состоянии.
Общие методы анализа процессов в линейных электрических цепях
строятся на рассмотрении результатов воздействия на цепь некоторых
стандартных элементарных сигналов, на которые могут быть разложены
сигналы различной формы. Широко известные спектральные методы позво-
ляют представить с помощью преобразовании Фурье сигналы любой формы
в виде совокупности гармонических колебаний с надлежащим образом
выбранными амплитудами и фазами. Поэтому в рамках этих методов эле-
ментарный сигнал — гармонический, а сигнал сложной формы заменяется
его спектром.
Для того чтобы найти выражение для тока, протекающего в линейной
цепи при действии гармонического напряжения, следует проинтегрировать
неоднородное линейное уравнение со свободным членом вида A cos (at + <р).
Как известно, интеграл такого уравнения может быть найден как сумма
частного интеграла неоднородного уравнения и общего интеграла соответ-
ствующего ему однородного уравнения. Частный интеграл неоднородного
уравнения имеет вид A' cos (*»£ + <р'); он описывает установившиеся про-
цессы в цепи. Общий интеграл неоднородного уравнения описывает неста-
ционарные процессы.
Нахождение частного интеграла сводится к определению значений Аг
и <р', если известны значения А и ср. Это не встречает принципиальных труд-
ностей, но связано с кропотливыми вычислениями.
Все вычисления сильно упрощаются при введении комплексных вели-
чин. Для этого действующее в цепи напряжение U = Um cos (at + <р) заме-
няют на U* — итез^+^ = ите'^л. Выражение для тока, протекающего
в цепи в стационарном режиме, ищут в виде I* = /теЛ<й,+ч’') = 1те^~
dnI
При этом в интегрируемом уравнении производные заменяют на Im (ja^e^1.
Тогда дифференциальное уравнение превращается в алгебраическое. Сокра-
щая слева и справа на и решая уравнение относительно переменной /*,
получают комплексное-'выражение для тока I*. Действительная часть этого’
выражения соответствует искомому интегралу с гармонической правой частью.
Этот метод хорошо известен и не нуждается в более подробном изложении.
Для того чтобы написать выражение мгновенного значения стационар-
ного тока, протекающего в цепи при действии гармонического напряже-
ния, достаточно найти модуль и аргумент комплексной амплитуды тока
/,п = 1те&. На основании самых общих соображений можно утверждать,
что, как бы ни была построена линейная цепь, комплексная амплитуда
тока, протекающего в участке цепи, связана с комплексной амплитудой дей-
ствующего на концах этого участка напряжения соотношением
Величина Z по смыслу является сопротивлением цепи. Поскольку в общем
случае фаза протекающего в цепи тока может не совпадать с фазой дей-
ствующего напряжения, величину Z следует считать комплексной. Поэто-
му Z носит название комплексного (стационарного) сопротивления цепи.
§ 1] СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ 15-
Записав его в виде Z = Ze;V, перепишем последнее выражение так:
1т =4™ е> «₽-*).
Z/
Следовательно, если в цепи действует гармоническое напряжение U =
== Um cos (cot + <р), то мгновенное значение протекающего в цепи стацио-
нарного тока
I = -^-cos (tot + ф —^)-
Из этих простых рассуждений следует, что, найдя комплексное сопро-
тивление цепи, легко написать выражение для стационарного тока Z; при
этом необходимо знать комплексные сопротивления элементов, из которых
строятся цепи. Обращаясь к соотношениям (1.1), (1.2), (1-3) и полагая, что-
на каждом из элементов действует напряжение U = Umeia>t и при зтом>
через него протекает ток I = 1те^г, получим: для активного сопротивле-
ния 1т = , для индуктивности I = ^7 и, наконец, для емкости 1т =
ЛА. У (0/у
= ju)CUm. Следовательно, стационарные сопротивления элементов линей-
ных цепей
Zr=R,
Zb = /toZ,
(1.7)5
Из этих выражений видно, что = О, = у и Тс = -у, т. е. ток,,
протекающий через индуктивность, отстает по фазе на угол л/2, а ток, про-
текающий через емкость, опережает по фазе на л/2 действующие на этих эле-
ментах гармонические напряжения. Отсюда следует, что протекание тока
через емкость и индуктивность не сопровождается выделением в них знер-
гйи. Эти элементы часто называют реактивными сопротивлениями.
Далее, при увеличении частоты гармонического напряжения модуль.
1
сопротивления емкости в установившемся режиме Zc = уменьшается,,
а модуль сопротивления индуктивности ZL = <i>L возрастает.
Для комплексных амплитуд справедливы законы Кирхгофа. Комплекс-
ное сопротивление участка цепи, состоящего из нескольких последова-
тельно включенных элементов, равно сумме комплексных сопротивлений,
этих элементов.
Совершенно так же комплексная проводимость участка цепи, состоя-
щего из параллельно включенных элементов, равна сумме комплексных
проводимостей этих элементов.
Например, для последовательно соединенных активного сопротивления В
и индуктивности L имеем
Z = /? + /wZ.
Следовательно, Z = + <o2Z2 и Y = arctg . Поэтому, если на входе
такой цепи действует напряжение U = Um cos tot, то в стационарном режиме*
в ней протекает ток I
I = r U™------cos (cat — arctg Л .
16
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. X
На рис. 1.7 приведены графики, иллюстрирующие зависимости величин 1т
Z и V от частоты действующего напряжения.
Рис. 1.7. Зависимость от частоты вели-
чин Z, 1т и ¥ для цепи, состоящей из
последовательного соединения инду-
ктивности и активного сопротивления.
Рис. 1.8. Зависимость от частоты
величин Z, 1т и для последо-
вательного соединения емкости и
активного сопротивления.
Для последовательно соединенных активного сопротивления R и емко-
сти С имеем
/?+/Е
1
7<оС
Следовательно, действие на входе гармонического напряжения сопровож-
дается протеканием в цепи тока
СтсоС_________________________________________________________ х
V 1 + (02/?2С2
X cos(cot + arctg •
Графики на рис. 1.8 иллюстри-
руют зависимости величин 1т,
Z и Чг от частоты действующего
напряжения в этом случае.
0 Более общими случаями
Рис. 1.9. Последовательный (а) и параллельный (б) линейных цепей являются RLC-
7?£С-контуры. контуры (рис. 1.9). Приведен-
ные RL- и jRC-цепи представ-
ляют собой частные случаи последовательного 7?ЛС-контура (рис. 1.9, а).
Его комплексное сопротивление
Поэтому при действии в цепи напряжения U = Um cos tot в стационарном
режиме в ней протекает ток ..
где
cos (cot— У),
Т = arctg
соС
R
§ 1] СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ 17
Если частота со совпадает с величиной
1
<оо = г-—' »
Vlc
(1-8)
то имеет место явление резонанса. При резонансе полное сопротивление цепи
достигает минимума и становится чисто активным: Z — Zp — R. В связи
с этим амплитуда тока, протекающего в контуре, становится максимальной:
Zm — 1тр = “, а его фаза совпадает с фазой напряжения U. Заметим,
что аналогичное состояние достигается в 7?£-цепи при о = 0 и в 7?С-цепи
при со -> оо, когда падение напряжения на
реактивном элементе цепи становится рав-
ным нулю. В отличие от этого, в RLC-
“ контуре при резонансе амплитуда напря-
ё жения на индуктивности UmLp— /тр<оо-£=
= QUm и на емкости UmCp = = QUm
равны друг другу и в Q раз превосходят
; амплитуду напряжения, действующего в
' цепи. Фазы же этих напряжений проти-
, воположны. Величина
о _ aoL _ I____е_=JL о
R a0RC ~ R d >
’носит название добротности контура, об-
” ратная ей величина d — затухания кон-
тура, а
е=]/4- (1Л°)
— характеристического сопротивления
контура.
Особый интерес представляют конту-
ры с относительно большим значением ве-
личины Q. Так как внутреннее сопротив-
ление генератора, включаемого в контур,
Рис. 1.10. Зависимости / (со)
/щр
и V=/ (со) для последовательного
jRLC-контура.
входит в величину сопротивления послед-
него, то для сохранения высокой добротности необходимо, чтобы сопро-
тивление генератора было мало.
Зависимость ~- = f (со) носит название уравнения резонансной кривой
*тпр
контура. Легко видеть, что
Т 4
(1.11)
Резонансную кривую контура (рис. 1.10) часто характеризуют полосой
частот со* — со*, в пределах которой амплитуда тока в контуре уменьшается
не более чем в |/2 раз по сравнению со своим максимальным значением.
Если, как это обычно имеет место, значения со* и coj мало отличаются от зна-
чения соо, то относительная полоса контура, ограниченная этими частотами,
будет
На рис. 1.10, кроме резонансной кривой контура, приведен график
зависимости Чг = / (со). При со < соо угол Ч" меньше нуля, поэтому
2 А. М. Бонч-Бруевич
18
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. 1
последовательная jRZC-цепь в отношении ее сопротивления эквивалентна
последовательному включению активного сопротивления и емкости. Величина
последней — функция частоты гармонической э. д. с., действующей в цепи.
Совершенно так же в области <о > <оо рассматриваемая цепь имеет такое
же сопротивление, как цепь, состоящая из последовательного соединения
активного сопротивления R и индуктивности L, величина которой — функ-
ция частоты <о.
Перейдем к цепи, состоящей из параллельных ветвей, одна из которых
содержит емкость, а другая — последовательно соединенные индуктив-
ность и активное сопротивление (рис. 1.9, б). Для тока, протекающего
в цепи питания такого параллельного контура, он представляет комплексное
сопротивление:
. 75с(Д+/^ 2 1 + 7^Г
Z + R + f^L-^
При частоте, равной резонансной частоте последовательного контура, состав-
лейного из тех же элементов, т. е. при со — <оо =
1
УТс '
сопротивление
п2 / 1
контура приобретает значение Z = -~ |/ 1 + . Если к тому же Q > 1
(что практически представляет наибольший интерес), то величина Z оказы-
вается максимальной и практически чисто активной:
о2
z-zp=A-.
(1.13)
Максимальному значению Z отвечает и максимальная амплитуда напряжения
• * Z
на контуре, которая, очевидно, определяется выражением UmK = Um -----.
Z-F-Ro
В то же время в цепи питания контура протекает минимальный ток. Если
параллельный контур используется в качестве избирательной (резонансной)
системы, то сопротивление источника сигналов должно быть относительно
велико и выбрано таким образом, чтобы выполнялось условие Ro Z.
и z
При этом зависимость ?г-тк- = f (<о) совпадает с зависимостью — = / (<о),
и ткр ’ ZP
а последняя для области частот, в которой выполняется условие a>L > R
(т. е. индуктивное сопротивление остается много больше активного сопро-
тивления), подобна резонансной характеристике последовательного контура
Ь'ткр
(1.14)
Соответственно относительная ширина полосы пропускания резонансной
кривой параллельного контура, ограниченной частотами <о* и <о*, отве-
U 1
чающими значениям 7~-=—^= , определяется выражением (1-12). Это выра-
|/ 2 . -
жение справедливо при условии^ что в пределах полосы пропускания выпол-
няется написанное выше неравенство a>L R и сопротивление источника
сигналов велико.
Если <о =^= <оо, то фаза напряжения на контуре не совпадает с фазой
тока, протекающей в цепи его питания. Сдвиг фаз определяется на основа-
нии выражения для комплексного сопротивления контура
T = arctg (Я2 + <о2£2)] •
(1-15)
$ 1] СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ 19
2
Цель
7
Рис. 1.11. К рассмотрению
прохождения сигналов че-
рез линейные цепи.
ч»
В отличие от последовательного контура, при со < соо сопротивление парал-
лельного контура имеет индуктивный характер, а при со > coo — емкостный.
Поэтому фазовая характеристика параллельного контура, будучи подобной
фазовой характеристике последовательного контура (см. рис. 1.10), отличает-
ся от последней знаком сдвига фазы Т, отложенного по вертикальной оси.
Соответственно меняются местами RL- и ЯС-цепи, имеющие сопротивление,
эквивалентное сопротивлению контура в различных областях частоты со.
4. Стационарные характеристики передачи линейных цепей. Положим,
что на входе линейной цепи (точки 1 и 2 на рис. 1.11) действует гармони-
ческое напряжение, комплексная амплитуда ко-
торого Uml = Umle^. В результате этого между
двумя другими точками цепи, которые могут быть
названы выходом цепи (точки 3 и 4), появляется
напряжение, комплексная амплитуда которого
Um2 =Um2e3^. В общем случае Uml =£= Um2 и q>i^=
У= <р2- Величину
= = кре^ (1.16)
Uml
называют комплексным (стационарным) коэффициентом передачи напряже-
ния цепи. Кроме того, в рассмотрение вводят стационарный коэффициент
передачи тока кТ = — отношение комплексной амплитуды тока, проте-
ст!
кающего через элемент цепи, включенный между ее выходными точками,
к комплексной амплитуде тока, отбираемого от источника* сигналов,—
и коэффициент передачи мощности кР — — отношение мощности, выде-
ляющейся в Элементе цепи, включенном между ее выходными точками (Р2),
к мощности, потребляемой от источника сигналов (РД. Все три коэффициен-
та передачи представляют собой безразмерные параметры, характеризующие
свойства электрической цепи вместе с ее нагрузкой.
Применение безразмерных величин обычно бывает удобно, так“как
придает общность результатам анализа процессов, протекающих в цепях.
Дополнительные удобства иногда создает выражение относительных величин
в логарифмической шкале. В теории цепей и радиотехнике в качестве основ-
ной логарифмической единицы принят децибел — единица коэффициента
передачи мощности:
кР (дб) = 10 log10 = Ю 1g кР. (1.17)
Если мощность сигнала на выходе цепи равна его мощности на входе,
то выраженная в децибелах величина кР = 0. В пассивных цепях Р2 <Z Pt
и кР <Z 0. Коэффициент передачи цепей, содержащих источники энергии,
может быть больше единицы, а следовательно, в логарифмической шкале —
положительным *).
Увеличение мощности вдвое соответствует значению кР = 3 дб, а потеря
половины мощности — значению кР = — 3 дб’, возрастание или убывание
мощности на порядок соответствует значениям кР = 10 и — 10 дб и т. д.
*) Иногда в рассмотрение вводится не коэффициент передачи, а коэффициент ослаб-
ления, определяемый как отношение PilP2. Выраженный в логарифмической шкале, он
имеет то же численное значение, что и коэффициент передачи мощности, но с обратным
знаком.
2*
20
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
1ГЛ. I
Если мощность выделяется на сопротивлении 7?ц а Р2 — на сопро-
тивлении И2, то (1.17) можно переписать в виде
Ар = 10 lg = 20 lg +10 lg
и при Ri — R-2
AP = 201g^-201gAu.
Этими соотношениями часто пользуются для выражения в логарифмиче-
ском масштабе коэффициента передачи напряжения одновременно с коэф-
фициентом передачи мощности. Так, например, указание на то, что уровень
Рис. 1.12. Частотнофазовая
характеристика цепи.
сигнала изменяется на —3 дб, означает, что мощ-
ность сигнала падает вдвое, а амплитуда сигнала
изменяется в ]/~ 2 раз. Совершенно так же, напри-
мер, возрастание уровня сигнала на 20 дб означа-
ет, что мощность сигнала увеличилась в 100 раз,
а амплитуда в 10 раз. Само собой разумеется,
что если 7?! #= /?2, т- е- если сопоставляются уров-
ни сигналов на разных сопротивлениях, то соот-
ношение между коэффициентом передачи напряже-
ния и коэффициентом передачи мощности, выра-
женными в логарифмических единицах, будет дру-
гим. Поскольку в дальнейшем мы будем пользо-
ваться логарифмической шкалой весьма редко,
ограничимся здесь сделанными замечаниями.
Определяемый выражением (1.16) коэффициент
передачи напряжения цепи, содержащей реактив-
ные элементы, является функцией частоты действующих сигналов, и по-
скольку цепь линейная, то он не зависит от их амплитуды. Зависимость
к = к (/со) = к (со) = а (со) + /Ь (со)
носит название частотнофазовой характеристики цепи *). Графически эта
характеристика может быть представлена в виде годографа замкнутой кри-
вой, которую описывает конец вектора комплексного коэффициента переда-
чи напряжения цепи при изменении частоты со от 0 до оо (рис. 1.12). Вектор,
проведенный из начала координат в любую точку кривой (ОА на рис. 1.12),
дает величину коэффициента передачи напряжения сигнала некоторой часто-
ты соь а ТJ— значение сдвига фазы этого сигнала при прохождении его через
цепь. Точка Ао соответствует частоте со = соо, при которой фазы входного
и выходного сигналов совпадают.
Годографы удобны при анализе некоторых процессов в усилителях
сигналов, но часто предпочтительнее порознь рассматривать частотную
характеристику передачи цепи
[А = А (со) (1.18)
С'ml
и ее фазовую характеристику передачи
-'Чг = Чг(со). (1.19)
Найдем частотную и фазовую характеристики цепи, состоящей из после-
довательно соединенных активного сопротивления и емкости, при условии,
что выходное напряжение снимается с емкости. Комплексная амплитуда
*) Индекс, указывающий на то, что рассматривается коэффициент передачи напря-
жения, опускаем.
$ 1] СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ 21
напряжения на емкости
Следовательно,
U тС — Um2
1т __ Uml
](£>С 1+/<вЯС
1
Ь__ Um2 ________
Л -1 + /ШЯС’
ит1
и частотная и фазовая характеристики передачи цепи соответственно
V 14-со2Я2С2
и
Y = — arctg &RC.
(1.20)
(1.21)
Обе эти характеристики приведены на рис. 1.13, а. Видно, что при про-
хождении сигнала через 7?С-цепь с емкостью на выходе удельный вес высоко-
частотных компонент его спектра уменьшается, а фазы этих компонент
сдвигаются на большую величину, чем фазы низкочастотных компонент.
Рис. 1.13. Частотные и фазовые характеристики jRC-цепей с
емкостью (а) и сопротивлением (б) на выходе.
Совершенно так же найдем, что если выходом 7?С-цепи является актив-
ное сопротивление, то частотная характеристика имеет вид
1 <£>RC и
LV 14-й2Я2С2 ’
а фазовая характеристика —
(<-23>
Эти характеристики изображены на рис. 1.13, б. Прохождение сигналов
через такую цепь сопровождается уменьшением удельного веса низкочастот-
ных компонент его спектра.
Пользуясь выражением для тока, протекающего через последовательно
включенные R, С и L, не представляет труда найти характеристики передачи
такой цепи, если напряжение снимается с того или иного элемента. Действи-
тельно, например, для контура с активным выходом имеем
J- = R^m _____R______
Uml R + /^aL--±-^
(1.24)
22
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
т. е.
(1.25)
(1-26)
(рис. 1.14). Если же в том же контуре напряжение снимать с емкости С,
то комплексный коэффициент
передачи
к = (1—<о2£С)+/<оЯС С1-27)
и, следовательно, частотная
характеристика коэффициента
передачи такой цепи
к= ' 1 •—. (1-28)
/ <i)2/f2C2+(l —Ы2£С)2
Наконец, для контура с индук-
тивным выходом
* =-------х/Ю£ (1-29)
и частотная характеристика
описывается выражением
к = - .-= - (1-30)
Графики, отвечающие выражениям (1.28) и (1.30), приведены на рис. 1.15.
Аналогичным путем, т. е. определяя комплексную амплитуду. тока
Рис. 1.15. Частотные характеристики RLC-цепей с
емкостью (а) и индуктивностью (б) на выходе.
в отдельных участках рассматриваемой цепи и комплексную амплитуду
падения напряжения на том или ином элементе, находят частотную и фазо-
вую характеристики любой сложной цепи.
§ 1] СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ '23
5. Связанные цепи. В радиоэлектронных устройствах значительную
роль играют «связанные» электрические системы —сложные цепи, которые
могут быть разделены на отдельные контуры, обменивающиеся ^электриче-
ской энергией. Передача энергии может осуществляться через взаимоиндук-
цию М (рис. 1.16, а), общую для обоих контуров индуктивность Ll2
(рис. 1.16, б), общую емкость С12 (рис. 1.16, в) или несколькими путями
одновременно.
Электрические процессы в системе двух связанных RLC-цепей описы-
ваются системой из двух дифференциальных уравнений второго порядка.
Следовательно, такая система не может быть заменена эквивалентной цепью,
Рис. 1.16. Примеры _ связи между контурами.
состоящей из последовательного включения индуктивности, емкости и актив-
ного сопротивления. Однако в частном случае стационарного процесса при
действии гармонической э. д. с. эквивалентная RLC-цепь может быть найде-
на, но ее параметры, вообще говоря, оказываются функциями частоты.
Обратимся, например, к схеме на рис. 1.16, а. Если второго контура
нет, то уравнение Кирхгофа, написанное в форме комплексных амплитуд,
имеет вид
Umi = ImlRl ImijXii
где
Xi = <oZ-t —
При наличии второго контура имеем систему уравнений
Uml— Imfil +1 ml] Xi -f- Im2j(i)M
И
0 — Im^P-2.4“ Imz]X2 4“ ImifoM,
где
X2 = <0Z2
Исключая из последних уравнений переменную 1т2, получим
Umi = Imi (^Ri + -щ- R^ + Imlj (^Xi —X\)
Сравнивая это выражение с уравнением для одного первого контура, заклю-
чаем, что связь 1с ним второго контура привела к изменению его активного
сопротивления на величину RBB
сопротивления на величину Хвн =
mW
Rl+xi
<£>ZMZ
Rl + Xl
R2 и изменению реактивного
Х2. Эти параметры носят назва-
ние «вносимых», и при их учете стационарные процессы в первом контуре
24
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
при действии гармонической э. д. с. могут рассматриваться так, словно
он не связан ни с каким другим контуром.
Величина аМ = ХСЕ имеет размерность сопротивления и носит название
сопротивления связи. Нетрудно убедиться, что для схемы, представленной
на рис. 1.16, б,
*св — ®^12>
а для схемы рис. 1.16, е
ХСВ
1___
toCjg
В общем виде вносимые в контур параметры при связи его с другим
контуром могут быть записаны так:
X2
ЯВН = ^Я2 (1.31)
и
ХВН=-^Х2. (1.32)
Выражения (1.31) и (1.32) справедливы для связанных контуров незави-
симо от того, резонансные они или апериодические. Воспользовавшись
этими выражениями, можно установить, как меняются характеристики одного
контура при связи с ним второго и каковы условия передачи сигналов
в системе связанных электрических цепей.
Если источник сигналов включен в резонансный контур, то связь с ним
некоторой цепи (второго контура) приводит к расстройке первого контура
(в основном за счет вносимого реактивного сопротивления) и к увеличению
затухания. Последнее соответствует передаче части энергии из первого
контура во второй. Эффективность этого процесса оценивают величиной
„ _ Р2 _ Р2_________/л
Л “ Р -Pi+Pz ~ k '
носящей название к. п. д. передачи мощности. Здесь Р — мощность, отда-
ваемая генератором, а Рг и Р2 — мощности, выделяющиеся в первом и втором
контурах (потерями при передаче энергии из первого контура во второй
пренебрегаем).
Если второй контур резонансный и его собственная частота совпада-
ет с собственной частотой первого контура и частотой генератора, то
т т -^св „
*m2 -*ml о **
1 RiR2+X2B 1 + п2 ’
где
носит название степени связи.
Очевидно, что из первого контура во второй передается тем большая
доля мощности, отдаваемой генератором, чем больше связь между контура-
ми. Вместе с тем сама величина мощности, отдаваемой генератором, также
зависит от связи между контурами. Она имеет наибольшее значение, если
сопротивление, на которое нагружен генератор, равно его внутреннему
сопротивлению. Сопротивление же нагрузки слагается из сопротивления
X2
первого контура и величины Рвн = Н2. Поэтому если собственное
§ 1] СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ 25
сопротивление первого контура меньше сопротивления генератора, то мощ-
ность, переданная во второй контур, сначала возрастает с увеличением
связи, проходит через максимум, а затем падает.
Иногда бывает удобно формально рассматривать мощность, передавае-
мую из первого контура во второй, как мощность, которая выделяется
на активном сопротивлении, вносимом
второго. Действительно, принимая
во внимание, что при резонансе
т _ т хсв „ п _ х2св D
‘m2 и -*1вн —
ражение для мощности Р2 — ,
выделяющейся во втором контуре,
можно записать в виде
О_____________
^2- 2~,
первый контур при связи с ним
в
Рис. 1.17. Резонансные кривые двух^свя-
занных контуров при сильной и слабой .
связи.
а к. п. д. передачи мощности
2?вн
Пользуясь написанными выше
уравнениями Кирхгофа для первого
и второго контуров, можно найти
выражение для коэффициента передачи напряжения системы двух индук-
тивно связанных цепей. Действительно, исключая переменную Iml, получим
' I m2
— ](йМ
~г~;-------о ть
Z^z+coW2
где Z( и Z2 — сопротивления первого и второго контуров.
Умножая Im2 на сопротивление того элемента, с которого снимается
выходное напряжение, получим комплексный коэффициент передачи напря-
жения. Так, например, если напряжение снимается с емкости второго кон-
тура, то
,ГМ------.
С (ZjZz+^M2)
Анализ этого выражения, сопряженный с довольно громоздкими выкладка-
ми, приводит к заключению, что вид частотной характеристики (резонансной
кривой) системы двух индуктивно связанных резонансных контуров суще-
ственно зависит от соотношения между количеством энергии, передаваемой
из первого контура во второй за один период колебаний, и величиной энер-
гии, теряемой в течение этого времени во втором контуре.
При «слабой» связи система из двух контуров с равными собственными
частотами имеет одну резонансную частоту, соответствующую собственной
частоте каждого контура, и зависимость величины амплитуды тока в первом
контуре от частоты генератора имеет вид обычной резонансной кривой.
При «сильной» связи такая же Система имеет две резонансные частоты,
носящие название частот связи, а резонансная кривая имеет два максимума
(рис. 1.17). Одна из частот связи меньше собственной частоты каждого
контура и носит название медленной частоты связи; вторая — больше
собственной частоты каждого контура и носит название быстрой частоты
связи (<£>св и <Осв на рис. 1.17). По мере увеличения связи контуров разность
между частотами связи возрастает.
26
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
генератора, то последний работает в
Рис. 1.18. Рассмотрение трансформатора
как системы связанных цепей.
Подробный анализ связанных различным образом резонансных и аперио-
дических систем приводится в курсах радиотехники. Здесь, помимо сказан-
ного выше, остановимся на системе двух индуктивно связанных апериодиче-
ских цепей. К числу таких систем относятся трансформаторы, широко исполь-
зуемые в усилительных и других схемах. Если вторичная обмотка трансфор-
матора разомкнута, то источник сигналов нагружен только на первичную
обмотку (рис. 1.18). Если к тому же ее реактивное сопротивление велико
по сравнению с ее активным сопротивлением и внутренним сопротивлением
режиме, близком к холостому ходу.
Замыкание вторичной обмотки на
сопротивление Z?2 приводит к тому,
что в нем выделяется мощность
t/2
Р2 = . Если пренебречь потеря-
ми в трансформаторе, то эта мощность
равна мощности, отдаваемой генера-
тором. Последняя можбт быть запи-
и 21
сана в виде Р = , где R* — актив-
ное сопротивление первичной обмот-
ки нагруженного трансформатора
(т. е. сопротивление, вносимое из вто-
рого контура в первый). Так как = п, где п — коэффициент трансфор-
мации, то включение во вторичную обмотку сопротивления R2 эквива-
лентно присоединению непосредственно к генератору сопротивления
д»__ Нг
•(1.35)
Сопротивление R* носит название «пересчитанного» из вторичной обмот-
ки трансформатора, и в зависимости от значения п оно может быть больше
или меньше сопротивления R2. Этим широко пользуются для так называе-
мого «согласования» нагрузки и источника сигналов. Именно, если для
отдачи максимальной мощности генератором необходимо его нагрузить
на сопротивление R*t = a*R0, а фактическое сопротивление нагрузки 7?н,
то, включив ее через трансформатор, имеющий
можно поставить генератор в режим оптимальной работы.
В зависимости от соотношения между RH и R*t «согласующий» транс-
форматор может быть как повышающим, так и понижающим, но при включе-
нии к генератору нагрузки через такой трансформатор в ней будет выде-
ляться наибольшая мощность и будут максимальными амплитуды напряже-
ния на нагрузке и протекающего через нее тока.
Выражение (1.35) для пересчитанного сопротивления можно сразу
получить из (1-31), имея в виду, что Хсв = &М, Z2 = o>Z2 (полагаем,
что индуктивное сопротивление вторичной обмотки много больше R2),
М — рт.1 т2 и L2 — pml, где m( и m2 — числа витков первичной и вторич-
ной обмоток, ар — некоторый коэффициент, учитывающий конструкцию
трансформатора и магнитную проницаемость железа сердечника. Поэтому
X2 в 1
для трансформатора -».
Кроме активного сопротивления из вторичной обмотки трансформатора
в первичную вносится также реактивное сопротивление, которое можно
•§ 4] СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕНЕН 27
найти, пользуясь выражением (1.32). В частности, замыкание вторичной
обмотки на емкость С2 (т. е. включение во вторичную обмотку сопротивления
1
Х2 = — ) эквивалентно х/рисоединению к Генератору емкости
С* = п2Сг. (1.37)
Если трансформатор повышающий, то «пересчитанная» в первичную обмотку
емкость Ct может быть во много раз больше фактически присоединенной
к вторичной обмотке емкости С2.
6. Прохождение через линейные цепи сигналов сложного спектрального
состава. Характеристики передачи позволяют определить искажения формы
сигналов, проходящих через линейные цепи. Возможность этого вытекает,
с одной стороны, из того, что сигналы сложной формы могут быть представ-
лены совокупностью гармонических колебаний с надлежащим образом
выбранными амплитудами и фазами (спектр сигнала), а с другой стороны,
из того, что к линейным цепям применим принцип суперпозиции.
Задача нахождения напряжения на выходе цепи при воздействии на нее
сигнала сложной формы сводится к исследованию прохождения через цепь
отдельных спектральных компонентов сигнала. Совокупность гармониче-
ских составляющих на выходе цепи представляет собой спектр выходного
сигнала, по которому может быть найдена форма последнего. Эта задача
решается как в случае периодических, так и одиночных сигналов, т. е. как
в случае сигналов с дискретным, так и с непрерывным спектром. Разница
между этими двумя случаями сводится к тому, что в первом необходимо
пользоваться рядами Фурье, а во втором — интегральными преобразова-
ниями Фурье.
Переход от ряда к интегралу Фурье, как известно, соответствует пре-
дельному переходу, при котором период сигнала устремляется к бесконеч-
ности. При этом спектр сигнала, заданного, например, как функция (t),
может быть найден на основании соотношения
СО
^(/со) = J Ui (0 е~№ dt (1.38)
о
(полагаем, что в области t < О U (t) = 0). Спектр этого же сигнала после
прохождения через линейную цепь
*^2 (/«►) = (/<о)-Л (/со).
Воспользовавшись обратным преобразованием Фурье
+°°
4 (* •
П(0 = 2^- 5(7<о)е5“‘йсо,
—СО
можно перейти от спектра сигнала на выходе цепи к его форме:
4-00 4-00
^(0=2^- Si (/со)к (/со) е^ска. (1.39)
—оо —со
В качестве примера положим, что на входе 7?С-цепи с активным выходом
действует сигнал, имеющий вид прямоугольного импульса напряжения Uml
длительностью t' (рис. 1.19). Спектр этого сигнала
V
S, (]<>>) = Uml ( e-^dt = -^1 (1 -
о
28
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. 1
Коэффициент передачи напряжения рассматриваемой цепи
= 1 + /и/?С *
Следовательно,
л__„—fat’
. , . рх-
1 + ]<oRC
Интегрируя, найдем, что при t t'
__t
U2(t) = Umie Rc
и в области [ > Г
a t'
Рис. 1.19. К
рассмотрению прохождения
сигналов через линейную цепь.
t _ t-v
U2(t) = Uml(e~RC—e RC).
Соответствующий этим выражениям сигнал U2 (t) указан на рис. 1.19.
Приведенный простой пример применения метода спектрального ана-
лиза к рассмотрению прохождения сигнала через электрическую цепь носит
иллюстративный характер. Забе-
гая вперед, заметим, что этот же
результат можно получить про-
ще— путем непосредственного ин-
тегрирования дифференциального
уравнения для мгновенных значе-
ний протекающего в цепи тока.
Широкое распространение
спектрального метода анализа свя-
зано с его преимуществами при
решении многих задач по исследованию искажения формы сигналов, про-
ходящих через сложные цепи, определению характеристик цепей, предна-
значенных для преобразования формы сигналов по заданному закону, выбору
наиболее рациональной формы сигналов для передачи информации и т. д.
Не останавливаясь на этих вопросах и оставляя в стороне ряд важных
соотношений, касающихся интегральных преобразований Фурье [1 ], заме-
тим, что часто бывает существенна качественная оценка характера искажений
сигналов или оценка пригодности электрической цепи для выделения опре-
деленных сигналов. При этом, по существу, идет речь о сопоставлении
вида частотнофазовой характеристики цепи, с одной стороны, и спектра
сигнала — с другой.
Рассматривая выражение (1.39), нетрудно показать, что коэффициент
передачи цепи, пропускающий сигналы без искажений, т. е. цепи, для кото-
рой справедливо соотношение U2 (t) = kUi (t — t0), имеет вид
к (/со) — ке^о.
Следовательно, частотная и фазовая характеристики такой цепи описы-
ваются выражениями
Л = const #= / (<о)
(1.40)
и
Чг = пл + [0<в, (1.41)
где п — целое число, a t0 — время прохождения составляющих спектра
сигнала через рассматриваемую цепь. Последнее выражение соответствует
тому, что это время одинаково для всех компонентов спектра сигнала. Если
s 11 СТАЦИОНАРНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ 29
п — четное (или нуль), то полярность напряжения на выходе цепи совпа-
дает с полярностью напряжения на ее входе. В противном случае прохожде-
ние сигнала через цепь сопровождается изменением его полярности на обрат-
ную. На рис. 1.20 приведены частотная и фазовая характеристики идеальной
цепи, пропускающей сигналы без искажений. Эти характеристики должны
описываться выражениями (1.40) и (1.41) во всей области частот, в пределах
которой располагается спектр действующего в
цепи напряжения.
На самом деле приходится строить довольно
сложные схемы для того, чтобы в определенной
области частот характеристики реальной цепи
хотя бы приблизительно соответствовали харак-
теристикам идеальной.
Во многих случаях частотная характери-
стика цепи, будучи практически равномерной
Рис. 1.20. Частотная и фазо-
вая характеристики идеальной
цепи.
в некотором интервале частот, вне его имеет «за-
валы» (рис. 1.21).
В первом приближении характеристику
такого вида можно задать, указав координаты
трех ее точек — точки, соответствующей максимальному значению коэффи-
циента передачи напряжения (®0> ко — кш&х), и двух точек, одна из которых
расположена в области частот со < <оо, а вторая — в области частот со > <оо.
Эти две точки можно выбрать таким образом, чтобы они соответствовали
одному и тому же значению коэффициента к = А*, отличающемуся от
Рис. 1.21. Определение полосы
пропускания цепи.
величины к0 в заданное число раз М*: к* =
= М*к0, гр$ М* < 1 (точки Ь и с на рис. 1.21).
Коэффициент М носит название неравно-
мерности частотной характеристики, а область
частот, ограниченную значениями <0н и
(абсциссы точек Ъ и с на рис. 1.21), назы-
вают полосой пропускания цепи. Ширина
полосы пропускания зависит от вида частот-
ной характеристики цепи и от выбранного
значения М. Поэтому, говоря о полосе про-
пускания, всегда указывают, какому значе-
нию коэффициента неравномерности она от-
вечает. Большей частью значение М* выбирают равным—^ (это соответствует
ослаблению сигнала на границе полосы пропускания в 3 дб), что позволяет
придать наиболее простой вид ряду соотношений.
Далеко не всегда задача построения электрической цепи связывается
с неискаженным воспроизведением сигнала на ее выходе. Во многих случаях
цепь должна играть роль «фильтра», предназначенного для пропускания
сигналов определенных частот и ослабления или практически полной
задержки сигналов других частот. В этом случае полоса пропускания (поло-
са прозрачности) цепи должна выбираться из соображений наилучшей
фильтрации сигналов и может быть весьма узкой.
Границы полосы пропускания, а следовательно и ее ширины, находятся
на основании уравнения частотной характеристики цепи, в которой для
этого достаточно положить к = М*к0. Для цепи с емкостью на выходе
(см. рис. 1.13, а) полоса пропускания ограничена только со стороны верхних
1 1
частот значением (°в = ^ , соответствующем М — М* = (см. выраже-
ние (1.20)). Наоборот, для 7?С-цепи с активным выходом (см. рис. 1.13, б)
полоса пропускания ограничена только со стороны низких частот
30
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
1
значением юн = (см. выражение (1.22)). Полоса пропускания jRZC-контура
ограничена как со стороны низких, так и со стороны высоких частот, значе-
ниями, которые легко могут быть найдены на основании выражений (1.25),
(1.28) и (1.30). Если добротность контура достаточно велика и, следовательно,
££>н и сов мало отличаются от резонансной частоты, то ширина полосы про-
пускания определяется резонансной кривой тока в контуре и может быть
найдена на основании соотношения (1.12):
£0*-^ = -^ = ^. (1.42)
Очевидно, что чем выше добротность Q, тем уже полоса пропускания контура
и тем выше его «избирательность», т. е. тем сильнее выражено преимуще-
ственное пропускание сигналов, имеющих частоты, близкие к резонансной,
по сравнению с сигналами, спектр которых расположен в области, удален-
ной ОТ £00.
Численно избирательность или фильтрующую способность цепи оцени-
вают коэффициентом фильтрации, представляющим собой отношение коэф-
фициента передачи цепи на частоте, соответствующей максимуму прозрачно-
сти (оо, к коэффициенту передачи на фильтруемой частоте (o'. Коэффициент
фильтрации равен обратной величине неравномерности частотной характе-
ристики цепи при частоте, равной ы'. Из рассмотрения, например, выраже-
ния (1.30) видно, что коэффициент фильтрации RLC-контура с индуктивным
выходом для сигналов, частота которых вдвое выше или ниже его резонанс-
3 1
ной частоты, равен Q, для сигналов с частотой Зи0 или ю0 равен
Z <5
8
у<2 и т. д.
Что касается спектров сигналов различной формы, то, строго говоря,
они могут располагаться как в ограниченной, так и в бесконечно широкой
области частот. К числу сигналов последнего вида относятся прямоугольные,
треугольные, экспоненциальные, трапецевидные и т. д. периодические
и одиночные импульсы.
Однако следует иметь в виду, что все практически осуществимые устрой-
ства обладают конечной шириной полосы пропускания и поэтому могут
возбуждать и пропускать только сигналы, имеющие ограниченный спектр,
т. е. сигналы, форма которых отличается от идеальных прямоугольных,
треугольных и т. д. импульсов. Соответственно можно условно говорить
о «ширине» спектра одиночных или периодических импульсов, понимая
под ней ту область частот, в пределах которой располагаются все компоненты
спектра сигналов, существенные для воспроизведения их формы с заданной
точностью или передачи основной доли энергии, заключенной в импульсе.
Не приводя здесь примеров определенных таким образом спектров различных
сигналов, отметим, что их ширина оказывается большей, если сигналы описы-
ваются разрывными функциями, и меньшей, если функция и все ее произ-
водные непрерывны (как это имеет место, например, для колоколообразного
импульса, описываемого выражением U — Ume~^t2). Кроме того, ширина
спектра растет с уменьшением длительности сигналов.
Если спектр сигнала изЬестен и известна полоса пропускания того
устройства, через которое сигнал проходит, то возможны некоторые каче-
ственные суждения об искажении его формы. Действительно, если часть
спектра, в которой сосредоточена основная доля его энергии, размещается
в области, где коэффициент передачи напряжения цепи, через которую он
проходит, приблизительно постоянен, то можно утверждать, что искажения
будут малыми. Если же эта часть спектра сигнала выходит за пределы обла-
ПЕРЕХОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
31
§ 21
сти к л: const, то искажения будут тем меньшими, чем медленнее умень-
шается величина коэффициента к с изменением частоты за границами полосы
пропускания цепи. Поэтому задание только границ полосы пропускания
достаточно для того, чтобы выяснить, какие сигналы не претерпевают значи-
тельных искажений, проходя через цепь, но недостаточно для того, чтобы
ответить на вопрос, как изменится форма сигналов, если их спектр не укла-
дывается в полосу пропускания цепи. Для этого необходимо располагать
уравнением частотнофазовой характеристики цепи и аналитическим выраже-
нием спектра сигнала и воспользоваться преобразованиями Фурье.
§ 2. ПЕРЕХОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
1. Переходные характеристики простых линейных цепей. Форма сигна-
ла, прошедшего через цепь, может быть найдена путем интегрирования
уравнения для мгновенных значений напряжения на ее выходе при заданном
напряжении (токе) на входе. Отно-
сительная простота или сложность
интегрирования уравнения определя-
ются видом цепи и формой входного
сигнала. Поэтому желательно вы-
брать некоторый стандартный сигнал,
с одной стороны, удобный для инте-
грирования уравнений, описываю-
щих процессы в цепях, а с другой —
позволяющий представить сигналы
любой формы в виде того или иного
набора стандартных сигналов.
В хорошо разработанном анали-
зе цепей методом переходных харак-
теристик в качестве элементарного Рис. 1.22. Представление сигнала U = U (/)
сигнала выбран мгновенный скачок в виде наложения ряда скачков напря-
напряжения, т. е. напряжение, пре- жения.
терпевающее в фиксированный мо-
мент времени изменение на некоторую величину Uml, которая может быть
принята равной единице. Такой сигнал носит название единичного скачка
напряжения. Сигналы любой другой формы представляются как наложение
ряда последовательных положительных или отрицательных скачков напря-
жения, что означает замену плавной кривой, соответствующей рассматри-
ваемому сигналу, ступенчатой (рис. 1.22). Сигнал на выходе линейной цепи
находится суммированием сигналов — ответов на каждый скачок.
Зависимость от времени выходного напряжения, отнесенного к величине
скачка входного напряжения h , носит название переходной
характеристики цепи. Очевидно, что по самому ее смыслу переходная харак-
теристика определяет искажения сигналов, проходящих через линейную цепь.
Ошибки, связанные с заменой плавной кривой ступенчатой, вообще
говоря, тем меньше, чем меньше величина каждого скачка напряжения
и соответственно больше их число. В пределе это означает переход от сумми-
рования дискретных элементарных сигналов к интегральной форме образо-
вания рассматриваемого сигнала из элементарных. В некоторых же слу-
чаях для точного воспроизведения сигнала достаточно суммирования конеч-
ного числа скачков. Так, например, одиночный прямоугольный импульс
продолжительностью t' можно представить как сумму всего двух скачков
напряжения: одного — на величину Uml в момент времени t — и второ-
го — на. величину —Uml в момент времени t = t2 = + t' (рис. 1.23).
32
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
Анализ воздействия прямоугольных импульсов на линейные цепи
обычно бывает весьма полезен, хотя сигналы, встречающиеся в практике
физического эксперимента, часто весьма значительно отличаются от пря-
моугольных и во многих случаях лишь приближенно аппроксимируются
аналитическими выражениями.
L/
Рис. 1.24. К рассмотрению прохождения
импульсов через ЛС-цепи.
Рис. 1.23. Представление
прямоугольного импуль-
са напряжения в виде
двух скачков.
Рассмотрим прохождение прямоугольных импульсов через простые
ДС-цепи (рис. 1.24). Положим, что на входе 7?С-цепи с емкостью на выходе
включен генератор прямоугольных импульсов Uml, длительностью t',
обладающий внутренним сопротивлением Но (рис. 1.24, а). Составляя урав-
Рис. 1.25. Зависимость от времени
величины тока и напряжения на
емкости в ЯС-цепи при скачкооб-
разном изменении входного напря-
жения.
нение для мгновенных значении напряже-
ния и тока в цепи (уравнение (1.4) при
L = 0) и интегрируя его в предположении,
что до начала действия импульса на входе
емкость С не была заряжена, получим
_ t
U2=Uc = Uml(l-e ’), (1.43)
где г = (/? + Ro) С — постоянная времени
цепи.
Следовательно, переходная характери-
стика цепи, в которую включено сопротив-
ление генератора, будет
h (t) = 1 —е х . (1.44)
Графики зависимости от времени напряжения U2 = / (£) и тока, текущего
в цепи,
приведены на рис. 1.25.
i Написанные выражения справедливы при t < t'. Изменение напряже-
ния Uz в области t > t', в соответствии со сказанным выше, найдем как
алгебраическую сумму напряжений, отвечающих двум скачкам входного
напряжения:
U2 = Vmi(l-e х)-(7т1(1-е x) = Uml(l-e х)е х. (1ЛЬ)
§ 2] ПЕРЕХОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
33
Переходная характеристика цепи при t > t'
-IL _ f-f'
h(t) = (l— e T ) e x .
(1-47)
Заметим, что написанные выражения попросту описывают процесс зарядки
и разрядки емкости С через сопротивление R + Ro. В результате этого
прямоугольный импульс, действующий на входе ЛС-цепи с емкостью на
выходе, превращается в экспонен-
циальный и изменение напряжения
происходит не мгновенно, а за ко-
нечное время.
Длительность нарастания выход-
ного напряжения можно прямо ха-
рактеризовать величиной т или вре-
менем, в течение которого напряже-
ние на емкости практически достигает
стационарного уровня, т. е. значением
порядка (4 -г- 5) т. Практически удоб-
но под длительностью нарастания
напряжения (длительность фронта
сигнала) подразумевать интервал вре-
мени
Рис. 1.26. Форма напряжения на емкости
в 7?С-цепи' при разных соотношениях ме-
жду постоянной времени цепи и длитель-
ностью прямоугольного импульса, действу-
ющего на ее входе.
гф = 2,2т, (1.48)
в течение которого напряжение на
выходе изменяется от 0,1 до 0,9
своего максимального значения. Оче-
видно, что искажения формы импульса тем меньше, чем больше отношение
его продолжительности к постоянной времени цепи (рис. 1.26).
Если выходное напряжение снимается с сопротивления ЛС-цепи
(см. рис. 1.24, б), то, как нетрудно убедиться,
Z72 = Z7ml-^—е ^=Пт2е х, (1.49)
л Т ^0
т. е. переходная характеристика такой цепи
Если в момент t = t' импульс напряжения заканчивается, что формально
соответствует наложению на ступеньку напряжения Umi второй ступеньки
—Uml, то дальнейшее изменение выходного напряжения найдется как
р _ ± в _ £=£ г7 _ LL
V2-Uml-^ire * =-V^-R(l-e *)е
Л-г «0 Кт Ко К-\-По
(1.51)
Следовательно, переходная характеристика цепи в области t > t'
= (1,52)
_ t'
Заметим, что величина U* = Ume х представляет собой напряжение,
которое достигается на выходе цепи в момент t = tr, а изменение полярности
напряжения U2 после окончания действия импульса на входе цепи соответ-
ствует переходу от зарядки емкости С к ее разрядке (рис. 1.27). При этом
3 A. M. Бонч-Бруевич
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
1ГЛ. I
34
Рис. 1.27. К определению
искажений импульса, про-
ходящего через ЯС-цепь
с сопротивлением на вы-
*4 4
площадь под кривой U2 — f (0 над осью времени пропорциональна заряду,
полученному конденсатором, а площадь, ограниченная осью времени и этой
же кривой, при t — t' пропорциональна заряду, отданному конденсатором.
Поскольку эти заряды равны, то площади и s2
на рис. 1.27 также равны между собой.
Искажения формы импульсов, проходящих че-
рез .RC-цепь с активным выходом, тем меньше,
чем больше ее постоянная времени по сравнению
с длительностью импульсов (рис. 1.28). Степень от-
клонения формы выходного импульса от прямо-
угольной в этом случае можно численно оценить
величиной относительного спада напряжения
р = (153)
t'mZ
На основании уравнения (1.49) имеем
ходе- p = i-e"v.
Для того чтобы за заданное время f значение 0 не превзошло опреде-
ленной величины р = р*, постоянная времени цепи должна удовлетворять
соотношению
. (1.54)
Процессы, протекающие в цепи при
действии периодических импульсов, также
могут быть исследованы методом последо-
вательного наложения ряда ступенчатых
сигналов. Действительно, положим, что
на входе КС-цепи с активным выходом
(см. рис. 1.24, б) в момент t — 0 начинают
действовать положительные импульсы пря-
моугольной формы, имеющие период Т и
продолжительность V (рис. 1.29, а). Эта
последовательность сигналов может рас-
сматриваться как наложение ступенек на-
пряжения Uml положительной полярно-
сти, начинающих действовать в моменты
времени t = 0, 71, 271, . . . , и ступенек
напряжения Uml отрицательной полярно-
сти, появляющихся в моменты времени
t — t', Т + f, 2Т + £', ... Соответствен-
но напряжение на выходе цепи в интервал времени от 0 до f будет
t
С2 — Um2e Х 5
в интервал от f до Т
U2=Um2(e *—е х ),
в интервал от Т до (Т + 7')
<-<' *~т
U2 = Umz(e т —е х +е х )
у=аз
& £ i
Рис. 1.28. Форма напряжения на
активном сопротивлении в ДС-цепи
при разных соотношениях между по-
стоянной времени цепи и длительно-
стью прямоугольного импульса, дей-
ствующего на ее входе.
и т. д.
§ 2]
ПЕРЕХОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
35
приходу третьего импульса величина
Рис. 1.29. К рассмотрению прохождения че-
рез 7?С-цепь с сопротивлением на выходе
периодической последовательности прямо-
угольных импульсов.
Рассматривая написанные выражения, можно убедиться, что заряд,
получаемый конденсатором при действии первого импульса, превышает
заряд, отдаваемый им до прихода второго импульса (рис. 1.29, б, площа-
ди Sj и S 2). Поэтому к моменту t = Т на конденсаторе сохраняется некоторое
остаточное напряжение (рис. 1.29, в), которое складывается с напряжением,
даваемым источником сигнала. К
остаточного заряда возрастает и
увеличивается сдвиг выходного
импульса относительно оси вре-
мени. С течением времени количе-
ство электричества, получаемого
конденсатором за период, прибли-
жается к количеству электриче-
ства, отдаваемого им, и устанав-
ливается постоянное смещение
импульсов на выходе относительно
нулевой линии (рис. 1.29, б). Та-
ким образом, вместо последова-
тельности однополярных входных
импульсов с амплитудой Umi по-
лучаются импульсы двухполяр-
ные, сумма амплитуд которых Um2
и UlmZ равна Um2- Искажения
формы каждого импульса подобны
искажениям одиночных прямо-
угольных сигналов в этой же
цепи,, с той лишь разницей, что
начальные значения экспонен-
циально спадающего напряжения
равны соответственно и С7^’2,
а не Uт2- Значения и(™2 и Um2 и
положение импульсов на выходе цепи относительно нулевой линии опреде-
ляются из условия неизменности в равновесном состоянии среднего заряда,
запасенного в конденсаторе:
J U$2e ’ dt= J ’ dl.
О о
Не представляет труда убедиться, что при t’=^- Um2 = Um2=^^T
а при произвольном соотношении t' и Т Um2 = Um2 jTZf' > если т-
Таким образом, искажения формы импульсов, проходящих через рас-
смотренные ДС-цепи, просто связаны с постоянными времени последних.
Аналогичные искажения имеют место при прохождении импульсов через
цепи, состоящие из последовательного соединения индуктивности и активо-
ного сопротивления. Если выходом /?£-цепи являются концы катушки само-
индукции, то при действии на входе прямоугольного импульса э. д. с. форма
напряжения на выходе совпадает с формой напряжения на активном сопро-
тивлении в /?С-цепи при условии, что постоянные времени обеих цепей
одинаковы. Совершенно так же напряжение, снимаемое с активного сопро-
тивления в последовательной RL-цетш, совпадает по форме с напряжением,
иа емкости в ЯС-цепи, если
С (R + Ro) =
L
Л + Яо '
3*
36
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
£гл. I
Наряду с переходной характеристикой цепи, представляющей по суще-
ству зависимость от. времени коэффициента передачи цепи для ступенчатого
напряжения, весьма полезно понятие переходного сопротивления цепи.
Последнее (с учетом сопротивления источника сигналов) представляет собой
зависимость от времени отношения э. д. с., действующей на входе цепи,
к мгновенному значению протекающего в цепи тока, причем по-прежнему
имеется в виду э. д. с. ступенчатой формы. Пользуясь выраженьем (1.45),
найдем, что для jRC-цепей, состоящих из последовательно соединенного
сопротивления и емкости,
t
R(t) = (R+R0)e (1.55)
В момент перепада напряжения сопротивление цепи равно R + Ro, а при
t —>оо R (t) ->-оо. Формально это соответствует возрастанию сопротивле-
ния емкости С от 0 при t = 0 до оо при t —> оо. В тех же условиях сопротив-
ление индуктивности изменяется от оо до нуля.
Это формальное представление часто бывает удобно при рассмотрении
процессов в линейных цепях. Действительно, токи и напряжения в отдель-
ных участках цепи в момент подачи ступенчатого напряжения можно легко
найти, заменив все емкости короткими замыканиями (если они не были
заряжены), а индуктивности — разрывами. Напротив, токи и напряжения в
стационарном состоянии, т. е. при t —>оо, можно найти, заменив все кон-
денсаторы в цепи разрывами, а индуктивности — короткими замыканиями.
Переход от начального электрического состояния цепи к конечному опре-
деляется темпом зарядки конденсаторов и развития тока в индуктивностях,
т. е. не только значениями С и L, но и сопротивлениями, через которые
протекают токи. В одноконтурных RC- и 7?£-цепях переходы следуют экспо-
ненциальным законам. Переходные характеристики более сложных цепей
могут быть найдены путем интегрирования соответствующих дифференциаль-
ных уравнений.
2. Операционный метод анализа переходных характеристик линейных
цепей. Значительное упрощение рассмотрения переходных процессов в линей-
ных цепях дает так называемый операционный метод, представляющий собой
метод интегрирования некоторых классов линейных дифференциальных
уравнений. Операционное исчисление строго рассматривается в курсах
^математики и подробно изложено с многочисленными примерами его при-
менения к решению конкретных задач в ряде хорошо известных книг [2—4].
Поэтому здесь приводятся лишь некоторые соотношения, которые будут
полезны в дальнейшем.
В операционном методе функции f (t), которые описывают напряжения,
действующие в цепи, или токи, протекающие в ней, заменяются другими,
однозначно связанными с ними функциями —«изображениями», выбран-
ными таким образом, что дифференциальные уравнения превращаются
в алгебраические. Это совершенно аналогично замене в символическом
методе гармонических функций комплексными, что также позволяет перейти
от дифференциальных к алгебраическим уравнениям при рассмотрении
стационарных процессов в линейных цепях.
Как в символическом методе получение окончательного ответа связано
с переходом к начальным (гармоническим) функциям, так и в операционном
методе для получения окончательного ответа нужно перейти от изображения
обратно к первообразным функциям —«оригиналам». Таким образом, опера-
ционный метод сводится к отысканию изображения исходной функции,
решению алгебраического уравнения, которое заменяет дифференциальное
уравнение, описывающее процессы в рассматриваемой цепи, и, наконец,
к отысканию оригинала, отвечающего результату решения этого уравнения.
ПЕРЕХОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
37
§ 2]
Возможность перехода от дифференциальных уравнений к алгебраиче-
ским дают интегральные преобразования Фурье, о которых упоминалось
выше [1 ]. Однако они не могут быть прямо применены к ряду функций и в том
числе к ступенчатым функциям, так как при этом получаются расходящиеся
интегралы. К более широкому классу функций применим операционный
метод Лапласа (в дальнейшем мы будем называть его просто «операцион-
ным» методом), в котором вместо интеграла, позволяющего преобразовать
функцию времени в функцию комплексной переменной 5 (/со), т. е. найти
спектр сигнала (выражение (1.38)), применяется интегральное преобра-
зование
F (р) = J / (0 е-р( dt, (1.56)
о
где р = о + /со — так называемая комплексная частота.
Функция F (р) и есть изображение или преобразованная по Лапласу
функция / (t). Она может рассматриваться как условный спектр послед-
ней, поскольку введение вместо /со переменной р формально означает
переход в разложении f (t) от гармонических составляющих к состав-
ляющим с экспоненциально изменяющейся амплитудой колебаний. При о = 0.
F (р) переходит в S (ja!).
Для сокращения записи переход от исходной функции (оригинала)
к ее изображению записывают символически в виде
F(p) = £[/(«)].
Соответственно обратный переход от изображения к оригиналу, отвечающий
обратному преобразованию Фурье, дается интегральным соотношением
а+з’оо
= $ F{p)e^dp. (1.57)
a—jco
Этот переход часто символически записывается в виде
f(t) = L~i[F(p)]. (1.58)
Вообще говоря, интеграл (1.56) может существовать при определенных
значениях р (например, при р >0 или при р где а — некоторая
постоянная величина), но может оказаться, что он не существует ни при
каких значениях р. На самом деле функции, встречающиеся в физических
задачах, таковы, что их преобразование по Лапласу возможно.
Само собой разумеется, что свойства функции-изображения отличны
от свойств функции-оригинала. В частности, разрывные функции преобра-
зуются в непрерывные. Действительно, например, для функции, заданной как
/ (0 = 0 при t < 0
и
, У (0 = 1 при t > 0
I
(единичный скачок), непосредственным интегрированием получаем F (р) = —
(при р >0).
Точно так же могут быть найдены изображения других функций. Табли-
цы большого числа функций-оригиналов и их изображений приведены в лите-
ратуре (см., например, [5]). Поэтому мы ограничимся здесь лишь кратким
перечнем наиболее употребительных функций (табл. 1.1).
Переход от дифференциальных (или интегро-дифференциальных) урав-
нений к алгебраическим при замене функций-оригиналов их изображениями
38
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
Игл. I
Таблица 1.1
Функции (оригиналы) и их изображения
Оригинал [/(01 t & 0 Изображение [F (р)] Оригинал [/(<)] t^O Изображение [F(p>]
1 eat eat—ebl 1 Р 1 _ t t е а —е ь 1
а— b sin cot cos <oZ (a—b) e~bl—(a — c)e~cl (14-ap) (1 + bp) CD
р—а 1 co2+p2 p
Х> ад О 2 + ад ' X Л X н 1 1 U 4 «, 4 1 <3 (р —а) (р—Ъ) Р to2-]-?2 p + a
(р —а) (р — Ь) 1 c—b a 4- a~b , bi i (P+b) (p+c) p-J-a
аЪ 1 аЪ(Ь—а) р(р+«)(р+Ь) be b (b— c) । a~c . 1 c(c-fe) e P(P + b)(p + c)
связан с тем, что изображение производной оригинала и интеграла ориги-
нала дается соотношениями
ь[^]=РЛр)~/(0) (1-59)
и
о
£[ Р(0Л]=/^-+^_ , П ВО)-
о
где f (0) — значение функции f (t) при t = 0, а / (t)dt — значение интеграла
—со
при t = 0. В частности, при нулевых условиях, т. е. если / (0) = 0
о
_и = 0, производная функции f (t) заменяется ее изображением,
—со
умноженным на величину р, а интеграл функции f (t) — ее изображением,
деленным на р. Соотношение (1.59) может быть обобщено на производные
высших порядков, что дает
L [ Чг1 ] = PnF - Рп'Ч №~рп~2Г (0) - • • • (0). (!-61)
где/(71-1> (0),/<п-2) (0), . . .— значения производных соответствующих поряд-
ков при t = 0. Отсюда видно, что при нулевых начальных условиях произ-
водная порядка п заменяется- ёе изображением, умноженным на рп. Если
указанные замены сделать в дифференциальном уравнении, то оно, очевид-
но, превращается в алгебраическое.
Любые линейные преобразования уравнения изображений соответствуют
аналогичным преобразованиям исходного дифференциального уравнения.
Это вытекает из того, что линейным преобразованиям функций-оригиналов
соответствуют такие же преобразования функций-изображений. Так, умно-
жение исходной функции /(f) на постоянную величину А соответствует
$ 2]
ПЕРЕХОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
39
умножению на ту же величину ее изображения, т. е.
L[Af(t)] = AF(p). (1.62)
Далее, если исходная функция может быть представлена в виде суммы
f(0 = fi(0 + f2 (0+---.
то ее изображение может быть представлено в виде суммы изображений
отдельных слагаемых, т. е.
^(р)=Л(р)+г2(р)+..., (1.63)
где
F2(p) = L[f2(0]
И т. д.
3. Переходные процессы в BLC-цепях. Не приводя других, весьма
полезных соотношений между функциями и их изображениями, применим
операционный метод для рассмотрения процессов в последовательной RLC-
цепи при включении на ее вход в момент времени t = 0 постоянного напря-
жения U\ = Uml. Заменяя в уравнении (1.4) мгновенные значения тока
и напряжения их изображениями и имея в виду для простоты нулевые началь-
о
1 С
ные условия (Z (0) = 0 и д0 = \ I (0 di — 6), получим
О J
—со
pL/ (р) + R-I (р) + -А.! (р) = . (1.64)
Коэффициенты перед изображениями тока представляют собой операцион-
ные сопротивления соответствующих элементов цепи:
Z(p)B = R,
Z(p)L = pL,
(1.65)
Для операционных сопротивлений справедливы законы Кирхгофа. (В спра-
ведливости этого можно убедиться, умножая на eat соотношения, выражаю-
щие законы Кирхгофа в комплексной форме, и производя интегрирование
в пределах от 0 до оо.) Поэтому операционное сопротивление цепи образуется
из операционных сопротивлений ее элементов по обычным правилам сложе-
ния сопротивлений или проводимостей. В частности, операционное сопро-
тивление рассматриваемой RLC-цепи. Z (р) = 7? + pL + .
Далее, в случае нулевых начальных условий изображение протекающего
в цепи тока равно операционному изображению напряжения, деленному
на операционное сопротивление цепи. В частности, в рассматриваемом при-
мере, как это видно из (1.64),
= <1Л36)
Из изложенного следует, что для написания выражения, которое изо-
бражает ток в цепи, достаточно знать изображение действующего в цепи
напряжения и найти ее операционное сопротивление.
Дальнейшая задача заключается в нахождении по полученному выраже-
нию для изображения тока I (р) функции-оригинала, т. е. зависимости тока,
40
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
протекающего в цепи, от времени. Наиболее общий путь заключается в вы-
полнении интегрирования, соответствующего обратному преобразованию
Лапласа (см. выражение (1.57)). Однако во многих случаях можно прямо
воспользоваться таблицами функций и их изображений. При этом сложное
выражение для изображения функции можно разложить на простые дроби,
пользуясь известными алгебраическими правилами. В результате относи-
тельно сложное выражение представляется в виде суммы более простых,
для каждого из которых можно найти его оригинал по таблице. Сумма
найденных таким образом оригиналов и представляет собой оригинал иско-
мой функции. Оставляя в стороне более подробное рассмотрение этого прие-
ма, заметим, что выражению (1.66) может быть придан вид
I (р\ =_____.
Ь(р—Pi) (Р—Рг)
где pi и р2 — корни уравнения
0,
т. е.
Обращаясь к табл. 1.1, найдем, что
(epit___ep2t) = e-6t
(1-67)
Это выражение описывает изменение тока в контуре при включении в момент
времени t = 0 постоянного напряжения при нулевых начальных условиях.
Если представляет интерес исследовать действие на контур прямоугольного
импульса напряжения длительностью t', то последний, как уже говорилось,
можно рассматривать как наложение двух сдвинутых ступенчатых напряже-
ний различной полярности и одинаковой величины. Поскольку рассматри-
вается линейная цепь и результат действия одного сигнала не зависит от
того, присутствуют ли одновременно другие сигналы, можно считать, что
вторая ступень действует в контуре при нулевых начальных условиях.
В интервале времени от t = 0 до t = t' останется справедливым выраже-
ние (1.67), а изменение тока в области t > t' можно найти как наложение
(сумму) двух токов Г и I", каждый из которых связан с включением одной
из ступенек напряжения. Выражение для тока Г совпадает с (1.67), а выра-
жение для тока I" отличается от него только изменением начала отсчета
времени и знаком. Следовательно, при t > t’
[g—Ct (gXt e— xtj e—C(t—t') (gx(t—t') e—x(t—*'))].
(1.68)
В зависимости от соотношения параметров контура написанным выражениям
может быть придан тот или иной окончательный вид. Действительно, если
величина х вещественна, т. е. R >2 = 2р или, иначе говоря, Q < у ,
то выражение (1.67) может быть записано в виде
I = £mi g-ctshzL
(1.69)
§ 2]
ПЕРЕХОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
41
В этом случае в контуре имеет место апериодический процесс. Если же
1
R < 2р, т. е. Q >~2 > то величина х может быть записана в виде х = /со, где
и при этом
Z = -^-e-«‘sincot. (1.70)
cob ' '
Следовательно, электрические процессы в контуре при включении постоян-
ного напряжения носят характер затухающих колебаний с частотой со.
Наконец, в критическом случае, т. е. при R = 2q, х = 0 и окончательное
выражение получается из (1.67) при устремлении х к нулю. Раскрывая
неопределенность, получим
(1.71)
Ху
Написанные выражения описывают изменение тока в контуре при
различных соотношениях его параметров, следующее за включением в момент
t — 0 постоянного напряжения при нулевых начальных условиях. Пользуясь
выражением (1.68), можно найти зависимость от времени тока в контуре
при различных соотношениях его параметров после выключения напряжения
в момент t = t'.
Располагая выражением для тока в цепи, можно найти переходное
сопротивление и падение напряжения на том или ином элементе цепи, а сле-
довательно,— переходную характеристику цепи. Так, например, если в RLC-
контуре напряжение снимается с участка активного сопротивления Rlt
то переходная характеристика дается выражением
причем величина тока I определяется выражениями (1-67) и (1.68) соответ-
ственно для t < t' и t > t’. Поэтому переходная характеристика аналогич-
на зависимости тока в контуре от времени.
Если напряжение в 7?ТС-контуре снимается с емкости, то выходное
напряжение и переходную характеристику также можно найти пользуясь
написанными выше выражениями для тока, если принять во внимание, что
1 с
Uc = ~7T \ I dt. Можно поступить и иначе: написать выражение для опера-
С J
ционного изображения напряжения на емкости в виде Uc (р) = и далее
рС
найти отвечающий ему оригинал. Само собой разумеется, что тот и другой
пути приводят - к одному результату.
Наконец, если выходом 2?£С-контура служит индуктивность, выходное
напряжение можно найти, воспользовавшись написанными выше выражения-
ми для тока в контуре и приняв во внимание, что UL = L~ . Иначе, можно
воспользоваться операционным уравнением UL (р) — I (p)-pL.
Отметим, что если сложная RL- или ЯС-цепь представляется эквива-
лентным последовательным ЯАС-контуром (см. § 1 настоящей главы),
то такой контур всегда оказывается апериодическим. Это непосредственно
следует из того, что в RC- или RL-цепп не может иметь место свободный
колебательный процесс. Поэтому, очевидно, и в эквивалентной цепи свобод-
ный процесс должен носить апериодический характер. В частности, на
рис. 1.4, б приведена цепь, эквивалентная сложной ДС-цепи, изображенной
42
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
на рис. 1.4, а. Сравнивая значения Нв и 2рэ = 2 , легко убедиться
в том, что контур на рис. 1.4, б — апериодический. Поэтому при действии
на входе цепи, изображенной на рис. 1.4, а, прямоугольного импульса э. д. с.
зависимость напряжения на его выхо-
де от времени будет описываться вы-
ражениями:
—
(1-72)
Тис. 1.30. Зависимость от времени на-
пряжения на выходе ЯС-цепи, при-
веденной на рис. 1.4, а при действии на
•ее входе прямоугольного импульса дли-
тельностью t'.
По-прежнему будем иметь в виду
что затухание контура мало, т.
(при t < t') и
U2 = — е~ы [ей1 sh х (t — t') — sh nt]
(1-73)
(при t Z> t'), а графически изобразится
в виде кривой, подобной приведенной
на рис. 1.30.
В качестве еще одного примера
анализа процессов в цепях операцион-
ным методом рассмотрим включение
в последовательный колебательный
jRZC-контур, в момент времени
t = 0, напряжения U == Um cos <ос/.
нулевые начальные условия и положим,
D2 1
е- Тгъ < тъ • Замечая, что изображение
напряжения ?7и(р)
UmP
Ра + <0с
(см. табл. 1.1), получим для изображения тока
® контуре:
I (Р) = <
(Р2 + «с) Q/>2+ +
здесь (оо = —— резонансная частота контура^. Следовательно, ток
в контуре описывается выражением
+°°
1 С p2e'Pldt
2л 1 / . R \ "
'Вычисление этого интеграла (см., например, [6]) дает
J = cos (<ocZ—Y) —~ е~ы Г cos ¥ cos <ooi +
4- sin ~cos sin ,
где =
Z-/b>+(%L-^)*, 4- = arote‘ac£~^g и a-A.
Первое слагаемое описывает стационарный процесс и совпадает с выраже-
нием, написанным выше (см. § 1 настоящей главы). Второе слагаемое описы-
вает переходный процесс в контуре, следующий за включением напряжения.
•Этот процесс носит характер затухающих колебаний с частотой, равной
S 2]
ПЕРЕХОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛИНЕЙНЫХ ЦЕПЕЙ
43
собственной (резонансной) частоте контура. Не приводя здесь специальных
доказательств, отметим, что в апериодическом контуре переходный ток,
накладывающийся на стационарный, изменяется монотонно.
При резонансе (т. е. при сос = <оо) W = OhZ=/?, и последнее выраже-
ние приобретает вид
/ = (1—e~e/)coscoct (1-74)
Следовательно, амплитуда тока в контуре
(1.75)
Рис. 1.31. Нарастание тока в последова-
тельном и напряжения на параллельном
/?£С-контуре при действии гармониче-
ского напряжения.
после включения гармонического напряжения нарастает по экспоненциаль-
1 L
ному закону с постоянной времени т=-^=— (рис. 1.31).
К аналогичному результату приводит рассмотрение процессов устано-
вления напряжения на параллельном колебательном контуре, следующих
за присоединением к нему источника
гармонического напряжения. Если вну-
треннее сопротивление последнего до-
статочно велико, то амплитуда напря-
жения на контуре приближается к
своему стационарному значению с по-
1
стояннои времени т = -у , определяе-
мой практически только параметрами
контура (см. рис. 1.31). В противном
случае сопротивление генератора шун-
тирует контур и величина 6 уменьшает-
ся, но характер процесса установления
стационарного состояния не изменяется,
пока зашунтированный контур остается
колебательным.
4. Связь переходных и стационар-
ных характеристик цепей. Из одно-
значной связи операционных и комп-
лексных сопротивлений линейных эле-
ментов цепей, а также из применимости
к тем и другим законам Кирхгофа следует, что имеется однозначная связь
стационарной и переходной характеристик передачи цепей. Изображение
переходной характеристики цепи получается из ее стационарной характе-
ристики передачи заменой комплексных сопротивлений на операционные
(т. е. /со на оператор р) и делением полученного выражения на р (поскольку
операционное выражение скачка напряжения Uml есть Umilp). Последую-
щее определение оригинала по этому изображению приводит к переходной
характеристике цепи.
Проиллюстрируем это правило на примере 7?С-цепи с активным выхо-
дом (см. рис. 1.24, б). Стационарная (частотнофазовая) характеристика
передачи этой цепи дается выражением
*(7®) = я + я0 1 + /ШТ ’
где т = (7?4-7?0)С. Следовательно, изображение переходной характе-
ристики
v . R 1 рт
п\Р)- ц+ц0 р 1 + рт
44
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. 1
и ее оригинал
к
л(0= я+я0-е т’
что совпадает с (1.50). Совершенно аналогично можно по стационар-
ной характеристике найти переходную характеристику любой более слож-
ной цепи.
Очевидно, что искажения формы сигналов, которые связывались выше
с переходной характеристикой цепи, однозначно связаны со стационарными
характеристиками последней. Во многих случаях- эта связь оказывается
простой, а ее знание полезно при практической работе с радиоэлектронными
схемами. Обращаясь, например, к соотношениям (1.20) и (1.48), найдем,
что длительность фронта сигнала, прошедшего через 7?С-цепь с емкостью
на выходе, и верхняя граница полосы пропускания Д, отвечающая М = ,
1 2
связаны простым соотношением
. 0,35
— f* • 0-76)
‘в
Совершенно так же для 7?С-цепи с активным выходом величина коэффициен-
та Р, характеризующая относительный спад плоской вершины импульса
(длительностью t'), связана с нижней границей полосы пропускания соот-
ношением
₽ = 2jtt'/S (1.77)
(при ₽ < 1).
Заметим далее, что переходное сопротивление цепи однозначно связано
с ее стационарным сопротивлением. Действительно, Z (t) = ~ , а так
как I (Z) = L-Ч (р) = , то
Так, например, для последовательного соединения сопротивления R и емко-
1 С -
сти С: Z (р) = R + . Следовательно, Z (t) = L'11 или Z (t) = Rexr
что совпадает с (1.55), если в нем положить Ro = 0.
§ 3. ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКИ
1. Уравнения и коэффициенты четырехполюсников. Значительное упро-
щение анализа сложных схем дает применение метода четырехполюсников,
развитого в общей теории электрических цепей (см., например, [7, 8]),
позволяющего получить ряд общих соотношений, связывающих токи, напря-
жения и параметры цепей. Пользуясь этим методом, можно вычислить
входное и выходное сопротивления, коэффициенты передачи любой цепи
или комбинации цепей, а также найти их характеристики, минуя ряд гро-
моздких промежуточных преобразований.
Четырехполюсником называется любая электрическая цепь с четырьмя
фиксированными точками (рис. 1-32), две из которых представляют собой
ее вход (к ним присоединяется источник сигналов), а две другие — выход
(к ним присоединяется нагрузка). К такому виду может быть приведено
любое устройство или участок цепи, причем если этот участок не содержит
§ 3]
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКИ
45
Рис. 1.32. Общее изобра-
жение четырехполюс-
ника.
источника энергии и составлен из линейных элементов, то четырехполюс-
ник носит название пассивного и линейного.
Совершенно независимо от его фактической схемы четырехполюсник
может быть охарактеризован входными и выходными напряжениями и тока-
ми Ur, Ц, U2, Iz (рис. 1.32) *). Связь между ними можно представить аналити-
чески одним неявным уравнением вида
Р(иъ Ц, U2, /2)=0, (1.79)
которое в свою очередь может быть преобразовано к
двум уравнениям, разрешенным относительно напря-
жений или токов. Соответственно возможны шесть
нар уравнений, отвечающих соотношению (1.79), ко-
торые рассматриваются в общей теории четырехпо-
люсников. Имея в виду применение этих уравнений,
в дальнейшем изложении мы ограничимся рассмотре-
нием только трех из них.
Если зависимыми переменными выбраны напряжения, а независимыми —
токи, то линейный четырехполюсник аналитически описывается урав-
нениями
U i = Z^I Z
12^2
и
(1.80)
U2 — ^21^ 1 Н~ ^22^2»
(1.81)
в которых все коэффициенты Z имеют размерность сопротивлений. Если
зависимыми переменными выбраны токи, то уравнения четырехполюсника
приобретают вид
Л = ¥^ + ^2 (1-82)
и
h^Y^ + Y^Uz, (1.83)
причем все коэффициенты Y имеют размерность проводимостей.
Далее возможны системы «смешанных» уравнений четырехполюсника,
в которых в качестве переменных выбрано одно из напряжений и один из
токов. К их числу относятся уравнения с применением //-коэффициентов:
и^Н^Ц + Н^ (1.84)
и
72 = Я2171 + Я22П2. (1.85)
Здесь коэффициенты Н12 и Н21 безразмерны, а коэффициенты Нц и Н22
имеют соответственно размерность сопротивления и проводимости.
Предпочтение той или иной системе уравнений четырехполюсника
и, следовательно, системе его коэффициентов отдается в зависимости от
удобства определения последних и компактности рассмотрения соединений
нескольких четырехполюсников. Смысл коэффициентов, входящих в при-
веденные уравнения, легко устанавливается при рассмотрении частных
случаев, соответствующих различным условиям работы четырехполюсника.
Действительно, обращаясь, например, к уравнениям в системе Z-коэффи-
циентов, заметим, что
________________.
•) Положительные направления токов 11 и 12 и полярности напряжений U1 n,U2
могут быть выбраны произвольно. Мы будем считать положительными совпадающие
по направлению с соответствующими стрелками на рисунке. Изменение знака тока или
напряжения не приводит к изменению вида соотношений для четырехполюсников, а лишь
к перемене знаков перед некоторыми коэффициентами в этих соотношениях. В некото-
рых случаях на это будет обращено внимание ниже.
46
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. 1
Следовательно, коэффициент имеет смысл входного сопротивления четы-
рехполюсника при работе его с разомкнутым выходом (так как /2 = 0).
Точно так же коэффициент
Z22 = (^)
представляет собой выходное сопротивление при разомкнутом входе четы-
рехполюсника.
Более сложный смысл имеют два других Z-коэффициента. Полагая,
что вход четырехполюсника разомкнут (Л — 0), из уравнения (1.80) получим
Zl2=(^) •
Эта величина, называемая «сопротивлением обратной передачи», опреде-
ляет, каково будет напряжение Ui на разомкнутом входе четырехполюсника,
если на его выходе будет протекать ток 12, задаваемый внешним источни-
ком. Наконец, полагая в (1.81) /2 = 0, найдем
—«сопротивление прямой передачи»— величина, определяющая, каково
будет напряжение на разомкнутом выходе четырехполюсника, если на его
входе протекает определенный ток (задаваемый внешним источником).
Аналогично может быть установлен смысл У- и //-коэффициентов четы-
рехполюсникам Так, например, для У-коэффициентов имеем:
Уи = (^7)^=0
— входная проводимость при замкнутом выходе;
У12 = ( 4г4
\ U2 УН1=0
— проводимость обратной передачи при короткозамкнутом входе (она опре-
деляет величину тока на входе четырехполюсника при его коротком замы-
кании, протекающего в результате действия напряжения на выходе);
У21= (777)^
— проводимость прямой передачи при короткозамкнутом выходе (она опре-
деляет ток на выходе короткозамкнутого четырехполюсника при действии
напряжения на его входе). Наконец,
У22=Г 4г')
22 k U2 7ui=o
— выходная проводимость при короткозамкнутом входе.
Таким образом, все коэффициенты, входящие в уравнения (1.80) —
(1.85), представляют собой не параметры элементов, из которых построен
четырехполюсник, а параметры всего четырехполюсника в целом, соответ-
ствующие предельным случаям его работы. Эти параметры могут быть непо-
средственно определены экспериментально для той или иной цепи или того
или иного устройства, схема которого может при этом оставаться неизвестной.
В зависимости от того, удобнее ли при измерениях осуществлять короткое
замыкание входа или выхода четырехполюсника или, наоборот, режим
холостого хода, можно решить, в какой системе проще определить коэффи-
циенты его уравнений. Определив одни из них, можно найти все остальные,
установив общую связь между коэффициентами четырехполюсников в раз-
личных системах. Для этого перепишем, например, уравнения (1-80), (1.81)»
§ 3]
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКИ
47
и
в форме двух уравнений вида — F (It, U2) и I2 = F (Ц, U2):
тт ,__________________ Z11Z22~ Z12Z21 т I Z12 T7
U1-----/1+z^2
_ Z21 т 1 TJ
2----7--1 l+’y u2'
*22 Z22
Сравнивая далее эти уравнения с уравнениями (1.84), (1.85), заключаем, что
___ Z11Z22— Z12Z21
11 -------------
Z22
I/ ___ Z12 if _________
21 ~
Z21 „ TJ 1 (
Z22 "22 Z22 ’
Совершенно так же могут быть найдены соотношения между остальными
коэффициентами четырехполюсников в разных системах. Эти соотношения,
записанные в матричной форме, т. е. в виде таблиц коэффициентов соответ-
ствующих уравнений четырехполюсников, имеют следующий вид:
Здесь
2 и Zi2
z = Z2i z22
Ни Н12
Н21 Н22
У22 У12
|¥Г |У|
У21 У11
|У| |У|
Z22 Z12
|Z| |Z|
Z21 ' Z11
|Z| |Z|
|Z| Z12
Z22 Z2,2
Z21 1
Z22 Z22
I Я| H12
Я22 H22
H21 j
Я22 Я22
1 Я12
Ян Ян
я21 I Я|
Яц Яц
| Z | — Z^Z22— Z12Z21,
|У| = У11У22-УЛ,
|Я| = ЯиЯ22-Я12Н21.
(1.86)
2. Эквивалентные схемы четырехполюсников. Коэффициенты уравнений
четырехполюсника могут быть заданы или измерены, хотя его фактическая
схема остается неизвестной. Де зная схемы, всегда можно представить четы-
рехполюсник, заданный его коэффициентами, в виде эквивалентной Т-ебраз-
ной или П-образной цепи (рис. 1.33) с вполне определенными параметрами
трех ее элементов. Для этого параметры цепи нужно выбрать так, чтобы
коэффициенты в ее уравнениях, записанных в виде общих уравнений четы-
рехполюсника, совпадали с соответствующими коэффициентами для задан-
ного четырехполюсника. Выражения параметров цепи через коэффициенты
четырехполюсника могут быть более или Менее сложными или простыми
в*зависимости от того, в какой системе уравнений описывается четырехпо-
люсник. Так4, например, параметры Т-образной схемы относительно просто
s Выражаются через коэффициенты четырехполюсника в Z-системе, а П-образ-
jT-HOft цепи—в У-системе.
В качестве примера рассмотрим Т-образную схему, изображенную
Тва рис. 1.33, а. Входное сопротивление этой схемы при разомкнутом выходе
* (7fX=o = Z18 + Z28‘
Выходное сопротивление при разомкнутом входе
(&)/i=o = Z2s + Z3e-
48
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
(ГЛ. I
Сопротивление прямой передачи при Z2= О
Наконец, сопротивление обратной передачи при 1± — О
I
Сравнивая с этими выражениями приведенные выше определения коэффи-
циентов четырехполюсника, получим
Zia —Z12,
^2э = ^12 = ^21»
Zg3 = Z22 — Z12.
Эти соотношения определяют параметры элементов Т-образной схемы, кото-
рая эквивалентна четырехполюснику, заданному коэффициентами в Z-систе-
Рис. 1.33. Эквивалентная Т-образная
(а) и П-образная (б) цепи четырех-
полюсника.
ме уравнений. Равенство Zi2 = Z21 не
случайно и справедливо для любого линей-
ного пассивного четырехполюсника.
Пусть, например, в результате из-
мерений предельных параметров четырех-
полюсника было найдено, что его входное
и выходное сопротивления чисто активны,
причем Zu — Ri и Z22 = R2, а сопротивле-
ния прямой и обратной передачи чисто
Рис. 1.34. Пример представления четы-
рехполюсника по его предельным пара-
метрам в виде Т-образпой цепи.
емкостные:
Z12 — Z2i —j^c' Такой
четырехполюсник
может быть пред-
ставлен в виде Т-образной цепи, построенной из следующих элементов:
Zig - - -4^- = /?! + y'-g - Ri + >АЭ,
Z38 = R2—= /?2 + -^ = /?! + j(d£8,
-J
где L3= —«г - Эта цепь изображена на рис. 1.34.
(0*0
Совершенно аналогичным образом легко установить, что параметры
элементов П-образной эквивалентной схемы (см. рис. 1.33, б) выражаются
§ 3]
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКИ
49
через У-коэффициенты_ уравнений четырехполюсника следующим образом:
1
^2э —
21а-Уц+У12 ’
1 __
У12
1
1
У21 ’
Уча
У22 + У12'
/72
Рис. 1.35. Представление четырехпо-
люсника в виде различных двухге-
нераторных схем.
Выражения для параметров элементов эквивалентных схем через осталь-
ные коэффициенты четырехполюсника можно найти, пользуясь соотноше-
ниями (1.86).
Т-образная и П-образная эквивалентные схемы четырехполюсников
наиболее распространенные. Однако возможны и другие схемы, в которых
связь входной и выходной цепей четы-
рехполюсника формально представляется
в виде некоторых эквивалентных генерато-
ров. Действительно, например, первый
член в правой части уравнения (1.80) пред-
ставляет собой падение напряжения на
ч сопротивлении Zu при протекании по не-
му тока а второй может рассматри-
ваться как напряжение, которое возбу-
ждается генератором, включенным после-
довательно с Zu-
Полярность этого напряжения обрат-
на Vi, а его величина не зависит от 1\.
Поэтому сопротивление такого фиктивного
генератора следует считать нулевым. Ана-
логичный смысл может быть придан сла-
гаемым в правой части уравнения (1.81).
В результате четырехполюсник можно
представить в виде двухгенераторной эк-
вивалентной схемы (рис. 1.35, а). Точно
так же, рассматривая произведения
Y12U2 и Y21Ui в уравнениях (1.82),
(1.83) как генераторы тока с бесконечно
большим внутренним сопротивлением,
можно заменить четырехполюсник, описы-
ваемый У-уравнениями, эквивалентной схе-
мой с двумя генераторами тока (рис. 1.35, б).
Наконец, уравнениям в системе //-коэф-
фициентов отвечает схема с одним генера-
тором напряжения и одним генератором
тока (рис. 1.35, в).
Подчеркнем, что наличие генераторов
схемах четырехполюсников вовсе не означает,
ник энергии, а лишь соответствует тому, что любое сопротивление, по кото-
рому протекает ток, формально может быть заменено генератором с напряже-
нием; равным величине падения напряжения на этом сопротивлении (см. § 1
настоящей главы).
Четырехполюсник, в котором на самом деле имеется источник энергии,
носит название «активного». Особый интерес для дальнейшего представляет
случай, когда напряжение или ток внутреннего источника энергии, содержа-
приведенных эквивалентных
что в них содержится источ-
В
4 А. М. Бонч-Бруевич
50
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
(ГЛ. 1
Рис. 1.36. Т-образная эквивалент-
ная схема активного четырехполюс-
ника.
1
Т
я
Рис. 1.37. Нагруженный четырехполюсник (с)
и его эквивалентная схема (б).
щегося в четырехполюснике, зависит от напряжения или тока, создаваемого
внешним источником сигнала, присоединенным к четырехполюснику. Приме-
ром такого активного четырехполюсника с зависимым источником энергии
может служить Т-образная схема, изображенная на рис. 1.36. В ней имеется
генератор напряжения U*, линейно связанного с величиной входного тока:
U* = Ry 11. Коэффициент пропорциональ-
ности Ry между U* и Zi, имеющий размер-
ность сопротивления, называют «сопро-
тивлением усиления».
Для активного четырехполюсника мо-
гут быть написаны уравнения, подобные
уравнениям пассивного четырехполюсни-
ка, связывающие напряжения и токи на
его входе и выходе. Для этого достаточно
определить коэффициенты четырехполюс-
ника, рассматривая предельные условия
его работы. Поскольку в схеме рис. 1.36 напряжение внутреннего генератора
есть функция тока Ilt проще всего записать уравнения в системе, в кото-
рой за одну из независимых переменных принят ток /4 (т. е. в системе
Z- или //-параметров). Пользуясь общим определением коэффициентов че-
тырехполюсника (см. выше), най-
дем, например, Z-коэффициенты
уравнений рассматриваемойсхемы:
= Zt + Z2,
Z22 = Z2 + Z3,
Z12 = Z2,
Z21 = Z2+/?y.
Из сопоставления этих выраже-
ний с коэффициентами пассивного
четырехполюсника видно, что фор-
мально активный четырехполюс-
ник отличается неравенством его
коэффициентов передачи: Zi2^=Z2t.
К аналогичному заключению при-
водит и рассмотрение //-коэффи-
циентов. Этот результат вполне
естествен, поскольку в отношении управления внутренним источни-
ком энергии токи /t и /2 неравноправны. Схема, приведенная на рис. 1.36,
может быть заменена любой из эквивалентных двухгенераторных схем,
представленных на рис. 1.35, причем по-прежнему отличие от пассивного
четырехполюсника будет заключаться только в неравенстве коэффициентов
передачи.
3. Параметры нагруженных четырехполюсников. Входное и выходное
сопротивления и коэффициент передачи нагруженного четырехполюсни-
ка, т. е. четырехполюсника, ко входу которого присоединен генератор
с внутренним сопротивлением Zo, а к выходу присоединена нагрузка ZH
(рис. 1.37, а), можно выразить через его коэффициенты. Для этого следует
найти совместные решения уравнений ненагруженного четырехполюсника
и уравнений, связывающих входные и выходные токи и напряжения с пара-
метрами внешних цепей. Это же можно сделать, пользуясь эквивалентной
схемой четырехполюсника, что придает известную наглядность всему рас-
смотрению. Действительно, из эквивалентной схемы четырехполюсника
с присоединенными к нему внешними цепями (рис. 1.37, б) видно, что
§ 3]
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКИ
51
(1-87)
(1.89)
12 = — 2* l- . Следовательно, коэффициент передачи тока
z22+zH
Ь —22.— z21
T-/i" z22+zH •
Деля левую и правую части* (1.80) на Ц, получим входное сопротивление
ZBX = -^- = Z11 + *TZ12 = Z11-^q^-. ' (1.88)
'1 ^22 1 ''н
Обратим внимание на то, что входное сопротивление оказалось завися-
щим от сопротивления нагрузки, что естественно, поскольку нагрузка
связана со входом через четырехполюсник. В пределе, при ZH -> 00, т. е. при
переходе к режиму холостого хода, ZnX Zu, что совпадает с определением
Ztl как предельного параметра четырехполюсника.
Так как входная и выходная части эквивалентной схемы имеют совер-
шенно одинаковую конфигурацию и отличаются значениями составляющих
их элементов, то выходное сопротивление, определяемое как ZBHX — ,
при условии, что ток 12 задается внешним источником, можно получить,
заменяя в (1.88) Zu на Z22 и ZH на Zo. Это дает
V . <7 ^12^21
'-'ВЫХ-^22 ’ Z^-\-Zg ’
Как видно, выходное сопротивление зависит от сопротивления источ-
ника сигналов, включенного на вход четырехполюсника, и в пределе при
Zo -> 00 переходит в Z22-
Под коэффициентом передачи напряжения в общем случае будем пони-
мать величину к0 = . Представляя ее в виде к0 = jr и замечая, что,
и о VI и 0
Z и
как это следует из схемы на рис. 1.37, б, U2 = Z21l! -=—nUt = ZBX,
^22Tzh *0Т^вх
после несложных преобразований получим
т. _2________^21ZH________
0 (2ц+20) (ZH-|-Z22)—Z12Z21
В частном случае при Zo = 0 (или приближенно при Zo Zu)
Последнее выражение представляет собой коэффициент передачи напря-
жения четырехполюсника, если величина Ui практически не отличается
от э. д. с. генератора или если сопротивление последнего включено в состав
четырехполюсника.
Для того чтобы выразить параметры нагруженного четырехполюсника
через коэффициенты Y- или Tf-уравнений, достаточно воспользоваться
соотношениями (1.86), что приводит к выражениям, сведенным в табл. 1.2.
В нее включены максимальный коэффициент передачи тока а (соответствую-
щий ZH = 0) и максимальный коэффициент передачи напряжения р, (со-
ответствующий ZH = 00 и Zo = 0), которые неоднократно будут встречаться
в дальнейшем.
Заметим, что если коэффициенты четырехполюсника (все или часть их)
или ZH зависят от частоты сигналов, то функциями частоты будут и пара-
метры четырехполюсника. Поэтому замена Zu, Z12, ... их комплексными
выражениями (отвечающими рассматриваемой цепи) приводит к стационар-
ным характеристикам четырехполюсника. Соответственно переход в этих
выражениях к операционным сопротивлениям (по указанным выше прави-
лам) позволяет получить изображения, а затем и оригиналы переходных
сопротивлений и переходных характеристик передачи четырехполюсника.
4*
(1.90)
Таблица 1.2 g
Параметры четырехполюсников в разных системах коэффициентов
Параметр . 1 1 ' 11 “ Система коэффициентов
Z Y н '
|Z l + z„zH' Z22 + Угг+Уи |У| + УцУн hu+\h\zb Ц-Ягг^н
2 вых < 1z I + Z22Z0 ' Zii + Zo Уц+Ур |У|+УггУо Яц+Zq l'H| + ^22^0
^21^н УоУ21 •^21^22^
(Zu+Zo) (^н+^гг)—Zi2z2i (Уо+Уц)(Уц+У22)-У12У21 (1 н 1+г0я22)
Н Z21 zn У21 У22 Un |Я|
Z21 ^22 + У21УН УНУ11+|У| н21 1+-Ргг^в
. а Z2i Z22 У21 Уи нг
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ [ГЛ.
§ 3]
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКИ
53
В огромном числе случаев конфигурация исследуемой цепи и пара-
метры ее элементов бывают заданы. При этом коэффициенты четырехполюс-
ника можно определить расчетным путем. Само собой разумеется, что связь
параметров элементов схемы и коэффициентов соответствующего ей четырех-
полюсника зависит от вида схемы. Для ряда часто встречающихся типов
схем эту связь рационально записать в общем виде с
тем, чтобы ею можно было пользоваться при ана-
лизе схем, имеющих аналогичную конфигурацию.
Рассмотрим, например, изображенную на рис. 1.38
цепь, представляющую собой П-обр азное включение
трех элементов. Находя отношение UtUi при разом-
кнутом выходе, получим по определению коэффициент
четырехполюсника Ztl = ' ^аходя отноше“
ние U2II2 при разомкнутом входе, получим коэффи-
циент Z22 = • Далее, находя отношение
U2II2 при разомкнутом входе и отношение t/2/Ji при разомкнутом выхо-
де, получим коэффициенты Z12 = ^21 —---—
Рис. 1.38. Цепь, со-
стоящая из П-образ
ного включения трех
элементов.
Рис. 1.39. Параллельное соединение
двух четырехполюсников.
Аналогичным образом могут быть найдены коэффициенты четырех-
полюсников для цепей другого вида. В табл. 1.3 такие коэффициенты при-
водятся для П- и Т-образных схем, причем через сопротивления элементов
цепей выражены не только Z-коэффициенты, но и У- и Я-козффициенты
четырехполюсников. Эти выражения
остаются справедливыми для любой элек-
трической цепи, которая может быть
приведена к одному из рассмотренных
видов, причем каждый из участков цепи
Zlt Z2 и Z3 в свою очередь может состоять
из нескольких элементов, соединенных
последовательно или параллельно. Рас-
полагая коэффицеинтами четырехполюс-
ника, можно далее найти входное и вы-
ходное сопротивления схемы и коэффи-
циенты ее передачи по приведенным
выше соотношениям.
4. Соединения четырехполюсников. Одно из преимуществ метода четы-
рехполюсника заключается в том, что сложная схема может быть сведена
к соединению нескольких простых четырехполюсников. Коэффициенты
каждого из них легко выражаются через параметры элементов соответ-
ствующих участков схемы. Соединение же нескольких четырехполюсников
в свою очередь может быть представлено как некоторый результирующий
четырехполюсник. Нахождение матрицы коэффициентов в большинстве
случаев сводится к сложению или умножению матриц отдельных четырех-
полюсников, на которые разложена рассматриваемая схема. После того
как коэффициенты результирующего четырехполюсника орределены, можно
найти все характеристики схемы так, как это было изложено выше. При этом,
разумеется, окончательный результат не зависит от того, на какие частные
четырехполюсники была первоначально разложена схема, и выбор разложе-
ния определяется удобствами анализа.
Рассмотрим параллельное соединение двух четырехполюсников
(рис. 1.39). Поскольку, очевидно,
U± = Z7‘l) = U™,
U2 = U™ = U?
Коэффициенты уравнений четырехполюсников некоторых простых цепей
Таблица 1.3 сл
Схема цепи Матрицы параметров цепи
сопротивлений проводимостей //-коэффициентов
4, Z2 1 А п А 1 Щ г, Z3 -тЦ- Zi (Z2+ Z3) ztzs + ^i + ^г+^з z3(Zi-f-z2) Zi + Z2 + Z3 Zt-|-Z2 + Z3 Zl + ^2 1_ Z4Z2 Z2 1 Z24~ Z3 z2 z2z3 ZtZ2 Zf ^i4-22 Zi-\-Z2 Zi Zi4-z24-z3 4-Z2 23 (Zj 4-z2)
t?5 1 <!}» Zj + Z2 z2 Z2 Z2+Z3 z2+z3 z2 ^i22+2iZ34-Z2Z3 ZiZ2-j-ZiZ3+Z2Z3 Zg Zj-|-Z2 ^i^2+2iZ3 4* Z2Z3 ZiZ2-J-Z1Z3 -} z2z3 ^1^2 4~ ^2^3 ~H Z1Z3 Z2 Z24"23 Z24"23 Zz 1 z24-z3 ^г+^з
Примечание. При изменении направления тока 11 необходимо изменить на обратные знаки у следующих
тов: ZH и Z2i, Уи и У12, Нц и Я21. При изменении направления тока 12 необходимо изменить на обратные знаки
коэффициентов: Z12 и Z22, У21 и У22, Я21 и Я22.
коэффициен-
у следующих
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ (ГЛ,
$ 3] .
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКИ
55
и
Л=/?’+Л2), z2=z*« +/г.
то для нахождения уравнений результирующего четырехполюсника удобнее
всего воспользоваться У-уравнениями. Действительно, для первого четы-
рехполюсника
Л(1) = У“’С7“> + y«’t7‘«, Г» = y<l>t7J» 4- У»’^’;
для второго четырехполюсника
I™ = Y£V2' + Y™U™, I™ = Y™U? + Ym\
Находя Д1) + Zf> и Z<1} + Z£2), получаем
Ц = (У‘Г + Ух2’) и, + (У+ у«>) и2 = Y^u, + y12tz2,
12 = (Пъ + *T) U, + (У<“ + У«>) и2 = Y2lU, + y22u2.
Следовательно, для параллельного соединения четырехполюсников матрица
коэффициентов результирующего четырехполюсника может быть найдена
суммированием матриц У-коэффициентов частных четырехполюсников.
Рис. 1.41. Схема двойного
Т-образного моста.
Рис. 1.40. Последовательное соеди-
нение входов и выходов двух четы-
рехполюсников.
Совершенно так же для случая последовательного соединения входов
и выходов двух четырехполюсников (рис. 1.40), для которого, очевидно,
Z1 = Zj1) = ZJ2), Z2 = Z“’ = Z‘2)
Ul = U^ + Uf, U2 = U™ + U™,
получим, пользуясь Z-уравнениями четырехполюсников:
= (Z‘“ + Z™) ц + (Z‘« + Z£>) Z2 = ZiJi + z12z2
и
Z72 = (Z"> + Z«>) Zt + (Z<“ + Zg’) Z2 = Z21Zt + z22z2.
Следовательно, при последовательном соединении входов и выходов четы-
рехполюсников коэффициенты результирующего четырехполюсника могут
быть найдены суммированием матриц Z-козффициентов частных четырех-
полюсников. Другие варианты соединения четырехполюсников рассматри-
ваются в общей-теории линейных электрических схем.
В качестве примера найдем коэффициент передачи напряжения схемы,
носящей название двойного Т-образного моста (рис. 1.'41), при условии, что
она работает в режиме, близком к холостому ходу (Z2 = 0). Эту схему есте-
ственно рассматривать как параллельное соединение двух четырехполюс-
ников, и поэтому проще всего оперировать У-коэффициентами. Имея в виду
56
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
указанное выше правило для определения У-коэффициентов результирую-
щего четырехполюсника, коэффициент передачи запишется так:
«max — И — у22
Полагая для простоты, что сопротивления в одном плече и емкости
в другом плече схемы попарно равны, как это указано на рис. 1.41, и поль-
зуясь табл. 1.3, найдем
- -z^ - z<i1) + z^1>
2 21 — (Zp> + 2Z^>) ’ 22 Z<« (Z</>+2Z<») •
Выражения для У<2> и У£2> отличаются только заменой Z<4 на Z<2> и Z<x> на
Z^. Поэтому t
, ZW> (Z‘i2> + 2Z!22))+Z^Z?> (Zp> + 2Z<!>)
~ Z<2> (Z<i>+Д») (Z<x2> + 2Z<22>)+Z<» (Z<2> + Z^) (Z<n + 2Z<2») *
Замечая, что Zf> = 2?lt Zp = Z<2> = и Z<2>=/?2, после неслож-
ных преобразований получим максимальный коэффициент передачи рас-
сматриваемой цепи:
, __ (1+2/<оЯ2^1)—<о2Я1Я2^1 (2-|-7ы7?1С2) ,л по\
/Стах ~ (1 + /шЯ1С2)(1 + 2/шЯ2С1)+/<оЯ1С1(1 + /“Я2С'1)(2+/шЯ1С2)- * ’ '
Зависимость 7rmax = F (со) дает частотнофазовую характеристику двойного
Т-образного моста (работающего в режиме
Рис. 1.42. Частотная характери-
стика двойного Т-образного мо-
ста, изображенного на рис. 1.41.
холостого хода). В частности, присо->-Ои
при со-> со коэффициент передачи стремит-
ся к единице, а при некоторой частоте со — соо
приобретает нулевое значение (рис. 1.42).
Эта частота соответствует равенству нулю
числителя в выражении (1.92), для чего
должны быть порознь равны нулю его ве-
щественная и мнимая части. Это дает
i — Z^R^C^O
2-G>^2CiC2 = 0.
Одновременное выполнение обоих равенств требует определенного соотно-
шения между параметрами схемы, именно
Ri^2 = ^Cf2?2.
Часто выбирают С2 — 2Ci и _Rt = ZR2, так как рассмотрение частотной
характеристики показывает, что эти условия соответствуют наиболее резкой
зависимости коэффициента передачи напряжения от частоты вблизи его
экстремального значения. Им отвечает
Таким же путем могут быть найдены остальные характеристики цепи.
§ 4. ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
1. Стационарные процессы в линиях. Электрическая линия, состоящая
из двух параллельных проводников или проводника и проводящей поверх-
ности (например, Земля), или двух коаксиальных проводящих цилиндров
и т. п., представляет собой цепь с распределенными параметрами. Каждый
§ 4],
ЦЕПИ С РАСПРЕ ДЕ ЛЕННЫМИ, ПАРАМЕТРАМИ
57
участок такой линии обладает емкостью, индуктивностью и активным сопро-
тивлением, а между проводами линии имеются утечки. Если линия одно-
родная, т. е. расстояние между проводниками, из которых она состоит,
их сечение и форма, а также электрические и магнитные свойства среды
остаются постоянными вдоль всей линии, то можно считать, что на каждую
единицу ее длины приходится
емкость С±, индуктивность
активное сопротивление и
утечка с проводимостью У±.
Уравнения для мгновенных
значений тока и напряжения в
линии можно составить, заменив
участок dx однородной линии
цепью, состоящей из последова-
тельного соединения индуктив-
ности Lidx, активного сопротив-
ления Ridx и параллельного
соединения емкости C^dx и
1
сопротивления утечки у
(рис. 1.43). Это эквивалентно
представлению линии в виде
цепочки из бесконечного числа
Рис. 1.43. Замена участка dx длинной линии
элементарной цепью с сосредоточенными посто-
янными.
отдельных ячеек, каждая из
которых заменяет элемент dx ее длины. В результате получается система
из двух уравнений в частных производных, связывающих изменение тока
и напряжения в линии с изменением времени и координаты линии х:
9U
дх
L^ + RJ,
az _ г ди
дх 1 dt
YiU.
В случае действия в начале линии гармонической э. д. с. интегрирова-
ние написанных уравнений приводит к следующим выражениям для комп-
лексных амплитуд тока и напряжения:
im = 4- - Л2е-^), ит = 4- Л2е~^,
(1.93)
где
Д1+/ю^1
I’l + ZG’Cb
(1.94)
имеет размерность сопротивления и носит название волнового сопротивле-
ния линии, а безразмерная величина
Y = V (Й1 4-/®L) (Yi + (1-95)
называется постоянной распространения линиц.
Отсчет координаты х в (1.93) ведется от конца линии, к которому при-
соединена нагрузка.
Представляя величину у как сумму а 4- jb, напишем выражения для
напряжения и тока в виде
58
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
1ГЛ. I
Первые члены в уравнениях (1.96) представляют собой выражения для
бегущих волн напряжения и тока, распространяющихся от начала линии
к ее концу (в сторону убывания координаты х), а вторые члены — выражения
таких же волн, распространяющихся от конца линии к ее началу. Первые
носят название прямых, а вторые — обратных или отраженных волн.
В частном случае, если = 0 и У1 = 0 (линия без потерь), а = О
и Ъ = о ^LiCi. При этом амплитуды прямых и обратных волн напряжения
и тока не зависят от координаты х, а скорость их распространения, абсо-
лютная величина которой определяется выражением
_со __ 1
V~~b~ VLlCi'
не зависит от частоты действующей в начале линии э. д. с.
Амплитуды прямых волн тока и напряжения, так же как и обратных,
для любого значения координаты х связаны величиной Zn.
Для линии без потерь
йл=
В общем случае 0 и #= 0, и амплитуды прямых волн экспо-
ненциально убывают по мере приближения к концу линии, а амплитуды
обратных волн экспоненциально уменьшаются при приближении к началу
линии (к месту включения источника э. д. с.). При этом скорость распро-
странения волн — функция частоты з. д. с., действующей в начале линии.
Наконец, волновое сопротивление линии в общем случае — величина комп-
лексная
Во многих случаях применения линий в физическом эксперименте
выполняются условия Ri и У1С (оСр Такие линии можно прибли-
женно рассматривать как линии без потерь. Волновое сопротивление боль-
шинства линий порядка нескольких десятков или сотен ом. Чем дальше рас-
положены провода линии, тем меньше величина Ci и соответственно больше
ее волновое сопротивление.
В однородной линии обратная волна напряжения или тока может возник-
нуть только в результате отражения прямой волны от конца линии. Для того
чтобы найти соотношения между амплитудами прямой и отраженной волн,
определим постоянные интегрирования At и Аг, воспользовавшись гранич-
ными условиями
im = гт и йт = и*т = i*mzB
(ZB — сопротивление нагрузки) при х = 0.
Обращаясь к уравнениям (1.93), получаем
‘ 12=4^(2н-2л).
При х = 0 амплитуда прямой волны напряжения t/^np = А, а ампли-
туда обратной волны С/тобр = А2. Отношение
pv — обр = ~^2 — —%л (1 97)
Um пр Ai 2Н + ИЛ
носит название коэффициента отражения волны напряжения.
S 4]
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
59
Рис. 1.44. Распределение в разные момен-
ты времени тока и напряжения в длинной
линии, разомкнутой на конце.
При х = 0 амплитуда прямой волны тока Пр = а амплитуда
2Л
обратной волны тока /тобр = — —• Отношение
гл
рт = ^обр __ _ -^2 __ ц ggj
4ппр -^1 Z„+ZH
носит название коэффициента отражения волны тока.
Положим, что сопротивление нагрузки равно волновому сопротивлению
линии. Тогда, очевидно,
Ри~0 и Pi = 0. (1.99)
Следовательно, в этом случае в линии имеются только бегущие волны, распро-
страняющиеся от источника э. д. с. к нагрузке, в которой они целиком
поглощаются.
Линии часто используются в радиотехнике для передачи энергии от
генератора к полезной нагрузке (они носят название фидеров). Очевидно,
что отсутствие отраженных волн в
фидерах весьма существенно, так как
при этом потери энергии в линии
минимальны.
Положим, что линия разомкнута
на конце, т. е. ZB = оо.
Тогда
Ри = 1 и рт=—1. (1.100)
Следовательно, в разомкнутой
линии имеются прямые и обратные
волны напряжения и тока, причем
отражение прямых волн от разом-
кнутого конца линии не сопровож-
дается уменьшением величины их
амплитуды. Далее, амплитуда напря-
жения в конце линии U*m = U*n пр +
+ U^n. обр равна удвоенной амплитуде
прямой волны напряжения, достига-
ющей конца линии, а амплитуда то-
ке ~ 1т пр ^тпобр равна нулю.
Прямые и обратные бегущие волны образуют в линии систему стоячих
волн напряжения и тока. Мгновенные распределения величины тока в линии
без потерь, разомкнутой на конце, и разности потенциалов между ее про-
водниками изображены на рис. 1.44 для четырех моментов времени. Пучно-
сти напряжения и узлы тока соответствуют значениям координаты х, равным
четному числу Х/4, где X — длина бегущих в линии волн напряжения и тока.
Соответственно пучности тока и узлы напряжения отвечают значениям,
равным нечетному числу Х/4.
Обратим внимание на то, что для получения определенного значения
амплитуды напряжения на конце разомкнутой линии может служить гене-
ратор, питающий линию напряжением с меньшей амплитудой. Для этого
следует лишь выбрать длину линии I такой, чтобы генератор не оказался
включенным в пучность напряжения. Отношение амплитуды напряжения
на .конце линии к амплитуде напряжения, возбуждающего в ней электриче-
ские волны, достигает максимального значения, если I = —X, т. е. если
60
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
генератор включается в узел напряжения. Таким образом, линия, разомкну-
тая на конце, может рассматриваться как трансформатор напряжения.
Если линия короткозамкнута на конце, т. е. ZH = 0, то
Ри= — 1 И Pi=l.
(1.101)
Следовательно, как и в разомкнутой линии, в этом случае имеются
прямые и обратные волны напряжения и тока, причем отражение происходит
без потери амплитуд волн. Но в отличие от разомкнутой, в короткозамкну-
той линии фаза волны напряжения при отражении изменяется на л, а фаза
волны тока не меняется. Следовательно, амплитуда напряжения на конце
линии равна нулю, а амплитуда тока удваивается. Прямые и обратные волны
в короткозамкнутой линии образуют систему стоячих волн, причем пучности
напряжения и узлы тока соответствуют значениям координаты х, равным
нечетному числу к/4, а пучности
Рис. 1.45. Распределение в разные моменты
времени тока и напряжения в длинной
линии, короткозамкнутой на конце.
тока и узлы напряжения — значе-
ниям х, равным четному числу Z/4
(рис. 1.45).
Амплитуда тока на конце ко-
роткозамкнутой линии превосходит
амплитуду тока, питающего линию,
во всех случаях, кроме включения
генератора в пучность тока. Отно-
шение этих амплитуд достигает
максимума, если длина линии
, 2n—1 ,
1=——л, т. е. если генератор
включается в узел тока. Таким
образом, линия, короткозамкнутая
на конце, может рассматриваться
как трансформатор тока.
При нагрузке линии на актив-
ное сопротивление 7?н, не равное ее
волновому сопротивлению, в линии
имеются как бегущие, так и стоячие
волны. Действительно, прямая волна, достигнув конца линии, частично отра-
зится, и появятся обратная волна напряжения с амплитудой П^обр — Ри^тир
и обратная волна тока с амплитудой Апобр = Pi^mnp (для простоты будем
полагать, что линия не имеет потерь, и поэтому рц и р/ вещественны, и что
Ro = q, и поэтому нет отражений от конца линии, к которому присоединен
генератор). Прямая волна напряжения может быть представлена как сумма
двух синфазных волн — одной с амплитудой U'm = обр и второй с ампли-
тудой U"m = Umnv—Um обр- Первая из них, складываясь с отраженной вол-
ной, дает стоячую, а вторая — бегущую (от генератора к нагрузке) волну
напряжения. Совершенно аналогично волна тока разделяется на стоячую
с амплитудой I™ = I™ ОбР, наложенную на бегущую с амплитудой Г™ =
— пр Ап обр •
Нетрудно убедиться, что при Нн > р,
т. е. при ри = >0
пнтУ
и рт = < 0, в точках
ян+е
присоединения нагрузки получается макси-
мальное напряжение, а через нагрузку при этом течет минимальный ток
(рис. 1.46). Как и в случае разомкнутой линии максимумы амплитуды напря-
жения и минимумы амплитуды тока стоячих волн располагаются вдоль
линии через интервалы, кратные к/2, отсчитанные от конца линии.
§ 4]
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
61
Аналогичная картина имеет место и в случае 7?в <С р. Однако вслед-
ствие того, что при этом ри < 0, а рг > 0, на нагрузке падает минимум
напряжения, но через нее протекает максимум тока. Соответственно изме-
няется и положение максимумов
и минимумов тока и напряже-
ния вдоль линии (рис. 1.47).
Режим смешанных волн
обычно характеризуется коэффи-
циентом бегущей волны («коэф-
фициент бегучести»), который
выражается величиной
__ Uт mln _ Im mln
Uт max Iт max
Не представляет труда убедить-
ся, что при 7?в > р
а при 7?в < р
Ян
Х = —S-
е
Рис. 1.46. Распределение напряжения и тока
в линии, нагруженной на сопротивление, боль-
шее волнового.
Эффективность передачи энергии
от источника сигналов к нагрузке тем выше, чем ближе значение х к единице.
В общем случае (при комплексной нагрузке) коэффициенты отражения
также комплексны и прямая и отраженная
Рис. 1.47. Распределение напряжения и тока
в линии, нагруженной на сопротивление, мень-
шее волнового.
волны тока и напряжения могут
иметь любой сдвиг фазы от 0°
до 180° в зависимости от соот-
ношения активного и реактив-
ного компонентов нагрузки. При
этом максимумы и минимумы
тока и напряжения в*линии
сдвинуты относительно их по-
ложений при активной нагруз-
ке. Кроме того, наибольшие
мгновенные значения напряже-
ния на комплексной нагрузке
и протекающего через нее тока
меньше максимальных значений
в самой линии.
2. Стационарное входное
сопротивление линии. Линия
представляет собой некоторую
нагрузку для источника э. д. с.
(генератора сигналов), к кото-
рому она присоединена. В ста-
ционарном режиме при действии гармонической э. д. с. сопротивление
этой нагрузки
7 __ Uml
Авх — —---
1ml
где Uml — амплитуда напряжения, а 1т1 — амплитуда тока в начале линии
(на расстоянии I от ее конца). Величина ZBX носит название входного
62
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
сопротивления линии. На основании (1.93) имеем
ZBI = Z„^±^±. (1.102)
Если линия нагружена на сопротивление, равное ее волновому сопро-
тивлению, то А 2 = 0 и
Zbx = Zn»
т. е. в этом случае входное сопротивление линии, независимо от ее длины,
равно Zn. В частности, если линия не имеет потерь, то
zBx=e=i/41- (1.ЮЗ)
Для разомкнутой на конце линии Ах = 42, поэтому при отсутствии
потерь
ZBx=-7ectg^-Z, . (1.104)
2л
т. е. входное сопротивление линии зависит от ее длины. Так как ctg I > О
в интервале изменения величины I от 0 до 1/4, то входное сопротивле-
ние ZBX имеет емкостный характер и изменяется по величине от — оо до 0.
Рис. 1.48. Зависимость величины входного сопротивления
разомкнутой на конце (а) и короткозамкнутой (6) линии от
ее длины.
В области значений I от 1/4 до 1/2 ctg 2л/1 < 0 и имеет индуктивный
Л
характер, возрастая по величине от 0 до оо (рис. 1.48, а). Далее, при I > у
• X
картина изменения ZBX повторяется. При I — п -% входное сопротивление
линии совпадает с резонансным сопротивлением цепи, состоящей из парал-
лельно соединенных индуктивности и емкости, а при I = 1 — с резо-
нансным сопротивлением цепи, состоящей из последовательно соединенных
индуктивности и емкости. Совершенно аналогично найдем, что для коротко-
замкнутой на конце линии
zBx==/etg-^z. (1.Ю5>
А
§ 4]
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
63
Рис. 1.49. Зависимость активного и реак-
тивного компонентов входного сопротив-
ления линии, нагруженной на сопротивле-
ние, большее ее волнового от длины
линии.
Рис. 1.50. Эквивалентная замена
индуктивности, емкости и коле-
бательного контура отрезками
линии.
Из рассмотрения этого выражения видно, что короткозамкнутая линия
в зависимости от величины отношения Z/Х представляет собой либо емкость,
либо индуктивность (рис. 1.48, б).
При этом, если для некоторого значе-
ния Z/Х входное сопротивление ра-
зомкнутой линии эквивалентно емко-
сти, то входное сопротивление корот-
козамкнутой линии эквивалентно
индуктивности, и наоборот.
Если линия нагружена на сопро-
тивление 7?н, не равное ее волновому
сопротивлению, то входное сопротив-
ление ZBX имеет активный и реактив-
ный компоненты. Значения этих ком-
понентов зависят от длины линии.
В частности, ZBX делается чисто актив-
ным и равным 7?н при Z =у X, а при
Z =
4
ZBX = ^-. (1.106)
Характер реактивной составляю-
щей входного сопротивления для
каждой линии, определяемой выра-
жением (1.102), зависит от соотноше-
ния между RH и р. Если RH > Q,
реактивная составляющая изменяет-
ся с возрастанием величины х так же,
как у разомкнутой линии (рис. 1.49), а при 7?н < q — как у короткозам-
кнутой. Включение комплексной нагрузки не изменяет общего характера
зависимостей /?вх = f (х) и Хвх = / (х), но максимумы и минимумы RBX
и Хвх сдвигаются относительно их положе-
ний при активной нагрузке.
Из изложенного следует, что любое со-
противление Z можно заменить участком
двухпроводной линии. Индуктивность может
быть заменена короткозамкнутым на конце
отрезком линии, имеющим длину, меньшую
X /4, а емкость — разомкнутым на конце от-
резком линии длиной меньше Х/4. Наконец,
комплексное сопротивление заменяется от-
резком линии, нагруженной на активное
сопротивление.
На рис. 1.50, а изображена замена индук-
тивности Lu и емкости С н эквивалентными
отрезками линий. Из рисунка видно, что
включение на конце линии реактивного эле-
мента эквивалентно ее удлинению. При этом
распределение тока и напряжения в линии
определяется приведенными выше соотноше-
ниями, но координату х следует отсчитывать
от конца новой, удлиненной линии. Если, например, на конец разомкнутой
линии, т. е. в пучность напряжения, включена емкость, то амплитуда
64
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
напряжения на ее зажимах окажется меньшей, чем амплитуда в пучностях
напряжения вдоль линии. Величина амплитуды Umc равна амплитуде на-
пряжения на расстоянии 1ЭК от конца разомкнутой линии (рис. 1.50, б).
Возможна и обратная замена — короткозамкнутый отрезок линии
длиной, меньшей 1/4, можно заменить индуктивностью, а разомкнутый —
емкостью. Поэтому замкнутый с одной стороны участок линии длиной Х/4
может быть заменен параллельным соединением индуктивности L3K и емко-
сти Сэк. Это иллюстрирует рис. 1.50, в, где участок линии левее точек а и b
заменен индуктивностью, а участок правее этих точек — емкостью. Разу-
меется, вместо точек a vl b могут быть выбраны другие (например, а' и Ь').
Тогда получаются другие значения LSK иСэк, но во всех случаях резонанс-
ная частота контура останется одной и той же (равной <оо — где
у ер. t
I — длина линии, ас — скорость света).
Замена любого элемента цепи отрезком с равным входным сопротивле-
нием возможна, только если в цепи действует гармоническая э. д. с. Если же
частота действующей э. д. с. меняется или в цепи действует сигнал, имеющий
сложный спектр, то следует ли тот или иной элемент считать сосредоточен-
ным или представлять его как участок цепи с распределенными параметра-
ми, зависит от соотношения между геометрическими размерами элемента
и длинами волн (частотами) компонентов спектра, действующего в цепи
сигнала.
Для пояснения этого обратимся, например, к устройству, состоящему
из двух коаксиальных проводящих цилиндров, разделенных диэлектриком.
Очевидно, что при действии на одном конце такого устройства э. д. с. его
можно рассмотреть как линию, разомкнутую на другом конце. Если длина
цилиндров меньше четверти длины волны наиболее высокочастотного ком-
понента спектра сигнала, то такая линия представляет собой емкость. Значе-
ние этой емкости остается постоянным, пока 4/. Поэтому включение
рассматриваемого устройства в цепь эквивалентно включению емкости.
Если же в спектре сигнала имеются компоненты, для которых I >£-,
то в зависимости от соотношения между величинами I и 1 устройство из
двух цилиндров будет представлять собой либо емкость, либо индуктив-
ность. Следовательно, оно не может быть представлено в виде только сосредо-
точенной емкости или только сосредоточенной индуктивности для всех
частот спектра, и его следует рассматривать как цепь с распределенными
параметрами.
Совершенно так же элемент, который является сосредоточенной индук-
тивностью при низких частотах, превращается в цепь с распределенными пара-
метрами, если в спектре сигнала имеются достаточно высокочастотные
составляющие.
3. Нестационарные процессы в линиях. Нестационарные процессы
в цепях с распределенными параметрами могут быть исследованы методами,
аналогичными применяемым для анализа систем с сосредоточенными пара-
метрами. В частности, можно воспользоваться преобразованием Лапласа,
что требует распространения его на уравнения в частных производных [4].
Оставляя в стороне связанные с этим вопросы, воспользуемся рассмотрением
энергетических соотношений в линии, что позволяет весьма наглядно про-
следить за протекающими процессами. Так же как при рассмотрении пере-
ходных процессов в цепях с сосредоточенными постоянными, будем пола-
гать, что на входе линии без потерь действует сигнал в виде мгновенного
скачка напряжения.
Если в начале линии, не имеющей потерь, в момент t = 0 начинает дей-
ствовать постоянное напряжение Ua, то с этого момента в линии распростра-
§ 4]
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
65
няются прямые волны напряжения и тока. За время Д t в линии накапли-
вается заряд Дд= CiUov&t, где Ct —емкость на единицу длины линии,
a v — скорость распространения электрического возмущения.
Следовательно, сила тока, отдаваемого генератором,
а отдаваемая им мощность
P = IJJ0 = U*0ClV.
Так как, с другой стороны, мощность, запасаемая в линии,Сможет быть
записана в виде
2 "г" 2 ) ’
то, очевидно,
Отсюда
2 2 ’
Иначе говоря, в любой момент времени величина тока в начале линии опре-
деляется соотношением
где р =
— волновое сопротивление линии. Таким образом, в первый
момент после присоединения к линии источника напряжения ее входное сопро-
тивление равно волновому сопротивлению.
Положим сначала, что линия разом-
кнута на конце, а внутреннее сопротив-
ление источника э. д. с., начинающего
действовать в момент t = 0 в начале ли-
нии, равно ее волновому сопротивлению
(рис. 1.51). Начиная с момента t = 0, от
Рис. 1.51. К рассмотрению включе-
ния в линию постоянного напря-
жения.
начала линии к ее концу распространяет-
ся волна постоянного напряжения [70/2 и
волна постоянного тока 10= ~ (рис. 1.52,а).
А?
Через промежуток времени tл = обе волны достигают конца линии. Так
как ток, текущий через нагрузку ZH = оо, должен быть равен нулю в любой
момент времени, то на конце линии должно произойти изменение величины
тока от значения, равного 10, до нуля. Это соответствует тому, что на конце
линии энергия магнитного поля целиком превращается в энергию электро-
статического поля. В результате этого появляются отраженные волны.
Волна напряжения имеет такую же амплитуду и полярность, как прямая
волна, а отраженная волна тока имеет полярность, обратную полярности
прямой волны, и амплитуду, равную амплитуде последней (рис. 1.52, б).
Через промежуток времени, равный /л = , после того как прямая волна
достигла конца линии, отраженная волна достигает ее начала, где включен
генератор (рис. 1.52, в). Так как его внутреннее сопротивление равно вол-
новому сопротивлению линии, то отражений обратных волн от начала линии
не будет, и нестационарные процессы на этом заканчиваются. В результате
5 А. М. Бонч-Бруевич
66
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
вдоль всей линии устанавливаются напряжение, равное Uo, и ток, равный
нулю (рис. 1.52, г). Следовательно, в установившемся режиме входное
сопротивление разомкнутой линии приобрело бесконечно большое значение.
Если после того, как процессы в линии установились, в момент t — t'
э. д. с. генератора внезапно приобретает значение, равное нулю, то в линии
вновь'протекает нестационарный процесс. Его характер вполне подобен
характеру рассмотренного процесса установления режима, так как изме-
нение величины э. д. с. до нуля эквивалентно последовательному включению
Рис. 1.52. Распределение напряжения и тока в разомкнутой
на конце линии в разные моменты времени после включения
на вход постоянного напряжения.
в начале линии в момент t = t’ дополнительного генератора, дающего э. д. с.
Uо обратной полярности. Изменение при этом напряжения вдоль линии
иллюстрирует рис. 1.53.
В случае, если Ro =£ р, процессы в линии практически устанавливаются
после нескольких прохождений прямых и обратных волн, причем последние
претерпевают частичное отражение в начале линии. На рис. 1.54 изображен
характер изменения с течением времени напряжения в начале разомкнутой
линии в случае, если Ro = р, Ro >р и, наконец, если Ro < р. График
на рис. 1.54, а соответствует процессам, изображенным на рис. 1.52,—
через время t — 2/л после начала процесса напряжение Ц\ достигает вели-
чины Uo. При 7?о > Р в момент t = 0 вдоль линии начинает распространять-
ся волна напряжения, равная Uo . Через время t = 2tn эта
волна возвращается к началу линии, претерпевает отражение
причем
у/тг| и вновь распространяется к концу. С каждым таким отраже-
Ри =
нием амплитуда волны уменьшается, и после достаточно большого числа
прохождений волн как в начале линии, так и вдоль всей ее длины устанав-
ливается напряжение, равное Uo. Число прохождений прямых и обратных
волн, необходимых для того, чтобы процессы в линии можно было считать
практически установившимися,- зависит от величины отношения Rq/q —
чем оно больше, чем дольше длится нестационарный процесс. При достаточ-
но большом значении Ro/Q отдельные ступени возрастания напряжения
становятся малыми, и с известной степенью точности можно считать, что
величина U\ изменяется по экспоненциальному закону с постоянной вре-
мени т = R0C, где С — общая емкость линии (С = 0^1).
Если Ro <Z р, то амплитуда первой волны напряжения превосходит
U0/2, а коэффициент отражения волны от начала линии — ри ~
Др— Q
Др+б
< 0.
§ 41
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
67
В этом случае напряжение устанавливается также после прохождения
нескольких прямых и отраженных волн, но при этом оно проходит через
значение, превосходящее Uo (рис. 1.54, в).
Картина нестационарных процессов в короткозамкнутой линии без
потерь, присоединенной к генератору с внутренним сопротивлением, рав-
ным волновому сопротивлению ли-
нии, совершенно аналогична рас-
смотренной, но при отражении от
конца линии сохраняется поляр-
ность волны тока и изменяется на
обратную полярность волны напря-
жения. В результате этого через
21
время, равное 2£л — — , после
включения на входе линии гене-
ратора постоянного напряжения
по всей длине линии устанавли-
вается напряжение, равное нулю,
Рис. 1.54. Характер изменения напряже-
ния в начале разомкнутой линии после
включения постоянного напряжения при
Ro = Q («), Ro > е (б) и п0 < g (в).
Рис. 1.53. Распределение напря-
жения в разомкнутой на конце
линии в разные моменты после
включения на вход постоянного
напряжения.
установившемся режиме входное сопротивление короткозамкнутой линии
становится равным нулю (величина тока ограничивается сопротивлением
генератора). Распределение напряжения и тока вдоль линии в разные мо-
менты времени изображается графиками, отличающимися от приведенных
на рис. 1.52 только тем, что везде вместо тока I следует писать напряже-
ние U и наоборот. Если сопротивление генератора не равно волновому
сопротивлению . линии, то и в этом случае, так же как и при разомкнутой
линии, процесс установления связан с прохождением ряда прямых и отра-
женных волн. Это иллюстрируют приведенные на рис. 1.55 графики изме-
нения напряжения в начале короткозамкнутой линии без потерь при раз-
личных соотношениях Ro и р.
Если линия замкнута на сопротивление, равное ее волновому сопро-
тивлению, то отраженных волн напряжения и тока нет, и нестационарные;
68
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
(ГЛ. I
// 7 7 4 7, К я 4 о
7 2345777В
74
%
процессы сводятся к прохождению прямых волн напряжения и тока от гене-
ратора к нагрузке. При этом процессы установления не зависят от внутрен-
него сопротивления источника напряжения, включенного в начале линии.
В общем случае произвольного соотношения между сопротивлениями
Ня, р и jR0 в установившемся режиме на постоянное напряжение и ток,
текущий вдоль линии, накладываются
волны, проходящие от начала линии к
ее концу и обратно (блуждающие волны).
Наконец, если линия имеет потери,
то фронт сигнала (скажем, фронт волны,
соответствующей внезапному включе-
нию э. д. с. в начале линии) искажается.
Это является следствием того, что для
линии с потерями скорость распростра-
нения и затухание гармонических волн
зависят от частоты. Поэтому имеют место
частотные и фазовые искажения сигна-
ла, проходящего от начала линии к ее
концу.
4. Согласование линий. При исполь-
зовании линий для передачи сигналов,
как правило, стремятся избежать по-
явления отраженных волн. Отражение
от нагруженного конца линии приводит
к уменьшению сигнала на нагрузке,
а многократные отражения от обоих
концов линии сопровождаются искаже-
нием формы сигналов. Если длитель-
ность передаваемого импульса t' больше
удвоенного времени его пробега по ли-
нии 2(л, то фронт нарастания напряже-
ния на нагрузке приобретает ступенча-
тую форму вследствие наложения ряда
отраженных сигналов. В случае кратко-
временных импульсов ((' < 2in) много-
кратные отражения приводят к появле-
нию в конце линии серии убывающих по амплитуде импульсов. При
гармонических сигналах в течение устанавливающегося процесса в линии
амплитуда и фаза напряжения на нагрузке изменяются, входное сопротив-
ление линии оказывается комплексным и изменяется при варьировании
длины линии или частоты сигналов.
Для того чтобы избежать отраженных сигналов, вообще говоря, доста-
точно присоединить к линии нагрузку, равную ее волновому сопротивлению,
соотношение же между RB и Q может быть произвольным. Однако, вследствие
практических трудностей подбора правильного сопротивления нагрузки
и присоединения его к концу линии без нарушения ее однородности, жела-
тельно, чтобы сопротивление генератора также было равно волновому сопро-
тивлению линии, т. е. чтобы линия была «согласована» как с нагрузкой,
так и с сопротивлением источника сигналов.
К появлению отраженных сигналов могут привести не только несогла-
сованность линии с нагрузкой и генератором, но и любые неоднородности
в самой линии, связанные, например, с неоднородностью диэлектрика,
изменением формы проводящих элементов линии или расстояния между
ними, изгибом линии, введением опорных элементов и т. д. В ряде случаев
необходимо соединить две или большее число линий с разными волновыми
77777
7?0—7725jo
777723 77777
Рис. 1.55. Характер изменения напря-
жения в начале короткозамкнутой ли-
нии после включения постоянного на-
пряжения при различных соотношениях
между величинами /?0 и Q.
Ojz W вог
£ 4]
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
69
сопротивлениями. Чтобы избежать появления отражений в местах соеди-
нения линий, должны быть приняты специальные меры для согласования
их волновых сопротивлений.
В случае гармонических сигналов и активной нагрузки jRh с этой целью
могут быть применены согласующие настроенные трансформаторы с сосредо-
точенными индуктивностями (рис. 1.56, с), выполненные в виде двух индук-
тивно связанных одно- или нескольковитковых воздушных катушек. Элемен-
ты первичной и вторичной цепей связи — Lt, Ci и L2, С2 выбираются так,
Рис. 1.56. Согласование волновых сопротивлений линий
с помощью трансформатора (о), согласующего отрезка линии
(б) и шлейфа (в).
чтобы каждая из них была настроена в резонанс с частотой сигналов.
При этом в первичную цепь из вторичной вносится сопротивление
„ _ <о2М2
•“ВН — е2
(выражение (1.31)), и поэтому сопротивление между точками 3 и 4 R3i =
= R'B — J?EH + RL1, где RL1 — собственное активное сопротивление индук-
тивности Lt, которое обычно бывает весьма мало. Подбирая соответствующим
образом величину взаимоиндукции М, можно приравнять R'„ величине
волнового сопротивления первой линии. Само собой разумеется, что транс-
форматор может быть применен не только для согласования сопротивлений
двух линий, но и линии с генератором или нагрузкой. При комплексной
нагрузке такое согласование невозможно, так как входное сопротивление
трансформатора также будет комплексным.
Широкое распространение для согласования линий при гармонических
сигналах получили так называемые четвертьволновые трансформаторы.
70
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
Такой трансформатор представляет собой линию с волновым сопротивле-
нием р* и длиной I — , включаемую между двумя линиями, сопротивле-
ние которых нужно согласовать (рис. 1.56, б). Входное сопротивление
трансформатора — линии, нагруженной на сопротивление q2 = /?н, равно
0*2
величине /?вх = — (выражение (1.106)). Поэтому, если волновое сопротив-
Q2
ление этой промежуточной линии выбрать равным
то первая и вторая линии окажутся согласованными. При комплексной
нагрузке второй линии такое согласование с помощью четвертьволнового
трансформатора возможно только в том случае, если длина второй линии
такова, что ее входное сопротивление чисто активно. Тогда согласование
имеет место при Q* = У Qi^ex- Если же сопротивление между точками 5
и 6 (рис. 1.56, б) комплексно, то входное сопротивление четвертьвол-
нового трансформатора также будет комплексным и линии не будут
согласованы.
Весьма гибким оказывается согласование линий с нагрузкой с помощью
шлейфов. Принцип такого согласования заключается в следующем. В линии,
замкнутой на комплексное сопротивление (роль которого может играть
вторая линия со своей нагрузкой), всегда можно выбрать такое расстоя-
ние I* от ее конца (рис. 1.56, в), что активная составляющая входного сопро-
тивления оконечного отрезка линии будет равна Qj (длину I* легко опреде-
лить на основании выражения (1.102)). При этом вполне определенную
величину будет иметь и реактивная составляющая входного сопротивления
этого участка. Действие последней может быть нейтрализовано подключением
к точкам 5 и б основной линии дополнительного короткозамкнутого (или
разомкнутого) отрезка линии, длину которого можно регулировать. Послед-
нюю выбирают такой, чтобы реактивное входное сопротивление шлейфа
было численно равно реактивной составляющей сопротивления оконечного
участка основной линии и обратно ему по знаку. Из этих реактивных сопро-
тивлений образуется колебательный контур, настроенный на частоту сигна-
лов с весьма большим резонансным сопротивлением (полагаем, что потери
в линии и в шлейфе малы). Поэтому сопротивление цепи правее точек 5 и 6
(рис. 1.56, в) оказывается практически равным р. На всем участке линии
от генератора до шлейфа имеются только бегущие волны, на участке между
шлейфом и нагрузкой — смешанные, а в шлейфе — стоячие. Таким образом,
этот метод не исключает действия на нагрузке стоячих волн, но большая
часть основной линии оказывается свободной от них.
Перечисленные способы согласования линий непригодны при передаче
сигналов со сложным спектральным составом (например, импульсов). Про-
стейший способ широкополосного согласования линий (сопровождающегося
потерей части энергии сигнала) заключается во включении в место соеди-
нения линий дополнительных сопротивлений (рис. 1.57). Очевидно, что
если р2 > Qi и в место^соединения линий включить сопротивление R =
(рис. 1.57, а), то сопротивление, цепи, присоединенной к первой линии,
будет равно pt. При этом отражения сигналов в данном месте не будет, волна
напряжения, распространяющегося от источника сигналов к нагрузке,
не претерпевает изменений при переходе во вторую линию, а волна тока
изменяется в Qi/p2 раз. Если, наоборот, р2 < Qi, то отражения прямой волны
не будет при включении в место соединения проводов линий двух сопротивле-
ний Ri — — ~62 (рис. 1.57, б). При этом переход из первой линии во вторую
§ 41
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
71
не сопровождается изменением волны тока, а волна напряжения изменяется
в Q2/Q1 раз. В том и другом случаях для обратной волны (которая может
возникнуть, если RH =£= р2) линии не согласованы. Для двухстороннего
согласования линий можно включить параллельное и последовательные
сопротивления (рис. 1.57, в): 7? = Qi и R' = У q2(q2 — Qi)
(полагаем, что р2 > в противном случае сопротивление R следует при-
соединить к точкам 3' и 4', а в последних двух выражениях поменять местами
индексы 1 и 2).
Более совершенным способом согласования является применение транс-
форматоров. Известно, что нагрузка вторичной обмотки трансформатора
Рис. 1.57. Широкополосное согласование волновых сопро-
тивлений линий с помощью сопротивлений.
на сопротивление R2 эквивалентна присоединению к его первичной обмотке
сопротивления R± = — (см. § 1, п. 5 настоящей главы). Поэтому, напри-
мер, для согласования линии, имеющей сопротивление glt с линией, обла-
дающей сопротивлением р2, достаточно их соединить через трансформатор
с коэффициентом трансформации п — j/"—.
Однако изготовление трансформаторов, позволяющих передавать им-
пульсные сигналы с относительно малыми искажениями, представляет
серьезную техническую задачу, которая решается с применением специаль-
ных материалов и конструкции сердечников. Искажения импульсов при
их трансформировании, вообще говоря, заключаются как в замедлении быст-
рых фронтов и появлении паразитных колебаний, сопровождающих быстрые
перепады напряжения, так и в спаде плоских вершин импульсов. Расшире-
ние полосы пропускания трансформаторов в сторону высоких частот и умень-
шение колебательных процессов требует уменьшения паразитной емкости
•обмоток и индуктивности рассеяния, а уменьшение спадов — выбора доста-
точно большой индуктивности обмоток (обычно однослойных или двухслой-
ных цилиндрической формы). Одновременное удовлетворение этих требований
72
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
• затруднительно, и импульсные трансформаторы рассчитывают на пере-
дачу импульсов, длительность которых не более чем на 2—3 порядка пре-
вышает длительность их фронтов (например, t' ~ 1 мксек, a t$ ~ 10~8 сек).
Подобные сведения о конструировании импульсных трансформаторов и прин-
ципы их расчета изложены в специальных статьях и монографиях по импульс-
ной технике (см., например, [9, 101).
Для согласования линий, работающих в диапазоне импульсов с дли-
тельностью порядка единиц или десятков наносекунд, возможно применение
как трансформаторов [11, 12], так и специальных переходных линий с плав-
ным изменением параметров от их начала к концу. Собственное сопротивле-
ние такой линии на одном конце равно pi, а на другом — р2 [12, 13, 14].
Однако изготовление линий с постепенно изменяющимися параметрами
представляет существенные трудности, и поэтому этот метод согласования
пока широкого распространения не получил.
Вследствие трудности построения устройств, согласующих волновые
сопротивления линий, при передаче относительно длительных импульсов
с крутыми фронтами зачастую предпочитают непосредственно соединять
линии, идя на то, что в месте их соединения появятся отраженные волны.
При этом необходимо особенно тщательное согласование сопротивлений
генератора и нагрузки с линиями для того, чтобы свести до минимума влияние
отражений на форму сигналов. Амплитуды волн, проходящих к нагрузке,
изменяются в месте соединения линий. Действительно, уровень сигнала,
распространяющегося во второй линии, равен уровню сигнала на конце
первой линии (в месте соединения):
Um2 = Um npj -|- Um o6pi И Imz = I'm npi ~\~Im o6pi«
Пользуясь соотношениями (1.97) и (1.98), найдем, что коэффициенты пере-
дачи напряжения и тока при непосредственном соединении линий
<1Л07>
И
<1Л08>
При р2 > Qi переход из первой линии во вторую сопровождается возра-
станием волны напряжения и убылью волны тока. При q2 < Qi соотношение
обратное. Мощность сигнала во второй линии в обоих случаях меньше, чем
в первой.
5. Линии задержки. Искусственные линии. В экспериментальной физике
широко применяется задержка сигналов (например, импульсов) на заданное
время с малым изменением их формы. Цепи задержки встречаются, напри-
мер, в катодных осциллографах со ждущей разверткой, в устройствах изме-
рения малых интервалов времени между двумя сигналами, в схемах сов-
падений, каскадах формирования импульсов, импульсных генерато-
рах и т. д.
Для задержки необходима цепь, коэффициент передачи которой в преде-
лах спектра сигналов постоянен, а фазовый сдвиг пропорционален частоте,
что отвечает запаздыванию на выходе всех частотных компонентов сигнала
на одно и то же время относительно их появления на входе (см. § 1 настоя-
щей главы).
Этим условиям в определенном диапазоне частот удовлетворяют линии
передачи с распределенными параметрами. Если линия нагружена на сопро-
тивление, равное ее волновому сопротивлению, то (при произвольном сопро-
тивлении генератора сигналов) напряжение на нагрузке изменяется подобно
§ 4]
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
73
изменению напряжения на входе линии и запаздывает на время распростра-
нения по ней. Если же Но = р, то сигналы на любой нагрузке подобны
получающимся при непосредственном подключении нагрузочной цепи
к генератору, но по-прежнему запаздывают на время пробега по линии
(рис. 1.58) [12].
Рис. 1.58. Иллюстрация форм напряжения на конце линий, нагруженных
на различные цепи при действии на входе скачка напряжения.
В качестве линий задержки можно использовать отрезки коаксиальных
высокочастотных кабелей. Волновое сопротивление большинства кабелей
лежит в пределах от 50 до 160 ом, а время распространения сигнала по ним
(1-109)
где Ci и Li — погонные емкость и индуктивность кабеля, I — его длина,
е — диэлектрическая проницаемость изоляционного материала и с — ско-
рость света. У стандартных кабелей величина (л порядка 0,5 мксек на каж-
дые 100 м длины [15,16 ]. Поэтому для задержки сигнала на одну или несколь-
ко микросекунд нужен отрезок кабеля длиной в несколько сотен метров, что
неудобно в практических условиях.
74
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
Рис. 1.59. Линия задержки в
виде проволочной спирали.
Коаксиальные кабели дают наименьшие искажения сигналов по сравне-
нию с другими типами линий задержек. Однако и в них, начиная с несколь-
ких мегагерц сильно возрастают потери. Поэтому высокочастотные состав-
ляющие спектра кратковременных импульсов ослабляются больше и рас-
пространяются с другой скоростью, чем относительно низкочастотные.
В результате импульсы длительностью порядка десятой микросекунды или
короче искажаются, причем искажения воз-
растают с увеличением длины линии [17].
Для уменьшения длины линии с одновре-
менным увеличением ее волнового сопротив-
ления (что часто бывает удобно при соединении
линии с электроламповым каскадом) можно
применять спиральные линии задержки [12,
13, 18, 19]. Большей частью они изготовля-
ются в виде намотанной на стержень из изоли-
рующего материала спирали, покрытой сверху
слоем изоляции и помещенной затем в прово-
дящий чулок (рис. 1.59). Последний с целью уменьшения потерь, связан-
ных с токами Фуко, сплетают из изолированных проводов. Входом линии
служит один конец спирали и отвод от проводящего чулка, а выходом —
второй конец спирали и отвод от чулка. Для предохранения линии от меха-
нических повреждений поверх проводящего чулка помещается та или иная
защита.
Индуктивность и емкость на единицу длины такой линии определяются
соотношениями
т 10'8h2jD2 гн[см,
j (1.110)
где D — диаметр спирали, d — толщина слоя изоляции, отделяющей спираль
от проводящего чулка (в сантиметрах), п — число витков спирали на 1 см
Рис. 1.60. Импульсы на конце линии при разном времени задержки.
длины линии, а е — диэлектрическая проницаемость материала, изолирую-
щего спираль от проводящего чулка. Время прохождения гармонического
•сигнала от начала линии до ее конца и величина волнового сопротивления
линии определяются обычными соотношениями tn — 11/ LtCt и q = |/”,
которые справедливы только в том случае, если частота гармонического
сигнала, действующего в начале линии, не слишком велика. В противном
случае значения tn и q оказываются функциями частоты. Поэтому импульс-
ные сигналы, проходящие через спиральную линию, искажаются в большей
степени, чем при прохождении через высокочастотный кабель.
На рис. 1.60 приведены осциллограммы импульсов, прошедших через
искусственную линию с распределенными параметрами при разном времени
задержки. Частота ® = сок, ниже которой процессы спиральной линии
подобны процессам в действительной однородной длинной линии — функция
$ 4]
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
75
диаметра спирали и расстояния от спирали до чулка. Поэтому искажения
сигналов существенно зависят от размеров линии. Эта зависимость очень
сложная, и для расчета линии пользуются графиками [19] или подбирают
размеры линии экспериментально.
В некоторых конструкциях спиральной линии применяется не сплош-
ная намотка, и линия составляется из отдельных участков спирали, разде-
ленных сравнительно большими промежутками. Иногда для увеличения
распределенной емкости и улучшения частотной характеристики линии на
поверхность трубки или стержня из изолирующего материала до намотки
спирали помещают продольные тонкие медные пластинки, проходящие или
Рис. 1.61. Построение искусственных линий из
ячеек различных типов.
вдоль всей спирали или вдоль ее отдельных участков [17]. Наконец, имеются
конструкции линий, в которых внутрь спирали помещается сердечник.
В настоящее время трудно указать лучшую конструкцию спиральной
линии или установить простую связь между параметрами и геометрическими
размерами для сложных конструкций. Описание разных конструкций спи-
ральных линий, а также подробное рассмотрение их характеристик можно
найти в указанной выше литературе. Практически спиральные линии при-
меняются для задержек сигналов, не превышающих нескольких единиц
или десятка микросекунд.
Во многих радиоэлектронных устройствах удобно применять искус-
ственные линии задержки, которые содержат ряд последовательно включен-
ных звеньев, построенных из сосредоточенных емкостей и индуктивностей.
Такие линии имеют относительно малые габариты, позволяют получать
практически такие же задержки, как спиральные линии, и, что часто бывает
существенно, могут иметь сравнительно большое волновое сопротивление.
Примеры построения искусственных линий из отдельных секций, содер-
жащих сосредоточенные индуктивности и емкости, показаны на рис. 1.61.
Каждое звено состоит из последовательно включенной индуктивности и парал-
лельно включенной емкости. В зависимости от того, сосредоточены ли индук-
тивность и емкость ячейки в одной или двух катушках самоиндукции и в одном
или двух конденсаторах, различают ячейки типа Т, П, Г (рис. 1.61). Линии,
построенные из ячеек разного типа, отличаются только видом входа и выхо-
да, вид промежуточных звеньев во всех случаях одинаков.
Возможность построения искусственной линии из отдельных звеньев вы-
текает из того, что действительная линия может быть разбита на отдельные
76
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
участки, и последние представлены в виде последовательного включения
индуктивности и параллельного включения емкости (см. рис. 1.43). При этом
чем большим числом звеньев заменяется действительная линия, т. е. чем
меньшему участку действительной линии соответствует каждое звено, тем
ближе свойства искусственной линии к свойствам действительной линии.
Анализ процессов в искусственной линии показывает, что ее свойства
приближаются к свойствам действительной линии, если частота гармониче-
ского напряжения, действующего на ее входе, не превышает значения
<1Л11>
При этом, если <о < <ок, то время прохождения волны от начала искус-
ственной линии, состоящей из 7V идентичных звеньев, до ее конца определяет-
ся соотношением
= = (1.112)
а волновое сопротивление линии
е=/§- (1-НЗ)
Если частота сигнала, оставаясь меньшей <ок, приближается к величине
последней, то значения 1Л и р оказываются функциями частоты о. Поэтому
прохождение через линию сигнала, значительная часть спектра которого
расположена в области частот, близких к а>к и превосходящих это значение,
сопровождается большими искажениями формы. В первую очередь искаже-
ния выражаются в замедлении нарастания выходного напряжения по срав-
нению с нарастанием напряжения, действующего в начале линии. Численно
оно может быть оценено как длительность фронта выходного напряжения
при мгновенном скачке напряжения на входе. Вычисление этого времени
сложно. Экспериментально было найдено, что при числе звеньев, лежащем
в пределах от 3 до 30, изменение выходного напряжения от 0,1 до 0,9 своей
величины с достаточной степенью точности определяется соотношением [20]
«ф = 1,1А1/8/1^; (1.114)
(волновое сопротивление линии согласовано с сопротивлением нагрузки
и источника сигналов).
Отсюда видно, что при заданном времени прохождения сигнала время
нарастания выходного напряжения тем меньше, чем большее число звеньев
содержит линия.
Для иллюстрации приведенных соотношений определим параметры
линии, имеющей 1Л = 2-10"6 сек, t$ = 0,2-10"6 сек и р = 10s ом.
Решая (1.112) и (1.114) относительно N, а также (1.112) и (1.113) относи-
тельно Ci и Li, находим
л'=(и©’/!’ь‘=>е’с‘=^- <1Л,5>
Подставляя сюда численные значения tn, t$ и р, получаем N = 36,
Li = 55 мкгн и Cj = 55 пф.
Из приведенных соотношений и численного примера видно, что для
получения большой задержки при малом времени нарастания сигнала на
выходе линии требуется большое число звеньев. Это усложняет постройку
линии и, кроме того, при недостаточно точной подгонке параметров отдель-
ных звеньев линии приводит к появлению большого числа отраженных волн,
что ухудшает форму импульсов на выходе линии.
Область частот, в пределах которой время прохождения сигнала через
линию приблизительно постоянно, расширяется, если катушки соседних
$ 5]
НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
77
звеньев индуктивно связаны между собой. Соответственно уменьшаются
искажения сигналов при неизменном числе звеньев. Каждое Т-образное
звено такой линии состоит из двух индуктивно связанных между собой
катушек и конденсатора (рис. 1.62). Анализ показывает, что имеется опти-
мальное значение взаимоиндукции, соответствующее наименее резкой зави-
симости tn от частоты [21 ]. На практике наилучшая величина взаимоиндук-
ции подбирается экспериментально при изготовлении и исследовании линии.
Для этого удобно катушки намотать на цилиндрический стержень из мате-
риала с малыми потерями (например, из полистирола). Изменяя расстояние
между катушками (см. рис. 1.62), легко регулировать величину М. Помимо
Рис. 1.62. Искусственная линия с взаимоиндукцией ме-
жду отдельными катушками индуктивности.
взаимоиндукции между соседними катушками, может быть также заметная
индуктивная связь между более отдаленными катушками. Ее величина
существенно зависит от расстояния до экрана. Ряд полезных сведений и прак-
тических указаний по изготовлению таких линий приведен в литературе
[12, 13, 17].
§ 5. НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
1. Некоторые нелинейные элементы электрических цепей. В общем
случае злектрическая цепь содержит не только элементы, которые с доста-
точной степенью точности можно считать линейными, но и явно нелинейные
элементы, отличающиеся тем, что их параметры (R, L, С) — функции при-
ложенного к ним напряжения (протекающего тока). Уравнения таких цепей,
составленные на основании законов Кирхгофа, нелинейны, что затрудняет
их интегрирование. Дело осложняется еще и тем, что характеристики нели-
нейных элементов большей частью находятся экспериментально и лишь
приближенно описываются аналитически в ограниченной области изменения
переменных. Ряд нелинейных элементов (газоразрядные приборы, дроссели
и трансформаторы с сердечниками с остаточным намагничиванием и т. д.)
имеют неоднозначные характеристики. Наконец, поскольку к нелинейным
цепям неприменим принцип суперпозиции, действующий в цепи сигнал
нельзя разложить на сумму независимо действующих более простых состав-
ляющих.
Широкое распространение получили графические и графоаналитиче-
ские методы приближенного рассмотрения процессов в нелинейных цепях.
В этих методах используются графически заданные характеристики
78
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
нелинейных элементов, т. е. зависимости численных значений их парамет-
ров от величины приложенного напряжения (протекающего тока).
Многие нелинейные элементы, обладающие малой инерционностью
и однозначными вольтамперными характеристиками, можно рассматривать-
как нелинейные активные сопротивления. К числу таких элементов относят-
ся вакуумные и полупроводниковые диоды. Их свойства задаются стати-
ческими вольтамперными характеристиками. Если процессы, обусловливаю-
щие нелинейность элемента, инерционны, то его характеристика — функция
формы (частоты) сигналов. Характеристики таких нелинейных элементов
обычно приводятся для гармонических сигналов, причем указывается их
Рис. 1.63. Вольтамперная характеристика вакуумного (а)
и полупроводникового (б) диодов.
частота и отмечается, что именно — ток или напряжение — считается гармо-
ническим. Это необходимо, поскольку в нелинейной цепи и ток и напряжение?
не могут одновременно иметь одинаковую форму.
Типичная вольтамперная характеристика вакуумного диода приведена
на рис. 1.63, а. В области Ua < 0 (запорное направление) анодный ток
весьма мал и увеличивается с возрастанием Ua по закону, близкому к экс-
поненциальному; в области Ua > 0 (пропускное направление) ток изменяется
приблизительно пропорционально Ua2. Вследствие несимметричности вольт-
амперной характеристики действие переменного (разнополярного) напряже-
ния на диоде вызывает протекание относительно больших импульсов тока
в пропускном направлении, что приводит к преобразованию формы сигна-
лов. В некоторых измерительных устройствах (см., например, гл. VII, § 3)
используется экспоненциальная часть вольтамперной характеристики.
Рабочая часть вольтамперной характеристики диода ограничена в про-
пускном направлении максимальным анодным током, который задается
допустимой величиной тока эмиссии катода. Кроме того, напряжение в запор-
ном направлении не должно превышать некоторого значения Um ОбР, которое
может быть подано без опасения пробоя между анодом и катодом. Эти вели-
чины, в частности, ограничивают наибольшие выпрямленный ток и напряже-
ние в схемах, построенных на кенотронах.
Вольтамперные характеристики разных экземпляров диодов одного
и того же типа обнаруживают заметный разброс. Кроме того, у типовых
вакуумных диодов увеличение температуры катода на 10% вызывает сдвиг
вольтамперной характеристики примерно на 0,1 в влево. Длительная работа
диода сопровождается его «старением», что также приводит к смещению
характеристики на несколько десятых вольта. Эти явления не имеют значе-
§ 5]
НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
79
ния для применения диодов в выпрямителях технического переменного тока,
но существенны в схемах формирования сигналов.
В высокочастотных диодах, используемых для преобразования и форми-
рования высокочастотных (в том числе импульсных) сигналов, существенны
значения паразитных параметров: емкости анод — катод лампы (Сак),
индуктивности вводов и времени пролета электронов между катодом и ано-
дом. У типовых современных высокочастотных диодов емкость Сан лежит
в пределах от 0,2 до 3 пф. Вообще говоря, чем меньше численные значения
паразитных параметров, тем выше частота сигналов, при которой характе-
ристика диода мало отличается от полученной при медленном изменении
анодного напряжения. Для ряда диодов эта предельная частота приведена
в справочниках (например, у диода 6Д6А — 700 Мгц, у 2Д1С и 2Д2С —
1000 Мгц и т. д.).
Кристаллические (полупроводниковые) диоды строятся путем создания
потенциального барьера на границе областей с разными типами проводимо-
сти (р — n-переход). С возрастанием напряжения в пропускном направле-
нии ток диода увеличивается по экспоненциальному закону Ia ~ eAVa,
и при Ua 0,5 в вольтамперная характеристика близка к линейной,
В области небольших напряжений, действующих в запорном направлении,
изменение тока следует закону Ia ~ (1 — еАи&) и уже при нескольких
десятых вольта ток достигает насыщения либо наблюдается переход к медлен-
ному, почти линейному, его нарастанию (рис. 1.63, б). Более резкое, чем
у вакуумных диодов, изменение хода вольтамперной характеристики полу-
проводникового диода вблизи С7а = 0, удобно для постройки ключевых
и многих других схем.
Поскольку обратный ток кристаллических диодов относительно велик,
для них, помимо пре дельной величины тока в пропускном направлении
(при длительной работе и в импульсе), допустимого обратного напряжения
UmO6V и пробивного £/Пр (см. рис. 1.63, б), часто приводятся численные
данные, позволяющие судить о том, насколько резко зависит анодный ток
от величины анодного напряжения, приложенного в пропускном и запорном
направлениях. Так, например, у диода Д1Д (рассчитанного на выпрямлен-
ный ток 16 ма, ток в импульсе до 150 ма, Uup — 100 в и /7тобр — 75 в) анод-
ный ток равен 2,5 ма при действии напряжения Ua = 1 ев пропускном
направлении и 250 мка при действии напряжения Ua = 75 в в запорном
направлении.
Существенный недостаток кристаллических диодов заключается в том,
что величина обратного тока сильно зависит от температуры.
Для кристаллических высокочастотных диодов указывается емкость
катод — анод Сак (у Д1Д Сак — 1—2 пф) и максимальная частота сигналов,
при которой нормальная работа диода не нарушается вследствие конечного
времени движения носителей тока (для Д1Д 150 Мгц).
В настоящее время имеются специальные типы кремниевых диодов,
рассчитанных на работу в режиме холодного пробоя узкого р — п-перехода
(при напряжении С7а, рис. 1.64). Этот пробой не ведет к гибели диода, если
ток в цепи ограничен внешним сопротивлением и не превосходит определен-
ной величины 7щят.
В области от /т1п до /тах (в хороших диодах отношение порядка
нескольких сотен или тысяч) вольтамперная характеристика идет почти
вертикально, т. е. падение напряжения на диоде слабо зависит от величины
протекающего через него тока. В то же время переходная область между
режимом нормального обратного тока диода и режимом устойчивого локаль-
ного пробоя узкая. Поэтому такие диоды широко используются для фикса-
ции напряжения в участке цепи, когда входное напряжение (ток в цепи)-
80
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
изменяется в определенных пределах. Они применяются также для защиты
участков цепей от перенапряжения, ограничения амплитуды импульсов
И Т. д.
Относительно большая емкость р — n-перехода диодов с холодным
пробоем препятствует использованию их в быстродействующих импульсных
схемах.
Величина пробивного напряжения рассматриваемых диодов зависит
от температуры. У диодов типа Д808 — Д813 температурный коэффициент
Рис. 1.64. Вольтамперная
характеристика диода, ра-
ботающего в режиме про-
боя.
изменения напряжения пробоя — имеет
ul \т
величину порядка 10-3—10-4 1/°С. У лучших
диодов с холодным пробоем величина этого коэф-
фициента снижена до 10-Б—10-6 1/°С. Такие дио-
ды могут применяться как источники эталонного
напряжения в прецизионных схемах.
В выпрямителях, измерительных устройст-
вах, некоторых типах усилителей, релейных схе-
мах и т. д. применяют газонаполненные диоды.
Среди них имеются лампы с накаленным като-
дом, рассчитанные на протекание большого раз-
рядного тока, предназначенные для выпрямления
технического переменного тока (газотроны), а
также диоды с холодным катодом самого различ-
ного назначения.
Вольтамперная характеристика газоразряд-
ного промежутка, имеющая вид разрывной кри-
вой, приведена на рис. 1.65. Участок Оа кривой
соответствует несамостоятельному разряду. При
повышении напряжения на промежутке до вели-
чины Uв в лампе «зажигается» разряд, т. е. разряд
переходит в самостоятельный, сопровождающийся более или менее значитель-
ным оптическим излучением. Форма самостоятельного разряда в основном оп-
ределяется процессами на катоде лампы. Если катод холодный и в цепи пита-
ния разрядного промежутка включено достаточно
большое сопротивление, то устанавливается нор-
мальный или аномальный тлеющий разряд (со-
ответственно участки Ъс и cd вольтамперной ха-
рактеристики). Участок ef соответствует дуговому
разряду. Он легко может быть получен в широком
интервале давлений газа или пара в приборах с
накаленным катодом и возникает в приборах с хо-
лодным катодом, если величина тока не ограниче-
на на некотором уровне достаточно большим со-
противлением, включенным в цепь питания. С
развитием самостоятельного разряда и возраста-
нием разрядного тока увеличивается падение
напряжения на этом сопротивлении. Поэтому на-
пряжение на электродах газоразрядного проме-
жутка падает от величины Ub до £7гор (напря-
жение горения). Если величина сопротивления
превышает некоторую величину, зависящую от
Рис. 1.65. Вольтамперная
характеристика газоразряд-
ного диода с холодным
катодом.
характеристик самого газоразрядного промежутка, протекание самосто-
ятельного разряда становится невозможным.
Газоразрядные приборы отличаются значительной инерционностью, что
ограничивает возможность применения их в быстродействующих импульсных
§ 5] НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ 81
или высокочастотных схемах. Для развития самостоятельного разряда,
после того как напряжение превысило потенциал зажигания, требуется
известное время. Так, например, зажигание разряда в неоновой лампочке
может запаздывать на десятки секунд после приложения к ней напряжения,
если последнее лишь немного превышает UB. Время запаздывания колеб-
лется от одной вспышки к другой и связано со статистическими процессами
накопления в межзлектродном пространстве количества свободных элек-
тронов, достаточного для развития самостоятельного разряда. Для того
чтобы статистическое время зажигания сократилось до величины порядка
1 мксек, нужно, чтобы напряжение на электродах превышало потенциал
зажигания на много сотен вольт. В газоразрядных лампах с накаленным
катодом статистическое время
зажигания снижается до 0,1—
0,2 мксек и менее резко зависит
от приложенного напряжения.
Другое проявление инер-
ционности заключается в том,
что после прекращения разряда
(для этого путем понижения
напряжения питания или его
выключения разрядный ток дол-
жен быть сделан меньше Zmin,
см. рис. 1.65) должно пройти
известное время, для того чтобы
из объема лампы ушли положи-
тельные газовые ионы. У ламп,
Рис. 1.66. Характеристика намагничивания
феррита.
наполненных тяжелыми инерт-
ными газами, это время (время деионизации) имеет величину порядка 10-3 —
10-4 сек. Пока ионы остаются в межэлектродном пространстве, разряд
в лампе может вспыхнуть при напряжении более низком, чем это следует
из статической характеристики (т. е. снятой в режиме медленного изменения
напряжения на электродах).
В зависимости от материала и конфигурации электродов характеристика
газоразрядного диода с холодным катодом может быть как симметричной,
так и несимметричной. От формы катода существенно зависят потенциалы
U3, UTOp и токи /Ппп и Zmax- В частности, увеличение площади катода сопро-
вождается расширением области нормального тлеющего разряда; с умень-
шением радиуса закругления катода снижается потенциал зажигания.
В последнее время для ряда устройств в экспериментальной физике
важное значение приобрели магнитные элементы с петлей гистерезиса,
близкой к прямоугольной. К их числу относятся миниатюрные трансфор-
маторы с ферритовыми сердечниками, широко используемые в электронных
счетных цифровых машинах. Большей частью ферритовый сердечник пред-
ставляет собой кольцо с внешним диаметром порядка нескольких милли-
метров, а обмотки, выполненные из тонкого медного провода, имеют при-
близительно десяток или несколько десятков витков. В некоторых кон-
струкциях обмотки заменены проводниками, пронизывающими ферритовое
кольцо.
На рис. 1.66 приведена типичная магнитная характеристика феррита,
получаемая, если поле изменяется в пределах, заведомо обеспечивающих
его насыщение. По оси ординат отложена индукция, а по оси абсцисс —
напряженность магнитного поля или ампервитки обмотки, через которую
протекает ток. В области | Н | > | Н* | магнитная индукция очень слабо
зависит от напряженности магнитного поля (от тока намагничивания), что
соответствует малой магнитной проницаемости сердечника при большой
6 А. М. Бонч-Бруевич
82
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
(ГЛ. I
индукции. Поэтому, если ток в одной из обмоток превысил величину, при
которой достигается значение Н*, его дальнейшее изменение вызывает появ-
ление лишь относительно малой э. д. с. в других обмотках трансформатора.
Наоборот, крутым участкам петли соответствует большое значение магнит-
ной проницаемости (порядка нескольких тысяч), и поэтому изменение тока
в одной из обмоток сопровождается появлением относительно большого
импульса э. д. с. в других обмотках. Далее, если сердечник в результате
действия импульса напряжения в одной из обмоток оказался намагниченным
определенным образом, то он остается в этом состоянии неопределенно долго
и выводится из него действием следующего импульса тока подходящего
направления. Так, если через обмотку ] трансформатора (см. рис. 1.66)
протекает, например, импульс тока, дающий положительное (как это ука-
зано на рисунке) поле Н, величина которого превышает Н*, то после окон-
чания импульса в сердечнике сохраняется индукция т. е. сердечник
остается намагниченным в определенном направлении (в дальнейшем это
состояние будем называть состоянием 1). Если, далее, в этой же или в дру-
гой обмотке действует импульс тока, создающий поле того же направления,
то индукция изменяется мало и в остальных обмотках трансформатора по-
является лишь малый импульс э. д. с. Наоборот, если импульс тока имеет
обратное направление и достаточно велик для того, чтобы отрицательное
поле превысило величину Н*, в остальных обмотках появляется большой
импульс э. д. с., а по окончании импульса тока в сердечнике сохраняется
индукция До) (| | = | | = Во) и сердечник остается намагниченным
в направлении, обратном первоначальному (в дальнейшем это состояние
будем называть состоянием 0).
Количественно статические свойства феррита могут быть охарактери-
зованы остаточной индукцией Во, коэрцитивной силой Нк и коэффициентом
прямоугольности б = ~Здесь В а — индукция насыщения, начиная
с которой приращение величины В практически равно приращению поля Н.
Большей частью она достигает при поле Нп т iOH*, а величина 6 у ферри-
тов доходит до 0,95.
Чем больше значение Во, тем большими изменениями индукции сопро-
вождается перемагничивание сердечника и тем большие э. д. с. индуци-
руются при этом в его обмотках. Величина коэрцитивной силы определяет
минимальную напряженность магнитного поля, необходимую для пере-
магничивания сердечника, и, следовательно, минимально необходимое число
ампервитков обмотки. Для постройки счетных ферритовых элементов высокой
чувствительности (такие устройства приведены в гл. VIII, § 2) выгодно,
чтобы остаточная индукция Во была велика, а коэрцитивная сила —
минимальна.
От величины коэффициента прямоугольности б существенно зависит
соотношение между импульсами э. д. с., возникающими в обмотках при
действии в управляющей обмотке импульса, либо оставляющего сердечник
в исходном состоянии, либо переводящего его во второе состояние. Действи-
тельно, если, например, сердечник находился в состоянии 1 и в управляющей
обмотке действовал импульс тока, создающего положительное поле Н,
индукция изменится на величину порядка Вп — Во. Если же направление
тока таково, что сердечник переводит в состояние 0, то индукция изменяется
на величину порядка 2В0. Поэтому перемагничивание сердечника вызывает
2В0 2d й
появление импульсов э. д. с. в число раз большее, чем при
сохранении состояния намагничивания.
Перемагничивание сердечника при действии в обмотке резкого перепада
тока происходит за определенное время 6, которое в первом приближении
£ 5]
НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
83
Рис, 1.67. Цепь, состоящая
из диода и сопротивления
(а), и форма напряжения на
диоде (в) и на сопротивле-
нии (г) при действии на
входе пилообразного напря-
жения (б).
определить, какая часть
обратно пропорционально превышению величины напряженности поля Н
над Н*. Поэтому для работы ферритовых элементов в импульсных устрой-
ствах существенна еще одна величина — постоянная перемагничивания
S = О (Н — Н*). Для большинства ферритовых торов S = 0,4 1 э-мксек.
Это соответствует времени перемагничивания порядка 0,1 1 мксек, если
Н да (3-10) Я*.
Величину тока, необходимую для получения нужной напряженности
поля в ферритовом сердечнике, можно оценить на основании того, что поле
в кольце Н= » гДе I — средняя длина магнитопровода, a — число
витков обмотки, по которой протекает ток Zj.
Если ток протекает только в управляющей об-
мотке, а остальные обмотки разомкнуты и токи
в них равны нулю и, наконец, создаваемое в сер-
дечнике поле должно превышать заданную вели-
чину Н', то
где г — средний радиус ферритового кольца.
Если же вторичные обмотки нагружены, то
при перемагничивании сердечника в них возни-
кают токи Z2, Z3, . . ., которые создают магнит-
ное поле, обратное управляющему, и ампервит-
ки первичной обмотки должны . удовлетворять
условию
717V1>g+72^2+...+7fe2Vft. (1.117)
Приведенные выражения позволяют оценить
число ампервитков, необходимое для приведения
в действие ферритового элемента — перевода его
из одного состояния намагничивания в другое.
Возвращаясь к вольтамперным характеристи-
кам нелинейных элементов, отметим, что, поль-
зуясь ими, можно графическим путем найти зна-
чения и форму напряжения и тока в различных
участках цепи. Для иллюстрации рассмотрим цепь,
состоящую из последовательно соединенных сопро-
тивления R и диода, на входе которой действует
напряжение Ux (рис. 1.67, а). Вольтамперная харак-
теристика диода в пропускном направлении изоб-
ражена на рис. 1.68 (кривая 01). Для того чтобы
напряжения падает на диоде, а какая на сопротивлении R, поступают
следующим образом. Через точку Ui на оси напряжений проводят вольт-
амперную характеристику сопротивления R Для области I >0, зеркально
отраженную относительно вертикали (полупрямая тп, проведенная под
углом ] cz [ = arctg к оси напряжений). В рассматриваемой цепи череэ
оба элемента течет один и тот же ток. Этому соответствует точка пересече-т
ния обоих графиков (так называемая «рабочая» точка — точка А на рис. 1.68).
При этом напряжение Uo представляет собой падение напряжения на диоде,
— Uo — на сопротивлении R. Очевидно, что при постоянном напряже-
нии на входе цепи нелинейный элемент эквивалентен сопротивлению, вели-
чина которого определяется отношением Uo/Io, т. е. наклоном прямой ОА.
Это сопротивление носит название сопротивления элемента постоянному
току, и его величина зависит от приложенного к элементу напряжения.
6*
84
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
(ГЛ. I
Существенным параметром нелинейного элемента является его диффе-
ренциальное сопротивление — сопротивление для переменного тока, про-
текающего в цепи при небольших изменениях напряжения около своего
начального значения. Оно определяется как величина, обратная производной
функции I = / (U), описывающей вольтамперную характеристику элемента
вблизи начального положения рабочей точки
1 о di
Ri <1U(U=Ub)
(1.118)
Величина 5 = носит название крутизны характеристики элемента.
Графически дифференциальное сопротивление изображается углом наклона
касательной к вольтамперной ха-
рактеристике в рабочей точке (пря-
мая pq на рис. 1.68).
Очевидно, что сопротивления
постоянному и переменному току
совпадают только у линейного
элемента. Сопротивление постоян-
ному току любого пассивного эле-
мента всегда конечно и положи-
тельно. Дифференциальное же со-
противление нелинейного элемен-
та может быть бесконечно велико
(горизонтальный участок характе-
ристики на рис. 1.65), близко к ну-
лю (участок Ъ с) или отрицательно
(участок е/).
Если задан закон изменения
Рис. 1.68. Определение величины напряже- напряжения Ur, то графически лег-
ния на диоде и тока, протекающего в цепи ко найти изменения распределения
по вольтамперной характеристике диода. напряжений в цепи и величины
протекающего в ней тока. Для это-
го достаточно рассмотреть ряд последовательных положений полупрямой тп,
соответствующих ряду мгновенных значений Ui (пунктирные прямые на
рис. 1.68), т. е. найти траекторию движения рабочей точки. Так, напри-
мер, колебанию напряжения Ui в пределах от £7' до U'[ по линейному за-
кону (рис. 1.67, б) соответствует перемещение полупрямой тп с постоянной
скоростью параллельно самой себе в области U > U" (рис. 1.68).
Имеющие при этом место изменения напряжений ил и UR иллюстрируют
графики на рис. 1.67, в, г. В любой момент времени Ua + Ur = Ui, и зави-
симость I = / (t) подобна Ur = / (г).
2. Динамические характеристики нелинейных цепей. Развитием при-
веденного построения служит введение «динамических» вольтамперных
характеристик. Такая характеристика связывает значения тока, протекаю-
щего в цепи, со значениями действующего в ней напряжения, т. е. в этой
характеристике учитывается общее сопротивление цепи. Тем не менее,
например, в применении к схрме, изображенной на рис. 1.67, а, говорят
о «динамической характеристике диода». Такая характеристика приведена
на рис. 1.69 (кривая рр), и здесь же иллюстрируется метод ее построения.
Он сводится к графическому определению величины протекающего в цепи
тока при нескольких значениях напряжения и проведению по точкам плав-
ной кривой. (Для динамической характеристики по горизонтальной оси
откладывается напряжение Uy.) Очевидно, что чем больше величина сопро-
тивления 7?, тем положе проходит динамическая характеристика и тем она
§ 5] НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ 85
ближе к прямой (так как тем меньше роль нелинейного элемента в опреде-
лении величины протекающего в цепи тока при заданной величине действую-
щего в ней напряжения).
Располагая динамической характеристикой, легко графически найти
изменение величины тока в цепи при заданном законе изменения напряже-
ния. Соответствующее построение выполнено на рис. 1.69 для случая, когда
Рис. 1.69. Статическая (И) и динамическая (рр)^характеристики диода.
на входе действует сумма постоянного напряжения Uo и гармонического
напряжения с амплитудой Uml. После этого легко определяются форма
и величины падений напряжений на элемен-
тах цепи. у
Заметим, что динамическую характерис-
тику проще построить несколько иначе, чем
это сделано на рис. 1.67—1.69,— для это-
го достаточно в одной координатной систе-
ме нанести вольтамперные характеристики
обоих элементов и сложить их абсциссы
(рис. 1.70).
Аналогично может быть построена ди-
намическая характеристика цепи’ состоящей
из последовательно включенных двух или
большего числа нелинейных сопротивлений, о
Рис. 1.70. Иллюстрация метода
построения динамической харак-
теристики.
или цепи, состоящей из нескольких парал-
лельно соединенных элементов. В последнем
случае динамическая характеристика нахо-
дится путем сложения ординат вольтамперных
характеристик составляющих ее элементов.
В качестве примера найдем распределение напряжений и токов в схеме,
содержащей два диода, один из которых зашунтирован сопротивлением В.
(рис. 1.71, а). Для этого, во-первых, в одной координатной системе начертим
вольтамперные характеристики (рис. 1.71, б) диода Д1 (линия 01) и сопро-
тивления R (полупрямая От). Суммируя ординаты этих графиков, построим
86
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
(ГЛ. I
линию Ор, представляющую собой волыамперную характеристику участка
цепи, содержащего диод Д1 и сопротивление R. Далее, в этих же координа-
тах построим вольтамперную характеристику диода Д2, зеркально отражен-
ную относительно вертикали и смещенную по оси напряжений на Ut (кри-
вая St). Координаты точки пересечения линий Ор и St представляют собой
Рис. 1.71. Иллюстрация графического метода нахождения рас-
пределения напряжения в цепи, состоящей из двух диодов
и сопротивления.
ток, протекающий через диод Д2 и напряжение UR. Проведя через эту точку
вертикальную прямую, найдем токи /д и IR. Очевидно, что если известен
Рис. 1.72. Замена действительной криволинейной вольтамперной ха-
рактеристики отрезками прямых (а) и соответствующая этой замене
эквивалентная схема цепи (б).
закон изменения напряжения t7t, то путем дополнительных построений
можно определить форму тока и напряжения в отдельных участках цепи.
В ряде случаев рассмотрение процессов в нелинейной цепи упрощается,
если заменить действительную криволинейную вольтамперную характери-
стику ломаной линией (рис. 1.72, а). Наклон каждого отрезка прямой опре-
деляется некоторой средней крутизной заменяемого им участка действи-
тельной характеристики. Вместе с тем участок ломаной линии можно рас-
сматривать как часть вольтамперной характеристики некоторой линейной
§ 5] НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ 87
цепи. Так, отрезок 1 соответствует характеристике источника тока /(0),
где — величина тока насыщения в запорном направлении, отрезок 2 —
характеристике сопротивления, определяемого из условия R± = ctg а,
а отрезок 3 — характеристике цепи, состоящей из последовательно соеди-
ненных сопротивления Т?2 = ctg 0 и источника напряжения £Л°>. Поэтому
рассматриваемый нелинейный элемент может быть заменен тремя линейными
цепями. Каждая из них должна применяться в определенной области изме-
нения напряжения, действующего на нелинейном элементе, или входного
напряжения.
В соответствии с этим может быть построена и эквивалентная схема
цепи, содержащей нелинейный элемент. Так, например, если график на
рис. 1.72, а представляет собой динамическую характеристику цепи, изо-
браженной на рис. 1.67, а, то эту цепь можно заменить схемой, приведенной
на рис. 1.72, б. Если уровень сигнала UX<Z. U*, то переключатель должен
Рис. 173. Построение динамической, характеристики цепи, содержа-
щей элемент с неоднозначной вольтамперной характеристикой.
находиться в положении 1, при U* <_ Ui<z U** — в положении 2, и нако-
нец, если величина Ui достигла значения U**, то переключатель должен
быть переведен в положение 3.
Таким образом, замена вольтамперной характеристики нелинейного
элемента или динамической характеристики нелинейной цепи ломаной
линией позволяет свести такую цепь к наложению нескольких линейных
цепей, каждая из которых вводится в действие в определенной области
напряжения сигнала или падения напряжения на нелинейном элементе.
Погрешности, связанные с заменой криволинейного участка характери-
стики цепи отрезком прямой, вообще говоря, тем меньше, чем меньше ампли-
туда сигнала, т. е. чем уже пределы, в которых перемещается рабочая точка
по вольтамперной характеристике. Всегда могут быть указаны столь малые
сигналы, что нелинейность цепи практически не будет проявляться вовсе.
При большом уровне сигналов погрешность тем меньше, чем большим числом
отрезков прямых заменяется действительная характеристика. Однако при
этом возрастает и сложность рассмотрения процессов в схеме. Во многих
случаях можно ограничиться использованием трех прямых, как это ука-
зано на рис. 1.72, а, а иногда всего лишь двух.
Динамические характеристики цепей, содержащих нелинейные элемен-
ты с неоднозначными вольтамперными характеристиками, имеют более
сложный вид, чем приведенные выше, и включают петлеобразные участки.
В качестве примера рассмотрим цепь, состоящую из последовательно соеди-
ненных газоразрядного промежутка (например, неоновой лампочки) и сопро1
тивления R (рис. 1.73). Полагая, что напряжение на входе цепи принимает
88
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
Рис. 1.74. Приближенная замена вольтампер-
ной характеристики неоновой лампочки отрез-
ками двух прямых и соответствующая такой
замене эквивалентная схема лампочки.
значения Ult Uz, U3, . . найдем, что рабочая точка соответственно зани-
мает положения 1, . . 4, перемещаясь по нижнему участку статической
характеристики лампочки. При этом, если напряжение U достигает величи-
ны ?74, то рабочая точка перескакивает из положения 4 в положение 4',
т. е. происходит зажигание разряда. Дальнейшее возрастание напряжения
сопровождается перемещением рабочей точки по верхнему участку харак-
теристики лампы (напряжения U5 и Ue и соответствующие им рабочие точ-
ки 5 и 6). Уменьшение напряжения после зажигания лампочки сопровож-
дается перемещением рабочей точки по верхнему участку статической харак-
теристики, пока напряжение не
достигнет значения, при котором
самостоятельный разряд в лампоч-
ке прекращается (напряжение Uz
на рис. 1.73, а). При этом рабочая
точка перескакивает с верхнего
участка характеристики на ниж-
ний (точки 2’ и 2). В связи с этим
динамическая характеристика име»
ет вид графика с характерной пет-
лей (рис. 1.73, б). Ее границы за-
даются значениями напряжения U,
при котором зажигается и гаснет
разряд в лампочке.
Вольтамперная характеристика неоновой лампочки может быть при-
ближенно заменена двумя отрезками прямых (при условии, что разряд
не переходит в дуговой), как это изображено на рис. 1.74, а. В соответствии
с этим цепь, состоящая из неоновой лампочки, сопротивления R и источни-
ка напряжения Uit может быть представлена в виде схемы, приведенной
на рис. 1.74, б. Переключатель находится в положении I, пока С О,
в положении II, пока возрастающее’напряжение £7 ± остается меньшим Ue,
и в положении III, пока убывающее напряжение £7± остается большим Ur.
Таким образом, неоднозначность характеристики нелинейного элемента
здесь отмечается тем, что значения напряжений, при которых осуществляется
переход от одних параметров эквивалентной схемы к другим, зависит от
того, нарастает или убывает напряжение сигнала.
В радиоэлектронных устройствах нелинейные цепи широко применяют-
ся для преобразования формы сигналов. В этом случае режим работы соот-
ветствующих' элементов выбирается так, чтобы нелинейность их вольтампер-
ных характеристик была выражена достаточно сильно. Наоборот, если цепь
должна пропускать сигналы без искажений, то нелинейность характеристик
входящих в нее элементов в пределах изменения напряжения при действии
входного сигнала должна быть мала. Искажения сигналов, связанные с нали-
чием в цепи нелинейных элементов, носят название «нелинейных». Они отли-
чаются тем, что их величина существенно зависит от амплитуды (уровня)
сигнала, тогда как степень частотных и фазовых искажений от амплитуды
сигналов не зависит.
О нелинейных искажениях можно судить по виду амплитудной харак-
теристики передачи цепи, представляющей собой зависимость амплитуды
напряжения на ее выходе, от амплитуды входного напряжения (рис. 1.75).
Отклонение амплитудной характер истики от линейной свидетельствует
о нелинейных искажениях. Эта хар актеристика может быть как сублиней-
ной, так и сверхлинейной (графики От и On) в зависимости от вида характе-
ристик нелинейных элементов и схемы их включения. Так, например, ампли-
тудная характеристика цепи, представленной на рис. 1.67, а, сверхлинейна
и совпадает по виду с динамической характеристикой на рис. 1.68; если
§ 5] НЕЛИНЕЙНЫЕ ДЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ 89
в этой же цепи напряжение снимается с диода, то динамическая характери-
стика, наоборот,, сублинейна.
Область значений напряжения, в которых отклонение амплитудной
характеристики от линейной, оцениваемое, например, коэффициентом
[А»т2] , (1.119)
не превосходит некоторой допустимой величины у*, носит название динами-
ческого диапазона цепи. Он может быть указан
как для сигналов на входе, так на выходе цепи
(соответственно входной и выходной динамиче-
ские диапазоны — С7Д1 и £7д2 на рис. 1.75).
Динамический диапазон может быть выражен
через параметры амплитудной характеристики це-
пи, если известно уравнение последней. Он может
быть также связан с видом амплитудной характе-
ристики при замене последней отрезками прямых.
В качестве примера на рис. 1.76 приведена ампли-
тудная характеристика с заменой ее тремя отрез-
ками прямых. Если бы амплитудная характеристи-
Рис. 1.75. Амплитудная
характеристика цепи.
ка была прямолинейной и ее наклон совпадал с на-
клоном прямой О А, то для любого значения Umi амплитуда напряжения на вы-
ходе была бы Um2=kiUml. На самом деле, если U**t > Uml то Um2 =
+ к2 (Uml —Utnt). Следовательно, &Um2 = (Umi — U*,a) (кг — k2).
Находя, далее, отношение и приравнивая его у*, получим следующее
Uwe,
Рис. 1.76. К определению динамическо-
го диапазона по виду динамической
характеристики цепи.
выражение входного динамического
диапазона:
Амплитудная характеристика
ГТ ГТ* ^2
Й1(1_ТФ)_Й2-
Выходной динамический диапазон
и№ « ВД., (1-121)
(полагаем, что значение у* невелико).
Если kt (1 — у*) = к2, URl = UR2 = оо,
т. е. при любых значениях амплитуд
Uml и Um2 величина у не превосходит
у* == Следовательно, если, на-
>ci
пример, в некоторой области напря-
жений коэффициент передачи цепи к из-
меняется не более чем на 10% , то значе-
ние у остается заведомо меньше 0,1.
некоторых цепей имеет более сложный
(1.120)
вид и динамический диапазон ограничен не только со стороны больших,
но и малых значений амплитуд сигналов.
3. Аппроксимация характеристик степенными рядами. Преобразование
сигналов в нелинейных цепях. Графический метод может быть применен
и при рассмотрении более сложных цепей, чем приведенные выше. Однако
объем необходимых построений сильно увеличивается, если требуется уста-
новить общие закономерности прохождения сигналов через те или иные
цепи или получать определенные характеристики цепи подбором условий
работы составляющих ее элементов. В связи с этим в ряде случаев полезно
90
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
сочетать графический метод с анализом, в котором используется приближен-
ное аналитическое выражение динамической характеристики цепи.
Известно, что любая физически определяемая функция в ограниченной
области изменения переменных может быть с заданной степенью приближе-
ния выражена степенным рядом с конечным числом членов. Соответственно
и динамическую характеристику цепи для изменений протекающего в ней
тока I и действующего на входе напряжения Uj около своих начальных зна-
чений 10 и U10 аппроксимируют выражением вида
I — aJJi 4- «2^14“ a3Uj 4~ • • • (1.122)
Большей частью при анализе электрических схем ограничиваются членами
ряда, не превышающими квадратичный или кубичный.
Коэффициент аг — , dl-------- имеет смысл крутизны в окрестностях
йгу1(П1=и10)
точки Ui = Ui0 и I = 10, а а2 = ----------кривизны характеристики
(U1=V1O)
в окрестностях той же точки.
Если выходом цепи служит активное сопротивление, то изменения
выходного напряжения пропорциональны Z, и поэтому
Г2 = biUi + b2Ul + b3U3i + ..., (1.123)
причем bt имеет смысл коэффициента передачи цепи при малых сигналах.
Если коэффициенты а2, а3, ... (64, Ь2, Ь3, . . .) определены, то
написанные выражения позволяют найти ток в цепи и напряжение на ее
Рис. 1.77. Формальная замена нелинейного элемента N
цепи (а) рядом генераторов гармоник (б).
выходе при заданном сигнале на ее входе. Так, например, если напряжение
Ui изменяется по гармоническому закону с частотой со, то ток, протекающий
в цепи, может быть представлен в виде
I — Io + Imi sin <i>t + Im2 sin 2(oZ Im3 sin 3<oZ 4- ...
Поскольку во входном сигнале составляющих с частотами 2ю, Зсо . . . не
содержалось, формально можно считать, что их источник заключен в самой
цепи. Соответственно цепь, содержащую нелинейный элемент, при действии
на ее входе гармонического сигнала можно формально заменить цепью,
в которой вместо элемента N и источника сигналов включены несколько
генераторов, возбуждающих токи с частотами (о, 2со, . . ., по (п — высшая
степень в полиноме, описывающем с необходимой точностью динамическую
характеристику цепи в пределах изменения Ui) и соответствующим образом
подобранными амплитудами (рис. 1.77). Разумеется такая замена совершен-
но условна, поскольку цепь не содержит источников энергии, кроме одного
генератора сигналов, а амплитуды 1т1, 1т21 • • зависят не только от харак-
теристик нелинейных элементов цепи, но и от амплитуды сигнала, действую-
щего на входе.
£ 5]
НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
91
Появление составляющих с частотами, не равными частоте входного
сигнала, существенно отличает нелинейные цепи от линейных цепей
с постоянными параметрами и соответствует нелинейным искажениям сигна-
лов *). Поэтому степень нелинейных искажений можно оценивать относи-
тельной величиной энергии этих компонентов:
Irra + 1гпз +
1ml
.(1.124)
Эта величина носит название коэффициента нелинейных искажений (клир-
фактора), и ею широко пользуются в радиотехнике, тогда как в экспери-
ментальной физике большей частью пользуются понятием динамического
диапазона.
Очевидно, что для неискаженной передачи сигнала изменение его спек-
тра должно быть возможно меньшим, т.
нелинейность цепи. Вместе с тем имеет-
ся широкий класс задач, в которых,
наоборот, требуется осуществить опре-
деленное преобразование спектра сигна-
ла. К их числу относятся модуляция
и детектирование сигналов. Дело в том,
что во многих случаях сигнал, полу-
чаемый от датчика, неудобен для его
е. должна быть возможно меньшей
Рис. 1.78. К рассмотрению модуляции
и детектирования в нелинейных цепях.
усиления, передачи на значительное
расстояние или предварительной обработки. Так, например, для передачи
и обработки могут быть удобны гармонические сигналы, а исследуемое явле-
ние может быть связано с изменением уровня постоянного напряжения.
Тогда сигнал от датчика используется для. управления величиной амплиту-
ды, частоты или фазы некоторого стандартного гармонического сигнала —
соответственно амплитудная, частотная или фазовая модуляция * **). Период
модулируемого сигнала, носящего название «несущего», должен быть мень-
ше интервала времени, в пределах которого укладываются детали модули-
рующего сигнала, которые следует передать. Поэтому несущая частота
выбирается относительно высокой по сравнению с частотой основных состав-
ляющих спектра модулирующего сигнала.
В результате модуляции информация, полученная от датчика, перено-
сится на несущий сигнал, который усиливается и, если нужно, передается
на то или иное расстояние. Обратная операция — извлечение информации,
заключенной в промодулированном несущем сигнале, т. е. восстановление
первоначального сигнала от датчика, носит название детектирования или
демодуляции. Обе эти операции связаны с изменением спектра сигнала, и по-
этому модуляция и детектирование не могут быть выполнены в линейной
цепи с постоянными параметрами.
Для пояснения того, как осуществляется модуляция и детектирование
в нелинейных цепях, положим, что на входе цепи, состоящей из нелинейного
элемента N (например, диода) и сопротивления (рис. 1.78), действует напря-
жение U, представляющее собой сумму двух независимых составляющих:
С7 = С70 + ^1.
♦). Имеется в виду, что действующий на входе цепи сигнал обладает дискретным
спектром. В случае сплошного спектра, простирающегося от <о= О до о -> оо, никакого
обогащения спектра сигнала при прохождении через нелинейную цепь, разумеется,
быть не может. В этом случае спектр только деформируется.
••) Ниже мы будем иметь в виду только амплитудную модуляцию. Частотная моду-
ляция, имеющая известные преимущества в системах радиосвязи, в экспериментальной
физике используется редко.
92
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
Рис. 1.79. Иллюстрация преобразова-
ния спектра сигнала при модуляции.
Ц Зц Зц
Из соотношения (1.123), в котором ограничимся членами не выше кубичного,
найдем, что напряжение на сопротивлении будет
UR=ь, [ 1+и,+] и0 + (Ь2+З63г4) CTq + b3Us0 + b1Ui+b2ux + fe3C7?.
(1.125)
Считая, далее, что t7\ — напряжение сигнала, получаемого от датчика,
a Uo = Um0 cos (aot — напряжение несущей частоты, получаемое от специаль-
ного генератора, перепишем последнее выражение в виде
UR — Um0 (1 + qUi + q'U}) cos <o0t + Ao -f-A2 cos 2<d0£ + A3 cos Зщ/. (1.126)
Составляющие с частотами, кратными соо и не содержащими <оо (они объеди-
нены в Л 0), могут быть резко ослаблены, если сигнал, снятый с выхода
нелинейной цепи, пропустить через из-
бирательную цепь (например, колеба-
тельный контур) с максимумом пропу-
скания в области со = соо (см. рис. 1.78).
Амплитуда выделенного таким образом
сигнала несущей частоты промодулиро-
вана сигналом t/p Если коэффициент
b3 w 0, то q’ ж 0 и амплитуда выход-
ного сигнала несущей частоты линейно
связана с U
U2 Umo qUi) cos^of. (1.127)
Степень отклонения модуляции от ли-
нейной зависит от вида характеристики
нелинейной цепи и уровней сигналов
Ui и Uo.
Выбирая полосу пропускания из-
бирательной цепи в схеме модуляции,
следует учитывать, что спектр промодулированных колебаний частоты <оо
шире спектра модулирующего напряжения. Если — Umi cos (alt + <p4),
то, как это видно из (1.127), спектр напряжения Ur состоит из трех состав-
ляющих с частотами соо, й0 + (of и we — toj. Последние две составляющие
с комбинационными частотами носят название «боковых» и их амплитуды
пропорциональны амплитуде модулирующего сигнала. Если сигнал более
сложный, то, представляя его в вцде Ut = У, Вп cos (тмщ + <рп) и под-
ставляя в (1.127), найдем, что в спектре напряжения U2, кроме составляющей
несущей частоты <оо, имеется целый ряд комбинационных частот <оо + псщ
и <оо — т. е. две боковые полосы (рис. 1.79), амплитуды составляющих
которых определяются амплитудами Вп. Таким образом, информация, содер-
жащаяся в сигнале С715 сосредоточена в боковых составляющих, и для того
чтобы она не была утеряна, все эти составляющие должны быть воспроизве-
дены на выходе избирательной цепи без изменения соотношения их ампли-
туд и фаз.
При передаче и регистрации модулированных колебаний часто удобно
перейти от одной несущей частоты к другой без изменения закона модуляции.
Эта операция носит название «преобразования частоты» или «гетеродиниро-
вания». Для ее осуществления напряжение U в схеме на рис. 1.78 должно
представлять собой сумму модулированного напряжения (с несущей часто-
той too) и гармонического сигнала с частотой и* (получаемого от специаль-
ного генератора-гетеродина). Тогда спектр напряжения на выходе нелиней-
S 5] НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ 93
ной цепи будет содержать составляющую с частотой <о* и две боковые поло-
сы (рис. 1.80).-Высокочастотная полоса группируется около частоты <оо + <о*,
а низкочастотная — около <оо — <о*. Спектр каждой полосы повторяет
спектр модулированного исходного сигнала со сдвигом его компонентов
на + со* или — со*. Поэтому каждая из боковых полос представляет собой
гармонический сигнал, иромодулированный подобно исходному. Одна из
них выделяется избирательной цепью, включенной после нелинейной цепи.
Большей частью выделяют низкочастотную полосу, что связано с удобством
постройки усилителя и других устройств, следующих за преобразователем
частоты. Частота <опр = <оо — <оо но-
сит название «промежуточной» (несу-
щей) частоты.
Обратим внимание на один част-
ный случай преобразования частоты,
имеющий специальный интерес. Имен-
но, положим, что напряжение U в
схеме на рис. 1.78 представляет собой
сумму напряжения несущей частоты
Рис. 1.80. Спектр сигнала и напряжения
гетеродина (а) и спектр напряжения на
выходе преобразователя частоты (б).
<оо, иромодулированного сигналом от
датчика: U' = Um0 (1 + qUу) cos <o0t,
и гармонического напряжения той же
частоты, полученного от гетеродина:
U" = Um cos <ooL Тогда промежуточная частота будет равна нулю и, сле-
довательно, на выходе нелинейной цепи появится напряжение, спектр кото-
рого будет совпадать со спектром модулирующего сигнала. Кроме того,
здесь будет полоса частот, сосредоточенная около частоты 2<оо, которая может
быть отфильтрована избирательной цепью. Таким образом, сигнал на выходе
устройства будет повторять сигнал, модулирующий напряжение несущей
частоты Uf Такой вид выделения модулирующего сигнала носит название
«синхронного» детектирования (демодуляции), поскольку используется вспо-
могательное напряжение, синхронное с детектируемым.
Синхронное детектирование имеет преимущества при наблюдении сигна-
лов в присутствии шума (см. гл. VI, § 1), но требует дополнительного перемен-
ного напряжения, синхронного с сигналом. Во многих измерительных
устройствах получение такого напряжения не представляет труда, и по-
этому синхронное детектирование широко применяется в эксперименталь-
ной физике.
• Другой метод детектирования заключается в применении для этой
цели нелинейной цепи (с последующей избирательной цепью), находящейся
под воздействием одного только детектируемого сигнала несущей частоты.
Действительно, если на входе цепи, изображенной на рис. 1.78, действует
напряжение U = Um0 (1 + qUx) cos <ooZ, то
Z7R = (gag^o^i+^^y- Umo') Ui + Do + D\ cos <ooZ + D2 cos 2(o0Z (1.128)
(для простоты члены выше квадратичного в (1.123) отбрасываем).
Следовательно, на выходе нелинейной цепи, кроме составляющих
с частотами <оо, 2<оо и постоянной составляющей, содержатся компоненты,
пропорциональные Uг и 17*. Высокочастотные компоненты могут быть отде-
лены фильтрацией, что не встречает серьезных трудностей, если спектр
сигнала L\ лежит достаточно далеко от частоты <оо. В частности, для этого
может быть применима 7?С-цеиь с емкостью на выходе, постоянная времени
1 1
которой выбрана таким образом, что — > RC > — , где <ов — высшая часто-
<0в
та в спектре сигнала U^. Сложнее отделить сигнал, пропорциональный Z7*,
94
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
спектр которого содержит частоты вдвое большие, чем спектр Если
спектр Ui таков, что в его пределах лежат вторые гармоники ряда компо-
нентов, то фильтрация оказывается просто невозможной.
Более подробное рассмотрение схем детекторов и некоторые дополни-
тельные соображения о их работе будут приведены ниже (см. § 1, гл. VI).
Сейчас же заметим, что одна и та же цепь (см. схему на рис. 1.78) рассматри-
валась как модулятор, преобразователь частоты и детектор. Причина этого
заключается в том, что все эти операции родственны в своей основе — они
представляют собой операции преобразования спектра сигнала, что и вы-
полняется в нелинейной цепи с последующим выделением нужных спек-
тральных компонентов с помощью избирательной цепи.
4. Цепи с переменными параметрами. В радиоэлектронных устройствах
существенную роль играют цепи с закономерно изменяющимися параметрами
в результате внешнего воздействия на цепь, непосредственно не связанного
с проходящим через нее сигналом («параметрические» цепи). Большей частью
это внешнее воздействие имеет электрический характер, т. е. имеется неко-
торый управляющий сигнал. Таким образом, цепь оказывается под воздей-
ствием двух (а иногда и большего числа) сигналов. Если один из них связан
с датчиком, а второй изменяет параметры цепи и определяет в конечном
счете величину коэффициента передачи первого, то сигналы неравнозначны.
Один из них — рабочий — несет полезную информацию, а второй — управ-
ляющий или селекторный — только задает условия прохождения первого
через схему. Резко изменяя на некоторый фиксированный интервал времени
коэффициент передачи схемы, с помощью управляющего сигнала можно
выделить определенную часть исследуемого процесса или, наоборот, пред-
отвратить прохождение через цепь части сигналов.
В ряде случаев все сигналы, одновременно воздействующие на пара-
метрическую цепь, несут полезную информацию и вместе с тем каждый из
них определяет условия прохождения через цепь остальных. Тогда сигнал
на выходе параметрической цепи, являющийся результатом совместного
действия двух или большего числа входных сигналов, позволяет устано-
вить временные соотношения между последними (одновременность их дей-
ствия, соотношение частот и т. п.), а отсюда корреляцию явлений, с которы-
ми они связаны.
Процессы в параметрических цепях, вообще говоря, описываются диф-
ференциальными уравнениями с коэффициентами, зависящими от времени
(при малых рабочих сигналах, в противном случае они могут быть также
функциями мгновенного значения уровня последних). Теория таких уравне-*
ний мало разработана, и детальный анализ параметрических цепей может
быть проведен только для некоторых частных случаев. Поэтому большей
частью ограничиваются приближенным описанием процессов в таких цепях
алгебраическими уравнениями или дифференциальными уравнениями с по-
стоянными коэффициентами, значения которых различны для разных интер-
валов времени. Последнее, в частности, соответствует весьма важным слу-
чаям «мгновенного» (т. е. очень быстрого по сравнению со скоростью изме-
нения уровня рабочего сигнала) изменения параметров линейной цепи с помо-
щью управляющего импульса. Примеры таких схем будут приведены
в гл. VI, § 2, где рассматриваются так называемые контрольные (или селек-
торные) каскады, предназначенные для пропускания сигналов, поступаю-
щих только в известные интервалы времени.
Заметим, что преобразование сигналов в параметрических цепях изме-
няет их временное распределение, а следовательно и спектр. Такие цепи,
в частности, могут быть использованы для модуляции и детектирования
сигналов. Принцип параметрической модуляции крайне прост и иллю-
стрируется схемой, приведенной на рис. 1.81. Если Uo = Um0 cos (&otr
§ 5]
НЕЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ И ЦЕПИ С ПЕРЕМЕННЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
95
а коэффициент передачи цепи управляется сигналом (к = к0 + pU±), то
^2 = ^то&о[1+)^1] COSCO,/, (1.129)
т. е. амплитуда выходного напряжения изменяется около некоторого зна-
чения итОкй в соответствии с формой сигнала. Если зависимость к
нелинейна, то при модуляции вносятся нелинейные искажения.
Рис. 1.81. Иллюстрация принципа параметрической
модуляции.
Рис. 1.82 поясняет работу параметрического преобразователя частоты.
На входе цепи с управляемым гармоническим сигналом коэффициентом
Рис. 1.82. Иллюстрация принципа параметрического преобразователя частоты.
передачи к = к0 + pU" = к0 + pU*n cos <о* t действует модулированный
сигнал U' = Um0 (1 + qUt) cos <ooi. Напряжение на выходе параметриче-
ской цепи
U'z = Um0 (1 -$-qUt) k0 cos UmUm0 (1 -\-qU[cos (<»o + too) t +
+ cos(<o0—co*) t}. (1.130)
Если следующая, за параметрической цепью избирательная цепь имеет
максимум коэффициента передачи на частоте <опр = <оо — <о*, а сигналы
с частотами <оо и <оо + “о практически через нее не проходят, то на выходе
устройства имеем
и2 = f Um0U*m (1 + qUJ cos (®-<о5) t = (1 + qUj cos <опр.
96
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
[ГЛ. I
Следовательно, модуляция гармонического напряжения V с частотой <оо
сигналом Ui перенесена на гармонический сигнал с частотой tonp = too — to*.
В частном случае, если со* — too и характеристика избирательной цепи
выбрана таким образом, что она не пропускает сигналы с частотами too и 2too,
но вместе с тем пропускает частоты спектра сигнала то напряжение
на выходе будет
^=<№(1+^)=^+^. (1.131)
Следовательно, на выходе цепи будет восстановлен исходный модулирующий
сигнал т. е. имеет место синхронное детектирование.
Сравнивая преобразование частоты в устройствах с нелинейной и пара-
метрической цепями, легко видеть, что структурно эти устройства близки.
На самом деле в устройствах с нелинейными цепями должно быть осуще-
ствлено суммирование сигналов до подачи их на нелинейную цепь, что
не отмечено на рис. 1.78, но предполагалось при описании работы устрой-
ства. Кроме того, спектры преобразованных сигналов в нелинейных и пара-
метрических цепях различны. Дополнительные соображения о сопоставле-
нии обоих методов преобразования частоты применительно к случаю син-
хронного детектирования приведены в гл. VI, § 1.
ГЛАВА II
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
§ 1. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С ВАКУУМНЫМИ ЭЛЕКТРОННЫМИ
ЛАМПАМИ
1. Статические вольтамперные характеристики и параметры вакуумных
электронных ламп. Анодный ток вакуумных триодов — ламп с управляемым
электронным потоком и накаленным катодом — определяется потенциалами
анода и управляющего электрода (при постоянной величине тока эмиссии).
Этот электрод, независимо от его формы, по установившейся терминологии
называют «сеткой». Тетроды, пентоды и лампы со вторичной эмиссией имеют
дополнительные электроды, потенциалы которых должны поддерживаться
неизменными при действии сигнала *). Поэтому при рассмотрении работы
таких ламп эти электроды явно не учитываются, пока их потенциалы сохра-
няются постоянными, а токи, протекающие в их цепях, не оказываютхуще-
ственного влияния на работу схемы.
Как известно, изменение потенциала электрода лампы, расположенного
относительно близко к катоду, сопровождается значительным изменением
числа электронов, покидающих объемный заряд у катода и движущихся
в сторону анода (катодный ток лампы). Анодное напряжение влияет на
катодный ток значительно слабее вследствие большей удаленности анода.
Помещение между анодом и управляющей сеткой дополнительной (экран-
ной) сетки еще увеличивает различие в действии сеточного и анодного
напряжений.
В электронноламповом каскаде каждый из трех электродов лампы
может быть использован как общий для входной и выходной цепей. Кроме
того, сетку лампы соединяют через ту или иную цепь (которая в общем виде
может быть представлена как некоторый четырехполюсник) с источником
сигналов, а анод — через цепь связи (второй четырехполюсник) с нагрузкой.
Поэтому возможны три схемы включения лампы, приведенные на рис. 2.1.
Четырехполюсники должны быть построены так, чтобы в анодной цепи
лампы протекал постоянный ток, а на сетку подавалось необходимое началь-
ное постоянное напряжение (см. ниже). Основной будем считать схему
с «общим катодом», которая в ее простейшем виде изображена на рис. 2.2.
Безотносительно к схеме ее включения свойства электронной лампы
как элемента электрической схемы определяются связью между токами
и напряжениями в цепях анода, катода и сетки, соответственно Ia, Ua,
IK, UK и Ic, Uc. Поскольку заряд не может накапливаться в лампе, то
/а + 1с + 1к = 0 и рассматривают два тока: 1& и 1С илии 1С. Далее,
потенциал катода лампы обычно считают нулевым, и поэтому учитывают
лишь потенциалы сетки и анода лампы, отсчитанные от катода. До тех пор,
*) Лампы с двумя управляющими сетками и случаи подачи сигнала на несколько
сеток многосеточных ламп мы здесь пока не рассматриваем.
7 д. м. Бонч-Бруевич
98
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
пока связи между этими величинами не нарушаются в силу ограничений,
которые накладываются физическими явлениями, протекающими в лампе,
эти явления можно не принимать во внимание и ограничиться заданными
аналитически или графически характеристиками лампы и ее параметрами.
Функция, связывающая Za, Zc, Ua и Uc, вообще говоря, существенно
нелинейная. Это усложняет анализ работы лампового каскада в общем виде,
Рис. 2.1. Три возможные схемы
включения лампы. Схема с общим
катодом (в), с общим анодом (б) и
общей сеткой (е).
и для упрощения применяют приемы,
о которых говорилось в гл. I, § 5.
Большей частью связь между токами
в цепях электродов ламп и действую-
щими в них напряжениями задается
в графическом виде, причем принято
пользоваться характеристиками
/а = Л(^а, Uc)
И
Ic = F2(Ua, Uc).
При работе лампы, как правило,
одновременно изменяются как потен-
циал ее анода, так и потенциал сетки,
Рис. 2.2. Схема электронно-
лампового каскада с общим
катодом.
и характеристики лампы изображаются более или менее сложными поверх-
ностями. Пользоваться такими характеристиками неудобно, и поэтому
рассматривают семейства частных характеристик, заменяя, например, харак-
теристику анодного тока двумя семействами:
Za — fl (^c)uo=const
и
Za = /2 (^a)uc=const>
которые носят название семейств статических анодных и сеточных характе-
ристик лампы.
Типичные примеры таких характеристик триода приведены на рис. 2.3
и пентода — на рис. 2.4. Статические характеристики лучевых тетродов
подобны характеристикам пентодов. Очевидно, что оба семейства ха-
рактеристик взаимно зависимы и, располагая одним, легко построить
второе.
§ 1J
ЦЕПИ С ВАКУУМНЫМИ ЭЛЕКТРОННЫМИ ЛАМПАМИ
99
При использовании лампы в схеме задается начальный режим ее
работы, т. е. значения Ua0, Uc0, 1а0 и 1с0 при отсутствии сигнала на входе.
Вследствие нелинейности характеристик выбор начального режима лампы
Рис. 2.3. Типичные семейства сеточных (а) и анодных (б) статических
характеристик триода.
существенно определяет условия прохождения сигнала через электронно-
ламповый каскад.
Рис. 2.4. Типичные семейства сеточных (а) и анодных (б) статических
характеристик пентода.
Изменение величины анодного тока лампы при варьировании потен-
циалов ее электродов вблизи начальных значений может быть найдено как
дифференциал функции F\ (Ua, Uc):
dI& = C^)^a=uao dUc + \c=UcO dUa‘
Частная производная
C^c)ua=ua0=5 (2Л)
определяет наклон характеристики /а = (С7 с)иа=иа0 возле точки 1а = 1а0
и носит название крутизны сеточной характеристики лампы (она обычно
измеряется в миллиамперах на вольт).
400 ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ [ГЛ. II
Частная производная
( = у.
к^аА^сО ’
определяет наклон характеристики /а = f (Ua)Uc=uc() возле точки /а = 1а0
и имеет смысл дифференциальной проводимости лампы. Обычно пользуются
величиной, обратной У;, которая носит название внутреннего сопротивле-
ния лампы:
Ri = *7 = ( дЦ) c=C0ESt ’ (2‘2)
Принимая во внимание соотношения (2.1) и (2.2), выражение для изме-
нения величины анодного тока лампы можно записать в виде
dIa=~{SRtdUc+dUa). (2.3)
Из последнего соотношения видно, что приращение сеточного напряже-
ния вызывает в SRt раз большее изменение величины анодного тока лампы,
чем равное приращение анодного напряжения. Величина
SRt = р (2 4)
носит название статического коэффициента усиления лампы. Практически
для всех ламп, за исключением весьма специальных (например, электро-
метрических (см. гл. VI, § 4)), р > 1.
Иногда пользуются понятием проницаемости лампы — величины, обрат-
ной статическому коэффициенту усиления:
Эта величина показывает, во сколько раз изменение анодного тока
лампы при приращении анодного напряжения меньше изменения тока при
равном по величине приращении сеточного напряжения.
Коэффициенты SRt и р (или D) носят название статических параметров
лампы. Очевидно, что только два из них независимы. Вследствие нелиней-
ности характеристик лампы ее крутизна и внутреннее сопротивление —
функции потенциалов анода и сетки. Величина статического коэффициента
усиления у большинства триодов изменяется сравнительно мало, пока
лампа открыта.
Если при действии сигнала потенциалы электродов не выходят за пре-
делы, в которых параметры лампы с достаточной степенью точности допусти-
мо считать постоянными, то можно ограничиться линейной аппроксима-
цией ее характеристик (пунктир на рис. 2.3, б и 2.4, б), а выражение (2.3)
переписать в виде
га = ду (pWc + иа) ~ д. t (2.6)
где ia, иа и ис — значения анодного тока лампы и потенциалов ее электродов,
отсчитанные от их начальных значений (/а0, ^ао и ^со)- Напряжение иупр
носит название управляющего напряжения лампы, а соотношение (2.6) —
уравнения лампы (для линейного режима ее работы).
Подчеркнем, что внутреннее сопротивление Rt представляет собой
дифференциальный параметр лампы. Строго говоря, оно имеет смысл только
для малых изменений управляющего напряжения и может весьма суще-
ственно отличаться от сопротивления между анодом и катодом лампы для
постоянного тока RaK. Действительно, если, например, начальному режиму
соответствует точка А на рис. 2.5, то величина Rt определяется наклоном
§ 1]
ЦЕПИ С ВАКУУМНЫМИ ЭЛЕКТРОННЫМИ ЛАМПАМИ
101
статической характеристики лампы возле этой точки
личина jRaK =
'ао
координат ( у = arctg
ч -“ак
а ве-
наклоном прямой, соединяющей эту точку с началом
. Разумеется, это различие не является осо-
бенностью электронной лампы, а присуще вообще нелинейным элементам
(см. гл. I, § 5).
Промежуток сетка — катод лампы представляет собой диод, который
работает в присутствии сравнительно сильного поля, создаваемого напряже-
нием между анодом и катодом лампы.
В области Uс > 0 и при небольших от-
рицательных потенциалах сетки относи-
тельно катода сеточный ток обусловлен
захватом сеткой части р электронов,
эмиттированных катодом. Начальный
участок зависимости Zc = / (Uс), пока
Uc + ^кон < 0, где UKOh — контактная
разность потенциалов между сеткой и
катодом, следует экспоненциальному за-
кону
Рис. 2.5. Иллюстрация различия со-
противления анод—катод лампы для
постоянного тока и внутреннего сопро-
тивления лампы.
Г _ „Г е (^с + ^кон)
1 с — Pjkexp
(2.7)
где е — заряд электрона, к — постоян-
ная Больцмана, Т — абсолютная темпе-
ратура катода, а 1К — ток эмиссии катода. В области Uc + UR0S > 0
экспоненциальное нарастание тока переходит в близкое к степенному.
Характер зависимости Ic = / (С7с, Ua) иллюстрируют графики, приведенные
Рис. 2.6. Характеристики сеточного тока лампы в области
отрицательных (а) и положительных (б) потенциалов сетки.
На самом деле зависимость сеточного тока от потенциала сетки в обла-
сти малых значений 1С оказывается более сложной, так как этот ток слагается
из ряда компонентов. Помимо электронов сетка захватывает некоторое коли-
чество положительных газовых ионов, образующихся в лампе вследствие
несовершенства вакуума, наблюдается вторичная эмиссия, термоэмиссия
и фотоэмиссия с самой сетки (в том числе вызванная рентгеновским тормоз-
ным излучением электронов, попадающих на анод) и, наконец, сетка захваты-
вает положительные ионы, эмиттированные катодом (катод во время работы
распыляется). Последние четыре компонента дают сеточный ток, направление
102
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
Рис. 2.7. Вид характеристик се-
точного тока лампы в области
малых величин /с.
которого противоположно направлению электронного тока. К этому сле-
дует добавить ток утечки между вводом сетки и остальными электродами.
В результате, если увеличить масштаб по оси 1С на рис. 2.6, а, то в той обла-
сти, где сеточного тока на этом рисунке «нет», обнаружится, что он меняет
свой знак и может изменяться немонотонно. Характер зависимости сеточ-
ного тока обычной усилительной лампы от потенциала ее сетки и анода
в этой области иллюстрируют графики, приведенные на рис. 2.7.
При значительном положительном потенциале управляющая сетка
может отвлекать на себя столь большую долю тока эмиссии катода, что
дальнейшее увеличение напряжения Uc приводи не к возрастанию, а к умень-
шению величины анодного тока лампы. Зна-
чение Uc, начиная с которого величина тока
Ia уменьшается, зависит от типа лампы и
тем выше, чем больше напряжение на аноде.
Обычно, используя лампы для усиления
сигналов, не только не доходят до области
ощутимого перераспределения анодного и се-
точного токов, но вообще стремятся работать
«без» сеточных токов. Это значит, что сеточ-
ный ток должен быть значительно меньше,
чем ток, протекающий во входной цепи при
действии сигнала. Для этого в усилительной
технике используют лампы, у которых зна-
чительная часть приблизительно линейных
участков характеристик анодного тока рас-
положена в области Uc < 0. Режим их ра-
боты выбирают таким, что при действии
сигнала потенциал сетки остается отрица-
тельным. Однако даже и при этом сеточный
ток может составлять десятые доли микро-
ампера, а при небольших отрицательных
потенциалах сетки возрастать до единиц или
десятков микроампер. В каскадах с высокоомным входом, рассчитанных
на протекание весьма слабого тока сигнала, пренебречь сеточным током
нельзя, даже если его величина порядка миллимикроампер или меньше.
Для таких устройств разработаны специальные «электрометрические» лампы
(см. гл. VII, § 4).
Пользуясь в первом приближении линейной аппроксимацией характе-
ристик сеточного тока лампы (в области Uc >0), можно считать, что проте-
кание тока эквивалентно включению между сеткой и катодом лампы сопро-
тивления гск, величина которого определяется наклоном идеализирован-
ной характеристики сеточного тока. Такая линеаризация характеристики
7с / (Uc) Допустима только при сравнительно грубых расчетах. При более
точных расчетах либо необходимо аппроксимировать эту характеристику
приближенными аналитическими выражениями или несколькими отрезками
прямых, либо воспользоваться методами графического рассмотрения про-
цессов в сеточной цепи лампы.
2. Динамические характеристики электронных ламп. Обращение к гра-
фическим методам рассмотрения работы электронноламповых каскадов
особенно существенно в двух случаях — при выборе начального режима
работы лампы и при действии на сетке сигналов, уровень которых настолько
велик, что нельзя ограничиться линейной аппроксимацией характеристик
лампы. Следует иметь в виду, что этот уровень зависит от выбранного началь-
ного режима работы лампы и может быть установлен только в результате
рассмотрения ее характеристик.
§ i]
ЦЕПИ С ВАКУУМНЫМИ ЭЛЕКТРОННЫМИ ЛАМПАМИ ' ЮЗ
Рис. 2.8. Схема электрон-
нолампового каскада с
автоматическим смеще-
нием и сложной нагруз-
кой в анодной цепи.
Условно различают режимы работы лампы классов А, В и С. При работе
лампы в режиме класса А начальное положение рабочей точки и амплитуда
сигналов выбираются такими, чтобы рабочая точка перемещалась в преде-
лах приблизительно линейных участков характеристик лампы. В режиме
класса В начальное положение рабочей точки выбирается у нижнего сгиба
сеточной характеристики лампы, а в режиме класса С еще левее. Поэтому
в двух последних режимах лампа работает как нелинейный элемент.
Начальный режим работы лампы задается напряжениями источников
питания цепей ее электродов за вычетом падений постоянных напряжений
на элементах этих цепей. Падения напряжений и
токи в цепях электродов легко находятся графически.
В качестве примера рассмотрим схему электронно-
лампового каскада, изображенную на рис. 2.8. Она
соответствует схеме каскада, приведенной на рис. 2.2,
причем роль Za играет цепь, состоящая из двух по-
следовательно включенных сопротивлений Ri и В2
и емкости С. Будем считать, например, что Hi = 5 ком,
Н2 = 6 ком и что каскад собран на лампе 6СЗП,
сеточные и анодные характеристики которой приве-
дены на рис. 2.9, Сопротивление Вк служит для по-
лучения нужного отрицательного смещения на сетке
лампы за счет протекания по нему тока 1К0
^со=—BkIkq. (2 8)
У триода ZK0 = IaQ, а у пентода 1к0 = Za0 + 1а0,
где Za0 и 1э0 — соответственно анодный ток и ток
экранной сетки лампы в исходном режиме. Блокиро-
вочный конденсатор Скб служит для того, чтобы из-
менение катодного тока при действии сигнала не
сопровождалось изменением падения напряжения на
Bv. В противном случае в схеме появится отрица-
тельная обратная связь (см. § 4 настоящей главы). Оставляя пока в сто-
роне вопрос о выборе величины емкости Скб, будем считать, что работа
схемы при таком «автоматическом смещении» ничем не отличается от
работы схемы при подаче сеточного смещения от специального источника
(см. рис. 2.2).
Для определения начального режима лампы проводят прямую через
точку Uа Еа на оси напряжений и точку 1а ~ , где /?а0 — сопро-
ла0
тивление анодной цепи для постоянного тока (в рассматриваемом примере
&ал ~ Z?i + В2 + RK « Bi + В2). Точка пересечения этой прямой, нося-
щей название «линии начального режима», со статической характеристикой
лампы, соответствующей выбранному потенциалу сетки Uc0, имеет коорди-
наты Ia — Ia0 a Ua = Еа — ZaOZ?ao = Uao, т- е. представляет собой началь-
ную рабочую точку.
На рис. 2.9, б проведены две такие линии (тп пт'п) для Вао = 11 ком —
одна, соответствующая Еа = 300 в, и вторая Еа = 125 в. Буквами А и А'
отмечены начальные рабочие точки, соответствующие Uc0 = — 1 в. Для полу-
чения такого смещения в схему должно быть включено сопротивление
Вк х 60 ом при Еа = 300 в и Нк « 220 ом при Еа = 125 в.
Действующий на сетке лампы сигнал может быть изображен на семей-
стве ее анодных характеристик в специально нанесенных координатах
сеточного напряжения Uc и времени t, причем координата времени должна
быть касательной к статической характеристике лампы в начальной рабочей
точке (график uc = / (Z) на рис. 2.9, б).
104
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
Для того чтобы найти линию, по которой перемещается рабочая точка
в координатах Za, Ua при действии сигнала на сетке лампы, нужно знать,
как меняется анодное напряжение лампы с изменением ее анодного тока.
Эта связь определяется схемой каскада. Если в анодную цепь лампы включе-
но сопротивление Ra, то падение напряжения на нем
ua=—iaRa. (2.9)
Знак минус соответствует тому, что при увеличении анодного тока возра-
стает падение напряжения на сопротивлении Ra и напряжение Ua умень-
шается. Если сопротивление Ra совпадает с сопротивлением, по которому
протекает постоянная составляющая анодного тока, то динамическая харак-
теристика совпадает с линией начального режима.
Рис. 2.9. Графики [к рассмотрению работы каскада, изображенного
на рис. 2.8.
Для схемы, приведенной на рис. 2.8, это соответствует действию на сетке
гармонического сигнала столь низкой частоты, что сопротивление емко-
сти С много больше R2. Тогда Ra = Rr + R2. Если же, наоборот, частота
сигнала столь велика, что напряжение на емкости С остается практически
неизменным в пределах периода переменного тока, то Ra = RA и динамиче-
ская характеристика представляет собой прямую, проходящую через начал ь-
1
ную рабочую точку и составляющую угол а = — arctg -и-с осью напряжений.
“1
Две такие линии (pq v. р' q') нанесены на семейство статических анодных
характеристик лампы на рис. 2.9. Заметим, что обе эти линии прямые, хотя
вторая частично расположена в области криволинейных участков анодных
характеристик лампы. Наклон динамической характеристики никак не
зависит от параметров лампы и тем меньше, чем больше величина Ra.
Несколько иначе выглядят динамические характеристики в координа-
тах Ia, Uc. Действительно, исключая переменную иа из уравнений (2.6)
и (2.9), получим
(2.10)
§ и
ЦЕПИ С ВАКУУМНЫМИ
ЭЛЕКТРОННЫМИ ЛАМПАМИ
105
где £д — динамическая крутизна лампы. Следовательно, динамическая
характеристика представляет собой прямую, описываемую уравнением
/а = и ис + const
Рис. 2.10. Иллюстрация изме-
нения динамической характе-
ристики пентода при увеличе-
нии сопротивления анодной на-
грузки.
соответствующего начальному
только в том случае, если параметры лампы остаются неизменными во всей
области изменения сеточного напряжения при действии сигнала (т. е. если
лампа работает в режиме класса Л). Две динамические характеристики для
рассматриваемого каскада нанесены на семейство статических сеточных
характеристик лампы на рис. 2.9, а. Одна [Чиз них — соответствующая
начальной рабочей точке А' — криволинейна.
Крутизна динамической характеристики
в координатах /а, Uc (величина «5>д) меньше
крутизны 5 статических сеточных характери-
стик лампы и меняется в пределах от нуля
при /?а -> оо до S при Ra = 0. У пентодов
сеточные характеристики мало зависят от анод-
ного напряжения в рабочей области напря-
жений на электродах лампы (см., например,
рис. 2.4, б). Поэтому динамическая крутизна
практически мало зависит от 2?а и близка к
статической крутизне лампы для анодного
напряжения,
режиму. Несколько иначе обстоит дело, если
рабочая точка заходит в область крутых участ-
ков анодных характеристик пентода. Такие
случаи могут иметь место при сравнительно
больших значениях сопротивления 7?а, когда
в результате возрастания падения напряжения
на этом сопротивлении с увеличением анодного
тока лампы напряжение на ее аноде падает
до нескольких десятков вольт. При этом
динамическая характеристика в координатах
крутизну по мере приближения Uc к нулю, причем этот эффект выражен
тем сильнее, чем больше величина сопротивления Ra при заданном значе-
нии Еа (рис. 2.10).
Располагая динамическими характеристиками, можно проследить за
изменением тока и напряжения в анодной цепи лампы, определить степень
искажения сигнала, проходящего через электронноламповый каскад, выбрать
удачный режим работы лампы и т. д. Изменение с течением времени анодного
тока и напряжения находится путем очевидного построения (рис. 2.9,6).
Рассмотрение получаемых графическим путем зависимостей ia= / (i) и иа =
= / (t) позволяет наглядно судить о форме выходных сигналов. Так, напри-
мер, если начальное анодное напряжение выбрано равным Z7a0, то форма
а, Uс сильно меняет свою
переменного анодного тока и переменного напряжения на аноде лампы суще-
ственно отличается от формы напряжения, действующего в цепи сетки.
Площадь заштрихованного треугольника ЪрА на рис. 2.9,6 представля-
ет собой выраженную в некотором масштабе мощность, выделяющуюся
в анодной цепи лампы при действии сигнала, а площадь заштрихованного
прямоугольника — мощность, теряемую в лампе (т. е. рассеиваемую на ее
аноде) в исходном режиме. Последняя должна быть меньше предельно допу-
стимой мощности рассеяния на аноде, указываемой в справочнике и отме-
чаемой на семействе анодных характеристик лампы в виде гиперболы
IaUa = Ра Пр. Таким образом, пользуясь графическим методом рассмотрения
работы лампового каскада, можно судить об энергетических соотношениях
106
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
в схеме и выбирать режим работы лампы, необходимый для неискаженного
прохождения сигналов.
Заметим, что прямолинейная динамическая характеристика в координа-
тах /а, Ua соответствует чисто активному сопротивлению в анодной цепи
лампы. В противном случае динамическая характеристика приобретает фор-
му более' или менее сложной петли. Ее вйд зависит от параметров нагрузки,
формы и частоты сигналов, действующих в цепи сетки, и границ области,
в которых перемещается рабочая точка.
Положим, например, что на сетке лампы в схеме, изображенной на
рис. 2.8, действуют прямоугольные импульсы напряжения с коэффициентом
заполнения 0,5. Пусть, далее, этот каскад построен на триоде 6Н8, семействе
статических анодных характеристик которого приведено на рис. 2.11, а. На
Рис. 2.11. Динамическая характеристика лампы в схеме на рис. 2.8 при действии
на сетке прямоугольных импульсов напряжения (а) и графики изменения потенциала
сетки и анода лампы (б).
этом рисунке проведена линия начального режима (тип), динамическая хара-
ктеристика, соответствующая выбранному значению (линия pg), и, нако-
нец, указана начальная рабочая точка А. Если частота импульсов столь
велика, что во время их действия заряд конденсатора С в схеме на рис. 2.8
сохраняется практически неизменным, то рабочая точка будет перемещаться
по линии pq. Однако если после каждого изменения сеточного напряжения
напряжение на конденсаторе С успевает достигнуть стационарного значения,
соответствующего новой величине анодного тока, то динамическая характе-
ристика приобретает вид петли (пунктир на рис. 2.11, а).
Быстрые изменения напряжения на сетке сопровождаются перемещени-
ем рабочей точки из положения 1 в положение 2 (при повышении Uс) и из
положения 3 в положение 4 (при понижении Uc) по линиям, параллельным
pq (за время изменения Uc напряжение на конденсаторе С остается постоян-
ным). Изменения напряжения- на конденсаторе С в те периоды, когда
Uс = const, приводят к переходам рабочей точки из положения 2 в положе-
ние 3 и из положения 4 в положение 1 по статическим характеристикам
лампы. При уменьшении длительности импульсов или увеличении емкости С
раствор петли уменьшается и в пределе она переходит в линию pq.
На рис. 2.11, б приведены графики изменения Uc и Ua в рассматривае-
мом каскаде, причем для определенности указаны значения напряжений.
§ Я
ЦЕПИ С ВАКУУМНЫМИ ЭЛЕКТРОННЫМИ ЛАМПАМИ
107
соответствующие различным моментам времени. Обращает на себя внимание,
что импульсы напряжения в анодной цепи несимметричны — положитель-
ные и отрицательные перепады напряжения не равны друг другу и характер
медленных спадов и нарастаний напряжения разный. Причина этого лежит
в заходе рабочей точки в криволинейные участки характеристик лампы
и комбинировании линейных и нелинейных искажений сигналов.
Аналитическое описание процессов в электронноламповом каскаде не
встречает затруднений, если лампа работает в линейном режиме, что соот-
ветствует прохождению через схему сигналов без искажения их формы (точ-
нее, с малыми искажениями). Коэффициент передачи напряжения каскада
определяется как отношение изменения напряжения на его выходе (и2)
к вызвавшему его изменению напряжения на входе (щ). Он равен произведе-
нию трех коэффициентов: коэффициента передачи кх входной цепи — четырех-
полюсника/ (рис. 2.1), нагруженного на промежуток сетка — катод лампы,
коэффициента передачи лампы Кл= — (для каскада с общим катодом), нагруз-
ке
кой которой служит вход четырехполюсника //, и, наконец, коэффициента
передачи к2 этого четырехполюсника, замкнутого на ту или иную полезную
нагрузку:
К = к,Клк2.
Коэффициенты передачи ki и к2 находятся по обычным правилам. Коэф-
фициент же передачи Кл может быть найден на основании уравнения лампы
(выражение (2.6) ) и соотношения, связывающего изменение напряжения
на аноде с параметрами анодной цепи. Для простейшей схемы каскада с сопро-
тивлением /?а в анодной цепи величины иа и ia связаны соотношением (2.9).
Исключая из (2.6) и (2.9) переменную ia, получим
иа = — |ш0 д • (2.11)
•“а “г -“г
Отождествляя, далее, иа с и2 и ис с (т. е. полагая kt = к2 = 1), можно
написать
К’‘К-=-т^г,- <2Л2>
Знак минус соответствует тому, что увеличение потенциала сетки вызывает
уменьшение потенциала анода лампы. Если Да р, то |А1> 1.
-™а
Совершенно так же можно найти коэффициент усиления тока в рассма-
триваемой схеме, т. е. величину
Ч
где ii и i2 — изменения тока, протекающего соответственно во входной цепи
и через полезную нагрузку. Замечая, что ц = , где RBX— входное сопро-
•“БХ
тивление каскада, и полагая, что сопротивление Ra является полезной нагруз-
кой и поэтому i2 совпадает с га, получим на основании (2.10)
Ат = Нд^. (2.13)
При < jx величина Kj > 1.
•“вх
Наконец, через параметры схемы можно выразить коэффициент усиле-
ния мощности — отношение мощности сигнала, выделяющейся в полезной
108
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
нагрузке (Рг). к мощности, которая расходуется источником сигналов, при-
соединенным ко входу схемы (PJ:
К
Pi
<2
J u^i^dt
ti
*?
У ulildt
h
Для рассматриваемой простой схемы, на основании соотношений (2.12)
и (2.13), имеем
нием нагрузки будет велико значение
Гис. 2.12. Зависимость величин К, Кт и Кр от
величины отношения Ra/Rt для усилительного
каскада с общим катодом.
В зависимости от соотношения между параметрами лампы и сопротивле-
, Кт или КР. Это иллюстри-
руют графики, изображенные
на рис. 2.12.
Полученные выражения
справедливы для сигналов лю-
бой формы. Их рассмотрение
при действии гармонического
входного напряжения позволяет
исследовать стационарные ха-
рактеристики каскада, а при
скачкообразном изменении по-
тенциала сетки — переходные
характеристики. При этом, пока
длительность перепадов входно-
го напряжения или период гар-
монического напряжения много
больше времени пролета элект-
ронов между электродами лампы (величина порядка 10~9 сек), параметры р,
и Hi можно считать постоянными. Кроме того, анодная цепь лампы всегда
содержит реактивные элементы (например, паразитные емкости), и поэтому
сопротивление должно быть заменено комплексным или операционным сопро-
тивлением. В частности, например, для гармонического сигнала выражение
(2.12) может быть записано в комплексной форме:
Za + Rt
или, иначе,
где
k=-sza,
(2.15)
(2.16)
ZaRj
Za + Rt ‘
Пока крутизну лампы можно считать постоянной, линейные искажения
сигналов связаны с зависимостью от частоты анодной нагрузки лампы. В бо-
лее общем виде они определяются также и зависимостью от частоты коэффи-
циентов передачи входного и выходного четырехполюсников.
Нелинейные искажения, наоборот, связаны с зависимостью от уровня
сигналов параметров лампы и зависят от сопротивления анодной нагрузки,
Рис. 2.13. Эквивалентное представ-
ление лампы в ее анодной цепи
генератором напряжения (а) и ге-
нератором тока (б).
§ 1] ЦЕПИ С ВАКУУМНЫМИ ЭЛЕКТРОННЫМИ ЛАМПАМИ 109
лишь поскольку изменение величины анодного напряжения — функция Ra
при заданной величине ис.
3. Эквивалентные схемы электронных ламп, работающих в линейном
режиме. Входное и выходное сопротивления электроннолампового каскада.
Рассмотрение процессов в цепях, содержащих активные элементы, зна-
чительно упрощается при замене этих элементов эквивалентными схемами,
которые удобны для анализа электрических цепей. Эквивалентной схемой
можно заменить электронную лампу в цепи каждого из ее электродов. Наибо-
лее существенны эквивалентные схемы лампы в цепи анода и управляющей
сетки. Применение эквивалентной схемы анодной цепи позволяет упростить
нахождение выходных сигналов по крайней
мере в двух случаях — в случае прохож-
дения «малых сигналов», т. е. при работе
лампы в линейном режиме, и в случае сигна-
лов большой амплитуды, роль которых сво-
дится к отпиранию или запиранию лампы.
В первом случае анодную цепь электрон-
нолампового каскада можно представить
в виде активной линейной цепи с постоян-
ными параметрами, а во втором — в виде
линейной цепи с переменными параметра-
ми (см. § 3 настоящей главы). Примене-
ние эквивалентной схемы лампы ко вход-
ной цепи позволяет найти уровень сигнала, действующего на ее сетке.
Выражение (2.11) показывает, что для определения выходного сигнала
лампа может быть заменена генератором, э. д. с. которого равно —рис,
а внутреннее сопротивление Rt (рис. 2.13, а) (сопротивление источника пита-
ния анодной цепи здесь и дальше считается равным нулю). Иногда бывает
удобно воспользоваться другой эквивалентной схемой анодной цепи лампы.
Выражение (2.11) можно переписать в виде
-5uc = g + ^, (2.17)
что дает основание рассматривать лампу как генератор тока — Suc, нагру-
женный на параллельно включенные сопротивления Я, и Ra (рис. 2.13, б).
Падение напряжения на этих сопротивлениях (на) совпадает с переменным
напряжением на выходе схемы. Удобство пользования той или иной эквива-
лентной схемой зависит от соотношения сопротивлений Rt и Яа. В частности,
если Rt > Ra (что обычно имеет место для пентодных каскадов), то сопро-
тивление Rt в схеме 2.13, б может быть опущено, и анодная цепь лампы при-
обретает крайне простой вид, поскольку в этом случае свойства лампы опре-
деляются только крутизной ее характеристики.
Приведенные эквивалентные схемы лампы годятся, разумеется, только
для определения переменного напряжения (или тока) в ее анодной цепи (при
заданном сигнале ис) и не дают никаких сведений о начальном режиме лампы.
В большинстве случаев эти схемы используются при малых уровнях сигна-
лов, когда параметры лампы можно считать постоянными. Они остаются
справедливыми, если анодная цепь лампы содержит реактивные элементы
или сопротивление Яа включается только для подведения к лампе анодного
напряжения, а полезная нагрузка приключается к выходу каскада, т. е.,
например, к аноду и нулевому проводу.
В этом случае эквивалентная схема имеет вид цепи, представленной
на рис. 2.14,а, и может быть по теореме об эквивалентном генераторе прео-
бразована к виду, представленному на рис. 2.14, б. Иначе говоря, лампа вме-
сте с сопротивлением в ее анодной цепи (и источником питания) представляет
110
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
собой для внешней нагрузки генератор с э. д. с. — |шс
ным сопротивлением
ДаД»
Да + Д«‘
Да
Да + Д«
и собствен-
Для того чтобы воспользоваться для расчетов эквивалентной схемой
лампы в ее анодной цепи, нужно знать напряжение, действующее на сетке
лампы. Оно, вообще говоря, определяется э. д. с. датчика сигналов, его
собственным сопротивлением Во и коэффициентом передачи входной цепи —
Рис. 2.14. Эквивалентная схема анодной цепи
лампы при включении нагрузки ZH помимо
сопротивления На.
четырехполюсника I на рис. 2.1,
нагруженного на входное сопро-
тивление лампы. В простейшем
случае датчик может быть при-
ключен к интервалу сетка —
катод лампы через разделитель-
ный конденсатор, емкость ко-
торого будем пока считать столь
большой, что его сопротивление
можно не принимать во внима-
ние (рис. 2.15). Тогда входная
цепь представляет собой де-
литель, одно плечо которого
равно /?0, а второе образуют
параллельно соединенные сопротивление утечки Rc и сопротивление между
сеткой и катодом лампы. В последнее, в свою очередь, входит утечка между
вводами электродов лампы, проводимость, связанная с протеканием сеточ-
ного тока (ее величина определяется видом динамической характеристики
Iс = / (Uc), и, наконец, сопротивле- ------------------------------
ние емкости между сеткой и всеми . Д +4z
остальными электродами лампы.
Сопротивление утечки между
вводами у обычных усилительных
ламп порядка 108—1010 ом или больше,
и его приходится учитывать при ис-
пользовании ламп в специальных из-
мерительных схемах (см. § 4 гл. VII).
Входное сопротивление, связанное с
протеканием сеточного тока, зависит
от потенциала сетки лампы и для
большинства маломощных усилитель-
Рис. 2.15. Схема каскада с общим катодом
с учетом межэлектродных емкостей
лампы.
ных ламп имеет величину порядка
104—103 ом при небольшом положи-
тельном потенциале сетки. Это со-
противление быстро возрастает с убы-
ванием ис, и если лампа работает практически без сеточных токов, то этот
компонент входной проводимости можно считать равным нулю.
Емкость сетка — катод непосредственно шунтирует вход лампового кас-
када. Более сложное действие оказывает емкость Сса (носящая название
«проходной») из-за обратного прохождения через нее сигнала из анодной
в сеточную цепь лампы (из цепи с относительно большим в цепь с относитель-
но малым сигналом). В результате этого, вообще говоря, изменяется как
напряжение, действующее на сетке лампы, так и ток, потребляемый от источ-
ника сигналов. В частности, если сопротивление источника сигналов весьма
велико (т. е. на вход каскада включен генератор тока), то изменяется только
величина ис. Наоборот, если Ио = 0, то напряжение ис сохраняется посто-
янным, но изменяется ток, отбираемый от источника сигналов. Изменении
§ И
ЦЕПИ С ВАКУУМНЫМИ ЭЛЕКТРОННЫМИ ЛАМПАМИ
111
&
Рис. 2.16. Эквива-
лентные схемы входа
электроннолампового
каскада с общим ка-
тодом в случае актив-
ной (а) и комплексной
(б) нагрузки в анод-
ной цепи.
режима входной цепи может быть формально представлено как изменение
входного сопротивления каскада из-за связи сетки и анода лампы через
проходную емкость.
Положим, что сопротивление генератора сигналов мало и между сеткой
и катодом лампы действует гармоническое напряжение с амплитудой Uml
(рис. 2.15). При этом на аноде лампы появляется переменное напряжение
с амплитудой итг и к емкости Сса приложено напряжение Umi — Um2.
Поэтому ток, протекающий через эту емкость, ГтХ = jaCса (Umi — Um2),
ток, протекающий через емкость Сск, очевидно, равен величине Гт1 =
=/<оСск Umi. В случае чисто активной нагрузки в анодной цепи лампы
Um2 = — KUmi, и поэтому входная проводимость
каскада, обусловленная межэлектродными емкостями
лампы *),
^вх = 1 = /® [Сск + (К +1) Сса].
ит1
Следовательно, при работе триода в схеме с общим ка-
тодом и чисто активной нагрузкой промежуток сетка —
катод лампы эквивалентен емкости (динамическая ем-
кость лампы), величина которой (рис. 2.16, а)
СдЛ = Сск + (Я-J- 1) Сса. (2.18)
Не представляет труда убедиться, что, в случае
включения на вход каскада генератора тока и проте-
кания во входной цепи переменного тока с амплиту-
дой Imi, амплитуда напряжения на сетке лампы с уче-
том обратной связи через емкость Сса будет
19)
Следовательно, по-прежнему емкость интервала сетка —
ся выражением (2.18).
Если величина сопротивления 7?а много больше внутреннего сопроти-
вления лампы, то ее динамическая емкость Сдл приближается к максимально-
му значению, равному
СдЛ шах = Сск + (н+1) Сса-
В качестве примера укажем, что для триода 6Н2П р. « 100, Сса = 0,7 пф,
Сск= 2,2 пд5и, следовательно, Схл тах= 70 пф. Последняя цифра свидетель-
ствует о том, что эквивалентная входная емкость триода может быть весьма
значительной.
При вычислении динамической емкости экранированных ламп следует
принимать во внимание емкость между экранной сеткой и анодом лампы
и между экранной и управляющей сетками. Поэтому входная емкость равна
Сек + Сса, а выходная — Сак + Сав. Соответственно динамическая емкость
экранированной лампы в схеме с общим катодом и активным сопротивлением
в анодной цепи
Сдл = Сск -|- Ссв -|- (К +1) Сса. (2.20)
Величина проходной емкости Сса у экранированных ламп относительно
мала (порядка нескольких сотых пикофарады). Поэтому динамическая
♦) Строго говоря, здесь и в приводимых ниже выражениях для эквивалентных
параметров лампы во входной цепи должен входить коэффициент передачи Кл.
/<о [Сск + (йГ-|-1)
Сса!
катод лампы задает-
112
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
входная емкость таких ламп значительно меньше, чем у триодов, и обычно
равна нескольким пикофарадам. По порядку величины она мало отличает-
ся от приводимой в справочниках входной (статической) емкости лампы.
Заметим, что из-за наличия емкости Сса, связывающей вход и выход
каскада, лампа, вообще говоря, не может быть заменена в цепи сетки и анода
двумя независимыми эквивалентными схемами. Эквивалентные схемы лампы
с учетом всех межэлектродных емкостей приведены на рис. 2.17. Первая
получена простой заменой лампы в схеме рис. 2.15 генератором напряжения,
а вторая — генератором тока *). Через емкость Сса сигнал со входа может
проходить на выход независимо от управления электронным потоком в лампе
Рис. 2.17. Эквивалентные схемы лампы с учетом межэлектродных емкостей.
с помощью напряжения Ut. Однако во многих случаях при Кл > 1 можно
не учитывать прямой передачи сигнала через емкость Сса, так как его уро-
вень значительно ниже выходного напряжения, определяемого соотношени-
ем (2.11). Тогда можно пользоваться более простыми эквивалентными схе-
мами лампы, приведенными выше.
4. Вакуумная лампа как активный четырехполюсник. В современной
литературе все чаще и чаще рассматривают электронную лампу, работающую
в линейном режиме, как четырехполюсник. Это означает, что связь между
напряжениями на ее электродах и протекающими в их цепях токами описы-
вают уравнениями четырехполюсников. Последнее удобно для анализа схем,
содержащих электронные лампы, методами, разработанными в теории цепей,
и, в частности, для определения в общем виде основных характеристик элек-
тронноламповых каскадов при различных включениях ламп и различных
видах нагрузок.
Четырехполюсник, заменяющий лампу, должен быть построен таким
образом, чтобы энергия на его выходе (т. е. в анодной цепи лампы), вообще
говоря, превышала энергию, поступающую на его вход (т. е. расходуемую
в сеточной цепи лампы). Следовательно, здесь имеется в виду активный четы-
рехполюсник (см. § 3 гл. I). Формально это выражается тем, что в выходной
цепи четырехполюсника должен быть генератор, который и играет роль источ-
ника дополнительной энергии. Такой генератор содержится в эквивалентных
схемах лампы, приведенных на рис. 2.17, причем остальные (пассивные)
элементы образуют П-образную цепь.
Представление лампы в виде четырехполюсника сводится к определению
коэффициентов его уравнений для этих эквивалентных схем (или одной из
них). Б дальнейшем, для определенности, будем иметь в виду эквивалентную
*) Эквивалентная схема лампы дополнительно усложняется, если принять во вни-
мание индуктивности вводов, которые должны быть отмечены в местах, связывающих
сетку, катод и анод лампы с источником сигналов и нагрузкой. Эти индуктивности играют
существенную роль в области весьма высоких частот, начиная с многих десятков или
сотен мегагерц, и, как правило, нами не будут приниматься во внимание и не будут отме-
чаться в эквивалентных схемах ламп.
§ 1]
ЦЕПИ С ВАКУУМНЫМИ ЭЛЕКТРОННЫМИ ЛАМПАМИ
113
, записанное для комплексных
Рис. 2.18. Представление лампы’в
виде активного четырехполюсника.
схему с генератором тока, изображенную в общем виде на рис. 2.18. Смысл
входящих в нее элементов делается очевидным из сопоставления этой схемы
со схемой на рис. 2.17, б.
Так, например, коэффициенты У-уравнений четырехполюсника, описы-
вающего схему на рис. 2.18, найдем, пользуясь табл. 1.3 (гл. I, § 3):
У11 — Уск Уса! У22 = Уак “Ь Уса» У12=—Ус?-
Поэтому уравнение (1.82) четырехполюснг
амплитуд токов и напряжений, приобре-
тает вид
А = А = (Уск + Уса) Uc — YcaUа. (2.21)
При записи второго уравнения заметим,
что к току /2, определяемому уравнением
(1.83), следует прибавить ток от генера-
тора, включенного в схему. Поэтому
1= —Уса) Йс-]-(Уак-}-Уса)?7а. (2.22)
Уравнения (2.21) и (2.22) представляют собой У-уравнения активного
четырехполюсника, эквивалентного лампе. Неравенство У12 =# У21 являет-
ся следствием наличия генератора в схеме и характерно для активного
четырехполюсника (см. гл. I, § 3).
Не представляет труда убедиться, что выражения (2.21) и (2.22) пред-
ставляют собой обобщения ряда соотношений, написанных выше. Действи-
тельно, если не принимать во внимание межэлектродных емкостей лампы,
то (2.22) переходит в
Л = ^с + ^7^а,
что совпадает с написанным выше уравнением лампы. Совершенно так же,
если положить С7а = — KUC, т. е. считать, что лампа (четырехполюсник)
нагружена на чисто активное сопротивление и прямой передачей напряжения
через емкость Сса можно пренебречь, то, как следует из (2.21), вход лампы
эквивалентен емкости Сдл = Сск +(7^4-1) Сса. Это выражение совпадает
с (2.18).
Пользуясь уравнениями четырехполюсника, нетрудно найти и общее
соотношение для входного сопротивления лампы при включении в ее^анод-
ную цепь комплексной нагрузки, проводимость которой в общем виде может
быть представлена как Ga + jBa. При этом можно либо искать входное
сопротивление четырехполюсника, замкнутого на эту нагрузку, либо послед-
нюю отнести в состав элемента четырехполюсника Уак, а его по-прежнему
считать разомкнутым. Тогда Уак= +^а^ + /Ва (проводимость емкости
Сак учитывается в величине Ва). Воспользуемся выражением (1.88),'и соот-
ношением между коэффициентами Z- и У-уравнений четырехполюсника:
У_ V’ У12'Уг1 V I V I *$Уса
вх — * и--. — л скт •* сат т ;
У22 Уак + Уса .
(прямым прохождением сигнала через емкость Сса пренебрегаемой считаем
У21 = *5)- Подставляя сюда выражение для Уак и разделяя вещественную
и мнимую части, найдем
Увх — ПвХ ]ВЕХ - |- 7®СвХ>
-пвх
8 А. М. Бонч-Бруевич
114
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
где
(14-Я|Са)2+Я?(Ва+шСсар
вх“ <оСса5Л?(Ва + <оСса)
и
Свх = Сек + Сса [ 1 + (1 + Д,Ga)2 + шСса)2Д|] • (2-
Таким образом, в случае комплексной нагрузки лампы, когда напряжения
Uтс и Uта сдвинуты по фазе на угол, отличный от л, в составе входной про-
водимости, обусловленной межэлектродными емкостями, появляется актив-
ная составляющая. При этом промежуток сетка — катод лампы может
быть заменен параллельным соединением емкости и активного сопротивления
(рис. 2.16, б).
Активный компонент входного сопротивления /?вх с увеличением часто-
ты уменьшается, и следовательно, возрастает энергия, отдаваемая схеме
источником сигналов. В случае индуктивного характера нагрузки, при
(•Ва+соСса) > 0, величина 7?вх становится отрицательной. Это соответствует
тому, что энергия в цепи сетки не потребляется, а выделяется (за счет пере-
хода ее из анодной цепи лампы). В результате в схеме может возникнуть
генерация.
В выражении (2.24) не учитываются влияние на величину входного
сопротивления лампы конечного времени пролета электронов от катода до
анода и индуктивности вводов. То и другое приводит к дополнительному сдви-
гу фазы между напряжениями Umi и итг- Сдвиг фазы тем больше, чем выше
частота усиливаемых сигналов. Поэтому в области сверхвысоких частот,
даже при чисто активной нагрузке анодной цепи, входное сопротивление
лампы оказывается малым, что препятствует ее использованию для усиления
или генерации сигналов. С целью снижения межэлектродных емкостей,
времени пролета электронов в лампе и индуктивностей вводов, лампы, пред-
назначенные для работы в области сверхвысоких частот, делаются с малыми
размерами электродов, малыми расстояниями между ними, с короткими
выводами и т. д. В специальных конструкциях ламп, предназначенных
для работы с коаксиальными линиями, выводы электродов делают в виде
колец. Это не только облегчает сочленение лампы с линией, но и позволяет
так конструировать электронноламповые устройства, что электроды лампы
являются частью элементов ее внешней цепи.
Лампа может быть заменена не только П-образным активным четырехпо-
люсником, но и Т-образным четырехполюсником или четырехполюсником
с двумя генераторами в форме У-, Z- или //-параметров. При этом генератор,
включенный в выходную цепь четырехполюсника, должен содержать генера-
тор, возбуждающий э. д. с. — ци0 или ток — 8ис. В зависимости от схемы
включения лампы удобнее пользоваться той или иной системой параметров
или тем или иным видом четырехполюсника. Переход от одного вида актив-
ного четырехполюсника к другому подобен аналогичным переходам в случае
пассивных четырехполюсников (см. гл. I, § 3).
§ 2. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
1. Общее описание работы транзисторов. Изложению физических явле-
ний в полупров'одниках, на которых основано действие транзисторов, посвя-
щена обширная литература [22 — 24]. Поэтому, имея в виду лишь приме-
нение транзисторов в измерительных устройствах, коснемся принципов их
работы только в самых общих чертах.
$ 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
115
Известно, что транзистор-триод (в дальнейшем будем иметь в виду пло-
скостные транзисторы) представляет собой монокристалл германия или крем-
ния, в котором образованы два потенциальных барьера на границах перехо-
дов от полупроводника с одним типом проводи-
мости к полупроводнику с другим типом проводи-
мости. Внешние электроды, которые служат для
подведения напряжения ко всем трем областям, но-
сящим названия эмиттера, базы (средняя область) и
коллектора, образуют с полупроводником омические
контакты. Поэтому в известном смысле транзистор
может быть уподоблен двум включенным навстречу
полупроводниковым диодам. В частности, транзистор
п.— р — п-ттхпа (рис. 2.19, а) можно представить как
совокупность двух диодов с совмещенными анодами,
образующими базовую область (рис. 2.19, б).
Если рассматривать порознь каждый переход,
обладающий типичной несимметричной вольтампер-
ной характеристикой (рис. 2.20), то протекающий
через него ток однозначно определяется разностью
потенциалов между соседними областями транзисто-
ра. При этом, если между базой и коллектором
Рис. 2.19. Представление
транзистора п — р — п-
типа как совокупности
двух диодов.
действует напряжение в запорном направлении, усугубляющее действие
потенциального барьера между этими областями, то в цепи коллектора про-
текает небольшой ток (/“,), соответствующий обратному току диода. Величи-
на этого тока, слагающегося из остаточного тока дырок, переходящих из
Рис. 2.20. Графики, поясняющие принцип работы тран-
зистора.
коллекторной области в базовую, и электронов, движущихся в обратном
направлении, мало зависит от приложенного напряжения. При этом элек-
тронный ток мал, так как базовая область изготовляется с крайне малой
концентрацией электронов. Величину последней в транзисторе можно
существенно варьировать, изменяя условия введения в базовую область элек-
тронов через змиттерный переход. В частности, если между базой и эмитте-
ром приложить напряжение в запорном направлении, то концентрация носи-
телей тока в базовой области несколько уменьшится по сравнению с конпен-
трацией при 1В= 0. Соответственно ток коллектора станет меньше 7™’. Далее,
уже при умеренном обратном напряжении между эмиттером и базой, ток эмит-
тера достигнет насыщения и дальнейшее уменьшение тока коллектора станет.
8*
116
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
невозможным. Минимальный ток коллектора IK mln= 1к, не зависящий ни
от напряжения Ukq ни от напряжения UBe, носит название «неуправляемого
коллекторного тока» *). Величина этого тока существенно зависит от темпе-
ратуры, нарастая по экспоненциальному закону с ее увеличением.
Значительно изменить величину коллекторного тока можно, вводя носи-
тели тока из эмиттерной в базовую область. Для этого между эмиттером и ба-
зой следует приложить напряжение в пропускном направлении ({7эб 0,
рис. 2.20). Тогда ток эмиттера возрастет и соответственно увеличится и ток
коллектора, причем он по-прежнему будет обнаруживать насыщение, начи-
ная с относительно небольших напряжений UKe, приложенных в запорном
направлении. Изменяя величину Usq (или/в, см. рис. 2.20), можно управ-
лять током коллектора 1К.
Управление величиной коллекторного тока изменением эмиттерного то-
ка носит инерционный характер, поскольку введение электронов в базовую
область сопровождается немедленным возрастанием концентрации дырок
вблизи базового электрода, заряд которых компенсирует заряд введенных
электронов. Следовательно, для того чтобы ток в коллекторной цепи изме-
нился, значительная доля введенных электронов должна достигнуть кол-
лекторного перехода, избежав рекомбинации с дырками в базовой области.
Эта область в транзисторах делается весьма узкой (порядка единиц или десят-
ков микрон у транзисторов разных типов), а диаметр переходов — во много
раз большим расстояния между ними. Кроме того, площадь коллекторного
перехода делается больше площади эмиттерного перехода * **).
Эффективность использования электронов, поступающих из эмиттерной
области, характеризуется величиной
<2-25>
имеющей смысл коэффициента передачи изменений тока из эмиттерной в кол-
лекторную цепь. Значение а у некоторых современных типов плоскостных
транзисторов превосходит 0,99. Величина 1— а дает ту долю электронов,
которая рекомбинирует в базовой области с имеющимися в ней дырками. При
этом в цепи базы протекает ток, компенсирующий потерю дырок на рекомби-
нацию, т. е.
’ 1ц = (1- ct) Iq. (2.26)
Основную роль в перемещении носителей от эмиттера к коллектору играют
диффузионные процессы — поле в коллекторном переходе мало влияет на
движение носителей в базовой области. Поэтому ток коллектора слабо зави-
сит от напряжения Z7K6 в широком диапазоне изменения последнего и в цепь
коллектора можно включить сравнительно большое сопротивление — изме-
нение падения напряжения на нем при изменениях величины тока 1К мало
сказывается на режиме работы транзистора. Тогда даже при iK < ia мощ-
ность сигнала в выходной цепи будет превосходить мощность сигнала, рас-
ходуемую для управления величиной тока, который протекает через пере-
ход эмиттер—база, т. е. будет иметь место усиление мощности сигналов.
Принцип работы плоскостного полупроводникового триода р — п — р-
типа совершенно аналогичен принципу работы плоскостного триода п—р — п-
♦) Значение неуправляемого коллекторного тока приводится в справочниках,
причем этот ток обычно обозначается 7к0. Нами принято указанное выше обозначение,
так как ниже символ 1к0 будет соответствовать выбранному начальному режиму работы
транзистора.
•*) Вследствие этого плоскостной триод на самом деле несимметричен, вольтампер-
ные характеристики переходов несколько различны и, хотя при перемене в схеме местами
эмиттера и коллектора транзистор продолжает работать, эффективность управления
выходным током падает.
§ 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
117
типа. Триод р — п — р-тяпъ. можно рассматривать как систему из двух
диодов с совмещенными катодами, которые образуют базовую область
(рис. 2.21), и к нему применимо все приведенное выше описание протекаю-
щих процессов, если в этом описании «дырки» заменить электронами, а элек-
троны дырками. При этом по-прежнему переход база — коллектор должен
работать в режиме обратного тока, а переход эмиттер — база — в режиме
прямого тока. Поскольку направления этих токов обратны соответствующим
токам в триоде п — р — тг-типа, то исходные напряжения С7Эб о и 0 выби-
раются обратной полярности: у триода п — р — п-
типа С7эб о < 0, а £7к6 0 > 0, тогда как у триода
р — п — p-типа, наоборот, t78e о > 0, а Пкб 0 < 0.
Несмотря на существенные различия в физиче-
ской основе работы вакуумной электронной лампы
и транзистора, между их действиями в схемах мож-
но усмотреть известный параллелизм. Эмиттер можно
сопоставить с катодом, коллектор — с анодом, а ба-
зу — с промежутком катод—анод лампы (включаю-
щим управляющую сетку). Управление током, теку-
щим из эмиттерной в базовую область, с помощью
изменения напряжения Uac можно до известной сте-
пени уподобить управлению величиной тока, теку-
щего из катодной области лампы в направлении ее
анода, изменением сеточного напряжения. Так же
как анодный ток лампы не может превосходить ее
катодного тока, величина коллекторного тока пло-
скостного транзистора не может превосходить вели-
чину эмиттерного тока. (Направление начального
Рис. 2.21. Представление
транзистора р — п — р-
типа как совокупности
двух диодов с общей ка-
тодной областью.
коллекторного тока у триодов п — р — n-типа со-
впадает с направлением анодного тока электронной лампы, а у триодов
р — п — p-типа оно противоположно.) Ток, который протекает в цепи ба-
зы транзистора и обусловлен рекомбинационными процессами в базовой
области, можно формально сопоставить с сеточным током лампы, который,
как известно, имеет значительную величину у правых ламп, работающих
с положительным сеточным смещением.
Формальный параллелизм работы ламп и транзисторов в схемах бывает
полезен для сопоставления транзисторных и ламповых каскадов одинаково-
го назначения. Вместе с тем следует иметь в виду, что в транзисторных схе-
мах могут наблюдаться явления, не имеющие аналогии в электроннолампо-
вых каскадах. В частности, к числу таких явлений относится протекание
большого обратного тока в случае изменения полярности напряжения на
коллекторе (при отпирании перехода коллектор — база).
Параметры транзистора начинают существенно зависеть от частоты при
повышении ее в той области, где параметры лампы еще постоянны. Одна из
причин этого заключается в том, что, как уже отмечалось, коллекторный
ток изменяется лишь, когда носители, введенные через эмиттерпый переход,
достигают коллекторного перехода. Скорости же перемещения зарядов в ба-'
зовой области имеют значительный разброс, а среднее время их перемещения
по базе может быть порядка долей микросекунды. Поэтому ступенчатому
изменению эмиттерного напряжения (тока) соответствует запаздывающая
волна изменения тока коллектора с размытым фронтом (рис. 2.22) *).
*) Аналогичное запаздывание имеет место и в электронных лампах. Так, например,
анодный ток экранированной лампы существенно изменяется, лишь когда электроны
проходят через экранную сетку и начинают индуцировать соответствующий заряд на
аноде. Так как время пролета электронов в лампе порядка 10~® сек, то это запазды-
вание мало.
118
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
тока коллектора транзистора при
скачкообразном изменении тока
эмиттера.
Далее, поскольку на коллекторный переход подается смещение в запор-
ном направлении, то, как у всякого полупроводникового диода, работающе-
го в этом режиме, толщина перехода существенно зависит от приложенного
к нему напряжения. Поэтому при работе транзистора с сопротивлением в це-
пи коллектора действие сигнала, приводя-
гцее к изменению коллекторного тока, одно-
временно сопровождается изменением протя-
женности области диффузионного движения
носителей тока. В результате изменяются
условия перемещения зарядов от эмиттера к
коллектору. Формально это может трактова-
ться как изменение уровня сигнала вслед-
ствие внутритранзисторной обратной связи.
В отличие от внутриламповой обратной свя-
зи, обусловленной межэлектродной емко-
стью и поэтому имеющей место только для
переменных напряжений (токов), внутритран-
зисторная обратная связь сохраняется и для
постоянных (медленно меняющихся) сигна-
лов. Особенно сильна обратная связь у то-
чечных триодов; у плоскостных транзисторов
ею во многих случаях можно пренебречь.
Число свободных носителей тока в раз-
личных областях транзистора и скорость их
диффузии существенно определяются темпе-
ратурой. Поэтому диапазон рабочих темпера-
тур транзисторов значительно уже, чем у
электронных ламп. Германиевые триоды
рассчитаны на работу при температуре не
свыше 50 — 60° С, а кремниевые — до 100 — 150° С (специальные типы по-
следних работают при температуре 200—250° С). Непостоянство параметров
триодов в рабочем диапазоне температур заставляет вводить в транзисторные
каскады стабилизирующие цепи, позволяющие с изменением температуры
автоматически варьировать режим работы транзистора,
компенсируя, таким образом, изменение его парамет-
ров (см. гл. III, § 4).
В настоящее время имеется довольно много различ-
ных групп транзисторов, отличающихся различной тех-
нологией приготовления и конфигурацией рабочего объ-
ема, а отсюда существенно отличающихся своими харак-
теристиками. Значительный интерес представляют новые
разработки транзисторов, в частности транзисторы типа
р — п — i — р (четырехслойные устройства с тремя
выводами), полупроводниковые тетроды (имеющие
дополнительный вывод от базы, на который задается
смещение относительно основного вывода базы) и ряд
других. Условные обозначения плоскостных транзисторов — триодов, кото-
рыми мы будем пользоваться, независимо от того, к какой группе они от-
носятся, приведены на рис. 2.23.
2. Характеристики транзисторов. Применяя в схеме транзистор, можно
любой из трех его электродов использовать как «заземленный», т. е. общий
для входной и выходной цепей. При этом база всегда соединяется с одной
из двух точек входа, а коллектор — с одной из двух точек выхода каскада.
Поэтому возможны три схемы транзисторных каскадов, приведенные на
рис. 2.24 (указанная полярность напряжения Е и направления токов соот-
a;
Рис. 2.23. Принятые
в дальнейшем изобра-
жения р — п — р (а)
и п — р—п (б) тран-
зисторов.
S 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
119
ветствуют триодам р — п — p-типа; по-прежнему полагаем, что сопротивле-
ние источника питания мало).
Рассмотрение работы транзисторных, как и электронноламповых, кас-
кадов проводится двояко: графически и аналитически. Графический метод
особенно полезен для правильного выбора начального режима работы тран-
зистора и исследования работы каскада при больших сигналах, прохождение
которых через каскад сопровождается зна-
чительными нелинейными искажениями.
Аналитический метод обычно применяется
для определения результатов воздействия
на схему малых сигналов, допускающих
линейную аппроксимацию рабочих уча-
стков характеристик транзистора. Кроме
того, этот метод широко используется
при анализе работы параметрических схем,
в которых параметры транзисторов изме-
няются скачкообразно и сохраняются не-
изменными в течение известных интерва-
лов времени.
Свойства транзистора как элемента
электрической цепи могут быть описаны
двумя семействами статических характе-
ристик (подобно тому, как это делается для
электронных ламп). Эти характеристики
можно представить в различных системах
координат в соответствии с тем, какие ве-
личины будут приняты за независимые
переменные. Для точечных транзисторов,
появившихся раньше транзисторов дру-
гих типов, за независимые переменные
принимались токи, что было перенесено на
плоскостные транзисторы. Затем появились
смешанные характеристики и характери-
стики, в которых за независимые перемен-
ные приняты напряжения между электро-
дами, как для электронных ламп. Но в
&
Рис. 2.24. Общий вид трех’основных
схем включения транзисторов. Схема
с общим эмиттером (а), с общим кол-
лектором (б) и общей базой (в).
отличие от последних, где напряжения на
электродах отсчитываются от напряжения
на катоде, характеристики транзисторов
снимаются как при включении триода с
заземленной базой, так и с заземленным
эмиттером. В результате в настоящее
время нет единой общепринятой системы характеристик транзисторов.
На рис. 2.25 изображено семейство статических коллекторных характе-
ристик плоскостного транзистора р — п — p-типа, работающего с заземлен-
ной базой (выходные характеристики). За независимые переменные приняты
напряжение коллектора и ток эмиттера. Эти характеристики отличаются от
приведенных на рис. 2.20 более детальным изображением отдельных участ-
ков. В широкой области значений Ukq, соответствующих протеканию тока че-
рез коллекторный переход в запорном направлении (для триода р — п — р-ти-
па ?7кб< 0), характеристики имеют вид прямых, почти параллельных оси
•С7кс. Величина тока 1К в этой области возрастает практически пропорциональ-
но 1а, т. е. пропорционально числу носителей, вводимых в базовую область
через эмиттерный переход:
ZK = Z<’’ + aZ8.
(2.27)
120
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
Как уже говорилось, слабая зависимость 7К от 77кб— следствие слабого
влияния поля на движение носителей тока в базовой области. Существенное
Рис. 2.25. Семейство статических коллектор-
ных характеристик плоскостного транзисто-
ра р — п — p-типа, работающего с зазем-
ленной базой.
изменение коллекторного тока при
постоянном токе эмиттера наблю-
дается, если на коллектор подается
напряжение обратного знака. То-
гда этот переход открывается и по-
является ток, текущий навстречу
току носителей, диффундирующих
со стороны эмиттера. При неко-
тором значении 77Кб оба тока урав-
ниваются по величине и результи-
рующий коллекторный ток стано-
вится равным нулю. Затем знак 7К
изменяется и величина его быстро
нарастает (пунктир на рис. 2.25).
е Это явление может играть су-
щественную роль, если в процес-
се работы транзисторной схемы
полярность коллекторного напря-
жения изменяется.
На рис. 2.26 приведено семей-
ство статических змиттерных (вход-
ных) характеристик транзистора. Они представляют собой вольтамперные ха-
рактеристики перехода эмиттер —база, работающего в пропускном направле-
нии при разных значениях напряжения Ukq. Слабое
воздействие этого напряжения на условия движе-
ния носителей тока в базовой области и прохож-
дение их через эмиттерный переход приводят к
слабому влиянию его величины на расположение
эмиттерных характеристик. Вместе с тем некоторое
смещение последних при изменении значения 77Кб
указывает на то, что небольшое влияние выходно-
го напряжения на управляющее действие эмиттер-
ного тока (напряжения 77Эб) все же имеет место
(реакция коллектора). Формально это влияние
может трактоваться как обратная связь с выхо-
да на вход через сам транзистор.
Коллекторные (выходные) характеристики
транзистора, включенного по схеме с заземленным
эмиттером (рис. 2.27), имеют несколько другой вид,
чем при общей базе. В этом случае за одну из неза-
висимых переменных большей частью принимают
ток базы (параметр семейства характеристик), а от-
Рис. 2.26. Семейство стати-
ческих эмиттерных харак-
теристик транзистора.
ложенное на одной из осей напряжение на кол-
лекторе отсчитывается не от напряжения на базе,
а от потенциала эмиттера. Это напряжение не совпа-
дает с разностью потенциалов между базой и кол-
лектором, поскольку 77кэ — + Поэтому, в
частности, отпира-
ние коллекторного перехода и быстрый спад коллекторного тока про-
исходят не при изменении знака напряжения 77кэ, а раньше — при
I ^кэ |<| I- Далее, так как изменение напряжения UK3 одновременно при-
водит к изменению напряжений Uq3 и 77Кб, то коллекторные характеристики
имеют меныпий наклон, чем при работе с общей базой, и несколько
сближаются при относительно больших токах базы.
§ 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
121
Наконец, при токе /б= 0 протекает сравнительно большой коллектор-
ный ток (больший /к’), поскольку если база не присоединена ни к какой точ-
ке схемы (что и соответствует 1б= 0), то напряжение С7КЭ распределяется
между обоими переходами транзистора и напряжение U&, =£= 0. Для дальней-
шего уменьшения тока 1К нужно изменить знак напряжения, прикладывае-
мого между базой и эмиттером. Знак тока Iq также изменится и при
Рис. 2.27. Семейство коллекторных характеристик
транзистора р —п — p-типа, работающего с зазем-
ленным эмиттером.
1б — — коллекторный ток достигнет величины (эмиттерный ток станет
равным нулю).
Второе семейство статических характеристик (входные характеристики}
транзистора с заземленным эмиттером
/б=/(^бэ, CU,
подобно графикам на рис. 2.26, представляют собой вольтамперные характе-
ристики перехода эмиттер — база, работающего в пропускном направлении.
При больших значениях напряжения £7КЭ их расположение мало зависит от
величины последнего.
Если же | икъ | < | t/бэ то в цепи базы протекает ток открывшегося
коллекторного перехода и, следовательно, ток базы возрастает. Поэтому,
в частности, характеристика, соответствующая С7КЭ = 0, лежит не правее
характеристик, снятых при большом коллекторном напряжении (как в слу-
чае общей базы, рис. 2.26), а левее их. Эта характеристика часто приводится
в справочниках (см., например, [25]).
Пользуясь входными характеристиками, можно в семействе выходных
характеристик перейти от входного тока (1д или Zg) к входному напряже-
нию, т. е. к «ламповой» системе характеристик (соответствующей У-пара-
метрам четырехполюсников). Вследствие криволинейности входных характе-
ристик равным изменениям входного тока соответствуют неравные измене-
ния входного напряжения. Поэтому, например, переход от 1В к С7Эб в качестве
параметра на семействе характеристик (рис. 2.25) приводит к тому, что
равноотстоящим характеристикам соответствуют неравные интервалы изме-
нения77эб- Кроме того, зависимость 1а от напряжения приводит к изменению
наклона характеристик.
Располагая семействами статических характеристик транзистора, мож-
но выбрать начальную рабочую точку и провести графическое рассмотрение
122
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
работы каскада аналогично тому, как это делается для электронноламповых
схем. В качестве примера на рис. 2.28 приведены входные и выходные харак-
теристики триода П402 р — п — p-типа, а на рис. 2.29— схема реостатного
каскада с общим эмиттером.
Семейство входных характеристик представлено одной характеристикой,
так как ток практически не зависит от коллекторного напряжения в рабочем
Рис. 2.28. Выходные и входная характеристики транзистора П402.
Рис. 2.29. Реостатный тран-
зисторный каскад с общим
эмиттером.
диапазоне изменения последнего. На семейство коллекторных характеристик
нанесена линия начального режима, соответствующая = 2 ком тл. Ек =
— —10 в *). На этой линии должна располагаться начальная рабочая точка
(точка А на рис. 2.28), причем она должна лежать
ниже гиперболы IKUK = РПр. где РПр— предельно
допустимая мощность рассеяния на коллекторе
транзистора (у триода П402 Рпр = 100 мет).
Если каскад, изображенный на рис. 2.29,
предназначен для усиления сигналов с малыми
нелинейными искажениями, то положение точки А
выбирается таким образом, чтобы, с одной сто-
роны, рабочая точка при действии сигнала пере-
мещалась в пределах более или менее прямолиней-
ных участков характеристик, а, с другой стороны,
начальный коллекторный ток 1К 0 был по возмож-
ности невелик.
Рассмотрение прохождения сигнала через кас-
кад следует начинать с рассмотрения передачи
сигнала датчика к электродам транзистора. Для
этого нужно воспользоваться входными характеристиками последнего. Рас-
полагая ими и зная сопротивление датчика сигналов Ro, можно графически
найти характер изменения напряжения на базе и тока базы по заданной
форме сигнала, построив динамическую входную характеристику (см. гл. 1,
§ 5). В частности, если сопротивление Но значительно выше входного сопро-
*) Заметим, что в справочниках указывается предельное коллекторное напряжение
транзисторов. Превышение его угрожает пробоем транзистора в гораздо большей сте-
пени, чем превышение допустимого анодного напряжения выходом из строя лампы.
Поэтому, если это возможно, величину следует выбирать не более пр (для триода
П402 оно равно 10 в).
$ 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
123
Рис. 2.30. Характеристика
передачи каскада с общим
коллектором.
тивления транзисторного каскада 2?вх, то форма тока г’е практически совпа-
дает с формой з. д. с. датчика, а форма напряжения ис отличается от э. д. с.
вследствие нелинейности входного сопротивления. Наоборот, если Ro < RBx,
то форма тока i6 отличается от формы э. д. с. датчика, которая практически
целиком приложена ко входу каскада. Так как
коллекторный ток линейно связан с током базы
(пока а=const), то в первом случае будут наблю-
даться меньшие искажения сигналов, чем во
втором.
На рис. 2.28 выполнено построение, иллюстри-
рующее сказанное. На характеристику тока базы
(рис. 2.28, б), нанесено напряжение иб в предполо-
жении, что сопротивление датчика мало. Тогда
при изменении величины иб рабочая точка переме-
щается по статической характеристике Is — f (Us)
(в пределах qm). Соответствующий график изме-
нения с течением времени величины тока is нанесен
на семействе выходных характеристик транзисто-
ра. Наконец, здесь же построено изменение коллек-
торного напряжения под действием сигнала (счи-
таем, что нагрузочная характеристика совпадает
с линией начального режима).
При рассматривании работы транзисторных
каскадов часто бывает удобно пользоваться так
называемой «характеристикой передачи», представ-
ляющей собой зависимость тока в выходной цепи
от величины тока в цепи управляющего электрода * **)). Для транзистора,
включенного по схеме с общей базой, эта характеристика дается зависи-
мостью (2.27)
ZK = Z"’ + aZ0.
Для транзистора же, включенного по схеме с общим эмиттером, характери-
стика передачи IK — f (Is), как это следует из (2.26) и из того, что Ig = ZK+Z6,
имеет вид
Г<0> „ Г<0>
= + = + (2-28)
В рабочей области значений тока коллектора и эмиттера величина а
остается приблизительно постоянной. Поэтому характеристика передачи кас-
када с общим коллектором представляет собой линию, близкую к прямой
(рис. 2.30). Ее наклон мало зависит от коллекторного напряжения или сопро-
тивления в цепи коллектора. В то же время даже малые изменения величины
а могут привести к заметным изменениям величины у и вследствие мало-
сти разности 1— а. Ввиду этого характеристика передачи каскада с общим
эмиттером может в большей степени отклоняться от прямой, что особенно
сильно проявляется у мощных триодов.
*) Обычно эту зависимость называют «переходной характеристикой» транзистора.
Поскольку переходные характеристики цепей имеют совсем другой смысл, мы будем
пользоваться термином «характеристика передачи», который в большей степени соответ-
ствует смыслу рассматриваемой зависимости.
**) Величину — обычно обозначают буквой Р, что неудобно, так как это обозначе-
ние совпадает с общепринятым для коэффициента передачи цепи обратной связи.'Поэтому
в дальнейшем будем пользоваться принятым здесь обозначением у.
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. 1>
Рис. 2.31. Семейства характеристик транзистора П202,
работающего с заземленной базой.
Рис. 2.32. Семейства характеристик транзистора П202г
работающего с заземленным эмиттером.
$ 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
125
Значительное изменение наклона характеристики передачи имеет место
в случае, если рабочая точка выходит в область крутых участков статических
коллекторных характеристик (см. рис. 2.25 и 2.27). В схеме с общей базой
для этого нужно изменить знак напряжения С7кб, что в усилительных схемах
обычно не имеет места. В каскаде же с общим эмиттером для перехода в область
крутых участков характеристик достаточно, чтобы величина UKS приблизи-
лась к нулю. Последнее возможно при относительно больших значениях
сопротивления RK, когда с возрастанием тока 1К под действием сигнала уве-
личивается и падение напряжения на этом сопротивлении. Тогда с даль-
нейшим увеличением тока базы нарастание 1К прекращается, и на характе-
ристике передачи появляется область IK « const (рис. 2.30) *). В этой
области базовый ток (базовое напряжение) теряет свое управляющее дей-
ствие и говорят, что транзистор работа^ в «режиме насыщения».
Располагая входной характеристикой транзистора и его характеристи-
кой передачи, легко найти выходной сигнал по заданному сигналу датчика.
Действительно, зная сопротивление датчика, находим ток гб или гэ (в зависи-
мости от схемы каскада), а затем по характеристике передачи — ток коллек-
тора iK. Наконец, если представляет интерес выходное (коллекторное) напря-
жение, его легко найти, зная коллекторный ток и сопротивление в цепи
коллектора.
В справочниках характеристика передачи транзистора приво-
дится наравне с остальными его характеристиками. В качестве примера
на рис. 2. 31 и 2.32 приведены все семейства характеристик транзистора П202
при включении его с общей базой и общим эмиттером, расположенные в весьма
компактном виде [25]. Входная характеристика дана только для одного зна-
чения коллекторного напряжения (кроме UK = 0), но приведены семейства
характеристик С7эб = / (UKo, 1Э) и U(jS = f (UK3, /б), по которым легко
судить об изменении входного сопротивления при разном уровне входного
сигнала.
3. Эквивалентные схемы и параметры транзисторов для малых сигналов
низкой частоты. Общий подход к рассмотрению прохождения через тран-
зисторный каскад малых сигналов, т. е. сигналов, допускающих линейную
•аппроксимацию характеристик, сводится к представлению транзистора в ви-
де четырехполюсника, ко входу которого приключен источник сигналов,
а к выходу — нагрузка (рис. 2.33). Роль последней может играть входное
сопротивление следующего каскада. Воспользовавшись общими соотноше-
ниями, известными из теории четырехполюсников, можно определить все
параметры и характеристики каскада (7?вх, Ks, Кт и т. д.), если известны
коэффициенты четырехполюсника, заменяющего транзистор. В связи с этим
во многих справочниках не приводятся характеристики транзисторов, а ука-
зываются рекомендуемые начальные режимы и даются коэффициенты экви-
валентного четырехполюсника. Они могут быть заданы в У, Z, Н или какой-
либо другой системе уравнений. В общем случае эти коэффициенты ком-
плексны, но в области частот, где можно пренебречь паразитными емкостями
и в том числе собственными емкостями транзистора, их считают вещест-
венными.
Существенный практический недостаток определения транзистора через
параметры линейного четырехполюсника заключается в невозможности зара-
нее установить, при каком уровне сигналов транзистор еще можно считать
линейным элементом. Не располагая семействами характеристик транзисто-
ра, трудно выбрать наиболее выгодные условия его работы в той или иной
•) Этот эффект совершенно аналогичен эффекту прекращения изменения анодного
тока пентода, работающего с относительно большим сопротивлением анодной нагрузки
при увеличении потенциала его сетки (см. рис. 2.10).
126
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
схеме — они могут значительно отличаться от рекомендуемых в справочни-
ке. Поэтому расчет по параметрам эквивалентного четырехполюсника дает
лишь самые начальные представления о транзисторном каскаде, и его резуль-
таты нуждаются в уточнении при испытаниях построенного каскада в го-
раздо большей степени, чем при пользовании усредненными характеристика-
ми транзисторов.
Так как ни одна система коэффициентов четырехполюсников не имеет
решающих преимуществ перед другими
Рис. 2.33. Общее представление транзистор-
ного каскада с заменой транзистора четырех-
полюсником (а) и представление этого четы-
рехполюсника в виде двухгенераторной схемы,
отвечающей Zf-параметрам.
и каждая представляет известные
удобства при анализе сложных
схем разного вида (см. гл. I, § 3),
то в настоящее время нет единой
общепринятой системы параметров
транзисторов. Это часто затруд-
няет пользование справочными
данными, хотя, разумеется, пи
коэффициентам четырехполюсника
в одной системе можно определить
их значения во всех остальных.
Кроме того, если для расчета кас-
када с определенным включением
транзистора приходится пользо-
ваться приведенными в справочни-
ке данными, относящимися к дру-
гому включению, то необходимо'
предварительно пересчитать коэф-
фициенты четырехполюсника не-
определенным правилам. Поясним
это на примере //-коэффициентов,
которые часто приводятся в спра-
вочниках, так как их- удобна
определять экспериментально.
Уравнения четырехполюсни-
ка, который заменяет транзистор,
включенный по схеме с общим эмиттером, для малых изменений токов
и напряжений около их начальных значений Ua0, /со» Нко и 4о записыва-
ются в системе //-коэффициентов так:
— Hliaic -j- Н12вик,
iK = ^213^6 + Н22ЭМК
(2.29)
(см. выражения (1-84) и (1.85) гл. I, § 3). Смысл коэффициентов устанавливает-
ся по общим правилам. Так, Н11а представляет собой входное сопротивление
транзистора, а Н2м — его коэффициент передачи тока при ик = 0, т. е. при
отсутствии нагрузки в цепи коллектора. Далее, имеет смысл обратного
значения коэффициента передачи напряжения, а //22э — выходной прово-
димости транзистора при г‘о = 0, т. е. при бесконечно большом (практи-
чески много большем /?вх) сопротивлении источника сигналов. Эквивалент-
ная схема транзистора, соответствующая уравнениям (2.29), приведена на
рис. 2.33,6.
Если транзистор включен по схеме с общей базой, то уравнения заме-
няющего его четырехполюсника в системе //-коэффициентов запишутся в сле-
дующем виде:
U8 — Нцб^э “Ь // 126WK>
lK = Hz^ia -J- //22б^к-
(2.30)
§ 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
127
Этим уравнениям отвечает эквивалентная схема, совпадающая по виду с при-
веденной на рис. 2.33, б и отличающаяся от нее заменой io на iB и и© на иэ.
Кроме того, хотя коэффициенты Нцо, //12б> /?21б и Н22С имеют смысл, ана-
логичный смыслу соответствующих коэффициентов в уравнениях (2.29),
их численные значения другие. Например, в схеме с общим эмиттером коэф-
фициент передачи тока ^21э = = Y (см. выражение (2.28)), а в схеме с
общей базой //21б = —Знак минус определяется тем, что при рассмот-
рении четырехполюсников положительными считаются токи (и их прираще-
ния), направленные из внешней цепи в четырехполюсник. Поэтому, если
в справочнике приведены значения //-коэффициентов, например, для тран-
зистора, включенного по схеме с общей базой, то ими можно воспользоваться
только для расчета каскада, построенного по такой же схеме. Для опреде-
ления же параметров каскадов с общим эмиттером или коллектором необхо-
димо предварительно найти значения //-коэффициентов, соответствующие
такому включению транзистора.
Связь между //-коэффициентами уравнений транзисторов приводится
в ряде статей и книг *). В табл. 2.1 помещены приближенные формулы,
позволяющие найти //-коэффициенты для любой схемы включения транзи-
стора по значениям //-коэффициентов, определенных для схем с общим
эмиттером или общей базой. Они получены из более общих соотношений
в предположении, что Н22 <; Hi2 и НцН22 < Hi2H2l. Эти неравенства
соответствуют действительным значениям //-коэффициентов современных
транзисторов, а погрешности, связанные с пользованием приближенными
формулами, много меньше естественного разброса параметров.
Таблица 2.1
Соотношение //-параметров для трех схем включения транзисторов
Схема
с общим эмиттером с общей базой с общим коллектором
Исходная схема с об- щим эмитте- ром Янэ //128 #218 //228 //»е //118 //ггэ 1+Н21э Ц-Я21в //218 Н22д 1+//21Э 1+//218 //Ц8 1 — U+//218) //ггэ
Исходная схема с об- щей базой #116 гг _ И-я21б Н1гб //216 //226 1+//216 1+я21б //116 //126 //216 //226 //цб л I + //216 1 7^226 I + //216 1 + //216
Для того чтобы, пользуясь приведенной эквивалентной схемой транзи-
стора, получить эквивалентную схему транзисторного каскада в целом,
достаточно присоединить источник сигналов и нагрузку соответственно к точ-
кам 1—2 и 3—4 (см._рис. 2.33). При этом, так как конфигурация четырехпо-
люсника, эквивалентного транзистору, не зависит от того, какой из электро-
дов последнего будет общим для входной и выходной цепей, переход от одной
•) Наиболее полная сводка формул связи между коэффициентами четырехполюс-
ников, эквивалентных транзисторам, приведена в [26].
128
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. П
схемы каскада к другой сопровождается только изменением значений пара-
метров эквивалентной схемы транзистора. Параметры же каскада опреде-
ляются общими выражениями для нагруженного четырехполюсника.
В качестве примера возьмем значения //-коэффициентов транзистора
типа П6Г, полученные в схеме с общей базой, и определим параметры кас-
када,' собранного на этом транзисторе по схеме с общим эмиттером при со-
противлении нагрузки Ли = 104 ом и сопротивлении источника сигналов
/?о=1ОО<ж. Для триода П6Г Н11С = 30 ом, //21б=—0,97, //12б = 6-10-4
Рис. 2.34. К построению экви-
валентной схемы транзистора.
и Я22б = 3,3-IO-5 ом~1. Воспользовавшись
табл. 2.1, определим //-параметры этого транзи-
стора в схеме с общим эмиттером: Hiia = 1000 ом,
Н21о = 32, //12э = — 6-10"4 и Я22э =1,1 • 10~4 ом1.
Обращаясь теперь к выражениям для пара-
метров четырехполюсников, приведенным в
табл. 1.2 (гл. I, § 3), найдем:
п -Ииз-Ь I На I л ПЗ
дн 10 ом,
Н — ЯИэ+Д0 ЛП4
Лвых-|Яэ| + Я22эЯ0 ом'
V- ___________— Н21вН22аКи
__________________________________„____?20
н (|Яэ|+/?0Н22э)(1+ЯнЯ22э)+Н12эН21э^
Н21а
1 -\-h22brk
16.
Само собой разумеется, что для формаль-
ного описания работы транзистора (а затем и
транзисторного каскада) можно взять вместо
//-параметров, например, Z (/?)-параметры че-
тырехполюсника. Эта система в данном случае
имеет особый интерес, так как параметрам экви-
валентной схемы удается придать смысл действи-
тельных сопротивлений отдельных областей
транзистора и построить его эквивалентную
схему, параметры которой не зависят от того, какой из электродов общий
для входной и выходной цепей. Действительно, уравнения четырехполюсни-
ка, заменяющего транзистор, который включен, например, по схеме с общей
базой, в системе ^-коэффициентов для малых изменений токов и напряже-
ний около их начальных значений имеют вид:
Пэ — /?ц1э + -^12^К7
Пб — /?21^э Ч- Т?221к-
(2-31)
Этим уравнениям соответствует эквивалентная схема, приведенная на
рис. 2.34, а (см. гл. I, § 3), причем точки 1 и 3 относятся к базе, точка 2—
к эмиттеру, а точка 4— к коллектору транзистора. Если, далее, предста-
вить, что точка А лежит внутри транзистора (рис. 2.34, б), то сопротивление
— /?12 = гэ можно считать дифференциальным сопротивлением эмитте-
ра, сопротивление /?12 = гс — дифференциальным сопротивлением базы,
а П22— /?12 = гк — дифференциальным сопротивлением коллектора. У плос-
костных транзисторов га порядка десятков ом, Гб — порядка сотен ом и гк —
порядка мегома. Наконец, имеющийся в коллекторной цепи эквивалентной
схемы генератор отмечает, что транзистор — активный четырехполюсник.
Сопротивление генератора /?21 — /?12 = гу является «сопротивлением уси-
ления» (см. гл. I, § 3). Замечая, что при ик = 0, iK = — ссёэ (знак минус
ло-прежнему связан с тем, что изменение эмиттерного тока вызывает измене-
§ 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
129
4
1б
&
Рис. 2.35. Эквивалентные схемы
транзистора, включенного по схе-
ме с общим эмиттером (я), общей
базой (б) и общим коллектором (в).
ние коллекторного тока в том же направлении), и принимая во внимание
неравенство гс < гк, получаем гу « — агк.
Дифференциальные сопротивления г0, гс и гк, а также распределение
тока эмиттера между коллектором и базой (величина а) не зависят от способа
включения транзистора. Поэтому схема, при-
веденная на рис. 2.34, в, содержит элементы,
не зависящие от того, какой из электродов
общий для входной и выходной цепей. Она
представляет собой такой же эквивалент
транзистора, как для электронной лампы
цепь, состоящая из последовательно вклю-
ченного сопротивления Rt и генератора с
э. д. с.— |хмс. Эквивалентные схемы каскадов
получаются простым присоединением источ-
ника сигналов и нагрузки к соответствующим
точкам полученной эквивалентной цепи тран-
зистора. Такие схемы приведены на рис. 2.35,
причем генератор с э. д. с.— arKi0, соединен-
ный последовательно с дифференциальным
сопротивлением гк, заменен генератором то-
ка — сай, включенным параллельно этому
сопротивлению.
Использование приведенных эквивалент-
ных схем, параметры которых не зависят от
способа включения транзистора, позволяет
в некоторых случаях увеличить наглядность
рассмотрения работы транзисторных каска-
дов. Однако при расчете каскадов по-преж-
нему удобнее прибегать к общим соотноше-
ниям, следующим из теории четырехполюсни-
ков. Для этого достаточно связать параметры
приведенных эквивалентных схем с коэффи-
циентами четырехполюсников в той или иной
системе. Естественно, что, поскольку разные
схемы включения транзистора отличаются
точками присоединения источника сигналов
и нагрузки, эта связь будет различной для
схем с общей базой, эмиттером и коллектором.
Связь коэффициентов четырехполюсни-
ков с параметрами схем, приведенных на
рис. 2.35, проще всего найти, составляя урав-
нения для токов и напряжений во входных
и сравнивая их с уравнениями этих схем, записанными в форме общих
уравнений четырехполюсников. Действительно, например, для схемы с общей
базой имеем
и выходных цепях таких схем
и8=(г8-|-гс)г8-|-гсгк
и
UK = (rc + arK) ia 4- (rK + гб) iK
и, следовательно, для. этой схемы = ra + Гб, Л12 = rc, Т?21 = + агк
и R22 — гк + гб. Точно так же находятся ^-коэффициенты четырехполюс-
ников для транзисторов, включенных с общим эмиттером и общим коллекто-
ром. Значения зтих коэффициентов приведены в табл. 2.2.
Обращаясь к общим формулам перехода от одной системы коэффициентов
четырехполюсников к другой, нетрудно найти связь «собственных парамет-
9 а. М. Бонч-Бруевич
130
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
|ГЛ. II
ров» транзистора гв, гб, гк и а с Н- или У-коэффициентами, что имеет смысл,
если эти коэффициенты удобнее для расчета схемы, чем ^-коэффициенты.
Таблица 2.2
jR-коэффициенты четырехполюсника, заменяющего
транзистор в трех схемах его включения
Коэффициент Схема
с общим эмиттером с общей базой с общим коллектором
Ли Пз + Гэ ''б + гэ Сб + ^К
#12 гэ Гб гк(1—а)
#21 г в — агк гб+агк Гк
#22 rs + (i—a) гк гк+гб гв+гк(1—а)
4. «Ламповые параметры» транзисторов. Расчеты схем по заданным
в той или иной системе параметрам транзисторов широко распространены,
хотя, как говорилось выше, при этом могут быть получены далеко не полные
сведения о транзисторном каскаде. В таком расчете, по существу, нет необ-
ходимости пользоваться эквивалентными схемами транзисторов или искать
подобия ламповых и транзисторных схем. Однако в ряде случаев сопоставле-
ние лампы и транзистора бывает полезным. В частности, оно дает более или
менее ясное представление о возможности перехода от лампового к транзи-
сторному каскаду, позволяет легче ориентироваться в целесообразности
применения ламп или транзисторов в различных измерительных устрой-
ствах и т. д.
Для сопоставления лампы и транзистора как элементов электрической
схемы достаточно выразить их параметры в одной системе коэффициентов.
В частности, можно определить параметры транзистора в У-системе коэф-
фициентов, принятой для электронных ламп. Рассматривая схему с общим
эмиттером и полагая по-прежнему, что начальный режим работы транзисто-
ра выбран, напишем уравнения, связывающие изменения величин токов
и напряжений транзистора вблизи их начальных значений * **)):
ie = Уциб +У12иК, 1
iK = У21иб4-У22^к- J
Смысл коэффициентов У-уравнений уже обсуждался выше (см. гл. I,
§ 3). Коэффициент Уи представляет собой входную проводимость транзисто-
ра при коротком замыкании цепи его коллектора:
у ___г'б I __ 1
11 мб |МК=0 #ВХ0 ’
а коэффициент У12 — проводимость обратной передачи тока из цепи коллек-
тора в цепь базы при = 0:
у ___ гб I ___ 1
. -12 «к |«б=о Нобр >
*) Для сокращения записи опускаем индекс, указывающий, что отсчет напряже-
ний ведется от эмиттера.
**) При рассмотрении электронных ламп сопротивление #Обр не вводилось, его
место занимала емкость Сса, через которую осуществлялась внутриламповая обратная
связь с анода на сетку. Строго говоря, и в лампах и в транзисторах следует считать У12
комплексной величиной соответствующей цепи, состоящей из параллельно включенных
сопротивления и емкости.
§ 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
131
Коэффициент
ej
Рис. 2.36. Эквивалентные схемы тран-
зистора в «ламповых» параметрах.
представляет собой проводимость прямой передачи при короткозамкнутом"
выходе или, в терминах, аналогичных ламповым параметрам,— статическую
крутизну транзистора. Наконец, коэффициент
у/ __ I ______V ___ 1
122 1*6=» { ~Ri
представляет собой выходную проводимость транзистора при короткозамкну-
том входе, или, иначе говоря, величину,
обратную внутреннему сопротивлению
транзистора.
Системе написанных уравнений соот-
ветствует эквивалентная двухгенераторная
схема, изображенная на рис. 2.36, а, кото-
рая легко преобразуется по общим прави-
лам в одногенераторную (рис. 2.36, б) *).
Для плоскостных транзисторов Уобр < Увх
и схема дополнительно упрощается, пре-
образуясь в раздельные цепи для входа
и выхода транзистора (рис. 2.36, в). При
этом уравнения (2.32) приобретают вид
(2.33)
вх
II
1
г’к » ду (wK + |Шб), (2.34)
где р, — SRt — статический коэффициент
усиления.
Совпадение написанных уравнений и
эквивалентных схем на рис. 2.36 с соответ-
ствующими уравнениями и эквивалентны-
ми схемами для электронных ламп пред-
ставляет собой естественное следствие описания ламп и схем в одной и той же
системе уравнений. Результатом этого является также и введение для
транзистора параметров (S, Rt, р), аналогичных принятым для электрон-
ных ламп, что и позволяет наглядно сопоставить транзистор с лампой.
При этом различия между лампой и транзистором носят формально только
количественный характер (во всяком случае, в области низких частот).
В частности, входное сопротивление транзисторного каскада с общим
эмиттером для всех частот, вплоть до нулевой, значительно меньше входного
сопротивления электроннолампового каскада с общим катодом, построенно-
го на лампе с левыми характеристиками.
Численные значения «ламповых» параметров транзистора можно найти
по семействам его статических входных и выходных характеристик. Иначе,
пользуясь общими соотношениями между коэффициентами четырехполюсни-
ков (см. гл.- I, § 3), можно определить «ламповые» параметры (т. е. У-коэффи-
циенты) через Н- или Z (7?)-коэффициенты, приведенные в справочниках
Соответствующие выражения даны в табл. 2.3.
*) Указанные в схеме направления токов соответствуют положительным направле-
ниям, принятым для четырехполюсников, и направлению начальных токов в транзисто-
рах п — р — п-типа.
9*'
132
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
Таблица 2.3
Выражения «ламповых» параметров через Y-, R- и JET-коэффициенты
четырехполюсников
Система коэффициентов «Ламповый» Система коэффициентов
параметр Y R н параметр У R н
S y21 R2i Rbx 1 R22
|Я| Hu Уц |Я| “И
Rt 1 1«1 Ни Ro6p 1 |Я| Ни
• У22 1?ц \Н\ У12 R12 #12
У21 Я21 Н21
и у22 Ru 1^1
При включениях транзистора по схеме с общим эмиттером, базой или
коллектором его «ламповые» параметры будут различными, поскольку во
всех случаях транзистор сопоставляется с лампой, включенной по схеме
с общим катодом *). Значения эквивалентных ламповых параметров транзи-
стора в любой схеме его включения получаются автоматически, если в выра-
жения, содержащиеся в табл. 2.3, подставить коэффициенты У, Н или R
транзистора для данной схемы.
Ламповые параметры для каждой схемы включения можно выразить
и через собственные параметры транзистора гэ, rg, гк и а. Действительно,
пользуясь табл. 2.2 и 2.3, найдем, что, например, для схемы с общим эмит-
тером (при г3 <С гк):
с агк—гз ~®____________ /о 351
— Vk+(1-а)гкгб ~ гэ + (1— а)гб ’ '
Л - = г»г« "К*—а)гкгб (2 36)
1 гб + гэ ’ V • 7
(2.37)
г гб + гэ гб
о _гэгк + (1«-а)гкгб ~ а 1 /о оо\
“вх — Гв + (1_а)Гк i-a'S’
Л — ГдГк+—а)гкгб гк . а (2 39)
гэ
Для иллюстрации определим по зтим соотношениям ламповые параме-
тры транзистора, имеющего: гд = 30 ом, гб — 400 ом, rK = 1 Мом и а — 0,95.
Подставляя эти значения в формулы (2.35) — (2.39), найдем, что для
небольших сигналов низкой частоты рассматриваемый транзистор, будучи
включен по схеме с общим эмиттером, эквивалентен лампе с S = 19 ма!в,
Л{ = 115 ком, RBX = 1000 ом и Яобр = —1»5 Мом, работающей в схеме с об-
щим катодом (рис. 2.37). Значение /?обр < 0 соответствует положительной
обратной связи выходной и входной цепей транзисторного каскада, собран-
ного по схеме с общим эмиттером (см. § 4, п. 5 настоящей главы).
5. Параметры транзисторов в области высоких частот. Приведенные
выше эквивалентные схемы транзисторов пригодны только для сигналов
низкой частоты, амплитуды которых столь малы, что допустима линейная
*) «Эквивалентные лампы» вводятся и при рассмотрении электронноламповых
каскадов. Это позволяет, например, формально заменить каскад с общим анодом или
общей сеткой каскадом с общим катодом, построенным на лампе, параметры которой
определенным образом отличаются от действительных параметров использованной лам-
пы (см. гл. III, § 2).
§ 2J
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
133
аппроксимация характеристик транзисторов. Как уже говорилось в начале
настоящего параграфа, конечное время перемещения зарядов в базовой
области, движущихся со значительным разбросом скоростей, приводит к раз-
мытию фронта импульса коллекторного тока и запаздыванию его относительно
Рис. 2.37. К рассмотрению формальной аналогии между транзистор-
ным каскадом с общим эмиттером и электронноламповым каскадом
с общим катодом.
импульса тока эмиттера (рис. 2.22). Формально это соответствует зависи-
мости коэффициента а от времени или, если обращаться к стационарным хара-
ктеристикам передачи,— зависимости величины а от частоты.
Анализ диффузионных процессов в базовой области приводит к заклю-
чению, что в первом приближении можно считать
__t_
а = а0(1—е %а), (2.40)
чему соответствуют частотная зависимость а:
или в операционной форме:
а(р) = _^о_. (2.42)
1+рта
Величина 5— , представляющая собой частоту, при которой модуль а
уменьшается в ]Л2 раз по сравнению с его значением при низкой частоте,
у транзисторов разных типов колеблется в широких пределах. Так, у сплав-
ных низкочастотных германиевых триодов типа р — п — р П4А — П4Д
граничная частота = 150 кгц (та » 10-6 сек), у германиевых триодов
р — п — />-типа П601 /а = 20 Мгц (та к, 8-10-9 сек), у кремниевых диффу-
зионных триодов П503 fa порядка 40 Мгц (та 4-10-9 сек) и т. д.
Зависимость величины а от частоты (от времени) — одна из причин того,
что во многих случаях искажения сигналов в транзисторных каскадах обу-
словлены свойствами транзисторов, а не ограничением полосы пропускания
инерционными элементами нагрузки, как это имеет место в электроннолампо-
вых схемах. Благодаря своей простоте выражение (2.40) удобно для исследо-
вания искажений сигналов. Однако при детальном исследовании транзи-
сторных каскадов следует иметь в виду, что это выражение дает замет-
ное расхождение расчетной и действительной переходных характеристик.
134
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
Рис. 2.38. Истинная переходная ха-
рактеристика транзистора в схеме с
общей базой (3) и ее описание в «одно-
експоненциальном» (/) и «двухэкспо-
ненциальном» (2) приближениях.
Лучшие результаты дает «двухэкспоненциальное» приближение [27 ] (рис. 2.38)
________________________________________t_ ____t
a (t) = а0 (1 + а^е -[~а2е *2), (2.43)
которому соответствует операторное выражение вида
а (р) = , “° L . (2.44)
(1+Р1)(1 + Р2)
Использовав выражение (2.44), можно уменьшить погрешности при расчете
переходных и частотных характеристик транзисторных каскадов, но при
этом усложняются выкладки и требуются
специальные измерения величин т1г т2,
Gj и а2, которые не даются в справочниках.
Далее, помимо зависимости от часто-
ты коэффициента а, следует учесть емко-
сти коллекторного и эмиттерного перехо-
дов транзистора. Это вызывает дополни-
тельные сложности, так как и значения
емкостей, и сопротивления отдельных
областей транзистора зависят от режима
его работы и частоты сигналов. Исследо-
вания приводят к заключению, что частот-
ные зависимости параметров транзисторов
имеют сложный вид. Учет их в широком
диапазоне частот приводит к столь слож-
ным эквивалентным схемам и громоздким
аналитическим выражениям параметров
транзисторных каскадов, что практиче-
ское использование их делается затруднительным. Поэтому обычно ограни-
чиваются приближенными соотношениями, позволяющими получить сравни-
тельно простые эквивалентные схемы, которые полезны для аналитического
рассмотрения работы транзисторных каскадов,
но справедливы только в ограниченной области
частот.
Емкости эмиттерного и коллекторного пе-
реходов включены соответственно параллельно
сопротивлениям гэ и гк (рис. 2.39). Величина
емкости эмиттерного перехода Са порядка сотен
или тысяч пикофарад, а емкость Ск порядка
10—50 пф. Значения обеих емкостей включают
в себя составляющие, зависящие от распределе-
ния объемного заряда в базовой области. Эти
составляющие (так называемые диффузионные
емкости) зависят от тока эмиттера и представ-
ляют собой функции напряжений, приложен-
ных к электродам транзистора. Доля диффу-
зионных составляющих емкостей Са и Ск раз-
лична. Емкость эмиттерного перехода в основном
определяется ее диффузионной'составляющей,
а диффузионная составляющая емкости коллекторного перехода мала. По-
этому величина Сэ в гораздо большей степени зависит от эмиттерного тока,
чем величина емкости Ск.
Во многих случаях емкость Cs, несмотря на ее большую величину, мож-
но не принимать во внимание, так как она шунтируется малым сопротивле-
нием эмиттерного перехода, работающего в пропускном направлении.
Рис. 2.39. Схема, иллюстри-
рующая учет собственных
емкостей транзистора в его,
эквивалентной схеме.
§ 2]
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ, СОДЕРЖАЩИЕ ТРАНЗИСТОРЫ
135
Поэтому величину сопротивления эмиттерного перехода в ряде приложений
транзисторов считают не зависящей от частоты и равной гд. Вместе с тем воз-
можно и построение таких транзисторных схем, в которых используется
управление с помощью эмиттерного напряжения (тока) величиной емкости Са.
Что же касается емкости Ск, то она включена параллельно относительно
большому сопротивлению гк и обычно играет существенную роль в определе-
нии частотных свойств транзисторных каскадов. Введение этой емкости
в эквивалентную схему транзистора должно сопровождаться заменой сопро-
тив ления гк сопротивлением ZK=т
С в соответствующих аналитических
выражениях параметров транзисторных каскадов. В первом приближении
величины гк и Ск можно считать не зависящими от частоты. При более деталь-
ном рассмотрении работы транзисторов принимают во внимание, что с ростом
частоты со значения гк и Ск падают.
Что касается сопротивления базы, то с возрастанием частоты оно стре-
мится к некоторой постоянной величине г'^. Это сопротивление, зависящее
от геометрии триода и свойств материала, обычно называют высокочастот-
ным сопротивлением базы. Переход от низкочастотного (полного) сопротивле-
ния базы гб к величине г'& формально соответствует тому, что часть базового
сопротивления rg = гб — гс зашунтирована емкостью Се (рис. 2.39).
Приведенная эквивалентная схема транзистора с учетом его собствен-
ных емкостей на самом деле очень груба, и ею можно пользоваться только
в области частот, не превышающих величину /а. Полная эквивалентная схе-
ма, справедливая в широкой области частот, значительно сложнее, причем
ее параметры определяются на основании детального рассмотрения процес-
сов в транзисторе [28]. Эта схема оказывается слишком громоздкой даже для
профессионального анализа транзисторных устройств, и поэтому имеется
ряд работ, посвященных поиску упрощенных эквивалентных схем, которые
применимы для отдельных областей частот, превышающих величину /а
[29, 30]. Заметим, что возможность построения высокочастотных транзистор-
ных устройств существенно ограничивает зависимость параметров транзи-
сторов от частоты. В частности, показано, что усиление мощности с помощью
транзисторных каскадов изменяется обратно пропорционально квадрату
частоты сигналов:
КР=
f2
Коэффициент пропорциональности В зависит от свойств материала
транзистора и его конструкции и, как показывают многочисленные исследо-
вания, связан с параметрами транзистора соотношением
о ао/<х
(все величины в практической системе единиц).
В ряде случаев в качестве некоторой интегральной характеристики
частотных свойств транзистора указывают некоторую частоту при КР= 1.
Эта частота соответствует максимальной частоте сигналов, которые могут
генерироваться в схеме, построенной на рассматриваемом транзисторе. Из
написанных выше выражений следует, что
<2-45)
В зависимости от типа транзистора предельная частота /* имеет значение
порядка сотен килогерц, единиц или десятков мегагерц или выше (например,
у триодов П501—П503 /* = 10—60 Мгц, у триодов П403—120 Мгц и т. д.).
136
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
ИГЛ. II
§ 3. НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ
ЭЛЕМЕНТАМИ
Рис. 2.40. Графики зависимости входного
и выходного динамического диапазонов
триодного (пунктирные кривые) и пентод-
ного (сплошные линии) каскадов от вели-
чины сопротивления Ra.
1. Нелинейные искажения сигналов в цепях с активными элементами.
Нелинейность характеристик ламп и транзисторов ограничивает макси-
мальный уровень сигналов, которые могут быть переданы через электронно-
ламповый или транзисторный каскад без искажения их формы. Величину
нелинейных искажений оценивают либо значением клирфактора, либо откло-
нением амплитудной характеристики каскада от линейной. Соответственно
могут быть указаны входной и выходной динамические диапазоны каскада
(см. гл. I, § 5). Для определения степе-
ни нелинейных искажений вида ампли-
тудной характеристики и динамиче-
ского диапазона должны быть заданы
семейства статических характеристик
лампы или транзистора, указан режим
их работы (начальные положения ра-
бочих точек), схема каскада и парамет-
ры входной и выходной цепей. Нели-
нейные искажения можно также оце-
нить экспериментально, сопоставляя
формы сигналов на входе и выходе
каскада или измеряя его коэффициент
передачи при разных уровнях сигна-
лов. При этом используются гармони-
ческие сигналы, импульсы пилообраз-
ной формы, прямоугольные импульсы
И т. д.
Метод графического исследования
характера и степени искажений, обу-
словленных нелинейностью анодного
тока лампы, иллюстрирует рис. 2.9.
Нанеся на семейство анодных харак-
теристик нагрузочную линию и выбрав начальный режим работы лампы, легко
построить амплитудную характеристику каскада путем последовательного
рассмотрения результатов действия сигналов с разными амплитудами. Ана-
логичные построения делаются для транзисторного каскада (рис. 2.28).
Анализ искажений, связанных с нелинейностью входной цепи каскада,
можно провести, построив ее динамическую характеристику по правилам,
изложенным в § 5 гл. I. Для этого должны быть известны сопротивление
источника сигналов Ro и статическая вольтамперная характеристика входа
активного элемента. Если в каскаде нет обратной связи, то общие нелиней-
ные искажения могут быть найдены последовательным определением иска-
жений сигналов во входной цепи, а затем при передаче сигналов из входной
в выходную цепь.
Характеристика передачи транзистора мало отклоняется от линейной
в широких пределах изменения тока базы (эмиттера). Поэтому при усилении
тока нелинейные искажения могут быть малы в большом диапазоне измене-
ния уровня сигнала. В каскадах усиления напряжения входная цепь вносит
существенные нелинейные искажения при малом сопротивлении источника
сигналов Но и заходе рабочей точки в сильно искривленную часть базовой
(эмиттерной) характеристики. С возрастанием величины 7?0 эти искажения
уменьшаются, так как динамическая характеристика входной цепи спрям-
ляется (зависимость величины входного тока от входного сопротивления /?вх
становится слабой).
§ 3]
НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
137
Входная цепь лампового каскада в отсутствие сеточного тока (точнее,
при постоянстве входного сопротивления) нелинейных искажений не вносит.
Поэтому, если лампа обладает левыми характеристиками, обычно принима-
ют во внимание только нелинейность характеристики анодного тока. Входной
динамический диапазон пентодного каскада, у которого рабочая точка не
заходит в область крутых участков анодных характеристик («критический
режим»), определяется свойствами лампы и не зависит от сопротивления
анодной нагрузки; выходной динамический диапазон возрастает пропорцио-
нально сопротивлению анодной цепи На. При относительно больших значе-
ниях Ва рабочая область изменения потенциала сетки ограничивается как
Рис. 2.41. К рассмотрению нелинейных иска-
жений, обусловленных заходом сигнала в
область протекания сеточного тока лампы.
со стороны малых, так и со сторо-
ны больших значений напряжения
ис кривизной динамической харак-
теристики лампы (см. рис. 2.10),
и выходной динамический диапа-
зон сокращается с возрастанием
сопротивления анодной нагрузки.
Входной динамический диапазон
триодного каскада с увеличением
Ва несколько сужается. При этом
выходной динамический диапазон
сначала растет, так как крутизна
сеточной динамической характери-
стики падает значительно медлен-
нее, чем возрастает На, а затем,
когда темп уменьшения возрастает,
начинает сокращаться. Сказанное
иллюстрируют графики входных
и выходных динамических диапа-
зонов триодного и пентодного кас-
кадов, приведенные на рис. 2.40.
Из рассмотрения этих графиков,
в частности, видно, что в пентодном каскаде при заданном напряжении
питания анодной цепи максимальный динамический диапазон может быть
реализован в узкой области значений сопротивления анодной нагрузки.
Аналогичные рассуждения применимы к определению динамического
диапазона каскадов на транзисторах, вольтамперные характеристики кото-
рых напоминают характеристики пентодов.
Рассматривая нелинейные искажения, вносимые электронноламповыми
или транзисторными каскадами с разделительным конденсатором во вход-
ной цепи, следует принимать во внимание возможность сдвига нулевой линии
сигнала, что эквивалентно сдвигу начального положения рабочей точки
на динамической характеристике активного элемента. О таком сдвиге в линей-
ных АС-цепях говорилось выше (см. гл. I, § 2, п. 1),— он имеет место, если
за один период площадь сигнала над осью времени при Ut >0) не
равна площади сигнала под этой осью (^U1dt при U± <Z 0). Если уровень
сигнала таков, что он вызывает протекание импульсов сеточного тока лампы,
то сдвиг нулевой линии будет иметь место и при равных площадях сигнала
над осью времени и ниже ее. Это связано с тем, что зарядка конденсатора
(сеточным током лампы) происходит с постоянной времени Тр » Ср (Ао + гс),
а его разрядка —с постоянной времени тр л? Ср (Ro + R с) (рис. 2.41).
В установившемся режиме напряжение на емкости Ср достигает такого
значения, при котором она за один период Т получает такой же заряд, какой
138
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. 11
отдает. При гс 7?с и R сСр > Т это напряжение близко к амплитуде
входного сигнала, и среднее положение рабочей точки оказывается сдвину-
тым влево на величину Uml— | С7с0|. Сдвиг рабочей точки может сопрово-
ждаться ее заходом при действии сигнала в нелинейную часть анодных харак-
теристик лампы и, следовательно, возрастанием уровня нелинейных иска-
жений сигнала в анодной цепи.
Само собой разумеется, что аналогичный сдвиг может иметь место и в
транзисторных каскадах, где он более вероятен, чем в электронно ламповых,
поскольку во входной цепи, во-
обще говоря, протекает относи-
тельно большой ток, а характе-
ристика этого тока нелинейна.
Сдвиг рабочей точки вслед-
ствие зарядки разделительного
конденсатора сеточным током
может быть вызван действием
сильных помех или отдельных
импульсных сигналов, амплиту-
да которых превосходит значе-
ние, на которое рассчитан уси-
литель. Такие случаи часто
встречаются в эксперименталь-
ной физике и, в частности, воз-
можность появления на входе
импульсов недопустимо боль-
шой величины типична для ли-
нейных усилителей, работающих
со счетчиками частиц (см.
гл. VIII, § 1).
Протекающие при этом процессы могут быть рассмотрены элементар-
z
4 4
47
Рис. 2.42. Сдвиг рабочей точки лампы и иска-
жение формы сигнала вследствие зарядки раз-
делительной емкости сеточным током.
ным путем, при линеаризации характеристики сеточного тока лампы
и предположении, что форма импульса напряжения на входе близка к прямо-
угольной (рис. 2.42, а). Эквивалентная схема сеточной цепи приведена
на рис. 2.42, б, причем рубильник П замыкается только на время действия
на сетке лампы напряжения ис >0. Величина сопротивления гс опреде-
ляется наклоном идеализированной характеристики сеточного тока и для
большинства маломощных усилительных ламп оказывается порядка одного
или нескольких килоом (его величина зависит от анодного напряжения,
см. рис. 2.6). При t<z ti рубильник П разомкнут и напряжение на сетке
лампы имеет величину Uc0 = Ес. Такую же величину имеет напряжение ис
на разделительном конденсаторе Ср (рис. 2.42, в). В момент напряжение
на сетке становится положительным (равным Umi — | Uc01), а затем, по мере
зарядки емкости Ср, падает (рис. 2.42, г). Если гс < 7?с, то изменение
потенциала сетки описывается выражением
___t_
«С " (I7ynl "4“ Сс о) ® »
где т' = Ср (ге + 7?0) и время: . t отсчитывается от момента 1\. К концу
действия входного импульса напряжение ис достигает величины Uc* =
_ <2
=(^mi + Uc о) е х'. Окончание импульса на входе схемы сопровождается рез-
ким падением сеточного напряжения на величину Urni, после чего следует
его восстановление по экспоненциальному закону до значения Uc 0:
t
Uc — исо + (Щ—Umi—Uco)e г,
$ 3J НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ 139
причем постоянная времени т = Ср (Вс + 7?0) > (полагаем, что 7?0 •< Rc)-
Одновременно напряжение на разделительном конденсаторе восстанавли-
вается до своей первоначальной величины Ес (рис. 2.42, в и г). Очевидно,
что вызванный действием импульса с большой амплитудой сдвиг рабочей
точки лампы в область больших отрицательных потенциалов сетки приводит
к тому, что следующие за этим импульсом сигналы могут подвергнуться
большим нелинейным искажениям. Более того, если амплитуда Uml и дли-
тельность t' — t2 — ti импульса достаточно велики, то после его оконча-
ния лампа на некоторое время может оказаться запертой. Поэтому действие
импульсов большой амплитуды может сопровождаться искажением или
полной потерей части информации, передаваемой через схему.
2. Преобразование спектров сигналов в нелинейных активных цепях.
Нелинейность характеристик активных элементов, затрудняющая неиска-
женное усиление сигналов, используется для преобразования спектров
последних по заданному закону и, в частности, для модуляции, преобразо-
вания частоты и детектирования. Возможность управлять уровнем выход-
ного сигнала изменением потенциалов двух или большего числа электродов
представляет существенные удобства для создания соответствующих устройств.
Все эти устройства, при многообразии их конкретных схем, основаны на
общих принципах получения и отбора комбинационных частот в последо-
вательности нелинейной и избирательной цепей (см. гл. I, § 5).
Анализ процессов в активных нелинейных цепях во многом сходен
с анализом процессов в нелинейных пассивных цепях. В частности, криво-
линейные рабочие участки характеристик лампы или транзистора можно
аппроксимировать полиномом. Имея в виду для определенности модуляцию
сигналов в электронноламповой схеме, запишем изменение анодного тока
лампы около его начального значения в виде
ia = -|- а2и? + а3ия + ...,
где at, а2 ... — коэффициенты, определяемые типом лампы и режимом
ее работы, а и — управляющее напряжение (см. § 1 настоящей главы).
Положим, что лампа находится под одновременным воздействием двух
сигналов — несущей частоты и' = Um0 cos соо£ и модулирующего сигна-
ла ut. Пусть один из них введен в сеточную, а второй в анодную цепь или
оба действуют в сеточной или анодной цепи. Тогда напряжение и можно
представить в виде и = piU + p2Ui, причем значения pi и р2 зависят от
того, в какой цепи действует каждый сигнал. Будем считать, что эти сигналы
невелики, и поэтому в полиноме га = / (и) можно ограничиться членами
не выше квадратичного и представить его в виде
ia = Во + Bi cos <ooi + В2 cos 2<в0£.
Второе слагаемое, в котором
Bi = (ши™ (1 +p2Ui Y (2.46)
\ ai У
представляет собой ток несущей частоты <оо; амплитуда этого тока промоду-
лирована сигналом J7t. Представляя последний в виде гармонического ряда,
можно найти боковые частоты модуляции и определить границы полосы
частот, занимаемой промодулированным сигналом. Этот сигнал выделяется
из всего спектра анодного тока лампы с помощью избирательной цепи
с соответствующей полосой пропускания.
Так как глубина модуляции пропорциональна коэффициенту а2 при
квадратичном члене полинома га = f (и), то модуляция носит название
«квадратичной». Очевидно, что для эффективной модуляции необходимо
140
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ’,С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[гл. и
выбрать режим лампы, при котором нелинейность анодной характеристики
выражена сильно.
Наибольшее распространение получили две схемы ламповых модуля-
торов. В одной из них (схеме сеточной модуляции) оба сигнала подаются
на сетку лампы (например, через трансформаторы, рис. 2.43, а). Во второй
схеме (анодной модуляции) напряжение несущей частоты подается на сетку,
а модулирующий сигнал — на анод лампы (рис. 2.43, б). Одна из особенно-
стей первой схемы — малая мощность модулирующего сигнала, в особенно-
сти если режим работы лампы выбран так.
что сеточный ток при действии сигнала не
протекает. Применяя многосеточные лампы,
можно один из сигналов подать на управ-
ляющую, а второй — на экранную или пен-
тодную сетку. Так как в цепях этих сеток
протекает более или менее значительный ток
(особенно в цепи экранной сетки), то мощ-
ность, необходимая для управления лампой,
как и при анодной модуляции, сравнительно
велика.
Независимо от схемы модуляторного ка-
скада, квадратичная модуляция сопровож-
дается относительно малыми нелинейными
искажениями только при небольшой глуби-
не модуляции. Кроме того, система дальней-
шего усиления, преобразования и регистра-
ции сигналов загружается относительно мощ-
ной составляющей, не несущей информации.
В этом отношении более благоприятна так
называемая «линейная» модуляция сигналов,
осуществляемая при их большом уровне.
С увеличением уровня сигналов в поли-
номе, описывающем изменение анодного то-
ка лампы, следует учитывать члены все бо-
лее и более высоких степеней, с тем чтобы
передать форму анодной характеристики лам-
пы в достаточно широкой области изменения
переменных. Поэтому аналитическое рас-
смотрение процессов модуляции становится все более и более громоздким.
Вместе с тем при больших сигналах можно воспользоваться представлением
анодной характеристики лампы в виде ломаной линии. Сеточную модуляцию
при этом можно по-прежнему рассматривать как действие на сетке лампы
сигнала несущей частоты с одновременным относительно медленным изме-
нением сеточного смещения под действием модулирующего сигнала. Такое
изменение смещения сопровождается изменением той доли напряжения несу-
щей частоты, которая не управляет анодным током (рис. 2.44). Как видно
из рисунка, если в положительные полупериоды сигнала несущей частоты
рабочая точка остается в пределах прямолинейного участка идеализирован-
ной динамической анодной характеристики лампы, то изменение анодного
тока повторяет изменения величины управляющего напряжения и = и' +
в области его положительных значений. При линейной анодной модуляции
процессы в схеме отличаются лишь тем, что не сигнал несущей частоты сме-
щается относительно анодной характеристики лампы при действии модули-
рующего напряжения, а анодная характеристика путем изменения анодного
напряжения лампы смещается относительно сигнала несущей частоты
(рис. 2.44, б).
&
Рис. 2.43. Принципиальные схе-
мы сеточной (а) и анодной (б)
модуляции.
§ 3]
НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
141
В том и другом случаях включением фильтра в анодную цепь лампы
можно выделить сигнал несущей частоты с амплитудой, линейно промоду-
лированной сигналом щ. Из рассмотрения графиков, приведенных на
рис. 2.44, видно, что амплитуда модулирующего сигнала может быть доведена
до величины, близкой к амплитуде напряжения несущей частоты, т. е. можно
получить модуляцию, близкую к стопроцентной. Для перехода от квадра-
тичной к линейной модуляции нужно перейти от относительно малого к боль-
шому сигналу несущей частоты. Обычно
это не встречает трудностей, и поэтому
линейная модуляция широко исполь-
зуется в различных устройствах.
Детали практического осуществле-
ния схем и расчет модуляторных кас-
кадов приведены в курсах радиопере-
дающих устройств (см., например, [31].
Здесь мы отметим только, что в ряде
случаев бывает полезно исключить си-
гнал несущей частоты из выходного си-
гнала. Для этого применяются так на-
зываемые схемы балансной модуляции.
Одна из таких схем (схема сеточной
модуляции) приведена на рис. 2.45. Она
содержит две лампы, сетки которых при-
соединены к колебательному контуру,
настроенному на несущую частоту соо.
Второй контур, настроенный на такую
же частоту, индуктивно связан с анод-
ными цепями ламп, причем оба плеча
катушки связи £2 одинаковы. К отводу
от средней точки катушки Li присоедине-
ны вторичная обмотка трансформатора Т
и источник сеточного смещения Ес. При
такой схеме напряжение сигнала несу-
щей частоты на сетках ламп противо-
фазно, а напряжение модулирующего
сигнала синфазно. Если избирательность
анодной цепи лампы достаточно велика
для того, чтобы выделить только про-
модулированный сигнал несущей часто-
ты, и ее сопротивление в пределах нуж-
ной полосы пропускания можно счи-
Рис. 2.44. Графическое рассмотрение
сеточной (а) и анодной (б) модуляции.
тать постоянным, то токи, наводимые
в катушке контура L3 анодными токами обеих ламп, будут иметь вид:
i' — Im (1-f- bUi) cos coof и i" = Im (1— bU^ cosco0L Так как эти токи имеют
противоположные направления, то выходное напряжение пропорционально
их разности, т. е.
U2 — ImbUi COS <B0Z.
Представляя сигнал U± в виде гармонического ряда, найдем, что в спектре
выходного напряжения содержатся комбинационные компоненты соо -f- соп
и соо — соп, где ' соп — частоты составляющих спектра сигнала щ. Состав-
ляющая же несущей частоты отсутствует.
Модуляция сигналов может осуществляться и в транзисторных каска-
дах. Для этого транзистор, как и электронная лампа, выбором соответствую-
щих напряжений на его электродах должен быть поставлен в нелинейный
142
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕЦЦЕПИ^С АКТИВНЫМИ J.ЭЛЕМЕНТАМИ
ВГЛ.91»
режим. В частности, можно воспользоваться схемой с общим эмиттером,
подводя напряжение несущей частоты и модулирующий сигнал в цепь базы
и включая в коллекторную цепь избирательную цепь для выделения из всего
спектра выходного сигнала компонентов, соответствующих спектру про-
модулированного напряжения несущей частоты. Характеристика/к = f (U6B)
имеет участок с большой кривизной (гл. II, § 2), и при выборе начального
смещения на базе близким к ну-
лю относительно велик коэффи-
циент аг в полиноме гк = / (и),
где и — управляющее напряже-
ние. Поэтому в данном режиме
модуляция эффективна. Начи-
ная с напряжений порядка не-
скольких десятых вольта моду-
ляция из квадратичной перехо-
дит в линейную. По аналогии с
ламповой схемой анодной мо-
дуляции может- быть построена
транзисторная схема с подачей
одного сигнала на базу, а второ-
го на коллектор.
Электронные лампы с упра-
Рис. 2.45. Принципиальная схема балансного
модулятора.
вляющим электродом и транзи-
сторы широко используются для преобразования частоты сигналов. В част-
ности, для этой цели можно подавать модулированный сигнал Uj с
несущей частотой <о0 и гетеродинирующее напряжение ит с частотой <о* на
управляющую сетку лампы. Такая схема аналогична схеме сеточного мо-
дулятора (рис. 2.46, а). В ней имеется большая связь источника сигналов »
Рис. 2.46. Схемы односеточных (а и б) и двухсеточного (в) смесителей.
Во всех схемах контур в анодной цепи лампы настроен на промежуточную частоту.
гетеродина, что приводит к паразитным явлениям. Паразитная связь значи-
тельно меньше в так называемой схеме катодного смесителя (рис. 2.46, б).
В этой схеме источник сигналов и гетеродин связаны через межэлек-
тродную емкость Сск лампы.'Еще меньшая связь получается при подаче
сигналов на две сетки, управляющие анодным током лампы и в то же время
разделенные экраном. В качестве таких сеток могут быть использованы упра-
вляющая и антидинатронная сетки в обычном пентоде. Более эффективны
специальные «преобразовательные» лампы с двумя управляющими сетками.
К их числу относятся пентагриды (гептоды) — пентоды с дополнительной
s з]
НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
143
управляющей сеткой, отделенной экранирующей сеткой от остальных элек-
тродов. На первую управляющую сетку подается модулированный сигнал
с частотой соо, а на вторую — напряжение гетеродина (рис. 2.46, в). Если это
почему-либо необходимо, порядок включения может быть изменен, так как
сетки в известной мере взаимозаменяемы. В частности, сигнал подается на
вторую сетку, если гетеродин собран на самой смесительной лампе (в этом
случае ее называют «преобразовательной» лампой). Для удобства построения
гетеродина и уменьшения его связи с сигнальной цепью в некоторых преобра-
зовательных лампах введены еще дополнительные сетки.
Смесительные и преобразовательные лампы отличаются большой эффек-
тивностью преобразования сигналов и малой связью сигнальной цепи и гете-
родина. Однако триодные смесители обладают по сравнению с лампами отно-
сительно малым уровнем собственного шума и оказываются более эффектив-
ными в области сверхвысоких частот. Поэтому выбор той или иной лампы
и схемы преобразовательного каскада определяется условиями использова-
ния и требованиями к усилительному устройству.
Как правило, напряжение гетеродина превышает на один или несколько
порядков напряжение сигнала, а уровень последнего таков, что в пределах
вызываемого им изменения потенциала сетки характеристику лампы можно
считать линейной. В этих условиях преобразователь представляет собой не
нелинейное, а параметрическое устройство — напряжение гетеродина изме-
няет крутизну лампы и коэффициент передачи каскада оказывается различ-
ным при разных мгновенных значениях напряжения сигнала.
Положим, что под действием гетеродинирующего напряжения и* =
= Um cos a*t крутизна лампы линейно изменяется в некоторых пределах
около своего начального значения 8 0: « = S 0 + 8 т cos со* t = 8 0 + KnU*n cos со * t.
Если при этом на входе действует сигнал и = Um0 (1 + b щ) cos Mot, то изме-
нение анодного тока лампы описывается выражением
ia = su = S0Um0 (14- feuj) cos eV + у Uт0 (1 + Ъи^ KJJ’fn cos (соо—<о*) +
+ у U™o (1 + ЪЩ) КпиЪ cos (о)0 + со*). (2.47)
Выделяя с помощью избирательной цепи (резонансный контур в анодной
цепи лампы, рис. 2.46) группу составляющих спектра, расположенных в рай-
оне частоты юпр = «о — <°о’ получим, что при сохранении закона модуля-
ции несущая частота изменилась на величину «в*.
Из рассмотрения написанного выражения видно, что величина
8n = |Ant^ (2.48)
имеет смысл крутизны характеристики лампы, связывающей изменение анод-
ного тока лампы в полосе промежуточной частоты с сигналом несущей часто-
ты, который действует в присутствии напряжения гетеродина. Она носит
название крутизны преобразования лампы. Ее численное значение опреде-
ляется напряжением гетеродина (амплитуду которого обычно выбирают
порядка нескольких вольт или больше) и свойствами самой лампы — коэф-
фициентом Кп. Этот коэффициент — производная крутизны характеристики
например, для пентагридов — по напряже-
= ) • В справочниках обычно приво-
лампы по напряжению гетеродина
v 8S
нию на третьей сетке — Ап = •
ди з
дится либо крутизна преобразования, либо значение коэффициента Кп для
лампы, либо, наконец, графики, позволяющие оценить пределы изменения
крутизны лампы при том или ином гетеродинирующем напряжении.
144
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
Входное сопротивление преобразователя частоты совпадает с входным
сопротивлением каскада с общим катодом, построенного на такой же лампе
и имеющего сопротивление анодной нагрузки /?а « 0 (поскольку сопроти-
вление анодной цепи для сигнала несущей частоты соо мало). В ряде случаев
следует считаться со связью гетеродинной и сигнальной цепей (например,
через межэлектродную емкость лампы), которая может привести к пара-
зитным эффектам вследствие проникновения относительно большого гетеро-
динирующего напряжения во входную цепь.
Подчеркнем, что рассмотренный случай преобразования частоты соот-
ветствует линейному приближению. В общем случае связь крутизны лампы
и гетеродинирующего напряжения следует считать нелинейной. Это приводит
к появлению нелинейных искажений сигналов при преобразовании несу-
щей частоты. Уровень искажений возрастает с увеличением гетеродинирую-
щего напряжения, и поэтому амплитуда последнего не должна превосходить
известные пределы, которые могут быть установлены либо при наличии де-
тальных семейств характеристик преобразовательных ламп, либо непосред-
ственными наблюдениями нелинейных искажений в собранном каскаде.
Принцип построения смесителей на транзисторах аналогичен принципу
построения таких каскадов на вакуумных триодах. В качестве смесительных,
вообще говоря, могут быть использованы каскады с любым общим элект-
родом, но наиболее удобны схемы с общим эмиттером и общей базой, разли-
чающиеся в основном входным сопротивлением. При этом и сигнал и гетеро-
динирующее напряжение (ток) соответственно подаются либо на базу, либо
на эмиттер. Для эффективной работы смесителя должен быть подобран
такой режим и такой уровень гетеродинирующего сигнала, при которых
коэффициент передачи транзисторного каскада изменяется в достаточно
широких пределах. Метод подбора такого режима и элементы расчета сме-
сительных транзисторных каскадов приведены в литературе [32].
Частным случаем преобразования частоты, соответствующим af = <в0,
является синхронное детектирование сигналов. Поэтому любая схема сме-
сителя может быть использована для синхронного детектирования. В каче-
стве гетеродинирующего (в синхронных детекторах —«опорного») напряже-
ния в низкочастотных схемах часто применяют импульсы прямоугольной
формы. В результате к нулевой промежуточной частоте преобразуются не
только несущая частота <в0 = со*, но и ее нечетные гармоники. Синхронное
детектирование, как и детектирование сигналов с применением нелинейных
элементов, рассматривается ниже (гл. VI, § 1).
3. Работа электронных ламп в ключевом режиме. В ряде устройств
активные элементы работают в ключевом режиме, т. е. в режиме резких
изменений токов и напряжений в цепях их электродов, происходящих под
действием управляющего напряжения. В частности, в результате резких
изменений потенциала сетки лампа может переходить из запертого в откры-
тое состояние или обратно. Вследствие этого, во-первых, изменяется режим
анодной цепи лампы: пока лампа заперта, ее сопротивление для тока в анод-
ной цепи бесконечно велико, когда же лампа открывается, оно приобретает
конечное значение. Соответственно изменяются величина анодного тока лам-
пы и напряжение на ее аноде. Во-вторых, если кроме управляющего напря-
жения на входе лампового каскада действует второй сигнал, то резкое изме-
нение состояния лампы сопровождается столь же резким изменением коэффи-
циента передачи каскада для этого сигнала. Таким образом, схема с лампой,
работающей в ключевом режиме, представляет собой параметрическую цепь.
Переход лампы из запертого состояния в открытое при изменении потен-
циала ее сетки от ис < £73ап до ис = Uc0 соответствует переходу
рабочей точки на семействе анодных характеристик из положения Ах в поло-
жение А 2 (рис. 2.47). В эквивалентной схеме анодной цепи запирание и отпи-
§ 3]
НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
145
рание лампы можно представить замыканием и размыканием ключа П
(рис. 2.48). Введение в эквивалентную схему триода постоянного напряже-
ния Ua ’ позволяет отметить изменение анодного напряжения и тока, сопро-
вождающее замыкание и размыкание ключа (т. е. отпирание и запирание
лампы), безотносительно к действию сигнала ис (рис. 2.48, а). При линейной
Рис. 2.47. Положения рабочих точек закрытой G4j) и открытой
(А2) лампы, работающей в ключевом режиме.
а — триод, б — пентод.
Рис. 2.48. Эквивалентные схемы ра-
ботающих в ключевом режиме три-
ода (а) и пентода (б и в).
аппроксимации характеристик лампы величина этого напряжения определяет-
ся очевидным соотношением = U^— pt7c0, где — напряжение, кото-
рое соответствует пересечению с осью абсцисс идеализированной анодной
характеристики лампы, отвечающей ис = 0 (см. рис. 2.47, а). При рассмо-
трении процессов в схеме, связанных с действием переменного напряжения
ис, источник напряжения Ua\ так же как
и источник питания анодной цепи лампы
Еа, следует считать короткозамкнутым.
Пентод в ключевой схеме удобно за-
менять параллельным соединением гене-
ратора тока — Suc и сопротивления Rt,
включенными последовательно с ключом П
(рис. 2.48, б). Для того чтобы отметить по-
явление анодного тока лампы при ее отпи-
рании даже при отсутствии сигнала, в эк-
вивалентную схему введен генератор по-
стоянного тока /а0. Здесь предполагается,
что рабочая точка открытого пентода рас-
полагается в области пологих участков его
анодных характеристик (точка А 2 на рис.
2.47, б). Если же параметры схемы таковы,
что при отпирании пентода рабочая точка
попадает на крутой участок его идеали-
зированных характеристик (точка Л3), то
эквивалентная схема лампы, работающей
в параметрическом режиме, представляется
ключа П и сопротивления (рис. 2.48, в), величина которого определяется на-
клоном прямой Ор (рис. 2.47, б).
Лийейная аппроксимация характеристик во многих случаях упрощает
рассмотрение ключевых каскадов, не внося при этом погрешностей, недопу-
стимых для практического использования схем. В частности, при такой ап-
проксимации нестационарные процессы в параметрических схемах описы-
10 а. м. Бонч-Бруевич
последовательным соединением
146
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
ваются линейными уравнениями с коэффициентами, изменяющими свои зна-
чения только в моменты перехода лампы из запертого в открытое состояние
и обратно. Так, например, если анодная нагрузка лампы состоит из сопроти-
вления На и емкости С (рис. 2.49, а), то эквивалентные схемы анодной цепи
запертой и открытой ламп име-
ют вид, представленный на рис.
2.49, б и в. Пользуясь методами
анализа, изложенными в гл. I,
найдем, что при отпирании лам-
пы выходное напряжение сле-
дует зависимости
Е — Um —-
"а I "г
Рис. 2.49. Простая схема с сопротивлением и
емкостью в анодной цепи (а) и ее эквивалент-
ные схемы при запертой (б) и открытой (в)
лампе.
а при запирании лампы —
Р __ГГ(О> ---
u2 = Ea--£--^~Rae \
"ат
где т = , * С и т — RaC. Следовательно, выходное напряжение изме-
«ат«1
,, EaRi + V^Ra
няется в пределах от Е а до —-, нарастая с постоянной времени т и
“а “г
спадая с постоянной времени г'.
Управление лампой в ключевой схеме возможно не только путем изме-
нения потенциала ее управляющей сетки, но также изменением потенциала
катода, экранной или пентодной сеток. В справочниках обычно приводятся
Рис. 2.50. Два семейства анодных характеристик смесительной лампы
6А10С:
а — при исз= const и б—при Ucj = const.
семейства характеристик лампы при фиксированных потенциалах экранной
и пентодной сеток. Поэтому, если эти сетки используются для управления
анодным током, то предварительно следует снять соответствующие характе-
ристики лампы или подобрать.нужный режим ее работы прямо в собранном
ключевом каскаде.
В ключевых схемах могут применяться смесительные лампы в двумя
управляющими сетками. На рис. 2.50 приведены два семейства анодных харак-
теристик лампы 6А10С. Из их рассмотрения видно, что если потенциал пер-
вой управляющей сетки не превышает нуля, лампа может быть заперта
§ 3]
НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
147
напряжением порядка — 15 в на второй управляющей сетке. Если же
Uсз=0, то анодные характеристики лампы имеют вид характеристик обычно-
го пентода с крутизной около 1,8 ма/в и внутренним сопротивлением порядка
0,5 Мом. На этой лампе можно построить, например, селекторный (контроль-
ный) каскад (см. гл. VI, § 2, п. 5), подавая на первую сетку сигнал от датчи-
ка и управляя его прохождением путем изменения потенциала третьей сетки.
При работе лампы в ключевом режиме зачастую приходится сталкивать-
ся с протеканием тока в цепи электрода, на который подается управляющий
(селекторный) сигнал. Как уже говорилось выше, если допустима линейная
аппроксимация характеристики сеточного тока, то промежуток сетка —
катод лампы может быть заменен сопротивлением гс (порядка килоома).
Рис. 2.51. Семейство коллекторных ха-
рактеристик транзистора, работающего в
схеме с общим эмиттером, и его эквива-
лентные схемы, соответствующие трем по-
ложениям рабочей точки.
Совершенно аналогично сопротив-
ление промежутка катод — экран-
ная сетка лампы при потенциале сет-
ки, близком к нормальному, может
быть заменен сопротивлением гэ (по-
рядка десятков килоом).
Протекание тока в цепи управ-
ляющего электрода должно учиты-
ваться как нагрузка источника им-
пульсов, присоединенного к этому
электроду. Кроме того, следует счи-
таться с тем, что при наличии в цепи
разделительного конденсатора появ-
ление тока вызывает его зарядку и
смещение рабочей точки (см. п. 1
настоящего параграфа). Это может
нарушить нормальную работу кас-
када.
4. Работа транзисторов в ключе-
вом режиме. В ключевом режиме мо-
гут работать транзисторы, включен-
ные по схеме с общим эмиттером,
базой или коллектором. Здесь мы будем иметь в виду только схему с за-
земленным эмиттером.
На рис. 2.51 приведено семейство коллекторных характеристик р — п —
р-транзистора в схеме с общим эмиттером, нанесена нагрузочная прямая
и отмечены три рабочие точки: А2 и А3. Подобно электронной лампе тран-
зистор «заперт», если из эмиттера в базовую область не вводятся носители
тока (точка Ai). Для этого к переходу эмиттер — база.должно быть приложено
напряжение в запорном направлении (77бэ>0 У транзисторов р— п — р-
типа и С7б8<;0 у п — р — n-транзйсторов). При этом коллекторный ток не
равен нулю (в отличие от анодного тока запертой лампы), а имеет конечную
величину, значение которой зависит от типа транзистора и у маломощных
транзисторов лежит в области единиц микроампер.
Изменение напряжения между базой и эмиттером запертого транзистора
сопровождается изменением его коллекторного тока в небольших пределах
от (неуправляемый ток) до значения соответствующего току эмитте-
ра /8 = 0. Пренебрегая этим изменением, считают, что /кзап~Д“’~Ди
la зап= 0. Тогда переход эмиттер — база закрытого транзистора эквивалентен
разрыву. В этих условиях коллекторный ток целиком протекает в цепи базы,
т. е. интервал база — коллектор закрытого транзистора может быть заменен
генератором тока (/J) (рис. 2.51). Независимость величины этого тока
от напряжения на базе, пока транзистор заперт, соответствует нулевому
коэффициенту передачи схемы.
10*
148
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
Изменение входного напряжения до такого уровня, при котором через
переход эмиттер — база начинает протекать ток в пропускном направлении,
приводит к отпиранию транзистора. Для этого в р — п — р-транзисторе
напряжение Uq3 должно приблизиться к нулю со стороны положительных
значений, а в п — р — п-транзисторе — со стороны отрицательных значений.
Абсолютные значения напряжений отпирания малы, и поэтому во многих
случаях приближенно считают, что транзистор отпирается при » 0. Так
же как в электронной лампе, при отпирании транзистора выходной (кол-
лекторный) ток становится относительно большим, и если рабочая точка
располагается в области пологих участков коллекторных характеристик
(точка А 2 на рис. 2.51), коэффициент передачи приобретает конечное значе-
ние. Величину коллекторного тока ZK о, устанавливающегося при отпирании
транзистора, можно найти как координату точки пересечения нагрузочной
прямой со статической коллекторной характеристикой, соответствующей
току /б(напряжению 77бэ) открывшегося транзистора. В пределах линейного
участка характеристики передачи величину 1К 0 можно также найти, поль-
зуясь выражением (2.28).
Для постоянного коллекторного тока открытый транзистор эквивалентен
сопротивлению, величина которого определяется наклоном прямой ОА2
(рис. 2.51). Интервал база — змиттер также может быть заменен постоянным
сопротивлением, величина которого определяется из входной характеристики.
Используя транзисторы в ключевом режиме со скачкообразным перехо-
дом из неуправляемого (запертого) состояния в управляемое состояние, мож-
но построить ряд устройств, подобных соответствующим ключевым злектрон-
ноламповым схемам (см. гл. VI, § 2).
Само собой разумеется, что замена ламп транзисторами в ключевом кас-
каде сопровождается существенными изменениями его характеристик. В част-
ности, такие схемы имеют малое (по сравнению с электронноламповыми)
входное сопротивление. Существенно, что при отпирании транзистора во
входной цепи каскада обязательно протекает ток, в то время как отпирание
электронной лампы вовсе не обязательно сопровождается появлением сеточ-
ного тока. Протекание же тока во входной цепи, содержащей разделитель-
ную емкость, как уже говорилось выше, может сместить начальное положе-
ние рабочей точки.
В некоторых ключевых схемах, отпирая транзистор, переводят его
в режим насыщения, т. е. в режим, при котором коллекторный ток не упра-
вляется вовсе или управляется очень слабо напряжением (током) базы (точ-
ка А з на рис. 2.51). Этот режим соответствует открытым змиттерному и кол-
лекторному переходам, когда нарушается линейная связь между токами /к
и /б (выражение (2.28)). Именно в режиме насыщения
(2.49)
чем больше это неравенство, тем дальше транзистор от границы области
насыщения. Заметим, что при включении транзистора по схеме с общей базой
для перехода к режиму насыщения нужно изменить полярность напряжения,
прикладываемого извне к коллектору; в схеме с общим эмиттером достаточ-
но, чтобы коллекторное напряжение, отсчитанное от эмиттера, было меньше
напряжения на базе (см. рис. 2.25 и 2.27). Поскольку напряжения на коллек-
торе и базе транзистора, находящегося в состоянии насыщения, весьма малы
(порядка десятых долей вольта), сопротивление между эмиттером и базой
и базой и коллектором можно считать практически нулевым (рис. 2.51).
Ключевые схемы, в которых открытый транзистор переходит в режим
насыщения, очевидно, не предназначены для передачи сигналов с сохранени-
ем их формы. Эти режимы встречаются в релаксационных генераторах и реле
§ 3] НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ 149
(см. гл. V) и в некоторых специальных схемах, где транзистор играет роль
сопротивления, скачкообразно изменяющего свою величину под действием
сигнала, или, что то же самое, элемента, позволяющего скачком изменять
ток, протекающий через тот или иной прибор. При этом, так как сопротивле-
ние транзистора в режиме насыщения крайне мало (порядка десятых или со-
тых долей ома), рассеиваемая в нем мощность не превосходит допустимой
величины даже при весьма больших токах (порядка десятков ампер в мощ-
ных транзисторах). В результате, работая в режиме перехода из запертого
состояния к открытому коллекторному переходу, транзистор может упра-
влять большими токами и мощностью в нагрузке, на несколько порядков
превосходящими допустимую мощность рассеяния на коллекторе, даже если
сопротивление нагрузки не превосходит десятков ом.
Различия ламповой и транзисторной ключевых схем, в которых лампа
или транзистор отпираются управляющим сигналом, не сводятся только к раз-
личиям в абсолютных значениях сопротивлений закрытого и открытого эле-
ментов или различиям во входных сопротивлениях каскадов. Существенные
различия между ламповыми и транзисторными каскадами связаны с относи-
тельно большим временем движения зарядов в базовой области транзистора
(см. § 2 настоящей главы). В результате этого наблюдается заметное запазды-
вание изменения сопротивления коллекторного перехода транзистора отно-
сительно отпирающего сигнала в цепи базы. Это запаздывание для низкоча-
стотных транзисторов может достигать десятков микросекунд. Время такого
же порядка необходимо для рассасывания избыточных носителей тока в базо-
вой области после того, как управляющий сигнал в цепи базы прекратил
свое действие. Такая инерционность транзисторов ограничивает быстродей-
ствие построенных на них ключевых схем и может привести к паразитным
явлениям [33].
Еще одно различие между ламповыми и транзисторными схемами про-
является в том случае, если в процессе работы каскада анодное напряжение
(лампы) или напряжение на коллекторе (транзистора) изменяет свою поляр-
ность. В приведенных выше схемах это не может иметь места, но такой слу-
чай возможен в некоторых схемах, которые будут рассматриваться ниже.
При этом ток в анодной цепи лампы равен нулю, а в коллекторной цепи тран-
зистора, к переходу база — коллектор которого напряжение оказывается при-
ложенным в пропускном направлении, протекает относительно большой ток
обратного (по сравнению с обычным) направления.
5. Газоразрядные приборы в ключевых схемах. В ключевых схемах
широко используются газоразрядные приборы, содержащие кроме основной
пары электродов, между которыми может протекать разряд, дополнитель-
ное устройство, позволяющее управлять этим разрядом. Такое управление
может быть осуществлено с помощью зажигателя (стартера), управляющей
сетки, помещенной в газоразрядный промежуток, магнитным полем, изме-
няющим траектории движущихся в разрядном промежутке заряженных
частиц (в первую очередь электронов), и, наконец, сильным электрическим
полем, создаваемым в разрядном промежутке с помощью специальных элек-
тродов, расположенных вне его. Практически наибольший интерес предста-
вляют два первых метода управления разрядом, которые применяются в при-
борах как с холодным, так и с горячим катодом.
Газоразрядные приборы с накаленным катодом и управляющей сеткой —
тиратроны — перво'начально были разработаны для постройки выпрямителей,
в которых величиной выпрямленного тока можно легко управлять, изме-
няя потенциал сетки лампы. Почти сразу же они стали использоваться в схе-
мах реле и нашли широкое применение в самых разнообразных устройствах.
Пока разряда в тиратроне нет, его сетка, подобно сетке вакуумной элек-
тронной лампы, действует на электроны, эмиттированные катодом, тормозя
150
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
или ускоряя их. Если она имеет значительный отрицательный потенциал,
то даже при высоком анодном напряжении электроны, покинувшие катод,
не проникают в область между сеткой и анодом, где они могут ускоряться,
и зажигание тиратрона не наступает. Вследствие того, что сетка не предста-
вляет собой сплошной перегородки в лампе, поле, создаваемое анодом, час-
тично проникает в область между сеткой и катодом. Поэтому, увеличивая
анодное напряжение, можно вывести некоторое количество электронов за
Рис. 2.52. Пусковая характеристика тиратрона (а)
и графики Ia — f (Uc), иллюстрирующие потерю
сеткой управляющего действия после зажигания в
лампе разряда (б).
пределы, ограниченные сеткой, и зажечь лампу. Требующееся для зтого
напряжение тем больше, чем выше по абсолютной величине отрицательный
потенциал сетки.
Зависимость напряжения на аноде, при котором в лампе вспыхивает
разряд, от потенциала сетки носит название характеристики зажигания или
пусковой характеристики тиратрона.
Характеристика зажигания (пусковая характеристика) тиратрона имеет
вид, подобный кривой, приведенной на рис. 2.52, а, и в зависимости от кон-
струкции тиратрона может располагаться в области как положительных, так
и отрицательных потенциалов сетки.
В справочниках обычно приводятся статические характеристики зажига-
ния, т. е. характеристики, полученные при постоянных или медленно меняю-
щихся напряжениях на электродах тиратрона. Для импульсных напряжений
характеристика зажигания может значительно отличаться от статической.
Пусковая характеристика делит плоскость Ua, Uc на две области
(рис. 2.52): область I соответствует таким значениям Ua и Uc, при которых
в лампе не возникает разряд, а область II — таким значениям потенциалов
электродов, при которых разряд в тиратроне зажигается. Вместе с тем, если
разряд зажегся, то он сохраняется и при переходе рабочей точки в область/
при условии, что анодное напряжение не падает ниже некоторой крити-
ческой величины.
Причина этого заключается в том, что при вспышке тиратрона его анод-
ный ток сразу приобретает брдыпую величину, а сетка теряет управляющее
действие — изменение ее потенциала не влечет за собой изменение величины
анодного тока лампы (рис. 2.52, б). Потеря управляющего действия связана
с образованием в непосредственной близости от сетки ионной оболочки, кото-
рая ее полностью экранирует. Вне этой оболочки поле оказывается практи-
чески таким же, как в отсутствие сетки. Разумеется, если отверстия в сетке
§ 3]
НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ
151
невелики, а ее отрицательный потенциал выбран столь значительным, что
ионные слои, образующиеся около поверхности сетки, полностью перекры-
вают эти отверстия, то разряд в лампе прекращается. Для этого нужен боль-
шой отрицательный потенциал сетки, и гашение разряда изменением ее потен-
циала возможно лишь в тиратронах специальной конструкции. Обычно же,
для того чтобы погасить тиратрон, необходимо снять напряжение с его ано-
да (или понизить величину напряжения Ua до нескольких вольт):
Потеря сеткой тиратрона управляющего действия после вспышки в лам-
пе разряда существенно отличает работу тиратрона от работы вакуумного
триода, в котором изменение анодного тока следует за изменениями потен-
циала сетки. Тиратроны непригодны для постройки усилителей, которые
должны давать на выходе неискажен-
ное по форме воспроизведение сигна-
ла, действующего на входе. Вместе с
тем они дают возможность строить
схемы, резко изменяющие свое элек-
трическое состояние, если сигнал,
независимо от его формы, достиг опре-
деленной величины. Такие парамет-
рические (релейные) схемы широко
применяются во многих устройствах.
Благодаря большой величине анод-
ного тока тиратроны после вспышки
в них разряда (даже маломочные
Рис. 2.53. Схема, в которой гашение раз-
ряда в тиратроне происходит благодаря
разрядке емкости в анодной цепи лампы.
тиратроны позволяют получать в им-
пульсе ток порядка многих сотен
миллиампер или нескольких ампер)
позволяют приводить в действие
устройства, требующие для своей работы большой мощности, или полу-
чить значительные импульсы напряжения на относительно малых сопроти-
влениях.
Для гашения разряда в тиратроне нужно отключить источник питания
анодной цепи или резко снизить величину анодного напряжения. Послед-
нее, в частности, может быть сделано автоматически при включении тиратро-
на параллельно конденсатору, который заряжается от источника напряже-
ния. Этот принцип иллюстрирует схема, приведенная на рис. 2.53.
Величина сопротивления Ra выбирается таким образом, что при разом-
кнутом рубильнике П в тиратроне разряд не возникает, хотя напряжение
Еа достаточно велико. Возможность такого состояния схемы связана с тем,
что для протекания самостоятельного разряда в тиратроне (как во всяком
газоразрядном приборе) его анодный ток и анодное напряжение должны
превосходить некоторые минимальные значения /ап1т и ^amin- Поэтому,
если падение напряжения /аппп^а столь велико, что анодное напряжение
оказывается меньше Ua min, т. е.
-Ra>
Ед'— Ua mln
mm
(2.50)
то самостоятельный разряд оказывается невозможным (для маломощных
тиратронов это значение Ra порядка одного или нескольких мегом).
При замыкании рубильника П анодное напряжение тиратрона падает
до нуля, а затем, по мере возрастания напряжения на обкладках конден-
сатора С, нарастает по экспоненциальному закону с постоянной времени
т = RaC. Когда это напряжение достигает величины, достаточной для зажига-
ния разряда в лампе (оно, разумеется, зависит от напряжения на сетке и,
например, при Uc = U'c (см. рис. 2.52, а) имеет значение Ua = Ua, причем
152
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
ИГЛ. II
Рис. 2.54. Простая клю-
чевая схема на тира-
троне.
полагаем, что U'a < Еа), то в тиратроне вспыхивает разряд и конденсатор С
начинает разряжаться через относительно низкоомную цепь (сопротивле-
ние горящего тиратрона равно нескольким десяткам ом, а величина 7?к
выбирается на несколько порядков меныпей На). Когда быстро уменьшающе-
еся анодное напряжение оказывается ниже необходимого для самостоятель-
ного разряда в тиратроне, он гаснет. После этого цикл зарядки и разрядки
конденсатора со вспышкой тиратрона повторяется. Приведенный автоном-
ный (не требующий внешнего управления) режим работы схемы отвечает
релаксационному генератору (см. гл. V, § 2).
Тиратронные схемы часто используются как ключевые каскады, упра-
вляющие током в обмотках реле, в электромеханических счетчиках импуль-
сов или других нагрузках. Нагрузка включается в
цепь протекания разрядного тока тиратрона (т. е.
вместо сопротивления или последовательно с емко-
стью С), а напряжение Ес выбирается таким, что раз-
ряд в лампе не вспыхивает, даже если напряжение
на конденсаторе достигает величины Еа. Этот раз-
ряд стимулируется действием на сетке (точки 1 и 2
на рис. 2.54) импульсов напряжения положительной
полярности, амплитуда которых удовлетворяет
условию
Um> |£с|-|t/c3|, (2.51)
где UC3 — напряжение на сетке, необходимое для
зажигания тиратрона при Ua = Еа. Протекающие
после этого процессы подобны рассмотренным выше, с
той лишь разницей, что после прекращения разряда в лампе конденсатор С,
зарядившись до напряжения Еа, сохраняет это напряжение до действия на
входе схемы следующего стартового сигнала.
При практическом использовании тиратронов в ключевых схемах сле-
дует иметь в виду как уже отмеченные особенности их работы (потеря упра-
вляющего действия сеткой после вспышки разряда, необходимость для гаше-
ния разряда резко снижать анодное напряжение), так и особенности,
связанные с инерционностью ионных процессов в лампе. Разряд в газонапол-
ненной лампе развивается не сразу, а по прошествии некоторого времени.
Это время слагается из статистического запаздывания, связанного с необхо-
димостью проникновения в промежуток сетка — анод достаточно большого
числа электронов, которые в дальнейшем ускоряются электрическим полем,
и из времени развития собственно разряда. Если управляющее напряжение
лишь немного превосходит статическое напряжение зажигания, то время
зажигания в тиратронах, наполненных инертными газами, может достигать
нескольких микросекунд. С возрастанием амплитуды стартовых импульсов
оно уменьшается и доходит до нескольких десятых микросекунды. В связи
с этим длительность стартовых импульсов не может быть слишком малой -—
кратковременные импульсы, даже значительно превышающие величину,
определяемую из условия (2.51), могут не вызвать зажигания тиратрона.
Иначе говоря, вид характеристики зажигания тиратрона зависит от длитель-
ности стартовых сигналов.
Далее, после прекращения самостоятельного разряда требуется опре-
деленное время для удаления ионов из объема лампы (время деионизации).
У тиратронов с наполнением инертными газами это время порядка 10~3—
10~4 сек, у водородных тиратронов несколько меньше. Только после оконча-
ния процесса деионизации сетка тиратрона полностью восстанавливает свое
управляющее действие. Если анодное напряжение лампы понижено на вре-
мя, недостаточное для деионизации тиратрона, а затем приложено вновь.
§ 3] НЕЛИНЕЙНЫЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ 153-
разряд вспыхнет опять при большом отрицательном потенциале сетки. По-
этому, например, в схеме, приведенной на рис. 2.53, постоянная времени
т = R&C должна быть выбрана достаточно большой для того, чтобы скорость
нарастания анодного напряжения не превосходила некоторой величины,
допустимой для данного типа тиратронов.
Соответственно оказывается ограниченной возможная максимальная
частота чередования стартовых сигналов. Для тиратронов с наполнением
инертными газами эта частота имеет величину порядка десяти килогерц,
а при некоторых применениях тиратронов в физических измерительных
устройствах снижается до нескольких килогерц или даже сотен герц. С дру-
гой стороны, в схемах, построенных на специальных импульсных водород-
ных тиратронах, частота чередования стартовых импульсов может доходить
до многих десятков килогерц [34].
Далее следует иметь в виду, что сеточный ток тиратрона значительно
превышает сеточный ток вакуумного триода. Особенно велик он у импульс-
ных тиратронов, у которых характеристика зажигания расположена в обла-
сти положительных потенциалов сетки, а разряд сначала вспыхивает между
катодом и сеткой, а затем перебрасывается на промежуток катод — анод
лампы. Несколько снизить сеточный ток удается выбором соответствующей
конструкции и расположения сетки, а также введением дополнительной
экранной сетки, охватывающей управляющую. Еще одно преимущество экра-
нированных тиратронов заключается в том, что, изменяя напряжение на
экранной сетке, можно перемещать пусковую характеристику лампы и та-
ким путем изменять напряжение на управляющей сетке, необходимое для
вспышки разряда при заданной величине Е.л и, в частности, переходить
к малым амплитудам пусковых импульсов.
Хотя в современных тиратронах, рассчитанных на их применение в клю-
чевых и импульсных схемах, приняты меры для снижения величины сеточно-
го тока, тем не менее управление зажиганием тиратрона требует затраты
сравнительно большой мощности в цепи сетки. Кроме того, если в ключевой
схеме требуется четкое отпирание тиратрона в определенные моменты времени,
то стартовые импульсы должны иметь большую амплитуду и большую кру-
тизну фронтов. Вообще надежность и четкость работы ключевых тиратрон-
ных схем существенно зависит от выбора параметров сеточной цепи и формы
и уровня стартовых сигналов. Поэтому если в работе схемы наблюдаются
ненормальности (недостаточно четкое зажигание тиратрона, пропуски отдель-
ных сигналов, запаздывание вспышек разряда и т. п.), то в первую очередь
следует обращать внимание на цепь стартовых сигналов.
Газоразрядные лампы с холодным катодом и управляющим электродом
(безнакальные тиратроны) долгое время не находили широкого применения
в технике физического эксперимента вследствие большого разброса парамет-
ров, нестабильности их работы и инерционности. К настоящему времени на
тиратронах с холодным катодом осуществлен ряд приборов, предназначен-
ных в первую очередь для использования в экспериментальной ядерной физи-
ке и вычислительной технике *).
Если не приняты специальные меры, то статистическое запаздывание
зажигания в безнакальных тиратронах при воздействии напряжения, лишь
немного превосходящего статическое напряжение зажигания, оказывается
крайне большим и может доходить до десятков секунд. Соответственно
сильно колеблется и время зажигания при переходе от одного стартового
импульса к другому. Как и в тиратронах с накаленным катодом, это время
*) Здесь имеются в виду счетчики импульсов, амплитудные анализаторы, радио-
метры, элементы вычислительных устройств и годоскопов и т. д. Многие из таких
приборов, созданных в СССР, разработаны Л. Н. Кораблевым [35]. Некоторые из них
будут описаны в следующих главах.
154
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
Игл. II
уменьшается с увеличением амплитуды стартовых сигналов. Однако даже
если их амплитуда настолько велика, что потенциал поджигающего электро-
да повышается на величину порядка сотни или сотен вольт, время зажига-
ния остается порядка микросекунды.
Существенно уменьшить статистическое время зажигания и стабилизи-
ровать потенциал зажигания разряда можно путем создания в объеме тира-
трона значительной начальной ионизации. Технически это удобнее всего
•сделать, присоединяя поджигающий электрод к источнику напряжения,
значительно большему потенциала зажигания, через высокоомное сопро-
тивление (порядка 10е—10® ом) [36]. Благодаря этому лампа работает в режи-
ме протекания между катодом и управляющим электродом тихого разряда,
который не может самопроизвольно перейти в тлеющий (для этого ток раз-
ряда должен быть ограничен величиной порядка 10~6—КН а). Порог чувстви-
тельности тиратрона в таком режиме работы определяется тем, насколько
Рис. 2.55. Ключевые схемы на тиратронах с холодным
катодом с гашением разряда путем разрядки емкости в
анодной цепи (а) и путем разрыва анодной цепи (б).
близко к току зажигания мощных стадий разряда можно установить началь-
ный ток без риска самопроизвольной вспышки разряда, а также длительно-
стью стартовых сигналов. Практически при длительности стартовых сигна-
лов порядка микросекунды их амплитуда должна быть порядка 10 в.
Схема такого управляющего каскада, собранная на безнакальном тира-
троне, приведена на рис. 2.55, а. При использовании, например, лампы МТХ-90
параметры схемы следующие: Rt — порядка 10—30 Мом, Ra — порядка
нескольких десятков или сотен килоом, напряжение Еа — порядка 100 в.
Величина емкости С варьируется в зависимости от мощности и длительности
импульсов, которые должны быть получены в нагрузке. Вместе с тем, так
как гашение разряда осуществляется снижением анодного напряжения при
разряде этой емкости, постоянная времени т = RaC не должна быть меньше
нескольких миллисекунд. Это ограничивает минимальное значение емко-
сти С при выбранном сопротивлении Ra, и ее величина выбирается порядка
0,1—10 мкф.
Минимальный интервал времени между двумя стартовыми импульсами
в приведенной схеме, как и в ключевой схеме, собранной на тиратроне с нака-
ленным катодом, ограничивается временем деионизации. Это время можно
уменьшить, если гасить разряд, не снижая анодного напряжения, а вводя
в анодную цепь столь большое сопротивление, что поддержание тлеющего
разряда становится невозможным. При этом анодный ток резко падает, напря-
жение на аноде возрастает и электрическое поле в лампе сравнительно быстро
§ 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
155
вытягивает ионы из разрядного объема. Работающая по этому принципу
ключевая управляющая схема приведена на рис. 2.55, б. При развитии раз-
ряда срабатывает реле Р и в анодную цепь последовательно с нагрузкой
ZH включается большое сопротивление 7?а (порядка нескольких мегом).
Таким образом, удается снизить время деионизации примерно на порядок,
но для того чтобы этот эффект можно было использовать, необходимо доста-
точно быстродействующее реле.
В некоторых практических схемах в цепь управления разрядом и в анод-
ную цепь тиратронов с холодным катодом включаются диоды или сложные
/?С-цепи. Это позволяет повысить четкость работы схем и реализовать
выигрыш в сокращении времени деионизации.
§ 4. ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
1. Стационарные коэффициенты передачи цепей с обратной связью.
Обратной связью называют передачу части энергии сигнала с выхода актив-
ной цепи (усилителя) на ее вход: от точек, к которым присоединена полезная.
Я-цель
Рис. 2.56. Общие схемы к рассмотрению усилителей
с обратной связью.
нагрузка, к точкам, к которым присоединен датчик. Для этого к активной це-
пи (7£-цепь, рис. 2.56, а) добавляют цепь обратной связи (0-цепь, рис. 2.56, б).
Большей частью эта .цепь содержит только пассивные элементы с симметрич-
ными вольтамперными характеристиками, и ее коэффициент передачи мень-
ше единицы *).
*) Само собой разумеется, что если обратная связь охватывает часть многокаскад-
ной схемы, то роль датчика играет предшествующий каскад, а нагрузки — вход сле-
дующего каскада.
156
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
Во входной цепи усилителя сигнал Ui, полученный от внешнего источ-
ника (датчика), суммируется с сигналом £7р, переданным через цепь обратной
связи, и поэтому на входе К-цепи действует сигнал Uif, отличный от tZj.
В зависимости от фазовых соотношений обоих компонентов их сложение
может привести как к возрастанию, так и снижению уровня сигнала на вхо-
де .ЙГ-цепи (имеется в виду гармонический сигнал или гармоническая соста-
вляющая сигнала со сложным спектром). Так как, с другой стороны, коэф-
фициент передачи самой /с-цепи остается неизменным, то добавление к ней
цепи обратной связи сопровождается либо возрастанием, либо убыванием
выходного сигнала при неизменной величине з. д. с. датчика. Формально
это соответствует увеличению или уменьшению коэффициента передачи
устройства. В первом случае обратную связь называют «положительной»,
Рис. 2.57. Блок-схемы усилителей с обратной связью.
а и б — последовательная, виг — параллельная на входе обратная
связь; айв — связь по напряжению, б и а — связь по току.
а во втором —«отрицательной». Кроме изменения коэффициента передачи,
введение обратной связи приводит к изменению входного и выходного сопро-
тивлений устройства.
Устройства с обратной связью удобно классифицировать по схеме соеди-
нения входа |3-цепи с нагрузкой ZH и по схеме соединения ее выхода с датчи-
ком сигналов. Вход P-цепи может быть включен как параллельно нагрузке
(рис. 2.57, а и в), так и последовательно с ней (рис. 2.57, биг). В первом слу-
чае сигнал, переданный через цепь обратной связи, пропорционален напря-
жению на нагрузке, а во втором — протекающему через нее току. Поэтому
соответственно различаются схемы обратной связи «по напряжению» и «по
току». Как будет выяснено ниже, добавление к активной цепи обратной свя-
зи по напряжению приводит к уменьшению выходного сопротивления, а доба-
вление обратной связи по току — к возрастанию его величины. Для того
чтобы включение цепи обратной связи мало изменяло нагрузку активной
цепи, входное сопротивление P-цепи (Z^) при обратной связи по напряже-
нию должно быть большим (Zpj > ZH), а при обратной связи по току —
малым по сравнению с ZH и выходным сопротивлением К-цепи (ZK2).
Выход P-цепи, который может быть представлен в виде генератора
с з. д. с. Umfio и внутренним сопротивлением Z₽2, равным выходному сопро-
тивлению р~цепи (см. рис. 2.56, б), также может быть соединен с датчиком
« 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
157
Рис. 2.58. Эквивалентные схемы
входа усилителя при последова-
тельной (а) и параллельной (б)
обратной связи.
сигналов либо последовательно (рис. 2.57, а и б), либо параллельно
(рис. 2. 57,в иг). Это соответствует двум схемам суммирования сигналов —
последовательной и параллельной, рассматриваемым в гл. VI, § 3. Выбор той
или иной схемы зависит от ряда обстоятельств, а некоторые характерные черты
каждой из них можно установить, пользуясь эквивалентными схемами вход-
ных устройств с обратной связью, изображенными на рис. 2.58. В частности,
из этих схем видно, что последовательную обратную связь рационально
применять, если сопротивление источника сигналов Но мало по сравнению
с входным сопротивлением A-цепи (ZK1), так как в противном случае напря-
жение обратной связи на входе этой цепи бу-
дет мало по сравнению с э. д. с. UmOf. Кро-
ме того, желательно, чтобы выходное сопро-
тивление 0-цепи было мало и выполнялось
неравенство Zp2 < ZK1. Иначе на этом со-
противлении будет падать значительная доля
з. д. с. датчика и уровень даваемого им си-
гнала на входе A-цепи сильно уменьшится
при введении цепи обратной связи.
Если Ro > ZKi, т. е. если датчик рабо-
тает в режиме генератора тока, то рациональ-
но применять параллельную обратную связь
(рис. 2.58, б). При этом желательно, чтобы
выполнялось условие Zp2 > ZK1, т. е- чтобы
цепь обратной связи мало шунтировала вход
A-цепи и ее введение не приводило к сни-
жению уровня сигнала, поступающего от
датчика.
Таким образом, выбор той или иной схе-
мы включения цепи обратной связи сущест-
венно зависит от соотношения между величинами сопротивлений Ао и ZK1.
В электронноламповых усилителях, работающих с относительно ниэкоомны-
ми датчиками, параллельная обратная связь применяется сравнительно
редко. Наоборот, в усилителях, предназначенных для работы с масс-спек-
трометрами, ионизационными камерами, стеклянным электродом и другими
высокоомными датчиками, чаще всего применяют параллельную обратную
связь. В транзисторных усилителях используют как одну, так и вторую
схему.
Найдем общее выражение для коэффициента передачи напряжения уси-
лителя с обратной связью. При этом мы будем обращаться к конкретной
схеме включения p-цепи, изображенной на рис. 2.56, б, для иллюстрации
получаемых соотношений и пояснения их смысла. Предварительно заметим,
что, вообще говоря, следует учитывать возможность прямой передачи сигна-
ла со входа устройства на его выход через P-цепь. Однако обычно уровень
переданного таким образом на выход сигнала на несколько порядков мень-
ше, чем сигнала, переданного через A-цепь, и поэтому прямой передачей через
P-цепь будем пренебрегать.
На входе усилителя без обратной связи действует напряжение Uml —
^ktUjnQ, где Л*1 — коэффициент передачи входной цепи (^для схемы на
рис. 2.56, a /ct =—. В результате на выходе усилителя возникает
напряжение Um2 =KUml, где А — коэффициент передачи напряжения
A-цепи. Полный коэффициент передачи всего устройства (т. е. отношение
158 , ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ (ГЛ. IJ
выходного напряжения к э. д. с. датчика) без обратной связи
Х‘0> = ^2=*1АГ. (2.52)
ит0
Участки схемы, к которым относятся коэффициенты передачи К и К(о\ ука-
заны на рис. 2.56, а.
Введем теперь в усилитель 0-цепь, в результате чего, как уже говори-
лось, напряжение на его выходе приобретает значение CZm2/. Напряжение,
поступающее на вход /sT-цепи через цепь обратной связи:.
— ^2^Ап₽0 = ^-20О^ш2/ — 0^Ш2/-
Здесь /с2 — коэффициент передачи э. д. с. обратной связи Um$0 на вход К-
цепи Г например, для последовательной обратной связи fc2 =-;— А ;
'ч ^o+zfii+z₽2
ро = £т₽? (2.53)
m2/
— коэффициент передачи напряжения собственно fj-цепи, а
0 = -^=Л0о (2.54),
Um2}
— коэффициент передачи напряжения обратной связи на вход 7^-цепи.
Обозначая полный коэффициент передачи схемы с обратной связью АГ/0’,
можно написать:
Um2f==^<f^im,0=K = К (^1С^то +0^Ш2/)»
откуда
К?' = . (2.55>
1—Ар 1—кр
или
= (2.56>
1— А0
Следовательно, коэффициент передачи устройства при введении обрат-
ной связи изменяется в 1— АГ0 раз, где К — коэффициент передачи части-
цепи, охваченной обратной связью.
Если при выводе выражений (2.55) и (2.56) принять во. внимание, что
введение 0-цепи приводит к изменению коэффициента передачи входной
цепи от значения до к^ (например, для схем на рис. 2.56 kr — ——
и t—_— , то эти выражения примут вид
‘ fclg А<0)
f k± 1—Ар ’
KfJ* _L_.
ki 1—Ap
(2.57),
§ 4] ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ 159
Так как при выв оде полученных выражений не делалось никаких оговорок
о том, какова схема суммирования напряжений на входе усилителя, то они
равно пригодны для схем как с параллельной, так и последовательной обрат-
ной связью на входе. \
При обратной связи по току напряжение, действующее на входе К-цепи,
равно Следовательно, напряжение обратной связи, переданное на
вход К-цепи, Umt> = Zm2/Z₽i0 = *Л»2/0п где
0, = 0^1. (2.58>
Поскольку величина 0Т связана с 0 множителем, не содержащим напря-
жения, то коэффициенты передачи напряжения устройства с обратной свя-
зью по току отличаются от выражений (2.55) — (2.57) только заменой 0.
на 0j. Таким образом, коэффициенты передачи напряжения устройств с обрат-
ной связью по току и по напряжению описываются совершенно подобными,
выражениями. Вместе с тем между ними имеется существенное различие,
определяющееся тем, что 0 У= / (ZH), а 0/ = f (ZH). Оно проявляется, если,
сопротивление нагрузки не остается постоянным.
В общем случае коэффициенты К и 0 комплексны и могут быть записаны
в виде К =Ке к и 0 — 0е ₽, где Фк и ф'р—сдвиги фаз компонентов спек-
тра сигнала при прохождении его через усилительную цепь и цепь обратной
связи. При этом К, 0, Фк и Фр—функции частоты, определяемые схемами
К- и 0-цепей. Подставляя написанные выражения для К и 0 в (2.56), получим
К — ^(COS Ук + УвшУк) /о
f 1—К0 cos Ф—/КВ sin ф ’
где Ф = Фк + Фр.
Модуль написанного выражения равен
К (2.60)
/1 — 2KpcosS'+K2P2 v ’
Если абсолютное значение знаменателя меньше единицы, то обратная
связь положительна, наоборот, когда его абсолютная величина больше еди-
ницы, то обратная связь отрицательна, т. е. знак связи существенно зависит
от значения фазового угла ф и коэффициентов передачи цепей К и 0.
В частном случае при Фк + ф’р = 0, т. е. если переданное с выхода уси-
лителя напряжение на его вход находится в фазе с напряжением сигнала, то
^ = Г^р <2-61)
и при всех значениях произведения 2Г0 обратная связь положительна.
Наоборот, если Фк + Фр — л, т. е. если переданное с выхода напряжение
находится в противофазе с напряжением сигнала, то
и при всех значениях величины произведения 2Г0 обратная связь отрицатель-
на. В первом случае усиление схемы при введении цепи обратной связи возра-
стает в _2д-р раз, а во втором случае оказывается в 1 -J- К0 раз меньше, чем
усиление той же схемы без цепи обратной связи. Величину 1 + К0 называ -
ют «глубиной» обратной связи.
160
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
На рис. 2.59 изображена простая схема усилительного каскада с отри-
цательной последовательной обратной связью по току. Обратная связь осу-
ществляется через сопротивление RK. Переменный анодный ток лампы, про-
Рис. 2.59. Схема усилительного
каскада с отрицательной обрат-
ной связью по току за счет вклю-
чения сопротивления RK.
текая по этому сопротивлению, создает на нем
падение напряжения, совпадающее по поляр-
ности с напряжением сигнала. Поэтому ампли-
туда напряжения, действующего между сеткой
и катодом лампы в этой схеме, при актив-
ной нагрузке анодной цепи оказывается ослаб-
ленной по сравнению с амплитудой сигнала.
Найдем коэффициент усиления схемы, вос-
пользовавшись соотношением (2.56).
Коэффициент усиления схемы без обрат-
ной связи (сигнал щ подается между сеткой
и катодом лампы) К = ъотличается
-“а I “Г лк
от известного соотношения (2.12) слагаемым в
знаменателе (появляющимся потому, что в
рассматриваемой схеме генератор —цщ дей-
ствует в последовательной цепи, состоящей
из трех сопротивлений: 7?а, Rt и RK). Замечая, что в данной схеме 0 = 1, на
основании соотношения (2.58) имеем
0i = g (2.63)
Подставляя в выражение (2.56) значение
коэффициента усиления каскада без обратной
связи и заменяя 0 на 0j (связь по току), по-
лучим
Kf = — „ - (2.64)
7 йа+Яг + (р + 1)йк ' 7
Если схема построена на пентоде и 7?а<7?г,
a |i > 1, то
(2-65>
На рис. 2.60 приведена схема каскада
с параллельной отрицательной обратной свя-
зью по напряжению. Эта связь осуществляется
путем включения дополнительного сопротив-
ления Ri между анодом и сеткой лампы. Если
Ri > Rc и Ro > Rc, то введение цепи об-
ратной связи мало изменит режим работы
датчика и уровень возбуждаемого им нап-
ряжения на сопротивлении Rc. Поэтому
^1/ = ъ ^СР (емкостями Сск и Сс& по-
-“0 "г -“с
ка пренебрегаем). Далее, Ump0 — Um2 и
Рис. 2.60. Схема каскада с отри-
цательной обратной связью по
напряжению (а) и эквивалентная
схема входной цепи (б).
0 (полагаем, что выходное сопротивление каскада много меньше
Ri). Наконец, К =
— Цйа
•^а + йг
= — SpRa, поэтому из соотношения
КТ =
йдДаЯс
(йс + й0) +^д "
(2.55)
(2.66)
s 4] ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ 161
Рассмотренная схема обратной связи встречается в ламповых электро-
метрах, счетно-решающих устройствах и некоторых измерительных уста-
новках. По своему виду она совпадает со схемой лампового каскада, представ-
ленного на рис. 2.37, эквивалентного транзисторному каскаду с общим эмит-
тером (с той разницей, что в схеме на рис. 2.37 сопротивление /?Обр = 7?i < О,
т. е. имеет место положительная обратная связь). Ниже (см. п. 5 настоящего
параграфа) аналогичная схема каскада с обратной связью будет рассмотрена
без ограничивающих предположений о соотношениях сопротивлений отдель-
ных участков.
В работе схем с обратной связью существенную роль могут играть пара-
зитные емкости, в частности межэлектродные емкости лампы, Сск и Сса.
Например, в схеме на рис. 2.60 они должны учитываться, если емкостные
1 1
сопротивления —и —соизмеримы с активными сопротивлениями,
1 «Сса соСск
включенными в схему (или, тем более, меньше их). Поэтому эти емкости
следует принимать во внимание как при высокой частоте сигналов, так
и в высокоомных схемах, работающих и при низкой частоте сигналов (напри-
мер, в ламповых электрометрах). Их учет приводит к комплексности вели-
чин Р и Kf.
Межэлектродные емкости в каскаде, приведенном на рис. 2.59, усло-
жняют схему обратной связи: получается каскад с двумя цепями обратной
связи: последовательной — через сопротивление Вк и параллельной — через
емкость Сса. Эквивалентная схема такого каскада имеет вид моста, в одну
из диагоналей которого включен вход .ЙГ-цепи (сетка и катод лампы), а во
вторую — сопротивление анодной нагрузки 7?а. Мостовые схемы позволяют
в широких пределах варьировать величину входного и выходного сопроти-
влений каскада путем изменения параметров цепей обратной связи.
Схемы рис. 2.59 и 2.60 имеют «внутрикаскадную» обратную связь.
В дальнейшем будут приведены примеры усилителей с «межкаскадной»
обратной связью, которая охватывает несколько каскадов. Знак обратной
связи как в однокаскадных, так и многокаскадных схемах может быть
вообще говоря, любым.
Положительная обратная связь в усилителях применяется сравни-
тельно редко и обычно в комбинации с отрицательной обратной связью
(«многоканальная» обратная связь), но она лежит в основе работы широкого
класса генераторных и релейных схем. Формально переход активного
устройства (усилителя) в генераторный (автоколебательный) режим может
трактоваться как обращение в бесконечность коэффициента передачи Kf; при
этом сигнал на выходе может иметь конечную величину в отсутствие сигнала
от датчика на входе схемы, т. е. сама схема является источником сигналов.
Из выражения (2.56) следует, что для этого должно быть выполнено условие
kp = К& (W = 1, (2.67)
т. е.
К$ = 1
и
^к + ^₽ = 2лп, (2.68)
где п — нуль иди целое число.
Следовательно, для превращения в генератор активная цепь должна
быть дополнена цепью положительной обратной связи достаточно большой
глубины.
Заметим, что к генерации может привести и введение в усилитель отри-
цательной обратной связи вследствие превращения ее в положительную
И А. М. Бонч-Бруевич
162 ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ, [ГЛ. II
в некоторой области частот из-за зависимости 'Р'к и Тр от частоты. Поэтому
в ряде случаев приходится ограничивать глубину вводимой отрицательной
обратной связи или включать в К- или 0-цепь специальные элементы, изме-
няющие их частотнофазовые характеристики. Так как возникновение гене-
рации в усилителях сигналов нарушает их нормальную работу, то специаль-
но рассматривается вопрос об обеспечении устойчивости усилителей и уста-
навливаются общие правила создания схем, позволяющие снизить опасность
самовозбуждения.
2. Выходное сопротивление устройств с обратной связью. Введение
в активную цепь обратной связи изменяет входное и выходное сопротивле-
ния устройства. В зависимости от величины выходного сопротивления изме-
нение нагрузки приводит к большему или меньшему изменению выходного
напряжения и2. При наличии обратной связи это сопровождается некото-
рым изменением входного напряжения, что приводит (в зависимости от зна-
ка обратной связи) к усугублению изменения и2 или его сглаживанию.
Формально это соответствует изменению выходного сопротивления, которое
в устройствах с обратной связью может приобретать значения от нуля до
бесконечности и становиться отрицательным.
Выход усилителя без цепи обратной связи может быть представлен в ви-
де генератора с сопротивлением Rt (внутреннее сопротивление последней
лампы), замкнутого на сопротивление Zu (см. рис. 2.56, а). Если усилитель
однокаскадный, то э. д. с. эквивалентного генератора равна iiUmi =
(знак минус опускаем, как несущественный для дальнейшего рассмотрения),
а если усилитель многокаскадный, то э. д. с. этого генератора Um20 =
= — K'iikiUm0, где К'—коэффициент усиления всех каскадов, кро-
ме последнего. Соответственно напряжение на выходе (на нагрузке) может
быть записано в виде
Um2 = K —Im2Ri = К p.ZcJ7m0—im2Ri, (2.69)
где Im2 — амплитуда тока, протекающего в выходной цепи.
Если цепь обратной связи введена, то совершенно аналогично можно
написать
• • • *
Um2f =.К [tUmlf Ina^-i-
Имея в виду обратную связь по напряжению, т. е. считая, что
Umif — kifUm0 + 0t^m2/» после несложных преобразований получим
Um2f = K'»k\fU™-Im2. . (2.70)
1— 1—ЛГ'рР
Сравнивая (2.69) и (2.70), замечаем, что введение обратной связи приве-
ло к изменению как э. д. с. генератора, эквивалентного выходной лампе
рассматриваемого устройства, так и ее внутреннего сопротивления от значе-
ния Rt без обратной связи до эффективного значения
Величина Ztj имеет смысл сопротивления генератора, питающего нагрузку
ZH (вместо Rt на рис. 2.56, а). Если нагрузка разбита на две части, например
на сопротивление Ra, служащее для подведения к лампе анодного напряже-
ния, и внешнюю нагрузку Z„, присоединенную к выходу устройства, то
выходную цепь удобно преобразовать по теореме об эквивалентном генераторе.
§ 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
163
Тогда выходное сопротивление устройства, питающего нагрузку ZH, будет
^вых f
R-a. + Zif
Пользуясь (2.71) и замечая, что д^ад; представляет собой усиление
последнего каскада при ZH= оо, найдем, что выходное сопротивление схемы
с обратной связью
2вых/ = -^, (2.72)
1—АГ₽
R R •
где 2?вых = н-Л-н—выходное сопротивление того же устройства без обрат-
Ka + ^i
ной связи, а К — коэффициент усиления без обратной связи и без нагрузки ZH.
Из рассмотрения полученных выражений видно, что положительная
обратная связь по напряжению увеличивает, а отрицательная — уменьша-
ет сопротивление генератора, эквивалентного выходу устройства. Степень
изменения выходного сопротивления зависит как от численных значений
коэффициентов передачи К и 0, так и от фазовых сдвигов Yr и Тр. В частном!
случае при Тк + Тр = 0, т. е. при условии, что обратная связь положительна
при всех значениях К и 0,
= <2-73>
Наоборот, если Тк + Тр = л, т. е. если обратная связь по напряжению при
всех значениях К и 0 отрицательна, то выходное сопротивление
Квых/ = ^- (2-74)
Как уже говорилось, эффект изменения сопротивлений Rt и ZBHX соот-
ветствует тому, что при варьировании сопротивления нагрузки изменяется
напряжение, переданное через цепь обратной связи, а следовательно, и сум-
марное напряжение на входе A-цепи. В итоге при положительной обрат-
ной связи изменение выходного напряжения усугубляется, а в случае отри-
цательной, наоборот, выравнивается. Формально это и отвечает возрастанию
выходного сопротивления при введении положительной и уменьшению его
при введении отрицательной обратной связи по напряжению.
Обратная связь по току приводит к прямо противоположному результа-
ту, а именно: положительная связь уменьшает выходное сопротивление,
а отрицательная его увеличивает. Это обусловлено тем, что напряжение
на нагрузке и протекающий через нее ток изменяются в противоположных
направлениях при варьировании ZH. В остальном качественное рассмотре-
ние процесса изменения выходного сопротивления остается тем же.
Аналитическое выражение выходного сопротивления может быть получено
подобно тому, как это было сделано для обратной связи по напряжению.
Оно имеет вид
Zif = Rt + Zpt—k'nZ^ = Rt + Z₽1 (1 — A'ji0). (2.75)
Как и прежде, величина Z,/ имеет смысл сопротивления генератора,
питающего ZH. Если же ZH представить в виде параллельного соединения
сопротивления Ra и внешней нагрузки, причем сопротивление 2?а отнести
в состав каскада, который заменяется эквивалентным генератором, товыход-
ное сопротивление устройства будет , Пользуясь выражением (2.75),
11*
164
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ!. II
после несложных преобразований получаем
^Вых/
(2.76)
Рис. 2.61.
входного
устройств
К определению
сопротивления
с обратной свя-
зью.
схема, б — схема
где /?вых = — выходное сопротивление устройства без введения обрат-
^а~г Rl
ной связи, а К — коэффициент усиления при ZH = оо.
Заметим, что полученные выражения (2.71)—(2.76) не зависят от схемы
обратной связи на входе. Это совершенно естественно, так как изменение
выходного напряжения при варьировании ZH определяется только глубиной
обратной связи, а не способом суммирования сиг-
налов на входе йГ-цепи (при сделанных выше
предположениях о соотношении параметров К- и
0-цепей).
Примером изменения внутреннего сопротив-
ления лампы от ее действительной величины Ri
до эффективного значения Zif при введении от-
рицательной обратной связи по току может служить
схема каскада, приведенного на рис. 2.59. Из вы-
ражения (2.64) видно, что введение сопротивления
RK, играющего роль Zpi, привело к возрастанию
сопротивления Ri до значения R'i — Ri +
(р+1). Это соответствует выражению (2.75),
в котором для рассматриваемого примера следует
считать 0 = 1 (все напряжение, падающее на RK,
суммируется с напряжением от датчика) и К'=1
(поскольку усилитель однокаскадный и усиления
сигнала до рассматриваемого каскада нет). Заме-
тим, что даже при небольшом значении сопротивле-
ния RK сопротивление R'i > Ri, если р > 1. Вме-
сте с тем, если Ra > Rt, то, как это следует
из выражения (2.76), введение обратной связи
практически не меняет величины 7?вых ~ Ra. Это
вполне естественно, поскольку 7?вых представляет
собой сопротивление параллельно включенных
сопротивлений Ra и R{.
3. Входное сопротивление устройств с обратной связью. Ток, которым
усилитель нагружает датчик сигналов, вообще говоря, изменяется при вве-
дении в схему цепи обратной связи. Причина этого заключается в появлении
во входной цепи дополнительного напряжения (обратной связи). Однако
поскольку ток, отдаваемый датчиком, может быть во всех случаях определен
общим соотношением 1то = —— (рис. 2.61, а), то изменение величины 1т0
Яо+Ивх
при введении 0-цепи формально означает, что входное сопротивление усили-
теля изменилось от ZBX = ZK1 до ZBX = ZBXf. Такая условная замена действия
напряжения ?7тР переходом от исходного входного сопротивления к эффектив-
ному удобна, так как сильно упрощает рассмотрение работы датчиков сигна-
лов совместно с устройствами с обратной связью.
а — общая
входной цепи при параллель-
ной обратной связи, в — схема
входной цепи при последова-
тельной обратной связи.
§ 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
165
Вычисляя входное сопротивление, необходимо рассматривать схему вход-
ной цепи усилителя совместно с выходом (3-цепи. При этом удобно предста-
влять выход (3-цепи в виде генератора с э. д. с. Ump0 и внутренним сопроти-
влением Zp2 (рис. 2.56) и пользоваться коэффициентом передачи собственно
₽-цепи, определяемым соотношением (30 = тРо (см. выражение (2.53)).
Входное сопротивление схемы с параллельной обратной связью опреде-
лим из рассмотрения входной цепи усилителя, изображенной на рис. 2.58, б.
Если в схеме обратной связи нет и Zp2 = оо, то Um0 = ImoRo +
и входное сопротивление равно величине ZBX = ZK1. Включение цепи обрат-
ной связи приведет к изменению тока, которым нагружен датчик, до вели-
чины Гт0, причем Um0 = I'm0R0 + Umlf. Далее, из той же схемы видно, что
итц= (Imo + Umlf = Umpo — Кроме того,
Исключая из последних трех уравнений Imf и ?7mpo, получим 7,'„о =
— (—Д------. Поэтому в схеме с обратной связью
V Zp2 7 •
Кщо — ImoRo + ^mit — ImoRo ImO
Z₽2
-----гг~
Zp2
ZA1+
1-*₽о
и входное сопротивление схемы с параллельной обратной связью
л ^₽2
ЛВХ 77
ZBxf =----(2.77)
^р2
ZBX+—
1-Кр0
Следовательно, эффективное входное сопротивление активной цепи
с параллельной обратной связью на входе определяется как параллель-
ное соединение входного сопротивления этой же цепи без обратной связи
(ZBX = ZK1) и выходного сопротивления (3-цепи, измененного в -раз
1-Кро
(рис. 2.61,6). Примером этого может служить изменение входного сопроти-
вления каскада, изображенного на рис. 2.59, вследствие конечного значения
1
емкости Сса. Ее сопротивление —— играет роль Zp2 в цепи отрицательной
<0Сса
параллельной обратной связи с анода на сетку лампы, причем рс = 1. (Напря-
жение UmfG на рис. 2.58, б совпадает с напряжением Uma в рассматриваемой
схеме.) Поэтому емкость Сса входит в схему входной цепи каскада как вклю-
ченная между точками 1 и 2 емкость С = Сса (1 + К). Этот результат совпа-
дает с полученным в § 1 настоящей главы (выражение (2.18)). Если сопроти-
вление анодной нагрузки комплексно, т. е. К комплексно, то компонент
входной проводимости, связанный с емкостью Сса, будет также комплексным.
Расчет по формуле (2.77) дает результат, совпадающий с полученным при
рассмотрении лампы как активного четырехполюсника (см. (2.23) и (2.24) ).
Очевидно, что сопротивление любого другого элемента, включенного между
166
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. И
сеткой и анодом лампы, преобразуется таким же образом к входным точкам
схемы, как сопротивление емкости Сса.
Если в усилитель введена последовательная обратная связь, то во вход-
ной цепи действует сумма двух з. д. с.— датчика и обратной связи. Поэтому
положительная обратная связь приводит к возрастанию тока во входной
цепи, т. е. формально — к уменьшению входного сопротивления устройства.
Отрицательная обратная связь таким же путем приводит к возрастанию вход-
ного сопротивления. Из рассмотрения схемы, приведенной на рис. 2.58, а
получаем
ZBI t = ,-7 (Zfel + Z₽2)-----------k}fK^ Ro.
(2.78)
Напомним, что klf — коэффициент передачи сигнала от датчика на вход
ЛГ-цепи с учетом влияния 0-цепи. Если Z₽2 < Ro и Z₽2 < ZK1, то klf ягк^
В случае, когда 7?0 и Z₽2 малы по сравнению с ZK1, klf = 1 и выражение
(2.78) перепишется в виде
ZBXf=Zkl(l-K^. (2.79)
Соответствующая этому случаю схема входной цепи приведена на рис. *2.61, в.
Обратим внимание на то, что если во входной цепи усилителя имеются
элементы, через которые протекает ток, не зависящий от напряжения обрат-
ной связи, то их эффективное сопротивление при введении 0-цепи остается
неизменным. Например, в схеме, изображенной на рис. 2.59, таким элемен-
том является сопротивление Rc. Связанная с ним составляющая входного
сопротивления (входной проводимости) не зависит от того, будет ли сопро-
тивление RK в этой схеме равно нулю или отлично от нуля. Вместе с тем
составляющая входной проводимости, обусловленная емкостью Сск (см. § 1
настоящей главы), преобразуется в соответствии с полученными выражения-
ми, поскольку действующее на ее обкладках напряжение равно разности
Uml — Ump. Поэтому эффективное значение этой емкости равно Сску =1_^с^р~
и при /?а < Rt
г* ^ск
°ск/ — 1_|_5ДК
Именно оно должно входить в выражения, определяющие входное сопротив-
ление (проводимость) каскада, т. е. в выражение для динамической емкости
лампы (см. § 1 настоящей главы и гл. III, § 3). Само собой разумеется, что
сопротивление любого другого элемента, включенного в этой схеме между
сеткой и катодом лампы, преобразуется таким же образом.
Выражения (2.77) и (2.79) можно распространить на случаи обратной
связи по току заменой 0 на *0j и 0О на 0Oj = ₽о Напомним о существен-
ен
ном различии между обратной связью по напряжению и по току, которое
заключается в том, что 0 =# / (ZH), а 0, = f (ZR). Поэтому входное сопроти-
вление усилителя с обратной связью по-разному зависит от изменения сопро-
тивления нагрузки. Эти зависимости можно проследить, пользуясь написан-
ными выше формулами.
4. Стабилизирующее действие отрицательной обратной связи. Многие
случаи применения отрицательной обратной связи в усилителях связаны
с ее стабилизирующим действием. При использовании усилителей для
количественных исследований существенно постоянство коэффициента уси-
$ 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
167
ления. Между тем старение и изменение напряжения питания ламп и транзи-
сторов, изменение температуры последних и деталей, из которых построена
ламповая или транзисторная схема, и т. д. приводят к тому, что усиление
не остается постоянным. Замена одних экземпляров ламп или транзисторов
другими того же типа также обычно сопровождается изменением характери-
стик усилителя.
Непостоянство усиления можно оценить величиной коэффициента неста-
бильности х = где ДАТ — изменение коэффициента усиления за счет
К
тех или иных дестабилизирующих факторов. Соответственно, если в схеме
имеется обратная связь, то нестабильность усиления оценивается коэффи-
циентом
фициент
х/ = где
усиления схемы
Kf — коэф-
с обратной
связью.
Положим, например, что усили-
тель содержит N последовательно
включенных каскадов, каждый из
которых имеет коэффициент усиле-
ния К±. Тогда К =
А А^
Пусть, далее, в схему усилителя вве-
дена цепь обратной связи с коэффи-
циентом передачи 0, охватывающая
все N каскадов (рис. 2.62, а). Тогда
Kf— • Полагая, .что обратная
связь отрицательна, и считая для про-
стоты, что Vk + Vp = л, получим
= (2-80)
Рис. 2.62. Блок-схема многокаскадного
усилителя с цепью обратной связи, охва-
тывающей весь усилитель (а), и покаскад-
ными цепями обратной связи (б).
Из этого выражения видно, что введение цепи отрицательной обратной
связи, охватывающей весь усилитель (независимо от числа каскадов в нем),
уменьшает коэффициент нестабильности в 1 + раз. Во столько же раз
падает и коэффициент усиления. Это падение может быть скомпенсировано
введением одного или нескольких дополнительных каскадов в схему усили-
теля.
Совершенно так же при наличии положительной обратной связи, охва-
тывающей весь усилитель,
(2.81)
т. е. коэффициент нестабильности возрастает в jраз.
Обратимся теперь к случаю, когда в каждый каскад ^-каскадного уси-
лителя введена цепь отрицательной обратной связи с коэффициентом переда-
чи 0t (рис. 2.62, б). Коэффициент усиления Kf=---—^-. После несложных
вычислений получаем
<2-82)
Из этого выражения видно, что введение внутрикаскадной отрицатель--
ной обратной связи также приводит к уменьшению коэффициента нестабиль-
ности. Однако нестабильность уменьшается в 1 + A\0t раз, а усиление
упало в (1 + jfi^ipi)7V раз. Отсюда следует, что обратная связь, охватывающая
168
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
ИГЛ. II
всю схему, позволяет получить выигрыш в стабильности по сравнению со
схемой с внутрикаскадными обратными связями при равных потерях в коэф-
фициентах усиления.
Обратим внимание на то, что, применяя отрицательную обратную связь,
охватывающую усилитель с большим коэффициентом усиления, можно полу-
чить значение >1. Пренебрегая в зтом случае единицей в знаменателе
выражения (2.62), найдем
Отсюда следует, что в пределе при выборе соответствующих величин
коэффициентов К и Р усиление схемы практически не зависит ни от парамет-
ров ламп, ни от числа и параметров усилительных каскадов, а определяется
только коэффициентом передачи цепи обратной связи. Поэтому, если сама
P-цепь высокостабильна, не содержит электронных ламп или транзисторов
и ее параметры не зависят от напряжения источников питания, температу-
ры, времени и т. д., то усилитель оказывается высокостабильным, что
крайне важно для измерительных устройств.
Пусть, например, в схему, имеющую коэффициент усиления К — 104,
введена цепь отрицательной обратной связи, причем р = 10-2. Тогда коэф-
фициент усиления станет равным Kf = 102 и если по каким-либо причинам
величина К изменится даже в 2—3 раза, то Kt сохранится постоянным с точ-
ностью до 2—3% .
На самом деле постройка высокостабильных усилителей с обратной
связью в ряде случаев затруднительна. В однокаскадном усилителе трудно
получить достаточно большой коэффициент усиления К для того, чтобы
при малой величине р выполнить условие К$ > 1 и тем самым получить
большое значение не зависящее от параметров К-цепи. В многокас-
кадных усилителях легко получить большой коэффициент усиления, но
часто приходится ограничиваться малой величиной р во избежание самовоз-
буждения схемы или появления существенных искажений сигналов (см.
гл. IV, § 1). В связи с этим заслуживает внимания еще одна возможность
использования отрицательной обратной связи для стабилизации коэф-
фициента усиления — введение так называемой [компенсирующей обратной
связи [37].
Для пояснения принципа построения такого рода связи вернемся вновь
к выражению для коэффициента усиления схемы с отрицательной обратной
связью (2.62), причем, в отличие от рассмотрения, проведенного выше, бу-
дем считать, что дестабилизирующие факторы действуют не только на вели-
чину К, но и на величину р. Пусть, далее, номинальное значение К (т. е. его
значение при номинальных режимах ламп, номинальных параметрах схемы
и т. д.) будет К*. Очевидно, что для того, чтобы величина Kf сохранялась
постоянной и равной К* (соответствующей К*), нужно, чтобы
«' = 8^"+^‘г₽=-°-
Воспользовавшись выражением (2.62), получаем
dK—X*2d₽ _n
Это условие удовлетворяется либо при
14-Я*р = оо,
что требует устройства с большим значением ЙГр (см. выше), либо при
d$ = ^dK.
$ 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
169
Из последнего выражения следует, что для стабилизации коэффициента уси-
ления на уровне К — К* необходимо, чтобы коэффициент обратной связи
0 удовлетворял условию
(2.83)
Здесь А — некоторая постоянная величина, смысл которой будет ясен из
дальнейшего. Выражению (2.83) соответствует 0-цепь, изображенная на
рис. 2.63. Первому слагаемому соответствует цепь, которая состоит из уси-
лителя, дублирующего основной (/Г-цепь), и делителя напряжения с коэф-
фициентом деления, равным 1/К*2. Второму слагаемому соответствует допол-
нительная цепь связи с коэффициентом передачи, равным А. Коэффициент
усиления схемы с рассматриваемой цепью
обратной связи
(2.84)
Рис. 2.63. Блок-схема устрой-
ства с компенсирующей обрат-
ной связью.
гарантирующих ее от само-
г К
=
1+к(
а при К = К* (т. е. в режиме стабилизации)
К’=2^Л- <2'85>
От величины коэффициента А существен-
но зависит коэффициент усиления схемы К*.
Значение А можно варьировать в широких
пределах, но не выходя за пределы устойчи-
вой работы схемы (т. е. не нарушая условий,
возбуждения). Для этого, как видно из последнего выражения, должно
2
быть выполнено условие А > — Иногда Л-цепь может отсутствовать
(Л = 0). Тогда Kf = -у, т. е. имеет место большая потеря усиления
(заметим, что полный коэффициент усиления, который может быть получен
при обычном включении обеих -цепей, равен К2). При Л = , К* — К*
2К*_1 2
и, наконец, если Л ==-----х— , то = К* . Таким образом, вводя 0-цепь,
состоящую из двух ветвей, одна из которых представляет собой цепь поло-
жительной обратной связи, можно в принципе построить стабильный усили-
тель с малой потерей усиления.
Однако величина Л, необходимая для того, чтобы K*f « К*2, оказы-
вается недопустимо близкой к значению, при котором усилитель теряет
устойчивость. Кроме того, более детальный анализ (см. [37]) показывает,
что рациональное значение коэффициента передачи Л существенно зависит
от величины К*. В зависимости от соотношения этих величин уже при неболь-
ших отклонениях значения К от К* может наблюдаться либо существенная
потеря компенсации, либо «перекомпенсация», когда, например, возраста-
ние К сопровождается уменьшением Kf, и наоборот. Несмотря на зти трудно-
сти, компенсирующая обратная связь может с успехом применяться в измери-
тельных усилителях (в частности, в транзисторных).
Непосредственным следствием стабилизации коэффициента передачи
является уменьшение нелинейных искажений сигналов при введении в уси-
литель отрицательной обратной связи. Действительно, изменение крутизны
характеристики лампы или транзистора с возрастанием амплитуды сигнала
(или изменение коэффициента передачи любого другого нелинейного элемен-
та схемы) можно рассматривать как дестабилизирующий фактор, изменяющий
170
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
(ГЛ. II
коэффициент усиления. Отсюда вытекает, что введение обратной связи
приводит к изменению амплитудной характеристики усилителя. Обычно это
иллюстрируется следующим рассуждением.
Если амплитудная характеристика усилителя нелинейна, то (при дей-
ствии на его входе гармонического напряжения) на выходе, кроме сигнала
основной частоты с амплитудой Um2, имеются дополнительные гармоники.
Пусть амплитуда одной из таких гармоник напряжения U'm2- Положим
теперь, что в схему введена обратная связь и одновременно изменен коэффици-
ент усиления К так, чтобы общее усиление схемы осталось неизменным. Сле-
довательно, амплитуда основного сигнала С7т2 останется прежней. Посколь-
ку часть напряжения с выхода усилителя подается на его вход, то амплиту-
да рассматриваемой гармоники изменится. Связь между ее новым значением
U'm2f и прежним значением U'mz может быть легко найдена, если принять
во внимание, что при действии на входе цепи обратной связи напряжения
с амплитутой U'm2f амплитуда напряжения на ее выходе равна Р?7т2/ (или
при обратной связи по току). Поэтому в стационарном режиме
Um2 f = U'm2 + Kf>U'm2f
и, следовательно,
U'm2f = -^-. (2.86)
1-MJ
Из рассмотрения этого выражения видно, что при положительной обрат-
ной связи U'm2f > U’m2,T!. е. нелинейные искажения возрастают. Наоборот,
при отрицательной обратной связи нелинейные искажения уменьшаются.
В частном случае, если Wk + Wp = л,
^ = 1^’ (2-87)
т. е. амплитуды гармоник, возникающих при прохождении сигнала через
усилитель с нелинейной амплитудной характеристикой, оказываются осла-
бленными обратной связью в 1 + раз (в 1 + раз при обратной связи
по току). По существу этот эффект представляет собой следствие передачи
с выхода на вход схемы искаженного сигнала, снятого с выхода К-цепи.
Поэтому форма суммарного сигнала на входе отличается от формы сигнала,
получаемого от датчика, причем так, что форма выходного сигнала оказы-
вается ближе к сигналу датчика, чем в отсутствие 0-цепи. Так как при полу-
чении выражения (2.87) не было никаких предположений о том, какова схе-
ма суммирования сигналов на входе, то сделанное заключение об уменьшении
нелинейных искажений относится как к параллельной, так и последователь-
ной обратной связи.
Подчеркнем, что уменьшение нелинейных искажений в 1 + Kf> раз
с введением цепи отрицательной обратной связи при неизменном уровне
выходного сигнала вовсе не означает расширения в зто же число раз дина-
мического диапазона усилителя. Для того чтобы судить о том, как отри-
цательная обратная связь изменяет динамический диапазон, обратимся к рас-
смотрению амплитудной характеристики усилителя. Воспользовавшись мето-
дом линеаризации, представим, как это было сделано в гл. I, § 5, нелинейную
амплитудную характеристику ломаной линией, состоящей, например, из
трех отрезков прямых (рис. 2.64). Каждому такому отрезку соответствует
свой коэффициент усиления, причем Kt >• К2 >• Ks = 0.
$ 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
171
С введением отрицательной обратной связи величина Ki заменится
K-i fr _____
1 + Ki₽’ a Ki ~Ha K2t ~1 + K2p
на Klf
, т. e. наклон каждого участка ампли-
тудной характеристики увеличивается,
ветствующее ему значение К. Иначе
говоря, наклон крутых участков
амплитудной характеристики изме-
няется больше, чем пологих. В ре-
зультате различие в наклонах умень-
шается и нелинейная характеристика
спрямляется (рис. 2.64). Разумеется,
если К = 0, то Kf= 0, т. е. обратная
связь не изменяет наклона горизон-
тального участка амплитудной ха-
рактеристики. Это значит, что ма-
ксимальная амплитуда выходного
сигнала, при которой дальнейшее
изменение t7ml уже не сопровождает-
ся возрастанием Um2, с введением
обратной связи не изменяется. Из
сказанного следует, что степень рас-
причем тем больше, чем больше соот-
Рис. 2.64. Амплитудная характеристика
усилителя, представленная в виде отрезков
прямых.
Сплошная линия — схема без обратной связи,
пунктир—с £отрицательной обратной связью
(|-1=6, к,р=з).
ширения выходного динамического
диапазона зависит от амплитудной характеристики, но, как правило,
зто расширение оказывается относительно небольшим.
Наглядное представление об изменении динамической характеристики
при введении обратной связи дают графики, приведенные на рис. 2.65. Плав-
ная линия ОВС представляет собой
Рис. 2.65. Графики, иллюстрирующие
изменение динамической характеристи-
ки усилителя при введении отрицатель-
ной обратной связи.
амплитудную характеристику усилителя
при р = 0. С введением обратной связи
она деформируется, причем, если одно-
временно с увеличением значения изме-
нять масштаб по горизонтальной оси
так, чтобы наклон начального участка
графика Uт2 = f (Uml) оставался неиз-
менным *), то криволинейная амплитуд-
ная характеристика по мере увеличения
глубины отрицательной обратной связи
будет приближаться к ломаной О АВС.
В приведенном рассмотрении дей-
ствия обратной связи на нелинейные
искажения и на амплитудную характе-
ристику усилителя предполагалось, что
К и р от частоты не зависят. На самом
деле следует иметь в виду, что величина
произведения К$ и фазовый угол Ч;д- +
в общем случае являются функциями частоты, и поэтому соотношение (2.87)
справедливо, строго говоря, только для определенной частоты сигналов,
а практически — в некоторой области частот. Вне этой области нелинейные
искажения сигналов при введении цепи обратной связи либо вовсе не
уменьшаются, либо даже возрастают.
Введение в схему обратной связи приводит к изменению ее частотнофазо-
вой (и переходной) характеристики. Эти изменения зависят от характеристик
*) Это соответствует введению в рассматриваемое устройство дополнительного уси-
лителя, предшествующего участку схемы, в котором возникают нелинейные искажения
(охватываемому цепью обратной связи).
172
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
(ГЛ. II
исходной схемы. Некоторые случаи действия обратной связи на стационар-
ные и переходные характеристики будут рассмотрены ниже (см. гл. IV, § 1).
5. Анализ устройств с обратной связью путем рассмотрения эквива-
лентных схем. Анодный повторитель. Полученные в настоящем параграфе
выражения для коэффициента передачи и входного и выходного сопротивле-
ний устройств с обратной связью могут быть использованы при рассмотрении
Рис. 2.66. Общая схема каскада с общим
катодом с параллельной обратной связью
с анода на сетку (а) и эквивалентная схема
каскада для переменного тока (б).
любой схемы. Они позволяют сделать
ряд общих заключений о свойствах
устройств с цепями обратной связи
различного типа. Однако в ряде слу-
чаев для этой цели удобно исследо-
вать эквивалентную схему того или
иного устройства, что дает возмож-
ность составить более наглядное пред-
ставление о его работе. Такое рас-
смотрение позволяет учесть и пря-
мое прохождение сигналов с входа
на выход через цепь обратной связи,
что не было сделано при выводе при-
веденных выше выражений.
В качестве примера рассмотрим
более подробно схему с параллельной
отрицательной обратной связью по
напряжению, представляющую собой
усилительный каскад с общим като-
дом и передачей по цепи обратной
связи напряжения с анода на сетку
лампы (рис. 2.66, а). На рис. 2.66, б
приведена эквивалентная схема этого
каскада для переменного тока, полу-
ченная заменой лампы генератором
с внутренним сопротивлением 7?г и
э. д. с. — где Umlf — сумма напряжений, даваемых датчиком сигна-
лов и переданных через цепь обратной связи (напряжение на сопротивле-
нии Zc). Составляя для этой схемы уравнения Кирхгофа, имеем:
Uто — Imi^o И-
ml f — pJm2^c = 7m4^a Im5^i
= Im2^c ~Ь ^m4^a,
Imi = I m2 ~Ь Im3i
I m3 — I m3 + Imi-
Находя отсюда ток IrnA и замечая, что выходное напряжение Um2 = Uma =
= —ImtZa, получим следующее выражение для стационарного коэффициента
передачи каскада:
дчо> __ Um2 __________' ZZa (^t^c P-Z^c)________________ ^2 88)
f Um0 Z^o^ZcZ-RiZ^+iZoZ+ZcZ + ZoZ^iZ^Rt+Z^Z+ZRi)'
Значения Z, Za и Zc определяются элементами соответствующих участ-
ков цепей. В частности, каскады, подобные рассматриваемому, часто строят-
ся таким образом, что источником сигналов служит предшествующий элек-
£ 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
173
Рис. 2.67. Схема усилительного каскада с цепью
отрицательной обратной связи с анода на сетку
лампы.
тронноламповый каскад, а напряжение с анода па сетку подается с помощью
активного сопротивления, последовательно с которым включен разделитель-
ный конденсатор (рис. 2.67). Тогда Zo представляет собой выходное сопро-
тивление каскада, построенного на лампе JIi (с учетом емкостей Ср2 и Са1),
сопротивление Z& — параллельное соединение сопротивления R&2 и емкости
Са2 (а также входного сопротивления той или иной цепи, присоединенной
между нулевым проводом и анодом Л2) и, наконец, Z — сопротивление цепи,
состоящей из R, Ср и Сс&. Подставляя соответствующие значения в (2.88),
получим частотнофазовую ха-
рактеристику каскада, а заме-
няя /со на оператор р и переходя
от. изображения к оригиналу,
найдем переходную характери-
стику каскада.
Опуская громоздкие пре-
заметим, что коэф-
фициент передачи каскада варь-
ируется в широких пределах в
зависимости от выбора сопротив-
ления цепи обратной связи. Об
этом проще всего судить, если
принять во внимание, что при
обычно выбираемых параметрах
схемы в некоторой области час-
тот (средних) разделительные
конденсаторы можно считать ко-
роткозамкнутыми, а паразитные емкости — разрывами (более подробно
см. гл. III). Для этих частот емкости в схеме можно не учитывать и заменить
комплексные сопротивления соответствующими активными сопротивлениями.
Если, далее, положить R — оо, то (2.88) дает
iz<o>_ ЦДа Дс
* да+дгдо+дс
что соответствует обычному выражению для коэффициента усиления каскада
с общим катодом. Величина Kf может быть много больше единицы. При
SR = 1 Kf = 0. Это соответствует тому, что сигнал, передаваемый по цепи
обратной связи со входа каскада на выход, численно равен сигналу, полу-
чающемуся на выходе в результате изменения потенциала сетки лампы. При
SR < 1 Kf > 0, т. е. полярность сигнала на выходе совпадает с полярностью
сигнала на входе. Это означает, что уровень сигнала, переданного через
цепь обратной связи со входа каскада на его выход, превышает уровень сиг-
нала, переданного через электронную лампу.
При некотором значении сопротивления R числитель и знаменатель
в (2.88) становятся равными и коэффициент передачи каскада Kf — 1.
Иногда каскад, работающий в таком режиме, называют «анодным повторите-
лем», подчеркивая этим, что напряжение на его выходе «повторяет» входное
напряжение. Это само по себе мало удачное название иногда распространя-
ют вообще на схемы, подобные приведенной на рис. 2.66, а, независимо от
значения их коэффициента передачи напряжения.
Обратим внимание на то, что величина -К)0’, определенная из (2.88) для
случая Ro = 0:
1/(0) IZ ^гп2 R& (Д;— ЦД)
f f и , ДаДг + ДаД + ДДг ’
с ml
(2.89)
174
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
не совпадает со значением, даваемым выражением (2.66), которое относится
к совершенно аналогичному каскаду. Причина этого заключается в том,
что при выводе (2.66) не была учтена прямая передача сигнала со входа на
выход через цепь обратной связи.
Изменение коэффициента усиления каскада при варьировании сопроти-
вления цепи обратной связи сопровождается одновременным изменением
входного сопротивления каскада. Последнее может быть определено, если
из написанной выше системы уравнений для токов и напряжений в участ-
ках цепи найти ток Zml, а затем отношение Um0Umi~ Так как выше это было сде-
лано в общем виде для схем с параллельной обратной связью, то можно пря-
мо воспользоваться выражением (2.77), в котором под коэффициентом уси-
ления схемы без обратной связи следует подразумевать величину К =-—^^2- »
• • • • • +
0 = 1, ZBX= Zc, a ZP2 « Z + Za. Тогда
2 _ Zc (Z + ^a)__________
Z + Za + Zc (1 + >$д2а)
где 8Я =-—-— . Или для области средних частот
Za+-Ri.
о___________Дс (Д~Ь Да)
ВХ /? + Да + Дс(1 + >?ЯДа) '
(2.90}
(2.91)
При R = оо, 7?вх = Rc, а если сопротивление R мало и, как это обычна
бывает, Ra < Rc, то
(2.92}
Следовательно, входное сопротивление каскада в зависимости от выбора
сопротивления в цепи обратной связи может изменяться в широких преде-
лах, достигая при малых значениях R малой величины (порядка сотен или
даже десятков ом).
Совершенно так же, пользуясь соотношением (2.72), можно найти выход-
ное сопротивление каскада. В частности, для области средних частот
о ________________ДаД|___________
Х (7? I Я) <1 ! Дс '
( a + 7?l) + н+нс)
При R = оо, 7?вых
ДаД;
Да + Д,’
а если сопротивление R мало, то
> ~ а
вых ~ 1-1-67?^ ’
(2.93>
где R'a — D , Следовательно, выходное сопротивление каскада также
“а г-“г
изменяется в широких пределах (в зависимости от выбора сопротивления
в цепи обратной связи) и при малом значении R имеет тот же порядок, что-
и входное сопротивление.
6. Графическое рассмотрение характеристик устройств с обратной связью.
Нелинейность амплитудной характеристики А'-цепи усложняет аналити-
ческое рассмотрение устройств с обратной связью. Некоторые существенные
результаты могут быть получены, как было показано в гл. I, § 5, при аппро-
ксимации зтой характеристики отрезками прямых. Во многих же случаях
наиболее удобным и наглядным является графический метод. В частности,
амплитудную характеристику устройства с обратной связью можно построить.
§ 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
175
методом, в известном смысле аналогичным методу построения динамической
характеристики цепи без обратной связи, содержащей нелинейный элемент
(см. гл. I, § 5).
Этот метод основан на том, что для сохранения на выходе усилителя
неизменной амплитуды напряжения Um2f = U'mi при введении в него цепи
отрицательной обратной связи входное напряжение должно быть увеличено
1
от U'mi = & U'm2 до Umt. = U'mi + Umf- Определение величины Umf и переход
от U'mi к Umi. можно сделать графически, нанеся в одной системе координат
амплитудную характеристику устройства без обратной связи и характери-
стику передачи цепи обратной связи (линия обратной связи). Если цепь
обратной связи не содержит не-
линейных элементов, то линия
обратной связи представляет
собой прямую, проведенную из
начала координат под углом
а = arctg р- к оси абсцисс. Сумми-
руя абсциссы амплитудной харак-
теристики цепи без обратной свя-
зи и абсциссы линии обратной
связи, получаем абсциссы ампли-
тудной характеристики устрой-
ства с введенной в него цепью
обратной связи (рис. 2.68).
Легко видеть, что получен-
ная таким образом амплитудная
характеристика в несколько боль-
шем диапазоне амплитуд Um2
близка к линейной, чем исходная.
Пользуясь ею, легко определить
Рис. 2.68. Графическое построение амплитуд-
ной характеристики усилителя с обратной
связью.
1 — амплитудная характеристика исходного усили-
теля, 2 — линия обратной связи, з — амплитуд-
ная характеристика усилителя с обратной связью,
4 — эта же характеристика при изменении масштаба
по оси UmV
динамический диапазон устройства'. Наконец, если, изменив масштаб по
горизонтальной. оси, совместить начальные участки обеих амплитудных
характеристик (рис. 2.68), то обнаруживается приближение характеристики
к ломаной линии, о чем говорилось выше.
При постройке каскада с обратной связью часто бывает нужно не сопо-
ставить заданную амплитудную характеристику без обратной связи с ха-
рактеристикой, которая получается при введении [З-цепи, а рассмотреть рабо-
ту каскада с обратной связью при его предварительном расчете и выбрать
наиболее удачный режим лампы. Для этого также можно воспользоваться
графическим методом.
Положим, например, что для постройки каскада выбран пентод и его
динамическая характеристика задана графически в виде 1а = / (С7с) (как
известно, она мало отличается от статической характеристики лампы, см.
§ 1 настоящей главы). Выберем начальный режим работы лампы (точка А на
рис. 2.69) и вновь примем во внимание, что для сохранения неизменной
амплитуды тока 1та нужно при введении цепи отрицательной обратной свя-
зи увеличить амплитуду входного сигнала от Uml = U’ml до Umi = +
+ Umf с тем, чтобы амплитуда сеточного напряжения осталась неизменной.
Для того чтобы найти Umf и U"mt, опять нанесем в плоскости /а, Uc линию
обратной связи. Эта линия должна связывать амплитуду анодного тока лам-
пы с амплитудой напряжения обратной связи Umf. Положим для определен-
ности, что обратная связь подается через сопротивление 7?, связывающее
анод и сетку лампы (см. рис. 2.60, а), т. е. Umf — $Uma — f>RaIma. Тогда
линия обратной связи представляет собой прямую, составляющую угол
176
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. и
1
a = arctgb~E~ с осью абсцисс. Эта прямая должна проходить через точку А,
Р‘'а
поскольку при отсутствии сигнала на входе нет и переменного напряжения
обратной связи. Как и прежде, абсциссы амплитуд динамической характе-
ристики каскада с обратной связью получим, суммируя абсциссы линии
обратной связи и динамической характеристики лампы. При этом, например,
точка а динамической характеристики отвечает действию на входе сигнала
/7„г1 и, следовательно, действию на сетке лампы напряжения с амплитудой
U'mi (см. рис. 2.69).
Построенная таким образом динамическая характеристика позволяет
найти динамический диапазон каскада и определить степень и характер нели-
нейных искажений сигналов той или иной амплитуды. Действительно,
Рис. 2.69. График изменения характеристики лампы при
введении обратной связи.
1 — анодно-сеточная характеристика пентода, 2 — линия обрат-
ной связи, з — характеристика лампы с обратной связью.
динамический диапазон ограничивается сеточным током, когда Umi дости-
гает значения Umv что соответствует Uc = 0. Если, далее, вследствие кри-
визны динамической характеристики лампы динамический диапазон был
ограничен со стороны больших отрицательных потенциалов сетки величи-
ной Uс*, то в схеме с обратной связью это будет соответствовать сигналу
Umi (см- Рис- 2.69). Наконец, на этом рисунке видно, что положительные
полупериоды сигнала будут подвержены меньшим нелинейным искажени-
ям, чем отрицательные. Варьируя положение начальной рабочей точки А и
наклон линии обратной связи, можно выбрать наиболее подходящий режим
работы каскада для решения той или иной задачи.
Заметим, что для построения линии обратной связи, вообще говоря,
не нужно знать, какова схема каскада,— эта линия всегда будет прямой,
если цепь обратной связи не содержит нелинейных элементов. Вместе с тем,
чтобы после того, как наклон этой линии выбран, определить параметры
цепи обратной связи, схема каскада должна быть известна. В приведенном
примере, выбрав угол наклона а = а*, можно определить величину сопро-
тивления цепи обратной связи R, если остальные параметры схемы каскада
известны.
7. Паразитные обратные связи в усилителях. Кроме обратной связи,
введенной специально, в усилителе существует ряд паразитных обратных
связей. Если эти паразитные обратные связи положительны, то, как было
S 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
177
расчетного, в сеточных цепях протекают
Рис. 2.70. Частотнофазовая характеристика
в случае устойчивой (а) и неустойчивой (б)
системы с обратной связью.
выяснено выше, они могут привести к существенному ухудшению характе-
ристик усилителя и уменьшению стабильности его работы. Кроме того, поло-
жительная обратная связь может привести к неустойчивости работы усили-
теля, т. е. к возможности самовозбуждения. При этом, очевидно, усилитель,
по существу, превращается в генератор, и на его выходе имеется переменное
напряжение, частота и форма которого определяются параметрами схемы.
Частота паразитных колебаний иногда бывает столь высока, что генерируе-
мые сигналы наблюдаются непосредственно лишь с большим трудом. Вместе
с тем усилитель перестает пропускать сигналы, получаемые от датчика,
режим ламп резко отклоняется от
большие токи и т. д. Все это сви-
детельствует о самовозбуждении
усилителя.
Вопрос об устойчивости
устройств с обратной связью под-
робно рассматривается в теории
активных систем. Строгий анализ
приводит к заключению: для отсут-
ствия самовозбуждения необходи-
мо и достаточно, чтобы условие
(2.67) не удовлетворялось ни для
какого значения частоты со в пре-
делах от 0 до оо*). Часто это по-
ложение иллюстрируется изобра-
жением частотнофазовой характе-
ристики произведения /Г0 = а + jb рассматриваемой схемы в виде годо-
графа (см. гл. I, § 1). Если эта характеристика (рис. 2.70) не включает
в себя точку (1, 0), то схема устойчива, в противном случае — нет [39].
Иногда условие устойчивости работы усилителя с обратной связью фор-
мулируют несколько иначе, а именно требуют, чтобы в области частот, где
/Гр > 1, сдвиг фай был + Чгр< л. Это требование более жесткое, чем
условие расположения точки (1, 0) вне кривой К$ = f (со), поскольку оно
исключает кривые, пересекающие вещественную ось в обход этой точки
(как, например, кривая 2 на рис. 2.70, а). Исследования показывают, что
системы с таким сложным видом частотнофазовой характеристики произве-
дения /Гр также устойчивы, но практически их избегают, тай как при умень-
шении усиления они могут перейти в неустойчивые. Поэтому более жесткое
условие устойчивости является более надежным. Удовлетворяющие ему сис-
темы называют абсолютно устойчивыми [40].
Нарушение устойчивости усилителя может быть вызвано обратными
связями через индуктивные и емкостные взаимодействия элементов схемы
и межэлектродные емкости ламп, а также обратным действием коллекторной
цепи на процессы в базовой области транзистора. К самовозбуждению может
привести связь отдельных усилительных каскадов за счет протекания пере-
менного тока в шасси и связь через источники питания, общие для несколь-
ких каскадов.
Связь между отдельными деталями схемы можно уменьшить рациональ-
ным монтажом и экранировкой отдельных каскадов. Усилитель желатель-
но монтировать «в линию», располагая один каскад за другим и максимально
удаляя вход схемы от ее выхода. Для подведения ко входу и съема с выхода
схемы сигналов желательно применять хорошо Экранированные высо-
кочастотные разъемы. Детали сеточной и анодной цепей лампы не следует
*) Более общий критерий устойчивости сформулирован в [38].
12 а. М. Бонч-Бруевич
178
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
1ГЛ. 11
располагать в непосредственной близости; все точки схемы соединяют кратчай-
шими путями. Ряд деталей схемы часто монтируют прямо на лепестках пане-
лек, что уменьшает возможность наводок с одного провода на другой и сни-
жает распределенную емкость монтажа. В некоторых случаях отдельные
детали (например, разделительные конденсаторы большой емкости в широко-
полосных усилителях) приходится удалять от шасси для улучшения характе-
ристик усилителя. При этом монтажные провода удлиняются, но требова-
ние минимальной связи между ними остается в силе. Применение экраниро-
ванных проводов для монтажа возможно лишь, если возрастание их емкости
не приводит к недопустимому ухудшению характеристик усилителя.
Эффективная мера борьбы с паразитными связями на частотах более
высоких, чем верхняя граница полосы пропускания усилителя, заключается
в отделении сеток ламп от элементов цепей связи небольшими сопротивле-
ниями. Эти сопротивления вместе с паразитными емкостями схемы образу-
ют элементарные высокочастотные фильтры, ослабляющие уровень паразит-
ных напряжений на сетках ламп. Величины развязывающих сопротивлений
подбираются экспериментально и обычно имеют величину порядка сотен ом.
Значительное уменьшение паразитных обратных связей в усилителях
дает разделение экранами отдельных каскадов схемы. Особенно существенное
значение имеет экранировка, если анодной нагрузкой лампы служит резо-
нансный контур (резонансные усилители, см. гл. Ill, § 1). В усилителях,
собранных по другим схемам, междукаскадная экранировка также применяет-
ся, в особенности если коэффициент усиления каждого каскада велик.
В широкополосных усилителях, имеющих сравнительно малое усиление
на каскад, при рациональном монтаже можно обойтись без межкаскадной
экранировки, введение которой, вообще говоря, ухудшает частотнофазовую
(а следовательно, и переходную) характеристику схемы. Экраном чаще всего
стремятся отделить анодную цепь лампы от сеточной. Это иллюстрирует
рис. 2.71, на котором схематически изображено возможное расположение
экранов в усилителе на сопротивлениях (роль деталей Сф и будет ясна из
излагаемого ниже).
Определение достаточности той или иной экранировки во многих случа-
ях не поддается техническому расчету, но весьма полезные сведения о пра-
вилах рациональной постройки экранов приводятся в специальных моногра-
фиях [41, 42]. Неудачная экранировка обнаруживается в сущности только
после того, как усилитель построен, и ее переделка часто требует перестрой-
ки шасси и перемонтажа схемы, т. е., по существу, сборки усилителя заново.
Поэтому в лабораторной практике при монтаже единичных экземпляров
усилителей общим правилом следует считать осуществление наилучшей воз-
можной экранировки. Экраны должны быть изготовлены из металла с малым
удельным сопротивлением (в ответственных случаях шасси и перегородки,
служащие экранами,‘серебрят). Между отдельными частями экрана (напри-
мер, стенками, образующими замкнутый объем, охватывающий экранируе-
мый каскад) должны быть хорошие контакты по возможности по большой
поверхности, а не в отдельных точках.
Экранировка усилителя может быть нарушена, если через межкаскад-
ные экраны будут проходить провода питания. Поэтому последние выносят-
ся за металлические перегородки, разделяющие каскады, или помещаются
в металлические чулки-экраны. Введение в схему общего земляного провода,
который также может приверти к нарушению экранировки, в большинстве
случаев не дает положительного эффекта, и, как показывает опыт, гораздо
рациональнее заземлять соответствующие детали в каждом каскаде, непосред-
ственно соединяя их с металлическим шасси.
Впрочем, в измерительных усилителях, работающих с малыми сигнала-
ми, такой общий земляной провод, присоединенный к шасси в одной точке,
$ 4]
ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В АКТИВНЫХ ЦЕПЯХ
179
иногда вводят. Делается это с целью уменьшить возможность наводок вслед-
ствие возникновения паразитных разностей потенциалов в шасси под действи-
ем внешних электромагнитных полей.
Рис. 2.71. Пример расположения экранов в уси-
лителе.
При неудачном монтаже схемы самовозбуждение усилителя могут вы-
звать блуждающие переменные токи, протекающие по шасси. Если концы
сопротивления в катоде лампы и сопротивления утечки сетки присоединены
к разным точкам шасси, то протекание таких токов вызывает появление
между сеткой и катодом лампы переменного напряже-
ния (и' на рис. 2.72), фаза которого может оказаться
совпадающей с фазой сигнала, вызвавшего эти токи.
Для того чтобы этот эффект, особенно опасный в пер-
вых каскадах схемы, не мог привести ее к самовоз-
буждению, концы сопротивлений Нк и Rc, а также
конденсатор Сбк следует соединять с шасси в одной
точке, как это указано на рис. 2.71.
Обратные связи в схеме усилителя через источ-
ник питания анодных цепей ламп вызываются протека-
нием через этот источник переменных анодных токов
всех ламп схемы. Так как всякий источник питания
обладает некоторым сопротивлением, то на его выхо-
де появляется переменное напряжение, которое оказы-
вается приложенным к сеткам всех ламп, за исключе-
нием первой. Величина этого напряжения и фазовые
Рис. 2.72. К рассмот-
рению паразитных
обратных связей за
счет блуждающих то-
ков по шасси.
соотношения в схеме могут оказаться такими, что схема самовозбудится.
Для уменьшения опасности самовозбуждения выбирают источник анод-
ного питания е возможно меньшим внутренним сопротивлением. Наимень-
шее сопротивление имеют специальные схемы питания, построенные на элек-
тронных лампах (электронные стабилизаторы). Сухие батареи, особенно
после частичной разрядки или длительного хранения, имеют сравнительно
большое сопротивление, достигающее величины порядка нескольких сотен
ом. Поэтому применение этих батарей может вызвать самовозбуждение схемы.
12*
180
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
В некоторых случаях применяется раздельное питание каскадов усили-
теля: схема разбивается на две или большее число частей, питаемых от отдель-
ных источников. При этом опасность самовозбуждения за счет связи через
источник питания уменьшается, так как снижается величина коэффициента
усиления в каждой группе схемы.
Наконец, весьма эффективным средством борьбы с самовозбуждением
схемы за счет связи через источник питания анодных цепей ламп является
применение так называемых развязывающих фильтров. Развязывающий
фильтр обычно представляет собой цепь из активного сопротивления 7?ф,
включенного последовательно с источником питания, и емкости Сф, включен-
ной параллельно сопротивлению фильтра и источнику питания. Такие филь-
тры в цепях анодов и экранных сеток ламп имеются в каждом каскаде уси-
лителя на сопротивлениях (см.
Рис. 2.73. Включение дросселей в цепи питания
накалов ламп для уменьшения опасности само-
возбуждения усилителя.
каждой лампы (за исключением первой,
вовсе), так как элементы фильтров служат
рис. 2.71).
Параметры фильтров выби-
раются таким образом, что
основная доля переменной со-
ставляющей анодного или экран-
ного тока каждой лампы схемы
протекает через емкость С$ и
лишь малая доля — через сопро-
тивление 7?ф и источник пита-
ния. Поэтому амплитуда пере-
менного напряжения, выделяю-
щегося на источнике питания,
уменьшается. Кроме того, это
переменное напряжение оказы-
вается не целиком, а лишь ча-
стично приложенным к сетке
к которой оно не приложено
делителями переменного напря-
жения, включенными между "источником питания и сетками ламп.
Эффективность развязывающих фильтров понижается с уменьшением
частоты сигналов, так как при этом возрастает сопротивление емкостей Сф.
Поэтому в схемах с фильтрами наиболее вероятно самовозбуждение на срав-
нительно низкой частоте, если усиление схемы в этой области частот велико.
В связи с этим питание первых каскадов низкочастотных усилителей иногда
осуществляют от общего для всего усилителя источника через вспомогатель-
ные катодные повторители (см. гл. III, § 2). Это усложняет схему, но позво-
ляет полностью развязать каскады вплоть до сколь угодно низких частот.
К самовозбуждению схемы может привести также неудачно построенная
цепь накалов ламп. Как правило, накалы всех ламп соединяют параллель-
но и питают от одного трансформатора или выпрямителя (имеются в виду
подогревные лампы), и лампы разных каскадов оказываются связанными
между собой. Далее, катод каждой лампы связан с цепью накалов через
емкость между подогревателем и катодом (порядка 10 пф). Поэтому, если
сопротивление между катодом и нулевым проводом (шасси) не равно нулю,
а в цепи питания наводится переменный ток, то на катоде действует паразит-
ное переменное напряжение, управляющее анодным током лампы. Особенно
опасно появление паразитного напряжения в первых каскадах за счет тока,
наведенного в накальных цепях последних каскадов схемы.
Сопротивление между катодом и нулевым проводом схемы велико в кас-
кадах с общим анодом и имеет значительную величину в других схемах,
работающих с сопротивлением автоматического смещения незаблокирован-
ным конденсатором. Однако, даже если такая блокировка есть,- это сопроти-
§ 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 181
вление может оказаться заметным в области высоких частот вследствие конеч-
ной величины индуктивности проводов катодной цепи. Ввиду этого само-
возбуждение, вызываемое связью через цепи накалов, может наблюдаться
в самых различных схемах.
Для уменьшения опасности самовозбуждения один из выводов накала
каждой лампы заземляют, а в высокочастотных усилителях в цепи накалов
включают дроссели. Они могут быть включены в цепь питания накала каж-
дой лампы (рис. 2.73) или жё накалы двух-трех ламп объединяются вместе
и питаются через общий дроссель. Иногда для уменьшения паразитной свя-
зи цепи накала монтируют экранированным проводом.
§ 5. ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ
УСТРОЙСТВАХ
1. Источники электрических помех. При использовании радиоэлектрон-
ных измерительных устройств необходимо принимать во внимание помехи,
вызывающие появление на выходе напряжения, мешающего наблюдению
или измерению полезных сигналов [43]. Источники этих помех лежат как
вне измерительного устройства, так и в нем самом. К помехам, действующим
извне, относятся:.напряжение технической частоты, проникающее в схему
через цепи питания, переменные электрические и магнитные поля генерато-
ров, искровых переключателей, моторов, газоразрядных приборов и т. д.
Внешними помехами являются также механические воздействия, приводящие
к колебаниям электродов ламп, вследствие чего на выходе схемы появляется
мешающее переменное напряжение (так называемый микрофонный эффект).
К числу внутренних помех относятся переменные напряжения, возни-
кающие вследствие флуктуаций плотности зарядов в элементах схемы [44],
переменные нацряжения, связанные с изменяющимися по величине поверх-
ностными утечками изоляторов и беспорядочными колебаниями величин
сопротивлений при протекании по ним тока. Кроме того, внутренним источ-
ником помех являются статистические изменения величины тока эмиссии
катодов ламп, а также явление мерцания катодов, заключающееся в относи-
тельно медленных изменениях эмиссионной способности отдельных точек
их поверхности. В транзисторах флуктуационные помехи создают колеба-
ния числа носителей тока в полупроводнике, а также контактные явления
на границах металл — полупроводник [45].
Значительные помехи могут вызвать недоброкачественные детали (сопро-
тивления, конденсаторы, дроссели, трансформаторы и т. д.), плохие пайки,
недостаточно хорошие контакты в цепи связи усилителя с источником сигна-
лов, в подводке питания и т. д.
Помехи можно наблюдать, включая на выход схемы осциллограф или
вольтметр, либо прослушать их в телефон, причем в последнем случае
помехи проявляются в виде шорохов, шума, треска или отдельных щелчков.
Поэтому часто говорят о «собственном шуме» усилителя, об «уровне шума»
ит. и., имея в виду мешающий измерениям фон на выходе.
Для того чтобы устранить или по крайней мере резко снизить уровень
помех, необходимо принимать специальные меры при монтаже усилителя.
В первую очередь следует отбирать вполне доброкачественные детали, при-
менять надежные и проверенные контактные сочленения, избегая вводить
слишком большое число их в схему, тщательно пропаивать все соединения,
избегать возможности замыкания при сотрясениях отдельных деталей,, даже
если их потенциалы приблизительно одинаковы (например, брони проводов
и шасси), и т. д.
Опасность микрофонного эффекта особенно существенна, если усили-
тель обладает значительным коэффициентом усиления в области звуковых
182
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
ИГЛ. II
частот. Для уменьшения микрофонного эффекта, спектр которого обычно
состоит из ряда полос, лежащих в области от нескольких десятков герц
до величины порядка единиц килогерц, следует подбирать лампы с наиболее
жестко закрепленными электродами. Особенно сильно проявляется микро-
фонный эффект у ламп с катодом прямого накала (например, у стержневых
ламп), у которых он в значительной степени обязан механическим колеба-
ниям катода. Из ламп с подогревным катодом относительно малым микро-
фонным эффектом обладают лампы 6Ж8, 12Ж1Л, желудь-954 и некоторые
другие. У ламп с большой крутизной, как правило, микрофонный эффект
больше, чем у ламп с малой крутизной. Транзисторы микрофонного эффекта
не обнаруживают.
Для уменьшения микрофонного эффекта панельки первых ламп усили-
телей часто крепятся на отдельной относительно тяжелой плите, связанной
с шасси всего усилителя пружинами или амортизаторами из резины. Если
лампы не слишком сильно нагреваются во время работы, то иногда на них
надевают колпаки с войлочной прокладкой. В некоторых конструкциях
регистрирующих устройств, особенно работающих в зоне сильных акусти-
ческих колебаний, лампы вместе со всеми деталями собранных на них каска-
дов помещаются в коробки-экраны, заполненные ватой или другим погло-
щающим вибрации материалом. Наконец, иногда весь усилитель помещают
на консоль или тяжелую металлическую плиту, лежащую на резине или
на надутой воздухом подушке, либо подвешенную на пружинах. Все эти
меры позволяют практически полностью избежать микрофонного эффекта.
Появление напряжения частоты 50 гц (или 100 гц) связано как с пита-
нием накалов усилительных ламп переменным током, так и с питанием
анодных и экранных цепей от выпрямителей. Для уменьшения фона неза-
земленные провода накала следует по возможности удалять от цепей, свя-
занных с общим нулевым проводом через высокоомные сопротивления (в пер-
вую очередь от цепей сеток первых ламп). Кроме того, часто бывает не без-
различно, какую из ножек накала лампы заземлять. Так, например, опыт
показывает, что в лампе 6Ж4 рационально заземлять ножку 7, а к ножке 2
присоединять незаземленный провод питания накала; в лампе 6Ж1П нужно
заземлять ножку 3, а ножку 4 оставлять для подключения незаземленного
накального провода. Какую из ножек лампы рациональнее заземлять для
снижения фона, легко установить, наблюдая на осциллографе, включенном
на выходе смонтированного усилителя, за уровнем фона при разных вариан-
тах построения цепи питания катодов. Полностью ликвидировать фон, свя-
занный с питанием накалов ламп, можно путем перевода их на аккумуляторы
или специальный накальный выпрямитель с хорошей фильтрацией.
Для снижения фона переменного тока, обусловленного питанием анод-
ных и экранных цепей ламп от выпрямителя, необходимы хорошие фильтры.
Насколько опасны пульсации напряжения источника анодного и экранного
питания, ясно из следующих простых соображений. Если в области нижних
частот коэффициент усиления всех каскадов схемы, за исключением первого,
равен 106, то достаточно иметь напряжение фона на аноде первой лампы
(а следовательно, и на сетке второй) 0,1 мв для того, чтобы на выходе усили-
теля появился фон с напряжением 10 в. Отсюда совершенно ясно, что исполь-
зуемое для питания анодов ламп выпрямленное напряжение должно быть
весьма тщательно сглажено. Практически трудно добиться того, чтобы напря-
жение фона на выходе выпрямителя было менее милливольта. Поэтому даже
при включении дополнительных многозвенных фильтров в цепи питания
анодов и экранных сеток ламп фон переменного напряжения на выходе
схемы с большим усилением в области низких частот всегда присутствует.
Он значительно снижается, если выпрямитель питается не от сети обычного
технического переменного тока, а током с частотой 400—500 гц. Полностью
§ 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 183
ликвидируется фон при питании анодных и экранных цепей от батарей или
аккумуляторов.
Кроме фона переменного тока, источники питания могут вызывать
случайные изменения (часто резкие скачки) напряжения на электродах
ламп. К таким помехам приводят беспорядочные колебания э. д. с. и сопро-
тивления химических источников тока, скачкообразные изменения режима
работы газоразрядных стабилотронов, локальные пробои в электролитиче-
ских конденсаторах и т. д.
В значительной степени все сказанное (исключая помехи, связанные
с цепями накалов) относится и к транзисторным схемам, при построении
которых также приходится принимать меры для снижения помех со стороны
источников питания.
Для уменьшения влияния внешних переменных электрических и магнит-
ных полей не только усилитель, но и все измерительное устройство должно
быть тщательно заэкранировано. В большинстве случаев бывает достаточно
экрана толщиной 1—2 мм из любого металла. Если же чувствительный уси-
литель должен работать в зоне действия переменного магнитного поля низ-
кой частоты, необходимы экраны толщиной порядка 10—15 мм, изготовлен-
ные из мягкого железа или сплавов с большой магнитной проницаемостью
(например, из альсифера или многослойного пермаллоя). Иногда в ответ-
ственных случаях изготовляют многослойные экраны, включающие экраны
иэ металлов с большой проводимостью и с большой магнитной проницаемо-
стью. Существенную роль играет конфигурация экрана — наилучшие резуль-
таты дает экран цилиндрической формы. В такой экран, выполненный в
виде точеного цилиндра, достаточно поместить только первые каскады
измерительной установки, в которых уровень сигналов относительно
низок.
Независимо от экранировки электронную схему желательно удалять
от силовых трансформаторов и в особенности от феррорезонансных стаби-
лизаторов, обладающих сильным рассеянным магнитным полем. Такие ста-
билизаторы содержатся во многих измерительных и вспомогательных при-
борах (ламповых вольтметрах, генераторах стандартных сигналов и т. д.),
которые поэтому нежелательно располагать вблизи от чувствительных уси-
лителей.
Часто измерительные усилители делят на две части — предусилитель,
расположенный в непосредственной близости от датчика сигналов, и глав-
ный усилитель, связанный с предусилителем кабелем. В этом случае особое
внимание должно быть обращено на экранировку последнего. Экран соеди-
нительного кабеля должен иметь низкое сопротивление; во многих случаях
полезна многослойная экранировка, выполненная в виде нескольких (двух-
трех) гибких экранов-чулок, разделенных изолирующими слоями.
Наконец, важное значение имеет правильный выбор места заземления
экрана. Вообще лучше всего в измерительной установке, содержащей источ-
ник сигналов, усилитель и выходной прибор, иметь одну точку заземления,
а экраны всех приборов соединить между собой специальным проводом
или с помощью брони соединительных кабелей. Однако практически часто
это бывает невыполнимо, и место (или места) наиболее удачных точек зазем-
ления экранов приходится подбирать экспериментально.
Помимо предохранения схемы от проникновения помех, желательно
блокировать помехи в местах их возникновения: экранировать моторы,
генераторы (в том числе радиочастотные), искровые выключатели, газораз-
рядные приборы и т. д., включать фильтры в цепи питания прибо-
ров и установок, дающих помехи, и т. п. Если такая блокировка по усло-
виям работы невозможна, то желательно усилитель удалять от источни-
ков помех.
184
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. и
В некоторых случаях измерительное устройство может удовлетворительно
работать и не при столь тщательном его изготовлении и экранировке. Однако
общим правилом следует считать, что никакие меры, ведущие к уменьшению
фона, не являются излишними, и при постройке схемы для измерений должна
быть предусмотрена ликвидация всех возможных источников помех.
2. Общие соображения о регистрации слабых сигналов. Все помехи
в измерительном устройстве, за исключением флуктуационных явлений в дат-
чиках сигналов и элементах измерительных схем — электронных лампах,
транзисторах, сопротивлениях, полупроводниковых диодах, трансформато-
рах ит. д., могут быть, по крайней мере принципиально, полностью подав-
лены. Уровень электрических флуктуаций в датчиках и радиоэлектронных
схемах определяется порождающими их физическими явлениями, и чем он
ниже, тем, вообще говоря, меньший полезный сигнал может быть обнаружен
и измерен. Если на датчик поступает «чистый» сигнал, то минимальный уро-
вень последнего, который может быть измерен с заданной точностью, опре-
деляется шумами самого измерительного устройства (вклю-
чая датчик). В ряде случаев существенную роль играют
флуктуационные явления в самом исследуемом процессе.
Например, точность измерения слабых интенсивностей
потока ионизующего излучения ограничивается флук-
туациями последнего.
Мерой, характеризующей степень мешающего действия
шума при регистрации сигнала, может служить отношение
уровня сигнала к уровню шума, подведенных к индикатор-
ному устройству. Иначе говоря, существенное значение
имеет не столько абсолютное значение уровня шума,
сколько сопоставление его с уровнем сигнала. Само собой
разумеется, что при этом сигнал и шум должны быть из-
мерены в однородных единицах, например взяты мощность
сигнала и мощность шума или их напряжения. Мощность, выделяющаяся
на сопротивлении В при подведении к нему регулярного сигнала UB и флук-
т2 ~~2~
yj U S I ЦПТ
туирующего напряжения шума, определяется соотношением Р = — + —,
где Пш — квадрат среднего квадратичного (эффективного) значения флук-
туационного напряжения. Первое слагаемое представляет собой мощность
полезного сигнала, а второе — мощность шума. Поэтому отношение уровня
сигнала к уровню шума может характеризоваться величиной
Рис. 2.74. К рас-
смотрению сов-
местного дейст-
вия сигнала и на-
пряжения шума.
(2.94)
Часто под отношением сигнала к шуму удобнее понимать отношение напря-
жения Us к эффективному значению напряжения шума:
? = (2.95)
Разделение сигнала на полезный сигнал и’шум может быть представлено
как последовательное включение двух генераторов: генератора полезного
сигнала и генератора шума-(рис. 2.74). При этом пока не уточняется истин-
ная природа шумового напряжения, т. е. какой именно элемент илр участок
схемы заменяется шумовым напряжением. Обычно приходится учитывать
несколько источников шума, расположенных в разных участках схемы.
Для удобства рассмотрения все эти источники могут быть приведены к одному
§ 51 ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 185
участку. Например, источник напряжения шума V и^г в анодной цепи лампы
каскада с коэффициентом усиления К можно заменить эквивалентным источ-
,--|/ 2
1/ «г У ища
ником шума V f—
А
в сеточной цепи лампы, а анодную цепь считать
«нешумящей».
Таким образом, все источники шума можно сосредоточить, например,
на входе усилителя, а сам усилитель считать идеальным (нешумящим),
но пропускающим на выход вместе с полезным сигналом шум, действующий
на входе. Если источники шума — независимые (некоррелированные) ста-
тистические процессы в разных элементах устройства, то после приведения
их к одному участку схемы величина квадрата среднего квадратичного зна-
чения суммарного напряжения шума может быть найдена как сумма значе-
ний квадратов средних квадратичных значений от-
дельных составляющих. Поэтому, например, в схеме,
приведенной на рис. 2.75, в этом случае можно счи-
тать, что в цепи сетки лампы действует помимо
источника сигнала Us также источник шума ищ =
VНшс + Ища, где Ншс — квадрат среднеквадра-
тичного значения напряжения шума сеточной цепи.
Допустимая величина отношения определя-
ется условиями поставленного физического экспери-
мента. Уровень сигнала, соответствующего эффектив-
ному значению шума, часто называют «пороговым»
сигналом, условно считая, что меньший сигнал не
может быть надежно обнаружен.
Величина отношения уровня сигнала к уровню
шума представляет собой характеристику всего
измерительного устройства в целом. Если не из-
Рис. 2.75. К определе-
нию суммарного шума
в сеточной цепи лампы.
вестны отдельные составляющие шума, то его значение не позволяет
судить о том, какая доля этого шума связана с датчиком сигналов и какая
доля добавляется радиоэлектронным измерительным устройством (например,
усилителем). Так как этот вопрос существен для конструирования и оценки
качества усилителя, то вводят понятие коэффициента шума, который опре-
деляют как отношение мощности шума на выходе измерительного устройства,
обусловленного всеми источниками (Ршх), к мощности шума не выходе,
обусловленного только флуктуационными помехами, которые поступают
от датчика сигналов (Ршо):
F
'пй
Ршо
(2.96)
Следовательно, коэффициент шума представляет собой отношение уровня
шума на выходе реального измерительного устройства к уровню шума на
выходе идеального измерительного устройства, в котором шумит лишь дат-
чик, а схема шума не дает.
В радиотехнике, определяя коэффициент шума, обычно имеют в виду
термический (контурный) шум (см. п. 3 настоящего параграфа), что соот-
ветствует характеру шума антенны, которая служит датчиком. Это целе-
сообразно еше и потому, что шум того или иного устройства бывает удобно
сравнивать с флуктуационным напряжением активного сопротивления извест-
ной величины, которое служит, таким образом, эталонным генератором
шума. Если дано значение коэффициента шума, то рассматриваемое устрой-
ство в отношении создаваемого им уровня шума, независимо от фактической
186
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
природы последнего, можно заменить некоторым эквивалентным сопротивле-
нием, что часто бывает практически весьма удобно *).
Такое ограничение в определении понятия коэффициента шума не имеет
принципиального значения, и в общем случае при оценке величины F устрой-
ства, работающего с тем или иным датчиком, можно принимать во внимание
общий шум последнего независимо от природы и удельного веса его соста-
вляющих. Очевидно, что чем ближе значение F к единице при выражении
коэффициента шума в натуральных единицах, или к нулю при измерении
его в логарифмической шкале (в децибелах), тем меньшую роль в определе-
нии общего уровня шума устройства играет измерительная схема. Вместе
Рис. 2.76. Применение трансформа-
тора для согласования датчика и
входа усилителя по шуму.
с тем одна и та же схема, работающая с
датчиками сигналов, с разным уровнем соб-
ственного шума будет характеризоваться
разными значениями коэффициента шума.
Хотя на самом деле напряжение на
выходе схемы, обусловленное флуктуацион-
нЫми явлениями, в ней самой ликвиди-
ровано быть не может, но рациональным
выбором параметров входной цепи часто
можно добиться того, что его уровень будет
ниже уровня флуктуационных помех, по-
ступающих от датчика сигналов. Для пояснения этого положим, что собствен-
ный шум датчика много меньше шума усилителя. Если этот датчик присоеди-
нен непосредственно ко входу усилителя, отношение напряжения сигнала
к напряжению шума на выходе последнего определяется величиной сигнала,
даваемого датчиком и шумом усилителя (следовательно, коэффициент шума
много больше единицы). Если, далее, датчик включить на вход усилителя
через повышающий трансформатор (рис. 2.76), то возрастает как уровень
полезного сигнала, так и уровень шума, поступающего от датчика. Увеличе-
ние коэффициента трансформации, пока он остается меньшим, чем отношение
напряжения шума усилителя (КИщу) к шуму датчика Vw-шо, сопровождает-
ся возрастанием уровня сигнала на выходе усилителя относительно уровня
помех. Если же коэффициент трансформации достигнет величины, превы-
шающей ю отношение Ug/Vu^ будет оставаться практически
неизменным, а коэффициент шума станет близким к единице. Отсюда следует,
что, включением трансформатора между относительно мало шумящим источ-
ником сигналов и сильно шумящим усилителем, можно повысить отношение
напряжения сигнала к напряжению шума и, во всяком случае, в принципе
получить коэффициент шума, практически равный единице. Само собой
разумеется, что трансформатор не должен искажать форму сигналов, пере-
дающую информацию об исследуемом явлении.
«Согласование по шуму» датчика сигналов и радиоэлектронного регист-
рирующего устройства с помощью входного трансформатора широко исполь-
зуется, например, в устройствах, работающих с термопарами, болометрами,
микрофонами и т. п. (см. гл. VII, § 3). Если по тем или иным причинам такое
согласование невозможно и F > 1, то динамический диапазон измеритель-
ного устройства со стороны малых сигналов ограничивается шумом радио-
электронной схемы.
*) При этом могут возникнуть некоторые осложнения, связанные с различиями
в спектрах шума сопротивления и того устройства, коэффициент шума которого опре-
деляется (см. следующие пункты настоящего параграфа). Поэтому такая эквивалентная
замена оказывается справедливой только в ограниченной полосе частот. Иначе говоря,
эквивалентное шумовое сопротивление оказывается функцией среднего значения частоты
спектрального интервала, в пределах которого рассматривается шум.
« 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 187
Минимальный уровень сигналов, которые могут быть обнаружены,
определяется не только уровнем шума на входе измерительного устройства,
но и возможностью выделения на выходе (или в измерительной схеме) полез-
ного сигнала из шума, независимо от источников происхождения послед-
него. Приемы выделения полезных сигналов из шумов по существу основа-
ны на использовании различий в статистике сигналов и флуктуационного
напряжения. Во многих физических опытах требуется регистрировать
периодические сигналы, спектр которых лежит в определенной полосе частот
Д/s- Вместе с тем спектр флуктуаций, подчиняющихся нормальному закону
распределения, непрерывный и равномерный в широком диапазоне частот,
так что мощность шума, заключенная в интервале частот Д/, пропорциональ-
на его ширине и не зависит от того, в какой области частот этот интервал
расположен. Поэтому, сужая полосу пропускания измерительного устрой-
ства, можно сокращать уровень шума на его выходе, оставляя неизменным
уровень сигнала, пока спектр последнего лежит в пределах полосы пропу-
скания.
В общем случае любого спектрального распределения шума мощность
его на выходе того или иного устройства можно найти, если известна вели-
чина и зависимость от частоты спектральной плотности мощности шума
^шо = --тг (т. е. мощности шума в единичной полосе частот) на входе
устройства. Так как мощность шума пропорциональна квадрату среднего
к вадратичного значения флуктуационного напряжения, то мощность шума
на выходе в полосе частот df равна *5шо K2df, где К — коэффициент пере-
дачи напряжения в этой полосе,
а общая мощность
__ со
Рш= J Sm0K2df. (2.97)
о
Если в области частот, где К =#= 0, 5шо = const, то величина 5шо
со
может быть вынесена из-под знака интеграла, а К2 df заменен величиной
о
^оД/ш, где Ко — максимальная величина коэффициента передачи, а полоса
СО
частот Д/ш выбрана таким образом, чтобы Н®Д/Ш = К2 df. По существу
о
это означает замену действительной частотной характеристики цепи П-образ-
ной характеристикой, площадь под которой равна полной площади под
действительной характеристикой. Величина
СО
J K?df
= ° gt (2.98)
носит название шумовой полосы пропускания устройства. Для НС-цепей
с емкостью и сопротивлением на выходе, колебательного контура и ряда
других цепей она близка к полосе пропускания Д/*, определенной для уров-
ня М — = 1/|/2 (см. § 1 гл. I).
В качестве примера определим шумовую полосу НС-цепи с емкостью
«а выходе. Частотная характеристика цепи описывается выражением (1.20).
СО
Поэтому Д/ш = 1_|_4д2Т2уа = • Полоса пропускания этой же цепи,
6
188
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
ограниченная значениями М*=~у^, равна А/* = . Следовательно,
шумовая полоса примерно в полтора раза больше А/* (рис. 2.77, а).
Возможность уменьшения шумовой полосы для увеличения отношения
напряжения сигнала к напряжению шума на выходе устройства, а с ней
и его полосы пропускания, ограничивается искажением формы сигналов.
Очевидно поэтому, что чем уже спектр регистрируемого сигнала, тем, вообще
говоря, более слабый сигнал может быть обнаружен. В пределе (при Д/ш —» 0)
минимальный уровень обнаруживаемого сигнала также стремится к нулю.
В ряде случаев ограниченные сведения о физическом явлении действи-
тельно могут быть переданы сигналом с весьма узким спектром. Так, напри-
Рис. 2.77. Выделение сигнала на фо-
не шума путем сужения полосы про-
пускания устройства.
1 — спектр шума, 2 — спектр сигнала,
з — частотная характеристика избира-
тельной RC-цепи (а) и избирательного
контура (б).
мер, данные о практически постоянном
уровне той или иной физической величины
(напряженность поля, температура, давле-
ние , световой поток и т. д.) можно пере-
дать амплитудой сигнала, близкого к гар-
моническому, который получен от соответ-
ствующим образом построенного датчика.
Вместе с тем увеличение объема информа-
ции, например сведения об изменении зна-
чения измеряемой величины, требует мо-
дуляции сигнала, т. е. расширения его
спектра, а следовательно, и соответствую-
щего расширения полосы пропускания из-
мерительного устройства.
Обратим внимание на то, что измене-
ние полосы пропускания устройства вле-
чет за собой вместе с изменением мощности
пропускаемого шума также и изменение
времени установления выходного сигнала.
В результате минимальный уровень сигна-
ла, который можно обнаружить на фоне
шума, оказывается связанным с величиной
необходимого для этого времени. Проиллю-
стрируем это положение на примере филь-
трации шума с помощью ЯС-цепи с ем-
костью на выходе, для которой выше было
найдено выражение шумовой полосы. Так
как последняя пропорциональна полосе
пропускания цепи, то мощность шума на
выходе Рш^-^шоА/. Соответственно и мощ-
ность сигнала, который может быть обнаружен на выходе Ps га1п = аРш, также
будет пропорциональна величине произведения 5ш0А/. С другой стороны, для
того чтобы на выходе установилась стационарная величина полезного сиг-
нала,-после его появления на входе должно пройти время порядка нескольких
постоянных времени цепи. Следовательно, время, необходимое для изме-
1 1
рения сигнала t„ ~ . Поэтому Ps mln ~ — , что удобно записать в виде
ИЛИ
РS min — Const
U 8 min === Const.
(2.99)
Полученные выражения показывают, что чем меньше мощность .(напря-
жение) сигнала, тем большее время необходимо для его измерения. Этот
результат на самом деле соответствует известному положению, согласно
которому с возрастанием интервала усреднения значение флуктуирующей
$ 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 189
величины х стремится к своему среднему (в частности, это может быть нуль).
На этом основано применение многократных измерений для уменьшения
<> Ат 1
уровня несистематических погрешностей, причем, как известно, --------— ,
х у п
где п — число измерений. Так как п ~ £и (при заданном времени на одно
измерение), то величина Дх, определяющая минимальное значение величины
х, которое может быть измерено при ее флуктуациях, оказывается пропор-
циональной 1/ ‘/^ 1И. Поэтому полученный щлше результат свидетельствует
о том, что действие интегрирующей .RC-цепи в известном смысле аналогично
многократным измерениям сигнала. Причина этого лежит в том, что в цепи
накапливается полезная информация (как результат систематического дей-
ствия наблюдаемого сигнала) и усредняются случайные напряжения (по-
скольку на емкости суммируется заряд, соответствующий совокупности
мгновенных значений напряжения за конечный интервал времени). Время
усреднения по порядку величины равно постоянной времени цепи т. Отсюда
чем больше величина т, т. е. чем уже полоса пропускания, тем за большее
время усредняются измерения и тем их результат в большей степени очищен
от случайных помех.
Аналогичный эффект дает сужение полосы пропускания, например,
с помощью колебательного контура. С возрастанием его добротности умень-
шается уровень шума на выходе и одновременно возрастает время устано-
вления стационарной величины полезного сигнала, основная частота кото-
рого должна совпадать с резонансной частотой контура или быть ей близкой
(рис. 2.77, б). Это время, имеющее смысл минимально необходимого для
1 L
накопления полезной информации, пропорционально величине =
о ла
(см. выражение (1.70)). Так как полоса пропускания контура &f*=~
(выражение (1.12)) может быть представлена в виде Д/* = то минимальное
время измерения сигнала, как и в случае RC-цепи,
1 тт
. На самом
ду*
деле выражения (2.99) остаются справедливыми при сужении полосы про-
пускания любыми методами.
Постоянные, стоящие справа в выражениях (2.99), определяются харак-
теристиками измерительной установки. В частности, они зависят от уровня
собственного шума измерительного устройства (включая датчик сигналов)
и несколько изменяются при использовании различных цепей для фильтра-
ции сигналов. Совершенно ясно, что данные об уровне порогового сигнала
без указания времени, необходимого для его измерения, смысла не имеют.
Поэтому обычно, указывая пороговый сигнал для той или иной установки
(или датчика, в предположении, что коэффициент шума может быть сделан
равным единице), оговаривают, к какому времени измерений или полосе
частот он относится. Например, для датчиков инфракрасного излучения
пороговые сигналы обычно указывают для полосы пропускания регистри-
рующего устройства в 1 гц. Этим самым, очевидно, задается значение постоян-
ных в выражениях (2.99), пользуясь которыми можно определить пороговую
чувствительность устройства при любой другой полосе пропускания. Послед-
няя выбирается из условий постановки опыта, т. е. из условий того, насколь-
ко быстрые изменения уровня сигнала должны регистрироваться. Излишнее
расширение полосы пропускания вредно, поскольку оно сопровождается
снижением чувствительности установки.
Заметим как само собой разумеющееся, что простое увеличение времени
измерений без усреднения результатов наблюдений за все время измерений
не позволяет повысить величину отношения U$l\f и^. Увеличение же времени
190
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[гл. и
усреднения с возрастанием времени наблюдений эквивалентно сокращению
эффективной полосы пропускания устройства.
Накопление информации может производиться не только в схемах,
но и в индикаторах. Такое накопление дают, например, осциллографическая
трубка с послесвечением, длительное фотографирование экрана осциллогра-
фа при наблюдении периодических сигналов, наложение ряда записей сигна-
лов, выполненных на шлейфном осциллографе или с помощью самописца,
и т. д. В известных опытах, в которых впервые наблюдался радиолокацион-
ный сигнал, отраженный от поверхности Луны, таким накопителем инфор-
мации служил электролизер [46, 47]. Во всех этих случаях общий характер
связи минимального измеримого уровня сигнала и времени измерений
остается в силе, если спектр шума равномерен в пределах частот, пропускае-
мых измерительным устройством, а полезные сигналы периодические.
Если опыт однократный и поэтому регистрируемый сигнал одиночный,
то, разумеется, метод накопления в том виде, как он рассмотрен, не может
быть применен. При этом накопление информации возможно только в случае
нескольких подобных измерительных устройств, одновременно регистри-
рующих исследуемый сигнал. В каждом устройстве сигнал будет осложнен
шумом, но вследствие того, что флуктуационное напряжение, возникающее
в разных устройствах, не коррелировано, сопоставление результатов изме-
рений дает возможность снизить уровень помех. Таким образом, этот метод
также соответствует общему методу накопления полезной информации.
Некоторые устройства, в которых используется метод накопления,
будут описаны ниже.
3. Контурные шумы. Возникновение флуктуационного напряжения
в электрических цепях, или, как его называют, контурного или теплового
шума, обязано неупорядоченному тепловому движению носителей тока
(электронов в металлах и полупроводниках и-типа). Вследствие этого всегда
может оказаться, что в одном участке проводника (сопротивления) плотность
заряда больше, чем в другом. Это эквивалентно возникновению на данном
сопротивлении разности потенциалов, среднее значение которой за достаточ-
но большой промежуток времени близко к нулю, а мгновенные значения
могут существенно отличаться от нуля. В связи с этим любое сопротивление
в схеме можно рассматривать как генератор флуктуационного напряжения.
Мгновенные значения напряжения такого генератора не коррелированы
между собой, а плотность спектра флуктуационной э. д. с. оказывается
практически равномерной вплоть до ультравысоких частот, если величина
шумящего сопротивления не зависит от частоты.
Как показал Найквист, в пределах полосы частот df среднеквадратичное
значение э. д. с. шумового генератора, который эквивалентен сопротивле-
нию R, находящемуся при абсолютной температуре Т, определяется соот-
ношением
drf0mT==4kTRdf, (2.100)
где к — постоянная Больцмана. Внутреннее же сопротивление эквивалент-
ного генератора совпадает с величиной шумящего сопротивления. Реактив-
ные элементы схемы не шумят. Если цепь содержит ряд сопротивлений Rlt
R2, R3, . . ., находящихся соответственно при температуре Т\, Т2, Т3, . . .,
то шумовое напряжение цепи может быть найдено путем включения после-
довательно с каждым сопротивлением шумовой э. д. с., определяемой соот-
ношением (2.100). При этом никакой корреляции между шумовыми э. д. с.,
возбуждаемыми в каждом сопротивлении, нет. Отсюда, как нетрудно убе-
диться, следует, что среднее квадратичное значение э. д. с. шума цепи,
которая состоит из нескольких активных сопротивлений, находящихся при
одной температуре и включенных параллельно или последовательно, сов-
§ 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 191
падает с э. д. с. шума, который возникает в сопротивлении, равном общему
сопротивлению цепи (рис. 2.78). Иначе говоря, в этом случае сначала можно
наити суммарное сопротивление цепи,
поставив это сопротивление в выраже-
ние (2.100).
Далее, из сказанного следует, что
квадрат эффективного значения шумо-
вого напряжения в полосе df, возбуж-
даемого в цепи, которая состоит из ак-
тивного сопротивления R, зашунтиро-
ванного реактивным сопротивлением jx
(рис. 2.79), может быть найден из оче-
видного соотношения
---- du?.
1^^UTRAdf,
зс^
где Я* = R ;—s — активная состав-
А R2 + г2
ляющая сопротивления Z рассматри-
ваемой цепи. В конечной полосе частот
ОТ fi до /2 шумовое напряжение, воз-
буждаемое на концах сопротивления
Z, определяется соотношением
/2
= J RAdf. (2.101)
h
а затем определить э. д. с. шума.
Рис. 2.78. Определение э. д. с. шумо-
вого генератора при последовательном
(а) и параллельном (б) включении двух
сопротивлений.
В обоих случаях du§ шт = ihTR df.
/Г
Рис. 2.79. К вычисле-
нию напряжения шу-
ма цепи, состоящей
из параллельно вклю-
ченных активного и
Пользуясь приведенными формулами, можно различные участки схемы
измерительного устройства и, в частности, усилителя сигналов представить
как генераторы шума. Они играют различную роль в создании фона на выхо-
де усилителя. Основной вклад дают цепи, предшествующие первой усили-
тельной лампе, так как возникающие в этих цепях
флуктуационные напряжения уриливаются наибольшим
числом каскадов. Во многих случаях входная цепь из-
мерительного усилителя может быть представлена в ви-
де параллельного соединения активного сопротивления
•R* = тгтгт?- и емкости С = ССх + б’вх, где Вл — со-
^СТ^Л
противление между сеткой и катодом лампы, Свх —
входная емкость последней, а Ссх — емкость схемы,
включенная параллельно Свх.
Следовательно, активная составляющая сопротив-
ления цепи сетки первой лампы усилителя
реактивного сопро-
тивлений.
R*
= 1+4л2/27?*2С2
Воспользовавшись формулой (2.101), найдем, что напряжение кон-
турного шума на сетке первой лампы устройства в полосе, ограниченной
частотами и /2, равно
«шт = 4~/г (arctg 2nR*Cf2—arctg 2л/?*С/1). (2.102)
Если соотношение между постоянной времени входной цепи усилителя
и частотами, ограничивающими полосу пропускания устройства, таковы,
1 1
что R*C <С , а следовательно, также и R*C < г.—- , т. е. если активная
192
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
составляющая сопротивления входной цепи в интервале частот от А до /2
остается практически постоянной и равной R*, то выражение (2.102) можно
переписать в виде
^ = 4Л77?*(/2—А). (2.103)
Следовательно, в этом случае среднеквадратичное значение флуктуа-
ционного контурного напряжения пропорционально корню квадратному
из величины полосы пропускания устройства и величины активного сопро-
тивления на входе усилителя. Это соответствует тому, что составляющие
спектра флуктуационного контурного напряжения на входе схемы равно-
мерно распределены в пределах рассматриваемого частотного диапазона.
Именно поэтому изменение величины полосы пропускания сопровождается
з, -------------------------------------—
пропорциональным изменением величины
Если постоянная времени входной цепи и значения частот А и /2 таковы,
1 1
что R*C < 75—7-, но вместе с тем R*C > х—, т. е. если активная составляю-
щая сопротивления входной цепи изменяется от своего максимального зна-
чения практически до нуля в пределах полосы пропускания схемы, то выра-
жение (2.102) дает
— _ кт
^ШТ —- Р
(2.104)
Следовательно, в этом случае значение не зависит от полосы пропу-
скания усилителя и от величины активного сопротивления, включенного
на его входе. Независимость значения от величины /2 — /1 соответствует
тому, что, пока все частотные компоненты флуктуационного напряжения,
возникающего во входной цепи, проходят через усилитель, изменение шири-
ны его полосы пропускания не может изменить величины пшт, которую сле-
дует принимать во внимание.
В общем случае величина флуктуационного контурного напряжения
зависит как от ширины полосы пропускания, так и от того, в какой обла-
сти частот эта полоса расположена. Чем больше абсолютные значения частот
/2 и А при заданной разности /2 — и неизменных параметрах входной цепи,
тем меньше значение г/щт- Это соответствует тому, что активная составляю-
щая сопротивления входной цепи тем меньше, чем больше частота.
Наконец, в общем случае напряжение тем меньше, чем больше
емкость входной цепи. Это соответствует тому, что активная составляющая
7?С-цепи, представляющей вход усилителя, тем меньше при заданной частоте,
чем больше величина входящей в нее емкости.
, Приведенные соотношения показывают, что величина флуктуационного
контурного напряжения существенно зависит от параметров входной цепи
и значения частот, ограничивающих полосу пропускания устройства. Сле-
дует заметить, что на самом деле характеристики устройства в той или иной
мере отличаются от идеальных, и нельзя указать такие значения частот
fi и /г, в пределах которых все компоненты спектра напряжения, действую-
щего на входе схемы, проходят через нее с одинаковым успехом, а компо-
ненты, лежащие вне этих пределов, не проходят вовсе. Поэтому при вычис-
лении величины напряжения Vпринимают во внимание некоторую
эффективную полосу пропускания устройства.
Как уже упоминалось, кроме шума, связанного с флуктуационными
изменениями плотности заряда в разных точках цепи, наблюдается еще кон-
турный шум, обусловленный внезапными изменениями величины сопроти-
вления. Этот шум отсутствует в металлических проволочных сопротивлениях,
но обнаруживается в тонких металлических пленках, полученных испаре-
§ 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 193
нием или распылением, в полупроводниках и схемных сопротивлениях,
изготовленных прессованием порошков или нанесением порошкообразных
слоев на диэлектрик (например, на фарфор). В них ток протекает по слож-
ным путям, включающим участки с относительно большой проводимостью,
которые перемежаются с участками, обладающими относительно большим
сопротивлением.
Изменение с течением времени числа носителей тока в отдельных участ-
ках и контактные явления на границах различных областей сопротивления
приводят к непрерывным колебаниям разности потенциалов на его концах
при протекании тока. Спектр такого «токового» шума, связанного с отно-
сительно медленными процессами изменения структуры сопротивления,
существенно отличается от спектра классического контурного шума. Спек-
тральная плотность флуктуаций сопротивления возрастает с понижением
частоты вплоть до малых долей герца, и в пределах полосы df среднее квад-
ратичное значение отклонений величины сопротивления от своей средней
величины R определяется выражением dR2 = В ~df. Здесь В — некоторый
коэффициент пропорциональности, а показатель степени а обычно близок
к единице. Соответственно среднеквадратичное значение напряжения токо-
вого шума в
полосе частот от Д до /2 дается выражением
12
u^BR2!2 £ ,
(2.105)
где I — ток, протекающий через сопротивление. Уровень токового шума
определяется величиной коэффициента В, которая зависит как от типа
сопротивления, так и от технологии его изготовления. Как показывают пря-
мые измерения токового шума, значение величины В колеблется в пределах
от 10-9 до 10-18 [48, 49].
У некоторых типов сопротивлений уровень токового шума уже при
значении I порядка нескольких микроампер в области частот порядка сотен
герц в десятки раз превосходит величину флуктуационного контурного
напряжения, даваемого выражением (2.102). Такие сопротивления можно
использовать, только если через них протекает совершенно ничтожный ток
или если они заблокированы конденсаторами большой емкости (например,
в цепях экранной сетки лампы, развязки, автоматического смещения и т. п.).
С другой стороны, проволочные и некоторые другие сопротивления,
заведомо свободные от паразитных источников шума, включенные таким
образом, что через них не протекает ток, могут служить эталонными гене-
раторами шума. Подобные генераторы используются при исследовании
шумовых характеристик схем и, в частности, при определении величины
коэффициента шума (например, транзисторов).
4. Ламповые шумы. Ламповые шумы связаны с непостоянством тока
эмиссии катода вследствие непрерывного статистического изменения числа
электронов, вылетающих с катода. Это явление, носящее название дробового
эффекта, приводит к флуктуациям тока в цепи каждого электрода лампы
около своего среднего значения. Другой источник беспорядочных изме-
нений тока, протекающего через лампу, лежит в относительно длительно
действующих изменениях эмиссии отдельных участков катода (эффект
мерцания или фликкер-эффект). Характер Шума, обусловленного фликкер-
эффектом, отличается от шума дробового эффекта, и поэтому обе эти состав-
ляющие помех рассматриваются порознь.
Как и в случае флуктуационного контурного напряжения, спектр
флуктуаций, даваемых дробовым эффектом, весьма широк. Как показывает
анализ дробового эффекта, в полосе частот df среднеквадратичное значение
13 A. M. Бонч-Бруевич
194
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
флуктуаций тока I, который течет в цепи, содержащей накаленный катод
и анод:
dP=2eir2Kdf, (2.106)
Рис. 2.80. Замена шума
анодной цепи лампы шу-
мом эквивалентного со-
противления в ее сеточ-
ной цепи.
где е — заряд электрона, а Ц — так называемый коэффициент депрессии
флуктуаций тока змиссии объемным зарядом около катода [50, 51 ]. У диодов,
работающих в режиме тока насыщения (т. е. без объемного заряда у катода)
или в режиме экспоненциальной зависимости Ia = (Ua) (при Ua < 0), коэф-
фициент Г,2, = 1 [43]. При ограничении тока про-
странственным зарядом Г2 < 1.
Шумовой ток, определяемый соотношением
(2.106), накладывается на регулярный ток, проте-
кающий в анодной цепи диода, и на сопротивлении
Z, включенном последовательно с ним, выделяется
напряжение шума
/2
4й=2еЛ1 J Zdf, (2.107)
/1
где Л и /2 — частоты, ограничивающие диапазон, в
пределах которого регистрируется шумовое напря-
жение.
Выражения (2.106) и (2.107) неоднократно проверялись эксперимен-
тально, и было показано, что они выполняются с высокой степенью точности.
Для измерительных целей разработаны специальные диоды, рассчитанные
на работу в режиме насыщения и служащие источниками шумового напряже-
ния, уровень которого хорошо известен (например, шумовые диоды типов
2Д1С, 2Д2С и др.).
В первом приближении можно считать, что анодный и сеточный .токи
триода независимы, а интервалы катод — анод и катод — сетка, как источ-
ники шума, подобны двум диодам. В связи с этим к каждому из них и, в ча-
стности, к анодному току лампы приложима формула (2.106). Практически
при рассмотрении шума каскада удобно заменить дробовой эффект анодного
тока действием некоторого эквивалентного шумящего сопротивления 7?шл
в цепи сетки лампы, а лампу считать нешумящей (рис. 2.80). Тогда среднее
квадратичное значение флуктуационного напряжения, обусловленного дро-
бовым эффектом анодного тока, может быть формально представлено выраже-
нием, подобным (2.101):
___ ft
= 4кТ df. (2.108)
/i
Удобство такого представления заключается в том, что при подсчете
общего уровня шума лампового каскада достаточно напряжение Кujh
прибавить к напряжению других источников шума в сеточной цепи или
увеличить на величину Ишл активную составляющую сопротивления сеточ-
ной цепи. Величина напряжения КПщЛ не зависит от схемы и параметров
сеточной цепи лампы и пропорциональна ширине полосы пропускания схемы
независимо от того, в какой области частот эта полоса расположена (вплоть
до сверхвысокочастотного диапазона, в котором уровень шума возрастает
вследствие индуцирования на сетке лампы заряда флуктуирующим потоком
электронов, движущихся от катода к аноду лампы).
Величина сопротивления 7?шл определяется параметрами лампы. Для
2 5'3
триодов справедливо соотношение Дшл = 1 $ • Величина флуктуацион-
§ 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 195
ного напряжения, даваемого пентодами и лучевыми тетродами, зависит,
помимо крутизны лампы, также от постоянных составляющих анодного
тока и тока экранной сетки:
R 7а о Л2,5 . 207э р
шл~ /ао+/э(А + S* )
(здесь токи в ма, крутизна в ма/е, /?шл — в колт, коэффициент при втором
слагаемом в скобках размерный).
Вообще собственный шум лампы возрастает с увеличением числа сеток,
и поэтому многосеточные лампы обычно обладают большей величиной 7?шл,
чем триоды. Значение 7?Шл большинства ламп, работающих в усилительном
режиме, лежит в пределах от нескольких сотен ом до нескольких килоом,
причем при переходе к триодному соединению величина шумового сопро-
тивления пентодов снижается в 3—4 раза. Сказанное иллюстрирует табл. 2.4.
Таблица 2.4
Шумовые сопротивления некоторых ламп
Тип лампы S А Ч о О О * О Elco НН ч ь Ищл> при /2 — fi=l кгц Тип лампы , ом при Т=300°К haJi l=t/—г/ Hdn
6Ж1П — пентод 1900 0,17 6Н2П — низкочастотный
6Ж1П 6Ж2П — триодный режим — пентод 400 5200 0,08 0,28 6Н8С триод — низкочастотный 1600 0,15
6ЖЗ 6ЖЗ — пентод — триодный режим 2800 800 0,21 0,11 6Н9С триод — высокочастотный 1000 0,12
6ЖЗП 6Ж4 — пентод — пентод 1600 700 0,15 0,1 6Н15П триод — низкочастотный 1600 0,15
6Ж4 6Ж5П — триодный режим — пентод 200 470 0,06 0,08 6С1П триод ...... — высокочастотный 470 0,08
6Ж8 6Ж8 — пентод — триодный режим 5800 1800 0,03 0,17 6С2П триод — высокочастотный 1100 0,13
6Ж9П 6Ж11П — пентод — пентод ...... 350 250 0,07 0,06 триод 210 0,06
Шумовые сопротивления меняются в довольно широких пределах
у разных экземпляров ламп одного и того же типа. Поэтому приведенные
цифры следует рассматривать как некоторые средние значения Втл- Кроме
того, величина шумового сопротивления зависит от режима работы лампы.
Для того чтобы оно было минимальным, лампа должна работать в режиме
большой крутизны характеристики и вместе с тем малых значений /а0 и 1д0,
(рис. 2.81).
Флуктуационное напряжение, обусловленное дробовым эффектом сеточ-
ного тока лампы, может быть определено на основании соотношения (2.107),
в котором под величиной Z следует понимать модуль сопротивления сеточной
цепи лампы, а величину Г,, следует считать равной единице, поскольку
по крайней мере при отрицательных потенциалах сетки диод катод — сет-
ка работает в режиме приблизительно экспоненциальной зависимости
/с= / (Uc). .Тогда
/2
u^ = 2e/c jj Z2cdf, (2.109)
h
где Ic — среднее значение сеточного тока лампы при выбранном режи-
ме работы, причем, если этот ток состоит из двух или большего числа
13*
196
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
компонентов, то следует считать 1С= | Гс | +1 Гс | +. . . Полагая по-прежнему,
что сеточная цепь состоит из параллельного соединения активного сопро-
тивления R* и емкости С, получим
Ышс= (arctg 2nR*Cf2 — arctg 2nR*Cfl)
(2.110)
Рис. 2.81. Графики зависимо-
сти /?шл, S, 1а и 1д от напря-
жения на сетке лампы.
(как и прежде, здесь и /2 — частоты, ограничивающие эффективную
полосу пропускания устройства).
Написанное выражение показывает, что напряжение шума, возникающее
вследствие флуктуаций величины сеточного тока лампы, пропорционально
корню из значения последнего. Поэтому желательно выбрать такой режим
работы лампы, при котором сумма абсолютных
значений составляющих сеточного тока имеет
возможно меньшую величину. Кроме того, вели-
чина напряжения Vи^с оказывается функцией
тех же параметров схемы, что и напряжение кон-
турного шума. Сравнивая выражения (2.102)
и (2.110), можно написать (полагая Т = 300° К)
t4c = (19,4ZcK*)^. (2.1И)
Среди помех наблюдению слабых сигналов
с помощью измерительных устройств, у кото-
рых полоса пропускания расположена в обла-
сти низких частот, существенную роль играет
упомянутый выше эффект мерцания катодов
ламп (фликкер-эффект). Хотя многие стороны
его механизма остаются невыясненными, ряд
экспериментальных исследований позволяет су-
дить о том, что характер шума, обусловленного
фликкер-эффектом, существенно отличается
шума и шума дробового эффекта [43, 48,
от характера контурного
49/52—55]. Фликкер-эффецт обнаруживается в виде относительно редких,
но мощных импульсов тока эмиссии, наложенных на средний эмиссионный
тоК катода. Такие импульсы хорошо наблюдаются в диодах как с оксидным,
так и вольфрамовым катодом, работающих в таком режиме, что объемного
заряда у катода нет. При этом средний квадрат напряжения шума мерцания
в цепи, содержащей диод, приблизительно пропорционален величине тока,
протекающего через последний. В лампах, работающих со значительным
объемным зарядом около катода, импульсы тока эмиссии приводят к значи-
тельным спонтанным изменениям конфигурации объемного заряда. Напом-
гним, что управляющее действие сетки в триоде также связано с изменением
^конфигурации объемного заряда у катода, вследствие чего изменяется вели-
чина анодного тока лампы. Поэтому, во всяком случае по характеру шумового
действия, в радиоэлектронных схемах фликкер-эффект можно представить
шак спонтанные импульсы напряжения от генератора шума, включенного
. между катодом и сеткой лампы. Такой эквивалентный генератор указы-
вают на схемах включенным в цепь сетки или, чаще, в цепь катода лампы
(рис. 2.82).
Изменение конфигурации объемного заряда лампы в результате поступ-
ления в него импульса заряда, эмиттированного катодом, зависит от пара-
метров цепи, включенной между сеткой и катодом лампы. Поэтому на самом
деле уровень фликкер-эффекта является некоторой функцией Zc. Данные
о фликкер-эффекте ламп обычно приводятся для Zc = 0. Кроме того, значе-
ние VИщф представляет собой довольно сложную функцию анодного тока
§ 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 197
лампы и режима ее работы. Поэтому обычно указывается, в каком режиме
работы лампы получены данные о наблюдающемся в ней фликкер-эффекте.
В отличие от теплового и дробового шума, спектр шума фликкер-эффек-
та существенно неравномерный, и, как показывает большинство экспери-
ментальных исследований, основная его доля описывается выражением вида
= (2Л12)
или в полосе частот от до f2:
2 ___ ( -^4
ШФ “ J А.Л df-
11
(2.113)
Показатель степени а у ламп различных типов'по данным разных авторов
колеблется от 1 до 2, но в большинстве случаев ближе к 2. Значение коэф-
фициента Ъ столь мало, что вплоть до частот порядка 10-4 —10-Б гц можно
считать его равным нулю. Систематических данных о фликкер-эффекте
для ламп различных типов нет. Известно, что среднее значение
с оксидным катодом, которые работают в
режиме, близком к этикетному, имеет вели-
чину, близкую к 0,3 мкв при полосе частот
1 гц и / = 10 гц, что соответствует значению
А «10-12 в2гца~Так, например, у пентода
6ЖЗП, работающего в обычном усилитель-
ном режиме [48], А « 1,5-10-12 в2г^а-1, у
триода 6НЗП — 0,5 -10-12 в2г^а~1.
Уровень фликкер-эффекта существенно
зависит от режима работы лампы, и колебания
Рис. 2.82. Представление флик-
кер-эффекта в виде генератора на-
пряжения У мшф’ включенного в
цепь сетки (а) или катода (б)
лампы.
V Мшф у ламп
его величины могут быть весьма значитель-
ными. Например, у пентода AF-7 в обычном
режиме величина А порядка 0,07 -10_12в2 гца~^
[49], а в режиме работы с резко пони-
женными напряжениями питания (электро-
метрический режим, см. гл. VII, § 4) у этой
же лампы величина коэффициента А возрастает до 5-10-10 в2 гца~1 [56].
У электрометрической лампы 2Э2П значение коэффициента А может дости-
гать 25-10-10 в2 гц^1 [54].
Так как уровень помех, обусловленных фликкер-эффектом, сильно
возрастает с понижением частоты, то особенно существенное значение он
имеет при усилении медленно меняющихся сигналов. Наоборот, в области
частот порядка килогерц (а у многих ламп порядка сотен герц) шум фликкер-
эффекта много меньше, чем напряжение, связанное с классическим дробо-
вым эффектом.
5. Шум полупроводниковых приборов. В полупроводниковых элементах
схем (диодах и транзисторах) наблюдаются все виды шумов, описанных
выше: тепловой (контурный), дробовой, токовый шум и, наконец, шум,
родственный фликкер-эффекту. Некоторые из этих шумов связаны с одними
и теми же флуктуационными процессами и поэтому оказываются взаимо-
связанными (коррелированными). Общий уровень шума зависит от режима
работы полупроводникового элемента [45].
Наибольший интерес представляет шум транзисторов и диодов, исполь-
зуемых в качестве детекторов (смесителей) на входе некоторых измеритель-
ных устройств (в первую очередь работающих в диапазоне сверхвысоких
частот). Не касаясь механизма возникновения отдельных составляющих
шума и их корреляции, часто для характеристики общего уровня шума
198
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
полупроводникового (кристаллического) диода сопоставляют его с шумом
некоторого эквивалентного сопротивления. При этом величина последнего
должна быть выбрана так, чтобы в рассматриваемой полосе частот df давае-
мый этим сопротивлением шум был равен шуму диода:
ЬкТ Ввш df = du^R.
Иначе, величина эквивалентного шумящего сопротивления может быть
принята равной сопротивлению детектора 7?д, но при этом нужно выбрать
некоторую эквивалентную температуру так, чтобы
— ^кВлТа df = ^кВлВТ0 df,
где То = 300° К.
Безразмерная величина 0 носит название «относительной температуры
шумов» и показывает, во сколько раз фактический уровень шума детектора
(диода) отличается от термического шума сопротивления, равного сопро-
тивлению диода. Оценка шумовых свойств диода по относительной темпе-
ратуре шума оказывается практически удобной и широко используется для
характеристики кристаллических детекторов. Экспериментально она нахо-
дится как отношение мощности флуктуаций на выходе детектора к мощности
флуктуаций, которые снимаются с сопротивления, равного сопротивлению
детектора при Т = 300° К. Само собой разумеется, что зависимость спек-
тральной плотности шума от частоты приводит к тому, что относительная
шумовая температура также оказывается функцией частоты.
Уровень шума кристаллических детекторов и его зависимость от режи-
ма диода существенно определяется конструкцией детекторов разных
типов, технологией их изготовления, материалом и т. д. и имеет большой
разброс даже у детекторов одного и того же типа. Тем не менее наблюдаются
некоторые общие закономерности, характер которых приблизительно оди-
наков для большинства кристаллических детекторов.
Если через детектор не протекает ток, то его относительная температура
шума близка к единице. При протекании тока она значительно возрастает,
особенно если ток течет в запорном направлении. В таком режиме значе-
ние 0 может достигать нескольких десятков или даже сотен. Как при дей-
ствии постоянного, так и переменного напряжения на детекторе величина 0
приблизительно обратно пропорциональна средней частоте спектрального
интервала df, в котором наблюдается шум, если эта частота лежит в области
до нескольких сотен килогерц. В области более высоких частот шумовая
температура изменяется гораздо слабее или остается приблизительно постоян-
ной на уровне нескольких единиц, если детектор работает при постоянном
токе, протекающем в прямом направлении.
Совокупность результатов экспериментального исследования шумов
кристаллических диодов свидетельствует о том, что в определении их общего
уровня существенную роль играет токовый шум, называемый иногда избы-
точным шумом. У плоскостных детекторов ср — п-переходом избыточный
шум меньше, чем у точечных диодов, причем по-прежнему общий шумовой
уровень относительно высок, если ток протекает в запорном направлении.
Это имеет существенное значение для транзисторов, у которых один из пере-
ходов всегда работает в таком режиме.
Шум транзисторов подробно рассмотрен в ряде книг (см., например,
[45, 57, 58]). Отмечается,,что в транзисторных каскадах наблюдаются все
виды шума. Источниками теплового шума служат все области транзистора,
но практически имеют значение только термические флуктуации заряда
в базовой области (т. е. шум сопротивления гб). Флуктуации величины как
тока эмиттера, так и коллектора являются источниками дробового шума,
причем их нельзя считать совершенно независимыми, что усложняет интер-
5 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 199
Рис. 2.83. Описание шума тран-
зистора включением в эмиттер-
ную и коллекторную цепи шу-
мовых генераторов.
претацию общего шума транзистора. Спектральная плотность теплового
и дробового шума в широком диапазоне частот постоянна, но в области низ-
ких частот на них накладываются составляющие шума, спектральная плот-
ность которых растет приблизительно обратно пропорционально частоте.
Уровень этих составляющих существенно определяется однородностью мате-
риала и технологией изготовления транзистора и в области частот ниже
нескольких единиц или десятков килогерц (в зависимости от типа транзи-
стора) значительно превосходит тепловой и дробовой шумы.
В настоящее время предложено несколько эквивалентных схем шумя-
щего транзистора, которые могут быть сведены к схеме с двумя генераторами
шума, один из которых включен в эмиттерную (ишэ), а второй — в коллек-
торную цепи (иШк) транзистора (рис. 2.83). Генератор шумового напряжен
ния коллектора ишк иногда заменяется гене-
ратором шумового тока [59, 45]. Средние
значения напряжений шумовых генераторов
при полосе Д/=1 гц в области частот поряд-
ка 1 кгц у точечного триода V Ншэ » 1 мкв и
к Ншк ЮО мкв, а для плоскостного тран-
зистора КНшэ порядка 0,01 мкв и VНшк по-
рядка 10 мкв [45]. Шумовые генераторы в
цепях эмиттера и коллектора нельзя рас-
сматривать как совершенно независимые,
и поэтому мощность шума нельзя найти про-
стым суммированием мощностей обоих источников, приведенных к одной цепи.
Общий уровень шума транзистора, безотносительно к удельному весу
его отдельных составляющих, принято характеризовать величиной коэффи-
циента шума F транзисторного каскада. Его значение находится путем
прямого измерения шума на выходе каскада при включении на его вход
эталонного генератора 'шума и без него *). Удобство такой характеристики
вытекает из того, что, как показывает анализ, коэффициент шума для трех
схем включения транзистора приблизительно одинаков [57]. Поэтому его
значение может быть указано без специальных оговорок, при какой схеме
включения транзистора оно получено. Само собой разумеется, что должен
быть указан уровень шума, создаваемый на входе каскада эталонным гене-
ратором. Если роль такого генератора играет сопротивление, с термическим
шумом которого сравнивается шум транзисторного каскада, то достаточно
указать значение этого сопротивления (Но). Тогда величина
fira=(F-l)flc (2,114)
представляет собой сопротивление, шум которого эквивалентен шуму тран-
зистора (в той области частот, в которой измерялся коэффициент шума).
Исследования показывают, что коэффициент шума для всех схем тран-
зисторных каскадов минимален и мало зависит от сопротивления источника
сигнала, если последнее лежит в пределах от 200—ЗООоледо значения поряд-
ка килоома. Приводимый в справочниках коэффициент шума транзисторов
в большинстве случаев измерен при сопротивлении шумового генератора
300—600 ом.
Общий характер изменения коэффициента шума с частотой (т. е. харак-
тер изменения спектральной плотности общего шума транзистора) иллю-
стрирует график, приведенный на рис. 2.84. В области низких частот (начи-
ная с тысячных долей герца), как уже говорилось выше, уровень шума
*) Подробное изложение методов измерения шумовых параметров транзисторов
и обсуждение различных шумовых характеристик см. в [60].
200
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
снижается с увеличением частоты, приблизительно следуя зависимости
4
F ~ у . Начиная с частоты порядка нескольких сотен герц или несколь-
ких килогерц (в зависимости от типа транзистора), коэффициент шума
перестает изменяться и его уровень остается приблизительно постоянным
до частоты порядка сотен или многих сотен килогерц (область /2 — /1 на
рис. 2.84). В этой области шум современных транзисторов такого же порядка,
как у электронных ламп. Наконец, при более высоких частотах величина
коэффициента шума снова увеличивается. Это увеличение в значительной
степени связано с понижением
усиления транзистора в области
высоких частот (см. § 2 настоящей
главы). Поэтому, хотя уровень шу-
ма, определяемый в основном гене-
ратором ишк (см. рис. 2.83), меня-
ется мало, его отношение к уров-
ню шума сопротивления, включен-
ного на вход каскада, возрастает.
Таким образом, в этой области ход
зависимости коэффициента шума
от частоты не отражает изменения
уровня собственного шума транзи-
сторного каскада.
Коэффициент шума транзисто-
ра зависит от режима его работы.
Шумы плоскостных триодов обыч-
но обнаруживают минимум, лежа-
Рис. 2.84. График зависимости от частоты
коэффициента шума транзистора (П13).
щий в определенном диапазоне
значений тока эмиттера (порядка 0,3—1 ма), и возрастают с увеличением
коллекторного напряжения особенно быстро, начиная с его значения по-
рядка 10—20 в [61]. Поэтому для получения сравнительно малого уровня
шума выбирают коллекторное напряжение порядка одного или несколь-
ких вольт, а ток эмиттера — 0,3—1 ма.
Данные о коэффициенте шума транзисторов, приводимые в справочни-
ках и статьях, обычно сопровождаются указаниями, в каком режиме работы
усилителя они получены. В качестве примера укажем, что среднее значе-
ние коэффициента шума транзисторов семейства П6 (при UK = —1,5 в)
равно 12—25 дб. У триодов П5Д может быть получен коэффициент шума
порядка или даже меньше 7 дб, у триодов П6Д — 12 дб (сопротивление
шумового генератора — 500 ом). При работе транзисторных каскадов на час-
тотах порядка десятков и сотен килогерц коэффициент шума, например
у триодов П401—П403, не превосходит 5—10 дб.
6, Суммарные флуктуационные помехи входного каскада измеритель-
ного устройства. Хотя в каждом каскаде измерительного устройства имеется
большое число источников флуктуационных помех, основную роль в опре-
делении общего уровня шума радиоэлектронного устройства играет шум
его входного каскада. Исключение составляют случаи, когда коэффициент
усиления входного каскада близок к единице или когда в цепях последую-
щих каскадов имеются какие-либо мощные источники шума.
Если задан коэффициент шума первого каскада и сопротивление источ-
ника шума, при котором он измерен, а также указана зависимость коэф-
фициента шума от сопротивления источника сигналов, то этим самым задан
уровень шума входного каскада при любом сопротивлении датчика. Именно
таким образом обычно задается шум транзисторов, у которых вычисление
напряжения или мощности отдельных составляющих шума затруднено.
§ 5] ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ 201
Для электронных ламп большей частью дается их шумовое сопротивление,
определяемое дробовым эффектом анодного тока, лишь для отдельных типов,
ламп известны постоянные фликкер-эффекта. Остальные составляющие
шума определяются расчетным путем.
Полагая, как и прежде, что сеточная цепь лампы представляет собой
параллельное соединение сопротивления R* и емкости С, и пользуясь соот-
ношениями (2.102), (2.108), (2.111) и (2.113), найдем, что суммарное флук-
туационное напряжение каскада эквивалентно действию на сетке лампы
напряжения, эффективное значение которого
= У’Шл -f- Цщт Ujnc = ^kTRvl!l (/2— /1)
+ A In ~ + 4^(1 + 19,4ZcZ?*)[arctg 2nR*Cf2—arctg 2nR*Cfi]. (2.115)
I 4 viz
Величина первого слагаемого в правой части не зависит от параметров-
сеточной цепи и пропорциональна ширине полосы пропускания изме-
рительного устройства независимо от того, в какой области частот эта
полоса расположена. Член, опи-
сывающий шум фликкер-эффек-
та, играет тем большую роль,
чем меньше абсолютные значе-
ния частот /2 и ft при заданной
полосе пропускания. Наконец,
значение третьего члена, в ко-
тором объединены тепловые
флуктуации во входном сопро-
тивлении и дробовой эффект
сеточного тока лампы, зависит
как от параметров входной це-
пи, так и от граничных частот
fi и /2. Для того чтобы про-
следить за характером этих за-
висимостей, обратимся к неко-
торым частным случаям.
Для усилителя постоянного
тока или напряжения /1 = 0
(см. гл. IV, § 4). Соответствую-
щие этому случаю графики
Рис. 2.85. Зависимость компонентов шумового-
напряжения от величины сопротивления в цепи
сетки лампы усилителя постоянного тока или
напряжения.
«шт= / (R*) и Мшс = / (R*) при
постоянных значениях емкости
входной цепи С и сеточного тока 1С при-
1 --------
ведены на рис. 2.85. Если выполняется неравенство R*C > , то ulnT =
= — , и зависимость НщТ = f (R*) изображается прямой, параллельной
оси абсцисс. В то же время НшС = и зависимость = f (R*)'
изображается полупрямой, исходящей из начала координат. При условии
df nj* кТ
R* = , т. е. при
iuO Cz
Я* = Я* «5-КГ2
(2.116).
обе эти прямые пересекаются.
По мере уменьшения значения частоты /2 графики 14т = / (/?*) и и.щС —
= f (R*) все больше и больше отклоняются от прямых, приближаясь к ним
при больших значениях сопротивления R*. Точка пересечения этих кривых».
202
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЦЕПИ С АКТИВНЫМИ ЭЛЕМЕНТАМИ
[ГЛ. II
Рис. 2.86. Зависимость от сопротивления в цепи
сетки лампы компонентов шумового напряжения для
усилителя с ограничением полосы пропускания со
стороны низких частот.
отвечающих одному и тому же значению частоты /2, лежит на прямой
R* — R*. Поэтому независимо от величины частоты /2 при R* > R* основную
роль в создании флуктуационного напряжения входной цепи играют коле-
бания сеточного тока лампы, а при R* R *— контурные шумы. Измене-
ние величины сеточного тока лампы сопровождается изменением наклона
прямой Мшс — R*- Это соответствует тому, что при неизменном значе-
нии сопротивления R* шум, обусловленный колебаниями величины сеточ-
ного тока лампы, тем меньше, чем меньше величина последнего. Измене-
ние емкости входной цепи сопровождается изменением расположения прямой
«шт = и наклона прямой ЦщС = R*, поскольку при неизменной
величине сопротивления, включенного в сеточную цепь, как контурный шум,
так и шум, связанный с ко-
лебаниями величины сеточ-
ного тока, тем меньше, чем
больше постоянная времени
входной цепи усилителя.
Так как значение R* = R*
не зависит от величины
емкости С, то пределы обла-
стей, в которых основную
роль в создании шума во
входной цепи играет либо
контурный шум, либо шум,
связанный с флуктуациями
величины тока 1С, также не
зависят от значения С.
Наконец, из приведен-
ных графиков видно, что
при больших значениях со-
противления R* (т. е. фак-
тически при больших значе-
ниях постоянной времени
R*C) величины МщТ и Мшс
мало зависят от частоты /2. При малых значениях сопротивления R* (при
малых значениях твх = R*C) величины и ЦщС приблизительно пропор-
циональны частоте. Это соответствует уже отмеченной выше зависимости
напряжения шумов входной цепи от полосы пропускания устройства.
Для усилителей переменного напряжения или тока у= 0. В этом
случае зависимость Цщт = / (R*) содержит разность двух арктангенсов,
а зависимость Мщс = / (R*) — разность тех же арктангенсов, умноженную
на величину R*. При R* -> 0 величины и Мшс стремятся к нулю. Если
R* -> оо, то МшТ -> 0, а Мшс стремится к постоянной величине, равной
РИС’ приведены графики Мшт — / (R*) и Мшс = / (7?*),
соответствующие разным значениям частоты Д (при /2 = const). Они пока-
зывают, что при неизменных величинах сопротивления R*, тока 1С и емко-
сти С расширение полосы пропускания усилителя в область низких частот
сопровождается увеличением значений как МщТ, так и ищС, причем в пре-
деле (при fi -> 0 и R* > R*) величина Цщт приближается к значению кТ /С,
а величина Мщс — к значению R*. Увеличение емкости входной цепи
сопровождается уменьшением величин обоих компонентов шумового напря-
S 5]
ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВАХ
203
жения. Далее, графики «шт — / (R*) и Мщс = / (R*)i построенные для
одинаковых значений частоты flt пересекаются на прямой R* = Ro, причем
значение сопротивления R* определяется выражением (2.116). Как и для
усилителя постоянного тока, в области R* > R* основную роль в создании
шумового напряжения входной цепи играет непостоянство сеточного тока
лампы, а при R* < R* — контурное флуктуационное напряжение.
Таким образом, в зависимости от параметров входной цепи, типа лампы,
режима ее работы и полосы пропускания усилителя, основную роль в созда-
нии флуктуационного напряжения Может играть тот или иной источник
шума входного каскада. При относительно малых значениях сопротивле-
ния R* — порядка 10s—106 ом или меньше — доминирует шум за счет
дробового эффекта анодного тока лампы. В области больших значений R* —
порядка 107—10® ом — для обычных усилительных ламп превалирует шум
входного сопротивления. Если же R* имеет очень большую величину
(R* > R*), то шум в основном обусловлен дробовым эффектом сеточного
тока лампы. Для примера укажем, что шум, связанный с флуктуациями
анодного тока лампы 6Ж4 при Д = 0,5 кгц и Д = 50 кгц равен 0,7 лосе.
Шум входной цепи при 1С = 10~10 а и R* = 106 ом равен 0,1 мкв, при R* =
= 107 ом — 2,6 мкв, а при R* = 10® ом достигает 4 мкв, причем шум, свя-
занный с колебаниями сеточного тока, остается меньшим 20% шума сопро-
тивления. При R* — R* = 5-108 ом величина Установится равной
УиУс, а ПРИ Ro напряжение шума практически целиком обуслов-
лено сеточным током лампы. Зависимость суммарного шума входного кас-
када от величины сопротивления R* немонотонна, и ]/ ^ в области, близ-
кой к R%, достигает максимальной величины.
Рассмотрение зависимости шума от параметров входного каскада позво-
ляет найти режим, при .котором отношение уровня сигнала к уровню флук-
туационных помех на выходе измерительного устройства наибольшее.
Для этого, разумеется, необходимо знать, как при варьировании параметров
входной цепи устройства изменяется не только уровень шума, но и уровень
сигнала.
Примеры оценки уровня пороговых сигналов будут приведены ниже
при описании некоторых измерительных схем (см. гл. VII).
ГЛАВА III
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
§ 1. ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
(С ОБЩИМ КАТОДОМ)
1. Основные типы усилительных каскадов с анодной нагрузкой. Строго
говоря, усилителем называется устройство, позволяющее повысить мощ-
ность сигнала без изменения его формы. На самом деле это определение
нуждается в дополнениях. Во-первых, усиление сигналов практически
всегда сопровождается некоторым изменением их формы, причем иногда
эти изменения оказываются полезными. 'Качество усилителя, вообще
говоря, считается тем более высоким, чем меньше нежелательные искажения
Рис. 3.1. Общая схема усилительного
каскада с анодной нагрузкой (с общим
катодом).
сигналов. Во-вторых, часто бывает удоб-
но рассматривать не мощность сигналов
на входе или выходе усилителя, а ве-
личины напряжений или токов. В связи
с этим усилители условно делят на
усилители тока, напряжения и мощно-
сти. Принадлежность усилителя к тому
или иному классу определяется его на-
значением и выбором соответствующих
параметров схемы и ламп.
Общая схема усилительного каска-
да с анодной нагрузкой приведена на
рис. 3.1. Входной сигнал от датчика
через цепь связи, которая в общем виде
может быть представлена в виде четы-
рехполюсника (7), подается на промежуток сетка — катод лампы. В анод-
ную цепь последней также включен некоторый четырехполюсник (II), выход
которого совпадает с выходом всего каскада. Снятое с него напряжение
подводится к следующей лампе схемы (если усилитель многокаскадный)
или к полезной нагрузке. Очевидно, что стационарный коэффициент пере-
дачи напряжения всей схемы
к=Дад=кг . к2,
где Ki — коэффициент передачи четырехполюсника I, нагруженного на
интервал сетка — катод лампы, Кл — коэффициент передачи лампы, нагру-
женной входным сопротивлением четырехполюсника II (Za), а К2 — коэффи-
циент передачи этого четырехполюсника с учетом нагрузки, присоединенной
к его выходу.
В зависимости от вида анодной цепи лампы усилительные каскады под-
разделяют на резонансные (избирательные) и апериодические. Нагрузкой
§ и
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
205
совпадает с несущей частотой, если сигнал
Рис. 3.2. Схемы анодных цепей одноконтурного (а)
и двухконтурного (б) резонансных каскадов.
лампы резонансного каскада обычно служит колебательный контур
(рис. 3.2, а), собственная частота которого лежит в пределах спектра уси-
ливаемого сигнала (обычно она
представляет собой модулиро-
ванные гармонические колеба-
ния). Такой каскад позволяет
выделить сигнал нужной ча-
стоты или относительно узкий
диапазон частот из массы сиг-
налов с разными частотами.
Включение в анодную цепь
лампы системы связанных кон-
туров (рис. 3.2, б), при соот-
ветствующей связи между ни-
ми, позволяет получить боль-
шое постоянство коэффициента
передачи в пределах полосы
пропускания и более резкий
спад его величины за преде-
лами этой полосы. Такие уси-
лители носят название «полосовых» и применяются для усиления импуль-
сов высокочастотного напряжения, в широковещательных радиоприем-
никах и т. д.
Нагрузкой лампы апериодического усилительного каскада служит
цепь, не имеющая ярко выраженных резонансных свойств. Схемы трех
наиболее распространенных четырехполюсников, представляющих анодную
Рис. 3.3. Схема анодных цепей апериодических каскадов:
на сопротивлениях (а), дроссельного (б) и трансформа-
торного (в).
цепь лампы, приведены на рис. 3.3. На рис. 3.3, а изображена анодная
цепь лампы усилительного каскада на сопротивлениях или реостатного
каскада. Последовательно с лампой включено активное сопротивление 7?а.
Через переходную 7?С-цепь к сетке следующей лампы (или к полезной
нагрузке) подводится только переменная составляющая напряжения, снятого
с анода лампы, что позволяет обеспечить правильный режим второй лампы
независимо от режима первой.
Схема анодной' цепи лампы дроссельного каскада (рис. 3.3, 6) отли-
чается от схемы реостатного каскада заменой активного сопротивления 7?а
дросселем {Др). Каскад с анодной цепью, построенный по схеме, изображен-
ной на рис. 3.3, в, носит название трансформаторного. Все три типа каскадов
широко используются для постройки так называемых звуковых усилителей,
полоса пропускания которых лежит в пределах от нескольких десятков
206
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ш
герц до нескольких единиц или десятков килогерц. В технике физического
эксперимента особенно часто применяются реостатные каскады. Выбором
соответствующих параметров схемы и введением в нее некоторых дополни-
тельных цепей относительно легко удается значительно расширить полосу
пропускания такого каскада до нескольких мегагерц. Поэтому реостатный
усилитель обычно кладется, в основу построения «широкополосных» усили-
телей, пригодных для усиления сигналов с широким спектром (например,
импульсов с крутыми фронтами и плоскими вершинами).
Выбор лампы для того или иного каскада определяется его типом и усло-
виями работы (уровнем сигнала, нагрузкой, напряжением, даваемым источ-
Рис. 3.4. Графическая и люстрация
работы лампы в режиме А (а) и в
режиме В (б).
никами питания, и т. д.). Некоторые сооб-
ражения, касающиеся этого, будут изло-
жены при рассмотрении соответствующих
усилительных схем. Здесь же заметим,
что в настоящее время имеется большое
число специализированных ламп, предна-
значенных для работы в определенных
схемах, причем основное назначение лампы
обычно указывается в справочнике.
В каждом каскаде лампа может быть
поставлена в тот или иной режим выбором
начальных потенциалов ее электродов. Как
уже отмечалось в гл. II, § 1, различают
три основных режима работы ламп в уси-
лительных каскадах: режимы А, В и С.
Режим А характеризуется тем, что
при действии сигнала рабочая точка не
выходит за пределы практически прямо-
линейного участка динамической характе-
ристики лампы (рис. 3.4, а). При этом
нелинейные искажения минимальны, но
к. п. д. каскада оказывается низким. По-
следнее связано с тем, что в анодной цепи
лампы протекает постоянный ток значи-
тельной величины. Режим класса А широ-
ко используется в схемах относительно
маломощных усилителей, в частности лам-
пы апериодических усилителей напряже-
ния или тока почти исключительно работают в этом режиме. Усилители,
у которых амплитудная характеристика линейна в пределах рабочих значе-
ний амплитуды сигналов, носят название линейных или пропорциональных
усилителей.
В установках большой мощности применение этого режима осложняется
малым к. п. д. усилительных каскадов.
При работе лампы в режиме В на ее сетку подается такое смещение, что,
рабочая точка располагается в области сильно искривленного участка
динамической характеристики (рис. 3.4, б). В этом случае кг п. д. каскада
значительно выше, чем при работе лампы в режиме А, так как величина
постоянной составляющей анодного тока мала, но нелинейные искажения
сигналов оказываются большими.
При работе лампы в режиме С абсолютная величина сеточного смещения
выбирается еще больше, чем в режиме В. Работа усилителя в этом режиме-
связана с еще большими нелинейными искажениями сигналов.
Режимы работы В и С широко применяются в резонансных усилителях,
а также в двухтактных схемах (см. § 3 настоящей главы). Вследствие резо-
§ и
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
207
Рис. 3.5. Исходная и преобразованная экви-
валентные схемы анодной цепи лампы усили-
тельного каскада на сопротивлениях для пе-
ременных токов и напряжений.
нансных свойств анодной нагрузки лампы гармоники основной частоты
оказываются ослабленными и, следовательно, усиление сигналов связано
с небольшими нелинейными искажениями.
Кроме трех основных режимов работы ламп иногда используются про-
межуточные режимы АВ и ВС, в которых начальная рабочая точка распо-
лагается соответственно правее или левее ее положения в режиме В. Оба эти
режима также связаны с большими нелинейными искажениями и приме-
няются в таких же схемах, как и режимы В и С.
2. Стационарные характеристики усилительного каскада на сопротив-
лениях. Стационарные характеристики электроннолампового каскада в пре-
делах области частот, где параметры лампы можно считать неизменными,
определяются, вообще говоря, все-
ми цепями, содержащими реактив-
ные элементы. Это анодная цепь
лампы (включая цепь связи одного
каскада с другим), цепь смещения,
а в каскадах, построенных на пен-
тодах и тетродах, еще и цепь пита-
ния экранной сетки. Существенную
роль играют паразитные парамет-
ры, причем, как можно показать,
во всяком случае в области не
слишком высоких частот паразит-
ные емкости вносят более суще-
ственные искажения, чем пара-
зитные индуктивности элементов
монтажа (исключая, впрочем, ин-
дуктивности рассеяния, трансфор-
маторов).
Для того чтобы упростить рас-
смотрение характеристик реостат-
ного усилительного каскада, будем
полагать сначала, что каскад по-
строен на триоде, а цепь смещения не содержит частотнозависимых пара-
метров. Определяя коэффициент передачи напряжения, будем относить
выходное напряжение к напряжению на сетке лампы, т. е. исключим коэф-
фициент передачи цепи связи сетки лампы с источником сигналов Kt. Нако-
нец, будем считать, что при действии сигналов рабочая точка остается в
пределах линейных участков характеристик ламп (режим А), и поэтому
последнюю можно рассматривать как линейный элемент.
На рис. 3.5 приведена эквивалентная схема для переменных напряжений
и токов анодной цепи лампы усилительного каскада на сопротивлениях. Лампа
заменена генератором с э. д. с. — р.С7т1 и внутренним сопротивлением Rt
(см. гл. II, § 1). Остальные элементы представляют сопротивление анодной
нагрузки (7?а), цепь связи анода лампы с нагрузкой каскада (Ср2 и Вс^,
паразитные емкости (емкость анод — катод лампы Сак и собственная емкость
схемы Ссх). Наконец, в схеме отмечена внешняя нагрузка каскада, которая
представлена в виде параллельного соединения сопротивления /?вх2 и емко-
сти Свх2. Такой вид нагрузочной цепи соответствует, например, присоеди-
нению к выходу рассматриваемого каскада лампы следующего каскада,
причем в этом случае Свх2 определяется соотношением (2.24) или частным
выражением (2.20), а /?вх2 — выражением (2.23). Полагая, что, как это
обычно бывает, емкость разделительного конденсатора Ср2 на много поряд-
ков больше остальных емкостей схемы, объединим Сак, Свх2 и Ссх в одну
208
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ill
емкость:
С 2 — СВХ2
“Ь Сак + Ссх.
(3.1)
Заменяя также параллельное включение сопротивлений Нс2 и Т?вх2 одним
сопротивлением В2 = ifc2i^pX2 » придадим эквивалентной схеме вид П-образ-
1*с2 + -“вх2
Рис. 3.6. Цепи, эквивалент-
ные схеме, приведенной на
рис. 3.5, б.
падает по своему виду
ного четырехполюсника с разомкнутым выходом,
ко входу которого подключен генератор напряже-
ния (см. рис. 3.5, б).
Коэффициент передачи напряжения этой схемы
можно получить, воспользовавшись общим выра-
жением коэффициента передачи напряжения четы-
рехполюсников в любой системе коэффициентов
последнего (гл. I, §3, табл. 1.2). Эти коэффициенты
легко находятся опять-таки по общим выраже-
ниям их через параметры рассматриваемой схемы
(табл, 1.3, см. гл. I, § 3). Имея в виду наглядность
некоторых выводов, которые будут сделаны ниже,
получим этот же результат путем составления
уравнения Кирхгофа для рассматриваемой экви-
валентной схемы каскада. Если воспользоваться
теоремой об эквивалентном генераторе, то изобра-
женную на рис. 3.5, б схему легко представить
в виде цепи, приведенной на рис. 3.6, а, в которой
R'i = lla+Ri и Ubk = ~ 1X141 да+д- * Эта цепь сов’
со схемой на рис. 1.4, а, в которой мгновенные
значения тока, протекающего через сопротивление на выходе, описываются
соотношением (1.6). Заменяя входящие в него величины на соответствующие
им значения параметров схемы на рис. 3.6, а,
получим
RaRiR^Pz di । Г RaRt । то Л л । ^2 Л ”1,- ।
да+Яг-^+ + + Jl +
+ -Д- \idt= -11Щ . (3.2)
Cp2 J Ла-|-Яг
Переходя от мгновенных значений тока и
напряжения к комплексным амплитудам и
производя только алгебраические преобра-
зования (для простоты считаем, что Ср2 > С2,
и поэтому написанные ниже соотношения
справедливы лишь при этом условии), полу-
Рис. 3.7. Частотная и фазовая
характеристики усилительного
каскада на сопротивлениях.
чим следующее выражение комплексного
(стационарного) коэффициента усиления каскада на сопротивлениях:
' *‘(,+т-+-х£-)+4»с^-гА- (>+*)]'
(3.3)
Пользуясь этим выражением, нетрудно найти частотную и фазовую харак-
теристики каскада.
Графики К = К (<о) и Т = Т (<о), соответствующие выражению (3.3),
иллюстрируют кривые, изображенные на рис. 3.7, причем отсчет величи-
ны ведется от значения, равного л. Так как изменение фазы всех частот-
ных компонентов спектра сигнала на угол л приводит только к изменению
его полярности, а форма сигнала при этом не искажается, то обычно, говоря
§ 1]
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
209
о фазовой характеристике каскада, и имеют в виду зависимость от частоты
величины V, отсчитанной от значения, равного л.
Частота, соответствующая ¥ = Yq = 0 (или, точнее, Т = л) и одновре-
менно максимальной величине коэффициента усиления К = К.о, носит
название квазирезонансной частоты и определяется из соотношения
“° = VCp2C2R0RB ’
где
Р 1
1 Г~
и
В ряде случаев Ra < R2 и Ra < Rt. Тогда Ro « Ra, a RB « R2.
При частоте сигналов со = <оо коэффициент усиления, определяемый
соотношением (3.3), имеет значение
Ко = И д» д. — SRo, (3.5)
где
ЯдДг
Йа+Й2
Соотношение (3.5) совпадает с (2.2), и его рассмотрение показывает,
что для сигналов с частотой со0 каскад может быть представлен в виде цени,
Рис. 3.8. Эквивалентные схемы усилительного каскада на сопротивлениях
для квазирезонансной частоты (в), верхних частот (б) и нижних частот (в).
содержащей лампу, которая нагружена на сопротивление, равное Ra
(рис. 3.8, а).
Если частота со > <оо, то соотношение (3.3) можно приближенно запи-
сать в виде
,_______SHp
в~ 1 + /<оС2Яо ‘
(3.6)
Из написанного выражения видно, что в области высокочастотного
конца спектра приближенная эквивалентная схема реостатного каскада
имеет вид RC-цепи с емкостью на выходе (рис. 3.8, б). Это соответствует
тому, что при достаточно большой частоте сигнала сопротивлением конден-
сатора Ср2 можно пренебречь, заменив его коротким замыканием. Уменьше-
ние усиления с возраставшем частоты по сравнению с квазирезонансной
обусловлено уменьшением сопротивления емкости С2 и возрастанием в связи
с этим доли переменного напряжения, падающего на сопротивлении Rt.
Если со ->оо, то ——> 0 и величина коэффициента усиления каскада
уменьшается до нуля.
A. bf. Бонч-Бруевич
210
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
Игл. Ill
Если частота ю < ©о» то соотношение (3.3) можно приближенно запи-
сать в виде
£н =---------------- (3.7)
1---------
<оЛнСр2
Из выражения (3.7) видно, что в области нижних частот спектра экви-
валентная схема реостатного каскада может быть представлена в виде RC-
цепи с активным сопротивлением на выходе (рис. 3.8, в). Это соответствует
тому, что при достаточно низкой частоте проводимость емкости С2 стано-
вится настолько малой, что ею можно пренебречь по сравнению с проводи-
мостью остальных элементов схемы. Уменьшение усиления по мере сниже-
ния частоты по сравнению с квазире-
зонансной обусловлено возрастанием со-
противления емкости Ср2. Если <о ->0,
то —>- оо и коэффициент усиления
каскада падает до нуля.
Пользуясь выражениями (3.5) и
(3.6), найдем неравномерность частот-
ной характеристики каскада в области
высокочастотного конца спектра:
Мв= г 1-----------. (3.8)
/1 + (<оС2Яо)2
Зависимость коэффициента нерав-
номерности Мв от безразмерной вели-
обобщенной частотной характеристици
Рис, 3.9. Обобщенные частотная и фа-
зовая характеристики усилительного
каскада на сопротивлениях в области
верхних частот.
чины QB = <вС2/?о носит название
реостатного каскада в области высокочастотной части спектра. Такая харак-
теристика изображена на рис. 3.9. На этом же рисунке приведена обобщен-
ная фазовая характеристика каскада, т. е. зависимость Чг = Т (QB). Из выра-
жения (3.6) следует, что
Т= — arctg QB. (3.9)
Обратим внимание на то, что сдвиг фазы Чг, соответствующий некоторой
частоте со, просто связан с величиной неравномерности частотной характери-
стики для этой частоты. Действительно, из соотношений (3.8) и (3.9) имеем
I cos TRI = Мв, (3.10)
т. е. косинус угла сдвига фазы сигнала численно равен коэффициенту нерав-
номерности частотной характеристики для той же частоты.
Неравномерность частотной характеристики каскада в области низко-
частотного конца спектра, обусловленную его разделительной цепью (7Инр).
можно найти с помощью выражений (3.5) и (3.7):
J___
р2^н
2
(3-11)
Зависимость 7Инр = f (£2Н), где = <вСр2/?я, носит название обобщен-
ной частотной характеристики реостатного каскада в области низкочастот-
ного конца спектра. Такая характеристика изображена на рис. 3.10, где
также приведена обобщенная фазовая характеристика каскада в этой же
части спектра, описываемая уравнением
Т’н = arctg (3.12)
§ 1)
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
211.
Из сравнения выражений (3.11) и (3.12) следует, что
cos ¥н = Л/нр,
(3.13)
т. е., как и в области высокочастотного конца спектра, косинус угла сдвига
фазы сигнала, проходящего через каскад, численно равен коэффициенту
неравномерности частотной характеристики для той же частоты.
Из приведенных соотношений следует, что в области, где малы частот-
ные искажения, малы также и фазовые искажения.
На основании соотношений (3.8) и (3.9) легко могут быть найдены часто-
ты, ограничивающие полосу пропуска-
ния реостатного каскада, в пределах
которой неравномерность частотной ха-
рактеристики М не снижается до вели-
чин, меньших Л/2р и Mt. Действитель-
но, из (3.8) следует, что
ЮвГа =
[—Mt2
Mt
(3-14)
где та = Н0С2, а из (3.11) —
Рис. 3.10. Обобщенные частотная и фа-
зовая характеристики усилительного
каскада на сопротивлениях в области
нижних частот.
где ”Гр ЛнСр2.
При Mt = MSp = *
У 2
простой вид:
, (3.15)
последние
выражения приобретают особенно
(3.16)
2лД,-га = 1
и
2л/£гр= 1-
(3-17)
Обычно параметры схемы таковы, что величина сопротивления RB,
входящая в постоянную времени тр, практически совпадает с величиной
сопротивления R2. Поэтому можно считать, что нижняя граница полосы
пропускания каскада не зависит от параметров лампы и величины коэффи-
циента усиления каскада в области средних частот. Наоборот, расширение
полосы пропускания каскада в сторону высоких частот при выбранной
лампе и фиксированной паразитной емкости монтажа сопровождается про-
порциональным уменьшением величины коэффициента усиления в области
средних частот. Действительно, из выражений (3.5) и (3.16) получим про-
изведение абсолютного значения наибольшего коэффициента усиления кас-
када на верхнюю границу полосы пропускания
Следовательно, если задана крутизна характеристики лампы и величина
емкости С2, то этим самым определено произведение коэффициента усиления
каскада на верхнюю границу его полосы пропускания. В емкость С2 входят
паразитная емкость схемы (порядка 10—15 пф при тщательном монтаже),
выходная емкость лампы, на которой построен каскад, и входная емкость
лампы следующего каскада. Обычно считают, что лампы однотипны и что
входная емкость практически не зависит от коэффициента усиления каскада
(зто справедливо для пентодов и экранированных ламп). При этих условиях
емкость С2 представляет собой «емкость лампы» Сл = Свых + Свх, к кото-
4 S
рой добавлена паразитная емкость схемы Ссх. Величину у называют
- Z3T С тг
14*
212
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ш
коэффициентом широкополосности лампы. Очевидно, что чем больше величи-
на этого коэффициента, тем более широкополосный усилитель можно построить
при заданном коэффициенте усиления. Коэффициенты широкополосности
некоторых ламп приведены в табл. 3.1, в которую включены также значе-
ния 2^с~ п₽и ^сх = п$' ^ак показывает опыт, межэлектродные
емкости ряда серийных ламп заметно превосходят паспортные. Поэтому
при расчетах следует брать коэффициент широкополосности примерно в 1,3—
1,5 раза меньший, чем указываемый в справочниках.
Таблица 3.1
Крутизна, межэлектродные емкости и коэффициенты широкополосности
некоторых ламп
Тип лампы S, ма.]в СВХ’ СВЫХ’ пф S 2лСл’ Мгц S Тип лампы S, ма/9 СВХ’ пф р вых’ пф S S
2л(Сл+10пф)’ Мгц 2ЛСЛ’ Мгц 2л (Сл4~10пф) Мгц
6Ж1П 5,2 4,3 2,3 140 50 6Ж9П 17,0 8,0 3,5 240 130
6Ж1Б 4,8 4,8 3,8 90 40 6Ж10П 9,5 8,9 3,9 120 70
6В1П 29,0 9,0 4,6 340 200 6Ж20П 17,0 8,5 2,5 250 130
6ЖЗП 5,0 6,5 1,5 100 45 6Ж21П 17,0 5,0 1,8 400 160
6Ж4 9,0 9,5 5,0 100 60 6Ж22П 30,0 9,0 2,4 420 220
6Ж4П 5,7 6,3 6,3 70 40 6Ж23П 14,0 14,0 3,5 130 80
6Ж5Б 6Ж5П ' 10,0 9,0 6,0 8,5 4,0 2,2 160 135 80 70 6Э5П 30,5 16,0 2,6 165 110
Не следует думать, что всегда желательно выбирать лампу с возможно
£
большим значением коэффициента широкополосности „ . Его величина
существенна, если возможность увеличения коэффициента усиления каска-
да ограничивается недопустимым сокращением полосы пропускания. В ряде
случаев при постройке схем, которые рассчитаны на прохождение сигналов
с относительно узким спектром, расположенным в области низких частот,
возможное увеличение коэффиицента усиления каскада ограничивается
чисто техническими трудностями, а не сужением его полосы пропускания.
В частности, с увеличением сопротивления анодной нагрузки лампы R& возра-
стает падение на ней постоянного напряжения и уменьшается анодное напря-
жение лампы при заданной величине напряжения источника питания Е& *).
Поэтому возможная величина анодного сопротивления ограничивается
' U я П U Нт **
значением 7?атах = , где 7а0 — анодный ток в исходном
*а0 ^ао
режиме. Следовательно, максимальный коэффициент усиления каскада,
который может быть найден подстановкой 7?атах в (3.5),
1*Ur
тах|~ Un+RiIa0 ’
(3.19)
Поэтому для постройки реостатного каскада с большим коэффициентом
усиления следует выбирать лампу с большим р и малым произведением
Ril&o~ Максимальный коэффициент усиления каскадов, построенных на
пентодах, у которых анодный ток лежит в пределах от нескольких миллиам-
пер до 15—20 ма (6Ж1П, 6Ж8, 6Ж4, 6Ж20П и др.), имеет величину поряд-
ка 50—200 (при работе лампы в этикетном режиме). Триодные каскады,
*) О работе пентода с исключительно большим сопротивлением анодного сопроти-
вления (так называемый «голодающий каскад») см. [62].
§ 1] КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ 213
построенные на лампах с р ~ 50 — 100 (6С2П, 6С4П, 6Н2П и др.), имеют
2fmax порядка 30—50. Больший коэффициент усиления можно получить,
заменив анодную нагрузку электронной лампой (см. § 3 настоящей главы).
Величина коэффициента широкополосности может оказаться непоказа-
тельной и для лампы выходного каскада усилителя. В этом случае вообще
трудно говорить о емкости лампы, равной Свых + Свх, поскольку «сле-
дующей» лампы в схеме нет и С2 — Свых + Ссх, где Ссх — емкость нагру-
зочной цепи, включая собственную емкость устройства, присоединенного
к выходу усилителя. Кроме того, в выходных каскадах в большей степени,
чем в каскадах, близких ко входу, опасны нелинейные искажения сигналов,
уровень которых возрастает в результате усиления их в предшествующих
каскадах. Поэтому лампа последнего (а иногда и предпоследнего) каскада
часто выбирается таким образом, чтобы обеспечить и нужную широкополос-
ность и нужный динамический диапазон всего усилителя.
Выходной динамический диапазон каскада сложным образом зависит
от сопротивления нагрузки лампы, но в широкополосных усилителях это
сопротивление относительно невелико и выходной динамический диапазон
изменяется пропорционально Ro (см. гл. II, § 3, п. 1). Иначе говоря, он
может быть представлен в виде Un2 = Д/а/?0, где Д/а - - /атах — min
представляет собой изменение анодного тока лампы в пределах, в которых
ее характеристики можно считать прямолинейными с допустимой точностью,
а сеточный ток отсутствует. С другой стороны, величина сопротивления Ro
связана с верхней границей полосы пропускания каскада соотношением
(3.16). Поэтому
(3-20)
где URl — входной динамический диапазон лампы — максимальный допу-
стимый размах сеточного напряжения.
Таким образом, величина произведения максимально допустимого
изменения напряжения на выходе каскада на частоту, соответствующую
верхней границе полосы пропускания, существенно зависит от пределов
возможного изменения анодного тока лампы. Эти пределы, вообще говоря,
тем больше, чем больше значение анодного тока 1а0, соответствующего
начальному режиму лампы. Вследствие этого в выходных каскадах широко-
полосных усилителей большого динамического диапазона нередко приме-
няют мощные лампы, у которых анодный ток в рабочей области характери-
стик имеет большое абсолютное значение, хотя при этом усилитель может
быть вовсе не рассчитан на отдачу полезной нагрузке большой мощности.
Типичным примером могут служить усилители, применяемые для питания
отклоняющих пластин осциллографической трубки (см. гл. IV, § 1).
К числу существенных параметров усилительного каскада относятся
его входное и выходное сопротивления.
Для схемы с нагрузкой в анодной цепи лампы эти сопротивления были
уже найдены (см. гл. II, § 1), и поэтому здесь к этому вопросу мы возвра-
щаться не будем.
3. Переходные характеристики усилительного каскада на сопротивле-
ниях. Рассматривая нестационарные процессы в схеме реостатного каскада,
по-прежнему будем считать, что лампа работает в линейном режиме. Пере-
ходная характеристика каскада может быть найдена из его стационарной
характеристики (выражение (3.3)) по общим правилам, заменой /<о на опера-
тор р и последующим определением оригинала по написанному таким обра-
зом его изображению. Чтобы избежать повторений сделанных ранее выкла-
док, заметим, что ток, протекающий через включенное на выходе сопротивле-
ние R2, описывается уравнением второго порядка (выражение (3.2)). Поэтому
214
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
(ГЛ. 111
эквивалентная схема каскада может быть представлена в виде 7?£С-контура
с активным выходом (см. рис. 3.6, б). Сравнивая выражения (3.2) и (1.6),
найдем, что
7?эк = —I- = Л- ~
(полагаем С2 < ^рг).
Сэк = Ср2,
L^a^2^i Z1 ______ Е> то Г'
ЭК--р + Л- <”"2 — Z'2-n(J<-'2,
^0к = ~Ъ Ли •
/1а “г-'Ч
Переходные характеристики 7?£С-цепей были рассмотрены в гл. 1,
§ 2. Так как контур, изображенный на рис. 3.6, б, апериодический (см. гл. I,
§ 1), то его переходная характеристика описывается выражениями (1.72)
и (1.73). Для того чтобы более подробно судить о характере процессов в схе-
ме, заметим, что
S R 1 1 1 1 f Л 4Та 1 1
2L 2та г 0 2та V тр 2та тр
(поскольку Та < Тр).
Поэтому, как следует из выражения (1-72), при мгновенном изменении
напряжения на сетке лампы на величину Umi напряжение на выходе кас-
када усилителя на сопротивлениях будет изменяться по закону
___t _____г
ii2 = —UmiSRb(e хР-е та). (3.21)
Это выражение справедливо в течение всего времени, пока напряжение щ
после скачка остается неизменным.
Так как та < тр, то пока время t остается значительно меньшим вели-
чины тр, первое слагаемое в выражении (3.21) можно приближенно считать
равным единице. Поэтому в области t < тр после скачка напряжения на
сетке лампы напряжение на выходе каскада изменяется по закону
__t ___t
u2=-UmlSR0(i-e x*)=-Umz(i-e та). (3.22)
Следовательно, для значений времени, удовлетворяющих неравенству t < тр>
эквивалентная схема каскада может быть представлена в виде 7?С-цепи>
состоящей из сопротивления Ro и емкости С2, на входе которой действует
напряжение, равное величине UmtSR0, а выходом является емкость С2
(рис. 3.8, б). Заметим, что выражение (3.22) можно легко получить из ста-
ционарной характеристики этой цепи.
Таким образом, искажение быстрых скачков напряжения обусловлено
наличием паразитной емкости в схеме каскада. Чем она меньше, тем быстрее
устанавливается напряжение на выходе и тем точнее воспроизводится скачок
входного напряжения. В связи с этим качество каскада оценивается вре-
менем изменения выходного напряжения после скачка напряжения на входе.
Это время часто называют временем реакции. Время реакции может быть
определено по-разному, но чаще всего имеют в виду интервал времени
Zp = 2,2ra, (3.23)
в течение которого напряжение на выходе изменяется от 10 до 90% своего
максимального значения (точки а и б на рис. 3.11, а).
Поскольку емкость С2 обычно задается параметрами лампы и паразит-
ной емкостью схемы и существенно изменена быть не может, то для изменения
времени реакции каскада необходимо варьировать величину сопротивле-
§ И
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
215
ния 7?0. Очевидно, что чем меньше должно быть tp, тем меньшим может быть
выбрано сопротивление Но и тем, следовательно, будет меньше величина
стационарного коэффициента усиления, определяемого соотношением
KO=1^L=SRO. (3.24)
Lmt
Сопоставляя последнее выражение с выражениями для величины 2Р,
легко видеть, что
Ко 1 К ~ о К
гр “2,2 С2 ~ Д 2лС2 '
Следовательно, возможность постройки каскада, имеющего одновре-
менно и большой коэффициент усиления напряжения и малое время реак-
ции, ограничивается величиной коэффициента широкополосности лампы.
(3.25)
Рис. 3.11. Зависимость от времени напряжения на выходе усили-
тельного каскада на сопротивлениях при мгновенном скачке напря-
жения на входе в области t « Тр (а) и в области t » Та (б).
Для усиления сигналов с крутыми фронтами необходимо применять лампы
£
с большой величиной 2я'с~ ' Например, на лампе с коэффициентом широко-
полосности 100 Мгц (см. табл. 3.1) можно построить каскад с Ко = 10 и вре-
менем реакции /р ~ 0,03 мксек. Увеличение коэффициента усиления сопро-
вождается пропорциональным возрастанием величины tp.
Перейдем к рассмотрению зависимости величины напряжения и2 от
времени при больших значениях последнего. Если t > та, то второе сла-
гаемое в выражении (3.21) можно считать приблизительно равным нулю
и переписать это выражение в виде
__t __t
u2=-LmlSR0e ——Um2e V (3.26)
Следовательно, в области значений времени t > та эквивалентная
схема каскада может быть представлена в виде ПС-цепи, состоящей из раз-
делительной емкости Ср2 и сопротивления 7?н (см. рис. 3.8, в). Отсюда видно,
что разделительная цепь приводит к уменьшению выходного напряжения,
хотя напряжение, действующее в цепи сетки, остается постоянным. Это явле-
ние иногда называют «скалыванием» плоской части сигнала. С течением
времени напряжение и2 стремится к нулю. Время, в течение которого напря-
жение уменьшится в заданное число раз по сравнению со своим максималь-
ным значением, однозначно определяется постоянной времени тр. За время
t — t' напряжение на выходе каскада достигает величины U*n 2 = — Um2e
(рис. 3.11, б). Поэтому относительное уменьшение напряжения
Р = Е-го2~У”>2 = 1 — е" V (3.27)
При постройке усилителей, предназначенных для воспроизведения
формы сигналов с относительно малыми искажениями, допускается лишь
216
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ш
небольшое скалывание, и поэтому выражение (3.27) может быть заменено на
Возрастание величины рр с увеличением t' кладет предел длительности
сигналов, которые могут быть усилены с малыми искажениями. Поэтому,
если допустимая величина РР = 0Р задана, то этим определяется временной
диапазон усилителя
^д = трРр- (3.28)
Таким образом, при скачкообразном изменении напряжения на входе напря-
жение на выходе каскада отличается по своей форме от входного в двух
отношениях: во-первых, мгновенный скачок заменяется экспоненциальным
изменением напряжения и, во-вторых, пока напряжение на входе сохраняет
свою новую величину, напряжение на выходе экспоненциально убывает.
Первое связано с наличием в схеме, помимо полезного сопротивления нагруз-
ки Ra, также паразитной емкости С2 и ограничивает время реакции каскада.
Второе обусловлено переходной цепью, емкость которой с течением времени
изменяет свой заряд и ограничивает временной диапазон каскада. Выраже-
ния, связывающие tp и та, а также tR, тр и (ip, могут служить для выбора
параметров схемы или оценки искажений сигналов.
Обратим внимание на то, что стационарные и переходные характери-
стики реостатного каскада тесно связаны между собой (что естественно,
так как их вид определяется одними и теми же параметрами схемы). Для
наглядности приведем следующую сводку.
Стационарные характеристики реостатного каскада Переходные характеристики реостатного каскада
Максимальное значение коэффициента усиления каскада Стационарное значение коэффициен- та усиления каскада
Ko = SRo k0=sh0
соответствует квазирезонансной частоте соответствует времени после скачка
СО-1/ 1 тр » t » та.
и У татр •
Снижение частотной характеристики в области нижних частот обусловлено переходной цепью. Нижняя граница по- лосы пропускания связана с постоянной времени^тр соотношением Уменьшение напряжения на выходе при неизменном напряжении на входе после скачка обусловлено переходной цепью. Относительное уменьшение на- пряжения за время t' связано с постоян- ной времени тр соотношением
f * 1 н 2лтр Рр тр •
Снижение частотной характеристики в области верхних частот обусловлено паразитной емкостью. Верхняя граница полосы пропускания связана с постоян- ной времени та соотношением Замедление нарастания напряжения на выходе каскада при мгновенном из- менении напряжения на входе обуслов- лено паразитной емкостью. Время реак- ции связано с постоянной времени та соотношением
f*=z в 2лта ip = 2,2ra.
Верхняя граница полосы пропускания каскада связана с максимальным значе- нием коэффициента усиления соотноше- нием Время нарастания напряжения на вы- ходе связано со стационарным значе- нием коэффициента усиления соотно- шением Ко 35
2лС2 ’ ip 2лС2
§ Л
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
217
Простая связь между переходными и стационарными характеристиками
усилительного каскада на сопротивлениях дает возможность на основании
вида первых легко судить об искажениях формы импульсов. Действительно,
из приведенных выше соотношений следует, что относительный спад выход-
ного напряжения 0р за время t' связан с нижней границей полосы пропуска-
ния выражением
0J = 2n/^z, (3.29)
Рис. 3.12. Схема реостатного каскада на
пентоде.
а время реакции связано с верхней границей полосы пропускания соотно-
шением
= (3.30)
Последние два выражения совпадают с (1.76) и (1.77), что совершенно есте-
ственно, так как рассмотрение характеристик реостатного каскада сведено
к рассмотрению характеристик про-
стых jRC-цепей, содержавших одну ем-
кость и одно сопротивление.
4. Искажения, вносимые вспо-
могательными цепями усилительного
каскада. Схема реостатного каскада
на пентоде (рис. 3.12) включает две
цепи, которые не учитывались при
рассмотрении характеристик усили-
тельного каскада: цепь автоматиче-
ского смещения и цепь питания экран-
ной сетки. Сопротивления RK й RB
выбираются таким образом, чтобы
задать необходимый начальный ре-
жим работы лампы ( RK = и
U V 1 «о
—эо Блокировочные кон-
•'эо У
денсаторы включены для того, чтобы
изменение катодного тока и тока экранной сетки лампы при действии сигнала
не приводило к изменению потенциала катода и экранной сетки. Так как
стационарное сопротивление этих конденсаторов зависит от частоты сигна-
лов, то обе цепи приводят к дополнительным изменениям частотнофазовой
характеристики каскада (к появлению дополнительных искажений сигналов).
Начнем с рассмотрения цепи автоматического смещения. Очевидно,
что как бы ни была выбрана емкость блокировочного конденсатора Сбк,
активная составляющая сопротивления катодной цепи растет с поцижением
частоты. Соответственно увеличивается амплитуда переменного напряжения,
появляющегося на катоде лампы при действии входного напряжения. Следо-
вательно, с уменьшением частоты сигналов возрастает глубина внутрикас-
кадной отрицательной обратной связи и при со —>0 работа каскада при-
ближается к работе схемы с незашунтированным катодным сопротивлением
(см. гл. II, § 4). Отсюда следует, что введение цепи автоматического смеще-
ния приводит к дополнительному снижению частотной характеристики кас-
када в области Нижних частот. Для того чтобы это снижение было мало,
емкость блокировочного конденсатора Сбк должна быть выбрана достаточно
большой. О необходимой величине ее можно судить, если найти зависимость
К (со), обусловленную действием катодной цепи. Очевидно, что
Um к
_____Дк______
14-,<вСбК7?к
т к
218
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
ЕГЛ. Ш
Далее при Ra > Rt катодный ток ImK = SKUmc. Здесь SK — крутизна
характеристики катодного тока, равная сумме крутизны анодного тока
и тока экранной сетки по напряжению на управляющей сетке. Для боль-
шинства ламп она на 20—30% превышает крутизну анодной характеристики.
Из написанных выражений следует, что
тт _ тт V 1 + (оС6кЯк)2
С/ ТУ], С ТУТ 1 ~ .
1<(1+^к/?к)2 + (ИС6кДк)2
Снижение частотной характеристики, связанное с катодной цепью
лампы, обусловлено уменьшением Umc по сравнению с Uml. В области
значений со, в которой выполняется неравенство <оС6к.Кк > 1 и, следователь-
но, катодная цепь не слишком сильно уменьшает усиление, имеет место
соотношение
Мнк= , 1 1 , (3.31)
v1+
где
(3-32)
— постоянная времени катодной цепи. Обратим внимание на то, что она не
равна простому произведению CqkRk. Это связано с тем, что изменение напря-
жения на конденсаторе СбК сопровождается изменением управляющего
напряжения лампы, а следовательно, изменением тока, питающего цепь
^К» Сбк-
Выражение (3.31) совершенно подобно выражению (3.11), которое
получено при рассмотрении стационарных характеристик каскада, содержа-
щего переходную RC-цепъ. Поэтому постоянная времени тк, а следова-
тельно, и емкость блокировочного конденсатора (при заданных значениях
RK и SK) могут быть выбраны на основании соотношения, связывающего
неравномерность частотной характеристики, обусловленную катодной цепью
Мак с нижней границей полосы пропускания:
СО^Тк
м*к
V 1— М*2
(3.33)
(подобно тому, как постоянная времени тр выбирается по заданной неравно-
мерности Мнр).
Переходя к нестационарным характеристикам каскада с автоматиче-
ским смещением, заметим, что, согласно общему правилу, уменьшение уси-
ления в области нижних частот приводит к скалыванию плоских вершин
импульсов. Поэтому характер искажений сигналов, связанных с действием
цепи автоматического смещения, до известной степени подобен характеру
искажений, обусловленных переходной цепью каскада. Различие заключает-
ся в том, что зарядка переходной емкости приводит к снижению выходного
напряжения до нуля, а зарядка блокировочного конденсатора — к умень-
шению сигнала до некоторого конечного уровня.
Для того чтобы убедиться в этом, воспользуемся представлением о пере-
ходном сопротивлении емкости (см. гл. I, § 2, п. 1). Именно, если в момент
t = 0 напряжение на сетке лампы резко изменяется на конечную величи-
ну Uml, то для изменения анодного тока емкость С6к сначала представляет
короткое замыкание, а при t —> оо ее сопротивление стремится к бесконеч-
ности. Это значит, что сначала (после протекания нестационарных процессов,
связанных с изменением заряда емкости С г, которые считаем весьма быстры-
ми по сравнению с процессами в катодной цепи лампы) изменение анодного
? и
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
219
напряжения па — С7а ’ = — SRaUmi = tZm2. а при t оо па -> —
=----/см выражение (2.63)). j
1 + ot(K /
Поскольку, далее, цепь автоматического смещения содержит одну
емкость и одно сопротивление, переход от С7а’ к Е71°э) следует экспонен-
циальному закону (рис. 3.13). Поэтому для любого момента времени спра-
_______________________________________________________«
= - (U^ — С71ю)) (1-е ’«). Подставляя
7+^7?
3 t/*
Рис. 3.13. Спад выходного напря-
жения, обусловленный зарядкой
емкости в цепи автоматического
смещения.
ведливо соотношение па =
сюда выражения t7a” и и производя про-
стые преобразования, получим
___t
\^\ = -^-d + SRK)e тк. (3.34)
Очевидно, что дополнительные искаже-
ния, вносимые катодной цепью, будут малы,
если ее постоянная времени достаточно ве-
лика по сравнению со временем £', в течение
которого напряжение на входе остается не-
изменным. Начальная скорость уменьшения
z dua \
выходного напряжения ( )
и за время t' (при тк > Г) напряжение на
аноде лампы уменьшается на величину
Д£7а = Um2 f. Поэтому относительный спад напряжения иа за время Г,
обусловленной процессами в катодной цепи лампы 0К, связан с крутизной
характеристики ее катодного тока и емкостью блокировочного конденсатора
£
соотношением рк= t'. Если величина рк не должна превышать p*t, то ем-
'-бк
кость Сбк может быть выбрана на основании соотношения
____rj
*=о~ ^т2сбк’
Сбк Р* * ’
(3.35)
Обратимся к цепи экранной сетки лампы. В схеме, изображенной на
рис. 3.12, напряжение на экранную сетку подается через сопротивление RB,
на котором за счет протекания по нему экранного тока падает часть напряже-
ния источника питания Еа.
Если бы блокировочного конденсатора С^а в схеме не было, напряжение
на экранной сетке при действии сигнала не оставалось бы постоянным вслед-
ствие изменения протекающего по сопротивлению тока. Легко показать,
что такое изменение потенциала экранной сетки соответствует отрицательной
обратной связи и приводит к уменьшению коэффициента усиления каскада.
Далее очевидно, что, какова бы ни была емкость конденсатора С^в,
с уменьшением частоты сигнала все большая и большая доля переменного
экранного тока будет протекать через сопротивление Rs. Поэтому экранная
цепь лампы приводит к дополнительному снижению частотной характери-
стики каскада в области низких частот. Соответственно наблюдается допол-
нительный спад цапряжения на выходе каскада при неизменном значении
напряжения на'входе после скачка его на конечную величину.
Поскольку процессы в катодной и экранной цепях лампы оказывают
аналогичное влияние на вид стационарных и переходных характеристик кас-
када, можно воспользоваться соотношениями (3.31) и (3.34) для определения
необходимой величины емкости блокировочного конденсатора Сбэ- Для это-
го достаточно заменить RK на RB, а <$к на SB — крутизну тока экранирующей
220
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ш
сетки по напряжению на ней [10] (т. е. проводимость лампы по экранной
сетке, см. табл. 3.2):
М*
<о£тэ=-, (3.36)
Если усилитель предназначен для передачи весьма медленных изменений
напряжения, то необходимая емкость блокировочного конденсатора оказы-
вается чрезмерно большой. В этом случае питание экранной сетки лампы
Таблица 3.2
Значения 8Э для некоторых ламп
Тип лампы 6Ж4 6ЖЗ 6Ж1П 6Ж8 6Ж9П 6П6С 6ПЗС 6П9
6’э, ма/е 0,05 0,04 0,08 0,03 0,08 0,04 0,05 0,1
осуществляется с помощью делителя напряжения, для чего в схему вводится
еще одно сопротивление, связывающее экранную сетку с нулевым прово-
дом, и исключается конденсатор ССэ. Можно также для питания экранной
сетки использовать вспомогательный катодный повторитель. Оба эти спо-
соба связаны с заметным дополнительным расходом энергии источника пита-
ния анодных цепей (поскольку потенциометр или лампа катодного повтори-
теля должны быть достаточно мощными).
Усилительные каскады, построенные на пентодах, содержат как переход-
ную цепь, так и цепь автоматического смещения и цепь питания экранной
сетки лампы. Поэтому отклонения стационарных и переходной характеристик
каскада от идеальных обусловлены одновременным действием всех этих це-
пей. В общем случае результирующие искажения не равны сумме искажений
в отдельных цепях, но если, как это часто бывает, допускается лишь неболь-
шой спад напряжения на выходе усилителя, то общая величина спада с доста-
точно хорошим приближением может быть найдена как сумма спадов, обу-
словлейных каждой из трех цепей. Иначе говоря, если, например, спад за
время t' выходного напряжения, связанный с переходной цепью, равен
0,5%, с цепью смещения —2% и с цепью экранной сетки —1%, то общий
спад за время t’ Gyp&s 3,5%. Соответственно, если при постройке усилителя
задается величина 0*, то она может быть представлена в виде суммы 0* =
= 0р + 0к + 0*, и параметры отдельных цепей усилителя должны быть
выбраны таким образом, чтобы искажения в каждой цепи не превосходили
соответствующей величины.
Далее, при относительно малых значениях 0р, 0J и 0а (порядка несколь-
ких процентов) выражение (3.29) с известной степенью приближения может
быть распространено на величину 0*, характеризующую общее скалывание
за счет всех трех цепей усилителя. Другими словами, можно считать, что
нижняя граница полосы пропускания каскада связана с величиной 0* при-
ближенным соотношением
L0* = 2n/S«', (3.38)
которое может служить для ориентировочной оценки искажения плоских
вершин импульсов, если заданы значения
Поскольку величина у- у ламп с большой крутизной порядка десятков
или сотни ом, а сопротивление утечки сетки обычно выбирают порядка сотен
$ 1]
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
221
килоом, емкость блокировочного конденсатора Сбк должна быть на 3—4
порядка больше емкости разделительного конденсатора, для того чтобы
и рр были одного порядка. В связи
с этим емкость Сбк обычно выбирают
порядка сотен микрофарад. Из таких
же соображений емкость СбЭ большей
частью берут порядка десятков микро-
фарад. В качестве блокировочных кон-
денсаторов используют электролити-
ческие конденсаторы, обладающие мень-
шей надежностью, чем остальные эле-
менты схемы. Кроме того, даже элек-
тролитические конденсаторы имеют
относительно большой вес и габариты.
Поэтому в некоторых специальных
Рис. 3.14. Замена блокировочных кон-
денсаторов в цепях автоматического
смещения положительной обратной
связью.
•случаях блокировочные конденсаторы
исключают вовсе. Это приводит к сни-
жению коэффициента усиления, что
может быть скомпенсировано увеличе-
Рис. 3.15. Замена блокировочных конденсаторов
в цепях экранных сеток ламп положительной
обратной связью.
нием числа каскадов в усилителе или
введением в его схему положительной обратной связи, глубина которой выбра-
на такой, чтобы величина усиления вернулась к своему прежнему значению.
Последняя возможность, применительно к блокировке катодного сопро-
тивления, иллюстрируется схемой, приведенной на рис. 3.14. Если бы сопро-
тивления RK в обоих каскадах
были зашунтированы конденса-
торами достаточно большой ем-
кости, то усиление схемы было
бы около 1,6-103. Наличие отри-
цательной обратной связи в
каждом каскаде уменьшает,его
примерно в полтора раза. Пе-
ременное напряжение на со-
противлении /?к2 превосходит
по величине переменное напря-
жение на катоде первой лампы
и имеет обратную полярность.
Поэтому соединение катодов
лампы с помощью дополнитель-
ного сопротивления R позволя-
ет ввести положительную об-
ратную связь, глубина которой
зависит от его значения. При
R ~ 5 ком коэффициент усиления первой лампы приблизительно в полтора
раза больше, чем без обратных связей в схеме. Это компенсирует действие
отрицательной обратной связи, оставшейся во втором каскаде, и общее
усиление схемы оказывается около 1,6-103.
Необходимая емкость блокировочных конденсаторов в цепях экранных
-сеток значительно меньше, чем в цепях автоматического смещения — обыч-
но порядка несколькцх- единиц или десятков микрофарад. Вместе с тем они
должны быть рассчитаны на значительно большее рабочее напряжение.
Поэтому эти конденсаторы имеют большие габариты и вес и усложняют кон-
струкцию усилителя. Как и конденсаторы в цепи автоматического смещения,
они также могут быть заменены положительной обратной связью. Возможное
построение подобной схемы иллюстрирует рис. 3.15. Сопротивление R=100 ком
222
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ill
является элементом цепи положительной обратной связи, введенной в схему
в связи с исключением конденсаторов С^э. Общий коэффициент усиления
схемы при указанных на рисунке параметрах около 2500.
Обычно замена блокировочных конденсаторов цепями положительной
обратной связи сопровождается некоторым изменением формы частотной ха-
рактеристики усилителя. Это объясняется тем, что вследствие изменения с час-
тотой значений К и f> (а также Ф* и Фр) роль положительной обратной связи
при различных значениях частоты оказывается разной. Поэтому, для тога
чтобы привести характеристики усилителя к нужному виду, может потребо-
ваться не только выбор правильных величин сопротивлений в цепях обрат-
ной связи, но и шунтирование отдельных участков этих цепей дополнительны-
ми емкостями (обычно небольшой величины). Это усложняет постройку уси-
лителя, но вместе с тем дает возможность улучшить вид его характеристик
в области частот, близких к верхней границе полосы пропускания, т. е.
несколько увеличить значение произведения Kofa.
5. Соображения о расчете усилительного каскада на сопротивлениях.
Параметры схемы усилительного каскада на сопротивлениях можно выбрать
на основании приведенных в настоящем параграфе соотношений и некоторых
дополнительных практических соображений.
Обычно при расчете и постройке усилителя задаются необходимым коэф-
фициентом усиления и допустимой величиной искажения сигналов. Поэтому
оказываются известными границы полосы пропускания всего усилителя
(или время реакции tp и величина относительного спада выходного напря-
жения Р* за указанное время t') и, наконец, его динамический диапазон.
Выбрав тип ламп по соображениям, о которых говорилось в пн. 2 и 3, опре-
деляют приблизительное число каскадов, которое потребуется ввести в схе-
му, исходя из возможного коэффициента усиления каждого каскада. После
этого устанавливают требующиеся характеристики каждого каскада на осно-
вании заданных характеристик всего усилителя (см. гл. IV, § 1) и рассчиты-
вают отдельные его каскады.
.Если реостатный каскад строится на пентоде, то обычно, как уже упо-
миналось, величина сопротивления Ra выбирается значительно меньшей
внутреннего сопротивления лампы. Сопротивление утечки сетки Rc большей
частью берется относительно большим (порядка 0,5—1 Мом) с тем, чтобы
облегчить возможность получения необходимой постоянной времени т,.
переходной цепи. Как показывает рассмотрение процессов в лампе, при дей-
ствии достаточно большого сигнала положительной полярности возможно
развитие электронного тока с сетки за счет вторичной эмиссии. Это приво-
дит к нагреванию сетки, и лампа выходит из строя. Безопасные значения
сопротивления Rc для ламп, работающих в номинальном режиме, часто ука-
зываются в справочниках. В некоторых схемах лампы работают в режи-
ме, далеком от нормального; при этом в ряде случаев допускаются более
или менее значительные отклонения от величины Rc, указанной в спра-
вочнике.
Так как обычно в диапазоне частот, на который рассчитан реостатный уси-
литель, выполняется неравенство Т?вх2 » RC2, то можно приближенно
считать, что R2 ~ RC2- Поскольку для пентодного усилителя справедливы
соотношения Ra < Rt и Ra < /?с2, в выражениях для статических
и переходных характеристик под Ro и R2 можно подразумевать соответствен-
но Ra и Rc2. Величина емкости С2 обычно либо задается, либо определяется,
если приблизительно известны коэффициент усиления следующего каскада
и лампа, на которой он построен. При расчете величину емкости Ссх обычно
полагают равной 10—15 пф. Зная емкость С2 и пользуясь заданными при
расчете значениями /в и Ма или tp, на основании выражений (3.14) или
(3.23) находят сопротивление Ra.
§ и
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
223
При расчете относительно узкополосного каскада величина сопротивле-
ния Ra, определенная по (3.14), может оказаться отрицательной. Это означает,
что неравномерность частотной характеристики в высокочастотной части
спектра не будет чрезмерной при любом сопротивлении анодной нагрузки.
В этом случае его значение обычно ограничивается падением на нем постоян-
ного напряжения, снижающим анодное напряжение лампы по сравнению
с величиной Еа. Кроме того, часто при постройке усилительных каскадов
и выборе режима лампы, напряжения Еа и сопротивления Яа принимают
во внимание, что в анодную цепь следует включить развязывающий фильтр
(см. гл. И, § 4), на сопротивлении которого также будет падать постоянное
напряжение (изменение характеристик схемы при введении фильтра рассма-
тривается в гл. IV, § 1).
Далее, располагая значениями /*, и М*, или величиной рр с указанием
времени ta, находят с помощью соотношения (3.15) или (3.28) величину посто-
янной времени тр. Значения Rc2 и Ср2 определяют, учитывая указанные вы-
ше соображения о желательной величине сопротивления Rcz- Кроме того,
следует иметь в виду, что возможность увеличения емкости Ср2 с целью
уменьшения коэффициента неравномерности М при заданном значении сопро-
тивления Rc2 ограничена. С увеличением емкости конденсатора растут его
геометрические размеры, а с ними — утечки, емкость его пластин по отно-
шению к земле (т. е. емкость Сг) и собственная индуктивность. Первое при-
водит к тому, что на сетку лампы следующего каскада может оказаться
поданным положительное напряжение, второе — к ухудшению характери-
стик в области высокочастотного конца спектра, а третье — к нежелатель-
ным резонансным явлениям в схеме.
Приближения, сделанные при расчете, и в первую очередь недостаточно
точные сведениям величине С2 приводят к тому, что характеристики построен-
ного каскада в той или иной мере отличаются от расчетных. Поэтому оконча
тельный выбор параметров схемы делается при ее исследовании после
сборки.
Для примера определим параметры усилительного каскада, который
должен обладать коэффициентом усиления Ко = 30 при времени реакции
10-7 сек и давать скалывание не более 0,1 за время t' = 10"2 сек (это соответ-
ствует /в « 3,5 Мгц и /н » 1,5 гц — см. выражения (3.30) и (3.38)). Уро-
вень усиливаемых сигналов — около 0,3 в. Напряжение источника питания
Еа =200 в.
Воспользовавшись выражением (3.25), найдем, что для постройки тако-
го каскада нужна лампа с коэффициентом широкополосности не менее
100 Мгц. Этому требованию удовлетворяет, например, пентод. 6Ж9П (см.
табл. 3.1). Его крутизна S = 17 ма!в. Поэтому для получения требующегося
— I ^0 I
усиления необходимо включить в анодную цепь сопротивление Ra = -^7 - =
= 1,8 ком. Воспользовавшись, далее, характеристиками лампы (рис. 3.16).
проведем нагрузочную прямую (линия тп) и выберем начальное положе-
ние рабочей точки (Л). При заданном уровне сигналов можно взять
Uco = —0,5 в. При этом Zao = 35 ма. (Выбор большего отрицательного
смещения выгоден в том отношении, что уменьшается анодный ток, но
одновременно возрастают нелинейные искажения и падает крутизна
лампы.) Необходимое сопротивление автоматического смещения в этом
режиме — Дк = ^.с-° — = 12 ом. Так как, кроме того, экранный ток лампы
-'ао + -'»о
Zgo = 7 ма, а экранное напряжение Ug0 должно быть 150 в, то
Да = ^а —80 =7 ком.
224
ОСНОВНЫЕТ.УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
Далее, будем считать, что искажение плоских вершин импульсов
в равной мере обусловлено процессами в переходной цепи, цепи автома-
тического смещения и цепи экранной сетки лампы. Иначе говоря, что
₽р = ₽к = ₽* = ₽*/3 ~ 0,03 при t' = 10’2 сек. Воспользовавшись выражением
(3.28), найдем, что постоянная времени переходной цепи должна быть
не менее 0,33 сек. Если выбрать /?с2 — 1 Мом, то следует взять емкость
разделительного конденсатора Ср2 = 305 мф. Далее, беря SK = 22 ма!в,
на основании соотношения (3.35) найдем, что Сбк > 7000 мкф, а на осно-
вании соотношения (3.37) получаем Сбэ>30 мкф (Ss = 0,08 ма!в,
Рис. 3.16. Характеристики лампы 6Ж9П к расчетному примеру.
см. табл. 3.2). При зтом конденсатор в катодной цепи должен быть рассчитан
на рабочее напряжение всего порядка 1 в, а конденсатор в экранной цепи —
на напряжение 150 в.
Следует обратить внимание на то, что требующаяся емкость конденсато-
ра Сбк практически слишком велика (максимальная емкость низковольт-
ных электролитических конденсаторов, выпускаемых в настоящее вре-
мя, 2000 мкф). Ее можно уменьшить без увеличения общего скалывания,
только соответствующим образом увеличив постоянную времени тр или
емкость Сбэ.
Расчет, подобный приведенному, следует рассматривать как ориенти-
ровочный, необходимый для первоначального выбора параметров усилите-
ля. Окончательный выбор параметров схемы может быть сделан только
после того, как усилитель будет собран, при его исследовании и регулировке.
При этом, если параметры лампы приблизительно совпадают с принятыми
цри расчете (в чем можно убедиться, воспользовавшись специальным прибо-
ром — испытателем ламп), а характеристики усилителя сильно отличаются
от ожидаемых, то следует выяснить, нет ли в схеме неучтенных обратных
связей.
6. Трансформаторный усилительный каскад. Трансформаторные каска-
ды в измерительных усилителях применяются реже, чем каскады на сопроти-
влениях. В отличие от последних, они не позволяют избежать больших иска-
жений сигналов с широким спектром. Поэтому такие каскады используются
для постройки сравнительно узкополосных усилителей, полоса пропуска-
ния которых может располагаться как в области низких (звуковых), так и в
области высоких частот (порядка единиц или десятков мегагерц или даже
S 1)
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
225
выше). В последнем случае применяются так называемые «импульсные»
трансформаторы *).
Трансформаторные каскады позволяют получить в узком диапазоне
частот большую отдачу мощности полезной нагрузке, чем при непосредствен-
ном включении последней в анодную цепь лампы. При этом, если Ra <Z Rt,
то повышается и коэффициент усиления напряжения, а если Rr > Rt, то с
увеличением мощности в нагрузке увеличивается усиление тока. Возможность
получить максимум усиления при заданных значениях Ra и Rt представляет
Рис. 3.17. Экивиалентная схема анодной цепи лам
пы трансформаторного каскада.
собой весьма существенное преимущество трансформаторных каскадов. Кро-
ме «согласования» нагрузки и лампы, трансформаторную связь часто приме-
няют для перехода от однотактной к двухтактной схеме. Наконец, она
используется, если в цепь сетки лампы нельзя включать большое сопроти-
вление из-за большого сеточного тока.
Расчет трансформаторного каскада усложняется тем, что некоторые
параметры трансформатора — индуктивности рассеяния (коэффициенты рас-
сеяния), собственные емкости обмоток, потери в железе и их зависимость
от частоты — бывают часто недостаточно хорошо известны.
При анализе трансформаторного каскада обычно находят переменное
напряжение на первичной обмотке трансформатора, включенного в анодную
цепь лампы и2, ко вторичной обмотке которого присоединена внешняя нагруз-
ка. В дальнейшем по-прежнему будем считать, что эта нагрузка состоит
из параллельного соединения сопротивления R2 и емкости С2, причем по-
следняя включает и собственную емкость вторичной обмотки трансформатора.
Зная напряжение и'2 и коэффициент трансформации п, легко найти напря-
жение на нагрузке и2 = пи', протекающий через нее ток и выделяющуюся
мощность.
Эквивалентная схема анодной цепи лампы трансформаторного каскада
приведена на рис. 3.'17, а. Она получена путем пересчета параметров вторич-
ной цепи в первичную: R’K = &, L's2 = , г’2 = и С2 = п2С2, где Le2
*) Если нагрузка представляет собой вход следующего каскада, то трансформатор
носит название «межлампового» или «промежуточного». Его коэффициент трансфор-
мации обычно выбирается порядка 2—5.
15 а. М. Бонч-Бруевич
226
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
ИГЛ. 1П
и г2 — индуктивность рассеяния и сопротивление вторичной обмотки *).
Оставляя в стороне общий анализ этой схемы, сразу перейдем к частным схе-
мам, одна из которых справедлива для низких и средних частот, а вторая —
для области высоких частот, пропускаемых каскадом.
В области средних и низких частот, пропускаемых каскадом, можно
исключить из схемы индуктивности рассеяния LS1 и L'sZ, которые обычно
бывают малы по сравнению с Lr. Далее, поскольку обычно Ct < С', ем-
кость Ci можно также не принимать во внимание или включить ее в состав
С2- Наконец, для упрощения анализа будем считать, что потери в трансфор-
маторе малы и что поэтому сопротивлениями т\ и г' можно пренебречь. При
этих условиях эквивалентная схема каскада для переменного тока низкой
R’ It
частоты приобретает вид, изображенный на рис. 3.17, б. Здесь Но — —-—.
Следовательно, характеристики каскада совпадают с характеристиками це-
пи, которая представляет собой параллельный ZC-контур, питаемый источни-
ком напряжения с сопротивлением
Из схемы на рис. 3.17, б видно, что коэффициент передачи напряжения
каскада в области частот, где эта схема справедлива, записанный в опера-
ционной форме, имеет вид
К(р) = ±1 =
ЦП
(3.39)
Заменяя р на /со и находя модуль стоящего справа выражения, получим
уравнение частотной характеристики
£«2
Uml
При частоте со = coOi =
в параллельном контуре
ной величины:
(«частота первого резонанса»— резонанса
1
LiC'J) коэффициент усиления достигает максималь-
KOi = рп
_ pnRH
Ri + R* ~ RiTfi+Ra
(ЗАО)
Сопоставляя выражения (3.40) и (3.5), заключаем, что включение транс-
форматора между нагрузкой RH и лампой с внутренним сопротивлением 7?г
изменяет коэффициент усиления каскада в Раз (сопротивление Нв
отождествляем с 7?0). Если сопротивление 7?н весьма велико (например,
если ко вторичной обмотке присоединена лампа следующего каскада, рабо-
тающая без сеточных токов), то коэффициент усиления К01 = рп, т. е. его
величина линейно возрастает с увеличением п. В общем же случае усиление
сложным образом зависит от коэффициента трансформации, так как при
изменении величины п изменяется напряжение на первичной обмотке транс-
форматора.
С уменьшением частоты в области со < со01 коэффициент усиления пада-
ет вследствие сокращения сопротивления первичной обмотки трансфбрмато-
К
pa <oLi. Находя отношение ~ =МК для этой области частот и приравнивая
Л01
Л/н = TH",* = -уг-, получим выражение для частоты, соответствующей нижней
*) Знак минус у э.д.с. эквивалентного лампе генератора опускаем, так как поляр-
ность сигнала на выходе схемы может быть выбрана любой соответствующим включением
концов вторичной обмотки трансформатора.
S и
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
227
(3.41)
границе полосы пропускания каскада:
X_______________________________Др
Ун 2nLi •
Замечая, кроме того, что выражение (3.40) может быть записано в виде
/£01 = SnR0, находим
^- = 2л5Мге.
/ и
(3-42)
Следовательно, для того чтобы одновременно получить и большое усиление
каскада KOi, и малое значение частоты ft, необходимо выбрать лампу с боль-
шой крутизной и трансформатор с большим коэффициентом трансформации
и большой индуктивностью первичной обмотки Li. Однако, как это следует
из рассмотрения работы каскада в области высоких частот, с увеличением
индуктивности сужается полоса пропускания со стороны верхних частот.
В области верхних частот диапазона, пропускаемого каскадом, можно
исключить из эквивалентной схемы индуктивность Li (поскольку ее сопро-
тивление coLi велико), а индуктивность LS1 и L's2 можно объединить в одну:
Z,s = £gl 4- L’s2. При этом эквивалентная схема каскада приобретает вид
цепи, изображенной на рис. 3.17, в. Из ее рассмотрения легко получить сле-
дующее выражение коэффициента передачи каскада, записанное в опера-
ционной форме:
К (р) = =-------в---------------------------------.
М1
(3.43)
Заменяя р на /со и находя модуль полученного таким образом выражения,
напишем уравнение частотной характеристики каскада:
& __ Um2 __________________________________________
Vm‘ /
Наконец, деля левую и правую части на величину К01, даваемую выражени-
ем (3.40), и производя простые алгебраические преобразования, напишем
уравнение частотной характеристики трансформаторного каскада в области
верхних частот в виде
• <з-«>
Здесь
•“I Т -«н
— безразмерная частота, а
й = 1/ <3-4s>
I/ д$-гдн \ Лн v /
где р = 1/ тгХ
г ь2
Коэффициент d представляет собой величину, обратную добротности
последовательного контура Rt, Ls, С’2, емкость которого зашунтирована
сопротивлением R'a ^при Ri оо это выражение переходит в обычное выра-
жение затухания контура d = ~ = Rt . Этот коэффициент может
рассматриваться как параметр, от величины которого зависит вид частотной
15*
228
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. III
характеристики каскада. Действительно, из соотношения (3.44) следует,
что функция Мв — / (йв) имеет максимум при
ЙВ = ЙО=]/1-4’ <3-46>
т. е. при
“°2 V LaC't
R'z-VRi
d2
2 •
(3.47)
В случае d > величина й0 не имеет вещественного значения. При
этом величина Мв, а следовательно, и коэффициент усиления монотонно
убывают с возрастанием частоты. Если d < |Л2, то величина й0 имеет вещест-
венное значение и, следовательно, с увеличением частоты коэффициент
усиления проходит через максимум и вновь падает. Это соответствует возрас-
танию выходного напряжения при
частоте, близкой к резонансной часто-
те последовательного /?£С-контура,
имеющего выраженные резонансные
свойства (так называемая «вторая ре-
зонансная частота» трансформатор-
ного каскада).
Подставляя йв = й0 в (3.44),
получим коэффициент усиления в ма-
ксимуме:
Рис. 3.18. Частотные характеристики
трансформаторного каскада при различных
значениях коэффициента трансформации п.
(3.48)
Таким образом, в области верх-
них частот стационарная характери-
стика трансформаторного каскада
имеет сложный вид (рис. 3.18). Она может быть либо монотонной (при боль-
ших значениях d), либо иметь максимум (при относительно малых значе-
ниях d). С уменьшением величины d частота, соответствующая максималь-
ному усилению, возрастает, причем й0->1, а коэффициент усиления в
максимуме стремится к K0Jd.
На самом деле, как это видно из выражения (3.45), величина параметра
d является функцией 7?г, RK, С2, а также индуктивности рассеяния транс-
форматора и коэффициента трансформации (который входит в С2, Ls и /?').
С увеличением коэффициента трансформации значение d возрастает и полоса
пропускания со стороны верхних частот сужается. Расширение полосы про-
пускания с уменьшением параметра d путем снижения коэффициента транс-
формации п сопровождается уменьшением коэффициента усиления в области
средних частот К01 и появлением пика на частотной характеристике. Этот
пик может быть снижен выбором соответствующего сопротивления /?' (часто
включают специальное сопротивление, шунтирующее вторичную * обмотку
трансформатора). Иногда же пик может быть полезен, если он располагается
в области верхней границы полосы пропускания другого каскада (или дру-
гих каскадов) усилителя. Это может улучшить характеристику всего усили-
тельного устройства в области высокочастотного конца его диапазона.
Увеличение индуктивности с целью расширения полосы пропускания
’в области нижних частот требует для сохранения коэффициента трансформа-
щии увеличения числа витков во вторичной обмотке. Это приводит к возра-
станию емкости С2 и увеличению значения d, т. е. к сужению полосы пропу-
скания каскада со стороны высоких частот. Таким образом, все параметры
§ 1]
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
229
Рис. 3.19. Вид переходных харак-
теристик трансформаторного каска-
да при различных значениях зату-
хания d.
трансформаторного каскада оказываются взаимосвязанными сложным обра-
зом. Поэтому расчет и регулировка каскада сильно усложняются и коэффи-
циент усиления трансформаторного каскада, за исключением специальных
случаев узкополосных схем, оказывается практически близким к коэффициен-
ту усиления реостатного каскада.
Относительно сложному виду стацио-
нарных характеристик трансформаторного
каскада соответствует и более сложный,
чем у реостатного каскада, вид переходной
характеристики. Последняя может быть
найдена по общим правилам на основании
выражений (3.43) и (3.39), которые пред-
ставляют собой изображения переходной
характеристики соответственно для первых
моментов после скачкообразного измене-
ния напряжения на сетке лампы и в
области больших интервалов времени.
Рассмотрение оригинала выражения (3.43)
приводит, в общем, к результатам, сход-
ным с полученными в гл. I, § 2, п. 3 при
рассмотрении переходных характеристик
flZC-цепей. Именно, если цепь, изображен-
ная на рис. 3.17, в, апериодическая (т. е.
добротность меньше 0,5 и затухание d
больше 2), то нарастающее выходное на-
пряжение монотонно приближается к стационарной величине. В против-
ном случае включение напряжения сопровождается затухающими колебания-
ми и в изменении напряжения и2 наблюдается один или несколько выбро-
сов. Это иллюстрируют графи-
ки, приведенные на рис. 3.19,
на которых по горизонтальной
оси отложена величина где
б = 4(Й + С^)- СуМеЕЬше-
нием затухания d возрастает ве-
личина выброса ДПг и умень-
шается время реакции каскада.
Характер изменения и вре-
мени реакции каскада гр в за-
висимости от значения d иллю-
стрируют графики на рис. 3.20.
Пользуясь такими графиками и
задаваясь допустимым значени-
ем выброса, можно определить
необходимую величину затуха-
ния d. Если к тому же известно
время реакции, которым должен обладать каскад, то этим самым определяется
величина 6. Таким образом, находятся требования, которым должен удо-
влетворять ряд параметров схемы каскада или их сочетания. Следует иметь
в виду, что величины Ls и С2 практически бывают заданы нагрузкой каскада
и конструкцией трансформатора. При этом величина выброса определяется
сопротивлениями Rt и Н' (см. выражение (3.45)). Для уменьшения выброса
нужно либо выбирать лампу с большим Rt, либо уменьшать величину R'2.
То и другое сопровождается уменьшением стационарного усиления каскада.
Рис. 3.20. Графики зависимости времени реак-
ции и выброса от величины затухания d для
трансформаторного каскада.
230
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
!ГЛ. III
Снижение усиления в области нижних частот, как и в каскаде на сопро-
тивлениях, соответствует спаду выходного напряжения при неизменном
уровне напряжения на входе каскада. Переходную характеристику каскада
для интервалов времени, много больших времени реакции, получим, найдя
оригинал выражения (3.39). Оно соответствует цепи, изображенной на
рис. 3.17, б, которая при практически выбираемых параметрах схемы всегда
апериодическая. Имея в виду медленные процессы в схеме, емкость С'2 мож-
но не учитывать, и тогда переходная характеристика принимает совсем про-
стой вид:
До
h (Z) = е Li
Следовательно, напряжение на выходе трансформаторного каскада, возрос-
шее после скачка напряжения на сетке лампы, спадает с течением времени
по экспоненциальному закону. Поэтому скалывание Р = связано с пара-
'-гп2
метрами схемы соотношением, отличающимся от (3.27) только заменой тр
•на LJR0. Если величина Р невелика, то
В « Г . (3.49)
-Ч
Это соотношение позволяет судить об искажении длительно действующих
сигналов или выбирать параметры схемы, если р и t' заданы.
Сопоставляя выражения (3.48), (3.40) и (3.41), нетрудно установить
связь между р и t', с одной стороны, иЖю и — с другой.
Кроме рассмотренных, имеются и другие источники искажений сигналов
в трансформаторных каскадах. Такие каскады строятся как на триодах, так
и на пентодах, и в схеме применяется автоматическое смещение. Как и в
усилителях на сопротивлениях, цепь автоматического смещения и цепь экран-
ной сетки лампы увеличивают скалывание. В первом приближении при ма-
лых значениях коэффициентов Р, связанны? с соответствующими цепями,
сумма этих коэффициентов приблизительно дает общее скалывание всего
каскада.
Далее, в трансформаторном каскаде могут наблюдаться нелинейные
искажения, связанные не только с нелинейностью характеристик лампы,
но и нелинейными явлениями в трансформаторе. Для того чтобы трансфор-
матор не ограничивал динамического диапазона каскада, материал и разме-
ры его сердечника должны быть выбраны такими, чтобы магнитная прони-
цаемость оставалась постоянной при изменении анодного тока лампы в пре-
делах линейного участка ее динамической характеристики. Так как через
первичную обмотку протекает постоянный анодный ток, вызывающий посто-
янное намагничивание сердечника, то последний часто делается с небольшим
воздушным зазором. Зазор выбирается таким, чтобы действующая индуктив-
ность Li получилась достаточно большой при протекании начального анодно-
го тока и оставалась практически постоянной при изменении последнего
в пределах динамического диапазона лампы [63].
7. Резонансный усилительный каскад. На рис. 3.21 приведены два
варианта схемы резонансного усилительного каскада. В первой схеме —
с последовательным включением контура — через колебательный контур
протекают как постоянная, так и переменная составляющие анодного тока
лампы. Контур в этой схеме находится под высоким напряжением Е&. Во
второй схеме — с параллельным включением контура — постоянная соста-
вляющая анодного тока лампы протекает через дроссель. Переменная же
составляющая при достаточно большой индуктивности дросселя £др и доста-
точно малой междувитковой емкости Сдр течет через колебательный контур.
§ 1]
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
231
Контур в этой схеме не находится'под высоким напряжением, что часто
бывает удобно.
Иногда полезно «неполное» (автотрансформаторное) включение конту-
ра в анодную цепь лампы, т. е. присоединение анода лампы к промежуточно-
му отводу катушки индуктивности контура LK. Изменяя положение отвода,
Рис. 3.21. Схемы резонансных каскадов с последовательным (а) и па-
раллельным (б) включением контура в анодную цепь лампы.
можно варьировать коэффициент усиления каскада, уменьшая его в боль-
шей или меньшей степени по сравнению с усилением при полном включении
контура.
Далее, колебательный контур может быть связан с анодной цепью лампы
с помощью дополнительной катушки связи (трансформаторное включение
Рис. 3.22. Схема резонансного каскада с индуктивной связью
контура с анодной цепью лампы (а) и двухконтурного (полосо-
вого) резонансного каскада (б).
контура, рис. 3.22, а). Включая параллельно катушке связи LK конден-
сатор, можно настроить образовавшийся таким образом второй контур
в схеме на ту или иную частоту (рис. 3.22, б). Часто параметры контуров
выбирают так, что их резонансные частоты совпадают. Каскады со связан-
ными контурами носят название «полосовых», что обусловлено видом их
частотной характеристики.
232
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
На рис. 3.23, а приведена эквивалентная схема для переменного тока
анодной цепи лампы резонансного каскада, схема которого изображена
на рис. 3.21, а. Резонансные усилители обычно строятся на пентодах, и внут-
реннее сопротивление Rt лампы во много раз превышает сопротивление кон-
тура. Поэтому в эквивалентной схеме лампа представлена генератором тока,
величина которого определяется действующим на входе сигналом.
Рис. 3.23. Полная (а) и упрощенная (б) эквивалентные схемы резонанс-
ного каскада для переменного тока и напряжения.
Величина емкости Ср всегда выбирается настолько большой, что для
всех частот, лежащих в полосе пропускания каскада, ее можно практически
считать короткозамкнутой. Поэтому емкости Сак, Ск, Ссх и Сн можно объ-
единить в одну: С'к = Ск+ Сак + Ссх + Св. Далее, вместо RB и Rt можно
ввести в схему сопротивления, включенные последовательно с RK. Действи-
Рис. 3.24. Вид частотных характеристик
одноконтурного (а) и двухконтурного (б)
резонансных каскадов.
тельно, обращаясь к выражению
(1.31) и замечая, что в рассматри-
ваемом случае Хсв = a>LB (полагаем,
что RK < найдем, что все со-
противления, указанные в эквивален-
тной схеме, могут быть объединены
в одно:
Rk--Rk
“2£K
Ri
(3.50)
включенное вместо RB.
В результате этих замен эквива-
лентная схема каскада представляет-
ся в виде параллельного RLC-koh-
тура, питаемого генератором тока — SUmi (рис. 3.23, б). В связи с этим
коэффициент передачи резонансного каскада
7С — SZB.
(3.51)
Максимальная величина коэффициента передачи, соответствующая резо-
1
нанснои частоте соо » , .
V(fKLB
K0 = SZ'p = S-f- . (3.52)
Далее, частотная характеристика (рис. 3.24, а) подобна резонансной
характеристике контура, включенного в анодную цепь лампы, но несколько
ухудшенного вносимым сопротивлением:
к°
(3.53)
S и
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
233
(см. выражение (1.14)). Соответственно полоса пропускания каскада опреде-
ляется известным соотношением
A/ = rf'/o, (3-54)
где d — затухание эквивалентного контура, a f0 — его резонансная часто-
та. Практически полоса пропускания резонансных каскадов может быть
сужена до величины порядка одного или нескольких процентов от значения
резонансной частоты, если последняя лежит в пределах от десятков килогерц
до нескольких десятков мегагерц. Из соотношений (3.52) и (3.54) после
несложных преобразований получаем
. (з.5б)
т. е. произведение максимального коэффициента усиления каскада на поло-
су. его пропускания определяется крутизной лампы и емкостью контура
и схемы (включая межэлектродные емкости лампы). Этот результат совпада-
ет с полученным при рассмотрении реостатного каскада (см. выражение
(3.18), в котором /в, по существу, тождественно А/, поскольку /н < /в)»
что вполне естественно, так как анодная цепь лампы реостатного каскада,
как уже отмечалось, эквивалентна LRC-цетш (апериодическому контуру).
Если полоса пропускания каскада невелика, то, используя лампу с боль-
шой крутизной и выбирая параметры контура и схемы так, чтобы получить
большое сопротивление Z'p, можно сделать коэффициент усиления резо-
нансного каскада весьма значительным. Однако возможность увеличения
Ко ограничивается паразитными обратными связями, которые могут приве-
сти к самовозбуждению схемы. Устойчивость работы каскада может быть
нарушена вследствие связи входной и выходной цепей через емкость Сса
лампы и параллельную ей паразитную емкость между деталями анодной
и сеточной цепей лампы. Анализ приводит к заключению, что максимальное
устойчивое усиление каскада резонансного усилителя [64]
А0шах«0,15 l/yc— (3.56)
(в предположении, что обратная передача сигнала происходит только через
емкость Сс& лампы). Если воспользоваться этим критерием, то нетрудно
убедиться, что современные пентоды позволяют получить усиление каскада
порядка нескольких сот или даже тысяч на частоте 105 гц и порядка несколь-
ких десятков или сотен при резонансной частоте 107 гц. Однако на практике
несовершенство экранировки анодной и сеточной цепей и связь этих цепей
через емкость монтажа понижают эти величины в несколько раз или в не-
сколько десятков раз. Поэтому при современных параметрах ламп устойчи-
вость работы усилителя от типа лампы практически не зависит, а опреде-
ляется правильно выбранной конструкцией усилителя и качеством его изго-
товления (в первую очередь экранировкой) [42].
Для постройки резонансного усилителя с относительно узкой полосой
пропускания пригодны пентоды с умеренной крутизной (порядка несколь-
ких миллиампер на вольт). Применяя лампы с большей крутизной, можно
получить большое усиление при широкой полосе пропускания.
Выбирая лампу для резонансного каскада, следует также принимать
во внимание динамический диапазон, которым должен обладать каскад.
При этом нужно иметь в виду, что если каскад практически не пропускает
гармоник сигналов основной (резонансной) частоты, то нелинейные иска-
жения не обнаруживаются по отклонению формы выходных сигналов от
гармонических. Они приводят к непропорциональности амплитуды выходно-
го и входного сигналов, т. е. к нелинейности амплитудной характеристики
каскада, снятой при действии на входе сигналов с частотой /0. Очевидно,
234
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
(ГЛ. III
что лампа не вносит нелинейных искажений, если рабочая точка не выходит
за пределы линейных участков семейства ее анодных характеристик. Кроме
того, нелинейные искажения отсутствуют и в случае, если динамическая харак-
теристика лампы описывается квадратичным уравнением. Действительно,
как нетрудно убедиться, амплитуда первой гармоники анодного тока (а сле-
довательно, и амплитуда выходного сигнала) при этом пропорциональна
амплитуде входного напряжения и, следовательно, динамическая характе-
ристика линейна. Нелинейные искажения дает лишь кубичный член и члены
более высоких нечетных степеней в зависимости Za = / (Uc). По этой причи-
не резонансные усилители обладают большим динамическим диапазоном,
чем апериодический каскад, построенный на зтой же лампе.
Другим источником нелинейных искажений в резонансных усилителях
может быть изменение магнитной проницаемости сердечника катушек конту-
ров (изготовленных из пермаллоя, феррита или другого специального мате-
риала) при изменении уровня сигнала. В результате этого контур расстра-
ивается и изменяется коэффициент усиления каскада. Кроме того, и фаза
выходного сигнала оказывается зависящей от уровня сигнала, что может
привести к существенным помехам при фазовых измерениях [65].
Все сказанное о выборе ламп в значительной степени относится к схемам
каскадов с неполным и трансформаторным включением контура в анодную
цепь лампы. Резонансное усиление таких каскадов определяется соотно-
шением
K0 = nSZ’v, , (3.57)
где п — коэффициент трансформации (автотрансформации).
Поэтому, если при полном включении контура в анодную цепь лампы
каскад самовозбуждается, то, переходя к автотрансформаторному включе-
нию контура с n< 1, можно получить устойчивое усиление. Так как с умень-
шением величины п снижается величина сопротивления, вносимого в кон-
тур со стороны лампы, то переход к автотрансформаторному включению
сопровождается некоторым сужением полосы пропускания каскада (увели-
чением его избирательности).
Переход от одноконтурного резонансного усилителя к двухконтурному
(см. рис. 3.22) сопровождается изменением как коэффициента усиления кас-
када, так и его стационарных характеристик. Полосовые усилители, как
и одноконтурные, строятбя на пентодах с большим внутренним сопротивле-
нием. Частотная характеристика такого каскада соответствует частотной
характеристике цепи, являющейся нагрузкой лампы с учетом шунтирова-
ния контуров паразитными емкостями и сопротивлениями Rif Rc2 и /?вх2*
Поэтому характеристика полосового каскада подобна характеристике систе-
мы из двух связанных контуров (см. рис. 1.17). Если собственные частоты
обоих контуров одинаковы и связь превышает критическую, то частотная
характеристика каскада имеет вид двугорбой кривой (см. рис. 3.24, б).
Величина коэффициента усиления, соответствующая средней частоте
полосы пропускания, определяется выражением
*o = ^rSZp, (3.58)
где п = —----степень связи между контурами (см. гл. I, § 1), a Zp —
гк
резонансное сопротивление контура (для простоты полагаем, что контуры
идентичны). Величина степени связи не может быть выбрана произвольно,
так как от нее существенно зависит глубина провала в средней части частот-
ной характеристики каскада. Обычно она лежит в пределах от 1 до 2. Поэто-
му усиление полосового каскада при прочих равных условиях, т. е. при оди-
, наковых лампах и контурах, составляет меньше половины усиления резо-
§ 1]
КАСКАДЫ С АНОДНОЙ НАГРУЗКОЙ
235
вансного каскада. Это соответствует потере в первом контуре полосового
усилителя части мощности сигнала, выделяющейся в анодной цепи лампы,
тогда как в одноконтурном усилителе вся мощность сигнала сосредоточи-
вается в единственном контуре схемы.
Преимущество полосовых усилителей перед одноконтурными заклю-
чается в том, что их частотная характеристика имеет вид, более близкий
к характеристике идеального устройства, которое предназначено для про-
пускания спектра частот с фиксированными границами /* и /* и полного
подавления всех частотных компонентов, расположенных вне этих границ.
Такое устройство должно иметь от-
личный от нуля и постоянный коэф-
фициент передачи в пределах ча-
стот от /* до /* и нулевой коэффи-
циент передачи при /* < f < /*.
Характеристика полосового кас-
када приближается к такому виду
благодаря притуплению верхней
части частотной характеристики
системы из двух сильно связанных
контуров и увеличению крутиз-
ны спадов вблизи границ полосы
пропускания (см. рис. 3.24, б).
Поэтому полосовые усилители
Рис. 3.25. График нарастания амплитуды
переменного напряжения на выходе двух-
контурного резонансного усилителя при силь-
ной связи контуров и при включении гар-
монического сигнала на вход в момент 1=0,
широко применяют, например, для
усиления модулированных сиг-
налов, спектр которых состоит из
несущей и ряда боковых частот.
Резонансные усилители, как правило, строятся для усиления высоко-
частотных сигналов (начиная с десятков килогерц и выше). В некоторых
специальных случаях они могут применяться и для усиления низкочастотных
сигналов. Низкочастотный резонансный каскад может быть получен, напри-
мер, включением конденсатора параллельно одной из обмоток междулампо-
вого трансформатора (см. рис. 3.3, в). При этом образуется колебательный кон-
тур, и каскад преимущественно усиливает сигналы, частота которых совпа-
дает с собственной частотой контура. Эта частота должна определяться с уче-
том вносимых параметров. Добротность такого контура, настроенного на
низкую частоту, получается малой (несколько единиц или порядка десяти),
и поэтому избирательность такого резонансного каскада низкая.
Поскольку эквивалентная схема одноконтурного резонансного каскада
совпадает со схемой параллельного 7?ЛС-контура, питаемого высокоомным
источником напряжения, переходные процессы в каскаде совпадают с пере-
ходными процессами в таком контуре (см. гл. I, § 2). Поэтому при действии
на входе гармонического сигнала с постоянной амплитудой и частотой, совпа-
дающей с резонансной частотой каскада, амплитуда переменного сигнала
на его выходе нарастает по экспоненциальному закону с постоянной време-
ни т = -g- — (см. выражение (1.74)). В тех же условиях нарастание напря-
жения на выходе двухконтурного каскада следует более сложному закону
[4] и при сильной связи контуров амплитуда напряжения Um2 приближает-
ся к своему стационарному значению, изменяясь немонотонно (рис. 3.25).
Соответственно и окончание действия входного сигнала с постоянной ампли-
тудой сопровождается аналогичным переходным процессом. Поэтому гармо-
нические сигналы с прямоугольной огибающей амплитуд («радиоимпульсы»)
в полосовых усилителях подвергаются сложным искажениям. Подробное
рассмотрение этих искажений выходит за рамки настоящей книги.
236
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ill
§ 2. ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ С ОБЩИМ АНОДОМ
И ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
Рис. 3.26. Принципиальные схемы кас-
кадов с катодной нагрузкой (с общим
анодом), построенных на триоде (а) и
на пентоде (б).
1. Схема каскада с катодной нагрузкой (с общим анодом). Принципиаль-
ные схемы каскадов с катодной нагрузкой, построенных на триоде и на пен-
тоде, приведены на рис. 3.26. Сигнал от датчика подается на сетку лампы
через цепь связи, которая может быть представлена в виде четырехполюсни-
ка (Z). Здесь (как и при рассмотрении каскада с анодной нагрузкой) будем
считать, что Кх = 1, т. е., находя коэффициент передачи каскада, будем
относить выходное напряжение к напря-
жению на сетке лампы, а не к э. д. с.
датчика или к напряжению на входе
цепи связи. Второй четырехполюсник
{II) включен в цепь протекания катод-
ного тока лампы. Его выход совпадает
с выходом всего каскада.
Если бы выход четырехполюсника 1
был присоединен к точкам катод — сетка
лампы, т. е. между этими точками
действовало напряжение сигнала, то
схема, изображенная на рис. 3.26, а,
представляла бы собой обычную схему
каскада с анодной нагрузкой, отличаю-
щуюся от приводившихся выше только
порядком присоединения к источнику
питания Е& лампы и ее нагрузочной
цепи. В схеме же с катодной нагрузкой
напряжение, действующее между сеткой
и катодом лампы, не совпадает с напря-
жением на сетке ис, а равно ис — ик,
где ик — напряжение на входе четы-
рехполюсника II. Поэтому в каскаде
имеется стопроцентная последователь-
ная отрицательная обратная связь по
напряжению (не охватывающая четырехполюсник II). Это определяет отличия
характеристик каскада от каскада с анодной нагрузкой без обратной связи.
Четырехполюсник в катодной цепи можно построить, вообще говоря,
из различных элементов, но, разумеется, так, чтобы через него мог проте-
кать постоянный анодный ток лампы. В частности, это может быть цепь,
состоящая из активных сопротивлений и емкостей, трансформатор или RLC-
контур. Некоторые соображения о целесообразности выбора той или иной
цепи изложены ниже, а сейчас будем полагать, что четырехполюсник II
состоит из активного сопротивления RK и разделительного конденсатора
Ср2 (рис. 3.27, а).
В отсутствие сигнала через сопротивление RK протекает начальный
катодный ток лампы 1КО. Поэтому сеточное смещение Uc0 = — RKIKo при
значении сопротивления RK, выбранного так, чтобы получить определенные
характеристики каскада, может быть больше или меньше необходимого для
нормальной работы лампы. В большинстве случаев это смещение оказывает-
ся слишком большим. Для того чтобы ввести лампу в нормальный режим,
сопротивление утечки присоединяют к делителю из двух сопротивлений
Ri и R2, включенному к источнику питания Е& (рис. 3.27, б). Сопротивления
делителя выбирают из условия
----Uc0.
б 2]
КАСКАДЫ С ОБЩИМ АНОДОМ И ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
237
Можно построить схему иначе — оставить сопротивление утечки меж-
ду сеткой и нулевым проводом, но нижний конец сопротивления RK присо-
единить к источнику отрицательного (относительно нулевого провода схемы)
напряжения, абсолютная величина которого должна быть равна Е ==
= -^а0 Ек | U| .
Наконец, часто сопротивление утечки сетки присоединяют к части
сопротивления RK (рис. 3.27, в). При этом, вообще говоря, обратная связь
уменьшается, поскольку потенциал сетки задается не только напряжением
Рис. 3.27. Варианты построения схемы усилительного каскада с катодной
нагрузкой.
сигнала, но и напряжением, снятым с сопротивления Т?2. Однако если сопро-
тивление источника сигналов До значительно меньше, чем сопротивление
/?с, то для переменного напряжения отрицательная обратная связь в схеме
близка к стопроцентной. Обычно этот случай и имеют в виду, когда строят
каскады с разделенным на две части сопротивлением RK.
Найдем коэффициент передачи напряжения каскада с катодной нагруз-
кой. С тем, чтобы не повторять элементарные выкладки, воспользуемся выра-
жением (2.64). Замечая, что в рассматриваемом каскаде R& = 0, a u2 = i&RK,
получим
Дг + (и+1) Дк
(3.59)
5ДК
1+5Дк
Или, если, как зто обычно имеет место, р. > 1, то
(3.60)
Иэ выражения (3.60) видно, что коэффициент усиления каскада с катод-
ной нагрузкой остается меньшим единицы, приближаясь к этой величине
при возрастании значения SRK (т. е. значения коэффициента усиления
каскада до введения в него обратной связи). Подчеркнем, что зто заключе-
ние относится к любому усилителю со стопроцентной отрицательной обрат-
ной связью, независимо от того, какое число каскадов содержит схема, и вы-
текает из общего рассмотрения систем с обратной связью (см. гл. II, § 4).
Каскад с катодной нагрузкой, у которого К та 1, часто называют «катод-
ным повторителем»— напряжение на его выходе по величине и полярности
«повторяет» напряжение сигнала, действующего на входе. Это название
условно распространяют и на каскады, которые имеют коэффициент пере-
дачи, заметно меньший единицы, и значительно искажают форму сигналов.
238
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
ЕГЛ. Ill
Деля числитель и знаменатель в (3.59) на р, + 1, получим
И
М-1
RK
(3.61)
ц + 1
Сопоставляя выражения (3.61) и (3.5), заключаем, что коэффициент передачи
каскада с катодной нагрузкой численно совпадает с коэффициентом переда-
чи каскада с такой же анодной нагрузкой, построенного на лампе с пара-
метрами:
-^гэк = ’ SgK = S. (3.62)
Рис. 3.28. Эквива-
лентная схема выход-
ной цепи каскада с
катодной нагрузкой.
Этот результат также может быть получен из рассмотрения общего выраже-
ния для напряжения на выходе устройства с обратной связью (см.выраже-
ние (2.70)), в котором следует положить К' = 1 (так как усилитель од-
нокаскадный и р = —1), и соответствует изменению
внутреннего сопротивления и э. д. с. генератора, эк-
вивалентного лампе при введении обратной связи. На
основании выражений (3.61) и (3.62) можно предста-
вить эквивалентную схему каскада с катодной нагруз-
кой в виде, совершенно аналогичном схеме каскада с
анодной нагрузкой, заменив действительные параметры
лампы на эквивалентные (рис. 3.
Следует иметь в виду, что нами не учитывались
паразитные емкости и в том числе емкость сетка —
катод лампы, играющая весьма существенную роль
при действии высокочастотных сигналов. Поэтому полученные выражения
справедливы только для низкочастотных сигналов и нуждаются в уточнении.
Это будет сделано в п. 2 настоящего параграфа, а сейчас обратим внимание
на то, что выходное сопротивление рассматриваемого каскада для внешней
нагрузки, присоединенной к точкам 3^4 схемы (см. рис. 3.27, б), определяет-
ся как результат параллельного соединения сопротивлений RK и RiSK'-
z? _ 1
ВЫХ~ дк(ц + 1) + Л£ ~ 5 •
(3.63)
т. е. при Rv (р, + 1) > Rt, что обычно имеет место, выходное сопротивле-
ние задается крутизной лампы, а не величиной RK, и может быть относитель-
но малым — порядка нескольких сотен или десятков ом.
Многие применения катодного повторителя связаны с его малым выход-
ным сопротивлением, но следует иметь в виду, что такое же выходное сопро-
тивление может быть получено и у каскада с анодной нагрузкой. Действи-
тельно, каскад с анодной нагрузкой и сопротивлением Ra = MS и каскад
с катодной нагрузкой, у которого RK > 1/S имеют одинаковое усиление
(К « 1) и практически равные выходные сопротивления — 7?вых « MS для
внешней нагрузки. Однако при этом весьма существенно то, что каскад
с катодной нагрузкой имеет значительно больший динамический диапазон.
Действительно, если криволинейность характеристик лампы такова, что
допускает изменение анодного тока на величину, не превосходящую некото-
рое значение А/а (см. § 1 настоящей главы), то выходной динамический диа-
пазон каскада с анодной нагрузкой UK2a = RaRIa = у AZa. Каскад же
с катодной нагрузкой при том же изменении тока имеет UR2K — RxAIa, и сле-
довательно, UR2K > С7д2а. Кроме того, следует принять во внимание, что
отрицательная обратная связь приводит к спрямлению амплитудной хара-
ктеристики. Значение AZa несколько увеличивается и приближается к полно-
§ 2] КАСКАДЫ С ОБЩИМ АНОДОМ И ОБЩЕЙ СЕТКОЙ 239'
му использованию лампы от ее запирания до значения 7а тах, при котором
появляется сеточный ток. В результате этого динамический диапазон каска-
да с катодной нагрузкой еще несколько возрастает, а ограничение амплитуд-
ной характеристики каскада становится более резким (см. гл. II, § 4).
Таким образом, каскад с катодной нагрузкой одновременно обладает
и относительно малым выходным сопротивлением (задаваемым крутизной
лампы) и большим выходным динамическим диапазоном (определяемым
видом характеристик лампы и величиной сопротивления 7?к).
Малое эквивалентное внутреннее сопротивление лампы в каскаде с катод-
ной нагрузкой делает нерациональным постройку по этой схеме резонансно-
го каскада с параллельным колебательным контуром. В такой схеме контур
питается генератором с сопротивлением Н,эк порядка сотен или десятков
ом, которое его сильно шунтирует, добротность контура становится малой
и резонансные свойства не проявляются. В качестве четырехполюсника II
может быть использован трансформатор, но при этом из-за малого сопроти-
вления RiS)K сильно возрастает усиление на частоте, близкой к частоте второ-
го резонанса (см. § 1 настоящей главы и выражения (3.45) и (3.48)). Пик уси-
ления может быть уменьшен увеличением коэффициента трансформации,
что приводит к соответствующему сужению полосы пропускания каскада.
Поэтому трансформаторный каскад с общим анодом, применяемый в некото-
рых измерительных устройствах, обладает относительно узкой полосой про-
пускания. Коэффициент передачи напряжения такого каскада больше еди-
ницы, а выходное сопротивление превосходит величину 1/5 в п2 раз, где п —
коэффициент трансформации.
Наибольшее распространение имеют каскады с общим анодом, в которых
в катодную цепь лампы включены активное сопротивление RK и переходная
КС-цепь с разделительным конденсатором для связи выхода каскада с лампой
следующего каскада или с другой нагрузкой.
При выборе режима работы лампа каскада с катодной нагрузкой и опре-
делении нелинейных искажений сигналов часто бывает целесообразно вос-
пользоваться графическим методом рассмотрения работы каскада. Следуя
изложенному ранее методу (см. гл. II, § 4, п. 5), для этого можно нанести
в одной системе координат динамическую характеристику лампы, работаю-
щей в схеме без обратной связи, и линию обратной связи (см. рис. 2.69). Для
триодного каскада динамическая характеристика должна быть начерчена
по семейству статических характеристик лампы с учетом сопротивления,
включенного в цепь протекания анодного тока (см. рис. 2.9), т. е. сопроти-
вления RK. Кроме того, так как у каскада с катодной нагрузкой р = 1, то
угол наклона линии обратной связи, проходящей через начальную рабочую
точку, а = arctg . Б остальном все построение не отличается от приведен-
ного на рис. 2.69.
В качестве примера положим, что катодный повторитель собирается
на одной половине сдвоенного триода 6Н8С, сопротивление RK = 20 ком,
а напряжение источника питания Еа = 300 в. Проводя на семействе анодных
характеристик лампы нагрузочную прямую по обычным правилам (рис. 3.29),
выберем начальное положение рабочей точки, соответствующее Uc0 =
= —6 в, Ia0 = 6 ма и Ua0 = 180 в. Для того чтобы обеспечить этот режим,
разделим сопротивление RK на две части и выберем Rt равным 1 ком, что позво-
ляет получить Uc0 = —6 в. Воспользовавшись, далее, семейством сеточных
характеристик лампы, построим динамическую характеристику так, словно
в каскаде обратной связи нет (рис. 3.30). На этом же рисунке нанесем линию
обратной связи. Так как в одном масштабе трудно отчетливо начертить
и динамическую характеристику лампы с нагрузкой и динамическую хара-
ктеристику каскада с обратной связью при столь большом сопротивлении
240
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. IH
Рис. 3.29. Семейство анодных характеристик
лампы 6Н8С (к рассмотрению работы лампы
в схеме с катодной нагрузкой).
2?к, то на рис. 3.30 дана вторая координатная сетка, соответствующая дру-
гому масштабу по горизонтальной оси. В этой координатной сетке проведе-
на динамическая характеристи-
ка рассматриваемого каскада.
Она показывает, что сигналы
с амплитудой приблизительно до
100 в подвергаются малым не-
линейным искажениям.
Судить о работе лампы в
каскаде с катодной нагрузкой
и о нелинейных искажениях сиг-
налов в нем можно и на осно-
вании рассмотрения семейства
анодных характеристик. Для
этого следует заменить измене-
ния потенциала сетки при пере-
ходе от одной характеристики
к другой соответствующими из-
менениями входного напряже-
ния. При переходе от каскада
без обратной связи с сопротив-
лением RK в цепи анодного тока
к каскаду с анодной нагрузкой
уровень сигнала должен быть
изменен в р - (1+S2?K) раз
“fl"-“К
для того, чтобы изменения анод-
ного тока лампы в обоих каскадах были одинаковыми. Поэтому статические
анодные характеристики лампы будут связывать /а, Ua и входной сигнал
в каскаде с катодной нагрузкой, если изменения U с, отвечающие переходу
Рис. 3.30. Динамическая характеристика лампы
6Н8С и линия обратной связи (графики 1 и 2,
координатная сетка — сплошные линии), а также
динамическая характеристика каскада с катодной
нагрузкой (график 3, координатная сетка—пунктир-
ные линии).
от характеристики с Uc = Uc0 к другим характеристикам семейства, уве-
личить в это число раз. Для рассмотренного примера (RK = 20 ком,
Rt = 8 ком и S = 2,5 ма/в в начальном режиме) соответствующие цифры
нанесены на вспомогательной оси на рис. 3.29.
§ 2]
КАСКАДЫ С ОБЩИМ АНОДОМ И ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
241
Если выбранный режим оказывается неудачным, построения должны
быть повторены. Для ориентировочной оценки динамического диапазона
катодного повторителя можно воспользоваться следующими простыми со-
ображениями. Очевидно, что если недопустимо протекание сеточного
тока, то напряжение на выходе не может увеличиваться более чем на
Af7K=7?K(7a>—1а0), где I™—анодный ток, соответствующий 77с=0. Наоборот,
при понижении потенциала сетки выходное напряжение не может умень-
шаться больше чем на величину Тао-^ю так как при зтом лампа оказывается
запертой. Допустимое значение снижения А77к обычно на 10—20% меньше
зтой величины.
2. Характеристики каскада с катодной нагрузкой. Каскад с катодной
нагрузкой имеет большее входное сопротивление, чем каскад с анодной
нагрузкой. Это соответствует разобран-
ному выше действию на входное сопро-
тивление устройства последовательной
на входе отрицательной обратной связи.
Для того чтобы найти входное сопро-
тивление каскада, можно воспользовать-
ся общим выражением для ZBXf (см.
гл. II, § 4). Однако, имея в виду боль-
шую наглядность и использование не-
которых промежуточных выражений,
найдем его, определяя комплексные
амплитуды составляющих входного то-
ка протекающего через сопротивление
Rc и емкости Сск и Сса (рис. 3.31, а).
Эквивалентная схема каскада для пере-
менных составляющих напряжений и
токов, полученная в предположении, чт
лампа работает в линейном режиме’
изображена на рис. 3.31, б. Здесь лампа
заменена генератором тока SUmCK, за-
шунтированным сопротивлением Rt, ко-
Рис. 3.31. Схема каскада с катодной
нагрузкой с учетом паразитных емко-
стей (а) и соответствующая ^эквивалент-
ная схема (б).
торое вместе с сопротивлениями RK и Rs
вошло в Ro (r0 дкЛн+д.дк+л.Лн) •
Емкость Сг представляет собой сумму
емкостей анод — катод лампы, катод лампы — земля и емкости нагрузки
Сн. При составлении схемы разделительная емкость Ср исключена, т. е.
эквивалентная схема относится к области относительно высоких частот, для
которых сопротивление * этой емкости можно считать малым.
Очевидно, что
— /(BCCKi7mcK, 1т— - И 1т = ]'<i>CcaUml.
"с
Кроме того, из рассмотрения эквивалентной схемы следует, что
Uml — S ZKXC -j- Хс)
и
Um2 — 7mZK (1 -f- SXC),
где
16 A. M. Бонч-Бруевич
= __1_
7<оСск
„ 7 ____ Др
к 1 + /юС2Д0
242
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
Находя 1т — Im
Im + Im и представляя этот ток в виде произведения
Umi (GBX + /<оСвх), где GBX и Свх — соответственно активная составляющая
входной проводимости каскада и входная емкость, получим
С — С 1 С (1 + ‘УДо) + таС'2 (Сск+^г) Др zn
вх Сса + Сск (1 + 5До)2 + (й2(Сск+с2)2Л2 (>3-Ь4)
И
zn _ 1 (1+^До)2 — соаДоДсСскС-УДоСг—Сск)
вх~ 7?с (1 + 5Д0)2 + ^(Сск+С2ГЯ§ •
При обычно используемых параметрах схемы (вплоть до частот в несколько
десятков мегагерц) первые слагаемые в числителе и знаменателе выражения
(3.64) значительно больше вторых. Поэтому с достаточной точностью можно
считать, что входная емкость каскада выражается соотношением
Свх СсаЧ——Сса-|-Сск(1—А). (3.66)
Таким образом, величина входной емкости каскада изменяется в пределах
от Свх шах — Сса Сск при Rv — 0 до Свх min ~ Сса при возрастании уси-
ления каскада до единицы.
Для пентодного каскада с катодной нагрузкой к емкости Сск следует
прибавить емкость С№. Поэтому
Свх — б'саЧ-(Сск Ч~ Сса) (1 — К)- (3.67)
Так как у пентодов величина емкости Сса порядка нескольких тысячных
долей пикофарады, то при К « 1 величина Свх оказывается крайне малой.
Необходимо подчеркнуть, что уменьшение действующего значения емко-
сти Сск благодаря введению в каскад отрицательной обратной связи не сопро-
вождается снижением действующего значения емкости Сса и емкости между
сеточным проводом, связывающим каскад с источником сигналов, и землей.
Поэтому, для того чтобы получить полную входную емкость каскада с катод-
ной нагрузкой, к значениям, даваемым выражениями (3.66) и (3.67), следу-
ет прибавить емкость схемы. Если эта емкость порядка 10 пф или больше,
то сколько-нибудь существенной разницы между входной емкостью триодно-
го и пентодного каскадов нет.
Обращаясь к выражению (3.65), заметим, что в области низких частот
сигналов активная составляющая входного сопротивления равна величине
сопротивления утечки сетки лампы. В области достаточно высоких частот
при условии SR0C2 > Сск, что имеет место, поскольку С2 > Сск, aSR0 > 1,
входное сопротивление оказывается меньше нуля. Это может привести
к самовозбуждению устройства, содержащего катодный повторитель [66].
Для предотвращения такой опасности сетку лампы соединяют с элементами
схемы (Ср, Rc и т. д.) через небольшое сопротивление.
Подчеркнем, что сказанное относится к сопротивлению Rc, включенно-
му между сеткой и нулевым проводом схемы. Что же касается утечки, вклю-
ченной параллельно конденсатору Сск, то ее действующее сопротивление
(как и действующее сопротивление емкости Сск) возрастает из-за имеющейся
в схеме последовательной на входе отрицательной обратной связи (прибли-
зительно в 1/(1—К раз)). Практически это относится и к случаю включения
сопротивления Rc к части катодной нагрузки. Поскольку обычно Rt соста-
вляет малую долю всего сопротивления RK (рис. 3.27, в), то разность потен-
циалов на концах включенного таким образом сопротивления Rc близка
к щ — и2 = Щ (1— К}. Следовательно, ток, текущий через Rc под действи-
ем сигнала, в 1/(1—К) раз меньше, чем если бы обратной связи не было, что
эквивалентно возрастанию величины Rc в 1/(1—К) раз.
§ 21
КАСКАДЫ С ОБЩИМ АНОДОМ И ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
243
SRq + /<оСск/?о
(3.68)
Из написанных выше выражений для Um2 и Uml следует, что коэффи-
циент усиления каскада
1 + SRo + /ыЯо (С2 + Сск)
Это соотношение позволяет написать выражения для частотной и фазовой
характеристик каскада с катодной нагрузкой. В частности, из него следует,
что при условии Сск = SR0C2 частотная характеристика каскада линейна,
а фазовый сдвиг равен нулю во всей области частот, где справедливо это
соотношение.
Равенство Сск = SR0C2 может быть выполнено, например, путем вклю-
чения в схему специального конденсатора, связывающего сетку и катод
лампы. При этом С'вх = Сса + С2 f^°cp -, т. е. входная емкость оказывается
14- о Ito
порядка емкости С2. Следовательно, в этом случае теряется одно из преиму-
ществ катодного повторителя, заключающееся в том, что при большом выход-
ном динамическом диапазоне и малом выходном сопротивлении он имеет
малую входную емкость (некоторые примеры применения каскадов в связи
с этими свойствами будут приведены ниже). Поэтому приравнивание Сск
величине SR0C2 существенного практического интереса не представляет.
Далее из выражения (3.68) видно, что при любом соотношении между
Сск и С2 с понижением частоты со коэффициент передачи каскада стремится
к величине К = Ко = > что совпадает с коэффициентом усиления,
приводившимся выше.
Частотная характеристика каскада для области частот, в пределах кото-
рой остаётся справедливой эквивалентная схема, приведенная на рис. 3.31:
М- 14-УЯо_____________.
5 /(i+W+^(C2+V ’
(3.69)
Или, поскольку обычно С2 > Сск и соСск < S во всей области частот, при
которых справедливо приведенное рассмотрение, с достаточной степенью
точности
М = 1 -- ,
V^+^R^ci
(3.70)
где
По своему виду это выражение совпадает с выражением,
описывающим частотную характеристику реостатного каскада с анодной
нагрузкой. Соответственно верхняя граница полосы пропускания каскада
с катодной нагрузкой
'в 2лС2
(3.71)
совпадает с верхней границей полосы пропускания реостатного каскада
с анодной нагрузкой, имеющего К = 1 ^т. е. 7?0 = J-^.
Из сказанного выше очевидно, что стационарные характеристики пере-
дачи каскада с катодной нагрузкой в области низких частот определяются
переходной цепью, связывающей катод лампы со входом следующего каска-
да или другой нагрузкой. Иначе говоря, при равных постоянных времени
этих цепей в каскаде с анодной и катодной нагрузками их характеристики
в области низких частот совпадают.
Что касается переходной характеристики каскада с катодной нагрузкой,
то она может быть получена обычным способом — заменой /со на оператор р
16»
244
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ш
в частотнофазовой характеристике и отысканием оригинала, соответствую-
щего полученному таким образом изображению переходной характеристи-
ки. Очевидно, что с приближениями, сделанными выше, переходная характе-
ристика будет совпадать с переходной характеристикой каскада с анодной
нагрузкой, имеющем К = 1. Поэтому
, _2,2С2
и (3.72)
~ с
р
Тр
3. Некоторые применения каскадов с катодной нагрузкой. Широкое
применение каскадов с катодной нагрузкой обусловлено тем, что такие каска-
ды имеют более широкий динамический диапазон по сравнению с динами-
ческим диапазоном реостатного каскада с анодной нагрузкой (при равных
Рис. 3.32. Пример использования катодного повторителя
в качестве выходного каскада.
значениях коэффициента усиления и выходного сопротивления), несколько
меньшую входную емкость при одинаковой емкости монтажа сеточной цепи
лампы и большую стабильность вследствие наличия в схеме отрицательной
обратной связи. Иногда бывает удобно также совпадение полярности сигна-
лов на выходе и входе каскада.
В качестве примера применения каскада с катодной нагрузкой укажем
на использование его на выходе усилителя (рис. 3.32), работающего на на-
грузку со значительной емкостью (кабель, линия, прибор с большой вход-
ной емкостью и т. д.). Для того чтобы при такой нагрузке верхняя граница
полосы пропускания каскада (и всего усилительного устройства) лежала
в области достаточно высоких частот, выходное сопротивление последнего
каскада должно быть малым, с тем чтобы постоянная времени выходной цепи
была мала. Это значит, что при использовании реостатного выходного кас-
када в анодную цепь лампы приходится включать малое сопротивление. Сле-
довательно, если не переходить к мощной лампе, динамический диапазон
каскада (и всего усилителя) окажется малым. Если же на выходе схемы при-
менить каскад с катодной нагрузкой, имеющий малое выходное сопротивле-
ние, то его динамический диапазон будет значительно шире (примерно в SRK
раз), чем диапазон усилителя с реостатным выходным каскадом с такой же
широкополосностью. Правда, для того чтобы полностью использовать дина-
мический диапазон выходного каскада с катодной нагрузкой, на его вход
§ 2]
КАСКАДЫ С ОБЩИМ АНОДОМ И ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
245
надо подать относительно большое напряжение сигнала, т. е. необходимо,
чтобы динамический диапазон всего усилителя до этого каскада был боль-
шим. Эта задача решается значительно проще, так как каскад, который пред-
шествует повторителю, имеющему малую входную емкость, может быть
построен на лампе с относительно большим сопротивлением в анодной цепи
без снижения его широкополосности. Таким образом, для сохранения боль-
шого динамического диапазона широкополосного
усилителя при нагрузке его на цепь, имеющую
большую емкость, рационально на выход схемы
включить каскад с катодной нагрузкой. При этом
динамический диапазон сохранится таким, каким
он был до введения в схему каскада с катодной
нагрузкой, а верхняя граница полосы пропуска-
ния практически не изменится, если
____С,
— ^а»
тк
где Сн — емкость нагрузки усилителя, 5 — кру-
тизна лампы каскада с катодной нагрузкой, Ла и
С'г — сопротивление анодной нагрузки и шунти-
рующая ее емкость предоконечного реостатного
каскада (т. е. постоянная времени выходной цепи
меньше величины та). Написанное неравенство
имеет существенное значение и его нарушение
может привести к появлению значительных иска-
жений сигналов. Для пояснения того, что здесь
имеется в виду, положим, что та < тк, и напря-
жение на входе катодного повторителя практиче-
ски мгновенно возрастает на конечную величину
Z7ml. Тогда напряжение на катоде лампы (на вы-
ходе) будет изменяться по экспоненциальному за-
aj
Рис. 3.33. Графики, иллю-
стрирующие изменение на-
пряжения на входе и на
выходе каскада с катодной
нагрузкой при разных по-
стоянных времени Тк и та
при сигналах положитель-
ной полярности.
кону с постоянной времени тк: it2=UmlK (1—е Тк).
Поскольку изменение напряжения на сетке лампы
относительно нулевого провода опережает измене-
ние напряжения ик, то в течение некоторого вре-
мени сетка оказывается под положительным на-
пряжением относительно катода и в лампе может
протекать сеточный ток. Этот случай иллюстри-
руют графики, приведенные на рис. 3.33, а. Легко
видеть, что подобная картина будет наблюдаться,
пока тк не приблизится к та. Если же тк ~ та, то
разность потенциалов между сеткой и катодом лам-
пы катодного повторителя остается меньше нуля
во все время изменения напряжений (рис. 3.33, в).
Таким образом, изменение входного напряжения с постоянной времени,
меньшей постоянной времени катодной цепи, может привести к протеканию
сеточного тока, даже если уровень сигнала не выходит за пределы
динамического диапазона каскада с катодной нагрузкой. Протекание же
сеточного тока и связанная с ним дополнительная нагрузка источника сигна-
лов могут, как известно, вызвать существенное искажение усиливаемых
сигналов.
В случае изменения входного напряжения в обратном направлении,
т. е. при отрицательном перепаде напряжения на входе катодного повтори-
теля, напряжение на его выходе также изменится по экспоненциальному
246
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
Рис. 3.34. Графики, иллю-
стрирующие изменение на-
пряжения на входе и на вы-
ходе каскада с катодной
нагрузкой при разных по-
стоянных времени тк и Та при
сигналах отрицательной по-
лярности.
закону, убывая с течением времени. При любом соотношении между посто-
янными времени Та и тк потенциал сетки лампы будет оставаться ниже потен-
циала ее катода, и появление сеточного тока невозможно.
Однако в этом случае возможно другое нежелательное явление — лам-
па каскада может на некоторое время запираться. Это иллюстрирует
рис. 3.34, а, на котором приведены графики изменения величины напряжения
между сеткой и катодом лампы в случае < тк. Если величина изменения
входного напряжения такова, что лампа не запирается (| UCK01 + | Uml | <
I < UBaa |), то выходное напряжение и напряжение иск экспоненциально
приближаются к своему стационарному значению с постоянной времени тк.
Если же в результате резкого снижения напряжения на сетке лампы напря-
жение иск оказывается ниже С/8ац, то лампа запи-
рается, и потенциал ее катода убывает по экспо-
ненциальному закону с постоянной времени
Tr = RKC2, стремясь к нулю. Соответственно с
такой же постоянной времени убывает абсолют-
ная величина напряжения иск. В некоторый мо-
мент времени t' напряжение иск достигает зна-
чения Usan, лампа отпирается, и в дальнейшем
выходное напряжение следует экспоненциаль-
ному закону, стремясь к величине и2 — KUmi
с постоянной времени тк.
Таким образом, в этом случае выходное
напряжение описывается на разных участках
своего изменения экспоненциальными функция-
ми с разными постоянными времени, одна из
которых (Тк) совпадает с постоянной времени
выходной цепи при выключенной лампе и мо-
жет в десятки и сотни раз превосходить вели-
чину тк. По мере приближения тк к та амплитуда
отрицательного перепада напряжения, при кото-
ром лампа катодного повторителя на некоторое
время запирается, возрастает. При тк ~ та (или,
тем более, при тк < та) это паразитное явление
отсутствует, динамический диапазон каскада
определяется характеристиками лампы и в пре-
делах последнего напряжение на выходе каска-
да изменяется по экспоненциальному закону
(рис. 3.34, б).
Хотя в приведенном здесь рассмотрении не
учитывалась емкость Сск лампы, его результаты
в общем правильно описывают общий характер протекающих в схеме про-
цессов. Имея их в виду, иногда говорят, что каскад с катодной нагрузкой
является несимметричным устройством в отношении знака перепада напря-
жения на его входе. Подчеркнем, что при этом речь идет об изменениях
входного напряжения, лежащих в пределах рабочего амплитудного диапа-
зона каскада, но при «неправильном» соотношении между постоянными
времени входа и выхода каскада. Для правильной работы катодного повто-
рителя постоянная времени его выходной цепи должна быть меньше постоян-
ной времени фронта входного' сигнала независимо от того, от какого источ-
ника этот сигнал получается.
Возвращаясь к применению катодного повторителя как промежуточного
элемента между каскадом с общим катодом и внешней нагрузкой, заметим,
что здесь катодный повторитель, по существу, играет роль трансформатора
сопротивления (емкости) с большим динамическим диапазоном.
S 2]
КАСКАДЫ С ОБЩИМ АНОДОМ И ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
247
Другим примером применения каскада с катодной нагрузкой может
служить его использование в качестве входного каскада измерительного
устройства, к чему часто прибегают при конструировании усилителя, свя-
занного с источником сигналов с помощью кабеля. Во многих случаях удоб-
нее работать с прибором, если источник усиливаемых сигналов — фотозле-
мейт, фотоэлектронный умножитель (ФЭУ) и т. д.— можно свободно перемен
щать относительно неподвижно расположенного усилителя. В этом случае
источник сигналов соединяют с усилителем отрезком экранированного кабе-
ля, емкость которого может быть довольно велика. Это приводит к ограни-
чению возможности регистрации быстропеременных процессов, особенно
Рис. 3.35. Схема выносного вход-
ного каскада, собранного по схеме
катодного повторителя.
Рис. 3.36. Схема, иллюстрирующая при-
менение катодного повторителя для умень-
шения емкости кабеля.
если для получения сигналов достаточной величины последние должны быть
сняты с большого сопротивления, включенного в цепь питания фотоэлемен-
та, умножителя и т. п. При регистрации же одиночных сигналов, длитель-
ность которых много меньше времени установления стационарного режима
в кабеле, уровень сигналов ограничивается волновым сопротивлением
последнего.
Б том и другом случаях можно значительно улучшить условия наблю-
дения сигналов, смонтировав вместе с датчиком первый каскад усилителя
(схема и параметры этого каскада выбираются таким образом, чтобы он имел
сравнительно большое входное и малое выходное сопротивления). Тогда даже
при большой емкости кабеля верхняя граница полосы пропускания такого
«предусилителя» будет относительно велика. В случае же наблюдения кратко-
временных одиночных сигналов такое включение позволит увеличить их
уровень, так как кабель своим волновым сопротивлением не будет шунтиро-
вать нагрузку датчика.
Каскад с катодной нагрузкой вследствие большей стабильности, лучшей
линейности амплитудной характеристики и меньшей входной емкости может
быть предпочтительнее каскада с малой анодной нагрузкой. На рис. 3.35
приведен пример схемы такой «фотоэлектрической головки», построенной
на лампе 6Ж1П, и предназначенный для работы с катодным осциллографом
или специальным усилителем. Если лампа каскада с катодной нагрузкой
почему-либо не может быть смонтирована непосредственно с тем элементом,
с которого снимается сигнал, то для уменьшения входной емкости возможно
применение отрезка провода с двойной экранировкой (рис. 3.36). Присоеди-
нение первого экрана к катоду лампы, а второго к общей нулевой точке кас-
када приводит к увеличению емкости между сеткой и катодом и между ка-
тодом и землей. Первая из этих емкостей входит в состав входной емкости
248
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. П1
1
1—
каскада уменьшенная в
раз (см. (3.66)), а вторая увеличивает величи-
ну емкости, шунтирующей низкоомный выход каскада, и не опасна. При-
менение же провода с одним экраном, присоединенным к общей нулевой точ-
ке каскада, вызовет увеличение емкости между сеточным проводом и землей
ца величину емкости кабеля, полная величина которой войдет в общую вход-
ную емкость каскада. Очевидно, что в этом случае входная емкость каскада
значительно возрастает. Поэтому использование обычного кабеля на входе
каскада с катодной нагрузкой нежелательно.
Иногда каскады с катодной нагрузкой вводят между каскадами с анод-
ной нагрузкой в многокаскадных усилителях, построенных на триодах. Это
позволяет расширить полосу пропускания усилителя, так как большая
входная емкость триодного каскада с анодной нагрузкой заменяется малой
входной емкостью, а выходное сопротивление каскада — малым выходным
сопротивлением катодного повторителя.
Наконец, катодные повторители применяют как однокаскадные элек-
тронные приборы для измерения тока, напряжения или сопротивления.
В таких схемах на выход каскада включают измерительный прибор (чаще
всего магнитоэлектрической системы) с компенсационной схемой, позво-
ляющей установить его показания на нуль в исходном режиме. Такие про-
стые измерительные устройства могут быть построены и по схеме каскадов
с анодной нагрузкой, но отмечавшиеся выше особенности катодного повто-
рителя часто делают его предпочтительным. В частности, малое выходное
сопротивление при большом выходном динамическом диапазоне позволяет
использовать относительно низкоомный измерительный прибор и получить
линейную шкалу в широком интервале изменения, измеряемой величины. Если
схема предназначена для измерения переменного тока или напряжения,
в нее вводят детектор, напряжение с выхода которого подается на катод-
ный повторитель.
Возможности использования катодных повторителей, конечно, не исчер-
пываются приведенными примерами. Некоторые схемы, в которых они вхо-
дят как составные элементы, будут приведены в последующих главах.
4. Каскад с общей сеткой. Принципиальная схема каскада с общей
сеткой приведена на рис. 3.37. Как и в каскаде с общим катодом, выходной
Рис. 3.37.' Принципиальная схема
каскада с общей сеткой.
сигнал снимается с выхода четырехполюс-
ника II, включенного в анодную цепь
лампы. Сетка лампы поддерживается при
постоянном потенциале, а сигнал от дат-
чика подается на катод лампы через че-
тырехполюсник I. При действии сигнала
изменяются разность потенциалов между
катодом и сеткой лампы и ее анодный ток,
причем возрастанию уровня напряжения
на катоде соответствует уменьшение анод-
ного тока.
Как и в остальных каскадах, четы-
рехполюсники I и II могут быть построе-
ны, вообще говоря, из различных элемен-
тов, но, разумеется, таким образом, чтобы через каждый из них мог
протекать постоянный анодный ток лампы. В частности, эти четырехполюс-
ники могут состоять из активных сопротивлений Ra и RK, через которые
протекает постоянная составляющая анодного тока, и из двух разделитель-
ных емкостей: одной для связи с источником сигналов и второй для связи
выхода каскада с нагрузкой (например, со следующим каскадом, рис. 3.38).
В дальнейшем будем иметь в виду эту схему.
§ 2]
КАСКАДЫ С ОБЩИМ АНОДОМ И ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
249
Если величина сопротивления RK не совпадает с величиной, нужной
для получения необходимого сеточного смещения, то на сетку лампы может
быть подан дополнительный постоянный потенциал. В частности, при
I&0 Z?K > I Uс0 | сетка может быть
присоединена к потенциометру,
состоящему из сопротивлений
Ri и R2 (рис. 3.38), которые
выбраны так, что д ^д- —
— ZaOjRK=C7co- Забегая несколь-
ко вперед, отметим, что вход-
ное сопротивление каскада с
общей сеткой мало. Поэтому
даже при относительно низко-
омных датчиках необходимо
принимать во внимание условия
передачи сигналов от датчика
к лампе. В связи с этим, рас-
сматривая работу схемы, будем
считать, что на ее вход при-
соединен генератор сигналов с
э. д. с. Uo и собственным сопро-
тивлением Ro (рис. 3.38), и в
Рис. 3.38. Схема каскада с общей сеткой на
сопротивлениях.
отличие от каскадов с общим катодом и
общим анодом будем рассматривать коэффициент передачи схемы К° =
и2
“о ’
Для того чтобы найти коэффициент передачи напряжения каскада и его
характеристики, обратимся к эквивалентной схеме, приведенной на рис. 3.39.
Рис. 3.39. Эквивалентные схемы каскада с об-
щей сеткой: общая (а) и для области средних
частот (б).
Она получена из схемы на
рис. 3.38 очевидной заменой
лампы на генератор с з. д. с.
|1?7К и внутренним сопротивле-
нием Rt. Помимо конденсаторов
СР1 и СР2, в схеме отмечены
емкости лампы: Сак, Ск (емкость
катод — земля), Сск и емкость
нагрузки Сн. Для упрощения
положим, что постоянные време-
ни переходных цепей велики,
а емкости Сак, Сск, Ск и Сн ма-
лы, и что для некоторой средней
частоты сигналов емкости Ср1 и
Ср2 можно считать короткозамк-
нутыми, а остальные емкости
разрывами цепи. Тогда эквива-
лентная схема приобретает вид
цепи, изображенной на рис.
3-39’6
Для определения напряже-
ния ик найдем ток, протекаю-
щий через сопротивление RK,
пользуясь известным приемом вычисления тока в элементе цепи, содер-
жащей два генератора (см. гл. I, § 1, п. 1). Именно, ток, текущий
через RK, при действии только э. д. с. и0 равен V = „ “°р- (полагам, что,
как это обычно имеет место, RK < Rt + R‘a). Ток, текущий через это
250
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
|ГЛ. III
Нмк
Др
Дк +До
• Следовательно, полный ток iK = V— i" и напряжение
Дк+Др/
сопротивление, при действии только э. д. с. рикравен ъ
(здесь 7?к
ик равно
• о (Лг + Ла + Лк)Лк
UK-lK/tK- д0[д.+В; + (и+1)Л;{]1“0-
Замечая, далее, что u2 = (р- + 1)ик —?, найдем коэффициент пере-
Да + Дг- + Дк *’
дачи каскада:
1Z(O) __ м2 __ Дк (и +1) Да_____________
мр До+Дк Дг4-Да + ([14-1) R'K
(3.73)
В частности, если Ro < RK, то
К(о>
(и+1)д;
Д{ + Дд + (н + 1) Ro
(3-74)
Рис. 3.40. Эквивалентная схема
анодной цепи лампы каскада с
общей сеткой (а) и эквивалентная
схема входа каскада (б).
Поскольку р, > 1, то последнее выражение практически совпадает с выра-
жением для коэффициента усиления каскада с анодной нагрузкой и незашун-
тированным сопротивлением в катоде, рав-
ном Ro. Полярность сигнала на выходе
каскада совпадает с полярностью сигнала на
его входе.
Пользуясь выражением (3.73), можно
представить эквивалентную схему анодной
цепи лампы каскада в виде, изображенном
на рис. 3.40, а (здесь R'i = Ri + (р, + 1) /?«)•
В этой схеме отмечены емкости,. содержа-
щиеся в анодной цепи лампы, но предпо-
лагается, что сигнал и0 не претерпевает иска-
жений при передаче к катоду лампы. Поэтому
такая схема позволяет судить об искаже-
ниях сигналов, связанных только с анодной
цепью лампы (и цепью связи с нагрузкой).
Так как по своему виду эта схема совершен-
но подобна схемам каскадов, уже рассмотрен-
ных выше (см., например, рис. 3.5), то, сле-
довательно, и характер искажений сигналов
в анодной цепи каскада с общей сеткой по-
добен характеру искажений в каскадах с
общим катодом или общим анодом. Поэтому, если других искажений сигна-
лов в схеме нет, то полоса пропускания каскада ограничивается частотами
-—I.- )
2лтр2 {
1 ( (3-75)
2лта ’ '
где тю=Сю (я,+ л;+75J иг.= л,л,+ВдЛ;+л.Д; • Соответственно время
реакции каскада и скалывание плоских вершин импульсов за время t’ дается
S 2]
КАСКАДЫ С ОБЩИМ АНОДОМ И ОБЩЕЙ СЕТКОЙ
251
соотношениями
«р = 2,2та, )
r *' ? (3-76)
₽и=«и- J
Выходное сопротивление каскада с общей сеткой для внешней нагрузки,
как это следует из схемы на рис. 3.40, а, равно величине
R R&Ri ~ В
Лвых— Да + /{-
т. е. практически совпадает с выходным сопротивлением каскада с общим
катодом.
Для того чтобы судить об искажениях сигналов при их передаче от дат-
чика к катоду лампы, найдем в первую очередь входное сопротивление кас-
када. Возвращаясь к выражению для напряжения пк, полученному выше,
заметим, что оно может быть представлено в виде uK = u0 д -, где Двх—
входное сопротивление каскада. Поэтому, полагая, что R'K < Rt + Ra,
и замечая, что = 8 д — динамическая крутизна лампы (см.
+ ‘ -“а
гл. II, § 1), напишем
Двх ________________
Яо + Явх До(1+Ддйк)
Выполняя простые алгебраические преобразования, находим
<3-77)
Следовательно, входное сопротивление каскада эквивалентно параллельно-
му включению сопротивления RK и сопротивления, равного 1/8д (или 1/8, если
R'a 7?;). Как уже отмечалось, это соответствует тому, что лампа для
ее катодной цепи представляет сопротивление, равное 1/8 (при Ra = 0).
Так как величина 1/8д (или 1/8) обычно мала (порядка сотен или даже десятков
ом), то мало и активное сопротивление каскада с общей сеткой.
Далее, рассматривая схему, приведенную на рис. 3.39, а, и пользуясь
методом определения входной емкости, изложенным выше (см. гл. II, § 1,
п. 3), легко находим, что в области частот, где нагрузку лампы допустимо
считать чисто, активной
СВх — Ск-^Сск-\-Сйв (К—1).
Следовательно, как и в каскадах с общим катодом или общей сеткой, лампа
для входной цепи эквивалентна параллельному соединению сопротивления
и емкости. Поэтому полная схема входа рассматриваемого каскада может
быть представлена в виде цепи, изображенной на рис. 3.40, б. Характер иска-
жения сигналов, проходящих через эту цепь, аналогичен характеру искаже-
ний в анодной цепи. Однако вследствие того, что Явх мало, входная цепь
обычно не ограничивает полосу пропускания каскада со стороны высоких
частот (т. е. не ограничивает время реакции схемы). С другой стороны, посто-
jR R
янная времени тр1 = Ср1 р -в* ° обычно кладет предел возможности расши-
«вх + ^О
рения полосы пропускания в область нижних частот (т. е. возможности уве-
личения времени t', соответствующего заданному скалыванию Рр1). Если
252
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. II)
постоянные времени тр1 и тр2 каскада одного порядка, то общее скалывание
в пределах небольших значений 0pt и 0р2 определяется как сумма скалыва-
ний, даваемых обеими цепями.
Каскады с общей сеткой входят как составные элементы в некоторые
сложные каскады (см., например, каскад с катодной связью, § 3 настоящей
главы). Кроме того, они применяются в тех случаях, когда бывает желатель-
но перейти, например, от кабеля с волновым сопротивлением Q к нагруз-
ке /?н > р без отражения сигналов от места включения нагрузки. Для примера
на рис. 3.41 приведена схема, в которой импульсные сигналы от датчика
с сопротивлением Ro > р передаются к нагрузке с помощью кабеля. Для
Рис. 3.41. Пример применения каскада с общей сеткой.
того чтобы присоединение кабеля к датчику не привело к значительному
снижению уровня сигналов, применен катодный повторитель. Он играет роль
R
трансформатора сопротивления Ro в выходное сопротивление /?вых « ; v с р ~ -
1Т*ЛЦ1
Для того чтобы избежать появления отраженных сигналов в конце кабеля,
между ним и нагрузкой включен каскад с общей сеткой, причем его входное
сопротивление выбрано равным Q. Коэффициент передачи всего устройства
может быть легко найден; если воспользоваться выражениями для коэф-
фициентов передачи каскада с катодной нагрузкой и с общей сеткой, приняв
во внимание, что первый нагружен на волновое сопротивление Q, а для второ-
го волновое сопротивление кабеля представляет собой собственное сопроти-
вление датчика сигналов.
1,
Ea-Ia0RR
§ 3. КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
1. Каскад с катодно-анодной нагрузкой. На рис. 3.42 приведена схема
каскада с катодно-анодной нагрузкой, в которой выходные напряжения
снимаются с двух сопротивлений, включенных со стороны катода и со сторо-
ны анода лампы. Сопротивление RK выбирается сравнительно большим,
и поэтому в схему введен делитель Rt, R2, позволяющий задать правильное
сеточное смещение
на пентоде блокировочный конденсатор в цепи экранной сетки должен быть
присоединен к катоду лампы (как в пентодном катодном повторителе).
Если частота сигналов такова, что катодная и анодная цепи не вносят
существенных фазовых сдвигов, то напряжение на аноде лампы, отсчитан-
ное от нулевого провода, изменяется в противофазе с напряжением на сетке,
а напряжение на катоде — в фазе с ним. Поэтому каскад позволяет получить
При постройке каскада
$ з]
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
253
два напряжения, мгновенные значения которых изменяются в противополож-
ных направлениях. Такие каскады носят название «фазоинверсных» или
«парафазных». Они применяются, в частности, для перехода от несимметрич-
ной схемы (в которой потенциал од-
ного провода поддерживается неиз-
менным) к симметричной, где под
действием сигнала изменяются (в про-
тивоположных направлениях) потен-
циалы обоих проводов, между ко-
торыми включена внешняя нагрузка.
Стационарные коэффициенты пе-
редачи каскада найдем, заметив, что
Unia. 1та^а И Umx ZmaZK, где
Za и ZK — входные сопротивления
анодной и катодной цепей, а изме-
нение анодного тока лампы опи-
сывается выражением, которое Рис 3 42 Схема каскада с катодно_анод.
может быть получено из равенства ной нагрузкой.
(2.64), если его переписать для В емкость СН1 включена емкость анодной’цепи
комплексных амплитуд В виде лампы, а в Сн2 — емкость катодной цепи.
1та=--------. ------.— (по-прежнему коэффициент передачи входной цепи
+ (р + 1) Z/j
каскада считаем равным единице). Отсюда
-pza
jRt+Za-|-(|x-|-l)ZK
(3.78)
и
K2 = ------— Kp2, (3.79)
Uml 7?i + Za + (p,-|-l) Zft
где Kvl= U.™2 и Kv2 = -—коэффициенты передачи цепей, связываю-
Uma ^'пк
щих соответственно анод и катод лампы с выходами каскада. Если частота
сигналов такова, что разделительные конденсаторы можно считать практи-
чески короткозамкнутыми, а сопротивления остальных емкостей бесконечно
большими, то получим
iz ________________
1 т?;+7?;+р;(р+1)
г- ______^Дк______
2 я;+Л4+^(р+1)
(3.80)
(3.81)
где jRa = и 7?к = РДк,Дв • Если сопротивления R'a и R'v имеют одина-
~г т
ковую величину, то | Ki ] = К2 (| | = й)- Это непосредственно следует
из того, что при действии сигнала на входе по обоим сопротивлениям проте-
кает одиц и тот же переменный анодный ток. Коэффициент усиления сим-
метричной схемы по каждому выходу меньше единицы и приближается
к зтой величине с возрастанием значений R’a и
254
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. ш
Сохранить в широком диапазоне частот равенство напряжений, снимае-
мых с обоих выходов схемы, затруднительно. Действительно, из выражений
(3.78) и (3.79) следует, что для нагрузки Za лампа представляет собой гене-
ратор с э. д. с.— [iUmi и внутренним сопротивлением Rt 4- (ц + 1) ZK,
а для ZK—генератор с э. д. с. Umi и внутренним сопротивлением .
Это приводит к тому, что частотные характеристики каскада для обоих выхо-
дов различны, если обе нагруз-
ки (Z,. и Za) идентичны. Так
как внутреннее сопротивление
катодного выхода меньше, то со-
ответственно и широкополос-
ность по этому выходу, вообще
говоря, больше. При некоторых
соотношениях параметров ха-
рактеристика может иметь подъ-
ем в области относительно вы-
соких частот. Соответственна
различны и переходные характе-
ристики каскада по обоим выхо-
дам, причем эти характеристики
могут иметь сложный вид.
Входное сопротивление каскада задается сопротивлениями 7?! и R2
Д1Д2
Д1+Й2
Рис. 3.43. Схема каскада с катодной связью.
а также емкостью между сеточной цепью и зем-
делителя ^R[ =
лей (Ссж) и входной емкостью лампы Свх = Сса (1 + Ki) + Сск(1 — К2) (см. гл.
II, § 4, п. 3). Выходной динамический диапазон каскада несколько шире,
чем у каскада с таким же сопротивлением анодной нагрузки, и RK = О
(вследствие действия отрицательной обратной связи).
2. Каскад с катодной связью. Каскад с катодной связью («катодносвя-
занный» каскад) содержит две лампы с общим сопротивлением в катодной
цепи (рис. 3.43). Это сопротивление обычно выбирают сравнительно боль-
шим, и в исходном режиме на нем падает напряжение порядка нескольких
десятков вольт. Поэтому, для того чтобы лампы работали в правильном
режиме, на их сетки должен быть подан соответствующий положительный
потенциал относительно нулевого провода. Для этого можно присоединить
сетки к делителям напряжения, питающимся от источника напряжения Еа
(рис. 3.43), сопротивления которых выбраны из условия ь 2 Еа—RK (Iaoi+
"Ч+ -“2
"Ь Iаог) = Uсо-
При действии сигнала изменяется потенциал сетки только одной (левой)
лампы. Потенциал сетки второй лампы остается постоянным, но меняется
потенциал ее катода вследствие изменения протекающего через сопротивле-
ние RK тока. Это приводит к изменению разности потенциалов между сеткой
и катодом второй лампы в направлении, обратном изменению потенциала
сетки первой лампы. Следовательно, анодные токи обеих ламп изменяются
в противоположных направлениях и полярности сигналов, снимаемых с ано-
дов ламп, противоположны.. Поэтому каскад с катодной связью может слу-
жить в качестве парафазного каскада. Другие примеры его использования
будут приведены ниже.
Не учитывая пока емкостей схемы и ламп, а также цепей связи каскада
„со
с внешней нагрузкой, найдем коэффициенты передачи напряжения = -2—
и1
§ 3]
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
255
Рис. 3.44. Эквивалентная
схема каскада с катодной
связью для переменных на-
пряжений и токов.
ы<2)
и К2 = — , полагая, что кроме ламп схема содержит чисто активные сопро-
“1
тивления. Эквивалентная схема каскада для переменного тока, полученная
очевидной заменой каждой лампы генератором с э. д. с. — рнс и внутрен-
ним сопротивлением Rt, изображена на рис. 3.44.
Принимая во внимание, что
Wei = Wi — (j'ai—гаг) #к>
Wc2 = Gai'
где щ — мгновенное значение напряжения, дей-
ствующего на входе схемы, имеем
Gai г’аг) Щ Iм!' Gai ^аг) -^к] Ч-
+ iai (^ai 4~ -^il) — О
И
(iai — гаг) Ч- Цг Gai *аг) #к ^а2 (#агЧ- -^гг) = 0.
Определяя переменные iai и ^аг и замечая, что
мгновенные значения выходных напряжений
соответственно равны и(“ = —iai^ai и
и™ = —1а2^а2» получим следующие выражения для
коэффициентов усиления по первому и второму
выходу каскада:
jz ________________Р-i 0 +Нг) ДкДа1 + Н1 (Даг+Дгг) Да!_________ /ч goy
1 (р-2 +1) (Да1+Дл) Дк+(р + 1) (Даг+Дгг) Дк+(Да1+Д»1) (Даг + ^гг)
и
К_________________________Р-ДкО+Рг) Даг_______________________ /ч g4y
2 (Рг + 1)1(Да1+Дц) Дк+ (pH-1) (Даг+Дгг) ДкЧ"(Да1-Ь Дц) (Да2“Ь Д»г)
Для того чтобы сигналы на обоих выходах были равны, необходимо, чтобы
I #11 = #2, т. е.
тэ (Да2 + Д1г)Да1
К“ (Р2+1)(Да2-Да1) *
(3.84)
Из последнего соотношения следует, ч^о для равенства амплитуд напряже-
ний на обоих выходах схемы анодные нагрузки ламп должны быть разными
(при 7?ai = Ra2 равенство и™ = и™ возможно лишь при RK = оо), причем
величина Ra2 должна превосходить 7?а1. Это естественно, так как для выпол-
нения равенства и™ = и™ при Ral = Ra2 необходимо равенство ial = ia2,
что невозможно, так как при этом, очевидно, суммарное изменение напряже-
ния на сопротивлении RK, а следовательно, и переменное напряжение на
сетке второй лампы равны нулю.
На самом деле различия в величинах Ral и Ra2 малы, если сопро-
тивление RK достаточно большое. Действительно, из (3.84) видно, что при
(р + 1) RK > (Т?а2 + #i2) сопротивление Ra2 должно мало отличаться от
сопротивления 7?ai Для того, чтобы коэффициенты передачи напряжения
были одинаковыми. Обычно катодносвязанные каскады строятся на двух од-
нотипных лампах, а значение RK выбирают таким, что указанное неравенство
выполняется. При этом коэффициенты передачи по обоим выходам, как это
следует из (3.82) и (3.83), достигают значения
|«.|=^=ийяз-- <3-85)
т. е. оказываются в два раза ниже коэффициентов усиления аналогичного
реостатного каскада с общим катодом.
256
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. ш
Рис. 3.45. Эквивалентная схема выхода
каскада с катодной связью при большом
сопротивлении 7?к.
собой сочетание каскада с общим
Этот же результат можно получить и из несколько менее формального
рассмотрения работы каскада. Если бы в схеме не было второй лампы, то
первая лампа работала бы с незашунтированным сопротивлением в катоде.
При большой величине Нк коэффициент усиления был бы мал вследствие
большой отрицательной обратной связи. Включение второй лампы эквива-
лентно присоединению параллельно сопротивлению RK входа каскада с общей
сеткой, т. е. сопротивления, равного 1 /5Д2 (см. § 2 настоящей главы), что
приводит к уменьшению глубины отрицательной обратной связи. Находя
по формуле (2.64) коэффициент усиления каскада с таким значением 7?к,
получим выражение, совпадающее с ра-
венством (3.85) при соответствующих
соотношениях параметров. Совершенно
так же вычисление напряжения на
выходе каскада с общей сеткой, питаю-
щегося от каскада с катодно-анодной
нагрузкой, приводит к выражению, ко-
торое аналогично выражению для К2,
полученному выше. Таким образом, ка-
тодносвязанный каскад представляет
катодом и общей сеткой.
В действительности в схеме каскада, помимо элементов, указанных на
рис. 3.43, имеются переходные цепи и паразитные емкости, из которых
особенно существенную роль в линейных искажениях сигналов играют
емкости, шунтирующие анодные нагрузки ламп. Частотная и фазовая харак-
теристики каскада по одному и второму выходу могут быть найдены на осно-
вании выражений (3.82) и (3.83). Для этого Ral, Ra2 и следует заменить
на ZaJ, Za2 и ZK (комплексные сопротивления анодных цепей и общей (катод-
ной) цепи обеих ламп с учетом входящих в схему емкостей) и умножить
Ki на Ка{, а К2 — на Ка2 (коэффициенты передачи анодных цепей). Если
сопротивление RK (ZK) достаточно велико, то, как следует из (3.85), лампы
для одного и второго выходов могут быть заменены эквивалентным генера-
тором, абсолютное значение э. д. с. которого Umi, а внутреннее сопро-
тивление Rt (рис. 3.45). Поэтому при одинаковых параметрах обеих анод-
ных цепей частотные характеристики каскада по обоим выходам будут
практически одинаковыми. Обычно без особой погрешности можно считать,
это эти характеристики (а следовательно, и переходные характеристики)
совпадают с характеристиками реостатного каскада с общим катодом.
Из приближенной эквивалентной схемы следует также, что выходное
сопротивление катодносвязанного каскада для внешней нагрузки
<3-86’
т. е. совпадает с выходным сопротивлением реостатного каскада с анодной
нагрузкой. Наконец, входная емкость каскада
Свх = ССх~\~ Сса (1—^О+^Сск (3.87)
(по-прежнему полагаем, что RK велико).
Примером применения каскада с катодной нагрузкой для перехода
от несимметричной к симметричной схеме может служить питание откло-
няющих пластин осциллографической трубки. Последние присоединяются
через переходные 7?С-цепи или непосредственно к анодам обеих ламп кас-
$ 3]
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
257
када (рис. 3.46). При действии сигнала на входе потенциалы отклоняющих
пластин изменяются в противоположных направлениях, а потенциал в сред-
ней плоскости между пластинами остается неизменным. Это позволяет
отклонять электронный луч от центра экрана трубки с наименьшим искаже-
нием формы светящегося пятна.
Катодносвязанный каскад может быть применен для решения обратной
задачи — перехода от симметричной схемы передачи сигнала к несимме-
тричной. В этом случае симметричные (противофазные) сигналы подаются
на сетки обеих ламп каскада, а выходной сигнал снимается с анода одной
Рис. 3.46. Пример применения ка-
скада с катодной связью для полу-
чения симметричного выходного на-
пряжения.
Рис. 3.47. Пример применения каскада с ка-
тодной связью для перехода от симметрич-
ного к несимметричному сигналу.
из них (рис. 3.47), т. е. получается каскад с двумя входами и одним выхо-
дом. Анодная нагрузка другой лампы при этом может быть исключена вовсе.
Если лампы работают в линейном режиме, то оба сигнала усиливаются неза-
висимо и амплитуда выходного сигнала
ит2=к,и^+к2и^
(здесь К2 — коэффициент усиления сигналов, подаваемых на сетку второй
лампы; при достаточно большой величине RK | К± | = К2). О применении
катодносвязанных каскадов в качестве вычитающих см. в гл. VI, § 3.
3. Каскады с последовательным включением ламп. В электронных
схемах лампы могут быть использованы не только как активные, но и как
пассивные элементы. На рис. 3.48, а приведена схема электроннолампового
каскада с общим анодом, в которой роль сопротивления Ra играет лампа Л2.
При этом можно получить большой коэффициент усиления напряжения,
практически недостижимый в обычном каскаде с активным сопротивлением
в анодной цепи лампы (см. § 1 настоящей главы).
Как известно, в обычном реостатном каскаде с общим катодом увеличе-
ние Ra требует одновременного увеличения и напряжения Еа для сохране-
ния достаточно высокого анодного напряжения лампы. В схеме на рис. 3.48, а
анодное напряжение усилительной лампы равно величине С7а0 = Е3 —
— Ia0 (Т?ак2 + кк2), где /?ак2 — сопротивление лампы Л2 постоянному
анодному току. Сопротивление же для переменного тока, определяющее
коэффициент усилений при действии сигнала на входе, оказывается значи-
тельно выше. Его можно найти из рассмотрения эквивалентной схемы кас-
када для переменного тока, изображенной на рис. 3.48, б. Эта схема получена
обычной заменой ламп генераторами э. д. с. с внутренними сопротивлени-
ями Rn и Ri2. Э. д. с. генератора, эквивалентного Л1г — р,1и1 (считаем,
что все напряжение сигнала действует на сетке Л^, а эквивалентного
17 А. М. Бонч-Бруевич
258
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ill
Л 2— Нг^скг — |Wa-Rjt2 (для ясности на генераторах помечены полярности
напряжения, соответствующие действию положительного сигнала на входе
схемы). Определяя величину ia —
• Р1Ц1— Н2*аДк2
а fiil+^i2+-RK2
и замечая, что и2 = — рщ + гаНц, получим следующее выражение для
коэффициента усиления каскада без включения внешней нагрузки:
+ йк2 (Иг +1))
^il + + -^к2 (Р2 +1)
(3.88)
Сравнивая это выражение с известным выражением коэффициента усиления
реостатного каскада, находим, что включение лампы Л2 с незашунтирован-
ным катодным сопротивлением эквивалентно включению сопротивления
Рис. 3.48. Каскад с заменой сопротивления Ra электронной
лампой (а) и эквивалентная ему схема (б).
Н'а = Hi2 + R&2 (Иг + 1) в анодную цепь усилительной лампы. Это сопро-
тивление может быть весьма велико, особенно если в качестве Л2 взят пентод.
Рассмотрим пример: обе лампы в каскаде — пентоды 6Ж8 (7?г = 2 Мом,
р = 3200) и Еа = 300 в. Выберем начальный режим обеих ламп одинаковым
и соответствующим точке А на семействе анодных характеристик лампы,
приведенных на рис. 3.49: Ua0 = 150 в, Uc0 = — 2 в и 1а0 = 5 ма. Для полу-
чения этого режима следует выбрать 7?к1 = Т?к2 — 400 ом. Нагрузочная
прямая Ап, проведенная на семействе анодных характеристик, составляет
с осью Ua
Т?ак2 ~ 30
угол |а| = arctg й---, причем для выбранной рабочей точки
-^ак2
ком. Сопротивление На = 3 Мом, и поэтому динамическая пря-
мая рд, проходящая через точку А, составляет с осью напряжений весьма
малый угол р. Коэффициент усиления каскада К 2000. Из рассмотрения
приведенных характеристик видно также, что выходной динамический
диапазон каскада равен примерно 100 в. ‘«и
Вследствие большой величины Ra выходное сопротивление каскада
для внешней нагрузки весьма велико — примерно 1,2 Мом. Это приводит
к тому, что даже при небольших емкостях схемы и нагрузки (Сс5си Св) по-
лоса пропускания оказывается узкой (например, при Ссх + Сн = 25 пф
/в ~ 5 кгц и tp « 7-10"6 сек).
$ 31
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННО ЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
'259
По схеме последовательного включения ламп можно построить каскад
с катодной нагрузкой, заменяя сопротивление RK лампой (рис. 3.50). Это
позволяет, сохраняя достаточно высокое анодное напряжение основной
лампы (Л1), получить большое сопротивление для переменного тока. Не
Рис. 3.49. Семейство анодных характеристик лампы
6Ж8 (к расчетному примеру).
Справа в прямоугольнике участок характеристик возле точки
А при сильно растянутом масштабе по оси 1&.
рассматривая подробно работы этой схемы, можно утверждать, что для сиг-
налов, действующих на входе, она подобна обычному каскаду с катодной
нагрузкой, равной R'K = Ri2 + RK2 (М-г + 1)-
Замена катодного сопротивления лампой особенно целесообразна в кас-
кадах, построенных на мощных лампах, у которых анодный ток в исходном
Рис. 3.50. Каскад с общим "анодом с
заменой сопротивления _RV элекронной
лампой.
Рис. 3.51. Каскад с катодной связью,
в котором сопротивление RK заменено
электронной лампой.
режиме должен быть порядка многих десятков миллиампер, так как в схеме
с лампой вместо RK легко получить большую величину произведения SR'K.
Лампой может быть заменено катодное сопротивление и в катодносвя-
занном каскаде (рис. 3.51). Через зту лампу (Л3) протекают анодные токи
17*
260
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
(ГЛ. III
имеет значение, необходимое для
Рис. 3.52. Схема катодного каскада
Уайта.
обеих основных ламп каскада, а ее сопротивление постоянному току может
иметь величину порядка одного или нескольких килоом. Вместе с тем для
переменных составляющих анодных токов ламп Лх и Л 2 сопротивление
катодной цепи равно величине R'K = Ri3 + (р3 + 1) RK (сопротивление RK
обеспечения правильного режима рабо-
ты Л^). Поскольку величина R'K может
быть весьма велика (порядка многих
сотен килоом или нескольких мегом),
катодносвязанный каскад с лампой в
катодной цепи имеет высокую симмет-
рию при нормальной величине напряже-
ния источника питания Е&.
Значительный интерес представля-
ет введение в каскад с последователь-
ным включением ламп дополнительных
цепей связи. В этом случае дело не
сводится просто к замене катодного
или анодного сопротивления для пе-
ременного тока величиной Rt +
+ (р + 1) RK. На рис. 3.52 приведена
схема катодного повторителя, в котором
не только заменено лампой сопротивле-
ние катодной нагрузки, но введена связь
с анода основной лампы (в ее анодную
цепь включено дополнительное сопро-
тивление) на сетку лампы в катодной
цепи *)., Эта схема может также рассматриваться как схема каскада с катод-
но-анодной нагрузкой, с выхода которого переменное напряжение подана
иа сетку лампы, включенной вместо сопротивления 2?к. На рис. 3.53, а
приведена эквивалентная схема каскада для сигналов такой частоты, для
Рис. 3.53. Эквивалентная схема каскада Уайта для области
средних частот (а) и эквивалентная схема для нахождения вы-
ходного сопротивления каскада.
которой все блокировочные и разделительные конденсаторы можно считать
короткозамкнутыми. Эта схема получена очевидной заменой ламп генера-
торами напряжения с внутренними сопротивлениями и Ri2. Э. д. с. гене-
ратора, эквивалентного Л^ равна — puCKi = — р (п^ — и2), а эквивалент-
ного Л2 — ци2. Из рассмотрения эквивалентной схемы видно, что
• Д2ма + Р1(щ —ц2)
Па — —ieR&i
(3.89)
u2 — —|т2па iaz?j2.
*) В .литературе эта схема известна как катодный каскад Уайта.
§ 3]
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
261
Исключая из этих соотношений переменные иа и ia, получим следующее
выражение коэффициента передачи двухлампового катодного повторителя
(без учета коэффициентов Передачи цепей связи и параметров внешней
нагрузки):
г- и2 Iх! (ДггЧ-ЦгДа) /о gn\
U1 Hl (^i2 + P2^a) + ^il + ^i2 + -Ra (1 + Нг)
Значение коэффициента передачи, оставаясь меньшим единицы, при
обычных параметрах ламп оказывается больше, чем в обычном катодном
повторителе. Действительно, полагая, что каскад построен на двух одно-
типных лампах и что р > 1, представим выражение (3.90) в виде
rs ~ л 2Д, -|- рДа _ . 1 2Ц->УДа
р(Дг+рДа)_ и l + SRa
или, поскольку обычно SRa > 1, то
(3.91)
Следовательно, напряжение и2 отличается от входного всего на 1 /р-ю долю
его величины, т. е. каскад работает так, как будто катодное сопротивление
весьма велико. Само по себе увеличение коэффициента передачи, например
от 0,9 у обычного катодного повторителя до 0,99 у двухлампового катод-
ного повторителя, особого значения не имеет. Однако зтот каскад обладает
другими интересными свойствами, с которыми связано его применение
в измерительной аппаратуре. Так как напряжение на элементах схемы,
включенных между сеткой и катодом лампы (входом и выходом каскада),
равно щ — и2, то действующее значение сопротивления Rc равно р2?с>
а входная емкость Свх = Ссх + Сск + Сса (1 — Ка), где Ка = ~.
р «1
Величину коэффициента передачи Ка можно найти, исключая из уравнений
(3.89) переменные и2 и ia. Нетрудно убедиться, что при р > 1 и SRa > 1
Ка ~ —. Поэтому входная емкость каскада
Р
СВх = Ссх —- Сск -j- Сса. (3.92)
Используя метод двойной экранировки (см. § 2, п. 3 настоящей главы),
можно в р раз снизить и действующую емкость схемы (кабеля, датчика
сигналов, приключенного ко входу, и т. д.) и построить, таким образом, схему
с большим входным активным сопротивлением и малой входной емкостью.
Двухламповый катодный повторитель обладает весьма малым выходным
сопротивлением. Последнее легко найти из эквивалентной схемы каскада,
приведенной на рис. 3.53, б. Она повторяет схему рис. 3.53, а, но отличается
от нее тем, что рассматривается результат действия внешнего напряжения и2
на ее выходе при .отсутствии сигнала щ (по общим правилам выходное сопро-
тивление определяется как RBUX При этом, естественно,
г2 1 + 1 У
изменяются значения з. д. с. эквивалентных генераторов (на рисунке указа-
ны их значения и полярности, соответствующие положительной полярности
напряжения н2). Легко видеть, что i' = - 1,“2- и г" = -г-^ ^2“а = + .
Поэтому выходное сопротивление каскада соответствует параллельному
включению двух сопротивлений: R' — 1 и R" = =
i Pi+i 1
= 5. При близких параметрах обеих ламп и u 2> 1
jRil + ^a(PlP2+p2 + 1) нн Г
262
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
И SRa » 1
Rbux
1___
<?Д Ла
(3.93)
Следовательно, выходное сопротивление каскада
меньше выходного сопротивления
Рис. 3.54. Принципиальная схема двух-
тактного трансформаторного каскада.
приблизительно в SaRa раз
обычного катодного повторителя и может
составлять несколько десятков или
единиц ом. При этом двухламповый
катодный повторитель сохраняет
большой динамический диапазон, со-
ответствующий весьма большому зна-
чению эффективного катодного соп-
ротивления, и его динамическая
характеристика близка к предельной
динамической характеристике систем
с отрицательной обратной связью
(см. гл. II, §4, п. 4 и § 2, п. 2 на-
стоящей главы).
4. Двухтактные каскады. Для
усиления сигналов в симметричных
положительное свойство
Рис. 3.55. Схема двухтакт-
ного каскада на сопротив-
лениях.
схемах применяются двухтактные ка-
скады. Схема такого каскада, постро-
енного на трансформаторах, приведе-
на на рис. 3.54. В отсутствие сигналов
при условии, что 1а01 = 1а02 и числа витков в обеих половинах первичной
обмотки трансформатора Т2 одинаковы, в нем не создается постоянный
магнитный поток (что само по себе представляет
каскада, так как при этом облегчается построй-
ка неперегружающегося трансформатора и можно
использовать трансформатор с малым количеством
железа). Входной трансформатор имеет заземлев-
ную среднюю точку вторичной обмотки, и при
действии сигнала на входе потенциалы сеток обе-
их ламп изменяются в противоположных направ-
лениях. Это вызывает встречные изменения анод-
ных токов ламп, а связанные с ними магнитные
потоки во вторичной обмотке трансформатора из-
меняются в одном направлении. В результате это-
го на выходе каскада появляется переменное на-
пряжение, амплитуда которого пропорциональна
Сумме 1ща1
Подобные же процессы протекают в двухтакт-
ном каскаде, каждая половина которого построе-
на по схеме реостатного каскада с общим като-
дом (рис. 3.55). В отсутствие сигналов на входе и
полной симметрии схемы разность потенциалов на
выходе между точками и а2 равна нулю. Дей-
ствие на сетках ламп противофазных сигналов
вызывает изменение напряжений Ual и Ua2 в про-
тивоположных направлениях, и на выходе появ-
ляется переменное напряжение с амплитудой, равной удвоенной ампли-
туде сигнала на аноде каждой лампы.
Очевидно, что если динамический диапазон каскада ограничивается
определенной областью характеристик ламп, в пределах которых может
перемещаться рабочая точка, то в двухтактном каскаде он будет вдвое боль-
§ 3]
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
263
ше, чем в аналогичном каскаде, построенном на одной лампе. На самом деле
рабочая область характеристик ламп может еЩе расширяться вследствие
того, что в двухтактном каскаде ослабляются четные гармоники каждой
составляющей спектра сигнала, возникающие в анодном токе лампы вслед-
ствие нелинейности ее характеристик. Действительно, если лампы одина-
ковы и гармонические напряжения, действующие на их сетках, сдвинуты
на 180°, то анодные токи ламп
41 = Ло Hr Imi cos со£ + Zm2 cos 2<»Z + Im3 cos 3co£ + ...,
42 = ho + Zmi COS (co£ + n) + ZTO2 cos 2 (a>t + л) + Im3 cos 3 (cot + n) + . . . =
= Ia0---------------------------------------Iml cos (At + Im2 cos 2<bZ — Im3 COS 3<BZ + . -.
Поскольку четные гармоники анодных токов обеих ламп совпадают по фазе,
они не вызывают появления сигналов во вторичной обмотке выходного
Рис. 3.56. Построение динамических характеристик двух-
тактного каскада при различных начальных смещениях.
трансформатора. На самом деле степень компенсации четных гармоник
анодных токов существенно зависит от того, насколько подобны характери-
стики ламп. При специальном подборе пар ламп с возможно более идентич-
ными характеристиками амплитуды четных гармоник могут быть снижены
на порядок или больше. Вместе с тем, как зто следует из написанных выше
выражений для 1а1 и /а2, нечетные гармоники не ослабляются. Поэтому
степень уменьшения нелинейных искажений сигналов при переходе от
обычного к двухтактному каскаду зависит от характера самих искажений.
В связи с этим часто бывает удобно обратиться к графическому методу рас-
смотрения работы каскада и выяснить, каков вид динамической характери-
стики пары совместно работающих ламп.
Линия 1 на рис. 3.56, а представляет динамическую характеристику
одной лампы, соответствующую анодной нагрузке, которая включена в ее
анодную цепь (для простоты полагаем, что нагрузка чисто активная, см.
гл. II, § 1). На этом же рисунке нанесена динамическая характеристика
второй лампы (линия 2), причем расположение координатных осей выбраны
таким образом, чтобы возрастание потенциала сетки и анодного тока одной
лампы соответствовало убыванию потенциала сетки и анодного тока второй
лампы. Кроме того, оси сеточных напряжений смещены так, что значения
Uс01 и Uс02 геометрически совпадают. Для того чтобы теперь нанести общую
264
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
динамическую характеристику каскада, представляющую зависимость изме-
нения величины разности (га1 — ia2) при одновременном изменении сеточ-
ных напряжений обеих ламп относительно величин Z7c01 и t/c02, достаточно
отметить разности ординат динамических характеристик обеих ламп
(линия 3). Рассмотрение динамической характеристики двухтактного каскада
показывает, что она может быть почти прямолинейной, хотя каждая лампа
работает с заходом рабочей точки в существенно нелинейную часть динами-
ческой характеристики. Разумеется вид последней зависит от выбора началь-
ных сеточных смещений. Это иллюстрируют графики на рис. 3.56, б, соответ-
ствующие выбору большего отрицательного смещения. Обратим внимание
на то, что динамическая характеристика, будучи искривлена в средней части,
имеет две приблизительно прямолинейные ветви. Сле-
довательно, при прохождении сигнала через каскад
нелинейные искажения приводят к относительно боль-
шому изменению его формы вблизи нулевой линии.
Степень этих искажений существенно зависит от началь-
ного сеточного смещения ламп.
Рассматривая работу каскада при разных началь-
ных смещениях, нетрудно убедиться, что динамический
диапазон двухтактного каскада, каждая лампа кото-
рого работает в режиме класса А, вдвое больше, чем
динамический диапазон однотактного каскада, построен-
ного на такой же лампе и работающей в том же режиме
(поскольку при этом в двухтактном каскаде изменения
анодных токов вдвое больше чем в однотактном). При
переходе же к режиму класса В в двухтактном ка-
скаде динамический диапазон еще несколько расши-
ряется вследствие взаимной компенсации нелиней-
ных искажений в обеих лампах. Это дополнительное
увеличение динамического диапазона невелико, но ча-
сто бывает существенно то, что малое значение началь-
ного анодного тока каждой лампы значительно умень-
шает мощность, потребляемую от источника питания,
увеличивает к. п. д. каскада и позволяет выбрать детали схемы, рассчитан-
ные на протекание меньшего постоянного тока. Несмотря на эти преимуще-
ства, в двухтактных каскадах измерительных усилителей часто предпочитают
выбирать режим А, обеспечивающий хорошую амплитудную характеристику.
Если, кроме того, каскад должен быть широкополосным, то выбирается
схема с безтрансформаторным включением нагрузки и используется лампа
с большим значением S /Сл.
При анализе работы двухтактного каскада вводят параметры некоторой
эквивалентной лампы, которые легко найти из рассмотрения эквивалентной
схемы двухтактного каскада. Такая схема для режима А приведена на
рис. 3.57, а. Она получена обычной заменой ламп генераторами с внутренним
сопротивлением 7?г и э. д. с. — где Uml — амплитуда сигнала, дей-
ствующего в одном плече входной цепи. Поскольку в нулевом проводе кас-
када (тп) не протекает переменный анодный ток, то эквивалентная схема
может быть изображена в виде цепи, представленной на рис. 3.57, б (Z&& —
сопротивление нагрузки, включенной между анодами ламп). Эта схема
полностью совпадает с эквивалентной схемой обычного однолампового
каскада, построенного на лампе с параметрами
цвк = 2ц и 7?iBK = 2Z?i. (3.94)
Такая формальная замена лампы эквивалентной позволяет воспользоваться
известными выражениями для стационарных и переходных характеристик
Рис. 3.57. Эквива-
лентные схемы двух-
тактного каскада.
§ 3]
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
265
Рис. 3.58. Мостовая (балансная) схема
(а) и ее эквивалентная схема без учета
паразитных емкостей (б).
однотактного каскада с соответствующей анодной нагрузкой, если заменить
входящие в них параметры лампы на эквивалентные. Поэтому здесь нет
необходимости повторно рассматривать эти характеристики.
Следует подчеркнуть, что утверждение о подобии характеристик одно-
тактного и двухтактного каскадов нуждается в уточнении, если лампы рабо-
тают не совершенно независимо. Их взаимная связь может осуществляться
через общие для обеих ламп цепи, например через цепь автоматического
смещения, как это указано на рис. 3.54 и 3.55. При работе ламп в режиме
класса А действие сигнала на входе такого каскада мало изменяет величину
среднего тока, протекающего через цепь
автоматического смещения. Поэтому от-
рицательная обратная связь по току,
обусловленная действием сопротивле-
'ния ZR в таком каскаде, значительно
меньше, чем в однотактном. Если лам-
пы работают в режиме класса В, то из-
менение тока, протекающего через ка-
тодную цепь, значительно больше и свя-
зано, вообще говоря, с изменениями
анодных токов обеих ламп. Поэтому
напряжение обратной связи сравнитель-
но велико и его форма более или менее
отличается от формы входного сигнала.
Другой общей цепью связи ламп может
быть цепь питания экранных сеток в
двухтактном пентодном каскаде. Под-
робно действие зтих цепей рассматри-
вается в курсах усилителей (например,
в [67]).
По двухтактной схеме могут быть
построены не только каскады с общим
катодом, но и с общим анодом (катод-
ные повторители) и с общей сеткой. В
большинстве случаев можно считать,
что лампы в таких каскадах работают
независимо и характеристики послед-
них, по существу, не отличаются от характеристик соответствующих
однотактных схем (исключая динамические характеристики).
Двухтактные каскады широко используются как в радиотехнике, так
и в устройствах, предназначенных для физических исследований. Часто
по двухтактной схеме собирают не весь усилитель, а лишь один или два
последних каскада. Для перехода от несимметричной части усилителя
к двухтактному каскаду применяют фазоинверсные схемы, например каскад
с катодно-анодной нагрузкой или катодносвязанный каскад. Фазоинверсным
каскадом может также служить трансформаторный каскад, у которого вто-
ричная обмотка анодного трансформатора имеет среднюю заземленную точку.
Изготовление симметричных трансформаторов с одинаковыми распределен-
ными емкостями и равными емкости по отношению к земле обеих половин
вторичной обмотки представляет известные трудности. В измерительных
устройствах для питания двухтактных каскадов большей частью используют
безтрансформаторные фазоинверсные схемы.
5. Балансные (мостовые) каскады. На рис. 3.58 приведена схема, которая
построена на двух независимо работающих лампах, аналогичная по своему
виду схеме двухтактного каскада. С другой стороны, она может рассматри-
ваться как мостовая схема, четыре плеча которой образованы двумя лампами
266
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
ИГЛ. III
и двумя сопротивлениями анодных нагрузок Ral и /?а2. В диагональ
моста включена внешняя нагрузка Rn. Если схема сбалансирована, то
С7а01 = ^аог и напряжение на нагрузке равно нулю. Большей частью баланс-
ные схемы строятся на двух однотипных лампах, по возможности с идентич-
ными характеристиками. Если, кроме того, Ral = /?а2, то баланс схемы
соответствует равенству анодных токов 1а01 = 1а02-
При идентичных характеристиках ламп одновременные изменения анод-
ных токов, например вследствие непостоянства напряжения Еа или по какой-
либо другой причине, оказывающей равное воздействие на обе лампы, не
нарушает баланса моста. Поэтому схема оказывается мало чувствительной
Рис. 3.59. Пример применения балансного каскада для построения
схемы с двумя входами.
к любым симметричным воздействиям. К числу подобных воздействий отно-
сится и одновременное действие на сетках обеих ламп одинаковых (син-
фазных) сигналов. Вместе с тем действие какого-либо сигнала на сетке только
одной лампы приводит к нарушению баланса и на нагрузке появляется
сигнал. Поэтому мостовые схемы могут быть использованы для регистрации
изменения уровня одного сигнала относительно другого, для отделения
полезного сигнала, действующего на сетке одной лампы, от помех, действую-
щих одновременно (синфазно) на обе лампы и т. д.
Для примера на рис. 3.59 приведена схема для регистрации световых
сигналов в присутствии сильных электромагнитных помех, от которых
трудно заэкранировать цепь фотоэлемента и источник питания. В этой схеме
сетки двух ламп балансного каскада Л1 и Л2 связаны через переходные
цепи с нагрузками двух фотоэлементов Ф1 и Ф2 (/?ф1 и Лф‘2). Один из фото-
элементов предназначен для регистрации световых сигналов (5), а второй
плотно затенен с помощью материала, не экранирующего электромагнитные
помехи. При компактном расположении обоих фотоэлементов электромаг-
нитные наводки на сетки обеих ламп балансного каскада если не одинаковы,
то весьма близки. Поэтому обе наводки будут давать приблизительно одина-
ковые сигналы на анодах ламп Л± и Л2. Аноды связаны с сетками ламп
катодносвязанного каскада (построенного на лампах Л3 и Л^) и по свойству
передачи синфазных сигналов этим каскадом при симметрии схемы сигнал
помехи на выходе не появится. То же относится и к наводкам на источник
питания, создающим равные изменения напряжения на анодах ламп и Л2.
Вместе с тем световой сигнал, который действует лишь на один фотоэлемент
и вызывает изменение напряжения только на аноде Л1, будет усилен катодно-
связанным каскадом и появится на выходе схемы.
$ 3] -
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
267
Для определения коэффициента передачи напряжения балансного кас-
када можно поступить обычным образом — обратиться к рассмотрению экви-
валентной схемы каскада, полученной заменой лампы, на сетке которой
действует сигнал генератора с э. д. с. — p.Ui и внутренним сопротивлением
Rt (или Rt + (р, + 1) RK, если в схеме есть незашунтированное катодное
сопротивление), а второй лампы — таким же генератором, но с э. д. с. рав-
ной нулю (см. рис. 3.58, б). При этом полагаем, что лампы идентичны, и поэто-
му параметры, относящиеся к первой и второй лампам, специально не отме-
чаем. Кроме того, не принимаем во внимание коэффициента передачи цепи
связи сетки первой лампы с источником сигналов и полагаем, что нагрузка
прямо присоединена к анодам ламп, как
это указано на рис. 3.58, а.
Пользуясь обычными приемами вычис-
ления падения напряжения на участке
цепи, найдем величину и2, а затем коэф-
фициент передачи каскада
jz м2 __________— рЯдДн___________
(3.95)
Если сопротивление внешней нагруз-
ки велико (RH > 27?а), то
Рис. 3.60. Балансная схема, содер-
жащая две лампы с катодными на-
грузками.
—рЯд
К Яа + Яг + (р+1)Дк
т. е. усиление каскада совпадает с усилением обычной схемы с анодной
нагрузкой и незашунтрованным катодным сопротивлением. Это соответствует
тому, что если через внешнюю нагрузку ток не протекает, то вторая Ветвь
моста (лампа Л2 и сопротивление Т?а2) никакого участия в работе схемы
при действии сигнала на сетке первой лампы не принимает. На самом деле при
конечном сопротивлении Rn изменение уровня сигнала сопровождается
изменением тока, текущего через Rn, и изменением напряжения на аноде
второй лампы. Это приводит к снижению коэффициента усиления тем
большему, чем меньше Rn. Если Rn < 2Ra и RH < 2 [7?г + (р, + 1) /?к], то
-------МДн ~ ЗЯ к
2№ + (р + 1)Дк] ~2(1 + г?Лк)"
(3.96)
Если схема построена с общим сопротивлением в цепи катодов обеих
ламп, т. е. сопротивления Rm и Rk2 в схеме на рис. 3.58, а объединены в одно
катодное сопротивление RK (величина которого выбрана из соображений
получения необходимого начального смещения или из каких-либо других
соображений), то коэффициент передачи каскада
—рДаДн
К RaRa + (RH+2Ra)Ri ‘
(3.97)
Это выражение отличается от (3.95) только отсутствием в знаменателе
слагаемого, содержащего Rv. В связи с этим усиление каскада с общим
катодным сопротивлением может быть заметно больше, чем каскада с раз-
дельными сопротивлениями, и не зависит от величины RK.
При низкоомной нагрузке иногда предпочитают строить балансную
схему из двух ламп с катодными нагрузками (рис. 3.60). Коэффициент пере-
дачи зтой схемы легко получить из условия, что выражение коэффициента
передачи каскада с катодной нагрузкой совпадает с коэффициентом передачи
каскада с анодной нагрузкой, если параметры лампы заменить на эквива-
лентные (см. выражение (3.62)). Поэтому, полагая в (3.95) = 0 и заменяя
268
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. Ш
Ri
/?а на RK, а (1 и на —и , получим
[А 1 [А “Г X
р.7?н/?к
(3.98)
К + Rt •
Из этого выражения видно, что при большом значении сопротивления 2?н
(RH 22?к)
а при малой величине Ra
f _ £Rk
^-i+SRK ’
(rh « 2/?к и RH<
g SRH
(3.99)
(3.100)
Следовательно, при варьировании сопротивления нагрузки в' широких пре-
делах коэффициент передачи напряжения изменяется оТ максимальной
величины, близкой к единице (при 7?н > 2/?к), до значения SRK /2, совпа-
дающего с коэффициентом передачи балансного каскада с анодными нагруз-
ками в каждой лампе, RK = 0 и малой величиной 7?н.
Значительно большее изменение уровня выходного сигнала при изме-
нении сопротивления внешней нагрузки в балансном каскаде, построенном
на двух лампах с анодными нагрузками, связано с его относительно боль-
шим выходным сопротивлением. Из эквивалентной схемы, приведенной на
рис. 3.58, и аналогичной схемы балансного каскада, который построен
на двух лампах с катодными нагрузками, видно, что их выходные сопротив-
ления вдвое больше выходных сопротивлений, соответствующих одному
плечу схемы. Для балансного каскада с анодными нагрузками
то 2/?а (Ri + Р^к)
«вых- да + Лг + цЛк •
- а для схемы с катодными нагрузками
то _ 2ЯК
Лвых-1 + 257?к •
Не представляет труда проверить, что коэффициенты передачи и выход-
ные сопротивления симметричных балансных схем совпадают с выражениями
для соответствующих величин обычных усилительных каскадов, аналогич-
ных одному плечу схемы, если заменить Ra на 2/?а, RK на 27?к и Rt на 2Rt.
Балансные каскады часто используются в виде отдельных устройств
для измерения слабого (постоянного или переменного) тока. Коэффициенты
усиления тока схем могут быть найдены заменой сопротивления 7?н в числи-
телях, приведенных выше выражений коэффициентов передачи напряжения,
на RBX, где RBX — входное сопротивление схемы (поскольку Кт = К') .
Простым примером применения балансных каскадов для усиления
слабого постоянного тока может служить однокаскадный усилитель в иони-
зационном вакуумметре (рис. 3.61). Сетка левого триода лампы 6Н7 соеди-
нена с коллекторным электродом манометрической лампы ЛМ-2, находя-
щимся под отрицательным потенциалом по отношению к ее катоду. Сетка
манометрической лампы поддерживается при положительном потенциале
порядка 200 в. Ускоренные электроны ионизуют газ на своем пути, и поло-
жительные ионы улавливаются коллекторным электродом. По величине
ионного тока (при фиксированном токе эмиссии) можно судить о давлении
газа в вакуумной установке, к которой припаяна манометрическая лампа.
S 3]
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЭЛЕКТРОННОЛАМПОВЫЕ КАСКАДЫ
269
Коэффициент усиления тока приведенной схемы около 1000 при сопро-
тивлении в цепи сетки 1 Мом. Она позволяет измерять ток порядка 10"8 а.
В схеме предусмотрена возможность установки нуля (сопротивления по
4/-
Рис. 3.61. Пример исцользования балансного каскада в иониза-
ционном вакуумметре.
70 ом в катодной цепи лампы), а также грубая и плавная регулировка чув-
ствительности. Первая осуществляется изменением величины сопротивле-
ния в сеточной цепи лампы, а вторая — изменением сопротивления шунта
измерительного прибора. Схема может быть использована в качестве про-
стого лабораторного прибора для измерения в вы-
сокоомных цепях постоянного тока порядка 10"8 а
или больше.
Схемы, подобные приведенным выше, в кото-
рых лампы включены в обе ветви моста, иногда
называют схемами «параллельного баланса». Кро-
ме них строятся схемы «последовательного балан-
са», в которых две лампы включаются в одну ветвь
моста. Такая схема (рис. 3.62) имеет вид каскада
с последовательным включением двух ламп, допол-
ненного ветвью из двух сопротивлений. Последние
выбраны так, что в исходном режиме разность
потенциалов на нагрузке равна нулю. При идентич-
ных лампах и симметричной схеме (Кк1=/?к2=Кк
и Ri — R 2 = R) коэффициент усиления напря-
жения каскада
Рис. 3.62. Схема последо-
вательного баланса.
—
К = ™ + в • (3-101)
"г“ *4 т (И"г *) "г**
На рис. 3.63 изображена схема простого фото-
метрического устройства с применением каскада последовательного баланса.
Она рассчитана на питание от сети переменного тока без выпрямителя.
При использовании фотоэлемента с чувствительностью в несколько десятков
микроампер на люмен полное отклонение стрелки прибора соответствует
потоку 0,1 лм, падающему на фотокатод фотоэлемента.
270
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. III
Другие примеры использования балансных схем будут приведены
ниже. Забегая Вперед, заметим, что они особенно широко применяются
в усилителях медленно меняющихся сигналов (по существу, схемы, при-
веденные выше, исключая схему на
Рис. 3.63. Пример использования схемы
последовательного баланса в простом фо-
тометрическом устройстве.
рис. 3.59, относятся к этому классу
устройств, поскольку они не содер-
жат разделительных конденсаторов
или других элементов, препятствую-
щих передаче со входа на выход сиг-
налов, уровень которых изменяется
сколь угодно медленно). Причина
этого заключается в том, что ба-
лансные схемы позволяют получить
большую стабильность выходного на-
пряжения (тока) при изменении на-
пряжения питания, одновременном
изменении параметров ламп и т. п.
<что соответствует действию синфаз-
ных сигналов в цепях обеих ламп).
Стабильность схемы тем выше, чем
меньше различаются характеристики
обеих ветвей моста. Поэтому в ба-
лансные схемы часто вводят специаль-
ные цепи, позволяющие симметризи-
ровать схему при несколько различ-
ных характеристиках ламп, и тем
самым выбрать режим, отвечающий
высокой стабильности (см. гл. IV, §4).
Для постройки балансных схем предпочтительно использовать сдвоенные
лампы (например, триоды 6Н8С, 8Н9С, 6Н10С, 6Н2П, 6НЗП и т. д.), так
как характеристики двух триодов, заключенных в один баллон, как пра-
вило, оказываются более близкими, а их изменения с течением времени
более однородными, чем изменения характеристик отдельных ламп.
§ 4. ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
1. Общие сведения. Стабилизация начального режима транзистора.
Как и электронноламповые каскады, любой транзисторный каскад включает
цепи связи: источника сигналов (датчика, роль которого может играть предше-
ствующий каскад) с транзистором и транзистора с нагрузкой. Эти цепи должны
быть построены так, чтобы к электродам транзистора были приложены исход-
ные постоянные напряжения, определяющие начальный режим его работы.
' Трем схемам включения транзисторов соответствуют три основных
типа транзисторных каскадов (см. рис. 2.24) с существенно различными
характеристиками. Схема с общим эмиттером позволяет получить большое
усиление как напряжения, так и тока. В схеме с общей базой достигается
практически такое же усиление напряжения, но нет усиления тока. Наобо-
рот, схема с общим коллектором не усиливает напряжения, а усиление тока
дает примерно такое же, как схема с.общим эмиттером. Входное сопротив-
ление наименьшее у каскада с общей базой, а выходное наименьшее у схемы
с общим коллектором. Сопоставление этих характеристик с характеристи-
ками электронноламповых каскадов показывает, что каскады с общим
эмиттером, общим коллектором и общей базой до известной степени анало-
гичны соответственно электронноламповым каскадам с общим катодом,
общим анодом (катодный повторитель) и общей сеткой. Вместе с тем между
теми и другими имеются существенные различия. Они обусловлены разли-
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
211
§ 4]
чиями в численных значениях параметров ламп и транзисторов (приведенных
к одной системе, например к системе ламповых параметров, см. гл. II, § 2),
связью входной и выходной цепей транзистора по постоянному току и, нако-
нец, зависимостью параметров транзисторов от частоты в той области, в кото-
рой параметры и характеристики ламп можно считать неизменными.
При рассмотрении прохождения малых сигналов через транзисторные
каскады можно пользоваться общими выражениями, полученными в теории
линейных четырехполюсников, и вести расчет в любой системе коэффициен-
тов. В области низких и средних частот параметры транзистора можно счи-
тать неизменными (границы этой области определяются типом транзистора
и схемой его включения). При анализе стационарных или переходных харак-
теристик транзисторного каскада, кроме реактивных элементов схемы, долж-
на быть принята во внимание зависимость параметров транзистора от частоты.
Для более наглядного рассмотрения транзисторных каскадов и их
предварительного упрощения обращаются к эквивалентным схемам тран-
зисторов. Как отмечалось в гл. II, § 2, они могут быть двух видов. Во-пер-
вых, это схема, параметры которой (г8, гк, г б и а) сохраняются неизменными
при любом включении транзистора, но точки присоединения источника
сигналов и нагрузки зависят от того, какой из электродов транзистора
является общим для входной и выходной цепей каскада. Поэтому конфи-
гурация этой эквивалентной схемы зависит от включения транзистора
(см. рис. 2.35). Во-вторых, это схемы, конфигурации которых не зависят
от способа включения транзистора, точки присоединения внешних цепей
остаются неизменными, но параметры изменяются при переходе от одного'
включения транзистора к другому. К числу схем второго вида относится
эквивалентная схема транзистора, аналогичная общей эквивалентной схеме-
электронной лампы (см. рис. 2.36). Выбор той или иной эквивалентной схемы
определяется удобством ее использования для рассмотрения работы каскада.
Результаты аналитического рассмотрения транзисторных каскадов имеют
несколько меньшую ценность, чем электронноламповых схем, вследствие
большого разброса параметров разных экземпляров транзисторов одного
и того же типа и различий в зависимости этих параметров от температуры.
Поэтому при постройке транзисторных каскадов меньше шансов, что дей-
ствительные характеристики схемы окажутся близкими к расчетным, если
при расчете не были использованы параметры тех самых экземпляров тран-
зисторов, на которых построена схема. Часто оказывается, что воспроизве-
дение рекомендуемых схем требует тщательного подбора параметров и под-
ходящих экземпляров транзисторов, а окончательные параметры элементов
схемы более или менее значительно отличаются от исходных.
Как и при рассмотрении ламповых каскадов, для выбора начального
режима работы транзисторного каскада, определения нелинейных искаже-
ний сигналов и оценки динамического диапазона каскада следует пользо-
ваться семействами статических характеристик транзисторов (см. гл. II, § 2).
Выбирая положение рабочей точки, необходимо обращать внимание на
мощность, выделяющуюся в транзисторе при протекании через него тока.
Допустимая величина рассеиваемой в транзисторе мощности (Рпр) опреде-
ляется его нагреванием и указывается в справочнике для окружающей
температуры 20° С. В маломощных триодах разных типов эта величина
колеблется от 25 до 250 мет, причем значение Рпр уменьшается с возраста-
нием окружающей температуры * *).
у1 __
*) -Рпр т -Рпрго» у —20’ Г^е ^>ПРТ — допустимая мощность, рассеиваемая
в транзисторе при температуре Т° С, а Ттах — максимально допустимая температура
полупроводникового перехода (в градусах Цельсия), указываемая в справочниках
(50—120° С для триодов разных типов).
272
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
Так как мощность, рассеиваемая в транзисторе, практически равна
произведению среднего значения коллекторного напряжения на среднее
значение коллекторного тока, то допустимая величина последнего зависит
от режима работы транзистора и формы действующих на входе каскада
сигналов. Поэтому указываемая в справочниках предельная величина тока
коллектора имеет условный смысл. Маломощные транзисторы, рассчитан-
ные по паспортным данным на протекание коллекторного тока до 5—10 ма,
позволяют в режиме пропускания кратковременных однополярных импуль-
сов получать коллекторные токи до 0,5—1 а (при условии, что за время дей-
ствия импульса температура транзистора не достигнет недопустимо боль-
шой величины).
Величина коллекторного напряжения не должна превышать пробивного
напряжения транзистора. Так как при запирании транзистора (например,
из-за действия соответствующего сигнала на переходе база — эмиттер или
при нарушении цепи, задающей начальное напряжение между этими элек-
тродами) напряжение на коллекторе становится близким к напряжению
источника питания коллекторной цепи Ек, то во избежание пробоя значение
последнего часто выбирают не больше, чем предельно допустимое напряжение
на коллекторе.
Еще одно существенное отличие транзисторов от электронных ламп
заключается в значительном изменении их параметров с температурой.
Изменение температуры существенно влияет на время жизни носителей
тока, скорость их диффузии и начальную концентрацию во всех областях
транзистора. В результате этого увеличиваются значения токов, протекаю-
щих в змиттерной и коллекторной цепях при заданных напряжениях пита-
ния, изменяются величины неуправляемого тока (он возрастает с темпе-
ратурой приблизительно по экспоненциальному закону), коэффициента а
(и, тем более, у) и статические характеристики транзистора смещаются
и деформируются.
Для примера на рис. 3.64 приведены характеристики передачи соответ-
ственно германиевого (П13) и кремниевых (П102 и ШОЗ) транзисторов,
работающих в схеме с общим эмиттером, полученные при разных температу-
рах. У германиевых триодов характеристика передачи сравнительно мало
изменяет наклон (величина коэффициента у возрастает на 5—15% с ростом
температуры на 10°), но значительно смещается влево при нагревании тран-
зистора. С переходом к работе при повышенной температуре возрастает
область отрицательных значений токов базы (обратный ток перехода эмит-
тер — база, см. гл. II, § 2). Отрицательный ток базы не может быть увели-
чен до значения, большего тока насыщения в запорном направлении (/с),
которое, разумеется, зависит от температуры. Этому току соответствует
неуправляемый ток коллектора (1%), причем с повышением температуры
на каждые 10° его величина возрастает примерно вдвое. Ток коллектора
/к’, соответствующий /б = 0, превышает /к в 4—5 раз.
У маломощных транзисторов неуправляемый ток даже при температу-
ре 100° С не превосходит 50—100 мка. Вместе с тем при повышении темпера-
туры величина коэффициента у возрастает сильнее, чем у германиевых
триодов (см. рис. 3.64).
Температурные изменения характеристик транзистора влекут за собой
изменение в большей или меньшей степени всех параметров его эквивалент-
ной схемы. Кроме того, смещение статических характеристик при неизмен-
ных напряжениях питания и сопротивлениях в цепях электродов транзисто-
ра приводит к смещению начального положения рабочей точки на семействе
характеристик. Это смещение может быть столь велико, что участок дина-
мической характеристики, по которому перемещается рабочая точка, при
действии сигнала сдвигается в нелинейную область. Такая возможность
$ 4J
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
273
иллюстрируется рис. 3.65, на котором изображены семейства коллекторных
характеристик триода при двух температурах. На эти семейства нанесены
нагрузочные прямые, соответствующие одному и тому же значению напря-
жения Ек и одинаковым сопротивлениям в цепи коллектора. Повышение
Рис. 3.64. Характеристики передачи германиевого (а) и кремниевых (б)
транзисторов при разных температурах.
температуры сопровождается смещением характеристик вверх, что соответ-
ствует увеличению коллекторного тока при неизменном токе базы. Поэтому,
если начальный ток базы Zg0 фиксирован, то рабочая точка перемещается
Рис. 3.65. Иллюстрация смещения начального положения рабочей точки
и рабочего участка нагрузочной прямой при изменении температуры тран-
зистора.
вверх и влево, ток 1к0 возрастает, напряжение UK0 уменьшается и участок
характеристики рд, по которому движется рабочая точка с изменением тока
базы в пределах от Zg До Zg, перемещается в область нелинейных участков
статических характеристик.
Схема, к которой в полной мере относится сказанное, изображена на
рис. 3.66. Начальный ток базы Zg0 определяется очевидным соотношением
Zg0 —
— Убо^
Кб ~
Ек
Кб
(поскольку напряжение t7g0 имеет величину порядка нескольких де-
сятых вольта, а Ек — нескольких единиц или десятков вольт). Поэтому
в такой схеме величина тока Zg0 остается практически фиксированной
18 A. M. Бонч-Бруевич
274
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. П1
Рис. 3.66. Схема каска-
да с общим эмиттером
без термостабилизации.
при изменении температуры транзистора, и ток 1к0 сильно изменяется.
Изменение температуры может привести также к существенному смещению
рабочего участка характеристик, связывающих входной ток и входное
напряжение. Поэтому в конечном итоге изменение
температуры влечет за собой изменение входного и
выходного сопротивлений транзисторного каскада,
вида его амплитудной характеристики и динамиче-
ского диапазона, а также частотной (или переходной)
характеристики схемы. Наибольшим изменениям под-
вержены характеристики каскадов с общим эмитте-
ром [68]. Эти изменения могут быть столь велики,
что нормальное действие схемы окажется невозмож-
ным даже в лабораторных условиях, если не принять
меры для стабилизации ее работы. Последнее дости-
гается введением в схему специальных стабилизи-
рующих цепей, с помощью которых либо автомати-
чески изменяется напряжение смещения на базе
(ток базы) при изменении температуры, либо вводится
достаточно глубокая отрицательная обратная связь по постоянному току,
нивелирующая изменения величины 1к0.
Первый способ стабилизации требует применения элементов (термисто-
ров), сопротивление которых зависит от температуры, они’ включаются
в делитель, задающий напряжение между эмиттером и базой — Z76o
(рис. 3.67, а). Таким элементом может быть, например, полупроводниковый
Рис. 3.67. Термостабилизация путем включения в цепь питания
базы элемента, сопротивление которого зависит от температуры.
диод, включенный параллельно одному из сопротивлений делителя
(рис. 3.67, б). При возрастании температуры сопротивление диода для про-
текающего через него постоянного тока падает и напряжение Z760 снижается.
Для того чтобы это снижение компенсировало возрастание тока /к’, а вели-
чина 1к0 оставалась неизменной, характеристика Uc0 = f (Т) должна иметь
определенный вид, зависящий от того, как изменяются характеристики
транзистора с температурой. Нужная характеристика обычно подбирается
экспериментально путем варьирования сопротивлений jRj и Н2 (при условии,
что в исходном режиме напряжение на коллекторе будет иметь требуемую
величину).
Это усложняет схему, и, кроме того, с течением времени компенсация
может нарушиться вследствие изменения как характеристик диода (или
другого термистора), так и транзистора. Тем не менее метод компенсации
с помощью термозависимых сопротивлений применяется в ряде устройств.
В частности, в качестве стабилизирующего термозависимого элемента может
S 41
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
275
быть использован транзистор предшествующего каскада, если цепи связи!
каскадов не содержат разделительного конденсатора или другого элемента,,
не пропускающего постоянного тока (рис. 3.67, в). Такой метод используется
при постройке транзисторных усилителей постоянного тока, причем удается
строить схемы кольцеобразного вида, в которых каждый предшествующий
транзистор служит элементом, стабилизирующим режим последующего [69].
4
Рис. 3.68. Схемы стабилизации величины коллекторного тока
с помощью отрицательной обратной связи.
Для рассмотрения стабилизации величины коллекторного тока отрица-
тельной обратной связью обратимся к схеме, приведенной на рис. 3.68, а.
Так как
= 1к + /о, 1к = сЧ8 + 1к и Ек — I6R6 + IeRf>
(величиной разности потенциалов между базой и эмиттером, малой по срав-
нению с Ек, пренебрегаем), то после несложных преобразований получаем
» ДеЧ~До_____I___________
к Л8+Яб(1-а) ТЯ8+Я0(1-а) ‘
(3.102)
Следовательно, изменение величины JK при варьировании значений 1
и а описывается выражением
dIK = d-^dIK + ^da = o'dJ* + ст" da,
д1к да
где :
/ _ Да4~Дб
Л8 + Л6(1-а) ’
in 4-п 1 (3.103)
[Я8+Яб (1- «)Р
Не исследуя подробно вопрос о зависимости величины d/K от параметров
схемы и значений и а, будем считать, что для повышения стабильности
коллекторного тока желательно было бы иметь возможно меньшие значения
обоих коэффициентов о' и ст". Из выражений (3.103) следует, что ст' и ст"
тем меньше, чем больше величина сопротивления RB по сравнению с R^.
При JRo < RB схема, приведенная на рис. 3.68, а, практически превращается
в каскад
ст' — 1 и
каскад с
с общей базой, а коэффициенты ст' и ст" приобретают значения
„ ^к-Яб + ^к
<т = -----=----. Наоборот, если Re = 0, то схема превращается в
« 1 »
общим эмиттером, а ст —,------- и ст = ---г-т. Поскольку
1-—п Кб (1—Ct)
18*
276
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. III
(1 — а)— малая величина, значение о' относительно велико, а следователь-
но, оказывается большой и нестабильность коллекторного тока в каскаде
с общим эмиттером, связанная с непостоянством величины неуправляемого
тока 1к (например, при изменении температуры). Введение сопротивления
R, в такой каскад повышает его стабильность.
По существу, стабилизирующее действие сопротивления /?э обусловлено
тем, что падение на нем напряжения, пропорциональное эмиттерному току,
сильно изменяется с варьированием тока коллектора, причем знак этого
изменения таков, что базовое смещение автоматически изменяется в сторону,
стремящуюся вернуть ток 1К к исходной величине. Этот эффект подобен
действию отрицательной обратной связи в ламповых каскадах с сопротивле-
нием RK.
Введение в схему с общим эмиттером сопротивления Rs сопровождается
уменьшением коэффициента усиления полезных сигналов из-за отрицатель-
ной обратной связи. Для того чтобы избежать ее, сопротивление Ra блоки-
руется конденсатором достаточно большой емкости. Далее, для того чтобы
задать правильное базовое смещение и одновременно сделать сопротивление
цепи смещения достаточно малым, сопротивление R& заменяют потенцио-
метром, состоящим из двух активных сопротивлений Rf и /?2 (рис. 3.68, б).
Величина о' для этой схемы находится заменой в выражении (3.103) R^ на
Ъ = • Это дает
где
+ (3.105)
С возрастанием величины т коэффициент о' убывает, стремясь к единице
(т. е. возрастает стабильность коллекторного тока), но увеличивается рас-
ход энергии источника питания схемы. Поэтому величину т ограничивают
значением порядка 2—3, тем более, что дальнейшее ее увеличение мало
изменяет о'.
В каскадах, работающих с большим коллекторным сопротивлением
(например, в транзисторном каскаде на сопротивлениях), изменение началь-
ного коллекторного тока сопровождается значительным изменением постоян-
ного напряжения на коллекторе. Поэтому стабилизация режима работы
может быть осуществлена путем введения отрицательной обратной связи
с коллектора на базу. Для этого сопротивление R^, с помощью которого
подается смещение на базу, присоединяют одним концом не к источнику
питания коллекторной цепи Ек, а к коллектору (рис. 3.68, в). Тогда вели-
чина начального тока базы 7б0 = ^к0 ^б0 та ~о оказывается функцией
^бо -“б
начального напряжения на коллекторе. Если, например, с возрастанием
температуры коллекторный ток увеличивается, коллекторные характеристики
перемещаются вверх (см. рис. 3.65) и напряжение UK0 убывает, то умень-
шается и величина тока /go- Поэтому при повышении температуры рабочая
точка будет соответствовать пересечению нагрузочной характеристики
с коллекторной характеристикой, которая соответствует новому значению
тока базы, меньшему первоначального. Это значит, что начальное положе-
ние рабочей точки смещается меньше, чем если бы сопротивление /?б было
присоединено непосредственно к источнику питания Ек.
Для того чтобы введение отрицательной обратной связи с коллектора
на базу не снижало коэффициента усиления, сопротивление R^ делят на две
части и точку их соединения блокируют на землю конденсатором большой
емкости (рис. 3.68, в).
§ 4J
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
277
Иногда используется комбинированная схема стабилизации, которая
получается из схемы, приведенной на рис. 3.68, б, присоединением верхнего
конца сопротивления Rt не к источнику напряжения Ек, а к коллектору
(так включено сопротивление 7?б в схеме рис. 3.68, в). Для того чтобы избе-
жать отрицательной обратной связи для усиливаемых сигналов, это сопро-
тивление также делят на две части и включают блокировочный конденсатор.
Не останавливаясь на элементах расчета стабилизирующих цепей *)
и оценке их эффективности, отметим, что чем больше глубина отрицательной
обратной связи, тем, очевидно, более эффективна стабилизация. Необходи-
мая степень ее зависит от условий работы схемы, но в большинстве случаев
при использовании транзисторов в лабораторных условиях достаточно вели-
чины «5 — 10.
Стабилизации начального режима работы транзистора часто бывает
недостаточно, так как с изменением температуры меняется коэффициент
усиления каскада даже при неизменном положении рабочей точки. Поэтому
в транзисторные усилители вводят межкаскадные и внутрикаскадные
отрицательные обратные связи по переменному току (см. гл. II, § 4). Неко-
торые примеры транзисторных усилителей с обратной связью будут при-
ведены в последующих главах.
2. Усилительный каскад с общим эмиттером. На рис. 3.69 приведена
схема каскада на сопротивлениях с общим эмиттером. Исходный режим
работы транзистора выбирается из рас-
смотрения его статических характери-
стик (аналогично тому, как это делается
для электронных ламп) и задается ве-
личинами сопротивлений Rlt R2, RK и
Rg и напряжения Ек. Очевидно, что
________ т г>
«1 + ^2 7э°Кэ
или, поскольку U6o близко к нулю,
(злое)
Как было выяснено в предыдущем
пункте, значения сопротивлений Rg, Rr
и R2 определяют стабильность положе-
ния рабочей точки при изменении температуры и чувствительность схемы
к изменению величины коэффициента а в связи с заменой одного экземп-
ляра транзистора другим. Для повышения стабильности желательно Rg выби-
рать большим, а 7?! и /?2 —малыми. Однако при постройке каскада должны
быть приняты во внимание и другие соображения, касающиеся значений
этих сопротивлений. Так, величины R± и R2 должны быть не слишком малы,
с тем чтобы сопротивление не шунтировало заметно вход кас-
када.Из условия /?' > 7?вх и выражения (3.105) найдем, что должно быть
выполнено неравенство
Рис. 3.69. Схема каскада на сопротив-
лениях с общим эмиттером.
• 1^0 |
Яв>Яю(тп— 1)- (3.107)
Величину коэффициента т, как говорилось в предыдущем пункте настоя-
щего параграфа, желательно выбрать порядка 2-4-5. Так как, с другой сторо-
ны, входное сопротивление транзистора в схеме с общим эмиттером составляет
*) Расчет стабилизующих цепей и определение коэффициента стабилизации при
различных параметрах этих цепей приводится в ряде специальных монографий [22, 70, 711.
278
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. Ill
величину порядка нескольких сотен ом или килоом, то сопротивление
R, нужно взять порядка нескольких килоом. На самом деле его величина
может быть ограничена падением на нем постоянного напряжения /э0/?8,
вследствие чего при заданной величине Ек нельзя получить нужное напряже-
ние UK0 и выбрать достаточно большую величину сопротивления Нк. Этим
самым ограничивается возможное значение коэффициента тп, если не уве-
личивать его путем уменьшения сопротивлений Rx и Я2, т. е. ценой сниже-
ния входного сопротивления каскада.
Выбрав величину Ra, легко найти значения Rx и /?2, воспользовавшись
выражениями (3.105) и (3.106):
и
о _________________
Л2”(т_1)(£к_/аоДэ)
Наконец, не представляет труда определить
о ^к 7эо/?э
Лк— ——у
1К0
(3.108)
(3.109)
Разумеется, если сопротивление RK задано, то последнее выражение может
служить для определения величины R3.
Параметры транзисторного каскада на сопротивлениях для малых сигна-
лов можно найти по общим выражениям коэффициента передачи напряжения
и тока и входного и выходного сопротивлений четырехполюсников в систе-
ме Н, Z или У параметров (см. гл. I, § 3). Для упрощения анализа обычно
рассматривают раздельно области средних, высоких и низких частот сигна-
лов или, что то же, средние, малые и большие интервалы времени после
включения на вход ступенчатого напряжения. В области средних частот
(средних интервалов времени) параметры транзистора считают постоянны-
ми, блокировочный и разделительные конденсаторы — короткозамкнутыми,
а паразитные емкости из схемы исключают. В области низких частот (боль-
ших интервалов времени) учитывается сопротивление блокировочного и раз-
делительных конденсаторов. Наконец, в области верхних частот (малых
интервалов времени) принимаются во внимание* зависимость от частоты
параметров транзистора и паразитные емкости, а блокировочный и раздели-
тельные конденсаторы считаются короткозамкнутыми.
Если параметры транзистора заданы коэффициентами эквивалентного
ему четырехполюсника, то анализ схемы может быть проведен совершенно
формально, без обращения к эквивалентным схемам. Однако они, как и в слу-
чае электронноламповых каскадов, позволяют придать рассмотрению работы
каскада известную наглядность. На рис. 3.70, а приведена эквивалентная
схема рассматриваемого каскада, справедливая для сигналов низкой часто-
ты. Она получена простой заменой транзистора в схеме на рис. 3.69 эквива-
лентной ему цепью (см. рис. 2.35, а). Считая конденсаторы Cpi, Ср2 и Са6
короткозамкнутыми, найдем параметры каскада в области средних частот.
При этом воспользуемся табл. 1.2 и 2.2.
Входное сопротивление транзистора с нагрузкой в коллекторной цепи
D' __ Д«Дн .
к Нк+Нв-
Rbxt — Гб +
гк +Дк __ г
г8+(1—а)гк+Дк~ 6
ге
1 — а
(3.110)
S*]
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
279
(приближенное выражение при гэ < (1 -^- а) гк и 7?н < (1 — а) гк). Входное
сопротивление всего транзисторного каскада определяется как результат
-^1^2
параллельного соединения jKbxt и сопротивления rt, — д _|_д~ »
Выходное сопротивление транзистора
7?ВЫХ Т -
'•эГк+[(1 —а)>к + гэ](гб+Яо)
гб -Ьгэ + -^о
гэгк
гб + ^0
«гк(1—а)
(3.111)
При малом сопротивлении источника сигналов 7?0 оба слагаемых одного
порядка. С ростом 7?0 второй член убывает и jRBHxt стремится к величине
rK (1 — а). Для маломощных триодов 2?вых т порядка нескольких десятков
или сотни килоом. Выходное сопротивление транзисторного каскада
для внешней нагрузки (7?н) оп-
ределяется как результат парал-
лельного соединения сопротивле-
ний 7?выхт и 7?к. Как правило,
Rk Rвых, и поэтому величина
выходного сопротивления всего
каскада приблизительно равна RK.
Коэффициент усиления напря-
жения при Ro = 0, т. е. отношение
напряжения на нагрузке к напря-
жению, приложенному к транзи-
стору:
Ко=
= «2=_______(гэ—игв)Як_______
“б '•э(гк+гб+-Як)+гб(Як+(1—а)гк)~
-------------=2*5--- (3.112)
гэ + (1— «)П5
(приближенное выражение при
г8 « г„ и jR; « (1 - а) гк).
Если рассматриваемый каскад
нагружен на следующий транзи-
сторный каскад, собранный также
по схеме с общим эмиттером, и
сопротивление Н'к практически
совпадает с 7?вх т, то, как это сле-
дует из (3.112) и (3.110):
(З.ИЗ)
Обратим внимание на то, что
Рис. 3.70. Эквивалентные схемы транзистор-
ного каскада на сопротивлениях с общим
эмиттером для переменного напряжения и
тока низкой частоты.
эта величина численно совпадает
с максимальным значением коэффициента усиления тока рассматриваемого
каскада, который в общем случае (при R'v =/= 0) равен величине
агк
_____ГЭ-агк_______________________
Як + гэ + (1— “)гк ^К-Ь(1 —а)гк
(3.114)
Как уже отмечалось выше, параметры транзистора могут быть приве-
дены к ламповой системе, а транзистор (во всяком случае в области нижних
280
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. III
частот) заменен некоторой эквивалентной лампой. Представляя выраже-
ние (3.112) в виде К = =—- , получим
Следовательно,
агк—гв
-----7---71Н
_________Гб + ^э_________
*W6(1—а) + гэ (гк + гб) .
гб + гэ
Ri
и
_/л''б(1-и)+''а('-ц + ''б)
, гб + гэ
= ctrK —гй
ГбИ-Гэ
(3.115)
Первое из выражений (3.115) совпадает с выходным сопротивлением
транзистора при Ro = 0 (соотношение (3.111)) и со значением, приведенным
в гл. II, § 2 (соотношение (2.36)). На рис. 3.70, б приведена эквивалентная
схема рассматриваемого каскада, полученная заменой транзистора в выход-
ной цепи генератором с э. д. с. — рггб и внутренним сопротивлением Rt, а
во входной цепи — сопротивлением 7?вх (см. гл. II, § 2, п. 4).
Коэффициент усиления каскада может быть также представлен в виде
К = — SR'K. Если 7?к < Ri, то, как это следует из соотношения (3.112),
с а __ И
— гэ+(1—а)гб Ri ’
(3.116)
«Ламповые» параметры транзистора р, Rt и 8 могут быть определены не
только через сопротивления гй, Гб и г„ и величину а, но и, например, через
/7-параметры (см. гл. II, § 2). Они также могут быть,найдены графически
по семейству статических характеристик транзистора, совершенно так же
как параметры лампы находятся по семейству ее статических характеристик.
Коэффициент передачи напряжения всего каскада, включая цепь связи
транзистора с датчиком сигналов (Кю>), отличается от получаемого из выра-
, имеющим смысл коэффициента пере-
дачи напряжения и0 входной цепью. Вычисление его не представляет ника-
кого труда, если найдена величина 7?вх. Полагая, например, что R'K Ri,
а сопротивления Rt и R2 велики, и пользуясь выражениями (3.110) и (3.112),
получим
жения (3.112) множителем к, = ~
/tn-t-Л
—а.Кк
iz(0) = «2 ___________________
0 “о (Гб + -йо)(1—а)+гэ '
(3.117)
Это выражение отличается от приближенного выражения для Ко, стоящего
в правой части (3.112), только заменой Гб на Гб + Ro-
В качестве примера найдем параметры каскада с общим эмиттером,
построенного на триоде с г8 = 30 ом, г б = 400 ом, rK = 1 Мом и а = 0,95,
полагая, что R’K = 103 ом и Ro = 100 ом. Во-первых, заметим, что (1 — а) гк =
= 5-104 ом > R'K. Поэтому будем пользоваться приближенными выражения-
ми, написанными выше. Подставляя в выражения (3.110) — (3.112) соответ-
ствующие значения параметров, получим: 7?вхт = 1000 ом, R^uxt = 105 ком,
К = 19, Кт « 17 и Kj = 19. Величины К и Ki численно равны у = ~
= 19 потому, что при указанных значениях переменных величина R'K оказа-
лась равной jRbxt- Далее, пользуясь выражениями (3.115), найдем, что рас-
сматриваемый транзистор в области низких частот эквивалентен лампе
с Ri = 115 ком, р = 2200, S = 19 и входным сопротивлением Z?BX = 1 ком.
§ 4]
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
281
Из рассмотрения схем, приведенных на рис. 3.70, видно, что характери-
стики транзисторного каскада в области низких частот определяются цепями
связи и цепью стабилизации режима Rg, Сд$. Цепи связи дают снижение
усиления в области низких частот {К ->0 при со —>0) или, иначе говоря,
скалывание плоских вершин импульсов, совершенно подобно тому, как это
имеет место в электронноламповых каскадах с аналогичными цепями связи.
Поэтому для вычисления величины скалывания, обусловленного каждой
из этих цепей, или выбора параметров переходных цепей по заданному
скалыванию можно воспользоваться выражениями, приведенными в пп. 2
и 3 § 1 настоящей главы. При этом постоянная времени первой переходной
цепи
тР1 = СР1 + , (3.118)
а второй
^=с»(л-+я~рк)- <ЗЛ19>
Так как сопротивление /?вхт транзисторного каскада много меньше,
чем электроннолампового каскада с общим катодом или анодом, то для увели-
чения тр1, т. е. расширения временного диапазона усилителя или, иначе
говоря, расширения его полосы в область низких частот, емкости раздели-
тельных конденсаторов должны выбираться большими. Сопротивление,
входящее в выражение для постоянной времени тр2, также может быть мало,
если роль нагрузки каскада играет вход следующего транзисторного каскада.
Поэтому емкость Ср2 также должна быть большой.
В транзисторных схемах для связи каскадов нередко используют миниа-
тюрные электролитические конденсаторы, рассчитанные на сравнительно
низкое пробивное напряжение. Относительно большие утечки таких конден-
саторов не препятствуют применению их в качестве конденсаторов связи
вследствие малого входного сопротивления транзисторных каскадов.
Искажения сигналов, обусловленные цепью С^, Rs6, подобны искаже-
ниям, связанным с цепью автоматического смещения лампы. Действительно,
эта цепь включена последовательно с гэ (см. рис. 3.70, а). Поэтому, если
емкость Свб в схеме отсутствует или частота сигналов столь низка, что
ее сопротивление весьма высоко, то соотношение (3.112) с учетом Rg пере-
пишется в виде]
____________22________ О'
[гэ + Я0 + (1— «)гб к
(3.120)
(для простоты считаем, что гэ + R& < гк и R'K < rK (1 — а)).
Следовательно, включение RB сопровождается снижением усиления
каскада (вследствие введения отрицательной обратной связи), соответствую-
щего эффективному уменьшению крутизны транзистора до величины
<зл21>
Последнее выражение аналогично соответствующему выражению для эффек-
тивной крутизны лампы при RK =£= 0 (см., например, выражение (2.65)).
Далее, блокировка сопротивления RB емкостью Сэб приводит к тому, что
в области средних частот коэффициент усиления каскада сохраняется рав-
ным Ко = — SR'K, а при со —>0 К -*-S*R'K. Этот эффект совершенно анало-
гичен рассмотренному в п. 4 § 1 настоящей главы применительно к электрон-
ноламповому каскаду. Поэтому, не повторяя сделанных там выкладок,
можно написать следующее выражение для изменения выходного напряжения.
282
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
связанного с действием цепи стабилизации начального режима:
______________________________________________t
+ т“, (3.122)
где Um2= SUmlR'K, а тэ = • (В выражении для тэ на
самом деле должна стоять крутизна эмиттерного тока Sa, но с точностью,
достаточной для приближенных расчетов ее можно считать равной крутизне
коллекторного тока S.) Для того чтобы скалывание выходного напряжения
за время t' не превосходило определенной величины 0Э = р8. емкость блоки-
ровочного конденсатора должна удовлетворять условию
(3.123)
рэ
Вследствие относительно большой крутизны транзисторов величина Саб
при прочих равных условиях должна быть больше, чем в электроннолампо-
вом каскаде. Так как включение конденсаторов большой емкости сильно
Рис. 3.71. Эквивалентная схема транзисторного каскада
на сопротивлениях с общим эмиттером с учетом собствен-
ных емкостей транзистора.
увеличивает габариты и вес транзисторной схемы, то в ряде случаев (при
относительно небольшой величине Т?8) предпочитают не включать Саб,,
жертвуя величиной усиления каскада.
Полученные выражения для коэффициента передачи позволяют найти
характеристики каскада с общим эмиттером в диапазоне верхних частот
(переходные характеристики в области малых интервалов времени после
включения напряжения на вход), если в них учесть зависимость параметров
транзистора от частоты и емкость нагрузки. Эквивалентная схема каскада
для верхних частот приведена на рис. 3.71. Для упрощения будем счи-
тать, что емкость Сэ можно не учитывать, так как сопротивление эмитте-
ра гэ мало .(кроме того, если в схеме нет блокировочного конденсатора Cef),
то последовательно с ним включено относительно большее сопротивле-
ние 7?э). Совершенно так же в цепи базы не будем учитывать элементов Ге,
Сб. Наконец, положим, что сопротивление нагрузки транзистора 7?к
или |Zk| в пределах полосы пропускания каскада остается много меньше
выходного сопротивления транзистора. Тогда коэффициент передачи схемы
дается соотношением (3.117) и его частотная зависимость связана с зависимо-
стью от частоты коэффициента а.
Заменяя в соотношении (3.117) а на а =
— , получим
1+7<ота ’ J
—• ай'к
К™______.________ ,____________________
(Гб + /?о) (1 — а) + гв + /Ш (Гб + 7?0 + гв)
* 4]
ТРАНЗИСТОРНЫЕ. КАСКАДЫ
283
или
д-(О) Л'оо>
(3.124)
где
(гб + Яо) (1 — а) + гэ
(3.125)
Следовательно, частотная характеристика каскада в области верхних
частот
М= г 1..
1/ Л I
(3.126)
(3.127)
и верхняя граница полосы пропускания
f* == 1
'в 2лтт
Далее, переписывая (3.124) в операционной форме, имеем
*(0)W = iSr-
Отсюда изображение выходного напряжения при скачке входного напряже-
ния на величину Umi:
а его оригинал:
(3.128)
u^ = K™Um^-e
Время реакции каскада
/р = 2,2тт.
(3.129)
Таким образом, при малой нагрузке полоса пропускания (время реак-
ции) каскада с общим эмиттером ограничена величиной тт. При гё + Ro^r^.
тт = Q * ч, (3.130)
т 1 —а 2л (1 — a) fa ' '
и
/;«(1-а)/о. (3.131)
Так, например, у высокочастотного транзистора П407 fa = 2-107 гц и a =
— 0,95. Следовательно, при малой нагрузке у каскада с общим эмиттером,
построенного на этом транзисторе, ft — 1 Мгц и tp a 0,3 мксек.
Выражения (3.130) и (3.131) справедливы для транзисторного каскада,
нагруженного на следующий каскад с общим эмиттером. Поэтому из соотно-
шений (3.131) и (3.113) имеем
|tf0|fS = a/o. (3.132)
По своему виду это выражение сходно с выражением для произведения
коэффициента усиления и верхней границы полосы пропускания электронно-
лампового каскада на сопротивлениях (3.18). Однако, в то время как у элек-
тронноламповых каскадов произведение Koft остается неизменным при
варьировании нагрузки 7?н в широких пределах, выражение (3.132) отно-
сится только к случаю совпадения нагрузки с входным сопротивлением
каскада. Изменение сопротивления нагрузки сопровождается изменением
коэффициента усиления при постоянной величине граничной частоты ft
(пока |Zk| <С |£Выхт|)- Поэтому уменьшением нагрузки нельзя расширить
284
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. IIJ
полосу пропускания каскада. Она может быть расширена введением в каскад
отрицательной обратной связи (например, незашунтированного емкостью
сопротивления Вэ). При этом, как легко проверить, пропорционально увели-
чению /в уменьшается коэффициент усиления каскада.
Переходя к относительно большому сопротивлению нагрузки, положим
сначала, что она представляет собой чисто активное сопротивление. Прене-
брегая в числителе выражения (3.112) сопротивлением гв по сравнению
с агк и заменяя гб на Гб + с тем, чтобы учесть конечную величину сопро-
тивления источника сигналов, получим
JZ(O> а
n-0 1
«1 + ~- а2
гк
(1—а)(^+Я0)+гэ ,
гдей1=—------------- и а 2 = гэ + гб + “о- Заменяя далее а на а (р)=
__ а
~ 1+РТа
гк (р) = , после простых преобразований найдем
к на
К"» (р\ =-------
w А+Вр + Ср^'
(3.133)
где А = + — а2, В = (at + — ) та + — тк и С — — татк. Замечая, что
К гкУ гк гк
К™ = — -X , перепишем это выражение в виде К(М (р) = ^р__” )Р(р—р2) ’ где
В А
Pt и р2 — корни уравнения р2 + р + =0. Изображение выход-
ного напряжения при скачке напряжения на входе:
а его оригинал:
и2 (р) = Щ (р) К™ (р)
^оО> UmiPlP2
р(р—Р1)(р—Рг) ’
(3.134)
Заменив в соотношении (3.133) оператор р на /со и написав модуль полу-
ченного таким образом выражения, найдем уравнение частотной характе-
ристики каскада с общим эмиттером с активной нагрузкой:
_____________1___________
V С1”’
(3.135)
Затем, находя значение to = to*, отвечающее М = М* =
1
1/2’-
определим
верхнюю границу полосы пропускания рассматриваемого каскада:
X-./Х_Х1+|/Г--—
2л I/ С 2С2 V < С 2С2 ) С2 ’
(3.136)
Вычислим для примера верхнюю границу полосы пропускания и переходную
характеристику транзисторного каскада в случае гэ = 30 ом, rK = 1 Мом,
а = 0,95, /а = 10 Мгц, Ск — 40 пф, г’6 + Во = 600 ом и В'к = 3 ком.
Замечая, что та — 1,6-10® сек и тк = CKrR = 4-10"5 сек, и производя соот-
ветствующие вычисления, получим: А = 2-10~2, В = 2,5-10-8 сек, С =
= 4-10-16 сек2. На основании равенства (3.136) определяем верхнюю границу
полосы пропускания: /в » 130 кгц. Далее находим корни уравнения р2 +
+ Х-р + -X = 0: pi — — 0,08-107 сек-1 и р2 = — 6,2-107 сек-1. Вели-
$ 4]
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
285
чина К'®’ = — 50. Поэтому при включении на вход каскада ступень-
ки напряжения Z7mi изменение выходного напряжения следует зависимости
°’08 ^-<5.2.1071____________________________6,2 R-|(|6f \
6,1 С 6,1 J ‘
и2 — — 50Z7mi 1 4
I 1 I
Поскольку Tj = | — I
новления выходного напряжения практически определяется величиной
Tj (третье слагаемое в скобках) и время реакции каскада tp « 3-10-6 сек.
Из изложенного следует, что при относительно малом сопротивлении
нагрузки полоса пропускания и время реакции каскада ограничены зависи-
мостью от частоты коэффициента а, и переход-
ная характеристика представляет собой экспо-
ненциальную функцию с постоянной времени
та. При большом сопротивлении нагрузки
(^>ЙВЫ1Т) существенную роль играет по-
стоянная времени тк, а переходная характери-
стика приобретает более сложный вид (рис. 3.72)
с характерным замедлением изменения уровня
из со-
= С0. Одна-
выражения
значительно
11 I
— , то общее время уста-
Р2 I
Рис. 3.72. Вид переходных
характеристик каскада с общим
эмиттером при различном со-
отношении сопротивления на-
грузки и выходного сопротив-
ления транзистора.
выходного сигнала в начальной фазе
отношения (3.134) видно, что^^_о
ко следует иметь в виду, что
(3.128) и (3.134) соответствуют простейшей
аппроксимации зависимости a (t). Если восполь-
зоваться соотношением (2.43), то при малой
нагрузке структура выражения и2 (0 будет аналогична структуре выра-
жения (3.134), а при большой нагрузке еще дополнительно усложнится.
Учет емкости Сн приводит к дальнейшему усложнению вида стацио-
нарной и переходной характеристик каскада, поскольку при этом величина
Я'
R'K должна быть заменена на Z'K — л . . r - О возможности или
невозможности пренебречь емкостью Сп можно судить по соотношению
времен реакции нагрузочной цепи и транзистора, работающего с активной
нагрузкой. Так, в приведенном выше численном примере нагрузку в первом
приближении можно считать активной, если тн < Тр Для этого емкость
Сн должна быть значительно меньше 400 пф. Если же, наоборот,
Сн> 400 пф и, следовательно, тн > Ti, то в первом приближении сам тран-
зистор можно считать безынерционным. Приближенные выражения частот-
ной (переходной) характеристики каскада можно найти, заменив в соотно-
шении (3.117) R'K на Z’K (или R'K (р)).
Приведенное рассмотрение работы транзисторного каскада в области
высоких частот скорее позволяет оценить величины и tp и указать глав-
ные источники искажения формы сигналов, чем исследовать детали искаже-
ний. Профессиональный расчет транзисторных каскадов основан на более
тщательном учете зависимости параметров транзистора от частоты, но свя-
зан с громоздкими выкладками и сложными окончательными выражениями,
которые здесь не приводятся.
При настройке транзисторных усилителей широко применяются транс-
форматорные схемы (рис. 3.73), позволяющие согласовать нагрузку (7?н)
и выходное сопротивление транзистора (7?ВЫх т) Для получения максимальных
значений выходной мощности, напряжения или тока при заданных значе-
ниях /?н и 7?Вых т- Пользуясь «ламповыми» параметрами транзистора, можно
286
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. 111
рассматривать трансформаторные транзисторные каскады по аналогии
с трансформаторными злектронноламповыми каскадами. При этом, исключая
специальные случаи использования весьма низкочастотных транзисторов
или постройки относительно широкополосных трансформаторных схем,
Рис. 3.73. Схема трансформаторного каскада
с общим эмиттером.
параметры транзистора в первом
приближении можно считать неиз-
менными в пределах полосы про-
пускания, задаваемой трансформа-
тором (см. § 1 настоящей главы).
Тогда для определения стационар-
ных или переходных характеристик
транзисторного трансформаторно-
го каскада можно воспользоваться
выражениями, приведенными в п. 6
§ 1 настоящей главы, заменив в
них S, и (I значениями, полу-
ченными из выражений (3.115) и
(3.116).
Как ив ламповой схеме, от ве-
личины коэффициента трансформа-
ции зависят и коэффициент усиле-
ния каскада и его стацйонарная (переходная) характеристика. Если нагрузкой
трансформаторного каскада служит вход следующего транзисторного каска-
да, то Кн < Кг = 7?Вых т и из соотношения (3.40) следует, что
Ко
п ’
(3.137)
т. е. для увеличения коэффициента усиления напряжения (как и коэффи-
циента усиления мощности) в схему должен быть включен понижающий
трансформатор (в отличие от повышающего междулампового трансформа-
тора).
Если, например, каскад строится на триоде П101 ^/?вх= 1 ком, Rt —
= 15 ком, р, = 500), то оптимальный коэффициент трансформации (соответ-
ствующий тому, что пересчитанное в первичную цепь сопротивление нагруз-
ки Кв — = п = у/Г~у = 0,25. При этом значении коэффициент
усиления каскада К = у п — 60, тогда как в схеме с разделительной
.КС-цепью | К | «30.
3. Усилительный каскад с общим коллектором (каскад с эмиттерной
нагрузкой). Схема каскада с нагрузкой в цепи эмиттера и разделительными
КС-цепями приведена на рис. 3.74, а полная эквивалентная схема — на
рис. 3.75. Общие принципы анализа работы схемы при малых сигналах ничем
не отличаются от принципов анализа каскада с общим эмиттером. Как обыч-
но, положим, что в области средних частот конденсаторы Ср1 и Ср2 коротко-
замкнуты, а емкость Сн, собственные емкости транзистора и зависимость
а от частоты не учитываются, и вновь воспользуемся табл. 1.2 и 2.2.
Входное сопротивление транзистора, работающего в схеме с общим
коллектором при гб < гк и г„ (1 — а) > К8 > г8, К; = , равно
•пэ-Т“.пн
Квх - -)
гк ('•э+Кэ)
'•«(1— о)+Кэ
Гб 4
Яэ
1—а
(3.138)
и существенно зависит от величины нагрузки К8. При этом Квх > К8 и если
К8 порядка нескольких килоом, то Квх может иметь величину порядка сотен
§ 4J
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
287
килоом. Полное входное сопротивление каскада представляет собой парал-
лельное соединение Квх и R’ — .
Выходное сопротивление транзистора
#выХ т = гэ + rK (1 — а) ~~Р~ « га + (гб + /?0) (1 — а).
/К"Г-ПО
(3.139)
При малом сопротивлении источника сигналов Ro величина /?вых т порядка
нескольких десятков ом. С возрастанием Ro растет и выходное сопротивле-
ние, однако вследствие малости величины (1 — а) остается много меньшим
последнего.
Сравнивая выражения (3.139) и
(3.116), заключаем, что при Ro < те
ЯвыхТ~^~4- (3-140)
совершенно так же, как выходное сопро-
тивление лампы со стороны ее катодной
цепи в области низких частот практически
1 ** ..
равно -у-. Выходное сопротивление кас-
када с общим коллекторов найдется как
параллельное соединение Квыхт и Ra:
КВЬ1Х = j сп 1 (3.141)
1 -f- Kj/lg
Рис. 3.74. Схема каскада с нагруз-
кой в цепи эмиттера (каскада с об-
щим коллектором).
1 wr I
так как обычно R3 -тг, то оно практически совпадает с величиной .
Коэффициент усиления напряжения рассматриваемого каскада (при
гъ + к8 < Гк)
ЛЛ<0, =------------------------------, « —_________________ . (3.142)
йэ+гэ+(гб + Яо)(1-а)+(гб+Яо)J^-8 /?8+r«+<r6+«o)(l-a)
гк
Его величина приближается к единице по мере увеличения R3. Полярность
выходного напряжения совпадает с входной. По аналогии с ламповым
Рис. 3.75. Эквивалентная схема реостатного каскада с общим
коллектором.
каскадом с общим анодом каскад с общим коллектором называют эмиттерным
повторителем.
Наконец, коэффициент усиления тока такого каскада
к
К,----------------------,
Ке-|-гэ-}-гк(1—а)
(3.143)
288
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
как и у катодного повторителя имеет величину, значительно большую
единицы.
Представляя соотношение (3.142) в виде К = Эр~, можно заменить
•“э '
транзистор, включенный по схеме с общим коллектором, эквивалентной
лампой с параметрами
р=1 и 7?г=гэ+(гб + 7?0)(1 —а)=-^-. (3.144)
Каскад с анодной нагрузкой, построенный на лампе с такими пара-
метрами, имеет такое же усиление и выходное сопротивление, как и эмиттер-
ный повторитель. Эта замена аналогична замене лампы на эквивалентную
в схеме катодного повторителя (см. выражение (3.62)), но так как параметры
транзисторного каскада даже в области низких частот существенно зависят
от сопротивления источника сигналов Ко, то от его величины зависят и пара-
метры RL и S эквивалентной лампы.
Характеристики эмиттерного повторителя на низких частотах
ляются цепями связи, которые дают снижение усиления в области
частот (К -> 0 при <о 0) или, иначе говоря, скалывание плоских
импульсов (и2 -> 0 при t оо). Постоянные времени этих цепей
опреде-
низких
вершин
Tpi
(3.145)
(3.146)
ТР2
Входное сопротивление каскада с общим коллектором много больше,
чем каскада с общим эмиттером. Поэтому при одинаковых емкостях Ср1
в обоих каскадах искажения сигналов во входной цепи каскада с общим
коллектором будут значительно меньшими.
Для того чтобы найти частотную характеристику каскада в области
верхних частот и изменение выходного напряжения непосредственно после
скачка входного напряжения, напишем операционное выражение коэффи-
циента передачи Кт (р). Для этого в выражении (3.142) заменим а на
-—-—, гк на —и Гб на г в (по-прежнему для простоты считаем, что гб
1 — Р^а 1 + РТК
полностью шунтировано емкостью Сб, а емкость Са не учитываем вследствие
малости га). Нагрузку R'a будем считать чисто активной.
Переписывая соотношение (3.142) в виде
у^<о> .____гк_____
а1+а2гк + азагк ’
_ (Гб + ^0)(ГЭ + Яд) _ Яд + ГЭ + Гб +
тде tZj , а2
ряда промежуточных преобразований получим
А'<0) (о) = К10У —_____
л ло 1+Лр4-Вр2’
_ гб+^о
и
после
(3.147)
где А = 01 (т« + Та) + а2^Та и В = —--------------------х--------.
°1 + а2г к + аЗагк а1 + а2гк + a'<flr к
выраже-
Заменяя в
нии (3.147) р на /со и находя модуль выражения Кт (/<о), получим уравне-
ние частотной характеристики каскада с общим коллектором
(3.148)
М- *
У (1 —ВСО2)2 + СОМ2
Наконец, приравнивая М = р- , найдем верхнюю границу полосы
S 4]
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
289
пропускания каскада:
р = 1 1/ 2Та + 2В —Л2
в ~ 2л |/ 2В2
1//2та + 22?-Д2 \2 1
< 2В2 J + 52 *
(3.149)
Представляя равенство (3.147) в виде
где Pi и р2 — корни уравнения Р2+ ^- р +-^- = О, напишем изображение
выходного напряжения
1
и2 (Р) = «1 (р) Kw (р) = K™Pip2xa Umi р ^pj(p_p2}
Пользуясь табл. 1.1, найдем оригинал:
u2(t) = K<°>Uml [1 + —р^е:₽2‘] • (3.150)
При t = 0 и2 = 0 и < о =0, а при t -> оо и2 (t) -> ^‘0)Z7ml.
В зависимости от параметров схемы и транзистора напряжение и2 (t) —
монотонная или немонотонная функция времени, и величина и2 приближает-
ся к стационарному значению либо со стороны и2 < K^Umi, либо со сто-
роны и2 > К^уит1. Причину сложного характера изменения выходного
напряжения можно понять, рассматривая эквивалентную схему каскада
(см. рис. 3.75). Действительно, даже если бы в схеме не было генератора а13,
выход каскада был бы связан со входом через Т-образный делитель, состоя-
щий из сопротивления гр, цепи гкСк и сопротивления г8. Поэтому выходное
напряжение слагается из напряжения, переданного через эту цепь и из
падения напряжения на R's за счет действия генератора а,1в. В зависимости
от соотношения постоянных времени установления этих составляющих
напряжения изменяется и характер и2 (£)
При комплексной нагрузке соотношения, описывающие частотную
и переходную характеристики каскада, дополнительно усложняются, что
затрудняет пользование ими. В первом приближении, пренебрегая в экви-
валентной схеме транзистора сопротивлением rs, можно считать, что емкость
Сн складывается с емкостью перехода Ск, увеличивая этим самым постоян-
ную времени тк. Однако это приближение может привести к существенным
неточностям, особенно при больших значениях Сн. Не рассматривая здесь
этот вопрос подробно, отметим, что в схеме с большой постоянной времени
эмиттерной цепи, при резком изменении уровня входного сигнала, могут
наблюдаться явления, аналогичные явлениям в катодном повторителе
с большой постоянной времени катодной цепи лампы. Именно, резкое изме-
нение уровня входного сигнала в направлении, уменьшающем эмиттерный
ток, может привести к запиранию эмиттерного перехода транзистора и, таким
образом, к выключению основного механизма прохождения сигнала через
каскад. (В п — р — n-транзисторе для этого уровень входного сигнала дол-
жен снижаться, а в р — п — р-триоде — увеличиваться.) Как и в катодном
повторителе, изменение напряжения на выходе эмиттерного повторителя
при этом слагается из двух стадий: первая — относительно медленная —
протекает с постоянной времени т « CKR3, пока напряжение и2 не достиг-
нет такого значения, при котором эмиттерный переход вновь откроется;
во второй стадии выходное напряжение изменяется с относительно большой
19 А. М. Бонч-Бруевич
290
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. НВ
скоростью, и в области, где транзистор можно считать линейным устрой-
ством, приблизительно следует зависимости (3.150).
Общий анализ работы эмиттерного повторителя в нелинейном режиме-
сопряжен с крайне громоздкими выкладками, и поэтому в специальной
литературе рассматриваются лишь некоторые, наиболее простые стороны
паразитных явлений в схеме [72].
4. Усилительный каскад с общей базой. На рис. 3.76 приведена схема
каскада с общей базой с 7?С-цепями связи, а его эквивалентная схема для
Рис. 3.76. Схема каскада с общей Гис. 3.77. Эквивалентная схема каскада с общей
базой. базой.
малых сигналов изображена на рис. 3.77 (без указания цепи подачи началь-
ного базового напряжения). Пользуясь табл. 1.2 и 2.2 и принимая во вни-
мание обычные соотношения между численными значениями параметров;
транзисторов (ге < гк, гэ < гб, а ~ 1), получим для области средних частот:
т-, I йк ^*К (1----1 /Л X
Явх^э + Гб------« Гэ + гб(1 —а),
ЛкЧ-z-K
р ______ гэ+гб(1 — а) + -Яо
Явых “Гк rs + r6 + R0 '
\ гку ~_ад к__
, . ,_/ гэ4-Я0 А ~гэ+'’б(1 —а)4-Л0 ’
(гэ+гб + Яо) ( ! + - J-'-C ( а-ЧН-2- )
\ гк / \ ГК У
--<WK
К г =-----~ —а.
гк-|-Як
(3.151>
(3.152>
(3.153)»
(3.154>
Транзистор, включенный по схеме с общей базой, обладает малым вход-
ным сопротивлением (порядка нескольких десятков ом), величина которого
совпадает с выходным сопротивлением транзистора, работающего в схеме
с общим коллектором (»1/5). Такого же порядка величина входного сопро-
тивления всего каскада, представляющая собой результат параллельного*
соединения 7?вх и Rs. Поэтому датчики сигналов, за исключением крайне
низкоомных, работают с каскадом с общей базой в режиме, близком к корот-
кому замыканию. Во многих случаях это делает нерациональным приме-
нение таких каскадов или- требует включения между датчиком и входом*
каскада трансформатора, что усложняет усилитель и, вообще говоря, ухуд-
шает его характеристики.
Выходное сопротивление каскада с общей базой относительно велико-
(порядка гк при большом сопротивлении Ro), а коэффициент усиления тока
] Кт | = 1. Поэтому, включая в коллекторную цепь каскада сопротивление»
§ 5]
ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
291
Вк, значительно превышающее сопротивление входной цепи, можно полу-
чить большой коэффициент усиления Кт.
Частотную и переходную характеристики каскада можно найти по обыч-
ным правилам. Сопоставляя выражения коэффициентов передачи каскадов
с общим эмиттером и общим коллектором, заметим, что выражение (3.153)
получается из (3.117) заменой гс + По на гб и гэ на г3 + Во. Поэтому выра-
жения для частотной характеристики каскада в области верхних частот,
верхней границы полосы пропускания, переходной характеристики и вре-
мени реакции могут быть получены заменой соответствующих сопротивле-
ний в выражениях (3.125) — (3.129). Характеристики каскада в области
низких частот (и скалывание вершин импульсов) определяются переход-
ными цепями.
§ 5. ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
1. Выходной электронноламповый каскад с непосредственным включе-
нием нагрузки в анодную цепь лампы. Выходной каскад усилителя пред-
ставляет собой непосредственный источник энергии сигналов, подводимый
к устройству, которое предназначено для регист-
рации, запоминания или обработки информации,
полученной от датчика (осциллографическая трубка,
шлейф, стрелочный прибор, пишущее устройство, ме-
ханический регистратор, специальная радиоэлектрон-
ная схема для анализа или сортировки сигналов по
тому или иному признаку и т. д.). Это устройство
определяет, каково сопротивление нагрузки выход-
ного каскада и каковы должны быть уровень и мощ-
ность выходного сигнала. На отдачу этой мощности
4
Рис. 3.78. Эквивалент-
ная схема для перемен-
ного тока анодной цепи
лампы выходного каска-
да с непосредственным
включением нагрузки.
при заданном сопротивлении нагрузки и должен
быть рассчитан выходной каскад.
Так как выходной каскад работает при большем
уровне сигналов, чем предыдущие каскады, то по-
мимо линейных искажений вероятны нелинейные
искажения проходящих через него сигналов. Поэтому, если вопрос
о мощности источников питания не имеет первостепенного значения, то
предпочтительно использовать лампу в режиме класса А. Выбор этого режима
особенно существен, если выходной каскад однотактный.
Вследствие большой амплитуды сигналов, действующих на входе око-
нечного каскада, выражения, полученные для малых сигналов, могут быть
использованы для расчета такого каскада лишь с известными оговорками.
В ряде случаев анализ работы каскада невозможен без обращения к семей-
ствам характеристик ламп и использования графоаналитических методов.
Рассмотрим оконечный каскад с активной нагрузкой, включенной непо-
средственно в анодную цепь лампы, которая работает в режиме класса А.
Будем иметь в виду задачу получения от каскада возможно большей мощ-
ности при условии малых нелинейных искажений сигналов. Эквивалентная
схема каскада в упрощенном виде без учета ряда паразитных параметров
(ови обусловливают линейные искажения сигналов, которые здесь не рас-
сматриваются), работающего на активное сопротивление 7?н, изображена
на рис. 3.78. Эта схема, по существу, в равной степени относится к работе
лампы в схеме с любым общим электродом и к двухтактным каскадам, так
как под величинами /?,- и р можно понимать параметры эквивалентной
лампы (см. § 2 настоящей главы). Для определенности будем иметь в виду
однотактный каскад с общим катодом.
На рис. 3.79 представлено семейство анодных характеристик лампы
и нанесены линии, отделяющие криволинейные участки характеристик
19*
292
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ш
(MN), область протекания сеточного тока (ML), и линия предельного режима
работы по величине рассеиваемой на аноде мощности (PQ).
Из этих графиков видно, что наибольшая мощность в нагрузке задан-
ной величины выделяется в том случае, если динамическая характеристика
опирается своими концами на линии MN и ML, т. е. если амплитуда напря-
жения на сетке лампы изображается половиной отрезка тп. Большая ампли-
туда недопустима, так как появятся значительные нелинейные искажения,
а уменьшение амплитуды сопровождается снижением величины мощности,
отдаваемой каскадом. Изменение сопротивления нагрузки (напряжение
источника питания анодной цепи будем считать неизменным) одновре-
менно
изменяет величину мощности,
Рис. 3.79. Графическая иллюстрация работы
выходного каскада с непосредственным вклю-
чением активной нагрузки в анодную цепь
лампы.
выделяющейся в нагрузке (она
изображается площадью треуголь-
ников А ап и А'а'п' при двух
значениях сопротивления 7?н), и
амплитуду сигнала, необходимого
для получения этой мощности.
Определим величину мощно-
сти, выделяющейся в нагрузке,
считая, что при изменении сопро-
тивления 7?н выбирается наиболее
выгодная величина сигнала. Из
приведенных графиков легко мож-
но заключить, что амплитуда пере-
менного тока в анодной цепи лам-
пы (она изображается отрезком
А а) равна
j а __ №a Ua) l^Umi I Rn /3 1 59)
(смысл входящих сюда величин
очевиден из рис. 3.79).
С другой стороны, на основании эквивалентной схемы каскада, приве-
денной на рис. 3.78,
Исключая из обоих
для /та и, замечая, что
найдем
/~ = |*ЯГПГ.' (ЗЛ60>
уравнений переменную Uml, получим выражение
выделяющаяся в нагрузке мощность
Ен-—2 .
* н —
8(Я,-|-7?н)2
Обычно величины Ut и /а 7?н значительно меньше, чем напряжение
источника питания анодной цепи схемы, и следовательно, неискаженная
мощность, отдаваемая каскадом,
р &Еа
н ~ 8Ri (1 + а)2 ’
(3.161)
где б = .
Находя производную dPJda и приравнивая ее нулю, можно убедиться,
что отдаваемая каскадом мощность наибольшая, если
a = Oopt=l, (3.162)
тг. е. .если сопротивление нагрузки равно внутреннему сопротивлению лампы.
S’ 5] ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ 293
Этот результат совпадает с положением, известным из любого курса
электротехники: источник электрической энергии отдает во внешнюю Цепь
максимальную мощность, если сопротивление нагрузки равно внутреннему
сопротивлению источника.
В оконечных каскадах с непосредственным включением нагрузки в анод-
ную цепь лампы выполнить условие (3.162) далеко не всегда возможно, так
как величина сопротивления нагрузки обычно задается, а выбрать лампу
с внутренним сопротивлением, равным 7?н, бывает либо трудно, либо вовсе
невозможно. Поэтому при непосредственном включении нагрузки в анод-
ную цепь лампа отдает нагрузке относительно малую мощность, а для ее
повышения приходится переходить к мощным лампам. Вместе с тем, так
как начальный анодный ток 1а0 сравнительно велик, велика и мощность,
расходуемая источниками питания. Поэтому к. п. д. каскада мал.
Амплитуду сеточного напряжения, которая необходима для получения
в нагрузке каскада мощности, определяемой выражением (3.161), найдем,
исключив из соотношений (3.159) и (3.160) переменную 1та — так называе-
мую «раскачку» каскада. Это дает
Гт1= . (3.163)
Выражение (3.163) позволяет выяснить, каков должен быть коэффи-
циент усиления напряжения каскадов, предшествующих оконечному, если
известна амплитуда напряжения, даваемого источником сигналов.
Кроме того, пользуясь им, легко найти величину необходимого сеточ-
ного смещения лампы оконечного каскада из очевидного соотношения:
| Uco I = Umi — Uc, где Uc — сеточное напряжение, соответствующее
характеристике, ограничивающей рабочую область, в которой может рас-
полагаться динамическая характеристика каскада (линия ML на рис. 3.79).
Написанные соотношения настолько просты, что не нуждаются в число-
вом примере.
2. Выходной каскад с трансформаторным включением нагрузки в анод-
ную цепь лампы, работающей в режиме класса Л. Применение трансформа-
торов в выходных каскадах усилителей позволяет получить большую отдачу
мощности в нагрузку при заданных значениях сопротивления нагрузки В„
и внутреннего сопротивления лампы. Известно, что входное сопротивление
трансформатора без потерь, вторичная обмотка которого замкнута на сопро-
тивление 7?н, равно 7?н = (см. гл. I, § 1). Поэтому, если для отдачи
лампой максимальной мощности в ее анодную цепь следует включить сопро-
тивление В'н = oBt, а фактическое сопротивление нагрузки 7?п, то, включив
нагрузку через трансформатор, имеющий коэффициент трансформации
(3.164)
можно поставить лампу в режим оптимальной работы. При малых потерях
в трансформаторе выделяющаяся в нагрузке мощность мало отличается
от мощности сигнала, даваемого лампой трансформатору. В случае < В,
коэффициент трансформации п < 1, однако введение трансформатора в схему
приводит не только к повышению мощности в нагрузке, но и к возрастанию
на ней напряжения по сравнению с напряжением сигнала при непосред-
ственном включении нагрузки в анодную цепь лампы.
Недостаток трансформаторного включения нагрузки заключается в воз-
растании при этом линейных искажений (см. п. 6 § 1 настоящей главы).
Обычные «низкочастотные» трансформаторы применяются в усилителях
низкой частоты, предназначенных для усиления сигналов, спектр которых
294
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. Ill
ограничен частотой порядка нескольких десятков килогерц. Специальные
конструкции импульсных трансформаторов позволяют строить схемы, пред-
назначенные для усиления кратковременных импульсов. В широкополосных
усилителях с большой точностью воспро-
изведения трансформаторы не применя-
ются.
На рис. 3.80, а изображена эквива-
лентная схема для переменного тока транс-
форматорного оконечного каскада, нагру-
женного на активное сопротивление Rn
(без учета паразитных параметров). Считая,
что потери в трансформаторе невелики,
Рис. 3.80. Эквивалентная схема для
переменного тока анодной цепи лам-
пы каскада с трансформаторным вы-
ходом (без учета паразитных пара-
метров).
можно эту схему представить в виде цепи,
изображенной на рис. 3.80, б. Для того что-
бы найти мощность, выделяющуюся в на-
грузке, вновь обратимся к семейству стати-
ческих анодных характеристик' лампы,
причем, как и прежде, нанесем ограни-
чивающие линии MN, ML и PQ (рис.
3.81).
В трансформаторном каскаде нет па-
дения постоянного напряжения на со-
противлении нагрузки, а падением на-
пряжения на сопротивлении первичной
обмотки трансформатора можно пренеб-
речь. Поэтому анодное напряжение лам-
пы не зависит от величины сопротивления 7?н и начальная рабочая точка
располагается на прямой па
£7а0 « Еа. Как и в случае оконечного
Рис. 3.81. Графическая иллюстрация работы выходного
каскада с трансформаторным включением нагрузки.
каскада с непосредственным включением нагрузки, наивыгоднейшее положе-
ние динамической прямой такое, при котором она опирается своими концами
на ограничивающие линии MN и ML.
На рис. 3.81 проведены три нагрузочные прямые, соответствующие трем
различным значениям сопротивления 7?н. Величина мощности, выделяющая-
ся в нагрузке, изображается треугольниками А ап, А'ап' и А" ап". При неко-
тором значении сопротивления 7?в она оказывается максимальной.
Из графиков на рис. 3.81 легко получить
Т = . (3. 165)
*4
« 5]
ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
295
С другой стороны, из эквивалентной схемы каскада, приведенной на
рис. 3.80, б, следует, что
/та = -^т. (3.166)
Исключая из выражений (3.165) и (3.166) переменную Umi и замечая,
Z2 R'
-что Рн = , получим для неискаженной мощности, отдаваемой кас-
кадом,
р __ (^аО t^a)2 а ~ Ea a /о л ny,
" 2Rt (2-Н)2 ~ 2Я; (2 + а)2 ’ '
где
a = J. (3.168)
Легко видеть, что при
а = oOpt = 2 (3.169)
значение Рп достигает максимальной величины, равной
(3.170)
Таким образом, каскад с трансформаторным выходом отдает наиболь-
шую неискаженную мощность, когда сопротивление нагрузки, пересчитан-
ное в первичную цепь трансформатора (величина R'H), вдвое больше внут-
реннего сопротивления лампы. Этот результат отличается от приведенного
выше, когда анодное напряжение лампы не оставалось неизменным при раз-
личных сопротивлениях нагрузки.
Соотношение (3.170) справедливо, если, во-первых, нагрузка лампы
оптимальна и, во-вторых, на входе действует оптимальная раскачка.
Для соблюдения первого условия коэффициент трансформации должен
быть выбран на основании соотношения, которое вытекает из выражений
<3.164) и (3.169):
noPt=/>- (3.171)
Оптимальную величину раскачки найдем, исключая из соотношений
<3.165) и (3.166) переменную /т0. Это дает
тт (^ао — Uа) а + 1 /о 4
I'm! ----- 1
и при а = aopt = 2
^mlopt = 4^=^. (3.173)
[л
Написанные соотношения вместе с рассмотрением характеристик лампы
дозволяют рассчитать выходной каскад схемы. На самом деле характери-
стики лампы не строго прямолинейны даже в узком интервале изменения
потенциалов электродов, а нагрузка усилителя не представляет собой чисто
-активного сопротивления (хотя бы вследствие наличия паразитных пара-
метров). Поэтому оконечный каскад обычно рассчитывают на мощность,
.превосходящую на 20—30% ту, которую он фактически должен отдавать.
Расчет ведут для наибольшего сопротивления нагрузки (большей частью
•оно соответствует низшей частоте рабочего диапазона усилителя). Значение
коэффициента а выбирается несколько большим <zopt, порядка 2,5—4. При
этих условиях нелинейные искажения, вносимые каскадом, оказываются
<на самом деле малыми.
296
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
£ГЛ. III
Для иллюстрации написанных соотношений положим, что выходной
трансформаторный каскад строится на лампе 6С4С (Rt = 840 ом, р, = 4,
Ра пр = 15 вт), причем в нагрузке RK = 600 ом необходимо получить мощ-
ность сигнала Рк =3 вт (эта цифра взята с запасом). Семейство статиче-
ских анодных характеристик лампы приведено на рис. 3.82. Линия MN отсе-
кает резко криволинейные участки ха-
рактеристик.
Выбирая а = 3, получаем R'n =
= aR, = 2500 ом и необходимый коэф-
фициент трансформации выходного тран-
Найдем величину начального анод-
ного напряжения лампы, переписав со-
отношение (3.167) в виде
tfao = tfS+ ]/2РнЯг-£±^ .
Подставляя в это выражение цифры
(С7а = 30 в), получаем Ua0 = 230 в.
Далее, пользуясь формулой (3.172),
найдем раскачку С7т1 = 40 в. Пола-
гая, что смещение будет взято по аб-
солютной величине равным Uml, т. е.
Uсо = — 40 в, найдем, что начальная
рабочая точка должна совпадать с пе-
ресечением прямой U& = Ua0 = 230 в
с характеристикой, соответствующей
Uсо = — 40 в (точка Л). Через эту точ-
ку проведена динамическая характе-
ристика ^прямая тп, составляющая с абсциссой угол у = —arctg .
Как и следовало ожидать, динамическая характеристика располагается
в области приблизительно прямолинейных участков характеристик лампы.
Несмотря на это, длина отрезка Ат несколько превышает длину отрезка Ап.
Поэтому каскад вносит некоторые нелинейные искажения в форму сигналов.
Надежнее всего о них можно судить, сняв амплитудную характеристику
построенного каскада или усилителя в целом. По виду же характеристик
лампы может быть сделана скорее качественная, чем количественная оценка
нелинейных искажений сигналов. Ценность такой оценки снижается еще
больше, если принять во внимание обычный разброс характеристик у раз-
личных экземпляров ламп одного и того же типа.
Поскольку точка А лежит ниже гиперболы PQ (мощность, рассеиваемая
на аноде лампы в начальном режиме Ра0 = /ао&ао ~ 13,5 вт), а динами-
ческая характеристика не пересекает эту гиперболу, лампа не будет перегру-
жена ни при какой форме сигналов.
Зная раскачку выходного каскада (40 в) и амплитуду сигнала датчика,
можно определить, каков должен быть коэффициент усиления всех каскадов,
предшествующих оконечному.
3. Резонансные выходные каскады. Использование в выходном каскаде
лампы в режиме класса А позволяет получить относительно малые нелиней-
ные искажения сигналов, но приводит к малому к. п. д. выходного каскада,
а следовательно, и всего устройства, поскольку выходной каскад обычно
потребляет значительную долю мощности, расходуемой источником питания.
Для маломощных усилителей этот недостаток второстепенен, но он оказы-
§ 5]
ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
297
вается существенным при постройке мощных устройств или если радиоэлект-
ронная схема должна работать в условиях, когда повышение мощности
источников питания затруднено. В этих случаях предпочитают использо-
вать режимы В или С, причем для снижения нелинейных искажений приме-
няют двухтактные каскады.
Однотактные каскады с работой лампы в нелинейном режиме применяют,
если сигнал имеет узкий спектр. В этом случае между нагрузкой и лампой
выходного каскада вводят избирательную цепь, сильно ослабляющую гар-
моники сигнала, возникающие в выходном каскаде. Такой избирательной
цепью обычно служит колебательный контур с достаточно высокой доброт-
ностью, с которым связана (например, индуктивно) полезная нагрузка
(рис. 3.83). При зтом выходной каскад представляет собой аналог обычного
0
Рис. 3.83. Схемы резонансных выходных каскадов с после-
довательным (а) и параллельным (б) включением контура в
анодную цепь лампы и индуктивной связью с нагрузкой.
резонансного каскада, но его параметры и режим работы лампы должны быть-
выбраны таким образом, чтобы в нагрузке выделялась большая мощность.
Он может рассматриваться также как каскад с включением нагрузки через
высокочастотный трансформатор с настроенной первичной обмоткой.
Резонансные выходные каскады типичны для ряда разделов радиотех-
ники и нередко встречаются в экспериментальной физике. В частности, они
используются в генераторах гармонических колебаний (см. гл. V, § 1) *).
Задающий генератор, в котором возбуждаются колебания нужной частоты,
можно формально рассматривать как датчик сигналов, подвергающихся
усилению в последующей схеме, которая оканчивается мощным выходным
каскадом **). Если в такой схеме лампа выходного каскада большой мощ-
ности работает с токами сетки, то предоконечный каскад должен отдавать
мощность, достаточную для раскачки последней лампы.
Выходные резонансные каскады могут быть построены по схеме как
последовательного, так и параллельного включения контура в анодную
цепь лампы (см. п. 7 § 1 настоящей главы), по однотактной или двухтактной
схеме. Применение двухтактных схем особенно целесообразно, если полезная
нагрузка представляет собой электрическую систему, симметричную относи-
тельно земли (например, симметричная двухпроводная линия с нагрузкой
на конце, дуанты ускорителя и т. п.). При питании такой нагрузки
*) Нередко такие каскады называют «генераторами с внешним возбуждением»,
понимая под ним напряжение, подаваемое на сетку лампы.
**) Введение в генератор каскадов, отделяющих задающий генератор от нагрузки,
позволяет избежать ее влияния на частоту генерируемых колебаний. Это не исключает
возможности рассматривать задающий генератор как датчик сигналов, действующий
на входе последующей части схемы.
298
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
однотактным каскадом в ней может возникнуть не противофазное, а син-
фазное возбуждение обеих половин, что обычно нежелательно.
На передаче энергии с выхода оконечного каскада полезной нагрузке
мы остановимся ниже. При рассмотрении же процессов в схеме оконечных
каскадов можно формально считать, что нагрузка анодной цепи лампы исчер-
пывается колебательным контуром, характеристики которого определяются
не только его собственными параметрами, но и параметрами, вносимыми
«о стороны нагрузки (см. гл. I, § 1), т. е. зависят от вида полезной нагрузки
и степени ее связи с контуром.
Из всего сложного спектра анодного тока лампы, которая работает
в нелинейном режиме, протекающем при действии на ее сетке гармонического
сигнала, полезен лишь компо-
нент, частота которого совпа-
дает с частотой сеточного на-
пряжения. Поэтому полезная
(колебательная) мощность в
анодной цепи определяется как
Средняя за период мощность
тока гармоники основной ча-
стоты:
P2=4Zmaf/m2, (3.174)
А
где Um2 = Uma— амплитуда
напряжения на контуре.
Мощность, подводимая к
каскаду от источника питания
анодной цепи:
Р0 — IaO Z^aO ~ 1аО Еа- (3.175)
Здесь U&0— постоянная состав-
ляющая напряжения на аноде
лампы. Она приблизительно
равна напряжению питания Е&,
так как сопротивление контура
постоянному току обычно бы-
вает очень мало. /а0 — постоян-
ная составляющая анодного то-
Рис. 3.84. Формы импульсов анодного тока
лампы при разных значениях амплитуды воз-
буждающего напряжения (а) и при разных зна-
чениях резонансного сопротивления анодного
контура (б).
ка лампы.
Мощность Ра= Ро— Р2 рассеивается на аноде лампы. Отношение Р2/Р0
принято называть коэффициентом полезного действия анодной цепи оконеч-
ного каскада:
Па = 42-=47^- (3-176)
При анализе мощных резонансных каскадов принимают во внимание
возможность работы лампы в режиме перераспределения тока между анодом
и сеткой лампы. Мгновенному положительному напряжению сигнала на
сетке дампы соответствует мгновенное понижение потенциала ее анода.
При большой амплитуде сигнала, пока сетка находится при значительном
положительном потенциале, ток в лампе перераспределяется — анодный
ток уменьшается, а сеточный возрастает. Вследствие этого динамическая
характеристика лампы имеет «завал», а верхушки импульсов анодного тока
по мере увеличения амплитуды Umc сначала уплощаются, затем в их верхней
части появляется провал и, наконец, каждый импульс раздваивается. Этот
эффект иллюстрирует рис. 3.84, а, на котором изображена динамическая
характеристика лампы в осях /а, Uc. По мере увеличения амплитуды сеточ-
? 5]
ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
299
ново напряжения рабочая точка перемещается в пределах участков 0—1,
О—2, 0—3, отмеченных на этой характеристике.
Совершенно аналогично изменяется форма импульсов анодного тока,
если поддерживать неизменной амплитуду возбуждающего напряжения,
но изменять величину резонансного сопротивления нагрузочного контура.
Это иллюстрирует рис. 3.84, б. Точки 1, 2, 3, 4 соответствуют пересечению
динамических характеристик при разных значениях Ва со статической
анодной характеристикой лампы, отвечающей значению Uc — Umc — Uc0.
По мере изменения формы импульсов анодного тока меняется их спек-
тральный состав. Поэтому величины Р2, Ро и "Па оказываются функциями
формы импульсов, а последняя в свою очередь —
функцией режима генератора и параметров его Ро
схемы. р
Обычно бывает удобно связать энергети- г
ческие соотношения в схеме с тем минималь-
ным напряжением на аноде лампы, которое до-
стигается при работе (легко видеть, что Z7a min=
= Uа0 — Um2). Тогда в рассмотрение вводится
величина
£ = (3.177)
и аО
Рис. 3.85. Зависимости коле-
бательной мощности в выход-
ном контуре, мощности, под-
водимой к выходному каскаду,
к. п. д. анодной цепи и ампли-
туды выходного напряжения
от коэффициента использова-
ния напряжения.
при постоянной амплитуде
носящая название коэффициента использова-
ния анодного напряжения. От величины это-
го коэффициента зависит форма импульсов анод-
ного тока, а следовательно, и все энергетиче-
ские параметры схемы. Характер зависимости
Ро, Рг, "Па и Um2 от величины Е иллюстрируют
графики, приведенные на рис. 3.85. Они соот-
ветствуют варьированию значения Е путем из-
менения резонансного сопротивления контура
возбуждающего напряжения Umc.
Если на выходе усилителя нужно получить возможно большую мощ-
ность, то его следует поставить в режим, соответствующий Е = EOpt- Конеч-
но, такую же мощность можно получить и прп других значениях Е, но для
этого понадобится большая амплитуда возбуждающего напряжения. Это при-
ведет к возрастанию потерь в цепи сетки, увеличению мощности, потребляе-
мой от источника питания анодной цепи усилителя, и т. д.
Режим, при котором Е < Eopt, часто называют нед©напряженным,
а соответствующий Е > Eopt — перенапряженным, наконец, отвечающий
Е = Sopt — оптимальным или критическим. Можно считать, что при работе
лампы в этом режиме динамическая характеристика используется до начала
резкого уменьшения анодного тока, соответствующего уменьшению напряже-
ния на аноде при возрастании потенциала сетки лампы. Линия, отвечающая
резкому уменьшению величины анодного тока в области малых значений
анодного напряжения (линия ab на рис. 3.84, б), носит название линии
критического режима. Для упрощения расчета выходного каскада генератора
действительную динамическую характеристику лампы заменяют отрезками
прямых, а импульсы анодного тока с провалами в средней части — усечен-
ными импульсами -(см. рис. 3.84,а). При значении коэффициента исполь-
зования анодного напряжения, близком к оптимальному, такая идеализация
связана с внесением в расчет погрешности, не превышающей 10%.
Если мгновенное напряжение на сетке лампы имеет вид
Uс = Uc0 4- Umc cos at,
300
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. ш
то в случае настроенного контура в анодной цепи (как и при чисто активной
нагрузке) изменение анодного напряжения следует зависимости
— U ао Um2 COS (Of.
Поэтому в той области, где крутизна лампы не зависит от потенциалов
ее электродов,
la — s (Uc Ч~ DUа) = S l(Umc — DUm2) cos (of -|~ (Ucq Ц- DUa0)]. (3.178)
При (of = ± ф ток Za = 0 (см. рис. 3.84). Поэтому
(Uc0+DUм) + (итс—7>Z7TO2) cos ф = 0, (3.179)
и выражение (3.178) приобретает вид
Ia = S (Umc—DUm2) (cos (of—cos ф).
Далее, при cof = ± ф4 анодный ток достигает своего наибольшего
значения 1а- Следовательно,
Ia=S (Umc—DUm2) (cos <pt—cos ф) (3.180)
и в интервале изменения (of от —ф до —ф1 и от 4~ ф( до + Ч3 анодный ток
лампы описывается выражением
Ia = cos (ot- cos <p (3.181)
а COS <Pt — cos ф ' ’
В интервале изменения (of от 2нл — ф! до 2шг-|- ф4 ток /а = Z*, а в осталь-
ной области изменения (of ток Za = 0.
Располагая этими выражениями, можно найти связь между макси-
мальным значением тока в импульсе 7а, с одной стороны, и постоянной
составляющей и амплитудой первой гармоники анодного тока Iа0 = a0Ia
И 1агП1 = щ/а — С другой.
Далее, выражения (3.174) — (3.176) можно переписать в виде:
P2 = ^u:tfao, (3.182)
P0^a0I*aUa0 (3.183)
и
(ЗЛ84)
Максимальное значение анодного тока в импульсе Za не может превы-
шать некоторой величины, определяемой полным током эмиссии катода
лампы. Величины коэффициентов а0 и аг -— функции углов отсечек ф и фь
Для эффективной работы каскада желательно выбрать такую форму импуль-
сов анодного тока лампы, при которой коэффициент «4 и отношение имеют
достаточно большие значения.
Рассмотрение соотношений для а0 и (Zj показывает, что максимальное
значение а± соответствует углу нижней отсечки ф, большему 90°, но при
этом мало отношение^! . Поэтому обычно выбирают ф ~ 70—80°. Из таких
же соображений берут ф! порядка 10—20°.
Угол верхней отсечки анодного тока связан с величиной коэффициента
использования анодного напряжения (это следует из рассмотрения графиков
на рис. 3.84). Анализ энергетических соотношений в схеме приводит к выво-
ду, что
= . (3.185)
*>к £7а0Я1 COS ф!
§ 51 ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ 301
Входящая сюда величина мощности Р2 обычно бывает задана при расчете
генератора, а анодное напряжение Ua0 и величина SK (крутизна линии крити-
ческого режима) определяются выбором лампы.
Для того чтобы коэффициент использования анодного напряжения
на самом деле был равен найденному на основании формулы (3.185) и в анод-
ной нагрузке выделялась заданная мощность Р2, необходимо определенное
значение раскачки. Это значение может быть найдено с помощью соотноше-
ния (3.180), которое вместе с (3.182) дает
Umc = -^r,--------------, + D%Ua0. (3.186)
тс (cos <р4 — cos <р) 1 ъ ао \ /
Угол нижней отсечки определяется смещением на сетке лампы. Величи-
ну последнего найдем, воспользовавшись уравнением (3.179):
|Гсо| = (С/ю2-Л^ао)со8ф + РС7ао. (3.187)
Таким образом, выбирая раскачку и сеточное смещение на основании
выражений (3.186) и (3.187) при условии, что £ = £opt, получим импульсы
анодного тока с заданными углами отсечек.
Написанные соотношения позволяют по заданной величине мощности,
которая должна быть получена в нагрузке выходного каскада, выбрать
его лампу и определить все величины, характеризующие работу этого кас-
када, а также найти необходимую раскачку.
Колебательную мощность, потребляемую цепью сетки лампы оконеч-
ного каскада, можно приближенно оценить на основании выражения
Рс« 0,025 J7mcZS, (3.188)
которое получено в предположении, что максимальное значение сеточного
тока составляет 10% от Za и основная мощность, потребляемая цепью сетки,
соответствует току первой гармоники. Формула (3.188) весьма приближен-
ная и найденное с ее помощью значение Рс может значительно отличаться
•от действительного.
Подробный анализ процессов в схемах мощных резонансных выходных
каскадов, методы их расчета, а также сведения о лампах и требованиях,
которым должны удовлетворять элементы таких каскадов, можно найти
в обширных специальных монографиях [31, 73]. Поэтому здесь мы ограни-
чимся изложенным выше простым рассмотрением работы этих каскадов,
а для иллюстрации написанных соотношений приведем простой численный
пример.
Положим, что в анодной цепи выходного каскада должна быть получена
мощность Р2 = 30 вт. Для постройки каскада выберем лучевой пентод
ГУ-50, рассчитанный на отдачу колебательной мощности до 60 вт. Семейство
-статических анодных характеристик лампы приведено на рис. 3.86. Парамет-
ры лампы: S = 4 ма/в, р, = — = 160, 5К = 6 ма!в\ на аноде допускается
рассеяние мощности не более Р& пр = 40 вт', наибольший ток эмиссии катода
Гд щах —' 230 МЛ.
Выберем анодное напряжение Ua0 — 600 в, <р4 — 20° и <р2 = 75°.
При этом а0 = 0,29 и = 0,48 (значения а0 и Hi взяты из таблиц [59]).
Полагая, что каскад целесообразно поставить в режим, близкий к опти-
мальному, находим:
t __ 4_________2Р2_____л___________2-30_________„ q,
Pt 5KuIoa1<X>s<p1 6.10-8-36.104.0,48.0,94-и’У4’
Um2 = ^ао = 0,94 • 600 = 560 в,
т* 2р2 2-30
Та = —= 220 ма,
а^ит2 0,48-560
302
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. III
Р0 = ае1%им = 0,29-0,22-600 = 38 вт,
^ = 4?£ = 4w°’94 = 0’8’
Umc = ТТН---; + Wao = 80 в,
&^,UaOal (cos <pj — cos cp) 1 ° ’
I f^co] = (Umc— DUm2) cos <p Ц- DUa0 ~ 20 e.
Наконец, ориентировочная величина мощности, потребляемой цепью сетки
каскада (выражение (3.188)),
Рс = 0,025£7TOCZ* ~ 0,5 вт.
Расчет показал, что максимальный ток в импульсе 1а = 220 ма, т. е. мень-
ше наибольшего тока эмиссии катода. Мощность, рассеиваемая на аноде,
Рис. 3.86. Анодные характеристики лампы ГУ-50 (к
расчетному примеру).
Ра= Ро — Р2 = 8вт. Кроме того, воспользовавшись характеристиками лам-
пы, находим, что напряжению Ua0 = 600 в и Uc0 = —20 в соответствует
анодный ток Za0 = 50 ма. Поэтому мощность, рассеиваемая на аноде лампы
в отсутствие сигнала на ее сетке, ~ 30 вт, т. е. меньше Ра пр.
Приведенные выше соотношения позволяют судить о том, каковы наибо-
лее желательные характеристики и параметры ламп оконечных каскадов.
Для получения большого значения £opt выгодно применять лампы с высо-
ким анодным напряжением Uа0 и большой крутизной линии критического-
режима SK. При этом повышается к. п. д. каскада и отдаваемая им колеба-
тельная мощность. Амплитуда раскачки, необходимая для получения задан-
ного значения Р2, тем меньше, чем больше крутизна характеристики лампы SL
Среди ламп, предназначенных для оконечных каскадов, имеются трио-
ды, лучевые тетроды и пентоды.
Каскады, построенные на пентодах и тетродах, требуют меньшей ампли-
туды раскачки. Поэтому для их работы нужно затрачивать меньшую мощ-
ность в сеточной цепи, чем для работы триодных каскадов.
Весьма существенно, что емкость сетка — анод пентодов имеет относи-
тельно малую величину.
Заметим, что если задана величина генерируемой мощности и выбран
коэффициент использования анодного напряжения, то тем самым определено-
необходимое резонансное сопротивление контура в анодной цепи лампы
каскада. Действительно, Рр = ^2Р~ (в пРивеДенном примере Z?p должно-
Иметь величину ~5 ком, которой соответствует нагрузочная линия, прове-
денная через точку А на рис. 3.86).
§ 5]
ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
303
Между тем величина Лр может определяться условиями конструирования
контура, величиной связанной с ним полезной нагрузки и т. д. и не совпадать
со значением, соответствующим £ = gopt:
^popt^t)2. (3.189)
Для характеристики работы каскада при разных значениях Ra можно вос-
пользоваться зависимостью
График такой зависимости^ имеет вид кривой, представленной на рис. 3.87.
Отдаваемая лампой мощность сигнала уменьшается
по сравнению с 7?р opt, так как при этом растет
амплитуда переменного напряжения на контуре" и
каскад переходит в перенапряженный режим. Нао-
борот, при уменьшении 7?р каскад оказывается в не-
донапряженном режиме й отдаваемая лампой мощ-
ность также уменьшается. Одновременно меняются
мощность, потребляемая от источника питания, мощ-
ность, рассеиваемая на аноде лампы, и к. п. д. анод-
ной цепи. Поэтому выбор правильной величины ре-
зонансного сопротивления имеет весьма существенное
значение.
при увеличении 7?р
Рис. 3.87. Изменение вы->
ходной колебательной
мощности при варьиро-
вании резонансного со-
противления контура в
анодной цепи лампы.
Следует подчеркнуть, что не вся выделяющаяся
в контуре выходного каскада мощность может быть
передана полезной нагрузке. Как уже отмечалось,
последняя обычно не включается непосредственно в
анодную цепь лампы выходного каскада, а связы-
вается с выходным контуром, например, с помощью
катушки связи. В этом случае выходной контур носит название «промежу-
точного», и, очевидно, полезная мощность равна мощности, переданной
из этого контура в нагрузку.
Связь нагрузки с промежуточным контуром приводит к изменению
активного и реактивного компонентов сопротивления последнего. Активный
Рис. 3.88. Зависимость мощ-
ности, выделяющейся в на-
грузке, и к. п. д. промежу-
точного контура от степени
связи нагрузки с проме-
жуточным контуром.
компонент вносимого сопротивления уменьшает
величину 7?р контура. Поэтому, для того что-
бы каскад с нагрузкой работал в режиме, соот-
ветствующем 7?р = 7?р opt, необходимо, чтобы ре-
зонансное сопротивление контура при отсутствии
связи с нагрузкой было больше Rp opt. Выбирая
связь нагрузки с промежуточным контуром, нуж-
но иметь в виду не только приближение величи-
ны контура к значению Rp opt, но также и то, ка-
кая доля мощности передается из промежуточного
контура в нагрузку.
Так как к. п. д. передачи энергии из одного
контура в другой цк тем больше, чем больше сте-
пень связи между ними (см. гл. I, § 1), то послед-
нюю желательно выбирать достаточно большой.
Однако если связь чрезмерно велика, то Нр промежуточного контура ока-
зывается слишком малым, и каскад переходит в недонапряженный режим
работы. При этом мощность в анодной цепи лампы падает быстрее, чем растет
к. п. д. передачи энергии, и выделяющаяся в нагрузке мощность убывает
(рис. 3.88).
304
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
1ГЛ. ш
При некотором значении степени связи п = nopt мощность в нагрузке
оказывается максимальной. Величина nopt тем больше, а следовательно,
доля энергии, теряемой в промежуточном контуре, тем меньше, чем на боль-
шую величину резонансное сопротивление контура при отсутствии
связи с нагрузкой превосходит значение 7?р opt. Так как 7?р = то,
очевидно,желательно иметь промежуточный контур с большими значения-
ми Q и Q.
Практически в усилительных каскадах большой мощности оптимальное
сопротивление контура всегда бывает малым. Например, если Р2 = 50 кет,
Ua0 = 10 кв и £opt = 0,9, то на основании соотношения (3.189) находим,
что Rv oPt = 800 ом. Поэтому в мощных каскадах, работающих даже в диа-
пазоне коротких волн (несколько десятков метров), величина степени связи
выбирается сравнительно большой, и потери при передаче энергии из анод-
ной цепи усилителя мощности в цепь нагрузки оказываются порядка 5—10%.
Оптимальная связь обычно подбирается экспериментально.
Особую задачу представляет передача мощности из выходного (промежу-
точного) контура в нагрузку, если последняя удалена от генератора. Эта зада-
ча может быть решена применением фидеров. При этом, как известно, для
того чтобы передача энергии не сопровождалась значительными потерями,
в фидере не должно быть стоячих волн, но должны быть только бегущие
волны от генератора к нагрузке. Для этого сопротивление нагрузки, вклю-
ченной в конце фидера, должно быть равно его волновому сопротивлению.
На самом деле это может не иметь места. Поэтому, для того чтобы избежать
появления в фидере стоячих волн, применяют специальные приемы согла-
сования сопротивления линии и нагрузки (см. гл, I, § 4).
4. Транзисторные выходные каскады. Как и лампы, транзисторы в вы-
ходных каскадах могут быть использованы в том или ином режиме в зави-
симости от требований, предъявляемых к каскаду (в первую очередь уровень
допустимых нелинейных искажений и к. п. д. каскада, т. е. мощность, рас-
ходуемая источником питания). Разные типы транзисторов позволяют полу-
чить в нагрузке мощность сигнала от долей ватта до десятков ватт. Для ряда
практических применений мощных транзисторов существенно то, что они
работают при напряжении много более низком, чем лампы (порядка десятков
вольт), и могут при этом пропускать большие токи. Например, транзисторы
типа П4 рассчитаны на коллекторный ток до 5 а, П209 и П210 — до 12 а,
а П207 и П208 — до 25 а, причем в импульсном режиме эти токи могут быть
еще значительно увеличены. Использование двухтактных каскадов и парал-
лельное включение нескольких транзисторов позволяет дополнительно
увеличить отдаваемую мощность и ток в нагрузке [74].
Особенности выходных транзисторных каскадов по сравнению с око-
нечными каскадами, построенными на лампах, связаны с видом входной
характеристики каскада (расход относительно большой мощности сигнала
и нелинейные искажения во входной цепи), с видом вольтамперных коллек-
торных (эмиттерных) характеристик транзистора и с зависимостью пара-
метров транзистора от температуры. Исследования показывают [75], что
изменение температуры от комнатной до 4- 60° С сопровождается увеличе-
нием дифференциального входного сопротивления (для относительно малых
сигналов) примерно в 1,5 раза (причем вся характеристика Is = f (U^)
смещается в область меньших абсолютных значений потенциала базы), кру-
тизна транзистора 5Т изменяется мало, а внутреннее сопротивление RiT
падает более чем на порядок. Так как изменение температуры транзистора
может быть обусловлено его саморазогревом при протекании коллекторного
тока, то ограничение величины последнего (рассеиваемой мощности) имеет
гораздо более существенное значение, чем ограничение рассеиваемой мощно-
сти на аноде лампы. Кроме того, при постройке мощных выходных тран-
.§ 51
ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
305
зисторных каскадов предлагается применять меры для температурной стаби-
лизации транзистора [74].
Для широкой области радиотехнических применений характерны тран-
зисторные двухтактные трансформаторные выходные каскады, в которых
транзисторы работают в режиме класса В. В измерительных усилителях
для снижения нелинейных искажений нередко используется режим класса А.
В связи с этим следует подчеркнуть, что в транзисторных выходных кас-
кадах нелинейные искажения связаны как с входными, так и выходными
цепями. При работе транзистора с общей базой семейство выходных
характеристик в значительной области изменения коллекторного напряже-
ния и тока базы представляет собой ряд практически эквидистантных пря-
мых. Поэтому нелинейные искажения определяются главным образом вход-
ной цепью (нелинейностью характеристики 7С= / (^о))-
В семействе выходных характеристик транзисторов, включенных по схе-
ме с общим эмиттером и общим коллектором, отдельные характеристики
располагаются гораздо менее равномерно и, кроме того, изменяют наклон
по мере изменения уровня входного сигнала. Поэтому нелинейные искажения
в этих схемах включения транзистора обусловлены как нелинейностью
входного сопротивления, так и видом характеристик коллекторного (змит-
терного) тока. В связи с этим, вообще говоря, режим класса А позволяет
получить малые нелинейные искажения только при существенном ограни-
чении области изменения входного напряжения (тока), т. е. при переходе
к относительно малым сигналам. Это в свою очередь означает, что отдаваемая
каскадом мощность будет сравнительно мала, а для увеличения мощности
неискаженных сигналов нужно переходить к более мощным, транзисторам.
Для уменьшения нелинейных искажений, обусловленных непостоянст-
вом входного сопротивления, рекомендуется использовать источник сигналов
с выходным сопротивлением, много большим, чем входное сопротивление
каскада. В многокаскадных транзисторных схемах это условие в большинстве
случаев выполняется, поскольку выходные сопротивления каскадов с общим
эмиттером и общей базой сравнительно велики. Для уменьшения нелинейных
искажений, связанных с нелинейностью характеристики коллекторного тока
используется отрицательная обратная связь.
Исследование трех схем включения транзисторов приводит к заключе-
нию, что при равных нелинейных искажениях наибольшая выходная мощ-
ность может быть получена в схеме с общей базой. Этот каскад обладает
меньшей чувствительностью к действию дестабилизирующих факторов (изме-
нение режима, температуры, смены транзисторов и т. п.). Вместе с тем он име-
ет малое входное сопротивление, и поэтому схемы с общим эмиттером и общим
коллектором могут быть практически удобнее. Последняя схема к тому же
обладает малым выходным сопротивлением, и поэтому, если нагрузка имеет,
например, большую собственную емкость, то в качестве выходного каскада
может быть рационально использован эмиттерный повторитель. Из-за боль-
шого входного сопротивления каскадов с общим эмиттером и общей базой
их коэффициенты усиления мощности больше, чем у каскада с общей базой.
На рис. 3.89 приведено семейство идеализированных коллекторных
характеристик транзистора, снятых в схеме с общей базой, в которых пара-
метрами служит ток эмиттера. Рабочая область характеристик ограничена
линиями 7К = /к, 1К = /к шах (эта величина, как уже отмечалось, имеет
условное значение и варьируется в зависимости от формы сигналов), линией
Рк = IKUV = Рк пр и, наконец, линией 7ZK = 77к тах, которые отмечены штри-
ховкой.- Если каскад работает в режиме класса А и сопротивление нагрузки
7?н, включенной непосредственно в коллекторную цепь, задано, то нагрузоч-
ную характеристику рационально выбрать так, чтобы она проходила через
точку UK = Uк гаах на оси коллекторных напряжений^ Для этого напряжение'
20 А. М. Бонч-Бруевич
306
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Ill
источника питания следует выбрать равным 1ГК max- Наибольшая мощность
сигнала при малом искажении его формы будет выделяться в нагрузке,
если амплитуда переменного коллекторного напряжения
тт _ ^ктах—-Кн^к Сектах
™ 2 ~ 2
(поскольку обычно /?н/к < Сектах), а начальная рабочая точка будет рас-
полагаться на линии икОш —-Г13* . Этим самым задается положение началь-
Рис. 3.89. Семейство коллекторных ха-
рактеристик транзистора (к рассмотре-
нию работы выходного каскада с общей
базой).
мощность сигнала Рн растет. Она
максимальной величины
ной рабочей точки (точка Л) и началь-
ный ток эмиттера (/0О). При этом мощ-
ность сигнала, выделяющегося в на-
грузке,
р _ U«m _ Гктах (3.190)
н~ 27?н - 8ВН ’
причем для ее получения необходима
амплитуда тока в эмиттерной цепи (во
входной цепи каскада)
/вт«/ео = ^. (3-191)
(Амплитуда необходимого напряжения
сигнала может быть найдена по входной
вольтамперной характеристике, каска-
да /в = / (С78).)
С уменьшением сопротивления на-
грузки при соответствующем увеличе-
нии амплитуды. тока в цепи эмиттера
достигает (при гармоническом сигнале)
^нтах^ Гкта8—ЯХ-> (3-192)
когда сопротивление нагрузки становится равным jRh » >ктах и нагрузочная
max
прямая располагается таким образом, что мгновенные значения тока коллек-
тора достигают величины/к тах (линия т'п'). Дальнейшее уменьшение сопро-
тивления jRh при сохранении амплитуды коллекторного тока на уровне
1К т= (линия т'п) сопровождается уменьшением мощности Рн. (Пред-
полагается, что допустимая мощность рассеяния Ркпр достаточно велика
для того, чтобы начальная рабочая точка при сопротивлении нагрузки
лежала ниже гиперболы Рк щ,. В противном случае мощность Рв max получена
быть це может.)
Написанные выражения относятся к определенному виду характеристик
транзистора и носят в основном иллюстративный характер. На самом деле, для
того чтобы выбрать наиболее удачный режим работы транзистора в оконечном
каскаде, определить отдаваемую мощность, необходимый уровень входного
сигнала, степень нелинейных искажений и т. д., следует пользоваться действи-
тельными характеристиками транзистора, на котором строится каскад, отве-
чающими используемой схеме его включения. Положим, например, что
выходной каскад по схеме с общим эмиттером строится на триоде ПЗА.
Семейства коллекторных характеристик этого транзистора в таком вклю-
чении и характеристик тока базы приведены на рис. 3.90. Из их рассмотрения
5 5]
ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
307
видно, что для уменьшения нелинейных искажений величина коллекторного
тока со стороны его малых значений должна быть ограничена характери-
стикой, соответствующей Iq — 1 ма. На семействе коллекторных характе-
ристик нанесены две нагрузочные прямые — одна (тп) для Вн » 2,3 ком,
а вторая (т'п‘)— для 7?н = 4 ком. Обе они проведены таким образом, чтобы
при любой форме сигнала рассеиваемая мощность не превосходила величины
Рк Пр и вместе с тем отдаваемая мощность была максимальной. В отличие
от сказанного выше, эти два случая отвечают разным значениям напряжения
питания Ек, разным значениям начального коллекторного напряжения
UK0, а мощность, отдаваемая каскадом, ниже, чем зто следует из выражения
(3.190). Наконец, каскад вносит заметные нелинейные искажения формы
сигналов. Последние можно уменьшить, сдвинув нагрузочные прямые вправо
Рис. 3.90. Семейство характеристик
и тока базы (б) транзистора ПЗА (к
тока коллектора в схеме с общим эмиттером (а)
рассмотрению работы выходного каскада с общим
эмиттером).
(т. е. выбрав большее напряжение Ек), но при этом прямые пересекут гипер-
болу Ркпр, допустимость чего должна быть выяснена, исходя из действитель-
ной формы усиливаемых сигналов.
Перенося точки Л, А', т, п и т’, п’ с семейства коллекторных характе-
ристик на семейство характеристик тока базы (рис. 3.90, б), легко найти
начальное смещение, которое должно быть подано на базу, и пределы изме-
нения базового напряжения, необходимого для работы транзистора в выбран-
ном режиме. Наконец, по характеристикам тока базы нетрудно определить
входное сопротивление каскада, а следовательно и мощность, затрачиваемую
во входной цепи. Кроме того, зная выходное сопротивление источника
сигналов, можно построить динамическую входную характеристику и найти
степень нелинейных искажений сигналов во входной цепи (см. гл. I, § 5).
При работе транзистора в режиме класса В начальное положение рабо-
чей точки на характеристиках (см. рис. 3.89) должно быть перенесено в точку
п. Для отдачи в нагрузку возможно большей мощности начальное напряже-
ние нужно выбрать близким к С/Ктах, а амплитуду переменного тока на входе
(или соответствующего ему переменного напряжения) — таким, чтобы при
действии полупериодов напряжения одной полярности рабочая точка пере-
мещалась в пределах всего рабочего участка характеристик тп. Эти полу-
периоды будут с малыми искажениями воспроизводиться в выходной цепи.
Вторые полупериоды почти не будут воспроизводиться вовсе. Поэтому при
20*
308
ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
[ГЛ. Щ
апериодической нагрузке двухполярные сигналы проходят через такой кас-
кад с существенными искажениями. В случае резонансной нагрузки и сигна-
лов с узким спектром, даже при большом отличии формы тока в выходной
цепи от формы входного сигнала, выходное напряжение может быть близ-
ким к нему вследствие избирательности нагрузки каскада. Работа выходного
резонансного транзисторного каскада в общих чертах может совпадать
с работой выходного резонансного каскада, построенного на лампах, у кото-
рых крутизна лидии критического режима бесконечно велика, а остальные
параметры определяются видом характеристик транзистора [76].
Соединяя два транзистора, работающих в режиме В по двухтактной схе-
ме, можно получить относительно малые искажения двухполярных сигна-
лов. Динамический диапазон двухтактного каскада будет примерно вдвое
больше, чем однотактного, отдаваемая им мощность в четыре раза превосхо-
дит значение, определяемое выражением (3.192), а ток, отбираемый от источ-
ника питания, относительно мал, т. е. каскад имеет относительно большой
к. п. д.
Двухтактные транзисторные каскады можно рассматривать по анало-
гии с двухтактными электронноламповыми каскадами. В частности, можно
построить общую динамическую характеристику каскада (аналогично тому,
как это сделано на рис. 3.56 для электронноламповой схемы) и, если это
удобно, определить «ламповые» параметры транзистора, пользуясь семей-
ствами его характеристик. Так как действительные характеристики транзи-
сторов обычно значительно отличаются от идеализированных, то выбор
режима работы, определение наиболее выгодного расположения нагрузоч-
ной характеристики, уровня входного сигнала, степени нелинейных иска-
жений и т. д. без рассмотрения семейств действительных характеристик
затруднительно. Рассмотрение же последних часто позволяет выбрать про-
межуточный режим (АВ), при котором транзисторы используются достаточ-
но полно, начальный ток остается сравнительно небольшим и нелинейные
искажения сигналов меньше, чем в режиме В.
Известная трудность постройки двухтактных транзисторных каскадов
заключается в том, что, как известно, характеристики обоих плеч схемы
должны быть достаточно подобными для того, чтобы схема была симметрич-
ной и четные гармоники тока в выходной цепи компенсировались (см. § 3
настоящей главы). Из-за разброса характеристик транзисторов одного и того
же типа, различий в частотных свойствах отдельных экземпляров и различного
влияния на них температуры и изменения напряжения питания подбор
пар транзисторов, подходящих для постройки двухтактного каскада, требу-
ет значительной работы. В этом отношении схема с общей базой имеет пре-
имущества, как менее чувствительная к индивидуальным особенностям тран-
зисторов.
Поскольку сопротивление нагрузки может значительно отличаться от
наиболее выгодного для работы выходного транзисторного каскада, то, как
и в ламповых схемах, могут быть с успехом применены выходные согласую-
щиеся трансформаторы (если спектр сигнала достаточно узок для того, чтобы
трансформатор не явился источником существенных линейных искажений).
Выбор коэффициента трансформации и других параметров трансформаторов
делается на основании соображений, аналогичных изложенным выше. Ряд
подробностей, касающихся постройки как трансформаторных транзисторных
каскадов, так и выходных каскадов с непосредственным включением нагруз-
ки, приведен в специальных монографиях [22, 77—79].
ГЛАВА IV
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
§ 1. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
1. Многокаскадные усилители на сопротивлениях. Характеристики
усилителей, предназначенных для наблюдения формы тех или иных процес-
сов, могут быть установлены только в том случае, если указаны форма сигна-
лов и допустимый уровень ее искажений при усилении. В связи с этим в одних
случаях могут оказаться пригодными относительно узкополосные усилители,
в других, наоборот, весьма широкополосные. Расширение полосы пропуска-
ния сверх необходимой для передачи формы сигнала с заданной точностью
обычно не рекомендуется, поскольку при этом возрастает уровень флук-
туационных помех и сужается динамический диапазон усилителя. Здесь,
не имея в виду решения какой-либо конкретной задачи, мы рассмотрим
возможности увеличения временного диапазона и сокращения времени реак-
ции усилителя. Будем иметь в виду электронноламповый усилитель, построен-
ный из каскадов на сопротивлениях. Такая схема обладает наибольшей
гибкостью и позволяет относигельно легко изменять ее характеристики
в широких пределах.
Оценка искажения формы сигналов, проходящих через многокаскадный
усилитель, может быть сделана на основании характеристик отдельных
каскадов, если принять во внимание, что общий коэффициент передачи
сигнала многокаскадной схемой равен произведению коэффициентов пере-
дачи всех каскадов. Поэтому частотнофазовая характеристика усилителя
получается перемножением частотнофазовых характеристик отдельных кас-
кадов. Максимальный коэффициент усиления схемы
Ао = А 01 • Кт ... K0N,
неравномерность частотной характеристики
MN,
а общий фазовый сдвиг каждого частотного компонента спектра сигнала
^ = ^1 + ^+...+^.
Полагая для простоты, что усилитель построен из идентичных каскадов
с анодной нагрузкой, пользуясь выражениями (3.14) и (3.15) и ограничивая
по-прежнему полосу пропускания как со стороны низких, так и со стороны
высоких частот значением М = М* =
найдем
1
/2’
и
(4.1)
(4-2)
310
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV .
где та и Тр — постоянные времени соответствующих цепей каждого каскада
с учетом входного сопротивления следующего, а /Г, и — границы полосы
пропускания всего усилителя (цепи автоматического смещения и питания
экранных сеток ламп пока во внимание не принимаем).
Очевидно, что с возрастанием числа каскадов N коэффициент усиления
возрастает, а полоса пропускания сужается с обеих сторон. Для того чтобы
полосу пропускания сохранить неизменной, нужно по мере увеличения числа
каскадов постоянную времени та уменьшать, а тр — увеличивать. Так,
например, при переходе от однокаскадного усилителя к трехкаскадному
зти постоянные времени нужно изменить примерно в два раза, при переходе
к восьмикаскадному — примерно в 3,3 раза и т. д.
Часто величина коэффициента усиления, который должна иметь схема,
бывает задана, а число каскадов усилителя при его постройке можно варь-
ировать. Поэтому представляет интерес выяснить, как зависит полоса про-
пускания усилителя от числа каскадов при постоянном усилении, т. е. в слу-
чае, когда изменение числа каскадов сопровождается одновременной регули-
ровкой сопротивлений нагрузок ламп, так что Ао = const. Замечая, что при
идентичных каскадах Ко = — (SJ?0)N, и воспользовавшись равенством
(4.1), получим
<4-3>
Зависимость от числа каскадов частоты /в (а следовательно, и величины
произведения К of в при Ко = const) определяется множителем F (N) =
= Ко N 2N—1. При 7V=1 F (N) = и соотношение (4.3) переходит в изве-
стное выражение (3.18) для однокаскадного усилителя. Далее, с увеличением
числа каскадов N значение F (А) возрастает, проходит через максимум
и при N -> оо F (N) -* 0. Таким образом, имеется некоторое оптимальное
число каскадов А^рь при котором усилитель обладает наиболее широкой
полосой пропускания (а следовательно, и наибольшей величиной произведе-
ния К0/в), причем так как F (Aopt) > 1, то эта полоса пропускания больше,
чем у однокаскадного усилителя с тем же коэффициентом усиления. Следо-
вательно, переход от однокаскадного к многокаскадному усилителю позво-
ляет расширить полосу пропускания при заданной величине Ко.
тт dF(N) лг In 2
Приравнивая производную - нулю, получим 7Vopt =------------- , где
а1У In —
а—1
а = -\n fi. Поскольку при 2 величина а > 1, то In —~ и, след о-
ватёльно,
Aopt«21n£0. (4.4)
Заменяя, далее, Ко на К^, найдем, 4то оптимальному числу каскадов в схеме
соответствует усиление каждого каскада:
= (4.5)
Рассматривая приведенные соотношения, можно сделать некоторые
существенные заключения о -широкополосности многокаскадных усилителей
на сопротивлениях. Для этого в табл. 4.1 приведем соответствующие трем
/* 1
значениям Ко величины Aopt, F (7VOpt) ирГ“, гДе ^ = 2^ко “ полоса
пропускания, которую имел бы однокаскадный усилитель с тем же коэффи-
циентом усиления, что и многокаскадный.
$ 1]
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
311
Как видно, значение /в много выше верхней граничной частоты одно-
каскадного усилителя, причем выигрыш в этой величине тем больше, чем
выше коэффициент усиления. Обращает на себя внимание то, что при изме-
нении коэффициента усиления на три порядка значение F (Nopt) изменяется
Таблица 4.1
Ко Wopt F<Wopt) /в /в! Ко -Wopt F<wopt> /в /в1
102 9 0,16 16 10« 19 0,12 1200
103 14 0,13 130 105 23 0,11 11000
мало и остается в пределах 0,1—0,2. На самом деле, так как число JVOpt
весьма велико, то практически всегда берут N < 7Vopt и величина F (N)
оказывается меньше F (NOpi)- Однако функция F (N) имеет плоский макси-
мум, и поэтому, даже если число каскадов значительно отличается от Nopt,
без особой погрешности можно
считать, что в широкой области
изменения величины Ко для много-
каскадных усилителей F (N) «
0,1, а
ОДУ ..
<4-6>
Следовательно, зная широкополос-
ность лампы, можно указать по-
рядок величины /* безотносительно
к величине Ко. Из данных, приве-
денных в табл. 3.1, видно, что на
современных лампах можно по-
строить усилитель на сопротивле-
ниях с большим коэффициентом
усиления с верхней границей по-
лосы пропускания, превосходящей
10 Мгц.
Рассматривая переходные ха-
рактеристики многокаскадного уси-
лителя, будем по-прежнему счи-
тать, что постоянная времени пере-
ходных цепей на много порядков
Рис. 4.1. Замена каждого каскада много-
каскадного усилителя ЛС-цепью с емкостью
на выходе для области малых времен (а) и
ЛС-цепью с сопротивлением на выходе для
области больших времен (б).
больше постоянной времени ацодных цепей. Поэтому, как и ранее, будем
исследовать две области интервалов времени после скачкообразного измене-
ния входного напряжения t < тр и t > та.
В области малых интервалов времени каждый каскад может быть заме-
нен эквивалентной цепью R0C2 с емкостью на выходе (рис. 4.1,а), коэффи-
циент передачи которой (с учетом усилительного действия лампы) в опера-
ционной форме Kt (р) = . На входе первой цепи действует скачок
1 ф рта
напряжения Um0', и поэтому операционное изображение напряжения на ее
выходе щ (р) — р Это напряжение действует на входе второй цепи,
и поэтому операционное изображение напряжения на выходе второго каскада
и2 (Р) — p(i^.pr )2 • Совершенно аналогично на выходе третьего каскада
312
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
1ГЛ. IV
и3(р)
( — SB0)3Umi
P(l + Pta)3
и т. д. Находя оригиналы написанных таким образом выра-
жений, получим, что напряжение на выходе усилителя на сопротивлениях,
состоящего из JV идентичных каскадов, следует зависимости
в„=(_5Я,)«Гт1 {!_/•. [1+2_ + ^-(2г)’+...
На рис. 4.2 приведены графики
= f иллюстрирующие
характер изменения напряжения после прохождения скачка через один, два,
три, четыре, шесть и восемь каскадов. С ростом числа каскадов скорость
Рис. 4.2. Графики, иллюстрирующие измене-
ние напряжения на выходе!, 2, . . ., 8 кас-
кадов в области t « Тр после скачка напря-
жения на входе.
Точки на кривых соответствуют максимальным зна-
чениям скорости изменения напряжения.
время
нарастания выходного напряже-
ния убывает, причем во всех слу-
чаях, кроме N — 1, = 0, т. е.
нарастание напряжения резко за-
медляется в начальных стадиях его
изменения.
Имея в виду конечное время
реакции усилителя, зависящее от
числа каскадов, иногда говорят,
что, проходя через схему, сигнал
«запаздывает». Это запаздывание
отличается от задержки сигнала,
например, в линии, на конце ко-
торой сигнал воспроизводится со
сдвигом на время £л относительно
его действия на входе. Определе-
ние того, что следует понимать под
временем запаздывания, зависит
от метода регистрации сигнала
на выходе усилителя. Например,
если регистрируется определенный уровень сигналов, то запаздывание
определяется тем интервалом времени, который нужен, чтобы величина uN
достигла этого уровня. Иногда удобно определять время запаздывания, как
интервал времени между началом действия сигнала на входе и моментом,
отвечающим наибольшей крутизне фронта выходного напряжения. Из фор-
мулы (4.7) следует, что при мгновенном скачке напряжения на входе это
ts=(N—1)та.
(4.8)
__t
Если же фронт усиливаемого сигнала описывается выражением Uml (1 — е т»)
и постоянная времени фронта т0 по порядку величины соответствует постоян-
ной времени та, то определенное, как указано выше, запаздывание сигнала
при усилении
«в = ^та. (4.9)
При заданном коэффициенте усиления запаздывание сигналов тем мень-
ше, чем больше каскадов содержит усилительная схема.
Искажения фронтов сигналов, проходящих через многокаскадный уси-
литель, в первом приближении можно оценить временем реакции схемы. Это
время легко найти на основании соотношения (4.7), причем получаются
§ 1] ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 313
довольно громоздкие выражения. Поэтому предпочитают пользоваться при-
ближенным выражением
Zp«2,2Taj/^, (4.10)
дающим практически достаточную точность при числе каскадов, начиная
с 3—4 и выше и совпадающим с выражением (3.23) при TV — 1. Если усили-
тель состоит из каскадов с временами реакции Zpl, iP2, <рз, •••» то
tp «tpi + Zp2 + + • • • • (4.11)
Очевидно, что с увеличением числа каскадов в схеме, каждый из кото-
рых обладает определенным значением та, время реакции растет. При этом
еще быстрее возрастает общий коэффициент усиления. Практически пред-
ставляет интерес проследить за изменением времени реакции с увеличением
числа каскадов N при неизменном общем коэффициенте усиления схемы,
т. е. при условии, что, увеличивая число каскадов, усиление каждого из них
понижают таким образом, что 7f0=const. Переписывая выражение(4.10) в виде
tv = 2,2 67?0у j/JV и замечая, что SR0 = К^, получим
1
tp = 2,2^-K0N VN. (4.12)
о
Зависимость времени реакции tp (а следовательно, и величины K0/tp при
/£0=const) от числа каскадов определяется множителем Рл (N) = ]fN. При
2V=1 Fl (N) = К01 и соотношение (4.12) переходит в известное выражение
(3.25) для однокаскадного усилителя. Далее, с увеличением числа каскадов
значение Ft (TV) падает, проходит через минимум и при 7V —> оо (N) —> оо.
Следовательно, имеется некоторое оптимальное число каскадов, при котором
усилитель обладает наименьшим временем реакции (а значит, и наибольшим
значением K0/tp). Поэтому, переходя от однокаскадного к многокаскадному
усилителю^ можно сократить его время реакции при заданной величине Ко.
тт dI‘i (N)
Приравнивая производную —нулю, получим
7Vopt = 21n7f0 (4.13)
и при этом усиление каждого каскада
#01 = 1^- (4.14)
Эти выражения совпадают с (4.4) и (4.5) и, следовательно, оптимальной поло-
се пропускания соответствует и оптимальное время реакции усилителя *).
Для примера в табл. 4.2 приведены соответствующие четырем значениям Ко
с
величины 7Vopt, (7Vopt) и где tpl — 2, 2~ Ко—время реакции, которым
обладал бы однокаскадный усилитель с таким же коэффициентом .усиле-
ния, что и многокаскадный.
Как видно, величина tp у многокаскадного усилителя много меньше,
чем у однокаскадного при равных коэффициентах усиления, причем это
различие тем значительнее, чем больше величина Ко. Вместе с тем величина
*) Сам по себе этот результат не очевиден, так как с изменением числа каскадов
изменяется не только полоса пропускания, но и стационарные характеристики схемы.
Более точный анализ показывает, что оптимальные числа каскадов, отвечающие мак-
симуму /в и минимуму tp, несколько расходятся. Это расхождение невелико и второ-
степенно, поскольку практически всегда N < ^oPt-
314
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
F 1 (Mjpt) изменяется всего в полтора раза при изменении величины Ко на
•три порядка и лежит в пределах от 5'до 10. Таким образом, время реакции
Таблица 4.2
Ко wopt Fi<Nopt> fP *pi Ко wopt Fi<NoPt> fP *pi
102 9 5 5-10-? 104 19 7 7-Ю-4
103 14 6 6-Ю-з 10Б 23 8 8-10-Б
многокаскадных усилителей с числом каскадов, близким к 2Vopt (или, прак-
тически, не слишком малым)
tp «10-^. (4.15)
Сравнивая выражения (4.15) и (4.6), заключаем, что
tp ~ —f*-, (4.16)
• в
что совпадает с выражением (3.30) для однокаскадного усилителя (этот
результат естествен, поскольку в (4.6) и (4.15) число каскадов N не вхо-
дит). Используя современные широкополосные лампы, можно построить
усилитель на сопротивлениях с временем реакции порядка нескольких сотых
микросекунды.
Перейдем к переходным характеристикам усилителя в области значений
интервалов времени t > та. Поскольку при этом нестационарные про-
цессы в анодных цепях ламп можно считать закончившимися, каждый кас-
кад можно заменить эквивалентной 7?С-цепью с сопротивлением на выходе
(см. рис. 4.1,6). Коэффициент передачи каждой из этих цепей с учетом усили-
тельного действия лампы (р) = . Поэтому действию скачка напря-
1 -f- рТр
жения на величину Uml на входе соответствует операционное изображение
напряжения на выходе первого каскада и2 (р)= тр. Это напряжение
действует на входе второй цепи, и поэтому операционное изображение напря-
жения на выходе второго каскада и3 (р) = . Продолжая эти рас- '
Ц "г рТр)
суждения дальше и находя оригиналы операционных выражений, получим
напряжение на выходе усилителя, содержащего 7V каскадов. Это напряже-
ние может быть записано в виде
— (— SR0) Umle тр 1 — а1 -|- а2 — аз + • • •
<4Л7>
причем коэффициенты alf-a2,...— функция числа каскадов N в схеме. В част-
ности, = 7V —1.
Построенные по выражению (4.17) графики---г~1— = / (Z) для разных
(—SR0) Uml
значений N (рис. 4.3) дают ясное представление об изменении напряжения
на выходе многокаскадного усилителя в области относительно больших
$ 1]
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
315
интервалов времени после скачка напряжения на входе. Характерно немоно-
тонное изменение выходного напряжения, которое изменяет свою поляр-
ность N —1 раз. Время, отделяющее момент первой перемены полярности
выходного напряжения от момента скачка на входе усилителя, сокращает-
ся по мере увеличения числа каскадов, приближаясь с ростом N к величи-
не Tp/N. Это явление учитывается при усилении однократных или статисти-
чески распределенных во времени импульсов. В усилителях же, предназна-
ченных для хорошего воспроизведения формы сигналов, спад выходного
напряжения ограничивает временной
диапазон, в пределах которого коэффи-
циент рр остается достаточно малым.
В области малых относительных спадов
напряжения можно воспользоваться ли-
нейным приближением и заменить дей-
ствительную функцию uN = j (t) линей-
ным изменением напряжения со скоро-
стью, равной скорости его спада при
t = 0.
На основании формулы (4.17), при-
нимая во внимание величину aj, найдем
d I uN I _ N
dt\(-SR0)NUml\ тр '
Поэтому относительный спад напряже-
ния за время t'
Рис. 4.3. Графики, иллюстрирующие
изменение напряжения на выходе 1,
2, . . . каскадов в области t » та после
скачка напряжения на входе.
₽p = 7V^. (4.18)
Следовательно, в многокаскадном уси-
лителе временной диапазон в N раз
меньше, чем у однокаскадного при том
же значении 0Р. Если же при переходе
от однокаскадного усилителя к мно-
гокаскадному нужно сохранить неизменным временной диапазон, постоянные
времени всех цепей связи следует увеличить в N раз.
Это заключение относится и к цепям автоматического смещения, и к це-
лям питания экранных сеток ламп, если по-прежнему ограничиваться интер-
валами времени, в пределах которых относительные спады напряжения,
связанные с этими цепями, малы. По существу, это соответствует тому, что
в линейном приближении общий спад выходного напряжения можно найти
как сумму спадов, даваемых отдельными цепями, независимо от того, в ка-
ком каскаде и в какой его части включена цепь, обусловливающая снижение
выходного напряжения с течением времени. Хотя границы применимости
линейного приближения здесь не определены, но практически в усилите-
лях, предназначенных для воспроизведения формы сигналов с малыми иска-
жениями, им можно пользоваться.
2. Коррекция характеристик усилителя в области верхних частот. Для
расширения полосы пропускания усилителя (т. е. уменьшения времени реак-
ции и увеличения временного диапазона) или для сокращения числа ламп,
необходимых для постройки усилителя с заданными полосой пропускания
и коэффициентом усиления, в схему вводят специальные цепи, получив-
шие название цепей коррекции. Усилители с такими цепями часто называют
«корректированными». Оставляя в стороне общее рассмотрение задачи кор-
рекции усилителей [80], приведем некоторые частные схемы, нашедшие
широкое применение.
316
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. ГУ
Простая и вместе с тем эффективная.коррекция характеристик в области
высокочастотного конца спектра осуществляется включением небольшой
индуктивности £а (обычно порядка не-
скольких единиц или десятков микроген-
ри) последовательно с сопротивлением На
(рис. 4.4, а). В результате этого в анодной
цепи образуется параллельный контур,
состоящий из сопротивления 7?а и индук-
тивности L& в одной ветви и емкости
С2 = Сак + Ссх 4- Сн— в другой (Сн пред-
ставляет собой входную емкость лампы,
если рассматриваемый каскад нагружен
на вход следующего).
Поскольку величина £а мала, а часто-
1 -
та со = —— велика, то в области средних
г ЬаС2
(а тем более низких) частот усиление каска-
да и его характеристики такие же, как при
La = 0. Вместе с тем с увеличением часто-
ты индуктивное сопротивление в анодной
. цепи начинает играть заметную роль и ха- ’
рактеристики каскада определяются зави-
симостью от частоты сопротивления кон-
тура, состоящего из La, С2 и 7?а. Это
сопротивление в некотором диапазоне ча-
стот заметно превышает сопротивление па-
раллельно включенных /?а и С2, и поэтому
коэффициент усиления оказывается боль-
шим, чем у каскада без корректирующей
индуктивности.
Рассматривая эквивалентную схему
каскада для области высоких частот
(рис. 4.4, б) и полагая, что сопротивление
RK велико и его можно не учитывать, найдем, что сопротивление анодной
нагрузки лампы для этой области частот
/<о/.а~1~ Да
Да + i®La -|-
я
Рис. 4.4. Схема усилительного кас-
када с корректирующей индуктив-
ностью (а) и эквивалентная схема
анодной цепи лампы для области
верхних частот (б).
г& =
1
______/®С2
7<оС2 .
(4.19)
Обозначая для краткости
= 9 и <о/?аС2 = йв, (4.20)
запишем выражения для модуля сопротивления анодной нагрузки в виде
’ ^а = Да-|/ — 1 + g2Q* 2_____
|/ <;2Йв+(1—2д)ЙЬ-|-1
Следовательно, неравномерность частотной характеристики в области высо-
кочастотного конца спектра будет равна
д/ _ SZa __ / _____1 + 92Qb____ (4 2П
в ^Да У ^ + (1-29)й2в + 1 • ( }
Из этого выражения видно, что ход обобщенной частотной характери-
стики каскада в области высокочастотного конца спектра, т. е. вид зависи-
§ и
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
317
мости Мъ — t (&в)» определяется параметром д. На рис. 4.5 приведены гра-
фики Мв — f (QB) Для шести значений этого параметра. Если он превышает
некоторую критическую величину, обобщенная частотная характеристика
каскада имеет максимум вблизи от верхней границы полосы пропускания.
Линейная характеристика в наиболее широком диапазоне частот соответству-
ет такому значению параметра д, при котором кривая с максимумом перехо-
дит в кривую без максимума. Для того чтобы найти это значение д, опреде-
лим, какой частоте Q = QB соответствует максимум кривой Мъ = / (йв).
Рис. 4.5. Обобщенные частотные характеристики
корректированного каскада в области высокочастот-
ного конца спектра.
Величина QB будет функцией параметра д и при некотором его значении
окажется мнимой, что и соответствует переходу к кривой без максимума.
Воспользовавшись выражением (4.21), из условия = 0 получаем
о,_, Л-1±/«2+2д
~ у & ’
Следовательно, значение параметра д, соответствующее переходу от
монотонной кривой к кривой с максимумом, определяется из условия
</24- 2<?—1 = О,
т. е. частотная характеристика каскада равномерна в наиболее широкой
области высокочастотной части спектра сигналов, если
д = /2-1=0,41.
Такое значение параметра д может быть получено выбором соответствующей
величины индуктивности La.
В некорректированном каскаде неравномерность М* = соответству-
ет QB = 1. В корректированном каскаде при д — 0,41 такая же неравно-
мерность соответствует QB = 1,7. Следовательно, применение рассматри-
ваемой схемы коррекции (которая носит название параллельной коррекции
потому, что корректирующая индуктивность La включена в ветвь, парал-
лельную емкости С2) позволяет без изменения сопротивления нагрузки
(т. е. коэффициента усиления схемы на средних частотах) расширить полосу
пропускания в 1,7 раза При сохранении монотонности частотной характери-
стики. Так как вид этой характеристики изменяется и она приобретает более
крутой спад в области верхних частот, то, вообще говоря^ нельзя утверждать,
318
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
ЕГЛ. IV
что время реакции схемы уменьшается пропорционально увеличению йв,
а вид переходной характеристики остается неизменным.
Переходную характеристику корректированного каскада можно найти
по обычным правилам. Заменяя в выражении (4.19) /ина оператор р и заме-
чая, что и2 (р) = Кщ (р) = SZa (р) щ (р), получим операционное изобра-
жение выходного напряжения при скачке напряжения на входе на величи-
ну Umi:
и2(р) = SR0Uml --r4t^aP , »• • (4.22)
Не исследуя подробно это выражение, заметим, что его оригинал соответ-
ствует напряжению на 2?£С-контуре при действии в цепи ступеньки напря-
жения (см. гл. I, § 2). Характер изменения выходного напряжения сущест-
венно зависит от добротности контура, равной величине q2. Если Q < 0,5,
Рис. 4.6. Переходные характеристики корректированного каскада при различных
значениях параметра коррекции (а) и графики, иллюстрирующие зависимость
времени реакции каскада и величины выброса от этого параметра (б).
т. е. q < 0,25, то контур апериодический и выходное напряжение изменяет-
ся монотонно. При Q > 0,5, т. е. q > 0,25, контур колебательный и выход-
ное напряжение достигает стационарной величины после более или менее
развитого затухающего процесса (рис. 4.6, а). Значение q = 0,25 соответ-
ствует критическому случаю. При этом корни полинома второй степени
в знаменателе выражения (4.22) равны и оригинал имеет вид
_ 2*
та].
(4.23)
Вследствие сложного вида переходной характеристики, искажение фронтов
импульсов в корректированном каскаде, кроме времени реакции, должно
также характеризоваться величиной выброса, т. е. превышением мгновенным
значением напряжения и2 его стационарной величины SRGUmi. Графики
зависимости значения относительного выброса &u/Um2 и времени реакции кас-
када от величины параметра q приведены на рис. 4.6, б. При увеличении q
свыше 0,33—0,35 выброс резко возрастает, а скорость уменьшения tp замет-
но падает. Во многих измерительных усилителях выброс не должен превы-
шать 1%, и поэтому величину q не выбирают большей 0,33—0,35. При этом
время нарастания напряжения на выходе каскада с коррекцией приблизи-
тельно в 1,6 раза меньше, чем на выходе обычного реостатного усилительно-
го каскада.
§ и
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
319
Исследование формы импульсов на выходе многокаскадного усилителя
с коррекцией сложно, так как аналитические выражения, описывающие
изменение с течением времени напряжения на выходе одного, двух, трех и т. д.
корректированных каскадов, громоздки [80,81 ]. На рис. 4.7, а приведены гра-
UN f f t \
и при заданном числе каскадов и разных зна-
чениях параметра коррекции (б).
фики зависимости — — , > — ,,
U mN Va/
показывающие, какой вид имеет
изменение напряжения на выходе
усилителя, состоящего из 1, 2, 4
и 8 идентичных корректирован-
ных каскадов (q = 0,5) при скач-
ке напряжения на входе схемы.
Графики на рис. 4.7,6 изобра-
жают характер нарастания на-
пряжения на выходе 16 каскадов
при трех различных значениях
параметра q во всех каскадах.
На этом же рисунке пунктиром
нанесейа кривая, соответствую-
щая нарастанию напряжения
на выходе некорректированного
усилителя, также содержащего
16 каскадов. Из рассмотрения
приведенных кривых видно, что
по мере увеличения числа каска-
дов время реакции увеличивает-
ся, а выброс возрастает. При
этом, если выброс в каждом кас- ‘
каде относительно велик (поряд-
ка 5% или больше), то максималь-
ный выброс на выходе всей схемы
возрастает приблизительно про-
порционально корню из числа
каскадов в схеме. Время же фрон-
та увеличивается значительно
медленнее. Если выброс в каждом
каскаде усилителя мал (порядка 1%), то выброс на выходе всей схемы
увеличивается с возрастанием числа каскадов очень медленно или остается
практически таким же, как в одном каскаде. Время реакции в этом случае
с достаточной точностью может быть найдено так же, как в некорректи-
рованном усилителе (выражение (4.11)):
*р = ^р1+*р2+*рз+••• • (4.24)
На рис. 4.8 приведен другой вариант схемы коррекции, в которой кор-
ректирующая индуктивность L включена последовательно в цепь связи и раз-
деляет емкость С2 на две части С' и С". В первую из них входит выходная
емкость лампы и емкость схемы левее индуктивности, а во вторую — емкость
нагрузки (в многокаскадном усилителе — входная емкость следующей лам-
пы) и емкость схемы правее корректирующей индуктивности. Стационарные
и переходная характеристики этой схемы (она носит название «последова-
тельной» коррекции) описываются более сложными выражениями, чем схе-
L
мы с параллельной коррекцией и в них входят два параметра: qx = и
C%Ra
С"
= ъ- тт* • Параметр о2 Для схемы, построенной на той или иной лампе,
320
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
можно считать практически неварьируемым, так как для изменения его величи-
ны понадобилось бы увеличить одну из емкостей, что нерационально. Вместе
с тем при переходе от одного типа лампы к другому величина q2 изменяется,
так как соотношение величин Свх и Свых
, у разных ламп может быть самым раз-
личным. У широкополосных ламп с
большой крутизной СВХ>СВЬ1Х (исклю-
чая 6Ж4П, у которой Свх «к Свых).
У ламп 6Ж1П, 6В1П, 6Ж4, 6Ж1Б,
6Ж10П и некоторых других Свх «2СВЫХ.
У ламп 6ЖЗП, 6Ж5П, 6Ж20П, 6Ж21П,
6Ж22П и ряда других входная емкость
в 2,5—4 раза превосходит выходную. ’
Т Поэтому величина параметра q2 у кас-
' кадов, построенных на широкополосных
лампах, больше 0,5 и для многих ламп
iee можно считать порядка 0,6—0,7.
Что касается параметра qlt то его
можно изменять в широких пределах
Рис. 4.8. «Последовательная» схема выбором величины корректирующей
коррекции в области верхних частот, индуктивности. Как показывает анализ
переходной характеристики, время реак-
ции каскада с последовательной коррекцией с увеличением qt сначала
падает, проходит через минимальное значение (порядка половины времени
реакции некорректированного каскада, если q2 « 0,6 0,7), а затем медлен-
но нарастает. Кроме того, от величи-
ны существенно зависит выброс
выходного напряжения, который при
<7i ~ 1 имеет величину около 1—1,5%
(рис. 4.9).
Рис. 4.10. Сложная схема коррекции
в области верхних частот.
Рис. 4.9. Графики зависимости времени
реакции и выброса от величины парамет-
ра коррекции при фиксированном па-
раметре 52 для схемы последовательной
коррекции.
Таким образом, введение в каскад на сопротивлениях последователь-
ной коррекции при выборе л; 1 позволяет снизить его время реакции при-
мерно вдвое при сравнительно небольшом выбросе. Регулировка этой схе-
мы несколько сложнее, чем схемы с параллельной коррекцией, а характери-
стики ее в большей степени чувствительны к смене ламп, небольшим смеще-
ниям деталей монтажа и т. д.
f и
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
321
На рис. 4.10 приведена схема, в которой использованы как последова-
тельная, так и параллельная коррекция. Ход стационарных и переходной
характеристик такой схемы существенно определяются тремя независимыми
параметрами:
L С 2
91 г»2 zjnz I ’ (?2 rfi г?’ ® ?3 С” I С<я *
Ra(Ci-\-C'i) RaC2 с2 + 4
Если qi = 0,24, q2 = 1,2 и q3 = 0,44, то время реакции уменьшается по
сравнению с некорректированным каскадом примерно в три раза.
Дальнейшее улучшение характеристик усилителя может быть получе-
но увеличением числа корректирующих контуров, например включением
в анодную цепь нескольких индуктивностей, зашунтированных малыми емко-
стями. Такие цепи при соответствующим образом выбранных параметрах
повышают усиление в той части, где оно падает, вследствие действия пара-
зитных емкостей. Исследование показывает, что это позволяет расширить
полосу пропускания каскада более чем в четыре раза. Однако увеличение
числа независимых параметров коррекции сопровождается возрастанием
трудности регулирования схемы и увеличением чувствительности к смене
ламп, изменению параметров при нагревании усилителя во время его работы
и т. д. Поэтому сложные схемы коррекции применяются сравнительно редко
и во многих лабораторных усилителях ограничиваются схемой параллель-
ной коррекции, как наиболее простой и надежной. Иногда бывает весьма
полезно согласование характеристик различ-
ных каскадов. Заключается оно в подборе
вида характеристик отдельных каскадов та-
ким образом, что каждая из них в той или
иной мере отличается от идеальной, но там,
где, например, у частотной характеристики
одного каскада имеется завал, у частотной
характеристики другого каскада — подъем.
Поэтому характеристики всего усилителя в
целом оказываются близкими к идеальным.
3. Коррекция характеристик усилителя
в области нижних частот. Рассматривая кор-
рекцию характеристик усилительного каска-
да на сопротивлениях в области нижних ча-
стот (коррекцию спадов плоских вершин сиг-
налов), будем сначала для простоты считать,
что зти искажения связаны только с одной
разделительной .RC-цепью. В этой цепи сту-
пенчатое изменение напряжения на аноде
лампы па величину Z7ma преобразуется в
скачкообразное изменение напряжения на
такую же величину с последующим возвра-
щением по зкспопенциальному закону к
исходному значению. Постоянная времени
экспоненциального спада равна тр, а на-
чальная скорость его — Идея коррек-
ции заключается в том, что в каскад вво-
дятся специальные цепи, дающие встречные
искажения сигнала, которые компенсируют искажения в цепи связи.
Найдем, как должно изменяться напряжение на аноде лампы для того,
чтобы выходное напряжение после скачкообразного изменения его величи-
ны оставалось неизменным. Поскольку для рассматриваемой цепи (рис. 4.11)
21 А. м. Бонч-Бруевич
Рис. 4.11. К рассмотрению дей-
ствия цепи, корректирующей спад
плоской вершины сигналов.
1 — неискаженное выходное напря-
жение, 2 — изменение анодного на-
пряжения, необходимое для получе-
ния плоской вершины, 3 — действи-
тельное изменение анодного напряже-
ния в схеме с цепью НфСф в анодной
цепи лампы.
322
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
Рис. 4.12. Эквивалентная схе-
ма анодной цепи лампы с раз-
вязывающим фильтром для
области t » та после скачка
напряжения на входе.
1 С Т7
и2 = izRz — иа — 77- \ iz dt, то для выполнения равенства и2 = const = Umz
необходимо, чтобы ток iz, возникающий в разделительной цепи в момент скач-
кообразного изменения анодного напряжения на величину Uma(^i2 = i* =
оставался неизменным. При этом ? iz dt= ™a t и, следова-
Rz J ср J я2ср
тельно, выходное напряжение не будет иметь экспоненциального спада, если
ua = Um& (^1 + у-) • Таким образом, анодное напряжение после скачка
на величину в дальнейшем не должно оставаться постоянным, а изме-
няется по линейному закону. Скорость этого
изменения должна быть численно равна началь-
ной скорости спада выходного напряжения при
ступенчатом изменении ил (рис. 4.11).
Само собой разумеется, что неограниченное
линейное нарастание напряжения па невозмож-
но. Поэтому путем коррекции можно скомпен-
сировать или уменьшить спад выходного напря-
жения лишь в течение ограниченного отрезка
времени. Корректирующей цепью может слу-
жить развязывающий фильтр при надлежащем
выборе его параметров. Действительно, в пер-
вый момент после скачка напряжения на входе
анодное напряжение изменяется на величину
= SUmlRa. В дальнейшем, по мере заряд-
ки емкости Сф, напряжение на аноде лампы, изменяясь по экспоненциаль-
ному закону, стремится к величине SUml (Ra + 7?ф):
ма —- Сгпа4” SUmlRfy (1 — С
), где тф- Сф Да_|_Дг_|_Дф
(см. рис. 4.11).
Если начальная скорость
SUmlR$ uma Uma
=—z—~ — = Равна
Тф ^ф/1а Tj
нарастания этого напряжения I
величине а , т. е. выполнено условие
Тр
Ti — CfyRa — CPR2 — Тр, (4.25)
то в первый момент после скачка напряжения иа его дальнейший рост ком-
пенсирует спадание напряжения за счет изменения заряда разделительного
конденсатора. В зто условие не вошло сопротивление 7?ф, поскольку от его
величины не зависит начальная скорость дополнительного изменения анод-
ного напряжения. Вместе с тем чем больше величина R$, тем больше време-
ни скорость изменения анодного напряжения остается близкой к ее началь-
ному значению и тем, следовательно, дольше выходное напряжение сохра-
няется приблизительно постоянным.
Более детальное представление об изменении напряжения на выходе
каскада с коррекцией с помощью развязывающего фильтра можно получить,
рассматривая эквивалентную схему анодной цепи лампы (рис. 4.12) и поль-
зуясь выражением коэффициента передачи каскада, записанного в операци-
онной форме:
К(р) = Кл(р)Кр(р).
Считая, как и прежде, что каскад построен на пентоде, [и полагая, что
§ и
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
323
Kn(p) = SZ{p) = s(
Д2 > Ra + Нф (это неравенство обычно имеет место), напишем
Да + 1+ртф) = К° О 1+рТф
и
кр(р)= .^Тр
1 + ртр
Лф
где Ко — SRa и q — .
Поэтому коэффициент передачи каскада
К (р) =К0 С1 л__« У ртр--
\ + 1+ртр ) 14-ртр
и изображение выходного напряжения при скачке входного напряжения на
величину t7ml, т. е. при Ui (р) = может быть после несложных преобра-
зований записано в виде
и2 (р) =Коит1 »
Q 1 11 1 ь
где a = , Ь = — и с = — . Пользуясь табл. 1.1, найдем оригинал выход-
Тф Тр Тф
ного напряжения:
__t
{К!+9) тр—ТФ1 е Тр —
bp”Ьф
(4.26)
Иэ рассмотрения этого выражения следует, что ~ |< () — 0 при — = тр,
т. е. при выполнении написанного выше условия коррекции (4.25).
Если тр < Tj (т. е. скорость спада напряжения за счет переходной цепи пре-
восходит скорость дополнительного нарастания анодного напряжения лам-
пы), то Наоборот, если тр >Т1 (т. е. скорость) спада напряжения
за счет переходной цепи меньше скорости дополнительного возрастания
анодного напряжения), то >0 и выходное напряжение изменяется
немонотонно. Кроме того, ход изменения и2 с течением времени зависит от
Лф
численного значения параметра q — , что иллюстрируют графики, при-
веденные на рис. 4.13 [67].
Пользуясь выражением (4.26), можно определить время, в течение кото-
рого относительное уменьшение выходного напряжения = 0 не будет
превосходить той или инои величины, т. е. найти временной диапазон кор-
ректированного каскада. Если ограничиться малыми значениями 0, т. е.
считать, что в ^пределах рассматриваемых интервалов времени — < 1
_ J_ Т₽
и —— < 1, то, разлагая в ряды е хр и е ТФ , можно ограничиться’квадратич-
^Ф
ными членами. При тф = jTp слагаемые и — исчезнут (:
, . . .. тр тФ \
поскольку
1/=0 = 0^ , и поэтому спад выходного < ^напряжения будет определяться
только квадратичными членами рядов. Производя несложные выкладки,
получим
R «2
(4.27)
21*
324
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
Сопоставляя, далее, это выражение с соответствующим выражением для
некорректированного каскада, найдем, что введение цепи коррекции позво-
ляет расширить временной диапазон каскада в число раз:
<4-28>
где р* — спад плоской вершины сигнала, ограничивающий временной диапа-
зон, а £до — временной диапазон некорректированного каскада. В качестве
гд
примера на рис. 4.14 приведены графики -— = / (q) для двух значений рр.
«ДО
Рис. 4.13. Переходные характеристики усилительного каскада с кор-
рекцией с помощью развязывающего фильтра в области t та при
разных значениях параметров q и т.
Хотя мы рассматривали искажения сигналов, обусловленные только
одной разделительной цепью усилительного каскада на сопротивлениях,
полученные результаты могут быть распространены и на случай, когда эти
искажения существенно определяются также цепью автоматического сме-
щения и цепью питания экранной сетки лампы. Действительно, условие кор-
рекции (4.25) может быть переписано в виде т4 = и в случае, если скалы-
вание определяется несколькими цепями и остается много меньшим едини-
цы, может быть заменено на
*1 =
«до
₽£+₽:+₽£
(4.29)
или
1 1,1,1
(4.30)
Tj Тр Тд тк
Совершенно так же в (4.28) под величиной р* можно понимать суммарное
скалывание, даваемое каскадом.
§ Н
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
325
Увеличивая параметр q с целью расширения временного диапазона
каскада, необходимо увеличивать и напряжение источника питания анодной
цепи для сохранения правильного режима работы лампы (значения напря-
жения Uao). Обычно в широкополосных усилителях величину q выбирают
порядка 2—10. При этом в зависимости от граничной величины 0* временной
диапазон увеличивается на 1—1,5 порядка по сравнению с некорректирован-
ным каскадом. Очевидно, что для постройки
схемы с коррекцией с большим временным
диапазонов временной диапазон исходного
каскада (т. е. постоянные времени тр, тк и тэ)
должен быть достаточно большим.
Что касается стационарных характери-
стик корректированного каскада, то они
легко могут быть получены из написанного
выше выражения коэффициента передачи в
операционной форме заменой р на /со. Полу-
ченное таким образом уравнение частотной
характеристики каскада в области низких
частот имеет вид
te
zo
777
jS^O.775
Z 4 О ff 777
Рис. 4.14. Графики, иллюстри-
рующие расширение временного
диапазона усилителя в зависи-
мости от величины параметра д
при двух значениях 0*.
£7
(4.31)
1+йн v '
м _ , Л (l + g^+RlqW
Н у 1 + Q„92m2
где т = — и q = . Из этого выражения
Тр «а
видно, что если m = 1 и</= оо, то частот-
ная характеристика каскада в области низко-
частотного конца спектра совпадает с характеристикой цепи, пропускаю-
щей сигналы без искажений. При конечном значении q вид характеристик
Рис. 4.15. Частотные характеристики каскада с коррекцией в области
низких частот при разных значениях параметров q и т. .
определяется величиной этого параметра (рис. 4.15) [67]. Подробное
рассмотрение частотных характеристик для нас не представляет интереса.
326
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
(ГЛ. IV
Заметим только, что при выполнении условия коррекции (4.25) частотная
характеристика имеет подъем в области низких частот тем больший, чем
меньше величина q.
4. Характеристики усилителен с обратной связью. Введение в усилитель
обратной связи приводит, вообще говоря, к изменению всех его характери-
стик (см. гл. II, § 4). Рассмотрим частотные характеристики усилителей
на сопротивлениях с цепью отрицательной обратной связи, не содержащей
реактивных злементов, т. е. в случае
0 = const — Ро и Тр = 0.
Обращаясь к общему выражению для коэффициента усиления схемы с обрат-
ной связью (соотношение (2.56)) и замечая, что на квазирезонансной частоте
Рис. 4.16. Частотные характеристики однокаскадного усилителя с цепью
отрицательной обратной связи.
К*° 1+/Со₽о’
напишем уравнение частотной характеристики усилителя
с отрицательной обратной связью:
____________1+-KqPo_________
* Kfo V1 +2йГ0₽0М cos VK+(^0₽0M)2 ’
где М —"неравномерность характеристики при отсутствии обратной связи.
Для однокаскадного усилителя на сопротивлениях Af=cos4fK. Поэтому
уравнение частотной характеристики такого каскада с введенной в него
цепью отрицательной обратной связи
1+^оРо
(4.32)
Мt = М ...........
/1+2йГ0₽0М2 + ₽§^Л12
Из этого выражения видно, что > М при всех значениях М < 1
и‘]Хо0о Ф 0. На рис. 4.16 приведены графики MiTS — f (£2В) и = j (it)
для четырех значений произведения Хоро. Изображение в зависимости
от — (а не £2Н) позволяет придать им вид кривых, симметричных относитель-
но вертикальной оси. Выбором соответствующей величины АоРо можно рас-
ширить полосу пропускания каскада в желаемое число раз. Но при этом
пропорционально уменьшается коэффициент усиления. Так, например, для
увеличения вдвое частоты, соответствующей верхней границе полосы про-
пускания каскада, нужно выбрать АоРо = 1> тогда Kf0 = . Такое же рас-
ширение полосы пропускания в сторону высоких частот ценой пропорцио-
нального уменьшения усиления можно получить, снизив величину сопро-
тивления R& каскада.
(4.33)
!н
Ко
S и
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
327
Иначе обстоит дело, если цепь отрицательной обратной связи охваты-
вает несколько каскадов. Действительно, в случае, например, двухкаскад-
ного усилителя, состоящего из идентичных каскадов, Тк = 24f1K, где Тщ—
фазовый сдвиг компонентов спектра сигнала при прохождении через один
каскад, и так как cosT1K = Мц то cos V = cos Vк — 2М*—1 = 2М —1,
где Mi — неравномерность характеристики одного каскада, М — неравно-
мерность характеристики всего двухкаскадного усилителя. Поэтому най-
денная на основании соотношения (4.32) частотная характеристика такой
схемы с введенной в нее цепью отрицательной обратной связи, охватываю-
щей оба каскада, выражается уравнением
Mf = М 1+*оро-----------. (4.34)
1 /1 + 2#о0оМ(2М-1) + (^о₽оМ)2
Из сравнения выражений (4.33) и (4.34) следует, что для двухкаскадного
усилителя с межкаскадной отрицательной обратной связью величина отно-
шения MfIM больше, чем для однокаскадного усилителя^с внутрикаскадной
Рис. 4.17. Частотные характеристики двухкаскадного усилителя с от-
рицательной обратной связью.
связью при соответственно равных значениях М и 7ГоРо- Следовательно, введе-
нием межкаскадной отрицательной обратной связи можно расширить поло-
су пропускания усилителя при непропорционально меньшем снижении уси-
ления, а следовательно, увеличить значение произведения Kof* усилителя.
При этом следует иметь в виду, что увеличение значения свыше
определенного предела приводит к появлению подъемов частотной характе-
ристики усилителя в области низких и высоких частот. В этом можно убе-
диться из рассмотрения выражения (4.34), которое приводит к выводу, что
максимумы Mf соответствуют М = Так как ДГ^1, то это значит,
что подъемы могут наблюдаться только при AoPo > 1, и наибольшие величи-
ны Mf отвечают таким частотам, при которых частотная характеристика
усилителя без обратной связи проходит через значение М = . Это
наглядно иллюстрируют приведенные на рис. 4.17 частотные характеристики
рассматриваемой схемы ^как и на рис. 4.16.величина MfB отложена в функ-
А)
Причина нарастания усиления в' определенных областях частот заклю-
чается в следующем. Как видно из выражения (2.60), введение цепи отрица-
тельной обратной связи уменьшает усиление схемы, пока№0®—22f0cos1If>>O.
Если же частота., сигналов приобретает значение, при котором величина
328
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
К падает, а Т возрастает настолько, что достигается равенство V = ,
то Kf оказывается равным К. Дальнейшее изменение частоты сигналов ведет
к тому, что Kf становится большим К, т. е. отрицательная обратная связь
превращается в положительную. Если при этом нарастание усиления за счет
появления в схеме увеличивающейся с возрастанием йв и ^=— положительной
Рис. 4.18. Частотные характеристики трехкаскадного усилителя на
сопротивлениях с активной цепью отрицательной обратной связи.
обратной связи превосходит снижение усиления, связанное с конечными зна-
чениями постоянных времени та и тр, то должны наблюдаться подъемы частот-
ной характеристики усилителя. Это и имеет место в двухкаскадной схеме
при Аоро > !•
Аналогично изменяется вид частотной характеристики трехкаскадного
усилителя при введении в его схему цепи отрицательной обратной связи
(рис. 4.18). Как и в двухкаскадном усилителе, здесь возрастает значение
AofS при данной величине SIC2, но если Аоро >0,5, то на частотной характе-
ристике появляются подъемы.
Превращение в определенной области частот отрицательной обратной
связи в положительную может привести к нарушению устойчивости работы
усилителя. Для этого достаточно, чтобы величина Ар при положительной
обратной связи стала равной единице (см. гл. II, § 4). Возможность этого
зависит как от частотнофазовой характеристики усилителя (и цепи обрат-
ной связи), так и от начального значения Аоро. Не представляет труда пока-
зать, что для устойчивой работы усилителя на сопротивлениях, состоящего
из N идентичных каскадов, величина произведения Аоро должна удовлетво-
рять неравенству
^оРо < (^оРо)кр = д \ А'+1
Ccos W+rJ
(здесь предполагается, что частотнофазовая характеристика цепи обратной
связи совпадает с характеристикой одного каскада схемы). Отсюда видно,
что если N = 2, то (Аоро)кр = 8, если N — 3, то (Аоро)кр = 4, если N = 4,
то (Аоро)кр == 2,9 и т. д. Максимумы на частотной характеристике усилителя
появляются при величинах А0р0 значительно меньших, чем (Аоро)кр, и по-
этому величина Аоро чаще ограничивается допустимым изменением вида
характеристик усилителя, а не опасностью его самовозбуждения. В некоторых
же специальных случаях, когда желательно ввести как можно более глубо-
кую отрицательную обратную связь, принимаются специальные меры для
настолько быстрого падения с частотой величины Ар, чтобы самовозбуждение
§ 1]
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
329
оказывалось невозможным. Наиболее простым методом увеличения устойчи-
вости усилителя, дающим возможность применять глубокую отрицательную
обратную связь, является шунтирование анодной нагрузки одного из кас-
кадов емкостью. При этом суммарный сдвиг фазы в пределах, где коэффи-
циент усиления велик, определяется в основном только этим каскадом. Ина-
че говоря, в этом случае многокаскадная схема в отношении устойчивости
приближается к однокаскадной. Разумеется, этот метод непригоден, если
необходимо сохранить широкую полосу пропускания.
Хотя стационарные характеристики усилителей с обратной связью позво-
ляют сделать ряд существенных заключений о свойствах последних, осо-
бенно наглядно проследить за искажениями формы сигналов в таких схемах
можно путем рассмотрения переходных характеристик. Замена в общем
выражении (2.56) К и 0 изображениями коэффициентов передачи К- и 0-це-
пей позволяет сразу получить изображение коэффициента передачи усилите-
ля с обратной связью. Действительно, положим, например, что в каскад на
сопротивлениях введена цепь отрицательной обратной связи, не содержащая
реактивных элементов. Тогда для области малых интервалов времени после
К
изменения уровня входного напряжения К (р) = . 0 -, а 0 = 0О. Следова-
тельно, изображение коэффициента передачи такого каскада с обратной
связью будет
Kf^ 1+А-0ро+рта
Kf0
л0
(4.35)
~ Ко
где Х/о-1 + КоРо.
Из сравнения этого выражения с выражением К (р) видно, что введе-
ние отрицательной обратной связи не изменило характера переходных про-
цессов в схеме, но привело к уменьшению постоянной времени каскада та
до величины та=та^-. Так как, с другой стороны, стационарное значение
коэффициента усиления уменьшилось в это же число раз, то, очевидно,
величина каскада с введением цепи отрицательной обратной связи, не
гр
содержащей реактивных элементов, не изменилась. Это соответствует тому,
что величина произведения KofZ каскада остается неизменной.
Совершенно так же можно проследить за изменением переходных харак-
теристик многокаскадных схем при введении в них отрицательной обратной
связи. При этом выкладки могут быть относительно сложными, но зато сра-
зу можно установить, каковы возможности коррекции формы сигналов обрат-
ной связью. Эффективность коррекции возрастает с введением в 0-цепь
реактивных элементов, включенных таким образом, что уровень коэффи-
циента передачи этой цепи падает в те интервалы времени, когда уменьшает-
ся коэффициент передачи /f-цепи. Поэтому отрицательная обратная связь
автоматически увеличивает коэффициент усиления Kf схемы тогда, когда
коэффициент передачи исходной схемы К имеет пониженную величину и тем
самым корректирует искажения формы сигналов. При таких условиях для
коррекции может быть использована и внутрикаскадная отрицательная
обратная связь. К сожалению, на самом деле значительно улучшить вид
переходных характеристик с помощью отрицательной обратной связи не
удается, так как появляются новые искажения типа выбросов на фронтах
сигналов, затухающих колебаний и т. п. К таким же результатам могут
привести и паразитные параметры (в частности, входные емкости ламп),
наличие которых приводит к тому, что на самом деле всегда цепь обратной
связи содержит реактивные элементы.
330
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
В качестве примера схемы с цепью обратной связи, содержащей реактив-
ный элемент, рассмотрим каскад с сопротивлением автоматического смеще-
ния в катодной цепи лампы (рис. 4.19, а). Как уже говорилось выше, введе-
ние этого сопротивления приводит к снижению усиления в 1 + SRK раз
вследствие появления в каскаде отрицательной обратной связи по току.
Для того чтобы избежать уменьшения усиления, сопротивление RK шунти-
руют конденсатором Сбк, что в свою очередь приводит к дополнительному
скалыванию плоских вершин сигналов, т. е. к сокращению временного диа-
пазона каскада. Причинаяэтого заключается в том, что отрицательная обрат-
ная связь не исключается вовсе, а уменьшается на конечный интервал вре-
мени после изменения уровня входного сигнала. Темп восстановления
отрицательной обратной связи и, следовательно, уменьшения усиления опре-
деляется постоянной времени катодной цепи. Если последнюю сделать
равной постоянной времени анодной цепи лам-
пы, то время реакции каскада будет умень-
шено вследствие превышения в первые мо-
менты времени усиления каскада по сравне-
нию со стационарным. Вместе с тем закон
изменения выходного напряжения после скач-
ка напряжения на сетке сохранится прежним
(экспоненциальным). Действительно, запи-
санный в операционной форме коэффициент
передачи каскада (без учета действия цепей
связи)
К (п\— (р) _______£_______Да
W l + ^KZK(p) l+5KZK(p) 14-рта ’
Рис. 4.19. Схема каскада с реак-
тивным элементом в цепи обрат-
ной связи (конденсатор (а)
и графики изменения величины
выходного напряжения при раз-
личных соотношениях между по-
стоянными времени Тк и та (б).
Тк = ССк7?к, ПОЛуЧИМ
где та — R&Cz-
Замечая, что
где
где К 0 1+s^
та = тк,
(1+рТа)(1+1ДХ)
Если
(4.36)
(4.37)
то К^{р) — -— --------- и, следовательно,
1+Л1+Лдк
_ _L(i+s к >
[K(t) = K0 (1-е та^ к к).
£(4.38)
1+РТк
Следовательно, при выполнении условия (4.37) ступенчатому изменению
сеточного напряжения будет отвечать экспоненциальное изменение выходно-
го напряжения с постоянной времени в (1 + SK.Z?K) раз меньшей, чем в отсут-
ствие цепи RkCqk (или при большой постоянной времени тк). Во столько же
раз уменьшается и стационарное усиление каскада (рис. 4.19,6). Величина
Последнего может быть восстановлена увеличением в (1 + SKRK) раз анодно-
го сопротивления, но при этом во столько же раз увеличится и постоянная
времени та. Сохраняя по-прежнему тк = та, получим каскад с автомати-
ческим смещением, имеющий усиление и время реакции такие же, как каскад
без обратной связи с сопротивлением Ra в анодной цепи лампы. Емкость СбК
S 1]
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
331
□ри этом на несколько порядков меньше, чем в обычном каскаде, а скалы-
вания плоских вершин сигналов за счет катодной цепи нет.
В общем случае при невыполнении условия (4.37) выходное напряжение
описывается функцией более сложной, чем экспоненциальная. Она легко
может быть найдена по общим правилам перехода от изображений к ориги-
налам, если воспользоваться выражением (4.36). Нетрудно убедиться,
что и2 изменяется немонотонно и с возрастанием величины тк приближает-
ся к ступеньке с амплитудой SR3Umi, имеющей экспоненциальный фронт
(постоянная времени та) и спадающей с постоянной времени тк до зна-
_____ SRaUml
чения (рис. 4.19, б).
На рис. 4.20 приведена
схема трехлампового усили-
теля, охваченного цепью от-
рицательной обратной связи
(элементы последней R, С и
Ср4). Полагая для простоты,
что коэффициент усиления по-
следнего каскада (катодного
повторителя) равен единице,
а параметры анодных цепей
первой и второй ламп одина-
ковы, найдем, что в области
t < тр коэффициент усиления
схемы при выключенной цепи
обратной связи
^(Р)= (1+рТа)2 »
где
К - К К -
- л01л02 - -1+<Укдк-.
Рис. 4.20. Схема трехлампового усилителя, охва-
ченного пепью отрицательной обратной связи.
И
Положим сначала, что
емкости С в цепи обратной связи нет. Тогда
1Z / „\___К (р) ____________Kf0______
f(P) 1+#(р)Р(р) 2та
+ 1+корр+ 1+кор
где
Дк1
О _ О _ _______ДК1_______ _______Дц1
Р Ро R (1 + «УКДК1) + RKl ~ R (1+ЛКДК1)
Р2’
(4.39)
(4.40)
Из этого выражения видно, что при любом /Г0Р >0 корни стоящего
в^знаменателе полинома комплексны. Поэтому переходный процесс носит
колебательный характер. Величина выброса на фронте выходного сигнала
при ступенчатом изменении напряжения на входе существенно зависит
от значения При Аор = 0,5 относительная величина выброса порядка
2%, время реакции схемы примерно в 1,8 раза меньше, чем без цепи обрат-
ной связи (усиление меньше в 1,5 раза). Причина немонотонного переходно-
го процесса кроется в том, что изменение выходного напряжения в рассма-
триваемой схеме имеет нулевую производную при t = 0. Поэтому в началь-
ной стадии устанавливающегося процесса через цепь обратной связи не
подается сигнал с выхода на вход, и напряжение на аноде первой лампы
стремится к величине, отвечающей стационарному значению выходного напря-
жения в отсутствие обратной связи. Иначе говоря, отрицательная обратная
связь действует с задержкой относительно внешнего сигнала.
332
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
|ГЛ. IV
Для усиления коэффициента передачи цепи обратной связи в первые
моменты времени после изменения напряжения, сопротивление R блокирует-
ся емкостью С. При этом сопротивление R в выражении (4.40) следует заме-
нить на Zi (р) = . Соответственно усложнится выражение для коэффи-
циента передачи. Не приводя его здесь, заметим, что при малых выбросах
выигрыш в величине K0/Zp по сравнению с некорректированной схемой остает-
ся небольшим. Поэтому в отношении сокращения времени реакции усили-
теля отрицательная обратная связь иногда оказывается менее эффективной,
чем коррекция с помощью дополнительных элементов (индуктивностей).
Цепи обратной связи с реактивными элементами могут быть применены
и для коррекции спадов плоских вершин сигналов (т. е. для расширения вре-
менного диапазона усилителя). Для этого, очевидно, напряжение обратной
связи должно с течением времени падать для того, чтобы общее напряжение
сигнала щ + щ возрастало. Это может быть получено, в частности, с помо-
щью цепи обратной связи, аналогичной изображенной на рис. 4.20, если
емкость разделительного конденсатора Ср4 выбрать таким образом, что ско-
рость начального спадания напряжения Uf станет равной скорости начально-
го спада выходного напряжения в некорректированной схеме. Как и при
коррекции с помощью развязывающего фильтра, в течение некоторого вре-
мени выходное напряжение после его скачка будет поддерживаться прибли-
зительно постоянным. Эта возможность подробно исследуется в специальных
книгах по усилителям [11,80], и поэтому здесь мы ограничимся только заме-
чанием, что коэффициент передачи или выходное напряжение в этом случае
можно найти по общим правилам, учитывая, что 0 = 0О
1+pTj
Отрицательная обратная связь не открывает существенно новых воз-
можностей в области коррекции стационарных или переходных характе-
ристик усилителя. Практически наладка схем с обратной связью может
оказаться более сложной, чем схем с корректирующими индуктивностями.
Тем не менее, благодаря другим достоинствам, усилительные схемы с отри-
цательной обратной связью широко применяются в измерительной технике
[82]. Возможности увеличения глубины обратной связи часто кладет предел
появление отмечавшихся выше дополнительных искажений формы сигналов.
5. Некоторые схемы широкополосных усилителей. Широкополосные
усилители в лабораторной практике чаще всего применяют в сочетании
с осциллографической трубкой для исследования законов протекания тех или
иных физических процессов. В настоящее время имеются катодные осцил-
лографы с усилителями, охватывающими диапазон частот от нуля до сотен
мегагерц (см. § 2 настоящей главы), поэтому усилители, рассчитанные на
работу с осциллографическими трубками, строят в лабораторных условиях
только в особых случаях, в частности, например, если усилитель в типовом
катодном осциллографе имеет недостаточный коэффициент усиления или для
усиления сигналов, подаваемых на обе пары пластин трубки, требуются два
идентичных усилителя, либо необходим усилитель со специальным пре-
образовательным или контрольным каскадом и т. п.
Сравнительно часто усилитель катодного осциллографа дополняют выно-
сным блоком (предусилителем), который располагается вблизи от датчика
сигналов и соединяется со входом осциллографа (главным усилителем)
экранированным кабелем. В'простейшем случае это может быть каскад с ка-
тодной нагрузкой, смонтированный вместе с источником сигналов (см.,
например, рис. 3.35). Если желательно, чтобы предусилитель имел усиле-
ние, большее единицы, и вместе с тем его выходное сопротивление было бы
мало, с тем чтобы соединение его со входом усилителя кабелем не приводило
к сильному сужению полосы пропускания, весьма полезна может быть схе-
5 Л
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
333
ма «пары», состоящей из каскада с анодной нагрузкой и катодного повтори-
теля (рис. 4.21).
Полная схема широкополосного усилителя, который рассчитан на рабо-
ту с осциллографической трубкой и снабжен
представляющим собой катодный повторитель,
приведена на рис. 4.22.
Общий коэффициент усиления схемы 1000.
Его величину можно регулировать потенциомет-
ром, включенным на выходе главного усилите-
ля и служащего нагрузкой катодного повтори-
теля.
Усилитель содержит три однотактных ка-
скада (лампы Л2, Л3и Л&) с цепями коррекции,
фазоинверсный каскад (с анодно-катодной на-
грузкой—лампа Л5) и двухтактные предоконеч-
ный и выходные каскады с цепями сложной
коррекции в области верхних частот. Исполь-
выносным предусилителем,
Рис. 4.21. Схема предусилите-
ля в виде пары каскадов с
анодной и катодной нагрузкой.
зование мощных ламп на выходе позволяет по-
лучить большой динамический диапазон (око-
ло 200 в) при малом времени нарастания фрон-
та (порядка 0,03 мксек) и выбросе напряжения,
не превосходящем 1—2%. Указанные на рисунке значения индуктивностей
следует рассматривать как ориентировочные. Окончательно они должны
Рис. 4.22. Схема широкополосного усилителя для работы с осциллографической труб-
кой, имеющего усиление около 1000, время реакции порядка 0,03 мксек и выброс 1—2%.
быть подобраны при регулировке схемы (например, по наблюдению на экра-
не-присоединенной к выходу осциллографической трубки формы импульсов,
прошедших через схему, см. следующий пункт настоящего параграфа).
Для питания схемы нужны два выпрямителя — один с хорошей стабили-
зацией и малым фоном, рассчитанный на 250 в и ток 200 ма, и второй — на
напряжение 425 в и ток 200—250 ма с меньшими требованиями к стабильно-
сти напряжения и величине фона.
При постройке усилителя должны нриниматься меры к сокращению
емкости монтажа. В частности, последние лампы схемы желательно распола-
334
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
гать в непосредственной близости к осциллографической трубке, а переход-
ные конденсаторы (они должны быть безындукционными) монтировать на
стойках из изолирующего материала.
На рис. 4.23 приведена полезная схема четырехлампового широкополос-
ного усилителя, предназначенного для питания несимметричной нагрузки.
Коэффициент усиления может плавно регулироваться в пределах от 200 до
величины порядка 2000 (Путем изменения сопротивления в катоде первой
лампы). При этом изменяется и верхняя граница полосы пропускания уси-
лителя от 8 Мгц при малом усилении до 5,5 Мгц при большом усилении, что
является некоторым недостатком схемы. Нижняя граница полосы пропуска-
ния —^около 50 гц. В каждый каскад схемы введена простая коррекция
Рис. 4.23. Схема широкополосного усилителя с полосой пропускания от
50 гц до 8 Мгц при усилении 200 и от 50 гц до 4,4 Мгц при усилении 2000.
в области верхних частот и отрицательная обратная связь по току. Для уве-
личения динамического диапазона усилителя последние два каскада построе-
ны на более мощных лампах, чем первые. При указанных параметрах схемы
динамический диапазон усилителя по выходу — около 30 в. При большем
напряжении появляются заметные амплитудные искажения. В цепи питания
анодов и экранных сеток всех четырех ламп схемы включен развязывающий
фильтр, состоящий из сопротивления 7 ком, 10 вт и двух электролитических
конденсаторов по 20 мкф. В анодных цепях ламп 6П9 развязывающих филь-
тров нет, поэтому их начальное анодное напряжение выше, чем у пер-
вых ламп.
Усилитель рассчитан на питание от стабилизированного источника
(300 в, 80 ма).
На рис. 4.24 приведена схема усилителя со сложной коррекцией,
построенного на лампах 6Ж4. Этот усилитель предназначен для усиления
импульсов счетчиков частиц в устройстве регистрации совпадений в сдвоенном
0-спектрометре [83]. Общий коэффициент усиления около 103, т. е. усиление
каждого каскада около 3. Верхняя граница полосы пропускания 50 Мгц,
что соответствует времени реакции порядка 10-8 сек (см. выражение (4.16)).
Нижняя граница полосы пропускания при указанных на рисунке параметрах
схемы лежит в области десятков килогерц. Поскольку для работы схемы
совпадений с высоким разрешением нужны импульсы малой длительности
(см. гл. VIII, § 4), можно ограничиться значительно более высоким значе-
нием /н- Для повышения частоты /н до нескольких мегагерц емкости разде-
§ 1]
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
335
лительных конденсаторов в цепях связи последних двух каскадов снижают
до нескольких сотен пикофарад.
Во втором и четвертом каскадах введены дополнительные корректирую-
щие цепи в катоды ламп, а корректирующие индуктивности в анодных цепях
ламп четвертого и последнего каскадов зашунтированы сопротивлениями.
При соответствующем подэре параметров это позволяет повысить равно-
мерность частотной характеристики усилителя и уменьшить опасность само-
возбуждения схемы.
Выходной динамический диапазон усилителя порядка 2в.
6. Налаживание и исследование широкополосных усилителей. При
постройке широкополосных усилителей особое внимание должно уделяться
такому расположению деталей и элементов монтажа, при котором паразит-
ные параметры и паразитные взаимодействия в схеме сведены до минимума.
Рис. 4.24. Схема усилителя с полосой пропускания от десятков килогерц до 50 Мгц
и коэффициентом усиления 1000.
Ra = 390 ом, Вф = 1,1 ком, Rc = 470 кол», Кэ = 33 кол», RK = ,91 ол», Ср — 0,01 л»к05, Сдэ —
— 1 л»ко5, Сдк — 0,01 л»к05, Сф = 10 мкф и 0,001 л»к05.
По-видимому, рациональнее всего располагать последовательные каскады
один за другим по прямой линии, используя для постройки усилителя длин-
ное шасси. Детали (сопротивления, конденсаторы, корректирующие катуш-
ки самоиндукции и т. п.) следует помещать в непосредственной близости
к лампам. Вместе с тем их желательно монтировать не очень близко к метал-
лическому шасси. Монтаж должен быть настолько жестким, чтобы при рабо-
те с усилителем детали не меняли своего расположения. Для жесткого мон-
тажа удобно использовать вспомогательные панельки-держатели из какого-
либо изолирующего материала (текстолит, гетинакс и т. п.). Эти пластинки
лучше всего укреплять перпендикулярно металлическому шасси усилителя.
Длина монтажных проводников должна быть уменьшена до предела. Каждый
из этих проводников следует вести отдельно от других, соединяя одну деталь
с другой по возможности наиболее коротким путем. При несоблюдении этих
условий паразитная емкость анодной цепи лампы каждого каскада может
возрасти до многих десятков пикофарад.
Переходные конденсаторы должны быть безындукционными. В против-
ном случае возможно появление паразитных выбросов, сопровождающих
крутые фронты сигналов. Для уменьшения емкости по отношению к шасси
переходных конденсаторов, имеющих большие геометрические размеры, их
336
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ . УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
следует укреплять на сделанных из изолирующего материала стойках дли-
ною в несколько сантиметров.
Корректирующие катушки рекомендуется включать в анодные цепи
ламп между сопротивлениями нагрузки и фильтра (а не между анодом лампы
и нагрузочным сопротивлением). Катушки, применяемые для коррекции,
должны иметь малую собственную емкость. Кроме того, они, как и прочие
детали схемы, должны монтироваться таким образом, чтобы их емкость
по отношению к шасси была минимальной.
Практически расчет величин корректирующих индуктивностей затруд-
няется тем, что нельзя задать правильные величины паразитных емкостей,
включающие емкость монтажа, распределенную емкость самой катушки
индуктивности и т. п. Во избежание этой трудности иногда пользуются тем,
что корректирующие индуктивности и паразитные емкости образуют коле-
бательные контуры, собственные частоты которых связаны с параметрами
коррекции. Действительно, например, индуктивность. Za вместе с емкостью
С2 образует колебательный контур, резонансная частота которого связана
с величинами q, QB и юв соотношением
„ — 1 —
° /'Ж " йв Г
(это соотношение легко получается из выражений (4.20)).
Величина параметра q выбирается равной определенному значению
(например, 0,35), а значение отношения ioB/QB определяется для границы поло-
сы пропускания допустимыми искажениями формы сигналов. Поэтому часто-
та соо должна иметь вполне определенное значение для того, чтобы каскад
оказался скорректированным. Вычислив ее (для этого не надо знать величи-
ну емкости С2), подают на вход гармоническое напряжение, частота которого
равна найденному значению ю0. Затем, изменяя величину индуктивности
La, настраивают контур, состоящий из индуктивности и неизвестной емко-
сти С2, в резонанс по максимуму коэффициента усиления каскада (для того
чтобы резонанс был лучше заметен при определении величины Za, сопроти-
вление На можно закоротить, ламповый вольтметр для измерения напряже-
ния рекомендуется приключать к выходу следующего каскада, чтобы не
изменять величину емкости С2 настраиваемого каскада). Очевидно, что
величина La, соответствующая резонансу, и представляет собой значение
индуктивности, необходимой для коррекции каскада.
Определив таким способом величину La, находят величину сопроти-
вления, пользуясь соотношениями (4.20):
о ®в^а
а~ Йв<7 '
При постройке усилителя до его регулировки удобно включать в схему
корректирующие катушки несколько большей индуктивности, чем это тре-
буется по расчету. Окончательная величина подбирается при налаживании
схемы путем постепенного отматывания части витков катушки или измене-
ния положения сердечника (из магнетита, феррокарта и т. п.).
Для получения частотной характеристики измеряют величину коэффи-
циента усиления гармонических сигналов разных частот, подаваемых на
вход усилителя. В зависимости от того, на какой диапазон частот рассчитан
усилитель, используют генераторы звуковой частоты или более высоких
частот, например генераторы стандарт-сигналов (ГСС). Выходное напряже-
ние обычно измеряется с помощью лампового вольтметра.
Такое исследование усилителя занимает много времени и не дает возмож-
ности быстро его наладить. В этом отношении очень удобен прибор, позво-
ляющий наблюдать частотную характеристику исследуемого усилителя (или
S и
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
337
часть ее) на экране осциллографической трубки, так называемый испытатель
частотных характеристик (ИЧХ) [84]. Прибор содержит генератор гармони-
ческих сигналов, частота которых периодически линейно изменяется в опре-
деленных пределах (изменения частоты в ИЧХ-1 лежат в диапазоне 0,1—
20 Мгц). Это напряжение (его эффективное значение в ИЧХ-1 может регу-
лироваться в пределах 0,001—1 в) подается на вход исследуемого усилите-
ля. Напряжение, снятое с выхода усилителя, детектируется и усиливается
в специальных каскадах, входящих в состав ИЧХ, а затем поступает на
отклоняющие пластины осциллографической трубки. На вторую пару пла-
стин подается пилообразное напряжение развертки, период которой равен
периоду изменения частоты генератора гармонических сигналов. В резуль-
тате этого на экране трубки наблюдается неподвижное изображение частот-
ной характеристики исследуемого усилителя, что дает возможность легко
проследить за изменением ее вида при варьировании параметров схемы.
Амплитудная характеристика усилителя находится путем измерения
коэффициента усиления схемы при разных амплитудах гармонического сигна-
ла фиксированной частоты, действующего на ее входе. Если при испытании
усилителя обнаруживается большое несоответствие между расчетной и дей-
ствительной частотными характеристиками, то это значит, что при расчете
недостаточно точно были учтены паразитные параметры схемы или были
допущены ошибки в конструировании усилителя, в результате чего появились
паразитные обратные связи. Неудовлетворительный вид амплитудной харак-
теристики усилителя свидетельствует о том, что рабочая точка выходит
за пределы приблизительно прямолинейного участка динамической характе-
ристики лампы. Если в схеме есть дроссели и трансформаторы, то их пере-
грузка также приводит к отклонению амплитудной характеристики от ли-
нейной.
В настоящее время все больше предпочитают исследовать усилители
путем непосредственного наблюдения их переходных характеристик. Для это-
го на вход усилителя подают периодическую последовательность прямоу-
гольных импульсов и визуально, на экране осциллографической трубки,
наблюдают форму импульсов, прошедших через схему. Помимо того, что
при этом отпадает необходимость устанавливать соответствие между деталя-
ми частотной характеристики и деталями искажений формы сигналов, непо-
средственное наблюдение выходных сигналов позволяет сравнительно легко
подобрать оптимальные параметры схемы и гарантировать отсутствие некон-
тролируемых искажений.
Для удобства наблюдения искажения формы импульсов, обусловленно-
го изменениями в высокочастотном конце его спектра, длительность импуль-
сов должна быть больше, чем время, необходимое для протекания нестацио-
нарных процессов при резком изменении величины напряжения, действую-
щего на входе схемы. С другой стороны, если продолжительность импульсов
слишком велика, то фронт импульса на выходе схемы занимает относи-
тельно малую долю продолжительности импульса, и наблюдать, как изме-
няется вид этого фронта при варьировании параметров схемы, неудобно.
Если время реакции усилителя лежит в пределах 1—2 мксек, то для иссле-
дования искажений формы сигналов, обусловленных изменениями в высоко-
частотном конце их спектра, можно воспользоваться импульсами с коэффи-
циентом заполнения у = 0,5, частотой чередования порядка 100 кгци вре-
менем фронта 0,1 мксек или меньше. В случае исследования усилителя
с меньшим временем реакции время фронта входного сигнала должно быть
соответственно уменьшено.
Для наблюдения искажений сигналов к выходу исследуемого усилите-
ля присоединяется катодный осциллограф, причем надо иметь в виду, что
этим самым на выход усилителя может быть включена большая емкость
22 А. М. Бонч-Бруевич
338
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
1ГЛ. IV
и соответственно характеристики усилителя окажутся ухудшенными. Вооб-
ще желательно исследовать усилитель с включением на его выход эквивален-
та той нагрузки, с которой он обычно работает. Если параметры входа осцил-
лографа сильно отличаются от параметров нагрузки, на которую рассчитан
данный усилитель, то можно рекомендовать включение между ним и катод-
ным осциллографом дополнительного каскада с катодной нагрузкой. Величи-
на катодной нагрузки лампы этого каскада выбирается такой, чтобы каскад
не вносил дополнительных искажений в форму проходящих через него импуль-
сов. На вход каскада с катодной нагрузкой может быть включена та или
иная емкость (или сопротивление) для приближения параметров входа к пара-
метрам нормальной нагрузки исследуемого усилителя.
Если исследуется усилитель с большим динамическим диапазоном, и ам-
плитуда импульсов на его выходе достаточно велика, то их можно непосред-
ственно подать на пластины вертикального отклонения луча осциллографи-
ческой трубки. Если же для дополнительного усиления сигналов исполь-
зуется усилитель, имеющийся в осциллографе, то его полоса пропускания
Рис. 4.25. Формы импульсов, наблюдаемых на экране осцил-
лографа при исследовании искажений, обусловленных огра-
ничением полосы пропускания со стороны верхних частот.
должна быть более широкой, чем исследуемого усилителя. Поэтому для иссле-
дования и налаживания усилителей, предназначенных для быстроперемен-
ных сигналов, может потребоваться специальный широкополосный осцил-
лограф.
Некоторые характерные формы импульсов, наблюдаемых на экране
осциллографа при исследовании искажений фронтов импульсов в усилите-
лях, приведены на рис. 4.25. Прямоугольные импульсы (рис. 4.25, а) соответ-
ствуют импульсам, подаваемым на вход усилителя. Импульсы такой же
формы наблюдаются на экране осциллографа, связанного с выходом усили-
теля, при неискаженном прохождении через него сигналов. Если в схеме
исследуемого усилителя имеется «недокоррекция» в области высокочастотно-
го конца спектра и в этой области частот характеристики корректированно-
го каскада приближаются к характеристикам некорректированного, то им-
пульсы на выходе схемы имеют вид, подобный изображенному на рис. 4.25, б
(для определенности будем иметь в виду схему параллельной коррекции).
С целью исправления таких искажений можно либо повысить величины
корректирующих индуктивностей, либо уменьшить сопротивление анодных
нагрузок ламп (величину емкости С2 Для каждого каскада полагаем фикси-
рованной). Последнее связано с уменьшением усиления, но позволяет полу-
чить более крутые фронты импульсов в окончательно скорректированном
усилителе.
Если, наоборот, в схеме имеется «перекоррекция» и элементы La, С2
и Ra образуют колебательный контур, то импульсы на выходе обнаружива-
ют выбросы, которые соответствуют затухающим колебаниям, сопровождаю-
щим передний и задний фронты (рис. 4.25, в). В этом случае улучшить форму
выходного напряжения можно, либо увеличивая сопротивление Ra, либо
уменьшая величины индуктивностей La. Первое сопровождается возрастани-
ем усиления, но крутизна фронтов сигналов, прошедших через скорректи-
§ и
ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
339
рованный усилитель, будет меньше, чем при снижении La. Если с уменьше-
нием La, даже при заметном падении средней скорости изменения выходно-
го напряжения, сохраняются периодические выбросы, то зто означает, что
источником колебательного процесса в схеме является не контур La, С2,
Ra, а другие цепи, в которые входят детали с большой паразитной индуктив-
ностью (например, неподходящие переходные конденсаторы). Такие детали
должны быть обнаружены и из схемы исключены. Если же наблюдаются оди-
ночные выбросы, сопровождающие каждый фронт (рис. 4.25, г), то это обыч-
но бывает связано с прохождением сигналов со входа каскада на выход
через небольшие емкости связи анодной и сеточной цепей. Проходя по этому
пути, входные импульсы дифференцируются, преобразуются в пару кратко-
временных всплесков, которые суммируются с сигналами, прошедшими
«законным» путем.
В схеме с последовательной коррекцией совершенно так же можно
подобрать нужную величину корректирующей индуктивности L (см. рис. 4.8).
Регулировка сложной схемы коррекции усложняется из-за необходимости
подобрать значения двух корректирующих индуктивностей, но наблюдение
формы импульсов на экране осциллографа значительно облегчает эту задачу.
Для исследования искажений плоских вершин сигналов и для соответ-
ствующей регулировки схемы необходимы импульсы более продолжитель-
ные, чем для исследования искажений фронтов. Продолжительность этих
импульсов (а равно и интервалов между ними) должна быть достаточно вели-
ка для того, чтобы выявились искажения формы сигналов, связанные с отно-
сительно медленными процессами в переходных цепях, цепях автоматическо-
го смещения и цепях питания экранных сеток ламп усилителя.
Практически для исследования низкочастотных искажений, вносимых
усилителями, которые применяются в физических лабораториях, могут быть
использованы импульсы, имеющие у = 0,5 и частоту чередования порядка
нескольких десятков герц или меньше. В данном случае нет необходимости
вводить усилительный каскад с катодной нагрузкой между выходом иссле-
дуемого усилителя и осциллографом, но осциллограф должен хорошо про-
пускать низкочастотные сигналы.
Последние каскады усилителей осциллографов большей частью не име-
ют разделительных конденсаторов, и их полоса пропускания простирается
до со = 0. Выход исследуемого усилителя может быть присоединен к осцил-
лографической трубке прямо через эти каскады, минуя разделительные
цепи, имеющиеся в первых каскадах усилителя осциллографа.
Рис. 4.26. Формы импульсов, наблюдаемых на экране осцил-
лографа при исследовании искажений, обусловленных ограниче-
нием полосы пропускания со стороны нижних частот. ’
Типичные формы импульсов низкой частоты, наблюдаемых на выходе
исследуемого усилителя, изображены на рис. 4.26. Импульсы со скалыва-
нием плоской вершины (рис. 4.26, б) соответствуют недокоррекции, и для
их исправления необходимо повышать постоянные времени цепей тр, тк,
и тэ или понижать постоянную величину времени Tj = НаСф. Импульсы,
изображенные на рис. 4.26, виг, соответствуют перекоррекции усилителя
в области нижних частот, причем импульсы последнего вида свидетельству-
ют о том, что выбранное значение q = мало и необходимо, помимо
•**а
22*
340
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
регулировки постоянных времени соответствующих цепей, также увеличить
сопротивления фильтров в анодных цепях ламп.
Вид импульсов, прошедших через усилитель, значительно усложняется,
если постоянные времени цепей, дающих искажения плоских вершин сигна-
лов, существенно различаются. Так, на рис. 4.26, д приведены выходные
сигналы в случае, если постоянная времени тк много меньше постоянной
времени переходной цепи и цепи экранной сетки, а параметры анодного
фильтра выбраны таким образом, что в каскаде имеется сильная перекоррек-
ция. Параметры каких элементов схемы и в какую сторону следует изме-
нять в этом случае, для того чтобы уменьшить искажения и приблизить
импульсы к прямоугольным, ясно из изложенного выше.
Регулировка усилителя и выбор наиболее удачных параметров его
схемы осложняются тем, что каскады никогда не бывают совершенно иден-
тичными и в разных каскадах могут иметь место искажения разных типов,
которые накладываются при прохождении сигнала через весь усилитель.
Поэтому, если возможно, следует производить покаскадную регулировку
схемы, причем нужно обращать серьезное внимание на то, чтобы параметры
регулируемого каскада не изменились в результате связи его выхода с катод-
ным осциллографом.
Изложенный здесь в общих чертах метод налаживания и исследования
широкополосных усилителей позволяет сделать это быстрее и успешнее,
чем метод исследования и приближения к идеальным частотной и фазовой
характеристикам схемы. Пригодные для этого генераторы прямоугольных
импульсов с регулируемой или фиксированной частотой описаны в пери-
одической литературе [85—87 ]. Некоторые из них рассмотрены в гл. V, § 4.
Большой интерес для исследования широкополосных усилителей пред-
ставляет прибор, носящий название испытателя переходных характеристик
(ИПХ) [84]. Этот прибор объединяет в себе генератор прямоугольных импуль-
сов и осциллограф.
Импульсы, возбуждаемые генератором в приборе ИПХ-1, имеют время
нарастания порядка 2-10~8 сек, а максимальная амплитуда их 9 в. Осцилло-
граф, помимо ряда вспомогательных блоков, содержит широкополосный
усилитель (максимальная чувствительность осциллографа — 15 мм откло-
нения луча на экране трубки на 1 в эффективного напряжения на входе)
и генератор отметок времени, которые наносятся через интервалы времени
2-10-8 сек и 10-7 сек путем управления интенсивностью электронного луча
трубки. Усилитель осциллографа имеет выносной каскад с катодной нагруз-
кой, связанный с главным усилителем кабелем, этот каскад присоединяется
к испытуемому усилителю проводами минимальной длины, входная емкость
его меньше 10 пф.
Приборы типа ИПХ позволяют исследовать переходные характеристики
усилителя со временем установления до величины порядка нескольких десят-
skob наносекунд.
§ 2. СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
1. Усилительный каскад с распределенными параметрами. В связи
с переходом к регистрации все более и более быстро протекающих процессов
в экспериментальной физике появилась необходимость усиливать сигналы
с временем нарастания порядка 10“9 — 10-10 сек. Используя современные
широкополосные лампы и многокаскадные схемы с коррекцией, можно
построить усилители с временем реакции порядка 0,01 мксек или немного
меньшим *). Для того чтобы строить еще более быстрые усилители, нужно
*) Возможности расширения в несколько раз полосы пропускания путем импульс-
ного питания ламп здесь не рассматриваются.
§ 2]
СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
341
преодолеть ограничение, накладываемое широко волосностью ламп, что
позволяют сделать так называемые усилители с распределенными парамет-
рами. Применяя искусственные линии, можно включить несколько ламп
в каждом каскаде так, что крутизны их характеристик складываются,
а входные и выходные емкости не суммируются. Это позволяет построить
широкополосный усилитель, верхняя граница полосы пропускания которого
превосходит широкополосность лампы и может достигать нескольких сотен
мегагерц, т. е. усилитель с временем реакции порядка 10~9 сек или меньше.
Принцип построения каскада такого усилителя на искусственных
линиях иллюстрирует рис. 4.27. Источник сигналов включен на вход линии,
Рис. 4.27. Принципиальная схема усилительного каскада на искусствен-
ных линиях.
состоящей из ТсСс-ячеек (сеточная линия каскада). К каждой ячейке при-
соединен интервал сетка — катод ламп (роль емкости Сс могут играть емко-
сти Свх лампы), а конец линии замкнут на сопротивление, равное ее волно-
вому сопротивлению (^рс = При малых потерях в линии этой же
величине равно и ее входное сопротивление (независимо от числа ламп
в схеме). Далее, в каскаде имеется вторая (анодная) линия, каждая ячейка
которой образована индуктивностью L& и выходной емкостью лампы. Эта
линия с обеих сторон замкнута на сопротивления, равные ее волновому
сопротивлению (роль такого сопротивления на правом конце линии первого
каскада играет входное сопротивление сеточной линии второго каскада).
Для правильной работы каскада существенно равенство скоростей по обеим
линиям, что может быть выполнено при правильном выборе параметров
схемы (LcCc = LaCa).
Положим, что напряжение на входе схемы мгновенно изменяется на
величину Uml. Этот сигнал распространяется вдоль сеточной линии слева
направо. Когда он достигает точки присоединения сетки первой лампы,
анодный ток последней изменяется на величину SUml. Так как входное
сопротивление участков линии слева и справа от точки присоединения анода
первой лампы равно ра, то изменение анодного тока вызывает изменение
напряжения на аноде лампы на величину SUmi у . Этот скачок напряжения
распространяется влево и вправо по анодной линии. Сигнал, распростра-
няющийся влево, достигает сопротивления R2 и вследствие того, что R2 = Qa,
342 НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 1ГЛ. IV
отраженной волны напряжения не появляется. Сигнал, распространяющий-
ся вправо по анодной линии, достигает точки присоединения анода второй
лампы в тот момент, когда сигнал, продолжавший распространяться по
сеточной линии, изменяет анодный ток второй лампы. В результате этого
вправо от точки присоединения анода второй лампы распространяется
сигнал, равный 2 (полагаем, что лампы идентичны, а потерь
в линиях нет). Процесс сложения сигналов продолжается по мере распро-
странения их по линиям, и на выходе анодной линии при нагрузке ее на
сопротивление, равное'волновому (^Qa= > появляется скачок напря-
жения Umi = mS у Umi. Следовательно, коэффициент усиления каскада,
содержащего т ламп,
K = mS^. (4.41)
Верхняя граница полосы пропускания каскада /а определяется грани-
цей полосы пропускания линий сеточной и анодной — их критическими
частотами (см. гл. I, § 4), которые имеют значения /кр с = —г_и /кр а =
л у £сСс
1
= —г (выражение (1.111)). Из условия равенства скоростей распро-
л У />аСа
странения сигналов по обеим линиям следует, что /кр с = /кр а = /в- Мини-
мальное значение емкости Са = Сак + Ссж. Поэтому произведение коэф-
фициента усиления каскада на его верхнюю граничную частоту равно
(4-42)
ZJI (CaK-j-Ocx;
В этих же условиях (т. е. без учета емкости нагрузки каскада) произведение
коэффициента усиления на верхнюю граничную частоту у обычного рео-
статного каскада имеет значение 5—;. Следовательно, каскад
2л(Сак+Ссж)
с распределенными параметрами дает выигрыш в величине этого произве-
дения в т раз, что соответствует раздельному действию паразитных емко-
стей, каждая из которых включена в свое звено линии, и суммированию кру-
тизн всех ламп. Вместе с тем, как и в реостатном каскаде, широкополосность
лампы существенно определяет величину Kf^, и для постройки каскада
по-прежнему следует выбирать лампу с возможно большей крутизной и воз-
можно меньшей входной и выходной емкостями. Чем эти емкости меньше,
тем более широкополосны могут быть линии при выбранных значениях индук-
тивностей звеньев. Уменьшение же индуктивностей влечет за собой снижение
коэффициента усиления подобно тому, как уменьшение сопротивления анодной
нагрузки приводит к снижению коэффициента усиления реостатного каскада.
Следует заметить, что на самом деле работа усилителей на линиях более
сложна, так как на частотах свыше 100 Мгц существенную роль играют
потери в линиях, индуктивности вводов ламп и падение их входного сопро-
тивления с частотой вследствие конечного времени пролета электронов.
Компенсация влияния этих факторов, приводящих к ограничению полосы
пропускания, требует включения специальных корректирующих элементов,
усложнения вида звеньев линий и т. д. [88, 89]. При весьма тщательном
расчете и конструировании каскадов на линиях удается строить усилители
с верхней граничной частотой вплоть до 400 Мгц [90].
В усилителях с распределенными параметрами применяют как спи-
ральные, так и искусственные линии, состоящие из сосредоточенных индук-
тивностей и емкостей (роль которых, как уже говорилось, могут играть
емкости ламп). Наилучшие результаты в отношении равномерности частот-
§ 2]
СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
343
Рис. 4.28. Схема усилительного кас-
када на линиях для области низких
частот.
ной характеристики дают линии с индуктивной связью катушек отдельных
звеньев [21 ] или с дополнительными емкостями, связывающие соседние
звенья [12 ]. Известные трудности представляет согласование линии и нагруз-
ки, т. е. выбор условий, при которых не появляются отраженные сигналы от
правого конца сеточной и левого конца анодной линии касада. Иногда реко-
мендуется между последним звеном линии и замыкающим ее сопротивлением
включать специальные «выравнивающие» звенья, содержащие дополнитель-
ные емкости и индуктивности [12].
При конструировании усилителей на линиях стремятся строить схему
таким образом, чтобы катоды всех ламп находились под потенциалом земли,
так как собственная индуктивность бло-
кировочных конденсаторов большой
емкости может существенно ухудшить
характеристики схемы в области верхних
частот. Поэтому необходимое смещение
на сетки лампы подают через большое
сопротивление (Rc на рис. 4.27) от по-
стороннего источника и в схему включают
разделительные конденсаторы Ср, отде-
ляющие катушки индуктивности сеточ-
ной линии вместе с сетками ламп от
нулевого провода.
Введение в схему разделительных
конденсаторов приводит к ограничению
полосы пропускания каскада со стороны
низких частот. В области низких частот,
соответствующих периодам колебаний,
много большим времени распространения
сигналов по линиям, последние теряют
свойства цепей с распределенными параметрами, и можно считать, что потен-
циалы сеток всех ламп изменяются синфазно. Тогда все лампы могут быть
объединены вместе, и для низких частот схема приобретает вид, изображен-
ный на рис. 4.28. Из ее рассмотрения видно, что стационарные и переходные
характеристики каскада в области низких частот определяются сеточной
и анодной разделительными 7?С-цепями. Если внутреннее сопротивление
источника сигналов Ro равно gc (т. е. источник сигнала согласован по сопро-
тивлению с сеточной цепью каскада), то при Ср1 = Срс сигнал на сетке лампы
равен Um0/2 и не зависит от частоты, пока coCpiJF?c 1- В области же столь
низких частот, что последнее неравенство нарушается, уровень сигнала
на сетке снижается вследствие деления напряжения в цепи Ср1, Rc. Иначе
говоря, входная цепь дает обычный для разделительных цепей завал частот-
ной характеристики в области нижних частот (скалывание плоских вершин
сигналов), определяемый постоянной времени тс = RcCpl.
Аналогичные искажения вносит и вторая разделительная цепь. Дей-
ствительно, приведенное выше выражение для выходного напряжения
Um2 показывает, что выход каскада представляет собой источник э. д. с.
Um20 = mSQaUml с внутренним сопротивлением ga (это же видно и из рас-
смотрения схемы на рис. 4.28). Поэтому, если каскад нагружен на сопроти-
вление RB — ga, то завал частотной характеристики в области нижних
частот и скалывание плоских вершин сигналов, связанные со второй раз-
делительной цепью, определяются постоянной времени т = 2gaCp2. Если же
нагрузкой рассматриваемого каскада служит вход следующего каскада
с распределенными параметрами, построенного по той же схеме, что и пер-
вый, то сопротивление RB заменяется цепью, которая состоит из параллельно
соединенных сопротивления Rc2 и ветви, содержащей сопротивление R = gC2
344
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
и конденсатор Ср2- Тогда вторая разделительная цепь действует аналогично
первой, и даваемое ею скалывание вершин сигналов определяется постоянной
времени т = RczCV2-
2. Многокаскадные усилители с распределенными параметрами. Так
как минимальные емкости линий задаются собственными емкостями ламп
и схемы, то для увеличения широкополосности усилителя нужно снижать
индуктивности звеньев линии. При этом уменьшается волновое сопротивле-
ние линий и коэффициент усиления, даваемый каждой лампой, становится
малым. Поскольку коэффициенты усиления всех ламп в каскаде не перемно-
жаются, а складываются, то для получения большого общего коэффициента
усиления требуется очень много ламп. Поэтому усилители с распределен-
ными параметрами строят по многокаскадной схеме, соединяя последователь-
но несколько каскадов, каждый из
30 50 80 100 130 150 180
f f.MBO
Рис. 4.29. Вид частотной характеристики
усилителя с распределенными параметрами.
которых содержит т ламп, лак как
на входе каждого каскада действует
сигнал, усиленный в предыдущем кас-
каде, то общий коэффициент усиления
К = (N — число каскадов), что
позволяет получить при заданном
числе ламп п = mN значительно боль-
шее усиление, чем если бы все лампы
были включены в один каскад. Вместе
с тем верхняя граница полосы про-
пускания усилителя, состоящего из
идентичных каскадов, должна оста-
ваться такой же, как у отдельных
каскадов. Практически, однако,
вследствие потерь в линиях, неодно-
родностей линий, обусловленных присоединением к ним ламп с несколько
различными параметрами, отражений в местах соединения линии, а также
вследствие того, что волновое сопротивлений линии изменяется в области
частот, близких к /кр, частотная характеристика более или менее значи-
тельно отличается от идеальной. Она может иметь вид волнистой линии
(рис. 4.29), число максимумов на которой увеличивается по мере возраста-
ния числа каскадов в схеме и количества ламп в каждом каскаде.
При последовательном соединении каскадов усилителя на линиях
напряжение, снятое с конца анодной линии одного каскада, должно быть
подано на вход сеточной линии следующего. При зтом надо иметь в виду,
что обычно входная емкость ламп больше выходной емкости (см. п. 2, § 1
настоящей главы) и при равной скорости распространения сигналов по лини-
ям анодная линия имеет меньшее волновое сопротивление, чем сеточная.
Поэтому, для того чтобы в месте соединения каскадов не появились отра-
женные сигналы, волновые сопротивления должны быть согласованы с помо-
щью специальной цепи — трансформатора, у которого коэффициент передачи
напряжения равен Qc/Qa в широкой полосе частот. При этом усиление кас-
када, измеренное как отношение напряжения на входе второго каскада
к напряжению на входе первого:
(4.43)
Так как, далее, волновые сопротивления линии могут быть представлены
1 1
В виде Qc = - » И Qa = » , ТО
ЛСс/в ЛСа/в
mS
2л
(4.44)
§ 2]
СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
345
где Са = Сак + Ссх и Сс = Сск + Ссх. Практическое осуществление ши-
рокополосных трансформаторов, согласующих сопротивления линий, значи-
тельно усложняет схему, и поэтому в большинстве случаев предпочитают
обходиться без них.
В некоторых случаях считают возможным использовать непосредствен-
ное соединение анодной и сеточной линий (через разделительный конден-
сатор), несмотря на то, что их
волновые сопротивления разные
(рис. 4.30, а). Если бы левый ко-
нец анодной линии первого кас-
када и правый конец сеточной
линии второго каскада были замк-
нуты на идеально согласованные
сопротивления, то появление от-
раженных сигналов в месте со-
единения линий вообще не пред-
ставляло бы никакой опасности.
Однако практически выполнить
условие идеального согласования
не удается, и обычно наблюдается
появление вторичных импульсов
небольшой амплитуды, следую-
щих после основного с задерж-
кой, равной удвоенному времени
пробега по линии. Поэтому метод
непосредственного соединения
линий пригоден, только если по-
явление таких импульсов-сатели-
тов не представляет угрозы.
Коэффициент усиления кас-
када при непосредственном вклю-
чении линий меньше определяе-
мого по формуле (4.41) в число
раз, равное коэффициенту пере-
дачи напряжения от анодной ли-
нии к сеточной (см. выражение
(1.107)):
Ki = mS (4.45)
Qa + бс '
Заменяя ра и рс их выражениями
через /*, получим
к&=-^+с >• (4*46)
11 (Ga+Cc)
Рис. 4.30. Методы соединения анодной (выход-
ной) и сеточной (входной) линий двух каскадов
с распределенными параметрами.?
Из выражений (4.43) и (4.45) видно, что коэффициент усиления
каскада при непосредственном соединении линий меньше, чем при вклю-
чении согласующего трансформатора. Однако так как сопротивления
сеточной и анодной линий отличаются не более чем в 1,5—2 раза, это
различие мало.
Исключить отражение сигналов в месте соединения линий можно, если
сделать равными волновые сопротивления анодной и сеточной линий. Для
этого значения емкостей анодной линии должны быть доведены до значений
емкостей сеточных линий путем включения дополнительных конденсато-
ров в каждое звено, а индуктивности звеньев соответственно уменьшены до
346
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
значений Ьс2 (рис. 4.30, б). Тогда
К1==тЗ^-. (4.47)
и
ВД = ^-. (4.48)
Следовательно, при этом коэффициент усиления оказывается в ]^Сс/Са
раз меньше, чем при трансформаторном согласовании сопротивлений линий.
Можно также значительно уменьшить, если и не исключить вовсе,
отражения сигналов в месте соединений каскадов, используя простейший
способ согласования волновых сопротивлений линий (см. гл. I, § 4), включив
между ними сопротивление R = ра — рс (рис. 4.30, в). Нетрудно убедиться,
что при этом выражения (4.47) и (4.48) остаются в силе и последний метод
борьбы с отраженными сигналами отличается от предыдущего (от приравни-
вания сопротивлений ра и рс) его относительной простотой. В том и в дру-
гом случаях ликвидация отраженных сигналов сопровождается уменьше-
нием усиления каскада.
Если появление небольших отраженных импульсов-сателитов допусти-
мо, то можно увеличить коэффициент усиления каскада по сравнению с вели-
чиной, даваемой выражением (4.45), примерно вдвое. Для этого между
анодной и сеточной линиями двух каскадов включают буферную лампу
(рис. 4.30). Тогда анодная линия первого каскада работает в режиме, близком
к R„ = оо, и поэтому напряжение на ее конце оказывается вдвое больше,
чем при замыкании линии на сопротивление, равное волновому. Оно дей-
ствует на сетке лампы, в анодную цепь которой включена сеточная линия
второго каскада. Коэффициент усиления такого каскада обычно близок
к единице, и поэтому уровень сигнала на входе второго каскада приблизитель-
но вдвое больше, чем если сеточная линия прямо присоединена к анодной
линии первого каскада.
Некоторое дополнительное преимущество схемы с буферными лампами
заключается в том, что полярность сигнала в сеточных линиях всех каскадов
усилителя одна и та же, а это практически облегчает постройку цепей подачи
начального смещения на сетки ламп.
Так как для получения большого коэффициента усиления усилитель
на линиях должен содержать очень много ламп, представляет интерес вопрос
о наиболее рациональном их распределении по каскадам, позволяющем полу-
чить заданный коэффициент усиления при наименьшем числе ламп.
Из приведенных выражений (4.43), (4.45) и (4.47) видно, что коэффициент
усиления TV-каскадного усилителя можно' записать в виде Ki = (mA)N,
где А — коэффициент, зависящий от параметров лампы и схемы каскада.
Определяя отсюда величину т, запишем общее число ламп в виде
1
n = mN = ~KiN
А 1 •
[ , _ _____________ t/А? • •
Приравнивая нулю производную , найдем, что наименьшее число ламп п
при К = const соответствует числу каскадов в схеме
N = lnK.
Соответственно число ламп в каскаде при оптимальном их распределении
т — е, (4.49)
' а усиление каждого каскада
Ki = e. (4.50)
S 2]
СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
347
В качестве примера положим, что требуется построить усилитель,
имеющий К — 80—100 при верхней границе полосы пропускания /* =
= 200 Мгц. Сначала будем полагать, что каскады соединены с помощью
широкополосных согласующих трансформаторов и поэтому усиление каж-
£
дого каскада дается выражением (4.44): А — —» ,........ Для постройки
« 2л/в г
усилителя выберем лампы 6Ж1П, имеющие 5 = 5,1 ма!в, Свх — 4 пф
и Свых = 2,8 пф. Считая, что емкость монтажа увеличит эти емкости на 2 пф
каждую, получим А =0,76. При этом величина -^-е равна 3,7, т. е. рацио-
нально взять четыре лампы в каждом каскаде.
Усиление каждого каскада Ki = mA = 3. Число каскадов в схеме
должно быть равно 4 для того, чтобы коэффициент усиления был равен 81.
При этом общее число ламп будет равно 16. Если в каждом каскаде взять
по три лампы, то усиление каскада будет 2,25, и при 15 лампах в схеме
(5 каскадах) получим усиление, равное 59. Если в каждом каскаде вэять
по пять ламп, то усиление на каскад будет 3,75, и при 15 лампах усиление
всей схемы будет 53. Таким образом, принятое первоначально распре-
деление дает возможность получить наибольшее усиление практически
при том же числе ламп. Определим параметры сеточной и анодной линий
усилителя:
Ъцл — —5----= 0,5 мкг,
Lcl = —г----= 0,42 мкг,
еа= ^=315ол<
и
Сс = ]/-^- = 264ол.
Такие линии могут быть выполнены в виде цепи из миниатюрных кату-
шек. Как уже говорилось, большую трудность представляет конструирова-
ние и изготовление широкополосных согласующих трансформаторов. Если
в рассмотренном выше примере отказаться от таких трансформаторов и перей-
ти к прямому соединению линий без изменения их волновых сопротивлений,
£
то величина коэффициента А = —*------------- (выражение (4.46)) будет
л/в (Са-|-Сс)
равна 0,75 и приведенный расчет останется в силе. Если, далее, с целью
избежать отраженных сигналов в месте соединения анодной и сеточной линий,
сделать равными их волновые сопротивления, взяв Lal = 0,42 мкг и вклю-
чив между анодом и катодом каждой лампы дополнительную емкость 1,2 пф,
то усиление одного каскада (при т = 4) будет Ki = -—*— = 2,7,
2л/вСс
а всего усилителя — 53. Для повышения величины К, как нетрудно убе-
диться, можно либо добавить один каскад (при этом получим К = 140),
либо в каждый из четырех каскадов добавить по одной лампе (при этом
К = 135). Само собой разумеется, что можно добавить и каскад, содержащий
две или три, а не четыре лампы.
На рис. 4.31 приведена схема [91 ] двухкаскадного усилителя, в кото-
ром волновое сопротивление сеточной линии второго каскада равно волно-
вому сопротивлению анодной линии первого (200 ом), благодаря чему цепь
согласования исключена. Сеточная линия первого каскада имеет волновое
сопротивление, равное волновому сопротивлению кабеля, который связывает
348
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
усилитель с источником сигналов (75 ом). Наконец, волновое сопроти-
вление анодной линии второго каскада выбрано максимально возможным
при данных лампах (340 ом). Линии выполнены в виде спиралей диаметром
около 14 мм из голого медного провода диаметром 2 мм (числа витков в каждой
секции указаны на рисунке). Общее усиление двух каскадов на лампах 6Ж5П
(в оригинальной схеме — Z77), имеющих S — 9 ма/в, будет около 20. Частотная
Рис. 4.31. Схема двухкаскадного усилителя с распределенными параметрами.
осциллографах. Осциллографический
Рис. 4.32. Частотная характеристика уси-
лителя, построенного по схеме, приведен-
ной на рис. 4.31.
характеристика усилителя приведена на рис. 4.32. Большое число опи-
санных в литературе усилителей с распределенными параметрами пред-
назначено для работы в скоростных (сверхширокополосных) катодных
усилитель на линиях обычно содер-
жит блок предварительного усиле-
ния, парафазный каскад и выходной
двухтактный усилитель также на ли-
ниях. Пример схемы такого типа (без
блока предварительного усиления)
приведен на рис. 4.33 (часть схемы
усилителя каждого У-канала двух-
лучевого осциллографа ДЭСО-1). На
лампе Л1 построен парафазный кас-
кад по схеме каскада с катодно-анод-
ной нагрузкой. К сетке этой лампы
присоединяются анодная линия кас-
када предварительного усиления.
Входное сопротивление парафазного
каскада несоизмеримо больше волно-
вого сопротивления этой линии, и
поэтому каскад предварительного усиления работает с разомкнутой с одной
стороны анодной линией, что повышает его усиление вдвое (оно около 8
при трех лампах 6Ж1П), но вызывает появление отраженных сигналов,
которые гасятся на втором конце линии.
Далее следуют две буферные лампы Л2 и Л3, служащие для отделения
сеточных линий выходного каскада (с волновыми сопротивлениями порядка
180 ом) от выхода парафазного каскада. Линии построены с индуктивной
связью катушек отдельных звеньев выбранной таким образом, чтобы полу-
чить наилучшую частотную характеристику. Справа сеточные линии замкну-
ты на сопротивления по 180 ом и ЙС-цепочки. Эти цепи вместе с сопроти-
влениями по 180 ом и анодными сопротивлениями по 15 ком служат нагруз-
§ з]
УЗКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
349
ками буферных ламп в области низких частот, где все лампы выходного
каскада действуют как параллельно включенные. Их параметры выбраны
так, чтобы скорректировать частотную характеристику усилителя в области
низких частот.
Выходной усилитель осциллографического усилителя должен иметь
динамический диапазон порядка 100 в или больше. Поскольку сигналы
от отдельных ламп в анодной линии складываются, динамический диапазон
каскада равен сумме динамических диапазонов ламп каскада, каждая из кото-
рых нагружена на линию. Увеличивая число ламп, можно, вообще говоря,
Рис. 4.33. Схема осциллографического усилителя на линиях.
довести динамический диапазон до нужного уровня. Однако, помимо того,
что это увеличивает габариты и усложняет конструкцию усилителя, удли-
нение линий сопровождается увеличением затухания в них сигналов и воз-
растанием искажений. Поэтому, хотя описан ряд схем усилителей с большим
динамическим диапазоном, построенных на маломощных лампах (6Ж4
(6АС7), 6Ж1П (6АК5)), для постройки выходного каскада усилителя осцил-
лографа ДЭСО-1 выбраны мощные лампы 6П9, имеющие крутизну около
11 ма!в. Малый разброс емкостей этих ламп облегчает подбор параметров
и построение линий. Каскад содержит по шесть ламп в каждом плече при
волновом сопротивлении анодных линий 390 ом, причем отклоняющие пла-
стины прямо присоединены к линиям, т. е. последние работают с разомкну-
тыми правыми концами. Коэффициент усиления каждого плеча выходного
каскада около 25. Динамический диапазон плеча при изменении анодного
тока каждой лампы на 35 ма (при изменении потенциала сетки каждой
лампы примерно на 3 в) — около 80 в.
Полоса пропускания описываемого усилителя ограничена частотами
30 гц и 60 Мгц, что позволяет использовать его для усиления и наблюдения
-формы импульсов длительностью порядка нескольких сотых микросекунды.
§ 3. УЗКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
1. Узкополосные усилители с колебательными контурами. Узкополос-
ными или избирательными (селективными) усилителями называют усили-
тели, у которых отношение частот, ограничивающих полосу пропускания,
—~ 1 и коэффициент передачи за пределами полосы пропускания резко
350
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
падает. Такие усилители позволяют выделить из массы действующих на входе
сигналов с разными частотами группу с близкими частотами или из Широкого
спектра сигнала узкую полосу. Они весьма полезны, если с исследуемым
явлением связаны электрические сигналы определенной частоты, так как
позволяют избавиться от ряда помех и понизить уровень шума на выходе.
Некоторые примеры использования узкополосных усилителей в установках,
применяемых в экспериментальной физике, будут приведены в гл. VII, § 3.
К числу узкополосных усилителей относятся резонансные каскады,
в которых нагрузкой лампы или транзистора служит 7?£С-контур. Для
постройки таких каскадов, вообще говоря, может быть использован как
параллельный, так и последовательный резонансный контур, причем доброт-
ность (затухание) последнего с учетом
Рис. 4.34. Схема эмиттерного повторителя
с последовательным Я£С-контуром и сле-
дующим за ним вторым эмиттерным повто-
рителем.
вносимых параметров (Q' см. гл. III,
§ 1) определяет ширину полосы про-
пускания. Для того чтобы она была
мала, в схеме с параллельным конту-
ром сопротивление генератора, экви-
валентного активному элементу, и
входное сопротивление следующего
каскада (сопротивление нагрузки)
должны быть велики. Поэтому лампо-
вые резонансные каскады большей
частью строятся по схеме усилителей
с общим катодом (см. рис. 3.21 и 3.22),
а транзисторные — с общим эмитте-
ром. Наоборот, для того чтобы сохра-
нить большую избирательность по-
следовательного 7?£С-контура, сопро-
тивление генератора, эквивалентного
активному элементу, должно быть мало (а сопротивление нагрузки по-преж-
нему велико) и в этом случае целесообразно использовать включение лампы
с общим анодом, а транзистора — с общим коллектором (рис. 4.34).
Схемы резонансных каскадов с последовательным контуром обладают
рядом недостатков. В частности, они склонны к самовозбуждению, не позво-
ляют получить столь же узкую полосу, как схемы с параллельным контуром
и поэтому используются весьма редко.
При расчете или постройке избирательного усилителя задаются необ-
ходимый коэффициент усиления Ко на резонансной частоте /0, требуемая
полоса пропускания и избирательность (коэффициент фильтрации, см. гл. I,
§ 1). Величина Ко одного каскада усилителя с полным включением контура
в анодную цепь лампы дается выражением (3.52), а произведение резонанс-
ного коэффициента усиления на полосу пропускания каскада — выражением
(3.55). Далее, из выражения (3.53) следует, что для того, чтобы у однокаскад-
ного (одноконтурного) резонансного усилителя коэффициент фильтрации
на частоте Q = был не меньше £*, добротность контура с учетом вноси-
мых сопротивлений должна быть не меньше
С другой стороны, если задан спектр сигнала и допустимые частотные
искажения, т. е. указано, что полоса пропускания не должна быть меньше
некоторой определенной величины Д/*, то добротность контура должна быть
не больше
Qw.
fo
(4.52)
§ 3]
УЗКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
351
и может быть определено через ее
Если Q'$ то это означает, что однокаскадный одноконтурный
усилитель не может одновременно обеспечить и нужную ширину полосы
пропускания и нужное подавление сигналов, лежащих вне ее пределов.
Если же < Q'K, то, выбрав значение Q', удовлетворяющее заданной
избирательности и заданной полосе пропускания, рассчитывают необходимые
величины индуктивности и емкости контура. При этом должно быть известно
активное сопротивление контура.
Собственное сопротивление контура практически целиком определяется
сопротивлением катушки индуктивности
добротность QK: RK та . Расчет до-
YK
бротностей катушек для резонансных
усилителей низких и высоких частот
дается в специальной литературе. [63,
92]. В диапазоне от десятков кило-
герц до десятков мегагерц доброт-
ность хорошо сконструированных и
изготовленных катушек лежит в пре-
делах 100—300, а в области от сотен
герц до нескольких килогерц может
быть доведена лишь до нескольких
десятков. С учетом же вносимого со-
противления добротность контуров
ламповых усилителей обычно не пре-
вышает 100, у транзисторных каска-
дов она еще меньше и у низкочастот-
ных усилителей имеет величину от
нескольких единиц до 10—20.
Вносимое сопротивление опреде-
ляется внутренним (выходным) со-
противлением активного элемента и
входным сопротивлением следующего
каскада (полагаем, что усилитель
многокаскадный). Входное сопротив-
ление каскада, построенного на экра-
нированной лампе, в области не
слишком высоких частот по порядку
величины равно внутреннему сопро-
тивлению лампы. Поэтому в схеме
с полным включением контура в анодную цепь лампы и присоединением
следующего каскада через разделительную RC-цепь (см. рис. 3,21, а)
вносимое в контур сопротивление в два-три раза больше величины —
*4
(см. выражение (3.50)). У транзисторного каскада входное сопротивление
относительно мало, и поэтому большей частью применяют трансформатор-
ную или автотрансформаторную связь входа"'следующего каскада с контуром
(рис. 4.35). Коэффициент трансформации выбирают таким, чтобы пересчи-
танное к контуру входное сопротивление следующего каскада (параллель-
ное соединение входного сопротивления транзистора и сопротивления 2?б)
было того же порядка, что выходное (внутреннее) сопротивление транзисто-
ра, на котором построен резонансный каскад:
&
Рис. 4.35. Автотрансформаторная (а) и
трансформаторная (б) связь каскадов.
п
(си. выражение (1.36). При этом вносимое в контур сопротивление примерно
352
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
вдвое больше величины . Таким образом, вносимое сопротивление может
г 2l2
быть представлено в виде RBB = Р~^, где р — некоторый коэффициент,
численное значение которого определяется схемой и параметрами усилителя.
Так как Q' — , то после несложных преобразований полу-
чаем следующее выражение
Соответственно его емкость
для индуктивности контура:
т z Ri(Q«-Q')
к p^oQ'Qk
(с учетом паразитных емкостей)
1
С,
(4.53)
Для того чтобы резонансная частота каскада мало изменялась при
замене ламп и транзисторов, деформации шасси, смещении отдельных деталей
каскада или монтажных проводов, значение Ск должно быть значительно
больше паразитных емкостей. Поэтому при окончательном выборе емкости
конденсатора контура приходится принимать во внимание частотную неста-
бильность усилителя. Если определенная по формуле (4.54) емкость Ск
оказывается малой, то индуктивность уменьшают по сравнению с найден-
ной, емкость Ск соответственно увеличивают, а для получения нужной доб-
ротности контура его шунтируют специальным сопротивлением или умень-
шают величину сопротивления на входе следующего каскада. В резонанс-
ных усилителях, рассчитанных на усиление весьма высоких частот, емкость
б'к берут малой. Если в контур не включен конденсатор, то роль Ск играют
межэлектродные емкости, емкость монтажа и собственная емкость катушки
контура. В этом случае, очевидно, частотная нестабильность особенно велика.
Выбором параметров контура, необходимых для получения определен-
ной полосы пропускания и избирательности, однозначно определяется его
резонансное сопротивление, а следовательно, и резонансный коэффициент
усиления каскада при заданной крутизне лампы или транзистора (см. выра-
жение (3.52)). Если это усиление оказывается столь большим, что возникает
опасность самовозбуждения каскада (см. гл. Ill, § 1), то целесообразно
перейти к автотрансформаторному или трансформаторному включению
контура в анодную цепь лампы. При этом уменьшается как коэффициент
усиления каскада, так и сопротивление, вносимое в контур, т. е. несколько
возрастает величина Q'.
Если полоса пропускания и избирательность резонансного каскада
при выбранных параметрах схемы удовлетворяют нужным требованиям,
а коэффициент усиления оказывается мал, то к резонансному каскаду целе-
сообразно добавить один или несколько апериодических (реостатных) кас-
кадов. Если же оказывается, что однокаскадная схема не дает нужной
избирательности и желательно увеличить добротность контура, но по тех-
ническим причинам это сделать затруднительно, то можно ввести в каскад
положительную обратную связь по напряжению, например включив допол-
нительную катушку связи (рис. 4.36).
На резонансной частоте переданное на вход напряжение обратной связи
максимально, а по мере отклонения частоты от значения /0 оно падает.
Поэтому резонансная характеристика оказывается более острой, чем без
обратной связи. Так как введение положительной обратной связи сопро-
вождается уменьшением устойчивости усилителя, то одновременно в каскад
вводится и отрицательная обратная связь по току (незашунтированное
сопротивление /?к). Переданное через эту цепь напряжение обратной связи
§ 3]
УЗКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
353
пропорционально переменной составляющей анодного тока лампы и не зави-
сит от частоты (полагаем, что Rt > Zp). Следовательно, отрицательная обрат-
ная связь широкополосна и понижает коэффициент усиления примерно
в одно и то же число раз как на резонанс-
ной частоте, так и вдали от нее. Глубина
отрицательной обратной связи выбирается
равной глубине положительной обратной
связи иа резонансной частоте. Поэтому
резонансные коэффициенты усиления кас-
када с цепями обратной связи и каскада без
таких цепей совпадают и схема работает
устойчиво.
Анализ показывает, что уравнение
частотной характеристики каскада
(4.55)
т. е. по своему виду характеристика совпа-
дает с резонансной характеристикой исход-
ного каскада, но эффективная добротность
контура возросла в 1 + SRK раз. Таким
тельность каскада на порядок или больше
Рис. 4.36. Каскад с положительной
индуктивной связью с анода на сетку
лампы.
путем можно повысить избира-
с соответствующим уменьшением
его полосы пропускания.
Соотношение между полосой пропускания усилителя и избиратель-
ностью на заданной частоте изменяется при переходе от однокаскадной
. к многокаскадной схеме, состоящей из не-
лг
Рис. 4.37. Частотные характери-
стики резонансных усилителей с
скольких резонансных каскадов. Частотная
характеристика такого усилителя опреде-
ляется как произведение частотных харак-
теристик отдельных каскадов, и для случая,
когда схема содержит JV идентичных кас-
кадов,
М = М1/ =-------------(4.56)
В области частот со, близких к соо (так
что со + соо « 2), это выражение имеет вид
4
М =---------------------lv~ • (4.57)
числом каскадов 14-4 z 4Лм2 \ г'
где Дсо = со — со0. Построенные по выра-
жению (4.56) частотные характеристики приведены на рис. 4.37. Полоса
пропускания, отвечающая М = ,выражается соотношением
с 1
Af = -^-(2N -I)2
(4.58)
и при переходе от однокаскадного к двухкаскадному усилителю умень-
шается примерно в 1,5 раза, а при переходе к четырехкаскадному — в 2,4 раза.
23 А. М. Бонч-Бруевич
354
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
Коэффициент фильтрации усилителя на относительной (безразмерной)
Йо
= —
©о
N
т. е. с увеличением числа каскадов коэффициент фильтрации,растет по сте-
пенному закону и может приобретать весьма большие значения. Так, напри-
мер, при Q' — 40 коэффициент фильтрации третьей гармоники (Q = 3)
при N = 1 около 100 и при N = 3 порядка 10е. Заметим, что столь большое
ослабление гармоник часто не имеет смысла, так как даже ничтожные нели-
нейные искажения в последнем каскаде могут привести к появлению пара-
зитных сигналов большего уровня.
Пользуясь выражениями (4.58) и (4.59), можно, как и для однокаскад-
ного усилителя, определить значения добротности контуров, нужные для
получения необходимой полосы пропускания каскада усилителя и избира-
тельности. Поскольку с возрастанием числа каскадов полоса пропускания
сужается гораздо меньше, чем возрастает избирательность, то, переходя
от однокаскадного к многокаскадному резонансному усилителю, можно,
сохраняя неизменной полосу пропускания (уменьшая Q' по мере возраста-
ния числа каскадов 7V), резко повысить фильтрацию гармоник или других
паразитных сигналов.
Изменение стационарных характеристик каскада при введении в него
цепей обратной связи, а также при переходе от однокаскадного к много-
каскадному резонансному усилителю сопровождается соответствующим изме-
нением переходных характеристик. Как уже говорилось выше (см. гл. III,
§ 1 и гл. I, § 2), включение на вход одноконтурного резонансного каскада
сигнала с частотой /0 и постоянной амплитудой Uml (гармоническое напря-
жение со ступенчатой огибающей амплитуд) сопровождается возрастанием
амплитуды гармонического напряжения на выходе по экспоненциальному
закону
Um2 = UmlK0(l-e~^) (4.60)
с постоянной времени
_ 2Z_____1_
Т — Як ~
Чем уже полоса пропускания каскада, тем большее время требуется
для установления стационарной амплитуды сигнала на его выходе. При
введении цепей обратной связи, не изменяющих вида уравнения стационар-
ной характеристики каскада (см. выражение (4.55)), время установления
выходного напряжения возрастает во столько же раз, во сколько сужается
его полоса пропускания.
По своему виду выражение (4.60) для амплитуды гармонического сигнала
аналогично выражению (3.22) для переходной характеристики усилитель-
ного каскада на сопротивлениях для малых интервалов времени. Соответ-
ственно при переходе от однокаскадного к многокаскадному резонансному
усилителю его переходная характеристика для огибающей амплитуд изме-
нится так же, как переходная характеристика реостатного усилителя для
ступенчатого изменения входного напряжения по мере увеличения числа
каскадов. Поэтому изменение с течением времени амплитуды сигнала на вы-
ходе схемы, состоящей из N идентичных резонансных каскадов, после вклю-
чения на ее вход гармонического сигнала с постоянной амплитудой Umi
описывается выражением, аналогичным по своему виду выражению (4.7)
(4.61)
S 3j
УЗКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
355
для TV-каскадного реостатного усилителя:
C7mN=A0C7ml {1-е" V [ j +±+-1- (±)*+’ ’
hw(T]}-|M2>
Следовательно, если по вертикальной оси на графиках, приведенных на
рис. 4.2, отложить величину , а по горизонтальной оси ~ = nthf*,
то эти графики будут представлять форму огибающей импульса на выходе
усилителя при действии на его входе ступеньки гармонического напряжения.
Наконец, время реакции TV-каскадного резонансного усилителя может быть
определено выражением (4.10) при замене
в нем та на постоянную времени т (со-
отношение (4.61)).
Если на входе резонансного каскада
напряжение скачкообразно изменяется
на постоянную величину Umi (в резуль-
тате, например, действия какой-либо
помехи), то на его выходе появляются
затухающие гармонические колебания
(см. гл. I, § 2), огибающая которых опи-
сывается выражением
TJ — UmjK0
ит2— q> е
Эти колебания, затухающие по экспо-
ненциальному закону, действуют на вхо-
де второго каскада, в результате чего
на его выходе также появляется гармо-
нический сигнал. Амплитуда последнего
нарастает, проходит через максимум при
t = т, а затем падает. Соответственно на
выходе третьего, четвертого и т. д. кас-
Рис. 4.38. Графики, иллюстрирующие
вид огибающей импульса гармониче-
ского напряжения на выходе резонанс-
ного усилителя с числом каскадов
1 -т- 5 при действии на входе гармони-
ческого напряжения с постоянной
амплитудой, начиная с момента t = 0.
кадов получаются все более и более
расплывающиеся импульсы гармонического напряжения (рис. 4.38). С уве-
личением добротности контуров максимальные амплитуды этих импульсов
напряжения уменьшаются, т. е. чувствительность усилителя к помехам па-
дает, что естественно, поскольку с увеличением Q' все меньшая и меньшая
доля спектра ступенчатого напряжения сигнала приходится на полосу про-
пускания усилителя.
При постройке резонансного усилителя особенно существенны хорошая
экранировка и развязка каскадов. Как уже отмечалось выше, определение
необходимой степени экранирования той или иной цепи, так же как и опре-
деление достаточности того или иного экрана, почти не поддается техниче-
скому расчету. Общим правилом следует считать осуществление наилучшей
возможной экранировки. Конструируя усилитель, надо иметь в виду, что
экранирование катушек сопровождается увеличением их потерь. Поэтому,
если необходимо получить высокое качество контура, следует брать боль-
шой зкран из металла с большой проводимостью (из меди или алюминия).
Далее, если лампы' не помещены в отдельные экранированные отсеки, воз-
можны паразитные связи через экраны баллонов ламп даже в случае приме-
нения ламп металлической серии. Такая связь особенно вероятна при пост-
ройке усилителя, рассчитанного на усиление сигналов порядка нескольких
десятков мегагерц, так как в этом случае существенную роль играет индук-
тивность провода, соединяющего баллон лампы через ламповую панельку
23*
356 НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ [ГЛ. IV
с шасси. Для уничтожения такой связи на лампы надевают металлические
колпачки, укрепляемые непосредственно на шасси, помещают между лам-
пами экраны или надевают на их баллоны кольца, дающие прямой контакт
с шасси. Выбор ламп для постройки резонансного усилителя, рассчи-
танного на усиление высоких частот, в значительной степени определяет-
ся удобством экранировки, конструкцией ламп, расположением выводов
и т. д.
Помимо связи входа и выхода каскада (или всего усилительного устрой-
ства) через элементы монтажа, нормальную работу схемы могут нарушить
связи через источники ее питания. Для уменьшения этих связей в цепи пита-
ния включают развязывающие фильтры, причем наряду с ДС-цепочками
применяют также фильтры, состоящие из последовательно включенного дрос-
селя и блокирующего конденсатора. Дроссели должны быть рассчитаны
таким образом, чтобы их распределенная емкость не привела к заметному
снижению сопротивления в какой-либо области усиливаемых частот. Мини-
мальную распределенную емкость имеют однослойные катушки, которые
и применяются в фильтрах резонансных усилителей, рассчитанных на уси-
ление высоких частот. Конденсаторы фильтров должны быть безындукцион-
ными. Особенно удобны так называемые «проходные» конденсаторы, монти-
руемые непосредственно в отверстия экранов или шасси, через которые
должны быть пропущены провода питания. Как правило, в цепях с боль-
шим током и малым напряжением используются конденсаторы относительно
большой емкости и дроссели относительно малой индуктивности. В цепях
с высоким напряжением и малым током применяют конденсаторы меньшей
емкости, но зато включают дроссели с большей индуктивностью.
Один конец цепи накала усилительной лампы (с подогревным катодом)
обычно соединяют с шасси непосредственно или через конденсатор большой
емкости. Кроме того, в цепи накала нередко включают дроссели. Это особен-
но существенно, если резонансная частота каскадов превосходит 2—3 Мгц.
На этих частотах связь между каскадами осуществляется через емкости
катод — накал ламп (они имеют величину порядка 10 пф), и цепь накала
может быть достаточна для самовозбуждения схемы. Дроссели обычно
изготовляются в виде нескольких витков провода, намотанных на цилиндр
из изолирующего материала. Для уменьшения возможной паразитной связи
между проводами питания накалов лучше всего напряжение накала подво-
дить с помощью экранированного кабеля.
Борьба с паразитными обратными связями и самовозбуждением усили-
теля обычно требует много времени и часто приводит к необходимости пере-
конструировать усилитель. Поэтому до постройки усилителя следует тща-
тельно продумать его конструкцию, считая, что никакие меры, связанные
с уменьшением возможности неустойчивой работы схемы, не являются
излишними. В ряде случаев для повышения устойчивости работы усилителя
можно пожертвовать коэффициентом его усиления. Снизить последний
можно изменением режима работы ламп, переходом к неполному или транс-
форматорному включению контура или, наконец, увеличением емкости
контура. Хотя, как говорилось, последнее наиболее выгодно в отношении
увеличения частотной стабильности, но практически при наладке усилителя
или управлении его коэффициентом усиления во время работы проще изме-
нять параметры ламп, варьируя, например, потенциал экранной сетки.
Резонансные усилители часто строятся с переменными конденсаторами
и сменными катушками контура для того, чтобы его можно было настраи-
вать на ту или иную частоту сигналов. Такие усилители носят название диа-
пазонных. Их резонансный коэффициент усиления несколько изменяется
с изменением настройки контура, так как величина резонансного сопротив-
ления последнего — функция его индуктивности и емкости.
§ 3]
УЗКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
357
2. Узкополосные усилители с КС-фильтрами. Постройка усилителей
с хорошей избирательностью и с резонансными контурами, рассчитанными
на рабочую частоту порядка десятков или сотен герц, затрудняется тем, что
необходимая индуктивность контура оказывается весьма большой и контур-
ная катушка даже при добротности порядка нескольких десятков имеет
большие габариты, вес и стоимость. Кроме того, такие катушки сильно
подвержены наводкам, что усложняет экранировку усилителя. В связи
с этим низкочастотные избирательные усилители большей частью строят
по схемам с обратной связью. В них могут быть использованы как резонанс-
ные контуры со сравнительно низкой добротностью, так и КС-фильтры.
Рис. 4.39. Иллюстрация мето-
дов построения избирательных
низкочастотных усилителей.
Рис. 4.40. Схемы КС-фильтров,
используемых в избирательных
низкочастотных усилителях.
Вообще говоря, фильтр может быть включен в цепь межкаскадной
связи (рис. 4.39, а), в цепь положительной обратной связи (рис. 4.39, б)
или, наконец, в цепь отрицательной обратной связи (рис. 4.39, в). На
рис. 4.40 приведены схемы трех используемых в усилителях КС-фильтров.
Первый из них (рис. 4.40, а) представляет собой обычную цепь связи в усили-
телях на сопротивлениях. Как уже было указано в гл. I, § 1, характеристики
этой цепи совпадают с характеристиками КСС-контура, собственная частота
которого /0 = ’ а Добротность QgK < 0,5 (поскольку эквивалент-
ный контур апериодический). Поэтому построить узкополосный усилитель
с таким фильтром можно, только применяя схему с обратной связью.
В частности, фильтр может быть включен в цепь положительной обратной
связи (см. рис. 4.39,-б). На частоте /0 коэффициент усиления схемы максима-
лен: КП1ах = -—°- , причем Во = —;—-г- . При отклонении частоты
1—лоРо л , । С2
+ /?2 Ci
от значения /0 коэффициент передачи цепи обратной связи падает и соответ-
ственно уменьшается коэффициент усиления каскада.
358
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
(ГЛ. IV
Рис. 4.41. Схема избирательного усили-
теля с положительной и отрицательной
обратной связью.
т> К 1— ЙГО₽О
Воспользовавшись выражением М = и принимая во вни-
Ктах 1—лр
мание, что частотная характеристика рассматриваемого фильтра описы-
вается выражением, аналогичным резонансной характеристике контура
(см. выражение (1.30)) с Q = ()8К, нетрудно показать, что частотная харак-
теристика усилителя (без учета междукаскадных цепей связи) получается
такой же, как у резонансного каскада
с добротностью Q' = QaK Так
как, во избежание опасности само-
возбуждения усилителя, величина
/£оро должна быть ограничена значе-
нием, заметно меньшим единицы, то
добротность Q' может лишь немного
превышать ()8К. Для того чтобы обой-
ти эту трудность и обеспечить устой-
чивую работу усилителя при большой
глубине положительной обратной
связи, в схему, как уже говорилось
в предыдущем пункте настоящего
параграфа, наряду с селективной
положительной обратной связью вво-
дят широкополосную отрицательную
обратную связь, выбирая ее глубину
равной или близкой к глубине положительной обратной связи на резонанс-
ной частоте. Схема такого типа приведена на рис. 4.41. Сопротивления Rt
и jF?2 и емкости и С2 образуют цепь положительной обратной связи,
а элементы Ср, R3 и R2 — цепь отрицательной обратной связи. Изменением
величины сопротивления R3 можно регулировать ширину полосы пропускания
схемы. В таких схемах удается по-
лучить избирательность, соответст-
вующую избирательности резонанс-
ного усилителя с добротностью кон-
тура порядка нескольких десятков.
Она не может быть сделана очень
большой из-за возможности самовоз-
буждения схемы при неконтролируе-
мых изменениях ее параметров и
напряжения питания.
Практически наибольший инте-
рес представляют усилители с вклю-
чением фильтра в цепь отрицательной
обратной связи (см. рис. 4.39, в). Та-
ким путем удается получить большую
избирательность без нарушения устойчивости работы схемы. Характеристика
фильтра в этом случае должна быть такой, чтобы лишь в узкой области
частот величина коэффициента передачи напряжения была близка к нулю.
В этой области частот коэффициент усиления схемы будет большим, умень-
шаясь по мере возрастания значения р. Такие характеристики передачи
напряжения имеют мостовые схемы (рис. 4.40, б и в) с соответствующим
образом включенными реактивностями (емкостями). На рис. 4.42 приведена
блок-схема усилителя с одним из таких мостов (мост Вина) в цепи отри-
цательной обратной связи.
Указанные на рис. 4.40, б соотношения между сопротивлениями и емко-
стями jRC-ветвей моста соответствуют наибольшей избирательности. При
Рис. 4.42. Блок-схема избирательного уси-
лителя с мостом Вина в цепи отрицатель-
ной обратной связи.
§ 3]
УЗКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
359
т С
Lp2
Рис. 4.43. Использование катодносвязанного кас-
када для включения моста Вина в цепь обратной
связи.
Я/2
1
частоте усиливаемых сигналов f = /0 = ^nRC мост сбалансирован (Z4Z4 =
=Z2Z3), и напряжение между точками тип равно нулю. Поэтому напряжение
с выхода схемы на ее вход не подается, и коэффициент усиления таков же,
как и без цепи обратной связи (Ко). В области значений / > /0 величина
сопротивления Z4 » 0 и на этом плече моста нет падения напряжения.
Следовательно, с выхода усилителя подается на его вход приблизительно
половина всего выходного напряжения, и коэффициент усиления схемы
А = ~• Если значение Ко достаточно велико, то К т 2.
В области значений / < /о
сопротивление Z3 возрастает
и падение напряжения на Z4
опять стремится к нулю. По-
этому и в данном случае с
выхода усилителя подается
на его вход приблизительно
половина выходного напря-
жения и К яз 2. Если, напри-
мер, К о — 100, то сигналы
с частотами, далекими от зна-
чения /о, ослабляются при-
мерно в 50 раз. Если Ко =
= 1000, то величина ослабле-
ния достигает 500.
Для того чтобы можно
было включить рассматривае-
мый мост в цепь обратной
связи, ни одна из выходных точек не должна быть прямо соединена со входом
усилителя. Поэтому обычный усилитель на сопротивлениях, имеющий общий
нулевой провод, для этого непригоден. Если частота /0 имеет значение,
не меньшее нескольких десятков герц, можно воспользоваться трансфор-
маторным включением моста. Такое включение связано с появлением допол-
нительных фазовых сдвигов, что нарушает нормальную работу каскада.
Осуществить непосредственное включение моста позволяют фазоинверсные
схемы, имеющие два независимых выхода. На рис. 4.43 приведена схема
избирательного каскада, построенного на основе каскада с катодной связью
(см. гл. III, § 3). Активные плечи моста служат сопротивлениями анодных
нагрузок ламп. Одна из диагоналей моста включена между анодами ламп,
а другая через цепь Ср2, Т?с2 связана с сеткой второй лампы. Постоянная
времени тр2 = Cp2RC2 должна быть достаточно велика для того, чтобы сиг-
налы с частотой /0 и несколько меньшей могли свободно поступать на сетку
Л2- Вместе с тем, для того чтобы сеточная цепь лампы мало нагружала
мост, должно быть выполнено неравенство Rc2 5> R.
При частоте сигналов / = /0 амплитуда переменного напряжения между
точками тип равна нулю, на сетку второй лампы не подаются сигналы,
и схема работает, как обычный фазоинверсный каскад с катодной связью.
При достаточно большом значении сопротивления RK (что необходимо для
симметричной работы схемы, см. гл. III, § 3) коэффициент усиления имеет
значение
1Z __ Р-Д1
0 2(Rl + Ri)
(см. выражение (3.85)).
В области частот сигналов / < /0 и / > /0 на сетке второй лампы схемы
действует все переменное напряжение, возникающее на аноде второй лампы
360
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
(т. е. половина напряжения, приложенного к диагонали моста). В резуль-
тате этого напряжение на выходе падает.
Стабильность баланса моста в приведенной схеме оказывается неболь-
шой даже при точно подобранных параметрах его и использовании двойного
триода с максимально близкими характеристиками ламп. Значительно луч-
шие результаты как в отношении простоты построения схемы, так и ста-
бильности ее работы дает применение двойного Т-образного моста, изобра-
женного на рис. 4.40, в.
Характеристики такого моста были рассмотрены в гл. I, § 3. Соотно-
шения между параметрами ветвей моста, указанные на рис. 4.44, соответ-
ствуют наибольшей избирательности, т. е. наиболее резкой зависимости
коэффициента передачи напряжения от частоты вблизи от его экстремаль-
Рис. 4.44. Схема избиратель-
ного каскада с двойным Т-об-
разным мостом.
ного значения. Из соотношения (1.92) следует,
что при С' = 2С и R' = у комплексный коэф-
фициент передачи моста (при условии, что он
работает в режиме холостого хода)
Л U m2 _______1_____
М Л . 4шЯС
ml 1 1 l—aMPCz
Если
1
f = = 2nRC ’
то величина Км становится равной нулю, а в
области f < to и / > /о приближается к единице.
На рис. 4.44 приведена схема каскада с
использованием двойного Т-образного моста
в цепи отрицательной обратной связи. Очевидно, что в этой схеме величина
Р совпадает с величиной Км, даваемой соотношением (4.63). Подставляя это
значение р в выражение для коэффициента усиления К = —К° , получим
1 + Ко₽
(4.65)
Это уравнение описывает частотные характеристики каскада, приведенные
на рис. 4.45. Из их рассмотрения видно, что по мере увеличения значения
Ко остаточное усиление каскада, соответствующее f < f0 и f > f0 падает,
•о Ко Ко
причем, в отличие от схемы с мостом Вина, оно равно , а не--------.
Кроме того, с ростом Ко уменьшается ширина полосы пропускания схемы.
По аналогии с полосой пропускания резонансного усилителя с колебатель-
ным контуром ее значение, соответствующее М — М* — , может быть
V 2
оценено величиной эквивалентной добротности QBK.
S 3]
УЗКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
361
Полагая в выражении (4.65)
К _ 1
Ко у 2 ’
получим
f* 1 / (#о+1)2-2
/о 4
Если частота /*, соответствующая границе полосы пропускания, мало отли-
чается от величины /0, то
/0 + /*«2/0
И
JL_____1_____
/о 2д/ ЭК’
где 2Д/ = 2 (/о — /*) — полоса пропускания.
Следовательно, эквивалентная добротность схемы с двойным Т-образ-
ным мостом может быть приближенно (практически с вполне достаточной
точностью) оценена на основании выражения
<2эк = ^<^+1)2-2 « ^о+£ (4.66)
Если, например, коэффициент усиления каскада без цепи обратной связи
Ко = 50, то (?эк = 12,5. Охватывая цепью отрицательной обратной связи
Рис. 4.45. Частотные характеристики каскада, приведенного
на рис. 4.44.
несколько каскадов усилителя, имеющих Ко порядка 1000, можно получить
полосу пропускания, соответствующую контуру с добротностью порядка
нескольких сотен.
Частотные характеристики усилителя с мостом Вина в цепи отрицатель-
ной обратной связи, отличаются от приведенных на рис. 4.45 только тем,
что каждый график соответствует вдвое большему значению Ко- Эквива-
лентная добротность усилителя с мостом Вина
#о + 2
8
(4.67)
362
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
т. е. при равных значениях Ко приблизительно вдвое ниже, чем в схеме
с двойным Т-образным мостом.
Необходимая полоса пропускания усилителя (эквивалентная доброт-
ность) устанавливается при постройке избирательного усилителя, исходя
из требований к времени реакции, фильтрации, снижению уровня шума,
а также заданной стабильности частоты усиливаемых сигналов и стабиль-
ности параметров схемы. Уход частоты сигналов или изменение резонансной
частоты избирательной цепи приводят к тому, что при неизменной амплитуде
сигналов на входе напряжение на выходе усилителя не остается постоянным,
а это может привести к существенным погрешностям в измерениях.
Воспользовавшись выражением (4.65), можно установить численное
соотношение между величинами (?0КВ, АА'/А' и А/// для усилителя с двойным
Т-образным мостом в цепи отрицательной обратной связи. При этом полу-
чается громоздкое и практически мало удобное выражение. Приближенное
соотношение может быть найдено, если заметить, что изменению частоты
А/ = ~~ соответствует изменение усиления АК = Ко 2 1 . Следова-
W8K у 2
тельно,
(4.68)
Строго говоря, это соотношение отвечает одной точке на частотной
характеристике усилителя — точке, соответствующей границе полосы про-
пускания. Но в первом приближении им можно воспользоваться для оценки
значения при небольших колебаниях частоты, лежащих в пределах
полосы пропускания схемы. Если, например, взять = 200 (т. е. поло-
жить, что частота поддерживается с точностью 0,5%) и допустить изменение
коэффициента усиления на 5% при колебаниях частоты, то эквивалентная
добротность избирательного усилителя не должна превосходить 10. Следо-
вательно, значение коэффициента усиления каскадов, охватываемых цепью
отрицательной обратной связи, должно быть около 40. Разумеется, помимо
части, охваченной отрицательной обратной связью, схема может содержать
дополнительные усилительные каскады. Значение QeK не зависит от коэф-
фициента усиления этих каскадов при достаточной равномерности их частот-
ной характеристики.
В приведенном выше рассмотрении работы избирательных усилителей
предполагалось, что частотная характеристика усилителя без цепи обратной
связи равномерна, а сдвиг фазы сигналов при прохождении через усилитель
равен л в достаточно широкой области частот. Если эти условия не выпол-
няются, характеристика усилителя с избирательной цепью отрицательной
обратной связи в той или иной мере отличается от изображенных на рис. 4.45.
Практически для постройки избирательного усилителя может быть исполь-
зована обычная схема усилителя на сопротивлениях, но при охвате цепью
обратной связи большого числа каскадов необходимо введение специальных
элементов, уменьшающих зависимость сдвига фазы сигналов от их частоты.
В лабораторной практике при условии, что частота сигналов поддерживается
с точностью не более нескольких десятых долей процента, часто применяются
однокаскадные избирательные усилители в составе многокаскадного усили-
тельного устройства.
Помимо непостоянства частоты сигналов, существенные погрешности
при использовании избирательных усилителей могут быть связаны с изме-
нениями значения частоты /0 и эквивалентной добротности усилителя, обус-
ловленными непостоянством параметров моста и величины коэффициента
усиления Ко. Поэтому для постройки моста должны быть выбраны детали
I 3)
УЗКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
363
хорошего качества с минимальным температурным коэффициентом и мед-
ленным старением. Кроме того, желательно отбирать экземпляры ламп
с большой стабильностью характеристик и пользоваться хорошо стабили-
зированными источниками питания. К сожалению, многие факторы, опре-
деляющие стабильность усилителя и связанные с качеством деталей и ламп,
не поддаются определенному учету.
Поэтому стабильность избирательно-
го усилителя и, в частности, постоян-
ство частоты /0 необходимо проверять
после постройки усилителя.
На рис. 4.46 приведена простая
схема однокаскадного избирательно-
го усилителя с двойным Т-образным
мостом. При указанных на схеме
параметрах /0 = 800 гц, a QSK 10,
т. е. полоса пропускания — 80 гц.
Максимальный коэффициент усиле-
ния — около 40. Ширина полосы про-
пускания в этой схеме может регу-
Рис. 4.46. Простая схема однокаскадного
избирательного усилителя с двойным Т-об-
разным мостом.
лироваться с помощью переменного
сопротивления 150 ком.
Простейшие однокаскадные схе-
мы с цепью отрицательной обратной
связи не являются наиболее удачными. Мост, включенный в анодную цепь
лампы, заметно шунтирует сопротивление анодной нагрузки и тем самым
не позволяет получить большое усиление, а следовательно, и большое зна-
чение QBK. Кроме того, мост шунтируется сопротивлением источника сигна-
лов, присоединенным к тем же точкам, с которыми связан выход цепи обрат-
ной связи. Это сопротивление
Рис. 4.47. Схема избирательного низкочастот-
ного усилителя с отделением двойного Т-образ-
ного моста от входа и анодной нагрузки лампы.
должно быть принято во внима-
ние при определении QaK и при
работе не должно изменяться.
Желательно, чтобы его величи-
на была значительно больше,
чем значения сопротивлений,
входящих в состав моста. Более
выгодны схемы, в которых цепь
отрицательной обратной связи
и цепь входа разделены, а ме-
жду мостом и анодной нагруз-
кой лампы, с которой снимает-
ся питающее его напряжение,
включен буферный каскад (на-
пример, катодный повторитель).
Пример схемы, построенной
таким образом, приведен на
рис. 4.47. В ней использован
каскад, построенный на двух
последовательно включенных
триодах (см. гл. 1Г1, §’3). Сетка [каждой из этих ламп управляет током,
который протекает через сопротивление анодной нагрузки, равное 100 ком.
Усиливаемый сигнал подается на сетку верхней, а напряжение, снимаемое
с двойного Т-образного моста,—на сетку нижней лампы. Поэтому мост
не шунтируется сопротивлением источника сигналов. Напряжение, снимае-
мое с анода верхней лампы, подается на диагональ моста через катодный
3(54
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
ИГЛ. IV
повторитель. Поэтому мост, даже если входящие в него сопротивления
имеют малую величину, не шунтирует анодную нагрузку усилительного
каскада и не снижает усиления, которое определяет величину эквивалентной
добротности усилителя. Последняя определяется соотношением (4.66),
причем, если включенные последовательно лампы идентичны, то
к _ М(н+1)Яа
0 Яа + (ц+,2)Лг
^SBa.
Схемы, подобные изображенной на рис. 4.47, часто используются в из-
мерительных узкополосных усилителях, примеры которых будут приведены
ниже (см. гл. VII, § 3).
§ 4. УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
1. Схемы усилителей с непосредственной связью каскадов. Для усиле-
ния сигналов, уровень которых изменяется очень медленно или остается
после своего изменения постоянным неопределенно долгое время, требуются
усилители с полосой пропускания, ограниченной частотой /S = 0. В прак-
тике физического эксперимента такие усилители применяются очень широко.
Они используются для регистрации фототока при медленно изменяющейся
или постоянной освещенности, э. д. с. термопар, для измерения ионных токов,
текущих в цепях коллекторов масс-спектрометров, в устройствах автомати-
ческого регулирования и управления, стабилизаторах напряжения, тока,
магнитного поля и т. д., в схемах осциллографов, предназначенных для
регистрации медленно развивающихся процессов, и т. д.
В литературе описано значительное число различных схем усилителей
медленно меняющихся сигналов. Их построение основано на простых сооб-
ражениях, которые рассмотрим на примере ламповых каскадов.
Прямой путь построения усилителя медленно меняющихся сигналов
заключается в использовании цепей межкаскадной связи, полоса пропуска-
ния которых не ограничена со стороны низких частот, т. е. цепей, не содер-
жащих разделительных конденсаторов или трансформаторов. В усилителях
с такими цепями связи, носящих название усилителей с непосредственной
(или гальванической) связью каскадов, на сетку лампы каждого последую-
щего каскада подается постоянное анодное напряжение лампы предшествую-
щего каскада. Поэтому должны быть приняты специальные меры для того,
чтобы поставить лампы в правильный режим работы. Это можно достигнуть
двояко: либо в цепь связи каскадов включить источник постоянного напря-
жения Е = U&0l — Uc02 минусом на сетку, а потенциал катода второй лампы
поддерживать нулевым (рис. 4.48, а), либо соединить анод предшествующей
лампы прямо с сеткой последующей, но в катодную цепь последней включить
источник напряжения, повышающий потенциал катода до величины UK02 =
= 77аО1 — Uсо2 (рис. 4.48, б). Таким источником напряжения может служить
батарея, специальный миниатюрный выпрямитель или сопротивление,
по которому протекает постоянный ток, создающий заданное падение напря-
жения.
Пример схемы с использованием последнего способа, получившего
широкое распространение, приведен на рис. 4.49, а, где второй каскад
представляет собой катодный повторитель. Если Вк2 = , то
*ао2
в исходном режиме (в отсутствие сигнала на входе) смещение на сетке второй
лампы равно Вс02. Коэффициент усиления схемы (без учета коэффициента
передачи входной цепи)
/?* _________нда________Ндк2 /Z
0 ла+Я1-Мн + ПЯк1Я«2-Кр+1)Як2’ '
5 4]
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
365
выходное сопротивление
R ~ 1
у 1вых g
(4.70)
а входное сопротивление определяется величиной Rcl (в отсутствие сеточ-
ного тока первой лампы) и входной емкостью первого каскада.
Таким способом повышения потенциала катода пользуются и в том
случае, если второй каскад собран по схеме с анодной нагрузкой, но первая
Рис. 4.48. Две принципиальные возможности построения схемы
согласования анодного напряжения первой и сеточного напря-
жения второй лампы.
лампа работает при низком (порядка 10 е) анодном напряжении. Если же
величина UaOl порядка 100—200 в, то сопротивление Нк2 нужно выбрать
большим и, следовательно, коэффициент усиления второго каскада будет
мал вследствие глубокой внутрикаскадной отрицательной обратной связи
а/
&
Рис. 4.49. Схемы согласования потенциалов анода и сетки ламп
путем повышения потенциала катода лампы второго каскада.
по току. Снять отрицательную обратную связь путем блокировки сопротив-
ления /?к емкостью, разумеется, нельзя, так как при / = 0 отрицательная
обратная связь сохранится в полной мере. Однако если второй каскад пост-
роить по схеме с катодной связью (рис. 4.49, б), то даже при большом сопро-
тивлении Т?К2 отрицательная обратная связь будет относительно мала. Коэф-
фициент усиления такой пары каскадов определится как произведение
коэффициентов усиления каждого из них, а выходное сопротивление совпа-
дает с выходным сопротивлением каскада с катодной связью. Полярность
366
НЕКОТОРЫЕ J СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
выходного напряжения может быть различной в зависимости от того,
с анода какой из ламп катодносвязанного каскада снимается напряжение.
Большое сопротивление RK не приводит к появлению отрицательной
связи в двухтактных схемах. Действительно, если сопротивление RK вклю-
чено в общую катодную цепь обеих ламп такого каскада (рис. 4.50, а), то
цри противофазных сигналах одинаковой величины, действующих на их
сетках, и при равенстве крутизны характеристик обеих ламп ток, протекаю-
щий через сопротивление RK, остается неизменным.
Наконец, повысить потенциал катода на значительную величину и избе-
жать появления большой отрицательной обратной связи можно, применяя
стабилитрон (рис. 4.50, б). Падение напряжения на нем в нормальном режиме
Рис. 4.50. Методы значительного повышения потенциала катода без введения
большой отрицательной обратной связи.
работы UCT0 должно отличаться от начального напряжения на аноде пре-
дыдущей лампы на величину смещения на сетке лампы Л2. Поскольку ста-
билитроны выпускаются лишь на несколько фиксированных напряжений,
при постройке схемы должно быть выбрано соответствующее анодное напря-
жение первой лампы. Так как анодный ток второй лампы /а02 обычно бывает
меньше, чем рабочий ток стабилитрона 1СТ 0, то в схему включается сопро-
тивление R, через которое протекает ток / =7СТ 0 — /а02 (R =
х *ст0—*аО2У
Так как динамическое сопротивление стабилитрона RCjT мало (порядка сотни .
ом), то второй каскад в приведенной схеме работает с относительной малой
обратной связью, и общий коэффициент усиления пары каскадов
iz ________p7?ai______ ________Н-Даг______ /4 7Н
л ~Лг + Ла1 + (И + 1)Лк1 * Лг + Ла2 + (р + 1)Лст ’ ' ’
Выходное сопротивление схемы определяется обычным выражением:
о _ RazRi
21ВЫХ----—----- •
^a2"b^»
Число каскадов в схеме, построенной с повышением потенциалов като-
дов ламп может быть, разумеется, и больше двух. Однако следует иметь
в виду, что по мере увеличения потенциала катода уменьшаются напряжение,
приходящееся на лампу, и сопротивление анодной нагрузки. Поэтому либо
нужно повышать напряжение источника питания Еа последних каскадов,
либо значительно уменьшать в них нагрузочные сопротивления. Введение
в схему стабилитронов сопровождается возрастанием уровня шума усили-
теля, поскольку флуктуационные колебания величины падающего на ста-
билитроне напряжения составляют несколько милливольт.
§ 4]
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
367
В схемах с включением источника напряжения
и сетки ламп первоначально применялись
громоздким и усложняло его экранировку,
согласования напряжений в многокас-
кадных усилителях батареями пользу-
ются только в исключительных случаях,
а большей частью применяют ту или
иную схему потенциометрической связи
каскадов. Пример такой схемы для пары
каскадов приведен на рис. 4.51. Сетка
второй лампы присоединена к средней
точке потенциометра, состоящего из
сопротивлений Ri и R2 и включенного
между анодом первой лампы и минусом
дополнительного источника напряже-
ния Ei. Величины Rlt R2 и Ei должны
быть выбраны таким образом, чтобы на
сопротивлении Ri в исходном режиме
падало напряжение UR = tZaOi— Uc02.
Составляя уравнения Кирхгофа для
протекающих в цепи токов и напряжений и исключая из них переменные Ц
и 12, найдем, что для этого следует выбрать сопротивления потенциометра
равными
в цепь связи анода
батареи. Это делало усилитель
Поэтому в настоящее время для
Рис. 4.51. Схема потенциометрической
связи каскадов.
ТЭ &Oi U CO'li
1 Ea—Uaoi — R&Iaoi ’
> _ (^1+^ео2)
2 Е& — U&Oi — RaIaOl
R.
(4.72)
(4.73)
J
Заменяя, как обычно, лампу эквивалентным генератором с з. д. с. —
и внутренним сопротивлением 7?г, найдем коэффициент усиления каскада
с учетом коэффициента передачи цепи связи
д-_______________________________________
л ~ Яа(Я1+Я2)+(«1+Я2+Яа).[^ + (н + 1)ЯкГ
Так как потенциометр Rlt R2 шунтирует анодную нагрузку первой лам-
пы и на выход каскада подается только та часть изменения анодного напря-
жения, которая снимается с сопротивления R2, то коэффициент усиления
схемы с потенциометрической связью тем больше, чем больше сопротивле-
ния Ri и R2 и отношение R2IRi- Чем выше напряжения источников питания
Еа и Ei, тем большее можно взять сопротивление Ra и большее отношение
R2/Ri, т. е. тем больше будет коэффициент усиления каскада.
В качестве примера определим параметры каскада с потенциометриче-
ской связью и найдем коэффициент его усиления. Положим, что каскад
собран на лампе 6Ж7, причем выберем Ua0 = 100 в, £Zg0 — 100 k, UcOl —
= Uсо2 = —2 в. При этом Rj = 1,2 Мом, ц « 1000 и Za01 « 3,5 ма. Напря-
жения источников питания выберем равными Е& = 300 в и Et = 200 в.
Если бы через сопротивление Ral протекал только ток ZaOi, то его сле-
довало бы выбрать равным —^а01 = 57 ком. Так как при наличии в схеме
«aoi
потенциометра 7?t, R2 через сопротивление Rs также протекает ток 12,
то величина Ra должна быть меньше найденного значения. Вместе с тем
значительно уменьшать величину Ra нежелательно, так как при этом будет
уменьшаться коэффициент усиления каскада. Возьмем Ra = 50 ком. Поль-
зуясь выражениямд (4.72) находим значения Ri — 205 ком и R2 = 395 ком.
Сопротивление RKl — । а01' = 570 ом. Коэффициент усиления каскада.
1 а01
368
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
вычисленный по формуле (4.73), К ~ 20. Его можно увеличить, повысив
напряжения источников питания, исключив сопротивление RKi и исполь-
зовав для подачи смещения отдельный источник напряжения или увеличив
сопротивление в анодной цепи лампы и понизив напряжения на ее аноде
и экранной сетке.
Уменьшить потери усиления в схемах с потенциометрической связью
можно путем некоторой перестройки делителя напряжения. Именно, сопро-
тивление Ri можно заменить газоразрядным стабилитроном. При этом коэф-
фициент передачи цепи связи будет близок к единице. Для постройки таких
схем нужны стабилитроны с малым рабочим током (который протекает также
через сопротивление Ra). Введение газоразрядных ламп в усилители с непо-
средственной связью с большим коэффициентом усиления обычно сопрово-
ждается возрастанием их нестабильности и появлением скачков напряжения
на выходе. Поэтому этот метод связи непригоден, если к усилителю предъяв-
ляются жесткие требования в отношении постоянства выходного напряжения.
Другой способ уменьшения потери усиления при потенциометрической
связи заключается в замене сопротивления R% пентодом, имеющим отно-
сительно небольшое сопротивление анод — катод для постоянного тока
и большое внутреннее сопротивление Rt. Это позволяет обеспечить нужный
потенциал сетки лампы в исходном режиме при небольшой величине сопро-
тивления Ri вместе с тем получить большую величину отношения
«1 «1
Хотя основная задача усилителей с непосредственной связью заклю-
чается в повышении уровня медленно изменяющихся сигналов, это, разу-
меется, не означает, что характер воспроизведения деталей сигналов, укла-
дывающихся в малые интервалы времени, не играет никакого значения.
Многие усилители медленно меняющихся сигналов имеют универсальное
применение и используются для усиления как длительных сигналов, так
и кратковременных импульсов. Поэтому представляют интерес стационар-
ные характеристики усилителей в области относительно высоких частот
(переходные характеристики, отвечающие малым интервалам времени).
Так как усилители с непосредственной связью, по существу, отличаются
от реостатных исключением переходного конденсатора и введением той или
иной цепи согласования потенциалов анода и сетки соседних ламп, то при-
веденное в гл. III рассмотрение стационарных и переходных характеристик
реостатных каскадов может быть перенесено на каскады с непосредственной
связью. В частности, например, эквивалентная схема каскада, в котором
потенциалы согласуются путем подачи положительного напряжения на катод
следующей лампы, совпадает с эквивалентной схемой обычного реостатного
каскада для высоких частот. Соответственно частотная и переходная харак-
теристики усилителя с непосредственной связью аналогичны частотным
и переходным характеристикам реостатного усилителя, разумеется, с тем
существенным различием, что у первых нет завала в области низких частот
(скалывания плоских вершин).
В некоторых случаях ухудшение вида характеристик верхних частот
может дать цепь связи. Так, например, использование в качестве согласую-
щего источника напряжения Е батареи (см. рис. 4.48), имеющей большую
емкость на землю, приводит к сужению полосы пропускания. Ухудшаются
характеристики и при потенциометрической связи вследствие уменьшения
коэффициента передачи напряжения цепью связи на высоких частотах.
Для улучшения характеристик сопротивление Ri шунтируют небольшой
емкостью Ci, так, чтобы RiCi = RzCayi2, где Свх2 — входная емкость сле-
дующего каскада.
Для расширения полосы пропускания каскадов с непосредственной
связью в области верхних частот (сокращения времени реакции) могут быть
$ 4]
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
369
применены известные приемы коррекции. При выборе соответствующих
источников питания можно исключить разделительные конденсаторы в цепях
связи каскадов с распределенными параметрами и, таким образом, построить
сверхширокополосный усилитель с /и = 0.
2. Методы увеличения стабильности усилителей „ с непосредственной
связью. Основная трудность, встречающаяся при постройке усилителей
медленно меняющихся сигналов, заключается в том, что такие усилители
обладают большой нестабильностью. Отличие коэффициента передачи от нуля
при / = 0 приводит к тому,
что самопроизвольные или
обусловленные непостоянст-
вом температуры медленные
изменения напряжения источ-
ников питания, параметров
ламп и параметров других
элементов схемы, вызывают
изменения выходного напря-
жения. Без специальной про-
верки они неотличимы от
изменений, связанных с дей-
ствием на входе полезного
сигнала. На рис. 4.52, а и б
приведены записи, сделанные
с помощью самописца, само-
произвольного изменения с
течением времени i напряже-
ния на выходе усилителя при
неизменном напряжении на
его входе. Выходное напря-
жение колеблется около не-
которого среднего значения,
которое в свою очередь из-
меняется с течением времени.
Изменение среднего зна-
чения выходного напряже-
ния или тока носит название
/Ч
&
Рис. 4.52. Записи шума и дрейфа на выходе уси-
лителя с непосредственной связью при относитель-
но широкой (а) ,и относительно узкой (б) полосе
пропускания.
дрейфа нулевого отсчета усилителя. Обычн о
дрейф численно оценивают величиной изменения за единицу времени вход-
ного напряжения, эквивалентного наблюдаемому смещению отсчета на выходе
усилителя. Для примера укажем, что в обычных ламповых вольтметрах
постоянного напряжения, питаемых от сети переменного тока без примене-
ния специальных мер стабилизации, величина дрейфа составляет 10—
15 мв /час. Специальные меры повышения стабильности работы усилителей
позволяют уменьшить дрейф до значения порядка нескольких сотен, а в
отдельных случаях десятков микровольт в час [93, 94].
Величина дрейфа существенно ограничивает пороговую чувствитель-
ность усилителей медленно меняющихся сигналов. Кроме того, при дли-
тельной непрерывной работе усилителя напряжение дрейфа может оказаться
соизмеримым с максимальным уровнем сигналов, на который рассчитан уси-
литель. Тогда рабочие точки последних каскадов существенно изменят свое
положение, а динамический диапазон усилителя сократится. Поэтому дрейф
ограничивает время, в течение которого усилитель может работать без конт-
роля режима ламп (контроля уровня выходного напряжения при отсутствии
сигнала на входе).
Относительно быстрые неупорядоченные колебания выходного напря-
жения около его среднего значения обусловлены электрическими флуктуа-
24 А. М. Бонч-Бруевич
370
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
циями в схеме (шумом). Общий уровень шума усилителя с непосредственной
связью обычно выше, чем усилителя переменного напряжения при той же
полосе пропускания, вследствие того, что мощность шума, обусловленного
фликкер-зффектом, возрастает с понижением частоты (см. гл. II, § 5). В диа-
пазоне 0—0,1 гц фликкер-зффект дает напряжение, приведенное ко входу,
порядка 5—20 мкв [94].
По мере снижения верхней границы полосы пропускания быстрые
скачки выходного напряжения постепенно исчезают и общий уровень шума
падает (рис. 4.52, б). Это соответствует изменению спектра и уменьшению
мощности шума, прошедшего через усилитель. При значительном сужении
полосы пропускания общие изменения выходного напряжения все меньше
и меньше отличаются от дрейфа. Поэтому разделение колебаний выходного
напряжения на шум и дрейф до известной степени условно. Тем не менее для
борьбы с дрейфом применяются специальные меры, отличные от обычных
мер борьбы с шумом.
При доброкачественных деталях схемы (сопротивлениях с малым тем-
пературным коэффициентом, надежных контактах в ламповых панельках
и разъемах и т. д.) нестабильность напряжения на выходе усилителя с непо-
средственной связью вызывается непостоянством анодных токов ламп и в пер-
вую очередь лампы первого каскада. Изменение анодного тока обусловлено
нестабильностью напряжения источников питания, необратимыми процес-
сами старения, протекающими в самих лампах, и колебаниями температуры
окружающей среды.
О том, с какой точностью необходимо поддерживать постоянство напря-
жения накала ламп усилителя с непосредственной связью, можно судить
на основании следующего. Экспериментально найдено, что у многих ламп
с оксидным катодом изменение напряжения накала на 10% вызывает изме-
нение напряжения на выходе схемы такого же порядка, как действие на ее
сетке сигнала 0,1 в [95, 96]. Отсюда следует, что если, например, допустимая
нестабильность нулевого отсчета усилителя эквивалентна изменению потен-
циала сетки первой лампы на 0,1 мв, то напряжение накала должно поддер-
живаться постоянным с точностью до 0,01%. При использовании кислотных
аккумуляторов это может быть достигнуто лишь в пределах ограниченного
времени или при зарядке их во время работы с такой же скоростью, с какой
они разряжаются на накалы ламп. Избежать применения аккумулятора
можно, соединив накалы ламп последовательно и питая их от электронного
стабилизатора, дающего напряжение порядка 150—200 в. При этом выби-
рают все лампы с одинаковым и достаточно небольшим током накала. В этом
отношении удобны, например, лампы 12Ж1Л или 12ЖЗЛ, требующие тока
накала 75 ма (при напряжении накала 12 в), лампы 10Ж1Л или 10ЖЗЛ
с током накала 93 ма (при напряжении накала 10 в) и т. п.
Для питания анодных и экранных цепей ламп чаще всего применяют
стабилизированные выпрямители, напряжение на выходе которых поддержи-
вается с точностью порядка 10 мв при возможных изменениях напряжения
сети, температуры в помещении и т. д.
Процессы старения ламп заключаются в изменении с течением времени
эмиссионной способности катода (особенно при его недокале или перекале),
изменении величины работы выхода сетки и анода лампы вследствие покры-
тия их поверхности продуктами распыления катода и т. д. Для уменьшения
дрейфа, связанного с этими необратимыми процессами, лампы тренируют
в течение 100 или более часов при нормальных значениях напряжения
накала и анодного тока. Однако и после этого, даже при идеальной стабиль-
ности напряжения источников питания, может наблюдаться дрейф порядка
сотен микровольт в час, хотя в некоторых случаях тренировка ламп позво-
ляла снизить его до величины порядка 10 мкв/ч.
5 4]
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
371
Непостоянство температуры среды, окружающей лампу, может при-
вести к заметному изменению температуры катода, что в свою очередь изме-
няет анодный ток. Температурный коэффициент лампы, выраженный как
некоторое эквивалентное напряжение на сетке, которое вызывает такое же
изменение анодного тока, как и изменение температуры среды на 1 ° С,
имеет величину порядка 1 мв!град. Поэтому непостоянство температуры
усилителя может дать существенный дрейф его выходного напряжения.
Значительно уменьшить этот дрейф можно, используя балансные (мосто-
вые) каскады (см. гл. III, § 3). Примером каскада такого типа может служить
схема, изображенная на рис. 3.58 (схема параллельного баланса). При выпол-
нении условия
7а017?а1 = 7а027?а2 (4-74)
анодные напряжения обеих ламп одинаковы и напряжение на нагрузке
равно нулю (схема сбалансирована). Если, далее, характеристики обеих
ламп были бы совершенно идентичными (и 7а01 = 7а02), то изменения напря-
жения питания анодных цепей и накалов ламп, а также изменение темпе-
ратуры усилителя вызывали бы равные изменения анодных токов обеих ламп,
и поэтому напряжение на нагрузке оставалось бы неизменным. На самом
деле даже у сдвоенных ламп характеристики не тождественны, и поэтому
в мостовых схемах нестабильность, связанная с непостоянством напряжений
источников питания, остается, хотя и снижается по сравнению с несиммет-
ричными каскадами примерно на порядок. Нестабильность, обусловленная
старением ламп, вообще говоря, сохраняется, но в мостовых каскадах,
построенных на сдвоенных лампах, она может’понижаться. Причина этого
заключается в том, что различия в старении обеих половин такой лампы
гораздо меньше, чем двух ламп в разных баллонах.
Различие характеристик ламп стремятся скомпенсировать выбором
несколько различных параметров обоих плеч схемы и режимов ламп. Оче-
видно, для того чтобы выходное напряжение мало зависело от напряжений
источников питания, должны быть выполнены условия
м»,.и=м^),.ог
и
<4-76>
Если подобрать величину отношения так, чтобы удовлетворялось
одно иэ соотношений (4.74) — (4.76), то остальные два должны быть удо-
влетворены подбором режимов ламп. Это возможно, если значения произ-
водных dIJdEa и dIaldIB можно изменять независимо. На самом деле они не
независимы, но практически сравнительно легко удается найти режим, при
котором их связь проявляется слабо.
Схема, удобная для отыскания нужного режима работы, приведена на
рис. 4.53. Сначала выбирают равные значения сопротивлений Ral и Raz
(их желательно взять достаточно большими для-увеличения чувствительно-
сти схемы), и гальванометр устанавливается на нуль изменением сопроти-
вления Т?к2. Затем, варьируя величину напряжения Еа, с помощью потенцио-
метра Ra определяют, зависят ли показания гальванометра от напряжения
источника анодного питания. Если эависимость имеет место, то слегка изме-
няют величину сопротивления Як2, с помощью R^ вновь устанавливают галь-
ванометр на нуль и опять меняют величину напряжения Е& в небольших
пределах. Повторение несколько раз этой процедуры позволяет найти нуж-
ный режим.
24*
372
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
бует периодической корректировки
Рис. 4.53. Схема мостового каскада с эле-
ментами, необходимыми для выбора режи-
ма наибольшей стабильности.
Наконец, перемещая движок реостата /?4, определяют, зависят ли пока-
зания гальванометра от величины тока 1а. Если такая зависимость имеется,
то от нее можно избавиться небольшим смещением движка реостата Из от
его среднего положения. Выбирая разные положения движка этого реостата
и наблюдая отклонения гальванометра при небольших смещениях движка
реостата Н4, находят такой режим, при котором нулевой отсчет наиболее
стабилен.
На практике отыскание нужного режима осложняется тем, что при каж-
дом новом положении потенциометра R3 нужно изменять и положение движ-
ка или сопротивление Rk2 и заново проверять стабильность каскада по
отношению к непостоянству Еа. Кроме того, выбранный режим работы тре-
[ из-за различного старения обеих ламп.
Поэтому обычно бывает целесообраз-
нее подобрать для балансной схемы
пару ламп с максимально идентичны-
ми характеристиками с тем, чтобы
использовать их в схеме с миниму-
мом регулировок.
Коэффициент усиления напряже-
гия схемы на рис. 4.53 был приведен
в гл. III, §3 (см. выражение (3.95)).
Там же были рассмотрены мостовые
каскады, один из которых построен
на двух лампах с анодными нагруз-
ками и общим катодным сопротивле-
нием, а другой — на двух лампах с
катодными нагрузками. Оба каскада
обладают повышенной стабильностью
по отношению к одновременно дей-
ствующим в цепях обеих ламп деста-
билизирующим факторам и широко
применяются в усилителях постоян-
ного напряжения и тока. Наконец, в таких усилителях используют и баланс-
ные схемы с последовательно включенными лампами (см. рис. 3.62).
В качестве примера на рис. 4.54 приведена схема двухкаскадного уси-
лителя с непосредственной связью, в которой первый каскад построен на
сдвоенном триоде 6Н2П (Rt = 42 ком и ц « 100) по схеме последовательно-
го баланса, а второй — на сдвоенном триоде 6Н8С (7?г = 8 ком и р = 20,5)
по схеме параллельного баланса. При указанных на схеме параметрах трио-
ды 6Н2П работают в режиме Ua0 та 100 в, Uc0 = —1 в и /а0 =1,3 ма, а три-
оды 6Н8С — в режиме Ua0 та 150 в, Uc0 = —5 в и Ia0 та 5 ма. Для удоб-
ства согласования потенциалов сеток ламп второго каскада и выхода перво-
го (путем увеличения потенциала катодов ламп 6Н8С) напряжение анодно-
го питания первого каскада выбрано более низким, чем второго. Для этого
в схему введен делитель напряжения, содержащий стабилитроны СГ-ЗС.
Сопротивления по 100 ом в сеточных цепях включены для предотвращения
возможности самовозбуждения усилителя. С этой же целью сетка второй
лампы 6Н8С может быть заблокирована емкостью на нулевой провод. Поль-
зуясь выражением (3.101) и замечая, что сопротивление нагрузки первого
каскада (входное сопротивление второго каскада) много больше величины
Ri + R« (p. + 1) + 7? « 130 ком, найдем, что коэффициент усиления перво-
го каскада Ki та та 50. Совершенно так же, если сопротивление нагрузки
второго каскада много больше Ra2 = 30 ком (что имеет место, например,
если рассматриваемый усилитель применяется для питания пластин осцил-
$ i]
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
373
лографической трубки), то на основании выражения (3.97) имеем для коэф-.
фициента усиления | К21 =
R&+Ri
16. Следовательно, общий коэффициент
Рис. 4.54.[Схема усилителя с непосредственной связью, построен-
ная с использованием каскадов последовательного и параллель-
ного балансов.
Рис. 4.55. Схема каскада с катод-
ной компенсацией.
усиления схемы — около 800. Динамический диапазон ограничивается появле-
нием сеточных токов лампы 6Н8С, если уровень сигнала на ней будет
больше 5 в. Поэтому максимальное напряже-
ние сигнала на выходе усилителя около 80 в.
Остаточная нестабильность балансных
схем в большей степени обязана изменению
с течением времени эмиссии катодов ламп
вследствие непостоянства напряжения пита-
ния накалов или изменения температуры уси-
лителя, чем колебаниям напряжения источ-
ника питания анодных цепей. Дополнительно
повысить стабильность каскадов позволяют
так называемые схемы с катодной компенса-
цией (рис. 4.55), в которых кроме усилитель-
ной имеется компенсационная лампа (обычно
используются сдвоенные триоды, причем наи-
лучший эффект дают лампы с общим катодом
для обоих триодов).
Каскад с катодной компенсацией отли-
чается от катодносвязанного тем, что сопро-
тивление в общей катодной цепи ламп разде-
лено на две части и сетка второй лампы свя-
зана с точкой соединения этих сопротивлений. Падение напряжения на Rt
дает сеточное смещение триода Л2, а напряжение на суммарном сопротив-
лении 7?! + Т?2—напряжение смещения на сетке лампы
Пусть, например, эмиссия общего катода обоих триодов возрастает.
Если бы сопротивление R2 было равно нулю, это вызвало бы равные увели-
чения анодных токов обеих ламп: i'ai = i&2- При Т?2 =И= 0 анодный ток первой
374
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
(ГЛ. IV
лампы будет еще изменяться потому, что возрастает падение напряжения
на этом сопротивлении, что вызывает уменьшение анодного тока /а1 на вели-
чину iai- Величину сопротивления R2 можно выбрать таким образом, что
iat + *ai = т- е- так» что анодный ток первой лампы будет неизменным.
Так как при этом i"ai = uR2SM = — то равенство нулю пол-
ного изменения анодного тока первой лампы можно записать в виде
iai — 1'а2 = 0. Отсюда условие стабилизации каскада при одном общем
или одинаковых катодах обеих ламп
*2 = -/-. (4.77)
СД1
На самом деле при несколько отличающихся характеристиках катодов
(различных зависимостях тока
Рис. 4.56. Графики, иллюстри-
рующие изменение дрейфа, обу-
словленного непостоянством на-
кала лампы при введении катодной
компенсации.
I — без компенсации, 2 — с компен-
сацией.
эмиссии от тока накала и температуры уси-
лителя) необходимое для стабилизации ре-
жима сопротивление Т?2 может отличаться
от Поэтому оно подбирается экспери-
ментально и обычно требуется изменение его
величины при' замене в каскаде лампы на
другой экземпляр того же типа.
Величина сопротивления 7?! выбирается
из соображений получения необходимого
смещения на сетке компенсационной лампы.
На рис. 4.56 приведены графики, иллю-
стрирующие зависимость эквивалентного
входного напряжения дрейфа от напряже-
ния накала лампы, работающей в обычном
каскаде (7) и в каскаде с катодной компен-
сацией (2). Они показывают, что в ограни-
ченной области изменения напряжения (тока)
накала введение в каскад катодной компен-
сации позволяет уменьшить дрейф в несколь-
ко десятков раз. Дрейф, связанный с измене-
нием напряжения источника питания анодных
приведенной на рис. 4.55, не снижается. Он может
потенциометр, состоящий из сопротивлений 7?3 и Т?4,
цепей ламп, в схеме,
быть уменьшен, если
заменить второй парой ламп, включенных по схеме с катодной компенса-
цией, на которую не подавать сигнал. При зтом получится балансный
усилительный каскад, каждая ветвь которого содержит катодную компен-
сацию.
Если сопротивление R2 в каскаде с катодной компенсацией равно нулю,
то он превращается в катодносвязанный каскад. Одновременное изменение
эмиссии катодов обеих ламп в таком каскаде подобно одновременному дей-
ствию двух одинаковых сигналов на сетках обеих ламп. А так как при боль-
шом сопротивлении RK изменение напряжения на аноде каждой лампы про-
порционально разности сигналов на сетках обеих ламп, то оно оказывается
слабой функцией изменения эмиссии катодов. Поэтому стабильность катодно-
связанного каскада по отношению к изменению тока эмиссии при большом
сопротивлении в катоде приближается к стабильности каскада с катодной
компенсацией.
Катодную компенсацию рационально вводить в первый каскад усилите-
ля, в котором сопротивление RK должно быть невелико. Во всех же прочих
каскадах переход от катодносвязанного каскада к каскаду с катодной ком-
пенсацией практически не изменяет стабильности работы схемы.
Применение описанных приемов повышения стабильности позволяет
строить усилители с непосредственной связью с большим коэффициентом
§ 4]
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
375
усиления. В таких схемах дрейф за длительный промежуток времени при-
ближается к колебаниям, связанным с флуктуационными процессами в схеме.
Следует иметь в виду, что в балансных схемах постоянство выходного
напряжения означает только, что в основном и компенсационном плечах
усилителя дрейф одинаков. Так как он при этом в каждом плече может быть
значительным и режим работы ламп может изменяться довольно существен-
но, то при длительной работе усилителя следует периодически контроли-
ровать режим в каждом плече балансной схемы.
i Кроме уменьшения дрейфа, в измерительных усилителях медленно меняю-
щихся сигналов принимаются меры для стабилизации величины коэффициен-
та усиления. Для этого в усилители вводят отрицательную обратную связь,
Рис. 4.57. Пример схемы усилителя медленно меняющихся сигна-
лов с отрицательной связью по напряжению, охватываю-
щей весь усилитель.
которая, как известно, уменьшает влияние на величину коэффициента пере-
дачи дестабилизирующих факторов (см. гл. П, § 4). Как и цепи межкаскад-
ной связи, цепь отрицательной обратной связи не должна содержать эле-
менты, ограничивающие полосу пропускания со стороны низких частот.
Вместе с тем она должна быть построена таким образом, чтобы согласовать
постоянные потенциалы точки, откуда снимается напряжение обратной свя-
зи, и точки схемы, куда это напряжение подается.
Для примера на рис. 4.57 приведена схема усилителя с непосредствен-
ной связью каскадов и отрицательной обратной связью по напряжению,
охватывающей весь усилитель. Схема содержит балансный каскад с общим
сопротивлением в катодах обеих ламп, катодносвязанный каскад и катод-
ный повторитель. Сетка последней лампы соединена с выходом катодносвя-
занного каскада через потенциометр. Лампы первых двух каскадов работа-
ют при анодном напряжении 100 в и анодном токе 5 ма, а лампы в катодном
повторителе при Ua0 = 150 в (150 в падает на стабилитроне СГ-4С) и анод-
ном токе каждого триода около 5 ма. В исходном режиме потенциал катода
выходной лампы, как и потенциалы сеток ламп входного каскада, равен
нулю. Поэтому напряжение обратной связи может быть прямо подано с вы-
хода на сетку любой лампы входного каскада. В рассматриваемой схеме оно
подается через делитель Ri,R2 на сетку второй лампы, благодаря чему вход-
ная цепь и цепь обратной связи разделены. Коэффициент обратной связи
Д2
^1 + ^2
₽
легко может регулироваться. Общий коэффициент усиления напря-
376
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
жения схемы без обратной связи около 250. При R2= оо отрицательная
обратная связь стопроцентная, коэффициент усиления напряжения равен еди-
нице, а коэффициент усиления тока К? = может быть очень высок (10®
"вых
и более).
Помимо стабилизации коэффициента усиления, отрицательная обрат-
ная связь позволяет несколько расширить динамический диапазон усилите-
ля и изменить его входное и выходное сопротивления (см. гл. II, § 4). В част-
ности, весьма полезно таким путем уменьшить входную емкость схемы,
а следовательно и постоянную времени входа, имеющую большую величину
при высокоомных датчиках (см. гл. VII, § 4). Это позволяет снизить время
измерений.
Что касается дрейфа нулевого отсчета, связанного с процессами на вхо-
де схемы (а они обычно играют наибольшую роль), то он уменьшается при
введении отрицательной обратной связи во столько же раз, во сколько
коэффициент усиления полезного сигнала. Поэтому отрицательная обрат-
ная связь обычно не увеличивает чувствительность схемы, если она ограни-
чена дрейфом нулевого отсчета. Правда, снижение времени измерений может
несколько уменьшить погрешности, обусловленные дрейфом усилителя.
3. Усилители с несущей частотой. В связи с дрейфом и относительно
большим уровнем шума усилителей с непосредственной связью часто при
усилении медленно меняющихся сигналов переходят к устройствам с несу-
щей частотой. В таких устройствах исходный медленно меняющийся сигнал
преобразуется в относительно высокочастотное переменное напряжение
с амплитудой, пропорциональной уровню медленно меняющегося сигнала.
Иначе говоря, регистрируемый сигнал модулирует амплитуду сигнала несу-
щей частоты. Модулированный сигнал усиливается в нужное число раз
с помощью реостатного или трансформаторного усилителя, не имеющего
дрейфа, детектируется и подается на индикаторный прибор (гальванометр,
микро-или миллиамперметр, шлейф, осциллографическая трубка и т. п.).
Помимо отсутствия дрейфа, усилитель с ограничением полосы пропускания
со стороны низких частот имеет и меньший уровень шума вследствие ослабле-
ния составляющих, связанных с фликкер-эффектом. В литературе описаны
измерительные устройства с несущей частотой, имеющие пороговую чув-
ствительность порядка сотых или тысячных долей микровольта при низкоом-
ных датчиках [97] и порядка 10-17 а при высокоомных источниках [98].
При постройке усилителей с преобразованием сигналов существенное
значение имеет выбор несущей частоты /0 и ширины полосы пропускания
Д/*, ограничивающих разрешающее время tp регистрирующего устройства.
Действительно, очевидно, что наименьший интервал времени, в пределах
которого укладываются различаемые детали модуляции, ограничен перио-
дом несущего сигнала, т. е. tp = — . С другой стороны, разрешающее время
усилителя связано с его полосой пропускания (см. соотношение (4.61))
г лД/*
(4.78)
Поэтому, если /0< Д/*, то разрешающее время ограничивается частотой
модуляции. Наоборот, если /0 Д|*, то разрешающее время ограничено
полосой пропускания усилителя. Обычно выполняется второе из написан-
ных неравенств, причем нередко полосу пропускания сужают, жертвуя
разрешающим временем, для увеличения пороговой чувствительности уст-
ройства. Несущая частота не должна совпадать с частотами каких-либо
отчетливо выраженных помех. Если возможно, ее следует выбирать не ниже
§ 4] УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ 377
одного или нескольких килогерц, для того чтобы фликкер-эффект вносил
малый вклад в общий уровень флуктуационного напряжения. Ограничение
значения несущей частоты часто обусловлено инерционностью датчика сигна-
лов, если переход к переменному сигналу осуществляется до него (см. ниже),
так как с повышением частоты падает глубина модуляции. Наконец, иногда
выбор несущей частоты связан с удобством применения того или иного моду-
лятора.
Выбор частоты модуляции и полосы пропускания устройства однознач-
но определяют эквивалентную добротность (избирательность) усилителя:
= (4-79)
Чем больше величина (?эк, тем в большей степени подавляются гармоники
регистрируемого сигнала, что иногда имеет существенное значение.
Возможность сужения полосы пропускания усилителя ограничивается
не только возрастанием времени реакции, но и нестабильностью несущей
частоты. Чем выше избирательность схемы, тем меньше должна быть относи-
тельная нестабильность частоты для того, чтобы ее колебания не вызывали
изменения выходного сигнала при постоянном уровне входного. В связи
с этим явные преимущества имеет сужение полосы пропускания после детек-
тора, где может быть включен 7?С-фильтр (накопительное устройство), рабо-
тающий при нулевой основной частоте сигналов.
В качестве детектора можно использовать либо нелинейную, либо пара-
метрическую систему (синхронный детектор). Применение последнего в уст-
ройствах с большим уровнем шума имеет преимущества (см. гл. VI, § 1)
и в устройствах с модуляцией сигналов почти не усложняет схему, так как
модулятор на входе и параметрическую систему на выходе можно легко
синхронизировать. Благодаря относительно большой ширине полосы про-
пускания части схемы до синхронного детектора нестабильность несущей
частоты не приводит к дополнительным погрешностям измерений.
В ряде случаев перейти к переменному сигналу можно до датчика.
Например, при регистрации излучения для этого достаточно периодически
затенять фотокатод фотоэлемента, чувствительную часть болометра или дру-
гой датчик, используемый в установке. Преобразование сигналов возможно
также в некоторых датчиках. Для этого, например, можно питать перемен-
ным напряжением фотоэлемент, болометрический мост, мост с резистивным
датчиком и т. п. Если преобразование сигналов до датчика или в нем самом
затруднено, то модулятор вводят между датчиком и усилителем. В простей-
шем виде таким модулятором может служить реле или другая контактная
система, периодически присоединяющая и отключающая датчик от входа
усилителя. Схема, иллюстрирующая построение усилителя с прерывателем
на входе и синхронно работающим с ним прерывателем на выходе, приведе-
на на рис. 4.58.
Измеряемый сигнал подводится к точкам 1 и 2. К ним периодически
подключается первичная обмотка трансформатора Т\ (прерыватель 77} пери-
одически размыкается и замыкается с помощью специального моторчика).
В результате в этой обмотке появляются импульсы тока, которые трансфор-
мируются и приводят к возникновению импульсов напряжения на сетке
первой лампы усилителя на сопротивлениях. В анодную цепь последней лам-
пы усилителя включен трансформатор Т2. К его вторичной обмотке через
прерыватель П2 периодически присоединяется стрелочный гальванометр.
Благодаря тому, что прерыватель П2 управляется синхронно с 1Ц, гальва-
нометр присоединяется к выходу схемы только в те интервалы времени,
когда в анодной цепи последней лампы протекают импульсы тока определен-
ной полярности.
378
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
Прибор позволяет обнаруживать сигналы порядка 0,5 мкв при сопроти-
влении датчика порядка 0,01 ом. Возможность повышения чувствительности
схемы ограничивают нестабильности выходного напряжения, связанные
с изменением контактной разности потенциалов во входном прерывателе,
вибрациями и помехами от моторчика или электромагнита, приводящего
в действие прерыватели, и т. д. Поэтому необходимо чрезвычайно тщатель-
но конструировать и изготовлять электромеханическую часть усилителя,
Рис. 4.58. Схема усилителя медленно меняющихся сигналов с модуляцией
и синхронным детектированием.
применять хорошую экранировку и амортизацию, в некоторых случаях тер-
мостатировать прерыватели и т. д. [99]. Рассмотрение различных вариантов
построения входных цепей усилителей постоянного тока с прерывателями
приведено в [100].
Усилители с хорошо сконструированными и изготовленными прерыва-
телями с платино-иридиевыми, а еще лучше — позолоченными контактами,
имеют дрейф порядка микровольта или даже долей микровольта в час. Вме-
сте с тем частота модуляции ограничивается величиной порядка десятков
герц, и поэтому разрешающее время усилителя не может быть меньше при-
мерно десятой секунды. Частота модуляции может быть повышена до сотен
герц или даже многих килогерц при использовании электромеханических
бесконтактных преобразователей с переменной емкостью, напряжение на
которой при постоянном заряде изменяется с частотой колебаний величины
самой емкости («динамический конденсатор»). Периодическое изменение
последней осуществляется вращением электромотором ротора переменного
конденсатора или колебанием одной из пластин воздушного конденсатора
с помощью камертона, возбуждаемого электромагнитом (системы, аналогич-
ной электродинамическому репродуктору) и т. п. Весьма высокую частоту
модуляции можно получить, используя в качестве одной из пластин конден-
сатора металлизированную поверхность пьезоэлемента, питаемого перемен-
ным напряжением. Во всех этих системах необходимо хорошо стабилизиро-
вать амплитуду колебаний емкости конденсатора или применять специаль-
ные системы с обратной связью, позволяющие уменьшить зависимость выход-
ного сигнала от амплитуды изменения емкости (см. гл. VII, § 4, п.5). Кроме
того, значительные трудности представляет постройка динамических конден-
5 4]
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
379
сдторов с малым изменением с течением времени контактной разности потен-
циалов, приводящим к дрейфу выходного напряжения.
Наконец, имеется множество вариантов схем ламповых балансных моду-
ляторов, которые могут быть применены для преобразования медленно
меняющихся сигналов. На рис. 4.59 приведена схема модулятора, построен-
ного на двух многосеточных лампах, которые работают на общую анодную
нагрузку. Напряжение несущей частоты /0 подается в противофазе на пен-
тодные сетки обеих ламп, и поэтому при симметрии обоих плеч схемы, пере-
Рис. 4.59. Схема модулятора, построенного
на двух многосеточных лампах.
менное напряжение на ее выходе
отсутствует. Для балансировки
схемы служат сопротивления RKl
и R. Появление сигнала щ на вхо-
де сопровождается нарушением ба-
ланса каскада, и на выходе появ-
ляется сигнал и2 с частотой /0.
Динамический диапазон преобра-
зователя определяется видом зави-
симости Um2 = f («1) и сравни-
тельно легко может быть сделан
достаточно большим для того,
чтобы не лимитировать динамиче-
ский диапазон всего усилителя.
Изменение с течением времени
параметров ламп, приводящее к
нарушению баланса схемы без воз-
действия сигнала, и непостоянство
амплитуды напряжения, даваемого
генератором, служат источниками
нестабильности усилителя постоян-
ного тока с таким преобразовате-
лем. Величина этой нестабильности
такого же порядка, как в усили-
телях с непосредственной связью.
Большинство других электронноламповых преобразователей также приво-
дит к дрейфу такого же порядка или требует очень больших усилий для того,
чтобы его заметно уменьшить.
4. Усилители с коррекцией дрейфа. Остаточный дрейф усилителей
с непосредственной связью не позволяет применять их без систематического
контроля в измерительных и управляющих устройствах, которые должны
работать в течение длительного времени. В таких устройствах применяют
либо «бездрейфовые» усилители с прерывателями, либо усилители с непосред-
ственной связью, в которые введена система автоматической компенсации
дрейфа. Один из способов такой компенсации, по существу, сводится к авто-
матизации процесса периодического контроля величины выходного напря-
жения при отсутствии сигнала на входе и подстройки усилителя на нуль
[101—103]. Для этого вход усилителя периодически автоматически замы-
кается накоротко, а к его выходу присоединяется конденсатор, который
заряжается до напряжения, равного напряжению дрейфа идр. После этого
усилитель сразу же возвращается' к нормальной работе, а напряжение идр
в течение некоторого времени сохраняется на «запоминающем» конденсато-
ре. Одновременно с переключениями на входе усилителя включается ревер-
сивный мотор, ось которого соединена с потенциометром. Падение напряже-
ния, снимаемое с этого потенциометра, подается на сетку одной из ламп
усилителя (например, на сетку не рабочей, а второй лампы катодносвязанно-
го каскада). Мотор включен в схему, которая управляет его вращением до
380
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
тех пор, пока напряжение на выходе усилителя не изменится на величину,
равную напряжению на запоминающем конденсаторе с обратным знаком.
Таким образом, напряжение дрейфа оказывается скомпенсированным
[104, 105].
На самом деле вследствие того, что для приведения в действие мотора
нужно некоторое минимальное напряжение и что за время введения компенси-
рующего напряжения величина пдр изменяется, а также по ряду других при-
чин полную компенсацию дрейфа в таком устройстве получить не удается.
Далее, из-за большой инерционности устройства с мотором циклы автопод-
4
Рис. 4.60. Блок-схемы двух вариантов устройств
с безмоторной периодической подстройкой нуля.
жение на входе усилителя
стройки не могут повторяться
часто. Поэтому эта система су-
щественно улучшает суточный
дрейф, но относительно мало
влияет на среднюю скорость
дрейфа за время порядка де-
сятков минут. Кроме того, вве-
дение мотора со схемой управ-
ления его вращением сильно
усложняет усилитель.
Принцип безмоторной пе-
риодической автоподстройки ил-
люстрирует блок-схема, приве-
денная на рис. 4.60, а. Источ-
ники дрейфа условно объединены
в некоторый, принадлежащий
усилителю генератор дрейфа,
напряжение которого пдр равно
приведенному ко входу напря-
жению дрейфа усилителя. На
вход усилителя извне подаются
напряжение от датчика сигналов
и напряжение ис, снимаемое с
вспомогательного конденсатора
С. Вход усилителя (как в уси-
лителе с обратной связью) строится таким образом, что эти два напряжения
суммируются. Поэтому в положении 1 переключателей ZZj и П2 напря-
Ui = kiU0 + к2ис + пдр, (4.80)
где ki и к2 — коэффициенты передачи э. д. c.f датчика и напряжения ис на
вход усилителя. При ис = 0 на входе помимо сигнала действует все напря-
жение и др.
Если оба переключателя на некоторое время t' перевести в положение
2, то усилитель окажется охваченным отрицательной обратной связью (знак
ее определяется тем, что сдвиг фазы сигнала, проходящего через усилитель,
фк = л при / = 0), конденсатор С будет присоединен к его выходу, а датчик
отключен. В это время единственный источник напряжения в схеме — гене-
ратор ПдР, и напряжение на выходе схемы, а следовательно и на конденса-
торе С, установится равным ис = — 1 » если время t' в несколько раз
больше постоянной времени т' зарядки емкости. (Полагаем, что коэффициент
передачи к2 не изменяется с переключением 1Ц и П2 в положение 2. В про-
тивном случае вместо к2 следует писать А* (см. гл. II, § 4).) Если теперь
вернуть оба переключателя в их основные рабочие положения 1, то входное
§ 4J
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
381
напряжение найдется подстановкой ис в выражение (4.80):
—A1u0+1 + a-a.2 .
(4.81)
Сравнивая выражение (4.81) с (4.80), заключаем, что напряжение дрейфа
на входе усилителя оказалось уменьшенным в 1 + Кк2 раз.
Так как в дальнейшем заряд конденсатора С изменяется с постоянной
времени т2, определяемой параметрами входной цепи, то процедура его
зарядки напряжением дрейфа должна повторяться достаточно часто.
Различные схемы усилительных устройств, работающих по этому прин-
ципу, отличаются как построением основного усилителя, так и схемой сум-
мирования напряжений сигнала
и коррекции дрейфа. В одном из
описанных усилителей конден-
сатор С включается после заряд-
ки как разделительный в цепь
связи датчика и входа усилителя
(рис. 4.60,6) [102]. При этом на-
пряжение ис оказывается просто
включенным последовательно с
напряжением датчика. В другом
варианте первый каскад, пост-
роенный на двух лампах, исполь-
зуется как суммирующий при
подаче на сетку одной лампы
сигнала, а на сетку второй —
Рис. 4.61. Блок-схема усилителя медленно ме-
няющихся сигналов с непрерывной автопод-
стройкой.
напряжения коррекции [106].
При этом цепь датчика и цепь
коррекции разделены, что пред-
ставляет известные удобства. В
хороших усилителях с периодической автоподстройкой дрейф может быть
снижен до величины порядка десятков микровольт за длительное время непре-
рывной работы [107], причем чем выше частота подстройки, тем, вообще
говоря, меньше остаточные колебания выходного напряжения. Разрешающее
время схем с периодической подстройкой не может быть меньше, чем время
зарядки запоминающего конденсатора. Например, в уже упоминавшемся
усилителе [106] оно порядка 3—4 мсек.
Большой интерес представляют усилители медленно меняющихся сигна-
лов с малым дрейфом и малым разрешающим временем, снабженные непре-
рывной автоподстройкой. Блок-схема такого устройства, содержащего, кро-
ме основного усилителя с непосредственной связью (Kj, второй, вспомога-
тельный «бездрейфовый» усилитель с модуляцией сигнала (К2), приведена
на рис. 4.61. Вход вспомогательного усилителя включен параллельно основ-
ному, а напряжение, снятое с его выхода (ик2) после детектирования (с помо-
щью синхронного детектора) и сглаживания, возвращается обратно к глав-
ному усилителю, складываясь с входным напряжением. Для того чтобы
вход и выход вспомогательного усилителя были при этом разделены, первый
каскад усилителя с непосредственной связью строится на двух лампах, как
суммирующий или вычитающий (в зависимости от знака К2), и сигналы от
датчика и напряжение ик2 подаются на сетки разных ламп (это схематически
отмечено на рис. 4.61). Усилитель с непосредственной связью обычно охва-
тывается отрицательной обратной связью, что условно показано на рис. 4.61
соединением его выхода и входа через сопротивление 7?обр. Напряжение
на выходе и2 =— (ut + ижр + ик2) Далее, ик2 — щК2, а щ = кги0 +
+ Ри2, где ki — коэффициент передачи на вход усилителя э. д. с. датчика
382
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
и0, а 0 — коэффициент обратной связи. Поэтому после несложных преобра-
зований получаем
kiKitl+Kz)
Uz~ Ц-р^Ц+Кг) U° l + ptfHl+A'z) Ыдр-
(4.82)
Отсюда видно, что абсолютная величина коэффициента усиления напряжения
дрейфа Кт = . , П/Л"г~ё^ в ki (1 + К2) раз меньше, чем сигнал датчика —
1 + Рл1(.1 + л2)
Кт = . i , тогда как если вспомогательный усилитель исключить
(положить К2 = 0), то, естественно, оба коэффициента усиления с точностью
до величины ki совпадут. Следовательно, введение вспомогательного «бездрей-
фового» усилителя позволяет уменьшить относительный дрейф на выходе
в (1 + К2) раз.
Заметим, что практически такой же выигрыш получился бы и в том слу-
чае, если бы «бездрейфовый» усилитель был просто включен последователь-
но с основным усилителем между его входом и датчиком. Э. д. с. датчика
усиливалась бы двумя усилителями
, а напряжение дрейфа
Ki \
д₽ l + AiP/
Ki
21+*1P
усилителя с непосредственной связью — только им самим
Однако так как полоса пропускания последовательно включенных усилите-
лей определялась бы полосой пропускания усилителя с модуляцией (как
наиболее узкополосного), то эта система не имеет смысла: вместо введения
второго усилителя проще увеличить коэффициент усиления первого. При
включении же «бездрейфового» усилителя по схеме на рис. 4.61 частотная
характеристика устройства при достаточно глубокой отрицательной обрат-
ной связи в основном усилителе практически не зависит от характеристики
усилителя с модуляцией. Действительно, как это видно из уравнения (4.82),
если P-Ki > 1, то К(Ю « независимо от величины К2. Поэтому частот-
ная (переходная) характеристика усилителя с рассматриваемой схемой непре-
рывной компенсации дрейфа определяется параметрами цепи обратной связи.
В действительности, она, разумеется, зависит и от характеристик самого
усилителя с непосредственной связью, так как они определяют ту область
частот, в пределах которой 0-&л > 1. Поэтому на самом деле этот усили-
тель должен быть достаточно широкополосен для того, чтобы получить ма-
лое время реакции.
Следует заметить, что если в основном усилителе нет обратной связи
и, следовательно, 0 = 0, то соотношение между К™ и А?др сохраняется, но-
частотная характеристика усилителя существенно изменяет свой вид. Дей-
ствительно, в области низких частот, где К2 > 1, усиление сигналов про-
порционально К1-К2, а в области частот, где К2 мало, — только Поэто-
му частотная характеристика имеет два спада — один определяется полосой
пропускания бездрейфового усилителя и лежит в области сравнительно низ-
ких частот, а второй — полосой пропускания основного усилителя. Глубо-
кая же отрицательная обратная связь значительно улучшает частотную харак-
теристику всего усилительного устройства, делая ее равномерной. Одно-
временно изменяется и его входное сопротивление (см. гл. II, § 4).
Таким образом, основное преимущество применения усилителя с модуля-
цией (которая может осуществляться с помощью контактного прерывателя,
периодического изменения емкости и т. п.) в системе автоподстройки заклю-
чается в возможности постройки широкополосного усилителя медленно меня-
ющихся сигналов с малым дрейфом. Так как усилитель с модуляцией мож-
но лишь условно считать «бездрейфовым», и его собственный дрейф, как
§ 4]
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
383
нетрудно убедиться из рассмотрения рис. 4.61, будет поступать на выход
с усилением , д-51.^2, „ . , то на самом деле усилитель будет обладать
некоторым остаточным дрейфом. Величина последнего при хорошем модуля-
ционном устройстве может быть снижена до десятков микровольт за дли-
тельный срок непрерывной работы.
Схема одного из описанных усилителей, построенных по рассматривае-
мому принципу, приведена на рис. 4.62 [108]. Основной усилитель с потен-
циометрической связью содержит суммирующий катодносвязанный каскад
Рис. 4.62. Схема усилителя медленно меняющихся сигналов с не-
прерывной автоподстройкой.
и два усилительных каскада. Его коэффициент усиления— около 5-104.
Для предотвращения самовозбуждения этого усилителя в него введены RC-
фильтры (Д' и С), параметры которых подбираются после сборки схемы.
Электромагнитный прерыватель работает на частоте 386 гц, причем одна
пара его контактов служит для модуляции сигнала, подаваемого на вход
вспомогательного усилителя, а вторая пара — для детектирования (выпря-
мления) напряжения на выходе этого усилителя (конденсатор Сф и сопроти-
вление 7?ф образуют сглаживающий фильтр). Коэффициент усиления вспо-
могательного усилителя около 3000. Глубина обратной связи регулируется
величиной сопротивления 7?Обр- При этом частотная характеристика усили-
теля может быть сделана плоской до частоты порядка 100 кгц. Некоторые
подробности конструирования усилителя приведены в статье [108].
384
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
В другом практически удачном варианте устройства с непрерывной
автоподстройкой на вход «бездрейфового» усилителя, подавалось только
напряжение дрейфа основного усилителя с непосредственной связью [109].
Это напряжение модулируется контактным прерывателем, усиливается, вы-
прямляется и вводится вновь на вход (или в некоторый промежуточный кас-
кад) основного усилителя в противофазе с исходным напряжением дрейфа.
В результате для напряжения дрейфа усилитель оказывается охваченным
отрицательной обратной связью. Для сигнала же, поступающего от датчика,
Рис. 4.63. Блок-схема варианта усилителя медленно
меняющихся сигналов с непрерывной автоподстройкой.
бездрейфовый усилитель вообще не играет никакой роли. Поэтому характе-
ристики устройства для усиливаемого сигнала (широк ополосность, время
реакции) определяются только параметрами основного усилителя.
Блок-схема такого устройства приведена на рис. 4.63. В отсутствие
бездрейфового усилителя напряжение на выходе основного усилителя и2 =
= Ki (и,0 кг + ыДр), где ki — коэффициент передачи напряжения и0 на вход
усилителя. Напряжение, поступающее от датчика в точку А схемы, когда
контакты 1 и 3 прерывателя разомкнуты, й' = k2u0. При замыкании кон-
тактов 2 и 3 это напряжение становится равным
и2 = и2 ~ к2и2 = kik2Kiiio Н- К^к^Чд-р
(сопротивление R" < R). Значения сопротивлений R' и R" выбирают та-
кими, что kik^Ki = к2. Поэтому при работе прерывателя напряжение в
точке А (т. е. на входе усилителя К2) периодически изменяется на вели-
чину к2Кхи№. Иначе говоря, как отмечалось выше, на вход вспомогатель-
ного усилителя подается только напряжение дрейфа основного усилителя.
Это напряжение усиливается в К2 раз, выпрямляется периодически
замыкающейся парой контактов 2 и 3, сглаживается фильтром Rф, Сф и по-
ступает в основной усилитель как напряжение отрицательной обратной свя-
зи. При этом действующее напряжение дрейфа в стационарном режиме опре-
деляется на основании обычного соотношения для действующего значения
сигнала в системе с обратной связью?
МДР/ ~ иМ>~~ ^3-^1^2МДр/»
т. е.
“др
uflp/-i+fc3^2>
§ 4] УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ 385
так как значения и К2 могут быть весьма значительными, то дрейф ослаб-
ляется во много раз.
В качестве основного и бездрейфового усилителей в описываемом устрой-
стве могут быть применены усилители подобные, например, приведенным
на рис. 4.62. Необходимо иметь в виду, что для того, чтобы на вспомо-
гательный усилитель было действительно подано только напряжение дрей-
фа основного усилителя, сигналы в точке А при разомкнутых и замкнутых
контактах 1 и 3 должны быть совершенно одинаковыми. Однако в одном
случае это сигнал, переданный прямо с датчика, а в другом (при замкнутых
контактах 1 и 3) — прошедший через основной усилитель (и делитель R', R").
Если усилитель вносит заметные искажения, то на входе вспомогательного
усилителя сигнал датчика не будет полностью скомпенсирован. В результате
вся система будет вносить дополнительные искажения в форму сигналов.
Для того чтобы избежать этого, сопротивление R заменяют фильтром,
состоящим из нескольких 7?С-цепочек с такой же характеристикой переда-
чи, как и основной усилитель вместе с выходным делителем.
По-видимому, эту систему автоподстройки следует считать наиболее
удачной. Построенный по такому принципу усилитель медленно меняющих-
ся сигналов имел дрейф менее 10 мкв за 5 часов работы, полоса пропускания
усилителя была 300 кгц и коэффициент усиления 8-103 [109].
5. Усилители с непосредственной связью на транзисторах. По анало-
гии с электронноламповыми схемами транзисторные усилители с равномер-
ной частотной характеристикой вплоть до / = 0 могут быть построены по схе-
мам с непосредственной связью, если согласовать потенциалы электродов
транзисторов соседних каскадов. Поэтому практически всем сочетаниям лам-
повых каскадов постоянного тока и напряжения могут быть сопоставлены
соответствующие транзисторные схемы, получаемые заменой ламп на тран-
зисторы с включением вместо катода эмиттера, вместо сетки базы и вместо
анода коллектора. При этом, разумеется, должно приниматься во внимание
относительно низкое входное сопротивление транзисторного каскада для
постоянного тока.
Главная трудность при постройке транзисторных усилителей с непосред-
ственной связью заключается не в обеспечении правильного начального
режима транзисторов всех каскадов, а, как и в электронноламповых схемах,—
в снижении дрейфа [НО]. Дрейф, обусловленный непостоянством напряже-
ния источников питания, уменьшается стабилизацией последних и построе-
нием балансных усилительных каскадов, мало чувствительных к неболь-
шим изменениям напряжения питания. При этом некоторое усложнение по
сравнению с ламповыми усилителями заключается в большей трудности
подбора пар транзисторов с идентичными характеристиками, чем пар иден-
тичных ламп. Кроме того, полупроводниковые триоды в гораздо большей
степени, чем лампы, подвержены старению, причем изменения их парамет-
ров с течением времени происходят как во время работы, так и в бездействии.
Несравненно больше, чем у ламп, и температурная нестабильность транзи-
сторов, причем у некоторых типов за время порядка часа после включения
питания начальный коллекторный ток может измениться вдвое. Поэтому
транзисторные усилители с непосредственной связью до начала их исполь-
зования должны «прогреваться» в течение сравнительно длительного време-
ни, но и после этого токи продолжают медленно изменяться.
Хотя, вообще говоря, нестабильны все параметры транзистора и токи
всех его электродов, основная причина дрейфа усилителя постоянного напря-
жения заключается в изменении с течением времени коллекторного тока
Z*. Для стабилизации его величины можно воспользоваться обычным спо-
'собом — ввести внутрикаскадную отрицательную обратную связь по
току, а для уменьшения влияния температуры дополнить каскад цепями с
25 А. М. Бонч-Бруевич
386
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
[ГЛ. IV
термозависимыми элементами, автоматически корректирующими напряжение
между эмиттером и базой (см. гл. III, § 4).
Для постройки усилителей с непосредственной связью желательно при-
менять кремниевые транзисторы, отличающиеся меньшей зависимостью вели-
чины от температуры. Из германиевых триодов наименьшим дрейфом обла-
дают высокочастотные транзисторы типа П401—П403А. Эти триоды удоб-
ны тем, что у них величина у = 1 — а сохраняет большую величину вплоть до
малых величин тока коллектора.
Обычное стабилизирующее сопротивление в цепи эмиттера в несимме-
тричном каскаде усилителя постоянного напряжения не дает желаемого
эффекта, так как усиление понижается во столько же раз, во сколько напря-
жение дрейфа на выходе. В двухтактном же каскаде с общим эмиттерным
Рис. 4.64. Схема усилителя с непосредственной связью
каскадов на транзисторах.
сопротивлением последнее оказывает стабилизирующее действие по отноше-
нию к синфазным изменениям токов обоих транзисторов, не снижая усиле-
ния. В балансных схемах с общим эмиттерным сопротивлением, т. е. в кас-
кадах с эмиттерной связью, это сопротивление также оказывает стабилизи-
рующее действие, как катодное сопротивление в катодносвязанном каскаде.
Поэтому схемы такого типа широко применяются в транзисторных усилите-
лях с непосредственной связью [111, 112].
Для примера на рис. 4.64 приведена схема усилителя постоянного
напряжения, построенного на германиевых триодах типа П104; она в зна-
чительной степени подобна электронноламповой схеме, изображенной на
рис. 4.57. С целью увеличения сопротивления в общей эмиттерной цепи
первого каскада при сохранении нулевого исходного потенциала базы этот
каскад питается от источников напряжения +30 ей —10 в. Последний кас-
кад — эмиттерный повторитель, причем в исходном режиме эмиттерный ток
равен 10 ма. Поэтому выходное напряжение в отсутствие сигнала на входе
равно нулю и обратная связь введена путем прямого соединения выхода
с базой правого транзистора в первом (балансном) каскаде с помощью дели-
теля 7?! и Т?2- Изменяя его сопротивления, можно варьировать величину Р,
не нарушая начального режима работы схемы.
Особенно малый дрейф удается получить в совершенно симметричных
транзисторных усилительных схемах. Пример такой схемы приведен на
рис. 4.65 [112]. Ее основу составляют два последовательно включенных
балансных каскада, в первом из которых транзисторы работают в режиме
общего эмиттера и Т2), а во втором — в режиме общего Коллектора (Т3
и Кроме того, в схеме имеется каскад с эмиттерно-коллекторной нагруз-
§ 4]
УСИЛИТЕЛИ МЕДЛЕННО МЕНЯЮЩИХСЯ СИГНАЛОВ
387
кой (транзистор Т5), на вход которого (базу) подается напряжение, снимае-
мое с общего эмиттерного сопротивления Rs первого каскада. Напряжения,
снятые с эмиттера и коллектора Т5, подаются на диагональ относительно
высокоомного моста, ко второй диагонали которого присоединены базы тран-
зисторов входного каскада. При отклонении напряжения на сопротивлении
RB от его начального значения (т. е. при синфазном изменении токов транзи-
сторов Т1 и Т2 или изменении тока в одном из них) напряжение иК8 транзисто-
ра Т& изменяется. Если мост не сбалансирован, то это приводит к изменению
потенциалов баз и Т2. Ве-
личина и знак этого изменения
зависят от положения движков
R± и R2. Положение одного из
них выбирается при закорочен-
ном, а второго при разомкнутом
входе усилителя таким образом,
чтобы изменения температуры
в определенных пределах при-
водили к возможно меньшему
отклонению показаний выход-
ного прибора от начального зна-
чения. Остаточную нестабиль-
ность сбалансированного таким
образом усилителя при колеба-
ниях температуры от +13° С до
+30° С удавалось довести до
величины, эквивалентной току
датчика порядка 10-8 а [112].
Применение термозависи-
мых элементов в усилителях
постоянного тока для уменьше-
ния температурного дрейфа свя-
зано с необходимостью тщатель-
ного подбора температурного
коэффициента сопротивления
этих элементов или сопротивлений цепей, в которые такие элементы вклю-
чены (см. гл. III, § 4). Поэтому этот метод сложен и используется сравни-
тельно редко. Иногда применяют так называемую взаимную компенсацию,
заключающуюся в том, что термозависимым элементом, стабилизирующим
коллекторный ток транзистора, служит транзистор предшествующего каска-
да. Это возможно не при всех комбинациях каскадов с непосредственной
связью и требуется подбор пар транзисторов по температурной зависимости
коллекторного тока. По-видимому, наиболее выгодно комбинированное-
использование балансных каскадов и компенсирующих термозависимых
элементов.
Наименьшая величина дрейфа может быть получена при использовании
сложных усилительных устройств, содержащих относительно широкополос-
ный усилитель с непосредственной связью и «бездрейфовый» усилитель
с несущей частотой (модуляций), используемый для компенсации дрейфа
первого. Построение таких усилителей совершенно подобно построению
соответствующих электронноламповых усилителей, рассмотренных в настояг-
щем параграфе.
Ряд существенных практических рекомендаций и полезных транзистор-
ных схем усилителей медленно меняющихся сигналов можно найти в перио-
дической литературе и специальных сборниках [113—115].
2Оз
470
7OO-O-7OO
лгза
2Оз
470
7003
7ООз jff, 7ООз
HZZHZZHZZ3
7X7-77
вход
25/7
т, HZZZHZZZ1
7003 < Ог 7003
73,50
о-
077-77
00-77
Рис. 4.65. Симметричная схема усилителя с не-
посредственной связью на транзисторах.
Н
25*
ГЛАВА V
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ. ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
§ 1. ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИИ С ОБРАТНОЙ
СВЯЗЬЮ
Рис. 5.1. Принципиаль-
ная схема генератора
с колебательным конту-
ром в анодной цепи
лампы и индуктивной
обратной связью.
1. Возбуждение гармонических электрических колебании в системах
с обратной связью. Генераторами называются автоколебательные системы,
в которых энергия источников питания преобразуется в энергию сигналов
нужной формы. Энергия генерируемых сигналов обычно бывает соизмерима
в энергией, расходуемой источниками питания. Подробное исследование
процессов, протекающих в автоколебательных си-
стемах, сложно, так как они описываются нелиней-
ными дифференциальными уравнениями. Вместе с
тем некоторые важные вопросы могут быть выяснены
относительно просто путем линеаризации системы,
т. е. описанием протекающих процессов приближен-
ными линейными уравнениями.
Как было отмечено в гл. II, в усилителе с об-
ратной связью при выполнении условия (2.67) воз-
можен автоколебательный процесс. При этом, не-
зависимо от природы толчка, возбудившего схему,
спектр возникших в ней стационарных колебаний
будет определяться ее свойствами. В частности,
если условие (2.67) выполняется только для весьма
узкой области частот, то колебания в схеме будут
гармоническими или близкими к ним. Примером
может служить схема генератора с колебательным
контуром в анодной цепи лампы (рис. 5.1). Элемен-
том цепи обратной связи является катушка Lt, ин-
дуктивно связанная с катушкой контура (коэффици-
ент взаимоиндукции М).
Для переменного тока, частота которого совпа-
дает с резонансной частотой контура (о0, последний
представляет собой чисто активное сопротивление
7?р = “-. Поэтому фаза напряжения этой частоты на аноде лампы обратна
фазе напряжения на сетке лампы, т. е. YK = л. Далее, фаза напряжения,
переданного через цепь обратной связи, в зависимости от направления
витков в катушках L и Lt сдвинута по отношению к фазе напряжения на аподе
на угол Чгр, равный л или нулю. Если Чгр = л, то Чгк + Чгр = 2л (= 0),
что соответствует соотношению фаз, необходимому для самовозбуждения
схемы. Если к тому же параметры контура, лампы и величина взаимоиндук-
ции таковы, что Л'р > 1, то в схеме возможны колебания с частотой, рав-
ной резонансной частоте контура а>0. Условия для существования колеба-
§ 1] ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
389
ний других частот оказываются более жесткими, так как по мере увели-
чения или уменьшения частоты по сравнению с too угол все более и
более отличается от л, а сопротивление контура падает.
Из этих соображений вытекает, что колебания в схеме должны носить
гармонический характер. На самом деле это справедливо только при усло-
вии, что коэффициент обратной связи не слишком велик, а добротность кон-
тура не слишком низка. В противном случае в схеме одновременно выпол-
няются условия самовозбуждения для полосы частот, и колебания заметно
отличаются от гармонических.
Условия возбуждения автоколебаний в схеме, изображенной на рис. 5.1,
можно найти, приравняв единице произведение 7Гр, где К — резонансный
коэффициент усиления каскада с 7?£С-контуром в анодной цепи, ар —
коэффициент обратной связи. Однако с целью более детального рассмотре-
ния процессов в схеме генератора найдем выражение для тока, текущего
в индуктивной ветви колебательного контура генератора. Составляя урав-
нения Кирхгофа для мгновенных значений тока в анодной цепи лампы,
получим
iC>+Bcf(5.1)
Заменяя характеристики лампы параллельными прямыми во всей области
изменения потенциалов электродов лампы, напишем
га = Suc + = 8 (ис 4- Dua).
Далее, иэ рассмотрения схемы на рис. 5.1 следует, что
Л • Т Л JT
Знак перед правой частью последнего соотношения определяется направ-
лением витков в катушках L и Lr. Выберем знак плюс; это соответствует
тому, что переданное на сетку напряжение находится в противофазе с иа
или, иначе говоря,
Ч'к + Ч'р-О. (5.2)
Подставляя значения иа и ис в соотношение для ia и заменяя полученным
выражением правую часть (5.1), найдем
d2i . Г Я S(M—DL)-\ di . . R \ 1 . „ /к
^2 + Lt—lc~"-J йг+О+я?; -тсi=0- <5-3)
Это выражение совпадает с уравнением, описывающим свободные колебания
в контуре, параметры которого
L3K = L; CSK =-£=-; Дэк = Д-5 . (5.4)
1+я7
Поэтому при рассмотрении процессов в схеме, изображенной на рис. 5.1,
анодная цепь лампы может быть, земенена эквивалентным колебательным
контуром. Активное сопротивление последнего меньше активного сопро-
тивления контура схемы на величину
_ S(M-DL)
- — с
Следовательно, лампа вместе с цепью обратной связи (и источником пита-
ния) играет роль отрицательного сопротивления, соединенного последова-
тельно с сопротивлением контура. Это означает, что в контур поступает
энергия.
390
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
Роль отрицательного сопротивления, компенсирующего сопротивление
контура, может играть не только активная система с внешней положитель-
ной обратной связью. Так, например, известно, что у тетродов в области
потенциалов анода, меньших потенциалов экранной сетки, наблюдается
падение анодного тока с возрастанием анодного напряжения (динатронный
эффект). Это означает, что внутреннее сопротивление лампы в этой области
изменения анодного напряжения отрицательно. Можно также получить
отрицательное дифференциальное сопротивление в цепи экранной сетки
пентода, если построить схему таким образом,
что одновременно с изменением экранного на-
пряжения в ту же сторону будет изменяться и
напряжение на пентодной сетке. Эти эффекты
практически используются для компенсации
активного сопротивления контура в так на-
зываемых динатронных и транзитронных ге-
нераторах. Такие генераторы обладают гораздо
меньшей гибкостью, чем генераторы с обрат-
ной связью, и мы рассматривать их не будем.
Интеграл уравнения (5.3) может
писан в виде
где
5.2. Колебательный ток
Рис.
в контуре генератора при раз-
личных соотношениях его ак-
тивного сопротивления и от-
рицательного сопротивления,
вносимого лампой.
i = -у- sin (o*Z,
<в*£ ’
LC
быть за-
(5-5)
(5-6)
величина вносимого в
сопротивления меньше
* 1
(£>* = —7=
К LC
s4[t
Если абсолютная
контур отрицательного
его активного сопротивления, то затухание кон-
тура положительно и амплитуда гармонических
колебаний, возникших по какой-либо причине,
экспоненциально убывает (рис. 5.2, а). Если
той* < 0 и амплитуда колебаний
возрастает (рис. 5.2, б), т. е. схема самовозбуждается. Условие самовозбуж-
дения, которое может быть записано в виде
S(M—DL)~\
M>MKp=^+DL
(5-7)
(при одновременном выполнении соотношения (5.2)), практически легко
удовлетворяется в широкой области значений параметров схемы выбором
соответствующей величины взаимоиндукции М.
Наконец, если |-R(-)| = Н,т. е. если потери в контуре в точности компен-
сируются энергией, поступающей в него через электронную лампу от источ-
ника питания схемы, то 6* = 0 и в контуре возможны колебания с постоян-
ной амплитудой (рис. 5.2, в). В последнем случае амплитуда автоколебаний
определяется начальными условиями, т. е. тем толчком, который переводит
схему в колебательный режим.
Возможность неограниченного возрастания амплитуды автоколебаний
в случае | >7? и зависимость ее стационарной величины при |-R(-) |=
= R от характера толчка, возбудившего схему, не отвечают действитель-
ности.
§ 1] ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 391
Причины этого несоответствия кроются в аппроксимации характери-
стик лампы прямыми, что привело к описанию электрических процессов
в схеме линейным уравнением (5.3).
Так как малые участки характеристик лампы всегда можно аппрокси-
мировать отрезками прямых, то следует считать, что написанные выше
выражения справедливы, пока амплитуда колебаний в схеме мала. При
возрастании амплитуды потенциалы сетки и анода лампы изменяются все
в более и более широких пределах, и необходимо принять во внимание
криволинейность ее характеристик.
Положим, что до начала колебаний в схеме рабочая точка располага-
лась на прямолинейном участке динамической характеристики лампы,
крутизна которой So. Если выбором параметров схемы удовлетворено уело-
RC
вие М >-------DL, то в результате случайного толчка в схеме возникнут
ло '
автоколебания, носящие развивающийся характер. С возрастанием ампли-
туды автоколебаний пределы движения рабочей точки по динамической
характеристике расширяются, и она в течение все большей и большей части
периода находится в области криволинейных участков, крутизна которых
меньше So. Поэтому вносимое в контур отрицательное сопротивление
не остается постоянным в течение периода колебаний, и по мере развития
колебаний его среднее значение уменьшается. Наконец, при некоторой
амплитуде автоколебаний оказывается выполненным условие 7?эк = 0 или
М = -=----DL. Здесь S — средняя крутизна того участка динамической
Л
характеристики лампы, в пределах которого движется рабочая точка.
Существенную роль в процессе установления стационарной амплитуды
автоколебаний и в определении ее величины может играть (при наличии
конденсатора в сеточной цепи) сеточный ток лампы. С развитием амплитуды
автоколебаний рабочая точка может на некоторую долю периода выходить
в область положительных потенциалов сетки. Протекающие при этом импуль-
сы сеточного тока относительно быстро заряжают конденсатор Ср, который
сравнительно медленно разряжается через сопротивление утечки Яс- В ре-
зультате появляется постоянная составляющая сеточного смещения, уво-
дящего рабочую точку влево — в область пониженной крутизны характери-
стики лампы. Если в схеме имеется цепь автоматического смещения, то
процессы установления стационарных колебаний еще усложняются, так как
изменение постоянной составляющей анодного тока приводит в свою оче-
редь к сдвигу рабочей точки за счет изменения напряжения на катоде лампы.
Таким образом, совокупность ряда процессов, протекающих при раз-
витии автоколебаний в схеме, приводит к тому, что условие самовозбужде-
ния 7?эК0 < 0 при неизменных параметрах схемы в результате развития
автоколебаний переходит в условие Яак — 0. При этом количество энергии,
поступающей в контур за период, становится как раз равным энергии,
теряемой в нем из-за наличия активного сопротивления, и амплитуда авто-
колебаний перестает расти. Это состояние схемы оказывается устойчивым.
Стационарная амплитуда колебаний зависит от параметров лампы
и схемы и ее величина тем больше, чем больше взаимоиндукция М и чем
меньше активное сопротивление контура.
Мы предполагали, что до начала развития автоколебаний рабочая
точка находится на прямолинейном участке динамической характеристики
лампы. При этом для перехода схемы в колебательный режим достаточно
сколь угодно малого толчка (например, флуктуационного происхождения).
Это соответствует так называемому «мягкому самовозбуждению» схемы.
Если же рабочая точка первоначально находится в области криволинейного
392
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
участка динамической характеристики лампы (например, на ее нижнем
сгибе), то с увеличением амплитуды сеточного напряжения средняя кру-
тизна сначала возрастает, а затем вновь уменьшается. Поэтому может слу-
читься, что при выбранном значении М условие самовозбуждения не выпол-
няется для малых амплитуд, но выполняется, если амплитуда превосходит
определенную величину. Тогда для возбуждения схемы необходим сильный
толчок (например, к сетке лампы должно быть на короткое время прило-
жено достаточно большое напряжение). Это соответствует так называемому
«жесткому возбуждению» схемы. После того как схема возбуждена, колеба-
ния в ней носят развивающийся характер, и стационарная амплитуда соот-
ветствует условию RgK = 0.
Так как в стационарном режиме лампу можно заменить квазилинейным
элементом, то установившиеся процессы в схеме генератора могут быть
Рис. 5.3. Эквивалентные схемы трехточечных генераторов.
описаны линейными уравнениями. С известным приближением эти про-
цессы допустимо считать гармоническими, и, следовательно, описывающие
их уравнения записать в форме комплексных амплитуд.
В некоторых случаях нет необходимости даже составлять систему урав-
нений для рассматриваемой схемы, а можно воспользоваться тем, что анод-
ная цепь лампы генератора в стационарном состоянии может быть заменена
эквивалентным возбужденным колебательным контуром, т. е. контуром,
активное сопротивление которого равно нулю. Поэтому для нахождения
условия самовозбуждения схемы достаточно написать выражение для актив-
ного сопротивления контура с учетом вносимых параметров и приравнять
его нулю. Далее частота генерируемых колебаний определяется как собствен-
ная частота возбужденного контура, т. е. из условия равенства нулю реак-
тивного компонента сопротивления эквивалентного контура.
Приведенная на рис. 5.1 схема генератора носит название схемы с индук-
тивной связью и колебательным контуром в анодной цепи лампы. Она может
быть преобразована в схему с контуром в сеточной цепи соответствующим
переключением контура и катушки обратной связи. Колебательная мощ-
ность, выделяющаяся в контуре при включении его в сеточную цепь, меньше,
так как допустимая мощность рассеяния на сетке лампы относительно мала.
В настоящее время наиболее широко распространены так называемые
трехточечные или потенциометрические схемы генераторов. Принцип построе-
ния таких генераторов иллюстрирует эквивалентная схема для переменных
токов и напряжений каскада, содержащего лампу и колебательный контур,
который образован элементами ZCK, Zca и ZaK (рис. 5.3, а). Для самовозбуж-
дения схемы необходимо, чтобы фаза напряжения на сетке была обратна
фазе напряжения на аноде лампы. Так как ток в контуре протекает после-
довательно через все три образующих его элемента, то условие противо-
фазности и& и ис выполняется только в том случае, если ZaK и ZCK — реак-
тивные сопротивления одинаковых знаков (т. е. либо емкости, либо индуктив-
ности). С другой стороны, поскольку частота колебаний в генераторе с одним
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
393
колебательным контуром практически совпадает с резонансной частотой
последнего (с учетом вносимых параметров), то суммарное реактивное сопро-
тивление контура для протекающего в нем тока при самовозбуждении схемы
должно быть равно нулю. Отсюда следует, что реактивное сопротивление Zca
должно иметь знак, обратный знаку реактивных сопротивлений ZCK и ZaK,
т. е. если последние — индуктивности, то элемент Zca должен быть емко-
стью, и наоборот (рис. 5.3, б и в).
На рис. 5.4 приведены две схемы трехточечных генераторов, которые
соответствуют эквивалентным схемам, изображенным на рис. 5.3, а и б.
Рис. 5.4. Два варианта схем трехточечного генератора, соответ-
ствующие эквивалентным схемам, представленным на рис. 5.3, а и б.
Частота колебаний в этих схемах определяется резонансной частотой коле-
бательного контура. Значение модуля коэффициента обратной связи, необ-
ходимого для самовозбуждения, получается выбором соответствующих
значений индуктивностей L' и L" в схеме на рис. 5.4, а или емкостей С
и С" в схеме на рис. 5.4, б. Практически это с большим удобством может
быть сделано в «индуктивной» трехточечной схеме, и поэтому она в лабо-
раторной практике применяется чаще, чем «емкостная» трехточечная схема.
Если генератор рассчитан на частоту порядка нескольких мегагерц и ка-
тушка контура содержит несколько витков голого провода, подбор нужного
соотношения между L' и L" делается простой перепайкой отвода, ведущего
к катоду лампы.
В более сложных схемах так называемых двухконтурных генераторов
элементы ZCK и ZaK выполняются в виде отдельных колебательных конту-
ров, а схема обратной связи осуществляется через емкость связи Ссв, роль
которой может играть емкость анод — сетка лампы. Для возникающих
в схеме колебаний контуры должны представлять индуктивные сопротивле-
ния. Следовательно, в таком генераторе могут возникать колебания с часто-
той, меньшей резонансных частот контуров. При этом генерируемая частота
не может сильно отличаться от резонансных частот контуров, так как в про-
тивном случае их сопротивления окажутся малыми, и условие самовоз-
буждения не будет выполнено из-за того, что переменные напряжения
на аноде и на сетке лампы будут слишком малы. Более детальный анализ
процессов в схеме показывает, что если собственная частота анодного кон-
тура схемы выше, чем сеточного, то частота колебаний в схеме мало зави-
сит от настройки анодного контура.
В других вариантах двухконтурных генераторов колебательные кон-
туры включаются между сеткой и катодом и сеткой и анодом, а связь осуще-
ствляется через емкость анод — катод лампы. Наконец, можно включить
контуры между сеткой и анодом и анодом и катодом. В этом случае емко-
394
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
стью связи будет служить емкость Сск лампы. Во всех этих случаях частота
генерируемых колебаний отличается
и могут быть выбраны такие режимы,
от резонансных частот контуров,
при которых она сравнительно мало
зависит от настройки одного из них.
Применяя многосеточные лампы, можно
построить схему генератора, представляющего
собой комбинацию каскада с самовозбужде-
нием и усилительного каскада (рис. 5.5).
Возбуждение колебаний происходит в схе-
ме, собранной на управляющей и экранной
сетках лампы (схема с контуром в анодной
цепи, причем роль последнего играет экран-
ная сетка лампы). Контур L2C2, включенный
в анодную цепь лампы (так называемый «внеш-
ний» контур), связан с цепями остальных элек-
тродов лишь постольку, поскольку через него
протекает переменный анодный ток, величи-
ной которого управляют потенциалы всех
электродов лампы.
Кроме генераторов, в основу которых
кладется несимметричный усилитель (однотакт-
ные генераторы), во многих устройствах при-
меняют генераторы, построенные по двухтакт-
ным схемам. Они имеют симметричный выход
и позволяют получить колебания с меньшим
содержанием гармоник, чем однотактные.
Рис. 5.6. Схемы двух-
тактных генераторов.
Рис. 5.5. Схема генератора с самовозбуж-
дением и усилителя мощности, построен-
ная на одной многосеточной лампе.
На рис. 5.6 приведены три принципиальные схемы двухтактных гене-
раторов: с индуктивной обратной связью, индуктивная трехточечная схема
и, наконец, схема двухтактного генератора со связью через емкость анод —
сетка лампы. Каждая из них получается путем соединения двух одинаковых
однотактных схем соответствующего типа.
Расчет каскадов с самовозбуждением значительно сложнее, чем усили-
тельных. Помимо того, что в генераторах существенное значение имеет
нелинейность характеристик активного элемента, расчет осложняется' еще
и тем, что режим сеточной цепи лампы нельзя рассматривать независимо
от процессов в ее анодной цепи, как это делается в усилительных схемах.
В генераторе амплитуда переменного напряжения, действующего в цепи
сетки, определяется связью сеточной и анодной цепей и формой импульсов
$ 1] ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 395
анодного тока лампы. Этим же самым определяется и сеточное смещение, так
как в генераторах оно обычно получается за счет падения напряжения
на сопротивлении утечки сетки лампы при протекании по нему постоянной
составляющей сеточного тока. Таким образом, процессы в анодной и сеточ-
ной цепях оказываются взаимосвязанными гораздо более тесно, чем в усили-
телях (в том числе и с обратной связью).
Опуская рассмотрение методов расчета каскадов с самовозбуждением [31,
73,116], заметим лишь, что в самом первом приближении такой расчет все же
может быть сделан до известной степени аналогично расчету усилительного
каскада. Именно, не принимая сначала во внимание, что цепь сетки гене-
ратора питается энергией, переданной из анодной цепи его лампы, рассчиты-
вают схему как усилитель мощности. При этом мощность, которая должна
выделяться в анодной цепи, берут на 5—10% больше заданной условиями,
лежащими в основе расчета, с тем чтобы покрыть потери, связанные с пере-
дачей части мощности из анодной цепи в сеточную. В результате находят
параметры контура, определяют режим лампы (в большинстве случаев выби-
рают режим, близкий к классу Л), необходимые сеточное смещение и ампли-
туду возбуждения. После этого, замечая, что напряжение возбуждения полу-
чается из анодной цепи, находят величину коэффициента обратной связи,
которая должна быть введена в схему.
Это дает возможность определить параметры цепи обратной связи, если
схема генератора выбрана, т. е. определить, например, каково должно быть
соотношение между индуктивностями L' и L" в схеме на рис. 5.4, а или
емкостями С и С" в схеме на рис. 5.4, б.
Наконец, располагая характеристиками тока сетки лампы, вычисляют
величину сопротивления, которое должно быть включено в сеточную цепь
для получения как раз такого смещения, которое нужно для обеспечения
выбранного режима схемы.
Разумеется, такой «лицейный» расчет может дать только самые первые
представления о том, каковы должны быть параметры схемы. Учет же нели-
нейности настолько усложняет рассмотрение процессов, что нужный режим
работы схемы часто предпочитают выбирать экспериментально.
В экспериментальной физике применяют генераторы гармонических
колебаний, периоды которых лежат в широком диапазоне примерно от
10-10 до 104сек[117]. Этот диапазон охватывается радиоэлектронными устрой-
ствами, отличающимися применением различных активных элементов
и резонансных систем. Предел увеличению частоты возбуждаемых колебаний
в электронноламповой схеме ставят межэлектродные емкости ламп, индук-
тивности вводов, фазовые сдвиги токов вследствие конечного времени про-
лета электронов между электродами, возрастание диэлектрических потерь
и т. д. Поэтому для генерирования сверхвысоких частот конструируются
специальные лампы. Кроме того, разработаны специальные устройства
(магнетроны, клистроны), принцип работы которых существенно отличается
от принципа работы обычных электронных ламп. Описание этих устройств,
а также методов генерации сигналов сверхвысоких частот выходит за рамки
настоящей книги. Возможности снижения частоты колебаний лампы (и тран-
зисторы), вообще говоря, не ограничивают. Однако генераторы с колеба-
тельным контуром, настроенным на частоту порядка нескольких десятков
герц или меньше, обладают малой стабильностью частоты. Дело в том, что
для уменьшения собственной частоты контура нужно увеличивать либо его
емкость, либо индуктивность. Первое сопровождается уменьшением резо-
нансного сопротивления контура, а второе — возрастанием его активного
сопротивления. Поэтому добротность контура падает, а это ведет
к ухудшению стабильности частоты (см. следующий пункт настоящего па-
раграфа).
396
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1ГЛ. V
Другой недостаток низкочастотных генераторов с колебательными кон-
турами заключается в том, что пределы плавного изменения их частоты
сравнительно узки, так как емкость и индуктивность контура можно плавно
изменять не более чем на 1,5—2 порядка, а следовательно, резонансную час-
тоту контура всего в несколько раз. Поэтому для обеспечения перекрытия
диапазона, например, от десятков герц до десятков килогерц генератор
должен иметь ряд поддиапазонов, переход между которыми осуществляется
переключением элементов контура.
Значительно большие возможности в отношении простоты возбуждения
колебаний низких частот, удобства работы и т. д. дают генераторы на бие-
ниях. Принцип их построения иллюстрирует блок-схема, приведенная
на рис. 5.7. Схема содержит два генератора (гетеродина) и преобразователь
частоты (смеситель). Частоты гетеродинов во много раз или десятков раз
Рис. 5.7. Блок-схема генератора на биениях.
превосходят наибольшую частоту, которую желательно получить от всего
генераторного устройства. Частота одного гетеродина поддерживается
постоянной, а частоту второго можно сделать равной частоте первого или
изменять ее в некоторых пределах. При этом на такую же величину изме-
няется и разностная частота на выходе преобразователя частоты, которая
выделяется специальным фильтром, не пропускающим другие комбина-
ционные частоты (см. гл. I, § 5 и гл. II, § 3). Следовательно, для того чтобы
получить на выходе всего устройства изменение частоты на определенную
величину, на такую же величину нужно изменить частоту гетеродина. Отно-
сительное изменение ее величины при этом может быть малым.
Так, например, если частота одного гетеродина 200 кгц, то частота
другого должна варьироваться около 200 кгц, всего приблизительно на 10% ,
для того чтобы на выходе частота изменилась на 20 кгц. Построить генератор
с такой относительно небольшой перестройкой частоты не представляет
труда. Контуры гетеродинов, работающих на частотах порядка сотен кило-
герц, можно построить так, что они будут обладать высокой добротностью.
Однако, так как абсолютные колебания частоты при гетеродинировании сохра-
няются, относительная нестабильность частоты выходного напряжения пре-
вышает относительную нестабильность перестраиваемого генератора в число
раз, равное коэффициенту преобразования частоты (стабильность генера-
тора фиксированной частоты обычно более высока). Поэтому генераторы
на биениях, рассчитанные на возбуждение частот порядка единиц герц,
часто оказываются неудовлетворительными.
Иное решение задачи построения генератора гармонических колебаний
низкой частоты заключается в использовании в качестве избирательной цепи
§ 1]
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
397
не колебательного контура, а .RC-фильтра. Такие генераторы (см. и. 4
настоящего параграфа) широко используются в лабораторной практике.
2. Стабилизация частоты генерируемого напряжения. Степень необ-
ходимой стабильности частоты и амплитуды напряжения, возбуждаемого
генератором, применяемым в физическом эксперименте, определяется усло-
виями опыта и может варьироваться в широких пределах. В некоторых
случаях к стабильности сигналов вообще не предъявляется определенных
требований, в других, наоборот, нестабильность генератора лимитирует
точность измерений и должна
быть понижена настолько, на-
сколько это практически воз-
можно.
Существенное непостоян-
ство частоты и амплитуды воз-
буждаемых генератором сиг-
налов может быть связано с
изменением его нагрузки. Фор-
мально это соответствует изме-
нению параметров, вносимых
Рис. 5.8. Блок-схема генератора с малой связью
колебательного контура с лампой.
в контур генератора со сто-
роны нагрузки, что изменяет его собственную частоту и резонансное
сопротивление. Поэтому практически всегда, за исключением случаев,
когда стабильность генератора не играет существенной роли или нагрузка
остается неизменной, генераторы строятся по многокаскадной схеме.
Генераторный каскад (так называемый «задающий генератор») отделяется
от нагрузки одно- или многокаскадным усилителем с достаточно мощным
выходом. Во многих случаях лампы усилителя работают в режиме класса В
или С (см. гл. III, § 5). В случае необходимости в каскадах, отделяющих
задающий генератор от нагрузки, могут осуществляться переход к симмет-
ричной схеме, управление уровнем выходных сигналов и т. п.
Другие источники нестабильности генератора заключаются в непо-
стоянстве напряжений питания схемы и изменении параметров, вносимых
в контур активным элементом, на котором собран каскад с самовозбужде-
нием. Поэтому питание генератора должно быть хорошо стабилизировано
(в пентодных схемах особенно существенна стабилизация накалов и экран-
ного напряжения). Для уменьшения влияния изменения параметров, вно-
симых в контур активным элементом каскада, желательно, чтобы связь
контура с этим элементом была возможно слабее. Возможность уменьшения
связи ограничена необходимостью выполнения условия Ар > 1. Практически
связь можно значительно уменьшить, если для постройки задающего генера-
тора использовать многокаскадный усилитель с относительно большим
коэффициентом усиления, включив в цепь положительной обратной связи
ALC-контур (рис. 5.8). Если усиление такой схемы без цепи обратной связи
достаточно велико, то нужная величина коэффициента 0 может быть полу-
чена при слабой связи контура с входом и выходом усилителя (т. е. при
малых величинах емкостей Ср). Параметры схемы должны быть выбраны
так, чтобы суммарный сдвиг фаз + Wp был равен нулю на резонансной
частоте контура, когда он представляет собой чисто активное сопротивление,
равное Roe. Нарушение этого условия приводит к уходу частоты колебаний
от резонансной частоты контура- и к увеличению ее нестабильности.
Вообще, чем круче фазовая характеристика контура (т. е. чем выше
его добротность), тем меньше частотная нестабильность генератора при
неизменных параметрах контура, обусловленная непостоянством напряже-
ний питания, параметров лампы и другими дестабилизирующими факто-
рами. Действительно, стационарные колебания в схеме генератора соответ-
398 ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ [ГЛ. V
ствуют выполнению соотношения — 0. Если по каким-либо при-
чинам фазовые углы Чгк и Чгр изменились соответственно на АЧГК и АЧгр, то
новое устойчивое колебательное состояние будет соответствовать выполне-
нию условия Wк + АЧ'к + Чгр + АЧгр = 0, т. е. АЧГК + АЧгр = 0. Пола-
гая, что Чгк = (ю, q), a 4fp = 4fp (со, q), где q — дестабилизирующий
фактор, приводящий к изменению частоты, а следовательно и сдвигов фаз,
перепишем последние соотношения в виде
Относительная нестабильность частоты генератора х = | | на основании
последнего соотношения может быть записана в виде
v__ I I __ dq_______дд J m
о с атк ат₽ \ ’ (5‘8'
° \ да + дсо )
Величина х тем меньше, чем больше знаменатель в последнем выражении.
Поэтому, в частности, желательно, чтобы величина | ок | = со была
возможно большей.
Обращаясь к выражению (1.15), найдем, что при малых изменениях
частоты контура по сравнению с его резонансной частотой
| Тк | « (Л2 + <»2L2)—.
Поэтому, замечая, что ы2 ~ = Q и, наконец, что Q = всегда
во много раз больше активного сопротивления контура Л, получим
, ак = 2?. (5.9)
Следовательно, величина стк, которую иногда называют фиксирующей
способностью контура, тем больше, а нестабильность частоты генератора х
тем меньше, чем выше добротность контура.
В связи с этим при постройке генератора особое внимание должно быть
обращено на добротность колебательного контура. Основные потери в кон-
туре связаны с потерями в катушке индуктивности. Она должна быть изго-
товлена из возможно более толстого провода (в случае генерирования высо-
ких частот желательно применение посеребренного провода), намотана
на каркас из материала с малыми потерями (специальная керамика, поли-
стирол и т. п.) и по возможности удалена от экранов. Практически удается
строить контуры, имеющие добротность порядка нескольких сотен при
собственной частоте порядка нескольких единиц или десятков мегагерц.
Для повышения стабильности частоты следует делать жесткий монтаж и
вводить в контур конденсаторы с температурными коэффициентами емко-
сти разных знаков. После включения питания ламп генератора должно
пройти некоторое время, необходимое для прогревания схемы, прежде чем
частота генератора установится.
При малой мощности генератора, слабой связи со следующим каскадом,
термостатировании, стабилизации питания и тщательном выполнении мон-
тажа частота в течение длительного времени поддерживается неизменной
с точностью до 0,01%.
Вообще говоря, совершенно необязательно, чтобы избирательным эле-
ментом (или, что то же, элементом, обладающим большой фиксирующей
§ 1]
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
399
способностью) служил колебательный ЯБС-контур: можно применять меха-
нические колебательные системы, если соответственным образом связать их
колебания с электрическими колебаниями в цепях генератора. Примером
такой системы является камертон, снабженный дополнительным устрой-
ством для возбуждения переменного тока в катушках, при колебании его
концов. Камертонные генераторы широко применяются для возбуждения
колебаний звуковых частот. Для стабилизации как ламповых, так и тран-
зисторных высокочастотных генераторов, рассчитанных на возбуждение
колебаний с частотой порядка нескольких сотен килогерц и выше, особенно
большое распространение получил кварц, обладающий пьезоэффектом.
Рис. 5.9. Две схемы включения пьезокварца для стабилизации
частоты генератора.
Пьезокварцевая пластинка представляет собой электромеханическую систе-
му, которая может быть заменена эквивалентным колебательным контуром.
Параметры последнего зависят от геометрических размеров пластинки,
от направления ее колебаний по отношению к кристаллографическим осям
и от механических и электрических постоянных кварца.
Пьезокварцевые пластинки с определенной ориентацией плоскостей
относительно кристаллографических осей обладают нулевым температурным
коэффициентом частоты (срезы АТ, ВТ, GT). Эквивалентная добротность
кварцевого кристалла при использовании кварцедержателей специальных
конструкций достигает десятков и сотен тысяч. Благодаря этому относи-
тельный уход частоты хорошо сконструированного кварцевого генератора
за длительное время работы не превышает 10-5—10~в.
Две наиболее распространенные схемы генераторов с кварцевой ста-
билизацией частоты приведены на рис. 5.9. Эти схемы, по существу, совпа-
дают со схемами двухконтурных генераторов, в которых один из контуров
заменен пьезокварцевой пластинкой. Как в той, так и в другой схеме усло-
вия самовозбуждения выполняются при индуктивном характере сопротив-
ления цепи, содержащей пьезокварц. Так как добротность контура, экви-
валентного пьезокварцевой пластинке, очень высока, то возбужденная
частота практически совпадает с собственной частотой последней. На частоте
колебаний сопротивление анодного контура в схеме на рис. 5.9, а должно
носить индуктивный характер. Следовательно, его резонансная частота
должна быть несколько выше частоты генерируемых колебаний. Наоборот,
в схеме на рис. 5.9, б сопротивление контура должно иметь емкостный
характер и он должен быть настроен на несколько более низкую частоту.
При настройке контуров в этих схемах в резонанс с кварцем колебания
срываются.
400
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
Стабильность частоты как в одной, так и в другой схеме, вообще говоря,
тем выше, чем больше расстроен анодный контур относительно частоты
кварца. Поэтому контур в схеме рис. 5.9, а иногда заменяют индуктив-
ностью, а в схеме рис. 5.9, б — емкостью (переходя к схеме параллельного
питания). Емкости Ссв могут быть не включены, если связь через межэлек-
тродные емкости оказывается достаточно сильной. Из двух приведенных
схем несколько большей стабильностью обладает вторая схема, так как
в первой кварц шунтируется сопротивлением сетка — катод лампы, имею-
щим небольшую величину при протекании сеточного тока. Во второй схеме
к кварцу приложено значительно большее переменное напряжение, чем
в первой схеме. Поскольку при большой амплитуде напряжения кварц
может разрушиться, то вторая схема применяется в маломощных генера-
торах, рассчитанных на возбуждение мощности порядка ватт или меньше,
которые строятся на лампах с небольшим анодным напряжением и рабо-
тают с относительно малой амплитудой переменного напряжения.
Чем выше частота генератора, тем тоньше должна быть пластинка
пьезокварца, применяемого для его стабилизации, и тем труднее ее изго-
товить. Кроме того, с увеличением частоты падает добротность контура,
эквивалентного пластинке, так как в емкость этого контура входит емкость
держателя кварца, которая растет с уменьшением толщины последнего.
Поэтому при генерации ультравысоких частот переходят к стабилизации
генераторов резонансными линиями.
Как известно, линия длиной I, короткозамкнутая на одном конце,
представляет собой колебательный контур, настроенный на частоту <о =
= , где с — скорость света в пустоте (см. гл. I, § 4). Если линия
Му ер.
построена из труб большого диаметра, то такой контур обладает очень
большим значением Q, а длина линии тем меньше, чем выше частота. Вклю-
чить линию-контур можно как в цепь анода, так и в цепь сетки лампы.
3. Стабилизация амплитуды генерируемого напряжения. Аналитиче-
ское исследование стабильности амплитуды автоколебаний генератора затруд-
нительно. С одной стороны, для этого требуется тщательный учет нелиней-
ности характеристик активных элементов, а с другой — количественная
оценка дестабилизирующих факторов. Вместе с тем качественное рассмотре-
ние этого вопроса во многих случаях полезно, так как позволяет указать
пути повышения стабильности амплитуды.
Как было сказано выше, стационарная амплитуда возбуждаемого гене-
ратором напряжения UmCT соответствует режиму компенсации активного
сопротивления контура вносимым отрицательным сопротивлением R(-) = R,
или, что то же самое, выполнению условия — 1. Если амплитуда коле-
баний Um < итСт, то вносимое отрицательное сопротивление превышает
положительное сопротивление контура (иначе говоря, при этом /Ср>1) и
амплитуда автоколебаний нарастает. Если, наоборот, Um>UmCT, то вноси-
мое отрицательное сопротивление меньше собственного сопротивления кон-
тура (Ар < 1) и амплитуда уменьшается. В результате амплитуда ав-
токолебаний имеет устойчивое значение UmCT, причем отклонение от этого
значения, вызываемое всякого рода случайными внешними воздействиями и
флуктуационными явлениями в самой схеме, тем меньше, чем сильнее
расходятся линии R = / (Um) и = f (Um) вблизи Um = UmCT (рис. 5.10).
Сопротивление контура, состоящего из линейных элементов, от величины
напряжения практически не зависит. Поэтому величина — ----
т ' ^т~^тст
определяется тем, насколько сильно изменяется действующая крутизна лам-
пы (или транзистора) при варьировании Um (как вследствие кривизны
характеристики лампы, так и автоматического сдвига рабочей точки). По-
§ П
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
401
этому, вообще говоря, генератор выгодно ставить в такой режим, при кото-
ром стационарная амплитуда автоколебаний соответствует заходу рабочей
точки в области характеристик с большой кривизной. Вместе с тем, чем боль-
ше кривизна характеристик, тем больше
нелинейные искажения сигналов при про-
хождении через /£-цепь и тем выше должна
быть добротность контура или другого
избирательного элемента для того, чтобы
колебания были бы близки к гармониче-
ским. При малой добротности контура
нельзя получить одновременно и хорошую
форму возбуждаемого напряжения и высо-
кую стабильность его амплитуды.
Если нестабильность амплитуды гене-
ратора связана с систематическим измене-
нием параметров схемы (например, со сме-
щением характеристики лампы или измене-
нием ее крутизны вследствие старения
лампы), нестабильностью напряжения
источников питания, изменением темпера-
Рис. 5.10. К рассмотрению стабиль-
ности амплитуды сигнала, возбуж-
даемого генератором с колебатель-
ным контуром.
туры ит. п., то качественная связь между
величиной изменения амплитуды и величиной I не столь
dUm I Um=UmCT
явная. Впрочем, если, например, изменение параметров приводит к смещению
графика /?(_) = f (Um) (рис. 5.10), то разумеется, чем меньше его наклон,
Рис. 5.11. Схема стабилизации амплитуды
автоколебаний с помощью диода, присо-
единенного параллельно контуру.
тем выше стабильность амплитуды.
Один из методов увеличения ста-
бильности амплитуды автоколебаний
заключается в присоединении парал-
лельно колебательному контуру дио-
да (рис. 5.11) [118]. Напряжение на
катоде диода выбирается таким, что
он заперт в течение большей части
периода и проводит ток только в те
моменты, когда напряжение на кон-
туре превосходит величину Uo. В эту
часть каждого периода диод шунти-
рует контур и не позволяет напряже-
нию подняться заметно выше значе-
ния Uo. В схему можно ввести второй
диод, включенный навстречу перво-
му, который будет ограничивать
амплитуду отрицательных полупе-
риодов напряжения. Так как ампли-
туда первой гармоники слабо зависит
от угла отсечки (от того, какую долю
периода занимает плоская вершина
каждого импульса напряжения), то
диодное ограничение дает стабилиза-
_ цию переменного напряжения, воз-
буждаемого генератором. Разумеется для этого должны быть стабильными
напряжение Uo и характеристика диода.
Действие шунтирующего контура диода можно рассматривать и как
увеличение сопротивления контура за счет сопротивления, вносимого в него
диодом. При этом сопротивление контура растет с увеличением амплитуды
26 А. м. Бонч-Бруевич
402
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
колебаний (R' — рис. 5.10), в результате чего возрастает и величина
а(й—я<_>)|
аит I um=umCT-
Вакуумный диод в схеме стабилизации амплитуды колебаний можно
заменить полупроводниковым, в частности обладающим резким переходом
к области постоянного падения напряжения на нем (см. гл. 1, § 5). Изме-
нение смещения на диоде позволяет регулировать амплитуду генерируе-
мого напряжения. Однако по мере увеличения доли периода, в течение
которой диод шунтирует контур, добротность последнего падает и ухуд-
шается форма генерируемого напряжения. В некоторой области этот эффект
частично компенсируется тем, что с сокращением амплитуды колебаний
уменьшается и нелинейность рабочего участка характеристики лампы.
Изменение мгновенного значения сопротивления контура характерно
для стабилизации амплитуды с помощью безынерционного элемента, каким
Рис. 5.12. Блок-схема устройства с автоматической
подстройкой амплитуды автоколебаний.
является диод. Другой метод стабилизации амплитуды заключается в исполь-
зовании инерционных нелинейных элементов. Для быстрых изменений напря-
жения в течение каждого периода генерируемого напряжения такой элемент
ведет себя как безынерционный. Вместе с тем для медленных изменений
величины амплитуды он нелинеен и изменяет условия генерации.
По существу, простейшую стабилизацию инерционного типа дает сеточ-
ная ЯС-цепь. Изменение амплитуды напряжения на контуре приводит
к изменению постоянного напряжения на конденсаторе этой цепи и к сме-
щению среднего положения рабочей точки на нелинейном участке характе-
ристики лампы. Нетрудно убедиться, что это ведет к частичному восстанов-
лению амплитуды колебаний.
Более совершенной системой инерционной стабилизации амплитуды
является автоматическая регулировка усйления каскадов, отделяющих задаю-
щий генератор от нагрузки или мощного выходного каскада. Для этого
усилитель (обычно резонансный) строится на пентодах, крутизна характе-
ристик которых плавно и в значительных пределах убывает с возрастанием
отрицательного смещения на их управляющих сетках (пентоды 6КЗ, 6К4,
6К7 и др.). К выходу усилителя, параллельно с полезной нагрузкой или
входом мощного каскада, присоединяется выпрямитель (детектор). Выпрям-
ленное напряжение фильтруется и подается на управляющие сетки пен-
тодов. Принцип построения такого усилителя иллюстрирует рис. 5.12,
на котором условно в схеме усилителя показан только один пентод. Режим
схемы выбирается таким образом, что в исходном состоянии на лампы подает-
ся смещение, необходимое для расположения рабочих точек в области силь-
ной зависимости их крутизны от потенциала сетки. Увеличение амплитуды
$ 1]
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
403
&
Рис. 5.13. Блок-схема гене-
ратора с обратной связью
с термозависимыми элемен-
тами, введенными для ста-
билизация амплитуды авто-
колебаний.
автоколебаний приводит к возрастанию отрицательного смещения на сет-
ках пентодов и тем самым к уменьшению усиления схемы. Наоборот, убы-
вание амплитуды ведет к возрастанию коэффициента усиления К. Следо-
вательно, в этой схеме режим автоколебаний за-
дающего генератора не стабилизируется, но ампли-
туда выходного напряжения изменяется в меньших
пределах, чем амплитуда генерируемого.
Постоянная времени фильтра, которая должна
быть выбрана значительно больше периода авто-
колебаний, определяет инерционность системы.
Поэтому схема нивелирует относительно медлен-
ные изменения амплитуды генерируемого напря-
жения, быстрые же. колебания ее величины флук-
туационного типа в такой схеме не уменьшаются.
При использовании двух-трех пентодов схема
автоматической регулировки усиления позволяет
снизить величину медленных колебаний на пол-
тора-два порядка.
Значительное распространение получило при-
менение для стабилизации амплитуды автоколеба-
ний нелинейных инерционных элементов — термо-
сопротивлений (термистеров, бареттеров, лампочек
накаливания). Схема генератора строится таким
образом, что ограничение и стабилизация ампли-
туды определяются не нелинейностью активного
элемента, а изменением величины термосопротив-
ления в зависимости от амплитуды протекающего
через него тока.
На рис. 5.13, а изображена блок-схема гене-
ратора с положительной обратной связью (К- или
P-цепь избирательная, что обеспечивает возбуж-
дение гармонических колебаний). В схеме имеется потенциометр, состоящий
из сопротивлений Hi и В2, одно из которых или оба термозависимые. Пара-
метры схемы выбираются так, что в исходном режиме Kfik >1, где к =
Рис. 5.14. Типичные вольтампер-
ные характеристики термистеров.
.= д- 4-2д2 и Т?2 — сопротивления плеч
потенциометра для переменного тока). Далее,
термозависимые элементы должны быть вы-
браны таким образом, чтобы величина коэф-
фициента передачи к потенциометра умень-
шалась с увеличением протекающего через
него тока. Тогда с развитием в схеме авто-
колебаний при некотором значении к = ка
написанное выше неравенство переходит в
А₽/с0=1, (5.10)
что и соответствует стационарному режиму
авток олебаний.
Типичные вольтамперные характеристи-
ки термистеров имеют вид, подобный графи-
кам на рис. 5.14. Кривая А соответствует
лампам накаливания, а кривая В — бареттерам и полупроводниковым тер-
мистерам, работающим при малых токах. Для того чтобы величина к убывала
с возрастанием амплитуды автоколебаний, сопротивление для переменного
тока с увеличением его амплитуды должно возрастать, а сопротивление
26*
404
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1гЛ. V
В2 — убывать (практически одно из сопротивлений может быть взято по-
стоянным). Поэтому, если сопротивление Ri термозависимо, то его вольт-
амперная характеристика должна быть подобна кривой А, а если термо-
зависимо R2, то его характеристика должна быть подобна кривой В.
Зависимость стабилизирующего действия цепи от ее параметров и харак-
теристик термозависимых элементов можно установить, пользуясь выра-
жением (5.10), из которого следует, что
dK n
К + р + и’
Так как, далее, к0 = / (Um) и поэтому = dUm, то
dUm < А 0 J
Urn dkp
dUm ко
Числитель этого выражения может рассматриваться как дестабилизирую-
щий фактор [119], а знаменатель — как выражение для коэффициента стаби-
лизации за счет действия цепи Rlt R2. Очевидно, что чем больше величина
___ дкр U т
~~ дит ко ’
тем при прочих равных условиях выше стабильность амплитуды выходного
напряжения.
Если, например, сопротивление термозависимое, a R2 постоян-
ное, то \о\=1 т-^~. Далее, амплитуда напряжения на сопротивлении Rt:
ТП
UmH=Um~ImR2. Находя производную , получим
</С/ т
<5Л1>
где 1т — амплитуда тока в цепи R2 в режиме стационарных автоколеба-
ний, a Ra — —дифференциальное сопротивление Ri в рабочей точке
(оно определяется углом а—смг рис. 5.14). Из написанного выражения
видно, что для получения большого значения коэффициента о параметры
потенциометра должны быть выбраны так, чтобы рабочая точка в режиме
стационарных колебаний располагалась в области наиболее сильного изме-
нения сопротивления термозависимого элемента. Кроме того, желательно,
чтобы дифференциальное сопротивление термозависимого элемента в рабочей
точке было больше сопротивления второго плеча потенциометра.
Нетрудно убедиться, что в случае, если термозависимое сопротивле-
д R
ние R2, a Ri постоянное, то в выражении для коэффициента ст вместо
будет входить , причем теперь UmR — падение напряжения на R2. Сле-
uUjnR
довательно, и в этом случае желательно, чтобы сопротивление термозависи-
мого элемента (К2) зависело возможно сильнее от действующего на нем
напряжения.
Блок-схема другого, варианта стабилизации амплитуды нелинейным
инерционным элементом приведена на рис. 5.13, б. В этой схеме, помимо
цепи положительной обратной связи 0, имеется цепь отрицательной обрат-
ной связи, в которой напряжение снимается с сопротивления потенцио-
метра, присоединенного к выходу A-цепи. Параметры схемы выбираются
так, что в исходном режиме . >1, где 0е) = -£Г~Б--коэффициент
§ 1]
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
405
отрицательной обратной связи. Одно из сопротивлений и R2 или оба
термозависимые, причем они выбираются таким образом, что с увеличением
протекающего через них тока коэффициент отрицательной обратной связи
возрастает (для этого сопротивления /?2 или должны иметь характери-
стики, подобные соответственно кривым А и В на рис. 5.14). Поэтому при
определенной амплитуде автоколебаний устанавливается стационарный
режим, отвечающий условию
1+W *
(5.12)
Аналогично тому, как это было сделано выше, найдем, что для этой схемы
коэффициент стабилизации
эр{г> ит
dUm ₽ ’
Если, например, сопротивление Rz термозависимое, a Rt постоянное, то
Я1
°- &ит и’п ₽ ’
(5.13)
Д(-)
Выражение (5.13) отличается от (5.11) множителем. Если £ < 1 (для
чего величина К должна.быть велика), то коэффициент стабилизации в схеме
с отрицательной обратной связью оказы-
вается выше, чем в простой потенциомет-
рической схеме.
Практически схемы с инерционными
стабилизирующими элементами в задаю-
щем генераторе находят широкое примене-
ние в .RC-генераторах гармонических ко-
лебаний (см. следующий пункт настоящего
параграфа). Как и инерционные схемы
автоматической регулировки амплитуды с
управлением крутизной ламп, они стаби-
лизируют лишь медленные изменения
амплитуды на выходе генератора. Подроб-
ности расчета таких цепей стабилизации
приведены в периодической литературе
[119].
4. Ji С-генераторы гармонических коле-
баний. RC-генератор гармонических ко-
лебаний представляет собой возбужденный
низкочастотный избирательный усилитель.
Избирательность может быть получена за
счет соответствующей характеристики ли-
бо цепи обратной связи, либо цепей связи
каскадов усилителя (либо и той и другой).
На рис. 5.15, а приведена схема RC-
генератора с избирательной цепью обрат-
ной связи в виде Г-образного четырех-
полюсника. Найдем условие самовозбуж-
дения схемы, считая для простоты, что
фаза напряжения на выходе усилителя
Рис. 5.15. Блок-схемы двух генера-
торов гармонических колебаний с RC-
фильтрами в цепи обратной связи:
а— только с цепью положительной обрат-
ной связи, б — с цепями положительной
и отрицательной обратной связи.
совпадает с фазой напряжения на его входе (практически это имеет место
в двухкаскадном реостатном усилителе для сигналов, частота которых
близка к квазирезонансной; частоте схемы). При этом условии коэффициент
406 ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ 1ГЛ. V
К представляет собой вещественную величину. Коэффициент обратной связи
найдем следующим образом:
гт _ т ^2
1 + /юЛ2с2‘
Но
Т ,____и m2________
m R* I Я I 1 '
14-У(|)/?2^2 1 7<oCi
Поэтому
Um2 R2+(l+]<nR2C2) C Ri + _
Следовательно, условие самовозбуждения схемы К$ — 1 = 0 может быть
записано в виде
____________^2______________1=0
Я2 + (1 + /оЯ2С2) + /-K)Ci
Для выполнения последнего равенства вещественная и мнимая части стоя-
щего слева выражения должны быть порознь равны нулю, т. е.
7?2(1-^) + 7?1 + -£^- = 0
И
(0 C2/?2/?i-7Т~ ~ 0.
221 И>С1
Отсюда следует, что в рассматриваемой схеме возможны колебания с частотой
соо = 1 — , (5.14)
V C^Rfo
причем коэффициент усиления схемы должен удовлетворять соотношению
К=1 + ^+^- <5Л5>
В частном случае, если = R2 и Ci = С2, то
= и tf = 3. (5.16)
Таким образом, в приведенной схеме могут существовать колебания
с вполне определенной частотой, т. е. колебания будут гармоническими.
Выполнение условия Хр — 1 = 0 соответствует стационарному коле-
бательному режиму схемы. Для развития колебательного процесса при
малых амплитудах колебаний коэффициент усиления должен превосходить
величину 1/р. При развитии же колебаний, вследствие нелинейности харак-
теристик ламп, значение К$ уменьшится до единицы. Таким образом, как
и в генераторе с колебательным контуром, амплитуда колебаний ограни-
чивается нелинейностью характеристик ламп.
Частота колебаний в приведенной схеме /?С-генератора, в отличие
от ZC-генераторов, пропорциональна 1/С, а не 1/^С. Это облегчает перекры-
тие широкого диапазона частот. Кроме того, если 7?i = R2 и Ct = С2, то
условие самовозбуждения рассматриваемой схемы, записанное для моду-
лей К и Р не зависит от частоты, на которую настроен /?С-генератор, тогда
как в ZC-генераторах это условие тем труднее выполнить, чем ниже частота
возбуждаемых колебаний.
§ I] ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 407
Определим фиксирующую способность цепи обратной связи генера-
тора, собранного по схеме на рис. 5.15, а. Воспользовавшись выражением
для 0, найдем, что если Rt = R2 и G = С2, то фаза напряжения Umf сдви-
нута по отношению к фазе напряжения Um2 на угол
Следовательно,
I дЧ I 3(ш2ДяС3+7?С)
ды | — + '
Приняв во внимание, что при самовозбуждении схемы <о = <оо =
/10
получим
0 = 4. (5.17)
Сравнивая выражения (5.17) и (5.9), приходим к выводу, что фиксирую-
щая способность цепи обратной связи рассматриваемой схемы RC-rene-
ратора такая же, как колебательного контура ZC-генератора, если Q —
добротность контура равна 1/3.
Такое сопоставление фиксирующих способностей носит формальный
характер, но оно показывает, что стабильность частоты рассматриваемой
схемы .RC-генератора крайне низкая.
Увеличение фиксирующей способности можно получить, выбирая
R2< Ri и С2 > Ci- Однако при этом падает коэффициент передачи напряже-
ния 0-цепи, т. е. одновременно нужно увеличивать коэффициент усиления
напряжения усилителя, что нежелательно. Вместе с тем эквивалентная
добротность избирательной цепи ни при каких параметрах не может быть
больше 0,5 (см. гл. I, § 1). Поэтому фиксирующая способность возрастает
незначительно.
Большей стабильностью частоты обладает схема RC-генератора, отли-
чающаяся от рассмотренной введением цепи отрицательной обратной связи
(рис. 5.15, б). Через эту цепь на вход усилителя подается напряжение U'mf,
сдвинутое по фазе на угол л по отношению к напряжению на выходе, т. е.
Umf = —/Г0<_) Uml, где 0<_> — коэффициент передачи напряжения цепи
отрицательной обратной связи.
Условие стационарного режима схемы соответствует тому, что напря-
жение, переданное с выхода через обе цепи обратной связи, по амплитуде
и фазе совпадает с напряжением на входе усилителя, т. е.
umt+u-mf=umf-ку->ит1=йт1,
где Umf — напряжение, переданное через цепь положительной обратной
связи. Воспользовавшись написанными выше выражениями для Umf, най-
дем, что в случае R± = R2 и С± = С2 колебательному процессу в схеме
соответствует
и <5Л8>
Первое из написанных выражений показывает, что введение цепи отрица-
тельной обратной связи не изменяет собственной частоты генератора. Вто-
рое выражение дает связь коэффициентов усиления и передачи напряжения
цепи отрицательной обратной связи при стационарном колебательном режиме
схемы. Колебательный процесс в схеме возможен, если коэффициент уси-
408
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
ления К > 3, а величина Р(-) не превосходит предельного значения, рав-
ного 1/3, соответствующего К > 3.
Фиксирующая способность схемы с отрицательной обратной связью
а = ^К, (5.19)
т. е. такая же, как для колебательного контура с добротностью ()8К = -дК.
Полагая, например, что К = 900, получим Q3K = 100. Этот пример пока-
зывает, что, используя для постройки /ZC-генераторов с отрицательной
обратной связью усилители с большим коэффициентом усиления, можно
получить стабильность частоты более высокую, чем у обычного лампового
генератора с колебательным контуром.
ZW 6/73 5,7к
Рис. 5.16. Схема ЯС-генератора с цепями положительной
и отрицательной обратной связи.
Схемы с Г-образным избирательным четырехполюсником и отрицатель-
ной обратной связью широко применяются в современных /ZC-генераторах.
На рис. 5.16 приведена схема задающего генератора такого типа с указа-
нием ее параметров. При Ri = В2 — 750 ком и указанных на схеме преде-
лах изменения емкостей ,С± и С2 в генераторе возбуждаются колебания
с частотами в диапазоне от 850 гц до 30 кгц. При одновременном уменьшении
сопротивлений в 10, а затем в 100 раз, генерируемые частоты соответственно
возрастают на один и на два порядка. Обратим внимание на то, что в цепь
отрицательной обратной связи с анода второй лампы на катод первой вклю-
чен термистор (типа ТП 6/2). С возрастанием амплитуды колебаний его
дифференциальное сопротивление падает и глубина отрицательной обрат-
ной связи возрастает, что стабилизирует амплитуду автоколебаний. Для
установления правильного режима ограничения амплитуды служит пере-
менное сопротивление 4,7 ком в цепи отрицательной обратной связи.
Другой широко распространенной избирательной цепью в /ZC-генера-
торах служат фильтры, состоящие из ряда последовательно включенных
/ZC-звеньев (с емкостью или сопротивлением на выходе). Такой фильтр,
как и Г-образный, включается в цепь положительной обратной связи усили-
теля. Для примера на рис. 5.17 приведена схема однолампового генератора
(на втором триоде собран буферный катодный повторитель) с четырехзвенным
фильтром, каждое звено которого представляет собой /ZC-цепь с сопротив-
лением на выходе. Анализ такой схемы [116, 120] показывает, что мак-
симальное значение положительной обратной связи при одинаковых
§ 1]
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
409
параметрах звеньев соответствует частоте
~ 7.5ЛС
(5.20)
и имеет значение
P°—18,5
(5.21)
(при отсутствии в схеме других фазосдвигающих цепей, кроме фильтра,
и при /?вых < 7? < /?вх, где /?вх и 7?вых — входное и выходное сопротивле-
ния каскада без цепи обратной связи). Поэтому для самовозбуждения коэф-
фициент усиления каскада без обратной связи
должен быть не менее 18,5.
Простейшие одноламповые генераторы с
различным числом звеньев в фильтре (но не
меньше трех) используются во многих измери-
тельных устройствах, где требуется перемен-
ное напряжение фиксированной частоты. Пе-
рестройка частоты в сколько-нибудь широких
пределах затрудняется тем, что нужно одно-
временно изменять параметры нескольких
звеньев. Далее цепочка обратной связи шун-
тирует анодную нагрузку лампы и снижает
усиление каскада, причем с возрастанием ча-
стоты генератора шунтирующее действие уве-
личивается. Поэтому одновременно с пере-
стройкой звеньев фильтра нужно изменять и
усиление лампы (например, регулируя ее кру-
тизну, что удобно делать в пентодной схеме).
Выбор слишком большого начального уси-
ления нежелателен, так как если амплитуда
возбуждаемого напряжения ограничивается
Рис. 5.17. Схема однолампового
генератора с четырехзвенным
ДС-фильтром (при указанных
на схеме параметрах частота ге-
нератора около 3 кгц).
нелинейностью лампы (как в приведенной на рис. 5.17 схеме), то зто ведет
к возрастанию отклонения формы возбуждаемого напряжения от гармони-
ческой.
Фиксирующая способность фильтра, состоящего из нескольких звеньев,
мала, и поэтому, как и в генератор с Г-образным фильтром, для повышения
стабильности частоты вводят отрицательную обратную связь. Совершенно
так же для ограничения амплитуды можно использовать нелинейный эле-
мент, подобно тому как это делается в других схемах.
Можно построить jRC-генератор, взяв относительно широкополосную
положительную обратную связь, но включив в цепь отрицательной обрат-
ной связи фильтр, коэффициент передачи которого на определенной частоте
f0 минимален (Р‘й’) и быстро возрастает с уменьшением или увеличением ее
значения. Такая схема будет представлять собой избирательный усили-
тель, построенный по блок-схеме, приведенной на рис. 4.39, в, в который
дополнительно введена положительная обратная связь. В качестве избира-
тельной цепи в такой схеме может быть использован, например, двойной
Т-образный мост (рис. 4.40, в) или какая-либо другая мостовая схема. Оче-
видно, что для самовозбуждения схемы необходимо выполнить условие
Ко (Ро—Р%’) >1, где Ко — коэффициент усиления напряжения усили-
теля, а ро и Р'р’ — коэффициенты положительной и отрицательной обрат-
ной связи на частоте f0.
Схема такого типа с Т-образным мостом, связывающим катод второй
лампы с сеткой первой (отрицательная обратная связь) и широкополосной,
связывающей цепью катод второй лампы с катодом первой (положительная
обратная связь), приведена на рис. 5.18. Для управления частотой генера-
410
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
тора нужно изменять параметры моста (при указанных на рисунке данных
частотный диапазон генератора 20 гц —20 кгц). В цепь положительной
обратной связи включена лампочка накаливания, дифференциальное сопро-
тивление которой возрастает с развитием автоколебаний. Поэтому коэффи-
циент положительной обратной связи снижается и устанавливается ста-
ционарная амплитуда напряжения на выходе схемы.
Приведенные схемы 7?С-генераторов относятся к числу наиболее упо-
требительных, но не исчерпывают все варианты, встречающиеся на прак-
тике. Детальное сопоставление различных схем и полезные сведения о рас-
чете ДС-генераторов приведены в специальных монографиях [116, 120].
Рис. 5.18. Схема /?С-генератора гармонических колебаний
с Т-образным мостом в цепи обратной связи.
7?С-генераторы, применяемые в экспериментальной физике, охватывают
область от сотен килогерц до малых долей герца. В ряде случаев требуется
гармоническое напряжение с периодом порядка сотен секунд, десятков
минут или даже нескольких часов. Для этой цели 7?С-генераторы практи-
чески непригодны. Стационарные колебания в них устанавливаются за де-
сятки периодов, т. е. чрезвычайно долго. Для стабилизации амплитуды
обычные термисторы непригодны, так как инерционность стабилизирую-
щего элемента должна быть много больше периода колебаний. Поэтому гар-
монические колебания крайне низких инфразвуковых частот получаются
путем формирования их из колебаний другой формы, например пилообраз-
ных, получаемых в релаксационных схемах, не имеющих длительного перио-
да установления [117].
5. Генераторы с обратной связью на транзисторах. Все приведенные
выше схемы ламповых генераторов с обратной связью могут быть воспроиз-
ведены на плоскостных транзисторах. Можно также построить транзистор-
ные генераторы с использованием отрицательного дифференциального сопро-
тивления отдельных участков их вольтамперных характеристик при опре-
деленном образом подобранных изменениях потенциалов электродов. Как
и ламповые схемы такого типа, генераторы с «отрицательным сопротивле-
нием» здесь не рассматриваются.
S 1]
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
411
Для изображения принципиальных схем транзисторных генераторов,
представляющих собой усилитель с обратной связью и с частотноизбиратель-
ной цепью, формально достаточно в вышеприведенных схемах заменить
лампу транзистором, пользуясь тем, что с известными оговорками эмиттер
можно уподобить катоду лампы, коллектор — аноду, а базу — управляю-
щей сетке. Кроме того, разумеется, должны быть перестроены и вспомога-
тельные цепи таким образом, чтобы обеспечить правильный начальный
режим работы транзистора. Для примера на рис. 5.19 приведены схема тран-
зисторного генератора с индуктивной обратной связью и индуктивная трех-
точечная схема, подобная ламповой схеме, изображенной на рис. 5.4, а.
Рис. 5.19. Принципиальные схемы транзисторных генераторов
с индуктивной обратной свизью (а) и трехточечного типа (б).
На самом деле, в связи со специфическими характеристиками транзи-
сторов транзисторные генераторы более или менее значительно отличаются
от ламповых. Транзистор в большей степени, чем лампа, шунтирует контур
генератора. Основное шунтирующее действие обусловлено относительно
малым сопротивлением цепи эмиттер — база, т. е. входным сопротивлением
каскада, на котором строится генератор. Кроме того, если генератор рабо-
тает при больших амплитудах переменного напряжения на контуре, вклю-
ченном в коллекторную цепь, то напряжение коллектор — база в течение
некоторой доли периода мало или даже имеет обратную полярность. В ре-
зультате коллекторный переход, в отличие от нормального режима его
работы, оказывается открытым и конутр в эти интервалы времени шунти-
руется относительно малым сопротивлением (наподобие шунтирования кон-
тура диодом в схеме стабилизации амплитуды), что приводит к существен-
ному искажению формы возбуждаемого напряжения. Для того чтобы избе-
жать этого, в некоторых случаях между контуром и коллектором включают
активное сопротивление (/?', см. пунктир на рис. 5.19, б), величина кото-
рого выбирается порядка нескольких килоом (в зависимости от типа тран-
зистора, уровня возбуждаемого напряженмя и т. д.) [121, 1221. При слиш-
ком большой величине сопротивления R' генерация прекращается.
Таким образом, транзистор в большей степени, чем лампа, изменяет
добротность контура за счет вносимого сопротивления, и при прочих рав-
ных условиях добротность контура в транзисторном генераторе меньше,
чем в ламповом.
Диапазон частот, в пределах которого возможно самовозбуждение
схемы, существенно определяется временем перемещения зарядов в базо-
вой области. Максимальная частота устойчивой генерации, ограничивается
частотой /*, при которой коэффициент усиления мощности транзистора
412
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
больше единицы:
;*_«/___[а_
’ 25г0Ск
(5.22)
Численное значение частоты f* зависит от типа транзистора и лежит
в области от десятков килогерц до величины, превышающей 100 Мгц. Для
того чтобы возбуждаемое напряжение было близко к гармоническому, обрат-
ная связь в транзисторных генераторах, как и в ламповых схемах, выби-
рается не слишком сильной. При этом граница устойчивой генерации оказы-
вается заметно ниже, чем это следует из выражения (5.22). Вместе с тем
в некоторых модификациях схем удается получить устойчивые колебания
на частотах выше f* [123].
Анализ работы транзисторных генераторов с обратной связью может
быть проведен аналогично анализу соответствующих ламповых схем при
замене транзистора его эквивалентной цепью [116, 124]. В частности, усло-
вие самовозбуждения схемы находится путем рассмотрения ее работы
в линейном приближении — либо на основании общего условия К$ = 1
при Тц + Тр = 0, либо в результате приравнивания нулю активного
сопротивления контура с учетом сопротивления вносимого в него со сто-
роны транзистора. Как и в схеме лампового генератора, компенсация сопро-
тивления контура отрицательным вносимым сопротивлением требует опре-
деленной глубины обратной связи. В частности, в схеме с контуром в кол-
лекторной цепи и индуктивной обратной связью
<5’23)
Поэтому для самовозбуждения схемы взаимоиндукция М должна быть
выбрана больше критической величины
______RC [гэ+(1—а)7бИ-1'
ж«р— а
(5.24)
которая зависит от того, на какой частоте должна самовозбуждаться схема
поскольку параметры транзистора — функции частоты.
Стационарную амплитуду колебаний в транзисторном генераторе, как
и в ламповой схеме, можно найти только при учете нелинейности транзисто-
ра, которая приводит к уменьшению вносимого в контур отрицательного
сопротивления по мере развития автоколебаний. Решение этой задачи воз-
можно, лишь если известен вид характеристик транзистора, требует боль-
шого труда и приводит к весьма приближенным соотношениям. Поэтому
хотя такие расчеты и выполняются при разработке серийных генераторов,
в лабораторной практике нужный режим схемы часто подбирают экспери-
ментально.
Вследствие того, что параметры и характеристики полупроводниковых
триодов зависят от напряжения источника питания схемы и окружающей
температуры в гораздо большей степени, чем параметры и характеристики
ламп, транзисторные генераторы требуют специальных мер для стабили-
зации режима их работы и стабилизации частоты и амплитуды возбуждае-
мого напряжения. Перемещение начальной рабочей точки при изменении
температуры приводит к сужению области, в которой может происходить
генерация, или к срыву колебаний. Режим транзистора может быть стаби-
лизирован подобно тому, как это делается в усилительных схемах (см.
гл. Ill, § 4). Иначе говоря, в основу генератора с обратной связью должен
быть положен усилительный каскад с температурной стабилизацией режима
транзистора.
§ 1]
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
413
эмиттером и базой. Наконец,
Рис. 5.20. Схема емкостного трех-
точечного транзисторного генера-
тора.
Непостоянство частоты транзисторного генератора может быть обуслов-
лено не только изменением температуры или напряжения питания. Одним
из существенных источников частотной нестабильности является непостоян-
ство реактивных составляющих входного и выходного сопротивлений тран-
зисторного каскада, а отсюда — параметров, вносимых со стороны тран-
зистора в контур. Реактивная составляющая выходного сопротивления
определяется емкостью коллекторного перехода, которая уменьшается
с возрастанием коллекторного напряжения. Диффузионная составляющая
емкости эмиттерного перехода, наоборот, возрастает с ростом эмиттерного
тока, т. е. с увеличением напряжения менаду
от величины этого напряжения зависит сред-
няя крутизна транзистора и фаза обратной
связи, необходимой для выполнения условия
Ч'к + Yp = 0. Действие этих факторов та-
ково, что изменение напряжения питания
схемы на 1% обычно вызывает изменение ча-
стоты генератора за счет непостоянства пара-
метров транзистора на 10-3 — 10—2 %, причем,
очевидно, непостоянство частоты тем больше,
чем меньше собственная емкость контура.
. Снизить влияние изменения собственных
емкостей транзистора на частоту генератора
можно, уменьшив связь контура с транзисто-
ром. Переход к неполному включению кон-
тура в коллекторную цепь позволяет увели-
чить стабильность почти на порядок. Крайне
малая связь контура с усилителем может
быть взята, если в генератор превратить многокаскадный транзисторный
усилитель, введя цепь положительной обратной связи, в которую и вклю-
чить контур (схема, аналогичная соответствующему генератору, построенному
из многокаскадного лампового усилителя, см. п. 2 настоящего параграфа).
Так как для большинства транзисторов изменение напряжений база —
эмиттер и коллектор — база в одну сторону приводит к изменениям частоты
в противоположных направлениях, то можно подобрать такой режим тран-
зистора, что уход частоты будет частично скомпенсирован. На рис. 5.20
изображена схема емкостного трехточечного генератора, собранного на
транзисторе, электроды которого питаются от одного источника. Изменение
напряжения Ек приводит к одновременному изменению в противоположных
направлениях емкостей Сэб и Сбк, входящих вместе с емкостями С2 и С
в колебательный контур. Соотношение между приращениями емкостей зави-
сит от соотношения сопротивлений Ri и Н2. Поэтому, подбирая величины
этих сопротивлений и емкостей С\ и С2, можно найти такой режим, при
котором изменение частоты генератора при небольших колебаниях вели-
чины Ек будут минимальными. К сожалению, каждый экземпляр тран-
зистора требует индивидуальной подборки параметров схемы.
Сопротивление или R2 может быть заменено термистером, что допол-
нительно стабилизирует режим работы транзистора при изменении темпе-
ратуры. Так как емкость Сэб существенно зависит от тока эмиттера, а пос-
ледний изменяется с температурой транзистора, то непостоянство темпе-
ратуры может привести к существенной нестабильности частоты генератора,
если не приняты специальные меры термостабилизации. В частности, при-
менение термистеров позволяет снизить температурную нестабильность час-
тоты на 1—1,5 порядка. В некоторых устройствах применяют термостати-
рование транзисторного генератора, что значительно усложняет его кон-
струкцию, но увеличивает надежность работы схемы.
414
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
Наконец, для стабилизации частоты транзисторных генераторов с успе-
хом применяют пьезокварц [125]. Одна из возможных схем транзисторного
генератора с кварцевой стабилизацией приведена на рис. 5.21. Это емкост-
ная трехточечная схема с пьезокварцевой пластинкой, включенной в цепь
связи змиттера со средней точкой емкостной ветви контура. Собственная
частота контура совпадает с частотой после-
довательного резонанса пьезокварцевого эле-
мента, на которой его сопротивление активно
и минимально. При отклонении частоты от
резонансной пьезокварц вносит дополнитель-
ный фазовый сдвиг и условие самовозбужде-
ния нарушается. Частотная стабильность
транзисторных генераторов с кварцевой ста-
билизацией, работающих на фиксированной
частоте, такого же порядка, как аналогичных
злектронноламповых генераторов.
Методы стабилизации амплитуды тран-
зисторных генераторов в общих чертах ана-
логичны методам амплитудной стабилизации
ламповых генераторов. В частности, для
зтого можно применить диод, включив его
параллельно контуру таким образом, что он
будет ограничивать амплитуду автоколеба-
ний. Лучшие результаты дает детектирование
части напряжения, снимаемого с контура, и
Рис. 5.21. Схема емкостного трех-
точечного транзисторного генера-
тора с кварцевой стабилизацией
частоты.
использование выпрямленного напряжения
для управления потенциалом базы (рис. 5.22). Когда амплитуда колебаний
превышает запирающее напряжение, приложенное к диоду, последний начи-
нает проводить, конденсатор Cg заряжается и напряжение на базе падает,
Рис. 5.22. Вариант схемы ста-
билизации амплитуды авто-
колебаний транзисторного ге-
нератора.
Рис. 5.23. Транзисторный генератор с
трехзвенным ДС-фильтром в цепи обрат-
ной связи.
пока диод вновь практически не запирается. Амплитуда колебаний регу-
лируется перемещением движка потенциометра инерционность системы
определяется постоянной Времени изменения заряда конденсатора Cg.
Ограничение автоколебаний дополнительным нелинейным элементом,
введенным в схему, позволяет поставить транзистор в линейный режим
работы, что увеличивает частотную стабильность схемы.
На транзисторах легко воспроизводятся приведенные выше ламповые
схемы КС-генераторов. На рис. 5.23 приведена схема с трехзвенным КС-филь-
§ 1] ; ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 415
тром. При определении собственной частоты такого генератора, которая
должна удовлетворять обычному условию + ’Fp = 0 (2л), следует учи-
тывать, что входное сопротивление транзисторного каскада относительно
мало. Поэтому, если сопротивления фильтра не подобраны так, чтобы они
были равны величине входного сопротивления каскада с общим эмиттером
с учетом сопротивления делителя, задающего начальное смещение на базу
(Квх). то параметры звеньев фильтра будут различны. Анализ схемы дает
следующее выражение для собственной частоты колебаний:
f __ 1
'° ~ 2лДС
1______________
. О Д' , Д'-НВХ
Н Д + Д2
(5.25)
где R' = — (2?вых — выходное сопротивление каскада без обратной
Дн + Двых
представляет собой входное сопротивле-
/7/Z74 /7704
связи). Сопротивление Rn обычно
ние буферного каскада, отделяю-
щего полезную нагрузку от гене-
ратора. При указанных на рис.
5.23 параметрах и Ru > -КВых ча-
стота колебаний около 2,5 кгц.
Для самовозбуждения схемы,
как и лампового генератора, коэф-
фициент усиления транзисторного
каскада без цепи обратной связи
должен быть достаточно высок.
С другой стороны, если началь-
ное усиление слишком велико, то
генерируемое напряжение может
сильно отличаться от гармони-
ческого, так как в стационарном
режиме рабочая точка будет в те-
чение значительной доли периода
находиться в области криволиней-
ных участков вольтамперных ха-
рактеристик транзистора. Поэтому
нужную величину коэффициента
усиления обычно подбирают экспе-
риментально. Она имеет значение
Рис. 5.24. Схема транзисторного ДС-генера-
тора с Т-образным мостом.
порядка нескольких десятков и легко достигается при использовании боль-
шинства типов транзисторов в схеме генератора.
Другая, более сложная схеме /?С-генератора на транзисторах приве-
дена на рис. 5.24. В этой схеме избирательный Т-образный мост включен
в цепь отрицательной обратной связи, а в цепи положительной обратной
связи имеется лампочка накаливания, сопротивление которой возрастает
с развитием амплитуды автоколебаний. Частота генерируемого напряжения
определяется параметрами моста. Благодаря тому, что второй каскад по-
строен по схеме последовательного включения транзисторов с обратной
связью (аналогично электронноламповому каскаду, представленному на
рис. 3.52), мост питается от источника с весьма малым внутренним со-
противлением, которое одновременно является выходным сопротивлением
генератора.
Ряд полезных практических сведений о транзисторных 7?С-генера-
торах приведен в периодической литературе и специальных моногра-
фиях [121, 122, 124].
416
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
(ГЛ. V
§ 2. РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
1. Релаксационные колебания. Колебания, существенно отличающиеся
по форме от гармонических, обычно называют релаксационными. Для них
характерны резкие изменения скорости нарастания или убывания величины
напряжения и тока. Поэтому релаксационные колебания приближаются
к периодической последовательности импульсов приблизительно прямо-
угольной, трапецеидальной или
Рис. 5.25. Элементарная схема ре-
лаксационного генератора с разряд-
ником («) и формы выходного напря-
жения (б) и тока в цепи питания
емкости (в).
треугольной формы. Спектр таких коле-
баний, как известно, чрезвычайно широк.
Отсюда следует, что релаксационные коле-
бания могут возбуждаться в схемах, у
которых условие самовозбуждения выпол-
нено в широкой области частот. В частно-
сти, сильное ухудшение добротности кон-
тура (т. е. его избирательности), например
в схеме генератора, изображенной на
рис. 5.1, приводит к превращению генера-
тора гармонических колебаний в релак-
сационный.
Наибольший интерес представляют
релаксационные генераторы, работающие
в таком режиме, когда в течение каждого
периода колебаний происходит резкое из-
менение параметров схемы в результате
протекающих в ней процессов. Класси-
ческим примером такого релаксационного
генератора может служить широко из-
вестная схема зарядки конденсатора, па-
раллельно которому приключен тот или
иной разрядник — неоновая лампочка,
тиратрон, искровой разрядник и т. п.
(рис. 5.25, а).
Потенциал зажигания (пробоя) раз-
рядника (<73) должен быть меньше нап-
ряжения источника питания Е. Сопротив-
ление R взбирается такой величины, при
которой в разряднике невозможен само-
поддерживающийся разряд (см. гл. II,
§ 3). При этих условиях в схеме устанавливается периодический процесс,
состоящий из последовательности стадий относительно медленной зарядки
емкости С за время t' до напряжения зажигания разрядника и относи-
тельно быстрой разрядки его за время t" через разрядник (рис. 5.25, б).
Составляя уравнение зарядки емкости, найдем, что интервал времени
где UT — потенциал гашения разряда.
Совершенно так же, полагая, что сопротивление разрядного промежут-
ка г во время протекания разряда постоянно и г < Д, получим
Z" = rCln^3-
Поэтому период колебаний
Т = RC In 4- тС In .
Е и 3 и г
(5.26)
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
417
Зарядный ток, протекающий в ветви конденсатора,
а разрядный ток
г _ E—UT RC
Ja~ R e
г- *
T _ _ p rC
JP~ r e
(разрядный ток протекает также через разрядник, а зарядный — через
сопротивление R). Характер изменения с течением времени тока, носящего
разрывный характер, иллюстрирует рис.
5.25, в.
Релаксационные генераторы с периоди-
ческой разрядкой емкости через разрядник
находят применение в генераторах сигналов
специальной формы (см. § 4 настоящей
главы).
В релаксационный генератор может быть
превращен, вообще говоря, любой относитель-
но широкополосный усилитель при введении
в него неизбирательной цепи положитель-
ной обратной связи при условии, что будет
выполнено условие > 1 (см. § 1 настоя-
щей главы). Типичным примером схемы та-
Рис. 5.26. Основная схема муль-
тивибратора.
кого типа может служить двухкаскадный усилитель на сопротивлени-
ях, напряжение с выхода которого подается на его вход (рис. 5.26).
Параметры схемы выбираются так, что постоянные времени разделительных
цепей тр значительно (обычно на несколько порядков) превосходят постоян-
ные времени анодных цепей та, что и определяет широкополосность схемы.
Если значения тр и та сближать, то полоса пропускания схемы сужается
и возникающие в ней колебания все больше и больше приближаются к гар-
моническим. В результате усилитель превратится в /?С-генератор гармо-
нических колебаний.
Так как с выхода схемы напряжение целиком передается на ее вход,
то условие самовозбуждения, написанное для модулей коэффициентов К
и р, приобретает вид: КГК2 > 1, где и К2 — коэффициенты усиления
первого и второго каскадов схемы. Следовательно, параметры схемы должны
удовлетворять неравенствам
KtK2 > 1 и та « тр. (5.27)
Общий характер протекающих в схеме процессов может быть выяснен
путем следующего простого рассмотрения.
Имея в виду симметричную схему, положим, что в начальный момент
потенциалы соответственных электродов ламп и их анодные токи совершен-
но одинаковы по величине. Это состояние схемы неустойчиво. В самом
деле, пусть, например, анодный ток первой лампы вследствие флуктуаций
его величины несколько возрастает. При этом напряжение на аноде лампы
уменьшается. Так как напряжение на конденсаторе, связывающем анод
первой лампы с сеткой второй, изменяется гораздо медленнее (тр » та),
то уменьшение потенциала анода левой лампы вызовет практически равное
уменьшение потенциала сетки второй лампы. Это приведет к уменьшению
анодного тока второй лампы и возрастанию напряжения на ее аноде. В резуль-
тате потенциал сетки первой лампы повысится, а анодный ток ее дополни-
тельно возрастет на величину, превосходящую первоначальный флуктуа-
ционный толчок (так как К1 >1). Таким образом, случайно возникший
процесс имеет тенденцию развиваться.
27 А. М. Бонч-Бруевич
418
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
Регенеративное развитие процесса идет до тех пор, пока напряжение
на аноде лампы Л^ а следовательно и на сетке лампы Л2, не уменьшится
настолько, что лампа Л2 запрется. При зтом схема, как система с положи-
тельной обратной связью, распадается, но анодное напряжение Л2 про-
должает еще в течение некоторого времени возрастать по мере зарядки
емкости С2 (емкость анодной цепи лампы с учетом входной емкости второй
лампы), пока не достигнет значения Еа. Это вызывает дальнейшее нараста-
ние потенциала сетки Ли снижение ее анодного напряжения, а следова-
тельно, и дальнейшее падение потенциала сетки уже запертой лампы.
В результате схема достигает состояния, в котором анодный ток одной
лампы (Л велик, а потенциал сетки второй лампы (Л^ значительно ниже
потенциала запирания. Это состояние также неустойчиво. Так как сетка
каждой лампы соединена с катодом через сопротивление Rc, то потенциалы
обеих сеток начинают уменьшаться по своей абсолютной величине, стремясь
к значению Uc = 0. Пока вторая лампа остается запертой, скорость изме-
нения потенциала ее сетки определяется постоянной времени переходной
цепи Тр2 = ЯсгСрг- Когда потенциал сетки достигает значения, равного
потенциалу запирания, анодный ток второй лампы становится отличным
от нуля. Это приводит к понижению потенциала сетки первой лампы, воз-
растанию потенциала ее анода и дополнительному увеличению потенциала
сетки второй лампы. Иначе говоря, после того как вторая лампа отпирается,
процессы в схеме носят такой же характер, как процессы, которые привели
в свое время к ее запиранию, но теперь они развиваются в противоположном
направлении, и запертой оказывается левая лампа. После этого начинается
относительно медленное восстановление потенциала сетки первой лампы,
она отпирается, и схема вновь быстро переходит в первое граничное сос-
тояние.
Таким образом, рассматриваемая схема не имеет ни одного положения
устойчивого состояния и для приведения ее в колебательный режим не нужно
внешнего воздействия. Протекающие в схеме процессы в разные части
периода существенно различаются по своему темпу — они весьма быстры,
пока схема, после отпирания одной из ламп переходит в одно из крайних
состояний, и относительно медленны, пока восстанавливается проводи-
мость запертой лампы. Соответственно форма сигналов, возбуждаемых
в схеме, существенно отличается от гармонической.
2. Основная схема мультивибратора. Приведенная на рис. 5.26 схема
относится к широкому классу релаксационных генераторов с обратной
связью и часто рассматривается как основная в семействе схем, носящих
название мультивибраторов. Строгий анализ процессов в таких схемах
осложняется необходимостью учета нелинейных характеристик активных
элементов [126—1281. Значительное упрощение дает разделение протекаю-
щих в схеме процессов на отдельные стадии, в пределах которых параметры
элементов считаются постоянными. Однако и при зтом рассмотрение пере-
ходный процессов значительно сложнее, чем в усилителях, и приближенные
выражения, описывающие изменения напряжений в различных точках
схемы, могут быть получены при ряде упрощающих исследование предполо-
жений — отсутствие сеточного тока [129], линейность характеристик лампы
в области изменения потенциала сетки вплоть до запирания лампы [130]
и т. п.
Как уже говорилось выше, быстрый процесс перехода схемы из одного
крайнего состояния в другое можно разделить на две стадии. Одна из них
соответствует протеканию в схеме регенеративного процесса, когда обе
лампы открыты, а вторая — продолжающейся перезарядке паразитных
емкостей, после того как одна из ламп заперлась. Это иллюстрирует рис. 5.27,
на котором изображены графики, показывающие характер изменения с тече-
§ 2]
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
419
нием времени потенциалов сеток ламп при переходе схемы из одного состоя-
ния в другое.
Изменения напряжения на сетках ламп в течение первой стадии про-
цесса следуют приблизительно экспоненциальному закону с положитель-
а сама нарастает с течением
заперлась, изменения потен-
_£
(1 —е Та), причем величина
ным показателем и — U оеб11, причем величина
времени. Затем, после того как одна из ламп
циалов электродов следуют закону и ~ Um
постоянной времени существенно опреде-
ляется паразитными емкостями.
Наибольшей величины скорость изме-
нения напряжения достигает в конце реге-
неративной стадии, где коэффициент а в по-
казателе экспоненты имеет наибольшую ве-
личину. Последняя пропорциональна отно-
шению S/C2. Поскольку мультивибратор
часто импользуется для получения импульсов
с крутыми фронтами, для их постройки же-
лательно выбирать лампы с большой крутиз-
ной, малыми межэлектродными емкостями и
ставить их в режим, при котором крутизна
характеристики максимальна, т. е. работать
при большом анодном токе. Последнее же-
лательно и по другой причине: чем больше
анодный ток лампы при V с « 0, тем мень-
шее сопротивление надо включить в ее анод-
ную цепь для того, чтобы получить задан-
ную амплитуду импульсов (см. ниже), а это
в свою очередь выгодно, так как уменьшает
постоянную времени айодной цепи лампы.
Далее анализ быстрых процессов в схе-
мах мультивибраторов приводит к заклю-
Рис. 5.27. Характер изменения
потенциалов сеток ламп мульти-
вибратора при отпирании одной
и запирании второй лампы.
чению, что начальная и максимальная скорости падения напряжения
на анодах ламп превышают соответствующие скорости нарастания этих
напряжений. Поэтому, если для работы того или иного устройства необхо-
димы быстрые перепады напряжения, и для их получения применяется
мультивибратор, выгоднее использовать задние, а не передние фронты
импульсов, снимаемых с анодов ламп мультивибратора.
Сложность протекающих в схеме быстрых процессов не позволяет ука-
зать простые выражения для времени переходов схемы иэ одного крайнего
состояния во второе. Иногда, полагая, что регенеративный процесс зани-
мает малую долю времени перехода и что последнее в основном опреде-
ляется перезарядкой паразитных емкостей, считают, что время фронта [1311
<ф « 2R0C2, (5.28)
где Ro — сопротивление, эквивалентное параллельному соединению сопро-
тивлений Ra, Ri и Rc, а С2—емкость анодной цепи лампы с учетом вход-
ной емкости второй лампы. Это выражение весьма приближенное и дает
лишь порядок величины /ф.
Практически .при тщательном монтаже мультивибратора и применении
ламп, отвечающих отмеченным выше требованиям (триодов 6Н7, 6Н8, 6Н15,
пентодов 6Ж4, 6П9, 6Ж1П, мощного тетрода ГУ-29 и т. д.), удается строить
мультивибраторы с временем фронта порядка нескольких десятых или
сотых долей микросекунды и крутизной заднего фронта импульсов, сни-
маемых с анодов ламп, порядка 500—1000 в /мксек.
27*
420
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
После того как в результате быстрого процесса схема перешла в одно
из крайних состояний, в ней протекают медленные процессы изменения
зарядов конденсаторов, пока потенциал сетки одной из ламп остается ниже
потенциала запирания. Сопротивление промежутка анод—катод этой лампы
можно считать бесконечно большим. Будем далее считать, что потенциал
сетки второй (открытой) лампы при этом постоянен и равен нулю. Полагая,
что схема построена на триодах, и пользуясь линейной аппроксимацией
их анодных
Рис. 5.28. Эк-
вивалентные за-
мены интерва-
лов анод—ка-
тод и сетка-
катод ламп для
приближенного
анализа мед-
ленных процес-
. сов в схеме три-
одного мульти-
вибратора.
характеристик, можно открытую лампу заменить последова-
тельно включенными сопротивлением /?ак = Hi и источ-
ником напряжения (см. гл. II, § 3). Совершенно так
же, пока ток 1С практически равен нулю промежуток сет-
ка—катод может быть представлен как разрыв (сопротив-
ление между вводами достаточно велико, чтобы его можно
было считать бесконечно большим). Если же потенциал
сетки лампы Uс > 0, промежуток катод—сетка приближенно
заменяется активным сопротивлением гс. Величина послед-
? него определяется характеристикой сеточного тока и для
большинства усилительных ламп оказывается порядка не-
скольких килоом (гл. II, § 3).
Таким образом, для приближенного анализа процессов
в схеме триодного мультивибратора, связанных с медлен-
ными изменениями потенциалов сеток ламп, последние в
анодных и сеточных цепях можно заменить активными со-
противлениями и рубильниками (рис. 5.28) (для простоты
здесь и ниже полагаем, что = 0). Если лампа открыта,
то рубильник //^-замкнут, а если при этом Uс 0, то зам-
кнут и рубильник П2. В случае запертой лампы оба ру-
бильника разомкнуты.
Эквивалентная схема мультивибратора с заменой лампы
такими цепями приведена на рис. 5.29. Она состоит из
двух одинаковых частей; первая содержит анодную цепь
лампы Л1 и сеточную цепь Л2, а вторая — анодную цепь лампы Л2 и сеточ-
ную цепь Л^ Поскольку из рассмотрения исключаются процессы быстрого
перехода схемы из одного состояния в другое после отпирания лампы,
можно считать, что обе пары рубильников (Hi, П2 и П3, Л4) замыкаются и раз-
мыкаются одновременно.
Для того чтобы выяснить, какова форма возбуждаемого напряжения,
достаточно рассмотреть только одну из двух одинаковых частей схемы.
На рис. 5.29, б представлена часть схемы, соответствующая анодной цепи
первой лампы и сеточной цепи второй. Замыкание рубильника П\ в этой
схеме сопровождается размыканием рубильника П3.
Положим, что до момента t = рубильник П3 был замкнут, а 1Ц —
разомкнут (т. е. лампа заперта, а Л2 открыта) и конденсатор Cv2 успел
практически полностью зарядиться (т. е. и(с0) = Ёа). При этом в цепи тока
нет и напряжения на аноде первой лампы и сетке второй равны соответ-
ственно
= Ч«) = 0.
(5.29)
Пусть, далее, в момент времени t = определяемый процессами во
второй части схемы, лампа Л1 открывается, а Л2 запирается (т. е. рубиль-
ник Пг замыкается, а П3 размыкается). Воспользовавшись теоремой об
эквивалентном генераторе (см. гл. I, § 1), найдем, что схема приобретает
вид цепи, изображенной на рис. 5.30, а, причем р = р = ~ъ Д,г1р <1.
-нак1 + ла л!1Тйа
§ 2]
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
421
Так как напряжение z40) превосходит величину рЕа, то конденсатор Ср2 начи-
•<1> Еа(Д—р)
нает разряжаться, и в первый момент времени в цепи течет ток i 1 — д— .
Обычно pR&i < RC2, и поэтому в момент t = ti напряжения на аноде
первой лампы р на сетке второй соответ-
ственно равны:
и£> = рЕл и и<»=-Еа(1-р). (5.30)
Так как величина напряжения
Еа (1 — р) обычно превосходит потенциал за-
пирания лампы, то переход схемы в крайнее
положение, соответствующее запертой вто-
рой лампе, сопровождается уменьшением
потенциала сетки последней до величины,
значительно более низкой, чем потенциал
запирания.
Дальнейшие процессы в схеме связа-
ны с разрядкой конденсатора Ср2 с по-
стоянной времени
Тр2 = Ср2 (Rc2 + pRat) б'роЛсг- (5.31)
Уменьшение напряжения ис сопровож-
дается уменьшением абсолютного значе-
ния потенциала сетки второй лампы, ко-
торый, следуя экспоненциальной зависи-
t
мости пс2 = — Еа (1 — р) е Р2 через ин-
Рис. 5.29. Полная эквивалентная
схема мультивибратора (а) и полови-
на ее (б).
тервал времени
Г-т 1пЕа(1~р)
1 — тр2 1п тт
v зап
(5.32)
достигает потенциала запирания (отпирания). При этом вторая лампа отпи-
рается, и схема быстро переходит в исходное состояние, в котором она нахо-
дилась до момента времени t = tt. Лампа запирается, и в эквивалентной
Рис. 5.30. Схемы для анализа электрических процессов
в мультивибраторе.
схеме следует считать рубильник II разомкнутым, a IIS замкнутым. Схема
приобретает вид цепи, изображенной на рис. 5.30, б (сопротивление Rc2
на этом рисунке не отмечено, так как его величина обычно в сотни раз больше
величины гс2).
При t = + t' величина напряжения ис = и(с оказывается мень-
ше Еа, и конденсатор Ср2 начинает заряжаться, причем в момент t2 ток,
422
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
текущий в цепи,
.(2) = Да~42> = £а(1-р)-С/зап
Ral + rc2 ^а1 + гс2
(i7aan — абсолютная величина потенциала запирания лампы).
Поэтому мгновенные значения напряжений на аноде первой лампы
и на сетке второй (при rc2 < 7?ai):
па2 — Еа—if ^В-ал ~ pEa-j- Еаап,
и(2) = 1(2)Гсг
_ Еа (1—Р) — Ваап _
------R_.-L.r- ГС2
(5.33)
Следовательно, при переходе схемы в граничное состояние, соответ-
ствующее запертой первой и отпертой второй лампе, анодное напряжение
первой лампы скачком увеличивается от значения рЕа до значения, опре-
деляемого выражением (5.33), а потенциал сетки второй лампы изменяется
от отрицательного значения, равного — ?7зап, до значения Пег- Расчеты
показывают, что величина обычно равна нескольким вольтам.
Постоянная времени заряда конденсатора Ср2 в области значений вре-
мени t > t2
tp2 — С Р2 (Rai + гсг)-
(5.34)
Так как сопротивления Ral и гс2 значительно меньше сопротивления
RC2> то Тр2 С Три и поэтому напряжение ис относительно быстро дости-
гает величины Еа, напряжение па1 становится приблизительно равным Еа,
а пс2 ~ 0. После этого при t = t3 вновь начинается цикл процессов, свя-
занный с переходами схемы от одного крайнего положения в другое.
Совершенно аналогичный характер носят процессы во втором участке
схемы. Поэтому напряжение на аноде лампы Л2 и сетке изменяется так
же, как напряжения па1 и ис2, с той лишь разницей, что процессы в интер-
валы времени t2 — и ts — t2 для второй части схемы меняются местами.
В связи с этим период колебаний, возбуждаемых в схеме симметрич-
ного мультивибратора, равен удвоенному значению интервала времени
Z2 — определяемого выражением (5.32).
Так как при аппроксимации характеристик ламп, принятой в настоя-
щем рассмотрении, | С7зап | ~ ~, то
Н
Г = 2CpRc ln-р^^д—= 2тр In. (5.35)
лат
Здесь К — модуль коэффициента усиления каждого каскада, из которых
составлен мультивибратор (соответствующий промежутку времени, пока
лампа отперта).
Графики зависимости потенциалов электродов ламп от времени приве-
дены на рис. 5.31. В пояснении нуждается только уменьшение анодных
напряжений ламп до значений меньших рЕа при их отпирании. Это соот
ветствует всплеску сеточного напряжения каждой лампы при ее отпира-
нии (см. выражение (5.34)), который усиливается в анодной цепи.
Приведенное рассмотрение дает в общем правильную картину проте-
кающих в схеме процессов, хотя представление промежутков анод-катод
и сетка — катод лампы в виде активных сопротивлений и рубильников
является очень грубым. Поэтому форма колебаний, совпадая в общих чер-
тах с кривыми, приведенными на рис. 5.31, может в деталях от них отли-
чаться. Точно так же приведенные выражения следует рассматривать лишь
как приближенные, позволяющие ориентировочно оценить период колеба-
3 2]
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
423
ний и напряжения в разных частях схемы. Наиболее существенные погреш-
ности вносит предположение, что U^y = 0, и замена | Uaan | величиной —.
И
Строго говоря, под величиной /7зап здесь следует понимать такой потен-
циал сетки отпирающейся лампы, при котором в схеме возможно разви-
тие регенеративного процесса. Коэффициент усиления открытой лампы
К — Р^аъ остается неизменным, пока вторая лампа заперта. Коэффици-
ент же усиления отпирающейся лампы
К = р, —$гс — функция потенциала
ее сетки, так как 5 = 5 (мс). Регенера-
тивный процесс в схеме возможен, если
p5(uc)-^gr>l. (5.36)
11 а ~г111
Поэтому под потенциалом запирания лам-
пы здесь следует понимать такой потен-
циал ее сетки, при котором крутизна анод-
ной характеристики достигает некоторого
критического значения 5кр = —-,со-
рла гс
ответствующего выполнению условия
(5.36).
Несмотря на то, что величина у® мо-
жет довольно существенно отличаться от
определенного таким образом потенциала
запирания, выражение (5.35) полезно для
предварительного расчета схемы, так как
вычисление точного значения U3an по ха-
рактеристикам кропотливо и обесцени-
вается естественным разбросом последних.
Приближенно условия самовозбуж-
дения мультивибратора (выражения (5.27)),
которые должны быть обеспечены выбором
параметров схемы, можно записать в виде
-^^>1; та<тр. (5.37)
Рис. 5.31. Формы напряжений на
сетках и анодах ламп симметричного
мультивибратора.
До сих пор мы имели в виду симмет-
ричный мультивибратор. Параметры обеих
частей его схемы одинаковы, а интервалы
времени, в течение которого лампа заперта и отперта, равны. Поэтому дли-
тельность импульсов равна половине периода колебаний мультивибратора.
Если постоянные времени цепей связи тр1 = 7?с1Ср1 и тр2 = RczCp2
разные, то одна из ламп большую часть периода отперта, а другая — боль-
шую часть периода заперта. На рис. 5.32 приведены графики изменения
сеточных и анодных напряжений ламп в случае, если тр1 =f= тр2. Период
колебаний несимметричного мультивибратора
71 — тр1In /Г2 тр2 In К,.
(5.38)
Несимметричные мультивибраторы применяются для получения импуль-
сов, длительность которых меньше половины периода их чередования. Боль-
шей частью лампы Л\ и Л2 выбираются однотипными, и в их анодные цепи
424
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
(ГЛ. V
включаются сопротивления одинаковой величины. Тогда период колебаний
Т = (тР1-|-тр2) In/Г, (5.39)
а относительная длительность импульсов положительной полярности на
аноде первой лампы (коэффициент заполнения) равна
_ t' _ Tpi
? тр1 + тр2
Наконец, амплитуда импульсов, снимаемых с анода лампы в схеме мульти-
вибратора,
(5.40)
Рис. 5.32. Формы напряжений
на сетках и анодах ламп не-
симметричного мультивибра-
тора.
Um = Ea(l — р). (5.41)
Для уменьшения величины коэффициента заполнения у при сохране-
нии Т — const надо, уменьшая постоянную времени тр)1, одновременно
увеличивать постоянную времени тр2 с тем,
чтобы сумма Тр1 + тр2 оставалась постоянной.
Чрезмерное уменьшение величины тр1 сопро-
вождается нарушением неравенства тр > та.
Увеличение тр2 свыше определенного преде-
ла приводит к тому, что конденсатор Ср2 не
успевает зарядиться до напряжения, прибли
зительно равного Е&, пока первая лампа за-
перта. Поэтому при попытках получить малое
значение у нормальная работа схемы нарушает-
ся или колебания в ней прекращаются.
Мультивибраторы часто строятся не на
триодах, а на пентодах. Если значения 7?а и
Еа таковы, что рабочая точка отпертой лампы
располагается в области крутых участков ее
анодных характеристик (рис. 5.33, точка
то лампа в ее анодной цепи может быть заме-
нена сопротивлением, и найденные выше соот-
ношения остаются справедливыми для пентод-
ной схемы. Сопротивление 7?г в этих соотно-
шениях должно быть заменено сопротивлением
7?ак, определяемым котангенсом угла наклона
начальных участков характеристик ламп. Если
же режим работы ламп выбран таким, что рабо-
чая точка лежит на приблизительно горизон
тальном участке анодной характеристики (при
ис = 0, рис. 5.33, точка Л2), то лампу можно
заменить элементом, через который протекает
постоянный ток га = /*, не зависящий от ве-
личины сопротивления
В сеточной цепи пентод, как и триод, мо-
жет быть заменен сопротивлением гс при ис > 0 и разрывом при ис < 0.
Применим изложенные соображения к рассмотрению работы схемы
пентодного мультивибратора, изображенной на рис. 5.34. Поскольку режим
работы с расположением рабочей точки в области крутых участков харак-
теристик аналогичен работе триодной схемы, обратимся к случаю замены
открытой лампы элементом, задающим величину тока, протекающего в анод-
ной цепи.
Если первая (левая) лампа заперта, т*о иа1 = Еа и иаг = 0. Вслед за
переходом лампы в проводящее состояние и соответственно после запирания
§ 2]
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
425
второй лампы напряжения иа1 и ис2 приобретают значения =
= Еа — /ai^ai и ие2 — — Ia\Rai (как и прежде, полагаем, что переход
схемы из одного крайнего состояния в другое происходит настолько быст-
ро, что напряжение на конденсаторах связи не успевает измениться).
В дальнейшем протекает разряд конденсатора Ср2, и напряжение ис2,
изменяясь по экспоненциальному закону, через время
Z' = Tp2In^a1_ (542>
vaan 2
достигает потенциала запирания (отпирания) лампы, лампа Л2 отпирается,
и напряжение на ее аноде падает. Это падение напряжения передается через
Рис. 5.33. К рассмотрению работы
пентодного мультивибратора в двух
режимах.
Рис. 5.34. Схема пентодного
мультивибратора.
разделительную цепь на сетку первой лампы, которая запирается. Ее про-
водимость восстанавливается через время
— т In ^а2Да2
— Tpi 1П .
v3anl
(5.43)
Как и в случае триодного мультивибратора, конденсаторы связи вос-
станавливают свой заряд через некоторое время после запирания соответ-
ствующей лампы. Это приводит к тому, что ток зарядки конденсатора, про-
текающий через анодное сопротивление закрывшейся лампы, понижает
напряжение на ее аноде. Последнее достигает величины, равной Еа, через
время порядка 5тр (см. выражение (5.34)). Ток зарядки емкости связи про-
текает также через сопротивление гс открывшейся лампы. Это приводит
к повышению потенциала ее сетки и соответствующему понижению на
сравнительно короткое время напряжения на ее аноде до значения, мень-
шего t4n.
Как уже отмечалось выше, под потенциалом запирания лампы следует
понимать такой потенциал сетки, при котором крутизна отпирающейся
лампы достигает значения, необходимого для развития регенеративного
процесса в схеме (выражение (5.36)). Приближенно можно считать, что
| ^зап | = -у ; зто соответствует аппроксимации сеточной характеристики
анодного тока лампы прямой линией вплоть до значения 1а = 0. Погреш-
ности, вносимые при этом в определение периода (и величины у), такого же
порядка, как при замене | U3an | триода величиной Еа/ц.
Для мультивибратора, построенного на однотипных пентодах с вы-
бором рабочих точек на горизонтальных участках их характеристик.
426
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
справедливы соотношения
um = i*aRa,
7’ = тр11п-^ + тр21п4—
изап v зап
У __ ТР1 |п Л*Да2 ~ТР1 In SRa2
(5.44)
Tpi In SRa2 —|- т*р2 In SRRi, (5.45)
(5.46)
^зап Тр1In *^Да2_1* тр2 In
Не представляет труда убедиться, что эти выражения совпадают с полу-
ченными выше для триодной схемы, если в них заменить IfRa на Е& (1 — р)
и SRa на ц-д^д. •
Условия, необходимые для самовозбуждения пентодного мультивибра-
тора, которые должны быть обеспечены выбором параметров схемы, сов-
падают с условиями (5.37).
Полученные соотношения могут служить для расчета схем триодных
и пентодных мультивибраторов. Проиллюстрируем зто простым численным
примером.
Положим; что в схеме мультивибратора должны возбуждаться импульсы
с амплитудой Um = 100 е, частотой чередования 20 кгц и коэффициентом
заполнения у = 0,25. Для постройки схемы выберем лампу 6Н8 — двой-
ной триод, одна из половин которого используется как лампа JIt, а вторая —
как лампа Л2. Параметры лампы 6Н8 следующие: Rt — 8 ком и5 = 2,5ма!е.
Величину сопротивления гс будем считать равной 1000 ом. Импульсы напря-
жения снимаются с анода первой лампы. Наконец, напряжение источника
питания схемы Es = 300 в.
В анодные цепи обеих ламп чаще всего включаются одинаковые сопро-
тивления. Их величина определяется тем, какова должна быть амплитуда
возбуждаемых импульсов, т. е. импульсов на аноде одной из ламп:
Um = Ea(i-p) = Ea^.
Поэтому
#а = -4 ком.
Поскольку обе лампы в схеме мультивибратора однотипны и Ral = Т?а2.
справедливы соотношения (5.36) и (5.37). Решая их относительно тр1 и тр2,
получаем
тр2 = = 1,96 • 10-ь сек
in К
тр1 = У р2 = 0,65- 10“Б сек.
pi 1—у ’
Для нахождения параметров переходных цепей величины двух пере-
менных из четырех Rcl, Rc2, Ср1 и Ср2 можно выбрать из тех или иных сооб-
ражений, а две другие определить, пользуясь значениями тр1 и тр2. Примем
во внимание, что для нормальной работы схемы постоянная времени заряда
большей из разделительных емкостей должна быть в 4—5 раз меньше дли-
тельности импульсов (для того чтобы эта емкость успевала заряжаться
до напряжения, приблизительно равного Еа). Обычно сопротивления уте-
чек сеток обеих ламп выбирают приблизительно одинаковыми. Поэтому
большая постоянная времени соответствует цепи с большей емкостью (в нашем
примере — цепи, связывающей анод первой лампы с сеткой второй).
§ 2]
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
427
Пользуясь выражением (5.34), запишем условие тр2
в виде
< Уг
р2^ 5(Яа + гс) ’
Подставляя в это выражение значения у, Т, Ra и гс, находим, что вели-
чина емкости Ср2 может быть не более 500 пф. Выбирая Ср2 = 400 пф, опре-
делим значение сопротивления Кс2:
7?с2==^2_ = 48 ком.
Орг
Сопротивление Rci возьмем равным /?с2, т. е. 48 ком. Тогда величина емкости
Ср1 будет
Ср) = -^-~130 пф.
ЛС1
При выбранных параметрах схемы —~ 16, а величина та оказывается
1+*-
в 10 раз меньшей тр1 даже в том случае, если С2 = 150 пф. Поэтому усло-
вия, необходимые для самовозбуждения схемы (5.37), выполнены.
3. Некоторые схемы ламповых мультивибраторов. Предложено много
вариантов схем мультивибраторов, более или
щихся от рассмотренной. Ряд из них пред-
ставляют собой видоизменения основной схемы
й обладают лучшими характеристиками (боль-
шей стабильностью частоты, лучшей формой
возбуждаемых импульсов и т. п.). В основу
других положены схемы усилительных каска-
дов, отличные от реостатного каскада с общим
катодом.
Нестабильность частоты мультивибрато-
ров, вообще говоря, значительно больше, чем
генераторов гармонических колебаний. В част-
ности, существенную роль играет изменение
потенциала запирания ламп при непостоянстве
напряжения источников питания, изменении
температуры, флуктуациях эмиссии катодов,
колебаниях контактной разности потенциалов
между сеткой и катодом и т. д. На рис. 5.35, а
изображено изменение с течением времени
потенциала сетки лампы мультивибратора по-
сле ее запирания. Колебания величины £7зап
в пределах U3an ± АС7зап приводят к соответ-
ствующим колебаниям времени t' тем большим,
чем положе идет график ис = f (t) вблизи
Пс = С^зап-
Крутизна хода зтбй зависимости значи-
тельно возрастает при переходе к схеме так
называемого мультивибр.атора с положитель-
ным смещением. Эта схема отличается тем.
менее значительно отличато-
Рис. 5.35. К рассмотрению не-
стабильности частоты мульти-
вибратора вследствие непостоян-
ства величины Г73аП (°) и повыше-
ния стабильности при переходе
к схеме с положительным сме-
щением (б).
что сопротивления утечек сеток присоединены
не к нулевому проводу, а к положительному полюсу источника питания
анодных цепей ламп (рис. 5.36). Процессы в схеме такого мультивибратора
аналогичны процессам в основной схеме, но при разрядке емкостей Ср1
и Ср2, после перехода схемы в одно из крайних положений, напряжение
428
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
на сетке запертой лампы, изменяясь по закону uc = Е’а L1 — (2 —р) е р J,
стремится не к нулю, а к Еа. Последнее и приводит к убыстрению изме-
нения величины напряжения ис вблизи ?7зап (рис. 5.35, б).
Период колебаний схемы с положительным смещением может быть
найден совершенно так же, как для основной схемы. В частности, для сим-
метричной схемы, построенной на триодах,
Т ж 2тр In (5.47)
и зап
Рис. 5.36. Схема мультивибра-
тора с положительным смеще-
нием.
Естественно, что при одинаковых параметрах схем частота колебании
мультивибратора с положительным смещением больше, чем основной схемы.
Сопротивления утечек сеток могут быть при-
соединены не к положительному полюсу источ-
ника питания, а к точке, имеющей промежу-
точный потенциал между нулем H.Z?a (например,
к движку потенциометра, присоединенному к
источнику Еа). Изменяя величину этого потен-
циала, можно плавно изменять в несколько
раз частоту колебаний мультивибратора, со-
храняя неизменными параметры его схемы.
Форма напряжения, возбуждаемого в схе-
ме мультивибратора с положительным смеще-
нием, и амплитуда генерируемых импульсов
приблизительно такие же, как в основной
схеме.
Пользуясь приведенными выше соотношениями для периодов, колебаний
обеих схем мультивибраторов, нетрудно показать, что при равных собствен-
ных частотах ЕТ... = —-Л , т. е. нестабильность, связанная с непо-
(+) р, <1—ру
стоянством напряжения запирания ламп, при переходе к схеме с положи-
тельным смещением (Д7\+)) может сократиться во много раз. На самом
деле выражения для ЕТ(+у и АГ и связь между ними оказываются более
сложными, поскольку найденные выше соотношения получены при линей-
ной аппроксимации характеристик ламп. Кроме того, большей частью
факторы, приводящие к изменению потенциала запирания, одновременно
влияют на период колебаний и через другие параметры, определяющие
величину Т. В частности, исследование мультивибраторов, построенных на
триодах 6Н1П и 6НЗП, показывает, что непостоянство анодного напряже-
ния вызывает относительное изменение периода, примерно на порядок
меньшее относительного изменения Еа 0,7 -ь 0,13 [132]. Пере-
ход же к схеме с положительным смещением дает увеличение стабильности,
зависящее от параметров схемы.
Для получения большой стабильности частоты работу мультивибра-
тора синхронизируют с работой стабильного генератора гармонических
колебаний. Для этого напряжение, возбуждаемое последним, подают на
сетку одной из ламп мультивибратора. Оно стимулирует переходы в муль-
тивибраторе и поддерживает постоянной частоту колебаний, если последняя
имеет тенденцию изменяться по тем или иным неконтролируемым причинам.
Часто в схему мультивибратора вводятся изменения для приближения
формы возбуждаемых импульсов к прямоугольной.
Как уже говорилось выше, анодное напряжение задирающейся лампы
не сразу достигает величины Еа из-за протекания тока зарядки раздели-
тельной емкости, связывающей анод этой лампы с сеткой второй (отпертой)
§ 2)
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
429
лампы. Так как обычно гс < 7?а, то почти все напряжение, обусловленное
протеканием зарядного тока, падает на сопротивлении 7?а. Для того чтобы
Рис. 5.37. Схема мультивибратора с включением
дополнительных сопротивлений в цепи связи для
улучшения формы возбуждаемых импульсов.
уменьшить это напряжение, в цепи, связывающие конденсаторы Ср с сет-
ками ламп, включают дополнительные сопротивления (7?4 на рис. 5.37),
зашунтированные конденсаторами не-
большой емкости. В результате этого
снижается абсолютная величина тока
зарядки разделительных конденсато-
ров и одновременно возрастает время,
необходимое для того, чтобы напря-
жение иа стало равным Е&. Поэтому
с ростом величины Rt увеличивается
•быстрый начальный скачок анодного
напряжения, но вместе с тем даль-
нейшее его нарастание замедляется.
Поэтому исправление фронта импульса
сопровождается искажением его пло-
ской вершины.
Можно значительно приблизить
форму импульсов к прямоугольной,
если собрать мультивибратор на трио-
дах, ’образованных катодами, управ-
ляющими и экранными сетками пенто-
дов, а напряжение снимать с анода
лампы (рис. 5.38, а). Форма колеба-
ний в схеме собранного таким образом
мультивибратора с использованием
экранных сеток ламп как анодов ана-
логична форме колебаний в обычном
триодном мультивибраторе. Так как
анод каждого пентода не связан с элек-
тродами другой лампы, то напряжение
на аноде — функция только анодного
тока. Позтому, если потенциал сетки
падает ниже потенциала запирания,
анодное напряжение резко возрастает
.до значения, равного Еа. Само собой
разумеется, что если напряжение сни-
Рис. 5.38. Варианты построения схем
мультивибраторов для получения импуль-
сов, близких к прямоугольным.
мается с анода только одной лампы, то один из пентодов в такой схеме может
«быть заменен триодом, т. е. построена триод-пентодная схема мультивибратора.
430
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
Другой способ получения импульсов с плоскими вершинами заключает-
ся во введении дополнительных цепочек с диодами в цепи связи (рис. 5.38, б).
При запирании лампы, когда ее анодное напряжение возрастает, а во вто-
рой лампе появляется сеточный ток, соответствующий диод оказывается
запертым, а ток зарядки разделительной емкости протекает через сопро-
тивление R'. Поэтому этот ток не создает дополнительного падения напря-
жения на сопротивлении 7?а и импульсы, снимаемые с анода той или иной
лампы, имеют плоские вершины.
Хорошие результаты дает введение в схему мультивибратора допол-
нительной лампы. Сетка ее соединяется с сеткой одной из ламп мультивиб-
ратора, а в анодную цепь включается нагрузочное сопротивление (рис. 5.38, в).
Изменение потенциала сетки лампы Л2 приводит к изменению анодного
Рис. 5.39. Вариант схемы мультивибратора.
тока как этой, так и вспомогательной лампы. Но по анодному сопротивле-
нию лампы Л3 не протекает ток зарядки емкости Ср1. Поэтому при одно-
временном запирании ламп Л2 и Л3 напряжение на аноде вспомогательной
лампы сразу достигает величины Е.л.
На рис. 5.39, а приведена схема мультивибратора, существенно отлич-
ная от рассмотренных выше. Она представляет собой двухкаскадный уси-
литель постоянного тока с потенциометрической связью, выход которого
соединен со входом (см. гл. IV, § 4). Кроме того, в схеме имеются двй кон-
денсатора Ci и С2, включенных между источником питания анодных цепей
и катодом каждой лампы. Их наличие в схеме и приводит к колебательному
режиму при условии, что постоянные времени изменения напряжения на них
много больше постоянных времени анодных цепей ламп.
Для того чтобы выяснить, как работает схема, положим, во-первых,
что она совершенно симметрична, и в исходном состоянии анодные токи
обеих ламп одинаковы. Следовательно, одинаковы и потенциалы анодов
и катодов ламп. Положим далее, что по какой-либо причине анодный ток
первой лампы увеличился. В результате этого потенциал сетки второй
лампы понизится, напряжение на ее аноде возрастет, и дополнительно уве-
личатся потенциал сетки второй лампы и ее анодный ток. Этот процесс будет
идти до тех пор, пока вторая лампа не запрется. При этом предполагается,
что потенциалы катодов ламп, благодаря включению в схему конденсато-
ров Ci и С2 остаются неизменными, пока одна из ламп запирается.
Достигнутое состояние схемы неустойчиво, так как в дальнейшем кон- г
денсаторы и С2 изменяют свой заряд. Конденсатор С, разряжается с по-
стоянной времени
1 ~ 1 + 5Дк
причем напряжение на нем стремится
5 2]
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
431
к величине Uc = Еа *) Это приводит к тому, что напряже-
оа T^'i + ^*к
ние на катоде лампы Л1 и напряжение на ее аноде (а следовательно, и на
сетке второй лампы) возрастают. Одновременно конденсатор С2 заряжается
с постоянной времени т2 = C2RK, причем напряжение на нем стремится
к большой величине, равной Е&. В результате напряжение на катоде лам-
пы Л2 падает. Увеличение потенциала сетки Л2 и одновременное понижение
потенциала ее катода приводят к тому, что в некоторый момент лампа Л2
отпирается. Тогда напряжение на ее аноде понижается, а следовательно,
понижается и потенциал сетки первой лампы, что вызывает повышение
потенциала ее анода и дополнительное увеличение потенциала сетки второй
лампы. Процесс продолжается до тех пор, пока вторая лампа не оказы-
вается отпертой, а первая запертой. Затем следует увеличение напряжения
на конденсаторе Cj и уменьшение напряжения на конденсаторе С2. В резуль-
тате разность потенциалов между сеткой и катодом первой лампы достигает
величины Uаап и схема опять переходит в первое крайнее положение. Харак-
тер изменения напряжения в различных точках схемы иллюстрируют гра-
фики, приведенные на рис. 5.39, б.
Для того чтобы в схеме мог протекать описанный колебательный процесс,
постоянные времени Tj и т2 должны быть значительно больше, чем постоян-
ные времени анодных цепей ламп. Поэтому емкости конденсаторов и С2
нужно взять достаточно большими (например, порядка нескольких сотых
или десятых микрофарады). Сопротивления, включенные в катоды лампы, бе-
рутся порядка нескольких десятков килоом. Анодные сопротивления и сопро-
тивления Rt и R2, образующие делитель напряжения, должны быть такими,
чтобы произведение коэффициентов усиления обоих каскадов (с учетом того,
что сопротивление сетка — катод открытой лампы мало) было значительно
больше единицы. При использовании лампы 6Н8 схема хорошо работает,
если 7?а составляет несколько десятков килоом, a Rt и R2 — порядка несколь-
ких сотен килоом или нескольких мегаом. Частотой колебаний в схеме можно
управлять изменением как емкости конденсаторов С, и С2, так и сопротив-
лений Ra, RK, Rt или R2.
Видоизменение описанной схемы приводит к схеме мультивибратора,
изображенной на рис. 5.40, а. Указанные в схемах параметры приведены
только для иллюстрации возможных значений соответствующих сопротив-
лений и емкостей. Как и в схеме рис. 5.39, а, период колебаний определяется
постоянными времени изменения напряжения на конденсаторах и С2,
потенциалом запирания ламп, а также потенциалами их электродов в край-
них состояниях схемы. При относительно малых емкостях конденсато-
ров Ci и С2 (порядка нескольких тысяч пикофарад при указанных на
рис. 5.40, а значениях сопротивлений) релаксационные колебания в схеме
превращаются в колебания, близкие к гармоническим.
На рис. 5.41, а приведена схема мультивибратора с катодной связью,
представляющая собой катодносвязанный каскад, в которой введена цепь
обратной (положительной) связи с анода второй лампы на сетку первой
(цепь Ср, Яс). Сопротивление RK выбирается настолько небольшим, что
падение на нем напряжения при протекании анодного тока первой лампы,
отвечающего нулевому потенциалу ее сетки, недостаточно для запирания
второй лампы. Сопротивление Ra должно быть достаточно велико для того,
чтобы коэффициент усиления каскада (см. гл. III, выражение (3.83), был
больше единицы.
Для того чтобы начать рассмотрение работы схемы с вполне опреде-
ленного ее состояния, положим сначала, что сопротивление Rc отключено
*) По-прежнему полагаем, что с достаточной степенью точности можно заменить
лампу в ее анодной цепи сопротивлением 7?ак == li;.
432
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1гл. V
от катода лампы и присоединено к источнику столь большого отрицатель-
ного напряжения Еи что лампа Л1 заперта. При этом вторая лампа отперта,
конденсатор Ср заряжен до напряжения Ua02 + Е1у а щ, = /ао2^?к- Пусть,
далее, в момент t — 0 схема восстановлена в том виде, как она изображена
Рис. 5.40. Видоизменение схемы мультивибратора, приве-
денной на рис. 5.39.
на рис. 5.41, а. Поскольку напряжение на конденсаторе Ср при этом не
равно стационарному, он будет разряжаться с постоянной времени тр «
» CpRc, а напряжение на сетке первой лампы будет соответственно воз-
растать, стремясь к нулю (рис. 5.41, б). В некоторый момент времени
Рис. 5.41. Схема мультивибратора с катодной связью (а)
и формы напряжения в разных частях схемы (б).
оно достигнет значения U3an, при котором в анодной цепи лампы Jli
появится такой ток, что работа схемы как катодносвязанного каскада с К >> 1
восстановится. Тогда последующее возрастание потенциала сетки лампы Лу
будет сопровождаться большим по величине возрастанием напряжения на
аноде лампы Л2- Через цепь обратной связи это напряжение будет пере-
даваться на сетку Л^. Следовательно, в схеме будет протекать регенератив-
ный процесс, ведущий к быстрому возрастанию потенциала сетки этой лампы.
При некотором значении сеточного потенциала (большем нуля) анодный
ток лампы Л^ возрастет настолько, что создаваемое им падение напряже-
§ 2
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
433
ния на сопротивлении Нк будет достаточно для запирания лампы Л2. Эта
лампа запрется, регенеративный процесс будет прерван, но, как и в основ-
ной схеме мультивибратора, анодное напряжение лампы Л2 и сеточное
напряжение лампы Л1 будут еще в течение некоторого времени возрастать,
пока не закончится стадия быстрых процессов в схеме. После ее окончания
потенциал сетки лампы Л1 окажется выше нуля, и в дальнейшем он будет
падать с постоянной времени зарядки емкости Ср. Пока протекает сеточный
ток, зта постоянная времени тр « С^гс1, где, как и прежде, гс1 — сопротив-
ление промежутка сетка — катод лампы. Соответственно падает анодный
ток лампы и уменьшается падение напряжения на сопротивлении 7?к. В неко-
торый момент оно достигает такого значения (см. рис. 5.14, б), при кото-
ром лампа Л2 отпирается. Тогда в схеме протекает регенеративный про-
цесс, приводящий к запиранию лампы Л1, причем потенциал ее сетки теперь
оказывается значительно ниже нуля. Далее вновь следует стадия восстанов-
ления проводимости лампы Л1, и рассмотренный цикл процессов повторяется.
Схемы мультивибраторов с катодной связью применяются относительно
редко. Устойчивый режим их работы наблюдается в сравнительно узкой
области значений параметров, и они гораздо более сложны в регулировке,
чем основная схема и ее разновидности. Так как интервалы времени, в тече-
ние которых лампа Л1 отперта и заперта, определяются разрядкой и заряд-
кой одного и того же конденсатора, изменение его емкости не влечет за собой
изменения коэффициента заполнения импульсов у. Для регулировки вели-
чины у нужно изменять величину сопротивления Rc или ввести дополни-
тельное (переменное) сопротивление между сеткой лампы Л1 и точкой соеди-
нения емкости Ср и сопротивления Нс. Стабильность частоты мультиви-
братора с катодной связью относительно низка.
4. Мультивибраторы на транзисторах. На плоскостных транзисторах
могут быть построены схемы мультивибраторов, представляющие собой
аналоги соответствующих ламповых схем. В частности,^на рис. 5.42, а
Рис. 5.42. Схема транзисторного мультивибратора, аналогичная
схеме электроннолампового (а), и формы напряжений на коллек-
торе и на базе (б).
приведена схема мультивибратора, построенного на двух транзисторных
каскадах с общим эмиттером, аналогичная схеме лампового мультивибра-
тора с положительным смещением (указанная на рисунке полярность напря-
жения Ек соответствует транзисторам п — р — n-типа; при переходе к тран-
зисторам р — п — р-типа она должна быть изменена на обратную). В зави-
симости от значений сопротивлений RK (и Ек) этот мультивибратор (как
и пентодный) может работать либо с расположением рабочей точки откры-
того транзистора в области крутых спадов коллекторных характеристик,
либо в области, где эти характеристики приблизительно горизонтальны
(см. гл. II, § 3, п. 4) [133]. Ниже мы будем иметь в виду работу только
28 а. М. Бонч-Бруевич
434
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
(ГЛ. V
в первом режиме (в режиме «насыщенных» транзисторов) и считать поэтому,
что коллекторное напряжение открытого транзистора близко к нулю.
Принцип работы мультивибраторов на плоскостных транзисторах,
по существу, не отличается от принципа работы ламповых мультивибрато-
ров. Поэтому качественное и приближенное количественное рассмотрение
процессов, протекающих в последних, может быть распространено на тран-
зисторные мультивибраторы.
Как и в электронноламповых мультивибраторах, постоянные времени
переходных цепей выбираются большими по сравнению с длительностью
изменения коллекторного напряжения при резком изменении потенциала
базы, а коэффициент усиления
К — 1,
где Н01 и Т?02 — сопротивления нагрузок первого и второго транзисторов
(с учетом входного сопротивления другого), а «Sf и S2 — значения крутизны
характеристик коллекторного тока. Цикл возникающих при этих условиях
колебаний в транзисторном мультивибраторе может быть разделен на этапы
протекания относительно быстрых и относительно медленных процессов.
Как и в ламповых схемах, быстрый процесс начинается, когда напряжение
на базе запертого транзистора достигает напряжения запирания (близкого
к нулю) и этот транзистор отпирается. К концу быстрого процесса запер-
тый и отпертый транзисторы меняются местами, причем потенциал базы
первого оказывается значительно ниже потенциала запирания. Дальше сле-
дует относительно медленное изменение потенциала базы запертого тран-
зистора по мере разрядки разделительного конденсатора. Эта часть периода
завершается, когда опять восстанавливаются условия, необходимые для
протекания в схеме быстрого регенеративного процесса. Именно это имеется
в виду, когда говорят, что потенциал базы достиг потенциала запирания
(отпирания) транзистора. Определение величины этого потенциала ослож-
няется тем, что в рассматриваемом режиме отпертый транзистор не управ-
ляется потенциалом его базы, пока последний не изменится до такого зна-
чения, при котором рабочая точка покинет область крутых участков кол-
лекторных характеристик [1331. Поэтому значение £7бзап еще в большей
степени, чем UaaIJ у лампового мультивибратора, зависит от параметров
схемы, а при неудачно выбранных параметрах процесс перехода к регене-
ративной стадии замедляется или мультивибратор перестает даже возбу-
ждаться и оба транзистора оказываются в отпертом состоянии (в режиме
насыщения).
Длительность быстрого процесса при больших значениях Нк существен-
но зависит от постоянной времени коллекторной цепи, а при малых Нк —
от инерционности самого транзистора (см. гл. III, § 4), и его минимальная
продолжительность порядка
«Ф ® ’ (5-48)
где /* — предельная частота, характеризующая транзистор (см. выраже-
ние (2.45)).
Не рассматривая подробно изменений потенциалов и токов в цепях
всех электродов транзисторов в течение всего периода колебаний, остано-
вимся только на процессе восстановления проводимости запертого тран-
зистора, определяющем период колебаний. Пусть в момент t = 0 отпи-
рается транзистор Ti, поскольку потенциал его базы достигает значения заг,.
При этом потенциал коллектора падает от величины Ек — 7?к практи-
чески до нуля. Разделительная емкость за время быстрого перехода не изме-
няет своего заряда, и поэтому потенциал базы транзистора Т2 падает от
S 21
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
435
значения, близкого к нулю, до — (Ек — Rid- Этот транзистор запирается
и в дальнейшем, по мере разрядки Ср2 с постоянной времени тр = R§CV,
потенциал его базы возрастает, стремясь к величине Ек + I^Re (послед-
нее слагаемое соответствует протеканию в цепи базы запертого транзистора
тока, равного току коллектора в этом режиме). Поэтому время, в течение
которого напряжение иб достигнет величины Z763an, будет
t' = CpjF?6 In
2Дк+7^(Дб—Дк)
Дк+ /кДб — Гб зап
и период колебаний в симметричной схеме (без учета времени, занимаемого
быстрыми переходами)
Т = 2СР йб In 2Дк+/к(Дб-Дк)
Р Дк + /кЛб-^зап
(5.49)
Обычно I„ (R6 — Ек) <С Ек и U6 зап < Ек, и поэтому для расчета периода
колебаний симметричного мультивибратора, в котором каждый транзистор
(пока он открыт) работает в режиме насыщения, можно пользоваться соот-
ношением
71 « 2C'PR6 In 2.
Поскольку при этом коллекторное напряжение открытого транзистора
близко к нулю, амплитуда импульсов, снимаемых с коллекторов,
Дпк ~ Ек—I^RK. (5.50)
Как отмечалось, работа в мультивибраторе транзисторов в режиме насы-
щения приводит к замедлению процесса перехода к регенеративной стадии
или даже к прекращению самовозбуждения схемы. Поэтому мультивибра-
торы, собранные по основной схеме, часто работают с расположением рабо-
чей точки отпертого транзистора в области пологих участков его коллектор-
ных характеристик. Для этого достаточно выбрать соответствующие (отно-
сительно малые) величины сопротивлений RK. Расчет такой схемы может
быть сделан по аналогии с расчетом электроннолампового мультивибра-
тора, построенного на пентодах (см. п. 2 настоящего параграфа).
Форма напряжения в разных точках транзисторного мультивибратора
в общих чертах аналогична форме напряжения в соответствующей лампо-
вой схеме (рис. 5.42, б). Значительное отличие формы импульсов, снимаемых
с коллекторов, от прямоугольных связано с тем, что разделительный кон-
денсатор, частично разрядившийся за время, пока транзистор, к базе кото-
рого он присоединен, был заперт, заряжается после отпирания этого тран-
зистора. Так как сопротивление интервала база — эмиттер в пропускном
направлении очень мало, протекание тока зарядки разделительной емкости
не сопровождается заметным изменением потенциала базы транзистора
и появлением на графиках ик (t) характерных выбросов, следующих за
отпиранием транзистора.
Практически все напряжение, обусловленное протеканием зарядного
тока Ср, падает на сопротивлении RK, что приводит к относительно мед-
ленному (с постоянной времени тр яз Ср7?к) изменению напряжения ик
после того, как транзистор закрылся (см. рис. 5.42, б). Это явление совер-
шенно аналогично наблюдаемому в электронноламповых мультивибраторах,
но в транзисторной схеме оно выражено резче. Причина заключается в том,
что черев каждое сопротивление R6 протекает ток базы, определяющий
положение рабочей точки открытого транзистора, и это сопротивление
не может быть взято столь большим, как сопротивление утечки сетки в элек-
тронноламповой схеме. Поэтому и отношение Rq/Rk, определяющее отно-
шение постоянных времени тр/тр, оказывается меньшим, чем в ламповой
28*
436
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
(ГЛ. V
Рис. 5.43. Схема транзисторного муль-
тивибратора с улучшенной формой
импульсов, аналогичная ламповой схе-
ме, изображенной на рис. 5.38, б.
раторов их рационально строить
Рис. 5.44. Схема транзи-
сторного мультивибратора
с эмиттерной связью.
схеме, а следовательно, и время нарастания коллекторного напряжения
(вследствие зарядки разделительной емкости) занимает большую часть
периода, чем время нарастания анодного напряжения в ламповом мульти-
вибраторе.
Для приближения формы импульсов, снимаемых с коллекторов, к пря-
моугольной могут быть использованы приемы, о которых говорилось выше
при рассмотрении ламповых схем. В ча-
стности, хорошие результаты дает вклю-
чение дополнительных цепочек с диода-
ми в цепи связи транзисторов (рис. 5.43),
т. е. постройка схемы, совершенно ана-
логичной ламповой схеме, изображенной
на рис. 5.38, б.
Температурная нестабильность ча-
стоты транзисторных мультивибраторов
больше, чем электронноламповых, что в
первую очередь связано с зависимостью
от температуры величины тока (см.
гл. III, § 4), входящего в выражение
для периода колебаний (5.49). Для повы-
шения стабильности частоты мультивиб-
на кремниевых триодах и выбирать по
возможности небольшие значения сопротивлений и RK.
Кроме рассмотренной основной схемы мультивибратора, на транзи-
сторах могут быть построены и другие схемы мультивибраторов.
В частности, во всех приведенных выше электронноламповых мульти-
вибраторах лампы можно заменить транзисторами (с соответствующим изме-
нением цепи питания базы по сравнению с цепью
питания сетки лампы). В качестве примера на
рис. 5.44 приведена схема мультивибратора с эмит-
терной связью, представляющая собой аналог
лампового мультивибратора с катодной связью.
Кроме того, комбинируя п — р — п- и р — п —
р-транзисторы, а также пользуясь тем, что в кол-
лекторной цепи протекает большой ток при отпи-
рании перехода коллектор—база, можно построить
транзисторные мультивибраторы, не имеющие лам-
повых аналогов. Такие схемы здесь рассматри-
вать не будем.
5. Блокинг-генератор. Блокинг-генератор
представляет собой релаксационный генератор с
большой индуктивной обратной связью, осущест-
вляемой с помощью трансформатора со стальным или ферритовым сердечни-
ком. Первичная обмотка трансформатора включается в анодную цепь лампы
(рис. 5.45), а напряжение, снятое со вторичной обмотки, может быть подано
либо на ее сетку, либо на катод (для определенности будем сначала иметь
в виду ламповые блокинг-генераторы). Здесь мы ограничимся рассмотре-
нием только первого случая, имеющего ряд преимуществ. Полезная нагруз-
ка 7?н может быть присоединена к специальной обмотке трансформатора
или к аноду лампы (например, через разделительную /?С-цепь) и при ана-
лизе схемы ее можно пересчитать в первичную или вторичную (сеточную)
обмотку трансформатора.
Большую часть периода лампа блокинг-генератора заперта, а ее отпи-
рание сопровождается появлением в анодной и сеточной цепях кратковре-
менных импульсов напряжения и тока с крутыми фронтами. Используя
§ 2}
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
437
частоты блокинг-гене-
Рпс. 5.45. Принципиаль-
ная схема блокинг-гене-
ратора.
специальные импульсные трансформаторы, можно снизить длительность
генерируемых импульсов напряжения до десятых и даже сотых долей микро-
секунды при том условии, что продолжительность фронтов составляет
десятые или несколько сотых долей длительности импульсов. Амплитуда
же импульсов напряжения на аноде лампы близка к величине напряжения Еа.
Наконец, коэффициент заполнения может быть весьма мал — порядка сотых,
тысячных или еще меньше. Поэтому блокинг-генераторы широко исполь-
зуются в радиоэлектронной аппаратуре как источники мощных кратковре-
менных импульсов в тех случаях, когда к стабильности их частоты и формы
не предъявляется жестких требований. Стабильность
ратора, вообще говоря, ниже, чем мультивибратора.
Она может быть несколько повышена как и в муль-
тивибраторе, если сопротивление утечки сетки сое-
динить с положительным полюсом источника питания
анодной цепи (блокинг-генератор с «положительной
сеткой»).
Лампа блокинг-генератора потребляет энергию
от источника питания Еа только в те интервалы вре-
мени, когда она отперта. Поскольку они много мень-
ше периода колебаний, мгновенная потребляемая
мощность может на несколько порядков превосходить
допустимую (среднюю) мощность рассеяния на аноде
лампы. Поэтому лампы в схемах блокинг-генераторов
могут работать в сильно форсированном режиме и
напряжение Еа может быть выбрано в несколько раэ
более высоким по сравнению с непрерывным режи-
мом работы лампы. Поэтому даже при применении
в схеме маломощных ламп можно получить мощные
импульсы.
Для того чтобы предотвратить наводки со сто-
роны блокинг-генератора на другие каскады радио-
электронного устройства через общий источник питания анодных цепей,
в схему генератора включают развязывающий фильтр (7?ф, Сф на рис. 5.45).
Емкость фильтра служит источником энергии, питающим лампу в период
протекания анодного тока. Величина этой емкости и значение 2?ф выби-
раются из очевидных соотношений
Д£а S Сф ’
где /а — анодный ток открытой лампы (см. ниже), f — длительность воз-
буждаемого импульса, Т — период колебаний (полагаем, что Т > С) и &Еа—
допустимое изменение напряжения на конденсаторе Сф при разряде
его анодным током лампы. На самом деле необходимое значение емко-
сти Сф колеблется в пределах от десятых до нескольких сотен микро-
фарад.
Детальное рассмотрение протекающих в блокинг-генераторе процессов
весьма сложно, так как, помимо нелинейности характеристик лампы и ее
работы в необычном режиме больших положительных напряжений на сетке
и малых анодных напряжений (см. ниже), следует принимать во внимание
два накопителя энергии — конденсатор в сеточной цепи и трансформа-
тор [10, 134]. Поэтому здесь мы ограничимся общим описанием процессов,
протекающих в схеме, опуская ряд подробностей.
Положим, что сначала конденсатор Ср (рис. 5.45) заряжен до такого
напряжения ис, что лампа заперта. С течением времени конденсатор разря-
жается, причем, если постоянная времени тр = СрНс велика, то действием
438
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
индуктивности вторичной обмотки трансформатора можно пренебречь и счи-
тать, что разряд происходит по экспоненциальному закону. В некоторый
момент (ti на рис. 5.46) потенциал сетки лампы достигает потенциала запи-
рания, и в анодной цепи лампы появляется ток. Нарастание его вызывает
появление э. д. с. в первичной и вторичной обмотках трансформатора. При
правильно выбранном направлении витков напряжение, возникающее на
вторичной обмотке, имеет такую полярность, что потенциал сетки лампы
дополнительно повышается. Это вызывает и дополнительный рост анодного
тока лампы. Если скорость увеличения его при этом возрастает, т. е. не
только ~ >0, но то растет и напряжение, переданное на сетку
QiL ЙЕ*
лампы через цепь связи,
Рис. 5.46. Формы напряже-
ния на сетке и аноде лампы
блокинг-генератора.
и процесс возрастания анодного тока носит
лавинообразный характер (стадия «прямого бло-
кинга»).
Окончание этого процесса связано с тем, что
по мере увеличения скорости нарастания анод-
ного тока возрастает падение напряжения на
первичной обмотке трансформатора, в результате
чего понижается анодное напряжение лампы
(иа = Е& — Lt и падает крутизна ее анодной
характеристики. Кроме того, уменьшение анод-
ного напряжения и параллельное возрастание
потенциала сетки лампы сопровождаются пере-
распределением ее катодного тока, значительная
часть которого начинает течь на сетку. Этот ток
заряжает конденсатор Ср, и возрастание напря-
жения ис понижает скорость увеличения сеточ-
ного потенциала лампы. В результате этого,
начиная с момента t = t2 (см. рис. 5.46), потен-
циал сетки начинает убывать за счет зарядки
конденсатора Ср сеточным током. Уменьшение
потенциала сетки поддерживает в течение извест-
ния лампы. В этот период
ного времени возрастание анодного тока за счет
обратного перераспределения электронов между
сеткой и анодом (сеточный ток постепенно убы-
вает), несмотря на снижение анодного напряже-
<~^« 0 и иа л const (стадия «формирования вер-
шины импульса»). Однако, начиная с некоторого момента t3, понижение
потенциала сетки не в состоянии поддерживать прежнюю скорость нара-
стания анодного тока, величина ее падает; это вызывает уменьшение напряже-
ния на первичной и вторичной обмотках трансформатора и, следовательно,
дополнительное уменьшение потенциала сетки лампы и увеличение анод-
ного напряжения. Развитие этого процесса приводит к замедлению роста
анодного тока, прекращению его возрастания и, наконец, к его уменьше-
нию. Процесс («обратный блокинг») носит развивающийся характер и закан-
чивается полным запиранием лампы, причем потенциал сетки падает до
напряжения, меньшего потенциала запирания (вследствие того, что кон-
денсатор Ср оказывается заряженным до относительно большого напряже-
ния), а анодное напряжение возвращается в исходное состояние, соответ-
ствующее га = 0 и = 0.
Из приведенного качественного описания процессов, протекающих
в схеме блокинг-генератора, видно, что существенную роль в его работе
играет перераспределение тока эмиссии между анодом и сеткой лампы.
§ 2]
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
439
Анодное напряжение лампы может падать до величины в несколько десят-
ков вольт, а потенциал ее сетки повышаться до напряжения, значительно
превосходящего минимальное анодное напряжение. При этом мгновенные
значения анодного и сеточного токов лампы во много раз превосходят токи,
протекающие в этих цепях при работе лампы в обычном режиме. Это иллю-
стрируют приведенные на рис. 5.47 анодные и сеточные характеристики
лампы 6Н8, полученные при действии кратковременных импульсов на ее
управляющей сетке. Не располагая этими так называемыми импульсными
характеристиками лампы, невозможно рас-
считать схему блокинг-генератора. Но и
при наличии их определение амплитуды,
длительности и крутизны фронтов весьма
трудоемко и выполняется только при де-
тальных расчетах [135]. Поэтому здесь
мы приведем приближенные соотношения,
которые позволяют определить только по-
рядок величин, характеризующих возбуж-
даемые в схеме импульсы.
Минимальное значение анодного на-
пряжения лампы ия min (см. рис. 5.46) по-
рядка (0,1 -г- 0,2) Еа. Поэтому амплитуда
импульсов напряжения, снимаемых с анода
лампы блокинг-генератора,
Uma « (0,8 ч- 0,9)£а.
Период колебаний в схеме блокинг-
генератора в основном определяется вре-
менем разрядки конденсатора Cv до такого
напряжения, при котором лампа отпи-
рается:
о z1 1- бюстах
Т ,~.ncCpln —ут ,
v аап
Рис. 5.47. Импульсные характери-
стики лампы 6Н8.
где C/Vmax — максимальная величина от-
рицательного потенциала сетки лампы (не
считая выброса за счет напряжения на L%
при резком изменении тока, текущего че-
рез трансформатор).
Длительность импульса, возбуждаемого блокинг-генератором, опре-
деляется процессами зарядки конденсатора Ср сеточным током и в первом
приближении может быть найдена на основании соотношения [136 J
t
тт^
су и с max
* т
'стах
где /стах — максимальная величина сеточного тока лампы, соответствую-
щего Uc = СТ^тах и иа = (0,1 0,2) Е&.
Длительность фронта импульса существенно определяется продолжи-
тельностью регенеративного процесса, приводящего к возрастанию анодного
тока лампы. Она зависит от паразитных емкостей схемы С и С" (включая
межвитковые емкости трансформатора и межэлектродные емкости лампы),
и порядок величины может быть оценен соотношением [10]
t О E^c+max f , С" \
440
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
(ГЛ. V
Приведенные соотношения могут служить только для оценки порядка
соответствующих величин, причем для нахождения Ic п,ах нужно распола-
гать импульсными характеристиками лампы. Вместе с тем их рассмотрение
позволяет судить о том, какими параметрами схемы определяются пара-
метры генерируемых импульсов. Как это следует из выражения для t',
управлять длительностью возбуждаемых импульсов можно изменением
величины емкости Ср. При этом изменяется и период чередования сигналов,
который независимо может быть установлен выбором соответствующей
величины сопротивления Вс (см. выражение для Т). Для сокращения дли-
тельности фронта импульсов необходимо насколько возможно уменьшать
паразитные емкости (выбирать лампы с малыми межэлектродными емко-
стями) и использовать специальные импульсные трансформаторы с малыми
межвитковыми емкостями. Кроме того, желательно, чтобы лампа имела
малую величину отношения Сс max//c тах. Из рассмотрения импульсных
характеристик лампы 6Н8, приведенных на рис. 5.47, видно, что для нее
величина Uc max //с так колеблется в пределах 600—200 ом при изменении
Uс от 160 до 80 в и Ua от 20 до 80 в, причем с уменьшением Ua и увеличением Uc
величина Uс max /Iс тах падает. Поэтому для возбуждения импульсов
с малым временем фронта желательно ставить схему в режим, при котором
потенциал сетки достигает большого значения.
Практически блокинг-генераторы, используемые в экспериментальной
физике, строят как на маломощных триодах (6Н7, 6Н8С, 6Н9С, 6С5), в том
числе и пальчиковых (6Н1П, 6Н15П и др.), и пентодах (6Ж4, 6Ж9П и др.)*
так и на мощных лампах (например, ГУ-29), позволяющих получать импуль-
сы напряжения порядка многих киловольт.
Блокинг-генераторы могут быть построены на транзисторах. В самых
общих чертах характер работы транзисторного блокинг-генератора совпа-
дает с характером работы рассмотренных ламповых схем [124, 137]. Анализ
же протекающих процессов и определение параметров возбуждаемых импуль-
сов более громоздки и приводят к еще менее точным выражениям. В част-
ности, существенную роль играют инерционные свойства самого транзи-
стора, осложняющие анализ быстрых стадий процессов и ограничивающие
возможность возбуждения кратковременных импульсов с крутыми фрон-
тами. Конечные значения сопротивлений база — эмиттер и база — коллектор
запертого транзистора не позволяют заменить его разрывами ни в це
пи коллектора ни в цепи базы, если только сопротивление внешней цепи
ненамного меньше сопротивлений запертого транзистора.
Схема блокинг-генератора, построенного на транзисторе п — р — п-типа
с заземленным эмиттером, приведена на рис. 5.48, а. Она аналогична лам-
повой схеме с положительной сеткой, имеющей несколько повышенную ста-
бильность частоты. После запирания транзистора коллекторное напря-
жение по мере разрядки конденсатора Ср стремится к величине Ек
(рис. 5.48, б), и поскольку напряжение запирания транзистора близко к нулю,
процесс отпирания протекает с относительно большой скоростью.
Как и в ламповой схеме, период колебаний в транзисторном блокинг-
генераторе, для которого выбором соответствующих параметров схемы
выполнено условие самовозбуждения (Кп > 1), в основном определяется
временем разрядки конденсатора Ср, зарядившегося, пока протекал боль-
шой ток базы. Пока иб < 0, транзистор заперт и разряд конденсатора идет
через сопротивление Kg и обмотку трансформатора Ь2- Поэтому
Т « СрКб In ,
ск
где UCm —максимальное напряжение, до которого заряжается конден-
сатор Ср, причем его значение сложным образом определеяется параметрами
§ 2]
РЕЛАКСАЦИОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
441
транзистора и схемы [124] и для самых грубых оценочных подсчетов может
быть взято равным Ек.
Когда напряжение ыб достигает потенциала отпирания транзистора
(<! на рис. 5.48, б), в схеме развивается прямой блокинг-процесс, во время
которого выполняется условие > 0, напряжение на базе возрастает,
а коллекторное напряжение стремительно падает. Это ведет к увеличению
тока базы в ущерб току коллектора (перераспределение токов), и процесс
Рис. 5.48. Схема блокинг-генератора на транзисторе (о)
и формы напряжения на разделительном конденсаторе,
базе и коллекторе.
заканчивается, когда рабочая точка находится в области насыщения кол-
лекторного тока, а коллекторное напряжение оказывается близким к нулю.
Поэтому амплитуда импульса напряжения, снимаемого с коллектора,
Um « Ек.
Далее, в течение некоторого времени (t3 — t2), несмотря на резкое
падение крутизны коллекторной характеристики транзистора, величина
diKldt поддерживается приблизительно постоянной за счет обратного пере-
распределения тока коллектора и базы (область приблизительно плоской
вершины импульса). В это время происходит зарядка конденсатора Cv
током, протекающим через базовую обмотку трансформатора и сопротивле-
ние эмиттер — база открытого транзистора. Так как значения гэ и сопро-
тивления трансформатора невелики, то темп этого процесса относительно
высок. Начиная с некоторого момента времени t3 величина diK/dt больше
не может поддерживаться постоянной и, как и в ламповом блокинг-генера-
торе, начинается обратный процесс, приводящий в конечном счете к запи-
ранию транзистора. Порядок величины длительности импульса напряже-
ния может быть оценен приближенным соотношением
t' « (3 -г- 4) Сргэ,
причем величина сопротивления гэ, которая должна быть определена для
транзистора, работающего при малом коллекторном напряжении, имеет
значение порядка нескольких ом.
Подробный анализ приведенной схемы блокинг-генератора, а также
рассмотрение других вариантов транзисторных блокинг-генераторов можно
найти в специальных монографиях [124].
442
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ.
§ 3. ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ (РЕЛАКСАЦИОННЫЕ РЕЛЕ)
1. Триггеры с одним устойчивым состоянием (однотактные триггеры).
Схемы, скачкообразно изменяющие свое электрическое состояние при воз-
действии достаточно большого внешнего сигнала, носят название триггер-
ных схем или релаксационных реле. Они различаются в первую очередь
по числу устойчивых состояний. Триггер, имеющий одно устойчивое со-
стояние, сам возвращается к нему через некоторое время после того, как
был выведен из этого состояния внешним сигналом. Триггер, обладающий
двумя устойчивыми состояниями, пребывает в одном иэ них до тех пор, пока
достаточной величины внешний толчок не приведет к переходу его во вто-
рое устойчивое состояние. Следующее воздействие возвращает схему к исход-
ному режиму. Триггер, имеющий устойчивых состояний, возвращается
к исходному режиму в результате воздействия
7V внешних сигналов.
В триггер с одним устойчивым состоянием
(однотактный триггер), можно превратить лю-
бой релаксационный генератор, если нарушить
условия самовозбуждения схемы, подав, напри-
мер, на сетку лампы большое отрицательное
смещение. Достаточно большой внешний сигнал,
действующий на сетке лампы, будет восстанав-
ливать условия самовозбуждения. Если продол-
жительность такого стартового сигнала не пре-
вышает периода колебаний генератора, в схеме
будет совершаться один цикл колебательного
процесса, после чего она вновь окажется в
исходном режиме.
используются для возбуждения импульсов,
+4
^аг
Рис. 5.49. Схема запертого
мультивибратора, представля-
ющего собой однотактный
триггер.
Однотактные
стандартизации сигналов, создания задержки одного сигнала относительно
другого, для управления работой электромагнитных реле и других устройств,
в качестве амплитудных дискриминаторов и т. д. При рассмотрении различ-
ных схем таких триггеров принимаются во внимание амплитуда, длитель-
ность и полярность необходимых стартовых сигналов и сигналов, полу-
чающихся на выходе триггера, а также время восстановления схемы после
действия одного стартового сигнала.
Типичным примером однотактного триггера, построенного на электрон-
ных лампах, может служить запертый мультивибратор (рис. 5.49). Подан-
ным на управляющую сетку лампы Лх отрицательным смещением схема
удерживается в исходном состоянии, соответствующем запертой левой
и отпертой правой лампам. Если параметры схемы выбраны таким обра-
АгЯагс .
зом, что 2д.^д > 11 то в результате действия кратковременного стартового
сигнала, отпирающего левую лампу, в схеме совершается один цикл коле-
баний, после чего она вновь возвращается в исходное состояние.
Процессы в схеме запертого мультивибратора могут быть исследованы
такими же методами, как процессы в схеме мультивибратора, работающего
в колебательном режиме (см. § 2 настоящей главы). В исходном состоянии
напряжения на анодах и сетках, ламп, а также на разделительных конден-
саторах соответственно равны:'
4°? = ^
и<о)=-Ес,
где Рг = д д- « д~ ТГдГ'
ла2 «а2 i
u<°2> = 0;
s з]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
443
В результате действия сигнала и протекающего в схеме быстрого реге-
неративного процесса первая лампа оказывается отпертой, а вторая полно-
стью запертой (второе крайнее состояние). Поскольку постоянные времени
тр1 и Тр2 значительно больше постоянных времени, анодных цепей ламп,
в момент, непосредственно следующий за переходом схемы во второе край-
нее состояние, можно считать, что напряжения на СР1 и сохраняются
неизменными. Поэтому напряжения на электродах ламп приобретают зна-
чения:
Ч? = А#а,
и^2 — [1~—<7г — РгЛ + ^г^'с!
«<!> - [Яа (1-р2)-Яс] (1 - д2), Ч‘2>= -Яа(1-Р1),
где Pi = » R* и g-г = р R*z (полагаем, что rcl < Rcl).
Ла1 + Йаи1 Ral + Rii «a2 + rci
Следует подчеркнуть, что на самом деле потенциал анода первой лампы
будет несколько меньше величины PiEa (так как пЙ >0). Соответственно
будет несколько ниже и потенциал сетки второй лампы.
Дальнейшие процессы в схеме связаны с изменением зарядов переход-
ных конденсаторов Ср1 и Ср2. По мере зарядки емкости Ср1 потенциал сетки
первой лампы падает, а напряжение на аноде лампы возрастает. В резуль-
тате этого, а также разрядки емкости Ср2, растет потенциал, ветки .второй
лампы. В некоторый момент он достигает значения /73ап, вторая лампа
отпирается, и в схеме протекает регенеративный процесс, приводящий к запи-
ранию первой и полному отпиранию второй лампы, т. е. схема возвраща-
ется в исходное состояние. Для того чтобы найти время, в течение кото-
рого схема пребывает во втором крайнем состоянии, надо определить, через
какой интервал времени после запирания второй лампы потенциал ее сетки
достигает значения Usan. Изменение потенциала сетки второй лампы опи-
сывается уравнением
(“Р” < = °- = -«.(!-₽.»
Пренебрегая быстрым начальным изменением uci при ис >0 и пола-
гая, что при ис1 < 0 сопротивление промежутка сетка — катод лампы
бесконечно велико, будем считать, что напряжение на сетке первой лампы
1
в области ис1 < 0 следует зависимости пс1 =
напряжение на аноде первой лампы
Ес (1 — е tpi). Поэтому
t
R — -—
Wai = Р1Еа—И«С1 = Я1Яа + (1 — Pi) (1 — e Tpi).
Заменяя правую часть уравнения для мгновенных значений пс2 производ-
ной найденной из последнего выражения, и интегрируя полученное
уравнение, получим
_________________________t __t_
«с2 = рЕс (1—р^- Тр2 е tpi — [ц£с (1—Pi) —h Еа (1 — р^ ] е ТР2 .
Тр1 тр2 Тр1 тр2
Это выражение позволяет определить интервал времени, через кото-
рый потенциал сетки второй лампы достигнет величины /73ап- В частном
случае, если тр1 < тр2, т. е. если напряжение на конденсаторе Ср2 прак-
тически не успевает измениться, пока вторая лампа отпирается вследствие
444
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
повышения напряжения на аноде первой лампы, получим время пребыва-
ния схемы во втором крайнем состоянии
г p.gc(l—Pi)
1 П(И^с-£а)(1-Р1) + ^зап'
Наоборот, если тр2 < тр1, т. е. если анодное напряжение первой лампы
практически не успевает измениться, пока вследствие разрядки емкости Ср2
в анодной цепи второй лампы появится ток, то имеем
*2 — ТР2 111 — тт •
и зап
Следовательно, как в первом, так и во втором случаях длительность
пребывания схемы во втором крайнем состоянии определяется постоянной
времени разделительной цепи, имеющей меньшее значение. При этом, если
тр2 < ТР1, то работа триггера отличается меньшей стабильностью. Причина
этого заключается в относительно медленном изменении потенциала сетки
запертой второй лампы около значения uc2 = Uaan, поскольку пс2 в своем
изменении стремится к нулю. Если же тр1 < тр2, то скорость изменения нс2
вблизи Uaan значительно больше, поскольку потенциал сетки нс1 стремится
к большому отрицательному напряжению, а в связи с этим нс2 — к высо-
кому положительному напряжению. Поэтому малые изменения напряжения
источников питания, колебания анодных токов ламп и т. п. в этом случае
оказывают значительно меньшее влияние на величину t’,_ чем если
Тр2 ТР1'
Для возвращения схемы к исходному режиму после запирания пер-
вой лампы напряжения на СР1 и СР2, изменившиеся, пока она была открыта,
должны вновь приобрести начальные значения, т. е. емкость Cpi должна
отдать излишний заряд, а Ср2 получить недостающий заряд. Эти процессы
протекают соответственно с постоянными времени
Tpi — Ср1 (2?с1 + ^аг) и тр2 — Ср2 (^ai 4~ гсг)»
причем в зависимости от параметров схемы одна из этих постоянных времени
может быть больше другой. Очевидно, что большая из них определяет время
восстановления схемы, которое может быть приближенно определено как
при тр1 > Тр2 и как
t » 5Ср1 (7?с14*/?а2)
I = 5Ср2 (7?а1гс2),
(5.51)
если тр1 с тр2.
Характер изменения напряжения на электродах ламп запертого муль-
тивибратора иллюстрируют графики, приведенные на рис. 5.50. Амплитуда
импульсов, которые могут быть сняты с анода второй лампы, очевидно,
равна величине
Um — Еа (1—р2).
(5.52)
В приведенном анализе подразумевалось, что длительность стартовых
сигналов значительно меньше интервала времени t'. В противном случае
при определении напряжений гф? и следует учитывать дополнительное
напряжение, обусловленное действием стартового сигнала.
Для выведения запертого мультивибратора из устойчивого состояния
можно подать либо импульс положительной полярности на сетку запертой
лампы, либо импульс отрицательной полярности на сетку отпертой лампы.
В первом случае стартовый сигнал откроет запертую лампу непосредственно.
S 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
445
а во втором случае — после усиления его отпертой лампой. В том и другом
случаях потенциал сетки запертой лампы на короткое время должен стать
выше потенциала запирания. Отсюда непосредственно следует, что ампли-
туды стартовых сигналов должны удовлетворять условиям
и"?>\Ес\-|Z73an|, )
гт(~)> I Ес I — | 67зап | [
ст Р(1—Д2) ‘ J
(5.53)
^зал
зал
“аг I
Рис. 5.50. Характер изме-
нения напряжения на элек-
тродах ламп запертого
мультивибратора.
Написанные соотношения позволяют рассчитать схему запертого муль-
тивибратора. Положим, например, что требуется построить запертый мульти-
вибратор, который должен срабатывать, если ам-
плитуда стартовых сигналов, действующих на сет-
ке его запертой лампы, превышает 10 в. При этом
амплитуда импульсов, снимаемых с анода второй
лампы, должна быть 100 в, а их длительность
5 • 10-4 сек. Для постройки схемы выберем лампу
6Н8 (р = 20 и Ri = 8 ком), а напряжение источ-
ника питания — равным 300 в. На основании со-
отношения (5.52) найдем, что р2 = 2/3 и /?а2 =
= 4 ком. Имея в виду, что | U3an | » 15 в, выбе-
рем Ес равным 25 в. Далее, положим, что выбо-
ром параметров схемы будет удовлетворено со-
отношение тр1 < тр2. Тогда время С определится
соотношением для t[. Подставляя численные зна-
чения входящих в него величин (берем Pi = р2),
получим тр1 = 7*10-4 сек. Для того чтобы обес-
печить такую постоянную времени, необходимую
для получения f'=10-3 сек, возьмем 7?ci = Ю8 ом
и £*р1 = 700 пф. Далее, для того чтобы действи-
тельно было выполнено неравенство тр1 < тр2,
выберем тр2 = 10 тр1. Для этого возьмем Rc2 =
= 103 ом, а Ср2 = 7000 пф. Время восстановления
схемы найдем на основании выражения (5.51):
вре-
ДОЛ-
сек.
ано-
t" = 3,5-10’3 сек. Следовательно, интервал
мени между двумя стартовыми сигналами не
жен быть меньше, чем t' + £"=4,5-10-3
В противном случае импульсы, снимаемые с
да второй лампы, не будут идентичными.
Относительно большое время восстановления
ственным недостатком запертого мультивибратора. Сравнительно малое
время восстановления, меньшее, чем длительность пребывания схемы во
втором крайнем состоянии, имеет однотактный триггер с несимметричными
цепями связи (рис. 5.51). В отличие от схемы запертого мультивибратора,
здесь один из разделительных конденсаторов заменен сопротивлением (о наз-
начении емкости Ci сказано ниже). Напряжение Ес и сопротивления
и Т?2 выбраны такими, что потенциал сетки первой лампы меньше потен-
циала запирания. При этом исходное устойчивое состояние схемы отвечает
запертой первой и.отпертой второй лампам. Ему соответствуют следующие
значения потенциалов электродов ламп:
схемы является суще-
и^-р^р2(РгЕа+Ес)-Ес
и(0) = 0,
и^ = р2Еа.
446
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
Рис. 5.51. Схема однотактного
триггера с несимметричными
цепями связи.
Из исходного состояния схема выводится импульсом напряжения,
достаточным для отпирания первой лампы. Амплитуды стартового импульса
положительной полярности, подаваемого на сетку запертой лампы, или
импульса отрицательной полярности, подаваемого на сетку отпертой лам-
пы, определяются из таких же соображений, как и в случае запер-
того мультивибратора, и соответственно равны
rj(—Я2+Р1
СТ «2 ’
(5.54)
В первый момент после перехода схемы во
второе крайнее состояние потенциалы электро-
дов ламп:
Ч1? ~ ’ 4V=Е-
С1 Л1Т-ла2 + гс1
(как и в запертом мультивибраторе, на самом деле потенциалы анода первой
лампы и сетки второй несколько ниже, чем это сле-
дует из написанных выражений).
Время, в течение которого схема находится во
втором крайнем состоянии, определяется процессом
восстановления потенциала сетки второй лампы до
значения Usan в связи с разрядом емкости Ср2 и
равно величине
= (5.55)
I и зап I
(тр2 — (НС2 + ^al) Cpz)-
После того как напряжение на сетке второй лам-
пы достигает значения uc2 = Usan, схема возвращает-
ся в исходное состояние, причем напряжение на кон-
денсаторе Ср2 восстанавливает свою величину за
время
t ~ 5тР2 — 5Ср2 (/?ai Ч- гсг) •
(5.56)
Рис. 5.52. Характер из-
менения напряжения на
электродах ламп тригге-
ра
На рис. 5.52 приведены графики, иллюстрирую-
щие изменения напряжений на электродах [ламп
триггера с несимметричными цепями связи.
Так как восстановление начального состояния
схемы связано с зарядкой емкости Ср2, присоединен-
ной к сетке открытой лампы, то t" <i t'. Стабильность
рассматриваемой схемы такова же, как и стабиль-
ность запертого мультивибратора, работающего во
втором режиме.
Сопротивление /?2 в цепц связи ламп зашунти-
ровано емкостью Свх лампы Поэтому коэффи-
циент передачи быстрых составляющих измене-
ния анодного напряжения оказывается малым, что
кание регенеративного процесса. Для увеличения коэффициента переда-
чи сопротивление шунтируют емкостью Съ которую иногда называют
с несимметричными
цепями связи.
затрудняет проте-
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
447
§ 3]
«ускоряющей». Ее величину выбирают тем большей, чем больше Свх:
о
С'1 = аС'вх, причем а «—2. Излишнее увеличение емкости Cj нежелательно,
так как ведет к затягиванию возрастания анодного напряжения лампы Jlt
-в нерегенеративной стадии процесса перехода триггера во второе крайнее
состояние, поскольку последовательно включенные емкости и Свх при-
соединены к аноду этой лампы. Обычно величина Cj окончательно подби-
рается экспериментально и имеет значение порядка нескольких десятков
или сотни пикофарад.
Часто применяется однотактный триггер, приведенный на рис. 5.53, а,
основой которой служит усилительный каскад с катодной связью. Элемен-
том прямой связи второй лампы с первой служит общее катодное сопротив-
ление, а положительная обратная связь дается цепью, состоящей из кон-
денсатора Ср2 и сопротивления Т?с2.
При выполнении неравенства Як/ао2 > | t73an | единственное устой-
чивое состояние схемы соответствует запертой первой и открытой второй
лампам. В этом исходном состоянии потенциалы электродов ламп (отсчи-
танные от их катодов) имеют следующие значения:
„(0) — 7?
“С1 - Ea i+a2^b2 .
„(0) _ с 1 + а2
Uai ~Е*т+«2+Т7’
„(0)__л
Кс2 = U,
и®
Еа
1 + а2+^2 ’
а на сопротивлении 7?к падает напряжение
ft2
1 +а2+ ^2
(здесь аг = ~ и ьг = )•
'>ак2 Щ’2 -Нак2
Амплитуда стартового сигнала положительной полярности, действую-
щего на сетке первой лампы, должна превосходить значение и®} — | U3an |,
т. е.
i>2
----1^зап|-
1-Га2'Г°2
(5.57)
Для того чтобы после отпирания первой лампы в схеме протекал реге-
неративный процесс, произведение коэффициентов прямой и обратной пере-
дачи напряжения должно быть больше единицы.
В результате регенеративного процесса вторая лампа оказывает-
ся запертой, а в анодной цепи первой протекает ток. В этом состоянии
448
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
потенциалы электродов ламп равны:
1 ~t~a2 "I
^~ba2~i~^2 -1 *
а на сопротивлении Ек падает напряжение
bj
l+ei + ^i
/7 ^al Да1
1 ^ак1 Rit
Далее, через
и
h —
1 ^ак1 Яц J
время
— Т о In
Р ^аап X. 1 +«г+ fc2
(5.58)
емкость Ср2 разряжается настолько, что потенциал сетки второй лампы
достигает значения £7зап. В результате этого схема вновь возвращается
Рис. 5.54. Характер из-
менения напряжения на
электродах ламп тригге-
ра, собранного по схеме,
приведенной на рис.
5.53, а.
в первое состояние, причем все напряжения при-
обретают начальные значения через время
t" Р& 5(?Р2 (/?al +гс2 + Вк), (5.59)
необходимое для восстановления начального заряда
конденсатора СР2-
Очевидно, что если интервал времени между
двумя последовательными стартовыми сигналами
превышает величину t' + t", то действие каждого
из них сопровождается появлением на аноде второй
лампы положительного, а на аноде первой лампы
отрицательного импульса, амплитуды которых соот-
ветственно равны
Uml = Еа [ 1+^ь- - i + ai+bl ] ’ 1
? (5.Ь0)
[7 _Е Г 1 + °1____________1___1 I
l+^+bi H-«24-fe2J • J
Одновременно на сопротивлении RK появляется им-
пульс напряжения
(5-М)
На рис. 5.54 приведены графики, изображаю-
щие характер изменения напряжений на электродах
ламп после действия одного стартового сигнала.
Для иллюстрации приведенных соотношений
найдем параметры триггера с катодной связью при
условии, что амплитуда стартовых импульсов не
меньше 10 в, длительность пребывания схемы во
втором состоянии t’ должна быть 50 мксек, ампли-
туда импульсов, снимаемых с анодов ламп, 50 в и время восстановления
t" 10 мксек. Для постройки схемы выберем двойной триод 6Н8 (В., — 8 ком,
ц = 20 и гс = 1 ком), а Еа = 250 в. С целью упрощения расчета будем счи-
тать, что лампы идентичны и что 7?а1 = Да2. Тогда a{ = a2 и bt = b2.
Далее заметим, что если величина Wei не превосходит во много раз значе-
ния потенциала запирания лампы (что, очевидно, имеет место в данном
§ 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
449
случае), то выполняется неравенство (1 + а) > Ь. При этих условиях из со-
отношения (5.60) находим
£а ,_Um_ ’
Ea
Следовательно, для получения заданной амплитуды импульсов надо выбрать
а — 0,25, т. е. /?а = 2 ком.
Далее, решая соотношение (5.57) относительно величины Ь, получим
Ь = Щст + | Uзап |).
Полагая, что с достаточной степенью приближения можно считать
Е
I U3an | = — = 12,5 в, найдем b = 0,12 и RK — 1 ком. Как легко видеть,
р*
сделанное выше предположение о том, что (1 + а) > Ь, на самом деле оправ-
дывается. Для того чтобы время восстановления схемы не превышало 10 мксек,
емкость Ср2 должна удовлетворять неравенству
<-_______£1______
Р2^ 5(Ла1 + гс2 + Як)
(см. выражение (5.59)).
Подставляя в (5.59) значения соответствующих величин, получим
СР2 500 пф. Выберем Ср2 = 400 пф. Для того чтобы при этом значении
Ср2 интервал времени t' имел необходимую Величину, сопротивление /?с2
следует определить из условия
ср21п и 0
(см. формулу (5.58)). При выбранных величинах Ср2 и а получим
/?с2 = 100 ком. Наконец, нетрудно убедиться, что при выбранных пара-
метрах схемы в ней возможен регенеративный процесс.
Снижая величину емкости Ср2 и соответственно увеличивая значение
сопротивления Кс2, можно еще уменьшить отношение t"ft’, сохраняя пос-
тоянной величину времени t'. При этом следует иметь в виду, что возмож-
ности уменьшения величины t" кладет предел время перехода схемы от
одного крайнего состояния к другому.
На рис. 5.53, б приведена другая схема триггера с катодной связью,
отличающаяся тем, что в ней сетка второй лампы связана через сопротивле-
ние утечки с положительным полюсом источника питания, а сетка первой
лампы присоединена к потенциометру, состоящему из сопротивлений Ri
и R2.
Если выбором параметров схемы удовлетворено неравенство
4°? = — Ел (1+а^+Ь2 - -R^R^)< ^зап’ (5-62)
то схема имеет одно устойчивое состояние, при котором лампа JIi за-
перта, а Л2 — отперта. Действие на сетке лампы стартового сигнала
U(ct > | «ст | — | изал | приводит к отпиранию первой лампы, и при выпол-
нении условия /Гр >1 в схеме происходит регенеративный процесс, при-
водящий к полному- запиранию второй лампы и сохранению проводимости
первой после окончания действия стартового сигнала. Имеющие при этом
место изменения анодных напряжений ламп совпадают со значениями Umi
и даваемыми выражениями (5.60). -. .
29 д. м. Бонч-Бруевич
450
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
ИГЛ. V
Интервал времени, в течение которого схема остается во втором край-
нем состоянии, как и в описанных выше однотактных триггерах, опреде-
ляется процессом разрядки емкости б'р2. Но, в отличие от предыдущей
схемы, потенциал сетки второй лампы в своем изменении стремится не
к потенциалу катода, а к напряжению источника анодного питания. Вслед-
ствие этого скорость изменения вблизи потенциала запирания лампы боль-
ше, чем в схеме на рис. 5.53, а, и величина времени Г меньше зависит от не-
больших колебаний Z7aaH при непостоянстве напряжения источников пита-
ния, изменении характеристик ламп с течением времени и т. д. Значение
времени V определяется приближенным соотношением
f ~ Тр2 In
р 4-u<0>—u<’>—и(1)
да+ца1 Ца1 ик
®а + 1^ зап I'—ик
(5.63)
Это выражение написано в предположении, что потенциал сетки лам-
пы Лг в тот период, когда она открыта, близок к нулю. На самом деле, потен-
циал Wei’ можно несколько менять, варьируя соотношение между сопро-
тивлениями /?! и Н2. С возрастанием Ис1? увеличивается анодный ток лампы
Л±, уменьшается напряжение на ее аноде и!1} и, следовательно, потен-
циал сетки второй лампы оказывается более низким, чем при Wei = 0.
Для восстановления проводимости лампы Л2 в этом случае потребуется
больше времени, чем это следует из (5.63). Совершенно так же, если потен-
циал сетки лампы Лг после ее отпирания меньше нуля, интервал времени
t' меньше даваемого выражением (5.63). Поэтому по мере снижения вели-
чины т = „ 1 р- длительность импульсов, снимаемых с анодов ламп,
уменьшается, а с возрастанием т — увеличивается. Область, в пределах
которой можно варьировать потенциал сетки первой лампы, ограничена.
При слишком низком значении ис1 крутизна характеристики лампы оказы-
вается малой, и быстрые переходы из одного состояния в другое делаются
невозможными. При слишком высоком потенциале сетки Л1 схема пере-
ходит в колебательный режим и превращается в релаксационный генератор.
Обратим внимание на то, что при регулировке величины t' изменением
величины параметра т одновременно изменяется и минимальная ампли-
туда стартовых сигналов, необходимых для срабатывания схемы. Наоборот,
если с помощью изменения величины т регулируется пороговое напряже-
ние срабатывания схемы, то одновременно с этим изменяется и длитель-
ность пребывания ее во втором крайнем состоянии.
Время восстановления напряжений в схеме после того, как первая лампа
вновь запирается, совпадает со значением t", определяемым выражением
(5.59).
Для примера на рис. 5.55 приведены две схемы триггеров с регулиров-
кой длительности снимаемых с их выхода импульсов. В схеме на рис. 5.55, а
эта регулировка осуществляется перемещением движка потенциометра
в цепи сетки левой лампы, в схеме на рис. 5.55, б — управлением потен-
циалом сетки этой же лампы с помощью специального управляющего напря-
жения, подаваемого через катодный повторитель. Контроль длительности
сигналов уровнем напряжения широко распространен в измерительных
устройствах. Недостаток использования для этой цели приведенных выше
схем однотактных триггеров заключается в нелинейной связи V и £7упр.
Ниже будут приведены схемы с линейной связью этих величин.
Стартовые сигналы в схемах, изображенных на рис. 5.55, подаются
через диоды (на сетку правой, нормально открытой лампы). Этот метод имеет,
в частности, то преимущество, что после перехода схемы во второе крайнее
состояние (или в процессе перехода) напряжение на аноде левой лампы
§ 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
451
падает настолько, что диод оказывается запертым и прохождение через
него стартового сигнала автоматически прекращается.
Триггеры могут строиться не только на триодах, но и на пентодах.
В этом случае приближенные расчетные выражения могут быть получены
таким же образом, как это было сделано выше для мультивибратора на пен-
тодах, если аппроксимировать характеристики пентодов отрезками прямых.
Так, например, для триггера с несимметричными цепями связи (см. рис. 5.51),
Рис. 5.55. Две схемы триггеров с регулировкой дли-
тельности выходных импульсов.
построенного на пентодах, в случае расположения рабочей точки открытой
лампы в пределах пологого участка соответствующей анодной характери-
стики лампы найдем:
ит = ЦВа2, (5.64)
U& = U3aa - [ дД2д2- (Яс-/У?а2 + Е&)—Ее ] , (5.65)
I*R al
t' = ТР2 1П rjy-г , (5.66)
. 117 зап I
t — 5Cp2 [Rat -|- гсг)- (5.67)
Выражения (5.64) — (5.67) могут быть непосредственно получены из
соответствующих соотношений для триодной схемы путем замены (1 — р) Ев
на JaRa (см. § 2 настоящей главы).
Все приведенные выражения для расчета разных триггерных схем полу-
чены в результате весьма приближенного рассмотрения протекающих в них
процессов и аппроксимации характеристик ламп прямыми. Поэтому най-
денные с их помощью параметры схем нуждаются в уточнении при наладке
триггеров. Вместе с тем эти выражения дают правильный характер зави-
симости величин, характеризующих работу триггера, от параметров его
схемы. Кроме того, они полезны для выяснения того, насколько изменения
параметров схемы и ламп, а также напряжений источников питания влияют
на амплитуду и длительность возбуждаемых импульсов, на время восстано-
вления схемы и уровень стартовых сигналов. Действительно, воспользо-
вавшись, например, выражениями (5.54) и полагая, что в процессе работы
триггера напряжения питания Еа и Ес, напряжение С7зап и сопротивле-
ния 7?i, Т?2 и Ri изменяются в пределах Еа ± АЕа, Ес ± Д2?с, U3an ±
± ДС7зап» Ri ± ДЛи R2 ± ДТ?2 и Rt ± Д7?г, можно найти пределы изме-
нения амплитуды сигналов, необходимых для запуска схемы С76т± ДПСТ.
Совершенно так же находятся пределы возможных изменений остальных
величин, характеризующих триггер, что необходимо для оценки стабиль-
ности его работы в измерительных схемах.
29*
452
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
Весьма важное значение для надежной работы триггеров имеет выбор
цепи подачи стартовых импульсов. Некоторые схемы связи триггеров с источ-
никами сигналов будут приведены в п. 4 настоящего параграфа и в описы-
ваемых в дальнейшем импульсных устройствах с применением триггеров.
2. Триггеры с линейной зависимостью длительности возбуждаемых
импульсов от величины управляющего напряжения. Приводимые ниже
схемы представляют собой сочетание интегратора с обратной связью (см.
гл. VI, § 3) и однотактного триггера. Время t' пребывания схемы в край-
нем состоянии, устанавливающемся в результате действия стартового сиг-
нала, определяется интервалом изменения напряжения на конденсаторе
Рис. 5.56. Схема триггера с линейной зависи-
мостью длительности выходного импульса от
управляющего напряжения.
интегратора от некоторого на-
чального до определенного по-
рогового значения (а не раз-
рядкой разделительного конден-
сатора, как в однотактных триг-
герах, рассмотренных выше).
Так как это изменение следует
закону, близкому к линейному,
то время tr оказывается при-
близительно линейной функцией
начального напряжения на кон-
денсаторе в схеме интегратора.
Одна из схем триггеров та-
кого типа (иногда в литературе
ее называют «санатроном») при-
ведена на рис. 5.56. Если ис-
ключить конденсатор С и дио-
ды Д±, Д2 и Д3, поддерживать постоянным потенциал управляющей сетки
лампы Л± и, наконец, напряжение Et выбрать достаточно большим для запи-
рания этой лампы, то схема будет представлять собой триггер с несиммет-
ричными цепями связи, построенный на пентоде Л2 и катоде, пентодной
сетке и аноде лампы Л±. В исходном состоянии лампа Л± заперта, а Л2
отперта. Под действием стартового сигнала достаточно большой амплитуды,
подаваемого, например, на пентодную сетку Л2, такая схема переходит
во второе крайнее состояние, в котором лампа Л^ отперта, а Л2 заперта
(полагаем, что выбором параметров выполнено условие Хр > 1). Время
пребывания обычного однотактного триггера в этом состоянии определяется
разрядкой емкости Ср, а анодное напряжение лампы Л1 остается постоян-
ным, пока она открыта. Введение в схему конденсатора С приводит к тому,
что анодное напряжение Л1 после того, как оно приобрело величину Ua при
отпирании лампы, следует зависимость
- U*-(1 - е~
(5.68)
(см. далее выражение (6.35), т. е. падает по экспоненциальному закону
с постоянной времени т = RciC{SRal + 1), стремясь к величине
Ua — SRalEn (рис. 5.57). Постоянная времени перезарядки конденсатора Ср
в рассматриваемой схеме (тр » RaCv, поскольку диод Д3 открыт и его
сопротивление мало) выбирается столь большой, что напряжение на нем
остается практически неизменным за время, пока иа1 успевает измениться
на величину, соизмеримую с Ua. Поэтому, если бы в схеме отсутствовал
диод Д3, а было лишь сопротивление утечки сетки 7?с2, то напряжение на
сетке Л2 непрерывно снижалось бы вслед за падением величины иа1 и лам-
па Л2 все время была бы заперта. Она заперта и при наличии в схеме дио-
да Дз, анод которого присоединен к источнику напряжения Е2 < U3aa, но
§ 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
453
Рис. 5.57. Графики изменения напря-
жения на аноде первой лампы и на сет-
ке и аноде второй лампы схемы, изобра-
женной на рис. 5.56 после действия
стартового сигнала.
при этом, несмотря на уменьшение па1, потенциал сетки Л2 остается почти
постоянным (близким к Е2, см. рис. 5.57). Таким образом, в результате
действия стартового сигнала триггер оказывается во втором крайнем сос-
тоянии, и анодное напряжение первой лампы с течением времени убывает
практически по линейному закону.
Этот закон сохраняется пока остается неизменной крутизна лампы.
Последняя резко падает, когда анодное напряжение па1 уменьшается настоль-
ко, что рабочая точка попадает в область крутых участков анодных харак-
теристик пентода (постоянное, близкое
к нулю напряжение на антидинатрон-
ной сетке поддерживается благодаря
включению в схему диода Д2). При
этом анодное напряжение первой лам-
пы перестает изменяться, достигнув не-
которого значения 77amin, и напряжение
на управляющей сетке второй лампы
начинает возрастать по мере разрядки
Ср, стремясь к величине Еа (интервал
времени t3 — t2 на рис. 5.57). Когда
пс2 достигает потенциала отпирания
Л2, эта лампа отпирается и в схеме про-
исходит регенеративный процесс, ана-
логичный соответствующему процессу в
триггере с одним устойчивым состояни-
ем, но с замедленным нарастанием анод-
ного напряжения первой лампы, что
связано с зарядкой конденсатора С. Ес-
ли напряжение Е2 по своей абсолютной
величине лишь немного превышает по-
тенциал запирания, то интервал вре-
мени
69)
мал по сравнению с временем убывания
wal (если бы в схеме отсутствовал диод
Д3 время t* было бы много больше определяемого последним соотноще-
нием). Это же время в свою очередь определяется разностью Ua — Ua min
и, как это следует из (5.68),
z* = «3_Z2 = Cp7?c2ln/ai^ (5.
73 а — и зап
I — ——-~ riciC.
(5.70)
Значение 1Д отличается от Ua0 на величину, близкую к Е2, а напряжение
Z7a0 устанавливается в схеме, приведенной на рис. 5.56, выбором соответ-
ствующей величины напряжения 77упр, подаваемого на катод диода Дг
от относительно низкоомного источника (его выходное сопротивление должно
быть значительно меньше /?а). В частности, напряжение Uynp может быть
снято с потенциометра, присоединенного к источнику напряжения Еа.
Тогда, изменяя соотношение сопротивлений плеч этого потенциометра,
можно изменять время t'.
В зависимости от ее назначения описываемая схема может применяться
как для получения импульсов, близких по форме к прямоугольным с управ-
ляемой длительностью, так и для получения линейно изменяющегося напря-
жения (оно снимается с анода первой лампы). Отклонение от линейно-
сти составляет малые доли процента; изменение анодного напряжения
454
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
приводит к относительному изменению длительности импульсов, на один-
А£’а
два порядка меньшему чем .
Основой другого варианта схемы с линейной зависимостью длитель-
ности выходных импульсов от величины управляющего напряжения (фан-
тастрон) служит триггер с катодной связью. Большей частью такой триггер
строится на одной многосеточной лампе (пентоде, пентагриде) и существен-
ную роль в его работе играет перераспределение катодного тока между
отдельными электродами. Это осложняет детальное рассмотрение процес-
сов в фантастроне и его расчет.
Принципиальная схема фантастрона на пентоде приведена на рис. 5.58, а.
Катод, управляющая сетка и экранная сетка выполняют роль одного триода,
Рис. 5.58. Принципиальная схема фантастрона на пентоде (а) и характер
изменения напряжения в разных частях схемы после действия стартового
сигнала (б).
а катод, антидинатронная сетка и анод — роль второго триода. В исход-
ном состоянии разность потенциалов между катодом и управляющей сеткой,
присоединенной через сопротивление утечки к источнику напряжения Еа,
близка к нулю. Через сопротивление RK протекает ток экранной и управ-
ляющей сеток (ZKo), причем величина RK выбрана так, что выполняется
условие | /ко-^к | >| U3aa |, где С/зап — напряжение на третьей сетке
лампы, достаточное для запирания анодного тока. Поэтому в начальном
состоянии анодный ток равен нулю, а конденсатор С заряжен до напря-
жения Еа — IKoRK.
Стартовый сигнал положительной полярности подается на антидина-
тронную сетку, причем его амплитуда должна быть достаточно велика для
отпирания лампы (U^ > | IK0RK | — | Uaan |). Появление анодного тока
сопровождается падением анодного напряжения, а это в свою очередь —
уменьшением напряжения на управляющей сетке. Последнее приводит
к уменьшению тока экранной сетки и соответствующему снижению паде-
ния напряжения на сопротивлении RK. Поэтому потенциал третьей сетки
растет, что сопровождается дополнительным возрастанием анодного тока
лампы за счет перераспределения катодного тока между экранной сеткой
S 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
455
и анодом. Параметры схемы выбираются таким образом, что это дополни-
тельное возрастание анодного тока превышает начальное, и поэтому в схеме
происходит регенеративный процесс, сопровождающийся резким падением
анодного напряжения. Он заканчиваемся, когда потенциал управляющей
сетки относительно катода достигает некоторой минимальной величины,
несколько превосходящей потенциал запирания лампы (рис. 5.58, б). Затем
следует стадия сравнительно медленной разрядки емкости С по закону,
близкому к линейному (интервал времени V на рис. 5.58, б). Одновременна
по такому же закону уменьшается анодное напряжение и возрастает напря-
жение между сеткой и катодом лампы.
Эта стадия, аналогичная соответствующей стадии в схеме санатрона,
заканчивается, когда рабочая точка заходит в область крутых участков
анодных характеристик лампы и ее анодный ток практически перестает
управляться напряжением на сетке. Тогда схема перестает работать как
интегратор, емкость С начинает разряжаться быстрее и напряжение на
сетке лампы относительно быстро возрастает (интервал времени t3 — t2).
Это вызывает рост тока экранной сетки и падения напряжения на сопро-
тивлении 7?к. Соответственно возрастает отрицательный потенциал на тре-
тьей сетке относительно катода, что приводит к перераспределению тока
между анодом и экранной сеткой лампы. В результате убывания анодного
тока возрастает потенциал анода, а следовательно и напряжение на управ-
ляющей сетке лампы, поскольку напряжение на конденсаторе С изменяется
медленно. Это ведет к развитию начавшегося процесса, который переходит
в быструю регенеративную стадию, возвращающую схему в исходное сос-
тояние. Последнее восстанавливается полностью после того, как емкость С
получит от источника Ей потерянный ею заряд (зарядка этой емкости идет
с постоянной времени Тс « С (Ra + гс + 7?к), где гс — сопротивление
сетка — катод лампы при ис « 0).
Интервал времени t' пребывания схемы в режиме линейного разряда
конденсатора, т. е. длительность импульса, снимаемого с экранной сетки,
приближенно может быть определен на основании соотношения (5.70). Как
и в схеме санатрона, для управления величиной t' можно изменять началь-
ное анодное напряжение пентода, фиксируя его с помощью источника управ-
ляющего напряжения и диодной схемы.
Так как сопротивление Ra в схемах фантастронов обычно выбирают
большим (порядка многих сотен килоом или мегома), то время восстановле-
ния схемы оказывается соизмеримым с временем t’, что в ряде случаев
бывает неудобно. Для его сокращения между анодом лампы фантастрона
и конденсатором С вводят катодный повторитель, как это изображено на
рис. 5.59. Анод пентагрида 6А10С, на котором построен фантастрон, соеди-
нен с сеткой лампы катодного повторителя (один триод лампы 6Н8С), между
выходом которого и управляющей сеткой пентагрида включен конденса-
тор С. Поскольку выходное сопротивление катодного повторителя мало
(~ j), то постоянная времени зарядки емкости С Тс «= С (RK + гс). Напря-
жение на сетке лампы катодного повторителя должно быть близко к напря-
жению на ее катоде. Поэтому напряжение £7а0, устанавливаемое в схеме при
регулировке величины V, должно оставаться ниже Еа примерно на вели-
чину напряжения анод — катод лампы катодного повторителя (поряд-
ка 100 в).
Линейность зависимости длительности выходных импульсов от вели-
чины управляющего напряжения С7упр сохраняется в пределах изменения f
на один порядок или несколько больше с точностью до 1 %. Непостоянство
напряжения источника питания анодной цепи лампы приводит к относи-
тельному изменению длительности импульсов, примерно на полтора-два
456
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
порядка меньшему чем величина . Изменение напряжения накала при-
водит к нестабильности V обратного знака — с ростом тока накала дли-
тельность t' уменьшается.
Для постройки фантастронов ’желательно выбирать лампы с большой,
крутизной анодного тока по напряжению на первой и третьей сетках, с рез-
ким запиранием лампы напряжением на третьей сетке и с большим внут-
ренним сопротивлением (6Ж4, 6Ж2П, 6Ж2Б, 6А7, 6А10С, 6А2П и др.).
Рис. 5.59. Схема фантастрона с дополнительным катод-
ным повторителем.
Вследствие сложности детального расчета фантастронов [135, 138, 139]
при использовании их в экспериментальной физике удобно располагать
типовыми схемами с указанием значений длительности импульсов t', отве-
чающих разным значениям постоянной времени т = RcC и Uynp. В каче-
стве примера на рис. 5.60, а приведена схема фантастрона, построенного
Рис. 5.60. Схемы фантастронов:
а — без катодного повторителя и б — с катодным повторителем.
на пентоде 6Ж2П, а в табл. 5.1 указаны значения t', которые могут быть
получены при различных постоянных времени RcC.
Для запуска фантастрона нужны стартовые импульсы с амплитудой
порядка 20 в — положительной полярности, если они подаются на третью
сетку и отрицательной полярности, если они подаются на анод (через диод).
Сопротивление источника управляющего напряжения не должно превы-
шать нескольких десятков килоом. Выходные импульсы положительной
полярности снимаются с экранной сетки лампы (их амплитуда около 60 в)
§ 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
457
или с сопротивления в ее катодной цепи (их амплитуда около 10 в). В первом
случае выходное сопротивление фантастрона около 20 ком, а во втором —
порядка 1. ком.
Таблица 5.1
Данные фантастрона, построенного по схеме на рис. 560, а
«с- Мом С, пф *inin, Л1КС6К ^Упр^ =20 в) ^шах» мксек (иупр= =280 в) Максималь- ное время восстанов- ления i , Л1ксек (U = =280 в) «с> Мом С, пф *min* мксек (иупр= =20 в) *шах, Л1КССК (С7упр= =280 в) Максималь- ное время восстанов- ления t , Л1ксек (Пупр= =280 в)
1,о 100 7 90 270 2,2 1000 150 2000 2700
1,0 1,0 . 220 470 15 30 200 440 600 1600 2,2 1200 180 2450 2700
1,0 1000 70 930 2700 3,3 1200 265 3700 3250
Максимальное время восстановления схемы, как это видно из табл. 5.1,
зависит от значения емкости Сив большинстве случаев превышает вели-
чину i'max. Оно может быть доведено до десятков микросекунд введением
Рис. 5.61. Схема фантастрона, использовавшаяся при импульсной рент-
генографии.
в схему катодного повторителя (рис. 5.60, б). При этом диапазон рабочих
значений напряжения С7упр ограничивается сверху величиной порядка 230 в.
На рис. 5.61 приведена схема фантастрона с дополнительными каска-
дами, применявшаяся в сверхскоростной импульсной рентгенографии для
включения генератора, питающего рентгеновскую трубку через заданный
интервал времени после подачи управляющего сигнала [140]. Такие фан-
тастронные схемы задержки используют и во многих других случаях для
выделения определенной стадии процесса или включения того или иного
регистрирующего либо управляющего устройства с вполне определенным
запаздыванием относительно начала исследуемого процесса.
В схеме рис. 5.61 с фантастроном на лампе 6А7 длительность выходного
импульса t' плавно регулируется в пределах от 1 до 250 мксек перемеще-
нием движка потенциометра П2. Фантастрон запускается импульсом поло-
жительной полярности, действующим на входе схемы и усиливаемым с помо-
щью каскада на триоде 6Н8. Порог срабатывания схемы регулируется
потенциометром 1Ц. Импульс, снятый с выхода фантастрона (с катодного
сопротивления лампы 6А7), дифференцируется, проходя через ЙС-цепь
458
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1ГЛ. V -1
Рис. 5.62. Принципиальная схема следя-
щего триггера (триггера Шмитта) (в) и гра-
фики изменения напряжения на сетке и ка-
тоде лампы, поясняющие работу, триг-
гера (б).
с малой постоянной времени (~2,5 мксек), и подается на сетку лампы 6П9. Ч
Изменяя положение движка потенциометра П5, подбирают такое отрицатель- t
ное смещение на сетке этой лампы, что в отсутствие импульса, даваемого 4
фантастроном, она заперта. Поэтому через лампу проходит только импульс 1
положительной полярности, получающийся при дифференцировании зад- 4
него фронта импульса фантастрона. Иначе говоря, на аноде 6П9 появляется
кратковременный импульс отрицательной полярности, запаздывающий отно-
сительно стартового импульса на вре- д!
мя t'. Этот импульс усиливается пос- fl
ледним каскадом схемы и в устрой- 2
стве, описанном в работе [140], ис- У
пользуется для управления тират- S
роном. i
Диапазон изменения f может
быть несколько расширен в сторону '
больших значений интервалов вре- У
мени путем соответствующего изме-
нения сопротивлений, включенных
последовательно с П± (проволочный У
прецизионный потенциометр). Для S
надежной работы схемы все сопро- ,
тивления в схеме фантастрона дол- fl
жны быть стабильными. ?
3. Следящий триггер (триггер
Шмитта). В отличие от однотактных
триггеров, рассмотренных в ц. 1 на- \
стоящего параграфа, второе крайнее У
состояние следящего триггера под- У
держивается действием самого вне- /
шнего (стартового) сигнала. Каю у
только уровень последнего стано-
вится ниже определенного значения,
триггер возвращается в исходный Д
режим.
Основой следящего триггера (рис.
5.62, а) служит усилительный кас- ;
кад с катодной связью, но в отличие от построенной на таком каскаде схемы Д
однотактного триггера, рассмотренной выше, цепь обратной связи состоит ;
из двух сопротивлений ,и Т?2 (конденсатор Clt шунтирующий Rit вклю-
чается для компенсации уменьшения коэффициента передачи цепи связи j
на высоких частотах за счет действия входной емкости лампы Л2, см. выше), «л
В исходном состоянии первая лампа заперта, а вторая отперта *). Для этого
должны быть выполнены неравенства '
-40) = (£а + Е±) ---^-/аоКк <. <7вап1, ]
ЛЗТД4 >
Мск2 — ис2? — wk° ) = (Ea-\- Е±) —д—. и2 , и-E±—Iа&Кк > ^зап2» J
ла1 + а1+л2 »
(5.71)
Кроме того, параметры схемы выбирают так, чтобы при открытых обеих.
*) В схеме на рис. 5.62,а указан отдельный 'источник отрицательного смещения
(— Е±). Его включение облегчает выбор параметров, необходимых для четкой работы
схемы, но в ряде случаев такой источник исключают и нижние концы сопротивлений
Я2 и Rt присоединяют к нулевому проводу.
§ 3] ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ 459
лампах выполнялось условие Кр > 1, которое можно записать в виде
ЦДа!_____Д2 х», л
2(2?а1+-Яг) Я1+Я2
(см. выражение (3.85)).
Для рассмотрения работы триггера положим, что, начиная с момента
напряжение на его входе нарастает, например, по линейному закону
(рис. 5.62, б) и при t — t2 достигает значения щ = U^p, при котором пер-
вая лампа оказывается открытой, а потенциал ее сетки такой величины
3 ^зап | > что выполняется условие = 1:
= |^зап|. (5.72)
При этом в схеме возникает и развивается регенеративный процесс, закан-
чивающийся полным отпиранием первой и запиранием второй ламп. В ходе
этого процесса разность потенциалов между сеткой и катодом первой лампы
должна повышаться за счет прямой и обратной передачи изменений напря-
жений в схеме, а анодное напряжение этой лампы должно упасть на вели-
чину, достаточно большую для запирания второй лампы. Так как потен-
циал сетки Лх остается неизменным (внешний сигнал в регенеративном
процессе участия не принимает и за время его протекания практически
не успевает измениться), то должен упасть потенциал катода (скачок Дна
на рис. 5.62, б). Потенциал сетки второй лампы должен достигнуть значе-
ния и(с2, удовлетворяющего условию
4<ск2 = и<с2—ик^ = (Еа— lilial 4~ „ %---Еу— («к’- Дик) < С73ап2
“ГЛ2
(5.73)
(полагаем, что 4- Н2 > 7?ai).
После запирания второй лампы схема, как система с обратной связью,
распадается, и дальнейшее повышение уровня входного сигнала изменяет
только режим работы первой лампы. Благодаря наличию сопротивления Лк
потенциал ее катода нарастает вслед за потенциалом сетки, т. е. лампа рабо-
тает в режиме каскада с отрицательной обратной связью по току. Пусть,
далее, в момент t3 входное напряжение начинает падать. Вслед за ним начи-
нает падать и напряжение на катоде и поэтому, когда входное напря-
жение опустится до уровня Uкр, напряжение между сеткой и катодом вто-
рой лампы достигнет величины i4k2> еще недостаточной для отпирания этой
лампы. Она откроется, когда напряжение пСК2 упадет до значения С7зап2,
для чего входное напряжение должно стать равным U®p, меньшим U^p-
Полагая, что лампа Л± работает в линейном режиме, получим
, (5.74)
v Aj—А
________рДа!_________Д2 ,
Где 1= Яа1+Дг-Ь(р + 1)Дк Д1+Д2 И 1= ДЭ1Дг + (р + 1)Дк
—коэффициенты усиления первой лампы (при запертой второй) для сигналов,
снимаемых с ее анода и катода.
Когда уровень С7кр будет достигнут (момент i4), лампа Л2 отопрется
и в схеме вновь произойдет регенеративный процесс, сопровождающийся
теперь повышением потенциала катодов ламп (скачок Ди'к) и повышением
анодного напряжения лампы Л^. В конечном итоге первая лампа оказы-
вается запертой, а вторая — отпертой. Иначе говоря, схема возвращается
в исходное состояние, которое сохраняется до действия следующего старто-
вого сигнала достаточно высокого уровня.
Запирание лампы Л2 на время t', определяемое формой сигнала и
значениями U£p и U^, сопровождается появлением на ее аноде импульса
460
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
£ГЛ. V
напряжения положительной полярности с амплитудой
Um = IamRa2. (5.75)
Из приведенного рассмотрения очевидно, что в некоторых пределах
изменения входного напряжения от Щр до состояние следящего триг-
гера зависит от направления изменения величины Uj. Выбором параметров
схемы разность (область «гистерезиса» триггера) может быть
сделана меньшей или большей. При > Uay, как это следует из изло-
женного выше, в схеме невозможен регенеративный процесс. Если же
> ЗДр, но напряжение лежит между U^, и С7Кр и до действия
стартового сигнала первая лампа заперта, то стартовый сигнал положи-
тельной полярности приведет к переходу схемы в состояние с открытой
первой и запертой второй лампами, которое будет устойчивым. Для выве-
дения триггера из этого состояния потребуется второй стартовый сигнал,
приводящий к отпиранию лампы Л2, т. е. схема превратится в триггер с дву-
мя устойчивыми состояниями (см. следующий пункт настоящего параграфа).
Для иллюстрации положим, что по схеме на рис. 5.62 построен три-
гер на двойном триоде 6Н2П (р, = 97, Rt = 50 ком), причем Еа = 300 в
и Et = 100 в. Сопротивления схемы имеют следующие значения: Ral =
= Ra2 = 150 ком, RK = 21 ком, Ri -- 600 ком, R2 = 340 ком, R3 =?= 300 ком
и Я4 = 100 ком. Если лампа Лг при этом заперта (в чем убедимся ниже),,
то Uc2 = (Еа + ЕЛ ъ—, р2 , р-Ег — 25,5 в. Проводя на семействе статиче-
+к2+ка
ских анодных характеристик лампы 6Н2П нагрузочную линию, соответствую-
щую полному сопротивлению, включенному в цепь ее анодного тока, т. е.
Ra2 + RK — 171 ком, найдем, что 1а02 = 1,2 ма и = —0,5 в. При этом
и™ = 25 в и лампа работает при анодном напряжении около 100 в. Поль-
зуясь выражением (5.71), найдем, что = —25 в. Так как потенциал
запирания лампы порядка — 5 в, то, следовательно, i4ki примерно на 20 в
ниже потенциала запирания и Лг действительно заперта. Соответственно
величина £7™ = 20 в. Далее, величина р Р ^2Р 7. Поэтому, если
* (-"а + -r’i) К1 + -"2
щ достигает (7кр, то в схеме происходит регенеративный процесс. Полагая
теперь, что вторая лампа заперта (в чем убедимся ниже), и вновь пользуясь
семейством статических анодных характеристик триода 6Н2П, найдем, что
при выбранных параметрах схемы анодный ток лампы Л1 tai’ = 1 ма, —
= —1 в и iff = 21 в. Следовательно, скачок напряжения на катоде, сопро-
вождающий регенеративный процесс,, Анй = — 4 в. Пользуясь выражением
(5.73), найдем = — 21 в, т. е. Действительно лампа Л2 оказалась запер-
той. Наконец, воспользовавшись выражением (5.74), определим величину
£7кр- При заданных параметрах схемы Ki = 3, а К\ = 0,8. Поэтому »
~ 15 в. Следовательно, гистерезис триггера 5 в. Амплитуда импульсов,
снимаемых с анода Л2 : Um = Ja0R2 = 180 в.
Длительность выходного импульса может быть установлена только,
если известна форма стартового сигнала. Минимальная длительность импуль-
сов, необходимых для срабатывания триггера, определяется длительностью
переходов схемы из одного крайнего состояния в другое. Это время суще-
ственно зависит от постоянных времени анодных цепей ламп и темпа изме-
нения крутизны отпирающейся лампы в процессе возрастания потенциала
ее сетки. Несколько более быстрый переход наблюдается при запуске триг-
гера путем воздействия отрицательного сигнала на сетку открытой лампы.
Для ускорения действия триггера его следует строить на лампах с большой
крутизной, большим анодным током и малыми межэлектродными емкостями.
Наконец, для того чтобы сократить время переходов, в анодные цепи ламп
можно ввести корректирующие индуктивности (см. гл. IV, § 1).
s з]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
461
Рис. 5.63. Принципиальная схема двух-
тактного триггера на вакуумных
лампах.
Для многих практических применений следящего триггера существенно
то, что после отпирания первой лампы она работает с большой отрицатель-
ной обратной связью. Благодаря этому амплитуда импульсов на входе может
во много раз превосходить величину порогового напряжения без опасности
протекания сеточного тока.
Для увеличения обратной связи через общее катодное сопротивление
ламп RK его можно заменить электронной лампой. Это позволяет получить
одновременно относительно небольшое сопротивление в катодной цепи для
постоянного тока, текущего через лам-
пы, и большое сопротивление для пе-
ременных составляющих тока (см. гл.
III, § 3).
Сопротивление в цепи связи
ламп (см. рис. 5.62, а) иногда заменяют
емкостью. В этом случае схема оказы-
вается сходной с однотактным тригге-
ром с катодной связью. Однако если по-
стоянная времени цепи связи велика по
сравнению с длительностью входного
сигнала, схема продолжает действовать
как следящий триггер. Поэтому такие
схемы применяют при работе с крат-
ковременными сигналами. Одно из
преимуществ следящего триггера с раз-
делительным конденсатором в цепи связи заключается в возможности неза-
висимо выбирать режимы работы обеих ламп.
Для регулировки величины порогового напряжения чаще всего соот-
ношение плеч делителя 7?3, Т?4 (см. рис. 5.62, а) делают переменным (напри-
мер, присоединяют сетку лампы JR к движку потенциометра, включенного
между положительным и отрицательным полюсом источников питания).
При неизменных параметрах схемы изменение напряжения питания на 10%
приводит к изменению порогового напряжения на величину порядка 0,01 в
или меньше. Влияние на его величину изменений параметров схемы легко
установить, пользуясь выражениями (5.71) — (5.74).
4. Триггеры с двумя устойчивыми состояниями (двухтактные триггеры).
Как было указано выше, следящий триггер при выборе определенных зна-
чений критических напряжений, соответствующих прямому и обратному
переходам, и начального сеточного напряжения запертой лампы может быть
превращен в триггер с двумя устойчивыми состояниями. Однако наиболь-
шее распространение имеют двухтактные триггеры, представляющие собой
двухкаскадный усилитель постоянного тока с потенциометрической связью
каскадов (см. гл. IV, § 4), выход которого связан со входом потенциомет-
ра Ri, R2 (рис. 5.63). Не представляет труда убедиться, что такая схема
имеет два устойчивых состояния. Действительно, благодаря наличию поло-
жительной обратной связи изменение потенциала сетки любой лампы при-
водит к циклу прямой и обратной передач напряжения, в результате кото-
рого потенциал сетки дополнительно изменяется в том же направлении.
Если выполняется условие
Rz + Ri ~^+R2 > 1 (5‘76)
(полагаем, что схема симметрична, а сеточные токи и емкости, шунтирую-
щие Rf и R2, не принимаем во внимание), то процесс носит развивающийся
характер. Так же, как в мультивибраторе, он заканчивается полным запи-
ранием одной из ламп.
462
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1ГЛ. V
В отличие от схемы мультивибратора, это состояние устойчиво, так
как из-за отсутствия в цепях связи конденсаторов значения потенциалов
сеток ламп без внешнего воздействия сохраняются неопределенно долгое
время.
Для выведения схемы из устойчивого состояния необходимо внешнее
воздействие, приводящее к отпиранию запертой лампы. В результате этого
схема переходит в другое крайнее состояние — отпертая и запертая лампы
меняются местами.
Выбрать параметры схемы, необходимые
можно в результате рассмотрения одного из
для ее нормальной работы,
устойчивых состояний. При
Рис. 5.64. Эквивалентная схема двухтактного
триггера при запертой первой и отпертой вто-
рой лампах.
этом, так же как и в случае анали-
за электрических процессов в схеме
мультивибратора или однотактного
триггера, запертая лампа в ее анод-
ной и сеточной цепях может быть
приближенно заменена разрыва-
ми. Отпертый триод (при ис « 0)
заменяется в его сеточной цепи
сопротивлением гс, а в анодной
цепи — сопротивлением Д ак или со-
противлением Hi и последователь-
но включенным напряжением IP”
(см. гл. II, § 3). Если же схема
построена на пентоде, то в зави-
симости от того, в какой области
характеристик расположена рабо-
чая точка, отпертую лампу в ее анодной цепи можно заменить либо сопро-
тивлением, либо элементом, пропускающим неизменный по величине ток I*
независимо от приложенной к нему разности потенциалов.
Эквивалентная схема триггера, построенного на триодах при запертой
первой и отпертой второй лампах, приведена на рис. 5.64 (полагаем, что
напряжение {7а*’ можно считать равным нулю; в емкости Свх и Свых вклю-
чены собственные емкости соответствующих участков схемы). Поскольку
потенциал сетки лампы, которая считается запертой,
ис —- (Р^а + ^1) й 12В--
^1 + ^2
то выбором
зап
р. > ’
должен быть меньше потенциала ее запирания (и,
параметров схемы и напряжений источников питания необходимо выполнить
условие
’ \ Да / Д1 +Дг I Д;Дг Л
1 Д1 х. р Дг4-Д2 у
(5.77)
Далее очевидно, что амплитуда стартового импульса положительной поляр-
ности, действующего на сетке запертой лампы, который должен поднять
величину ис выше потенциала запирания, должна иметь величину
. >£.^-Е-[(Д|+^.+л,>+т] <s-78>
Если стартовый сигнал отрицательной полярности подается на сетку
открытой лампы, то достаточно амплитуды, в К раз меньшей 17$.’, где К —
коэффициент усиления еигнала в цепях открытой лампы. Следовательно,
г,<+>
^=1ТИ-(/?а+Лг)(Я1+Я2). (5.79)
§ 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
463
Так как обычно Ra < + R2, то напряжение на аноде запертой
лампы = Еа, а на аноде отпертой и£у = „ „ Еа = рЕа. Поэтому
«а + л/
при переходе схемы из одного устойчивого состояния во второе напряжение-
на аноде отпирающейся лампы падает, а на аноде запирающейся возрастает
на величину
ит = -г^гЕа = Еа(1-р) (5.80)
(полагаем, что, как это обычно бывает, схема симметрична).
Как и в мультивибраторе, процесс перехода триггера из одного край-
него состояния в другое состоит из регенеративной и нерегенеративной
стадий. Из рассмотрения схемы на рис. 5.64 видно, что постоянная времени
нарастания напряжения в нерегенеративной стадии т' ж Ra (Свх + Ct),
а постоянная времени спадания напряжения х" ~ Ra (Свых ).
Или, поскольку величина ускоряющей емкости Ci, необходимой для пра-
вильной работы схемы, связана с величиной емкости Свх, т. е. Ci = аСВХг
то т" « Ra (Свых + bCi), где b — -—у . Так как, наконец, именно нере-
генеративная стадия занимает наибольшую часть времени изменения анод-
ного напряжения каждой лампы, то полная длительность положительного-
и отрицательного перепадов напряжения соответственно будут
t w 5Да (Свых Ci),
t 5Ra (Свых-)~ bCi).
Для увеличения быстродействия триггера величину емкости жела-
тельно выбирать как можно меньшей. С другой стороны, как уже говори-
лось, она не может быть снижена слишком сильно, поскольку при этом
уменьшается коэффициент передачи напряжения с анода одной лампы на
сетку второй. Минимально возможная или оптимальная величина Ci под-
бирается обычно экспериментально. По порядку величины она равна
(1 -г- 3) Свх, что соответствует величине коэффициента b в выражении (5.81)
порядка 0,5 -г- 0,25.
Написанные выражения остаются справедливыми и дйя триггеров г
построенных на пентодах. Если рабочая точка отпертой лампы распола-
гается в области крутых участков ее анодных характеристик, то сопротив-
ление R, должно быть заменено на RaK, определяемое их наклоном (напри-
мер, для лампы 6Ж4 RaK — 3,3 ком, для 6ЖЗ Дак = 2,5 ком, для 6ЖЗП
Дак = 3 ком и т. д.). Если же рабочая точка расположена в области поло-
гих участков анодных характеристик пентода, то вместо выражений (5.77) —
(5.80) соответственно получаем:
(5.81)
р — С + тз d Л । р Нг
Ei>TTi <—s----дад2;+Еа-^,
Д’+т> > Ei - (^-^аДа)
^-Т’ = ^-(Д1 + Д2)
оЛа/12
(5.82)
(5.83)
Um = I*Ra (5.84)
как и прежде полагаем, что с достаточной стеценью точности можно счи-
тать Дзап = — Значение тока 1а легко определяется из анодной харак-
теристики, соответствующей ис = 0.
464
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
В качестве примера определим ориентировочные параметры триггера,
построенного на лампе 6Н8С (7?г = 8 ком, р = 20, Сск = 3 пф, Сяк =
= 1 пф), который должен управляться положительными импульсами с ампли-
тудой 25 в. Допустимо, чтобы время перехода из одного крайнего состояния
во второе было порядка 5 мксек. Напряжение источника питания анодных
цепей выберем равным 200 в.
Для ориентировочного подсчета будем считать, что усиление каждой
лампы будет порядка — 10. Тогда СБХ = Ссх + Сск (1 + К) будет около
30—35 пф, а величина Cj при коэффициенте а = 3 — порядка 100 пф. Вос-
пользовавшись соотношениями (5.81), найдем, что сопротивление анодной
нагрузки каждого триода схемы должно быть порядка 10 ком.
Далее, из выражения (5.76) следует, что для обеспечения в схеме реге-
R
неративного процесса должно быть выполнено условие jF?2 > -jjj • Величину
сопротивления обычно выбирают порядка нескольких сотен килоом.
Взяв Ri = 300 ком, выберем R2 — 100 ком с тем, чтобы условие (5.76) было
безусловно выполнено.
Подставляя численные значения в (5.77), найдем, что напряжение
источника смещения Е} должно быть выбрано равным 70 в.
Окончательные значения параметров схемы и, в частности, величины
емкостей Ct подбираются экспериментально при наладке схемы.
Удобная схема двухтактного триггера, построенного на лампе 6Н8,
приведена на рис. 5.63. В этой схеме нет отдельного источника отрицатель-
ного смещения, а для получения нужного для запирания одной из ламп
напряжения на сетке в общую катодную цепь обоих триодов включено срав-
нительно большое сопротивление (RK). Не представляет труда убедиться,
что при переходе от одного устойчивого состояния к другому напряжение
на аноде каждой лампы изменяется на величину
tj _ р R%___________
т Ла Ra + Rt+RK ‘
Далее, напряжение на сетке запертой лампы, отсчитанное от катода,
4°^ д Ла Л Г + ----Як! (5.86)
для нормальной работы схемы должно быть отрицательным и по абсолютной
величине превосходить потенциал запирания, который определяется соот-
ношением
тт Е& Ra.~VRi______ /с О7\
8а°~ р ' RK^-R& + Ri ( ‘ '
Амплитуда стартового сигнала положительной полярности, как и в схемах,
описанных выше, должна превосходить величину | | — | С7зап I • Ампли-
туда стартовых сигналов отрицательной полярности, подведенных к сетке
открытой лампы, может быть в К раз меньше, чем U*$.
Воспользовавшись этими выражениями, найдем, что при указанных^
на рис. 5.65 параметрах схемы потенциал сетки запертой лампы ниже потен-
циала ее катода на 32 в. Потенциал запирания лампы £7зап ~ — 11 в. Следо-
вательно, амплитуда стартовых сигналов положительной полярности, дей-
ствующих на сетке запертой лампы, должна быть не меньше 21 в. Коэффи-
циент усиления в цепях открытой лампы около 5. Поэтому > 4 в.
Наконец, при переходе схемы от одного устойчивого положения к другому
напряжение на аноде каждой лампы изменяется приблизительно на 150 в.
Весьма существенное значение имеет выбор схемы связи триггера
с источником стартовых сигналов. От этой цепи в значительной степени
(5.85)
$ 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
465
Рис. 5.65. Пример схемы
двухтактного триггера, по-
строенного на сдвоенном
триоде и не имеющего от-
дельного источника напря-
жения смещения.
зависит надежность работы схемы, быстрота переходов в ней, отсутствие
паразитных эффектов (пропускание некоторых стартовых сигналов или
повторные запуски триггера при действии одного
сигнала) и т. д.
В двухтактном триггере подавать стартовые
сигналы на сетку одной лампы неудобно, так как
при этом необходимо чередовать их полярность.
При подаче же стартовых сигналов через емкости
связи на сетки обеих ламп процессы в схеме
усложняются тем, что на сетке запертой лампы,
которая должна быть отперта для протекания
в схеме регенеративного процесса, одновременно
действуют два импульса. Один из них приходит
через цепь связи непосредственно от источника
стартовых сигналов, а второй — обратной поляр-
ности — поступает с анода отпертой лампы. По-
этому результат действия стартового сигнала зави-
сит от ряда причин и в том числе от формы импуль-
сов, постоянных времен цепей связи, коэффи-
циента усиления отпертой лампы и т. д. Это
усложняет регулировку схемы, часто делает ее чув-
ствительной к импульсам обеих полярностей, при-
водит к двум переходам в схеме при действии одного стартового сигнала и т. п.
Несколько лучше результаты дает схема связи, построенная таким
образом, что сигнал, действующий на сетке отпертой лампы, всегда мно-
го меньше сигнала, подаваемого на сетку запертой. Это осуществляется
Рис. 5.66. Методы подачи стартовых сигналов на двухтактные триггеры на триодах.
в схеме, изображенной на рис. 5.66, а. Здесь на сетке запертой лампы сни-
мается все напряжение, появляющееся на сопротивлении Н3 при действии
стартового сигнала. На сетке же отпертой лампы действует лишь малая
доля этого напряжения, так как величина сопротивления гс относительно
мала. Соответственно небольшую величину имеет и импульс положитель-
ной полярности, поступающий на сетку Л1 с анода Л2. Поэтому схема
чувствительна к стартовым сигналам положительной полярности, а пара-
зитные явления в ней значительно слабее.
Практически наилучшие результаты дает связь триггеров с источни-
ком стартовых сигналов с помощью диодов (5.66, б). Положим, например,
что до прихода стартового сигнала лампа в этой схеме заперта, а Л2
отперта. Тогда напряжение на аноде диода Л^ много ниже, чем на его
катоде, а напряжение на аноде Л3 равно напряжению на катоде. При
30 А. м. Бонч-Бруевич
466
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
Игл. V
действии стартового сигнала отрицательной полярности последний пройдет
только через диод Л3 и попадет через цепь связи с анода лампы Л^ на сетку
отпертой лампы Л2. При достаточной амплитуде сигнала схема перейдет во
второе устойчивое состояние, и теперь окажутся запертыми лампы Л2 тиЛ3.
Поэтому следующий стартовый сигнал попадет не на сетку Л2, а на сетку
и вновь вызовет переход в схеме. Таким образом, в этой схеме двойной
диод действует как коммутирующее устройство, позволяющее подавать
импульсы отрицательной полярности только на сетку отпертой лампы.
Приведенные здесь схемы не исчерпывают всех методов запуска триг-
геров. Если триггер построен на пентодах, стартовый сигнал может действо-
вать на экранную или пентодную сетку лампы. В некоторых случаях в цепь
связи вводят дополнительную усилительную лампу, запертую большим сме-
щением на сетке. Это повышает чувствительность и надежность работы схемы.
Вообще построение специальных цепей запуска триггеров имеет целью уве-
личить стабильность работы схемы, уменьшить паразитные явления в ней’
облегчить регулировку и, если это необходимо, снизить обратное влияние
триггера на источник стартовых сигналов.
В ряде практических применений двухтактных триггеров существенна
величина их разрешающего времени tv. Под последним понимают время,
за которое устанавливается электрическое состояние схемы после действия
стартового сигнала или, иначе говоря, тот минимальный интервал времени
между двумя стартовыми сигналами, при котором условия запуска триггера
одинаковы для обоих сигналов. Это время определяется параметрами, задаю-
щими длительность перехода схемы от одного устойчивого состояния к дру-
гому. Как и в мультивибраторах, быстрые процессы в триггере носят весьма
сложный характер и в их разных стадиях скорости изменения напряжений
на сетках и анодах ламп существенно различаются.
Кроме параметров схемы и ламп разрешающее время триггера сложным
образом зависит от амплитуды стартовых сигналов [141, 142]. Если их
амплитуда относительно мала, но достаточна для отпирания запертой лампы,
то с ее возрастанием время перехода схемы из одного устойчивого состоя-
ния во второе сокращается. Однако при большой амплитуде стартового
импульса отрицательной полярности обе лампы в течение некоторого вре-
мени могут оказаться запертыми. Тогда регенеративный процесс в схеме
начнется с запозданием относительно момента действия стартового импульса,
что приведет к возрастанию разрешающего времени триггера. Несмотря
на это, в ряде случаев такой режим запуска используют вследствие высокой
надежности работы схемы.
Для постройки быстрых двухтактных триггеров желательно выбирать
лампы с большой крутизной анодной характеристики, большим анодным
током, малыми межэлектродными емкостями и небольшим напряжением
запирания. Монтаж схемы следует вести таким образом, чтобы распределен-
ные емкости были минимальными. Емкости Cit как уже говорилось, следует
брать возможно меньшими, подбирая их величину экспериментально после
того, как схема построена. При соблюдении необходимых предосторожно-
стей и выборе подходящих ламп минимальное время между двумя старто-
выми сигналами (разрешающее время схемы) может быть доведено до вели-
чины, меньшей микросекунды (на лампе 6Н15), нескольких микросекунд
(на лампах 6Н1П, 6Н8 и др.) или десятков микросекунд (на лампах 6Н2П,
6Н9 и др.).
Существенное сокращение разрешающего времени триггера позволяет
получить ограничение пределов, в которых изменяются напряжения на
анодах и сетках ламп при одновременном увеличении начальных скоростей
этих изменений. Применение этого способа иллюстрирует схема, приведен-
ная ца рис. 5.67. Положим, что до прихода стартового сигнала лампа Л^
§ з]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
467
заперта, а Л2— отперта. Напряжение на аноде запертой лампы благодаря
включению диода устанавливается около 100 в, так как катод диода при-
соединен к источнику напряжения 100 в. Совершенно так же диод Д3 препят-
ствует понижению напряжения на аноде Л2 более чем до 80 в. Потенциал
сетки отпертой лампы близок к нулю вследствие протекания сеточного тока.
Наконец, напряжение на сетке лампы Л1 имеет величину около — 4 в бла-
годаря включению диода Д5, который препятствует дальнейшему понижению
напряжения ис (потенциал запирания лампы Лг при выбранном режиме
около — 2 в). При действии стартового сигнала лампа Л2 запирается и на-
пряжение на ее аноде начинает возрастать. Начальная скорость этого воз-
растания большая, так как напряжение на2 стремится к большой величине.
' 1 вЛ2Л ОЖ5П 6Ж5П +7ООв
Рис. 5.67. Схема двухтактного триггера с дополнительными
диодами, ограничивающими пределы изменения сеточных
и анодных напряжений ламп.
равной Еа = 300 в. Но, достигнув 100 в, напряжение на2 перестает изме-
няться, так как при этом начинает проводить диод Д2. Таким образом, анод-
ное напряжение запирающейся лампы изменяется всего на 20 в, причем
время этого изменения мало. Совершенно так же напряжение' на аноде Л^
падает, стремясь к величине, меньшей 80 в, но благодаря тому, что при этом
напряжении начинает проводить диод Д4, дальнейшее изменение напряже-
ния на1 прекращается. Такой же эффект создает диод Дв, препятствуя потен-
циалу сетки лампы Л2 упасть ниже — 4 в, хотя в своем изменении он стре-
мится к значительно меньшей величине.
Время перехода в такой схеме от одного устойчивого состояния к дру-
гому около 0,1 мксек.
Другой метод сокращения разрешающего времени заключается во вве-
дении в цепи связи триггера катодных повторителей между анодом одной
и сеткой другой лампы [143, 144, 145]. Этот метод иллюстрирует схема, при-
веденная на рис. 5.68. На триодах Л2 и Л3 собран обычный двухтактный
триггер. Для сокращения в нем переходных процессов в анодные цепи ламп
введены корректирующие индуктивности. (Их величины проще всего подо-
брать экспериментально таким образом, чтобы импульсы, снимаемые с ано-
дов ламп при действии стартовых сигналов, имели возможно более короткие
фронты и не имели выбросов, аналогичных наблюдаемым в усилителях с пе-
рекоррекцией (см. гл. IV, § 1).) Кроме того, в схеме имеются два катодных
повторителя, собранных на лампах иЛ4. Благодаря малым величинам их
входных емкостей и выходных сопротивлений входные емкости ламп прак-
30*
468
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1ГЛ. V
емзл знзл
Рис. 5.68. Двухтактный триггер с дополнительными
катодными повторителями в цепях связи.
тически не ограничивают разрешающего времени. Схема запускается отри-
цательными импульсами с амплитудой порядка 10 в, подаваемыми через комму-
тирующие диоды. При подборе соответствующих величин корректирую-
щих индуктивностей и уско-
ряющих емкостей разрешаю-
щее время схемы удается
довести до значения, мень-
шего 0,1 мксек.
5. Триггеры на транзи-
сторах. Все виды приведен-
ных выше триггеров могут
быть построены на транзисто-
рах. Для этого, вообще гово-
ря, достаточно в соответству-
ющих схемах заменить лампы
транзисторами и перестроить
цепи, задающие начальные
потенциалы на электродах
активных элементов так, что-
бы схема имела нужное число
устойчивых состояний. Кроме
того, возможны и некоторые
транзисторные схемы, не име-
ющие прямых электроннолам-
повых аналогов.
Как и лампы, транзисторы в триггерных схемах работают в режимах,
далеких от линейного. В устойчивом состоянии схемы каждый транзистор
либо заперт, либо отперт, причем в последнем случае он может, вообще
говоря, находиться в состоянии насыщения или управляться напряжением
база — эмиттер (т. е. его рабочая точка может располагаться как в области
крутых, так и пологих участков коллекторных характеристик, см. рис. 2.51,
точки А 2 и А3). Однако если отпертый транзистор управляется напряже-
нием на базе, то схема оказывается относительно сильно чувствительной
к непостоянству температуры, изменению параметров транзисторов при
их замене и т. д. Поэтому йз соображений надежности работы триггера жела-
тельно выбирать параметры схемы так, чтобы транзистор в отпертом состоя-
нии работал в режиме насыщения (см. условие (2.49)). Недостаток работы
в этом режиме заключается в замедлении переходных процессов (возра-
стании разрешающего времени), поскольку лишь после относительно зна-
чительного изменения напряжения на базе оно начинает управлять коллек-
торным током.
Приближенный анализ схем транзисторных (как и ламповых) тригге-
ров может быть проведен путем раздельного рассмотрения протекающих
в них относительно медленных и относительно быстрых процессов.
Поскольку напряжения на коллекторе и базе транзистора, находящегося
в состоянии насыщения, весьма малы (порядка десятых долей вольта),
сопротивления эмиттер — база и база — коллектор отпертого транзистора
можно в первом приближении считать нулевым. Если же транзистор заперт,
то промежуток коллектор - база можно заменить генератором тока
а змиттер считать отключенным от остальных электродов (см. рис. 2.51).
На рис. 5.69,а приведена схема однотактного триггера с несимметрич-
ными цепями связи, построенная на р — п — р-транзисторах, которая
аналогична ламповому триггеру, представленному на рис. 5.51. Параметры
схемы выбирают так, что в исходном состоянии транзистор 1\ отперт, а Т2
заперт (назначение всех элементов схемы очевидно и не нуждается в пояс-
S з]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
469
нениях). Эквивалентная схема триггера в этом состоянии приведена на
рис. 5.69, б (конденсатор С± опущен). Величины сопротивлений НК1 и Нщ
должны быть выбраны таким образом, чтобы отпертый транзистор
находился в режиме насыщения. Они легко находятся, если воспользоваться
Рис. 5.69. Схема однотактного триггера с несимметричными цепями связи
на транзисторах (а) и эквивалентные схемы триггера в начальном (б) и вто-
ром крайнем (в) состояниях.
семейством коллекторных
прямую. Коллекторные
режиме:
характеристик и провести на нем нагрузочную
базовые напряжения транзисторов в исходном
™ _ д1д2 го.
02 + Д1 + Д2 1к'
« о,
и
^«0, < uW = Ek + Rk2I°v.
Для того чтобы транзистор Т2 на самом деле был заперт, должно быть
выполнено условие и%2 > U3aTI, причем при вычислении u§2 следует брать
неуправляемый ток, соответствующий максимальной температуре, при кото-
рой транзисторы будут работать в триггере. Величина £7зап близка к нулю,
и поэтому значение и$2 практически равно амплитуде стартового сигнала,
действующего на базе Т2, необходимого для выведения триггера из устой-
чивого состояния.
Если под действием стартового сигнала триггер переходит во второе
крайнее состояние (для этого должно быть выполнено условие > 1)
и транзистор 7\ запирается, а Т2 входит в режим насыщения, то эквива-
лентная схема приобретает вид цепи, изображенной на рис. 5.69, в. При
этом, поскольку постоянная времени перезарядки емкости Ср, как обычно
470
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
|ГЛ. V
в триггерных схемах, выбирается много большей длительности перехода
из одного крайнего состояния во второе, напряжение на конденсаторе в пер-
вый момент времени сохраняется равным г/”’ = Ек + 7?к2/к’- В результате
база транзистора Т\ оказывается под относительно высоким положитель-
ным потенциалом равным | |, значительно превышающим его потен-
циал запирания. Это иллюстрируют графики на рис. 5.70, представляющие
в несколько идеализированном виде изменения напряжения на электродах
транзисторов в результате действия в момент стартового сигнала.
После запирания транзистора Ti следует изменение заряда конденса-
тора Ср, причем напряжение базы Ti стремится к величине Ек — R^Jh
иБ2
&зап
t
t
Рис. 5.70. Графики, иллю-
стрирующие характер изме-
нения напряжения на кол-
лекторах и базах транзи-
сторов в схеме на рис. 5.69.
Ate
О
и в момент достигает значения с/8ап « 0.
этому время пребывания триггера во втором край-
нем состоянии может быть определено на основа-
нии приближенного соотношения
2ЕК—(7?б1—Rkz)
С = Ср7?б1 In- « СрВб1 In 2.
^к+^кг^к
(5.88)
, Амплитуда импульсов, снимаемых с коллек-
торов транзисторов, очевидно, равна величине
£7т = Ек + 1“Бк«Ек. (5.89)
Длительность быстрых переходов триггера
при малых значениях существенно определяется
инерционностью самих транзисторов, а при боль-
ших RK — постоянными времени коллекторных
цепей (см. гл. III, § 4). Существенное значение
имеет так же выбор правильной величины емкости
ускоряющего конденсатора. По-видимому, опти-
мальное ее значение определяется соотношением
<5-в0>
и имеет величину порядка нескольких сотен
пикофарад.
Полученные выражения позволяют выбрать
параметры транзисторного триггера подобно тому,
как зто делается для соответствующей ламповой
схемы.
Использованные эквивалентные замены отпертого и запертого тран-
зисторов позволяют легко найти приближенные выражения для параметров
триггеров, собранных по другим схемам. На рис. 5.71 приведена схема
однотактного триггера с эмиттерной связью, представляющая собой аналог
ламповой схемы, изображенной на рис. 5.53. Параметры схемы выбирают
таким образом, чтобы транзистор Ti был в исходном положении заперт,
а 72 отперт. Полагая, что это состояние достигнуто и что отпертый тран-
зистор работает в режиме насыщения и, следовательно, разности потенциа-
лов между его эмиттером и базой и базой и коллектором практически равны
нулю, найдем, что исходное напряжение на эмиттерах (относительно нуле-
вого провода) и'а ’ = Ек д ^эд—
теканием тока пренебрегаем
потенциалов между эмиттером и
(падением напряжения, связанным с про-
и считаем > R*tzh Далее, разность
базой Ti:
„(0) F
«861-д1+д2
RB
Rz____р ________
v Ra +ЯК2 •
t BJ
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
471
Эта величина должна быть положительной (поскольку рассматриваемая
схема построена на р — п — р-транзисторах) и превышать потенциал запи-
рания Т\ (U3an). Так как С7зап « 0, то величина и$, которую можно
варьировать, выбирая то или иное соотношение сопротивлений R± и R2,
практически равна минимальной амплитуде стартовых сигналов отрица-
тельной полярности, подаваемых на базу 7\. Под действием такого
сигнала и при выборе параметров, отве-
чающих условию > 1, в схеме протекает
регенеративный процесс, приводящий к
отпиранию транзистора Т± и запиранию
транзистора Т2 (второе крайнее состояние
триггера). При этом, если оказывается
в режиме насыщения, то потенциал базы
Т2 превышает потенциал эмиттера на ве-
личину, равную напряжению на разде-
лительном конденсаторе к моменту пере-
хода
_ Ек О 0).
В дальнейшем, по мере перезарядки емко-
сти Ср, зто напряжение стремится к вели-
чине Ек „ — , и когда оно достигает
т "к1
Рис. 5.71. Транзисторная схема
однотактного триггера с эмиттерной
связью.
значения Csan (практически рав-
ного нулю), второй транзистор отпирается. Поэтому время пребывания
схемы во втором крайнем состоянии
(5.91)
t' « Ср/?б2 In ^1
Дк2 Дэ +
йэ+^кг }
Это выражение дает лишь приближенное значение времени С для триг-
гера, в котором отпертый транзистор находится в режиме насыщения, так
Рис. 5.72. Два варианта транзисторных схем следящих триггеров.
как оно получено в результате замены транзисторов весьма грубыми экви-
валентными схемами и пренебрежения током 1^. Непостоянство величины
последнего с изменением температуры приводит к температурной нестабиль-
ности работы триггера, значительно превышающей температурную неста-
бильность соответствующей ламповой схемы.
На рис. 5.72, а приведена схема следящёго триггера на транзисторах,
представляющая собой аналог ламповой схемы, изображенной на рис. 5.62.
На рис. 5.72, б дана модификация этой схемы. Она отличается введением
472
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
эмиттерного повторителя в цепь потенциометрической обратной связи. Сдела-
но это для того, чтобы избежать шунтирования выхода каскада с эмиттер-
ной связью, положенной в основу триггера, малым входным сопротивлением
транзистора Т2, отпертого в исходном режиме, и уменьшить зависимость от
температуры пороговых напряжений триггера вследствие изменения вели-
чины тока Z°.
В общих чертах работа транзисторного следящего триггера аналогична
работе схемы, построенной на электронных лампах. Выбором параметров
схема может быть поставлена в условия, при которых она будет иметь два
устойчивых состояния, однако наибольший интерес представляет режим,
когда начальное напряжение на базе лежит вне пределов гистерезиса
триггера (см. п. 3 настоящего параграфа) и транзистор заперт.
Положим, что параметры схемы выбраны так, что транзистор закрыт,
а Т2 открыт и находится в режиме насыщения. Тогда напряжение на элек-
тродах Т2 (без учета тока Z„)
..(0) . ..(О) ~ р ______Я8Д2 (Д1~Ь ДК1+Дкг)_________
82 ~ ~ к ДвД2 (Д!+ДК1+дк2) + (Д2+Д8) дк2 (Д!+дк1)
(зто выражение справедливо для обеих схем, приведенных на рис. 5.72,
поскольку разность потенциалов между базой и эмиттером транзистора
Т3 близка к нулю). Обычно сопротивления Ri и R2 велики по сравнению
с НК1 и Rk2, и поэтому
„(0) ~ (0) ~ „
“э2 Ki Uk2 Ki
Дэ
Да + Дк2
Так как, далее, гД®’ Ki 1Д2, то, очевидно, для того чтобы первый транзистор
был на самом деле заперт, напряжение на его базе
4°?=^
д4
Дз+д4
должно быть более высоким, чем гДц (поскольку триггер построен на
р — п — р-транзисторах), т. е. должно быть выполнено условие
Д4 Rs
Дз+Д4 Да+Дк2
(5.92)
Для того чтобы первый транзистор отперся под действием внешнего
сигнала, напряжение на его базе должно понизиться до величины, практи-
чески равной i4°2’. При этом, если транзистор Т2 близок к границе режима
насыщения и параметры схемы выбраны так, что выполняется условие
ZTp >1, то в триггере будет протекать регенеративный процесс, ведущий
к запиранию транзистора Т2 и к быстрому развитию коллекторного тока
iK1 без изменения уровня внешнего сигнала, задающего напряжение базы
первого транзистора. Иначе говоря, в этом случае
и^^ЕкС-^=-------ИТг}’ ’(5-93>
Если же транзистор Т2 в исходном режиме далек от границы области
насыщения и напряжение на его базе должно измениться значительно для
того, чтобы оно начало управлять его коллекторным током, то пре-
вышает величину, определяемую формулой (5.93). Для того чтобы уточнить
значение U^p, нужно располагать семейством коллекторных и базовых ха-
рактеристик транзистора Т2 и знать начальный режим его работы.
В результате быстрого регенеративного процесса коллекторный ток
первого транзистора должен возрасти до такой величины, при которой
второй транзистор окажется запертым. Так как при отпертом первом и
$ 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
473
закрытом втором транзисторах
„ ___ р Дг । ; (На । Дitl^2 Л
вб82- Ек Д1 + Д2 +*К1 а + д1 + я2 ) »
то ток iK1 должен приобрести такое значение i'Ki, при котором величина ибэ2
превосходит напряжение запирания (становится больше нуля в схеме, по-
строенной на п — р — n-транзисторах). Это условие может быть выполнено
при том или ином токе i'Ki выбором соответствующих величин сопротивле-
ний схемы и тем легче, чем больше величина Гк. Однако следует иметь в виду,
что для возрастания коллекторного тока при неизменном уровне входного
сигнала эмиттерное напряжение обязательно должно упасть (так же как
в ламповом следящем триггере падает напряжение на катодах ламп, см.
рис. 5.62), т. е. конечная величина тока должна быть меньше началь-
ного коллекторного тока транзистора Т2- В связи с этим сопротивление
RKl обычно выбирают большим, чем /?к2.
Изменение уровня входного напряжения пока транзистор Т2 заперт
изменяет только режим транзистора 7\ (если он сразу же не оказывается
в режиме насыщения). При понижении напряжения до такого значения
Икр, при котором величина иеэ2 достигает потенциала запирания (практи-
чески становится равной нулю), триггер возвращается в исходное состоя-
ние. Приравнивая в написанном выше выражении uga2 нулю и замечая, что
iKi — + °^э
тайное от начального напряжения на
а (поскольку Рк и иэв малы), найдем значение U^p, отсчи-
Дэ
базе (т. е. от величины Ек „ 4 ) :
U$ = EK
(5.94)
Приведенные приближенные выражения позволяют ориентировочно
выбрать параметры следящего триггера. Окончательный подбор элементов
схемы производится во время ее наладки, причем вследствие ряда упрощаю-
щих предположений, сделанных при получении написанных соотношений,
фактические параметры схемы могут значительно отличаться от выбранных
первоначально.
Один из существенных недостатков следящего триггера на транзисто-
рах заключается в зависимости критических напряжений U$, и Икр от тем-
пературы Т. Эта зависимость главным образом связана с непостоянством
тока коллектора Рк, которым пренебрегали при получении выражений
(5.93) и (5.94). Например, для транзисторов типа П1Ж относительные изме-
нения пороговых напряжений U^p и U^p практически одинаковы и состав-
лю о
ляют несколько десятых процента от величины -у-. В некоторых случаях
для повышения температурной стабильности триггера сопротивление R2
заменяется последовательным соединением сопротивления и термистера
с отрицательным температурным коэффициентом.
Минимальная длительность протекания быстрых процессов перехода
триггера из одного крайнего состояния в другое определяется в основном
инерционностью транзисторов, включая время выхода открытого транзи-
стора из режима насыщения [146]. Инерционность, связанная с параметра-
ми схемы, проявляется при больших значениях сопротивлений или при
неудачно выбранной величине емкости ускоряющего конденсатора. По-
видимому, оптимальное значение емкости Ct может быть определено так
же, как для триггера с несимметричными цепями связи (см. выражение
(5.90)), и имеет значение порядка нескольких сотен пикофарад.
kilt
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
П4ОЗ
П 403
Зл
0,03
~6в
020
003
Рис. 5.73. Схема транзисторного следящего
триггера с примерными значениями ее па-
раметров.
На рис. 5.73 приведена простая схема следящего триггера с указа-
нием примерных значений ее параметров. Разрешающее время схемы по-
рядка 10 6 сек или несколько меньше.
На рис. 5.74, а приведена схема
симметричного транзисторного двух-
тактного триггера, подобного лампо-
вому триггеру (см. рис. 5.65), со схе-
мой запуска, включающей диоды
и Д2- При соответствующем выборе
параметров один из транзисторов за-
перт, а второй отперт. На рис. 5.74, б
изображена эквивалентная схема
триггера для случая, когда транзи-
стор Т! отперт и находится в режиме
насыщения, а Т2 заперт. В эквива-
лентной схеме опущены ускоряющие
емкости величины которых могут
быть выбраны на основании соотноше-
ния (5.90), и блокировочная емкость
to общей эмиттерной цепи, величина
которой выбирается таким образом,
чтобы ее заряд не успел заметно изменитьсй за время быстрого перехода
триггера из одного крайнего состояния в другое.
Легко видеть, что
Ф=“£> « “S’« “S’=-ад».
—п Д”» ,
и разность потенциалов между базой и эмиттером второго
,.(0)__________________ Ек______ДдД3___RjE-z
6э2 1ДК + ДЭ Д1 + Д2 к Д1 + Д2 ’
Для того чтобы транзистор р — п — р-тткпа был заперт,
должна быть положительной, а для отпирания транзистора
транзистора
величина
напряжение на
Рис. 5.74. Схема симметричного двухтактного триггера на транзисторах (а) и ей
эквивалентная схема при открытом первом и запертом втором транзисторах (б).
его базе нужно довести до величины, близкой к нулю. Поэтому амплитуда
стартовых сигналов отрицательной полярности, действующих на базах
5131
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
475
транзисторов, связана с его параметрами соотношением
гтс->_т? _____ДэД1_______го /с псх
</СТ-Лк(й1+Д2)(йк + 7г8) Rl + R2 (Э.УО)
Так как, далее, для того чтобы транзистор находился в режиме насыщения,
должно быть выполнено условие (2.49) и, как зто следует из эквивалентной
схемы триггера, ток базы открытого транзистора t6o р . р- (пола-
ЛЭ"Г «к
гаем, что и Т?2 много больше 7?к, а сопротивлением Ra и током прене-
брегаем), то необходимо, чтобы
Ri<RKa*. (5.96)
Чем сильнее это неравенство, тем дальше отпертый транзистор находится
от границы насыщения. Таким образом, при постройке транзисторного
триггера необходимо выбирать правильное соотношение сопротивлений
Ri и R2 для того, чтобы один из транзисторов оказался запертым, и доста-
точно малое сопротивление Rt для того, чтобы отпертый транзистор нахо-
дился в режиме насыщения. Значение сопротивления Ri существенно опре-
деляется величиной коллекторного сопротивления RK, которое должно быть
выбрано достаточно большим для того, чтобы выполнить условие регенера-
ции Ар > 1.
Амплитуда импульсов, снимаемых с коллектора каждого транзистора,
<5-97>
Приведенные соотношения позволяют оценить параметры двухтактного
транзисторного триггера. Длительность быстрых переходов в таких схе-
мах, как и в других транзисторных триггерах, определяется переходными
процессами в схеме или инерционностью самих транзисторов, включая про-
цесс выхода отпертого транзистора из режима насыщения. Для сокращения
этого времени в схему вводят нелинейную обратную связь [147].
6. Триггеры на газоразрядных лампах. В ряде измерительных устройств
используются триггеры, построенные на тиратронах с накаленным или хо-
лодным катодом. В этих схемах стартовый сигнал приводит к возникновению
разряда в лампе. Гасится разряд либо в результате разрядки конденсатора,
зарядом которого питается анодная цепь тиратрона, либо путем подачи на
его анод гасящего импульса, временно уменьшающего анодное напряжение.
На рис. 5.75 приведены две тиратронные схемы однотактных тригге-
ров, работа которых нуждается лишь в кратких пояснениях. В исходном
устойчивом состоянии тиратрон в схеме на рис. 5.75, а погашен, для чего
напряжение на его управляющей сетке выбрано ниже потенциала зажига-
ния при напряжении на аноде Еа. Сопротивление Ra выбрано столь боль-
шим, что самоподдерживающийся разряд в лампе невозможен, даже если
потенциал сетки превысит потенциал зажигания (см. выражение (2.50)).
Конденсатор С в начальном состоянии заряжен до напряжения Еа. Дей-
ствие стартового сигнала с амплитудой U$ UB — Е приводит к вспышке
тиратрона и разрядке через него и сопротивление RK конденсатора С. Величи-
на сопротивления RK должна быть выбрана так, чтобы < Zainax, где
/а max — максимально допустимый (в импульсе) анодный ток тиратрона.
По мере разрядки конденсатора С анодное напряжение лампы падает и раз-
ряд прекращается. После этого конденсатор заряжается от источника
напряжения Еа с постоянной времени т = R&C, которая должна быть вы-
брана порядка времени деионизации (или больше) с тем, чтобы в лампе не
вспыхнул повторный разряд. Через время t 5RaC восстанавливается
начальное электрическое состояние схемы.
476
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1ГЛ. V
Совершенно аналогичным образом работает триггер, построенный на
тиратроне с холодным катодом (рис. 5.75, б). Сопротивление R в цепи вто-
рого (управляющего) анода выбрано столь большим (порядка десятков
Рис. 5.75. Простые схемы однотактных триггеров на
тиратроне с накаленным (а) и холодным (б) катодом.
мегаом или больше), что между этим анодом и катодом протекает тихий
разряд, обеспечивающий значительную начальную ионизацию в лампе. Это
сокращает статистическое время запаздывания зажигания тиратрона (см.
гл. II, § 3) и повышает стабильность рабо-
ты триггера. Остальные параметры схемы
выбираются из таких же соображений, как
параметры триггера на тиратроне с накален-
ным катодом.
В литературе описан ряд схем однотакт-
ных триггеров, построенных на двух тира-
тронах. К их числу относится схема, при-
веденная на рис. 5.76. Благодаря существен-
ному различию величин сопротивлений в
цепях управляющих анодов обоих тиратронов
в устойчивом состоянии разряд протекает
только в тиратроне Т2. Емкость С заряжена
до напряжения, близкого к Еа (полярность
напряжения указана на рисунке). При дей-
ствии стартового сигнала положительной
полярности достаточной амплитуды вспыхи-
вает разряд в тиратроне Т^. В результате
Рис. 5.76. Схема однотактного
триггера на двух тиратронах.
этого напряжение на его катоде резко возра-
стает, а так как напряжение на конденса-
торе С за время отпирания этого тиратрона
измениться не успевает (для зтого его емкость
выбирается достаточно большой), резко воз-
растает напряжение и на катоде тиратрона
Т2 и он гаснет. После этого конденсатор на-
чинает перезаряжаться и напряжение на нем
изменяется по экспоненциальному закону
t
ис=Еа—2Еа (1 — е *'), где х'= С (К2+Кт)
(Rt — сопротивление горящего тиратрона). Соответственно напряжение
между катодом и анодом запертого тиратрона возрастает, стремясь к
нулю. Когда через время t' оно становится положительным и достигает
величины, достаточной для вспышки разряда в тиратроне Т2, ток, теку-
§ 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
477
Рис. 5.77. Вариант однотактного
триггера на тиратронах.
щий через него, резко нарастает и напряжение на его катоде возрастает
до величины, близкой к Е&. Так как к этому моменту напряжение на
конденсаторе С имеет полярность, обратную начальной (указанной на
рис. 5.76), и его величина за время отпирания Т2 не успевает изменить-
ся, резкое возрастание падения напряжения на jRk2 приводит к возраста-
нию напряжения на катоде тиратрона и зтот тиратрон гаснет. После
этого на конденсаторе С начинает восстанавливаться первоначальный за-
ряд. Напряжение на нем возрастает, стремясь к Е& с постоянной времени
т" = CjRk1, а напряжение на катоде тиратрона Т\ падает с такой же по-
стоянной времени, стремясь к нулю. При условии, что возрастание анодного
напряжения происходит за время, боль-
шее времени деионизации, т. е. постоянная
времени т" достаточно велика, через время
t" « 5С7?К1 схема оказывается в начальном
состоянии. Характер изменения напряжений
на катодах обеих ламп иллюстрируют гра-
фики, приведенные на рис. 5.76. Время t',
в течение которого тиратрон Т2 заперт, мож-
но регулировать изменением емкости С, ве-
личины сопротивления /?к2, а также измене-
нием напряжения, питающего цепь управ-
ляющего анода Т2.
На рис. 5.77 приведен другой вариант
двухтиратропной схемы триггера с одним
устойчивым состоянием, существенно отли-
чающейся от схемы на рис. 5.76 тем, что
гашение разряда в горящем тиратроне происходит за счет протекания тока
отпирающейся лампы через сопротивление RK, общее для обоих тиратронов.
В исходном состоянии проводит тиратрон Т2, причем основная доля
напряжения Еа падает на сопротивлении jRa2, часть — на сопротивлении RK,
а анодное напряжение самого тиратрона мало (порядка 15—20 в). Вспышка
тиратрона при действии стартового сигнала ведет к резкому возрастанию
падения напряжения на сопротивлении RK за счет протекания по нему анод-
того тока Так как за время вспышки разряда в Tt напряжение на емко-
стях Ct и С2 не успевает заметно измениться, анодное напряжение тиратрона
Т2 становится отрицательным и этот тиратрон гаснет. Далее следует воз-
растание анодного напряжения тиратрона Т2 по мере разрядки конденса-
тора С2, а отрицательный импульс с его управляющего анода снимается.
Поэтому через некоторое время проводимость тиратрона Т2 восстанавли-
вается, вновь скачком возрастает ток, текущий через RK, и происходит гаше-
ние разряда в тиратроне таким же путем, как в Т2. Восстановление анод-
ного напряжения тиратрона Т\ по мере разрядки емкости Ci не приводит
к вспышке в нем разряда вследствие большой величины сопротивления Ri-
Примером двухтактного тиратронного триггера может служить схема,
приведенная на рис. 5.78, а. Работа ее весьма проста. Положим, что в началь-
ном состоянии тиратрон Т2 проводит ток, а Т\ не проводит (этого легко
добиться, разомкнув, а затем вновь замкнув рубильник П после того, как
включено питание схемы). Напряжение на аноде Т2 порядка 10—20 в, а на
аноде Ti равно Еа. Поэтому конденсатор С заряжен до напряжения, близ-
кого к Е&.
Положительный стартовый импульс достаточно большой амплитуды,
t7CT > Ua — Ес, действующий на входе схемы (т. е. одновременно на сет-
ках обоих тиратронов), приводит к зажиганию Tt. Напряжение на его аноде
резко падает до нескольких десятков вольт, а напряжение на конденса-
торе С в первый момент остается практически неизменным. Поэтому анодное
478
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
напряжение тиратрона Т2 становится отрицательным и он гаснет. Далее
следует разрядка конденсатора С, а затем напряжение на нем стремится
к величине, близкой к Еа, с постоянной времени т = RaC. Эта постоянная
времени выбирается несколько большей времени деионизации тиратронов,
и поэтому Т2 остается погашенным и через время порядка 5т напряжение
на его аноде возрастает до величины Еа, а конденсатор заряжается до напря-
жения ис а? Еа с полярностью, обратной начальной. Действие следующего
стартового сигнала приводит к возвращению схемы в исходное состояние,
причем механизм гашения тиратрона ничем не отличается от описан-
ного механизма гашения Т2.
Аналогичным образом работает тиратронный двухтактный триггер,
схема которого приведена на рис. 5.79, б. Как и в первой схеме, гашение раз-
ряда в тиратроне, через который протекал ток до прихода стартового сиг-
нала, осуществляется перезарядкой конденсатора С.
Рис. 5.78. Схемы
двухтактных триггеров на тиратронах.
На рис. 5.79 приведены построенные на тиратронах с холодными като-
дами схемы триггеров, которые аналогичны по своему действию схемам, изо-
браженным на рис. 5.78. Схема двухтактного триггера с другим механизмом
гашения разряда в тиратронах, приведена на рис. 5.80. Положим, что до при-
хода «стартового сигнала тиратрон Т2 проводит, а нет. При этом через
сопротивление R' и R’ протекает ток ia ’ = , и конденсатор Сг
заряжен до напряжения = ia’ Напряжение между като-
дом и анодом тиратрона 7\, равное Еа — ia >Ra, должно быть недостаточным
для того, чтобы без воздействия стартового сигнала на второй (поджигающий)
анод в нем мог бы возникнуть разряд. При этом напряжение на конденсато-
ре Ci равно нулю, а на управляющий анод подано положительное напря-
жение, равное ia’^?2- Действие стартового сигнала положительной поляр-
ности, имеющего достаточно большую амплитуду, приводит к вспышке раз-
ряда в тиратроне и к возрастанию тока, протекающего через сопротивле-
ние Ra, общее для обоих тиратронов. Поэтому потенциалы анодов 7\ и Тг
падают до величины Еа — 2i£”.Ra. Но в то время как потенциал катода тира-
трона Ti остается близким к нулю, пока не зарядится конденсатор Clt напря-
жение на катоде Т2 поддерживается сравнительно высоким, пока не разрядится
конденсатор С2. Поэтому при соответствующим образом выбранных сопро-
тивлениях схемы и достаточно больших постоянных времени разряда и заря-
да конденсаторов С} и С2 разряд в тиратроне Т2 гаснет и схема переходит
в состояние, соответствующее отпертому первому и непроводящему второму
тиратронам. Действие следующего стартового сигнала приводит к обрат-
ному переходу схемы в начальное состояние.
§ 3]
ТРИГГЕРНЫЕ СХЕМЫ
479
Общий недостаток всех триггерных схем, построенных на газоразрядных
лампах, заключается в их малой разрешающей способности — интервал
времени между двумя стартовыми сигналами должен быть сравни-
тельно большим. Возможность ускорения процессов установления стационар-
ного состояния схемы ограничивается необходимостью поддерживать низкое
напряжение на электродах газоразрядного прибора в течение времени,
достаточного для деионизации. Несколько большие возможности в этом
отношении дают приборы с холодным
катодом, у которых минимальное время
между двумя стартовыми сигналами
может быть доведено до нескольких
десятых миллисекунды [35, 36, 148].
Известное преимущество триггеров
на тиратронах с холодным катодом
заключается в том, что отпертый ти-
ратрон потребляет мало энергии от
источников питания, а состояние в
котором находится триггер, легко
регистрировать (без введения в схему
Рис. 5.79. Схемы двухтактных триггеров
иа тиратронах с холодным катодом.
Рис. 5.80. Вариант схемы двухтактного
триггера на тиратронах с холодным
катодом.
каких-либо дополнительных элементов) по свечению того тиратрона, в ко-
тором протекает разряд. Это существенно для постройки ряда импульсных
устройств, содержащих большое число элементов (см. гл. VIII).
Надежность работы тиратронных триггеров существенно зависит от
выбора схемы связи его с источником стартовых сигналов. В приведенных
выше схемах стартовый сигнал подается через разделительную НС-цепь на
сетку или управляющий анод лампы. Эта простейшая схема в ряде случаев
неудовлетворительна, так как через нее одинаково хорошо проходят как
стартовые сигналы, так и импульсы, возникающие в цепи управляющего
электрода тиратрона при вспышке в нем разряда, когда на этот электрод
начинает течь сравнительно большой ток. Эти импульсы, действуя на источ-
ник стартовых сигналов, в ряде случаев могут нарушить его нормальную
работу или паразитным образом воздействовать на другие триггеры, содер-
жащиеся в установке. Опасность такого воздействия особенно велика в схе-
мах триггеров с включением сопротивления не со стороны анода, а со сто-
роны катода тиратронов. В этом случае при вспышке разряда в тиратроне
480
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
|ГЛ. V
одновременно с резким возрастанием потенциала его катода возрастает
и напряжение на сетке. Избежать обратного влияния тиратронной схемы
на‘источник стартовых импульсов можно, включая в цепь связи диод или
вводя промежуточный каскад на вакуумной лампе (например, катодный
повторитель).
§ 4. НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ
СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ
1. Генераторы прямоугольных периодических импульсов. Во многих
работах, посвященных исследованию кинетики физических процессов, при-
меняются генераторы прямоугольных импульсов [149—151]. Они широко
используются для налаживания усилителей [152, 153], питания мостовых
схем [154] и др. К таким генераторам, применяемым для количественных
исследований, предъявляются жесткие требования в отношении крутизны
фронтов и постоянства амплитуды импульсов, отсутствия выбросов или
завалов, искажающих форму сигналов, и т. д.
Прямоугольные импульсы могут быть получены путем улучшения
формы сигналов, возбуждаемых в мультивибраторах, или в результате про-
пускания гармонических колебаний через специальные ограничительные
каскады. Имеются также схемы, в которых возбуждаются импульсы, настоль-
ко близкие к прямоугольным, что они не нуждаются в дополнительном фор-
мировании. Многие из этих генераторов позволяют легко изменить частоту
чередования, коэффициент заполнения и амплитуду прямоугольных импуль-
сов без существенного изменения их формы.
Схема генератора прямоугольных импульсов, которые получаются путем
формирования сигналов, возбуждаемых мультивибратором, приведена на
рис. 5.81. Мультивибратор дополнен лампой Лз, на аноде которой получаются
импульсы, отличающиеся от прямоугольных выбросами, сопровождающими
их задние фронты (см. схему на рис. 5.38, в). Анод лампы Л3 без переход-
ного конденсатора связан с сеткой одной из ламп каскада с катодной связью
(см. гл. III, § 3). Выбирая соответствующую величину сопротивления Нк,
можно поставить последний каскад в такой режим, при котором нежелатель-
ный выброс напряжения будет понижать потенциал сетки лампы до вели-
§ 4] НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ 481
чины более низкой, чем потенциал ее запирания. При этом у импульсов,
снимаемых с анодных нагрузок ламп Л^ и Л5, выбросов не будет. Схема имеет
два выхода, связанных с анодами обеих ламп каскада с катодной связью,
что позволяет получать импульсы как положительной, так и отрицатель-
ной полярности относительно нулевого провода схемы. Последний совпадает
с положительным проводом анодного питания, т. е. для питания схемы
необходим источник с заземленным плюсом. Правильное смещение на сетке
лампы Л5 катодносвязанного каскада устанавливается с помощью потен-
циометра в 5 ком, к движку которого присоединена сетка этой лампы. Час-
тоту импульсов можно менять, варьируя постоянные времени цепей связи
ламп мультивибратора. Максимальная амплитуда импульсов — более 100 в.
Рис. 5.82. Схема генератора прямоугольных импульсов, формируемых из гармо-
нического напряжения.
Выходное сопротивление изменяется в зависимости от уровня выходного
напряжения. Длительность фронтов при малой емкости внешней нагрузки —
порядка микросекунды.
Генератор питается стабилизированным источником; потребляемый
им ток около 80 ма.
Максимальная частота чередования импульсов в приведенной схеме —
несколько десятков килогерц. Дальнейшее повышение частоты приводит
к существенным искажениям формы возбуждаемых сигналов. Для того чтобы
построить мультивибраторную схему генератора прямоугольных импуль-
сов с амплитудой в несколько десятков вольт, частотой чередования порядка
100 кгц или больше и временем фронта порядка десятых микросекунды,
необходимо перейти к более мощным лампам. В этой области частот практи-
чески проще воспользоваться формированием прямоугольных импульсов
из гармонического напряжения.
Пример схемы генератора такого типа приведен на рис. 5.82. Сетка
лампы Л2 схемы индуктивно связана с катушкой контура задающего гене-
ратора гармонических колебаний, собранного на лампе Лх (6Ж8). Режим
ламп Л2 и Л3 выбран таким образом, что каждая из них запирается прежде,
чем напряжение на ее сетке в отрицательный полупериод достигнет амплитуд-
ного значения. В результате этого форма напряжения на аноде лампы Л3
оказывается близкой к прямоугольной. После усиления в каскаде, который
построен на двух лампах 6П9, включенных параллельно, сформирован-
ное напряжение поступает на выход схемы. При указанных на рисунке
параметрах схемы и настройке контура генератора на частоту 100 кгц ампли-
туда выходных импульсов — около 30 в, а длительность фронта меньше
31 А. М. Бонч-Бруевич
482
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
6ГЛ., V
0,1 мксек. Для изменения частоты чередования импульсов необходимо пере-
страивать собственную частоту контура задающего генератора. Коэффициент
заполнения импульсов у = 0,5. Генератор желательно питать от стабилизи-
рованного источника (схема потребляет около 150 ма, из которых 100 ма
приходится на две последние лампы). Описываемый генератор удобен при
налаживании широкополосных усилителей.
Схема другого генератора такого же типа, рассчитанная на изменение
частоты импульсов в широких пределах, приведена на рис. 5.83 [155 J. Источ-
ником гармонического напряжения служит КС-генератор, построенный на
лампах — Л4. Для возникновения в схеме генерации должна быть выбра-
на достаточно глубокая положительная обратная связь, уровень которой
Рис. 5.83. Схема генератора прямоугольных импульсов, формируемых из гармо-
нического напряжения, возбуждаемого ЛС-генератором.
регулируется потенциометром П1. Частота колебаний определяется постоян-
ными времени КС-цепей, включенных между анодами и катодами ламп Jlt
и Лz ^/0 ~ 2лт ’ ecj™ цепи идентичны^) , и при указанных на схеме
параметрах ее можно изменять (скачкообразно переключателем и плавно —
примерно в 20 раз — спаренным потенциометром К2) от 3 гц до 100 кгц.
Для преобразования гармонического напряжения в прямоугольное
путем его двухстороннего ограничения служит катодносвязанный каскад
(лампа J76) с дополнительной связью анода первого триода и сетки второго.
Параметры схемы выбраны таким образом, что динамический диапазон этого
каскада мал, и когда величина напряжения отрицательной полярности на
сетке левого триода лампы Лъ достигает нескольких десятых вольта, он запи-
рается. Если же напряжение на сетке левого триода Л$ превышает нулевое
значение на несколько десятых вольта, запирается, наоборот, второй триод Л6.
В результате напряжение на аноде каждого триода скачкообразно изменяет
свою величину. Периодические прямоугольные импульсы снимаются с выхо-
да катодного повторителя, связанного с анодом правого триода Л$. Макси-
мальная амплитуда импульсов — около 30 в. Уровень выходных сигналов
регулируется перемещением движка потенциометра ZT4, причем от его поло-
жения зависит и выходное сопротивление генератора (при среднем поло-
жении движка максимальная величина 7?вых около 25 ком). Для уменьше-
ния выходного сопротивления генератор должен быть дополнен специаль-
ными каскадами с малым выходным сопротивлением (см., например, схему
на рис. 5.84).
§ 41.
НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ
483
Схема одного из генераторов, в котором генерируемые импульсы близки
к прямоугольным и не нуждаются в дополнительном формировании, при-
менявшаяся при исследовании релаксационных процессов в полупроводни-
ках, показана на рис. 5.84 [87]. Прямоугольные импульсы возбуждаются
в каскаде, собранном на лампе Л2. Этот каскад представляет собой триггер
с двумя устойчивыми состояниями, в каждом из которых заперта одна из
ламп (см. § 3 настоящей главы). При переходе под действием внешнего
сигнала из одного устойчивого состояния в другое напряжение на аноде
каждого триода лампы Л2 изменяется на величину Um = RaIa0, где 7а0 —
анодный ток триода при потенциале его сетки, близком к нулю. Пока схема
Рис. 5.84. Схема генератора прямоугольных импульсов, получаемых от двухтактного
триггера.
В генераторе имеются оконечные каскады с малым выходным сопротивлением.
находится в одном из устойчивых состояний, анодное напряжение остается
неизменным. Поэтому при воздействии на триггерный каскад периодических
кратковременных сигналов с анода любой лампы можно снять сигналы, близ-
кие по форме к прямоугольным (время перепадов напряжения определяется
выражениями (5.81)). Импульсы, выводящие триггер из устойчивого состоя-
ния, получаются от мультивибратора, собранного иа лампе Частотой
и коэффициентом заполнения возбуждаемых в мультивибраторе импульсов
можно управлять изменением постоянных времени цепей связи (переклю-
чатели конденсаторов в схеме не показаны) и потенциометром, к которому
присоединены сопротивления утечек сеток триодов лампы Л1. Импульсы,
снимаемые с анодов триодов мультивибратора, проходят через цепи с малой
постоянной времени, где преобразуются в последовательность кратковре-
менных сигналов, и через диодную схему запуска подаются на триггер.
Последний чувствителен только-к импульсам отрицательной полярности,
и поэтому запускается отрицательными перепадами напряжения, посту-
пающими поочередно то с одной, то с другой лампы мультивибратора. Если
катоды диодов соединить вместе и через разделительную 7?С-цепь с малой
постоянной времени соединить с анодом одной из ламп мультивибратора,
то триггер будет запускаться отрицательными перепадами напряжения на
аноде только этой лампы. Поэтому импульсы, даваемые триггером, будут
иметь коэффициент заполнения 0,5 независимо от соотношения постоянных
времени цепей связи мультивибратора.
В приведенной на рис. 5.84 схеме прямоугольные импульсы напряже-
ния снимаются с анода левого триода лампы Л2 и подаются на двойной
31*
484
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
катодный повторитель, к выходу которого (катодная нагрузка правого триода
лампы Л3) присоединяется внешняя нагрузка. Применение двойного катод-
ного повторителя позволяет регулировать уровень сигналов без изменения
выходного сопротивления генератора. Максимальная амплитуда импульсов
на выходе катодного повторителя — несколько десятков вольт, а длитель-
ность фронтов — порядка микросекунды. Выходное сопротивление катод-
ного повторителя — порядка 500 ом; его можно уменьшить, использовав
лампу с большей крутизной. Для того чтобы получить выходное сопротив-
ление порядка ома или даже десятых долей ома (что иногда бывает необхо-
димо), нужно перейти к более сложному выходному блоку, представляю-
щему собой многокаскадную схему, охваченную глубокой отрицательной
обратной связью. В частности, практически весьма удобны схемы, подоб-
ные стабилизаторам напряжения с управлением со стороны выхода [156,
157]. Такой стабилизатор представляет собой, по существу, катодный
повторитель, в цепь обратной связи которого (между катодом и сеткой лампы)
введен усилитель с непосредственной связью, а напряжение на входе под-
держивается постоянным. Включение усилителя приводит к уменьшению
выходного сопротивления по сравнению с обычным катодным повторителем.
Для использования такого рода схемы в виде выходного блока с низким
выходным сопротивлением достаточно заменить постоянное напряжение
на сетке лампы катодного повторителя на переменное, в данном случае
поступающее от генератора прямоугольных импульсов [158]. Подобная
схема, построенная на лампах Л5 и Л6, дополняет генератор, приведен-
ный на рис. 5.84, и присоединяется к нему при замыкании контактов выклю-
чателя К. В этой схеме на лампе Л^ (так называемая проходная лампа) собран
катодный повторитель, а усилитель в цепи обратной связи построен на двой-
ных триодах Л5 и Л6. На сетку правого триода катодносвязанного каскада
этого усилителя (лампа Л5) подается напряжение, снятое с выхода. На сетку
второго триода каскада (потенциал которой поддерживается в обычной
схеме стабилизатора неизменным) подается напряжение от генератора
импульсов. Это напряжение после усиления поступает на сетку проходной
лампы и, как и в обычном катодном повторителе, появляется на выходе
схемы. Перемещением движка потенциометра П ставят схему в линейный
режим работы. При этом выходное сопротивление имеет величину порядка
нескольких ом.
Следует заметить, что при указанных на рис. 5.84 параметрах длитель-
ность фронтов импульсов, снимаемых с низкоомного выхода, значительно
больше, чем импульсов, снимаемых с катодной нагрузки Л3. Причина этого
заключается в относительно узкой полосе пропускания усилителя постоян-
ного тока, построенного на лампах Л5 и Лб. В случае необходимости она
может быть расширена обычными приемами.
Само собой разумеется, что низкоомные выходные блоки описанного
типа могут быть использованы не только в генераторах прямоугольных
импульсов, но и в других устройствах. При этом такой блок должен работать
в линейном режиме. В генераторах прямоугольных импульсов, вообще
говоря, возможна также работа и в нелинейном режиме [159], что позво-
ляет стабилизировать амплитуду импульсов, но приводит к возрастанию
выходного сопротивления.
Построить простые генераторы прямоугольных импульсов позволяет
следящий триггер, поставленный в режим самовозбуждения путем введения
в него дополнительной 7?С-цепи, приводящей к периодическому возрастанию
и падению потенциала сетки нормально запертой лампы [160]. Существен-
ную роль в работе такого генератора играет гистерезис, наблюдающийся
в следящем триггере (см. § 3 настоящей главы). Это поясняет схема, изобра-
женная на рис. 5.85, а. В первый момент после включения напряжения Е&
§ 41
НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ
485
потенциал сетки лампы Лг равен нулю и она заперта. Лампа Л2 при этом
открыта. Далее, напряжение на конденсаторе С начинает нарастать по
экспоненциальному закону с постоянной времени т к, С ~ полагаем, что
/?а1 < А, СТремясь к величинеЕц-^-^Ц-- , и в некоторый момент достигает
-f- /14 / /13 -f- /14
значения Uay, при котором лампа Л1 отпирается. Тогда в схеме развиваются
регенеративный процесс и триггер переходит в состояние, в котором лам-
па Л} отперта, а Л2 заперта, причем потенциал ее сетки лежит ниже потен-
циала запирания. Если при отпирании лампы Лх напряжение на ее аноде
падает до величины < ?7кр —то конденсатор С начинает разря-
жаться (приблизительно с той же постоянной времени) и в некоторый момент
/2/
Рис. 5.85. Простая схема генератора прямоугольных импульсов с исполь-
зованием следящего триггера.
напряжение на сетке Лг достигает величины при этом в схеме происходит
быстрый переход в начальное состояние, в котором лампа Л1 вновь оказы-
вается запертой, а Л2 — отпертой. После этого напряжение на конденсаторе
С опять начинает нарастать и циклы переходов триггера из одного край-
него состояния во второе и возвращение в исходное периодически повто-
ряются.
Напряжение на аноде лампы Л2 периодически скачкообразно изме-
няется от величины и^2 = Е& — 7а02Ка2до иа2 = Е&, где 7а02 — анодный
ток отпертой лампы. Иначе говоря, с анода Л2 можно снять периодичес-
кие импульсы прямоугольной формы. Их периодом легко управлять, из-
меняя постоянную времени зарядки и разрядки конденсатора С.
Количественно рассмотреть работу схемы и выбрать ее параметры можно,
пользуясь выражениями, приведенными в п. 3 § 3 настоящей главы. В част-
ности, такое рассмотрение показывает, что величина Еа „ должна быть
К3+/14
D
значительно больше £7ар,. а 11$-=—,4-=- значительно меньше USl для того,
-**3 I” -“4 ?
чтобы стабильность частоты не была низкой (эти условия соответствуют
тому, что сеточное напряжение лампы Л1 будет изменяться сравнительно
быстро около значений U$, и £7кр)- От выбора величин и$, Uap и t/кр, опре-
деляемых параметрами схимы, зависит коэффициент заполнения получаемых
импульсов, который, вообще говоря, не сильно отличается от 0,5. Для полу-
чения импульсов с коэффициентом заполнения, значительно отличающимся
от этого значения, в цепь зарядки емкости С можно ввести нелинейный эле-
мент (диод), в результате'чего постоянные времени зарядки и разрядки
этого конденсатора будет существенно различаться.
486
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
Практическая схема генератора рассматриваемого типа приведена на
рис. 5.85, б. Здесь несколько усложнена цепь зарядки емкости С по срав-
нению с изображенной на рис. 5.85, а с тем, чтобы при изменении частоты
(при указанных на схеме параметрах — в пределах от 1400 до 5200 гц) не
изменялся коэффициент заполнения импульсов [160]. Уменьшая емкость
конденсатора С до 250 пф, можно повысить частоту сигналов до 100 кгц.
Форма импульсов, снимаемых с анода правого триода, весьма близка к пря-
моугольной — длительность фронтов порядка 0,5 мксек. Амплитуда импуль-
сов, равная в приведенной схеме примерно 15 в, может быть увеличена путем
включения большего сопротивления в анодную цепь правого триода, но при
Рис. 5.86. Транзисторный вариант генерато-
ра прямоугольных импульсов с использо-
ванием следящего триггера.
этом возрастает длительность фрон-
тов генерируемых сигналов. Схема
может быть дополнена тем или
иным выходным каскадом, напри-
мер двойным катодным повторите-
лем или многоламповым выходным
блоком (как в схеме на рис. 5.84).
Практически все рассмотрен-
ные схемы генераторов прямо-
угольных импульсов могут быть
построены на транзисторах. На
рис. 5.86 приведена транзисторная
схема генератора, построенного с
применением следящего триггера,
совершенно подобная ламповой схе-
ме, изображенной на рис. 5.85, б
[161 ]. Длительность фронтов ге-
нерируемых сигналов порядка
5 мксек, а их частоту можно довести до 30 кгц (при уменьшении вели-
чины емкости С). Перемещением движка потенциометра П (изменением
начального напряжения на базе транзистора 1\) можно вывести схему из
автоколебательного режима и, подавая на нее кратковременные стартовые
сигналы, например от мультивибратора (который так же может быть собран
на транзисторах), получать на выходе импульсы с регулируемой в больших
пределах величиной коэффициента заполнения.
2. Генераторы кратковременных импульсов. Для испытаний специаль-
ной измерительной аппаратуры, запуска триггерных схем, приведения
в действие электронных переключателей, управления такими устрой-
ствами, как ячейка Керра при фотографировании отдельных стадий
быстропротекающих процессов, и во многих других случаях применяются
кратковременные импульсы, близкие по форме к прямоугольным или
треугольным. Такие импульсы можно получить, в частности, с помощью
блокинг-генераторов. Так как они уже были рассмотрены в § 2 настоящей
главы, то здесь будут приведены другие схемы генераторов коротких и сверх-
коротких импульсов.
На рис. 5.87, а изображена простая тиратронная схема, позволяющая
получать кратковременные импульсы. Конденсатор С заряжается от источ-
ника постоянного напряжения Е через сопротивление R. Параллельно кон-
денсатору включен тиратрон, на сетку которого подано отрицательное сме-
щение и гармоническое напряжение от того или иного генератора (или от
сети, если частота чередования импульсов должна быть 50 гц)-. В момент
потенциал сетки тиратрона достигает величины ис — U3, достаточной для
развития разряда в лампе, и конденсатор С разряжается через тиратрон
и включенное последовательно с ним сопротивление RK. После этого ток
через тиратрон прекращается, он гаснет, и конденсатор вновь заряжается
S 4)
НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ
487
(сопротивление R выбирается достаточно большим для того, чтобы в тира-
троне не мог протекать самоподдерживающийся разряд, питаемый источни-
ком напряжения Е (см. гл. II, § 3, п. 5)). Второй импульс разрядного тока
возникает, когда потенциал сетки тиратрона вновь достигает значения Ua
(момент t2)-
Импульсы напряжения с амплитудой, близкой к Е, снимаются с сопро-
тивления RK. Максимальная величина напряжения Е ограничивается опас-
ностью пробоя тиратрона (у ТГ1-
0,1/1,3—650 в). Они имеют крутой
передний фронт (длительностью
порядка десятков наносекунд) и
экспоненциальный спад с постоян-
ной. времени rI = CRK, за которым
следует сравнительно продолжи-
тельный участок более медленного
изменения напряжения, связан-
ный с рассасыванием объемного
заряда в тиратроне. Изменяя вели-
чину тп можно регулировать дли-
тельность импульсов t' (она отсчи-
тывается, например, на половине
их высоты) вплоть до величины
порядка десятой микросекунды
или даже несколько меньше. При
этом следует иметь в виду, что ве-
личину сопротивления RK не следу-
ет выбирать меньшей, чем RK min =
= , Е , где I гпах — максимальный
1 max
ток (в импульсе), на который рас-
считан тиратрон (у ТГ1-0,1/1,3—
500 ма), а при уменьшении емко-
сти С следует увеличивать сопро-
тивление R так, чтобы время заряд-
ки конденсатора, протекающей с
постоянной времени т2 — RC, ос-
тавалось больше времени деиони-
зации тиратрона.
Для четкого фиксирования
моментов зажигания тиратрона
амплитуда управляющего перемен-
ного напряжения должна быть
выбрана настолько большой, чтобы величина производной du, Idt была ве-
лика около значения ис = Ua. В некоторых схемах трансформатор в цепи
сетки тиратрона берется с насыщенным железом. Тогда управляющее гар-
моническое напряжение преобразуется в последовательность разнополяр-
ных импульсов, что позволяет более определенно фиксировать моменты
зажигания тиратрона.
Остроконечные импульсы, возбуждаемые в простой тиратронной схеме
генератора, мало удобны для использования во многих устройствах. С целью
получения кратковременных импульсов с плоской вершиной и фиксиро-
ванной длительностью конденсатор С заменяют линией, разомкнутой на
конце (рис. 5.87, б). Сопротивление RK выбирают таким, чтобы вместе с со-
противлением горящего тиратрона 7?т оно было равно волновому сопротив-
лению линии. Тогда при вспышке тиратрона, на сетке которого, как и в
488
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1ГЛ. V
предыдущей схеме, кроме отрицательного смещения действует переменное
напряжение, эта линия разряжается за время t' = 2£л, где 1Л — время
пробега сигнала по линии в одном направлении, и на сопротивлении
р р>
появляется импульс, близкий к прямоугольному с амплитудой Um = ъ.
2 лк + п т
Изменяя длину линии, можно варьировать величину t'. После разрядки
линии тиратрон гаснет, а линия заряжается через сопротивление R от источ-
ника Е с постоянной времени т = НСЛ, где Сл — общая емкость линии
(см. гл. I, § 4).
Все соображения относительно выбора параметров схемы, изложенные
выше, остаются в силе и для генератора с линией. В частности, максимальная
Рис. 5.88. Генератор кратковременных импульсов с использованием линий как
элементов формирования импульсов и фиксирования их длительности.
частота чередования импульсов ограничивается временем деионизации тира-
трона, и для того чтобы тиратрон управлялся внешним напряжением,
постоянная времени т должна быть порядка этого времени или больше него.
Иногда в схему вводят дополнительные электронные лампы, позволяющие
перейти от экспоненциального к быстрому заряду линии через время, доста-
точное для деионизации, и тем несколько увеличить частоту импульсов
и повысить надежность работы схемы [162].
В последней схеме тиратрон, по существу, служит разрядным устрой-
ством, периодически присоединяющим к заряженной линии нагрузку, равную
ее волновому сопротивлению. Возможность сокращения длительности
импульсов ограничивается самим разрядником — временем пробоя тира-
трона и паразитной емкостью, шунтирующей нагрузку. Если ее величина
порядка 100 ом, то даже при паразитной емкости в 100 пф возможность
получения кратковременных импульсов ограничивается тиратроном. При
выборе наиболее удачного режима последнего и усложнении схемы введе-
нием вакуумных ламп, управляющих зарядкой линий и напряжением на
электродах тиратрона в период деионизации, удается получить импульсы
с временем фронта порядка . 5—10 нсек и частотой чередования до 1—
10 кгц [163, 1641.
Линия может быть также использована не как элемент, запасающий
энергию и отдающий ее в короткий интервал времени, а как формирующий
элемент, служащий для сокращения и фиксирования длительности импуль-
са, даваемого тем или иным импульсным генератором. На рис. 5.88 приве-
S 4] НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ 489
дена схема, в которой источником таких импульсов служит блокинг-гене-
ратор, собранный на лампе Л % [165]. С его выхода (с катодного сопротив-
ления лампы) снимаются импульсы, близкие по форме к прямоугольным
со средней длительностью порядка 0,15 мксек и с амплитудой около 30 в.
К катодному сопротивлению присоединена короткозамкнутая линия (отре-
зок коаксиального кабеля с волновым сопротивлением 70 ом). Импульс,
возникший на входе этой линии, распространяется по ней, отражается от
закороченного конца с переменой полярности и со сдвигом на время
t' = 2£л, где tn — время пробега сигнала по линии в одном направлении,
вновь появляется на сопротивлении RK; В результате суммарное напря-
жение, поступающее на сетку лампы Л3, представляет собой импульсы
положительной полярности с фиксированной длительностью t' и с практи-
чески плоской вершиной. В отсутствие импульса лампа Л3 заперта (смеще-
ние регулируется изменением анодного тока лампы Л^, и поэтому она не
пропускает его нижнюю часть и небольшой отрицательный выброс, т. е. эта
лампа используется для дополнительного формирования сигналов. Вели-
чину f можно изменять, включая отрезки кабеля разной длины. В схеме,
изображенной на рис. 5.88, с помощью переключателя П к линии могут
быть присоединены дополнительные линии К2 или К3 и получены импульсы
соответственно продолжительностью 20, 40 и 80 нсек с длительностью фрон-
тов порядка 5 нсек. Амплитуда импульсов на выходе в оригинальной схеме
регулируется изменением величины анодной нагрузки лампы Л3 [165]
и, кроме того, как это указано на рисунке, в анодной цепи этой лампы имеет-
ся ступенчатый декадный аттенюатор (выходы I, II и III). Максимальная
амплитуда импульсов — 40 в.
В описываемой схеме блокинг-генератор работает в режиме однотакт-
ного триггера и запускается внешними импульсами, поступающими на сетку
его лампы через дифференцирующую цепочку (разделительный конденса-
тор СР1 и диод Л5). Частоту чередования стартовых сигналов можно изме-
нять в пределах 104 — 106 гц.
При постройке генератора особое внимание было обращено на схему
блокинг-генератора и, в частности, на качество импульсного трансформа-
тора. Кроме того, переключение линий должно осуществляться таким обра-
зом, чтобы избежать появления отраженных сигналов в местах соединения
отрезков коаксиального кабеля.
В низкочастотных генераторах хорошие результаты дает использование
вместо тиратрона специальных конструкций ртутных прерывателей, пред-
ставляющих собой стеклянный капсюль с двумя вводами и каплей ртути,
свободное пространство над которой заполнено водородом под большим
давлением. Легкое сотрясение капсюля при пропускании импульса тока
через специальное электромеханическое устройство приводит к замыка-
нию на короткое время контакта между вводами. Время срабатывания
такого замыкателя — порядка 10~9 сек или меньше, и он работает устой-
чиво, если напряжение между вводами не превосходит нескольких десятков,
а в некоторых конструкциях — нескольких сотен вольт [11, 162]. При
использовании хорошего электромеханического устройства и уменьшении
до предела емкости, шунтирующей сопротивление 7?н, удается получать
импульсы напряжения с амплитудой около 100 в и временем фронта порядка
нескольких десятых наносекунды [162].
При возбуждении импульсов порядка нескольких киловольт в устрой-
ствах с линиями можно использовать другой вид разрядников. Именно,
разрядник выполняется в виде пары полированных шариков с небольшим
зазором между ними, дополненной второй парой электродов. Последняя
служит разрядником во вспомогательной цепи, состоящей из источника
питания, емкости и сопротивления (рис. 5.89). Когда напряжение на
490
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
(ГЛ. V
конденсаторе С' достигает определенной величины, между электродами К'
проскакивает разряд. Освещение ультрафиолетовым излучением зазора между
шариками К приводит к возникновению разряда и между ними, и линия
разряжается через сопротивление RB, создавая на нем импульс напряже-
ния продолжительностью V = 2<л. После этого линия заряжается через
сопротйвление R, а емкость С' — через сопротивление R'. Напряжение Е,
до которого заряжается линия, недостаточно для пробоя зазора К, и поэтому
новый импульс на сопротивлении RB появится только после того, как кон-
денсатор С' зарядится до достаточно высокого напряжения и произойдет
пробой зазора К’. Очевидно, что это время должно превосходить время,
необходимое для зарядки линии от источника Е. Изменяя постоянную вре-
мени т' = R’C’, длину линии и величину напряжения Е, легко управлять
Л7'
Рис. 5.89. Генератор кратковременных импульсов с фор-
мирующей линией и вспомогательным разрядником.
соответственно частотой импульсов, их продолжительностью и амплиту-
дой. В таком устройстве можно получить импульсы с длительностью фронта
порядка нескольких наносекунд или сотой доли микросекунды.
Устройства с вспомогательными разрядниками применяются, напри-
мер, для управления работой ячеек Керра при исследовании быстро проте-
кающих процессов, для получения кратковременных импульсов большой
амплитуды, управляющих работой импульсных радиочастотных генерато-
ров и т. д.
Еще один распространенный метод возбуждения кратковременных
импульсов заключается в однократном или многократном (последовательном)
дифференцировании сигналов с крутыми фронтами. При этом должны быть
приняты меры к тому, чтобы дифференцирующие каскады обладали нужной
верхней границей полосы пропускания. В тщательно отработанной схеме
с многократным дифференцированием гармонических сигналов после их пред-
варительного ограничения были получены импульсы длительностью поряд-
ка 5 нсек с амплитудой до 200 е и регулируемой частотой чередования от
10 кгц до 2 Мгц [166].
3. Генераторы пилообразных импульсов. Генераторы пилообразных
импульсов, широко применяемые в электронных осциллографах и многих
специальных измерительных устройствах, подробно рассмотрены в моно-
графиях [167—170]. Кроме того, много оригинальных схем приведено в пери-
одической литературе.
Здесь мы ограничимся только описанием нескольких простых схем,
которые могут быть полезны в экспериментальных исследованиях.
При оценке генератора пилообразных импульсов обычно принимают
во внимание линейность изменения напряжения, время, в течение которого
оно возвращается к исходной величине (время «обратного» хода), ампли-
туду импульсов и диапазон генерируемых частот. Для получения прибли-
зительно линейно изменяющегося с течением времени напряжения обычно
« 4]
НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ
49
используется заряд или разряд конденсатора. В простейшем случае кон-
денсатор заряжается от источника с постоянным напряжением Е через
сопротивление (рис. 5.90, а). При периодическом замыкании на короткое
время рубильника П на выходе схемы появляется периодическая после-
довательность импульсов напряжения с экспоненциальным нарастанием
с постоянной времени т = RC и быстрым спаданием. Очевидно, что если
амплитуда этих импульсов мала по сравнению с напряжением питания
схемы Е, то нарастание напряжения близко к линейному. Отклонение от
линейности можно оценивать изменением скорости нарастания напряже-
ния при переходе от значения ис = 0 к ис = И,
с
__________________________________________t
выходного напряжения. Так как ис—Е (1 —е т),
то . эта скорость нарастания напряжения
jLc = JLe т = о. При ис = 0, т. е. при 2 = 0,
=o=V=a°’ Далее> напряжение на
конденсаторе нарастает до значения ис = Um за
время V, удовлетворяющее соотношению е
= Г — , и поэтому о = — е х =о0 1—
Следовательно, относительное уменьшение скоро-
сти, т. е. нелинейность нарастания напряжения
т, где ит — амплитуда
Рис. 5.90. Схемы, иллю-
стрирующие использование
процесса зарядки конден-
сатора для получения пи-
лообразного напряжения.
т
ит
Е
&О _Um
а0 Е
(5;98)
— однозначная функция отношения амплитуды
выходного напряжения к напряжению питания.
Очевидно, что схемы ’ с зарядкой емкости
через сопротивление можно применять в том
случае, если напряжение источника питания может быть сделано значи-
тельно большим Um или если допускается большое отклонение от
линейности изменения напряжения. Идеально линейное изменение на-
пряжения на конденсаторе возможно, если он будет заряжаться или
разряжаться постоянным по величине током. Можно получить приблизи-
тельно постоянный ток зарядки, если сопротивление в схеме на рис. 5.90, а
заменить пентодом, поставив последний в такой режим, при котором рабочая
точка в течение всего времени зарядки конденсатора остается в пределах при-
близительно горизонтального участка его анодной характеристики. Так
как на самом деле и в этом случае анодный ток пентода не остается строго
постоянным, напряжение на конденсаторе будет нарастать не совсем линей-
но. С достаточно хорошей степенью точности можно считать, что анодный ток
пентода по мере зарядки емкости изменяется линейно, следуя зависимости
= I* — ~, где /* — анодный ток лампы в момент размыкания рубиль-
пика Z7 (т. е. при ис = 0). Замечая, что ис — \ ia dt, получаем
— > где о = ~ . При ис = 0 о = о0 = ^-. При ис = Um
Um
<т = cr0 — — и, следовательно, скорость изменения напряжения при
С Hi
возрастании его до величины Um уменьшается на Ao = I о — °0 | =
492
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
ЕГЛ. V
Поэтому
&& R т
°0 ~
(5.99)
Если, например, I* = 10 ма, а = 1 Мом, то при амплитуде выход-
ного напряжения 100 в отклонение его изменения от линейного закона —
Рис. 5.91. Простая схема генератора пило-
образного напряжения с ' зарядкой емкости
через сопротивление.
около 1%. При этом напряжение
источника питания может не пре-
вышать 200—250 в, так как по-
логий участок характеристик пен-
тода начинается с анодного напря-
жения порядка 100 в. Для полу-
чения такой же степени линейности
в схеме с зарядкой емкости через
сопротивление пришлось бы взять
источник питания с напряжением
10 кв.
На рис. 5.91 приведена простая
схема генератора пилообразных
импульсов с зарядкой емкости че-
рез сопротивление. Роль рубиль-
ника П играет тиратрон, который
вспыхивает, когда напряжение на
конденсаторе С достигает определенной величины. После этого конденсатор
быстро разряжается через тиратрон, напряжение на лампе падает, тира-
трон теряет проводимость и конденсатор
тивление R от источника питания Е.
Изменением емкости конденсатора и ве-
личины сопротивления R можно управ-
лять частотой возбуждаемого напряже-
ния, а изменением соотношения между
сопротивлениями Kj и Т?2—управлять
напряжением смещения на сетке лампы,
а следовательно, потенциалом зажига-
ния тиратрона и амплитудой выходных
импульсов. Для стабилизации частоты
колебаний на сетку тиратрона может
быть подано переменное (например, гар-
моническое) напряжение.
На рис. 5.92 приведена схема, в ко-
торой роль рубильника П по-прежнему
играет тиратрон (2050), но линейное
изменение напряжения на конденсаторе
получается при разряде его через пен-
тод (6Ж8). При включении схемы ти-
ратрон вспыхивает и конденсатор на-
вновь заряжается через сопро-
Рис. 5.92. Схема генератора пилообраз-
ного напряжения, получаемого при раз-
ряде конденсатора через пентод.
чинает быстро заряжаться через тира-
трон от источника питания.
По мере увеличения напряжения
ис напряжение на тиратроне падает,
а анодное напряжение пентода возрастает. Когда величина ис становится
близкой к Е, тиратрон гаснет и конденсатор начинает разряжаться через
пентод. При этом напряжение на тиратроне возрастает, и в некоторый момент
он вновь вспыхивает. После этого конденсатор опять быстро заряжается,
тиратрон снова гаснет и весь процесс повторяется сначала.
§ 4]
НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ
493
Рис. 5.93. Высокочастотный ге-
нератор пилообразных импуль-
сов с разрядкой конденсатора
через пентод.
Амплитуда возбуждаемого напряжения регулируется изменением потен-
циала сетки тиратрона. Ее максимальная величина около 200 в. Закон изме-
нения выходного напряжения отклоняется от линейного меньше чем на 1%.
Частота колебаний изменяется переключением конденсаторов С и регу-
лировкой величины сопротивления RK. При указанных на рисунке пара-
метрах схемы частота может изменяться в пределах от 5 гц до 50 кгц. Бла-
годаря включению сопротивления RK и наличию вследствие этого обратной
связи схема относительно мало чувствительна к смене ламп и изменению
в ограниченных пределах напряжения источников питания.
Схемы с тиратронными «ключами» хорошо работают при частоте коле-
баний, не превосходящей 30—50 кгц. В области более высоких частот из-за
инерционности рассасывания объемного за-
ряда, образующегося в тиратроне при про-
текании через него тока, тиратроны работа-
ют плохо. Поэтому высокочастотные гене-
раторы пилообразных импульсов строят
на электронных лампах.
Примером такого генератора может слу-
жить схема, изображенная на рис. 5.93
[171]. При включении анодного напряжения
конденсатор С начинает заряжаться через
пентод Лг. Лампа Л % в первое время не
проводит, поскольку ее анодное напряжение
близко к нулю. Когда напряжение на кон-
денсаторе С достигнет такого уровня, что
лампа Лz начнет проводить, на сопротивле-
нии RKi появится падение напряжения, при-
водящее к уменьшению потенциала сетки
лампы Лг. В результате возрастет напряже-
ние на ее аноде, а следовательно и на сетке
Л2, благодаря наличию в схеме цепи связи
Сргйсг, и процесс отпирания Л 2 носит лави-
нообразный характер (величина произведения
Ар схемы выбирается больше единицы). Он
заканчивается запиранием лампы Л1, и
емкость начинает быстро разряжаться через
лампу Л2- Когда убывающий анодный ток последней оказывается недостаточ-
ным для поддержания лампы Л1 в запертом состоянии за счет падения напря-
жения на RKl, она отпирается и в схеме протекает регенеративный процесс,
ведущий к запиранию ламцы Л2 и полному отпиранию Лг. После этого вновь
повторяется цикл относительно медленной зарядки емкости С приблизи-
тельно по линейному закону и быстрой ее разрядки. Благодаря тому, что
в отличие от схемы на рис. 5.92 в последней схеме нет тиратрона, она может
работать на частотах вплоть до 500 кгц. Перестройка частоты производится
переключением конденсаторов С и плавным изменением величины сопро-
тивления 7?а. При параметрах схемы, указанных на рис. 5.93, частота пило-
образных импульсов — около 500 гц.
Рассмотренная схема представляет собой, по существу, вариант несим-
метричного мультивибратора, который находится в состоянии, когда отперта
лампа Лг и заперта Ла, гораздо дольше, чем во втором крайнем состоянии.
В литературе описано множество вариантов других схем генераторов пило-
образных импульсов, в основу которых положены релаксационные гене-
раторы. В частности, хорошие результаты дает использование следящего
триггера в возбужденном состоянии. Такая схема представлена на
рис. 5.94 [160]. Она работает в значительной степени подобно схеме,
494
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
СГЛ. V
приведенной на рис. 5.93. Конденсатор С, с которого снимается пилообразное
напряжение, быстро заряжается через лампу Л3 до такого напряжения,
при котором правая лампа триггера Л2 открывается, а лампа Л1 запирается.
Падение напряжения на аноде Л2 приводит к запиранию зарядной лам-
пы Л3, и конденсатор начинает разряжаться через сопротивление R. Когда
Рис. 5.94. Вариант схемы генератора
пилообразных импульсов с использова-
нием следящего триггера в возбужден-
ном состоянии.
напряжение на нем достигает величины,
достаточной для обратного перехода в
триггере, лампа Л2 запирается, напря-
жение на ее аноде растет, открывается
зарядная лампа Л3 и конденсатор С
вновь быстро заряжается.
Амплитуда переменного напряже-
ния в рассматриваемой схеме суще-
ственно определяется границами петли
гистерезиса следящего триггера и обыч-
но составляет величину порядка не-
скольких вольт.
Транзисторный аналог последней
схемы — схема генератора, позволяюще-
го получить пилообразные импульсы с
амплитудой порядка нескольких деся-
тых вольта, приведена на рис. 5.95
[161 ]. Работа схемы совершенно ана-
логична работе электроннолампового ге-
нератора и не нуждается в пояснениях.
Наибольшую линейность изменения напряжения дают схемы с приме-
нением интеграторов с обратной связью, т. е. с отрицательной параллельной
обратной связью, в цепь которой включен конденсатор. Схема такого типа
приведена на рис. 5.96. На лампе Л3 построен каскад типа фантастрона (cm-
п. 2. § 3 настоящей главы), а
на двойном триоде 6Н8С— триг-
гер с одним устойчивым состо-
янием. Триггер служит для
прерывания процесса разряда
конденсатора С при определен-
ном напряжении на нем с после-
дующей быстрой перезарядкой
этого конденсатора до исходно-
го относительно высокого напря-
жения.
При полностью отпертой
лампе Л з схема может находить-
ся в положении равновесия. В
этом состоянии триод Л2 триг-
гера заперт, а Л1 отперт. Вы-
вести схему из этого состояния
можцо, замкнув на короткое вре-
мя тумблер/Тр В результате по-
777М /77Ж 777777
Рис. 5.95. Схема генератора пилообразного на-
пряжения на транзисторах, аналогичная лампо-
вой схеме, изображенной на рис. 5.94.
тенциал анода Л1 резко возраста-
ет и в схеме триггера протекает регенеративный процесс, приводящий к тому,
что лампа^ оказывается запертой, аЛ2—отпертой. В новом состоянии триггер
находится в течение времени V, определяемого постоянной времени зарядки
конденсатора С, а затем быстро возвращается в исходное состояние. При
этом анодное напряжение лампы Л1 резко понижается и отрицательный
скачок напряжения передается через цепь связи на пентодную, сетку лам-
§ 4]
НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ
495
пы Л3, анодный ток которой прекращается. Это приводит к тому, что кон-
денсатор С начинает заряжаться через сопротивление Ra и промежуток
сетка — катод лампы Л3 и анодное напряжение последней растет, стремясь
к величине Еа. Вместе с ростом этого напряжения возрастает и потенциал
сетки запертого триода Л2. Когда он достигает потенциала запирания лам-
пы, в триггере вновь протекает регенеративный процесс, лампа Л2 отпирает-
ся, а Л! запирается и напряжение на аноде последней возрастает, что в свою
очередь приводит к отпиранию лампы Л3. Тогда конденсатор С начинает
разряжаться, причем, как в обычной фантастронной схеме, на значитель-
ном участке напряжение на нем изменяется по закону, весьма близкому
к линейному. Длительность свободного разряда конденсатора ограничи-
вается временем Г пребывания триггера в крайнем состоянии. По истечении
сшняром/зация
Рис. 5.96. Схема генератора пилообразного напряжения с ис-
пользованием фантастрона.
этого времени лампа Л2 вновь запирается, а Лх отпирается, на пентодную
сетку Л3 опять передается отрицательный скачок напряжения и ее анодный
ток прекращается. После этого конденсатор С вновь заряжается, триггер
срабатывает в результате понижения анодного напряжения Л3 и опять
наступает период линейной разрядки конденсатора С.
Величина разрядного тока ic в начале разрядки автоматически уста-
навливается такой, что падение напряжения на сопротивлении Rc по абсо-
лютной величине несколько превосходит напряжение U* и на сетке лам-
пы Л3 устанавливается некоторое отрицательное смещение. Пренебрегая
последним, можно считать, что ic » ~б~~ - С другой стороны, изменение
кс
напряжения на конденсаторе С за время t' Еис — . Следовательно,
время, нужное для изменения напряжения на величину Дпс,
t'^^-RcC. (5.100)-
Из этого выражения видно, что для управления длительностью линейного
изменения напряжения с сохранением его размаха следует одновременно
с изменением времени t' соответствующей регулировкой параметров триг-
гера изменять также величины С, Rc или напряжение U*. В приведенной
на рис. 5.96 сх*еме частота в пределах от 1 /30 гц до 10 кгц варьируется скач-
ками при одновременном переключении емкостей С' и С и плавно (без сохра-
нения постоянства Дпс) — изменением величины напряжения U*.
496
. ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1гл. v "-.'У
Помимо хорошей линейности возбуждаемого напряжения, преимуще-'^
ство схем с конденсатором в цепи обратной связи заключается в возможности
получения больших значений времени t' при относительно малых емкостях, ; й;
Некоторый недостаток схемы— относительно большое время восстановле- J
Чач. установка
Рис. 5.97. Блок-схема устройства для получения 15-
ступенчатого напряжения с несколькимй лампами,
работающими в ключевом режиме с одним нагрузоч-
ным сопротивлением; графики изменений напря-
жения в точке А, связанных с работой порознь каж-
дой ключевой лампы (КЛ), и суммарного изменения
напряжения в этой точке при действии последова-
тельности стартовых сигналов.
ния напряжения на конденса- |
торе. Оно сокращается введе- J
нием в схему дополнительных ..л
каскадов, служащих для но- у
вышения его зарядного тока; 3
4. Генераторы ступенча-
того напряжения. В ряде 1-
регистрирующих устройств,
используемых в эксперимен-
тальной физике, применяются
генераторы ступенчатого на- s
пряжения. Такое напряжение 2
может быть получено путем
суммирования токов на об-
щем нагрузочном сопротив-
лении, включенном в анодные -
цепи ламп, работающих в клю-
чевом режиме. Если вначале
все лампы были заперты, а
затем под действием внешних
периодических стартовых си-
гналов последовательно, одна
за другой, отпираются, то па-
дение напряжения на общем
нагрузочном сопротивлении
скачкообразно нарастает.
Очевидно, что при равных то-
ках, протекающих через от-
пертые ключевые лампы, чи-
сло последних должно быть
равно числу ступенек напря-
жения, которое нужно по-
лучить. Так как, например,
в запоминающих устройствах
с электроннолучевыми труб-
ками это число равно многим
десяткам, то схема оказывает-
ся громоздкой. Поэтому ра-
циональнее применять не-
сколько ключевых ламп с
неравными (кратными) вели-
чинами протекающих через
них токов и такое комбини-
рование их включения, при
котором сумма токов, теку-
щих через общее нагрузочное
сопротивление, нарастает по ступенчатой кривой. Блок-схема устройства
этого типа, рассчитанная на получение 15-ступенчатого напряжения, при-
ведена на рис. 5.97.
< В схеме имеется цепочка триггеров с двумя устойчивыми состояниями,
включенных последовательно таким образом, что возвращение каждого
§ 41 НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ 497
из них в исходное состояние приводит к подаче стартового сигнала на сле-
дующий триггер (триггеры Tpi — Тр^. В исходном состоянии все триг-
геры устанавливаются в состояние, при котором в каждом из них первая
лампа заперта, а вторая отперта (более подробно описание работы после-
довательно включенных триггеров см. в гл. VIII, § 2, п. 2). На входе цепоч-
ки триггеров действуют периодические кратковременные импульсы, запус-
кающие триггер Тpt. С первой лампой каждого триггера связана ключевая
лампа, пропускающая ток, пока триггер находится в исходном состоянии.
При этом первая ключевая лампа пропускает ток 10, вторая — 2Z0, тре-
тья — 4/0 и четвертая — 8Z0. Все эти токи протекают через общее нагру-
зочное сопротивление ключевых ламп, и поэтому потенциал точки А ниже Ёа
на величину 15/0. При действии первого стартового сигнала на входе пер-,
вый триггер переходит во второе крайнее состояние и первая ключевая
лампа запирается. В результате этого напряжение в точке А возрастает
на величину IoRa. При действии второго стартового сигнала первый триг-
гер возвращается в исходное состояние, первая ключевая лампа вновь
отпирается, но срабатывает второй триггер и запирается вторая ключевая
лампа. Поэтому ток, текущий через 7?а, уменьшается на величину 2/0
и напряжение в точке А возрастает на 2I0Ra. При действии третьего стар-
тового сигнала вторая ключевая лампа остается в запертом состоянии
и запирается первая лампа. Поэтому напряжение на выходе возрастет по
сравнению с начальным значением на величину 3I0Ra. Точно так же при
действии четвертого импульса оказывается запертой только третья ключе-
вая лампа и напряжение на выходе возрастает на 4 ступени. Изменения
напряжения в точке А, обусловленные срабатыванием каждой ключевой
лампы -г- u(a), и общее изменение напряжения (иа) при действии
10 стартовых импульсов иллюстрируют графики, приведенные на рис. 5.97.
Процесс возрастания выходного напряжения продолжается до тех пор,
пока не подействует 15 импульсов и напряжение на выходе не возрастет'
на 15 ступенек. Шестнадцатый импульс возвращает все триггерные схемы
в исходное состояние и напряжение на выходе достигает своей начальной
величины. После этого цикл ступенчатого нарастания напряжения пов-
торяется.
Число ступенек в цикле изменения напряжения может быть увеличено
путем добавления к схеме дополнительных триггерных ячеек и ключевых
ламп (работающих при все больших и больших токах), что соответственно
приведет к возрастанию числа ступеней на 16, 32 и т. д. Ключевые лампы
могут работать и в режиме их отпирания при срабатывании триггеров.
При этом выходное напряжение будет ступенчатым образом не нарастать,
а убывать.
На самом деле, вследствие того, что каждый последующий триггер
срабатывает позже, чем предшествующий, переключение токов, текущих
через сопротивление 7?а, происходит не одновременно и на выходе обна-
руживаются дополнительные скачки и выбросы напряжения. Для того
чтобы избежать этого, в схему введены линии задержки между триггерами
и ключевыми лампами с временем пробега сигналов по ним tt, t2, ...
Нетрудно показать, что если = 1тр + tk+i, где к — номер ячейки,
а 1тр — время срабатывания каждого триггера, то переключения любого
числа ключевых ламп под действием стартового сигнала будут происходить
одновременно.
Схема одного звена рассматриваемого генератора ступенчатого напря-
жения приведена на рис. 5.98. На лампах Jli и Л2 собран двухтактный
триггер, причем приняты меры к увеличению его быстродействия. Старто-
вые сигналы подаются через цепь связи, содержащую диоды (см. п. 4 § 3
настоящей главы). Установка начального режима триггера осуществляется
32 A. M. Боич-Бруевич
498
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
нарушением симметрии его схемы, в результате чего лампа Л1 оказывается
запертой. С части анодной нагрузки этой лампы напряжение снимается
на сетку лампы катодного повторителя, собранного на лампе Л3, которая
в исходном состоянии отперта. В катодную цепь включена линия задержки,
а к правому концу последней присоединена лампа через которую течет
ток 10 (его величина устанавливается регулировкой сопротивления RK).
При действии на входе стартового сигнала лампа Лг отпирается, потенциал
сетки Л3 падает, эта лампа запирается и перепад напряжения на ее катоде
до нулевого уровня поступает через линию задержки на сетку Лк. Эта ламп»
запирается, поскольку ее катод поддерживается при положительном напря-
жении. В результате на выходе появляется ступенька напряжения, равного
RaI0. К точке А схемы присоединяются, в соответствии со сказанным выше,
аноды других ламп, работающих в ключевом режиме и управляемых своими
триггерами. Стартовый сигнал на следующий триггер снимается с катод-
ного повторителя. Он проходит через промежуточную лампу Л.5, анодной
нагрузкой которой служит цепь, формирующая кратковременные импульсы
отрицательной полярности, сопровождающие отпирание лампы Л3. Пара-
метры линии, сопротивления R' и R" и корректирующие индуктивности
в анодных цепях ламп триггера подбираются при постройке и регулировке
схемы. Детальное описание полной схемы генератора рассматриваемого типа
имеется в литературе [172]. Этот генератор позволяет получать двухтакт-
ное выходное напряжение, состоящее из 63 ступенек в каждом цикле. Вели-
S 4]
НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ
499
с/
Рис. 5.99. Схема с накопитель-
ным конденсатором и графики
изменения напряжения на кон-
денсаторах С1 и С2 при действии
на входе последовательности
прямоугольных импульсов.
чина ступеньки 3,5 в, время нарастания ~0,3 мксек, время спада напря-
жения от его максимального значения до начальной величины (перепад
220 в) — порядка 0,5 мксек.
Другой метод получения ступенчатого напряжения заключается в перио-
дическом сообщении конденсатору («накопительный» конденсатор) опре-
деленных порций заряда. Эта задача может быть решена несколькими путя-
ми. Один из них, имеющий существенный
интерес для постройки ряда измерительных
устройств, заключается в применении помимо
накопительного так называемого «дозирую-
щего» конденсатора. Построение таких схем
иллюстрирует рис. 5.99. Положим, что вначале
конденсаторы Сг (дозирующий) и С2 (накопи-
тельный) целиком разряжены (в более общем
случае они могут иметь некоторый Достаточный
заряд, что не изменяет существа работы схе-
мы). Первый же входной импульс положи-
тельной полярности приводит к зарядке кон-
денсатора Ci, причем если постоянная времени
т = G (Ro + rR) (гд — сопротивление диода)
много меньше длительности импульса, то кон-
денсатор заряжается до напряжения u ci— Umi
и запасает заряд qm = CitZml. После прекра-
щения действия входного импульса напряже-
ние на катоде диода Д2 оказывается ниже,
чем на его аноде и конденсатор С4 разря-
жается через диод Д2, отдавая часть заряда .
накопительному конденсатору С2. Постоянная
времени перезарядки выбирается много мень-
шей интервала времени между входными
импульсами. Поэтому после действия одного
импульса напряжение на выходе изменяется
на величину и21> = pUml, где р = Ci+C2’ Д°
такого же напряжения остается заряженным
и конденсатор Ci- При действии следующего
импульса он вновь заряжается до напряже-
ния Uml, получая на этот раз дополнительный
заряд 921>= (Umi— *4“) G несколько меньший,
чем первый раз (полагаем, что конденсаторы
и потери заряда за счет утечек нет). После окончания действия второго
импульса зтот дополнительный заряд распределяется между обоими конден-
саторами и напряжение на выходе повышается на величину р (1 — р) Uml,
достигая значения и2> — р [1 + (1 —р)] Uml. Таким образом, по мере
увеличения числа сигналов, действующих на входе, напряжение на выходе
нарастает по ступенчатой кривой (рис. 5.99), причем высота тг-й ступени
Аг4и) = р (Uml— u^1-1)). К выходу схемы присоединяется ключевое устрой-
ство (на рисунке не указано), которое срабатывает, когда величина и2 до-
стигает определенного значения (соответствующего некоторому заданному
числу ступенек), и на короткое время закорачивает выход схемы. В ре-
зультате конденсаторы Сг и С2 разряжаются. После этого вновь протекает
цикл ступенчатого нарастания напряжения и2.
Для нормальной работы рассматриваемого устройства входные импу-
льсы должны иметь одинаковую амплитуду и крутые фронты. Полярность
импульсов может быть обратной указанной на рис. 5.99, но при этом схема
32*
имеют хорошую изоляцию
500
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
работает с тем отличием, что при действии импульса заряжаются оба кон-
денсатора, а в промежуток между импульсами разряжается дозирующий
конденсатор С^.
Из приведенного рассмотрения видно, что величина ступеньки напря-
жения в схеме с дозирующим конденсатором убывает по мере возрастания
ее номера; огибающая ступенчатого напряжения следует экспоненциальной
зависимости. Это существенный недостаток схемы, поскольку в большинстве
случаев применения генератора ступенчатого напряжения требуется равен-
ство его ступенек. Кроме того, сокращение величины ступенек не позволяет
строить схемы с большим их числом, так как уменьшается надежность сраба-
тывания ключевой схемы, ограничивающей цикл нарастания напряжения.
Линеаризовать огибающую ступенчатой кривой напряжения и полу-
чить приблизительно равные его приращения в схеме с дозирующим конден-
сатором позволяет метод, ана-
логичный методу линеариза-
ции пилообразного напряжения.
Именно, накопительный конден-
сатор С2 включается в цепь от-
рицательной обратной связи
усилителя, подобно тому как в
генераторе пилообразных им-
пульсов в цепь обратной связи
включается конденсатор, напря-
жение на котором возрастает
плавно (см. п. 3 настоящего
параграфа). Принцип построе-
Рис. 5.100. Схема, иллюстрирующая метод по-
лучения ступенчатого изменения напряжения
с приблизительно равными величинами ступеней.
ния схем такого типа иллюстри-
рует рис. 5.100. Конденсатор
С2 включен между сеткой пер-
вой лампы и выходом усилителя
с непосредственной связью. При действии на входе импульсов напряжения
схема работает аналогично изображенной на рис. 5.99, но последовательно
с емкостью С2 оказывается включенным выходное напряжение и2 так, что
напряжение, действующее между анодом Д2 и нулевым проводом, равно
п' = иС2 — и2 = , где К — коэффициент передачи напряжения
усилителя. Поскольку при К > 1 величина и' относительно мала (много
меньше напряжения между соответствующими точками в схеме рис. 5.99),
то мал и остаточный заряд дозирующего конденсатора. Поэтому последний
от каждого входного импульса получает приблизительно одинаковый
заряд — различие в величинах зарядов уменьшается в К + 1 раз по сравне-
нию со схемой без обратной связи. В зто же число раз уменьшаются и раз-
личия в величинах ступенек выходного напряжения.
Ступенчатое напряжение в последней схеме снимается с выхода усили-
теля. Сюда же присоединяется ключевая схема, служащая для разрядки
(емкостей после прохождения определенного числа ступенек. Схемы с дози-
рующими конденсаторами применяются не только как генераторы ступен-
чатого напряжения, но и как элементы измерителей скорости счета (интен-
.симетров; см. гл. VIII, § 2). Как генераторы ступенчатого напряжения они
.менее надежны, чем схемы'с суммированием токов.
5. Генерация сигналов, заданных графически. Для возбуждения сигна-
лов практически любой формы разработан метод, позволяющий получить
(напряжение, изменяющееся по закону, заданному в виде графика. Идею
метода поясняет рис. 5.101 [173]. На экран трубки катодного осциллографа
наложена маска, имеющая вырез, контур которого у = / (х) соответствует
S 4]
НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ
СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ
501
заданной функции и (t). Свечение экрана регистрируется фотоэлектрон-
ным умножителем. Напряжение, снятое с нагрузки последнего, усили-
вается усилителем постоянного тока
и подается на пластины оси У трубки
в такой полярности, что луч переме-
щается сверху вниз. В отсутствие на-
пряжения на выходе усилителя луч,
наоборот, удерживается в верхней
части экрана постоянным напряже-
нием, приложенным к отклоняющим
пластинам трубки. Положим, что при
включении луча он оказался в левой
верхней части экрана (точка 1). По-
явившееся на выходе усилителя на-
пряжение вызовет перемещение светя-
щегося пятна на экране вниз. При
этом пятно дойдет до границы выреза
и частично зайдет за нее настоль-
ко, что напряжение на У-пластинах
Рис. 5.101. К рассмотрению метода полу-
чения напряжения, форма которого задает-
ся графически.
уменьшится до уровня, соответствую-
щего величине отклонения луча (точ-
ка 2). Если теперь перемещать луч
вдоль оси X, приложив ко второй паре
отклоняющих пластин трубки пилообразное напряжение, то пятно на экране
будет двигаться вдоль контура маски и соответственно будет изменяться
Рис. 5.102. Иллюстрация приме-
нения щелевой маски.
напряжение на выходе усилителя, воспро-
изводя вид функции у = f (х).
Устройство с простой маской имеет,
однако, ряд недостатков, связанных с тем,
что положение пятна относительно края
маски фиксируется недостаточно точно. Оно
может изменяться с изменением коэффициен-
та усиления усилителя, фокусировки луча,
интенсивности свечения из-за неоднородности
экрана и колебаний напряжения питания
трубки и т. д. Повышение коэффициента уси-
ления с целью увеличения точности следова-
ния пятна по краю маски сопровождается
возрастанием дрейфа усилителя, если не
использованы относительно сложные схемы
«бездрейфового усилителя» (см. гл. IV, § 4).
В связи с этим метод несколько видоиз-
меняется: маска, накладываемая на экран
трубки, имеет две узкие щели — одну, со-
ответствующую функции у = f (х), и вто-
рую, расположенную параллельно оси X
(рис. 5.102). К пластинам трубки, отклоняю-
щим луч в горизонтальном направлении,
прикладывается пилообразное напряжение
с периодом, равным периоду импульсов, ко-
торые должны быть сняты с выхода устройства. К пластинам же отклоне-
ния по оси У прикладывается также пилообразное напряжение с периодом
на 2—3 порядка меньшим. Тогда луч, двигаясь равномерно вдоль оси X,
многократно пробегает по экрану в вертикальном направлении, пере-
секая каждый раз обе щели. В результате на нагрузке фотоэлектронного
502
ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
[ГЛ. V
умножителя появляются пары импульсов, интервалы времени между которы-
ми t', t", t’", ... соответствуют координатам у', у", ут, ... графика у = f (ж),
проходимым лучом в разные моменты времени. Дальнейшая схема строится
так, что эти интервалы времени преобразуются в величину напряжения,
снимаемого с выхода устройства, на котором и получается напряжение
и (£), соответствующее функции у = / (х). В этой системе небольшие изме-
нения амплитуды импульсов, снимаемых с нагрузки фотоэлектронного
умножителя, не приводят к погрешностям, но существенное значение имеет
правильное преобразование интервалов времени между парами импульсов
в величину выходного напряжения. Такое преобразование и представляет
собой основную операцию в устройствах, работающих по описываемому
принципу.
На рис. 5.103 приведена схема генератора с двухщелевой маской (без
схемы осциллографа вместе с генераторами развертки и источниками пита-
ния), подобная применявшейся в одном из счетно-решающих устройств
1174], но отличающаяся от нее в некоторых деталях. Схема рассчитана на
возбуждение импульсов, чередующихся с частотой 5 гц (частота пилообраз-
ного напряжения, приложенного к пластинам осиХ трубки). Частота напря-
жения, задающего движение луча по оси Y,— 5 кгц. Рабочий ход луча —
сверху вниз; при обратном ходе луч гасится (см. гл. VII, § 1). Щель,
параллельная оси X, прикрыта полупрозрачной пластинкой, ослабляющей
световые сигналы примерно в 10 раз. Поэтому первый импульс, отмечаю-
щий начало интервала времени, который пропорционален ординате у щели,
задающей форму импульса, примерно на порядок больше второго импульса,
отмечающего конец этого интервала. Из-за того, что длительность свечения
экрана — порядка 10-Б сек, импульсы имеют крутой передний фронт и срав-
нительно пологий спад. Для увеличения точности отсчета интервалов вре-
мени импульсы отрицательной полярности, снимаемые с нагрузки фото-
электронного умножителя (сопротивление R*), дифференцируются (кон-
денсатор 0,001 мкф и сопротивление 2 ком в цепи сетки лампы Л}), причем
больший импульс предварительно ограничивается с помощью диодной
схемы. Соотношение амплитуд продифференцированных импульсов при-
мерно такое же, как исходных. Оба импульса усиливаются и поступают
на сетку лампы Л3, на которой сЬбран каскад с катодно-анодной нагрузкой.
К катоду этой лампы присоединен следующий усилительный каскад (со-
бранный на лампе Л$), причем в цепь связи введен диод, на катод которого
подано положительное напряжение, более высокое, чем напряжение на
катоде лампы Л3 в исходном режиме. Это напряжение выбрано таким обра-
зом, что на сетку лампы Л3 поступает только первый (большой) импульс
из каждой пары. Этот импульс усиливается и в виде отрицательного стар-
тового сигнала с амплитудой около 20 в поступает на сетку одной из ламп
(Лъ) двухтактного триггера. Сетка второй лампы триггера Л,¥ связана с анод-
ной цепью лампы Л %. В эту цепь помимо сопротивления анодной нагрузки
включен диод, отпирающийся, когда напряжение на аноде понизится при-
мерно на 10 в. В результате этого большой импульс ограничивается и на
сетку левой лампы триггера поступают импульсы с амплитудой около 10 в,
отмечающие как начало, так и конец измеряемого интервала времени.
Таким образом, когда световое пятно проходит верхнюю щель, на
триггер поступают два импульса отрицательной полярности, один из кото-
рых (действующий на сетке лампы Л^ значительно превосходит второй.
Когда же световое пятно проходит вторую щель, отрицательный импульс
действует только на сетке лампы Л^ и лампа Л5 отпирается. Поэтому
длительность импульса положительной полярности, снимаемого с анода
лампы Л5 на сетку Л6, равна времени прохождения лучом интервала между
щелями.
Рис. 5.103. Схема генератора с двухщелевой маской для получения напряжения, форма которого задается графически.
НЕКОТОРЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ 503
504 ‘ ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ [ГЛ. V
Лампа Лв нормально заперта отрицательным сеточным смещением, и кон-
денсатор С* практически полностью разряжен. Под действием импульса
триггера эта лампа отпирается, запирается диод, связывающий катод Лв
и конденсатор С*, и последний начинает заряжаться через сопротивление
2,2 Мом. Поскольку постоянная времени зарядки конденсатора С* много
больше периода напряжения, приложенного к У-пластинам трубки, напря-
жение на нем возрастает практически линейно. После окончания импульса
триггера лампа Лв вновь запирается и конденсатор С* быстро разряжается.
В результате при периодическом прохождении луча по экрану трубки в вер-
тикальном направлении на конденсаторе С* возбуждаются треугольные
импульсы напряжения, амплитуды которых пропорциональны ординатам
верхней щели. Это напряжение действует на сетке лампы Л7, детектируется
с помощью диодного детектора со сглаживающим .RC-фильтром, включен-
ным в ее катодную цепь, и через катодный повторитель (лампа Л8) посту-
пает на выход в виде напряжения, уровень которого изменяется в соответ-
ствии с заданной графически функцией у = f (х).
Применение метода маски позволяет строить не только генераторы
сигналов, форма которых задается графически, но и устройства для пре-
образования сигналов одной формы в сигналы любой другой формы. Описа-
ние соответствующих устройств имеется в периодической литературе [175].
ГЛАВА VI
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
И ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ИХ ФОРМЫ
§ 1. ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
1. Детектирование сигналов в нелинейных цепях. Детектирование пред-
ставляет собой извлечение из сигнала несущей частоты информации, зало-
женной в него в процессе модуляции, т. е. восстановление первоначального
модулирующего сигнала. В связи с тем, что в экспериментальной физике
большей частью используется амплитудная модуляция, здесь рассматри-
вается детектирование только амплитудно-модулиров энных сигналов.
Детектирование (демодуляция) сигналов связано с преобразованием их спект-
ра. Поэтому оно может быть осуществлено в нелинейных или параметри-
ческих цепях с последующим выделением нужной части спектра при помощи
избирательной цепи. Эти два вида детекторов не всегда дают равноценные
результаты, и правильный выбор детектора для постройки измерительного
устройства чрезвычайно важен.
О детектировании сигналов в нелинейной цепи, вольтамперная харак-
теристика которой описывается полиномом, упоминалось в гл. I, § 5, п. 3.
При малых сигналах в этом полиноме (выражение (1.122)) можно ограни-
читься квадратичным членом. Тогда напряжение на сопротивлении нагруз-
ки R, включенномв нелинейную цепь (рис. 1.78), при действий в цепи модули-
рованного сигнала с несущей частотой <оо имеет вид (выражение (1.128))
п' = (?«2^то) Щ + ( *4 + £>0 + Di COS ®0Z + £>2cos 2<o0Z. (6.1)
Для выделения полезного сигнала щ за нелинейной цепью включается
фильтр, который должен пропускать только спектральные компоненты
сигнала. Поскольку обычно несущая частота много выше частот этих ком-
понентов, отделение составляющих с частотами со0 и 2<оо (а также постоян-
ной составляющей, если она не содержится в модулирующем сигнале) не
представляет особого труда. Вместе с тем наличие в выражении (6.1) члена,
пропорционального является источником нелинейных искажений сигна-
лов при детектировании. Действительно, положим, что модулирующий
сигнал гармонический: щ = Uml cos сщЛ Тогда после отделения составляю-
щих с частотами (00, 2ю0 и постоянной составляющей будем иметь
“ Q^2^ml^'rnQ COS -| —— UmiUmQ COS 2<i)jZ,
т. e. в спектре продетектировэнного сигнала появилась составляющая
с частотой 2<i)f, не содержащаяся в исходном сигнале. Фильтрация этой
составляющей может быть затруднительной или вовсе невозможной, если
спектр модулирующего сигнала сложный. Поэтому квадратичное детекти-
рование обычно бывает связано с нелинейными искажениями. Из рас-
смотрения последнего выражения следует, что отношение амплитуды
506
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. А 1
•составляющей с частотой 2<о к амплитуде составляющей основной частоты coj,
т. е. величина клирфактора, характеризующего нелинейные искажения
4 4 ‘
(6.2)
Поэтому при квадратичном детектировании нелинейные искажения неве-
лики, только если выполнено условие ” < 1, т. е. если глубина модуля-
ции мала. Так как амплитуда сигнала несущей частоты ограничена нели-
нейными искажениями в схеме, предшествующей детектору, то динамиче-
ский диапазон устройства оказывается малым. Это значительно обесцени-
вает квадратичное детектирование, и в измерительных схемах большей
частью применяется так называемое «линейное» детектирование, имеющее
место при изменении амплитуды модулированного сигнала в больших пре-
делах.
С возрастанием уровня сигнала guj в выражении для тока, протекаю-
щего в нелинейной цепи (1.122), нужно учитывать члены все более и более
высоких степеней, что сильно усложняет анализ. Поэтому, имея в виду боль-
шие сигналы, обычно переходят к линеаризации криволинейной динамиче-
ской характеристики цепи, заменяя ее двумя отрезками прямых: 1 = 0
в области U <2 0 и I = aJJ при U > 0. В таком случае ток в цепи протекает
только в течение половины каждого периода, действующего на входе моду-
лированного напряжения несущей частоты соо : i = (1 4- guj) Um0 cos a>ot.
Раскладывая импульсы тока в ряд Фурье и переходя к напряжению на вы-
ходе нелинейной цепи (к падению напряжения на сопротивлении R,
рис. 1.78), получим
«4 = Ui+ aiR^m0 +-J-(1 4-gu1)t7m0cos(o0Z +
ОО
2 xi 1
+ — (1 + gui) 2j cos 2n(0°L (6-3)
71=1
В отличие от случая квадратичного детектирования, в выражении (6.3)
-отсутствует член, содержащий ц2, и поэтому в спектре продетектированного
сигнала нет гармоник составляющих спектра ut. При обычном соотношении
между несущей частотой <оо и частотами компонентов спектра щ последние
легко могут быть выделены фильтрацией. На самом деле некоторые нели-
нейные искажения при «линейном» детектировании появляются вследствие
кривизны динамической характеристики. Однако эти искажения относи-
тельно невелики и уменьшаются с возрастанием амплитуды модулирующего
сигнала. Поэтому, в отличие от квадратичного детектирования, большая
глубина модуляции оказывается желательной.
Обратим внимание на то, что одна и та же схема в зависимости от уровня
модулирующего сигнала (пределов изменения амплитуды напряжения несу-
щей частоты) может рассматриваться либо как квадратичный, либо
как линейный детектор. Поэтому характер детектирования определяется
в первую очередь не конкретной схемой детектора, а режимом его
работы.
Схемы детекторов обычно делят на группы в зависимости от того, какая
нелинейная характеристика используется для детектирования: это диод-
ные (ламповые и полупроводниковые), сеточные и анодные (ламповые),
базовые и коллекторные (транзисторные) детекторы.
Схема диодного детектора приведена на рис. 6.1, я. В этой схеме
•сопротивление R эашунтировано емкостью С для фильтрации высокочастот-
ных составляющих продетектированного напряжения. Такое изменение
« 1]
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
507
схемы осложняет ее работу по сравнению со случаем последовательного
соединения нелинейного элемента и активного сопротивления (что имелось
в виду выше), так как под действием сигнала рабочая точка на характери-
стикй диода автоматически смещается влево. Действительно, положим, что
в цепи действует импульс гармонического напряжения длительностью f,
амплитуда которого достаточно велика для того, чтобы считать детектор
Рис. 6.1. Схема диодного детектора (а) и приближенные эквивалентные схемы для
интервалов времени, в которые диод открыт (б) и заперт (в).
линейным (рис. 6.2). Ток, протекающий через диод в интервалы времени,
когда к нему приложено напряжение в пропускном направлении, заряжает
конденсатор С с постоянной времени т' = 4-До ) (Рис’
В промежутки между этими интервалами конденсатор разряжается через
сопротивление R с постоянной времени т" = RC (рис. 6.1, в). В результате
Рис. 6.2. Графики, иллюстрирующие процессы в схеме
диодного детектора при действии на входе гармониче-
ского напряжения.
после нескольких периодов переменного напряжения устанавливается рав-
новесие, отвечающее тому, что за один период конденсатор получает и отдает
равные количества электричества (рис. 6.2). При этом пульсации напряже-
ния тем меньше, а напряжение на конденсаторе тем ближе к амплитуде пере-
менного напряжения, Чем больше постоянная времени т" (по сравнению
с периодом переменного напряжения) и чем глубже неравенство т' < т"
(обычно R > 7Д). Скорость нарастания напряжения на емкости С после
начала действия импульса гармонического напряжения определяется
постоянной временит', а спад его после окончания импульса — т". Поэтому
последняя (большая) постоянная времени определяет время реакции схемы
508
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
и ее величина должна выбираться меньше интервалов времени, в пределах
которых укладываются существенные детали модулирующего сигнала. Это
соответствует тому, что основная часть спектра модулирующего сигнала про-
пускается фильтрующей jRC-цепыо. <
На рис. 6.3 приведен другой вариант схемы диодного детектора. Работа
ее в общих чертах аналогична работе схемы, представленной на рис. 6.1, а.
Источник сигналов отделен от диода конденсатором С, который заряжается
импульсами тока, протекающего через диод. Эта схема может быть при-
Рис. 6.3. Вариант схемы
диодного детектора.
менена, когда входное напряжение содержит посто-
янную составляющую, от которой нужно оградить
диод для того, чтобы задать ему правильный режим
работы.
Детальный анализ работы детекторов и методы
их расчета приводятся в курсах радиотехники и
радиоприема. Здесь мы ограничимся замечанием, что
иногда детекторный каскад удобно представить в
виде эквивалентной схемы, в известном смысле по-
добной эквивалентной схеме линейного каскада* с
активным элементом. Для сигнала несущей частоты, действующего на входе
схемы, детектор представляет собой некоторое сопротивление, зашунтиро-
ванное емкостью. Величина сопротивления определяется энергией, расхо-
дуемой входным сигналом. Как показывает анализ, для схемы, приведенной
на рис. 6.1, оно дается приближенным соотношением
д ~ R
(6,4)
а для схемы на рис. 6.3
д ~ R
(6.5)
Для нагрузочной цепи детектор представляет собой источник проде-
тектированного сигнала и поэтому может быть представлен в виде генерато-
ра с некоторым собственным сопротивлением 2?гд
следовало бы представить в виде набора генерато-
ров сигналов разных частот, соответствующих спект-
ру выходного напряжения (см. гл. I, § 5). Однако
поскольку сопротивление нагрузки велико только
для составляющих сигнала wj, то можно ограни-
читься рассмотрением одного генератора, соответ-
ствующего сигналу модуляции, выделяемому в ре-
зультате детектирования. Для определения э. д. с.
(рис. 6.4). Точнее его
Рис. 6.4. Эквивалентная
схема диодного детек-
тора.
эквивалентного генератора по аналогии с генерато-
рами в эквивалентных схемах линейных каскадов
можно ввести такие параметры, как рд и5д, связы-
вающие изменение выходного (продетектированного)
напряжения или тока
с входным напряжением — несущей частоты, промодулированным по ампли-
туде. Таким образом, в этих коэффициентах учитывается преобразование
спектра сигнала, а их величины определяют эффективность преобразования.
Пользуясь представлением об эквивалентном генераторе, можно свя-
зать напряжения на выходе и входе детектора соотношением, подоб-
ным (2.11):
я+л.д
(6-6)
У диодного детектора величина цд много меньше единицы при квадра-
тичном детектировании и порядка единицы при линейном детектировании.
51)
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
509
в справочниках приводятся редко.
Рис. 6.5. Схема сеточного детектора и гра-
фики процессов, протекающих в схеме при
действии на входе модулированного {гармони-
ческого напряжения.'
Поэтому, если сопротивление нагрузки значительно превосходит величину
сопротивления HiR, которое, например, у вакуумных диодов имеет значе-
ние порядка 104—105 ом, то при линейном детектировании сигналы почти не
ослабляются. При квадратичном детектировании ослабление весьма значи-
тельно.
К сожалению, значения рд и SR или характеристики, из которых они
непосредственно могут быть найдены,
Поэтому для их определения нуж-
но выполнить значительную пред-
варительную работу.
- При сеточном детектировании
начальное сеточное смещение вы-
бирают близким к нулю и, по-
скольку характеристика сеточного
тока по своему виду аналогична
характеристике диода, процессы,
протекающие в сеточной цепи, по-
добны процессам в схеме диодного
детектора. Если в схеме имеется
разделительный конденсатор (Ср на
рис. 6.5), то сеточная цепь лампы
совпадает со схемой, приведенной
на рис. 6.3. При большом уровне
сигнала интервал сетка — катод
может быть представлен как сопро-
тивление гс для мгновенных зна-
чений пс > 0 и в виде разрыва,
-если ис < 0, Постоянные времени
= (-Б^+я0)Срит;=ад
пст'с
выбираются из таких же сообра-
жений, что и постоянные времени
т' и т" в схеме диодного детектора.
Под действием сигнала несу-
щей частоты конденсатор Ср заря-
жается, рабочая точка смещается
влево и симметричное относитель-
но нулевой линии (или линии по-
стоянной составляющей) напряже-
ние на входе каскада преобразует-
ся в несимметричное (рис. 6.5). Если при этом потенциал сетки не выхо-
дит за пределы линейного участка динамической анодной характеристики
лампы, то изменения анодного тока и анодного напряжения лампы про-
порциональны ис. Включая в анодную цепь фильтр с соответствующей
полосой пропускания, можно выделить частотные составляющие напряже-
ния, отвечающие модулирующему сигналу. Таким образом, сеточная цепь
работает как диодный детектор, а в анодной цепи лампы происходит усиле-
ние продетектированного сигнала.
При анодном детектировании начальное положение рабочей точки выби-
рается в районе изгиба анодной характеристики лампы. Действие на сетке
•симметричного разнополярного сигнала сопровождается, несимметричным
изменением анодного тока около его начального значения и появлением
составляющих, соответствующих спектру модуляции сигнала. Для их выде-
.ления используется избирательная анодная цепь, как и при сеточном детек-
гировании.
510
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
(ГЛ. VI
Сопоставляя три схемы детектирования — диодное, сеточное и анодное,
следует отметить, что основное преимущество диодного линейного детек-
тирования заключается в относительно малых нелинейных искажениях
сигналов. Детекторная характеристика такого детектора имеет большой пря-
молинейный участок — изменение амплитуды входного сигнала от величины
порядка 0,3 в до нескольких десятков вольт сопровождается пропорцио-
нальным изменением выходного напряжения. Детекторные характеристики
сеточного и анодного детекторов имеют значительно более короткие прямо-
линейные участки. У анодного детектора он ограничивается сверху появ-
лением сеточного тока, а у сеточного — заходом рабочей точки в криволи-
нейный участок анодной характеристики лампы. При детектировании малых
сигналов все три типа детекторов вносят приблизительно одинаковые нели-
нейные искажения — для них v « Сеточный детектор обладает наиболь-
шим коэффициентом передачи (рд). Если затруднений в усилении сигналов до
детектирования нет, то это преимущество сеточного детектора второстепенно.
Наконец, детекторы различаются по их входному сопротивлению. Наи-
меньшее входное сопротивление имеет диодный детектор. Анодный детектор,
наоборот, отличается высоким входным сопротивлением (порядка 7?с),
поскольку он работает без протекания тока сетки. Благодаря этому анодный
детектор меньше, чем другие, нагружает источник модулированных сигна-
лов, что бывает существенно во многих измерительных устройствах.
Детектирование сигналов может осуществляться в транзисторных кас-
кадах. Для этого транзистор, как и электронная лампа, выбором соответ-
ствующих напряжений на его электродах должен быть поставлен в нели-
нейный режим. В частности, можно воспользоваться схемой с общим эмит-
тером, подводя детектируемый сигнал в цепь базы (см. рис. 2.29) и включая
в цепь коллектора избирательную цепь для выделения из всего спектра
выходного сигнала компонентов, отвечающих спектру модуляции. Как уже
говорилось, характеристика /б = f (^бэ) по своему виду совпадает с харак-
теристикой диода (см. гл. II, § 2). Поэтому, если начальное смещение на
базе близко к нулю, в цепи базы происходит детектирование сигналов, ана-
логичное диодному или сеточному детектированию, рассмотренным выше.
Линейная связь между амплитудой модуляции входного сигнала и амплиту-
дой выходного сигнала начинается с напряжения порядка 0,15—0,2 в. Ве-
личина рд такой схемы в зависимости от типа транзистора колеблется от не-
скольких сотен до нескольких тысяч и существенно зависит от несущей
частоты сигналов. Так, например, значение рд каскада на триоде П1Е
уменьшается почти в 10 раз при переходе от несущей частоты 100 кгц к ча-
стоте 1 Мгц [176]. Сопротивление Н1а детекторной схемы с общим эмитте-
ром, построенной на плоскостном триоде, имеет значение порядка несколь-
ких сотен килоом. Входное сопротивление такого детектора — порядка
1 ком (в режиме линейного детектирования) и его величина также несколько
уменьшается с возрастанием несущей частоты.
Схема с общей базой, в которой детектируемый сигнал подается в цепь
эмиттера, а избирательная цепь по-прежнему присоединена к коллектору,
имеет приблизительно такие же характеристики, но ее входное сопротивле-
ние несколько меньше. Наконец, в схеме с общим коллектором, в которой
модулированный сигнал действует между нулевым проводом и базой, а из-
бирательная цепь включена между эмиттером и нулевым проводом (см.
рис. 2.24, б), рд = 1. Схема обладает малым выходным сопротивлением
Bia, порядка нескольких сотен ом.
Общий недостаток транзисторных детекторов, как и многих других
транзисторных каскадов, заключается в сильном изменении расположения
характеристик при изменении температуры.
$ 1] ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ 511
2. Детектирование сигналов в параметрических цепях (синхронное
детектирование). Как было показано в гл. I, § 5, синхронное детектирование
представляет собой частный случай преобразования несущей частоты сигна-
лов, отвечающий равенству нулю новой несущей (промежуточной) частоты.
Такое преобразование частоты может быть осуществлено как в пассивной,
так и активной цепи, коэффициент передачи которой под действием вспомо-
гательного управляющего сигнала изменяется около своего среднего зна-
чения: К = Ко + pU*fl cos <o0t. Если на входе цепи действует’модулирован-
ный сигнал и = Um0 (1 + дщ) cos cooZ, то на выходе устройства, содержа-
щего параметрическую цепь и избирательную цепь, пропускающую только
составляющие спектра напряжения и1г появится сигнал
и2 = UmUmo (1 -ф дщ) = U20 н UmUmolli
(см. выражение (1.131)). Последний член в правой части представляет собой
линейно преобразованный модулирующий сигнал, несущий информацию об
исследуемом явлении. Коэффициент передачи напряжения параметриче-
ского детектора, т. е. отношение составляющей выходного напряжения,
соответствующего модулирующему сигналу, к величине этого сигнала на
входе детектора, равно
тх PQ U*nUmoul р — ^mln /с 7\
=------4------’ (6-'>
где — Ко + pU*,,, а Ктщ = Ко — pUm — максимальный и минималь-
ный коэффициенты передачи параметрической детекторной цепи.
Нетрудно убедиться, что если фаза изменения коэффициента передачи
параметрической цепи (для безынерционной цепи — фаза управляющего
напряжения) отличается от фазы напряжения несущей частоты, т. е.
К == К 0+ pU*„ cos (coof + <р),
то
и2 = U*mUm0 cos ф (1 + <7«1)
П
Кя = -К COS ф = ^max-Kmln cos ф. (6.8)
Следовательно, наиболее эффективно детектирование при ф = 0 (или л); если
же ф = ”, тона выходе вовсе не получается сигнала, пропорционального ut.
Это обстоятельство позволяет применить синхронное детектирование в фазо-
метрических системах для измерения разности фаз двух гармонических
сигналов. При использовании синхронного детектирования для выделения
сигнала модуляции необходимо иметь возможность подать на параметри-
ческую цепь управляющий сигнал, строго синхронный и синфазный детек-
тируемому напряжению несущей частоты. В измерительных устройствах,
применяемых в экспериментальной физике, это обычно не представляет
большого труда, хотя и может потребовать некоторого усложнения экспе-
риментальной установки.
Вместе с тем синхронное детектирование имеет ряд преимуществ перед
детектированием с помощью нелинейных цепей. В частности, оно позволяет
просто осуществить систему с легко регулируемой полосой пропускания
при любой частоте сигналов. Для пояснения, что здесь имеется в виду,
положим для упрощения выкладок, что на входе синхронного детектора
действует гармонический сигнал щ = Um0 cos a>t, амплитуда которого
512
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
£ГЛ. VI
остается постоянной, а частоту можно изменять. Тогда напряжение на
выходе параметрической цепи, коэффициент передачи которой изменяется
с частотой <оо, будет
и' = ^то (А% + pUm COS <00Z) COS <i)Z =
— K0Um0 COS tot + Umt>UmP cos _|_ Юор | 4jnoUjnP cog ш \
z z
Положим, далее, что избирательной цепью служит RC-цепь, состоящая
из параллельно включенных сопротивления и емкости (как в схеме нели-
нейного детектора на рис. 6.1, а), причем to0RC > 1, а частота со несильно
отличается от <оо. Воспользовавшись выражением (1.20), найдем, что напря-
жение на выходе этой цепи будет
pUmoPm
U9 --- I------------------
2/1 + (<o-o0)2«2C2
(6.9)
Если со = соо, то выходное напряжение постоянно и максимально по
величине. Увеличение или уменьшение частоты сопровождается падением
выходного напряжения (его амплитуды). Поэтому, если на входе, кроме
сигнала с частотой со = соо, имеется ряд мешающих сигналов с другими
частотами, то они будут ослаблены. Полоса пропускания устройства, отсчи-
тайная на уровне М = -~^= , как это следует из последнего выражения,
будет
А/*
_1_
itRC
(6.10)
Величину постоянной времени цепи практически очень легко изменять.
В случае необходимости она может быть сделана весьма большой, т. е.
полоса пропускания будет узкой. Величина А/* не зависит от несущей часто-
ты, так как полоса пропускания определяется цепью, работающей при
постоянной промежуточной (нулевой) частоте.
Другое важное преимущество синхронного детектора (по сравнению
с нелинейным) проявляется.при детектировании слабых сигналов при боль-
шом уровне шума (см. следующий пункт настоящего параграфа).
Для постройки синхронных детекторов в качестве элементов с пере-
менным параметром используются диоды, многосеточные электронные лампы
и транзисторы. Возвращаясь к выражению (6.8), заметим, что при гармони-
ческом изменении коэффициента передачи цепи, как это до сих пор пред-
полагалось, и строгой синхронизации несущей частоты и частоты управ-
ляющего напряжения величина Кя и выходной сигнал зависят от амплитуды
управляющего напряжения и сдвига его фазы относительно фазы несущего
сигнала. Непостоянство этих величин может быть источником ошибок при
параметрическом детектировании. Для того чтобы их избежать, особенно
существенно поддерживать постоянной амплитуду изменения коэффициента
передачи цепи, что можно сделать, используя тот или иной способ стаби-
лизации амплитуды напряжения генератора (см. гл. V, § 1). Однако прак-
тически гораздо удобнее построить параметрическую цепь таким образом,
чтобы коэффициент ее передачи периодически скачкообразно изменялся
на время, равное половине периода несущей частоты, от величины Kt до вели-
чины К2, каждая из которых не зависит, от амплитуды управляющего на-
пряжения. Этим исключается погрешность, обусловленная зависимостью
выходного напряжения от значения Um, но одновременно открывается воз-
можность для детектирования новых спектральных компонентов входного
напряжения. Действительно, разлагая скачкообразное изменение коэффи-
§ 1]
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
513
циента передачи в ряд Фурье, представим его в виде набора гармонических
изменений величины К'.
К — Л’о-)--2—fcos<o0Z + 4-cos3<iV + 4-cos5(o0i!+ ... . (6.11)
•ПС о 3 у
Если по-прежнему выделять из всего спектра выходного напряжения
разностную частоту, равную нулю, и варьировать частоту входного гармо-
нического сигнала, то, очевидно, синхронному детектированию будут под-
вергаться не только сигналы с частотой <о = а>0, но и с 3(оо, 5<оо и т. д.
Соответственно частотная характеристика синхронного детектора содержит
ряд полос с максимумами около нечетных гармоник частоты <оо (рис. 6.6).
Рис. 6.6. Частотная характеристика синхронного детектора
при скачкообразном изменении коэффициента передачи.
Ширина каждой полосы не зависит от ее номера (она определяется выра-
жением (6.10), если в качестве фильтра используется -КС-цепь). Максималь-
ные значения коэффициента передачи в каждой полосе убывают, как ряд
нечетных чисел с возрастанием номера гармоники <о0.
Если на входе детектора, кроме полезного сигнала с частотой <оо и близ-
кими ей частотами (укладывающимися в пределах полосы пропускания
выходной цепи), действуют мешающие сигналы, содержащие спектральные
компоненты в области последующих полос пропускания, то они пройдут
на выход. Для того чтобы избежать возрастания помех, перед синхронным
детектором, работающим в режиме скачкообразного изменения коэффи-
циента передачи, включают избирательную цепь, сильно ослабляющую
сигналы в области нечетных гармоник <оо.
Синхронное скачкообразное изменение коэффициента передачи цепи
проще всего осуществить с помощью контактной системы реле, обмотка
которого Питается управляющим напряжением. Такое устройство в схе-
матическом виде представлено на рис. 6.7, а. Контакты Р периодически
замыкаются и размыкаются синхронно с напряжением U, изменяя сопро-
тивление цепи, соединяющей датчик и нагрузку от величины Hi до jRi+ К2
(в большинстве случаев можно считать jRj = 0, а К2 = оо, т. е. что источник
сигналов то присоединяется к нагрузке, то отключается от нее).
Положим, что на входе схемы с реле действует импульс напряжения
несущей частоты прямоугольной формы (рис. 6.8, а). Следовательно, моду-
лирующее напряжение представляет собой импульс постоянного напряже-
ния, который и должен быть выделен в результате детектирования. Пусть,
далее, нагрузка чисто активная, а замыкание и размыкание контактов реле
происходит в моменты прохождения несущей частоты через нуль (рис. 6.8, б).
Тогда полуволны входного напряжения одной полярности пройдут на выход
с коэффициентом передачи К± = ъ—гп-гъ' » а полуволны обратной
^Н“Г^0 ~г Щ
R
полярности—с коэффициентом передачи g2= н (рис. 6.8, в).
33 А. М. Бонч-Бруевич
514
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
Игл. Vi
Включая за параметрической цепью избирательную цепь, которая не нарушает
при этом активной нагрузки (например, ламповый каскад с коэффициентом
передачи; равным единице и фильтром в выходной цепи), можно выделить
составляющую с нулевой частотой, т. е. постоянную составляющую пуль-
сирующего напряжения (£7тг)- Поскольку, как это следует из выражения
(6.11), Ятах = Ко + 2 = Ко - 2 , коэффициент пе-
редачи детектора, определяемый соотношением (6.7), в данном случае будет
К ___ Um2 _____ Kj ^2
UmoqUml 31
(6.12)
Время установления выходного напряжения (время реакции детектора)
определяется шириной полосы пропускания фильтра (например, постоянной
Рис. 6.7. Схема однополупериодного (а) и
двухполупериодного (б) синхронных детек-
торов с использованием реле.
Рис. 6.8. Графики, иллюстрирующие
работу синхронного детектора с исполь-
зованием реле.
времени ЯС-цепи), не зависящей от сопротивлений элементов параметриче-
ской цепи.
На самом деле, для выделения постоянной составляющей часто сопро-
тивление Нв шунтируют емкостью (пунктир на рис. 6.7, а). Тогда процессы
в синхронном детекторе существенно зависят от соотношения сопротивле-
ний Ян и Ro + Z?i (для простоты полагаем, что /?2 бесконечно велико).
Если Ro + Ri < Ян, то постоянная времени зарядки конденсатора С источ-
ником сигналов т' ~ (Яо + RJ С значительно меньше постоянной времени
его разрядки в интервалы времени, когда контакты реле разомкнуты: т" =
= RBC. Поэтому напряжение на выходе относительно быстро следует за на-
пряжением на входе при замкнутых контактах реле и конденсатор медленно
теряет заряд, приобретенный к моменту их размыкания. Если т' много
больше периода несущей частоты, то через интервал времени порядка не-
скольких т' после начала действия переменного напряжения на входе вы-
ходное напряжение достигает величины, близкой к амплитуде входного
§ 1]
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
515
сигнала, т. е. схема работает в режиме пикового’ детектора (см.
рис. 6.8, в). Пульсации напряжения на выходе рассматриваемой схемы
тем меньше, чем больше постоянная времени т' (при сохранении условия
%" > т'). После окончания импульса переменного напряжения на входе
конденсатор С разряжается практически столь же быстро, как заряжался,
так как реле по-прежнему периодически присоединяет к нему относительно
низкое сопротивление Ro + jR±. Таким образом, пульсации выходного на-
пряжения (фильтрация его спектра) и время реакции детектора определяются
меньшей постоянной времени
параметрической цепи.
Если сопротивление 7?н
уменьшать настолько, что оно
станет соизмеримым с Ro +
или меньшим его, то пульса-
ции выходного напряжения
будут возрастать, а его сред-
нее значение — убывать. По-
этому такой режим работы син-
хронного детектора с включе-
нием фильтрующей 7?С-цепи
непосредственно за параметри-
ческой нерационален.
Работа схемы двухполупе-
риодного синхронного детекто-
ра, приведенной на рис. 6.7, б,
аналогична работе однополу-
периодной схемы. В таком
детекторе нагрузка присоеди-
няется к источнику сигналов
как в положительные, так и
отрицательные полупериоды
напряжения несущей частоты,
причем знак коэффициента пе-
редачи периодически изменяет-
ся на обратный. Поэтому двух-
Рис. 6.9. Графики, иллюстрирующие детектиро-
вание сигналов в однополупериодных и двухпо-
лупериодных синхронных детекторах при разных
фазовых соотношениях детектируемого и управ-
ляющего сигналов.
полупериодную схему синхронного детектора можно рассматривать как два
однополупериодных детектора, работающих на общую нагрузку. Вследствие
этого в спектре пульсаций выходного напряжения отсутствует составляю-
щая с частотой <в0, что облегчает фильтрацию.
Преобразование сигналов в однополупериодном и двухполупериодном
синхронных детекторах в схематическом виде изображено на рис. 6.9, а
и б. Приведенные графики соответствуют схемам с активной нагрузкой и пе-
реключениям реле в моменты прохождения входного напряжения через
нуль. Сдвиг коммутирующих импульсов аналогичен сдвигу фазы между
напряжением сигнала и гармоническим управляющим напряжением
(см. выражение (6.8)). В частности, если реле переключается в моменты, когда
входное напряжение максимально, постоянная составляющая выходного
напряжения как в однополупериодной, так и двухполупериодной схеме
равна нулю (рис. 6.9, в и г). Поэтому при синхронном детектировании со,
скачкообразным изменением коэффициента передачи цеди требование син-
фазности напряжения сигнала и изменений параметров цепи остается в силе.
Различные синхронные детекторы используют в измерительной аппа-
ратуре в широком диапазоне частот от единиц герц до десятков мегагерц.
Детекторы, построенные на электромеханических реле, хорошо работают
в области частот, не превышающих нескольких десятков, а в отдельных
33*
516
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
случаях — сотен герц. На более высоких частотах применяют синхронные
детекторы, построенные на вакуумных и кристаллических диодах, электрон-
ных’лампах и транзисторах. Обычно они строятся по балансным схемам для
того, чтобы исключить появление на выходе сигнала, связанного с действием
управляющего напряжения. Последнее большей частью выбирается гар-
моническим, но управляемые элементы ставятся в такой режим, что изме-
нение их параметров происходит скачкообразно.
На рис. 6.10 приведена схема однополупериодного балансного синхрон-
ного детектора на двух диодах (кристаллических или вакуумных). При дей-
ствии в схеме только гармонического опорного напряжения через каждый
диод протекают импульсы тока (гД1 и 1д2) и на каждом сопротивлении R
появляются импульсы напряжения. Эти импульсы имеют противоположные
Рис. 6.10. Схема однополупериодного балансного синхронного детектора на
диодах (а) и эквивалентная ему схема (б).
полярности, и при полной симметрии схемы суммарное напряжение на вы-
ходе, связанное с действием управляющего напряжения, равно нулю. Вместе
с тем, как известно, диод при действии на его аноде положительной волны
напряжения может быть приближенно заменен некоторым сопротивлением
гд, а при действии отрицательного напряжения — разрывом (или, точнее,
элементом, пропускающим ток, равный обратному току диода). Поэтому
схема приобретает вид цепи, приведенной на рис. 6.10, б, в которой рубиль-
ники замыкаются и размыкаются в моменты прохождения анодного напря-
жения диодов через нуль. Для того чтобы эти моменты задавались практи-
чески только управляющим напряжением, а сопротивление гд оставалось
практически постоянным для всех мгновенных значений сигнала и, пересчи-
танного во вторичную обмотку трансформатора Тг {и'), амплитуда управ-
ляющего напряжения выбирается много больше и' — обычно порядка
нескольких десятков вольт.
Каждое плечо схемы на рис. 6.10, б, по существу, совпадает со схемой,
изображенной на рис. 6.7, а, и поэтому к ней относятся приведенные выше
соображения о выборе параметров синхронных детекторов. Постоянные
, 2(Ло + 2йГ + 2гд)ЯС
времени зарядки конденсатора в этой схеме т = , „ . ” ,-жж-
П rto + ^l-Ho +гд + л)
(без учета сопротивлений трансформаторов) и т" = 2jRC.
Для постройки схемы выбираются диоды с возможно более близкими
характеристиками и часто последовательно с ними включают сопротивле-
ния, с помощью которых балансируют схему. Особое внимание обращают
на симметрию обеих половин вторичной обмотки трансформатора Т2- Раз-
личие в их параметрах может привести к паразитным сдвигам фаз двух частей
опорного напряжения, что не позволяет хорошо сбалансировать схему.
§ 1]
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
517
Симметричность трансформатора особенно существенна при работе на высо-
ких частотах. Тщательно изготовленные схемы, аналогичные рассматривае-
мой, используют до частот порядка сотен килогерц.
На рис. 6.11 приведена триодная однополупериодная балансная схема
синхронного детектора. По существу, она представляет собой обычный двух-
тактный каскад, в котором анодные цепи ламп питаются переменным напря-
жением (управляющее напряжение), а на их сетках действует детектируемый
сигнал. Если и = 0 и схема совершенно симметрична, то напряжения на
анодах обеих ламп периодически изменяются одинаковым образом под дей-
ствием управляющего напряжения. Вместе с тем в те интервалы времени,
когда анодное напряжение ламп положительно и достаточно велико, каждая
лампа работает как линейный усили-
тельный элемент для небольших сигна-
лов на ее сетке. Когда же анодное
напряжение мало или отрицательно,
лампа представляет собой разрыв. По-
этому при достаточно большой ампли-
туде напряжения U * схема пред-
ставляет собой цепь, совпадающую с
приведенной на рис. 6.10, б, если в по-
следней заменить и' на — |ш' и сопро-
тивления Ко + Гд на Rt. Напряжение
сигнала и', синфазное и противофазное
управляющему, дает на выходе одно-
полярные импульсы, которые усред-
няются с помощью КС-цепи или посту-
пают на какое-либо другое фильтрую-
щее устройство. Постоянная времени
т = 2 » а т" = 2КС. Рис. 6.11. Триодная однополупериодная
«г + -fi0 + К балансная схема синхронного детектора.
В схеме можно использовать транс-
форматор Ti без средней точки, подав
все напряжение сигнала на сетку только одной лампы. Тогда вторая лампа
будет служить лишь для того, чтобы на выходе не появлялся сигнал при
действии только управляющего напряжения. Для начальной балансировки
сопротивления Кк и К делают переменными, а для повышения стабильности
схемы ее строят на сдвоенном триоде. Известный недостаток синхронного
детектора на двух триодах заключается в том, что управляющее напряжет
ние должно быть велико (амплитуда напряжения питания анодных цепей
ламп должна быть порядка 200—300 в) и его источник достаточно мощным
для того, чтобы он мог обеспечить питание двух ламп. Этот недостаток можно
устранить, заменив лампы транзисторами, включенными, например, по
схеме с общим эмиттером. Можно также, сохранив электронноламповую
схему, заменить триоды пентодами, работающими при постоянном анодном
напряжении, а управляющий сигнал подать на пентодные сетки. Они долж-
ны быть соединены при помощи диодов с катодами ламп и связаны с источ-
ником управляющего напряжения через сопротивления, много большие гд.
Благодаря этому напряжения на пентодных сетках ограничиваются на
уровне, близком к нулю, и фиксируется режим работы ламп, отпираю-
щихся при действии- положительных полупериодов управляющего напря-
жения.
Многочисленные варианты однополупериодных синхронных детекторов
на электронных лампах и транзисторах, по существу, не отличаются от при-
веденной схемы. Большое распространение в измерительных устройствах
получили двухполупериодные синхронные детекторы.
518
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
Рис. 6.12. Схема кольцевого синхронного детектора
на диодах (а) и эквивалентная ему схема (б).
Схема диодного двухполупериодного синхронного детектора (кольцевой
синхронный детектор) приведена на рис. 6.12, а. Она содержит четыре дио-
да, включенных таким образом, что действие гармонического управляющего
напряжения, амплитуда которого выбирается много больше амплитуды
детектируемых сигналов (порядка нескольких десятков вольт), не вызывает
" тем управляющее напряжение
периодически переводит дио-
ды из непроводящего в про-
водящее состояние. Если, на-
пример, потенциал верхнего
конца вторичной обмотки
трансформатора Т2 выше, чем
нижнего, то диоды и Д2
заперты, а через диоды Д3
и Дб протекает ток. Этому со-
стоянию соответствует экви-
валентная схема, изображен-
ная на рис. 6.12, б. При и' = О
и одинаковых параметрах
всех ветвей с диодами напря-
жение на нагрузке равно ну-
лю, поскольку потенциалы
точек а и Ь равны. В то же
время действие напряжения
и' вызывает появление сигна-
ла на нагрузке. Аналогично
обстоит дело в том случае,
когда полярность напряже-
ния и*’ обратная, причем,
как нетрудно убедиться, если
полярности и' и и*’ изменя-
ются синхронно, направление
тока, протекающего через
сопротивление 7?н, остается
неизменным. Поэтому, если
нагрузка не зашунтирована емкостью, на выходе получается напряжение,
пульсирующее с вдвое большей частотой, чем частота сигнала и управляю-
щего напряжения.
Если в схеме имеется емкость С, то постоянная времени ее зарядки
, _ Д*'4~2 (Во+>~д + Д)
До' +2 (До + Гд+Д)+4ДН
Кольцевые синхронные детекторы строят как на вакуумных, так и кри-
сталлических диодах. Сопротивления R обычно выбирают много больше про-
пускного сопротивления диодов гд с тем, чтобы облегчить балансировку
схемы (которая осуществляется путем небольших изменений величин сопро-
тивлений R) и уменьшить влияние на работу схемы изменения с течением
времени параметров диодов. В схемах детекторов, работающих на частотах
порядка десятков килогерц или выше, каждая половина вторичных обмо-
ток трансформаторов Ti и Т2 шунтируется полупеременным конденсатором.
Емкости конденсаторов подбираются при балансировке схемы. Вообще же
с возрастанием частоты балансировка сильно усложняется.
На рис. 6.13, а приведена схема двухполупериодного синхронного
детектора, построенного на двух диодах [177]. Управляющее напряжение,
амплитуда которого, как и в остальных схемах, выбирается много больше
амплитуды детектируемого сигнала, приводит к поочередному отпиранию
5 П
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
519
диодов Д1 и Д2- Если, например, полярность напряжения и*' такова, что
потенциал верхнего конца вторичной обмотки трансформатора Т2 ниже, чем
потенциал ее нижнего конца, то ток протекает через Д\, а диод Д2 остается
запертым. Далее, основная доля тока течет через верхнюю половину вторич-
ной обмотки Небольшая часть тока протекает через нагрузку 7?н (сопро-
тивление R + 2?н значительно больше сопротивления вторичной обмотки
трансформатора Т2 при включен-
ном источнике сигнала и). При
обратной полярности управляю-
щего напряжения диоды меняются
местами и изменяется направление
тока, текущего через нагрузку. По-
этому в симметричной схеме упра-
вляющее напряжение дает на на-
грузке небольшой сигнал с часто-
той соо, не имеющей постоянной
составляющей.
Для напряжения сигнала эк-
вивалентная схема детектора име-
ет вид цепи, приведенной на
рис. 6.13, б, в которой попеременно
замыкаются то верхние, то ниж-
ние контакты переключателя. В ре-
зультате верхняя и нижняя поло-
вины вторичной обмотки пооче-
редно шунтируются сопротивле-
нием 2?о' + Гд + у, значительно
меньшим сопротивления R. Поэто-
му протекающий через нагрузку
ток почти целиком определяется
напряжением на нижней половине
обмотки 7\. При синхронном из-
менении полярности сигнала и
управляющего напряжения на
сопротивлении RE, не зашунти-
Рис. 6.13. Схема двухполупериодного син-
хронного детектора (а) и эквивалентная ему
схема (б).
рованном емкостью, получаются однополярные импульсы напряжения,
следующие с частотой 2о)0. Если в схеме имеется емкость, то постоянная
(Д4~гд+Яр')
•Ro+2/Д+г д+До ’+Дн)
времени ее зарядки т' «
Таким образом, в отличие от схем, приведенных выше, в последней
схеме цепь связи нагрузки с половинами вторичной обмотки трансформатора
Zj не прерывается, а шунтируется. Недостаток такой схемы заключается
в том, что при этом возрастает нагрузка источника сигналов и падает напря-
жение на одной из половин вторичной обмотки трансформатора при нагрузке
второй на малое сопротивление. Избежать этого можно, заменив трансфор-
матор со средней точкой вторичной обмотки парафазным каскадом. Такая схе-
ма имеет существенное преимущество по сравнению с другими схемами син-
хронных детекторов, приведенными выше, в ней имеется общая точка трех
цепей — входной, выходной и цепи управляющего напряжения. Поэтому
все эти цепи могут быть соединены с нулевым проводом (экраном), что имеет
особенно большое значение в высокочастотных детекторах, так как позво-
ляет уменьшить паразитные связи между цепями.
На рис. 6.14 приведена схема синхронного детектора, построенного
по описываемому принципу, использовавшегося на частоте 16 Мгц [177].
520
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
При конструировании схемы обеим половинам катушки L резонансного
контура, настроенного на несущую частоту модулированного сигнала, была
придана совершенно одинаковая конфигурация. Кроме того, детали были
расположены возможно симметричнее, выбраны равные длины соединитель-
ных проводов и т. д. При этих условиях удается достигнуть почти идеаль-
ного баланса схемы.
Схема двухполупериодного синхронного детектора, построенная на
электронных лампах, приведена на рис. 6.15, а [178]. Она применялась
во многих;' устройствах и хорошо зарекомендовала себя как при низких
частотах, так и при частоте порядка 100 кгц
[179]. На сетках ламп Л2 и Л3 действует
управляющее напряжение в противополож-
ных фазах, периодически открывая и за-
крывая каждую лампу. Напряжение детек-
тируемого сигнала действует на сетке лампы
Л^ для которой лампы Л2 и Л3 вместе с
сопротивлениями Ra представляют анодную
нагрузку. Поэтому схему можно рассматри-
вать как усилительный каскад с периодиче-
ски переключаемой анодной нагрузкой. [Эк-
вивалентная схема детектора для модулиро-
ванного сигнала приведена на рис. 6.15, б.
Если напряжение изменяется синхронно и
Рис. 6.14. Схема высокочастотного син-
хронного детектора.
Рис. 6.15. Схема двухполупериод-
ного синхронного детектора на
триодах (а) и эквивалентная ему
схема (б).
синфазно с работой переключателя (т. е. с управляющим сигналом), то на
нагрузке 2?н появляются однополярные импульсы напряжения, следующие
с частотой 2соо. Как и в остальных схемах синхронных детекторов, в спектре
выходного напряжения содержатся компоненты, соответствующие модуляции
входного сигнала, которые выделяются путем фильтрации.
На выходе рассматриваемой схемы появляется также значительное
напряжение с частотой <в0, обязанное действию управляющего напряжения.
Оно должно быть отфильтровано вместе с остальными компонентами, отлич-
ными от спектра модуляции. Если сопротивление RH зашунтировано кон-
денсатором, то постоянная времени его зарядки т' легко может быть найдена
из эквивалентной схемы, приведенной на рис. 6.15, б.
5 1] .
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ.
521
3. Детектирование сигналов в присутствии шума. Для регистрации
слабых сигналов на фоне шума важно знать, как изменяется величина
о = £_ при детектировании. В этом отношении различные типы детекторов
V иш
неэквивалентны и выбор той или иной схемы детектирования может сущест-
венно изменить пороговую чувствительность измерительного устройства.
Как уже было выяснено выше (см. гл. I, § 5), ири синхронном детекти-
ровании сигнал в параметрической цепи линейно преобразуется так, что на
ее выходе кроме исходного спектра, расположенного около несущей частоты
®о> появляются еще две по-
лосы, — одна около частоты
2соо» а вторая возле соо = 0.
Всё три полосы содержат
только компоненты с часто-
тами, отличающимися от ча-
стот спектра исходного сигна-
ла на определенную величину
(0, ffl0 и — Фо)» и не содер-
жат дополнительных состав-
ляющих с комбинационными
частотами. Иначе говоря, при
синхронном детектировании
соблюдается принцип супер-
Рис. 6.16. Графики, иллюстрирующие преобразо-
вание спектра сигнала и спектра шума в синхрон-
ном детекторе.
позиции и каждая состав-
ляющая спектра преобра-
зуется независимо от дру-
гих. Соответственно спектр
шума, расположенный в районе спектра модулированного сигнала, линей-
но прёобразуетсн в три шумовые полосы. Это иллюстрирует рис. 6.16,
на котором приведен действующий на входе детектора исходный спектр
сигнала щ и равномерный спектр шума Si(co) в полосе Дш, а также преобразо-
ванные спектры сигнала и шума на выходе параметрической цепи (масштаб
приведенных графиков спектра и2 и S2 (а>) соответствует Ко — рит = 1, см.
выражение (1.130)). Полосы вблизи coo и 2со0 отфильтровываются. В результа-
те на выходе синхронного детектора остается спектр модулированного
сигнала, полученный преобразованием составляющих с Частотами <оо ± ®i.r
в частоты <0} и расположенный около <об = 0» а также линейно преобразован-;
ный в эту область частот спектр шума.
Вследствие сохранения принципа суперпозиции для синхронного детек-
тора и одинаковых значений коэффициентов преобразования сигнала и шума
.величина ст
при синхронном детектировании не изменяется. Если
уровень сигнала задан, то увеличить значение ст можно, только сужая
полосу пропускания устройства, т. е. увеличивая время накопления инфор-
мации. Предел возможному уменьшению полосы кладется спектром детек-
тируемого сигнала или, иначе говоря, возрастанием разрешающего вре-
мени устройства (см. гл. II, § 5). Вследствие подобия спектров сигнала
и шума на входе и выходе параметрической цепи сужение полосы до и после
этой цепи эквивалентна» На самом деле, как уже отмечалось, гораздо проще
сузить полосу пропускания для преобразованного спектра, что можно сде-
лать с помощью простой ЛС-цепи.
Сужение полосы пропускания до синхронного детектора необходимо для
того, чтобы отфильтровать спектральные компоненты шума, расположенные
в районе тех гармоник несущей частоты <р0, которые при негармоническом
522
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
величину отношения на
-Рис. 6.17. Преобразование спектра шума
в схеме квадратичного детектора.
изменении коэффициента передачи параметрической цепи также преобра-
зуются в область низких частот. Кроме того, предварительная фильтрация
необходима еще и потому, что параметрическая цепь может оказаться на-
столько загруженной шумом при большом уровне его, что нарушатся нор-
мальные условия прохождения через нее полезного сигнала. Поэтому в не-
которых устройствах полоса пропускания сужается довольно значительно
до синхронного детектора. Однако основное ограничение полосы, определяю-
выходе устройства, обычно осущест-
вляется после параметрической цепи.
Заметим кстати, что слишком
сильное сужение полосы пропускания
до детектора может в некоторых слу-
чаях привести к дополнительным
погрешностям измерений. В ряде уст-
ройств, предназначенных для наблю-
дения медленных изменений уровня
сигнала, последний преобразуется в
периодические сигналы, которые уси-
ливаются и детектируются (см., на-
пример, гл. IV, § 4). В этих устрой-
ствах полоса пропускания может быть
сужена до долей герца, но в тракте
до детектора она должна быть зна-
чительно шире области возможных
колебаний несущей частоты вследст-
вие ее нестабильности. В противном
случае неконтролируемые отклонения
частоты со о от ее номинального зна-
чения приведут к изменению уровня
напряжения на выходе вследствие
изменения сдвигов фаз сигнала в схе-
ме, предшествующей детектору.
При детектировании сигналов в
нелинейных цепях протекающие про-
цессы значительно сложнее вследствие
того, что для таких цепей несправед-
лив принцип суперпозиции. Это приводит к тому, что уровень шума на выхо-
де нелинейного детектора существенно зависит от уровня детектируемого
-сигнала, а так как эта зависимость, вообще говоря, нелинейна, то величина
•отношения ст2= оказывается разной для малых и больших
•сигналов.
Строгое рассмотрение детектирования сигналов в нелинейных цепях
в присутствии шума приводится в специальных курсах [43, 44]. Здесь мы
•ограничимся качественным описанием протекающих процессов, дающим воз-
можность оценить только характер изменения величины uc/]/lzfi na выходе де-
тектора при различных соотношениях напряжения шума и сигнала на его
входе.
Положим сначала, что детектирование квадратичное (т. е. что сигналы
малые) и характеристика передачи детекторной цепи такова, что и2 ~ и%.
Шум на входе детектора по-прежнему будем считать равномерным в
пределах некоторой полосы Дсо = со2 — ®i (рис. 6.17, а). Не претендуя
на строгость, представим его в виде набора элементарных гармони-
ческих составляющих с частотами со', со", со"', ... , co<ft>, ... , лежащих
в пределах полосы Дсо. Тогда вследствие квадратичности характеристики
? 1]
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
523
передачи цепи каждая составляющая даст на ее выходе (кроме постоянной
составляющей и составляющей с частотой 2а>о) ряд компонентов с комбини-
рованными частотами и' ± о", со' ± со" ± со'", со" ± со"", ... Оче-
видно, что эти составляющие будут располагаться в двух полосах — от О
до Асо и от 2соо — Асо до 2соо + Асо. В первой полосе спектральная плотность
максимальна при со = 0 и равномерно убывает по мере возрастания частоты,
а во второй она имеет максимум при со = 2соо и линейно убывает в обе сто-
роны от этой частоты (см. рис. 6.17, б). Если детектирование ведется в пас-
сивной нелинейной цепи, то полная энергия шума при детектировании не из-
меняется, а в равных долях распределяет-
ся на две полосы. При этом, в отличие от
синхронного детектирования, спектр шума
после детектирования не только сдвинут
по шкале частот, но и деформирован.
Если на входе детектора кроме шума
присутствует сигнал с частотой соо, то к
приведенному выше шумовому спектру
на выходе добавляются компоненты с ком-
бинационными частотами вида соо ± со£^>.
Этот дополнительный шумовой спектр —
равномерный (поскольку спектр шума
51(ю) равномерный) и лежит в полосах ча-
стот от 0 до Асо/2 и от 2<оо—Асо/2 до
2<оо+ Асо/2. Поэтому полный шумовой
спектр на выходе нелинейной цепи приоб-
ретает вид, подобный указанному на
рис. 6.17, в, причем уровень добавочного
шума существенно определяется уровнем
Рис. 6.18. Графики зависимости от-
ношения сигнал/шум на выходе де-
тектора (о2) к величине сигнал/шум
на его входе (о,) от величины о4.
1 — синхронный детектор, 2 — квадра-
тичный детектор из— линейный детек-
тор.
сигнала, так как амплитуды составляющих
комбинационных частот соо ± co<ft> пропорциональны амплитуде сигнала.
Таким образом, появление сигнала на входе квадратичного детектора
сопровождается возрастанием уровня шума на его выходе. Энергия доба-
вочного шума, поровну распределяющаяся между обеими полосами шума
на выходе детектора, черпается за счет расхода энергии сигнала, т. е. за
счет энергии, несущей полезную информацию *). С возрастанием уровня
полезного сигнала возрастает и уровень добавочного шума, т. е. теряемая
сигналом энергия. Однако поскольку уровень полезного сигнала на выходе
пропорционален квадрату амплитуды входного сигнала, а уровень доба-
вочного шума— ее первой степени, то значение — (мс/|^й^)вых по мере уве-
личения амплитуды сигнала возрастает. При малых значениях этого отно-
шения добавочный шум мал и поэтому суммарный шум на выходе нелиней-
ной цепи примерно постоянен. В то же время уменьшение сигнала на входе
приводит к квадратичному снижению его уровня на выходе, т. е. к резкому
падению величины ст2, что препятствует наблюдению полезного сигнала.
Из изложенного следует, что для квадратичного детектора величина ст2
всегда меньше, чем ст, (без дополнительной фильтрации шума на выходе).
Особенно мало отношение ст2/ст, в области малых значений График за-
висимости ? = / (ai) приведен на рис. 6.18 [180]. Здесь же указана
*) В приведенном выше рассмотрении синхронного детектирования общая энергия
шума также возрастает, но пропорционально возрастает и общая энергия всех спектраль-
ных компонентов сигнала на выходе параметрической цепи. Дополнительная энергия
берется за счет того, что изменение коэффициента передачи на ±1 около его среднего
значения Ко= 1 отвечает активной параметрической цепи. Если Ко — 0,5 и величина
коэффициента передачи изменяется на ±0,5, то энергия и сигнала и шума на выходе
синхронного детектора меньше, чем на входе, а^соотношение между ними сохраняется.
524
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. Л?!
аналогичная зависимость и для синхронного детектора (также без дополни-
тельной фильтрации шума после преобразования спектра). Поскольку при
детектировании в нелинейной цепи отношение a2/<Ti падает с увеличением
уровня шума, то, в отличие от синхронного детектора, не безразлично,
где ограничивать полосу устройства — выгоднее включать избирательную
цепь до детектора. Недостатки этого уже отмечались выше. Разумеется,
и в схеме квадратичного детектора можно включить фильтр после нелиней-
ной цепи (хотя бы ЛС-цепь, как в синхронном детекторе). Однако для полу-
чения такого же отношения ис!^~й*а, как на выходе синхронного детектора
при заданной величине Oj полоса пропускания фильтрующей цепи должна
быть значительно уже, т. е. разрешающее время измерительного устрой-
ства больше.
Аналогичное рассмотрение линейного детектора (более громоздкое,
чем квадратичного) приводит к заключению, что в такой схеме спектр шума
Рис. 6.19. К рассмотрению изменения отношения сигнал/шум
при линейном детектировании.
также деформируется и появляется добавочный шум, зависящий от уровня
полезного сигнала. В области малых значений Oj линейный детектор изме-
няет относительный уровень шума подобно квадратичному. Вместе с тем
уровень добавочного шума, в отличие от квадратичного детектора, с воз-
растанием амплитуды сигнала стремится к некоторому пределу. Поэтому
отношение а2/П1 стремится к единице, т. е. при большой величине отно-
шения на входе линейный детектор, как и синхронный, не изме-
няет относительной величины напряжения шума (рис. 6.18).
Наглядно представить механизм изменения величины в зави-
симости от соотношения сигнала и шума при линейном детектировании
можно на примере простейшей нелинейной цепи с одним диодом, в которой
имеются источники шума и полезного гармонического сигнала (рис. 6.19, а).
Если уровень сигнала много больше уровня шума, то сигнал периодически
отпирает и запирает диод, изменяя условия прохождения шума на выход.
Следовательно, для шума схема аналогична схеме синхронного детектора,
в которой роль управляющего напряжения играет сигнал (рис. 6.19, б).
Наоборот, если уровень шума много больше уровня сигнала, то шум играет
роль управляющего напряжения, периодически изменяющего проводи-
мость диода (рис. 6.19, в). Постоянная составляющая на выходе, связанная
с действием сигнала, будет отличаться от нуля только за счет составляющих
спектра шума, частоты которых столь мало отличаются от частоты сигнала,
что попадают в полосу пропускания выходного фильтра.
Из изложенного следует, что линейное и квадратичное детектирование
рационально применять только при большой величине отношения
В устройствах, предназначенных для регистрации слабых сигналов на фоне
шума, следует по возможности использовать синхронное детектирование.
Помимо уже отмеченных его преимуществ (удобство построения изби-
рательных цепей и возможность сильно сузить полосу пропускания даже
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
525
$ 2]
при значительной нестабильности несущей частоты), следует отметить во
многих случаях чрезвычайную важность того, что шум не дает постоянной
составляющей на выходе синхронного детектора. В экспериментальной
физике имеется много случаев, когда уровень шума растет вместе с полез-
ным сигналом. Так, например, шум фотоэлектронного умножителя (фото-
элемента) — токовый шум, возрастает при увеличении освещенности фото-
катода. Поэтому во время регистрации изменяющегося светового потока
одновременно меняется не только составляющая фототока, связанная с полез-
ным сигналом, но и уровень шума. Так как уровень шума связан с уровнем
сигнала нелинейно, то, очевидно, устройство, на выходе которого постоян-
ная составляющая появляется как при действии полезного сигнала, так
и шума, будет вносить погрешности в измерения. Применение синхрон-
ного детектора позволяет избежать таких погрешностей, поскольку воз-
растание уровня шума на его входе хотя и приводит к росту уровня флук-
туаций на выходе, но постоянная составляющая остается неизменной.
->
t vr Яфаничи-___
теть
а;
t ffqpawvii-
теть
&
Рис. 6.20. Иллюстрация ограничения по мак-
симуму (а) и по минимуму (б).
§ 2. ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
1. Ограничение уровня сигналов. Ограничением называется такое пре-
образование формы сигналов, при котором напряжение на выходе устрой-
ства после того, как оно достигло
определенного значения, остается
практически неизменным или из-
меняется очень слабо по сравнению
с изменением уровня исходного
(входного) сигнала. В зависимости
от того, срезается верхняя или
нижняя части сигнала, различают
ограничение «по максимуму» и «по
минимуму» (рис. 6.20). Одновре-
менное ограничение по максимуму
и по минимуму носит название
Двустороннего. Пока уровень сиг-
нала не достиг уровня ограниче-
ния, искажения его формы при про-
хождении через ограничитель не должны превосходить допустимых пределов.
В качестве ограничителей используются устройства с существенно
нелинейной зависимостью коэффициента передачи от уровня сигнала, т. е.
цепи, содержащие нелинейные элементы. Такими элементами могут быть
вакуумный, кристаллический или газоразрядный диоды, электронная лампа
с управляющей сеткой, транзистор и т. д.
На рис. 6.21 приведены диодные схемы ограничителей по максимуму
и по минимуму, в которых нагрузка ZH и диод присоединены к источнику
сигналов последовательно (так называемые «последовательные» ограничи-
тели). В другом варианте построения схем диодных ограничителей (рис. 6.22)
нагрузка приключается параллельно диоду («параллельные» ограничители).
Двусторонние ограничители также могут быть построены по последова-
тельной и параллельной схемам (рис. 6.23 и 6.24). Последовательные огра-
ничители имеют ряд преимуществ и применяются чаще, чем параллельные.
Каждая из приведенных на рис. 6.21 — 6.24 схем по существу пред-
ставляет собой делитель напряжения, включенный между источником
сигналов и нагрузкой. Одно плечо делителя содержит диод, и поэтому его
сопротивление, а следовательно, и коэффициент передачи цепи существенно
зависят от уровня сигнала. В первом приближении будем считать, что отпер-
тый диод эквивалентен постоянному относительно небольшому сопротивлению
526
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VJ
Рис. 6.21. Диодные схемы ограничителей по максимуму (а)
и по минимуму (б).
Рис. 6.22. Схемы параллельных ограничителей по мак-
симуму (а) и по минимуму (б).
Рис. 6.23. Схема двустороннего ограни-
чителя последовательного типа.
Рис. 6.24. Схема параллельного
двустороннего ограничителя.
§ 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
527
Рис. 6.25. Эквивалентная схе-
ма последовательного (а) и
параллельного (б) диодных
ограничителей.
гд, а запертый — большому сопротивлению гобр (см. • гл. I, § 5).
Тогда эквивалентная схема последовательного ограничителя имеет вид
цепи, приведенной на рис. 6.25, а, причем переключатель П переходит из
положения 1 в положение 2 в момент, когда входное напряжение достигает
определенного значения. Так, например, если в схеме на рис. 6.21, а напря-
жение Е >0, то при всех отрицательных и относительно небольших поло-
жительных значениях входного напряжения, пока диод открыт, переклю-
чатель П находится в положении 2. Когда же напряжение достигает такого
уровня, что диод запирается, переключатель переходит в положение 1.
Наоборот, для схемы рис. 6.21, б переключа- г
тель П на рис. 6.25, а находится в положе- , L_ /7 2
нии 7, пока с возрастанием входного напря- - Г"* Iт " Г
жения диод не отопрется. 1 ' * 1 1
Уровень (порог) ограничения определяется
смещением диода, которое задается величиной
напряжения Е и падениями напряжения на
сопротивлениях схемы, а также величиной анод-
ного напряжения, при котором резко меняется
сопротивление диода. На самом деле характе-
ристики диодов не обнаруживают четкого из-
лома, но их сопротивление существенно из-
меняется в пределах относительно небольшого
изменения величины анодного напряжения. У
вакуумных диодов для этого анодное напряже-
ние должно измениться на величину порядка
±0,3 в около значения U*, лежащего в пре-
делах от —0,2 до —0,7 в. Для существенного
изменения сопротивления полупроводникового
диода достаточно изменить его анодное напря-
жение на величину, в несколько раз меньшую.
Во многих случаях при -рассмотрении диодных
ограничителей приближенно считают, что диод отпирается при U% = 0.
Связанная с этим приближением ошибка обычно практически не имеет зна-
чения, так как действительная величина уровня ограничения устанавли-
вается в собранной схеме регулировкой величины напряжения Е.
Если, например, в схеме на рис. 6.21, а через нагрузку ZB может про-
текать постоянный ток и она не отделена от остальных элементов схемы
разделительным конденсатором (указан на рисунке пунктиром), то уровень
ограничения равен величине Е — — ЦЕ2, где Ц — ток, протекающий
через сопротивление Н2 при запертом диоде. Поэтому изменение сопротив-
ления нагрузки сопровождается^ изменением уровня ограничения. Этот
уровень зависит также и от величины постоянного тока, протекающего через
сопротивление Rit если источник сигналов дает кроме переменного еще
постоянное напряжение и не отделен от ограничителя разделительным кон-
денсатором. Аналогичным образом обстоит дело и в других схемах огра-
ничителей.
В большинстве случаев разделительные конденсаторы включаются
в схемы ограничителей, и поэтому уровень ограничения не зависит от со-
противления нагрузки или величины постоянного напряжения, действующего
на входе. Однако включение таких конденсаторов приводит к тому, что
уровень ограничения начинает зависеть от формы сигналов. Это связано
с тем, что с включением разделительного конденсатора напряжение на входе
ограничителя (на сопротивлении изменяется на постоянную величину,
равную напряжению, до которого заряжается этот конденсатор при про-
текании в цепи импульсов тока (емкости разделительных конденсаторов,
528
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
|ГЛ. VI
как и в усилительных схемах выбираются столь большими, что за период
сигнала напряжение на них сохраняется практически постоянным). Вычис-
ление величины этого напряжения довольно громоздко и здесь не приво-
дится (см., например, [134]), а все дальнейшее рассмотрение ведется без
учета зарядки разделительных конденсаторов.
Стационарный коэффициент передачи ненагруженной цепи, изображен-
ной на рис. 6.25, а, при положении переключателя 1:
is _ к2 ___________R1R2________
1 и0 R^Ro+(R i+Ro) (д2 + гобр) ’
а при положении переключателя 2:
гг __ ^2 _ Д1Д2
2 ~ ~ ВД + (/?i + Ro) (Яг+гд) '
Параметры схемы обычно выбираются так, что R± > Ro, R2 > гд и
R2 < гобр- Тогда соотношение стационарных коэффициентов передачи в обла-
сти ограничения и вне ее (стационарный коэффициент ограничения) будет
„___ К2 ~ Др-Ьгобр ~ гобр
Ki ~ R0+R2 ~ Ro ’
Совершенно так же для ограничителя параллельного типа из рассмотрения
эквивалентной схемы, приведенной на рис. 6.25, б, получаем
К =- Гя
1 Ro+Ri+rfl
К2
r2
R0 + R1+R2
(полагаем, что гд « Я2 И Гобр > Rz) И
= /<2 = дг Rq+Ri+R2
Ki Гд R0-|-Ri 4~гд
(6.13)
Вследствие конечных значений х ограничение не идеально — выходное
напряжение несколько изменяется и после того, как уровень ограничения
достигнут. Очевидно, что чем больше величина х, тем ближе ограничи-
тель к идеальному. В последовательных ограничителях х > 1, если
гОбР> Ro, и при этом величина коэффициента передачи К2 может быть сделана
близкой к единице выбором достаточно больших величин сопротивлений jRj
и R2. В параллельных ограничителях х > 1, если гд < R2. Кроме того,
величина jRt + Ro должна быть порядка значения R2 или не слишком мала
по сравнению с ним. Поэтому коэффициент передачи К2 оказывается меньше
единицы.
Величина стационарного коэффициента передачи Klf как нетрудно
убедиться, у последовательной схемы, вообще говоря, может быть сделана
большей, чем у параллельной, — в ней нагрузка практически отключается
от источника сигналов, когда диод запирается. Поэтому последовательные
схемы ограничителей в отношении своих стационарных характеристик
в большей степени приближаются к идеальным, чем параллельные.
Последовательные и параллельные схемы ограничителей отличаются
по своим переходным характеристикам, причем в последовательной схеме
весьма существенную роль играет собственная емкость диода, через кото-
рую связаны вход и выход ограничителя. На рис. 6.26, а приведена упро-
щенная схема последовательного ограничителя (Е = 0, Ro — 0, сопро-
тивление R включает сопротивление R2 и сопротивление нагрузки), на
которой отмечена емкость анод — катод диода и паразитная емкость С2
§ 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
529
Рис. 6.26. Схема и графики,
использующиеся для анализа пе-
реходных характеристик после-
довательных ограничителей.
(емкость нагрузки и собственная емкость схемы). Положим, что на входе
этой схемы действуют прямоугольные двухполярные импульсы напряжения
(рис. 6.26, б). Переходную характеристику ограничителя не представляет
труда найти, составляя и интегрируя уравнение Кирхгофа для мгновенных
значений напряжения и2 и полагая, что сопротивление диода меняется от
величины гд до гобр в моменты скачков входного напряжения. Это можно
сделать и проще, пользуясь приемами рас-
смотрения нестационарных процессов в про-
стых цепях, изложенными выше (см. гл. I, § 2).
Стационарные величины выходного напряже-
ния и2ст 0 при щ < 0 и и2ст = Um2 —
= Uml рпри щ = Uml. Каждый перепад
л + гд
входного напряжения сопровождается скач-
ком выходного напряжения на величину
MJm2-=Uml ~. Этот скачок, в зависимо-
сти от соотношений параметров схемы, вообще
говоря, может быть по абсолютной величине
как меньше, так и больше Um2 (соответственно
графики на рис. 6.26, в и г). Переход от вели-
чины и2 = ДПТО2 к Um2 после положитель-
ного перепада напряжения происходит по
экспоненциальному закону с постоянной вре-
мени т' а? гд (Сак + С2), а переход от вели-
чины и2 = Um2 — ДС7то2 к и2 0 после от-
рицательного скачка входного напряжения
происходит по экспоненциальному закону с
постоянной времени т" а? Р^г°бр (Сак + С2)-
К + г обр
Таким образом, прохождение сигналов через
последовательный ограничитель сопровождает-
ся несимметричными искажениями сложного
вида. Время реакции схемы (считая по зад-
нему фронту сигналов) при R < гобр будет
<р~(2-3)К(Сак + С2). (6.14)
Проходная емкость обычных вакуумных
диодов — порядка 2—3 пф. Поэтому ограни-
чение сигналов может сопровождаться значительными искажениями их
формы, особенно если длительность сигналов мала или они имеют крутые
фронты. Для уменьшения этих искажений выход схемы связывают вспомога-
тельной КС-цепью с дополнительным компенсационным входом (рис. 6.27, а).
На последний подают импульсы той же формы, что и на основной вход,
но обратной полярности. Регулируя величину емкости Ск, можно устано-
вить такое ее значение, при котором напряжение на выходе будет равно
нулю, если амплитуда входных сигналов недостаточна для отпирания диода.
Для компенсации паразитного прохождения сигнала необходимо, чтобы
источник входных сигналов имел два (противофазных) выхода. Поэтому
в схему приходится вводить парафазный каскад. Он должен быть высокого
качества, так как расхождение переходных характеристик для обоих его
выходов не позволяет получить полной нейтрализации искажений. Кроме
того, сами схемы нейтрализации требуют периодической регулировки.
Поэтому, если это возможно, предпочтительно ограничиться переходом
к диоду с малой проходной емкостью.
34 А. М. Бонч-Бруевич
530
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
Относительно малую проходную емкость имеют сверхвысокочастотные
диоды, например диод 12ХЗС (Сак «а 0,5 пф). Весьма малую проходную
емкость можно получить, применяя в качестве диода пентод, соединив его
экранную и пентодную сетки с нулевым проводом схемы (рис. 6.27, б).
В таком включении удается довести значение емкости Сак вместе с панель-
кой до 0,2—0,3 пф [181]. Однако такой диод обладает большим внутренним
сопротивлением, что препятствует применению его в быстрых схемах.
В полупроводниковых ограничителях, построенных на полупроводни-
ковых диодах, применение метода компенсации затрудняется тем, что про-
ходная емкость диода зависит от величины действующего на нем напря-
Рис. 6.27. Схема диодного огра-
ничителя с компенсационной емко-
стью (а) и схема с включением
пентода в качестве диода (б).
Рис. 6.28. Схема и гра-
фики, использующиеся
для рассмотрения пере-
ходных характеристик
параллельных ограничи-
телей.
жения, т. е. от мгновенного значения уровня сигнала. Поэтому в ограни-
чителях желательно применять точечные диоды, у которых величина про-
ходной емкости мецыпе 1 пф. К числу недостатков последних по сравнению
с вакуумными диодами относится большой обратный ток. В низкоомных
схемах быстрых ограничителей этот недостаток имеет второстепенное зна-
чение.
Совершенно аналогично можно рассмотреть нестационарные процессы
в параллельном ограничителе (рис. 6.28, а). Отрицательному напряжению на
входе соответствует значение и2 = « 0, а напряжению и, =Umi —
значение и2ст = Um2 = Uml (сопротивление диода гОбР может
входить в R). Переход к величине Um2 при положительном перепаде вход-
ного напряжения происходит по экспоненциальному закону с постоянной
временит = С2, причем в С2 входят емкость нагрузки, собственная
л+«1
емкость схемы и емкость Сак диода. Обратный переход происходит с той же
постоянной времени, но напряжение и2 стремится к величине — Uml до тех
пор, пока диод не отопрется; после этого изменение выходного напряжения
прекращается (см. рис. 6.27, в). Таким образом, хотя постоянные времени
§ 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
531
обоих переходов одинаковы, длительность заднего фронта выходного сиг-
нала примерно в 4 раза меньше длительности переднего. Время реакции
схемы (считая по переднему фронту сигналов)
tp«(2-3)-^-C2. (6.15)
а)
Для того чтобы величина tp была мала, должно быть мало сопротивление R, .
и для того чтобы при этом величина х была большой, диод должен обладать
малым собственным сопротивлением.
Приведенные результаты рассмотрения работы диодных ограничителей
получены при аппроксимации характеристики диода отрезками двух прямых.
Более детальный анализ стационарных характери-
стик может быть проведен графическим методом (см.
гл. I, § 5), если воспользоваться действительной
вольтамперной характеристикой диода, на котором
построена схема. Рассмотрение переходных процес-
сов в ограничителях при отказе от простой аппрокси-
мации характеристики диода крайне усложняется
и практически не имеет смысла.
Всем схемам диодных ограничителей свойствен-
но смещение порога ограничения при старении дио-
дов, изменении их температуры и колебаниях тока
накала (у вакуумных диодов).
Величина порогового напряжения диодного ди-
скриминатора изменяется за длительный промежуток
времени на величину порядка 0,05 в (182] (в основ-
ном вследствие изменения контактной разности по-
тенциалов между электродами лампы).
Изменение температуры катода на 10% вызывает
сдвиг характеристики типовых вакуумных диодов
примерно на 0,1 в (при возрастании температуры —
влево). Смещение характеристик при старении ламп —
порядка 0,25 в. Для уменьшения этого паразитного
эффекта в схему вводят компенсационные диоды.
Если применяются сдвоенные диоды, то в качестве
компенсационного лучше всего использовать второй
диод, находящийся в той же колбе, что и рабочий.
На рис. 6.29 приведены две схемы включения компенсационного диода в
последовательном ограничителе по максимуму. ДиодД2 в схеме на рис. 6.29, а
заперт, и его сопротивление гобр включено параллельно части сопротивле-
ния Т?2. Изменение, например, температуры обоих диодов вызовет сдвиг
характеристики Дг и одновременно изменение величины обратного сопротив-
ления диода Д2. Легко видеть, что обусловленное этим изменение падения
напряжения на R2 дает смещение порогового напряжения схемы обратного
знака по сравнению со смещением характеристики Дг. В схеме на рис. 6.29, б,
наоборот, компенсационный диод Д2 открыт и смещение его вольтамперной
характеристики компенсирует смещение характеристики основного диода Д}.
Подбором части сопротивления R2 в схеме рис. 6.29, а и сопротивлений
R' и R" в схеме рис. 6.29, б удается уменьшить нестабильность порога
ограничения в 5—10 раз.
В ограничителе по минимуму компенсационные диоды включаются
аналогичным образом, но катод и анод Д2 меняются местами.
Значительное распространение получили ограничители, построен-
ные на электронных лампах с управляющей сеткой. Схема ограничителя
(рис. 6.30) по своему виду мало отличается (а может и вовсе не отличаться)
34*
Рис. 6.29. Схемы вклю-
чения компенсационных
диодов для уменьшения
зависимости порога огра-
ничения от температуры.
532
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
от обычного усилительного каскада, например с анодной нагрузкой; режим
же лампы выбирается так, что она работает как существенно нелинейный
элемент. Ограничение сигнала по минимуму происходит вследствие запи-
рания лампы. Для четкого ограничения должны выбираться лампы с рез-
кой отсечкой анодного тока. Ограничение по максимуму может осущест-
вляться двояко. Во-первых, для этого в цепь сетки лампы последовательно
схеме с триодом.
Рис. 6.30. Двустороннее ограничение сигналов в
с источником сигналов может
быть включено сопротивление
(7?! на рис. 6.29), а режим
лампы и напряжение сеточно-
го смещения выбраны таким
образом, что при достижении
сигналом уровня, на котором
он должен быть ограничен,
появляется сеточный ток. При
этом сопротивление интерва-
ла сетка — катод лампы па-
дает, а с ним падает и коэффи-
циент передачи входной цепи
ограничителя. Здесь интер-
вал сетка — катод, по суще-
ству, используется так же,
как диод в параллельной схеме ограничения. Другой способ ограничения
по максимуму заключается в выборе такого режима лампы, при котором
рабочая точка достигает линии критического режима (точка В на рис. 6.31),
когда уровень сигнала дорастает до критической величины (при этом сопро-
тивление ’7?! излишне). Если к тому же режим лампы выбран так, что она
запирается, когда сигнал достигает опреде-
ленного уровня в области ис <Z 0, то схема
работает как двусторонний ограничитель.
Ограничение путем доведения лампы
до критического режима возможно не толь-
ко в пентодных, но и триодных схемах.
Однако так как сетка в триоде теряет управ-
ляющее'действие только при положитель-
ных потенциалах, то в ее цепи протекает
относительно большой ток и источник сиг-
налов должен быть достаточно низкоом-
ным. В противном случае ограничение мо-
жет наступать за счет сеточного тока.
Эквивалентные схемы ограничителей
на электронных лампах при линейной
аппроксимации их характеристик могут
быть получены обычным путем: заменой
лампы в анодной и сеточной цепи тем или
Рис. 6.31. Иллюстрация ограничения
сигналов при переходе пентода в не-
управляемый режим.
иным сопротивлением в зависимости от ее режима. Однако практически
удобнее всего обращаться к семейству действительных характеристик лампы
и рассматривать работу ограничителя с целью выбора начального режима
лампы и оценки коэффициентов ограничения графическим путем.
Время реакции ограничителя по минимуму определяется очевидным
соотношением
(2 --- 3) R&C2.
(6.16)
Время реакции ограничителя по максимуму с использованием сеточного
тока лампы совпадает с временем реакции схемы параллельного диодного
S 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
533
ограничителя, если емкость (72 (см. выражение (6.16)) заменить входной
емкостью схемы. Наконец, время реакции такого же ограничителя с исполь-
зованием критического режима будет
<р~<2*3>тет^
(6.17)
где величина сопротивления 7?кр определяется наклоном линии критиче-
ского режима. Наконец, если ограничитель работает практически без сеточ-
ных токов, то включение в сеточную цепь, разделительного конденсатора
не осложняет его работы, поскольку напряжение на этом конденсаторе
во время действия сигнала не изменяется.
Рис. 6.32. Две схемы транзисторных ограничителей сигналов.
Л/оз Л/в
Практически сигналы, проходящие через ограничитель, претерпевают
значительные нелинейные искажения в части, лежащей до порога ограни-
чения. Это связано с отклонением от прямолинейности рабочих участков
вольтамперных характеристик используемых в них нелинейных элементов.
Величина искажений, вообще говоря, тем больше, чем меньше уровень
сигналов на выходе ограничителя. О нелинейных искажениях проще всего
судить на основании графического рассмотрения прохождения сигналов
через ограничитель.
В ряде случаев формирования сигналов с помощью ограничителей
нелинейные искажения участков, лежащих до порога ограничения, не
играют существенной роли. В частности, к числу таких случаев относится
часто встречающаяся задача получения сигналов с плоской вершиной и одним
или обоими крутыми фронтами. Для этого помимо схем ограничителей,
приведенных выше, часто применяют следящий триггер, пороги срабаты-
вания которого выбирают равными порогам ограничения. Пример такого
рода устройств был приведен при описании генераторов прямоугольных
импульсов (см. гл. V, § 4). Некоторые специальные виды ограничителей
по минимуму, используемые как амплитудные дискриминаторы, приведены
в гл. VIII, § 3.
В последние годы широкое распространение получили ограничители,
построенные на транзисторах — транзисторные триггерные схемы, а также
усилительные каскады, в которых транзисторы работают в нелинейном
режиме. Для постройки двухсторонних ограничителей известные удобства
дает сочетание транзисторов п — р — п- ъ р — п — p-типа. Примеры таких
схем приведены на рис. 6.32. В исходном режиме оба транзистора в схеме
на рис. 6.32, а — п — р — п-туша и Т2 р — п — р-тАША, на которых
собраны два усилительных каскада с коллекторными нагрузками,— заперты.
Напряжение база — змиттер первого транзистора задается потенциометром
534
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
Ri, R2 и лежит ниже напряжения запирания, а величина U^2 транзи-
стора Т2 близка к нулю.
Транзистор Т\ отпирается, когда уровень входного напряжения пре-
восходит критическую величину Скр1 л; Е-=~=-. Отрицательный сигнал
с его коллектора поступает на базу транзистора Т2, который при этом отпи-
рается. Когда уровень сигнала превосходит величину С7кр2, транзистор Т2
переходит в насыщенный режим. В результате сигнал оказывается ограни-
ченным как со стороны малых, так и со стороны больших значений. Регу-
лировка уровней ограничения осуществляется выбором режимов работы
транзисторов и изменением коэффициента усиления первого каскада. Диод
в цепи базы транзистора Т\ служит для быстрой раз-
рядки конденсатора Ср, заряжающегося током базы
этого транзистора, когда переход база — эмиттер от-
пирается под действием входного сигнала. Это позво-
ляет уменьшить паразитное смещение порога ограни-
чения. Время реакции схемы — порядка 0,1 мксек.
Схема на рис. 6.32, б отличается применением
более мощных транзисторов и позволяет получить
на выходе сигнал с амплитудой в несколько вольт
при выходном сопротивлении, не превышающем
100 ом. Ее время реакции — порядка 10 мксек.
Примеры транзисторных триггерных схем, кото-
рые могут быть применены для ограничения сигна-
лов, приведены в гл. V, § 3, и. 5.
2. Фиксация начального уровня сигналов. Из-
вестно, что, проходя через разделительную .RC-цепь,
имеющую коэффициент передачи, равный нулю на
частоте <о = 0, сигналы теряют свою постоянную
составляющую. Разделительный же конденсатор за-
ряжается до напряжения, равного постоянной состав-
ляющей сигналов. В результате, например, импульс-
ные однополярные сигналы превращаются в двухпо-
лярные (см. гл. I, § 1) и их амплитуда, отсчитанная
от нулевого уровня, изменяется на величину, равную
постоянной составляющей. Изменение коэффициента
заполнения или формы импульсов сопровождается
их сдвигом относительно нулевого уровня, что может
привести к существенным погрешностям в работе ряда измерительных
устройств. Для того чтобы избежать таких погрешностей, применяют схемы,
позволяющие зафиксировать начальный уровень сигналов.
Принцип работы схем фиксации начального уровня ясен из следую-
щего рассмотрения. Положим, что на входе разделительной RC-цепи дей-
ствует периодическая последовательность прямоугольных импульсов,
а сопротивление цепи в интервалы времени t' и t" равно соответственно R'
и R" (рис. 6.33), т. е. цепь параметрическая. В стационарном режиме коли-
чество электричества, получаемое конденсатором и теряемое им за период,
численно равно
4?/ ’
0
'/712'
Рис. 6.33. Графики,
иллюстрирующие прин-
цип работы схем фикса-
ции начального уровня
сигналов.
V
t"
Г t”
1 Г 1 I С I
ИЛИ -^7- \ \ U2dt\
Л Л “ л I Л |
0 Г 0 V
(отношение площадей S' и S" на рис. 6.33 пропорционально отношению
_________________________________________________________t
R' /R"). Замечая, что в интервал времени f и2 = U*m2e CR', а в интервал
§ 21
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
535
Z " и2 == — U**2e CR" , получаем'
г.
(6.18)
Поскольку, кроме ТОГО, U*fl2 + U^n2 =
сительно их начального уровня
С1 «?')'
С1 CR' ) ’
Это соотношение связывает отношение максимальных значений положитель-
ной и отрицательной полуволн выходного напряжения с величинами t',
t", R' и R". В частности, если параметры цепи выбраны так, чтобы скалы-
вание в интервалы времени t' и t" было мало, т. е. CR' > V и CR" > t", то
U^2 _ Г R'
R" '
Uml, то смещение сигналов отно-
t’R"
и при R' — R" как раз равно постоянной составляющей исходного сигнала.
Когда же R' #= R", смещение в большей или меньшей мере отклоняется
в ту или иную сторону от постоянной составляющей.
Если, далее, параметры схемы выбрать таким образом, что CR' > t'
и вместе с тем CR" < t", то, как это следует из выражения (6.18)
U%2^-^U*m2 и U*n2^Urnl
Следовательно, в этом случае смещение сигналов относительно их нулевого
уровня будет мало и амплитуда сигналов положительной полярности, про-
шедших через КС-цепь, практически не будет изменена вследствие зарядки
разделительной емкости. (Условие CR" < означает, что в интервал
времени между импульсами эта емкость практически полностью теряет
заряд, полученный за время действия сигнала, и поэтому к моменту при-
хода следующего сигнала напряжение на ней близко к нулю.) Иначе говоря,
нулевой уровень сигналов оказывается фиксированным.
Совершенно так же, если параметры схемы удовлетворяют соотноше-
ниям CR' < t’ и CR" > t", то
UZa^-~U^2 и U**2^Uml
т. е. оказывается фиксированным (на нулевом значении) верхний уровень
выходного напряжения и сигналы, действующие на входе разделительной
цепи, превращаются на ее выходе в однополярные сигналы, мгновенные
значения которых лежат в области отрицательных потенциалов.
Очевидно, что выполнение указанных выше неравенств, необходимых
для фиксации уровня сигналов в широком диапазоне величин интервалов
времени t’ и t", требует существенно различных значений сопротивлений R'
и R". В качестве участка цепи, удовлетворяющего этому требованию, исполь-
зуют диод, зашунтированный сопротивлением. Примеры диодных цепей,
предназначенных для фиксирования минимального и максимального уров-
ней сигналов, приведены на рис. 6.34. Если параметры цепи, изображенной
на рис. 6.34, а, выбраны так, что (гд + КО)СР < t" и (К + Ко) Ср > t',
где z-д — сопротивление диода в пропускном направлении (его сопротивле-
ние в запорном направлении считаем значительно большим R), то незави-
симо от величины постоянной составляющей и амплитуды входных сигна-
лов минимальное мгновенное значение напряжения выходного сигнала
в стационарном режиме равно нулю. Амплитуда выходного сигнала
536
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
ИГЛ. VI
Um2 = (t^mi + д_|Гд . Следовательно, эта цепь фиксирует минималь-
ный уровень выходных сигналов.
Цепь, изображенная на рис. 6.34, б, отличается обратным включением
диода. При условии, что (гд + 7?0) Ср < ? и (7? + Ro) Cv > t", она в ста-
ционарном режиме фиксирует максимальный уровень выходных сигналов.
Этот уровень соответствует и2 = 0, а амплитуда выходных сигналов Um2 —
= та+^’)^о.
Изменение постоянной составляющей напряжения
на входе каждой из рассматриваемых цепей не изменяет напряжения на ее
Рис. 6.34. Диодные цепи фиксирования
уровня сигналов.
выходе, а изменение амплитуды
входных сигналов приводит к со-
ответствующему изменению ампли-
туды выходных сигналов, причем
фиксированное значение выходного
напряжения (равное нулю) остается
неизменным.
От полярности включения диода
зависит, фиксируется ли минималь-
ный или максимальный уровень вы-
ходного сигнала. Сам же фиксируе-
мый уровень определяется потен-
циалом электрода диода, связанного
с нулевым проводом схемы. В схе-
ме, изображенной на рис. 6.34, в,
представляющей собой схему фикса-
ции максимального уровня выход-
ных сигналов, катод диода находит-
ся под напряжением Е. Когда анод
диода достигает такого же (или близ-
кого) значения, диод отпирается и
выход схемы через малое сопротив-
ление Гд оказывается присоединен-
ным к источнику напряжения Е.
Следовательно, на зтом уровне
фиксируется максимальное значение
выходного напряжения (при выпол-
нении указанных выше соотношений между постоянным времени схемы и
величинами V и t"). Варьируя величину Е, можно изменять фиксируемый
уровень выходного напряжения.
Фиксирование уровня сигнала может осуществляться и во входной
цепи усилительного каскада. В этом случае интервал сетка — катод лампы
или база — эмиттер транзистора1 используются как диод в схемах, приве-
денных на рис. 6.34. Емкость разделительного конденсатора и сопротивление
утечки сетки (или величина сопротивления в цепи базы) должны быть выбра-
ны так, чтобы удовлетворялись указанные выше неравенства. Если, например,
сетка лампы через достаточно большое сопротивление утечки присоединена
к нулевому проводу, к которому присоединен и катод лампы, то за счет
сеточных токов максимальное значение сигнала на сетке фиксируется на
нулевом уровне. Фиксирование минимального значения во входной цепи
злектронноламповой схемы невозможно, поскольку сетка играет роль анода
в диоде, образованном сеткой и катодом лампы.
3. Преобразование длительности импульсов. Надежная работа устройств,
предназначенных для регистрации импульсных сигналов, часто требует
определенной длительности последних. Если источник сигналов или пред-
§ 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
537
Рис. 6.35. Схема, иллюстрирующая исполь-
зование ДС-цепи для сокращения длитель-
ности сигналов.
шествующее устройство дает импульсы, длительность которых существенно
отличается от необходимой, применяют специальные цепи, позволяющие
в зависимости от необходимости уменьшить или увеличить их продолжи-
тельность. Форма сигналов при этом, разумеется, не сохраняется, но могут
быть построены цепи, позволяющие сохранить соотношение амплитуд
импульсов, что необходимо, когда информация об исследуемом явлении
заложена в уровне сигналов.
Простейший способ сокращения длительности импульсов, имеющих
относительно крутые перепады напряжения и относительно длительные
части изменения его уровня, заключается в применении цепей, не пропу-
скающих низкочастотные компоненты их спектра. Эти компоненты, как
известно, передают медленно ме-
няющиеся части сигналов, и их
отсев эквивалентен прохождению
через цепь только быстроперемен-
ной части сигнала, занимающей
сравнительно малое время. Поэто-
му на выходе получаются кратко-
временные импульсы вместо дли-
тельных импульсов на входе. Такие
цепи имеют характеристики, сход-
ные с характеристиками дифферен-
цирующих цепей, но от них не требуется, чтобы выходной сигнал мало
отклонялся от величины, пропорциональной производной входного (см. § 3
настоящей главы). Несмотря на это, цепи, предназначенные для укорачи-
вания сигналов, иногда называют дифференцирующими.
Наибольшее распространение для укорачивания сигналов получили
обычные разделительные RC-цепи. Постоянная времени такой цепи выби-
рается малой по сравнению с длительностью сигнала, т. е. цепь дает боль-
шое скалывание плоских вершин импульсов. На выходе цепи получаются
сигналы, отвечающие нарастанию и убыванию входного напряжения,
и поэтому каждый входной импульс с плоской, острой или колоколообразной
вершиной преобразуется в пару разнополярных импульсов на выходе
(рис. 6.35). В случае необходимости один из этих импульсов (например,
соответствующий заднему, большей частью менее крутому фронту сигнала)
может быть исключен путем пропускания напряжения, снятого с дифферен-
цирующей цепи через ограничитель.
Длительность сигнала на выходе укорачивающей цепи определяется,
вообще говоря, как формой входного сигнала (длительностью его перед-
него фронта, если на выходе используется первый импульс), так и пара-
метрами укорачивающей цепи. Помимо емкости разделительного конден-
сатора (Ср) и сопротивления R цепи, к числу этих параметров относятся
собственное сопротивление источника сигналов Но и паразитная емкость,
шунтирующая выход цепи С 2- В последнюю входят емкость схемы и вход-
ная емкость устройства^ следующего за укорачивающей цепью. Входное
сопротивление этого устройства должно быть учтено в величине сопротив-
ления R. Общее выражение и2 (t) может быть получено обычными методами
анализа процессов в линейных цепях, если задана функция При этом
получаются довольно громоздкие выражения, но смысл их, впрочем, оче-
виден. Поскольку процессы в рассматриваемой цепи описываются уравне-
нием второго порядка и аналогичны процессам в апериодическом RLC-koh-
туре (см. гл. I), то переходная характеристика цепи представляет собой
разность двух экспонент:
h (t) — е T1 — е т2.
538
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
1ГЛ. VI
Соотношение постоянных времени таково, что т2 < н вторая (более быст-
рая) экспонента определяет главным образом темп нарастания выходного
напряжения, а первая (более медленная) — темп его спадания. Если вели-
чины R и Ср хотя бы в несколько раз превышают соответственно величины Ro
1 1
иС2, тог(® RCp -г---5---^5-— и t2 = R0C2 -=--. Амплитуда выход-
(*+§+%) *+$+?-:
1
ного импульса при этих же условиях Cm2 « Uml-ъ-ъ . Поэтому длитель-
1+£р+£2
ность импульсов на выходе укорачивающей цепи при мгновенном изменении
входного напряжения имеет величину t' » RCP,
а его амплитуда Um2 « Umi. Величина t’ не-
сколько превышает это значение, a Um2 ока-
зывается меньше Uml, если сопротивление
источника сигналов и паразитная емкость схе-
мы становятся соизмеримыми с сопротивлением
и емкостью конденсатора, из которых строится
укорачивающая цепь (рис. 6.36, а). Поэтому,
что вполне естественно, для постройки цепей,
рассчитанных на получение импульсов малой
длительности, необходимо, чтобы источник сиг-
налов имел малое собственное сопротивление и
паразитная емкость была возможно меньшей.
Возможность уменьшения длительности
импульсов с помощью укорачивающей АС-цепи
ограничивается не только паразитными пара-
метрами, но и длительностью фронта входного
сигнала. Если Ro < R и С2 < Ст„ т. е. па-
разитные параметры практически не играют
роли, а фронт входного сигнала описывается экспоненциальной функцией
£
ил = Um (1 — е т»), то напряжение на выходе укорачивающей цепи
Рис. 6.36. Графики, исполь-
зующиеся для рассмотрения
укорочения длительности сиг-
налов с помощью ЛС-цопей.
иг = -Т^-(е Т1 — *<>),
где Tt = CPR ир = Л
Темп нарастания выходного напряжения опреде-
ляется постоянной времени фронта сигнала т0, а его спад — постоянной
времени Tt. Пока тг > т0 длительность выходного импульса t’ ~ RCP.
С приближением величины т4 к т0 длительность выходного импульса ста-
новится больше т^ а его амплитуда падает (рис. 6.36, б). Поэтому стре-
миться к уменьшению постоянной времени укорачивающей .RC-цепи до
величины, меньшей т0, обычно не имеет смысла.
Укорачивающие RC-цепи, благодаря их простоте и возможности легко
изменять параметры и тем самым длительность выходных импульсов, широко
применяются в импульсной аппаратуре. Однако ограничения, накладывае-
мые паразитными параметрами и длительностью фронтов входных сигна-
лов, затрудняют применение этих цепей при переходе в область миллимикро-
секундных импульсов. В этой области имеют преимущества укорачивающие
цепи, содержащие индуктивность, которая вместе с паразитной емкостью
и специально включаемым сопротивлением образует RCC-контур. Такой
контур чаще всего включают в анодную цепь лампы, работающей в ключе-
вом режиме (рис. 6.37) и запираемой (или отпираемой) сигналами, из кото-
рых формируются кратковременные импульсы. В момент запирания лампы
$ 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
539
ток /а0, текущий через контур, резко обрывается. При этом в зависимости
от параметров контура в нем возникает затухающий колебательный или
апериодический процесс. Благодаря включению диода, резко понижающего
сопротивление контура в отрицатель-
ный полупериод напряжения, из всего
колебательного процесса сохраняется
лишь первый положительный импульс,
•сопровождающийся небольшим отри-
цательным выбросом. Длительность
импульса определяется только перио-
дом собственных колебаний контура
Т « 2л \^ЬС2, пока этот период мно-
то больше времени, в течение которо-
го запирается лампа, и зависит от соот-
ношения Т и времени прерывания
анодного тока, когда они соизмеримы.
Эта зависимость слабая, и поэтому
по порядку величины длительность рис 6.37. Сокращение длительности
импульса, измеренная на половине сигналов с помощью Л£С-контура.
его высоты, t' к» 0,5т1 = л \/ЬС2.
Амплитуда выходного импульса существенно зависит от добротности
контура, возрастая с ее увеличением. Вместе с тем с ростом Q увеличивается
и отрицательный выброс. Поэтому
практически большое значение Q вы-
бирать нерационально. При Q = 4
амплитуда импульса
t7m2«0,l^.
с2
Рис. 6.38. Схемы, иллюстрирующие при-
менение линий для сокращения длитель-
ности импульсов.
Детальный анализ рассматривае-
мой схемы и ряд полезных рекомен-
даций к выбору ее параметров мо-
жно найти в периодической литера-
туре [183].
Импульсы на выходе укорачиваю-
щей RC- или RLC-цетш имеют остро-
конечную форму и иногда нуждаются
в дополнительном формировании с
целью уплощения вершины. Получить
укороченные импульсы с плоской
вершиной позволяют схемы с корот-
козамкнутыми формирующими лини-
ями.
Такая линия включается, напри-
мер, параллельно сопротивлению
анодной нагрузки усилительного кас-
када или параллельно сопротивлению
RK катодного повторителя (рис. 6.38, a
и б). В том и другом случаях выходное
сопротивление каскада должно быть
равно волновому сопротивлению ли-
нии. Положим, что на входе каскада действует сигнал, имеющий крутой перед-
ний и пологий задний фронты. Такой же формы импульс появляется на
сопротивлении R& (или Як), распространяется вдоль линии, отражается
от ее. закороченного конца и, изменив полярность на обратную, возвра-
540
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
(ГЛ. VI
Рис. 6.39. Графики, иллюст-
рирующие процесс сокраще-
ния длительности импульсов
с помощью закороченной на
конце линии.
щается к началу линии. В результате этого напряжение на сопротивлении,
к которому присоединена линия, слагается из двух: одного — соответствую-
щего импульсу анодного тока лампы, и второго — отраженного от коротко-
замкнутого конца линии. Если потери в линии малы и ими можно прене-
бречь, то отраженный импульс совпадает по форме с первым, но имеет
обратную полярность и сдвинут относительна
него на время 2<л, где t„ — время прохождения
фронта импульса в одну сторону (рис. 6.39). В
результате сложения этих напряжений полу-
чается импульс с крутыми передним и задним
фронтами и плоской вершиной. Длительность
импульса равна 2<л и определяется параметра-
ми линии (см. гл. I, § 4). Очевидно, что вели-
чина 2tn должна быть несколько больше вре-
мени нарастания импульсов. В противном слу-
чае импульс на выходе укорачивающего кас-
када будет остроконечным, а его амплитуда
меньше величины Um2 — KUnl, где К — коэф-
фициент передачи напряжения каскада. Поэтому
для получения кратковременных импульсов не-
обходимо, чтобы исходные сигналы имели кру-
тые фронты.
Несмотря на лучшую форму импульсов,
формируемых линиями, этот метод укорочения
сигналов применяется реже, чем метод RC- или jRZC-цепей. Основная причина
этого лежит в относительной сложности
в процессе работы схемы, во время ее
регистрации одних сигналов к другим.
Обратная задача — увеличение дли-
тельности импульсов может быть ре-
шена несколькими путями. В частности,
можно применить тот или иной одно-
тактный триггер. Изменяя параметры
его схемы, можно получить на выходе
импульсы нужной длительности вместо
исходных импульсов, используемых в
качестве стартовых сигналов. Однако
при зтом теряются сведения об ампли-
тудах исходных сигналов, и поэтому
этот метод пригоден, только если амп-
литуда сигналов не несет информации
об исследуемом явлении.
Для расширения импульсов с со-
хранением соотношения их амплитуд
применяют «запоминание» импульсов
с помощью конденсатора. Принцип ра-
боты такого расширяющего устройст-
ва иллюстрирует схема на рис. 6.40.
Импульс, длительность которого должна быть увеличена, с выхода кас-
када, имеющего малое выходное сопротивление (на рис. 6.40 — катодный
повторитель), поступает на конденсатор С. Постоянная времени зарядки
этого конденсатора — т — (2?ВЬ1Х + гд) С, где гя — сопротивление диода
в пропускном направлении,— выбирается много меньше длительности
импульса и меньше или, по крайней мере, порядка длительности его перед-
него фронта. Тогда зтот конденсатор заряжается до напряжения, равного
Рис. 6.40. Схема, иллюстрирующая
«запоминание» импульса с помощью
конденсатора.
изменения длительности импульсов
регулировки или при переходе от
S 2 ]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
541
амплитуде импульса UmK. Спад напряжения на входе схемы сопровождается
запиранием диода, поскольку напряжение на его катоде оказывается более
высоким, чем на аноде. Если обратное сопротивление диода бесконечно
велико, параллельно конденсатору С не включено сопротивление, и он
не имеет утечки, то напряжение на выходе схемы будет сохраняться рав-
ным UmK. Таким образом, конденсатор С «запоминает» амплитуду сигнала.
Выходное напряжение должно поддерживаться на постоянном или
приблизительно постоянном уровне в течение времени, необходимого для
регистрации сигнала. После этого (в момент /2) конденсатор должен быть
разряжен, и только после этого схема будет готова к приходу следующего
импульса на ее вход. Разрядка конденсатора может осуществляться с помо-
щью специальной схемы, приводящей к нулю потенциал точки 4 на выходе,
или, в простейшем случае, реле, контакты которого, замыкаясь на короткое
время, закорачивают конденсатор С. На самом деле в схеме всегда имеется
конечное сопротивление/?', включенное параллельно конденсатору, и выход-
ное напряжение падает с постоянной времени т = R'C. Последняя должна
быть много больше интервала времени t' = t2 — tit если желательно полу-
чить импульс с плоской вершиной. В самом простом случае схема может
не содержать специальной цепи для быстрой разрядки конденсатора С
и выбором величины сопротивления R’ устанавливается та или иная дли-
тельность выходного импульса, имеющего крутой передний фронт и экспо-
ненциальный спад.
4. Амплитудно-временное преобразование импульсов. Под амплитудно-
временной трансформацией импульсов понимают такое их преобразование,
при котором на выходе устройства получаются сигналы стандартной ампли-
туды, имеющие продолжительность, пропорциональную амплитуде входных
сигналов. Иначе говоря, амплитудная модуляция входных импульсов
линейно преобразуется во временную модуляцию выходных. В более общем
случае преобразование может быть и нелинейным, но обеспечивающим
однозначную связь длительности выходных импульсов с амплитудой вход-
ных. Наибольшее распространение в измерительных устройствах нашли
три метода амплитудно-временного преобразования импульсов, принцип
которых описывается ниже.
Первый метод преобразования иллюстрирует схема, приведенная на
рис. 6.41. Импульс положительной полярности, действующий на входе,
заряжает до своего амплитудного значения (точнее, до величины
542
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
U'm = KUml, где К — коэффициент передачи катодного повторителя) конден-
сатор С, включенный на выход катодного повторителя, построенного на
лампе Л^. Благодаря включению диода, потенциал нижней пластины кон-
денсатора, присоединенной к сетке пентода Л2, которая играет роль катод-
ной нагрузки лампы Ли во время зарядки конденсатора остается неизмен-
ным. После окончания действия импульса конденсатор начинает разря-
жаться. Так как он включен между сеткой и анодом пентода, его разряд
следует закону, весьма близкому к линейному (см. гл. V, § 4). К выходу
катодного повторителя присоединена сетка левой лампы следящего триг-
гера, построенного на лампах Л3 и Л,г Параметры схемы выбраны так, что
до прихода импульса зта лампа заперта (а лампа Л^ открыта). Пороговой
напряжение срабатывания триггера выбирается меньше минимальной ампли-
туды импульсов, подвергающихся преобразованию. Поэтому при зарядке
Рис. 6.42. Схема логарифмического амплитудно-временного преобразователя.
конденсатора С триггер срабатывает и лампа Л^ остается запертой в тече-
ние всего времени, пока напряжение и' превышает критическую величи-
ну С7рр (см. гл. V, § 3). Благодаря линейной разрядке конденсатора зтот
интервал времени, т. е. длительность импульса t', снимаемого с анода одной
из ламп триггера, пропорциональна амплитуде входного сигнала. Масштаб
преобразования определяется величиной емкости С и током его разрядки,
который регулируется изменением сопротивления в катоде пентода Л2-
Амплитуда выходного импульса задается параметрами триггера Шмитта.
Стабильность соотношения между величинами t' и Urm определяется ста-
бильностью разрядки емкости С и стабильностью порогового напряжения
триггера U^. Обычно оно сохраняется постоянным с точностью поряд-
ка 0,1 в.
Работающие по аналогичному принципу схемы могут быть построены
с применением не триггера Шмитта, а включением конденсатора, заря-
жаемого до амплитудного значения входного импульса, в схему фантастро-
на [184].
Заметим, что линейный разряд конденсатора, заряженного до ампли-
тудного значения импульса, обязателен только в том случае, если ампли-
тудно-временное преобразование должно быть линейным. Если конденсатор
разряжается по экспоненциальному закону, то, как нетрудно убедиться,
длительность выходных импульсов будет пропорциональна логарифму
амплитуды входных сигналов. Схема такого логарифмического амплитудно-
временного преобразователя приведена на рис. 6.42. В сущности она отли-
чается от схемы рис. 6.41 только тем, что емкость С разряжается через
сопротивление R. Постоянная времени т = RC определяет масштаб пре-
образования. Выбором соотношения сопротивлений и R2 устанавли-
§ 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
543
вается такое исходное напряжение на выходе катодного повторителя UKOr
при котором лампа Л2 (левая лампа триггера Шмитта) заперта. До этого же
напряжения заряжен и конденсатор С. При действии на входе импульса
положительной полярности, напряжение и' возрастает и конденсатор С
быстро заряжается до напряжения U'm ~ Uml, а триггер переходит во вто-
рое крайнее состояние. Спад уровня напряжения на входе, который должен
происходить за время, много меньшее т = RC, приводит к тому, что диод Д
запирается и конденсатор оказывается отключенным от катодного повто-
рителя. После этого конденсатор разряжается через сопротивление R и, когда
напряжение на нем достигает величины /7кр, триггер возвращается в исход-
ное состояние. Разряд конденсатора прекращается, когда напряжение сни-
жается до Z7Ko, и диод вновь отпирается. Длительность выходных импульсов
Vm
связана с амплитудой входных соотношением t’ = т ш —
UKV
Рис. 6.43. Блок-схема амплитудно-временного преобразовате-
ля, построенного по принципу сравнения амплитуды преоб-
разуемого сигнала с линейно нарастающим напряжением.
На рис. 6.43 приведена блок-схема амплитудно-временного преобразо-
вателя, основанного на сравнении амплитуды преобразуемого сигнала
с линейно нарастающим напряжением. Входной сигнал подается на запо-
минающую схему и одновременно запускает генератор, дающий импульс
линейно нарастающего напряжения. Напряжение с выхода запоминающего
устройства и линейно нарастающее напряжение подаются на вычитающую
схему, к выходу которой присоединен следящий триггер. Последний сра-
батывает тотчас после появления сигнала на выходе вычитающей схемы.
Это напряжение с течением времени линейно убывает, поскольку нарастает
напряжение, подаваемое от генератора, и через время Г, пропорциональ-
ное Uml (если в схеме нет нелинейных искажений), достигает величины
<7кр, при которой триггер возвращается в исходное состояние. В результате
этого на выходе триггера появляется сигнал длительностью t' ~ Uml.
Для того чтобы осуществить аналогичное преобразование сле-
дующего сигнала, конденсатор в запоминающей схеме должен быть разря-
жен. Импульс, управляющий разрядным устройством, снимается с выхода
триггера при его возвращении в начальное состояние. Один из вариантов
запоминающей схемы с разрядным устройством приведен на рис. 6.44.
В исходном режиме напряжение на катоде лампы первого катодного повто-
рителя (лампа Л^ имеет величину U(£i и до такого же напряжения заряжен
конденсатор С. Диод заперт, поскольку напряжение на катоде лампы тре-
тьего катодного повторителя (лампа Л3) превышает > U^i + Umi,
где Uml — максимальная амплитуда сигналов на входе, на преобразование
которых рассчитана схема. При действии входного сигнала напряжение
544
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
на конденсаторе С повышается на величину, близкую к амплитуде Uml,
я затем остается неизменным или медленно убывает вследствие разрядки
конденсатора через сопротивления утечки. Если на сетке лампы Л3 появ-
ляется отрицательный импульс, понижающий напряжение UK3 до значе-
Рис. 6.44. Вариант запоминающей схемы с раз-
рядным устройством.
ния (или несколько бо-
лее низкого), конденсатор
разряжается, а по оконча-
нии импульса напряжение
на нем устанавливается на
начальном уровне ZTJq. После
этого схема может быть ис-
пользована для запоминания
уровня следующего сигнала.
Еще один тип амплитуд-
но-временных преобразовате-
лей основан на разрядке за-
поминающего конденсатора
периодическими импульсами
тока, несущими равные коли-
чества электричества. Прин-
цип построения таких уст-
ройств может быть проиллюстрирован схемой, приведенной на рис. 6.45.
В этой схеме параллельно запоминающему конденсатору С включен пентод
(лампа Л^. Последний нормально заперт, так как его сетка связана с ано-
дом отпертой лампы Л7, потенциал которого ниже потенциала нулевого
провода схемы на величину 7а0/?а- Повышение напряжения на запоминаю-
щем конденсаторе от величины U^l до U™1 + Uml (как и прежде, полагаем,
Рис. 6.45. Принципиальная схема амплитудно-временного преобразователя
с разрядкой запоминающего конденсатора периодическими импульсами
тока.
что коэффициент передачи напряжения первого катодного повторителя
близок к единице) сопровождается срабатыванием следящего триггера
(лампы Ль и Л5). С анодом лампы Л5 через делитель R', R" связана сетка
лампы блокинг-генератора (Л3), причем сопротивления делителя выбраны
так, что в исходном состоянии эта лампа заперта и отпирается, когда сраба-
тывает триггер. Тогда в блокинг-генераторе возникают колебания и перио-
6 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
545
дические импульсы отрицательной полярности с его анода поступают на
сетку лампы Л7, периодически запирая ее. Соответственно лампа Л2 перио-
дически отпирается и напряжение на конденсаторе С понижается ступенями,
каждая из которых равна , где ta — длительность импульсов анод-
ного тока 1а2 лампы Л2. Если при изменении ее анодного напряжения от
Гй + Umi до U^i рабочая точка остается в пределах пологих участков
анодных характеристик лампы, то скачки напряжения на конденсаторе
имеют равные величины.
ТГ X" .... 17кр
Когда напряжение на конденсаторе С достигает величины
(К3-
коэффициент передачи катодного повторителя, построенного на лампе Л3)
или становится меньше ее в результате скачка, триггер возвращается в исход-
ное состояние, а колебания блокинг-генератора срываются. Длительность
импульса, снимаемого с анода любой лампы триггера, или число импульсов,
даваемых блокинг-генератором, пропорциональны амплитуде входного
сигнала.
Для правильной работы схемы существенное значение имеют выбор
величины критического напряжения триггера и его стабильность, с тем
чтобы после окончания цикла преобразования одного сигнала напряже-
ние на конденсаторе С оказалось вновь равным £7^ к моменту прихода
следующего. Для этого в схему может быть введена разрядная цепь,
подобная приведенной на рис. 6.44. Эта цепь управляется импульсом,
снимаемым с анода лампы Л5 триггера при возвращении его в исходное
состояние.
Амплитудно-временные преобразователи сигналов со ступенчатым раз-
рядом конденсатора используют, например, в амплитудных анализаторах,
в описании которых можно найти практические схе>ш с указанием их пара-
метров [185]. Преимущество такого типа преобразователя заключается
в том, что амплитуда исходного сигнала преобразуется в определенное число
периодических импульсов. Это удобно для построения последующей схемы.
Заметим, что выразить амплитуду исходного сигнала Uml некоторым числом
стандартных импульсов можно и в приводившихся выше схемах ампли-
тудно-временной трансформации. Для перехода к дискретно-временному
преобразованию достаточно дополнить их, например, запертым блокинг-
генератором, отпираемым преобразованными импульсами. Очевидно, что
число импульсов в серии их на выходе генератора будет пропорциональ-
но Umi. Однако в этом случае амплитуда или длительность последнего
импульса серии может оказаться отличной от амплитуды или длительности
всех остальных, что затруднит счет числа импульсов или другое их исполь-
зование в последующей схеме.
5. Временная селекция сигналов. Временным селектором называют
устройство, в котором выходной сигнал воспроизводит с необходимой точ-
ностью входной в течение определенных фиксированных интервалов вре-
мени и равен нулю в остальное время. Эти интервалы времени задаются
управляющим (селекторным) импульсом. Временным селектором может
служить, например, осциллографическая трубка со ждущей разверткой,
на экране которой наблюдается изображение входного сигнала только
в течение времени действия импульса развертки (см. гл. VII, § 1), а сиг-
налы, приходящие в остальное время, остаются вне наблюдения.
Более универсальными временными селекторами, используемыми в раз-
личных измерительных устройствах, являются параметрические каскады,
коэффициент передачи которых для рабочих сигналов изменяется от нуля
до конечного значения на время действия селекторного импульса. Требо-
вания к характеристикам передачи такого (селекторного или контрольного)
35 A M. Бонч-Бруевич
546
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
aJ
каскада в интервалы времени, когда он пропускает сигналы, существенно
зависят от назначения устройства, в котором он используется. Если нужно
наблюдать форму сигналов, то вносимые селектором линейные и нелинейные
искажения должны быть малы. В устройстве, предназначенном для изме-
рения амплитуд сигналов, имеют значения только нелинейные искажения.
Наконец, если по условиям опыта требуется отметить только факт появле-
ния сигнала в определенный интервал времени, задаваемый селекторным
импульсом, то допускаются искажения любого вида, которые не препят-
ствуют нормальной работе части схемы, следующей за селекторным каскадом.
Принцип работы селекторных ключевых каскадов поясняет рис. 6.46.
Обе изображенные на этом рисунке схемы представляют собой делители
напряжения, коэффициенты передачи кото-
рых зависят от положения переключателя
П. Если R' > R > R", то коэффициент пе-
редачи каждого делителя резко возрастает
при переходе П из положения 1 в положе-
ние 2. При R' = со и R" = 0 обе схемы
представляют собой идеальные селекторы.
В действительных схемах роль переключа-
теля П, переходящего в положение 2 под
действием селекторного импульса, могут
играть диоды, лампы с управляющей сеткой
или транзисторы. В этих схемах сопротив-
ление R' конечно, a R" отлично от нуля и
вообще говоря, нелинейно. Кроме того, су-
щественную роль для прохождения сигна-
лов со входа на выход играют паразитные
емкости, шунтирующие сопротивления. На-
конец, управление элементом, работающим
в ключевом режиме, может сопровождаться
появлением на выходе схемы напряжения при
действии только селекторного импульса («пье-
дестал»), мешающего наблюдению полезного
сигнала. Поэтому действительные схемы се-
лекторов различных типов в большей или
меньшей мере отличны от идеальных.
При постройке селекторов на электронных лампах с управляющей
сеткой большей частью предпочитают каскады, эквивалентная схема кото-
рых приводится к изображенной на рис. 6.46, а. Это связано с тем, что
в запертом состоянии лампа обладает практически бесконечным сопротивле-
нием, тогда как в отпертом она имеет сопротивление (Rt) порядка несколь-
ких килоом (выбирать лампы с большим значением Rt невыгодно). Поэтому
для эффективной работы схемы с переключателем, параллельным выходу
(рис. 6.46, б), сопротивление R должно быть выбрано относительно большим,
а сопротивление полезной нагрузки, присоединяемой к выходу, не может
быть малым. Высокоомные же цепи из-за действия щунтирующих емкостей
обладают большим временем реакции. Вместе с тем недостаток схем с вклю-
чением лампы последовательно с выходом заключается в передаче сигнала
через ее емкость сетка — анод, когда лампа заперта, и в нелинейности ее
характеристик, что приводит к нелинейным искажениям сигналов, прохо-
дящих через схему.
Дифференциальное сопротивление полупроводниковых диодов в про-
пускном направлении может быть порядка десятков ом, но они имеют и зна-
чительно меньшее, чем лампа, дифференциальное обратное сопротивление.
В связи с этим оба типа схем селекторов, построенных на диодах, окаэы-
/7
Рис. 6.46. Схемы, поясняющие
работу селекторных ключевых
каскадов.
S 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
547
ваются почти равнозначными и выбор того или иного варианта зависит
от удобства сочетания селектора с остальными каскадами устройства, в кото-
рое он входит.
Возвращаясь к селекторам, построенным] на электронных лампах
и транзисторах, заметим, что часто бывает неудобно подавать рабочий сиг-
нал и селекторный импульс на один электрод, так как селекторный импульс
обычно имеет большую амплитуду и может приводить к паразитным явле-
ниям, попадая в тракт рабочего сигнала. По-
этому часто предпочитают использовать в се-
лекторных каскадах многосеточные лампы
(например, пентоды с подачей селекторного
импульса на антидинатронную сетку либо
лампы с двумя управляющими сетками, см.,
например, характеристики лампы 6А10С на
рис. 2.50) или строят на триодах (транзисто-
рах) каскад, имеющий два независимых вхо-
да. Селекторный сигнал, действующий на од-
ном из входов, управляет коэффициентом
передачи каскада для рабочего сигнала,
подаваемого на второй вход. рис. 6 47 Схема селектора, no-
ria рис. 6.47 приведена схема селектора, строенного на катодносвязанном
в которой использован катодносвязанный ка- каскаде.
скад. Сопротивления 7?3 и Z?4 выбраны
так, что в исходном режиме лампа Л1 заперта большим падением напряже-
ния на сопротивлении
RK вследствие протекания по нему относительно
большого анодного тока лампы 27g. Селекторный
импульс отрицательной полярности настолько по-
нижает величину Za2, что лампа JIi отпирается и
ее рабочая точка оказывается в области прямоли-
нейных участков анодных характеристик. Поэто-
му действующий в это время на сетке сигнал
проходит на выход с малыми нелинейными иска-
жениями.
Рис. 6.48. Графики, иллю-
стрирующие наложение си-
гнала на выходе селекто-
ра на пьедестал.
Существенный недостаток приведенной схемы
заключается в том, что полезный сигнал на вы-
ходе накладывается на большой пьедестал (£7П,
см. рис. 6.48). Появление этого паразитного си-
гнала обусловлено тем, что анодный ток лампы
при ее отпирании изменяется на сравнительно боль-
шую величину Д/а, превышающую возможные из-
менения тока, связанные с действием рабочего си-
гнала. Большой пьедестал появляется и в ряде
других аналогичных схем.
Для уменьшения пьедестала в селекторный
каскад можно ввести компенсационную лампу, ко-
торая управляется селекторным импульсом и дает
на выходе сигнал, компенсирующий пьедестал. Такого типа схема, построен-
ная на двух пентодах, приведена на рис. 6.49. Здесь лампа Л^ (рабочая
лампа) нормально заперта напряжением Еа на пентодной сетке и откры-
вается селекторным импульсом, который увеличивает потенциал этой сетки
до нуля. Лампа Л % (компенсационная) нормально отперта и запирается
вторым селектирующим импульсом отрицательной полярности, действую-
щим одновременно с первым. Режим работы ламп выбирается так, что их
анодные токи в отпертом состоянии равны (для этого, например, соответ-
ствующим образом подбирается сеточное смещение второй лампы с помощью
35*
548
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
сопротивления Т?к2). Тогда отпирание лампы Лг с одновременным запира-
нием Л2 позволяет сохранить неизменным напряжение и2, пока не появится
сигнал щ, передаваемый через каскад, т. е. избавиться от пьедестала. Вместе
с тем режим работы лампы Л1 может быть выбран таким, что нелинейные
искажения рабочих сигналов будут малыми
Пьедестал можно скомпенсировать и в селекторе, построенном из катод-
носвязанного каскада или на лампе с двумя управляющими сетками. Изве-
стный недостаток таких схем заклю-
чается в том, что нужно иметь два
синхронных селекторных импульса
разной полярности. Однако гораздо
существеннее то, что полное исключе-
ние пьедестала возможно, только если
длительность фронтов и спадов се-
лекторных импульсов много меньше
времени реакции самого каскада. В
противном случае, как нетрудно
убедиться, отпирание одной лампы
и запирание второй приводит к по-
явлению на выходе кратковременных
Рис. 6.49. Схема селектора с компенса- ИМПУЛЬСОВ в начале и конце селек-
ционной лампой, введенной для умень- торного импульса, оти импульсы
шения пьедестала. будут наложены на рабочий сигнал
на выходе. Поэтому метод компенса-
ции пьедестала трудно использовать в быстрых селекторных каскадах.
Трудности, связанные с появлением пьедестала, значительно умень-
шаются, если рабочие импульсы однополярные (положительные) и допус-
каются большие нелинейные искажения их формы при прохождении через
контрольный каскад. В зтом случае рабочая лампа (Лх в схеме рис. 6.48)
ставится в такой режим, что при действии селекторного импульса ее анодный
Рис. 6.50. Транзисторная селекторная схема, построен-
ная с применением каскада с эмиттерной связью.
ток остается практически нулевым, а потенциал управляющей сетки лишь
приближается к потенциалу запирания. Тогда действие рабочего импульса
достаточно большой амплитуды вызывает значительное изменение анодного
тока лампы, хотя рабочая точка и перемещается в области криволинейных
участков ее характеристик.
Аналоги всех триодных селекторных каскадов могут быть построены
на транзисторах. Для примера на рис. 6.50 приведена транзисторная ключе-
вая схема, в основу которой положен каскад с эмиттерной связью (тран-
зисторы Ti и Т2). Сопротивления Т?81, Rlt В.2> R3 и -^4 выбраны так, что
§ 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
549
в исходном режиме транзистор Т± заперт и сигнал щ не проходит через
схему. Селекторный импульс положительной полярности, поступающий
на базу транзистора Т2, вызывает уменьшение его эмиттерного тока, потен-
циал эмиттера возрастает и этот транзистор открывается. Цоэтому
сигнал щ получает возможность проходить через схему. Для компенсации
пьедестала в схему введен второй каскад с эмиттерной связью (транзисто-
ры Т3 и ZJ. Транзисторы Т2 и имеют общую коллекторную нагрузку,
а селекторный сигнал действует на базе Т3. Поэтому одновременно с паде-
нием коллекторного тока Т2 при действии селекторного импульса растет
коллекторный ток и при равных коэффициентах передачи каскадов
с эмиттерной связью этот импульс не вызывает изменения выходного напря-
жения (исключая кратковременные
импульсы в начале и конце селектор-
ного импульса, о чем говорилось
выше).
Приведенная транзисторная схема
селектора несколько сложна. Она мо-
жет быть значительно упрощена, если
отказаться от компенсации пьедестала
или от отделения цепи рабочего сигна-
ла от цепи селекторного импульса.
По сравнению с электронноламповыми
схемами она более медленная.
Значительное распространение
Рис. 6.51. Вариант схемы диодного вре-
менного селектора.
имеют диодные временные селекторы.
Простая схема диодного селектора приведена на . рис. 6.51. По существу,
она представляет собой потенциометр, сопротивление одного из плеч кото-
рого (J?i) постоянно, а второго (параллельное соединение R2 и диода Д
с сопротивлением /?3) зависит от действия селекторного импульса и*. Пара-
метры схемы выбираются такими, что > R2 и Ri > гд + Rs R2
(для простоты, как и прежде, открытый диод заменяем сопротивлением гя).
Пока селекторного импульса нет, диод открыт и амплитуда импульса на
выходе £7^2 « Uml — • Если же селекторный импульс запирает
диод на все время действия рабочего сигнала (для этого амплитуда селек-
торного импульса должна удовлетворять условию Um ><7^1. где Umi —
максимальное значение входного напряжения положительной полярности),
ТО иm2 « Uml (аДесь г°бр ~ обратное сопротивление
диода). Следовательно, хотя приведенная схема не позволяет полностью
предотвратить прохождение сигнала, пока селекторного импульса нет,
но действие последнего существенно изменяет коэффициент передачи схемы.
При прочих равных условиях паразитное прохождение сигнала на выход
будет тем меньше, чем меньше величина сопротивления гя + R3. Поэтому
для постройки схемы желательно выбирать диоды с малым сопротивлением,
а источник селекторных импульсов должен иметь малое выходное сопро-
тивление.
Существенное неудобство рассматриваемой диодной селекторной схемы
заключается в том, что действие одного только селекторного импульса при-
водит к изменению выходного напряжения от величины U^ = — Е -в ,Д—_
«2+ г я + «3
до нуля, т. е. к появлению сравнительно большого пьедестала. Очевидно,
что пьедестал тем больше, чем больше величина напряжения Е. Выбор его
значения определяется тем, что диод не должен запираться рабочими сиг-
налами (в отсутствие селекторного импульса). Поэтому необходимо, чтобы
550
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
| Е | где Um\ — максимальное значение входного напряжения
отрицательной полярности. Отсюда следует, что пьедестал особенно велик,
если рассматриваемая схема применяется для селекции двухполярных сиг-
налов. /Для селекции сигналов только отрицательной полярности следует
заменить включение диода на обратное, взять Е >0 и изменить полярность
селекторных импульсов.) При селекции однополярных импульсов величина
напряжения Е может быть выбрана равной нулю. Однако и при этом пьеде-
стал не исчезает полностью, поскольку через диод протекает небольшой ток
при его анодном напряжении, равном нулю.
На рис. 6.52 приведена схема двухдиодного временного селектора, рас-
считанного на пропускание двухполярных сигналов. Эта схема позволяет
при соответствующей балансировке избежать появления пьедестала на выходе
[186]. В исходном режиме диоды
и Д2 заперты, причем напряжения Е±
и Е2 должны быть выбраны такими,
чтобы при максимальном уровне вход-
ных сигналов и U^mi диоды не от-
пирались:
А
Рис. 6.52. Схема двухдиодного времен-
ного селектора, рассчитанная на про-
пускание двухполярных импульсов.
Д3
Д3+Д1
77<-> Д3
Ri + R3 •
При одновременном действии двух се-
лекторных сигналов и* и и* соответ-
ственно положительной и отрицательной
полярности оба диода отпираются и вход-
ной сигнал может пройти на выход.
Если к тому же токи диодов, вызван-
ные действием селекторных импульсов и протекающие через сопротивление
/?2 в противоположных направлениях, будут равны по абсолютной вели-
чине, то пьедестала не будет.
Возможны два варианта работы рассматриваемой схемы. В первом —
селекторные сигналы имеют столь большие амплитуды, что сигналы обеи^
полярностей проходят через оба диода — действие сигнала каждой поляр-
ности приводит к одновременному возрастанию тока одного диода и умень-
шению величины тока второго. Для того чтобы ни один диод не запирался
при максимальном уровне сигналов, амплитуды селекторных импульсов
должны удовлетворять условиям
U*mi>Ei + U^i
_______Дз (Дг+Гд1)_________
(Дз +Д1) (Д2 + Гд1) + Rffi’s
и
_______Дз (Дг+^дг)________
(Дз + Д1) (Д2 + гд2) + Д1Д3
Здесь R’3 = > где ROs — сопротивление источника селекторных
импульсов. С другой стороны, при одинаковых диодах амплитуды U^i
и Um2 должны быть равны для того, чтобы не появлялся пьедестал. Поэтому
их следует выбирать равными, исходя из более сильного из написанных
неравенств.
Коэффициент передачи схемы в этом режиме при одинаковых диодах
(гд1 — гд2 — гд)
к ___________ZRyR's_______, /а iq»
ВД-НгДг + гд)(/?'+/?!)' ‘ К '
« 2]
ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ
551
Во втором варианте работы схемы, изображенной на рис. 6.52, ампли-
туды селекторных импульсов выбираются такими, что в результате их дей-
ствия потенциал анода Д^ и катода Д2 становится нулевым. Тогда пьедестал
также не появляется, а сигналы щ получают возможность проходить через
схему, причем сигнал положительной полярности проходит только через
диод Д1, а отрицательной — толь-
ко через диод Д2. Коэффициент
передачи схемы в зтом режиме
Д3Д2
К (Яз+ЯОСЯг+^+ЯзЯ! ’
(6.20)
Для хорошей работы двухдиод-
ной схемы требуется ее предвари-
тельная балансировка. Большей
частью последовательно с диодами
Д1 и Д2 включают переменные со-
противления (порядка десятков или
сотен ом — в зависимости от пара-
Рис. 6.53. Схема временного селектора с до-
полнительными диодами, включенными для
уменьшения опасности появления пьедестала.
метров диодов и величин остальных
сопротивлений схемы), регулиров-
кой которых добиваются сближе-
ния вольтамперных характеристик
обеих ветвей схемы. Кроме того, во избежание появления пьедестала, даже
при идентичных характеристиках обеих ветвей, амплитуды селекторных
импульсов должны поддерживаться равными с достаточно высокой ста-
бильностью. Последнего не требует схема, в которую введены еще два (вспо-
могательных) диода (рис. 6.53). При действии селекторных импульсов доста-
точно большой амплитуды эти диоды запираются, а разность потенциалов
между катодами и анодами селекторных диодов
становится равной нулю. Колебания амплитуд
селекторных импульсов в широких пределах не
изменяют выходного напряжения, которое оста-
ется равным нулю, пока не появится сигнал щ.
В последней схеме каждый селекторный
диод пропускает сигналы только одной поляр-
ности и ее коэффициент передачи
Рис. 6.54. Схема, использую-
щаяся для рассмотрения роли
паразитных емкостей в селек-
торных каскадах.
jz______Д2___
Яг+^+гд '
(6.21)
Выше не учитывались собственные емкости
схемы, которые играют особенно существенную
роль при работе с кратковременными сигнала-
ми, определяя их паразитное прохождение через
схему и время реакции последней. Наиболее существенны емкость части
схемы до ключевого элемента (Ссх на рис. 6.54), проходная емкость самого
ключевого элемента (Ск, например емкость катод — анод селекторного диода
или сетка — анод рабочей лампы в селекторных схемах) и, наконец,
емкость схемы и нагрузки, присоединенной к выходу селектора (Св на
рис. 6.54).
Когда переключатель П находится в положении 1 и схема не должна
пропускать сигналы (по-прежнему считаем, что R' > R и R' > R"), т. е.
когда селекторный диод или рабочая лампа заперты, сигналы тем не менее
будут проходить на выход вследствие наличия емкости Ск. Пользуясь
обычными методами анализа цепей (см. гл. I), найдем, что переходная
552
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
характеристика селектора в этом случае
TZ / _\ ____Д (1 4~ р7?'Ск)__
л R' + R + pR'R(Ccx+CK + Cs) •
(6.22)
Рис. 6.55. Форма напря-
жения на выходе селек-
торного каскада при
действии на входе пря-
моугольного импульса
напряжения (а), в слу-
чае запертого (б) и от-
крытого (в) диода.
При скачке входного напряжения Uml (рис. 6.55, о) напряжение на выходе
С
скачкообразно изменяется на величину U'mi = C7ml —rff-ryr- (деление
RR9
напряжения на емкостях), а затем с постоянной времени т' = (Ссх +
+ Ск + Сн) стремится к величине U'mz — Uml д/^_д > приближаясь к ней
сверху или снизу в зависимости от соотношения
постоянных времени R'С к и R (Ссх + Сн). Практиче-
ски в селекторных каскадах R' Ск > R (Ссх + Сн),
a U’mz «О, и поэтому на выходе получаются
остроконечные импульсы в моменты резкого измене-
ния уровня входного напряжения (рис. 6.55, б).
Когда переключатель ZZ находится в положении
2 и схема пропускает сигналы ее переходная
характеристика описывается выражением (6.22),
если в нем заменить R' на 7?" и положить Ссх — 0.
В этом случае R"CK < RCB и при скачке входного
напряжения на Uml выходное напряжение скачко-
образно изменяется на величину U*' = Uml^ * ,
RR" ^кт^н
а затем с постоянной времени т = д^тдтг (Ск + Св)
продолжает изменяться в том же направлении, стре-
мясь к величине Um2 = Uml R^R„ (рис. 6.55, в). Так
как обычно £7'" < Um2, то время реакции схемы
/ ~ 2 2
R + R"
Очевидно, что это время должно быть меньше
длительности интервалов времени, в пределах кото-
рых изменения входного напряжения следует пере-
дать без существенных искажений их формы.
Паразитные емкости ограничивают быстродей-
ствие селекторных каскадов еще одним путем. Даже
если сам по себе ключевой элемент практически безынерционен, паразитная
емкость, вместе с сопротивлением источника сигналов селекторных импуль-
сов, задает время их нарастания, а следовательно, и время перехода селек-
торного устройства от одного режима к другому. В частности, например,
для схем диодных селекторов это время определяется постоянной времени
R Rn
т~~д3!|_я0 С» где —сопротивление источника селекторных импульсов,
а С" — емкость, шунтирующая сопротивление R3. Для схемы, изображен-
ной на рис. 6.49, т = Си, где Сп — емкость цепи пентодной сетки
«*п “Г “08
лампы.
Диодные схемы, как правило, строятся с меньшими сопротивлениями и
обладают большим быстродействием, чем электронноламповые. Транзи-
сторные схемы относительно медленные вследствие инерционности самих
транзисторов.
(6.23)
§ 3]
СХЕМЫ ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКИХ ОПЕРАЦИЙ С СИГНАЛАМИ
553
Яр/
Риъ. 6.56. Параллельная (а) и
последовательная (б) схемы сум-
мирования сигналов.
§ 3. СХЕМЫ ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКИХ ОПЕРАЦИЙ С СИГНАЛАМИ
1. Суммирование сигналов. Под суммированием сигналов понимают
получение линейной комбинации сигналов u‘u, и'2>, поступающих от
нескольких датчиков:
Ы2=^Хп+«2,+--. .
где К±, К2, ... — весовые коэффициенты, указывающие, в каких пропор-
циях складываются сигналы. Поскольку суммирование представляет собой
линейное действие, оно, очевидно, должно осуществляться в линейной цепи,
в которой, как известно, напряжение или
ток на выходе — линейная функция напря-
жений или токов, действующих в цепи источ-
ников сигналов. В этом смысле любая линей-
ная цепь позволяет просуммировать сигналы.
Однако на самом деле конфигурация и па-
раметры цепей, предназначенных для сложе-
ния сигналов, выбираются таким образом,
чтобы, с одной стороны, получить нужные
весовые коэффициенты, а с другой, если это
необходимо, независимо изменять их значе-
ния. Кроме того, во многих случаях предпоч-
тение оказывается тем цепям, в которых дат-
чики суммируемых сигналов практически не
связаны между собой.
Заметим как само собой разумеющееся,
что любая суммирующая схема может быть
использована и как вычитающая,— для этого
достаточно изменить на обратную полярность
сигнала, который должен быть вычтен до по-
дачи его на суммирующую схему.
Как и другие операции, суммирование
сигналов не должно сопровождаться недопу-
стимым изменением их формы вследствие ли-
нейных или нелинейных искажений. Первое
щие цепи должны быть достаточно широкополосными (иметь достаточно
малое время реакции), а второе, что отклонение от линейности элементов
цепей должно лежать в допустимых пределах.
Для сложения сигналов применяют параллельные, последовательные
и мостовые схемы. Параллельная схема суммирования двух сигналов приве-
дена на рис. 6.56, а. Она легко может быть распространена на любое число п
сигналов подключением соответствующего числа датчиков к общей нагрузке.
С целью упрощения последующих выражений мы ограничимся здесь схемой
с двумя датчиками. Первоначально будем полагать, что схема не содержит
реактивных элементов. Пользуясь принципом суперпозиции, позволяющим
рассматривать порознь действие каждого датчика, и заменяя при этом вто-
рой его внутренним сопротивлением (см. гл. I, § 1), найдем
.. _ ДД02_______,.<!> _|___ДД01_____ „<2>
2 Яо1«о2+Я(Ло1+Ко2) ° -Г RoiRO2+R(Roi+Ro2) °
RRqz jr RRqi
предполагает, что суммирую-
(6.24)
Вдовые коЕффщиит. X, =
вообще говоря, нельзя регулировать независимо. Кроме того, поскольку
напряжение каждого датчика вызывает протекание тока через второй ^напри-
мер, ток, текущий через второй датчик вследствие действия в цепи
й (^папри-
554
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
первого: i2i= д01 д02 д (д01 д^)) » Датчики оказываются связанными между
собой. С ростом их внутренних сопротивлений ROi и Т?02 связь датчиков
уменьшается и при ROi } Ни R02 > R весовые коэффициенты и
Д 01
К2 = • Включая последовательно с R0l и R02 дополнительные сопротив-
ления, можно (при выполнении написанных неравенств) регулировать вели-
чины Ki и К2 практически независимо. Однако, так как и К2 имеют
смысл коэффициентов передачи цепи для напряжений и'1’ и и™, то неза-
висимая регулировка весовых коэффициентов возможна только при силь-
ном ослаблении уровня сигналов, проходящих через суммирующую цепь.
Переходная характеристика параллельной суммирующей цепи
£
h (t) = 1 — е х , причем Х=С2 (Rot || Roz || Д), где Rqi || R02 II R — сопротив-
ление, эквивалентное параллельно включенным сопротивлениям R0l, R02
и R. Если ROi > R и Ro2 > R, то время реакции схемы практически опре-
деляется только постоянной времени выходной цепи.
Если входные напряжения содержат постоянные составляющие, а долж-
ны суммироваться только переменные составляющие, то между сопротив-
лением R и датчиками включают разделительный конденсатор. Включение
разделительных конденсаторов между каждым датчиком и сопротивлением
нагрузки позволяет избежать действия постоянного напряжения (тока)
одного датчика на другой. Постоянные времени разделительных цепей выби-
раются таким образом, чтобы завал частотных характеристик в области
низких частот (скалывание плоских вершин сигналов) не превышало допу-
стимых пределов.
На рис. 6.56, б приведена последовательная суммирующая схема. Число
последовательно соединенных датчиков может быть увеличено, причем все
датчики, кроме одного, должны иметь два незаземленных полюса (не сое-
диненных с нулевым проводом). Выходное напряжение
= + (6.25)
Весовые коэффициенты в этой схеме одинаковы для всех сигналов:
Kt = К2 = ъ— в~» и если сопротивление нагрузки много больше сопро-
^01 + ^02
тивления датчиков, то коэффициенты передачи цепи близки к единице.
Частотных искажений сигналов можно, в принципе, избежать, приравни-
вая постоянные времени отдельных участков цепи: ROi С — R02 С* — RC2.
Однако на самом деле непосредственное последовательное включение датчи-
ков приемлемо лишь в исключительных случаях. Это связано как с тем, что
оба полюса источников не должны быть заземлены (это часто невозможно),
так и с протеканием тока каждого датчика через все остальные. В частности,
это затрудняет соединение датчиков с разными постоянными составляющими
тока в исходном режиме. Поэтому последовательные цепи суммирования
часто строят на трансформаторах (рис. 6.57). В этих схемах источники сиг-
налов полностью разделены по постоянному току, каждый из них может
иметь заземленный полюс, а весовые коэффициенты задаются коэффициен-
тами трансформации nlt п2, . . • Частотные (переходные) характеристики
таких суммирующих схем задаются трансформаторами вместе с паразит-
ными емкостями.
На рис. 6.58 приведена мостовая схема суммирования двух сигналов.
Датчики сигналов присоединены к диагоналям моста, образованного сопро-
тивлениями Ri, R2, R3 и Т?4. Если мост сбалансирован, то изменение напря-
жения на одной его диагонали не приводит к изменению напряжения на
$ 3]
СХЕМЫ ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКИХ ОПЕРАЦИЙ С СИГНАЛАМИ 555
второй диагонали. Поэтому датчики сигналов полностью разделены, что пред-
ставляет существенное преимущество мостовой схемы. Коэффициенты пере-
дачи напряжения на выход, т. е. весовые коэффициенты могут быть найдены
Рис. 6.57. Последовательная
схема суммирования на транс-
форматорах.
Рис. 6.58. Мостовая схема суммиро-
вания двух сигналов.
путем обычного рассмотрения уравнений цепи. В частности, в случае равно-
плечего моста (Ri = R2 = R3 = Rt = R)
“2 = 2(/?+Л01) + 2(R + R02) <6‘26)
Изложенные методы суммирования сигналов переносятся на схемы
с активными элементами — электронными лампами и транзисторами. На
Рис. 6.59. Два варианта электронноламповых схем суммирования
сигналов параллельного типа.
рис. 6.59, а приведена злектронноламповая суммирующая схема параллель-
ного типа. Она построена на двух лампах, но их число может быть увели-
чено в зависимости от числа суммируемых сигналов. Практически без за-
труднений лампы (триоды или пентоды) в суммирующей схеме заменяются
транзисторами (в транзисторном аналоге схемы на рис. 6.59, а они вклю-
чены по схеме с общим змиттером).
Каждая лампа с ее катодным сопротивлением (или транзистор с сопро-
тивлением в цепи змиттера) может быть заменена эквивалентным генерато-
ром с э. д. с. — |Ш1 и внутренним сопротивлением Rt + (р + 1) RK. Поэтому
такая схема сразу же приводится к схеме, аналогичной представленной
на рис. 6.56, а. Соответственно для нее справедливо выражение (6.24), если
в нем заменить R на Ra (точнее, на
р-а: р , где /?н—сопротивление нагрузки,
^а г
556
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VJ
присоединенной к выходу), Z?Oi на Ra + (Н + 1) -Rki и R02 на
Ri2 + (Нг + 1) -Як2» а вместо u‘l> и и™ написать —ри^1’ и — ри^2’. В отличие
от параллельной схемы, построенной из пассивных элементов, источники сиг-
налов полностью разделены, исключая связь между ними через пара-
зитные емкости (и внутритранзисторную связь в транзисторных схемах,
см. гл. II, § 2).
Выбирая активный элемент с большим внутренним сопротивлением,
можно легко выполнить условие Ra, необходимое для независимой
регулировки весовых коэффициентов, и вместе с тем сохранить коэффи-
циенты передачи схемы большими единицы. Изменять значения Klt К2, • • •
можно, варьируя величины сопротивлений Вк (практически в небольших
пределах, так как при этом изменяется начальный режим работы ламп) или
блокируя части катодных сопротивлений емкостями (достаточно большой
величины для того, чтобы катодные
цепи не вносили недопустимо боль-
ших искажений сигналов). Наконец,
можно включить между источника-
ми сигналов и сетками ламп регули-
руемые делители напряжения или
регулировать экранные напряже-
ния, если схема построена на пен- ,
тодах.
Время реакции схемы для каж-
дого сигнала существенно опреде-
ляется постоянной времени анодной
цепи ламп с учетом сопротивления
Рис. 6.60. Каскад с катодной связью как нагрузки, паразитных параметров
вычитающее устройство. и, наконец, того, что к сопротивле-
нию 7?а присоединены все лампы
схемы. При обычно выбираемых параметрах (7?а < /?г + (р + 1) /?к) это
приводит лишь к возрастанию выходной емкости, т. е. к увеличению вре-
мени реакции. Для уменьшения входных емкостей схема может быть по-
строена на пентодах.
На рис. 6.59, б приведен вариант иногда применяемой параллельной
суммирующей схемы, в которой общее анодное сопротивление заменено
общим катодным сопротивлением ламп. Замечая, что при р > 1 каждая
лампа может быть представлена в виде генератора с э. д. с. щ и внутрен-
ним сопротивлением 1 /«S', нетрудно показать, что в схеме с п идентичными
лампами весовые коэффициенты (коэффициенты передачи) К = Неза-
71*5
висимая регулировка величин весовых коэффициентов в этой схеме затруд-
нена (исключая включение делителей в сеточные цепи), поскольку условие
R < Rt не выполняется. Кроме того, схема может вносить погрешности,
обусловленные тем, что действие сигнала на одном из входов изменяет режим
работы (напряжение сетка — катод) остальных ламп.
В качестве вычитающего устройства, рассчитанного на действие двух
сигналов, весьма удобен каскад с катодной связью (рис. 6.60). Соображе-
ния о выборе параметров схемы и режима работы ламп, а также о характе-
ристиках катодносвяэанного каскада были приведены в гл. III, § 3. Выход-
ное напряжение может сниматься как с анодов обеих ламп (и*1’), так и с ано-
да только одной лампы (н*2>). В первом случае выход симметричный (ни одна
из выходных клемм не заземлена) и в пределах линейности характеристик
ламп
рДа
tfi + Ла
(и<2> _„<!>),
« 3]
СХЕМЫ ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКИХ ОПЕРАЦИЙ С СИГНАЛАМИ
557
т. е. каскад работает как вычитающий с равными весовыми коэффициентами.
Во втором случае
u™ = KiU™—К2и<»,
где Kt и К2 определяются выражениями (3.82) и (3.83) и с увеличением RB
их величины приближаются к „ . „ ? (см. выражение (3.85)). Таким обра-
зом, и в случае, если выходное напряжение снимается с анода только одной
лампы, катодносвязанный каскад работает как вычитающая схема, причем
весовые коэффициенты либо могут быть различными, либо практически рав-
ными (вдвое меньшими, чем если напряжение снимается с анодов обеих
ламп). В связи с тем, что с увеличением
RK нужно одновременно повышать и на-
пряжение источника питания Еа, для
того чтобы сохранить нормальный ре-
жим работы лампы, во многих случаях,
когда должно быть выполнено условие
Ki = К2, сопротивление RK удобно за-
менить электронной лампой (см. гл. III,
§ 3). Пример такой схемы приведен на
рис. 6.61. В этой схеме, в отличие от
схем аналогичных каскадов, приводив-
шихся выше, указана дополнительная
цепь связи одного из входов [с сеткой
лампы в катодной цепи. Дело в том, что
из-за наличия емкости Сск лампы на
катодном сопротивлении катодносвязан-
Ж7 БЖВЛ
Рис. 6.61. Вычитающее устройство —
каскад с катодной связью с заменой
катодного сопротивления электронной
лампой.
ного каскада появляется переменное
напряжение, представляющее собой про-
изводную входного сигнала. Это затруд-
няет применение каскадов для импуль-
сов с крутыми перепадами. Включение
емкости С между входом и сеткой лампы в катодной цепи позволяет подать
компенсационный сигнал, который нейтрализует сигнал, проходящий на
катод основных ламп через емкость Ссв. Величину емкости С подбирают
экспериментально при наладке каскада.
Катодносвязанный каскад можно использовать для суммирования сигна-
лов. Для этого полярность одного из них предварительно должна быть
изменена на обратную.
На электронных лампах и транзисторах могут быть построены схемы,
которые одновременно позволяют получить и разность и сумму двух сигна-
лов. К их числу относится приведенная на рис. 6.62 схема, построенная
с применением двух каскадов с катодно-анодной нагрузкой. Сопротивления
Ra и 7?к выбираются так, что действие сигнала на сетке лампы вызывает
появление равных по величине сигналов на ее аноде и катоде. Схема имеет
два выхода — напряжение и*1’ снимается с делителя, включенного между
катодами ламп, а напряжение и^2’ — с делителя, включенного между като-
дом одной и анодом второй лампы. Сопротивления делителей выбираются
в несколько раз большими R& с тем, чтобы изменение анодного тока одной
лампы мало сказывалось на режиме работы второй.
Нетрудно видеть, что для каждого выхода схема приводится к экви-
валентной схеме, подобной суммирующей цепи, изображенной на рис. 6.56, о,
1
причем внутреннее сопротивление генератора равно -----1- R', если напря-
д
жение снимается с катода лампы (5Я — динамическая крутизна последней),
558
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
и 7?а + R", если напряжение снимается с анода. Так как, кроме того, поляр-
ность напряжения, снимаемого с катода лампы, совпадает с полярностью
Рис. 6 62. Схема для получения одновременно суммы и
разности двух сигналов.
входного сигнала, а снимаемого с анода — обратна ей, то, следовательно,
= Kiu™ + K2u™, u‘2) = — K2u™. Весовые коэффициенты изменя-
Рис. 6.63. Схемы, иллюст-
рирующие получение про-
изведения и частного двух
сигналов с помощью потен-
циометрических устройств.
ются путем перемещения движков потенциометров,
с которых снимаются выходные напряжения.
Все приведенные электронноламповые схемы
(которые, как уже говорилось, легко могут быть
переведены на транзисторы) относятся к числу па-
раллельных суммирующих (вычитающих) схем.
На схемах других типов останавливаться не будем.
2. Перемножение иделение сигналов. Перемно-
жение и деление сигналов может быть выполнено
как в электромеханических, так и электронных
устройствах. Так, например, логометр позволяет
определить отношение сил токов, протекающих
через две катушки. Совершенно так же для полу-
чения произведения двух (или большего числа)
сигналов можно использовать потенциометры, если
с помощью той или иной электромеханической
системы перемещение их движков будет сделано
пропорциональным уровням перемножаемых сиг-
налов. Действительно, если = Pin'1’ и =
Z11 «2
= р2и™ (рис. 6.63, а) и, кроме того, R2 > Rlt то
u2 = EpiPzutf'u™. Число включенных последова-
тельно потенциометров может быть увеличено,
и соответственно увеличено число перемножаемых
сигналов.
Перемножение двух сигналов можно получить
и с помощью одного потенциометра, перемещением
движка которого управляет один из сигналов.
Действительно, если потенциометр присоединен к источнику сигнала
а = ри‘2) (рис. 6.63, б), то u2 = ри<» и'2’.
Потенциометрическая система может быть применена и для получения
отношения двух сигналов. Эту возможность иллюстрирует блок-схема, при-
£ 3]
СХЕМЫ ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКИХ ОПЕРАЦИЙ С СИГНАЛАМИ
559
веденная на рис. 6.63, в. Напряжение, снимаемое с движка потенциометра И,
присоединенного к источнику одного из сигналов и™, подается на вычи-
тающий каскад. На второй вход этого каскада подается второй сигнал и®’.
Разность напряжений и2 = KfU^ — К2и™ (Ki и К2 — коэффициенты
передачи напряжений вычитающего каскада) управляет устройством, пере-
мещающим движок потенциометра R (например, питает одну из обмоток
мотора, с ротором которого связан этот движок). Схема построена таким
образом, что движок перемещается в сторону, ведущую к уменьшению
величины напряжения и2, и конечное
положение его соответствует выполне-
нию равенства и2 — 0. В устройстве
используется линейный потенциометр и
R' ~ X, где X — координата движка,
отсчитанная от одного из концов потен-
циометра. Поэтому при балансе схемы
м<2>
координата X ~ —, т. е. пропорцио-
нальна отношению уровней сигналов
и®’ и и™
Система регистрации уровня сигна-
ла по координате положения движка
эталонного потенциометра (реохорда)
применяется в электронных пишущих
потенциометрах. В них реохорд питает-
ся от специальной батареи. Заменив ее
одним из сигналов, можно использовать
пишущий потенциометр для измерения
и записи пером на бумаге отношения
двух сигналов. Само собой разумеется,
что это требует известной переделки
Рис. 6.64. Принципиальная схема
устройства для получения отношения
величин двух слабых токов.
потенциометра и введения специальных каскадов питания реохорда, кото-
рый имеет низкое сопротивление (один из стандартов — 90 ом). Некоторые
сведения о пишущих потенциометрах приведены в гл. VII, § 1.
В качестве примера применения в экспериментальной физике рассматри-
ваемой системы получения отношения двух сигналов приведем устройство
для сравнения двух слабых токов при измерениях отношения двух изотопов
в пробе с помощью масс-спектрометра. При обычном методе работы, т. е. при
снятии массового спектра и сравнении затем ионных токов, соответствующих
обоим изотопам, неизбежны ошибки, связанные с нестабильностью ионного
источника. Поэтому лучше построить масс-спектрометр с двумя коллекто-
рами, расположенными в приборе, так, что при одном и том же ускоряющем
напряжении и магнитном поле ионы одного изотопа попадают на один кол-
лектор, а ионы второго — на другой, и использовать регистрирующую
схему, позволяющую измерить отношение величин этих токов. Принци-
пиальная схема такого типа приведена на рис. 6.64.
Более слабый ток Z<1>, соответствующий меньшему количеству изотопа
в пробе, регистрируется мостовым ламповым электрометром (см. гл. VII,
§ 4), собранным на электрометрической лампе FP-54. Для измерения вели-
чины этого тока переключатель П ставится в положение 1. Второй ток,
соответствующий изотопу, которым более богата проба, регистрируется
электрометрической схемой, представляющей собой усилитель со стопро-
центной отрицательной обратной связью (см. гл. VII, § 4). Если переклю-
чатель П поставлен в положение 2, то последовательно с сопротивлением R*
включается часть сопротивления R. Так как его величина на много
560
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
порядков меньше величины R*, то перевод переключателя в положение 2 не
влияет на величину напряжения, создаваемого на входе электрометра током
1а>. Вместе с тем теперь на входе мостового электрометра действует разность
напряжений, пропорциональных величинам токов 1а> и 7<2) (схема электро-
метрического усилителя построена так, что полярность напряжения на его
выходе обратна полярности падения напряжения на сопротивлении R*).
Поэтому, если > п‘2), то, перемещая движок потенциометра R, можно
найти такое его положение, при котором показания гальванометра, вклю-
ченного в схему мостового электрометра, будут нулевыми. При этом вели-
чина R' или координата положения движка потенциометра будут пропор-
м<1> /'?>
циональны , т. е. отношению токов • Измерения величины отноше-
но ° 1
ния могут вестись при перемещении движка потенциометра R вручную
или в схему может быть введен пишущий потенциометр и положение движка
сопротивления R, соответствующее нулевому выходному сигналу, будет уста-
навливаться автоматически.
Электромеханические системы обладают сравнительно большой инер-
ционностью — их время реакции порядка нескольких секунд. Поэтому они
могут быть использованы для получения произведений или отношений только
медленнопеременных сигналов. В более быстрых чисто электронных схе-
мах реализуют как принципы, сходные с потенциометрическим методом
перемножения и деления сигналов, так и возможности, связанные с видом
характеристик активных элементов. Такие схемы в общем вносят большие
погрешности, чем схемы, приведенные выше (т. е. получаемый с их помощью
сигнал в большей степени отклоняется от точного произведения или частного
двух сигналов), и уровень погрешностей существенно зависит от уровня
исходных сигналов.
В частности, в качестве умножающего устройства может быть исполь-
зована нелинейная схема, подобная преобразователю частоты. Действи-
тельно, как уже говорилось выше (см. гл. I, § 5 и гл. II, § 3), действие
двух сигналов в цепи, включающей нелинейный элемент, или в параметриче-
ской цепи приводит к появлению в выражениях, описывающих выходное
напряжение, членов, содержащих произведение и™и™. Однако трудность
заключается в том, что помимо этих членов имеются также слагаемые вида
и[1Ути1^п, где тип отличны от единицы (см., например, выражение (1.125)).
Уровень составляющих, соответствующих этим членам, существенно зависит
от вида характеристик нелинейных элементов (от коэффициентов отдельных
членов в степенном ряде, описывающем их вольтамперные характеристики),
а также от уровней исходных сигналов. Отделение полезного сигнала, про-
порционального и™и£\ от всех прочих может быть выполнено спектраль-
ным методом, т. е. пропусканием через специально подобранные фильтрую-
щие устройства составляющих спектра, принадлежащих только полезному
сигналу. Однако, очевидно, это можно сделать, лишь если спектр нежела-
тельных составляющих выходного напряжения не накладывается на спектр
полезной части сигнала. Некоторое уменьшение нежелательных составляю-
щих можно получить в балансных (мостовых) схемах, которые позволяют
исключить члены с четными степенями u‘n и uj2) [187 ]. Однако все же исполь-
зовать этот метод для перемножения сигналов практически можно только
в том случае, если их спектры относительно узки (по существу именно такой
случай и представляет собой преобразование частоты).
Несколько лучшие результаты дает применение параметрических сис-
тем. Действительно, если коэффициент передачи устройства — линейная
функция одного из перемножаемых сигналов: К = Ко + aju'1’, и на входе
этого устройства действует второй сигнал, то выходное напряжение
§ 3]
СХЕМЫ ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКИХ ОПЕРАЦИЙ С СИГНАЛАМИ
561
и2 — Кои™ + Oju’1’^2’. Присутствие первого члена в этом выражении при-
водит к тому, что выходное напряжение, не пропорционально произведению
исходных сигналов. Избавиться от этого члена можно, строя балансную схему
или вводя компенсационную цепь только для сигнала м‘2> (см. ниже).
Близкую к линейной зависимость К = / (i^1*) в ограниченных преде-
лах изменения уровня сигнала позволяют получить смесительные лампы,
некоторые триоды, а также пентоды и тетроды в триодном включении. Для
Рис. 6.65. Вид анодных характеристик ламп, необходимых
для параметрических схем перемножения двух сигналов.
этого характеристики анодного тока лампы должны иметь вид полупрямых,
исходящих из начала координат, тангенс угла наклона которых пропор-
ционален сеточному напряжению (рис. 6.65, а). Роль и'1’ и и'2' играют сеточ-
ное и анодное напряжения. Для примера на рис. 6.65, б приведено семей-
ство статических характеристик лампы 6П6 в триодном включении. При
Рис. 6.66. Принципиальная схема параметрического пере-
множающего устройства.
изменении потенциала сетки в пределах ± 5 в около начального значения
Uс0 — + 5 в характеристики лампы в области малых анодных напряжений
довольно близки по своему виду к вееру расходящихся прямых. На рис. 6.66
приведена схема для перемножения двух сигналов, в которой используется
лампа с такими характеристиками (лампа JIi). Эта лампа (вместе с цепью
автоматического смещения) играет роль катодного сопротивления лампы Л2.
Поэтому напряжение на аноде JIi (на катоде следует за изменением
уровня сигнала и‘”. Поскольку, кроме того, на сетке Лг действует сигнал
п*2’, то изменение ее анодного тока, а следовательно и лампы Л2.
36 A- M. Бонч-Бруевич
562
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
ia = atuf ’ + а2иДи™. Соответственно сигнал, снимаемый с анода Л2, содер-
жит составляющие, пропорциональные произведению и*1’^2’ и сигналу и‘2.
Для исключения последней сигнал иД подается на сетку лампы Л3, в анод-
ную цепь которой, как и в анодную цепь Л1, включена вторая лампа (Ль),
но сеточное напряжение Ль поддерживается постоянным. Режимы ламп Л3
и Ль подбираются так, чтобы при иД = 0 действие сигнала uj2’ приводило
к появлению на анодах Л2 и Ль равных сигналов. Аноды этих ламп соединены
с входами вычитающего каскада (лампы Л5 и Лв), на выходе которого уро-
вень напряжения остается неизменным. Этим самым из выходного сигнала
исключается составляющая, пропорциональная только uf’.
Отклонение характеристик лампы от вида, необходимого для получения
на выходе сигнала, пропорционального произведению (или частному) двух
*7
Рис. 6.67. Две блок-схемы устройств для
получения произведения двух сигналов.
а) 1 и 2 — логарифмирующие схемы, 3 — сумми-
рующая схема; б) 1 — суммирующая схема,
г — вычитающая схема, 3 и 4 — схемы возведе-
ния в квадрат, 5 — вычитающая схема.
сигналов, приводит к сравнительно
большим погрешностям. Лучшие ре-
зультаты дает промежуточное исполь-
зование для этой цели некоторых
математических действий, выполняе-
мых в отдельных электронных блоках.
В частности, в основу построения
систем для перемножения сигналов
могут быть положены соотношения
lg zz'1’^2’ — 1g и™ -J- lg zz‘2)
и
u«’u‘2> = у 1К ’ + (и™—uJ2,)2L
Использование первого из них
предполагает, что сигналы п'1’ и п'2
будут поданы каждый на свое лога-
рифмирующее устройство (см. гл. VII,
§2), а с выходов последних — на
суммирующую (или вычитающую,
если нужно получить частное двух
сигналов) схему (рис. 6.67, а). Исполь-
зование второго соотношения требует
получения суммы и разности zz'1’ и
и{2, затем возведения суммарного и разностного напряжений в квадрат и,
наконец, подачи полученных таким образом двух сигналов на вычитающую
схему (рис. 6.67, б).
Возведение в квадрат можно осуществить в нелинейном устройстве,
коэффициент передачи которого — линейная функция действующего на его
входе сигнала: К — Ко + а^щ. Такого вида функцию передачи позволяют
получить некоторые лампы, отличающиеся тем, что в ограниченной области
изменения потенциала сетки и анодного тока крутизна характеристики изме-
няется по закону, близкому к линейному (например, у пентодов 6Ж1П
и 6ЖЗП такая область расположена в пределах от —1 в до —3,5 в, крутизна
изменяется соответственно от 7 jna/вдо 2,5 ма!в и от 6 ма /в до 2 ма!в‘, у три-
ода 6СЗБ такая область ограничена значениями анодного тока 6 ма и 2 ма
и т. д.). Напряжение на выходе построенного на такой лампе каскада с общим
катодом будет и2 = SR0Ui = Кьщ + ajzz2. Как и в параметрической схеме,
предназначенной для перемножения сигналов, первый (линейный) член
можно исключить, применяя балансную (мостовую) схему и вычитающий
каскад, построенный на двух лампах, работающих в нелинейном режиме
с общей анодной нагрузкой. На сетку одной из ламп такого каскада подается
сигнал, возводимый в квадрат, а на вторую — этот же сигнал, но обратной
S 3]
СХЕМЫ ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКИХ ОПЕРАЦИЙ С.СИГНАЛАМИ
563
полярности. В такой схеме линейный член (и вообще все члены с нечетными
степенями и,) исключается, а члены с четными степенями и1 суммируются.
Действительно, при идентичных лампах изменение около своего началь-
ного значения анодного тока первой лампы будет ial = -j- а2и\ +
+ a3uf + . . ., а второй: ia2 = — ЙМ + а2и^ — а3и* . . . Поэтому изменение
6Ж7/7 6Ж7/7
Рис. 6.68. Схема устройства для возведения в квадрат.
Рис. 6.69. Схемы дифференциро-
вания сигналов.
тока, протекающего через общее анодное сопротивление обеих ламп, описы-
вается зависимостью ia = 2а2и, (плюс члены четных степеней Uj более высо-
кого порядка). Аналогичной функцией описывается и выходное напряжение.
На рис. 6.68 приведена схема устройства для возведения в квадрат,
содержащая парафазный каскад (каскад с катодной связью, построенный -
на лампе 6Н8С) и суммирующий каскад,
построенный на двух пентодах 6Ж1П. По-
следние поставлены в такой режим (С7с0 =
=— 2,2 в, 1а0 = 5 ма, Ua0 = 150 в и
Us0 — 120 в), что в пределах изменения по-
тенциалов их сеток +1 в величина и2 отли-
чается от значения, даваемого зависимостью
и2 ~ и%, на величину порядка нескольких
процентов или меньше.
Поскольку суммирующие и вычитающие
каскады были описаны выше, мы не будем
здесь приводить полной схемы умножаю-
щего устройства, построенного по рассма-
триваемому принципу с применением схемы
возведения сигналов в квадрат. Некоторые
устройства такого типа подробно описаны в
литературе [188].
3. Дифференцирование и интегрирова-
ние сигналов. В ряде измерительных уст-
ройств, предназначенных для исследования
формы сигналов, бывает необходимо получить
напряжение, пропорциональное интегралу
или производной но времени от входного напряжения. Простейший способ
электрического дифференцирования заключается в пропускании сигнала
через 7?С-цепь с активным выходом или 7?£-цепь с индуктивным выходом
с соответствующим образом выбранной постоянной времени. В измеритель-
ной аппаратуре чаще применяются дифференцирующие ЙС-цепи, о кото-
рых будет сказано ниже (рис. 6.69, а). Поскольку для этой цепи (емкостью
36*
564
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
Рис. 6.70. Графики, иллюстри-
рующие характер установле-
ния выходного напряжения,
соответствующего производной
входного.
С' пока пренебрегаем) и0 = 7? \ i dt + i (R 4- Ro) и iR — u2, to
Cz J
u2 = RC^-(R + R0)C-^. (6.27)
dt dt
Следовательно, выходное напряжение пропорционально производной вход-
ного, если и2 > (R + Ro) Так как для гармонического напряжения
и — Umeiat, = jot, то выполнение написанного неравенства эквивалентно
тому, что для всех компонентов спектра сигнала, существенных для передачи
•его формы, будет выполнено условие тд < , где тд = (R + Ro) С — по-
стоянная времени дифференцирующей цепи. Уменьшение величины тд при-
ближает выходное напряжение к производной
входного, но вместе с тем, поскольку величи-
на RC входит в выражение (6.27) как коэффи-
циент перед производной dut /dt, то при задан-
ном значении Ro с улучшением качества диф-
ференцирования уменьшается уровень выходно-
го сигнала. Предел возможному уменьшению
тд может быть поставлен флуктуационными по-
мехами.
Степень отклонения выходного напряже-
ния от истинной производной входного (т. е.
уровень погрешностей, вносимых дифференци-
рующей цепью) может быть оценена на основа-
нии рассмотрения переходной характеристики
схемы. При этом исследование схемы при действии на ее входе ступенчатого
напряжения неудобно, так как производная мгновенного скачка напряже-
ния равна бесконечности. Поэтому удобнее задаться той или иной формой
входного напряжения с конечной величиной производной. Проще всего
полагать, что напряжение «1 нарастает по линейному закону. Поскольку при
этом = const, то из (6.27) получаем
(6-28)
Следовательно, выходное напряжение приближается к истинной про-
изводной входного по экспоненциальному закону (рис. 6.70). Поэтому можно
ввести в рассмотрение разрешающее время дифференцирующей схемы, пони-
мая под ним, например, величину tv = (4 ч- 5) тд. По прошествии его
выходное напряжение отличается не более чем на 1—2% от величины, про-
порциональной dui/dt. Соответственно производная входного сигнала не
должна существенно изменяться в течение интервалов времени, меньших ip,
так как в противном случае выходной сигнал не будет воспроизводить про-
изводную входного.
Совершенно аналогично можно найти отклонение выходного сигнала
от истинной производной экспоненциального или какого-либо другого вход-
ного сигнала [189]. Во всех случаях разрешающее время схемы будет поряд-
ка нескольких тд, а его уменьшение, вообще говоря, влечет за собой, как
уже отмечалось, уменьшение уровня выходного сигнала.
Следует отметить, что существенные погрешности при дифференциро-
вании сигналов могут быть обусловлены паразитной емкостью С
(см. рис. 6.69, а). Выражение для напряжения на выходе цепи с учетом
этой емкости можно получить, интегрируя уравнение вида (1.6) при задан-
§ 3]
СХЕМЫ ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКИХ ОПЕРАЦИЙ С СИГНАЛАМИ
565
постройке дифференцирующих схем забо-
ной (например, линейной) функции щ (t). Рассмотрение получающегося
таким образом выражения показывает, что погрешности дифференцирования
тем меньше, чем меньше величина С /С и чем глубже неравенство (R + Ro) С >
> - С'. В связи с этим при
тятся о том, чтобы входная емкость последующего устройства (например,
усилительного каскада) была минимальной. Очевидно, что выполнить
последнее неравенство, вообще говоря, тем труднее, чем меньше должно
быть разрешающее время дифференцирующей схемы. Поэтому для диффе-
ренцирования кратковременных сигналов иногда пользуются не jRC-цепью,
а схемой с закороченной на конце линией, по виду совпадающей с приве-
денными на рис. 6.38. Независимо от того, присоединены ли линии к анод-
ному или катодному сопротивлению лампы, выходной сигнал представляет
собой сумму двух сигналов — одного, распространяющегося по линии,
и второго, отраженного от ее закороченного конца с изменением поляр-
ности:
и2 (0 = К[щ (t-At)] = К Д* Г 1 = А ,
где К — коэффициент передачи каскада с учетом входного сопротивления
линии. Величина интервала времени At = 2ta равна времени распростра-
~ Л1 n Дм,
нения сигнала в обе стороны и при At ’ причем одновре-
менно стремится к нулю и масштабный множитель А — К At. При конечном
времени прохождения сигнала по линии напряжение на выходе устанавли-
вается на уровне, пропорциональном производной входного напряжения
через время At, которое, таким образом, представляет собой разрешающее
время схемы. С известным основанием можно видеть аналогию между диф-
ференцированием сигналов с помощью закороченной линии и графическим
дифференцированием.
Широкое распространение в измерительных устройствах находят так
называемые дифференцирующие усилители. Это усилители с параллельной
отрицательной обратной связью, на вход которых подается сигнал через
разделительный конденсатор относительно малой емкости (см. рис. 6.69, б).
При этом входная цепь усилителя оказывается совершенно подобной обыч-
ной дифференцирующей ЯС'-цепи, т. е. подобной цепи на рис. 6.69, а, в кото-
рой сопротивление R представляет собой результат параллельного соеди-
нения входного сопротивления усилителя RBX и выходного сопротивления
цепи обратной связи, уменьшенного в 1 + К[> раз (см. гл. II, § 4). Поэтому,
если, например, обратная связь осуществляется через сопротивление Ro$v
(Ro6v > Rbux, где Rbkx — выходное сопротивление усилителя), то для
1 С п
входной цепи справедливо выражение и0 = \ i dt + i (R‘ + Ro), где
V J
Я' — 74 г ДвЛр °6L я—ТТ УК• • Так как’ кР°ме того, ul = iR‘, а и2 = Кщ,
(1 -f- лр) /1ВХ -f- Яобр l-f-A-P
то выходное напряжение усилителя
u2 = KRC (R' +R0)C^-. (6.29)
air ul
Это выражение отличается от соотношения (6.27) только наличием коэффи-
циента К в первом члене правой части. Поэтому напряжение на выходе диф-
ференцирующего усилителя совпадает с напряжением на выходе дифферен-
цирующей ЯС-цепи с постоянной времени Тд = R'C, усиленным в К раз.
В частности, при линейном возрастании напряжения ие
(6.30)
566
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
1ГЛ. VI
Вариант простой схемы дифференцирующего усилителя приведен на рис. 6.71.
Дифференцируемый сигнал через катодный повторитель подается на диффе-
ренцирующую цепь из конденсатора С и входного сопротивления двухлам-
пового усилителя, охваченного отрицательной обратной связью (регулируе-
мое сопротивление 7?обр). Разрешающее время схемы порядка микросекунды
или несколько больше. При по-
Рис. 6.71. Простая схема дифференцирующего
усилителя.
стройке усилителя особое вни-
мание должно быть обращено
на то, чтобы паразитная емкость,
включенная параллельно сопро-
тивлению Нобр (собственная
емкость сопротивления и емкость
проводов), была минимальна,
поскольку она входит во вход-
ную емкость, шунтирующую
Кобр, увеличенной в (1 + /С0)
раз. При неаккуратном монтаже
емкость С дифференцирующей
схемы (см. рис. 6.69) может
оказаться большой, что при-
ведет к дополнительным откло-
нениям выходного сигнала от
производной входного. Требо-
вание малой емкости в цепи обратной связи часто существенно затрудняет
постройку дифференцирующих усилителей.
Процесс электрического интегрирования сигналов имеет много сход-
ного с процессом электрического дифференцирования. В простейшем случае
для этого пользуются /?С-цепью с емкостью на выходе или ЛТ цепью с сопро-
тивлением на выходе. По-прежнему из этих двух цепей будем иметь
в виду только первую (рис. 6.72, а). Поскольку и2 = и0 — i (В -Т Ro) и
• _ t/wo dito , 1. it(\
‘=стЬ “ «+;;“" = £ г«е
т„ = (В + Во) С, и выходное напряжение
описывается выражением
__t t
и2 = е 'и(а+ J . (6.31)
Здесь А — постоянная интегрирования, опре-
деляемая начальными условиями. Если дли-
тельность сигнала t < ти (для всех компо-
нентов спектра сигнала, существенных для
передачи его формы, выполняется условие
о > -4) и при t = 0 п2 = 0 (т. е. к моменту
действия сигнала конденсатор С полностью
разряжен), то
Рис. 6.72. Схемы интегрирования
сигналов.
1
ип г» —
ТИ
щ dt.
Степень отклонения выходного напряжения от истинного интеграла
входного (т. е. уровень погрешностей, вносимых интегрирующей цепью)
может быть оценена на основании рассмотрения переходной характеристики
схемы. При действии на входе цепи в момент t = 0 ступенчатого напряже-
§ 3]
СХЕМЫ ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКИХ ОПЕРАЦИЙ С СИГНАЛАМИ
567
ния и0 = Um0 выходное напряжение следует зависимости
= ги) = ^о^ + ^Г^У+--- (6.32)
ти \ ти /
Первое слагаемое в правой части соответствует истинному интегралу вход-
ного напряжения, а второе и последующие дают отклонение величины и2
от последнего (рис. 6.73). Поэтому относительная погрешность интегри-
рования
R— Аиг ,_______1 f
J dt 2 ти
(6.33)
Рис. 6.73. Графики, иллю-
стрирующие отклонение
выходного напряжения при
электрическом интегриро-
вании от истинного значе-
ния интеграла входного
напряжения.
нарастает с течением времени и тем меньше, чем больше постоянная вре-
мени ти. Соответственно можно ввести в рассмотрение временной диапазон
схемы, задавая то или иное допустимое значение
относительной погрешности интегрирования
₽= ₽*•
Совершенно аналогично можно найти по-
грешности интегрирования при действии на вхо-
де экспоненциального или какого-либо другого
сигнала. Во всех случаях временной диапазон
схемы — малая доля постоянной времени ти. Уве-
личение ти расширяет временной диапазон схемы
и соответственно уменьшает погрешности интегри-
рования для сигналов заданной длительности t'.
Однако при этом уровень выходных сигналов па-
дает, поскольку uz ~ . Снижение уровня вы-
Ти
ходного сигнала может положить предел рациональ-
ному увеличению постоянной времени ти. Следует
заметить, что так как увеличение ти соответствует сужению полосы пропуска-
ния схемы, то по мере улучшения качества интегрирования уровень шума,
сопровождающий сигнал, снижается (в отличие от дифференцирующих
схем, в которых улучшение качества дифференцирования требует расшире-
ния полосы пропускания и сопровождается возрастанием уровня шума
на выходе). Поэтому снижение уровня сигнала, вообще говоря, может быть
скомпенсировано введением в схему (до интегрирующей цепи или после
нее) усилителя. Хорошие результаты дает построение специальных инте-
грирующих усилителей. Он представляет собой усилитель с параллельной
отрицательной емкостной обратной связью (рис. 6.72, б).
Включение емкости С в цепь параллельной обратной связи эквива-
лентно увеличению входной емкости усилителя на величину С (1 4- К).
Поэтому входная цепь усилителя на рис. 6.72, б эквивалентна ЛС-цепи
с емкостью С (1 4- К) на выходе и сопротивлением R 4- Ro, если
7?вх > (R 4- 7?0), а напряжение и2 в К раз превышает напряжение снимае-
мое с выхода этой цепи. Выходное напряжение описывается уравнением
= в (R+BO)C(K+1)<А + С e(fi+fio)C(K+i)rfz
Ч «3 с (Л+1)
(6.34)
и при действии на входе ступеньки напряжения Um0 в момент t = 0 следует
зависимости
u2 = XC/m0(l—е (6.35)
568
СХЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ СИГНАЛАМИ
[ГЛ. VI
(полагаем, что при t = 0 и2 = 0), где тй — (В + Во) С (К + 1). Это выра-
жение отличается от (6.32) только масштабными множителями, зависящими
от величины коэффициента усиления К. Включая конденсатор относительно
небольшой емкости в цепь отрицательной обратной связи усилителя с боль-
шим коэффициентом усиления, можно получить большую постоянную
времени тй, а варьируя величину К,— изменять качество интегрирования,
сохраняя постоянным уровень выходного сигнала. Действительно, из (6.35)
следует, что
ft_ Ди2 ^111 t
р“ $М1Л (я+/г0)С(/г+1)
убывает с увеличением К, а u^dt ^первый член разложения в ряд по сте-
пеням равный L < ?.- ) °т К не зависит.
Ти Ко) с у
Интегрирующие устройства широко используются в измерительной
аппаратуре для регистрации величин, пропорциональных интегралам мгно-
венных значений сигналов. Так, например, если мгновенный уровень сиг-
нала пропорционален изменению температуры того или иного тела, то при-
менение интегратора позволяет непосредственно определить количество
запасаемой или отдаваемой этим телом тепловой энергии. Таким же образом
можно перейти, например, от мощности излучения к излученной телом
энергии, от величины протекающего тока к протекающему за определенное
время заряду и т. д. В импульсной технике интеграторы часто применяют
как «накопительные» устройства, напряжение на выходе которых пропор-
ционально числу импульсов, действующих на их входе (см. гл. VIII, § 2).
Наконец, интеграторы с успехом используются в специальных устройствах,
позволяющих понизить уровень флуктуационных помех при наблюдении
формы периодических сигналов с соответствующим увеличением времени
наблюдений (см. гл. VII, § 1).
ГЛАВА VII
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИИ
УРОВНЯ СИГНАЛОВ
§ 1. УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
1. Основные сведения о приборах для наблюдения формы сигналов.
Для наблюдения формы сигнала, т. е. зависимости от времени тока или
напряжения, даваемого датчиком, вообще говоря, пригодно любое устрой-
ство, позволяющее получить ряд отсчетов мгновенных значений уровня
сигнала во время его действия. Необходимое число (или частота) отсчетов
определяется тем, насколько подробно должна быть снята зависимость и (t)
(или i (I)), т. е. насколько велико должно быть разрешение во времени
исследуемого процесса. Это дает верхний предел времени, которое может быть
затрачено на получение отдельных отсчетов,— оно не должно превышать
интервалов времени, в пределах которых укладываются детали исследуе-
мого процесса, несущие существенную информацию. Непрерывная реги-
страция уровня сигнала, по существу, не меняет дела, поскольку каждое
устройство непрерывного действия обладает определенным временем реак-
ции, которое и ограничивает разрешающее время устройства. Необходимый
временной диапазон измерительного устройства определяется длитель-
ностью регистрируемого процесса (если сигналы периодические,— их
периодом).
Возможность наблюдения деталей сигнала определяется также тем,
с какой степенью разрешения могут быть отмечены мгновенные значения
уровня сигнала, т. е. величиной Ап, при которой уровни сигнала и и и + Ди
четко различаются. Вместе с тем пределы изменения уровня сигналов, кото-
рые можно наблюдать без недопустимых искажений, даются видом ампли-
тудной характеристики и динамическим диапазоном устройства. Поэтому
к существенным характеристикам измерительного устройства, предназна-
ченного для наблюдения формы процессов, относятся динамический диа-
пазон и число отсчетных интервалов, на которые этот диапазон может быть
разбит (число отсчетных точек).
Любое устройство для наблюдения формы сигналов, вообще говоря,
содержит индикатор, предназначенный для записи сигнала, и устройство,
преобразующее сигнал, получаемый от датчика, к виду, пригодному для
управления работой индикатора. В простейшем случае это устройство
представляет собой усилитель. Его вход согласуется с датчиком, а усиление
выбирается таким, чтобы уровень выходных сигналов был достаточным для
приведения в действие индикатора. Кроме того, в приборе должцо быть
механическое или электронное устройство, позволяющее пространственно
разделить отсчеты уровня сигнала в разные моменты времени, т. е. получить
временною развертку сигнала. Амплитудная характеристика и динамиче-
ский диапазон прибора определяются как индикатором, так и усилителем,
а разрешающее время — еще и системой развертки сигнала.
570
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
ВГЛ. VII
Из большого числа приборов, специально предназначенных для наблю-
дения формы процессов, в настоящее время в физических лабораториях
наиболее широкое применение находят электронные пишущие потенцио-
метры и магнитоэлектрические и электронные осциллографы. Построенные
по различному принципу, они существенно различаются по своим харак-
теристикам и возможностям. Подробное описание этих приборов имеется
в литературе, и поэтому здесь будут приведены только самые краткие све-
4^
।
\0
?—
50гц
~^5Огц
Рис. 7.1. Иллюстрация принципа построения пи-
шущего потенциометра.
дения о них с указанием основных характеристик.
В электронных пишущих потенциометрах (их подробное описание
и классификация приведены в [190]) сигнал записывается пером на движу-
щейся бумаге. Запись может
вестись в полярных коорди-
натах на бумаге, наложенной
на вращающийся диск (при-
боры типа ЭПД, ЭМД и др.),
либо в декартовой системе
координат на бумаге, обер-
нутой вокруг вращающегося
цилиндра (ЭПВ-01), или на
движущейся бумажной ленте
(ЭПН-09, БП-102, ПС-1 и др.).
Сигнал может записываться
непрерывно или точками в
отдельные моменты времени.
Среди точечных потенцио-
метров имеются «многопози-
ционные», позволяющие по-
очередно, через определенные
интервалы времени, отмечать
точками уровни сигналов от нескольких присоединяемых поочередно ко
входу датчиков. Для экспериментальной работы в физических лаборато-
риях наибольший интерес представляют потенциометры с ленточной диа-
граммой (ЭПП-09, ПС-1, ПСМР-2, ЭППВ-21), которые мы и будем иметь в
виду ниже.
Принцип действия электронных пишущих потенциометров с непрерыв-
ной записью сигнала в декартовой системе координат на движущейся бумаж-
ной ленте иллюстрирует рис. 7.1. Напряжение между средней точкой пер-
вичной обмотки трансформатора Т и подвижным контактом прерывателя В
равно и' = Ui + и„б, где иав — разность потенциалов между точками а и б
моста, питаемого батареей U0. Сопротивление R* моста (реохорд) предста-
вляет собой прецизионный проволочный потенциометр дугообразной формы
относительно больших геометрических размеров (обычно длиной порядка
нескольких сотен миллиметров) с хорошим подвижным контактом. При
перемещении контакта изменяется величина иаб» причем сопротивления
Rt и R2 выбираются так, что при изменении уровня сигнала иг в заданных
пределах всегда можно отыскать такую точку на реохорде, для которой
и' = 0.
Подвижный контакт прерывателя В управляется электромагнитом,
питаемым сетевым напряжением, и вибрирует с частотой 50 гц. Поэтому
напряжение и' периодически подключается то к одному, то к другому концу
первичной обмотки трансформатора Т. В результате этого на его вторичной
обмотке появляется переменное напряжение с частотой 50 гц, амплитуда
которого пропорциональна абсолютной величине и', а фаза относительно
сетевого напряжения скачком изменяется на 180° при переходе через нуль.
Это напряжение усиливается и подается на одну из обмоток реверсивного
S 1] УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ 571
мотора. В простейшем случае вторая обмотка мотора питается переменным
сетевым напряжением. Направление вращения ротора мотора зависит
от фазы напряжения, снимаемого с выхода управляющего усилителя.
С вращением ротора одновременно перемещается и связанный с ним меха-
нической системой движок реохорда, причем в таком направлении, что
величина и' уменьшается. Когда это напряжение приближается к нулю,
мотор останавливается. Изменение входного напряжения приводит к по-
явлению вновь напряжения разбаланса на входе (д' =/= 0) и мотор опять
начинает вращаться, пока напряжение сигнала не будет скомпенси-
ровано.
С механизмом вращения реохорда связана каретка, несущая перо
с чернилами, перемещающаяся линейно в направлении, перпендикулярном
движению бумажной ленты. Перо прочерчивает на равномерно движущейся
ленте кривую, представляющую в декартовых координатах изменение
с течением времени уровня входного сигнала.
Полная схема электронного пишущего потенциометра содержит цепь
контроля тока, протекающего через реохорд (эталоном служит нормаль-
ный элемент), и специальные цепи успокоения двигателя (в быстродейст-
вующих потенциометрах), предотвращающие колебательный характер дви-
жения его ротора (и пера) при приближении схемы к равновесному состоянию
после изменения уровня сигнала. Кроме того, электронный потенцио-
метр имеет довольно сложную механическую часть, включающую и ленто-
протяжный механизм, приводимый в действие синхронным мотором, позво-
ляющий изменять скорость движения ленты.
Управляющие усилители электронных потенциометров обычно отно-
сительно просты. Такой усилитель может, например, содержать три каскада
усиления напряжения (на лампах 6Н9, 6Н2П или других маломощных
сдвоенных триодах) и мощный выходной балансный каскад, построенный
на триодах средней мощности (например, на лампах 6П1П, 6Н7, 6Н6П
и т. п.). Полные схемы таких усилителей содержатся в описаниях, прила-
гаемых к потенциометрам. Поскольку прибор, по существу, работает как
автоматический нуль-индикатор, служащий для сравнения напряжения
сигнала и± с падением напряжения на реохорде, амплитудная характери-
стика управляющего усилителя имеет второстепенное значение. Линейность
амплитудной характеристики потенциометра (понимаемой как зависимость
X = / (щ), где X — координата пера на бумажной ленте, см. рис. 7.1)
определяется линейностью реохорда. Обычно отклонения от линейности
амплитудной характеристики не превышают долей процента. Число отсчет-
ных точек в пределах динамического диапазона устройства определяется
тем минимальным напряжением разбаланса, которое достаточно для движе-
ния ротора мотора. Величина этого напряжения зависит от коэффициента
усиления управляющего усилителя и напряжения трогания самого мотора.
У хорошо отрегулированных типичных пишущих потенциометров при
ширине ленты 100, 160 или 275 мм (соответственно приборы ПСМР-2, ПС-1,
ЭПП-09) число отсчетных точек порядка нескольких сотен.
Разрешающее время пишущего потенциометра существенно зависит
от времени, необходимого для перемещения каретки на всю шкалу. У раз-
личных типов отечественных потенциометров это время лежит в пределах
от 1 до 30 сек. В зависимости от того, насколько быстрые изменения уровня
сигнала предполагается регистрировать, регулируется и скорость движения
бумажной ленты. Она должна быть достаточно велика для того, чтобы при
наиболее быстрых перемещениях каретки с пером прочерчиваемый график
был удобен для обработки. У отечественных пишущих потенциометров ско-
рость протяжки ленты может регулироваться в пределах от 60 до 9600 мм!час
(т. е. на 1 сек может приходиться от ~ 3 до ~ 0,02 мм).
572
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
Приведенные цифры показывают, что электронные пишущие потенцио-
метры непригодны для регистрации процессов, происходящих в течение
долей секунды. С другой стороны, они обладают очень большим временным
диапазоном. Длительность непрерывной регистрации сигнала ограничи-
вается только временем протягивания всей ленты, которое при небольших
скоростях ее движения достигает многих десятков часов.
Выпускаемые потенциометры типа ЭПП-09 имеют верхний предел
измерений 10, 50 или 100 мв. Их входное сопротивление не превышает
1000 ом. Поэтому, для того чтобы напряжение сигнала было близко к э. д. с.
Рис. 7.2. Схема балансного катодного повтори-
теля, используемого для перехода от высокоом-
ного датчика к низкоомному входу пишущего
потенциометра.
_____ датчика, сопротивление послед-
+ 2ООв него должно быть заметно мень-
ше этой величины. Само собой
разумеется, что если э. д. с.
датчика недостаточно велика,
ЗЯ* между ним и электронным по-
тенциометром может быть вклю-
чен усилитель. Для реализации
большого временного диапазона
потенциометра это должен быть
усилитель медленно меняющих-
ся сигналов (см. гл. IV, § 4).
Можно также увеличить коэф-
фициент усиления усилителя,
имеющегося в самом потенцио-
метре, что сделано в приборе
ЭПП-11 [191]. Потенциометр
имеет верхний предел измере-
ний всего 100 мкв.
Если датчик имеет большое
внутреннее сопротивление, то
между ним и входом потенцио-
оче-
метра рационально включить переходный каскад, играющий в первую
редь роль трансформатора сопротивления. Поскольку, с одной стороны,
в цепи связи такого каскада с потенциометром не следует включать раз-
делительные конденсаторы, а с другой стороны, начальное напряжение
на входе потенциометра должно быть нулевым, используются каскады,
собранные по мостовым (балансным) схемам. В частности, может быть
применен балансный катодный повторитель (см. гл. III, § 3), построен-
ный на лампах с достаточно большой крутизной для получения не слишком
малого коэффициента передачи напряжения. Для примера на рис. 7.2 при-
ведена схема такого типа. Для изменения предела измерений сигнал на входе
потенциометра снимается с тех или иных участков катодных сопротивлений
ламп.
Специально для работы с высокоомными датчиками (фотоэлементами
с внешним фотоэффектом, фотоэлектронными умножителями и т. п.) выпу-
скаются электронные потенциометры ЭППВ-51, в которых контактный
модулятор включен не в первичную обмотку трансформатора (как в ЭПП-09,
ЭПП-11 и др.), а на вход электрометрического каскада (построенного
на лампе 6Ж1Ж). Прибор имеет высокое входное сопротивление
(15—650 Л/ол(), и его максимальная чувствительность к току 6-10~10 а на всю
шкалу. В пишущем потенциометре ЭПП-40 преобразование постоянного
напряжения в переменное осуществляется с помощью динамического кон-
денсатора на входе [192]. Этот потенциометр имеет входное сопротивление
около 1014 ом и входную емкость около 20 пф. Его максимальная чувстви-
тельность 100 мв на всю шкалу (около 2-10"12 к).
§ 1)
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
573
Рис. 7.3. Иллюстрация устройства шлейф-
ного гальванометра.
Магнитоэлектрический осциллограф (193] относится к широкому
классу измерительных приборов с электромеханической подвижной систе-
мой и по существу представляет собой зеркальный гальванометр с приспо-
соблением для наблюдения и записи изменения с течением времени уровня
сигнала. Основной элемент осциллографа —«вибратор» или «шлейф»—
петля из тонкой металлической ленты, натянутая в узком зазоре постоян-
ного магнита и опирающаяся на две призмы (рис. 7.3). На среднюю часть
петли наклеено миниатюрное зеркало (площадью порядка квадратного
миллиметра). Специальная оптическая система направляет на зеркало
узкий пучок света, который после отражения фокусируется на подвижную
фоточувствительную ленту (киноплен-
ка шириной 35 мм, фотопленка шири-
ной 250 мм или лента из фотобумаги
той или иной ширины). При протека-
нии тока по петле она получает вра-
щательный момент и зеркало повора-
чивается. В области малых углов по-
ворота величина угла пропорциональ-
на току и отклонение на ленте свето-
вого пятна от его начального положе-
ния X пропорционально уровню
сигнала.
Мгновенное положение пятна на
ленте (его координата X) не может
быть отмечено с точностью выше не-
скольких десятых миллиметра. Поэто-
му число отсчетных точек в пределах
динамического диапазона магнитоэлектрического осциллографа при бла-
гоприятных условиях (хорошая фокусировка, четкая запись кривой) име-
ет значение порядка нескольких сотен при широкой ленте и порядка
нескольких десятков при записи на кинопленку.
Чувствительность шлейфа зависит от напряженности магнитного поля
в зазоре, упругости нити и ее натяжения и измеряется величиной отклоне-
ния светового пятна на экране, удаленном от зеркала на 1 м, при протека-
нии через шлейф постоянного тока силой в 1 ма. Типовые шлейфные осцил-
лографы имеют набор шлейфов с разной чувствительностью, перекрывающей
довольно широкий диапазон, причем конструкция осциллографа допускает
одновременную запись на пленке нескольких сигналов, подведенных к раз-
ным шлейфам. Так, например, в осциллографе МПО-2 имеется восемь шлей-
фов, чувствительность прибора лежит в пределах от 0,05 мм /ма до 12,5 мм /ма
(при расстоянии от зеркала до фотопленки 250 мм).
В зависимости от упругости нити и ее натяжения, а также массы подвиж-
ной системы, каждый шлейф имеет определенное значение собственной
(резонансной) частоты. Для того чтобы поворот зеркала под влиянием изме-
нения тока в петле не сопровождался колебаниями системы около нового
положения равновесия, петля с зеркалом погружается в масло. Его вяз-
кость подбирается так, чтобы режим системы был близок к критическому.
Резонансные свойства шлейфов приводят к тому, что их чувствитель-
ность существенно зависит от частоты сигналов. Неравномерность частотной
характеристики апериодических вибраторов не превышает примерно 20%,
а сдвиг фазы угла поворота зеркала относительно фазы тока остается малым
вплоть до частоты, близкой к резонансной частоте шлейфа. При дальнейшем
увеличении частоты сигнала чувствительность шлейфа быстро падает,
а фазовый сдвиг нарастает. Резонансная частота стандартных шлейфов
лежит в пределах от 1 до 15 кгц (у шлейфов осциллографа МПО-2 —
574
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
от 1200 гц до 10 кгц). Поскольку одни и те же параметры шлейфа определяют
и его резонансную частоту и чувствительность, то чувствительные шлейфы
сравнительно низкочастотны, т. е. пригодны для регистрации только отно-
сительно медленных процессов (указанные выше резонансные частоты
шлейфов МПО-2 соответствуют диапазону времен реакции от ~ 3,5-10"4 сек
до ~ 3-10 6 сек).
В последнее время разработаны более чувствительные вибраторы,
в которых петля из металлической ленты заменена рамкой [194]. Шлейфы
такого типа с чувствительностью от 300 мм/ма-м до 125 000 мм/ма-м,
но с резонансными частотами, лежащими в области от 300 до 1,25 гц, входят
в комплект 18-шлейфного осциллографа ОМС-М [195]. В осциллографе
ПОБ-14 применены менее чувствительные, но зато более высокочастотные
рамочные вибраторы. Они имеют чувствительность от 0,3 мм/ма-м до
1000 мм/ма-м и резонансные частоты от 5 кгц до 100 гц [194].
Временная развертка в шлейфном осциллографе осуществляется
с помощью равномерного передвижения фоточувствительной ленты (элек-
тромотором или пружинным механизмом). Скорость движения пленки
можно регулировать, выбирая ее в соответствии с тем, сколь быстрые изме-
нения уровня сигнала предполагается регистрировать. У осциллографа
МПО-2 максимальная скорость движения пленки — 5 м/сек. Поэтому вре-
мени реакции наиболее высокочастотного шлейфа этого осциллографа
(/р ~ 3-10"6 сек) соответствует перемещение пленки менее чем на 0,2 мм,
что само по себе может ограничивать временное разрешение прибора.
В осциллографе ПОБ-14 максимальная скорость развертки увеличена
до 800 мм/сек.
Для определения масштаба по оси времени в шлейфных осциллографах
можно использовать один из шлейфов, не занятых регистрируемым сигна-
лом, подав на него гармоническое напряжение или импульсы известной
частоты. Наибольшую точность отсчета времени дают «метки времени»
в виде периодических кратковременных импульсов, которые могут быть
получены путем преобразования гармонических сигналов или с помощью
релаксационных генераторов (см. гл. V, § 2).
В большинстве шлейфных осциллографов имеются собственные отмет-
чики времени. Например, в приборах ОМС-11 и ПОБ-14 на осциллограмму
наносятся метки времени в виде тонких поперечных линий, проходящих
через всю ленту. Для их получения используется специальная оптическая
схема с контактным хронометром или мотором со стабилизированным числом
оборотов.
Для визуального наблюдения сигнала отраженный от зеркала вибра-
тора шлейфного осциллографа световой пучок проектируется на матовый
экран с помощью специальной разворачивающей зеркальной системы.
Последняя построена так, что луч света периодически с постоянной скоро-
стью скользит по экрану в направлении, перпендикулярном его перемеще-
нию при повороте зеркала шлейфа, и, дойдя до края экрана, практически
мгновенно возвращается в начальное положение. Если период записывае-
мого явления и период развертки луча кратны, то на экране наблюдается
неподвижная кривая.
Так как для приведения в действие вибраторов (особенно высоко-
частотных) нужен сравнительно большой ток, а сопротивление их невелико
(порядка единиц или десятков ом), то шлейфный осциллограф может быть
непосредственно присоединен только к низкоомному сильноточному дат-
чику. Если же датчик высокоомный, то между ним и вибратором осцилло-
графа включают каскад, представляющий собой усилитель тока- Поскольку
начальный ток, протекающий через шлейф, должен быть равен нулю, такие
каскады строятся по балансным схемам. В частности, для этой цели приме-
s U
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
575
(7.1>
Рис. 7.4. Балансный катодный по-
вторитель, применяемый для пита-
ния шлейфа.
няют балансный катодный повторитель (рис. 7.4). Коэффициент передачи
напряжения такого каскада при малом сопротивлении шлейфа (Кш < Вк
и см. выражение (3.100)): К = . Поэтому
. _ 5
. гш — 2 ‘
Отсюда легко оценить величину входного сигнала, необходимого для при-
ведения в действие того или иного шлейфа.
Схема, изображенная на рис. 7.4, пригодна для управления относи-
тельно слаботочными шлейфами, поскольку диапазон изменения анодного
тока триода 6Н1П в выбранном режиме —
около 15 ма. Переходя к более мощным
лампам (6Н12С, 6Н6П и др.), можно по-
строить балансные каскады и для управле-
ния сильноточными шлейфами. Неудобство
таких схем заключается в необходимости
располагать сравнительно мощным источ-
ником анодного питания. В этом отноше-
нии явное преимущество имеют транзистор-
ные схемы. Элементарная схема на тран-
зисторах — балансный эмиттерный повто-
ритель, — представляющая собой аналог
балансного катодного повторителя, при-
ведена на рис. 7.5. Эта схема имеет не-
большой коэффициент усиления тока
(а* « 20), и поэтому при высокоомных датчиках вводятся дополнительные
каскады между ее входом и датчиком [69]. Известное неудобство схемы
заключается в том, что она требует периодической балансировки.
Наибольшее распространение для наблюдения формы сигналов (а в сово-
купности с фотоприставкой — для их записи) при физических исследованиях
получили катодные осциллографы. Обла-
дая необычайно широкими возможностя-
ми изменения разрешающего времени, они
позволяют наблюдать сигналы вплоть де
миллимикросекундного диапазона. Вместе
с тем число отсчетных точек и точность-
воспроизведения сигнала у них меньше,
чем у пишущих потенциометров или ма-
гнитоэлектрических гальванометров. Рас-
смотрению катодных осциллографов в свя-
зи с их различными применениями посвя-
щены специальные книги [169, 196]. Поэто-
му здесь по-прежнему ограничимся описа-
нием лишь в самых общих чертах основ-
ных особенностей работы этих приборов,
большое количество специализированных
Рис. 7.5. Балансный эмиттерный
повторитель, применяемый для пи-
тания шлейфа.
В настоящее время имеется
катодных осциллографов наряду с универсальными приборами, пригодными
для применения их в самых различных исследованиях. Основной элемент
катодного осциллографа— электроннолучевая трубка. В большинстве при-
боров применяются трубки с управлением электронным лучом электриче-
ским полем. Как известно, такая трубка состоит из электронной пушки,
системы отклоняющих электродов и экрана, который покрыт люминесци-
рующим составом и служит для преобразования энергии электронов в свето-
вую. В некоторых конструкциях трубок имеется несколько пушек (2—4), что-
позволяет наблюдать на экране одновременно несколько сигналов.
576
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
Источником электронов в пушке служит накаленный катод (рис. 7.6).
Он обычно охватывается цилиндром с закрытым торцом, в котором имеется
отверстие, расположенное против поверхности катода. Изменяя напряжение
на этом (модулирующем) электроде относительно катода, можно регулиро-
вать яркость светящегося пятна на экране вплоть до его полного исчезнове-
ния. За модулирующим электродом у большинства современных электрон-
ных пушек расположен ускоряющий электрод. Если его потенциал отно-
сительно катода поддерживается неизменным, ток в луче слабо зависит
от изменения потенциалов на последующих электродах электроннооптиче-
ской системы. Вместе с тем, изменяя распределение потенциалов между
ними, можно управлять фокусным расстоянием электроннооптической
системы и фокусировать, таким образом, электронный поток на экране
Рис. 7.6. Схематическое изображение осциллографической
трубки.
трубки. В трубках, рассчитанных на наблюдение сигнала в декартовой
системе координат, по выходе из пушки электронный луч последовательно
проходит сначала между первой, а затем между второй парами пластин,
расположенными во взаимно перпендикулярных плоскостях. Электрическое
поле между пластинами каждой пары вызывает отклонение электронного
луча и перемещение светящегося пятна на экране трубки; два взаимно пер-
пендикулярных смещения складываются векторно.
Размеры светящегося пятна на экране зависят от качества электронно-
оптической системы трубки, скорости и плотности электронов в пучке, дости-
гающем экрана, и свойств последнего. Для наблюдения однократных или
повторяющихся через большие интервалы времени сигналов удобно при-
менять трубки, у которых послесвечение экрана настолько длительно, что
след луча сохраняется на время, достаточное для визуального наблюдения
или измерений. Экраны с длительным послесвечением обычно состоят из двух
слоев разных люминофоров. Один из них возбуждается электронами и имеет
короткое синее свечение, а второй, расположенный под ним, имеет длитель-
ное послесвечение (зелено-желтого цвета) и возбуждается свечением пер-
вого. Примером трубки с экраном с малой длительностью свечения может
служить трубка 13ЛО36, а с экраном с длительным послесвечением —
13ЛО37. Размер светящегося пятна у трубок с коротким послесвечением
обычно несколько десятых долей миллиметра, а в специальных конструк-
циях «микроосциллографов» размер пятна 10-2—10~3 мм [197, 1981. У тру-
бок с длительным послесвечением диаметр пятна в несколько раз больше
и может быть порядка миллиметра.
Размер светящегося пятна существенно определяет число отсчетных
точек, укладывающихся на каждой оси экрана трубки,— ее разрешающую
способность. У разных типов современных осциллографических трубок
? И
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
577
число отсчетных точек колеблется от нескольких
сотен.
Для наблюдения формы сигналов на экране
десятков до нескольких
трубки и в особенности
для фотографирования экрана существенное значение имеет яркость пятна.
Последняя приблизительно пропорциональна квадрату ускоряющего напря-
жения, и поэтому путем увеличения последнего можно увеличить яркость
пятна без увеличения его размеров. Однако с возрастанием скорости элек-
тронов в пучке падает чувствительность трубки (величина отношения пере-
мещения светящегося пятна на экране к разности потенциалов между откло-
няющими пластинами). Для получения сравнительно большой чувстви-
применяют ускорение
Рис. 7.7. Иллюстрация
трапецеидальных иска-
жений.
тельности при большой яркости свечения экрана
электронов после отклонения их пластинами (труб-
ки с послеускорением). С этой целью на внутреннюю
поверхность колбы осциллографической трубки вбли-
зи экрана наносят кольца из аквадага или другого
проводящего вещества и подают на них постепенно
возрастающее напряжение.
Увеличение яркости пятна необходимо для уве-
личения скорости записи по мере перехода к реги-
страции все более и более быстропеременных про-
цессов. Максимальная возможная скорость реги-
страции ограничивается тем, что с увеличением ско-
рости движения пятна яркость свечения падает и,
наконец, становится слишком малой для того, чтобы
вызвать почернение фоточувствительного слоя. При-
меняя светосильную оптику и чувствительные фотоматериалы с трубками
без послеускорения и напряжением питания электронной пушки, равным
1—2 кв, можно получить скорость записи порядка нескольких километ-
ров в секунду. У трубок с послеускорением электронов до 10—20 кв мак-
симальная скорость записи возрастает до многих десятков или нескольких
сотен километров в секунду. Наконец, специальные высоковольтные труб-
ки, предназначенные для исследования сверхбыстрых процессов, позволяют
довести скорость записи до многих десятков тысяч километров в секунду.
Чувствительность большинства трубок с напряжением питания в
несколько киловольт, используемых в широко применяемых лабораторных
осциллографах, колеблется в пределах от 2 до 0,2 мм!в. Чувствительность
высоковольтных трубок с напряжением питания 10—20 кв (например,
23ЛО51А) примерно на порядок ниже. Следует иметь в виду, что чувстви-
тельность некоторых трубок по одной паре пластин зависит от напряжения,
приложенного ко второй паре пластин. Иначе говоря, чувствительность,
например, по горизонтальной оси зависит от расположения луча на верти-
кальной оси, причем по мере удаления луча от центра экрана чувствитель-
ность трубки уменьшается. Поэтому, если на одну пару пластин подать
переменное напряжение с постоянной амплитудой и постепенно перемещать
луч по экрану, изменяя напряжение между второй парой пластин, то длина
линий будет меняться, а сами они будут искривляться по мере удаления
от диаметра трубки (рис. 7.7). Это явление обусловлено неравномерностью
поля между отклоняющими пластинами, которая возрастает по мере прибли-
жения к их краям. Такие искажения, носящие название трапецеидальных,
могут привести к заметным погрешностям при использовании трубки для
количественных измерений. Обнаружить трапецеидальные искажения
и судить об их величине можно, наблюдая на экране осциллографа картину,
аналогичную приведенной на рис. 7.7.
Если длительность сигнала, действующего на отклоняющих пластинах,
соизмерима со временем пролета электронов через отклоняющую систему,
37 а. М. Бонч-Бруевич
578
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
|ГЛ. VII
то чувствительность трубки оказывается меньшей, чем измеренная при
низких частотах или при действии между пластинами постоянной разности
потенциалов. У обычных широко распространенных трубок это явление
наблюдается при частотах, превышающих 100 Мгц, причем чувствительность
по мере увеличения частоты падает, а затем становится «отрицательной»,
т. е. отклонение пятна на экране происходит в противофазе с переменным
напряжением на отклоняющих пластинах. Это явление может привести
к сильному искажению формы сверхкоротких сигналов, в спектре которых
имеются достаточно высокочастотные компоненты. Поэтому для исследова-
ния ультрабыстрых процессов применяются специальные высокочастотные
трубки, в которых отклоняющая луч система построена таким образом, что
чувствительность сохраняется большой в области сверхвысоких частот
(трубки с бегущей волной). Что касается увеличения длительности реги-
стрируемого сигнала, то электроннолучевые трубки, вообще говоря,
не накладывают никакого ограничения, кроме, разумеется, изменения
масштаба по оси времени, препятствующего наблюдению деталей про-
должительного сигнала, укладывающихся в небольшие интервалы
времени.
Для перемещения светового пятна в пределах всего экрана нужно пода-
вать на отклоняющие пластины напряжение порядка нескольких десятков
или нескольких сотен вольт (в зависимости от типа трубки). Мощность,
потребляемая трубкой, ничтожна и в осциллографических устройствах прак-
тически не учитывается. Небольшая мощность сигнала, обычно необходимая
для управления лучом, определяется тем, что пластины соединяются между
собой или с нулевым проводом схемы с помощью сопротивлений (порядка
0,5—1 Мом, а в некоторых случаях меньше) для подачи на них исходного
напряжения, задающего начальное положение луча на экране. Собственная
емкость пластин вместе с подводящими проводами имеет величину порядка
нескольких пикофарад. В специальных высокочастотных трубках, в которых
пластины выведены не на цоколь, а на боковую поверхность трубки, эта
емкость еще меньше.
Рис. 7.8. Блок-схема простого электронного осциллографа.
2. Основные блоки катодных осциллографов. Катодные осциллографы
применяют для наблюдения и регистрации как периодических, так и одно-
кратных процессов. Блок-схема осциллографа приведена на рис. 7.8 (источ-
ники питания трубки и остальных элементов прибора на рисунке не указаны);
Если уровень сигнала достаточно велик, он может быть непосредственно
подан на отклоняющие пластины трубки. Как правило, напряжение, свя-
занное с исследуемым явлением, подают на пару пластин, отклоняющих
I tl
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
579
луч в вертикальной плоскости (вход У). Поэтому часто вертикальную ось
экрана трубки называют осью явления.
Во многих случаях напряжение, получаемое от источника сигналов,
недостаточно для отклонения светящегося пятна на значительную часть
экрана трубки, что необходимо для реализации ее разрешающей способ-
ности. Если датчик высокоомный, то повысить сигнал можно, увеличив
сопротивление нагрузки. Однако при этом возрастает постоянная времени
нагрузочной цепи и «падает временное разрешение устройства. Поэтому воз-
можность повышения уровня сигнала таким путем ограничена и большей
частью между датчиком и осциллографической трубкой вводят усилитель.
Усилитель, монтируемый вместе с электроннолучевой трубкой в общем
кожухе, имеет достаточно большой выходной динамический диапазон для
того, чтобы нелинейные искажения при отклонении луча на весь экран
не превосходили нескольких процентов. Обычно усилители строятся с сим-
метричным выходом. Это связано с тем, что отклонение пятна от центра
экрана сопровождается увеличением 'его размеров, причем пятно приобре-
тает эллиптическую форму. Дефокусировка пятна обусловлена тем, что
электроны, покинувшие пушку, движутся не в эквипотенциальном про-
странстве. Она минимальна, если средний потенциал пластин остается
неизменным при действии сигнала, что и имеет место при симметричном
выходе усилителя.
Ряд схем усилителей, специально предназначенных для работы с осцил-
лографическими трубками, был приведен в гл. IV, § 1. Требования, которым
должен удовлетворять усилитель для того, чтобы вносимые им линейные
искажения не превосходили допустимой величины, зависят от назначения
осциллографа. Типовые осциллографы, широко используемые в лабора-
торной практике, имеют усилители оси У с полосой пропускания от несколь-
ких герц до нескольких сотен килогерц или мегагерц [199]. Полоса пропу-
скания усилителей осциллографов высокого класса охватывает область
частот до значений порядка нескольких десятков мегагерц. В осциллогра-
фах, предназначенных для работы с импульсами, имеющими длительность
порядка сотых или тысячных долей микросекунды, применяются усили-
тели с распределенными параметрами. К числу таких осциллографов отно-
сится, например, прибор ДЭСО-1 с двухлучевой осциллографической
трубкой и двумя У-усилителями, построенными по схеме, приведенной на
рис. 4.33. Наконец, имеются осциллографы для исследования не только
быстро, но и медленно протекающих процессов, содержащие усилители с
непосредственной связью (ЭНО-1, двухлучевой осциллограф ДЭО-1 и
другие).
Коэффициент усиления большинства осциллографических усилителей
лежит в пределах от нескольких сотен до нескольких тысяч. В усилителе
предусматривается возможность регулировки коэффициента усиления,
а на входе обычно включают аттенюатор (широкополосный делитель напря-
жения). Благодаря этому при -изменении амплитуды сигналов в широком
диапазоне можно выбрать наивыгоднейшие условия для наблюдения их
на экране трубки. При малом уровне сигналов между датчиком и входом
осциллографа может быть включен тот или иной дополнительный усилитель.
Разумеется, его характеристики должны быть выбраны так, чтобы вносимые
им искажения лежали в допустимых пределах. Если же исследуемое напря-
жение достаточно велико, для отклонения светящегося пятна на экране
трубки на значительную величину, желательно не применять усилителей'
вовсе с тем, чтобы не вносить лишних искажений в форму наблюдаемых :
сигналов. В типовых осциллографах предусмотрена возможность подачи
сигналов прямо на отклоняющие пластины трубки без нарушения ее н©р-
мальней работы или потери управления начальным положением луча.
37*
580
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
На вторую пару пластин трубки (обычно через усилитель) подают
напряжение, дающее временную развертку сигнала, е. обеспечивающее
перемещение луча по известному закону в направлении, перпендикулярном
оси явления. Для получения напряжения развертки в схему вводят «гене-
ратор развертки» (см. рис. 7.8). При исследовании периодических процессов
используют периодическую развертку, выбирая ее частоту равной или крат-
ной частоте следования сигналов. В простейшем случае применяют линей-
ную развертку, дающую возможность получить постоянный масштаб по оси
времени. Для этого служит генератор пилообразного напряжения. Линей-
ное нарастание напряжения служит для создания «рабочего» хода луча
трубки, а возвратный скачок — для «обратного» хода луча. Отклонение раз-
вертки от линейной может вызвать искажение формы сигналов не менее
существенное, чем искажения при усилении. Для того чтобы установить
степень линейности развертки (и одновременно судить о масштабе по оси
времени), достаточно проследить за разверткой гармонического напряже-
ния, поданного на сигнальные пластины. Зная характер нелинейности раз-
вертки, можно ввести соответствующие коррективы в форму наблюдаемого
явления. В некоторых случаях нелинейность развертки вводят умышленно
для того, чтобы растянуть одну часть исследуемого процесса за счет сжатия
другой. Если при этом закон перемещения луча по оси времени известен,
не представляет труда привести наблюдаемый процесс к линейному масштабу
по оси времени. Для того чтобы на экране наблюдать неподвижное изобра-
жение, генератор развертки обычно синхронизируется исследуемым напря-
жением. Для этого на него подается (часто через вспомогательный каскад,
служащий усилителем и буфером) часть напряжения, снятого с выхода
усилителя оси У. До поступления на трубку напряжение, возбуждаемое
генератором развертки, усиливается с помощью усилителя оси X. В осцил-
лографах обычно предусматривается возможность отключения входа этого
усилителя от генератора развертки и присоединение к специальной входной
клемме осциллографа (вход X на рис. 7.8). Подавая на вход У напряжение,
отражающее одно явление, а на вход X — напряжение, отражающее другое
явление, можно изучать зависимость одного явления от другого. Точно
так же на вход X может быть подано напряжение, пропорциональное тому
или иному физическому параметру (току, давлению, освещенности, частоте
сигналов и т. д.), определяющему протекание исследуемого явления. Пример
применения таких «безвременных» осциллограмм будет приведен ниже.
Усилитель оси X обычно имеет характеристики, несколько худшие,
чем усилитель оси У, и лишь в прецизионных лабораторных осциллографах
оба усилителя делаются с возможно более идентичными характеристиками.
Это может быть существенно для изучения связи двух процессов методом
безвременных осциллограмм и применения некоторых специальных видов
разверток (см. п. 3 настоящего параграфа).
При исследовании непериодических процессов, например при наблюдении
одиночных импульсных сигналов, изучении однократных явлений и т. и.,
периодическая развертка неудобна. В этих случаях применяют ждущую
развертку, которая позволяет подавать на пластины оси времени напряже-
ние только при действии на входе схемы исследуемого сигнала. Для, этого
используется генератор пилообразного напряжения, превращенный в одно-
тактный триггер (см. гл. V, § 3). При поступлении на вход осциллографа
исследуемого напряжения- триггер совершает один цикл колебаний, дает
однократное перемещение луча по оси времени и возвращается в исходное
состояние. Если изучаемое явление неуправляемое (например, наблюдаются
импульсы, даваемые счетчиками частиц), то запуск генератора однократной
развертки осуществляется самим исследуемым напряжением. Недостаток
этого метода заключается в том, что запуск развертки происходит лишь
§ и
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
581
после того, как явление достигнет определенной стадии (например, напря-
жение в импульсе возросло до критического значения). Поэтому начальные
стадии процесса остаются вне наблюдения, так как они поступают на трубку
до того, как начнется перемещение луча по оси времени. Для того чтобы
избежать этого, вводят между сигнальным входом осциллографа и пласти-
нами трубки линию задержки. Ее качество должно быть достаточно высоким
для того, чтобы она не внесла искажений (см. гл. I, § 4). Если же начало
исследуемого процесса фиксировано и определяется внешним воздействием
(например, включением питания, открыванием фотозатвора, проскакива-
нием между электродами электрической искры и т. и.), то одновременно,
Рис. 7.9. Пример схемы ждущей развертки.
независимо от развития изучаемого процесса, может быть запущена раз-
вертка. В этом случае на экране трубки наблюдаются и самые начальные
стадии явления.
Пример относительно простой схемы однократной (ждущей) развертки
приведен на рис. 7.9. На лампе Л1 построен каскад с катодно-анодной
нагрузкой, позволяющий подавать импульсы отрицательной полярности
на последующую часть схемы при любой полярности входного (запускаю-
щего) сигнала. Второй каскад, собранный на лампе Л2, служит для усиле-
ния запускающих сигналов и одновременно используется как дискриминатор,
не пропускающий сигналы, амплитуда которых меньше определенной вели-
чины (порог дискриминации устанавливается регулировкой смещения на
сетке лампы). Далее следует однотактный триггер, в котором лампа Л3
заперта. При этом ее анодное напряжение велико (х Еа), лампа Лб открыта
и конденсатор С" заряжен до анодного напряжения последней, значительно
меньшего Еа.
При действии запускающего импульса достаточной амплитуды, посту-
пающего на триггер через диод триггер на некоторое время переходит
в состояние, в котором лампа Л3 открыта. Понижение анодного напряжения
этой лампы при ее отпирании влечет за собой запирание Лъ, и конденсатор С"
начинает заряжаться от источника анодного питания через сопротивление R "
с постоянной времени тр = R"C". Этот процесс продолжается в течение
времени t, и возрастающее напряжение на конденсаторе С" после прохо-
ждения через усилитель с парафазным выходом используется для рабочего
хода луча на экране трубки. Параметры схемы выбираются так, что тр > t';
это определяет относительно небольшую нелинейность развертки.
582
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И* РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
По прошествии времени t' триггер возвращается в исходное состояние,
лампа Л5 отпирается и напряжение на конденсаторе С" падает до своего
начального значения. Для увеличения скорости разрядки конденсатора
(т. е. для получения быстрого обратного хода луча) в схему введен диод Д2,
через который протекает разрядный ток.
Управление масштабом по оси времени осуществляется изменением
величины постоянной времени тр (в полной схеме имеется набор конденса-
торов С"), а управление длительностью развертки — изменением постоян-
ней времени цепи связи триггера тр — R'C. Если амплитуда развертки
должна оставаться неизменной независимо от ее скорости, то обе постоян-
ные времени тр и тр должны регулироваться одновременно. Для этого в кон-
струкции генератора предусматривается одновременное переключение кон-
денсаторов С и С"и одновременное плавное изменение сопротивлений R' и R'
(для плавного изменения масштаба по оси времени).
В приведенной схеме нелинейность развертки обусловлена изменением
напряжения на конденсаторе С" по экспоненциальному закону и для линеа-
ризации напряжения не принято никаких мер. Большая линейность может
быть получена в схеме зарядки конденсатора постоянным по величине током
(см. гл. V, § 4), но при этом генератор усложняется.
В настоящее время имеется огромное многообразие схем ждущей раз-
вертки, отличающихся диапазоном скоростей развертки, линейностью раз-
вертывающего напряжения, стабильностью работы, методом восстановления
и т. д. Среди них имеются и схемы, позволяющие легко переходить от режима
периодической к режиму однократной развертки [169, 200]. Такие схемы
полезны для постройки универсальных лабораторных осциллографов, пред-
назначенных для наблюдения как периодических, так и одиночных явлений.
Существенной помехой наблюдению сигналов при ждущей развертке
служит большая яркость светового пятна на экране трубки в начальном
положении луча, где он находится относительно долго. Поэтому обычно
в осциллографах с ждущей разверткой применяется система «подсветки луча».
Исходный потенциал модулирующего электрода, задаваемый выбором соот-
ветствующих сопротивлений потенциометра в цепи питания электронной
пушки (см. рис. 7.6), выбирается таким, что луч практически полностью
погашен или чрезвычайно слабый. Вместе с тем одновременно с напряже-
нием развертки, подаваемым на отклоняющие пластины, т. е. одновременно
с поступлением регистрируемого сигнала, на модулирующий электрод
поступает импульс напряжения положительной полярности (импульс под-
светки), задающий достаточно большую яркость луча в течение всей раз-
вертки. При обратном ходе луча его интенсивность опять оказывается малой.
В приведенной на рис. 7.9 схеме импульс подсветки может быть снят
с анода лампы Л^. Так как модулирующий электрод находится при большом
отрицательном потенциале относительно нулевого провода (а следова-
тельно, и всей схемы генератора развертки в целом), импульс подсветки
подается на него через разделительную цепь, содержащую конденсатор
с достаточно большим пробивным напряжением. Кроме того, обычно в схему
вводится буферный каскад (например, катодный повторитель).
Система автоматического управления яркостью луча применяется
не только при ждущей, но и при периодической развертке. Здесь она исполь-
зуется для затемнения луча при его обратном ходе с тем, чтобы на наблю-
даемую на экране осциллограмму не накладывалась развертка сигнала при
возвратном движении луча. В простейшем виде гасящее напряжение полу-
чается путем дйфференцирования пилообразного напряжения развертки.
При этом получаются два импульса разной полярности: один, соответ-
ствующий прямому ходу луча, а второй — обратному. Последний и подается
через специальный усилительный и формирующий каскад и разделительную
S 1)
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
583
цепь на модулирующий электрод трубки. Гасящий импульс должен иметь
отрицательную полярность, а начальное напряжение на модулирующем
электроде выбирается таким, что яркость луча в течение рабочего хода
достаточно велика.
В современных катодных осциллографах периодическую модуляцию
яркости луча используют для наглядного определения масштаба по оси
времени путем нанесения на осциллограмму «отметок времени». Для этого в
осциллограф вводят генератор, подающий на модулирующий электрод крат-
ковременные импульсы с хорошо известным периодом чередования. В резуль-
тате на осциллограмме наблюдается ряд отличающихся своей яркостью
точек, которые отстоят друг от друга на равные интервалы времени. Другой
метод заключается в нанесении
меток времени на прочерчивае-
мую на экране линию в виде
кратковременных пиков не-
большой амплитуды.
Для получения импульсов
отметок времени служит спе-
циальный генератор, указан-
ный в блок-схеме на рис. 7.8.
Обычно он состоит из генера-
тора гармонических колеба-
ний, работающего с достаточно
Рис. 7.10. Блок-схема для получения отметок вре-
мени на экране осциллографа.
большой стабильностью и синхронизированного с генератором развертки
(что необходимо для получения неподвижных отметок времени на основном
луче). Возбуждаемое им напряжение преобразуется в усилителе-ограничи-
теле в последовательность прямоугольных импульсов, которые в свою
очередь, проходя через .RC-цепь с малой постоянной времени, превращаются
в кратковременные импульсы положительной и отрицательной полярности
(рис. 7.10). Эти импульсы вновь усиливаются (причем через усилитель
проходят импульсы только одной полярности) и подаются на модулирую-
щий электрод трубки или через последние каскады усилителя оси Y на
пластины отклонения луча.
Заметим, что управление яркостью луча может быть использовано
не только для улучшения условий наблюдения осциллограмм или нанесения
меток времени, но также для выделения определенных стадий наблюдаемого
процесса, установления корреляции между разными явлениями и т. п. Этим
самым вводится еще одна — третья — переменная в осциллограмму, наблю-
даемую на экране трубки. Поэтому иногда говорят о третьем входе осцил-
лографа или об «оси Z», имея в виду управление яркостью луча сигналом
(см. рис. 7.8). В некоторых типах лабораторных осциллографов имеется
специальный усилитель оси Z. Само собой разумеется, что в случае необ-
ходимости в установку может быть введен и вспомогательный усилитель
между источником сигналов и модулирующим электродом трубки.
3. Некоторые специальные виды разверток. Помимо линейной (равно-
мерной) развертки применяют также развертки других специальных видов.
В наибольшей степени варьировать закон изменения масштаба по оси вре-
мени позволяют катодные осциллографы, которые мы и будем иметь в виду
ниже.
К числу разверток специального вида относятся круговая и спиральная
развертки, применяемые для увеличения временного диапазона осцилло-
графа без потери разрешающего времени. При этом наблюдение сигналов
ведется в полярных координатах, что само по себе далеко не всегда удобно.
Кроме того, существенно сокращается число отсчетных точек по оси явле-
ния, мгновенное направление которой совпадает с радиусом экрана трубки
584 НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ [ГЛ. VII
(в особенности при спиральной развертке). Поэтому эти виды разверток
применяют большей частью в устройствах, предназначенных не для наблю-
дения формы процессов, а для измерения интервалов времени между сигна-
лами. Здесь мы будем иметь в виду линейные развертки с переменным масшта-
бом времени, позволяющие выделить в сигналах большой длительности
существенные детали, укладывающиеся в малые интервалы времени, т. е.
повысить разрешающую способность на отдельных участках оси времени.
Принцип построения схем разверток с переменным масштабом времени
иллюстрирует рис. 7.11, а. Напряжение
1
Рис. 7.11. Схемы разверток с переменным мас-
штабом времени.
развертки снимается с анода
лампы Л2- Между ее анодом и
управляющей сеткой включены
конденсатор С и дополнитель-
ная цепь jRj, Cj. В исходном
состоянии лампа отперта и
параметры схемы выбраны так,
что напряжение на сетке Л2 зна-
чительно ниже потенциала ее
катода. Поэтому лампа Л2 за-
перта и напряжение на ее аноде
равно Еа. Заперт также и диод
Д. При запирании в момент
лампы Л\ (например, в результа-
те действия на ее сетке импульса
отрицательной полярности), по-
тенциал управляющей сетки Л2
начинает повышаться, стремясь
к величине Еа. Лампа сравни
тельно быстро отпирается, и ее
анодное напряжение начинает
падать. Благодаря отрицатель-
ной обратной связи с анода на
сетку через емкости С и Ct
(сопротивление 7?! выбирается
большим 7?а, но много меньшим
7?с) темп этого нарастания и
падения анодного напряжения
определяется постоянной време-
ни т = 7?с (С 4- SRa и на зна-
чительном участке сохраняется приблизительно постоянным. Когда снижаю-
щееся анодное напряжение достигает величины опорного напряжения Е1г
отпирается диод Д. Тогда конденсатор оказывается присоединенным через
малое сопротивление отпертого диода к относительно низкоомному дели-
телю /?', R", R"'. Поэтому в дальнейшем потенциал точки Ъ сохраняется
неизменным и емкость исключается из цепи обратной связи. Кроме того,
сопротивление шунтирует сопротивление анодной нагрузки, связывая
анод лампы с точкой схемы, имеющей потенциал Поскольку Ri берется
больше Ra, а £( < Еа, это обстоятельство для работы схемы имеет второ-
степенное значение. Основное же изменение заключается в уменьшении
емкости в цепи обратной связи от С + Су до С, в результате чего в области
иа < Е\ скорость снижения напряжения больше, чем в начальной стадии
(рис. 7.11, а). Это означает, что масштабы развертки в двух частях экрана
трубки будут различными — во второй части развертка растянута по срав-
нению с ее начальным участком.
Окончание рабочей части развертки в момент t2 задается отпиранием
лампы Л у. После этого начинается обратный ход, связанный с падением
5 U
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
585
потенциала сетки лампы Л2. Если сопротивление 2?г1 < Rc (Ra — вну-
треннее сопротивление Л\), то обратный ход занимает меньшее время, чем
прямой, примерно в RcIRn раз). Резко сократить время обратного хода
можно, запирая лампу Л2 (например, используя пентод и подавая на его
антидинатронную сетку импульс отрицательной полярности) на время
снижения потенциала ее управляющей сетки (т. е. на время зарядки
емкости Ci + С).
Нетрудно видеть, что обратное включение диода Д приводит к перемене
местами участков относительно медленного и быстрого изменения напряже-
ния и.А. Включая же в схему два диода во встречном направлении (Д\ и Д2
на рис. 7.11, б) и выбирая разные опорные напряжения Ег и Е2, можно
Рис. 7.12. Схема ждущего генератора двухскоростной развертки.
построить схему, в которой растянутый масштаб будет приходиться на неко-
торый средний участок развертки. Ширина области растянутого масштаба
определяется значениями напряжений Ei и Е2, а соотношение масштабов
в разных частях развертки существенно зависит от отношения С/(С'+С1).
Одновременное изменение величин Ei и Е2 при сохранении их разности
позволяет рассматривать на экране осциллографической трубки любой
участок сигнала в увеличенном по оси времени масштабе.
Не останавливаясь на других вариантах построения схем аналогичного
назначения [201], приведем схему ждущего генератора двухскоростной
развертки с регулировкой положения участка расширенного масштаба
(рис. 7.12). В зтой схеме источником импульсов, запирающих на время С
лампу с включенными в цепь обратной связи конденсаторами С и Ct и сопро-
тивлением Ri (40 ком), служит однотактный триггер (лампа 6С2П запи-
рается и отпирается вместе с правой лампой триггера). Этот триггер в свою
очередь запускается внешним сигналом положительной полярности (для
использования стартовых сигналов обеих полярностей на вход следует
включить парафазный каскад, как это сделано в схеме на рис. 7.9). Значения
емкостей С, С± и С, а также сопротивления R' (и Rc) выбирают таким обра-
зом, чтобы получить нужную общую длительность Г и нужные скорости
развертки. Снятое с выхода напряжение подается на пластины X трубки
через усилитель с парафазным выходом, регулируя коэффициент усиления
которого, можно расширять или сужать область, занимаемую сигналом на
экране трубки.
586
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
1ГЛ. VII
Для перехода от ждущей к непрерывной развертке в приведенной схеме
достаточно заменить триггер генератором периодических сигналов, запи-
рающих на большую часть периода лампу 6С2П.
При постройке генераторов очень медленных разверток (с периодом
порядка многих десятков или сотен секунд, или еще больше) с автоматиче-
ским изменением масштаба в
определенной части применя-
ют схемы с переключающими
электромагнитнымй реле.
Помимо равномерных
разверток с различным мас-
штабом на разных участках
оси времени, широко приме-
няют также развертки с не-
равномерным временным мас-
штабом. Они особенно полез-
ны, если темп наблюдаемого
процесса изменяется монотон-
но. В этом случае рациональ-
но плавно изменять масштаб
по оси времени, постепенно
расширяя или сжимая его при
экрана трубки. Этот прием, как
Рис. 7.13. Схема
для исследования
исполь зованием
осциллографической установки
кинетики фотопроводимости
экспоненциальной развертки.
с
движении луча от одного к другому краю
и применение равномерных разверток с разным масштабом времени, позво-
ляет увеличить точность осциллографических исследований. Еще большая
точность получается, если удается выбрать закон изменения напряжения
развертки тождественным (с точностью до постоянных величин) с законом
исследуемого явления. Проиллюстрируем
зто на примере исследования релаксации
фотопроводимости полупроводников.
Исследуемый образец, к которому
приложено постоянное напряжение, под-
вергается действию периодических импуль-
сов света постоянной интенсивности
(рис. 7.13). С сопротивления, включенного
в цепь питания образца, снимается напря-
жение на вход Y осциллографа. Мгновен-
ное значение этого напряжения пропорцио-
нально мгновенной величине протекающего
через образец тока и при условии, что
«л Е, пропорционально его проводи-
мости.
При линейной развертке на экране
осциллографа в натуральном масштабе
изображаются кривые, отражающие закон
релаксации фотопроводимости образца
(рис. 7.14, а). Обычно они обнаруживают монотонное и сравнительно
быстрое уменьшение скорости изменения фотопроводимости после начала
освещения образца и после прекращения облучения. Поэтому точность
исследования начальных’ относительно быстрых стадий процесса сравни-
тельно мала. Ее можно повысить, применяя экспоненциальную развертку,
&
Gmrda/az# //а/лтс/яамю
СлтРа/ше Ма/мгсргаю/е GwzdaMtff
# 0 #
Рис. .7.14. Осциллографирование
экспоненциального нарастания и спа-
дания фотопроводимости.
а — линейный, б, в и г — экспоненциаль-
ные масштабы времени.
т. е. используя для движения луча в прямом направлении по оси вре-
мени экспоненциально нарастающее напряжение и ~ U' — е хр'), а при
движении в обратном направлении — экспоненциально убывающее напря-
§ 1].
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
587
женив и ~ U"e тр. Получить экспоненциальную развертку не предста-
вляет труда. Как уже отмечалось выше, именно такую развертку дают
генераторы с зарядкой емкости через сопротивление. В рассматриваемом
случае экспоненциальную развертку удобнее всего получить, снимая напря-
жение с емкости КС-цепи, на вход которой поданы прямоугольные импульсы
напряжения, синхронные со световыми импульсами, облучающими образен
(см. рис. 7.13). Постоянная времени такой развертки совпадает с постоянной
времени цепи т = RC, а амплитуда определяется амплитудой импульсов
напряжения, питающих КС-цепь, и соотношением между их периодом
и величиной т. Напряжение, снимаемое с конденсатора КС-цепи, которая
выполняете^ таким образом, что ее постоянную времени легко можно изме-
нять в определенных пределах, подается на вход X осциллографа. При этом
осциллограмма процесса представляет собой петлю (рис. 7.14, б и в), причем
ее вид и раствор определяются постоянной времени развертки и законом
изучаемого явления. В частности, если исследуемый процесс следует экспо-
ненциальному закону, т. е. фотопроводимость после начала облучения
образца нарастает по закону а' (1 — е тщ>), а после прекращения облу-
__<
чения спадает по закону и ~ и"е тщ>, ветви петли представляют собой пара-
болы. При равенстве постоянных времени тр и тпр параболы вырождаются
в прямые и сливаются на экране (рис. 7.14, г). Превращение петли в пря-
мую линию позволяет с большой точностью определить постоянную времени
исследуемого экспоненциального процесса, проградуировав предвари-
тельно КС-цепь развертки. Если ни при каких значениях тр петля не выро-
ждается в прямую, то можно однозначно утверждать, что процесс как нара-
стания, так и спадания фотопроводимости не следует экспоненциальному
закону. В этом случае однократное измерение не дает возможности сразу
указать закон изучаемого явления и определить входящие в его аналитиче-
ское выражение постоянные, но применение экспоненциальной развертки
позволяет точнее исследовать характер закона благодаря расширению
масштаба начальных стадий. Изменяя постоянную времени тр, легко в боль-
шей или меньшей степени растягивать разные участки процесса, что дает
возможность исследовать их детальнее, чем в линейной развертке. Приме-
нение экспоненциальной развертки с переменной постоянной времени поз-
волило значительно повысить точность осциллографического исследования
релаксационных процессов не только фотопроводимости, но также люми-
несценции, фотоэффекта, диэлектрической поляризации, электрооптиче-
ских эффектов в коллоидах и т. д. [149].
Как уже упоминалось выше, осциллограф позволяет исследовать зави-
симость одного явления от другого или выяснить, как изменяется одна
величина, характеризующая явление, от другой величины, управляющей
его протеканием. В качестве примера применения безвременных осцилло-
грамм при изучении физических процессов приведем осциллографический
метод исследования газового разряда с помощью зондов [202]. Как изве-
стно, зондовые характеристики дают возможность определить ряд суще-
ственных параметров плазмы газового разряда (температуру электронов
в разряде, потенциал пространства в месте помещения зонда, концентрацию
электронов и ионов). -Снятие зондовых характеристик по точкам требует
большого времени, и этот метод непригоден, если по условиям опыта надо
быстро получить сведения о параметрах разряда. В рассматриваемом методе
зонд, помещенный в разрядный промежуток, питается пилообразным напря-
жением. В цепь питания зонда включено небольшое сопротивление
(рис. 7.15), падение напряжения на котором подается на вход осцилло-
588
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
графа. В области значений потенциала зонда, в которой величина текущега
ецзон
- г hT
на него электронного тока описывается выражением гзон = 1^е 3
(Тд — температура электронов), отклонение луча по оси явления следует
_ ер_
- 7 kT 1
зависимости у = Уое 3 , где р — скорость изменения потенциала зонда.
На вторую пару отклоняющих пластин трубки подается напряжение, изме-
няющееся синхронно с напряжением питания зонда и в течение полупериода
t
следующее зависимости и — Uйе тр. При этом на экране трубки наблю-
дается зондовая характеристика, причем величина тока, текущего на зонд,
откладывается в линейном, а напряжение — в экспоненциальном масштабе.
к
При выполнении условия тр = — Та экспоненциальный участок зондовой
характеристики в таких «полуэкспо-
ненциальных» координатах изобра-
жается прямой линией. Отсюда сле-
дует, что, зная величину р и подбирая
такую величину постоянной времени
развертки, при которой значительный
участок наблюдаемой на экране труб-
ки зондовой характеристики предста-
вляет собой прямую линию без каких-
либо дополнительных измерений или
построений, легко найти температуру
электронов в разряде. (Если ни при
каком значении тр на зондовой харак-
теристике не обнаруживается прямо-
Рис. 7.15. Схема осциллографической
установки для исследования газового
разряда методом зондов с применением
экспоненциальной развертки. линейного участка, то зто означает, что
распределение скоростей электронов
в разряде отличается от максвелловского.) Так как при этом температура
электронов с точностью до постоянного коэффициента равна постоянной вре-
мени развертки (при заданном значении р), то развертывающее устройство мо-
жет быть прямо проградуировано в градусах абсолютной шкалы температуры.
Это позволяет непосредственно по шкале прибора отсчитывать температуру
электронов в разряде после спрямления характеристики на экране трубки.
Увеличивая амплитуду переменного напряжения, питающего зонд,
можно найти такое ее значение, начиная с которого на экране осциллографа
будет наблюдаться отклонение зондовой характеристики от прямолинейной.
Это соответствует переходу к замедленному (по сравнению с экспонен-
циальным) нарастанию тока, текущего на зонд, если его потенциал близок
или превосходит потенциал пространства в той области разряда, в которую
он помещен. Отмечая величину напряжения, при которой на зондовой
характеристике появляется изгиб, легко непосредственно, без дополни-
тельных построений, прямо по шкале прибора определить потенциал раз-
рядного промежутка вблизи зонда (£7Пр)-
Зная величины 7'а и t/np, можно определить концентрацию электронов
в разряде.
Построение установки для исследования зондовых характеристик
по описанному принципу иллюстрирует рис. 7.15. Установка содержит два
синхронно работающих генератора: один пилообразного напряжения,
питающего зонд, и второй — генератор прямоугольных импульсов, кото-
рые преобразуются в экспоненциальные с помощью 7?С-цепи с переменной
постоянной времени тр. Характер изменения напряжения в разных точках
схемы показан на рис. 7.16, а.
« И
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
589
Рис. 7.16. Графики изменения
напряжения в разных точках
схемы, изображенной на рис.
7.15 (а), и осциллограммы,
наблюдаемые на экране осцил-
лографа (б и в).
На рис. 7.16, б изображена осциллограмма, наблюдаемая при выпол-
нении условия тр = Д Тэ. Прямолинейная ветвь петли соответствует
движению луча в интервалы времени t2 — ^3, — t5 и т. д., а дугообраз-
ная часть петли — движению луча в интервалы времени — t2, t3 — t4
и т. д. Изменение вида осциллограммы при увеличении амплитуды пило-
образного напряжения с целью определения
величины £7пр иллюстрирует рис. 7.16, в.
Для изображения на зкране осциллографа
зондовой характеристики, разумеется, вовсе не
обязательно применять экспоненциальную раз-
вертку — можно на вход X осциллографа подать
линейно изменяющееся напряжение, служащее
для питания зонда. В этом случае на экране
будет наблюдаться зондовая характеристика,
причем ток и напряжение изображаются в ли-
нейном масштабе. Однако при зтом, так же как
и в приведенном выше примере изучения релак-
сационных процессов в полупроводниках, точ-
ность исследования изображаемой кривой будет
мала вследствие большой разницы в скоростях
изменения зондового тока в разных областях
значений напряжения на зонде. Описанный же
осциллографический метод исследования зондо-
вых характеристик с помощью безвременных
осциллограмм отличается большой точностью.
Он позволяет быстро получать все сведения
о параметрах разряда, которые дает обычный
метод зондов в результате обработки снятой
по точкам кривой. Быстрота метода позволяет
применить его, в частности, для исследования
импульсного газового разряда [203].
Преимущество экспоненциальной развертки
по сравнению с неравномерными развертками
других видов заключается в простоте получения
напряжения, изменяющегося по экспоненциаль-
ному закону с различными постоянными времени.
4. Наблюдение формы периодических сигналов при большом уровне
нерегулярных помех. Для наблюдения формы периодических сигналов
при большом уровне нерегулярных (например, флуктуационных) помех
можно применить методы накопления (см. гл. II, § 5). Накопление должно
производиться независимо в разных частях периода с тем, чтобы можно
было найти усредненные значения уровня сигнала, отвечающие разным
моментам времени. В самом простом виде это можно сделать, фотографируя
в Течение длительного времени кривую на экране осциллографической
трубки при малой интенсивности злектронного луча. При синхронизиро-
ванной с периодическим сигналом развертке луч будет многократно прохо-
дить по одной и той же траектории, осложненной случайными отклоне-
ниями, обусловленными действием нерегулярных помех. Поэтому на свето-
чувствительном материале получится более или менее сильно размытая
кривая (рис. 7.17). Фотометрируя ее, можно найти средние значения ординат
полученного графика и, таким образом, воспроизвести сигнал с меньшими
искажениями его формы помехами, чем при осциллографировании одного
периода. Степень уменьшения влияния помех будет тем большей,
чем по большему числу периодов усреднен сигнал, т. е. чем больше время
590
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
|ГЛ. VII
экспозиции (при работе в области линейной зависимости почернения фотослоя
от времени экспозиции). Неудобство этого метода заключается в том, что
Рис. 7.17. Графики, иллюстри-
рующие метод накопления с
помощью светочувствительно-
го материала сигнала при боль-
шом уровне шума.
а —«чистый» сигнал, б — одно-
кратная запись сигнала с шумом,
« — результат многократного на-
ложения многих сигналов с шумом.
для обработки результатов измерений нужно
мноТо времени.
В последние годы разработана электрон-
ная система, позволяющая производить после-
довательное накопление и усреднение отдель-
ных участков сигнала [204—207]. Принцип ее
действия поясним следующим рассмотрением.
Положим, что периодический сигнал в преде-
лах каждого периода Т разделен на п отдель-
ных частей (рис. 7.18). С помощью некоторого
коммутатора импульсы, соответствующие пер-
вому участку, направляются для регистрации
в один канал, соответствующие второму участ-
ку — во второй канал и т. д. В каждом канале
имеется накопительное устройство, напряжение
на котором постепенно нарастает по мере уве-
личения числа прошедших периодов регистри-
руемого сигнала. После прохождения некото-
рого определенного числа периодов 7V другой
коммутатор направляет накопленные сигналы,
снятые со всех ячеек, последовательно начиная
с первой и кончая ячейкой номер п, на вход
регистрирующего устройства (осциллографа,
пишущего потенциометра). В результате на вы-
ходе последнего (на экране или ленте) отмечает-
ся ступенчатое напряжение, соответствующее
исходному периодическому сигналу при /V-кратном усреднении каждого
из его участков. Благодаря этому в пределах каждого участка отношение
Рис. 7.18. Иллюстрация принципа накопления и усреднения отдель-
ных участков сигнала.
сигнала к напряжению шума увеличивается в раз по сравнению с этим
отношением для исходного сигнала (при белом шуме, см. гл. II, § 5), что
§ il. УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ 591
достигается ценою увеличения времени наблюдения по сравнению с одним
периодом исходного сигнала в N раз.
Точность воспроизведения формы сигнала существенно зависит от числа п
интервалов (полос), на которые разбит его период. Интервал времени
Го = 4 (7-2>
имеет смысл разрешающего времени устройства.
На самом деле построение системы, содержащей п отдельных каналов,
без применения специальных электронных коммутаторов или накопитель-
ных электроннолучевых устройств, затруднительно. Поэтому можно исполь-
зовать одноканальную систему, обладающую одной накопительной ячейкой.
В этой ячейке последовательно накапливаются сигналы во всех участках
периода Т. Именно, сначала накапливаются импульсы, соответствующие
самым начальным участкам N сигналов, затем накопленное напряжение
снимается на регистрирующее устройство и ведется накопление N импульсов,
соответствующих следующему участку исходного сигнала (используются
следующие N ero периодов) и т. д. Воспроизведение сигнала заканчивается
после накопления импульсов, соответствующих конечному (n-му) участку
периода исходного сигнала.
Для проведения такого цикла накопления отдельных участков и вос-
произведения формы всего исходного сигнала нужно время, занимаемое nN
его периодами. Поэтому время измерений Ги при переходе от многоканальной
к одноканальной системе, без дополнительного выигрыша в величине отно-
шения напряжения сигнала к напряжению шума, возрастает в п раз и ста-
новится равным величине
tu = nNT. (7.3)
Для постройки одноканального измерительного устройства можно
между источником исходного сигнала (датчиком или усилителем, следую-
щим за датчиком) и накопителем включить электронный затвор и отпирать
его на интервалы времени t0 = — синхронно с периодом чередования сиг-
нала. Моменты отпирания контрольного каскада должны N раз совпадать
с началом периода исследуемого сигнала, затем N раз запаздывать на вели-
чину t0, затем N раз запаздывать на 2f0 и т. д. В качестве накопителя можно
применить обычную интегрирующую JRC-цепь. На ней должно происходить
линейное накопление N первых импульсов (для этого ее постоянная времени
Ти > NT), затем полученное напряжение должно быть отмечено регистри-
рующим устройством, а накопительный конденсатор разряжен. После этого
начинается цикл накопления N следующих импульсов, заканчивающийся
отметкой достигнутого напряжения.
На самом деле в описанных одноканальных измерительных устройствах
с накоплением отдельных участков сигнала применялось не скачкообразное,
а непрерывное равномерное возрастание величины запаздывания интервала
времени t0 по отношению к началу периода регистрируемого сигнала *).
Усредненное напряжение с накопительной ячейки также непрерывно
подается на регистратор, развертка которого проходит полный цикл
за время £и. Поэтому на выходе регистратора (на экране осциллографиче-
ской трубки, ленте самописца и т. п.) записывается непрерывная кривая,
♦) Такая система совершенно подобна, например, спектральному прибору, в кото-
ром в фокальной плоскости выходного объектива плавно перемещается щель, выби-
рающая тот или иной участок спектра, а за щелью расположено регистрирующее устрой-
ство с интегрирующей цепью. Поэтому в дальнейшем интервал времени t0 будем назы-
вать «временной щелью».
592
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
(ГЛ. VII
отличающаяся от исходного сигнала относительно меныпим уровнем помех
и изменением масштаба времени в число раз, равное NiT.
Число усреднений 7V, определяющее увеличение отношения уровня
сигнала к уровню помех в системе непрерывной записи, равно числу про-
хождений щелью одного и того же мгновенного значения сигнала.
Поскольку скорость движения щели по оси времени равна T/tu сек!сек,
то время прохождения одного и того же значения сигнала щелью шириной t0
равно величине tota/T. В это время укладывается число периодов сигнала
лг _ tn ‘о
~ Т Т ‘
Поэтому при белом шуме и линейном накоплении импульсов выигрыш
в отношении напряжения сигнала к напряжению шума при переходе от реги-
страции одного периода сигнала к регистрации с усреднением за время ta
при разрешающем времени t0 будет
СТ = -у- [/ tnt() . (7.4)
(Такой же результат получается при подробном рассмотрении преобразо-
вания спектров сигнала и шума в устройстве с электронной щелью [208]).
Однако следует иметь в виду, что при непрерывной работе накопителя
не удается получить линейное суммирование сигналов при сохранении
разрешающего времени на уровне, задаваемом шириной щели t0. Действи-
тельно, так как в описываемой системе в результате накопления сигналов
происходит изменение масштаба по оси времени в taIT раз, то для сохране-
ния разрешающего времени всей установки в целом разрешающее время
накопительного устройства и последующей части схемы должно быть
не больше t0TvIT. Поэтому, если, например, в качестве накопителя исполь-
зуется интегрирующая цепь, то ее постоянная времени должна удовлетво-
рять неравенству ти < t0Tv/T = 7V71 (т. е. эта цепь должна быть достаточно
быстрой, чтобы отметить, как изменяется уровень сигнала при перемещении
щели по оси времени на величину, равную ее ширине). С другой стороны,
как уже отмечалось выше, условие линейности накопления ти > NT,
т. е. накопительная цепь должна быть достаточно инерционна для того,
чтобы в пределах времени t0 происходило суммирование сигналов. На самом
деле постоянную времени интегрирующей цепи выбирают, исходя из перво-
го условия (практически это делается весьма просто: варьируя значение
ти, находят такую минимальную величину, при которой дальнейшее ее
снижение не влечет изменения формы сигнала; это означает, что раз-
решающее время установки определяется величиной t0). При этом ве-
личина о оказывается в 3—4 раза меньше, чем даваемая выраже-
нием (7.4).
Блок-схема описываемой установки приведена на рис. 7.19. Электрон-
ный затвор (схемы затворов — временных селекторов — см. в гл. VI, § 2)
пропускает сигналы только во время действия отпирающих импульсов.
Последние получаются от специального генератора, работа которого кон-
тролируется напряжением развертки индикатора — чем больше это напря-
жение, тем соответственно на большее время относительно начала периода
сигнала запаздывает отпирающий импульс. Благодаря этому положение
отсчета на оси времени индикатора оказывается жестко связанным с опреде-
ленным участком периода исходного сигнала.
Для реализации найденного выше выигрыша в отношении уровня сигна-
ла к уровню шума собственный шум схемы при запертом электронном затворе
должен быть мал. Так как ширина временной щели t0 обычно много меньше
S и
УСТРОЙСТВА ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
593
периода сигнала Т, то даже при небольшом напряжении шума самой схемы
шумовой сигнал, накопленный за сравнительно большое время Т, может
существенно повысить общий уровень шума, подводимого к регистратору.
В этом случае перед электронным затвором рационально включить усили-
тель, выбрав его коэффициент усиления таким, чтобы энергия шума, прохо-
дящего вместе с сигналом через затвор, за время t0 была больше энергии
шума, накапливаемого в интервалы времени между двумя отпирающими
импульсами. По существу, это означает согласование по шуму (см. гл. II,
Рис. 7.19. Блок-схема устройства для наблюдения формы
сигнала при большом уровне шума с накоплением и усред-
нением отдельных участков сигнала.
§ 5) источника сигнала в части схемы, начинающейся с затвора. Само собой
разумеется, что усилитель должен быть достаточно широкополосным для
того, чтобы он не вносил существенных искажений в форму сигналов.
Другое условие правильной работы рассматриваемого устройства за-
ключается в строго систематическом перемещении по шкале времени отпи-
рающих импульсов. Флуктуации времени запаздывания относительно
начала периода исходных сигналов ведут к дополнительному возрастанию
уровня шума на выходе. Поэтому генератор отпирающих импульсов должен
быть хорошо синхронизирован с частотой следования сигналов, поступаю-
щих от датчика (см. рис. 7.19). Если эти сигналы имеют большой уровень
шума и нет других, чистых, сигналов, синхронных им, то получить найден-
ную выше величину о невозможно. В экспериментальной физике в большин-
стве случаев синхронизирующие сигналы могут быть получены без сущест-
венного усложнения установки.
Что касается индикатора, то его выбор зависит от значения времени изме-
рений ta и числа отсчетных точек, которые’рационально иметь. Для получе-
ния большого выигрыша в отношении уровня сигнала к уровню шума необ-
ходимо переходить к большой величине времени £и. Поэтому в устройствах,
предназначенных для наблюдения сигналов при относительно большом
шуме применяются пишущие потенциометры [209]. В этом случае, в отличие
от схемы, приведенной на рис. 7.19, напряжение, управляющее запазды-
ванием отпирающих импульсов, дается не генератором развертки, а может
сниматься с потенциометра, движок которого перемещается одновременно
с лентой самописца. Возможному увеличению времени измерений ta и повы-
шению величины о, помимо практического неудобства длительных измерений,
кладет предел стабильность регистрируемых сигналов (стационарность
исследуемого явления) и стабильность работы всей установки в целом.
Практически удается улучшить отношения уровня сигнала к уровню шума
примерно на 2—2,5 порядка.
38 А. М. Вонч-Бруевич
594
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
|ГЛ. VII
В качестве примера на рис. 7.20 приведена блок-схема установки,
в которой метод временной щели использовался для наблюдения слабого
свечения кристаллофосфора, возбуждаемого электрическими импульсами
[210]. Так как установка содержит серийный осциллограф (ЭНО-1) и типо-
вые генераторы и блоки, описанные выше, то схемы отдельных узлов здесь
не приводятся.
Частота чередования импульсов задается генератором ГИС-2 (генератор
сдвинутых импульсов). Снятые с одного из выходов этого генератора крат-
ковременные импульсы служат для запуска двухтактного триггера в гене-
раторе прямоугольных импульсов, собранном по схеме, аналогичной при-
веденной на рис. 5.84, с мощным выходным каскадом, позволяющим полу-
чать импульсы с амплитудой порядка нескольких сотен вольт. Эти импульсы
Рис. 7.20. Блок-схема установки с «временной щелью»,
использованной для наблюдения слабого свечения.
возбуждают свечение кристалла, которое воспринимается фотоэлектронным
умножителем. Вследствие того, что световые импульсы слабые, сигналы,
снимаемые с выхода умножителя, имеют большой уровень флуктуационных
помех (токовый шум умножителя). Эти сигналы усиливаются и поступают
на электронный затвор, собранный по схеме с компенсационной лампой, для
того, чтобы избежать появления большого пьедестала (см. рис. 6.49).
Импульсы со второго выхода генератора ГИС-2 (опережающие на 10—
15 мксек сигналы, снимаемые с его первого выхода) запускают фантастрон
(см. гл. V, § 3). В качестве контрольного напряжения фантастрона исполь-
зуется напряжение развертки катодного осциллографа. По мере возраста-
ния этого напряжения и продвижения луча на экране осциллографа вправо
длительность импульсов на выходе фантастрона, начинающихся в момент
действия сигнала от ГИС-2, возрастает. Импульсы, снятые с выхода фанта-
строна, дифференцируются и своим задним фронтом запускают генератор
26И, дающий прямоугольные импульсы, длительность которых t0 можно
изменять (в описываемой установке использовались импульсы длительно-
стью от нескольких микросекунд до 10 мксек). Эти импульсы и отпирают
контрольный каскад, после которого следуют буферный каскад и накопи-
тельная ДС-цепь. Напряжение, снятое с этой цепи, поступает на сигналь-
S и
УСТРОЙСТВА для: НАБЛЮДЕНИЯ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
595
показан сигнал при
Рис. 7.21. Осциллограм-
ма сигнала при большом
уровне шума без приме-
нения электронной ще-
ли (о) и с ее примене-
нием (б).
ный вход осциллографа. Постоянную времени накопителя можно варьиро-
вать, выбирая ее такой, чтобы она не лимитировала разрешающего времени
установки.
Благодаря применению фантастрона, управляемого напряжением раз-
вертки, продвижение луча по экрану трубки в горизонтальном направлении
строго связано с интервалом времени т. е. со сдвигом временной щели
относительно начала периода исходного сигнала. Поэтому каждый участок
оси X на экране осциллографа соответствует вполне определенному участ-
ку периода сигнала.
На осциллограммах, приведенных на рис. 7.21,
большом уровне шума, наблюдаемый без накопитель-
ной системы и с накоплением.
5. Коррекция инерционности датчиков сигналов.
Разрешающее время измерительного устройства огра-
ничивается, вообще говоря, не только конечным
разрешающим временем регистрирующей схемы (вме-
сте с индикатором), но также и инерционностью
датчика сигналов. К числу сравнительно инерцион-
ных датчиков относятся, например, такие широко
применяемые в экспериментальной физике приборы,
как полупроводниковые фотоэлементы и фотосопро-
тивления, тепловые приемники радиации (термопа-
ры, болометры) и т. д. Вообще говоря, зная пере-
ходную характеристику датчика, по форме сигнала,
наблюдаемого на выходе измерительного устройства,
можно восстановить его истинную форму. В частно-
сти, в первом приближении искажения, даваемые
инерционными датчиками, можно считать аналогич-
ными искажениям в простых КС-цепях с емкостью
на выходе. При этом переходная (и стационарная)
характеристика датчика (с учетом преобразования
неэлектрического воздействия в электрический сиг-
нал) аналогична переходной (стационарной) харак-
теристике такой цепи:
/гд(0 = 1—(7.5)
где тд — постоянная времени датчика.
Если величина тд известна, то задача восста-
новления формы сигнала сводится к известной за-
даче нахождения связи между сигналами на входе
и выходе КС-цепи, что не встречает принципиаль-
ных трудностей. Однако, очевидно, чем более инерционен датчик, тем
больше наблюдаемая форма сигнала отличается от действительной и тем
с меньшей точностью она может быть восстановлена. В связи с этим пред-
ставляет интерес коррекция характеристик датчика, позволяющая умень-
шить вносимые им искажения. В некоторых случаях она может быть осу-
ществлена по аналогии с коррекцией характеристик усилительных каскадов
в области малых времен введением реактивных элементов в цепь питания
датчика. Гораздо более удобен и эффективен другой метод, основанный на
частичной компенсации искажений, вносимых датчиком, в последующей
радиоэлектронной схеме, которая обязательно должна быть менее инерцион-
на, чем датчик. Такой метод может рассматриваться как метод уменьшения
действующего значения постоянной времени переходной характеристики
всего устройства в целом по сравнению с постоянной времени самого дат-
38*
596
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
(гл. vik
лика тд [211, 212 J. Тогда переходная характеристика всего устройства,
содержащего датчик и корректирующую цепь, должна иметь вид
at
Л (/) = 1—е гд ,
где коэффициент а > 1 имеет смысл коэффициента коррекции.
Анализ показывает [211 ], что для перехода от (7.5) к (7.6) в устройство
должна быть введена корректирующая цепь, обладающая переходной харак-
теристикой вида
(7.6)
at
hK(t) = i + (a-l)e~xn . (7.7)
Этой переходной характеристике соответствует частотная характеристика
корректирующей цепи
Кк (со)
(7.8)
^2 4 ^вых ’ ВЫХ I + ^-Rk
выходу которого присоединена
приведенной на рис. 7.22, б,
Осуществить корректирующее устройство с такой характеристикой
можно различными способами [40]. Два варианта корректирующих схем
изображены на рис. 7.22. В схеме на рис. 7.22, а для коррекции инерцион-
ности болометра применена 7?С-цепь, обладающая с точностью до постоян-
ного множителя необходимой .характеристикой, если R^C = тд. Коэффи-
м _ Hi 4“ /?о4~ ^ВЫХ D
циент коррекции для этой схемы а = 1 • * пгто и =-----—
выходное сопротивление каскада, к
корректирующая 7?С-цепь. В схеме,
коррекция осуществляется путем введения в цепь отрицательной обратной
связи интегрирующей 7?С-цепи. Постоянная времени этой цепи должна быть
равна постоянной времени датчика (R' + 7?ВЫх) С’ = тд (7?Вых — выходное
сопротивление каскада, с которого снимается сигнал обратной связи). Сте-
пень коррекции равна коэффициенту усиления схемы без обратной связи
(точнее, части схемы, которая охватывается обратной связью, поскольку
кроме нее в схеме может быть то или иное число каскадов).
Параметры схемы, не связанные с корректирующей цепью, выбирают
так, чтобы получить нужный динамический диапазон и нужный коэффи-
циент усиления всего регистрирующего устройства. (Заметим, что введение
корректирующей цепи ^'сопровождается снижением коэффициента усиления
схемы в число раз, равное коэффициенту коррекции. В частности, коэф-
фициент передачи напряжения схемы рис. 7.22, а равен К!а, где К — коэф-
фициент передачи этой же схемы без корректирующей цепи, а коэффициент
передачи схемы рис. 7.22, б равен единице.) Кроме того, как уже говори-
лось выше, параметры схемы должны быть выбраны так, чтобы до введения
корректирующей цепи (независимо от того, включена ли она в тракт пря-
мой передачи сигнала или в цепь обратной связи) время реакции усилителя
было много меньше постоянной времени датчика; часть схемы, следующая
за каскадами с коррекцией, должна иметь время реакции, меньшее хл/а.
Введение корректирующей цепи позволяет, в принципе, уменьшить
эффективную постоянную времени до любого значения. Однако нужно иметь
в виду, что на самом деле, кроме чисто технических трудностей, такое рас-
ширение пределов применимости инерционных датчиков для наблюдения
быстропеременных процессов сопровождается снижением пороговой чув-
ствительности измерительного устройства. Это вполне естественно, посколь-
ку уменьшение инерционности системы соответствует уменьшению вре-
мени измерений (если нет накопления периодических сигналов), или,
что то же самое, расширению полосы пропускания устройства. В данном
§ 1]
устройства для наблюдения формы сигналов 597
случае это усугубляется тем, что полоса пропускания не просто расширяет-
ся, а относительно сильно увеличивается коэффициент передачи в области
Рис. 7.22. Два варианта схем, корректирующих инер-
ционность датчика
высоких частот. Действительно, как это следует из выражения (7.8), коэф-
фициент передачи корректирующей цепи возрастает с увеличением частоты
(что нужно для компенсации снижения чувствительности датчика к быстро-
переменным сигналам вследствие^ его инерцион-
ности). Поэтому введение корректирующей цепи
означает, что частотная характеристика дефор-
мируется и относительно высокочастотные ком-
поненты шума усиливаются в|большее число
раз, чем при простом расширении полосы про-
пускания. Непосредственное следствие этого
заключается в том, что уровень белого шума,
источники которого лежат до корректирующей
цепи, возрастает не в ]Аа, а в число раз, рав-
ное коэффициенту коррекции [211]. Если же
шум не белый, а его спектральная плотность
Рис. 7.23. Осциллограммы пря-
моугольного импульса излуче-
ния, регистрируемого с помо-
щью инерционного болометра
в схеме без коррекции (а) и с
коррекцией (б).
падает с частотой (полупроводниковый шум,
шум фликкер-эффекта, см. гл. II, § 5), то
возрастание уровня шума идет медленнее
(~/а) [213].
Сказанное иллюстрирует рис. 7.23, на кото-
ром приведены осциллограммы одиночного пря-
моугольного импульса излучения длительностью ’3 мсек, регистрируемого
с помощью болометра с постоянной времени около 0,03 сек. Введение цепи
598
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
коррекции (fi = 100—150) позволило передать процессы, протекающие за
время, меныйее 0,01 постоянной времени болометра, но вместе с тем сильно
повысило уровень флуктуационных помех. В случае регистрации с помощью
инерционного датчика периодических сигналов можно применить и цепь
коррекции и накопительное устройство с электронной щелью. Это даст воз-
можность наблюдать быстропеременные процессы без повышения уровня
помех.
В литературе описаны полные схемы устройств с коррекцией инерцион-
ности датчика и осциллографической трубкой на выходе, предназначенные
для наблюдения формы сигналов [214].
§ 2. ЛОГАРИФМИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
1. Логарифмические усилители с нелинейными элементами. В физиче-
ских экспериментах приходится сталкиваться с сигналами, уровень кото-
рых изменяется в весьма широких пределах. Соответственно динамический
диапазон измерительного устройства должен быть очень велик. Большинство
регистрирующих (выходных) приборов позволяет вести отсчет с точностью
до величины порядка 1СГ2 от полной шкалы и, следовательно, измерять сиг-
налы, изменяющиеся в 100 раз. В то же время, например, фототок фото-
электронного умножителя приблизительно линейно зависит от освещенности
фотокатода при ее изменении на 4—6 порядков. Довести динамический диа-
пазон всего измерительного устройства до динамического диапазона датчика
можно, вводя ступенчатое изменение коэффициента передачи измеритель-
ной схемы и понижая его по мере увеличения уровня входного сигнала.
Однако деление всего диапазона измерений на несколько поддиапазонов
далеко не всегда удобно. В частности, оно затрудняет или делает вовсе
невозможным автоматическую регистрацию уровня сигналов.
Согласовать динамический диапазон датчика и измерительного прибора
можно, используя специальные усилители с нелинейной амплитудной харак-
теристикой такого вида, что относительные изменения выходного напряжения
оказываются меньше относительных изменений входного. Подобный усили-
тель можно рассматривать как предельный случай усилителя с автоматиче-
ским переключением многих поддиапазонов, когда их число неограниченно
возрастает.
Наибольшее распространение среди усилителей с нелинейной амплитуд-
ной характеристикой получили логарифмические усилители, у которых
выходное напряжение линейно связано с логарифмом уровня входного сиг-
нала. Поскольку многие зависимости, встречающиеся в экспериментальной
физике, описываются показательными функциями, переход от измеряемой
величины к ее логарифму в ряде случаев представляет самостоятельный
интерес, так как дает возможность упростить обработку результатов опыта.
Применение логарифмических усилителей оказывается весьма удобным в не-
которых системах автоматического регулирования и, в частности, в системах
управления реакторами. Наконец, логарифмическое преобразование удобно
еще и тем, что относительная приборная погрешность измерений е при этом
остается постоянной по всей шкале выходного прибора. Действительно,
если число делений прибора п ~ In х, где х — измеряемая величина, то
Да: А • , Дп
е = — ~ Ди, т. е. не зависит от величины п (тогда как при п ~ ж, е = — ,
т. е. возрастает с уменьшением и).
Логарифмическая динамическая характеристика может быть получена
двояко. Во-первых, в схему можно ввести нелинейный элемент, амплитудная
характеристика которого в некотором интервале с известной точностью опи-
сывается логарифмической функцией. Во-вторых, можно преобразовать
§ 2]
ЛОГАРИФМИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
599
рующих устройств с диодами.
исходные сигналы в импульсы, длительность которых пропорциональна
логарифму амплитуды исходных, а затем произвести линейное обратное
преобразование длительности этих импульсов в амплитуду выходных сиг-
налов.
Получить логарифмическую динамическую характеристику измеритель-
ного устройства позволяют вакуумные и кристаллические диоды, начальный
участок вольтамперных характеристик которых хорошо описывается экспо-
ненциальной зависимостью (см. гл. I, § 5). Поэтому падение напряжения на
диоде линейно связано с логарифмом величины протекающего через него
тока. Если изменение тока диода пропор-
ционально уровню измеряемого сигнала,
то логарифму последнего будет пропорцио-
нально приращение напряжения на диоде
ид. Напряжение может быть усилено с
помощью обычного линейного усилителя,
к выходу которого присоединен регистри-
рующий прибор (рис. 7.24, а).
Для того чтобы выполнить условие
пропорциональности изменения тока 1а из-
менению уровня измеряемого сигнала,
необходимо, чтобы внутреннее сопротив-
ление устройства, питающего диод Ro (это
может быть сам датчик или каскад, проме-
жуточный между датчиком и диодом), было
много больше дифференциального сопро-
тивления диода 7?гд. Входное сопротив-
ление усилителя, присоединенного к дио-
ду, в свою очередь, должно быть много
больше Ria. Так как величина Rin в обла-
сти экспоненциального участка вольтамперной характеристики диода
велика, то выполнение неравенства Ro > Ria < 7?вх может представить из-
вестные трудности. Для усиления неравенства можно использовать обратные
связи (см. гл. II, § 4). Так, например, в одном из описанных логарифми-
ческих усилителей, предназначенных для работы с ионизационной камерой
в системе управления реактором [215], величина 7?гд уменьшалась в 1 + /Гр
раз путем включения диода в цепь параллельной отрицательной обратной
связи, охватывающей усилитель (рис. 7.24, б). Применение кремниевого диода
(его данные не приведены) позволило получить линейную зависимость между
выходным напряжением и логарифмом входного тока в области 10-11—10'4 а.
Поскольку диод представляет собой практически безынерционный эле-
мент, частотная (переходная) характеристика усилителя определяется
постоянными времени входной цепи, переходных цепей каскадов и анодных
цепей ламп. ।
Усилитель с логарифмирующим диодом пригоден для работы с сигна-
лами одной полярности. Если сигналы двухполярные, используется включе-
ние двух диодов во встречном направлении. На рис. 7.25 приведена схема
усилителя с двумя логарифмирующими вакуумными диодами, смещения
которых регулируются таким образом, чтобы начальная рабочая точка одного
из них находилась у верхней, а второго — у нижней границы области лога-
рифмирования [216]. Эта область может несколько перемещаться измене-
нием величины сопротивления R, шунтирующего диоды. Усилитель имеет
логарифмическую характеристику в пределах изменения величины входного
тока от 33-10-9 до 3-10-4 а.
Кроме диодов в логарифмических усилителях в качестве нелинейных эле-
ментов используются пентоды. У пентодов с удлиненной характеристикой
600
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ [ГЛ. VII
(6КЗ, 6К7 и др.) крутизна характеристики S экспоненциально зависит от
потенциала управляющей сетки Uci в некоторой области его изменения
S = SoeaU<*,
где So и а — параметры данной лампы.
Напряжение на выходе усилителя, состоящего из N идентичных кас-
кадов, лампы которых поставлены в режим экспоненциальной зависимости
S — f (Ucl), равно
ит2 = uml (SRa)N = Uml (S0Ra)NeaNUci.
Если это напряжение выпрямить и подать на управляющие сетки ламп всех
Рис. 7.25. Схема логарифмирующего усилителя.
Нк —[сопротивления для калибровки схемы (100 кож—100 Мож
через полпорядка), 1 — рабочее положение переключателя П,.
каскадов в качестве смещения (рис. 7.26), то Um2 = Umi (S0R&)N eaNUmt
или, после логарифмирования,
ГТ lnUm2—lnUml—NlnSo/la
Um2 ~ aN
Так как ln’Z7m2— слабая функция по сравнению с Um2, то с определенной
точностью можно считать, что
где А и В — константы.
В некоторых случаях напряжение смещения подается не только на
управляющие, но и на антидинатронные сетки ламп. Это позволяет допол-
нительно скорректировать амплитудную характеристику усилителя так, что
она отличается всего на несколько процентов от логарифмической в преде-
лах пяти порядков изменения входного напряжения [217]. Обычно же в схе-
ЛОГАРИФМИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
601
Рис. 7.26. Принцип постройки пентодного
логарифмирующего устройства.
§ 2]
мах с управляемой крутизной пентодов эта область не превышает четырех
порядков.
Включение в схему усилителя выпрямителя выходного напряжения со
сглаживающим фильтром означает введение в схему инерционного устрой-
ства. Поэтому разрешающее время усилителя определяется постоянной
времени фильтра Тф, которая должна быть много больше периода входного
сигнала. Если время действия сигнала превышает значение тф в несколько
раз, то на выходе усилителя появляется напряжение, приблизительно по-
вторяющее по форме входное, но с амплитудой, пропорциональной лога-
рифму амплитуды сигнала. В таком же соотношении с входным сигналом
находится и напряжение на выходе
выпрямителя, которое может быть
подведено к выходному измеритель-
ному прибору. Усилитель будет
логарифмировать изменения амп-
литуды входного сигнала, если вре-
мя ее изменения заметно больше Тф.
Общий недостаток усилите-
лей, в которых логарифмирова-
ние осуществляется с помощью не-
линейного элемента, заключается
в том, что динамическая характери-
стика усилителя прямо определяет-
ся амплитудной характеристикой
этого элемента. Поэтому требуется
весьма тщательный подбор диода или пентода и периодическая проверка
характеристик усилителя, [так как характеристики нелинейного элемента
с течением времени изменяются. В частности, распыление катодов ваку-
умных приборов приводит к смещению их вольтамперных характеристик,
и поэтому, например, в усилителе, приведенном на рис. 7.25, необходимо
периодически подбирать начальные режимы диодов и производить калиб-
ровку схемы. При использовании полупроводниковых диодов к существен-
ным погрешностям может привести непостоянство температуры.
В этом отношении значительные преимущества имеет усилитель с после-
довательно перегружающимися каскадами [218—220]. В основе схемы
(рис. 7.27 [220]) лежит обычный линейный усилитель, после каждого кас-
када которого включен диод с .RC-фильтром с большой постоянной времени
Тф. Выходы всех построенных таким образом выпрямителей присоединены
к общему сопротивлению R, величина которого значительно меньше сопро-
тивлений фильтров Rф. Благодаря этому на сопротивлении R, к которому
присоединяется выходной прибор, получается напряжение и2, пропорцио-
нальное сумме напряжений на конденсаторах фильтров, и вместе с тем все
диоды работают независимо. Положим, что все каскады совершенно иден-
тичны, и для простоты будем считать, что амплитудная характеристика
каждого из них имеет вид ломаной линии (пунктир на рис. 7.28). Коэффи-
циент усиления каждого каскада Klt а выходной динамический диапазон
ия2. Положим, далее, что на входе действует такой сигнал и*, что напряже-
ние на нагрузке последнего каскада uN = UR2. Напряжение на общей наг-
рузке диодных .выпрямителей при этом и2 = aUa2, где а — коэффи-
циент, зависящий от параметров схемы. (Напряжением от предыдущих
каскадов можно пренебречь, если Ki > 1. Учет этого напряжения при любом
Ki не меняет существа рассмотрения.) Если входное напряжение возрастает,
то напряжение на выходе последнего каскада остается неизменным, а на
выходе предыдущего растет. Когда сигнал возрастает в Ki раз по сравнению
с начальным значением, напряжение на выходе, создаваемое предпоследним
602
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
(ГЛ. VII
каскадом, достигает величины а[7д2, а полное выходное напряжение ста-
новится равным 2аС7д2. Дальнейшее возрастание уровня входного сигнала
в раз приведет к утроению напряжения и2 и т. д. Таким образом, последо-
вательное увеличение входного напряжения в одно и то же число раз (Kt)
приводит к последовательному возрастанию выходного напряжения на
одну и ту же величину (а£7д2), т. е. для этих фиксированных напряжений
Рис. 7.28. Амплитудные характери-
стики каскадов к рассмотрению ра-
боты логарифмического усилителя с
перегружающимися каскадами.
а — идеализированная характеристика;
б — действительная характеристика.
Рис. 7.29. Вид амплитудной характе-
ристики логарифмического усилителя
с последовательно перегружающимися
каскадами.
существует логарифмическая связь между уровнем сигнала на входе и на
выходе.
Если амплитудные характеристики каскадов близки к ломаной линии,
изображенной на рис. 7.28, то при промежуточных напряжениях схема
работает линейно и график зависимости и2 = / (щ) в полулогарифмических
координатах имеет вид, подобный представленному на рис. 7.29. Эта зависи-
$ 2]
ЛОГАРИФМИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
603
как от этого зависит линейность ам-
Рис. 7.30.
устройства
Блок-схема логарифмирующего
с преобразованием амплитуды
сигналов в длительность.
мость тем ближе к логарифмической в заданном числе порядков, чем больше
каскадов содержит схема, т. е. чем меньше усиление каждого каскада.
Однако величина Kt играет роль основания логарифмов в и2 — / (uj) и обыч-
но берется равной 10.
Действительная амплитудная характеристика каскада усилителя отли-
чается от ломаной и на самом деле близка к логарифмической в пределах
рабочего диапазона каждого каскада, который относительно невелик. По-
этому амплитудная характеристика всего усилителя оказывается близкой
к логарифмической даже без специального подбора отдельных ламп. Вместе
с тем в рассматриваемой схеме весьма существенно равенство коэффициентов
усиления отдельных каскадов, так
плитудной характеристики усили-
теля, изображенной в полулога-
рифмическом масштабе.
Входной динамический диа-
пазон усилителя ограничивается
сверху величиной напряжения
и' — (ограничение в первом ка-
А-1
скаде), а снизу величиной и“ =
(ограничение в последнем каска-
де). Значение напряжения и" долж-
но быть выше уровня шума на
входе в полосе пропускания уси-
лителя. Следовательно, при задан-
ном усилении на каскад ширина ди-
намического диапазона определяется числом ламп. При Kt = 10 число 7V—1
прямо дает диапазон усилителя в десятичных порядках. В качестве при-
мера укажем, что схема логарифмического усилителя, приведённая на
рис. 7.27, содержащая шесть каскадов с Ki — 10, имеет входной динами-
ческий диапазон 10 мкв 1 в.
Разрешающее время усилителя с последовательно перегружающимися
каскадами определяется постоянными времени изменения заряда конден-
саторов в цепях диодов. Постоянное напряжение, снимаемое с выхода, про-
порционально логарифму амплитуды входного сигнала, только если на-
пряжения на конденсаторах фильтров успевают приобрести стационарные
значения. Для этого период сигнала должен быть много меньше постоянной
времени фильтров Тф, а уровень сигнала — не изменяться заметно за время
порядка нескольких Тф. Поскольку постоянная времени зарядки конденса-
торов Сф через диоды может отличаться от времени их разрядки через со-
противления 7?ф + R, время реакции усилителя может быть различным при
возрастании и убывании амплитуды входного сигнала.
2. Логарифмические устройства с преобразованием амплитуды сигна-
лов в их длительность. Принцип построения логарифмических устройств
с преобразованием амплитуды сигналов в их длительность иллюстрирует
рис. 7.30. Положим, что на входе RC-цепи с сопротивлением на выходе
действуют прямоугольные импульсы с амплитудой Uml. Во время действия
каждого импульса напряжение Ur на сопротивлении R* ‘первоначально
приобретает величину а затем экспоненциально падает, и время Г, за
которое оно достигает фиксированной величины Ur, определяется оче-
видным соотношением
C = R*C* (In Uml—In U*r).
Следовательно, при Ur = const время t' линейно связано c In t7mi. Для
того чтобы использовать эту связь для получения напряжения, пропорцио-
604
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
(ГЛ. VII
нального логарифму Uml, напряжение с выхода КС-цепи подается на следя-
щий триггер, порог срабатывания которого и устанавливается равным Ur.
Поэтому триггер срабатывает при появлении напряжения ur > Ur и воз-
вращается в исходное состояние, когда его уровень снизится до величины
Ur. Следовательно, на выходе триггера появляются импульсы фиксирован-
ной амплитуды Ст с плоской вершиной длительностью t'. Постоянная состав-
ляющая этих импульсов, которая может быть выделена с помощью того
или иного интегрирующего устройства, пропорциональна логарифму амп-
литуды входных импульсов.
Очевидно, что для правильной работы устройства длительность им-
пульсов i0 должна быть больше, чем время t', отвечающее наибольшей амп-
литуде импульсов Umimair- Иначе говоря, постоянная времени измерительной
цепи должна удовлетворять условию
т*_______________________
Л ° lnCmlmax-ln^ ’
Описанная система может быть прямо применена для получения на
выходе напряжения, пропорционального логарифму уровня сигналов от
датчика, если последние представляют собой прямоугольные импульсы.
В противном случае в схему должен быть введен блок формирования, пре-
образующий сигнал датчика в импульсы прямоугольной формы с сохране-
нием пропорциональности их амплитуды уровню входного сигнала. Выбор
схемы блока формирования существенно определяется видом сигнала и раз-
решающим временем, которым должно обладать устройство. Если сигнал
представляет собой напряжение (или ток), медленно изменяющееся с тече-
нием времени, то формирование можно осуществить с помощью электро-
механического контактного преобразователя (аналогичного используемому
в усилителях постоянного тока с преобразованием постоянного сигнала
в переменный), периодически присоединяющего измерительную .КС-цепь
к датчику сигналов или закорачивающую ее. В этом случае амплитуда
каждого импульса на входе КС-цепи пропорциональна мгновенному зна-
чению уровня сигнала. Аналогичная система может быть использована
и в устройстве для логарифмирования переменных сигналов с относительно
медленно изменяющейся амплитудой. Такие сигналы до подачи их на кон-
тактный преобразователь должны быть выпрямлены, а выпрямленное напря-
жение — сглажено. Напряжение на выходе логарифмического устройства
будет пропорционально амплитуде входного сигнала. Если уровень вход-
ного сигнала изменяется настолько быстро, что преобразование его в пря-
моугольные импульсы с помощью прерывателя невозможно, может быть
использована та или иная электронная схема. Однако следует иметь в виду,
что с повышением частоты чередования импульсов сокращается динамиче-
ский диапазон логарифмического усилителя описываемого типа (см. ниже).
Поэтому выбор частоты модуляции не может быть сделан, исходя только из
требования получения достаточно малого разрешающего времени. Элек-
тронные схемы преобразования применяются и при низкой частоте моду-
ляции, что позволяет исключить прерыватель с подвижными частями [221 ].
Для правильной работы триггера его пороговое напряжение не может
быть выбрано^меныпим некоторого предельного, определяемого нестабиль-
ностью схемы и уровнем флуктуационного напряжения. Этим ограничи-
вается динамический диапазон логарифмирующего устройства со стороны
малых уровней сигнала. Так как обычно выбираемое пороговое напряжение
превышает минимальное напряжение, даваемое датчиком сигналов, то
в схему вводится линейный усилитель. В зависимости от типа датчика и фор-
мирующего устройства он может быть включен либо перед последним, либо
после него. В том и в другом случае низкочастотная граница полосы пропус-
£ 2] ЛОГАРИФМИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ 605
кания усилителя должна быть отнесена в область достаточно малых частот
для того, чтобы вносимое им скалывание плоских вершин импульсов не
привело к заметному изменению закона спадания напряжения в импульсе,
действующем на входе триггера, и тем самым к нарушению линейной связи
между V и In Vmi- Динамический диапазон усилителя ограничивает дина-
мический диапазон логарифмирующего устройства со стороны больших
амплитуд сигналов. Оценка возможных величин порогового напряжения
триггера и динамического диапазона усилителя приводят к заключению, что
схема с преобразованием амплитуды сигналов в их длительность может
давать логарифмическое преобразование сигналов, уровень которых изме-
няется в пределах 3—4 десятичных порядков.
На рис. 7.31 приведена схема усилителя с преобразованием амплитуды
в длительность, предназначенного для логарифмического измерения уровня
медленно меняющегося напряжения [222]. На входе схемы имеется кон-
тактный преобразователь, работающий на частоте 400 гц, за которым сразу
следует измерительная КС-цепь (т* = 70 мксек). Снятое с выхода этой
цепи напряжение усиливается четырехкаскадным усилителем, построенным
по схеме с непосредственной (потенциометрической) связью каскадов (см.
гл. IV, § 4). Для устранения дрейфа усилитель охвачен обратной связью
по постоянному напряжению. Постоянная времени цепи обратной связи
(сопротивление 14 Мом и конденсатор 5 мкф) — 70 сек. Такая схема обеспе-
чивает равномерность частотной характеристики вплоть до долей герца.
Перед триггером, построенным на лампах Л7 и Л6, включена ограничитель-
ная цепь (сопротивление 200 ком и диод Лъ) для исключения импульсов по-
ложительной полярности, соответствующих разрядке конденсатора С* при
замыкании входной цепи на землю. (С целью симметризации нагрузки лампы
Л^ для сигналов обеих полярностей дополнительно введена цепь с диодом
Д^) Пороговое напряжение триггера устанавливается с помощью потен-
циометра 50 ком. Для того чтобы зарядка конденсатора 40 мкф в цепи связи
усилителя и триггера не приводила к смещению нулевого уровня при дей-
ствии однополярных импульсов, сопротивление утечки сетки Л7 зашунтиро-
вано диодом Лв, фиксирующим потенциал сетки Л7.
Постоянная составляющая импульсов, снятых с выхода триггера, изме-
ряется с помощью слаботочного магнитоэлектрического прибора (микро-
амперметра), включенного в анодную цепь лампы Лв, отпирающейся
импульсами, снимаемыми с анода одной из ламп (Л6) триггера. Амплитудная
характеристика усилителя в полулогарифмических координатах линейна
в пределах приблизительно четырех порядков (от десятых милливольта
до нескольких вольт).
Логарифмические устройства с преобразованием амплитуды в длитель-
ность имеют преимущество по сравнению со схемами с нелинейными элемен-
тами, поскольку преобразование происходит в линейной цепи, параметры
которой могут поддерживаться постоянными с большой степенью точности.
Однако существенные погрешности могут быть связаны с нестабильностью
работы триггера или другой схемы формирования импульсов длительностью
t' с постоянной амплитудой. Кроме того, встречаются значительные труд-
ности расширения динамического диапазона таких устройств. Выше было
указано, что динамический диапазон ограничен, с одной стороны, мини-
мально возможным пороговым напряжением триггера (или другой схемой
аналогичного назначения), а с другой — перегрузкой усилителя при боль-
ших сигналах, когда нарушается линейность его работы. Это ограничение
может быть преодолено, если в один из первых каскадов усилителя ввести
амплитудный ограничитель, выбрав режим его работы так, чтобы ампли-
туда импульсов, подводимых к триггеру, лишь немного превышала порог
его срабатывания. В результате остроконечные импульсы с амплитудой,
7/2ML5
72АУ7 7/r
fao/7L5
72/7T7
72/177
72/777
Б/7С7 6/707
6,0
0,0
22K
47k
7ODK
40,0 .=£
0/77/0 +3006
22к
22К
22k
Л,
Q05
500k
7OOK
-25OB
77734
70K
220k
Рис. 7.31. Схема логарифмирующего устройства с преобразованием амплитуды в длительность сигналов, предназначенного
для измерения уровня медленно меняющегося напряжения.
22OK
77734
+7508
+2508
$ 3]
РЕГИСТРАЦИЯ СИГНАЛОВ НИЗКООМНЫХ ДАТЧИКОВ
607
изменяющейся пропорционально уровню входного сигнала, заменяются им-
пульсами с плоским участком вершины, амплитуда которых не превышает
задаваемой ограничителем. Логарифмическая связь интервала времени V с
величиной Uml при этом сохраняется неизменной. Это позволяет избежать
перегрузки последних каскадов даже при очень большом уровне входного сиг-
нала. Кроме того, при этом можно увеличить общий коэффициент усиления
линейного усилителя и соответственно повысить порог срабатывания триг-
герного устройства, что повысит стабильность его работы.
Однако следует иметь в виду, что динамический диапазон устройства
ограничивается и периодом чередования импульсов на входе измеритель-
ной RC-цепи. Действительно, очевидно, что максимальное значение Снах не
может превосходить длительности импульсов t0. В то же время минимальное
значение imin задается триггером или другой схемой формирования импуль-
сов. Отношение fmaxRmin прямо определяет Динамический диапазон устройства,
если он не ограничивается другими причинами. Так, например, |если
tinin = 1 мксек, a imax = 1 мсек (частота модуляции 500 гц), то динамический
диапазон усилителя — 3 порядка. Если счи-
тать время imm заданным, то расширение дина-
мического диапазона, очевидно, сопровож-
дается одновременным увеличением разре-
шающего времени устройства, которое опре-
деляется временем, необходимым для выде-
ления постоянной составляющей выходных
сигналов и превышает t0 в 5—10 раз. Напро-
тив, увеличение частоты чередования импуль-
сов с целью сокращения разрешающего
времени приводит к сужению динамического
диапазона.
Приведенные сведения не исчерпывают
всех возможностей построения логарифми-
ческих устройств, детальное описание которых
содержится в специальной монографии [223].
Рис. 7.32. Схемы наиболее упо-
требительных цепей связи датчи-
ка со входом регистрирующего
электроннолампового или транзи-
сторного устройства.
§ 3. УСТРОЙСТВА ДЛЯ РЕГИСТРАЦИИ СИГНАЛОВ
НИЗКООМНЫХ ДАТЧИКОВ
1. Общие соображения о построении
входных цепей радиоэлектронных устройств,
работающих с низкоомными датчиками. На
рис. 7.32 приведены три наиболее употреби-
тельных варианта построения схемы входной
цепи, служащей нагрузкой датчика сигна-
лов и связывающей его с лампой или тран-
зистором первого каскада радиоэлектронного регистрирующего устрой-
ства. Датчик представлен здесь в виде генератора с э. д. с. и0 и собственным
сопротивлением Ro, а параметры Свх и RBX — соответственно входная
емкость и входное сопротивление первого каскада схемы. Сопротивление RBX
может включать сопротивление цепи, задающей правильное начальное
напряжение на входном электроде лампы или транзистора (например, сопро-
тивление утечки сетки). В -зависимости от соотношения величин RBX и Ro
датчик может быть отнесен к высокоомным (Ro > RBX) или низкоомным
(Ro < RBX). Поскольку входное сопротивление у различных каскадов
разное и у транзисторных схем в общем ниже, чем у ламповых, принадлеж-
ность датчика к той или иной группе на самом деле зависит от типа первого
каскада схемы. Исключение составляют датчики, сопротивление которых
608
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
очень мало (порядка долей единиц или десятков ом) или очень велико (по-
рядка тысяч или десятков тысяч мегом или даже много больше). Именно их
большей частью и имеют в виду, говоря о низкоомных и высокоомных
датчиках.
Если речь идет о неискаженном воспроизведении сигнала, то параметры
входной цепи, вообще говоря, должны быть выбраны так, чтобы ее коэффи-
циент передачи был практически постоянен в пределах спектра сигналов,
поступающих от датчика. В частности, при регистрации быстропеременных
сигналов постоянная времени входной цепи, изображенной на рис. 7.32, а,
тВх = СВх должна быть достаточно мала. Наоборот, для реги-
Л() Т“ '*вх
страции медленнопеременных сигналов из этой цепи может быть исключена
разделительная емкость. Входные цепи с колебательным контуром или транс-
форматором пригодны для регистрации сигналов со сравнительно узким
спектром.
Далее, входную цепь желательно строить таким образом, чтобы уровень
сигнала, поступающего на первый каскад, был возможно большим, т. е.
был бы возможно большим коэффициент передачи Ко = —. В частности,
“о
если датчик высокоомный, то сопротивление Т?ЕХ в схеме на рис. 7.32, а
или резонансное сопротивление контура в схеме на рис. 7.32, б желательно
выбирать как можно большим, но, разумеется, при условии, что время реак-
ции не превзойдет допустимой величины. Однако на самом деле часто гораздо
важнее получить не столько большой уровень сигнала, сколько возможно
большее отношение уровня сигнала к уровню шума на входе измерительного
устройства. Если же при этом уровень сигнала будет относительно мал, то
можно увеличить коэффициент усиления последующих каскадов.
Основные источники шума были рассмотрены в гл. И, § 5. К их числу
относится входная цепь усилителя, лампа (транзистор) первого каскада
(полагаем, что коэффициент усиления последнего значительно больше
единицы), и, наконец, сам датчик сигналов. Шум входной цепи — терми-
ческий шум, величина которого определяется активным компонентом сопро-
тивления этой цепи и температурой. Так как у современных транзисторов
уровень собственного шума выше, чем у ламп, первый каскад малошумящего
усилителя обычно строится на электронной лампе. Ее шум распадается на
дробовой шум анодного тока, дробовой шум сеточного тока и шум, связан-
ный с фликкер-зффектом. Что касается шума датчика, то его характер- опре-
деляется типом датчика, но, вообще говоря, он может состоять из несколь-
ких компонентов. К их числу относится термический шум, дробовой шум
(основной компонент шума фотоэлементов с внешним фотоэффектом), кроме
того, некоторые датчики обладают выраженным шумом полупроводникового
или контактного типа.
Очевидно, что входную цепь желательно строить так, чтобы шум всего
устройства определял практически целиком датчик, т. е. чтобы коэффициент
шума был близок к единице (гл. II, § 5). Эта задача может быть решена на
основании рассмотрения выражения F — =- 2 , где 2 м|ц —сумма квад-
кшд i I
ратов среднеквадратичных значений шумового напряжения всех источников
шума измерительного устройства (выражение (2.115)) и ишд — шума датчика.
При вычислении этих напряжений принимается во внимание полоса пропу-
скания измерительного устройства, задаваемая требованиями к его разре-
шающему времени и временному диапазону. В результате будет получено
выражение величины F в виде функции параметров входной цепи. Последние
и выбирают, если зто возможно, так, чтобы величина F была близка к еди-
§ 3]
РЕГИСТРАЦИЯ СИГНАЛОВ НИЗКОбМНЫХ ДАТЧИКОВ
609
вице. Такие вычисления могут оказаться громоздкими, если с самого
начала нет оснований утверждать, что некоторые компоненты шума малы
и их можно не учитывать.
Оставляя в стороне более сложные случаи, обратимся к построению
входной цепи электроннолампового измерительного устройства, предназна-
ченного для работы с низкоомным датчиком; обладающим тепловыми шу-
мами. Положим сначала, что датчик присоединен к интервалу сетка—катод
лампы через разделительную цейь, не ограничивающую полосу пропускания
усилителя (см. рис. 7.32, а). Схема входной цепи в отсутствие сигнала пред-
ставлена на рис. 7.33, «, причем каждое сопротивление в этой схеме
является источником шума (7?шл — шумовое
сопротивление лампы). Поскольку модуль
сопротивления входной цепи (сеточной цепи '
первой лампы) мал, дробовой эффект сеточно-
го тока принимать во внимание не будем (см.
выражение (2.111)). С другой стороны, по-
скольку Ro < 7?вх, термический шум на вхо-
де схемы определяется практически только
датчиком. Поэтому, оставляя пока в стороне
шум, обусловленный фликкер-эффектом (уро- '
вень которого существенно зависит от того, '
в какой области частот расположена полоса
пропускания рассматриваемого устройства),
найдем, что при рассматриваемой схеме вклю-
чения датчика
г До 4- Дшл л । ^шл /7 п\ .
F=—н~0—=1+-д(г (7-9);
Очевидно, что при Ro < Нтя величина
F значительно превышает единицу, т. е. ра->
диозлектронное устройство понижает отноше- ;
ние уровня сигнала к уровню шума, зада Рис. 7.33. Схемы согласования
ваемого датчиком. Поскольку величина шумо- > низкоомного датчика и входа уси-
вого сопротивления лампы не зависит от.- лителя по шуму,
параметров входной цепи, в рамках рас-
сматриваемой схемы нельзя, варьируя ее параметры, уменьшить вели-
чину F. Поэтому рационально согласовать датчик и вход схемы по шуму
с помощью трансформатора (см. гл. II, § 5), тг. е. перейти к схеме входной
цепи, изображенной на рис. 7.32, в. В отсутствие сигнала эквивалентная
схема входной цепи представлена на рис. 7.33’, б, где Rf и /?2 — сопротивле-
ния первичной и вторичной обмоток трансформатора (по-прежнему считаем,
что других источников шума, кроме термического, во входной цепи нет).
Пренебрегая потерями в сердечнике трансформатора и рассеянием, эту
эквивалентную схему представим в виде, изображенном на рис. 7.33, в
(R = Ri + Ro)- Для того чтобы сопротивление первичной обмотки не
влияло существенно на коэффициент шума (т« е. не увеличивало бы заметно
общее сопротивление цепи), обмотку наматывают толстым проводом с таким
расчетом, чтобы Rt < Ro. По этим же соображениям выбирают R2 < Rmn-
Вычисляя активную составляющую сопротивления цепи, приведенной на
рис. 7.33, в и принимая во внимание написанные неравенства, получим
Г , Дщл Г WRqF+'&L* -1
Г— п2Во L ]•
Отличие этого выражения от (7.9) связано, во-первых, с тем, что пересчитан-
ное из первичной во вторичную обмотку сопротивление Ro равно n2R0 и, во-
вторых, напряжение термического шума этого сопротивления, прежде чем
39 А. М. Бонч-Бруевич
610
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
достигнуть лампы, проходит через делитель, состоящий из элементов L
и n2R0. Очевидно, что трансформаторное включение датчика приведет к умень-
шению величины F, только
когда
n2ti>2£2
(л2Я0)24-<£>2£2
> 1. В частности, если во
всем диапазоне пропускаемых устройством частот wL > п?Н0, т. е. если
индуктивность вторичной обмотки достаточно велика, то
П2ЯО
(7.11)
Таким образом, выбирая достаточно большое значение п при большой
индуктивности вторичной обмотки трансформатора, можно приблизить
величину F к единице, что эквивалентно «нешумящему» радиоэлектронному
устройству. Очевидно, что это соответствует максимальной пороговой чув-
ствительности при данном датчике. Поэтому при регистрации слабых сигна-
лов такое согласование необходимо.
Переход к трансформаторному включению датчика само собой предпола-
гает, что полоса пропускания трансформатора будет достаточно велика для
передачи формы регистрируемых сигналов. Так, например, микрофонные
трансформаторы, предназначенные для согласования сопротивления элек-
тродинамического микрофона звукового диапазона с ламповым усилителем,
рассчитаны на пропускание полосы частот от десятков герц до 10—20 кгц.
Их коэффициент трансформации, необходимый для выполнения условия
F « 1, обычно невелик. В экспериментальной физике трансформаторное
согласование широко применяют при работе с различными типами низко-
омных термоэлементов и болометров, используемых как датчики темпера-
туры или неселективные датчики потока электромагнитной энергии, с рези-
стивными датчиками механических деформаций и т. п. Многие из этих
датчиков инерционны и пригодны для регистрации медленно меняющихся
сигналов (о применении инерционных датчиков для наблюдения формы
относительно быстропеременных сигналов см. § 1 настоящей главы). Для
того чтобы использовать трансформаторное согласование, эти сигналы долж-
ны быть преобразованы в переменное напряжение, промодулированное исход-
ным сигналом, т. е. должен быть осуществлен переход к системе усиления
с несущей частотой(см. гл. IV, § 4, п. 3). Последующая часть схемы строится
так, что ее полоса пропускания располагается около несущей частоты, а на
выходе включается детектор. Большей частью применяется синхронное
детектирование, позволяющее избежать снижения величины отношения
сигнала к уровню шума при детектировании (см. гл. VI, § 1). Преобразова-
ние сигналов осуществляется различным путем. Во-первых, для этого можно
периодически изменять уровень первичного сигнала, воздействующего на
датчик (например, путем периодического пересечения потока энергии,
падающего на болометр или термопару). Во-вторых, можно периодически
изменять уровень сигнала, подводимого от датчика к трансформатору (на-
пример, путем периодического отключения датчика от его первичной обмотки).
Наконец, в ряде случаев возможно периодическое изменение чувствитель-
ности самого датчика (например, питание болометра, включенного по мо-
стовой схеме, переменным напряжением). Возможность осуществления того
или иного способа преобразования сигналов зависит от типа применяемого
датчика и удобства построения соответствующего модулирующего устройства.
При использовании системы с контактным прерыванием сигнала особое
внимание должно быть обращено на построение самой контактной системы,
которая может быть источником дополнительных помех (см. гл. IV, § 4, п. 3).
Период модуляции должен быть выбран по меньшей мере в несколько
раз меньшим разрешающего времени регистрирующего устройства, которое
в системах с несущей частотой определяется временем накопления сигналов.
§ з]
РЕГИСТРАЦИЯ СИГНАЛОВ НИЗКООМНЫХ ДАТЧИКОВ
641
Кроме того, следует учитывать разное увеличение шума лампы на низких
частотах вследствие фликкер-эффекта. Существенное различие вида его
спектра и спектра термического шума не позволяет, вообще говоря, ука-
зать какое-либо определенное сопротивление, шум которого был бы равен
фликкер-шуму. Однако в узкой полосе частот (Д/ < /) такая замена воз-
можна и в рассмотрение можно ввести некоторое сопротивление, шумящее
так же, как шумит в этой полосе лампа за счет фликкер-эффекта. Величину
этого сопротивления, являющуюся функцией частоты, найдем, сравнивая
выражения (2.112) и (2.100). Это дает
(7-12>
При А = 10-12 в2 гца (см. гл. II, § 5, п. 4) для частоты / = 10 гц и а = 2
получаем /?Шф = 1 Мом. Как видно, это сопротивление, которое в экви-
валентной схеме рис. 7.33 должно быть прибавлено к сопротивлению 7?шл,
значительно превосходит последнее, и поэтому в области низких частот,
как уже подчеркивалось прежде, основной источник шума лампы — не дро-
бовой эффект ее анодного тока, а фликкер-зффект.
Из-за большой величины шумового сопротивления лампы коэффициент
трансформации согласующего трансформатора, при работе на низкой несу-
щей частоте, должен быть большим. Так, например, если сопротивление
датчика Ro — 100 ом, а 7?ш = 1 Мом, то при п — 100 F — 2. Так как, кроме
того, необходимо выполнить условие mL > n2R0, то низкочастотные транс-
форматоры должны иметь большие размеры. Это сильно затрудняет их
экранировку и амортизацию. Для повышения импеданса вторичной обмотки
ее иногда настраивают на несущую частоту с помощью емкости (конден-
сатор С на рис. 7.33). Вычисление коэффициента шума в этом случае дает
[224]
_ л I R-шп I 9 ^шл I n2Ro А 4 I \ /7 л о,
1 + „2Д0 + Z QaL + Q^L 1 Т- Q(aL J . ( < ЛЗ)
где Q = ~ — добротность контура, образованного вторичной обмоткой
“2
и емкостью С.
Значение F сложным образом зависит от коэффициента трансформации
п. Нетрудно убедиться, что при п = ----= величина F минимальна:
п2]/1+ «йЬ
кшл
р ____л । ^шл । 9 , Дщл 1 f л । Q<&L
/-mm - + п2Д() + ± + QaL у 1 + .
Первые два слагаемых соответствуют коэффициенту шума, получающемуся
при пересчете сопротивления Ro из первичной во вторичную обмотку транс-
форматора; последние же два слагаемых соответствуют возрастанию уровня
шума за счет собственного шума входной цепи (с учетом 7?шл).
В приведенном рассмотрении предполагалось, что порог чувствитель-
ности измерительного устройства ограничивается только внутренними
источниками флуктуационного напряжения, а внешние помехи отсутст-
вуют. Для того чтобы это на самом деле было так, приходится хорошо экрани-
ровать входные цепи от внешних электрических и магнитных полей. Вход-
ной трансформатор помещают в экран, состоящий из чередующихся оболочек
из материала с высокой магнитной проницаемостью и материала с хорошей
электропроводностью (например, пермаллой и медь). Провода, идущие от
датчика к первичной обмотке трансформатора, делают минимальной длины,
скручивают и также тщательно экранируют. Часто для уменьшения длины
39*
612
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
1ГЛ. VII
проводов датчик, входной трансформатор и первая лампа усилителя монти-
руются вместе, образуя измерительную головку усилителя.
Для того чтобы избежать петель, на которые могут наводиться сигналы
от внешних переменных полей, и появления паразитных разностей потен-
циалов между катодом и сеткой первой лампы, все цепи входного каскада
обычно соединяют в одной точке, к которой присоединяют внешний экран
и отрицательный полюс источника питания.
Для уменьшения контактных шумов входные цепи должны иметь мини-
мальное число контактных соединений и все участки этих цепей должны
находиться при одинаковой температуре. Наконец, для уменьшения микро-
фонного эффекта входной трансформатор и первая лампа тщательно аморти-
зируются.
Выполнение этих условий обычно позволяет довести внешние помехи
до уровня значительно меньшего, чем тепловой шум датчика.
2. Некоторые схемы усилителей для работы с низкоомными датчиками.
Пример схемы усилителя с периодическим прерыванием медленноперемен-
ных сигналов, получаемых от низкоомного датчика, был приведен в гл. IV,
§ 4 при рассмотрении усилителей с несущей частотой. На рис. 7.34 изобра-
жена сравнительно простая схема усилителя, построенного для регистра-
ции малых разностей температур с помощью дифференциальной термопары
1225]. Вход схемы построен без трансформаторного согласования термопары
и усилителя, а на выходе имеется синхронный детектор. Периодическое
прерывание сигнала, подводимого к сетке первой лампы, осуществляется
с помощью реле, приводимого в действие переменным током, протекающим
по его обмотке. Полученное переменное напряжение усиливается трехкас-
кадным усилителем на сопротивлениях (построенным на лампах 6Ж8)
и подается на сетку триода 6С5, в анодной цепи которого включен транс-
форматор ТI. Вторичная обмотка его замкнута на мост, составленный из
двух конденсаторов и двух переменных сопротивлений. Изменение вели-
чин этих сопротивлений дает возможность управлять фазой переменного
напряжения, снимаемого с диагонали моста. Последний каскад построен
на двойном триоде (6Н7), причем в цепь сеток ламп включена вторичная
обмотка трансформатора Т2, питаемого переменным напряжением от спе-
циального генератора (этот же генератор управляет входным реле), и диаго-
наль фазовращающего моста. Если выходной каскад совершенно симметри-
чен и напряжение на вторичной обмотке трансформатора Т\ равно нулю,
то постоянная составляющая тока в цепи микроамперметра на выходе усили-
теля также равна нулю. Действие напряжения сигнала приводит к тому,
что в течение одного полупериода напряжения на вторичной обмотке транс-
форматора Т2 анодный ток, протекающий в одном из триодов лампы 6Н7,
превышает анодный ток, протекающий в течение следующего полупериода
в анодной цепи второго триода этой лампы. В результате этого через микро-
амперметр протекает постоянный ток, причем его величина наибольшая, если
фаза напряжения сигнала совпадает с фазой напряжения, снимаемого со
вторичной обмотки трансформатора Т 2. Получить такое соотношение фаз
и дает возможность фазовращающий мост.
Потенциометр в анодной цепи лампы 6Н7 служит для балансирования
выходного каскада. Усиление схемы регулируется с помощью потенцио-
метра в сеточной цепи третьей лампы схемы. Для того чтобы можно было
определить, какой из "спаев дифференциальной термопары находится при
более высокой температуре (т. е. определить знак э. д. с.), на вход усили-
теля может быть подано небольшое напряжение того или иного знака.
Емкость 0,02 мкф, включенная параллельно сопротивлению утечки сетки вто-
рой лампы, сужает полосу пропускания усилителя со стороны высоких частот.
Частота генератора, питающего выходной каскад и реле, выбирается такой,
ten
ds
727B
Рис. 7.34. Схема усилителя с прерыванием сигналов и синхронным детектором на вы-
ходе, использовавшаяся для регистрации малых разностей температур.
РЕГИСТРАЦИЯ СИГНАЛОВ НИЗКООМНЫХ ДАТЧИКОВ 613
614
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
чтобы сетевые наводки не мешали работе. В описываемом усилителе для
этой цели использовался йС-генератор (см. гл. V, § 1) с частотой 68 гц. Уро-
вень шума, дрейф и нестабильность нулевого отсчета усилителя — поряд-
ка 1 мкв.
На рис. 7.35 приведена другая схема усилителя с прерыванием сигна-
лов, предназначенная для работы с датчиками, имеющими сопротивление
порядка 5—20 ом [97]. В этой схеме использовано трансформаторное согла-
сование датчика и усилителя. Сигнал от датчика прерывается с частотой
75 гц механическим прерывателем специальной конструкции, приводимым
в действие мотором (на схеме не указан). Напряжение, снятое со вторичной
обмотки трансформатора с коэффициентом трансформации п = 320, усили-
вается трехкаскадным усилителем. Два первых каскада построены по обычной
Рис. 7.35. Вариант схемы с прерыванием сигналов и синхронным детектором для
измерения сигналов от низкоомного датчика.
схеме усилителя на сопротивлениях. Большие величины сопротивлений анод-
ных нагрузок и специально шунтирующие конденсаторы (по 500 пф) ограни-
чивают полосу пропускания со стороны верхних частот. Сеточные смещения
ламп этих каскадов получаются от сухих элементов, включенных в сеточ-
ные цепи. На выходе схемы имеется синхронный детектор с механическим
прерывателем. Последний управляется тем же мотором, что и прерыватель
на входе.
Существенно отметить, что пороговая чувствительность этого усили-
теля по опубликованным данным — около 1,5-10~9 в, а уход нуля не пре-
вышает 5-10-® в эа 4 часа работы. Такая высокая чувствительность схемы
достигнута не путем ее усложнения (эта схема даже несколько проще при-
веденной на рис. 7.34), а в результате разработки удачной конструкции
прерывателя, тщательной экранировки (особенно входных цепей), стаби-
лизации питания (в частности, накалы ламп питаются постоянным напря-
жением) и отбора ламп. Это может служить иллюстрацией того, насколько
существенны для хорошей работы радиоэлектронного устройства подбор
доброкачественных деталей и его тщательное конструирование и изготов-
ление.
На рис. 7.36 приведена блок-схема регистрирующего устройства, в кото-
ром преобразование сигнала производится до датчика [226], предназначен-
ного для регистрации излучения в инфракрасной области спектра с помощью
радиационной термопары. В этом устройстве поток излучения периодически
(с частотой 6,3 гц) прерывается перфорированным диском, расположенным
перед рабочей поверхностью термоэлемента, включенного в первичную
обмотку согласующего трансформатора с большим коэффициентом транс-
§ 3]
[РЕГИСТРАЦИЯ СИГНАЛОВ НИЗКООМНЫХ ДАТЧИКОВ
615
формации. Напряжение, снятое со вторичной" обмотки, усиливается лампо-
вым усилителем и детектируется механическим синхронным детектором.
Выпрямленный сигнал регистрируется электронным пишущим потенцио-
метром. Полная схема усилителя вместе с синхронным детектором приведена
на рис. 7.37. При его конструировании основное внимание было обращено
на входную цепь и первый каскад. Трансформатор и первая лампа усили-
теля вынесены к термоэлементу и тщательно заэкранированы. Все цепи
первого каскада и экраны соединены в одной заземляемой точке. Режим
работы первой лампы экспериментально подобран так, что общий уровень
даваемого ею шума (включая фликкер-шум, который на этой частоте велик)
Рис. 7.36 Блок-схема устройства с преобразованием си-
гнала до датчика.
минимален. Лампа работает с сеточным смещением, равным падению напря-
жения на сопротивлении 45 Мом, создаваемым протекающим по нему сла-
бым сеточным током. В анодную и экранную цепи лампы включены про-
волочные сопротивления с теМ, чтобы избежать токового шума, в большей
или меньшей степени присущего сопротивлениям других типов.
Часть схемы, следующая за входным каскадом, представляет собой
трехкаскадный усилитель на сопротивлениях, построенный на пентодах.
На лампе 6Н8 собрана выходная секция усилителя (каскад с катодно-анод-
ной нагрузкой и катодный повторитель) с симметричным бестрансформа-
торным выходом. Напряжение, снимаемое с выхода, детектируется с помо-
щью контактного прерывателя, управляемего электромагнитом, который
питается напряжением, синхронным с вращением диска. Далее выпрям-
ленное напряжение фильтруется и подается на электронный пишущий
потенциометр.
Между второй и третьей лампами усилителя включен двойной Т-образ-
ный мост. Он должен быть настроен на частоту сетевого напряжения с тем,
чтобы предотвратить прохождение на выход помех, связанных с наводками
промышленной частоты. Кроме того, для подавления высокочастотных
помех частотная характеристика усилителя ограничена емкостями, шунти-
рующими анодные нагрузки ламп.
Пороговая чувствительность описываемого устройства ограничива-
лась термическим шумом термоэлемента, сопротивление которого было около
5 ом (порядка 10-10 в при времени регистрации 1 сек). И так как чув-
ствительность термоэлемента около 20 в!вт, то пороговая чувствитель-
ность устройства по отношению к регистрируемому потоку около 10-11 вт.
На рис. 7.38 приведена блок-схема болометрического устройства, пред-
назначенного для регистрации интенсивности излучения в инфракрасной
части спектра. Как и в предыдущей схеме, поток радиации, падающий на
рабочий элемент болометра Б, включенного по мостовой схеме, прерывается
перфорированным диском Д. Болометрический мост питается перемен-
ным напряжением, частота которого /0 значительно выше частоты потока
вжв " вжв - вжв вжв вив
Ш( 7В1Ж 1__Х
) Напр
Рис. 7.37. Схема устройства с синхронным детектором и периодическим прерыва-
нием инфракрасного излучения, падающего на термоэлемент.
616 НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМОЙ РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ [ГЛ. VII
§ 3]
РЕГИСТРАЦИЯ СИГНАЛОВ НИЗКООМНЫХ ДАТЧИКОВ
617
радиации. Под влиянием последней баланс моста периодически нарушается,
и на входной трансформатор подаются импульсы переменного напряжения
частоты /0. Это напряжение усиливается первым усилителем и детекти-
руется первым синхронным детектором, опорным напряжением для кото-
рого служит напряжение, даваемое генератором, питающим болометриче-
ский мост. Получающееся на выходе первого синхронного детектора пере-
менное напряжение с частотой прерывания потока радиации усиливается
вторым усилителем и поступает на второй синхронный детектор. Его управ-
ляющее напряжение синхронизировано с вращением диска Д. Наконец,
продетектированное напряжение регистрируется пишущим-потенциометром.
Рис. 7.38. Блок-схема болометрического устройства для регистрации излучения
в инфракрасной части спектра.
Принципиальная схема устройства такого типа (регистрирующая часть
спектрофотометра ИКС-14) приведена на рис. 7.39. Рабочий и компенса-
ционный элементы болометра (7?б), имеющие сопротивление порядка 100—
200 ом, образуют два плеча моста, а двумя другими плечами служат про-
волочные сопротивления. Мост балансируется с помощью реохорда (1 ом)
и емкостей Сг и С2. Переменное напряжение питания моста (/0 около 2 кгц)
получается от йС-генератора; частота прерывания радиации диском — 9 гц.
Напряжение, снимаемое с болометрического моста, подается на согла-
сующий трансформатор с коэффициентом трансформации п « 100. Благо-
даря сравнительно высокой несущей частоте конструкция трансформатора
упрощается. После усиления двухкаскадным усилителем с трансформатор-
ным выходом напряжение сигнала детектируется с помощью однополу-
периодного синхронного детектора, построенного на двойном диоде 6Х2П.
Полоса пропускания усилителя сужается путем шунтирования анодной
нагрузки первой лампы емкостью (1300 пф) и настройки первичной обмотки
трансформатора Т2 на несущую частоту подбором соответствующей вели-
чины емкости С3.
Постоянная составляющая на выходе синхронного детектора, обнару-
живаемая в отсутствие радиации при неточной балансировке моста, изме-
ряется микроамперметром. По его показаниям производится начальный
баланс моста в отсутствие регистрируемого сигнала. Низкочастотная состав-
ляющая (огибающая сигнала несущей частоты), пропорциональная падаю-
щей на болометр радиации (в области линейности его характеристики),
усиливается трехкаскадным узкополосным усилителем. Его избиратель-
ность определяется включением в цепь отрицательной обратной связи с анода
на сетку левого триода второй лампы 6Н2П двойного Т-образного моста,
который выбором соответствующих значений сопротивлений Ru R2 и R3
настраивается на частоту прерывания регистрируемого потока радиации.
Напряжение, снятое с выхода второго усилителя, детектируется кон-
тактным синхронным детектором, питаемым напряжением, синхронным
Рис. 7.39. Принципиальная схема устройства, построенного по блок-схеме, приведенной па рис. 7.38.
618 НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ ИГЛ.
s 3] РЕГИСТРАЦИЯ СИГНАЛОВ НИЗКООМНЫХ ДАТЧИКОВ 619
с прерыванием потока радиации (на рис. 7.39 соответствующие цепи не
указаны), и подается на управляющие сетки триодов балансного катодного
повторителя, нагрузкой которого служит вход пишущего потенциометра.
Описываемое устройство позволяет регистрировать поток радиации
в инфракрасной части спектра порядка 10-10 вт. Его пороговая чувствитель-
ность ограничивается в основном шумом болометра, т. е. коэффициент шума
близок к единице.
Кроме электронноламповых усилителей, предназначенных для работы
с низкоомными датчиками, описаны транзисторные схемы аналогичного
назначения. Одна из таких схем, рассчитанная на работу с термопарой,
имеющей сопротивление 10 ом, приведена на рис. 7.40 [227] (все транзи-
сторы типа ОС71). В схеме осуществляется преобразование постоянного
(медленно меняющегося) напряжения, даваемого термопарой, в последова-
тельность периодических импульсов, которые усиливаются, синхронно
детектируются и поступают на выход после прохождения через сглажи-
вающий КС-фильтр. Усилитель собран на транзисторах Т2 — Тъ и состоит
из каскада с эмиттерной связью (Т2 и Z3), каскада с общим эмиттером (Z5)
и двух эмиттерных повторителей (Tt и Т6). Первый из этих повторителей
позволяет избежать нагрузки каскада с эмиттерной связью входным сопро-
тивлением каскада с общим эмиттером, а второй, собранный на транзи-
сторе Те,— нагрузки последнего каскада усилителя синхронным детектором.
Преобразование входного сигнала и синхронное детектирование осу-
ществляются с помощью транзисторов Ti и Т7, первый из которых включен
параллельно термопаре, а второй — к выходу усилителя. На базы Ti п Т7
через сопротивления по 1,5 ком подаются импульсы напряжения с частотой
1,2 кгц, возбуждаемые мультивибратором, собранным на транзисторах Т10
и Тц. Пока последний отперт, напряжение на его коллекторе относительно
нулевого провода схемы положительно и транзисторы Ti и Т7 заперты.
В те же части периода, когда Тц, наоборот, заперт, на базы Ti и Т7 подается
отрицательное напряжение и их эмиттерный и коллекторный переходы
оказываются отпертыми. Поэтому транзисторы представляют собой малые
сопротивления; первый из них шунтирует вход усилителя, а второй — его
выход. В результате периодического замыкания входа медленнопеременное
напряжение, даваемое термопарой, преобразуется в периодические импуль-
сы, а синхронное замыкание выхода, к которому присоединен сглаживаю-
щий фильтр (С — 8 мкф, R = 3,3 ком), дает синхронное детектирование
усиленных сигналов. После фильтра включен двойной эмиттерный повто-
ритель с выходным сопротивлением порядка десятков ом.
Усилитель охвачен цепью отрицательной обратной связи, причем напря-
жение обратной связи снимается после сглаживающего фильтра (остаточ-
ные пульсации). Коэффициент усиления схемы без обратной связи — около
1000, а с обратной связью — 55.
Для правильной работы схемы существенное значение имеет синфаз-
ность импульсов, снимаемых с выхода эмиттерного повторителя, построен-
ного на транзисторе Тъ, и импульсов, управляющих работой транзистора Т7.
Она устанавливается при регулировке усилителя подбором емкости Ск.
Сопротивления, определяющие положение рабочих точек транзистора,
подобраны так, чтобы обеспечить высокую стабильность работы схемы. Как
показали исследования схемы, ее характеристики остаются приблизительно
неизменными в диапазоне температур от —12° С до 4- 50° С, а изменение
уровня нулевого отсчета, приведенного ко входу, в этих условиях не пре-
вышает 1 мв. Колебания напряжений источников питания на 30% изме-
няют усиление менее чем на 1%.
Усилитель потребляет от источников питания мощность порядка 300 мет
и занимает объем около 13 см3, если применен печатный монтаж.
+ff,5e
Рис. 7.40. Схема транзисторного устройства для регистрации э. д. с. термопары с периодическим
прерыванием входного сигнала и синхронным детектированием.
620 НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ [ГЛ.
£ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
621
§ 4. ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
1. Электрометрическое измерение электрического тока и заряда. В экспе-
риментальной физике, химии, астрономии и многих других областях науки
часто требуется измерять медленно меняющиеся по величине крайне сла-
бые токи и малые количества электричества при условии, что сопротивление
датчика велико. Типичными примерами могут служить масс-спектро-
метры, в которых нужно уверенно регистрировать ионные токи порядка
Ю~14 — 10~1Б а или меньше, звездные фотометры, где бывает необходимо
измерять еще более слабые токи, ионизационные камеры, регистрирующие
заряд, оставляемый ионизующими частицами, и т. д.
Лучшие гальванометры позволяют измерять токи до ве-
личины порядка 10"11 а. Они требуют весьма осторож-
ного обращения и имеют большое время успокоения
(т. е. их разрешающее время велико). Меньшие токи
при высокоомном датчике можно измерить по падению
напряжения на известном сопротивлении R*, вклю-
ченном в цепь протекания тока (рис. 7,41, а). Зная
время, в течение которого течет ток, находят также
общий заряд Q, протекший в цепи. Другой метод
измерения заряда заключается в определении напря-
жения на конденсаторе известной емкости С*, полу-
чившем этот заряд (рис. 7.41, б). Зная время заряда
конденсатора после его присоединения к датчику
или после того, как в цепи датчика начал течь ток,
можно найти величину последнего. Точнее, посколь-
ку конденсатор действует как накопитель заряда и
t
напряжение на нем — I dt, можно определить толь-
о
ко среднее значение протекшего за известное время
тока. Это усложняет применение таких устройств (нося-
щих название интеграторов тока) для непрерывного из-
мерения медленно меняющегося тока.
Оба метода измерений предполагают, что вклю-
чение сопротивления или конденсатора в цепь датчика
его работы. Так как падение напряжения на измерительном сопротивлении
при протекании по нему тока, т. е. полезный сигнал Uc = IR*, то его уро-
вень тем выше, чем больше R*. Сопротивление таких датчиков, как масс-
спектрометр, ионизационная камера, фотоэлектронный умножитель и т. д.
ограничивается утечками и может быть порядка 10ls ом и выше. В то же время
начальный ток крайне мал, и поэтому измерительное сопротивление можно
взять весьма большим при условии, что оно достаточно стабильно и некон-
тролируемые изменения его величины (подобно неконтролируемым измене-
ниям сопротивлений утечек) не приведут к погрешностям измерений *).
Выбирая величину R*, следует иметь в виду, что от значения этого
сопротивления зависит не только уровень полезного сигнала, но и время
его установления (т. е. время измерения тока): ta ~ 5 R*C, где С — пара-
зитная емкость, шунтирующая измерительное сопротивление (собственная
емкость датчика, емкость измерительного прибора и т. д.). Кроме того,
от параметров измерительной цепи зависит и уровень связанных с нею
флуктуационных помех. Если других источников помех, кроме теплового
Рис. 7.41. Схемы, ил-
люстрирующие изме-
рение слабого тока
по падению напряже-
ния на сопротивле-
нии (а) и по зарядке
емкости (б).
не изменяет режима
•) Промышленностью выпускаются специальные высокоомные измерительные
сопротивления (типа КЛМ-1 и КЛМ-2) различных номиналов вплоть до 101а ом.
622
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
/кТ
(см. гл. II, § 5) и отношение
V. Гс
напряжения сигнала к напряжению шума будет о = = IR* 1/ .
у V Кл.
т мшт
Поэтому пороговый сигнал, т. е. ток /min, соответствующий 0 = 1, умень-
шается с возрастанием R* и связан с временем измерения соотношением
т 1 yf™ ^VkTC 1
Совершенно так же при измерении заряда или тока по зарядке емко-
сти С* уровень полезного сигнала тем выше, чем меньше С*. Минимально
возможное значение емкости определяется емкостью датчика и емкостью
измерительного прибора. Если эти емкости недостаточно стабильны, то
в схему включают специальный конденсатор. Емкость С* всегда оказы-
вается зашунтированной некоторым сопротивлением R (рис. 7.41, б), в кото-
рое входят внутреннее сопротивление датчика, сопротивления утечек (в том
числе и самого измерительного конденсатора) и сопротивление измери-
тельного прибора. В отличие от измерения тока по падению напряжения,
время измерения 'и (время накопления заряда на конденсаторе) должно
быть мало по сравнению с постоянной времени измерительной цепи, т. е.
tB tv 1 /5 RC* или меньше. В противном случае нельзя считать, что емкость С*
заряжается полным током, текущим в цепи, так как заметная его часть
будет протекать по сопротивлению R. Уменьшение времени накопления
заряда при заданном значении С* приводит к снижению и уровня полез-
ного сигнала и пороговой величины тока. Действительно, полагая, по-преж-
нему, что пороговая чувствительность ограничивается тепловыми флук-
Uc t 1
туациями в измерительной цепи, найдем о = —г = ta y и, следо-
' “шт
вательно,
1^.-^ Гйр « A VT.
Таким образом, в обоих методах выгодно, чтобы измерительная цепь
имела возможно меньшую емкость и возможно большее сопротивление.
При равных значениях сопротивлений цепей и одном и том же времени
измерений пороговые сигналы в обоих случаях одинаковы. Так как на
самом деле в методе конденсатора сопротивление R > R*, то этот метод
более чувствителен.
Для реализации обоих методов измерений нужен чувствительный вольт-
метр. Его собственное сопротивление должно быть достаточно большим
для того, чтобы в первом случае оно не ограничивало величину измери-
тельного сопротивления R*, а во втором не приводило к заметному умень-
шению сопротивлений утечки. В настоящее время в качестве таких при-
боров широко применяют специальные электронноламповые схемы, полу-
чившие название ламповых электрометров. Они представляют собой уси-
лители медленно меняющихся сигналов с высокоомным входом и строятся
как по схемам с непосредственной связью, так и по схемам с несущей час-
тотой. Для модуляции сигналов в ламповых электрометрах применяют
конденсаторы с переменной емкостью. Такие схемы носят название дина-
мических ламповых электрометров. Применяя электрометрические усили-
тели, можно усилить измеряемый ток до величины, легко регистрируемой
с помощью относительно грубого зеркального или стрелочного прибора
или, наконец, самописца.
§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
623
При оценке пороговой чувствительности ламповых электрометров сле-
дует принимать во внимание не только тепловые флуктуации во входной
цепи, но и дробовой шум сеточного тока и шум, обусловленный фликкер-
эффектом в первой лампе. Дробовой шум анодного тока первой лампы
в влектрометрических схемах большей частью значения не имеет, поскольку
эквивалентное шумовое сопротивление лампы неизмеримо меньше сопро-
тивления входной цепи.
Полоса пропускания лампового электрометра обычно ограничивается
постоянной времени входной цепи. Поэтому весь шум, возникающий в этой
цепи, достигает выхода, и если не принимать во внимание фликкер-эффекта,
Uc „
то отношение —на выходе совпадает с величиной отношения этих напря-
жений на входе. Воспользовавшись соотношениями (2.102) и (2.110) и пола-
гая в них А = 0 и < R*C (что и соответствует полному прохождению
шума на выход), найдем, что флуктуационное напряжение на входе схемы
с сопротивлением R* (без учета шума датчика) равно
J — 1/кТ ~j eIc R* (7 14>
У — у ^шт ^шс — у С ' 2 ~С~ ’ ' * ’1 *
где С — емкость входной цепи усилителя. Поэтому
g=4^-_ 1
-I f | е1 С 1
V R*w -г 2 R*C
и
Т ... 1 f I ^7 С л гг \
'mln |/ д*2£ "г" 2/?*С '
У ламп с выводом управляющей сетки на купол колбы сопротивление-
утечки между сеткой и остальными электродами не меньше 1012 — 1013 ом
и, следовательно, величину измерительного сопротивления R* вполне
можно выбрать порядка 1010 ом. Величина сеточного тока у обычных уси-
лительных ламп может быть снижена до 10-8 — 10-9 а и в редких случаях
до величины на порядок ниже. При таких значениях 1С первым слагаемым
под корнем в последнем выражении можно пренебречь, если величина сопро-
тивления R* превышает несколько десятков мегаом (см. выражение (2.116)).
Тогда
7тщ — j/^ 2R*C = 2Ге^с " (7-16)
Полагая R* = 1010 ом, 1С = 10~8 а и С = 10 пф, получим 7П11П — 10-13 а
(возникающее на сопротивлении R* падение напряжения, обусловленной
протеканием сеточного тока, может быть скомпенсировано специальной
батареей смещения). Это значение тока отнюдь не предельное. Действи-
тельно, достаточно, например, взять С = 103 пф для того, чтобы пороговый
ток стал равным 10’14 а, а включив на вход усилителя емкость С = 10Б пф,
получим Tmin = 10-1В а (разумеется, при этом сопротивление утечки кон-
денсатора должно быть больше 1010 ом).
Если измерения ведутся по зарядке емкости С*, то, полагая по-преж-
нему, что шум входной цепи слагается из термического шума сопротивле-
ния и дробового шума сеточного тока, получим
/Р- <717>
624
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
(ГЛ. VII
Следовательно, и в этом случае при большой величине произведения RC*
пороговое значение Imin может быть весьма велико.
Из приведенных выражений можно заключить, что, применяя обычные
лампы, можно, по крайней мере принципиально, измерить крайне малый
ток. На самом деле возможность увеличения пороговой чувствительности
ограничивается возрастанием времени, необходимого для однократного
измерения. Для обоих методов измерений произведение /т1п }Лt„ не зави-
сит от параметров входной цепи (при условии, что термический шум мал
по сравнению с шумом сеточного тока) и существенно определяется вели-
чиной /с. Нетрудно убедиться, что, например, если 1С = 10“8 а, то при
пороговом сигнале 10~13 а время измерений будет около 0,5 сек, а при
/min = 10"16 а оно окажется свыше часа.
Уже из этих простых соображений следует, что применение обычных
усилительных ламп практически не дает возможности измерить очень сла-
бые токи или малые заряды вследствие резкого возрастания времени изме-
рения при уменьшении уровня сигнала. Это время снижается с уменьше-
нием величины сеточного тока лампы, флуктуации которого должны быть
усреднены. Специально разработанные лампы, обладающие малым сеточ-
ным током и большим сопротивлением утечки между вводом управляющей
сетки и остальными электродами, носят название «электрометрических»
лами. Некоторые типы маломощных усилительных ламп также могут быть
поставлены в режим, при котором их сеточный ток будет крайне мал, и исполь-
зованы во входных каскадах электрометрических схем.
Разумеется, приведенные оценки пороговой чувствительности и вре-
мени измерений следует рассматривать как весьма ориентировочные. На
самом деле пороговая чувствительность будет значительно ниже, поскольку
она определяется не только термическим шумом и флуктуациями сеточного
тока лампы. В частности, в написанных выражениях не учтен фликкер-
шум, уровень которого, как известно, резко возрастает со смещением полосы
пропускания схемы в область низких частот и вместе с тем не зависит от
постоянной времени входной цепи. Пользуясь выражением (2.113) и пола-
гая а = 2, легко найдем, что для усилителя медленно изменяющихся сиг-
А .
= arctg
I ь
пропускания схемы. К сожалению, в настоящее время значения коэффи-
циента Ъ для разных ламп неизвестны и этой формулой нельзя воспользо-
ваться для вычисления Пщф. Вместе с тем совершенно ясно, что полосу
пропускания усилителя желательно выбирать но возможности более
узкой.
Следует подчеркнуть, что при определении пороговой чувствительности
обоих методов измерения слабого тока не принимались во внимание флук-
туационные помехи самого датчика сигналов. Поэтому в рассмотрение не
введен коэффициент шума и не рассматривается задача согласования датчика
и регистрирующего устройства. При высокоомном датчике, т. е. при
Ro > Квх, термический шум последнего можно не принимать во внимание.
Вместе с тем существенную роль может играть его токовый шум, т. е. флук-
туации самой измеряемой величины. Очевидно, что при этом пороговая
чувствительность и время измерений будут определяться необходимостью
усреднения мгновенных значений как измеряемого тока, так и сеточного
тока лампы. Коэффициент же шума будет больше единицы, пока не выпол-
няется неравенство 1С < /*, где I* — значение измеряемого тока.
2. Электрометрические лампы. Как известно, сеточный ток лампы состо-
ит из нескольких компонентов и зависимость его величины от потенциала
сетки имеет сложный вид (см. гл. II, § 1). Разработка электрометрических
—, где /в — верхняя граница полосы
V Ъ
налов (при /н = 0) ишф
§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
625
ламп преследовала цель уменьшить все компоненты сеточного тока и уве-
личить сопротивление утечки между вводами сетки и всех остальных электро-
дов. Сопротивление утечки повышается расположением ввода сетки на колбе
лампы и улучшения изоляции поддерживающих ее внутренних траверсов.
Для повышения сопротивления внешней поверхности стекла баллон лампы
тщательно промывают, осушают и покрывают горячим парафином или
специальными кремнеорганическими соединениями. Еще лучше поместить
электрометрическую лампу в вакуум. В некоторых случаях лампа снаб-
жается охранным кольцом, окружающим ввод сетки (из аквадага или мягкой
проволоки, плотно охватывающей баллон)
и поддерживаемым при потенциале, равном
среднему рабочему потенциалу сетки.
Для уменьшения термоэлектронной
эмиссии с сетки и фотоэмиссии, обусловлен-
ной излучением катода (она в специальных
электрометрических лампах практически
полностью отсутствует), применяются като-
ды, работающие при низкой температуре
(торированные или специальные оксидные
катоды). Для того чтобы гарантировать от-
сутствие фотоэффекта, обусловленного по-
паданием в лампу дневного света или света
искусственных источников, имеющихся в ла-
боратории, электрометрические лампы, ра-
ботающие в схемах, тщательно затеняются.
Анодное напряжение электрометриче-
ских ламп обычно выбирают в пределах от
5 до 7 в и иногда до 10 в. Причина этого
заключается в том, что сеточный ток, обу-
словленный возбуждением электронами
молекул остаточного газа в лампе и испус-
канием рентгеновых лучей анодом при
торможении в нем электронов, практи-
чески исчезает только в том случае, если Рис 7 42 Типичные характеристи-
анодное напряжение лампы меньше 6—7 в. ки сеточного тока электрометриче-
На рис. 7.42 приведены характеристики ской лампы.
сеточного тока одной иэ электрометриче-
ских ламп при различных анодных напряжениях. Они отчетливо указы-
вают на существенное возрастание сеточного тока с увеличением Ua.
В настоящее время имеется несколько десятков марок электрометриче-
ских ламп, различающихся своими параметрами и конструкцией. Наиболь-
шее распространение получили электрометрические тетроды, отличающиеся
от триодов введением дополнительной сетки между катодом и управляющей
сеткой. Эта дополнительная («защитная» или «катодная») сетка поддержи-
вается при положительном потенциале порядка нескольких вольт. Благо-
даря этому границы области, занимаемой облаком электронов около катода,
расширяются и поверхность эффективного катода лампы приблизительно
совпадает с поверхностью объема, ограниченного катодной сеткой. Такое
увеличение радиуса эффективного катода лампы сопровождается увеличе-
нием крутизны ее анодной характеристики.
Важная роль защитной сетки заключается в уменьшении величины
ионного тока управляющей сетки, обусловленного эмийсией положитель-
ных ионов с катода лампы. Ионная эмиссия с торированных катодов может
быть сведена практически до нуля, но в лампах с оксидным катодом она
имеет место всегда. Защитная сетка, поддерживаемая при положитель-
но А. М Бонч-Бруевич
626
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII-
ном потенциале, препятствует этим ионам достигать области, где распо-
ложена управляющая сетка.
В схемах лампы с защитной сеткой изображаются так же, как тетроды,
с той разницей, что управляющей является вторая сетка, считая от катода.
Среди электрометрических тетродов имеются сдвоенные лампы, имею-
щие один общий катод и общую защитную сетку. Параметры каждого тетрода
приблизительно такие же, как обычных электрометрических ламп, но бла-
годаря общему катоду они дают возможность получить в мостовых схемах
меньший дрейф нулевого отсчета, чем при постройке схемы на лампах с раз-
дельными катодами, и несколько меньшие флуктуационные изменения
отсчета выходного прибора [228].
Сеточный ток электрометрических ламп имеет значение порядка
Ю-13 — 10-1Б а. Эта величина относится к области «плато» характеристики
сеточного тока, расположенного-
левее пересечения этой характе-
ристики с осью напряжений. Ре-
жим лампы обычно выбирается
так, чтобы в области плато рас-
полагалась начальная рабочая
точка. Причины этого заключают-
ся в следующем. Во время изме-
рений при протекании тока I по
сопротивлению R* потенциал сет-
ки лампы несколько изменяется.
Если бы рабочая точка распола-
галась, скажем, вблизи точки
пересечения характеристики 1С —
— t (Uс), с осью напряжений, где
сеточный ток очень резко зависит
от величины потенциала Uc, та
появление измеряемого тока со-
провождалось бы дополнитель-
ным изменением потенциала сетки
лампы вследствие изменения ве-
личины тока сетки. Учесть свя-
Рис. 7.43. Характеристики анодных токов (Zal
и /а2) и сеточного тока (Zc) электрометриче-
ского тетрода 2Э2П.
занное с этим дополнительное
изменение показаний гальванометра в анодной цепи лампы, конечно, можно,
если проделать достаточно тщательную градуировку схемы, но малейшее
изменение режима сеточной цепи будет приводить к нарушению градуи-
ровки. Кроме того, если при неизменном сопротивлении R*, включенном,
в сеточную цепь, перейти из области плато в область, близкую к 1С = О,,
то флуктуационное напряжение сильно возрастет. Дело в том, что точка
1С = 0 соответствует равенству электронного и ионного токов на сетку
(/С(+) — Л(->), но абсолютные величины этих токов относительно велики.
Так как величина каждой составляющей тока статистически изменяется
около своего среднего значения, то флуктуационное напряжение, обуслов-
ленное вариациями значений ионного и электронного токов, определится
как V«шс — У«шс(+) + «шс(->- Это напряжение во много раз превосходит
флуктуационное напряжение, подсчитанное для области плато характе-
ристики лампы, где электронный ток исчезающе мал и все шумовое напря-
жение, связанное с колебаниями величины сеточного тока, обязано непос-
тоянству ионного тока. Поэтому, хотя в некоторых схемах с накоплением
заряда на конденсаторе, лампы и работают при потенциале сетки, отвечаю-
щем Ig. = 0 (работа со «свободной» или «плавающей» сеткой), основной
| 4] ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ 627
режим лампы соответствует плато ее характеристики. Для примера на
рис. 7.43 приведена характеристика сеточного тока сдвоенного электро-
метрического тетрода 2Э2П (работающего в режиме Ua0 = 5,5 в, UB0 = 4 в
и Uа = 1,4 в), из которой видно, что сеточное смещение лучше всего выби-
рать порядка—3-=—3,5 в.
Малое анодное напряжение и относительно большое напряжение сме-
щения приводят к тому, что параметры электрометрических ламп отли-
чаются от параметров обычных усилительных ламп (см. табл. 7.1). Анодный
ток электрометрических ламп разных типов лежит в пределах от нескольких
десятков до нескольких сотен микроампер. Ток защитной сетки в несколько
раз больше анодного тока. Крутизна анодной характеристики колеблется
от величины порядка 15 мка/в до 100—150 мка!в. Наконец, статический
коэффициент усиления большинства электрометрических ламп близок к еди-
нице. Поэтому коэффициент передачи напряжения электрометрического
каскада мал. Вместе с тем, так как сопротивление в цепи сетки весьма вели-
ко, весьма велик и коэффициент усиления тока каскада, собранного на
электрометрической лампе — его величина может быть порядка 10е — 107.
У ламп, предназначенных для работы в однокаскадных схемах с вклю-
чением в анодную цепь прибора с собственным • сопротивлением, меныпим
внутреннего сопротивления лампы, выгодно увеличивать крутизну харак-
теристики, а статический коэффициент усиления р имеет второстепенное
значение. Однако если электрометр многокаскадный и сигнал, снятый
с анода электрометрической лампы, подается на сетку следующей усили-
тельной лампы, желательно, чтобы электрометрическая лампа имела большое
значение р. Поэтому наряду с электрометрическими лампами с малым р раз-
рабатываются также электрометрические лампы, у которых р > 1 [229, 230].
Для полной характеристики электрометрической лампы, правильного
выбора ее режима, оценки погрешности, связанной с измерениями, и т. п.,
вообще говоря, нужно располагать семейством характеристик сеточного
тока. Практически часто бывает достаточно ограничиться определением
потенциала, соответствующего пересечению характеристикой Ic — f (Uc)
оси Uc и величины тока сетки для выбранного режима. Это легко может
быть сделано непосредственно в собираемой измерительной схеме (см. ниже).
Вследствие сложности производства электрометрических ламп и их
относительно высокой стоимости неоднократно делались попытки поставить
обычные усилительные лампы в такой режим, чтобы их сеточный ток был
малым [234—236]. Наиболее удачными в этом отношении оказались пен-
тоды-желуди 959 и 6Ж1Ж. Эти лампы с успехом могут быть исполь-
зованы при построении схем для измерения тока величиной порядка
10-18 — 10-14 а. При электрометрическом включении пентода-желудя роль
управляющей сетки играет пентодная сетка, а экранная сетка используется
в качестве защитной. Наилучшим режимом работы лампы, по-видимому,
следует считать такой, при котором потенциал анода и защитной сетки
не превышают 5—6 в. Потенциал сетки, ближайшей к катоду лампы, суще-
ственно влияет на крутизну анодной характеристики лампы, работающей
в электрометрическом режиме, и обычно поддерживается порядка 0,5—1 в.
Наконец, катод лампы работает при пониженной температуре, для чего
напряжение накала выбирается много меньшим нормального.
Если в качестве электрометрической лампы используется желудь с подо-
гревным катодом 6Ж1Ж, то иногда оказывается рациональным поддержи-
вать подогрев катода при потенциале на несколько вольт более высоком,
чем эмиттер. В противном случае, электроны, эмиттированные подогрева-
телем, могут вызвать появление заметного дополнительного сеточного тока.
Исследование большого числа однотипных ламп-желудей показало,
что их характеристики, соответствующие работе в электрометрическом
40*
, Таблица 7.1 gj
Режимы и параметры длектрометрииесиих ламп [231—233] 00
Марка Тип ц,. в ^Н’ ма "а- в UCB, в в ^а’ мка S, MKOft Ц 'с- а
FP-54 Тетрод прямонакальный 2,5 100 6 4 —4 40 25 . 1 Ю-15
FP-54 Двойной тетрод прямона- кальный 1.5 120 6 4 —4 60 25 * 1 Ю-15
ЭМ-3 Тетрод прямонакальный 3 120 6 4 -3 70 25 1,4 10-13 -4-10-14
ВМ-8А Тётрод подогревный .8 125 6 4 -3 100-300 70-140 1 <2-11-14
ДВМ-8А Двойной тетрод подогревный 8 125 7 5,5 -3 50-300 30-100 1 <3-10-14
1Э1П Тетрод прямонакальный -1 45 • 6 4 -3 100 25 1,3 <7-10-14
2Э2П Двойной тетрод прнмона- кальный 2 1,4 1,3 55 о О 00 ю 4 44-4,5. О' со 1 1 -1 о 45 ’ 204-10 130 15 104-5 80 1,3 1,2 2,2 <8-10-14 ~ 5-10-15 <8-10-14
1ЭЗП (ЭМ-4) ЕТ-1 Триод прямонакальный 25 . -1,7
Триод прямонакальный 1 100 4 — —2 100 50 1 5-10-16
5800 Субминйатюрный тетрод 1,25 10 4,5 3,4 —34--2 12 15 . — 10-15
СК-5884 Субминиатюрный двойной тетрод 1,25 10 4,5 4,5 -3 20 15 0,75 10-14
СК-5889 Субминиатюрный пентод 1,25 7,5 12 4,5 -2 14 14 — <3-10-15
И-1 Субминиатюрный пентод с управлением по пентодной сетке 1 10 Ю-т-12 94-11 -1,54--2 104-20 84-15 5 ~ 5-10-15
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ 1ГЛ. VII
$ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
629
режиме, довольно сильно изменяются от экземпляра к экземпляру. Если
сеточный ток лампы не должен превышать величины порядка 10~14 а, то
приходится производить специальный подбор наиболее подходящего экзем-
пляра лампы. Экспериментально найдено, что наиболее удачны те экзем-
пляры ламп, у которых при потенциалах электродов, соответствующих
электрометрическому режиму, анодный ток имеет наибольшую величину.
Этот признак может служить ориентировочным критерием при отборе ламп,
пригодных для электрометрической схемы.
Если, допустим, сеточный ток — порядка 10“18 а, то для построения
схемы может быть использован практически любой экземпляр ламп-желу-
дей. В этом случае потенциалы анода и катодной сетки могут быть увели-
чены до 7—8 в.
Наконец, если электрометрическая схема строится таким образом, что
необходим относительно большой анодный ток лампы, то потенциал ее
анода, так же как и потенциал защитной сетки, может быть увеличен до
10 в, а напряжение накала — до величины порядка 60% нормального.
При этих условиях сеточный ток обычно остается меньшим 10-12 а.
У ламп-желудей относительно велики утечки по стеклу между вводами
электродов. Сопротивление утечки между сеткой, используемой в электро-
метрическом режиме в качестве управляющей, и остальными электродами
при хорошо промытом баллоне и не слишком влажном воздухе оказывается
порядка 1013 — 1014 ом. Для увеличения сопротивления утечки лучше всего,
если это возможно по условиям эксперимента, лампу (вместе с сопротивле-
нием, включенным в ее сеточную цепь) помещать в вакуум.
Исследование постоянства величины эмиссии катода и стабильности
характеристик ламп-желудей показало, что лампы 959 имеют извест-
ные преимущества перед лампами 6Ж1Ж, хотя стабильность характе-
ристик последних не слишком сильно отличается от стабильности
специальных электрометрических ламп. Вообще же можно рекомен-
довать перед постройкой схемы тренировку лампы в течение 100—150 часов
(т. е. включение на это время накала и питания на все электроды лампы).
После этого характеристики лампы в дальнейшем изменяются очень мало.
В табл. 7.2 приводятся по три типичных режима работы и параметры
ламп 6Ж1Ж и 959 в электрометрическом режиме [234]. Эти данные соот-
ветствуют специально отобранным наиболее удачным экземплярам ламп.
Примерные характеристики анодного и сеточного токов лампы 6Ж1Ж
при электрометрическом включении (Ua = Us — 5,8 в и UH = 3 в)
Таблица 7.2
Электрометрические режимы ламп 6Ж1Ж и 959
Величина 6Ж1Ж 959
Потенциал анода и за- щитной сетки, в Напряжение накала, в Потенциал первой сет- ки, в Смещение на управляю- щей (пентодной) сетке, в" Анодный ток, мка . . . Крутизна лампы, мка/в Ток управляющей (пен- тодной) сетки, а 3,8 2,4 0,5 —2,4 5,0 10 6-10-16 5,7 3,0 0,5 -3,8 35 33 2,5-10-14 6,0 4,0 1,0 —3,8 55 65 2,5-10-14 4,0 0,5 0,5 —2,2 8 15 1,2-10—16 6,0 0,5 0,5 —3,5 21 20 1,7-10-15 6,0 1,0 1,0 -3,5 70 50 1,2-10-14
630
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
иллюстрируют графики на рис. 7.44. Эти характеристики весьма близки по
своему виду к характеристикам специальных электрометрических тетродов.
Наконец, имеется опыт использования для постройки электрометриче-
ских схем некоторых ламп (в частности, пентода 6Ж1Ж) в режиме еще
меныпего накала и еще более слабого анодного тока, что позволяет полу-
чить крайне слабый сеточный ток. Так описаны электрометрические схемы
на лампе 6Ж1Ж, работающей в триодном режиме (экранная и пентодная
сетки соединены с анодом, а управляющей, как и в обычном режиме, слу-
жит первая сетка) при напряжении накала, сниженном до 1—2 в, и анодном
напряжении порядка 10 в [237].
При этом катодный ток лампы
достигает величины порядка
10"8 — 5-10-9 о, а сеточный ток—
порядка 2-10"16—5-10-18 а. Элек-
трометрический каскад с лам-
пой, работающей в таком «голо-
дающем» режиме, собирался по
схеме катодного повторителя с
крайне высоким катодным со-
противлением — порядка 108 ом
или даже больше. Пример схе-
мы такого типа будет приведен
ниже.
При переходе к лампам с
малым сеточным током его дро-
бовой шум может потерять
значение основного источника
флуктуационных помех и стать
7.44. Примерные характеристики анодного
Рис.
и сеточного токов лампы 6Ж1Ж при электро-
метрическом включении.
соизмеримым с тепловым шумом
сопротивления входной цепи
или даже меньше его. Так, при
сеточном токе порядка 10-14 а
(7.14) становятся равными, если
оба слагаемых под корнем в выражении (
Я*= 5-1012 ом, а при 1С = 10-1Б а, если R* = 5-1013 ом. В области меньших
сопротивлений R* основную роль играет тепловой шум входной цепи усили-
г--- Г
теля: |/ . В таком случае пороговая чувствительность схемы как
при измерении тока по падению напряжения на сопротивлении, так и по
накоплению заряда на емкости будет
— От 111VkTCf). (7.18)
На самом деле часто работают со столь большими сопр отив лени ими входной
цепи, что при определении пороговой чувствительности нужно учитывать
и дробовой шум сеточного тока лампы, даже если величина этого тока крайне
низка. Кроме того, должен быть принят во внимание фликкер-эффект лампы,
который играет существенную роль в электрометрических усилителях.
3. Однокаскадные ламповые электрометры. Однокаскадные ламповые
электрометры благодаря их относительной простоте до настоящего времени
широко используются в лабораторной практике, хотя требуют применения
чувствительных гальванометров. Пороговая чувствительность электромет-
рических схем практически может ограничиваться не только флуктуацион-
ными помехами, но и дрейфом нулевого отсчета, свойственным усилителям
*) Для быстрой оценки пороговой чувствительности схемы полезно иметь в виду,
что У кТС = 400 е У С, где е — заряд электрона, а С выражена в пикофарадах.
•§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
631
медленно меняющихся сигналов. Особенно существен дрейф, обусловленный
непостоянством питания накала (см. гл. IV, § 4). Опыт показывает, что
относительное изменение тока накала электрометрической лампы вблизи
«го нормального значения сопровождается приблизительно на порядок более
сильным относительным изменением ее анодного тока. Поэтому изменение
тока накала, например, на 0,01% приведет к изменению анодного тока при-
мерно на 0,1%. Если абсолютное значение анодного тока порядка 100 мка,
крутизна характеристики лампы ~ 25 мка/в и сопротивление в цепи управ-
ляющей сетки R* = Ю10 ом, то это эквивалентно протеканию на входе тока
/ « 4-1013 а. Поэтому не-
стабильность тока накала мо-
жет ограничить пороговую
чувствительность схемы на от-
носительно высоком уровне.
Понизить предельное зна-
чение тока /min можно, уве-
личив измерительное сопро-
тивление R*, но зто приведет
к возрастанию постоянной
времени входа схемы и, следо-
вательно, к увеличению вре-
мени измерений. Для сниже-
ния нестабильности (дрейфа)
электрометрические усилите-
ли большей частью строят по
балансным схемам, а для их
питания используют стабиль-
ные источники. Таким источ-
Рис. 7.45. Простая мостовая схема лампового элект-
рометра.
ником может быть либо вы-
прямитель с хорошей схемой
стабилизации, либо кислот-
ный аккумулятор. Напряжение, даваемое таким аккумулятором емкостью
60 а-ч при разрядке его током около 100 ма (ток накала электрометриче-
ской лампы), уменьшается в течение 1 мин. примерно на 10-6 своей на-
чальной величины. Скорость разрядки можно понизить, взяв аккумулятор
большей емкости и предварительно его частично разрядив (скорость разряд-
ки минимальна у аккумулятора разряженного на 25—30% его емкости).
Однако и при этом нестабильность электрометра будет слишком велика,
если не собрать его по той или иной схеме с повышенной стабильностью,
например по мостовой схеме (гл. IV, § 4). Такие же схемы используются
и^при питании электрометров от выпрямителей. Как и всякие балансные
схемы, они обладают повышенной стабильностью по отношению к любым
синфазным помехам, т. е. помехам, одновременно действующим в обоих
плечах. Поэтому старение ламп, изменение температуры в помещении
и т. д. в известной мере нивелируются.
Пример мостовой схемы, построенной на двух пентодах 6Ж1Ж, приве-
ден на рис. 7.45. Лампы питаются от аккумуляторов и работают при пони-
женных напряжениях на электродах, причем аккумулятор накала имеет
большую емкость (60—100 а-ч), а управляющей служит пентодная сетка.
Введенные в схему потенциометры позволяют выбрать режим наиболее
стабильной работы. Схема рассчитана на измерение тока в широком диа-
пазоне значений. Для перехода от одного предела к другому переключаются
измерительные сопротивления в цепи сетки левой лампы. При R* == Ю10 ом
и цене деления гальванометра 10 6 а 1мм одно деление шкалы при-
бора соответствует току порядка 10~12 а. Увеличение чувствительности
632
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
(ГЛ. VII
гальванометра позволяет лишь немного повысить чувствительность схемы,
так как начинают сказываться флуктуационные помехи. Увеличением значе-
ния R* можно значительно повысить чувствительность схемы. Однако при-
веденная схема была предназначена для работы с фотоэлектронными умно-
жителями, и поэтому увеличение В* особенного смысла не имело — возрастали
и колебания показаний выходного прибора за счет флуктуаций темнового
тока умножителя.
Вследствие того, что параметры ламп с течением времени изменяются
неодинаковым образом, регулировка мостовой схемы должна периодически
повторяться. Для более стабильной работы схемы желательно лампы пред-
варительно тренировать в течение 100—150 часов. Так как флуктуации
эмиссии катодов обеих ламп не коррелированы, уровень шума мостовой
двухламповой схемы больше,
Рис. 7.46. Мостовая схема лампового электро-
метра, построенного на двух электрометрических
тетродах.
чем одноламповой.
На рис. 7.46 приведена мо-
стовая схема, построенная на
двух электрометрических лам-
пах типа 5800 (см. табл. 7.1),
предназначенная для измерения
концентрации ионов в газовом
потоке, газовом объеме, подвер-
гающемся облучению, и т. п.,
методом накопления заряда на
емкости [238]. В газовый объем,
где измеряется концентрация
ионов, помещается сборный
электрод Его собственная
емкость и входная емкость схе-
мы (CJ играют роль накопитель-
ной емкости С* (в описываемой
установке она была порядка
4,5 пф). Второй электрод Э2 и
емкость С2 компенсационные
и используются для исключения
фона, связанного с начальной
ионизацией газа, существующей до начала действия исследуемого ионизую-
щего агента (этот электрод помещается вне газового потока или вне области,
подвергающейся облучению, и т. д.).
Первоначально схема балансируется при замкнутых ключах Ki и К2
с помощью потенциометров в цепях анодов, защитных сеток и накалов ламп.
Режим ламп подбирают так, чтобы дрейф показаний гальванометра был
минимальным (цена деления гальванометра около 3-10"9 а/мм). Началь-
ное смещение на сетках ламп задается величиной напряжения Ес (около
—1,5 в). При этом сеточный ток ламп близок к 2-10~15 а. Входное сопротив-
ление ламп порядка 7-1014 ом или несколько больше (тБХ ~ 3-103 сек).
Если одновременно разомкнуть ключи Ki и К2, то при совершенно идентич-
ных лампах, одинаковых емкостях Ci и С2 и, наконец, одинаковой скорости
поступления ионов из окружающего пространства на электроды Эх и Э2
дрейф показаний гальванометра не должен изменяться. Независимо от
того, изменился дрейф или нет, он может быть уменьшен подбором емко-
сти С2. Практически легко удавалось получить вполне стабильную работу
схемы с дрейфом, эквивалентным протеканию постоянного тока на элек-
трод Эг порядка 4-10-17 а, а при еще более тщательной балансировке оста-
точная нестабильность может быть снижена еще примерно в 5 раз. Наблю-
дение уровня остаточного дрейфа при измерениях производится в течение
§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
633
Рис. 1А1. Графики, иллюстри-
рующие регистрацию слабого
ионного тока на фоне дрейфа.
нескольких сотен секунд, что соответствует появлению на сетках ламп раз-
ности напряжения порядка нескольких милливольт. Затем включается иони-
зующий агент (или впускается газ в камеру, где расположен электрод Эи
создается около этого электрода газовый поток и т. п.) и наблюдается допол-
нительное Накопление заряда сверх связанного с начальной ионизацией
(рис. 7.47, область t > Zj. Таким путем удавалось замечать поступление
на сборный электрод нескольких десятков
однозарядных ионов в секунду (измеряемый
ток имел величину порядка 10-17 — 10-18 а).
Кроме двухламповых балансных одно-
каскадных схем ламповых электрометров,
в лабораторной практике широкое распро-
странение получили одноламповые мостовые
схемы, построенные на электрометрических
тетродах. В них вместо анодной цепи второй
лампы используется цепь защитной сетки.
Путем подбора удается найти режим работы
лампы, в котором изменение тока эмиссии
приводит к пропорциональному изменению
анодного тока и тока защитной сетки. Это
позволяет выбрать такие сопротивления в цепях электродов лампы, что
показания гальванометра, включенного между анодной цепью и цепью защит-
ной сетки, от тока эмиссии не зависят. При этом причина, по которой может
изменяться ток эмиссии, несущественна: будет ли это изменение напряже-
ния накала, старение катода или его мерцание,— все равно баланс схемы
Рис. 7.48. Схема однолампового мостового электрометра (схема Дюбриджа).
должен сохраниться. Поэтому удается не только снизить нестабильность
нулевого отсчета, но и значительно подавить его колебания около среднего
значения.
Не останавливаясь на обзоре большого количества предлагавшихся
одноламповых мостовых схем [94, 231], приведем схему, часто используе-
мую в лабораторной практике (рис. 7.48) [239]. Все электроды лампы в этой
схеме питаются от одного общего источника (кислотный аккумулятор емко-
стью 60—100 а-ч или хорошо стабилизированный выпрямитель).
Схема может быть представлена в виде моста, изображенного на
рис. 7.48, б, в котором RaK и Нак—сопротивления интервалов катод—анод
и катод—защитная сетка лампы. Поскольку разность потенциалов между
Рис. 7.49. Графики, иллюстрирую-
щие типичную зависимость тока
гальванометра от тока накала лампы
в схеме Дюбриджа.
------ ------- ------- ------- ----------------------
634 НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ (ГЛ. VII
точками а и b Ua — Ub = IzRa—IaRit то условие баланса моста, отвечаю-
щее иа0 — иьо = 0, будет
Дз ___ I&0
Л>0
Один из существенных источников нестабильности схемы — изменение
напряжения источника питания Е, которое приводит к одновременному
изменению как тока эмиссии, так и потенциалов всех электродов лампы,
включая потенциал управляющей сетки. Условие независимости показаний
гальванометра от тока эмиссии ^ьо) _ q МОжет быть записано
«ЛИ
в виде
dlaO Дз diз0
dIB Рц dIB
Поскольку значения производных dlaoldln и dlaoldln обычно неизвестны,
то режим, в котором соотношение (7.20) удовлетворяется, обычно находится
путем подбора. Для этого поступают сле-
дующим образом. Собрав схему, задают
ток /н, близкий к номинальному, указан-
ному в паспорте лампы. Перемещением
движка потенциометра R' устанавливают
гальванометр на нуль. Далее, при малой
чувствительности гальванометра (он обыч-
но снабжается переменным шунтом) варьи-
руют значение тока /н, изменяя величину
сопротивления Re. Показания гальвано-
метра обычно приходят через плоский
экстремум (рис. 7.49). Как правило, значе-
ние тока 1В, соответствующее экстремуму,
несколько отличается от этикетной вели-
чины. Тогда смещают движок на потенциометре Т?5, благодаря чему меняются
величины напряжений Ua0 и Us0, и вновь повторяют поиски экстремума.
Эта процедура повторяется до тех пор, пока значение 7Н, соответствующее
экстремуму, не будет близко к нормальному току накала данной лампы.
После этого переходят к большей чувствительности гальванометра, точно
находят положение экстремума и изменением величины сопротивления R'
устанавливают гальванометр на нуль. В найденном режиме схема может
быть использована для проведения измерений.
Остановимся вкратце на выборе величин сопротивлений, включаемых
в схему. Сопротивления Ri и R3 должны удовлетворять соотношению (7.19).
Вместе с тем значение должно быть достаточно большим, чтобы чувстви-
тельность схемы не оказалась малой. Чаще всего сопротивление берут
порядка 10—20 ком. Так как величина тока 13 обычно превосходит вели-
чину Za в 3—10 раз, то сопротивление R3 оказывается, соответственно,
порядка нескольких тысяч ом. Величина сопротивления выбирается
такой, чтобы потенциал защитной сетки был близким к нормальному для
данной лампы
R^aO — & зО
2— 7 '
‘з
Падение напряжения на сопротивлении /?4 задает начальное смещение на
управляющей сетке лампы, и поэтому величина Т?4 выбирается из очевид-
ного соотношения
$ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
635
Наконец, сопротивление Н5 должно быть достаточно велико для того, чтобы
падение напряжения на нем (вместе с напряжением накала лампы) было
достаточным для питания анодной цепи и цепи защитной сетки. На самом
деле его берут несколько большим, чтобы можно было изменять напря-
жения на электродах при регулировке схемы:
о -- ^аО—^н~|-^аой1
•«5 -------г-------•
7 и
Наконец, сопротивление Нв берется порядка нескольких ом (или десят-
ков ом), с тем чтобы можно было легко менять в небольших пределах ток
Рис. 7.50. Улучшенная схема однолампового мостового электрометра
(схема Барта).
Я
накала во время регулировки схемы (и поддерживать нужную величи-
ну /н при разрядке аккумулятора). Напряжение питания Е должно быть
достаточным для протекания в цепи накала нормального тока.
Некоторый недостаток описанной мостовой схемы на одной лампе (она
иногда называется схемой Дюбриджа) заключается в том, что экстремальная
точка кривой Ir — / (7Н) часто соответствует этикетному значению тока
накала ZH только при напряжениях на аноде и защитной сетке, заметно
отличающихся от наиболее удачных для данной лампы. Этот недостаток
отсутствует в схеме, в которой напряжения питания анодной цепи лампы
и цепи ее защитной сетки снимаются с разных участков ее накальной цепи
(схема Барта [240]).
Пример схемы такого типа приведен на рис. 7.50, а. Эта схема отли-
чается введением дополнительного переменного сопротивления Т?7 в анод-
ную цепь лампы и потенциометра Н8 в цепь ее накала. Если взять рав-
ным нулю, а движок потенциометра Н8 поместить в крайнее левое положе-
ние, то рассматриваемая схема не будет отличаться от рассмотренной выше.
Ее параметры выбирают так, что лампа работает в этикетном режиме,
а гальванометр при 1 = 0 установлен на нуль, т. е. выполнено условие (7.19).
Если теперь перемещением движка потенциометра Н8 в анодную цепь ввести
дополнительное напряжение Uo « R'8IK (Н'е — часть сопротивления Н8,
с которой снимается напряжение Uo), то показания гальванометра изменятся.
Он может быть вновь утсановлен на нуль введением сопротивления Н7= ~ .
тт
При этом, как нетрудно видеть, режим работы лампы остался неизменным,
тогда как параметры схемы, которая может быть представлена в виде моста,
изображенного на рис. 7.50, б, оказались измененными. Таким образом,
эта схема позволяет, оставляя режим лампы этикетным, варьировать
636
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
{ГЛ. VII
параметры. Последние можно выбрать так, чтобы схема оказалась мало
чувствительной к изменениям напряжения источника питания.
Так как условие баланса моста, изображенного на рис. 7.50, б
(иа -иь = 0),
£/0 + /ао(/?1 + ^7) = /8оЯз, (7.21)
то условие независимости Показаний гальванометра от тока накала может
быть записано в виде
^7ар__ Дз dlsg________ П8
dla “ Д1 + Д7 ' dla Д1 + Д7 ‘ [ '
Из этого выражения видно, что, варьируя величину сопротивления 7?7,
можно изменять коэффициент, стоящий перед производной rf730/c?7H. Так
как для соблюдения условия (7.21) одновременно нужно соответствующим!
образом изменять и напряжение Uo, то варьируется и дополнительное сла-
Дв
гаемое R д , но изменение его величины, которая примерно на порядок
ниже, чем dIa0/dIH, можно не принимать во внимание. Это и дает возмож-
ность находить стабильный режим работы схемы без изменения режима
работы лампы (т. е. без изменения значений производных dlaofdla и dl3(jdla,
как в схеме на рис. 7.48).
При постройке схемы и отыскании наиболее стабильного режима ее
работы поступают следующим образом. Величины всех сопротивлений
выбирают такими, чтобы при крайнем левом положении движка потенцио-
метра Т?8 и полностью выведенном сопротивлении Т?7ток накала лампы и потен-
циалы всех ее электродов соответствовали этикетным значениям (для этого-
может даже оказаться удобным временное включение микроамперметров
в анодную цепь и в цепь защитной сетки). Гальванометр устанавливается
на нуль перемещением движка потенциометра в цепи защитной сетки. Далее,
немного изменяя ток накала с помощью реостата 7?6, следят за показаниями
гальванометра. Как правило, оказывается, что они не сохраняются постоян-
ными. Тогда, установив вновь нормальное значение тока ZH, несколько пере-
мещают движок потенциометра Rs вправо и, изменяя величину сопротивле-
ния Т?7, вновь устанавливают гальванометр на нуль. Затем снова немного-
варьируют ток накала и следят за показаниями гальванометра. Если прибор
оказывается менее чувствительным к непостоянству тока накала, то это-
значит, что введенное напряжение Uo имеет правильный знак. Если же
гальванометр оказывается более чувствительным к изменению тока /н, то это-
означает, что коэффициент при производной dlsa!dla в (7.22) нужно не
уменьшать, а увеличивать. Для этого сопротивление R-, (и напряжение £70)
нужно вводить не в анодную цепь, а в цепь защитной сетки лампы (тогда
интересующий нас коэффициент будет , Поэтому концы проводов р
и q, идущих от сопротивлений Rr и R3 к сопротивлениям Ri и Rs, следует
поменять местами. Убедившись в правильном включении /?7 и Uo, легко-
находят такое положение движка потенциометра R6 и величину сопротив-
ления Ri, при которых зависимость 7Г = проходит через плоский экстре-
мум в области номинального тока накала лампы или, иначе говоря, дрейф-
нуля минимален. Режим ламцы при этом оказывается этикетным или таким,
какой был установлен с самого начала.
Фактически наблюдаемый в схеме дрейф, обусловленный криволиней-
ностью действительных характеристик, описывающих зависимости анодного-
тока и тока сетки объемного заряда от тока эмиссии, оказывается столь же
малым, как и в схеме, изображенной на рис. 7.48, но лампа может быть
§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
637
поставлена в более удачный режим. Поэтому чувствительность схемы может
оказаться несколько более высокой, сеточный ток лампы меньшим, а срок
ее работы без заметного изменения характеристик — большим.
Параметры схемы Барта выбирают приблизительно такими же, как
схемы Дюбриджа, а величину сопротивления потенциометра Т?8 — равной
10—20 ом. На рис. 7.51 приве-
дена электрометрическая схема
описываемого типа, предназна-
ченная для измерения ионного
тока на коллекторе масс-спект-
рометра. При цене деления галь-
ванометра 10~8 — 109 а ее чув-
ствительность—порядка 10-1Б а.
Как уже отмечалось, для
электрометрических схем могут
быть использованы некоторые
приемно-усилительные лампы,
работающие в электрометриче-
ском режиме. Кроме того, схемы
могут более или менее суще-
Рис. 7.51. Схема Барта, использовавшаяся для
измерения ионного тока на коллектор масс-
спектрометра.
ственно отличаться от рассмот-
ренных.
Для иллюстрации приведем
схему, использовавшуюся при измерении интенсивности рентгеновского
излучения и потока у-квантов с помощью ионизационной камеры [241].
Схема (рис. 7.52) построена на пентоде-желуде 959, имеет отдельный
источник сеточного смещения специального типа, сочетающий портатив-
ность с большой стабильностью [242], и гальванометр (микроамперметр),
включенный между анодом
лампы и накальной цепью
(а не цепью сетки объемного
заряда). Чувствительность
схемы относительно низкая—
при Н* = 1011 ом вся шкала
прибора соответствует току
около 10~п а. Дрейф нулево-
го отсчета прибора после про-
грева — около 10~13 а /ч при
R* = доп ом_ Общая входная
емкость вместе с камерой —
около 16 пф. Поэтому по-
стоянная времени входа при
В* = 1QU ом — около 2 сек.
В настоящее время сравнительно легко удается строить однокаскадные
схемы мостового типа для измерения тока до 10“14 — 10“15 а, т. е. такого же
порядка, как сеточный ток электрометрической лампы, или несколько
меньше. При этом постоянные времени входа таких схем имеют порядок
нескольких единиц или десятков секунд. Постройка и работа со столь чув-
ствительными схемами требует амортизации лампы и защиты ее от света,
а также обработки ее поверхности, о чем говорилось выше. Особенно суще-
ственную роль играет качество деталей схемы — стабильность сопротивле-
ний, надежность контактов потенциометров и контактных разъемов, изоля-
ция цепей, связанных с сеткой электрометрической лампы (в том числе
и изоляция электрода фотоэлемента или фотоэлектронного умножителя, кол-
лектора масс-спектрометра, электрода ионизационной камеры, соединен-
638
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
1ГЛ. VII
ного с сеткой лампы, и т. д.). Наконец, чувствительные схемы нуждаются
в хорошей экранировке. Помимо самой схемы, желательно экранировать
источник питания и провода, связывающие его со схемой. Если электрометр
работает в зоне значительных электромагнитных помех, то электрометри-
ческую лампу желательно поместить в цилиндр из мягкого железа с толщи-
ной стенок 10—15 мм.
При постройке лампового электрометра необходимо определить его
чувствительность и измерить сеточный ток лампы в том режиме, в котором
она находится в схеме.
Для определения чувствительности схемы на ее вход подается неболь-
шое напряжение известной величины и замечается число делений, на кото-
Рис. 7.53. Схема для определе-
ния чувствительности электро-
метрического усилителя и изме-
рения величины сеточного тока
лампы.
рые изменяются показания гальванометра-
Относя это число делений к числу вольт на-
пряжения, поданного на вход, получаем чув-
ствительность электрометра к напряжению
(в делениях на вольт). Для того чтобы найти
чувствительность прибора к току (в делениях
на ампер), нужно полученную «вольтовую»
чувствительность умножить на величину со-
противления R*.
Схема градуировки должна быть построе-
на так, чтобы при подаче на вход схемы из-
вестного градуировочного напряжения сопро-
тивление в цепи сетки было таким же, как
при последующей работе со схемой (т. е. рав-
ным R*). В противном случае смещение на
сетке лампы при градуировке схемы окажется
отличным от рабочего, а следовательно, и чув-
ствительность схемы будет другой. Избежать этого можно, подавая в разрыв
сеточной цепи градуировочное напряжение, снятое с сопротивления R' < R*
(рис. 7.53).
Величина сеточного тока 1С лампы может быть приблизительно опреде-
лена следующим образом. Этот ток, так же как и измеряемый, протекая
по сопротивлению R*, создает на нем падение напряжения. Если R* сделать
равным нулю, то показания гальванометра изменяются как раз на такую
величину, на какую они меняются при протекании через это сопротивле-
ние тока 7, равного по величине току 7С. Следовательно, для определения
значения тока 1С достаточно закоротить сопротивление R* и заметить, на
сколько делений изменились показания гальванометра. Зная чувствитель-
ность схемы, легко вычислить величину 7С. Более чувствительный метод
определения величины сеточного тока заключается в наблюдении скорости
изменения заряда емкости между сеткой и остальными электродами лам-
пы Сс. В момент отключения сопротивления R* (рубильник ГЦ на рис. 7.53)
потенциал сетки лампы Uc0 ftt 7Н7?2. По мере зарядки емкости сеточным током
величина Uc изменяется, стремясь к потенциалу свободной сетки, и соответ-
ственно изменяются показания гальванометра, включенного в схему. Сред-
няя величина сеточного тока лампы определяется из соотношения
7с = ЛСс-^, (7.23)
где к — чувствительность схемы к напряжению, а А7Г — изменение за
время Af величины тока, регистрируемого гальванометром. Интервал вре-
мени А« должен быть много меньше постоянной времени сеточной цепи
(т. е. напряжение на сетке должно меняться на малую величину относи-
тельно значения Uc0).
§ 4] ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ 639
Наконец, не представляет труда найти то напряжение, при котором
характеристика тока сетки лампы пересекает ось напряжений, т. е. сеточ-
ный ток меняет свой знак. Для этого в схеме, изображенной на рис. 7.53,
размыкают рубильник /Д. В цепях анода и защитной сетки лампы устанав-
ливаются токи, соответствующие свободной сетке, т. е. такому ее потен-
циалу, при котором сеточный ток равен нулю. Замкнув теперь рубиль-
ник III, подбором величины напряжения Urp вновь устанавливают такие же
показания гальванометра, как при свободной сетке. Тогда, очевидно, потен-
циал сетки, заданный внешним источником и падением напряжения на
сопротивлении R2, как раз равен ее потенциалу в свободном состоянии.
Следовательно, полученное таким образом значение напряжения UTp + lvR2
соответствует напряжению Uc = Uc\ при котором кривая Ic = / (Uc)
пересекает ось абсцисс.
Как уже упоминалось выше, если электрометрическая схема исполь-
зуется для измерения величины тока по падению напряжения на сопротив-
лении, то смещение Uc0 по своей абсолютной величине должно значительно
превосходить напряжение С/с0> с тем, чтобы рабочая точка располагалась
в области плато характеристики сеточного тока лампы.
4. Многокаскадные ламповые электрометры с непосредственной связью.
Однокаскадные ламповые электрометры требуют чувствительных зеркаль-
ных гальванометров, установленных на неподвижных опорах. Для того
чтобы перейти к регистрации выходного сигнала обычным стрелочным при-
бором или пишущим потенциометром и превратить таким образом измере-
ния слабого тока и малых количеств электричества в обычные технические
измерения, строят многокаскадные схемы. В большинстве случаев они содер-
жат несколько каскадов, охваченных глубокой отрицательной обратной
связью, причем первый каскад построен на электрометрической лампе или
обычной усилительной лампе, поставленной в электрометрический режим.
Минимальная величина тока или заряда, которые могут быть измерены
с помощью такой многокаскадной схемы, ограничиваются величиной флук-
туационных помех и нестабильностью нулевого отсчета. Уровень флуктуа-
ционных помех в большинстве случаев определяется входной цепью электро-
метра. Далее, если электрометрический каскад строится на лампе с р, порядка
единицы, то нестабильность показаний выходного прибора определяется
не только процессами в первом, но также и во втором каскаде схемы. Поэтому
оба эти каскада должны быть тщательно сбалансированы. Практически
пороговая чувствительность таких схем того же порядка, что и однокас-
кадных.
Для перехода к многокаскадной схеме электрометра по существу доста-
точно включить между выходом любой из рассмотренных выше однокас-
кадных схем и измерительным прибором усилитель медленно меняющихся
сигналов. В частности, в качестве входного каскада можно использовать,
например, схему Барта, присоединив к точкам а и Ъ (см. рис. 7.50) сетки
ламп катодносвязанного каскада, за которым будут следовать еще один
или два каскада с непосредственной связью и измерительный прибор. Исполь-
зуются также и другие балансные схемы, построенные на одной лампе [243].
Однако наибольшее распространение в настоящее время получили входные
электрометрические каскады, собранные на двух лампах (чаще всего на
сдвоенных тетродах). За электрометрическим каскадом обычно следуют
один-два каскада усиления напряжения и выходной катодный повто-
ритель. Отрицательная обратная связь в такой схеме подается с катода
выходного каскада на сетку электрометрической лампы через высокоомное
сопротивление R*, служащее одновременно сопротивлением утечки электро-
метрической лампы. Как правило, усилитель питается от выпрямителя с эле-
ктронной стабилизацией [229, 230, 244 — 246].
640
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
В качестве примера на рис. 7.54 приведена схема электрометра типа
ЭМУ-3 [246]. Первый каскад этой схемы собран на двойном тетроде 2Э2П,
а последующий усилитель — на лампах 12Ж1Л (С7В — 12,6 в, 1а = 75 ма).
Этот усилитель состоит из двух катодносвязанных каскадов и катодного
повторителя. Накалы всех ламп соединены последовательно и питаются
от стабилизированного источника напряжения. Цепь накалов одновременно
используется как делитель напряжения, с отдельных участков которого
снимаются напряжение смещения на управляющие сетки электрометриче-
ской лампы (повышается потенциал ее катода), напряжение на ее защитную
сетку, а также на ряд электродов ламп последующих каскадов. В схеме
Рис. 7.54. Схема многокаскадного лампового электрометра (ЭМУ-3).
имеется стопроцентная отрицательная обратная связь с выхода (катод пос-
ледней лампы) на вход (сетку первой лампы). При установке на нуль выход-
ного прибора (выбором соответствующего напряжения на экранной сетке
одной из ламп первого катодносвязанного каскада) напряжение на катоде
выходной лампы равно нулю. Поэтому без нарушения режима работы пер-
вой лампы ее управляющая сетка соединяется через сопротивление R* (вели-
чина которого выбирается порядка 1011 — 1012 ом) с выходом усилителя.
Так как коэффициент усиления схемы без обратной связи около 4000, то
коэффициент передачи напряжения схемы с обратной связью равен единице
с точностью до долей процента. Выходное напряжение, пропорциональное
величине тока на входе, измеряется микроамперметром с дополнительным
сопротивлением. Величину последнего (Ra) можно скачкообразно изменять
(на рис. 7.54 переключатель не указан), варьируя таким образом пределы
шкалы прибора (от 0,03 в до 100 в, что соответствует значениям тока I —
— 3-10*14 а и 10~10 а при R* = 1012 ом).
Постоянная времени входа рассматриваемой схемы определяется в основ-
ном постоянной времени цепи обратной связи х = R*C". Это видно из схемы
входной цепи усилителя с учетом паразитных параметров (емкость входа
вместе с емкостью датчика сигналов — С и сопротивление утечек цепи
сетки — R'), изображенной отдельно на рис. 7.54. Сопротивление R*
и емкость С" образуют сопротивление ZP2 цепи параллельной обратной связи
(см. гл. II, § 4). Входное сопротивление устройства с такой цепью опре-
деляется параллельным соединением входного сопротивления устройства
§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
641
без цепи обратной связи и сопротивления ZP2, уменьшенного в
* R*
(см. выражение (2.77)): Zp2 = • Последнее
1
1-НК₽о раз
выражение
соответствует в свою очередь параллельному включению сопротивления
R = и емкости С = С" (1 + К). Так как R* < R’, а С > С', то,
следовательно, входное сопротивление практически определяется только
цепью обратной связи. Изменяя величину емкости С", шунтирующую сопро-
тивление R* (включая в схему специальный конденсатор), можно изменять
Рис. 7.55. Вариант простой схемы многокаскадного лампового
электрометра.
постоянную времени входа в широких пределах. У электрометров ЭМУ-3,
выпускаемых промышленностью, она порядка 1 сек.
Флуктуации показаний выходного прибора электрометра этого типа
соответствуют току ' порядка 10-15 а, что и определяет его пороговую
чувствительность. Дрейф — около 1,5 мв/ч, что соответствует току
I ~ 1,5-10-16 а при Я* = 1012 ом.
Конструктивно электрометр ЭМУ-3 выполнен в виде настольного (или
консольного) прибора с выпрямителем в отдельном блоке. Электрометри-
чески каскад отделен от остального усилителя и смонтирован в толстостен-
ном железном цилиндре, который может быть эвакуирован. Эта «электро-
метрическая головка» (относящиеся к ней элементы схемы очерчены на
рис. 7.54 пунктиром) соединена с главным усилителем гибким кабелем
и может относительно него свободно перемещаться, что удобно в экспери-
ментальной работе.
Сравнительно простая схема многокаскадного лампового электрометра
с большой пороговой чувствительностью 2,5-Ю-1® а при постоянной вре-
мени хода порядка 1 сек приведена на рис. 7.55 [247]. Она построена, по
существу, точно так же, как предыдущая схема, но отличается большей
симметрией всех каскадов. Для получения высокой чувствительности все
лампы тщательно подбирались и находились двойные триоды с максимально
идентичными характеристиками после их тренировки. В оригинальной
схеме накалы всех ламп, исключая последнюю, соединены последовательно
и питаются от стабилизированного выпрямителя. При этих условиях дрейф
нулевого отсчета удалось снизить до величины, меньшей 0,02 мв!ч (т. е.
эквивалентен току I, меньшему 2-10~17 а при R* = 1012 ом).
41 А. М. Бонч-Бруевич
642
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
В литературе описаны аналогичные схемы с отрицательной обратной
связью, в которых входной каскад построен на двух электрометрических
лампах. В принципе эти схемы не отличаются от приведенных выше.
В последнее время в электрометрических усилителях все шире и шире
применяют субминиатюрные лампы — прямонакальные пентоды или тет-
роды с сеточным током порядка 10“14 — 10~1Б а и большим коэффициентом
усиления. Благодаря этому число каскадов в усилителе может быть сокра-
щено, а дрейф усилителя определяется только первым каскадом. За гра-
ницей используются субминиатюрные пентоды СК-5886 (DF-703), СК-5889,
СК-512 и др. [229, 248—252]. Отечественной промышленностью выпус-
кается субминиатюрный пентод И-1 с управлением по третьей сетке и коэф-
фициентом усиления р 5, на котором строятся электрометрические уси-
лители [233].
Рис. 7.56. Вариант несимметричной электрометрической
схемы. ,
На субмициатюрных1 лампах строят как мостовые схемы, в значитель-
ной мере подобные приведенным выше, так и несимметричные скемы. Благо-
даря улучшению технологии изготовления ламп пороговая чувствитель-
ность этих схем при стабилизированном питании катодов и всех остальных
электродов ламп приближается к пороговой чувствительности симметрич-
ных схем. Для примера на рис. 7.56 приведена несимметричная схема, в кото-
рой электрометрический каскад построен на лампе СК-512 с р ~ 150 [230].
При выбранном- сопротивлении анодной нагрузки коэффициент усиления
напряжения этого каскада — около 100. За ним следует трехкаскадный
усилитель с непосредственной связью. В этой схеме, как и в приведенных
выше, имеется отрицательная обратная связь с выхода на управляющую сет-
ку первой лампы. Ее глубину можно изменять, варьируя этим самым коэф-
фициент усиления схемы от 1 до 1000 (общее усиление без обратной связи
около 20 000). На выходе схемы может быть включен стрелочный прибор
или самописец (с максимальной чувствительностью 1 мв на всю шкалу).
Все электроды ламп .питаются выпрямленным напряжением, стабили-
зированным газоразрядными стабилитронами. Этот стабилизатор питает
накалы двух первых ламп, причем потенциометром в накальной цепи задается
также напряжение смещения на управляющую сетку первой лампы и напря-
жение на ее экранной сетке. Дрейф нулевого отсчета при использовании
тренированных ламп после получасового прогрева — порядка 100 мкв/мин.
§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
643
В многокаскадных электрометрах могут быть применены пентоды
6Ж1Ж и. 959, работающие в режиме пониженных напряжений на элек-
тродах. В частности, заслуживает внимания простая схема, в которой элек-
трометрический каскад собран по схеме катодного повторителя с очень
большим сопротивлением в катодной цепи [237]. Такая схема приведена
на рис. 7.57. Кроме входного (электрометрического) катодного повторителя
она содержит второй каскад, собранный по схеме балансного катодного
повторителя. На управляющую сетку второй лампы выходного каскада
подается напряжение, снимаемое со специального потенциометра. Этот
потенциометр можно за-
менить дополнительным
каскадом, построенным по-
добно первому еще на одной
лампе 6Ж1Ж. Тогда схема
приобретает совершенно
симметричный вид, а вто-
рой электрометрический
вход можно использовать
для дифференциальных из-
мерений или для уменьше-
ния воздействия на схему
внешних помех. По опуб-
ликованным данным [237]
при выборе удачного ре-
жима работы лампы вход-
ного каскада, прошедшей
Рис. 7.57. Простая электрометрическая схема с ис-
пользованием катодного повторителя иа лампе 6Ж1Ж,
работающей в режиме пониженных напряжений
питания.
предварительную тренировку, питании схемы
от хорошо стабилизированного источника напряжения, прогреве ее в течение
полутора часов дрейф нулевого отсчета Оказывается порядка 100 мкв!мин.
Не рассматривая большого числа других вариантов многокаскадных
электрометрических схем, отметим, что, как и однокаскадные схемы, почти
все они могут использоваться для измерения тока не по падению напряже-
ния на сопротивлении, а по накоплению заряда на емкости (т. е. как инте-
граторы тока). Измерения тока могут производиться по наблюдению ско-
рости изменения показаний выходного прибора или по времени, в течение
которого напряжение на емкости С* достигает известной величины [253, 254 J.
При этом срабатывает реле, присоединенное к выходу усилителя, в резуль-
тате чего разряжается конденсатор С* и одновременно отмечается время,
протекшее с момента начала накопления заряда. Один из таких интегра-
торов позволял измерять ток 10-15 а с относительной погрешностью 1 % (т. е.
имел пороговую чувствительность ~10-17 а) при времени накопления
1000 сек [254].
Существенное ограничение чувствительности интеграторов связано
с тем, что емкость С* заряжается не только измеряемым, но и сеточным
током входной лампы. Исключить или, во всяком случае, уменьшить влия-
ние добавочного заряда, получаемого таким образом измерительным конден-
сатором, можно, построив схему с компенсационным входом (см. рис. 7.46).
Другой вариант решения этой задачи заключается в том, что входную лампу
ставят в режим работы с плавающей сеткой и в схему вводят компенсацион-
ную цепь. Блок-схема такого устройства приведена на рис. 7.58.
В исходном- режиме (при 7 = 0) движок потенциометра R ставится
в крайнее правое положение. Емкость С* заряжается до потенциала сво-
бодной сетки (ток 7С прекращается), и выходной прибор устанавливают
на нуль. Затем, по мере зарядки емкости С* измеряемым током 7, поддер-
живают нулевые показания выходного прибора, перемещая движок потен-
циометра 7?. Очевидно, что вводимое таким образом напряжение U численно
644
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
£ГЛ. VII
равно величине It/С*, т. е. показания вольтметра Vo, пропорциональны вели-
чине заряда, накопленного конденсатором С*, или, иначе говоря, пропор-
циональны среднему значению тока I за время t. В таком устройстве электро-
метрический усилитель К вместе с выходным прибором используется, по
существу, лишь как нуль-индикатор.
страцией измеряемой величины.
Компенсационный метод удачно сочетается с
Рис. 7.58. Блок-схема электрометра-
интегратора с компенсационной цепью,
в которой входная лампа работает в
режиме плавающей сетки.
автоматической реги-
Для этого напряжение с выхода усилите-
ля U2 подается на реверсивный мотор,
который и приводит в действие меха-
низм перемещения движка потенцио-
метра R; движок связан с пером, и его
положение отмечается на движущейся
ленте. Такая система представляет со-
бой обычный пишущий потенциометр
(см. § 1 настоящей главы) с электроме-
трическим входом, работающим в ре-
жиме интегратора тока.
Наконец, еще один метод уменьше-
ния влияния сеточного тока заключа-
ется в том, что конденсатор С* во время
зарядки его измеряемым током I отклю-
чается от электронноламповой схемы
и присоединяется к ее входу только
на время измерения накопленного за-
разомкнутом ключе Р
конденсатор С* при
Рис. 7.59. Блок-схема электрометра-интегратора с от-
ключением емкости от сетки лампы и использованием
усилителя переменного напряжения.
ряда (установившегося на конденсато-
ре напряжения). Этот метод удачно сочетается с переходом от усилителя
с непосредственной связью к усилителю переменного напряжения [255].
Принципиальная схема входной цепи такого интегратора показана на
рис. 7.59. После того кг
в течение известного вре-
мени заряжается током
датчика, он присоединяет-
ся к сопротивлению R или
индуктивности L и раз-
ряжается. В результате
этого на входе усилителя
появляется либо импульс
экспоненциально спадаю-
щего напряжения, либо
цикл затухающих колеба-
ний. Пороговая чувстви-
тельность такого устрой-
ства ограничивается флук-
туациями во входной цепи
усилителя, и помехами, вносимыми контактным прерывателем. Построен-
ный прибор давал возможность измерять ток порядка 1,5- 10-г? а или заряд
порядка 4-10~1в к с точностью до 2% в результате статистической обработки
25 отсчетов, которые занимают около 10 мин. Большие токи (порядка 10-15 а)
не требуют многократных отсчетов и могут быть измерены за несколько
секунд [256].
Более подробное рассмотрение электрометрических усилителей и при-
менения в них различного вида обратных связей приведено в специаль-
ных обзорах [231, 257].
5. Динамические ламповые электрометры. Как уже отмечалось выше,
дрейф (вместе с флуктуационными помехами) не только ограничивает поро-
§ 4!
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
645
электрометров.
£
Я
Рис. 7.60. Схема, по-
ясняющая работу
емкостного преобра-
зователя в динамиче-
ском ламповом элек-
трометре.
„. Если теперь при
говую чувствительность устройств, содержащих усилитель с непосредствен-
ной связью, но, что весьма существенно, не позволяет проводить длитель-
ные измерения без периодического контроля нулевого отсчета выходного
прибора. В связи с этим в ряде случаев в электрометрических измерениях
переходят от простых усилителей с непосредственной связью к усилителям
с коррекцией дрейфа или к усилителям с несущей частотой (с модуляцией
сигнала).
При этом, очевидно, преобразование (модуляция) сигналов должно соче-
таться с высокоомным входом. Практически удачное решение этой задачи
найдено в схемах так называемых динамических ламповых
Такие системы применяются для измерения заряда, воз-
никающего в ионизационной камере при прохождении
через нее потока частиц [258], измерения контактной
разности потенциалов [259], определения напряженно-
сти электрического поля [260, 261 ], в приборах, пред-
назначенных для газового анализа [262] и т. д. Прин-
цип действия их заключается в использовании для
преобразования сигналов на входе усилителя конден-
сатора с периодически изменяющейся величиной емкости.
Основные черты такого преобразования постоянного
напряжения в переменное могут быть выяснены из рас-
смотрения устройства, схематически изображенного на
рис. 7.60. Если электроду 2 сообщается заряд q, то на
С'
электродах 1 и 3 индуцируются заряды q± = q
С —с
С"
и д2 —9с' + С" ’ где И С — емкости конденсаторов,
образованных соответствующими электродами (роль
электрода 3 может играть экран). Между электродами
1 и 2 появляется разность потенциалов Uс =
неизменно?! величине заряда q изменить емкость С иДи С" (или обе эти
емкости вместе) так, что сумма С + С" не останется постоянной, то соответ-
ственно изменится и величина Uc. Кроме того, если не будет сохраняться
постоянным отношение С"1С, то должен также измениться и индуцированный
на электроде 1 заряд q^ (а также и заряд д2). Поэтому в цепи, соединяющей
электроды 1 и 3, будет протекать ток, мгновенное значение которого Ir — ~^
Включая в цепь протекания этого тока сопротивление R, получим на нем
падение напряжения UR = R . При периодическом изменении вели-
чин С + С" vlC"IC напряжения Uc и UR будут также периодически изменять-
ся и каждое из них можно подать на вход усилителя переменного напря-
жения, усилить до нужного уровня, продетектировать и измерить с помощью
того или иного прибора постоянного тока.
В динамических ламповых электрометрах переменное напряжение
большей частью снимают с переменного конденсатора, присоединяя его
(через разделительную 7?С-цепь) ко входу усилителя (рис. 7.61). Сопро-
тивление R при этом в схему не включают и емкости С и С", указанные
на рис. 7.60, оказываются включенными параллельно и образуют емкость
динамического конденсатора CR = С + С", величина которой периоди-
чески изменяется около своего среднего значения Ся0.
Устройство с динамическим конденсатором может быть использовано
как для измерения мгновенных значений слабого тока, так и в режиме инте-
гратора тока. В первом случае в цепь протекания тока включают сопротив-
ление R*, к которому и присоединяют динамический конденсатор (как это
646
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
указано на рис. 7.61). Он заряжается с постоянной времени т* = R*Cn0
до напряжения Uc = IR*, запасая заряд q = IR*Cr0. Далее, если период
колебаний величины CR много меньше т*, запасенный заряд не модулируется,
а изменение напряжения на емкости пропорционально величине Uc- Иначе
говоря, при этих условиях переменное напряжение, снимаемое с динамиче-
скрго конденсатора, пропорционально величине тока, протекающего в цепи
датчика, причем время реакции системы задается величиной т*.
Для того чтобы динамический электрометр работал в режиме интегра-
тора тока (накопления заряда), достаточно
в схеме, изображенной на
рис. 7.61, исключить сопро-
тивление R*. При этом изме-
рительный конденсатор бу-
дет накапливать заряд q — It
и при колебаниях величины
его емкости напряжение бу-
дет периодически изменять-
ся около значения Uc =
It
= х— , нарастающего с тече-
сдо
нием времени.
конструкция измерительного
тЧ 1
Рис. 7.61. Блок-схема динамического лампового
электрометра.
о—А ,
Со + СдоУ
, но это не влияет
Очевидно, что параметры входной цепи и
конденсатора должны быть выбраны так, чтобы уровень переменного напря-
жения был возможно выше (если это не влечет за собой снижения пороговой
чувствительности схемы). Для этого модуляция величины емкости Сд должна
быть возможно большей, а сама величина этой емкости малой.
Эффективность работы динамического конденсатора уменьшает емкость
источника сигналов и подводящих проводов (Со). Поэтому в схему вклю-
чают сопротивление R', разделяющее эту емкость и динамический конден-
сатор. Постоянная времени C0R' выбирается много большей периода изме-
нения емкости Сд. При этом, хотя емкость Со и уменьшает заряд, получае-
мый конденсатором Сд при сообщении всей системе заряда q qR =
а следовательно, снижает и напряжение Uc
на глубину модуляции величины Uc при изменении значения Сд
гг д0 У
Поскольку, далее, общую емкость входной цепи увеличивает также
и входная емкость усилителя, она должна быть сделана возможно меньшей.
Большей частью входной каскад усилителя располагают в непосредственной
близости от измерительного конденсатора и до минимума сокращают соеди-
с =
нительные провода.
Для того чтобы разделительная цепь не приводила к снижению уровня
сигнала, ее постоянная времени должна быть больше периода модуляции Сд.
Наконец, активное входное сопротивление схемы (вместе с сопротивлением
утечки разделительного конденсатора) должно быть возможно большим,
с тем чтобы через него не происходила утечка заряда q, если динамический
конденсатор работает в режиме интегратора, или чтобы оно не шунтировало
сопротивление R*, если оно включено в схему.
Изменение емкости 'измерительного конденсатора в динамических элек-
трометрах разных систем осуществляется по-разному. Для этого применя-
лись два разрезных коаксиальных цилиндра, один из которых вращался
относительно другого, дифференциальный переменный конденсатор с вра-
щающимся с помощью мотора ротором, конденсаторный микрофон, возбу-
ждаемый репродуктором, специальные вибрационные конструкции, приво-
§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
647
Рис. 7.62. Блок-схема динамического
лампового электрометра, работающего
по принципу компенсационного изме-
рения заряда.
Усилитель ST
идетехтср ( f
димые в действие электромагнитом, конденсаторы, одна из пластин кото-
рого представляет собой металлизированную поверхность колеблющейся
пьезокварцевой пластинки, и т. д. [263].
Закон изменения напряжения, снимаемого с динамического конденса-
тора, может быть сложным. Однако обычно представляет интерес только
амплитуда первой гармоники этого напряжения, поскольку в динамиче-
ских электрометрах используются узкополосные регистрирующие устрой-
ства для снижения уровня флуктуационных помех, подводимых к выходному
прибору. Чаще всего такой избирательной системой служит синхронный
детектор, применение которого особенно
целесообразно, если уровень полезного
сигнала на входе много ниже уровня
флуктуационных помех (см. гл. VI, § 1).
Для управления синхронным детектором
используется сигнал от того же источ-
ника, который приводит в действие
динамический конденсатор. Между це-
пью с динамическим конденсатором и
синхронным детектором обычно вклю-
чается избирательный усилитель. Как
известно, слишком большое сужение
его полосы пропускания может при-
вести к дополнительной нестабильности
отсчета выходного прибора (см. гл. VI,
§ 1). Вместе с тем в устройствах с обратной связью (большинство динами-
ческих электрометров имеет обратную связь) при неудачном выборе частотной
характеристики схемы возможно возникновение генерации. Поэтому вы-
бор полосы пропускания приходится делать с учетом устойчивости
работы электрометра или включать в усилитель специальные фильтры
[264, 265].
Применение избирательной системы не исключает того, что отношение
уровня сигнала к уровню шума на входе должно быть возможно большим
при заданной величине тока I или заряда q. В связи с этим, как и в электро-
метрах, рассмотренных выше, желательно применять лампы с малым сеточ-
ным током и, помимо уменьшения емкости входной цепи и?увеличения глу-
бины ее модуляции, желательно выбирать возможно большую частоту моду-
ляции [266]. Практически в большинстве динамических электрометров она
ограничивается величиной 500—1000 гц. В электрометрах с'пьезокварцевыми
преобразователями она на 1—2 порядка выше.
Так как амплитуда переменного напряжения при заданной величине
заряда q определяется начальной емкостью входной цепи электрометра
и амплитудой ее колебаний, то во время измерений эти величины необхо-
димо поддерживать постоянными. Емкость схемы и датчика сигналов обычно
изменяется мало, но требования стабильности емкости Ся и пределов ее
изменений сильно усложняют конструирование динамического конденсатора
и работу с ним. Избежать погрешностей, связанных с нестабильностью
динамического конденсатора позволяют компенсационные измерения заряда.
Блок-схема устройства, предназначенного для таких измерений с помощью
динамического электрометра, приведена на рис. 7.62.
Если напряжение U равно нулю и системе, состоящей из двух конденса-
торов Со и Сд, сообщен заряд д, то напряжение на конденсаторе Ся будет
Uс = гЛ'т • При периодическом изменении емкости Ся это напряжение
Од + Со
будет преобразовано в переменное и зарегистрировано на выходе. Если
теперь в схему ввести дополнительное напряжение U, то напряжение на
648
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
конденсаторе Сп изменится на величину U'c =
жение на нем будет
UC0
~, и суммарное напря-
дт^о
Ur =____q____\--UC° - .
С Сд + С0 Сд + Со •
(7-24)
Выбирая
[7 =
е
с0 ’
можно довести напряжение Uc до нуля, а следовательно, и переменное
напряжение на выходе усилителя, что будет отмечено по нулевым показа-
ниям выходного прибора. Таким образом, используя динамический элек-
трометр как нуль-индикатор и измеряя напряжение U, можно определить
Рис. 7.63. Динамический лампо-
вый электрометр с цепью, уменьша-
ющей погрешности за счет непосто-
янства емкости Сд и пределов ее
изменения во время работы.
величину заряда q, причем на величину
измеряемого напряжения никак не влияет
непостоянство среднего значения емкости
входной цепи или пределов ее изменения.
Во многих случаях компенсационные
измерения мало удобны, так как требуют
непрерывной подстройки прибора и за-
трудняют автоматическую запись уровня
выходного сигнала. Поэтому цепи, ана-
логичные приведенной на рис. 7.62 или
подобные ей; применяются для компенса-
ции начальной контактной разности по-
тенциалов между пластинами динамическо-
го конденсатора. Для того же чтобы резко уменьшить погрешности, связанные
с колебаниями величины Сд и пределов ее изменения, в электрометр вводят
глубокую отрицательную обратную связь, подавая выпрямленное напря-
жение с выхода устройства на его вход (рис. 7.63). Эта схема подобна ком-
пенсационной схеме с той лишь разницей, что роль компенсационного напря-
жения играет напряжение U = Uf = KfSUt (величина К равна отношению
выходного (выпрямленного) напряжения к постоянному напряжению на
конденсаторе Сд). Пользуясь выражением (7.24), найдем, что выходное
напряжение в такой схеме
U _ ______ч
1+tfP СД
с°+ 1+кр
Таким образом, в этой схеме выходное напряжение оказывается не полностью
независимым от величины емкости Сд, но влияние изменений ее значения
уменьшено в 1 + Хр раз. Это соответствует тому, что в системах с обратной
связью не может осуществляться полная компенсация входного сигнала,
так как в противном случае управляющее напряжение стало бы равным
нулю, а следовательно, не могло бы появиться и напряжение, передаваемое
с выхода на вход. Обычно Сд « Со, а Хр > 1 и с достаточной степенью
точности можно считать, что
т. е. схема практически работает как компенсационная, причем напряжение
компенсации вводится последовательно с напряжением на емкости автома-
тически по мере нарастания уровня входного сигнала. Применяя в цепи
обратной связи электромеханическую систему, легко перейти к автомати-
ческой регистрации измеряемой величины (тока, заряда). Примером этого
может служить схема, приведенная на рис. 7.64, в которой используются
лентопротяжный механизм и другие механические узлы электронного потен-
§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
649
циометра ЭПП-09 [267]. Напряжение обратной связи снимается с реохорда,
движок которого вместе со связанным с ним пером перемещается мотором,
включенным в фазочувствительный выходной каскад усилителя (см. § 1 на-
стоящей главы). Анодные цепи его ламп питаются напряжением с частотой
50 гц от специальной обмотки трансформатора.
Входной каскад собран на лампе 6Ж1Ж, работающей при пониженных
напряжениях питания (накал этой лампы питается постоянным напряжением
4,5—5 в от специального выпрямителя, построенного на диодах ДГ-Ц21).
Рис. 7.64. Схема лампового электрометра с автоматической регистрацией
измеряемой величины, построенного по блок-схеме, изображенной на рис. 7.63.
Во входной цепи включены динамический конденсатор Сд, потенциометр R,
питаемый элементом 1,5 в для компенсации контактной разности потенциа-
лов между пластинами динамического конденсатора, и реохорд. Одной
из пластин динамического конденсатора служит мембрана, связанная
с катушкой, помещенной в постоянное магнитное поле (конструкция, ана-
логичная электродинамическому репродуктору). Катушка питается от спе-
циальной обмотки силового трансформатора. Между входным каскадом
и выходным фазочувствительным каскадом включен двухкаскадный уси-
литель. Для расширения пределов измерений коэффициент усиления этого
усилителя и величину напряжения Е, питающего реохорд, можно скачко-
образно изменять (в схеме на рис. 7.64 соответствующие переключатели,
имеющиеся в оригинальном устройстве [267], не указаны).
Входная емкость описываемого динамического электрометра около
20 пф, а чувствительность можно изменять от 50 мв до 5 в на всю шкалу.
Инерционность прибора определяется временем перемещения движка рео-
хорда (т. е. пера на всю ширину движущейся ленты), равного приблизи-
тельно 2,5 сек.
Подробное описание ряда конструкций динамических электрометров
приведено в периодической литературе [258, 264, 266—269]. Особое внима-
ние обращается на конструкции динамических конденсаторов [266, 270, 271],
процессы в которых обусловливают дрейф нулевого отсчета, подобный
дрейфу в усилителях с непосредственной связью. В основном он обусловлен
изменением с течением времени контактной разности потенциалов между
пластинами конденсатора. Даже при помещении конденсатора с позолочен-
ными пластинами в вакуум или инертный газ наблюдается дрейф порядка
100 мкв в сутки [266].
Тщательное конструирование и изготовление динамического конденса-
тора и выбор оптимальных параметров схемы позволяют строить электро-
650
НАБЛЮДЕНИЕ ФОРМЫ И РЕГИСТРАЦИЯ УРОВНЯ СИГНАЛОВ
[ГЛ. VII
метры с чувствительностью порядка 10~17 а при времени измерений порядка
100—200 сек [266, 269]. Входное сопротивление динамических электромет-
ров доходит до 1015 ом, и возможность повышения его величины ограничи-
вается сопротивлением утечек изоляторов. Благодаря этому динамический
электрометр потребляет от датчика сигналов крайне малую энергию (энер-
гия сигнала, поступающего на вход электронноламповой схемы, черпается
не от датчика, а от устройства, приводящего в действие динамический кон-
денсатор). Это позволяет применять динамические электрометры в тех слу-
чаях, когда применение электрометрических схем другого типа осложняется
потреблением ими энергии (например, при измерении электростатических
полей) [271].
6. Ламповые электрометры с коррекцией дрейфа. Общие принципы
постройки усилителей медленно меняющихся сигналов с непрерывной кор-
рекцией дрейфа, изложенные в гл. JV, § 4, применяются и при постройке
ламповых электрометров. Сочетание усилителя с непосредственной связью
и высокоомным входом и «бездрейфового» усилителя, работающего с моду-
ляцией сигнала, позволяют построить схему с малым дрейфом и малым вре-
менем реакции. При этом, разумеется, и бездрейфовый усилитель должен
обладать высокоомным входом, поскольку на него подается напряжение от
датчика сигналов. Поэтому в качестве такого усилителя используют элек-
трометр с динамическим конденсатором.
Не повторяя здесь рассмотрения работы усилителей с коррекцией
дрейфа и возможных вариантов их построения, приведем в качестве примера
электрометр такого типа, использовавшийся для регистрации тока иониза-
ционной камеры 10 в системе контроля реактора (рис. 7.65) [272]. Первый
каскад усилителя-с непосредственной связью построен на электрометриче-
ских лампах (см. гл. VII, § 1), рассчитанных на работу при анодном напря-
жении 12 в. Накалы этих ламп питаются от источника анодного напряже-
ния 150 в (на рисунке цепь питания накалов не указана), а экранные сетки —
напряжением, снятым с общего катодного сопротивления ламп следующего
каскада. Такое питание экранных сеток, по утверждению авторов схемы,
повышает стабильность работы усилителя. Разность напряжений, поступаю-
щих на сигнальный и компенсационный входы усилителя с непосредствен-
ной связью, получается на выходе третьего (катодносвязанного) каскада.
Далее следует выходной каскад (катодный повторитель), связь с которым
осуществляется по потенциометрической схеме. Одно из сопротивлений
потенциометра связи заменено триодом (12АТ7) с большим катодным сопро-
тивлением (620 ком), благодаря чему коэффициент передачи цепи связи
близок к единице (см. гл. IV, § 4). Коэффициент усиления усилителя с непо-
средственной связью при выключенной цепи обратной связи равен 105.
Напряжение обратной связи снимается с катодного сопротивления послед-
ней лампы и подается на вход через дополнительный делитель (на рис. 7.65
не указан) и сопротивление Кобр- Величину последнего, в свою очередь,
можно изменять через порядок от 107 до 1011 ом. Такое построение схемы
позволяет получать три значения коэффициента обратной связи 0 (1; 0,25
и 0,1) при разных входных сопротивлениях усилителя. В результате пре-
делы всей шкалы выходного прибора (вольтметр на 10 в и самописец) можно
изменять примерно через полпорядка от 10~6 до 10-11 а тока ионизационной
камеры, протекающего через входное сопротивление.
В «бездрейфовом» усилителе постоянное входное напряжение преобра-
зуется в переменное с помощью конденсатора с периодически изменяющейся
емкостью (С на рис. 7.65). Начальная контактная разность потенциалов
между пластинами этого конденсатора компенсируется напряжением, сня-
тым с потенциометра 100 ом, присоединенного последовательно с постоян-
ным сопротивлением 1 -Мом к источнику анодного питания схемы. Первый
§ 4]
ЛАМПОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕТРЫ
651
каскад усилителя переменного напряжения построен на пентоде 6Ж7 (в ори-
гинальной схеме — 6Г7), работающем в «голодающем» режиме с сопротив-
лением анодной нагрузки 16 Мом. Он имеет коэффициент усиления 400.
Полный коэффициент усиления схемы К2 — около 2-104.
Усиленное переменное напряжение подается на кольцевой синхронный
детектор (см. гл. VI, § 1). Опорным напряжением служит напряжение сети;
Рис. 7.65. Схема электрометра с автоматической коррекцией дрейфа.
оно же управляет колебаниями одной иэ пластин конденсатора С. Напря-
жение с выхода синхронного детектора, сглаженное ЯС-фильтром с по-
стоянной времени 100 сек, подается на управляющую сетку второй лампы
входного каскада основного усилителя.
Величина дрейфа усилителя не приводится, но указывается, что он не
лимитировал работу измерительного устройства. Следует иметь в виду, что,
как уже говорилось, дрейф усилителя с динамическим конденсатором боль-
ше, чем с хорошим контактным прерывателем. Поэтому и остаточный дрейф
электрометра с коррекцией дрейфа превышает дрейф схем, в которых при-
меняется бездрейфовый усилитель с прерывателем.
По принципу работы приведенная схема аналогична схеме, изображен-
ной на рис. 4.62. Возможно также построение электрометров с подачей на
бездрейфовый усилитель только напряжения дрейфа основного усилителя
(см. схему на рис. 4.63). При этом частотная (переходная) характеристика
электрометра определяется только характеристикой усилителя с непосред-
ственной связью каскадов (см. гл. IV. § 4).
ГЛАВА VIII
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
§ 1. ЛИНЕЙНЫЕ импульсные усилители
1. Основные соображения о построении схем линейных импульсных
усилителей. Под линейными импульсными усилителями здесь подразуме-
ваются устройства, предназначенные для усиления статистически распре-
деленных импульсов, даваемых счетчиками частиц — камерами, пропор-
циональными счетчиками или сцинтилляционными счетчиками. При построй-
ке таких усилителей главное внимание обращается на то, чтобы усиление
сигналов, поступающих от счетчиков частиц, не сопровождалось изме-
нением в распределении их амплитуд, потерей части сигналов или появле-
нием на выходе усилителя ложных сигналов. Любые искажения формы
импульсов, не сопровождающиеся, этими явлениями, опасности не пред-
ставляют, а некоторые из них, как будет ясно из дальнейшего, полезны.
Вообще же требования, предъявляемые к линейным усилителям, зависят
от задач экспериментов, характеристик применяемых счетчиков, метода
регистрации сигналов на выходе усилителя и т. д. Поэтому здесь можно
лишь в общих чертах изложить основные соображения о построении их
схем, сразу же оговорившись, что значимость тех или иных характеристик
не может быть оценена, пока неизвестны условия опыта.
Необходимая величина коэффициента усиления линейного усилителя
определяется амплитудой импульсов, даваемых счетчиком частиц, и при-
бором, включенным на выходе схемы (амплитудный анализатор или дискри-
минатор, осциллографическая трубка и т. п.). Для работы этих устройств
могут потребоваться сигналы с амплитудой порядка нескольких десятков
или ста вольт. Амплитуда же импульсов, даваемых счетчиками частиц,
может колебаться от нескольких десятков микровольт до нескольких десят-
ков милливольт. Поэтому типичные значения коэффициента усиления линей-
ного усилителя лежат в пределах от десяти тысяч до нескольких миллионов.
Коэффициенты усиления линейных усилителей, выпускаемых промышлен-
ностью — порядка десятков или сотен тысяч.
Поскольку усилитель обычно должен быть приспособлен для работы
с различными устройствами, включаемыми на его выход, желательно, чтобы
его выходное сопротивление было малым, а выходное напряжение — воз-
можно большим. Иногда в импульсных усилителях предусматривают два
выхода — один низкоомный и низковольтный (например, 5 в и 50 ом),
а второй — высоковольтный, но с большим выходным сопротивлением
(например, 100 в и 1000 ом).
Построение входной цепи усилителя зависит от используемого датчика
сигналов. Типичен случай, когда амплитуда усиливаемого импульса должна
быть пропорциональна количеству электричества, освобождаемого в камере
или пропорциональном счетчике, или числу фотонов, возбуждаемых в сцин-
тилляторе при прохождении частицы. Для этого постоянная времени вход-
§ и
ЛИНЕЙНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
653
ной цепи усилителя т0 (произведение емкости входной цепи Со = Ст + Ссч
на результирующие сопротивление
, где Ro — внутреннее сопротив-
Но + Нвх
ление детектора излучения) должна быть больше длительности импульса,
т. е. входная цепь должна работать как обычный /?С'-интегратор (см. гл. VI,
§ 3). Это время может варьироваться от наносекунд (для органических
сцинтилляторов), нескольких десятых или единиц микросекунд (для камер
с электронным собиранием) до миллисекунд (для камер с ионным соби-
ранием).
Кроме того, чтобы амплитуда импульса напряжения
TJ ______1 _ 1
ТП1 р [ Г< С
VBXTVC4
была возможно большей, емкость входной цепи должна быть минимальна.
Поскольку внутреннее сопротивление детектора излучения обычно
весьма велико, величина сопротивления входной цепи определяется прак-
тически только входным сопротивлением самого усилителя. Для получения
нужного значения постоянной времени т0 сопротивление утечки сетки
первой лампы усилителя, работающего с медленным детектором излучения,
выбирают порядка десятков или даже сотни мегаом. Такое большое сопро-
тивление утечки иногда требует перехода к работе входной лампы уси-
лителя с пониженными напряжениями питания.
Для уменьшения емкости входной цепи детектор излучения желательно
располагать возможно ближе ко входу усилителя. В связи с этим линейные
усилители обычно делят на две части — предусилитель и основной усили-
тель. Предусилитель помещают в непосредственной близости от счетчика
и связывают его с основным усилителем кабелем. Его часто конструиру-
ют таким образом, чтобы он мог работать в сильных электромагнитных
полях.
В основном предусилитель играет роль трансформатора сопротивле-
ния — при большом сопротивлении входной цепи его выходное сопротивле-
ние должно быть достаточно малым для того, чтобы можно было подвести
сигнал к основному усилителю обычным кабелем с волновым сопротивле-
нием порядка 100 ом. Если длина кабеля меньше 2—3 м, точное согласова-
ние сопротивления нагрузки с волновым сопротивлением кабеля не обяза-
тельно. Если же кабель длинный (порядка 10 м или больше), а время нара-
стания напряжения сигнала мало, то согласование необходимо, так как
отраженные сигналы могут привести к существенным погрешностям в опре-
делении амплитуд импульсов. Величина коэффициента усиления большин-
ства предусилителей лежит в пределах от единицы (при больших сигналах
от счетчика) до 100.
Весьма жесткие требования предъявляются к амплитудной характе-
ристике линейного импульсного усилителя. Так, например, у усилителей,
работающих с амплитудными анализаторами 1см. § 3 настоящей главы),
отклонение амплитудной характеристики от линейной (величина у, см.
гл. I, § 5) не должно превосходить доли процента. В других эксперимен-
тах может быть допущена и несколько большая нелинейность амплитудной
характеристики. Труднее всего обеспечить линейный режим работы ламп,
удаленных от входа, так как на их сетках действуют сигналы большой ампли-
туды. В связи с этим существенное значение имеет правильный выбор типа
ламп и величин их сеточных смещений. Если усилитель рассчитан на
усиление импульсов обеих полярностей, то в исходном режиме рабочая
точка каждой лампы должна располагаться в середине прямолинейного
участка ее динамической характеристики. Если же усилитель рассчитан
на усиление импульсов только одной полярности, то все каскады могут быть
654
ИМПУЛЬСНЫЕ. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
разделены на две группы. На входах каскадов одной группы действуют
импульсы положительной полярности. Сеточные смещения ламп этих кас-
кадов должны быть выбраны с таким расчетом, чтобы в начальном режиме
рабочие точки находились вблизи нижних изгибов их динамических харак-
теристик. На входах каскадов второй группы действуют импульсы отрица-
тельной полярности. Поэтому для максимального использования динами-
ческого диапазона ламп этих каскадов рабочие точки в исходном режиме
должны располагаться вблизи областей появления сеточных токов. Для
того чтобы при таком выборе смещений на сетках разных ламп можно было
использовать усилитель для усиления импульсов как одной, так и другой
полярности, в схему вводят специальный фазоинверсный каскад. Снимая
напряжение с одного или другого выхода этого каскада, можно подать на
последующие каскады сигна-
лы одной и той же полярности
при перемене полярности
импульсов, действующих
на входе.
Большие возможности
для линеаризации динамиче-
ской характеристики усилите-
ля дает применение отрица-
тельной обратной связи. По-
этому линейные импульсные
усилители часто строят из
отдельных секций, состоящих
из двух-трех ламп с меж-
дукаскадной отрицательной
обратной связью. На рис. 8-1
приведена схема такой сек-
Рис. 8.1. Схема трехламповой секции линейного ции, построенной на трех
импульсного усилителя. лампах. Допустимая глубина
обратной связи ограничена
появлением подъемов на частотной характеристике усилителя или, иначе
говоря, выбросов на фронтах сигналов (см. гл. IV, .§ 1). В приведенной
схеме она регулируется изменением величины сопротивления R'. Для
уменьшения выбросов на фронтах сигналов параллельно этому сопротив-
лению включен конденсатор небольшой емкости, величину которой легче
всего подобрать при регулировке усилителя, наблюдая с помощью ка-
тодного осциллографа форму выходного сигнала и используя прямоуголь-
ные импульсы (см. гл. IV, § 1).
Коэффициент усиления секции с обратной связью может быть около
100 при времени нарастания порядка одной десятой микросекунды. Поэтому
для постройки основного усилителя часто достаточно последовательно
включить две секции. Усилительные секции с обратной связью исполь-
зуются и как предусилители, причем в этом случае коэффициент усиления
секции обычно выбирается значительно меньшим 100.
Источником искажения распределения импульсов по амплитудам при
их усилении может быть наложение ряда импульсов одного на другой.
Это. тем более вероятно, чем больше продолжительность импульсов при
заданном значении среднего числа их в единицу времени. Большая же дли-
тельность импульсов, действующих на входе усилителя, в первую очередь
определяется тем, что, как уже говорилось выше, постоянная времени вход-
ной цепи выбирается большой. Поэтому импульсы имеют крутой передний
фронт, соответствующий нарастанию напряжения за время собирания
зарядов в счетчике, и относительно длительный экспоненциальный спад
655
§1]
ЛИНЕЙНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
и &
&
напряжения, протекающий с постоянной времени входной цепи усилителя
(тБХ). В результате этого суммарное напряжение, действующее на входе
усилителя, представляет собой не последовательность отдельных импуль-
сов, а результат наложения большого числа сигналов (рис. 8.2, а). Это явле-
ние может привести не только к неправильному измерению амплитуд импуль-
сов, но также и к потере части их числа вследствие перегрузки усилителя
при прохождении через счетчик интенсивного потока даже слабо ионизую-
щих частиц. Если фона слабо ионизующих частиц нет, то наложение сигна-
лов заставляет ограничивать среднее число проходящих через счетчик
сильно ионизующих частиц и таким об-
разом снижать возможную скорость счета.
Нарушить нормальную работу усили-
теля может также наложение ряда импуль-
сов помех, например импульсов, возникаю-
щих вследствие микрофонного эффекта в
ионизационных камерах, некоторых других
датчиках или лампах первых каскадов.
В результате рабочие точки более или ме-
нее значительно смещаются от своих на-
чальных положений и некоторые лампы
работают в нелинейном режиме.
Уменьшить вероятность наложения
сигналов можно путем увеличения кру-
тизны спада напряжения в импульсе после
того, как оно достигло своей максимальной
величины. Для этого используют цепи
сокращения длительности импульсов (см.
гл. VI, § 2, п. 3).
В частности, достаточно выбрать по-
стоянную времени одной из разделитель--
ных цепей усилителя тр = тр значительно
меньшей, чем тБХ. При этом величина тр
должна оставаться большей времени на-
растания входного сигнала. После про- замкнутой линии (е).
хождения через такую цепь все импуль-
сы, следующие через интервал времени порядка 4тр, окажутся разделен-
ными без нарушения распределения их амплитуд (рис. 8.2, б).
Цепь с малой постоянной времени выгодно, с одной стороны, помещать
как можно ближе к входу усилителя, чтобы защитить наибольшее число
каскадов от возможности перегрузки. С другой стороны, уменьшение пос-
тоянной времени тр означает сужение полосы пропускания усилителя со
стороны низких частот, и, следовательно, уменьшение уровня шума, обу-
словленного каскадами, расположенными до этой цепи. Поэтому такую
цепь выгодно поместить ближе к выходу усилителя. Чаще всего выбирают
малую постоянную времени цепи связи предусилителя с основным усили-
телем.
Сократить длительность импульсов можно, введя в схему каскад с корот-
козамкнутой линией, включенной параллельно сопротивлению в анодной
или катодной цепи лампы. Такие схемы рассматривались в гл. VI, § 2 (см.
рис. 6.38), и поэтому здесь они не приводятся. Схемы с формирующими
линиями позволяют получить сигналы более близкие к прямоугольным,
чем на выходе формирующих -КС-цепей, что удобно для их регистрации
(например, определения амплитуды). Однако простота и гибкость схемы
с укорачивающей КС-цепью, позволяющая легко изменять длительность
импульсов на выходе путем изменения постоянной времени цепи, делает
Рис. 8.2. Результат наложения
большого числа импульсов, действу-
ющих на входе усилителя (а), и раз-
деление импульсов путем введения
цепи связи с малой постоянной вре-
мени (б) и путем введения коротко-
656
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
часто эту схему предпочтительной, хотя, введя линию, можно улучшить
отношение сигнала к шуму [273].
Формирование импульсов в схеме усилителя уменьшает вероятность
его перегрузки из-за наложения многих сигналов небольшой амплитуды.
Другой причиной перегрузки схемы может быть появление сеточного тока
одной из ламп, близких к выходу, при действии на входе отдельного импуль-
са с большой амплитудой. Это приводит к быстрой зарядке конденсатора
связи, который затем разряжается через большое сопротивление утечки
сетки. В течение этого времени (оно может быть порядка долей секунды)
каскад оказывается запертым или сеточное смещение лампы существенно
отличается от своей нормальной величины (см. гл. II, § 3). Поэтому все
импульсы, действующие на входе схемы в этот период, будут потеряны или
амплитуда их может быть определена неверно. Это явление особенно опасно,
если регистрируются слабо ионизующие частицы в присутствии сильно иони-
зующих и ограничить величину коэффициента усиления схемы нельзя.
В настоящее время отсутствует общепринятое численное определение
перегрузочных свойств усилителя. Большей частью в оригинальных статьях
и*
указывается коэффициент перегрузки £ = —™, где Um — максимальная
Um
амплитуда сигналов при допустимых нелинейных искажениях (т. е. дина-
мический диапазон усилителя), a Um — максимальная амплитуда импуль-
сов перегрузки, при которой искажения амплитудного распределения сиг-
налов незначительны. В более точном определении коэффициента пере-
грузки должно быть указано количественно, каково паразитное изменение
амплитуды импульса, следующего через определенный интервал времени
(время восстановления) за перегружающим импульсом [274].
Радикальный способ избежать перегрузок, связанных с зарядкой раз-
делительных конденсаторов сеточным током ламп,— исключить эти конден-
саторы из схемы, перейдя к усилителям с непосредственной связью. Однако
вследствие отрицательных качеств таких схем (см. гл. IV, § 4) они не полу-
чили широкого распространения в линейных импульсных усилителях, хотя
примеры их применения в таких устройствах имеются [275, 276]. Исклю-
чить разделительные конденсаторы можно и иначе, воспользовавшись схе-
мами с индуктивной связью каскадов [277 ]. Индуктивности в анодной
и сеточных цепях вместе с паразитной емкостью должны образовывать апе-
риодические контуры во избежание появления на выходе нескольких импуль-
сов при действии на входе одного сигнала. Другой метод борьбы с перегруз-
ками заключается в том, что постоянные времени разрядки конденсаторов
делаются малыми — порядка постоянной времени их зарядки сеточным
током лампы. Тогда разделительный конденсатор, зарядившись во время
действия импульса, будет быстро разряжаться и, таким образом, будет
быстро восстанавливаться нормальное смещение на сетке лампы. Для этого
сопротивление утечки сетки должно быть порядка сопротивления сетка —
катод лампы при протекании сеточного тока, т. е. порядка 1 ком. Коэффи-
циент усиления каскада, нагруженного на такую переходную цепь, таков же,
как каскада с Ra = 1 ком. Поэтому такой метод борьбы с перегрузками
связан со снижением коэффициента усиления усилителя и, кроме того,
с уменьшением выходного динамического диапазона каждого каскада,
т. е. с возрастанием нелинейных искажений. Наконец, если постоянную
времени переходной цепи нужно сохранить большой (т. е. сохранить боль-
шим временной диапазон усилителя), то приходится брать переходные кон-
денсаторы значительной емкости, что связано с известными трудностями
и с возрастанием паразитной емкости, шунтирующей выход каскада.
Еще один метод борьбы с перегрузками заключается в ограничении
амплитуды сигналов на уровне, при котором они не вызывают недопустимо
§ 1] ЛИНЕЙНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 657
большой зарядки переходной емкости. Ограничить амплитуду можно, вклю-
чив в схему диоды, фиксирующие максимальный уровень сеточного или
анодного напряжения (см. гл. VI, § 2). Можно также выбрать сеточное
смещение лампы, усиливающей сигналы отрицательной полярности, таким,
что она будет запираться, если амплитуда сигнала превосходит допустимые
пределы.
Перечисленные способы борьбы с перегрузками и тщательный выбор
режимов работы ламп позволяют получить коэффициенты перегрузки линей-
ных импульсных усилителей порядка нескольких сотен.
При неудачном выборе постоянных времени переходных цепей уси-
лителя у импульсов, проходящих через схему, могут появиться разно-
полярные выбросы (см. гл. IV, § 1). Эти выбросы могут быть зарегистриро-
ваны на выходе как сигналы от счетчика. Другими источниками ложных
импульсов являются флуктуационное напряжение, микрофонный эффект,
разряды, протекающие по поверхности изоляторов, плохие спаи, ненадеж-
ные контакты в кабельных разъемах и переключателях, внешние помехи,
создаваемые электромоторами, люминесцентными лампами, включением
и выключением мощных потребителей энергии и т. д. Особым источником
помех может быть присутствие большого числа слабых импульсов, связан-
ных с прохождением через счетчик слабо ионизующих частиц, на фоне кото-
рых ведется счет частиц с большей ионизующей способностью. При построй-
ке линейных усилителей широко ^пользуются такие меры борьбы с поме-
хами, как применение ламп с малым уровнем шума, выбор наиболее выгод-
ного режима первой лампы, защита от внешних механических воздействий,
вызывающих микрофонный эффект, экранировка, применение фильтров и т. д.
О выборе полосы пропускания линейного усилителя 3flecbj не гово-
рилось. Для того чтобы снизить мешающее измерениям влияние шума,
ее следует выбирать из условия получения максимальной величины отноше-
ния (7С/ КПщ. Эта задача применительно к ограничению полосы пропускания
одной интегрирующей цепочкой и одной дифференцирующей цепью (цепью
сокращения длительности импульсов) рассмотрена в литературе [278].
Исследован также случай, когда в усилителе имеются две дифференцирую-
щие цепочки [279]. Это удобно с точки зрения одновременного предотвраще-
ния как перегрузки первой лампы основного усилителя сигналами микро-
фонного эффекта, так и снижения общего уровня шума, источники которого
лежат в основном усилителе (в частности, уменьшения помех, обусловлен-
ных фоном переменного тока).
Практически нижнюю границу полосы пропускания часто выбирают
из условия хорошего разделения импульсов, а верхнюю — из условия
получения достаточно малого времени реакции усилителя. Так как время
нарастания сигналов на входе усилителя, работающего со счетчиком частиц,
обычно колеблется в известных пределах, то при постройке усилителя
приходится рассчитывать на наиболее сложные условия работы, соответ-
ствующие усилению наиболее коротких импульсов, даваемых счетчиком.
В связи с этим полоса пропускания обычно оказывается несколько более
широкой, чем соответствующая оптимуму «ш- В некоторых линейных
усилителях предусматривают регулировку полосы пропускания, что дает
возможность выбрать при постановке эксперимента наиболее удачную
ее ширину. . '
2. Некоторые простые схемы линейных импульсных усилителей. Простая
схема линейного импульсного усилителя невысокого класса с индуктивными
межкаскадными связями приведена на рис. 8.3 [277]. Усилитель собран
на четырех лампах и имеет общий коэффициент усиления 1700, который
сохраняется постоянным, пока уровень сигналов на входе не превосходит
42 А. М. Бонч-Бруевич
658
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
ИГЛ. VIII
75 мв (т. е. пока Um2 <125 в). Для обеспечения большой связи между кас-
кадами катушки связи выполнены универсальной намоткой впараллель
двумя проводами (200 витков провода ПЭЛШО 00,11 мм, диаметр каркасов
12 мм). Индуктивности катушек (около 1,25 мгн) подобраны так, что резо-
нансная частота контура, образованная катушкой и паразитной емкостью, —
порядка 1 Мгц. Благодаря сопротивлениям, включенным параллельно
анодным катушкам, и сопротивлениям и диодам в сеточных цепях, при дей-
ствии на входе импульса напряжения на сетках всех ламп получается только
один полупериод колебательного напряжения. Поэтому входному импульсу
отрицательной полярности, получаемому от датчика сигналов (ФЭУ), с дли-
тельностью от нескольких десятых микросекунды до 10 мксек, соответствует
Рис. 8.3. Простая схема линейного импульсного усилителя невысокого
класса.
выходной импульс положительной полярности колоколообразной формы про-
должительностью порядка 0,5 мксек. Разрешающее время усилителя при
действии на его входе двух импульсов с отношением амплитуд 10 : 1 и дли-
тельностью по 0,5 мксек составляет 2 мксек.
Схема линейного импульсного усилителя с коэффициентом усиления
2-103 и коэффициентом перегрузки, равным 500 при времени восстановления
< 20 мксек, приведена на рис. 8.4 [280]. На лампах Лх (пентод—триод) и Л2
(двойной триод) собран предусилитель по схеме с непосредственной связью.
Он состоит из катодносвязанного каскада и катодного повторителя, подоб-
ного рассмотренному в гл. III, § 3 (см. рис. 3.52). В схеме имеется отри-
цательная обратная связь с выхода предусилителя на управляющую сетку
одной из ламп катодносвязанного каскада. Общий коэффициент усиления
этой части схемы равен 2.
Напряжение с выхода предусилителя подается с помощью 75-омного
кабеля на аттенюатор (переключатель Пг), а с последнего — на следующую
пару каскадов с непосредственной связью, содержащую парафазный кас-
кад, построенный на лампе ЛГ1. В зависимости от полярности входного импуль-
са, напряжение на последующую часть схемы снимается с сопротивления,
включенного со стороны анода или катода лампы Лк (переключатель П2).
Изменяя глубину отрицательной обратной связи в этом блоке с помощью
переключателя П2, можно изменять коэффициент усиления блока от 10
до 1. Динамический диапазон каскадов на лампах Лх — Л^, находящихся
до цепей формирования импульсов, около 50 в, что предотвращает пере-
грузку каскадов вследствие наложения импульсов при большой загрузке
или появлении импульсов помех.
Формирование осуществляется в ЯС-цепи с той или иной разделитель-
ной емкостью или с помощью закороченной линии (переключатель 1Ц).
Снятые с этой цепи сигналы усиливаются оконечным усилителем с глубокой
Рис. 8.4. Пример схемы лилейного импульсного усилителя с коэффициентом усиления
2-10s (величина сопротивления R' = 100—500 ом).
660
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
(ГЛ. VIII
отрицательной обратной связью, также не содержащим разделительных
конденсаторов. Коэффициент усиления этой части схемы — 100. На выходе
оконечного усилителя включен катодный повторитель, входящий в цепь
межкаскадной отрицательной обратной связи, что повышает стабильность
коэффициента усиления и уменьшает нелинейные искажения.
С выхода усилителя снимаются импульсы положительной полярности,
причем в пределах изменения их амплитуды до 100 в нелинейные искажения
не превосходят 0,2%. Время нарастания и спада выходного импульса при
емкости нагрузки 100 пф — 0,15 мксек. Максимальная средняя частота
входных сигналов, при которой амплитуды импульсов, принадлежащих моно-
хроматической линии, изменяются не более чем на 1%,— 7-104 сект1. Уро-
вень фона на выходе при максимальном усилении и включенной формирую-
щей линии— около 0,05 в, а без формирующих цепей (при максимальной
ширине полосы пропускания) — 0,2 в.
Усилитель потребляет ток 100 ма от стабилизированного источника
+250 в и 25 ма от источника —250 в. Коэффициент усиления изменяется
не более чем на 0,2% при колебаниях напряжения сети на ±10%.
На рис. 8.5 приведена схема импульсного линейного усилителя, построен-
ного из секций с отрицательной обратной связью и разделительными 7?С-це-
пями [281 ]. В этой схеме приняты некоторые меры из числа рассмотрен-
ных выше, для того чтобы избежать погрешностей, обусловленных как
наложением импульсов, так и действием больших сигналов при реги-
страции относительно малых. Коэффициент перегрузки усилителя около 300.
Максимальный коэффициент усиления 3-105. Выходной динамический диа-
пазон около 100 в.
Усилитель состоит из двух основных частей — предусилителя и основ-
ного усилителя, соединенных кабелем. Предусилитель в свою очередь сос-
тоит из трехламповой секции с межкаскадной отрицательной обратной
связью, заканчивающейся катодным повторителем, и дополнительного кас-
када с катодной нагрузкой. Динамический диапазон трехламповой секции
предусилителя — около 20 е, а коэффициент усиления — порядка 30. Между
секцией, построенной на лампах Л1 — Л3, и выходным катодным повто-
рителем предусилителя включена формирующая 7?С-цепь. Емкость в этой
цепи можно изменять с помощью переключателя. Максимальная амплитуда
сигналов, поступающих на дальнейшую часть схемы, ограничивается кри-
сталлическим диодом, начальное смещение на котором в исходном режиме
определяется выбором сопротивлений, задающих потенциал сетки лампы
катодного повторителя.
Основной усилитель состоит из двух трехкаскадных секций с отрица-
тельной обратной связью, аттенюатора на входе и выходного катодного пов-
торителя. Аттенюатор позволяет ступенчато (в пределах 20 : 1) и плавно
(с помощью сопротивления R') изменять коэффициент усиления всей схемы.
В первой из двух секций основного усилителя предусмотрена возможность
изменения полосы пропускания путем регулировки параметров цепи обрат-
ной связи. Время реакции усилителя при широкой полосе пропускания
равно 0,15 мксек, а при узкой — 4 мксек. Соответственно меняется и уровень
шума (приведенный ко входу) от 13,5 до 3 мкв. Коэффициент усиления сек-
ции с широкой полосой пропускания (как и коэффициент усиления второй
трехламповой секции основного усилителя) — около 100. Первая секция
рассчитана на усиление сигналов обеих полярностей, а вторая — на усиле-
ние сигналов только положительной полярности. Поэтому на лампе Л7 собран
парафазный каскад, с выхода которого снимается положительный импульс
при любой полярности сигнала от датчика. Для сохранения малого времени
реакции при требующемся динамическом диапазоне в каскаде, построен-
ном на лампе Лд, применена индуктивная коррекция. Выходной катодный
Рис. 8.5. Схема линейного импульсного усилителя с коэффициентом усиления около ЗЛО5.
Отмеченные на схеме диоды — Д2Е (в оригинальной схеме 1N38A соединены по 2 штуки последовательно.
§ 1] ЛИНЕЙНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ. УСИЛИТЕЛИ
о
о
ьь
662
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
повторитель имеет два выхода — относительно высокоомный, с которого
можно снять сигналы с амплитудой до 100 в, и второй, низкоомный с макси-
мальной амплитудой сигналов около 5 в.
Еще одна схема линейного импульсного усилителя [282] приведена
на рис. 8.6 и 8.7. На первом из них изображена схема предусилителя, а на
втором — основного усилителя. Общий коэффициент усиления всего уси-
лителя 2-104, минимальное время реакции — около 0,3 мксек (при емкости
нагрузки 100 пф), динамический диапазон 100 в (при отклонении от линей-
ности амплитудной характеристики не более ±0,1%). Коэффициент пере-
грузки усилителя более 600 при интервале времени между сигналами 7 мксек
Рис. 8.6. Схема предусилителя.
и постоянной времени формирующей КС-
цепи 0,2 мксек. Эффективное напряжение
шума при времени реакции 0,3 мксек по-
рядка 15 мкв, а при времени реакции
4 мксек — порядка 6,5 мкв.
В качестве предусилителя использован
двухламповый катодный повторитель,
с выхода которого сигнал экранирован-
ным кабелем подается на основной усили-
тель. Последний содержит парафазный
каскад, аттенюатор и три усилитель-
ные секции. Усиливаемый сигнал может
формироваться искусственной линией (при
подаче его на вход 1 и соответствующем
положении переключателя 1Ц, рис. 8.7),
включенной на вход фазоинверсного каска-
да, или КС-цепью, помещенной между пер-
вой и второй усилительными секциями. От
выбора величины постоянной времени фор-
мирующей цепи существенно зависят пере-
грузочные характеристики усилителя. Так,
при КС = 2 мксек и интервале времени между
сигналами 7 мксек коэффициент перегрузки 600, а при т = 20 мксек и
интервале времени между сигналами 50 мксек коэффициент перегрузки на
порядок меньше.
Коэффициент усиления всей схемы регулируется с помощью аттенюатора
(переключатель К3). Кроме того, при большом уровне сигналов первая
секция может быть выключена (строенный переключатель К4).
Инвертором служит катодносвязанный каскад, построенный на двойном
триоде 6НЗП. В зависимости от положения переключателя П2 сигнал (отри-
цательной полярности) на дальнейшую часть схемы снимается с анода пер-
вой или второй лампы этого каскада; другая лампа при этом работает без
сопротивления в ее анодной цепи. Схемы двух первых секций усилителя
весьма близки и каждая из них содержит каскад с последовательным вклю-
чением ламп и каскад с анодной нагрузкой с добавлением цепей отрицатель-
ной и положительной обратной связи. Коэффициент усиления каждой сек-
ции более 30. Секции рассчитаны на усиление сигналов отрицательной
полярности. Сигналы положительной полярности с амплитудой до 10 в также
могут проходить через схему, не вызывая появления сеточных токов ламп.
Хорошие перегрузочные свойства схемы обусловлены применением непо-
средственных связей внутри секций и введением в цепи связи между сек-
циями и в анодную цепь предоконечной лампы ограничивающих диодов.
Для уменьшения уровня шума входной пентод первой секции (6Ж1П)
включен триодом. Во второй секции экранная сетка пентода 6Ж1П соеди-
нена с катодом выходной лампы этой секции (триод 6НЗП), что позволяет
Рис. 8.7. Схема основного (линейного импульсного) усилителя с общим коэффициентом усиления около 2-IO4.
ЛИНЕЙНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
664
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
повысить стабильность работы схемы по отношению к медленным изменениям
напряжений питания или старению элементов усилительной секции. Благо-
даря тому, что катодное сопротивление лампы 6НЗП зашунтировано емко-
стью, для переменных составляющих сигналов эта цепь обратной связи
оказывается выключенной. Основные цепи отрицательной обратной связи
в обеих секциях включены между анодом выходной лампы и катодом первой
лампы секции. Параметры этой цепи подбираются экспериментально с тем,
чтобы получить достаточно малое время реакции без появления недопусти-
мых паразитных колебательных выбросов.
Схема третьей (выходной) секции существенно отличается от схемы
первых двух секций. На ее входе включен каскад с катодной связью, рас-
считанный на действие сигналов отрицательной полярности; такой же поляр-
ности сигнал подается на следующую лампу. Для того чтобы положитель-
ные выбросы не вызывали протекания сеточного тока лампы 6Н1П, в цепь
связи включен диод. Выходом секции служит каскад с катодной нагрузкой.
Для расширения динамического диапазона секции в анодную цепь пред-
оконечной лампы включена индуктивность и введена цепь обратной связи
с ее выхода на часть анодной нагрузки лампы 6ЖЗП. Кроме того, в секции
имеется цепь отрицательной обратной связи с части катодной нагрузки
выходной лампы (6П1П) на катод правого триода входной (6Н1П). Изме-
няя емкость в этой цепи, переключателем П5 можно варьировать длитель-
ность фронта выходного сигнала.
При постройке линейного усилителя рекомендуется особое внимание
обращать на стабильность и малый температурный коэффициент сопротивле-
ния делителей и цепей обратной связи. В частности, по имеющимся данным
удовлетворительные результаты дает применение сопротивлений типа МЛП.
Для повышения стабильности коэффициента усиления основного блока
накалы ламп стабилизируются барретерами. При питании анодных цепей
ламп усилителя от стабилизированного источника изменение напряжения
сетина10% вызывает изменение коэффициента усиления менее чем на ±0,2%.
Описанные здесь линейные импульсные усилители относятся к числу
относительно простых. Широкое распространение имеют и более сложные
схемы [283, 284]. Однако по своим перегрузочным и другим характеристи-
кам они не имеют решающих преимуществ и в настоящее время продол-
жаются поиски более простых схем надежно работающих линейных импульс-
ных усилителей [285, 287].
§ 2. СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
1. Общие соображения о регистрации числа импульсов. Устройства
для регистрации числа импульсов широко применяются в физике, химии,
биологии и ряде других наук. Они входят как самостоятельные блоки в элек-
тронные счетные машины, радиолокационные и телемеханические устрой-
ства, используются в контрольных и измерительных установках, рабо-
тающих в лабораторных и производственных условиях, и т. д. Для фикса-
ции числа импульсов могут быть использованы различные процессы, при-
водящие к дискретному изменению состояния системы под действием элек-
трических сигналов. Такие системы, независимо от принципа их работы,
носят название «систем памяти». Число возможных дискретных состояний
системы определяет «емкость памяти», т. е. число импульсов, которое может
быть с ее помощью зафиксировано.
Системы памяти, практически используемые в настоящее время, чрез-
вычайно разнообразны. Одни из них основаны на намагничивании отдель-
ных участков магнитных цепей (магнитная память), другие — на зарядке
локальных участков диэлектрических покрытий (диэлектрическая память).
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
665
на возникновении электрического разряда между отдельными электродами
в устройствах с большим числом разрядных промежутков и т. д. Наконец,
широко распространены электромеханические регистраторы (нумераторы).
Последние представляют собой электромагнит и счетный механизм в виде
циферблата с указателем в виде стрелки часов или колец с нанесенными
на них цифрами. При протекании через обмотку электромагнита импульса
тока к сердечнику притягивается подвижный яко-
рек, связанный через храповик со счетным меха-
низмом, и показания нумератора увеличиваются
на единицу.
В зависимости от типа системы памяти,
регистрируемые импульсы должны удовлетворять
определенным требованиям. Так, амплитуда им-
пульсов, необходимых для работы нумераторов
разных систем, обычно составляет несколько де-
сятков вольт, причем мощность в импульсе должна
быть порядка нескольких ватт, а длительность
импульсов — несколько единиц или десятков мил-
лисекунд [288].
Если датчик сигналов (например, счетчик
частиц) не может дать импульсы с необходимыми
Рис. 8.8. Тиратронная схе-
ма для управления нуме-
ратором.
параметрами, между ним и нумератором вклю-
чается та или иная электронноламповая или транзисторная схема, в которой
импульсы усиливаются и, если нужно, преобразуются. Для управления
работой самого нумератора может быть использован тиратрон, достаточно
мощная лампа или транзистор. На рис. 8.8 приведена схема на тиратроне,
Рис. 8.9. Расширение импульса с помощью
параметрического устройства.
пригодная для управления электромеханическими нумераторами различных
типов. Параметры схемы выбираются
так, чтобы до поступления на вход
импульса тиратрон был погашен.
В этом состоянии конденсатор С за-
ряжен до напряжения Еа. Положи-
тельный импульс зажигает тиратрон,
и конденсатор разряжается через него
и нумератор. Если в конденсаторе
запасена энергия, достаточная для
срабатывания регистратора, то пока-
зания последнего увеличиваются на
единицу.
Величина сопротивления R долж-
на быть выбрана достаточно большой
для того, чтобы после разрядки кон-
денсатора тиратрон погас. После этого
конденсатор заряжается от источника питания через сопротивление R,
и напряжение на аноде тиратрона восстанавливается. Постоянная времени
зарядки емкости должна быть больше времени деионизации в тиратроне.
На основании приведенных соображений легко выбрать параметры
схемы. Для запуска тиратрона и тем самым приведения в действие нумера-
тора достаточно импульсов малой продолжительности. Если же схема упра-
вления нумератором, строится на вакуумной лампе или транзисторе, то часто
требуется расширение импульсов в предыдущих каскадах (см. гл. VI, § 2).
В частности, расширить («затянуть») импульс можно с помощью параметри-
ческого каскада с относительно большой постоянной времени восстановле-
ния заряда емкости (рис. 8.9). Положим, что в исходном режиме лампа
после быстрого частичного разряда ее во время действия импульса заперта
666
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
и конденсатор С* заряжен до напряжения Е&. При действии на сетке поло-
жительного импульса лампа отпирается и конденсатор начинает разря-
жаться. Если каскад построен на триоде с малым внутренним сопротивле-
нием или на пентоде со сравнительно большим анодным током, то скорость
разрядки конденсатора велика и за время действия короткого импульса
анодное напряжение лампы успевает заметно измениться. После прекраще-
ния действия импульса конденсатор вновь восстанавливает начальный
заряд по экспоненциальному закону с постоянной времени т = C*R&.
Следовательно, длительность полученного таким образом импульса опре-
деляется постоянной времени т, а его амплитуда — продолжительностью
исходного импульса и скоростью разрядки конденсатора С*. Так, например,
если каскад построен на лампе 6Ж4, причем R& = 2-10® ом, а С* = 5-10-9 ф
и при действии на сетке им-
пульса анодный ток лампы ра-
вен 10 ма, то импульс длитель-
ностью t' — 5 мксек приведет
к появлению на аноде лампы
сигнала с амплитудой 10 в
и экспоненциальным задним
фронтом, имеющим постоян-
ную времени 10~2 сек.
Затягивание импульсов мо-
жет быть сделано в схеме, где
разделительный конденсатор в
цепи связи сетки лампы с вы-
ходом предыдущего каскада
быстро заряжается сеточным
током во время действия им-
пульса положительной поляр-
ности. После окончания им-
пульса сетка лампы оказывается под отрицательным потенциалом и лампа
запирается на время, определяемое постоянной времени переходной цепи,
которая может превосходить во много раз или десятков раз длительность
импульса. Соответственно на выходе каскада появляется относительно про-
должительный импульс положительной полярности.
Хорошие результаты для затягивания импульсов и управления работой
нумератора дает применение однотактного триггера на вакуумных лампах
или транзисторах. На рис. 8.10 приведена, транзисторная схема для упра-
вления регистратором типа МЭС-54, состоящая из триггера, построенного
на транзисторах Т\ и Т2, и усилителя мощности, состоящего из каскада
с общим коллектором и каскада с коллекторной нагрузкой на мощном тран-
зисторе [289]. При выбранных параметрах схемы длительность импульсов,
даваемых триггером,— порядка 10 мсек, а импульс тока в коллекторной
цепи транзистора Тк, протекающего через обмотку электромагнита реги-
стратора,— порядка 5—7 ма.
Электромеханические нумераторы позволяют непосредственно считы-
вать число зафиксированных ими импульсов. В ряде систем памяти (напри-
мер, в магнитной, диэлектрической и некоторых других) фиксирование
импульсов не сопровождается непосредственно видимым изменением состоя-
ния системы. В этом случае- необходим специальный «опрос» памяти, напри-
мер, с помощью определенных сигналов, устанавливающих, в каком состоя-
нии находится система, для того чтобы определить число зафиксированных
импульсов. Результаты такого опроса могут быть выведены на цифропеча-
тающее устройство и получены в конечном итоге в виде числа, напечатан-
ного на бумажной ленте или карточке.
$ 2] СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ 667
В зависимости от механизма, положенного в основу построения системы
памяти, информация хранится в течение того или иного времени. Так, число
импульсов, зафиксированное механическим регистратором, может сохра-
ниться неопределенно долго. Практически неограниченно длительно сохра-
няется информация в магнитной памяти. Срок же хранения информации
в диэлектрической памяти ограничивается потерями заряда за счет утечек.
Системы памяти с ограниченным временем хранения информации часто
требуют введения устройства, позволяющего периодически восстанавли-
вать информацию. Поэтому системы регистрации числа импульсов могут
быть весьма сложными и содержать не только устройство для хранения
информации, но ее введения, считывания, периодического восстановления
и, наконец, стирания после того, как она использована. В этом смысле
электромеханический нумератор относится к простейшим системам памяти.
Для регистрации каждого импульса и восстановления рабочего состоя-
ния регистрирующего устройства требуется некоторое минимальное время,
имеющее смысл разрешающего («мертвого») времени памяти. Если интервал
времени между двумя последовательными импульсами слишком мал, то вто-
рой из них не будет зарегистрирован. Разрешающее время, например, нуме-
ратора определяется временем срабатывания счетного механизма и време-
нем возвращения его подвижных частей в исходное состояние. У нумерато-
ров, специально разработанных для применения в экспериментальной ядер-
ной физике, это время — порядка 0,01—0,03 сек. Имеются относительно
сложные конструкции нумераторов, в которых это время понижено при-
мерно на порядок.
Разрешающее время ограничивает возможную частоту повторения
регистрируемых периодических импульсов и приводит к утере части стати-
стически распределенных во времени импульсов при любом их среднем
числе в единицу времени. Потеря части импульсов означает искажение перво-
начальной информации. В связи с этим существенное значение имеет так
называемая счетная характеристика устройства, связывающая среднее
число действующих на входе в единицу времени статистически распреде-
ленных импульсов п0 с числом п импульсов, зарегистрированных в единицу
времени. Очевидно, что для идеального регистратора, имеющего tp = 0,
пл—п &п п
п0 = п и, следовательно, относительное число просчетов —~~п~0 ~
Если разрешающее время фиксировано и отлично от нуля, то в течение доли
ntp каждого единичного интервала времени схема нечувствительна и поэтому
п = п0 (1 — ntv). Следовательно, в этом случае уравнение счетной харак-
теристики будет
а относительное число просчетов
Да _ П04р ZQ
по ~ 1+«0<р ’ ' '
Если среднее число импульсов в единицу времени равно 1/£р, то, как видно
из последнего выражения, потери составляют 50%.
Сложнее обстоит дело, если мертвое время регистрирующего устройства
не постоянно, а продлевается сигналом, приходящим прежде, чем восста-
новится рабочее состояние регистратора после действия предыдущего сиг-
нала. К числу таких устройств относится электромеханический нумератор.
Действительно, для того чтобы при действии сигнала сработал счетный
механизм, необходимо, чтобы якорь электромагнита занял определенное
исходное положение, из которого он выводится сигналом. В течение вре-
мени tv после действия сигнала нумератор не готов к работе, так как якорь
668
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
не успел вернуться в исходное положение после прекращения тока в обмотке
электромагнита. Если в это время придет второй сигнал, то якорь вновь
притянется к сердечнику, но счетный механизм не сработает и вновь пона-
добится время fp, чтобы якорь вернулся в исходное положение. Поэтому
мертвое время оказалось продленным действием второго сигнала. Уравнение
счетной характеристики регистратора с продлевающимся мертвым временем
[290] будет
п = n0e~noti>, (8-3)
а относительное число просчетов
— = 1—e~n°fp. (8.4)
Если, например, среднее число импульсов в единицу времени равно 1 /tp,
то, как видно из последнего выражения, потери составляют около 63%.
Большие просчеты в системах с продлевающимся временем связаны с боль-
шим общим временем нечувствительности регистратора, чем при фиксиро-
ванной величине tp. В области малых загрузок, т. е. когда notp < 1, выра-
жения (8.1) и (8.3) с точностью до членов порядка (п0М2 совпадают. В этой
области потери при счете, независимо от типа регистрирующего устройства,
возрастают приблизительно линейно с увеличением среднего числа импуль-
сов в единицу времени.
Более подробное рассмотрение погрешностей счета статистически рас-
пределенных импульсов при различных типах мертвого времени выходят
эа рамки настоящей книги. Этот вопрос освещен в ряде журнальных статей
[291, 292] и в специальных книгах [293]. Возможная скорость счета
(т. е. среднее число статистически распределенных импульсов, приходящих
на вход счетного устройства в единицу времени), обычно ограничивается
допустимой величиной потерь импульсов. Она уменьшается с сокращением
разрешающего времени регистрирующего устройства. Увеличить скорость
счета позволяет также введение в счетное устройство пересчетных схем.
Последние дают возможность подавать на регистратор не каждый импульс
(даваемый, например, счетчиком частиц), а один из группы их. В этом слу-
чае регистратор отмечает не число импульсов, а число их групп, причем
каждая из них может содержать то или иное, но в данной установке вполне
определенное количество импульсов. Количество импульсов в группе носит
название коэффициента пересчета.
Что касается потерь при счете импульсов, то введение пересчетной
схемы с коэффициентом пересчета Р эквивалентно уменьшению числа под-
водимых к регистрирующему устройству импульсов в число раз, большее Р.
Это связано с тем, что после пересчетного устройства импульсы распределены
во времени с большей регулярносью, чем импульсы, действующие на входе
установки. Поэтому, например, если Р = 100, а разрешающее время реги-
стратора— 2 -10-2 сек, то просчеты, связанные с инерционностью реги-
стратора, оказываются менее 1% при скорости счета 4000 имп/сек. Если
коэффициент пересчета еще больше, то импульсы, подводимые к регистра-
тору, распределяются во времени практически равномерно и регистратор
не дает просчетов, если среднее число импульсов, действующее на входе
счетного устройства, п < —. В этом случае потери счета связаны только
‘р
с работой пересчетной схемы и существенно определяются ее разрешающим
временем [293].
Следует заметить, что пересчетная схема имеет Р стабильных состоя-
ний, занимаемых последовательно по мере действия входных сигналов
(см. следующие пункты настоящего параграфа). Позтому она может слу-
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
669
жить устройством памяти с емкостью Р импульсов. Если после пересчетной
схемы включено регистрирующее устройство с емкостью М импульсов,
то общая емкость всего устройства в целом равна (М + 1) Р — 1. Для
постройки системы памяти без механического нумератора обычно исполь-
зуют декадные пересчетные схемы, имеющие коэффициент пересчета 10 [314].
Специальные пересчетные прйборы — декатроны, трахотроны и ленточно-
лучевые лампы — построены так, что пересчетное устройство имеет деся-
тичную систему счисления.
2. Пересчетные схемы *на вакуумных лампах. Пересчетное устройство
на вакуумных лампах представляет собой релаксационную схему с числом
устойчивых состояний, равным коэффициенту пересчета. Большое число
таких схем строят из ряда двухтактных триггеров (гл. V, § 3). Последова-
тельное включение N таких триггеров позволяет получить устройство
с коэффициентом пересчета Р = 2N (так называемые «бинарные» или «двоич-
ные» схемы).
В периодической литературе описано много схем бинарных пересчетных
устройств, собранных на вакуумных лампах. Большинство из них отли-
чается в основном лишь методом запуска каждой ячейки, т. е. построением
цепей связи ячеек. На рис. 8.11 приведена схема двух ячеек бинарного
пересчетного устройства со связью, аналогичной уже рассмотренной в гл. V,
§ 3 (см. рис. 5.66,а). Каждая ячейка чувствительна к импульсам только
положительной полярности. В исходном состоянии левые триоды всех
ячеек (их число N может быть увеличено) заперты. При действии положи-
тельного импульса на входе первая ячейка переходит во второе устойчивое
состояние, левый триод отпирается и напряжение на ,его аноде падает. Это
новое состояние схемы устойчиво и изменяется при действии следующего
положительного импульса. При этом первый триггер возвращается в исход-
ное состояние, напряжение на аноде левого триода лампы Л1 возрастает
-и импульс положительной полярности поступает во вторую ячейку. Это
вызывает переход во второй ячейке. Действие третьего импульса вызывает
переход во второе состояние только первой ячейки. Четвертый импульс
возвращает в исходное состояние первую и вторую ячейки, причем с выхода
последней подается импульс положительной полярности на третью ячейку,
которая переходит во второе крайнее состояние, и т. д. После прохожде-
ния 2N импульсов все ячейки возвращаются в исходное состояние
670
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
а на выходе пересчетного устройства появляется сигнал положительной
полярности, который может быть использован для управления механиче-
ским регистратором.
Совершенно аналогичным образом работает пересчетная схема со связью
триггеров через двойные диоды (рис. 8.12). Такой метод связи был уже рас-
смотрен в гл. V, § 3, где было показано, что диоды позволяют передавать
импульсы отрицательной полярности на сетку той лампы триггера, которая
в данный момент отперта. Введение в схему двойных диодов увеличивает
количество необходимых ламп и деталей, требует увеличения шасси. Однако
при этом сильно упрощается наладка пересчетного устройства, увеличи-
вается стабильность его работы, уменьшается критичность параметров
схемы и значительно снижаются требования к форме действующих на входе
сигналов.
Рис. 8.12. Схема двух ячеек бинарного пересчетного устройства с диодами
в цепях связи.
В схемах, изображенных на рис. 8.11 и 8.12, имеются неоновые лам-
почки. Они вводятся в каждую пересчетную ячейку, и назначение их заклю-
чается в следующем. Если на выходе пересчетного устройства, содержащего
N ячеек, зарегистрировано т импульсов, то число сигналов на входе (без
учета просчетов) лежит в пределах от ri = m2N до п" =m2N + (2N — 1).
Это соотношение с очевидностью следует из того, что лишь 2N-& сигнал
на входе вызывает появление импульса на выходе устройства. Если число
действующих на входе сигналов равно или меньше 2N — 1, то ни один
из них не отмечается на выходе. Поэтому при действии на входе схемы
m-2N +р сигналов, где р < 2N, на ее выходе окажутся зарегистрирован-
ными лишь т групп импульсов, а р импульсов не будут отмечены. Между
тем во многих случаях число неотмеченных импульсов может быть суще-
ственным для результатов экспериментов. Наконец, совершенно необхо-
димо установить, в каком состоянии находится каждая ячейка, если сама
пересчетная схема используется как система памяти. Для этой цели и служат
неоновые лампочки, показанные в приведенных схемах (см., например,
рис. 8.12).
До начала работы схемы первые триоды во всех ячейках находятся
в проводящем состоянии, а все вторые заперты. При этом неоновые лам-
почки не горят, так как величина падения напряжения на анодных сопро-
тивлениях вторых триодов близка к нулю (см. рис. 8.13, где заштрихован-
ными кружочками изображены потушенные неоновые лампочки всех ячеек,
а светлыми кружками — горящие лампочки). Действие на входе устройства
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
671
сигнала приводит к переходу второго триода первого триггера в проводящее
состояние. Неоновая лампочка в его схеме загорается (вторая строка на
рис. 8.13), так как напряжение на ее электродах сильно возрастает вслед-
ствие того, что теперь через сопротивление 7?а2 течет анодный ток триода.
Разумеется, необходимо, чтобы потенциал зажигания неоновой лампочки
был меньше, чем падение напряжения на сопротивлении, параллельно
которому она включена, при протекании по нему анодного тока триода.
Действие второго сигнала на входе устройства приведет к погасанию первой
неоновой лампочки и вспышке второй. Третий сигнал вновь зажжет пер-
вую лампочку, а вторая будет продолжать гореть. Четвертый сигнал погасит
первую и вторую, но вспыхнет лампочка в
третьей ячейке (см. рис. 8.13) и т. д. Таким
образом, достаточно отметить неоновые лам-
почки цифрами 1, 2, 4, 8, 16, ..., чтобы сумма
цифр, соответствующих горящим лампочкам,
равнялась числу сигналов на входе, если оно
меньше 2N. После действия последнего сигна-
ла из серии 2N все неоновые лампочки ока-
жутся погашенными, но регистратор на выходе
отметит приход одного импульса. Дальше весь
процесс начнется сначала. Следовательно, схе-
ма дает возможность фиксировать число серий
из 2N сигналов по показаниям регистратора
и число сигналов р, не вошедших в серии, по
горению тех или иных неоновых лампочек.
Описанный способ определения числа сиг-
налов, не отмеченных нумератором, удобен
вследствие своей простоты.
При первоначальном включении схемы
или после окончания одного цикла счета она
должна быть приведена в исходное состояние,
Рис. 8.13. Иллюстрация учета
с помощью неоновых лампочек
импульсов, не отмеченных ну-
мератором на выходе пересчет-
ного устройства.
которое можно определить по погашенным неоновым лампочкам во всех
ячейках. Для осуществления такого «сброса счета» можно, например,
одновременно поднять на короткое время потенциалы управляющих сеток
левых триодов всех ячеек. При этом те ячейки, которые находились в
нужном исходном состоянии, сохраняют его, а те, которые были во втором
состоянии, покинут его. В схеме, изображенной на рис. 8.12, это осуще-
ствляется размыканием выключателя П.
Налаживание бинарных пересчетных устройств проще всего произво-
дить поячеечно, начиная со входа схемы. Для этого с помощью высокоом-
ных вольтметров измеряют напряжения на анодах обоих триодов налажи-
ваемой ячейки или, разорвав анодные цепи ламп, включают в них милли-
амперметры для измерения анодных токов. Параметры схемы должны быть
выбраны так, чтобы анодный ток протекал только в одной из ламп, а при
подаче импульсов на вход схемы запертая и отпертая лампа менялись бы
местами. Если же оказывается, что ток протекает в анодных цепях обеих
ламп, то параметры схемы должны быть изменены таким образом, чтобы
в схеме устанавливались крайние состояния. Для этого надо либо увели-
чить значение напряжения Ес (напряжение источника питания в схеме
на рис. 8.11 и сопротивления RK в схеме на рис. 8.12) либо уменьшить отно-
шение R2/Ri. Емкости конденсаторов в цепях связи ламп подбираются
экспериментально при исследовании скорости срабатывания схемы. Для
этого можно на ее вход подать периодическую последовательность кратко-
временных импульсов (например, от мультивибратора), а на выход схемы
включить осциллограф, на экране которого наблюдаются прямоугольные
672
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. УШ
импульсы при работе пересчетного устройства (их период в Р раз больше,
чем период импульсов на входе схемы). Частоту действующих на вхо-
де импульсов увеличивают до тех пор, пока схема перестает устойчиво
работать.
Максимальная возможная скорость счета определяется временем пере-
ходов в ячейках. Как уже говорилось в гл. V, § 3, для постройки быстрых
триггеров (т. е. пересчетных схем с большой скоростью счета) желательно
выбирать лампы с большой крутизной анодной характеристики, большим
анодным током, малыми межэлектродными емкостями и небольшим напря-
жением запирания.
В большинстве случаев для сокращения числа ламп в схеме пересчет-
ные устройства строят на двойных триодах. При тщательном монтаже раз-
решающее время схемы, построенной на триодах 6Н1П или 6Н8, может быть
доведено до нескольких микросекунд, на триодах 6Н2П и 6Н9 — до
10—20 мксек, а на триоде 6Н15П — до величины, меньшей 1 мксек. Так как
уменьшение разрешающего времени требует перехода к лампе с большим
анодным током, то в многокаскадной схеме рационально делать быстрыми
только первые ячейки. Последующие ячейки, работающие с меньшей загруз-
кой и более равномерным распределением импульсов во времени, чем пер-
вые, могут быть построены на менее мощных лампах.
Для надежной работы схемы существенна симметрия триггеров. Если
разрешающее время схемы — порядка микросекунды, то номинальные
значения соответствующих элементов в двух ветвях каждой ячейки должны
различаться на более чем на 5% [294]. С уменьшением разрешающего вре-
мени требования к симметрии ячейки возрастают. Не меньшее значение
имеет и такой подбор ламп, чтобы оба триода в каждой ячейке имели оди-
наковые или мало различающиеся параметры.
Наряду с бинарными пересчетными схемами, имеющими коэффициент
пересчета 2N, часто применяют кольцевые схемы. Их коэффициент пере-
счета может быть, вообще говоря, любым. Кольцевые схемы строят из ряда
идентичных ячеек, соединенных цепочкой, в которой вход каждой следую-
щей присоединен к выходу предыдущей, а выход последней соединен со вхо-
дом первой. Цепи связи строят таким образом, что одна из всех ячеек в кольце
оказывается более чувствительной, чем прочие. Регистрируемые сигналы
подаются одновременно на все ячейки, но срабатывает только наиболее
чувствительная. Это приводит к передаче повышенной чувствительности
на соседнюю с ней ячейку, и при действии следующего сигнала срабаты-
вает вторая ячейка. После действия N импульсов схема возвращается
в исходное состояние и при этом передается импульс на механический реги-
стратор или какое-либо другое счетное устройство (например, последую-
щую пересчетную схему). Более экономичны схемы, в которых каждая
ячейка кольца построена на одном триоде. Кольцевые схемы, построенные
из бинарных ячеек, каждая из которых собрана на двойном триоде, тре-
буют большего числа ламп, но этот недостаток окупается простотой наладки,
большей стабильностью работы, практически неограниченными возмож-
ностями расширения кольца, легкостью обнаружения повреждений, малой
чувствительностью к напряжению питания и т. д. Хорошо зарекомендо-
вавшая себя пересчетная кольцевая схема, построенная из бинарных ячеек,
изображена на рис. 8.14 [295]. В этой схеме аноды левых триодов всех
ячеек связаны с управляющими сетками левых триодов следующих ламп,
а анод левого триода последней лампы — с сеткой левого триода первой.
Катодные цепи правых триодов всех ячеек объединены, и импульсы отрица-
тельной полярности со входа одновременно подаются на катоды всех этих
ламп. Положим, что в исходном состоянии правые триоды всех ламп,
за исключением первой, проводят, а левые триоды заперты. В первой же
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
673
ячейке, наоборот, правый триод заперт, а левый отперт. При этом из всех
неоновых лампочек горит лишь включенная в первую ячейку (она помечена
цифрой 0). Действие на входе схемы, т. е. на катодах всех правых триодов,
импульса отрицательной полярности эквивалентно действию на их сетках
импульса положительной полярности. Это вызывает переход первой ячейки
(единственной, в которой заперт триод, связанный со входом) во второе
крайнее состояние. При этом резко повышается напряжение на аноде
левого триода этой ячейки, и на сетку запертой лампы следующей ячейки
подается импульс положительной полярности. Если его амплитуда и про-
должительность достаточно велики, то, несмотря на действие на катоде
правого триода этой ячейки отрицательного импульса, переданного со входа
схемы, последняя переходит во второе устойчивое состояние. Это изменение
состояния схемы отмечается погасанием горевшей неоновой лампочки
и вспышкой следующей, которая помечена цифрой 1. Действие следующего
импульса на входе схемы сопровождается возвращением в исходное состоя-
ние второй ячейки, но переходом во второе крайнее состояние третьей. После
воздействия числа импульсов Р = N, где N — число ячеек в схеме, она
возвращается в исходное состояние, причем вновь вспыхивает неоновая
лампочка, помеченная цифрой 0. Наряду с этой лампочкой в схему может
быть введен каскад, управляющий механическим регистратором. Как
и в кольцевых схемах, приведенных выше, он будет отмечать число полных
оборотов пересчетного кольца. (Вместо каскада, управляющего механиче-
ским регистратором, с одной из ячеек кольца может быть связан вход сле-
дующей пересчетной схемы.)
Для нормальной работы рассматриваемой кольцевой схемы необхо-
димо выполнение указанного выше условия — импульсы, поступающие
со входа на все ячейки, не должны препятствовать переходу к той ячейке,
на которую подается импульс от предшествующей. Для этого, кроме выбора
соответствующих параметров схемы, необходимо также, чтобы амплитуда
и длительность входных импульсов лежали в определенных пределах.
Поэтому желательно введение в схему устройства, формирующего импульсы
до их поступления на пересчетное кольцо [295]. Испытание схемы вместе
с формирующим устройством показало, что она хорошо работает вплоть
до 100—150 тысяч периодических импульсов в секунду, действующих на ее
входе.
43 д. м. Бонч-Бруевич
Рис. 8.15. Вариант кольцевой пересчетнойjcxcmm па (вакуумных лампах, построенной из бинарных ячеек.
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
675
Известный недостаток приведенной кольцевой схемы заключается
в том, что она требует большого числа ламп (число сдвоенных триодов равно
коэффициенту пересчета). Сократить вдвое число необходимых ламп позво-
ляет другое кольцевое пересчетное устройство (также построенное из бинар-
ных ячеек), Схема которого изображена на рис. 8.15, а блок-схема — на
рис. 8.16. В этой схеме отдельные ячейки — двухтактные триггеры —
связаны между собой с помощью сопротивлений R' и К" (сопротивления
390 ком на рис. 8.15).
Рассматривая цепи, например, второй ячейки, построенной на лампе Л2,
легко убедиться, что сетка левого триода триггера связана с анодом второго
Рис. 8.16. Блок-схема кольцевой пересчетной схемы, изо-
браженной на рис. 8.15.
триода своей ячейки и анодом правого триода предшествующей ячейки
(с помощью сопротивления R'). Сетка правого триода связана с анодом
левого триода своей ячейки и анодом левого триода предыдущей ячейки
(с помощью сопротивления R"). Это справедливо для всех каскадов схемы,
за исключением одного —«первого». Сетка левого триода лампы Л± связана
с анодом второго триода своей ячейки и с анодом левого триода «последней»
ячейки. Сетка правого триода лампы Л1 связана с анодом левого триода
своей ячейки и с анодом правого триода «последней» ячейки.
Положим, что вначале левые триоды всех каскадов проводят, а пра-
вые — заперты. Соответственно напряжения на анодах запертых ламп
приблизительно равны напряжению анодного питания, а напряжение на
анодах отпертых ламп относительно низкое. Потенциал сеток всех отпертых
триодов приблизительно равен нулю, так как сопротивление отпертой
лампы мало по сравнению с сопротивлениями Rlf R2 и R'. Потенциалы
сеток запертых ламп зависят от значений сопротивлений R2 и R", обра-
зующих сложный потенциометр и соединенных в одной точке. Конец сопро-
тивления R2 присоединен к проводу, имеющему отрицательный потенциал
относительно катода, конец сопротивления Ri — к аноду левого триода
своей ячейки, а конец сопротивления R" — к аноду левого триода преды-
дущей ячейки. Так как эти оба триода отперты и напряжение на их анодах
сравнительно низкое, то при выборе соответствующих значений сопротивле-
ний Ri, R2 и R" потенциал сетки правого триода каждого триггера может
быть много ниже потенциала запирания лампы. Конец сопротивления R"r
входящего в состав потенциометра, питающего сетку правого триода
лампы Л1, присоединен к аноду запертого, а не проводящего триода (пра-
вый триод лампы Л5 в схеме на рис. 8.15). Поэтому потенциал сетки запер-
того триода первой ячейки, будучи ниже Пзап, оказывается несколько»
выше, чем потенциалы сеток запертых триодов всех остальных ячеек.
При соответствующей амплитуде импульса положительной полярности,,
передаваемого через катодный повторитель на'сетки всех ламп, отпирается
только запертый триод первой ячейки. Эта ячейка переходит во второе
устойчивое состояние, ее левый триод оказывается запертым, а правый
проводит. Нетрудно убедиться, что сопровождающие этот переход измене-
ния анодных напряжений триодов лампы не изменяют распределения
43*
676
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
ИГЛ. VIII
отпертых и запертых ламп в остальных ячейках, но наименьшее отрица-
тельное смещение оказывается на сетке запертого триода второй ячейки.
Таким образом, действие сигнала привело к переходу в первой ячейке
и повышению чувствительности второй.
Приход следующего сигнала вызовет переход во втором триггере и после
этого наиболее чувствительным окажется третья ячейка и т. д. Блок-схема
кольца, изображенная на рис. 8.16, иллюстрирует его состояние после
действия трех импульсов на входе (светлые кружки отмечают отпертые,
а темные — запертые лампы). После прихода числа сигналов, равного
числу ячеек, первые триоды во всех ячейках окажутся запертыми, а вто-
рые — отпертыми, и наиболее чувствительной будет опять первая ячейка.
Рис. 8.17. 'Включение интерполяционных неоновых лампочек в
пересчетную схему, изображенную на рис. 8.15.
После действия на входе схемы числа сигналов, равного удвоенному числу
ячеек, или, иначе говоря, равного числу триодов в схеме, она вернется
в исходное состояние.
Для отсчета числа импульсов, не отмеченных нумератором, связанным
с анодной ;цепью одной из ламп кольцевой схемы последнего типа, исполь-
зуются неоновые лампочки (они указаны на рис. 8.15). Способ включения
неоновых лампочек иллюстрирует рис. 8.17, на котором электронные лампы,
так же как на рис. 8.16, условно изображены в виде светлых и темных круж-
ков. Один электрод каждой неоновой лампочки соединен с положительным
полюсом источника питания анодных цепей, а другой через сопротивления R*
(2 Мом )на рис. 8.15) соединен с анодами двух триодов, принадлежащих
двум соседним ячейкам. Неоновые лампочки выбираются такими, что для
их зажигания нужно напряжение, близкое к величине падения напряжения
на сопротивлении нагрузки проводящего триода. Поэтому, если отперты
оба триода, к анодам которых присоединен один электрод неоновой лампочки,
то последняя зажигается. Если же один из триодов заперт, то разность
потенциалов между электродами неоновой лампочки недостаточна для ее
зажигания.
Из схемы рис. 8.17 видно, что вначале, до прихода первого импульса,
пока первые триоды всех ячеек отперты, а вторые заперты, горит только
одна неоновая лампочка, отмеченная цифрой 0. После прихода первого
сигнала проводящий и непроводящий триоды первой ячейки меняются
местами и неоновая лампочка с цифрой 0 гаснет, но зажигается лампочка,
отмеченная цифрой 1. В результате действия второго импульса меняются
местами проводящий и непроводящий триоды во второй ячейке. Поэтому
неоновая лампочка с цифрой 1 гаснет, но зажигается лампочка, отмеченная
цифрой 2. Так продолжается до тех пор, пока не приходит десятый импульс,
после чего вновь оказывается горящей только лампочка с отметкой 0.
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
677
Кольцевое пересчетное устройство, собранное по последней схеме,
работает вполне надежно и отличается простотой налаживания. Последняя
облегчается тем, что все ячейки работают совершенно одинаковым образом,
причем каждая из них последовательно находится в одном из двух режимов
работы — режиме малой чувствительности и режиме большой чувстви-
тельности. В первом режиме управляющая сетка запертого триода соединена
с анодами отпертых ламп своей и соседней ячеек. В режиме большой чув-
ствительности сетка запертой лампы соединена с анодом одной отпертой
лампы (своей ячейки) и анодом запертой лампы (соседней ячейки). Если
ячейки совершенно идентичны, то напряжения на электродах и чувстви-
тельность ячеек не меняются при замене связи через сопротивления R'
и R” с лампами соседних ячеек,
связью через зти же сопротивле-
ния с анодами своих ламц. По-
этому каждая ячейка может быть
налажена независимо от других
в двух режимах работы, имити-
рующих режимы работы в общей
схеме. Таким образом, налажи-
вание схемы сводится к введению
в построенные бинарные ячейки
дополнительных сопротивлений,
включенных сначала параллель-
но сопротивлениям Rit а (затем
между сеткой и анодом своего
триода. Как в том, так и в дру-
Цвт обратмой связи
Допаляигиелия прямая связь
Рис. 8.18. Блок-схемы пересчетных устройств
с дополнительными цепями обратной связи (а)
и цепями дополнительной прямой и обратной
связи (б).
гом случае схема должна иметь
два четко выраженных устойчивых состояния и во втором случае быть более
чувствительной, чем в первом. После того как несколько отдельных ячеек
отрегулированы таким путем, они могут быть соединены в кольцо, которое
будет работать без дополнительной наладки.
В отличие от кольцевой схемы, приведенной на рис. 8.14, коэффициент
пересчета описываемой схемы может быть равен только четному числу.
Схема, приведенная на рис. 8.15, имеет Р = 10, т. е. может быть отнесена
к числу пересчетных декад.
Кроме кольцевых пересчетных декад, описаны также декадные схемы,
построенные из последовательно включенных бинарных ячеек с дополни-
тельными цепями прямой и обратной связи. Оставляя в стороне общую
теорию таких схем [296] и подробное рассмотрение возможных вариантов
построения таких схем (их около десяти) [297], приведем блок-схемы двух
декад с дополнительными цепями связи (рис. 8.18). Каждая из этих декад
построена из четырех бинарных ячеек и без дополнительных цепей связи
имеет коэффициент пересчета, равный 16. Благодаря введению дополни-
тельных цепей действие на входе десяти импульсов сопровождается допол-
нительной межячеечной передачей такого числа импульсов, которое экви-
валентно действию на входе обычной бинарной пересчетной схемы еще
шести импульсов. Поэтому после действия на входе десяти импульсов
на выходе появляется сигнал, так же как в обычной бинарной схеме с N = 4
после действия на ее входе 16 импульсов. Это иллюстрирует рис. 8.19,
на котором темными и светлыми кружками отмечены запертые и отпертые
лампы каждой бинарной ячейки схемы, построенной по блок-схеме
рис. 8.18, я, в исходном состоянии и после действия на ее входе 1,. 2, . . .,
10 импульсов. Переход в каждой ячейке от запертой левой к запертой правой
лампе сопровождается подачей импульса на следующую ячейку (это отме-
чено стрелками на рис. 8.19). Переход же от запертой правой к запертой
4378
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
левой лампе в третьей ячейке сопровождается подачей импульсов на пер-
вую и вторую ячейки (это отмечено двойными стрелками). Поэтому после
действия четвертого и девятого импульсов на входе схемы, в ней по цепям
обратной связи передаются дополнительные импульсы на первые две ячейки.
Эти импульсы вызывают переходы, которые потребовали бы действия трех
импульсов на входе, если бы цепей обратной связи не было.
В устройстве, блок-схема которого приведена на рис. 8.18, б, импульсы,
переданные по дополнительной цепи прямой связи, не вызывают переходов
в четвертой ячейке, пока она находится в исходном состоянии. Цепь же
обратной связи построена так, что при переходе последней ячейки во второе
Рис. 8.19. Иллюстрация работы пересчетной
схемы, собранной по блок-схеме, приведен-
ной на рис. 8.18, а.
устойчивое состояние вторая ячей-
ка становится нечувствительной к
импульсам, поступающим на ее
вход со стороны первой ячейки.
При этих условиях семь первых
импульсов, действующих на входе,
вызывают такие же переходы, как
и в бинарной схеме без дополни-
тельных цепей связи. После их
действия три первые ячейки ока-
зываются во втором устойчивом
состоянии, а последняя сохраняет
исходное состояние. Восьмой им-
пульс возвращает три первые ячей-
ки в исходное состояние и приво-
дит к переходу во второе состояние
последней ячейки. Это в свою оче-
редь вызывает переход во второе
крайнее состояние второй ячейки.
В результате после действия вось-
мого импульса первая и третья
ячейки находятся в исходном со-
стоянии, а вторая и четвертая —
во втором состоянии. Кроме того,
вторая ячейка нечувствительна к
входным импульсам, а дополни-
тельная цепь связи первой и чет-
вертой ячеек включена в действие. Действие девятого импульса приво-
дит к переходу первой ячейки во второе устойчивое состояние, а деся-
тый импульс возвращает ее в исходное состояние. При этом по допол-
нительной цепи связи подается импульс на последнюю ячейку, которая
возвращается в исходное состояние; вторая ячейка становится вновь чув-
ствительной, и импульс, переданный,’на ее вход со стороны первой ячейки,
возвращает ее в исходное состояние. Таким образом, после действия
10 импульсов на входе схемы все^ячейки оказываются в исходном состоянии.
Полная схема пересчетной декады, построенной по блок-схеме рис. 8.18, б,
приведена на рис. 8.20 [298].
Известная трудность постройки пересчетных схем с обратной связью
заключается в том, что одна или несколько ячеек схемы в некоторые моменты
времени находятся под .одновременным воздействием двух импульсов, сти-
мулирующих разные переходы. Поэтому для надежной работы схемы нужно
специально формировать импульсы в цепях связи, но при этом схема более
чувствительна к изменениям с течением времени ее параметров и напряже-
ния источников питания, чем бинарные или кольцевые пересчетные устрой-
ства. В этом отношении имеет преимущества декада с дополнительной
Рис. 8.20. Схема пересчетной декады, построенной по блок-схеме, приведенной на рис. 8.18, б.
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
680
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
J Л Ш Д'
Дояатгатгвлья. прямая связь
Рис. 8.21. Блок-схема пересчетной декады с допол-
нительными цепями связи и контрольным каскадом.
прямой передачей сигналов, отличающихся тем, что сигнал обратной связи
управляет контрольным каскадом, разделяющим пересчетные ячейки [299].
Блок-схема такого устройства с некоторыми указаниями о том, как построены
цепи связи, приведена на рис. 8.21.
В исходном состоянии все ячейки находятся в одном и том же начальном
состоянии, а контрольный каскад отперт, пока четвертая ячейка не перейдет
во второе устойчивое состояние. Цепь дополнительной прямой связи
построена так, что передаваемые по ней импульсы поступают только на одну
лампу последней ячейки и не могут вызвать в ней переход из одного устой-
чивого состояния в другое, пока она находится в исходном режиме. Поэтому
под действием первых восьми импульсов состояния ячеек изменяются,
как в обычной бинарной пересчетной схеме. В результате первые три ячейки
оказываются в исходном режиме, четвертая — во втором устойчивом состоя-
нии и, кроме того, контроль-
ный каскад заперт. Девятый
импульс переводит первую
ячейку во второе устойчивое
состояние, а десятый возвра-
щает ее в исходное состояние.
Возникающий при этом на ее
выходе сигнал не может прой-
ти на вход второй ячейки,
поскольку контрольный кас-
кад заперт, но действует на
четвертую ячейку, возвращая
ее в исходное состояние. Это
в свою очередь приводит к
отпиранию контрольного каскада и появлению рабочего импульса на вы-
ходе. Таким образом, после действия десяти импульсов схема оказывается
в исходном состоянии, а с ее выхода снимается один сигнал на дальнейшее
пересчетное устройство, регистратор или какой-либо другой прибор.
Для того чтобы контрольный каскад не отперся до того, как закончится
импульс, поступающий с выхода первой ячейки, импульс в цепи обратной
связи несколько затягивается с помощью интегрирующей /?С-цепи.
Полная схема пересчетной декады, построенной по описанному прин-
ципу, приведена на рис. 8.22 [300]. Разрешающее время схемы — порядка
нескольких микросекунд.
Подробное описание ряда схем пересчетных декад можно найти в перио-
дической литературе [301—303]. Следует отметить, что скорость счета
пересчетных устройств с цепями обратной связи, вообще говоря, меньше,
чем бинарных или кольцевых схем с цепями только прямой передачи сигна-
лов. Это связано с тем, что разрешающее время таких схем определяется
не временем срабатывания одной ячейки, а временем прохождения сигналов
по цепям прямой и обратной связи, включающим несколько ячеек. Обычно
схемы с обратной связью значительно сложнее в регулировке и более чув-
ствительны к непостоянству их параметров, изменениям напряжения источ-
ника питания, старению ламп и т. д. Поэтому предпочтительнее строить
либо бинарную схему с коэффициентом пересчета Р = 2N, либо кольцевую
схему. Если по условиям работы можно воспользоваться схемой с четным
значением коэффициента пересчета, не равным 2W, лучше выбрать кольце-
вую схему, состоящую из бинарных ячеек. Такую схему, в частности, можно
взять и для постройки пересчетной декады.
Одна из существенных задач развития пересчетных схем заключается
в сокращении их мертвого времени, что необходимо для уменьшения
просчетов при регистрации статистически распределенных импульсов и
Рис. 8.22. Схема пересчетной декады, построенной по блок-схеме, приведенной
на рис. 8.21.
§ 2] СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
682
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
повышения скорости счета. В большинстве случаев погрешности счета по-
рядка одного или нескольких процентов считаются допустимыми. Поэтому,
если разрешающее время схемы — порядка микросекунды, то, как это вид-
он из выражения (8.2), допустима загрузка порядка десяти или нескольких
десятков тысяч статистически распределенных импульсов в секунду. Для
того же, чтобы перейти к скорости счета порядка 106 имп1сек с просчетами
порядка 1 %, необходимо уменьшить разрешающее . время до величины
порядка 10 нсек.
В случае бинарной пересчетной схемы большой скоростью счета должны
обладать только первые ячейки, а в случае кольцевой — все. Так как зна-
чительное уменьшение разре-
шающего времени триггеров
представляет трудности, то пе-
ресчетные устройства с малым
разрешающим временем пред-
почитают строить по принципу
бинарных схем.
Возможность сокращения
разрешающего времени триг-
герных ячеек ограничивается
длительностью протекающих в
них переходных процессов. Не-
которые соображения об этих
процессах и о мерах, прини-
маемых для сокращения их про-
должительности, были приведе-
ны в гл. V, § 3, п. 4. По су-
ществу эти меры сводятся к
Рис. 8.23. Вариант схемы быстродействующей
пересчетной ячейки.
правильному построению цепей
связи, выбору наиболее широкополосных ламп и введению в схему дополни-
тельных элементов, позволяющих увеличить скорость перезарядки емкостей
схемы. На рис. 5.67 была приведена схема триггера с ограничительными диода-
ми с разрешающим временем порядка 0,1 мксек. Такого же порядка разре-
шающее время ячеек с индуктивной коррекцией [304]. Несколько меньшее
разрешающее время позволяют получить пересчетные устройства, построен-
ные из триггеров с катодными повторителями в цепях связи (см. рис. 5.68).
Совместное применение ряда мер ускорения переходных процессов позво-
ляет довести разрешающее время до нескольких десятков наносекунд.
На рис. 8.23 приведен вариант схемы пересчетной ячейки, в которой
принят ряд мер для увеличения быстродействия, что позволило снизить
разрешающее время до величины порядка 20 нсек [145]. В качестве анодных
нагрузок ламп триггера с индуктивной коррекцией в этой схеме использо-
ваны два дополнительных триода (см. гл. III, § 3, п. 3). Цепи связи при-
соединены не к анодам основных ламп триггера, а к катодам нагрузочных
ламп. Благодаря этому эквивалентное сопротивление генератора, питаю-
щего цепь связи, мало. Наконец, в схему введены диоды, ограничивающие
уровень изменения напряжения на анодах ламп всего примерно на 5 в —
от 210 до 205 в (использованные высокочастотные диоды имеют малое про-
бивное напряжение, и поэтому они включены попарно). Вследствие малого
уровня сигналов, снимаемых с выхода ячейки, в пересчетной схеме между
ячейками включены дополнительные усилительные трехламповые каскады
с распределенным усилением.
Дальнейшее уменьшение разрешающего времени и продвижение в область
наносекундного диапазона возможно при переходе к лампам со вторичной
эмиссией и к специальным лампам, работающим как электронные пере-
$ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
683
ключатели. Описание таких схем имеется в периодической литературе
и вошло в некоторые специальные монографии [274, 305].
3. Пересчетные схемы на газоразрядных лампах. Используя триггеры
на газоразрядных лампах, строят пересчетные схемы на тиратронах.
В настоящее время в таких схемах, за редким исключением, применяют
безнакальные тиратроны. Существенное преимущество построенных на них
пересчетных устройств заключается в их экономичности. Так, например,
мощность, потребляемая от источников питания пересчетной схемой, содер-
жащей семь бинарных ячеек, построенных на тиратронах МТХ-90
(Р = 128) — порядка 0,1 вт. Схема с таким же коэффициентом пересчета,
построенная на триодах 6Н8, потребляет мощность около 30 вт, т. е. прибли-
зительно в 300 раз большую. Недостаток тиратронных пересчетных устройств
заключается в том, что их разрешающее время относительно велико — мак-
симальная скорость счета та-
ких схем 5000—10 000 перио-
дических импульсов в секун-
ду [35, 306]. Поэтому пере-
счетные схемы на безнакаль-
ных тиратронах широко
применяют в устройствах с
большим числом счетных ка-
налов, рассчитанных на срав-
нительно небольшую ско-
рость счета.
На рис. 8.24 приведена
схема двух ячеек бинарного
пересчетного устройства на
тиратронах МТХ-90 [306]. Работа ячеек, представляющих собой двухтакт-
ные триггеры, была подробно рассмотрена в гл. V, § 3, п. 6. Благодаря
связи вторых анодов через большие сопротивления (5—10 Мом) с поло-
жительным полюсом источника питания схемы в тиратронах устанавли-
вается темновой разряд, который уменьшает статистическое время запазды-
вания возникновения в лампе тлеющего разряда при действии импульса
на входе ячейки. Это повышает скорость и четкость работы схемы.
На рис. 8.25 приведена бинарная пересчетная схема, построенная
на триггерах с безнакальными тиратронами, имеющая коэффициент пере-
счета Р = 64 и скорость счета порядка 5000—7000 имп1сек [306]. В цепи
связи первых ячеек введены дополнительные газоразрядные диоды, полу-
ченные из ламп МТХ-90 включением в параллель обоих анодов. Каждая
вспомогательная лампа включена параллельно сопротивлению в катодной
цепи первой лампы соответствующего триггера. Напряжение источника
питания выбирается таким, что при протекании стационарного разряда
в правой лампе триггера падение напряжения на ее катодном сопротивлении
меньше потенциала зажигания вспомогательной лампы. Вспышка от очеред-
ного импульса разряда в левой лампе триггера дает повышение на некоторое
время напряжения на катоде правой лампы (что приводит к ее гашению
см. гл. V, § 3, п. 6). При этом напряжение на вспомогательной лампе пре-
вышает потенциал ее зажигания, в ней возникает разряд и положительный
импульс, снятый с ее катода, служит стартовым сигналом для следующей
ячейки. Начиная с пятой ячейки, цепь связи не содержит вспомогательной
лампы, а представляет собой ЛС-цепь, в которой сопротивление служит
для подачи начального напряжения на пусковой анод (оно выбирается
достаточно большим, чтобы в цепи этого анода не возник тлеющий разряд),
а конденсатор — для передачи стартового сигнала. Увеличение гасящей
емкости, в последних каскадах уменьшает скорость счета последних ячеек
Рис. 8.25. Схема бинарного пересчетного устройства с коэффициентом пересчета Р — 64,
построенного на тиратронах МТХ-90.
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА [ГЛ.
$ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
685
(что не опасно, так как число поступающих на них импульсов уменьшается
предшествующими ячейками), но повышает надежность запуска следующих
триггеров. Каждая триггерная ячейка потребляет ток порядка 0,2—0,5 ма.
На выходе пересчетной схемы включен нумератор (типа СБ-1), упра-
вляемый специальным каскадом, собранным также на безнакальном тира-
троне МТХ-90. Импульсы, не зарегистрированные нумератором (превы-
шающие число, кратное 64), легко отмечаются по тлеющему разряду в пра-
вых тиратронах всех ячеек — эти тиратроны, входя в схемы триггеров,
одновременно служат элементами интерполяционного устройства. Число
Рис. 8.26. Кольцевая пересчетная схема, построенная на без-
накальных тиратронах.
входных импульсов, приводящих к вспышке каждого из них, указано
на рис. 8.25; сумма цифр, соответствующих горящим тиратронам, дает
число входных импульсов, не отмеченных нумератором.
Как и на электронных лампах, на безнакальных тиратронах могут
быть построены кольцевые пересчетные схемы, имеющие, вообще говоря,
любой коэффициент пересчета. Пример кольцевой пересчетной схемы приве-
ден на рис. 8.26. Вторые аноды всех тиратронов через цепь связи R^Ci свя-
заны со входом схемы, на который подаются импульсы положительной
полярности. Если один из тиратронов схемы проводит ток, то наиболее
чувствительный — следующий за ним. Действительно, разрядный ток
тиратрона протекает по сопротивлению в его катодной цепи (i?2), напря-
жение на электродах неоновой, лампочки, включенной между его катодом
и вторым анодом следующего тиратрона, близко к нулю и в этой лампочке
нет темнового разряда. Поэтому второй анод тиратрона, следующего за про-
водящим, отключен от катода последнего и связан через сопротивление
с положительным проводом схемы. Потенциал этого анода сравнительно
велик, и в тиратроне протекает темновой разряд. Если же тиратрон не прово-
дит тока, то к присоединенной к его катоду неоновой лампочке приложено
через сопротивления и R2 все напряжение источника питания. При этом
в ней протекает темновой разряд и потенциал второго анода следующего
тиратрона оказывается значительно ниже, чем у включенного за горящим
тиратроном. Поэтому при действии на входе схемы импульса положительной
полярности (с амплитудой порядка нескольких десятков вольт) разряд вспы-
хивает только в тиратроне, следующем за горящим.
Вспышка разряда в очередном тиратроне приводит к гашению разряда
в предыдущем за счет того, что напряжение на конденсаторе С2, связываю-
щем катоды соседних ламп, уменьшается сравнительно медленно (см. гл. V,
§ 3, п. 6). Таким образом, в приведенной схеме зажигание разряда в одном
из тиратронов приводит к гашению разряда в предыдущем и к повышению
686
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
чувствительности следующего. После действия на входе числа импульсов Р,
равного числу ячеек, кольцевая схема возвращается в исходное состояние
и с катода вспыхивающего при этом тиратрона снимается импульс на после-
дующую счетную схему или нумератор (через соответствующий управляю-
щий каскад). Если регистратор достаточно слаботочный, то его можно вклю-
чить непосредственно в цепь протекания разрядного тока тиратрона [306].
Число импульсов, не отмеченных нумератором, определяется номером
тиратрона, в котором протекает разряд (все тиратроны помечаются циф-
рами 0, 1,2, . . ., Р — 1 (см. рис. 8.26).
На рис. 8.27 приведена пересчетная тиратронная декада, построенная
из бинарных ячеек с дополнительными цепями связи [307]. Бинарные ячейки
построены по схеме, аналогичной приведенной на рис. 5.80,— в них гаше-
ние разряда в одном тиратроне во время вспышки разряда во втором про-
исходит за счет падения напряжения на общем анодном сопротивлении (при
Рис. 8.27. Схема пересчетной тиратронной декады с дополнительными цепями
связи.
условии, что конденсатор в катодной цепи разряжается относительно мед-
ленно). В исходном состоянии разряд протекает в правых тиратронах всех
ячеек (кнопка сброса позволяет на короткое время подать положительное-
напряжение на катоды тиратронов 7\, Т3, Т5и Т-,). Девять импульсов схема
регистрирует, как и обычная бинарная пересчетная схема, причем восьмой
импульс приводит к гашению тиратрона Т8 в последней ячейке. Второй анод
этого тиратрона присоединен к выходу первой ячейки, но пока в нем проте-
кает разряд, он нечувствителен к импульсам, даваемым этой ячейкой.
После же гашения разряда положительный импульс от первой ячейки (при
действии десятого входного импульса) переводит четвертый триггер в исход-
ное состояние. Для того чтобы десятый импульс в то же время не привел
к срабатыванию второй ячейки, ее тиратрон Т3 соединен с тиратроном Т7.
Когда четвертая ячейка возвращается в исходное состояние, по этой цепи
обратной связи поступает импульс, препятствующий вспышке разряда
в тиратроне Т3. В результате этого после прохождения десяти импульсов-
схема принимает исходное состояние. Сигнал, приводящий к вспыш-
ке разряда в тиратроне Ts, управляющем нумератором, снимается с чет-
вертой ячейки при возвращении ее в начальное состояние. Импульсы,
не зарегистрированные на выходе, отсчитываются по горящим тират-
ронам.
Для нормальной работы схемы сигналы, даваемые вторым триггером,
не должны приводить к срабатыванию четвертого. Для этого цепь обратной
связи содержит диод, обратное сопротивление которого должно быть-
не менее 0,5—1 Мом. Далее, для предотвращения перехода во втором триг-
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
687
гере, находящемся под действием двух импульсов при действии на входе
десятого сигнала, этот триггер делается несколько несимметричным (раз-
ные сопротивления в катодах тиратронов).
Как и электронноламповые пересчетные устройства со сложными
цепями связи, последняя схема сложнее в наладке, чем пересчетные схемы,
состоящие из бинарных ячеек.
Приведенные схемы не исчерпывают большого числа вариантов тира-
тронных пересчетных устройств. Много таких устройств описано в перио-
дической печати [308—311].
4. Транзисторные пересчетные схемы. Общие принципы построения
транзисторных пересчетных схем не отличаются от принципов построения
таких схем на электронных лампах, а их специфические особенности свя-
заны с особенностями транзисторов как активных элементов схем (см. гл. II,
Рис. 8.28. Транзисторная бинарная пересчетная схема с коэффициентом
пересчета Р = 8.
§ 2). На рис. 8.28 приведена бинарная пересчетная схема с коэффициентом
пересчета Р = 8, построенная из двухтактных триггеров (см. гл. V, § 3)
[312 ]. В схеме использованы диодные цепи связи с подачей сигналов на базы
транзисторов. Для установления начального состояния схемы, в котором
левые транзисторы всех ячеек должны быть заперты, базы этих транзисто-
ров на короткое время соединяются через сопротивления 12 ком с отрица-
тельным полюсом источника питания. Импульсы с выхода последней ячейки
подаются на выходной каскад с общим эмиттером. В его коллекторную цепь
включен нумератор типа СБ-1М/100. Для считывания числа импульсов,
не отмеченных на выходе, служат неоновые лампочки. Трудность примене-
ния их в. качестве интерполяционных устройств в транзисторных схемах
заключается в том, что потенциал зажигания неоновых лампочек обычно
превосходит перепады напряжения на элементах схемы (или напряжение
источника питания). Для преодоления этой трудности в рассматриваемой
схеме на каждую неоновую лампочку подается сумма двух напряжений —
постоянного, снятого с коллектора правого транзистора соответствующей
ячейки, и переменного напряжения от сети. Амплитуда последнего выби-
рается на 5—6 в ниже напряжения зажигания лампочки. Переменные сопро-
тивления 1,5 ком в цепях переменного тока служат для компенсации разли-
чий потенциалов зажигания отдельных экземпляров неоновых лампочек.
Когда правый транзистор ячейки запирается, напряжение на его коллек-
торе становится практически равным величине —Ек (в рассматриваемой
688
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
схеме —15 в). Поэтому при положительной полуволне переменного напряже-
ния разность потенциалов между электродами присоединенной к этой ячейке
неоновой лампочки превышает потенциал ее зажигания и в лампочке вспыхи-
вает разряд. (Для надежной работы схемы к коллекторам должны подклю-
чаться электроды неоновых лампочек с большой площадью.)
Разрешающее время приведенной бинарной пересчетной схемы —
порядка 50 мксек (без учета разрешающей способности регистратора, кото-
рая ограничивает скорость счета всего устройства). Схема потребляет ток
около 40 ма.
Опыт работы с бинарными транзисторными пересчетными устройствами
с диодными связями показывает, что они работают недостаточно надежно,
Рис. 8.29. Схема пересчетного транзисторного устройства из бинарных ячеек
с усилительными каскадами в цепях связи.
если число ячеек превосходит 3—4. Для повышения надежности схемы между
бйнарными ячейками включают усилительные каскады [313]. Они позво-
ляют повысить уровень стартовых сигналов, одновременно сократив их дли-
тельность с помощью /?С-цепей с относительно малой (порядка микро-
секунды) постоянной времени. Такая схема с двумя триггерными ячейками
приведена на рис. 8.29 [289]. Ее разрешающее время — порядка нескольких
микросекунд. Используя схемы с дополнительными усилительными кас-
кадами, можно строить пересчетные устройства с большим коэффициентом
пересчета.
Ряд полезных соображений о постройке пересчетных транзисторных
устройств и рациональном выборе режима работы транзисторов приведен
в периодической литературе и специальных книгах [147 , 289, 314, 317].
На рис. 8.30 приведена схема транзисторной пересчетной декады,
построенной из бинарных ячеек и аналогичной по принципу своей работы
электронноламповой декаде, блок-схема которой приведена на рис. 8.21,
а принципиальная схема — на рис. 8.22. Схема состоит из четырех ячеек
с диодными связями между ними и с включенным между первой и второй
ячейкой контрольным устройством (на диоде Д1Г). В схеме имеется допол-
нительная прямая связь первой ячейки и одного из транзисторов последней
и обратная связь второго транзистора последней ячейки с контрольным
устройством. В исходном режиме все триггеры находятся в начальном
состоянии, в котором левые транзисторы заперты, а правые отперты (для
установления этого состояния на короткое время замыкается ключ «сброс»).
На катод диода контрольного устройства (Дк) подано (через сопротивление
30 ком) напряжение —10 в, снятое с коллектора левого транзистора четвертой
ячейки. Начальный потенциал анода этого диода поддерживается равным
—8 в с помощью делителя, состоящего из сопротивления 20 и 12 ком. Поэто-
Рис. 8.30. Схема транзисторной пересчетной декады, построенная из бинарных ячеек с дополнительными
цепями связи и контрольным каскадом.
I 2] СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
690
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
1ГЛ. VIU
му диод отперт ипропускает положительные импульсы с выхода первой ячейки
на диоды связи второй. Импульсы, поступающие по дополнительной цепи
прямой связи на четвертый триггер, не могут привести к изменению его
состояния, поскольку они действуют через диод на отпертый правый тран-
зистор. В связи с этим первые девять импульсов приводят к изменениям
состояний ячеек как в обычной бинарной схеме (первая и четвертая ячейки
находятся во втором состоянии, вторая и третья — в исходном). Кроме того,
в результате действия восьмого импульса, приводящего к переходу послед-
него триггера во второе крайнее состояние, оказывается запертым контроль-
ный каскад, поскольку напряжение на катоде диода Дк возрастает до
—2,5 —3 в. Поэтому положительный импульс, снимаемый с выхода
первого триггера, возвращающегося в исходное состояние, при действии
десятого сигнала на входе не проходит на вторую ячейку. Вместе с тем
этот импульс, проходя по цепи дополнительной прямой связи на запертый
теперь транзистор последней ячейки, возвращает ее в исходное состояние.
Таким образом, после действия десяти входных сигналов схема оказы-
вается в исходном состоянии; при переходе последней ячейки в исходное
состояние с выхода декады снимается импульс на следующую счетную схему
или каскад, управляющий работой нумератора.
Для увеличения надежности работы схемы отпертые транзисторы
должны работать в режиме насыщения (см. гл. V, § 3, п. 5). С другой сто-
роны, если режим будет далек от начала насыщения, значительно снизится
быстродействие схемы. Поэтому подбором величины сопротивления RK
(порядка 800—1000 ом) триггеры ставятся в такой режим, при котором
напряжение эмиттер—коллектор отпертого транзистора имеет величину,
близкую к границе выхода из режима насыщения (порядка 0,4 в). При ука-
занных на схеме параметрах для запуска каждого триггера нужны импульсы
с амплитудой порядка 2 в (ток запуска 0,3 ма, поскольку входное сопроти-
вление триггера — порядка 6,5 ком). С другой стороны, перепад коллек-
торного тока транзистора при его отпирании — порядка 3 ма, т. е. на поря-
док превосходит нужный для запуска следующей ячейки. Поэтому триг-
геры работают вполне надежно, даже при значительных изменениях напря-
жения источника питания (от 5 до 20 в) и при повышении температуры до
50° С. Амплитуда стартовых сигналов, подаваемых на вход декады, должна
быть не менее 2 в. Разрешающее время схемы — порядка 7 мксек. Переход
к триодам типа П16 позволяет снизить разрешающее время до 4—5 мксек,
а применение триодов типа П402 или аналогичных им позволяет получить
разрешающее время порядка 1 мксек.
Многочисленные другие варианты построения пересчетных декад
на транзисторах приведены в периодической литературе [313, 318]. Среди
них имеются пересчетные схемы с разрешающим временем порядка десятых
микросекунды [319].
В приведенных схемах декад не указана система индикации числа
импульсов, меньшего десяти. Для это/о можно применить неоновые лам-
почки (например, подобно тому как это сделано в схеме на рис. 8.28) или
миниатюрные лампы накаливания (например, типа МН-1) [320]. Введение
неоновых лампочек в транзисторное пересчетное устройство ведет к неко-
торому усложнению схемы и увеличению ее габаритов, веса и потребляемой
энергии.
Что касается надежности работы, то транзисторные пересчетные устрой-
ства оказываются столь же, а иногда и более надежными, чем электронно-
ламповые, но требуют относительно большого времени на отбор транзисто-
ров и наладку схемы.
5. Ферритовые и феррит-транзисторные пересчетные устройства. Фер-
ритовые элементы, обладающие петлей гистерезиса, близкой к прямоуголь-
$ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
691
ной, т. е. имеющие два четких стабильных магнитных состояния, позволяют
строить ряд переключающих схем и в том числе пересчетные схемы и системы
хранения цифровой информации. Такие устройства состоят из ряда транс-
форматоров с ферритовыми сердечниками (в виде кольца диаметром порядка
нескольких миллиметров), которые первоначально имеют определенное
магнитное состояние (направление намагничивания) и последовательно,
по мере действия сигналов на входе, перемагничиваются. Отмечая циф-
рой 0 исходное, а цифрой 1 — второе магнитное состояние каждого сердеч-
ника (см. гл. I, § 5), можно записать в таком устройстве любое число в двоич-
ной системе, если оно выражено в виде последовательности электрических
импульсов, отвечающих единицам, и пропусков импульсов, отвечающих
нулям. В другом варианте построение ферритовых устройств по числу
Рис. 8.31. Схема однотактного регистра сдвига на ферритах.
(и положению) перемагниченных сердечников можно судить о числе дей-
ствовавших на входе импульсов и получить один выходной импульс после
действия Р импульсов на входе.
Поскольку ферритовый сердечник практически неопределенно долго
сохраняет магнитное состояние, приобретенное в результате протекания
через его обмотку импульса тока, ферритовая память обладает неограни-
ченной длительностью. В отличие от электронноламповых, транзисторных
или газоразрядных устройств, поддержание определенного устойчивого
состояния магнитной системы не требует расхода энергии источников пита-
ния, что является существенным преимуществом ферритовых устройств.
К их особенностям относится также и то, что для установления состояния,
в котором находятся те или иные сердечники, нужны специальные «сигналы
опроса» или введение в схему специальной системы индикации. Последняя
усложняет устройство и требует для своей работы расхода энергии.
В основу построения систем памяти на ферритах кладутся так назы-
ваемые «регистры сдвига». Не рассматривая ряда типов регистров сдвига,
приведем здесь только однотактный регистр, представляющий, кроме всего
прочего, интерес для построения пересчетных устройств. Такой регистр
состоит из ряда элементов с ферритовыми сердечниками, имеющими по три
обмотки, две из которых — выходная одного элемента и входная следую-
щего — соединены между собой специальными цепями связи (рис. 8.31).
Третьи обмотки чвсех трансформаторов соединены вместе.
Положим, что первоначально все сердечники находятся в одном и том же
исходном состоянии (0). Направление обмотки 1, полярность действую-
щего на входе сигнала и, наконец, число ампервитков таковы, что этот
сигнал приводит к перемагничиванию сердечника первого элемента (см. выра-
жение (1.117)). При этом в его вторичной обмотке появляется импульс
напряжения такой полярности, что диод Д тока не пропускает, и поэтому
на второй элемент схемы сигнал не поступает. Таким образом, импульс
записывается как перемагничивание первого феррита.
44*
692
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
Для того чтобы записать следующий импульс, запись первого перено-
сится во вторую ячейку. Для этого служит обмотка 3, на которую подается
управляющий (или «тактовый») импульс, возвращающий первый феррит
в исходное состояние. Тогда на вторичной обмотке первого элемента появ-
ляется ийпульс напряжения, вызывающий протекание тока через диод Д.
Этот импульс заряжает конденсатор С так, что потенциал его верхней пла-
стины (рис. 8.31) превышает потенциал нижней (постоянная времени т = RC
выбирается значительно больше длительности тактового импульса). После
окончания тактового импульса конденсатор С разряжается через сопроти-
вление R и первичную обмотку второго элемента. Поскольку в это время
через обмотку 3 ток не протекает, второй ферритовый сердечник переходит
в состояние 1. Все прочие сердечники, находившиеся в состоянии 0, сохра-
няют его.
Если после перенесения записи во второй сердечник на входе схемы
действует следующий сигнал, он опять приводит к перемагничиванию пер-
вого феррита и описанный цикл процессов повторяется с той разницей,
что теперь тактовый импульс, одновременно с перенесением записи из пер-
вого сердечника во второй, переносит запись из второго в третий. Если же
в интервал времени между двумя тактовыми импульсами сигнала на входе
не было, то перемагничивание будет перенесено из второго сердечника
в третий, а второй (как и первый) останется в положении 0. Поэтому после
действия третьего входного сигнала (до подачи третьего тактового импуль-
са) окажутся в положении 1 первый и третий сердечники, что соответст-
вует записи числа 101 в двоичной системе (5 в десятичной системе ис-
числения).
Очередной тактовый импульс перенесет эту запись вправо на один
сердечник, и система будет вновь готова к действию следующего импульса
на ее входе. Таким образом, может быть записано число в двоичной системе,
имеющее столько разрядов, сколько включено последовательно феррито-
вых элементов и на каждый записываемый разряд (импульс или пропуск
импульса) нужен один тактовый импульс. Для считывания записанного
в регистре сдвига числа следует установить, в каком состоянии находится
каждый феррит. Для этого можно подать на обмотки 3 число тактовых
импульсов (без сигналов на входе), равное числу ферритовых элементов,
и проследить за последовательностью появляющихся при этом сигналов
на выходе. Если при действии считывающего тактового импульса появ-
ляется сигнал на выходе, значит, в соответствующем разряде была записана
единица, если выходной сигнал отсутствует,— был записан нуль. В целом
последовательность выходных сигналов воспроизводит последовательность
сигналов, действовавших на входе во время записи.
Ферритовая память широко применяется в цифровых вычислительных
машинах. Она используется и в некоторых устройствах экспериментальной
физики (например, в амплитудных анализаторах). Записываемое в регистре
сдвига число описанным выше способом должно быть выражено в двоичной
системе в виде соответствующего ему набора импульсов, «вставленных»
в последовательность тактовых импульсов. Само собой разумеется, что
увеличение на единицу числа, уже записанного в регистре, не может
быть сделано путем введения на его вход еще одного импульса (исключая
случай, когда записанное первоначально число — нуль). Для этого необхо-
димо вывести записанное число из регистра, добавить к нему единицу
в двоичной системе исчисления и вновь ввести в регистр полученное число.
Например, для перехода от записи числа 5 к записи числа 6 нужно вывести
из регистра последовательность импульсов 101, преобразовать ее (в спе-
циальном, так называемом арифметическом устройстве) в последователь-
ность НО и ввести эти импульсы обратно в регистр.
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
693
В другом варианте его работы регистр сдвига может быть использован
как пересчетное устройство. Возможность этого иллюстрирует схема, при-
веденная на рис. 8.32, отличающаяся тем, что в ней вход регистра соединен
с его выходом, а регистрируемые сигналы подаются на включенные после-
довательно тактовые обмотки. Благодаря этому регистр превращается в коль-
цевую схему с одновременным действием сигналов на все элементы кольца.
В исходном режиме один из сердечников (например, последний) находится
в состоянии 7, а все прочие — в состоянии 0. Для установления этого
режима в каждый элемент добавлена еще одна обмотка, причем дополни-
тельная обмотка элемента, устанавливаемого в положение 1, включена
навстречу остальным. На эти обмотки подается импульс «сброса» соответ-
ствующей полярности.
Действие в цепи тактовых обмоток сигнала приводит к переносу записи
единицы из последнего элемента в первый, как это было описано выше.
Рис. 8.32. Схема использования регистра сдвига как пересчетного устройства.
Следующий сигнал перенесет эту запись во второй элемент и так далее,
пока после действия числа сигналов, равного числу элементов кольца,
последний феррит не возвратится в состояние 1. При этом с выхода схемы
(выходной обмотки последнего трансформатора или со специальной допол-
нительной обмотки) снимается сигнал на регистрирующее или следующее
пересчетное устройство. Таким образом, регистр сдвига превращается
в кольцевую пересчетную схему с коэффициентом пересчета, равным числу
ферритовых элементов в регистре. Если ограничиться двумя такими эле-
ментами, то получается бинарная пересчетная ячейка — ферритовый двух-
тактный триггер. В каждом устойчивом состоянии один из ферритов нахо-
дится в состоянии 0, а другой — в состоянии 1. Одновременное изменение
намагничивания обоих ферритов под действием внешнего сигнала соот-
ветствует переходу триггера из одного устойчивого состояния во второе.
Включая ряд ферритовых триггеров последовательно, можно строить бинар-
ные пересчетные схемы с большим коэффициентом пересчета.
Выше отмечалось, что одно из существенных преимуществ ферритовых
устройств заключается в отсутствии в них активных элементов, потребляю-
щих энергию. Однако очевидно, что при этом вся энергия, необходимая
для приведения в действие такого устройства, определяемая потерями
в самих ферритах и в цепях связи, должна поставляться регистрируемыми
сигналами. Поэтому эти сигналы должны быть достаточно мощными,
а последовательно включенные ячейки, например в бинарной схеме, рас-
считаны на действие все более и более слабых сигналов по мере продвиже-
ния к выходу, что затрудняет постройку надежных ферритовых устройств.
В этой связи представляет большой интерес сочетание ферритовых элемен-
тов с полупроводниковыми триодами [321]. Выбор в качестве активных эле-
ментов схемы транзисторов оправдан тем, что они позволяют получить
694
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
большие перепады тока и требуют низковольтных источников питания.
Введение транзисторов, хотя и усложняет схему, но окупается повышением
ее надежности.
Поскольку время перемагничивания сердечника при не слишком боль-
ших напряженностях поля (ампервитках управляющей обмотки) — порядка
1 мксек (см. гл. I, § 5), применение высокочастотных транзисторов нерацио-
нально и в феррит-транзисторных устройствах используют сплавные тран-
зисторы типа П14, П15, П16 (их граничные частоты соответственно 1, 1,6
и 0,5 Мгц) или им подобные [289].
На рис. 8.33 приведена схема феррит-транзисторной бинарной пере-
счетной ячейки, построенной из двух запертых блокинг-генераторов на тран-
зисторах с ферритовыми трансформаторами (кольца 0 3 мм изферрита К-211).
Рис. 8.33. Схема феррит-транзисторной бинарной ячейки.
Блокинг-генераторы заперты (хотя коллекторные токи транзисторов не
равны нулю) потому, что оба феррита находятся в намагниченном состоя-
нии, их магнитная проницаемость мала и обратная связь недостаточна для
самовозбуждения схем. Один из ферритов (например, Ф^), находится в состоя-
нии намагничивания 1, а второй (правый) — в состоянии О.^Это состояние
устанавливается действием импульса сброса, который подается на спе-
циальные, включенные навстречу обмотки ферритовых злементов. Коллек-
торные обмотки блокинг-генераторов соединены с источником питания через
дополнительные обмотки связи, каждая из которых принадлежит ферриту
другого блокинг-генератора. Это обеспечивает переход ячейки из одного
устойчивого состояния намагничивания обоих ферритов во второе состояние
с обратным намагничиванием ферритов. В самом деле, действие стартового
(входного) сигнала вызывает протекание тока в запускающих обмотках
обоих ферритов, в результате чего рабочая точка феррита Ф1 выходит
в область крутого участка петли гистерезиса, а потенциал базы падает.
Это приводит к развитию блокинг-процесса и резкому нарастанию коллек-
торного тока 7\. Это, с одной стороны, способствует переходу 1—>0 в первом
феррите, а с другой, несмотря на действие стартового сигнала в соответ-
ствующей обмотке второго феррита, переводит последний в состояние 1.
Во втором блокинг-геператоре при этом не возникает большой импульс тока,
поскольку при переходе феррита 0—>1 на базу транзистора подается положи-
тельный импульс. Поэтому транзистор Т2 запирается. После того как фер-
рит перемагнитился, блокинг-процесс прекращается, так как магнитная
проницаемость опять становится малой и обратная связь в блокинг-гене-
раторе резко снижается. Таким образом, ячейка оказывается во втором
£ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
695
крайнем состоянии. После второго импульса тока того же направления
ячейка возвращается в исходное состояние намагничивания ферритов.
Для нормальной работы ячейки необходимо, чтобы длительность импуль-
сов запуска не превышала 1—2 мксек. Дело в том, что на феррит, находя-
щийся в состоянии 0, одновременно действуют токи, протекающие в двух
обмотках: ток в обмотке запуска (он не способствует перемагничиванию фер-
рита) и ток в обмотке связи с блокинг-генератором, построенным на втором
феррите (вызывающий перемагничивание). Очевидно, что длительность
первого тока не должна превышать продолжительности второго.
Поскольку транзисторы в рассматриваемой схеме предназначены только
для усиления тока, схема не критична ни к разбросу параметров транзисто-
ров, ни к изменениям температуры или напряжения источника питания
(последнее может варьироваться от 3 до 25 в) [322]. Однако с повышением
температуры уменьшается коэрцитивная сила и ухудшается прямоуголь-
ность петли гистерезиса, что приводит к нарушению нормальной работы
схемы при 50—60° С.
Приведенная бинарная пересчетная схема, по существу, представляет
собой частный случай феррит-транзисторной кольцевой схемы (феррит-
транзисторного регистра сдвига с выходом, замкнутым на вход). Кольцо
может содержать любое число блокинг-генераторов с ферритовыми сердеч-
никами, с дополнительными обмотками связи, позволяющими последова-
тельно перемагничивать сердечники трансформаторов при действии сигналов
одновременно в стартовых обмотках всех элементов. На рис. 8.34 приведена
схема феррит-транзисторной пересчетной декады, в которой использовано
подобного рода кольцо с коэффициентом пересчета, равным пяти. За ним
включена бинарная ячейка.
Импульс сброса устанавливает феррит первого элемента кольца (<2\)
и левый феррит бинарной ячейки (Фв) в состояние 1, а остальные ферриты
в состояние 0. Как и в схеме, приведенной на рис. 8.33, стартовый (входной)
сигнал приводит к развитию блокинг-процесса в первом элементе кольца,
в результате чего его феррит переходит в состояние 0, а феррит второго
элемента — в состояние 1. Состояние 1 передается дальше по кольцу по мере
действия сигналов, и пятый импульс вновь устанавливает состояние намаг-
ничивания 1 в и одновременно феррит Ф5 возвращается в состояние 0.
Последнее приводит к передаче по цепи связи стартового сигнала на бинар-
ную ячейку, подобную уже рассмотренной выше.
Разрешающее время приведенной феррит-транзисторной декады —
около 10 мксек, причем для четкого разрешения импульсов они должны
подаваться через интервалы времени не меньшие 5—7 мксек. Если интервал
между двумя соседними сигналами будет меньше, ферриты двух соседних
элементов могут оказаться в одинаковом состоянии, что приведет к нару-
шению нормальной работы схемы. Для установления вновь правильного
режима нужно подать импульсы сброса. Поэтому декаде должно предшест-
вовать формирующее устройство с разрешающим временем, превосходящим
время восстановления феррит-транзисторной ячейки.
Параметры описываемой схемы указаны на рис. 8.34. Полный расчет
феррит-транзисторных схем сложен, и при их постройке целесообразно
пользоваться данными, приводимыми в литературе, где имеется описание
рассмотренных схем и приведены примеры других феррит-транзисторных
счетных устройств [322—324].
6. Пересчетные устройства на декатронах. Применение специальных
пересчетных приборов позволяет значительно упростить пересчетные устрой-
ства. К числу таких приборов в первую очередь относится декатрон — газо-
разрядная лампа с одним цилиндрическим анодом и десятью расположен-
ными вокруг него катодами, образующими десять рабочих разрядных
Рис. 8.34. Схема феррит-транзисторной кольцевой пересчетной декады.
Транзисторы П6В, сердечники — кольца 3 « из феррита К-211.
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА [ГЛ.
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
697
промежутков. В каждый момент разряд протекает только в одном промежутке
и переносится от одного катода к соседнему под действием стартовых (реги-
стрируемых) сигналов. Все разрядные промежутки, образующие кольцо,
расположены около верхнего торца стеклянной колбы декатрона, что позво-
ляет легко наблюдать, между каким катодом и анодом протекает в настоящее
время самосветящийся (тлеющий) разряд и судить таким образом о числе
импульсов, действовавших на входе счетного устройства.
Для переноса разряда из одного промежутка в другой служат вспомо-
гательные электроды (подкатоды), расположенные между рабочими катодами.
На подкатоды подаются регистрируемые импульсы. В зависимости от того,
сколько импульсов — один или два (отвечающих одному регистрируемому
Рис. 8.35. Порядок расположения катодов и подкатодов в двух-
импульсном декатроне и схема их включения.
сигналу) — необходимо для переноса разряда с одного катода на соседний,
различают одноимпульсные и двухимпульсные декатроны [325, 326].
Схема расположения катодов и подкатодов в двухимпульсном декатроне
и схема их включения приведены на рис. 8.35. Девять катодов соединены
вместе и присоединены к нулевому проводу. Десятый («нулевой») катод (Ко)
также присоединен к нулевому проводу, но через сопротивление (7?к0).
Далее, в декатроне имеются две группы подкатодов (Кп1 и Кп2, по 10 в каж-
дой группе), расположенных попарно между катодами. Подкатоды каждой
группы соединены вместе и через сопротивления и Н2 (порядка десятков
килоом) на них подано положительное напряжение (порядка 40—60 в для
отечественного декатрона ОГ-5). На анод декатрона через сопротивление На
подано напряжение, превосходящее напряжение зажигания разряда в лампе.
Так как напряжение между подкатодами и анодом меньше, чем между като-
дами и анодом, разряд при включении питания вспыхивает между анодом
и одним из катодов. Вследствие падения напряжения на сопротивлении На
за счет протекания по нему разрядного тока анодное напряжение, оставаясь
выше потенциала горения разряда, падает ниже потенциала его зажигания.
Поэтому разряд между каким-либо другим катодом и анодом вспыхнуть
не может. Если на короткое время все катоды, кроме нулевого, отключены
от отрицательного полюса источника питания Еа, то разряд установится
между нулевым катодом и анодом (установка начального режима или сброс
показаний).
Перенос разряда от нулевого к следующему (первому) катоду осуще-
ствляется последовательной подачей двух импульсов отрицательной
698
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
полярности с амплитудой порядка 100—150 в на переносящие подкатоды. Сна-
чала на время порядка 30—40 мксек понижается потенциал всех первых под-
катодов, и в результате между первым подкатодом, ближайшим к нулевому
катоду, и анодом возникает разряд. Возрастание тока, текущего через На,
настолько понижает анодное напряжение декатрона, что разряд между ано-
дом и нулевым катодом гаснет (гашение разряда с помощью сопротивления,
общего для двух разрядных промежутков, см. гл. V, § 3, п. 6). После этого
подается импульс длительностью 30—40 мксек на вторые подкатоды, а с пер-
вых импульс снимается. Это приводит
передаче разряда на второй подка-
тод, ближайший к первому катоду.
Наконец, когда снимается и этот
импульс, разряд вспыхивает меж-
ду анодом и первым катодом, по-
скольку вблизи него ионизация га-
за больше, чем в остальном объе-
ме колбы и соответственно потен-
циал зажигания разряда ниже.
Действие следующих пар импуль-
сов приводит к переносу аналогич-
ным образом разряда на следующие
катоды и после действия десяти
пар импульсов разряд возвращает-
Рис. 8.36. Формирование импульсов для ся на нулевой катод. При этом
двухимпульсного декатрона с помощью одно- С сопротивления Нк0 снимается
тактного триггера. импульс на следующее счетное
(регистрирующее) устройство.
Очевидно, что для правильной работы двухимпульсного декатрона
регистрируемые сигналы должны преобразовываться в пары определенным
образом сфазированных импульсов, которые и подаются на подкатоды.
Поэтому декатрону должна предшествовать формирующая схема. Такая
схема может быть построена как на электронных лампах, так и на транзисто-
рах, причем ради ее упрощения ограничиваются импульсами более или
менее существенно отличающимися от прямоугольных.
В качестве формирующей схемы можно использовать однотактный
триггер, построенный на электронных лампах или транзисторах (см. гл. V,
§ 3). Триггер запускается регистрируемыми сигналами, а импульсы на под-
катоды снимаются с обоих анодов его ламп (рис. 8.36). Один из них — отри-
цательной полярности — подается на первые подкатоды, а второй — поло-
жительной полярности — до подачи на вторые подкатоды пропускается
через дифференцирующую разделительную цепь (/?', С'). Параметры схемы
выбираются так, что длительность импульса t’ превышает величину, необ-
ходимую для переброса разряда на первый подкатод. Постоянная времени
дифференцирующей цепи выбирается меньшей С, но достаточной для того,
чтобы импульс, соответствующий концу сигнала, снимаемого с анода правой
лампы триггера, имел достаточную продолжительность для переброса раз-
ряда на второй подкатод. Положительный сигнал, подаваемый на вторые
подкатоды в момент перехода триггера во второе крайнее состояние, не пре-
пятствует нормальной работе декатрона.
С целью экономии числа ламп применяют одноламповые схемы, форми-
рующие сигналы управления декатронами. В анодную цепь лампы вклю-
чают4две цепи: относительно быструю, содержащую только активные сопро-
тивления (не считая паразитных емкостей), и вторую — интегрирующую
RC-цепь. При действии на сетке лампы сигнала положительной полярности,
близкого к прямоугольному, с активной цепи анодной нагрузки снимается
соответствующий импульс отрицательной полярности, подаваемый на первые
6 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
G99
Рис. 8.37. Схема соединения декатронов с
использованием одноламповой формирую-
щей схемы.
подкатоды. Одновременно с выхода интегрирующей цепи снимается отрица-
тельное напряжение относительно медленно нарастающее пока действует
входной сигнал, соответственно столь же медленно спадающее после его
окончания. Это напряжение подается на вторые подкатоды. Пример схемы
такого типа, предназначенной для работы с декатронами типа ОГ-1, приве-
ден на рис. 8.37 1327]. Параметры схемы должны быть подобраны доста-
точно тщательно, поскольку импульс, снимаемый с выхода декатрона и под-
вергающийся формированию, далек от прямоугольного. По:)тому..четкость
работы схемы существенно зависит
от постоянной времени интегрирую-
щей цепи, которая определяет сдвиг
второго импульса относительно пер-
вого.
На рис. 8.38 изображена тран-
зисторная схема формирования сиг-
налов управления декатроном, пред-
ставляющая собой запертый блокинг-
генератор. Первая и вторая обмотки
трансформатора входят в цепь обрат-
ной связи между коллектором и ба-
зой. Третья обмотка служит для по-
дачи стартового сигнала, который
приводит к уменьшению напряжения
на катоде диода в цепи обратной
связи и отпиранию зтого диода. В ре-
зультате в схеме развивается реге-
неративный процесс, характерный
для блокинг-генератора (см. гл. V,
§ 2, п. 5) и в коллекторной обмотке
трансформатора возбуждается им-
пульс тока. Его длительность су-
щественно определяется величиной
емкости разделительного конденсато-
ра Ср (при Ср = 0,5 мкф она поряд-
ка 130 мксек). При зтом на сопротив-
лениях 7?! и R2, присоединенных к
повышающим обмоткам 4 и 5 транс-
форйатора через конденсаторы от-
носительно небольшой емкости, появ-
ляются пары разнополярных импуль-
сов. Направления зтих обмоток выбраны так, что на сопротивлении Rl воз-
никает сначала отрицательный, а затем положительный импульс, а на со-
противлении Т?2 отрицательный импульс следует за положительным. Бла-
годаря включению диодов параллельно Rt и Н2 амплитуда положительных
импульсов сравнительно мала. Таким образом, получается пара импульсов
отрицательной полярности, снимаемых на первые и вторые подкатоды.
Разрешающее время двухимпульсных декатронов — порядка ста микро-
секунд или несколько больше. Меньшим разрешающим временем — порядка
десятков микросекунд — обладают одноимпульсные декагроны. Их допол-
нительное преимущество заключается в относительно простой схеме форми-
рования управляющих импульсов. С другой стороны, сами одноимпульсные
декатроны отличаются более сложной конструкцией. Такие декатроны имеют
тридцать подкатодов, из которых каждые три служат для переноса разряда
от одного катода к следующему. Расположение электродов в одноимцульс-
ном декатроне и схему его включения иллюстрирует рис. 8.39. Девять
700
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
катодов, десять первых подкатодов, десять вторых подкатодов и девять третьих
объединены в группы. Нулевой катод и третий подкатод, расположенный
между нулевым и девятым катодами, имеют отдельные выводы.
Как и в двухимпульсном декатроне, в начальном режиме разряд проте-
кает между анодом и нулевым катодом. Стартовый импульс отрицательной
Рис. 8.38. Схема включения двухимпульсного декатрона
с транзисторной формирующей схемой.
Сердечник трансформатора из оксифера, числа витков
Wt = W, = 60 в, W, = 100 в, W, = IVь = 300 в.
полярности подается одновременно на все первые и вторые подкатоды.
Потенциал зажигания подкатода, находящегося вблизи области сильной
ионизации газа (около промежутка, в котором протекает разряд), ниже всех
Рис. 8.39. Расположение электродов в одпоимпульсном декатроне
. ' и схема их включения.
остальных. С другой стороны, сопротивление 2?а таково, что разряд может
протекать только между одной парой электродов. Поэтому под действием
стартового сигнала разряд, как и в двухимпульсном декатроне, переходит
на первый подкатод. Далее, с течением времени происходит зарядка кон-
§ 2] СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ 701
денсатора, шунтирующего относительно большое сопротивление R' в цепи
первого подкатода, что эквивалентно включению этого сопротивления в цепь
разрядного тока. Сумма сопротивлений Ra + R' слишком велика для суще-
ствования самоподдерживающегося разряда, и последний гаснет. Поскольку
стартовый импульс при этом продолжает действовать (его длительность
должна быть порядка десятка микросекунд или несколько больше), разряд
переходит на второй подкатод той же группы. По окончании же стартового
сигнала, поскольку напряжение между анодом и подкатодами, присоеди-
ненными к источнику Ei, недостаточно для поддержания разряда, последний
переходит на третий подкатод. Далее, после зарядки емкости, шунтирующей
сопротивление R', он переходит на ближайший катод. Таким образом,
в результате действия одного импульса разряд переходит от одного катода
к соседнему, а после действия десятого импульса возвращается на нулевой
катод. При этом с сопротивления в его цепи снимается импульс на последую-
щую счетную схему. Присоединение третьего подкатода, предшествующего
нулевому катоду, к сопротивлению в цепи последнего уменьшает влияние
на устойчивость работы декатрона внешней нагрузки.
Для надежной работы одноимпульсного декатрона стартовые сигналы
должны иметь определенную амплитуду и длительность (для декатрона ОГ-3
соответственно порядка 100—120 в и 10 мксек), а их фронт не должен быть
меньше 1—2 мксек. Поэтому между декатронами или источником импульсов
и декатроном включают формирующий каскад.
7. Измерители скорости счета (интенсиметры). Интенсиметры позво-
ляют регистрировать среднее число статистически распределенных импуль-
сов в единицу времени. Эту задачу можно решить, применяя то или иное
из описанных выше счетных устройств, если зафиксировать интервал вре-
мени, в течение которого измеряется число импульсов. Для этого в некото-
рые пересчетные устройства вводят таймер, автоматически прерывающий
счет числа импульсов по истечении определенного интервала времени.
Однако таким путем невозможно вести непрерывный контроль скорости
счета, использовать его результаты для автоматического регулирования
и т. д. В этом отношении неоспоримые преимущества имеют измерители
скорости счета, представляющие собой, по существу, импульсные интегра-
торы. В качестве интегрирующего устройства обычно используется .RC-цепь
с достаточно большой постоянной времени. Эта цепь питается исследуемыми
импульсами, предварительно прошедшими через устройство, стандарти-
зирующее их форму. Если каждый импульс сообщает конденсатору такой
интегрирующей RC-цепи одинаковый заряд, то напряжение на емкости или
величина тока, протекающего через сопротивление утечки, пропорцио-
нальны числу импульсов, действующих на входе в единицу времени. Поэтому
прибор, измеряющий соответствующее напряжение или ток, может быть
проградуирован непосредственно в числе импульсов в единицу времени.
Включение на выход измерителя скорости счета самописца позволяет вести
непрерывную запись изменения среднего числа импульсов в единицу времени.
Подробное описание измерителей скорости счета вошло в специальные
монографии по экспериментальной ядерной физике [20, 274]. Поэтому
здесь мы рассмотрим их работу лишь в общих чертах. Для этого обратимся
к простой схеме измерителя скорости счета, содержащей три обязательных
элемента таких устройств (стандартизатор импульсов, интегрирующую
цепь и измерительный прибор), приведенной на рис. 8.40. В качестве стан-
дартизатора импульсов в этой схеме использован однотактный триггер,
а в интегрирующую RC-цепь включен микроамперметр. Импульс, дейст-
вующий на входе схемы, приводит к срабатыванию триггера, и в анодной
цепи второй лампы протекает приблизительно прямоугольный импульс
тока (см. гл. V, § 3). Если постоянная времени интегрирующей цепи много
702
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА]
|ГЛ. VIII
Рис. 8.40. Простая схема измерителя ско-
рости счета.
больше длительности этого импульса (£')» то при действии на входе схемы п
импульсов в секунду конденсатор ежесекундно получает заряд q = Iat'n,
где /а — среднее значение анодного тока второй лампы схемы в импульсе.
Наряду с процессом зарядки емкости происходит ее разряд через сопроти-
вление R. После начала действия импульсов напряжение на емкости растет
до тех пор, пока в схеме не устанавливается стационарный режим. Он соот-
ветствует тому, что количество электричества, получаемое конденсатором
в единицу времени, равно количеству электричества, теряемого им. Поэтому
IR = I&t’n и п — -=—, Ir. Отсюда следует, что измеряемый микроампер-
метром ток линейно связан с числом действующих на входе импульсов
в единицу времени. Измерение тока в
приведенной схеме может быть заме-
нено измерением напряжения на
конденсаторе (например, с помощью
лампового вольтметра), которое, оче-
видно, равно величине UB = Ur =
= I&t’Rn.
При регистрации статистически
распределенных во времени импуль-
сов число п можно рассматривать
лишь как среднее значение числа
сигналов в единицу времени. Соот-
ветственно и величины Ir та Ur яв-
ляются средними значениями тока и
напряжения. Поскольку фактически
действующее число импульсов в каж-
дую единицу времени может в большей или меньшей мере отличаться от
среднего значения, мгновенные величины Ir и Ur также отличаются от
своих средних величин. Очевидно, что чем больше постоянная времени инте-
грирующей цепи, т. е. чем за большее время усредняются результаты действия
импульсов, тем меньше колебания отсчета выходного прибора от среднего
значения. Анализ процессов в схеме показывает, что относительная вероят-
ная ошибка в определении среднего числа импульсов, питающих RC-
цепь, по однократному отсчету показаний выходного прибора [328] равна
0,67
&=' . ,
у 2пха
где ти — постоянная времени интегрирующей цепи, ап — средняя скорость
прихода импульсов. Таким образом, для того чтобы относительная вероятная
ошибка не превосходила е%, постоянная времени интегрирующей цепи
должна быть выбрана из условия
2300
Ти> ~п-- .
е^п
Так, например, если п = 100 имп!сек, то для того, чтобы вероятная ошибка
не превосходила 1%, необходимо, чтобы постоянная времени интегрирую-
щей цепи была не меньше 23 сек. При указанных же на рис. 8.40 параметрах
вероятная ошибка будет около 10%.
Увеличение постоянной времени интегрирующей цепи для уменьшения
вероятной ошибки сопровождается возрастанием времени установления
показаний, т. е. времени измерений. При фиксированном значении вели-
чины е необходимая величина ти снижается с возрастанием средней ско-
рости счета п. Поэтому' в измерителях скорости счета обычно предусматри-
вается возможность изменения постоянной времени интегрирующей цепи.
Если при этом значение п измеряется по величине напряжения на емкости
§ 2]
СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
703
этой цепи, то рационально изменять постоянную времени ти путем перехода
от одного значения емкости к другому, так как от ее величины не зависит
чувствительность схемы (т. е. численное соотношение между Uc и ri). Это
непосредственно следует из приведенного выше выражения, связывающего
Uс и п. Чувствительность же схемы (или пределы измерений) можно варьи-
ровать путем изменения величины сопротивления R.
При постройке измерителей скорости счета встречается ряд практи-
ческих трудностей, связанных с необходимостью обеспечить неизменный
режим работы схемы, правильное измерение напряжения или тока в инте-
грирующей цепи, строгое постоянство заряда, сообщаемого каждым импуль-
сом конденсатору в этой цепи, и т. д. Так, например, в схеме, приведенной
на рис. 8.40, погрешности в
измерениях могут быть свя-
заны с нестабильностью ра-
боты триггера-стандартизато-
ра, а также с изменением
величины анодного тока лам-
пы, питающей интегрирую-
щую цепочку (вследствие,
например, колебаний напря-
жения Еа или из-за непо-
стоянства анодного напряже-
ния лампы при изменении
напряжения на конденсаторе
С в связи с разным числом
Рис. 8.41. Часть схемы измерителя скорости сче-
та с дозирующим конденсатором.
действующих на входе им-
пульсов). Наконец, при реги-
страции статистически рас-
пределенных импульсов существенные погрешности могут быть связаны с
тем, что часть импульсов будет приходиться на мертвое время триггера
(см. п. 1 настоящего параграфа). Для снижения статистических ошибок,
связанных с конечной величиной мертвого времени стандартизатора, по-
следнее должно быть сделано возможно меньшим. В некоторых устройствах
предпочитают обходиться без триггера-стандартизатора и используют схему
с двумя диодами и двумя кондерсаторами, один из которых играет роль
дозирующего, а второй входит в интегрирующую цепь. Такая схема отли-
чается от рассмотренной в гл. V, § 4 схемы накопителя заряда (см. рис.
5.99) только тем, что емкость С2 зашунтирована сопротивлением. Ее при-
менение требует предварительной стандартизации амплитуд регистрируе-
мых импульсов.
Пример части схемы измерителя скорости счета с дозирующим конден-
сатором приведен на рис. 8.41 [274]. До действия на входе импульса отри-
цательной полярности лампа Л^ отперта и благодаря включению диода,
анод которого присоединен к стабилитрону СГ-16П, ее анодное напряжение
фиксировано на уровне Са0 « 85 в. Входные импульсы, имеющие ампли-
туду, достаточную для запирания лампы, приводят к возрастанию анод-
ного напряжения Лх до величины Еа. Поэтому амплитуды импульсов, пода-
ваемых на схему, содержащую накопительный (С2) и дозирующий (СО
конденсаторы и диоды Л2 и Л3, равны величине Um = Еа — Ua0 и не зависят
от параметров лампы Лг.
В стационарном режиме при неизменной скорости счета на входе инте-
грирующей цепи в схеме с дозирующим конденсатором устанавливается
напряжение U2 (см. рис. 8.41), при котором поучаемый и теряемый конден-
сатором С2 заряды равны. Если число импульсов, действующих в секунду
704 ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА [гл. VIII
на входе, равно пив схеме установилось стационарное состояние, то заряд,
получаемый конденсатором Ct и передаваемый конденсатору С2, д' =
— п (Um—U2) С,. Заряд, теряемый ежесекундно конденсатором С2
вследствие утечки через сопротивление R, численно равен протекающему
через это сопротивление току: д’ = IR== . Поскольку д'= д ", напряже-
ние на выходе схемы и число импульсов связаны между собой соотношением
тт UmCiRn
Если параметры схемы выбраны так, что в стационарном режиме U2 С Um,
то напряжение U2 — приблизительно линейная функция числа действующих
на входе в единицу времени импульсов:
U2^UmCiRn.
Для измерения напряжения на выходе интегрирующей цепи в измери-
телях скорости счета большей частью используют ламповые вольтметры
(построенные на электрометрической лампе, если нужно получить большую
величину сопротивления R в интегрирующей цепи). Используя глубокую
отрицательную обратную связь, можно стабилизировать работу лампового
вольтметра и выполнить условия, необходимые для получения линейной
шкалы прибора. Для этого накопительный конденсатор вместе с шунти-
рующим его сопротивлением включается в цепь обратной связи лампового
вольтметра совершенно так же, как в генераторах ступенчатого напряжения
накопительный конденсатор включается в цепь обратной связи выходного
усилителя (см. рис. 5.100). Как уже было выяснено выше (см. гл. V, § 4),
при этом напряжение на выходе интегрирующей цепи (на катоде диода Л3,
рис. 8.41) в К + 1 раз меньше, чем без цепи обратной связи (К —коэффи-
циент усиления схемы, следующей за интегрирующим устройством при
выключенной обратной связи). Соответственно в К + 1 раз оказывается
меньшим и значение напряжения U 2, определяющее (вместе с напряжением
Um и емкостью Ci) заряд, получаемый конденсатором С\ при действии
на входе импульса. Напряжение же на конденсаторе С2 интегрирующей
цепочки остается таким же, как и в схеме без обратной связи. Это напряже-
ние! и измеряется на выходе схемы стрелочным прибором (точнее, -я
доля этого напряжения).
Полная схема измерителя скорости счета рассматриваемого типа при-
ведена на рис. 8.42. На лампах JR, Л2, Л3 и 274 построено формирующее
устройство, а на лампах Л7, Л8 — ламповый вольтметр с отрицательной
обратной связью, в цепь которого включен накопительный конденсатор С2
и шунтирующее его сопротивление R. Для того чтобы расширить пределы
измерений прибора, в нем предусмотрена возможность изменения постоян-
ной времени C^R, которая (как это видно из приведенного выше выражения
для U2 = / (и)) существенно определяет чувствительность схемы. Всего
прибор имеет шесть пределов измерений, рассчитанных на максимальную
скорость счета 1, 10, 100, 1000, 10 000 и 100 000 имп/сек. Переход от одного
предела измерений к другому осуществляется с помощью строенного пере-
ключателя. В первых его двух положениях лампой буферного каскада слу-
жит триод Л^. Подстроечные конденсаторы, входящие в состав емкостей С4,
позволяют точно установить пределы измерений. В следующих четырех
положениях переключателя 7Z, в буферном каскаде используется триод Л3.
Точное значение пределов диапазонов устанавливают, подавая на вход
прибора импульсы с известной частотой повторения и регулируя сопроти-
вления анодных нагрузок этой лампы.
Рис. 8.42. Полная схема измерителя скорости счета с формированием сигналов в схеме
с дозирующим конденсатором.
§ 2] СЧЕТ ЧИСЛА ИМПУЛЬСОВ
706
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
5гл. VIII
Независимо от пределов измерения прибора можно изменять величину
емкости С2 (с помощью переключателя П^. При этом чувствительность схемы
остается неизменной, но изменяется постоянная времени интегрирующей
цепи и тем самым изменяется статистическая ошибка в определении числа
импульсов и время отсчета. Устанавливая то или иное значение емкости С2,
можно найти удовлетворительный компромисс между большим временем
измерения и точностью отсчета. На большинстве шкал прибора ошибка
в определении числа импульсов не превосходит ±1% и составляет несколько
процентов на шкале максимальной чувствительности (наименьшей скорости
счета). Время отсчета при максимальной постоянной времени интегрирую-
щей цепи — около 12 мин.
Переменные сопротивления в катодной цепи лампы Ла служат для
установления начального режима в схеме и нулевого отсчета прибора
в отсутствие импульсов на входе. Переключатель П3 (механически сочле-
ненный с П2) связывает все конденсаторы С2, не включенные в данный
момент в интегрирующую цепь, с потенциометром R'. Движок этого потен-
циометра устанавливается таким образом, что присоединенные к нему кон-
денсаторы заряжаются до напряжения, равного среднему напряжению
на сетке лампы Л?. Это позволяет уменьшить бросок стрелки выходного
прибора при переходе в процессе измерений от одного конденсатора С2 к дру-
гому. Более подробное описание приведенной схемы и оценка погрешностей
измерений даны в оригинальной работе [329].
§ 3. ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ
ПО АМПЛИТУДАМ
1. Импульсные дискриминаторы. В ряде экспериментов бывает необ-
ходимо регистрировать число импульсов, амплитуда которых превосходит
определенную величину. Примером этого может служить регистрация числа
сильно ионизующих частиц, проходящих через счетчик на фоне большого’
числа слабо ионизующих. Для выделения импульсов с амплитудами,- боль-
шими заданной величины, применяют амплитудные дискриминаторы —
устройства, имеющие резко выраженную нелинейную амплитудную харак-
теристику такого вида, что сигнал на выходе появляется только в том слу-
чае, если амплитуда сигнала на входе превышает пороговое значение.
В этом отношении дискриминаторы подобны ограничителям по минимуму
(см. гл. VI, § 2), но отличаются от них тем, что никаких требований к малым
нелинейным искажениям части сигналов, проходящих через схему,
не предъявляется. Наоборот, если необходимо только измерить число сиг-
налов с амплитудой, превышающей заданный уровень, желательно, чтобы
выходные сигналы имели стандартную форму, наиболее удобную для их
регистрации.
Более сложная задача — исследование амплитудного спектра импуль-
сов, связанных с изучаемым явлением, т. е. установление соотношения
между числом импульсов и их амплитудами. Такая задача часто встре-
чается в ядерной физике, где для установления энергетического спектра
частиц исследуется амплитудный спектр импульсов, даваемых пропорцио-
нальным счетчиком частиц. Для этой цели также можно применить ампли-
тудные дискриминаторы. Действительно, для установления распределения
импульсов по амплитудам достаточно сделать ряд последовательных изме-
рений числа импульсов,' прошедших через дискриминатор за одинаковые
интервалы времени, но при различных пороговых напряжениях (£7Д1, С7Д2,...).
Очевидно, что при этом будут определены числа импульсов, амплитуды
которых соответственно превосходят значения URl, Un2, • • . В результате
таких измерений может быть построен график n = f (Um), дающий зави-
§ 3]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ
707
симость числа импульсов, амплитуда которых превосходит определенную
величину, от значения последней (рис. 8.43, кривая 7). Продифференци-
ровав найденную кривую (например, графическим способом), можно полу-
чить график плотности распределения импульсов по их амплитудам
(рис. 8.43, кривая 2). Площадь под участком кривой, ограниченным значе-
ниями напряжения U'm и U'm, пропорциональна числу импульсов, ампли-
туды которых заключены в этих пределах.
Существенный недостаток исследования амплитудного спектра путем
дифференцирования интегральной кривой п = f (Um) заключается в том.
ЧТО ЧИСЛа ИМПУЛЬСОВ П = П). — Щ-1 с
амплитудами, заключенными в интер-
валах MJm = URk — URk~i, находят-
ся в результате двух независимых
измерений. Поэтому относительная
Дп
вероятная погрешность е = — =
Vnk + Vnk_i
nk~nk-l
1
—=------. мала,
У nk — V nfe-i
только если разность — ]/~
велика. Для этого сами числа импуль-
сов nk и nk-t должны быть большими,
т. е. время измерений велико. Поми-
мо неудобств, связанных С затратой
большого времени для получения
Рис. 8.43. Графики, иллюстрирующие
результаты измерений распределения
импульсов по амплитудам с помощью
амплитудного дискриминатора.
экспериментальных результатов, воз-
растание времени измерений увеличи-
вает возможности погрешностей, свя-
занных с непостоянством пороговых напряжений дискриминаторов, неста-
бильностью усилителя, непостоянством распределения импульсов по ампли-
тудам в самом источнике и т. д. В связи с этим значительные преимущества
имеют дифференциальные анализаторы, позволяющие непосредственно изме-
рять числа импульсов, амплитуды которых лежат в определенных пределах.
Еще большие возможности дают многоканальные амплитудные анализаторы
(см. ниже).
В настоящее время описано много вариантов схем амплитудных анали-
заторов, причем большинство из них включает импульсные дискриминаторы.
Построение анализаторов различных типов подробно рассмотрено в спе-
циальных книгах [20, 274, 330]. Поэтому мы коснемся рассмотрения отдель-
ных узлов этих устройств, не останавливаясь на детальном разборе схем
современных сложных амплитудных анализаторов.
Дискриминирующими устройствами могут служить ограничители
по минимуму, построенные на диодах, лампах с управляющей сеткой, тран-
зисторах и тиратронах, или триггеры. К числу существенных характеристик
импульсных дискриминаторов относятся стабильность установленного уров-
ня дискриминации, минимальное значение порогового напряжения и разре-
шающее время.
Схемы диодных ограничителей по минимуму рассматривались в гл. VI,.
§ 2. Там же были приведены некоторые сведения о постоянстве порога огра-
ничения (уровня дискриминации) и методах повышения его стабильности
(введение компенсационных диодов, фиксация уровня). Применение полу-
проводниковых диодов позволяет упростить схемы ограничителей. Для повы-
шения температурной стабильности схем рекомендуется применять крем-
ниевые диоды.
Для стандартизации сигналов после диодных дискриминаторов часто
используют однотактные триггеры. Поскольку их пороговое напряжение
45*
708
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
изменяется с течением времени и зависит от напряжений питания и темпе-
ратуры, суммарная нестабильность дискриминатора определяется не только
Рис. 8.44. Схемы диодных
дискриминаторов последо-
вательного типа с фикси-
рующими диодами.
диодом, но и триггером.
На рис. 8.44 приведены две схемы диодных дискриминаторов последо-
вательного типа с фиксирующими диодами. Обе схемы рассчитаны на сиг-
налы положительной полярности и дискриминирующими являются диоды Дх.
Уровень дискриминации задается величиной за-
пирающего напряжения между анодом и катодом
диода. В схеме на рис. 8.44, а на катод диода Дг
подается положительное смещение, снимаемое с
потенциометра R, а анод поддерживается при ну-
левом потенциале. В схеме на рис. 8.44, б потен-
циалы электродов Д^ задаются падениями напря-
жения на сопротивлениях и R2 (последние
выбираются значительно большими сопротивлений
диодов в пропускном направлении). Входное со-
противление1 второй схемы меньше, чем первой,
но она отличается повышенной стабильностью
вследствие однотипности цепей, задающих потен-
циалы катода и анода дискриминирующего диода.
Триодные, пентодные или транзисторные
импульсные дискриминаторы, представляющие со-
бой запертый усилительный каскад, отпирающий-
ся, когда входной сигнал достигнет определенного
уровня, применяются редко вследствие недоста-
точно четкого и стабильного порога дискримина-
ции (недостаточно резкого излома вольтамперной
характеристики активного элемента). Вместе с тем триоды и другие актив-
ные элементы часто применяют в сочетании с диодами. Пример схемы такого
типа приведен на рис. 8.45. Параметры схемы выбраны так, что в исход-
ном режиме лампа Л2 заперта. При этом через диод Д2 протекает ток
10 55=1 п 5ап и падением напряжения на нем заперт диод Д1. Конденсатор
“а г “2
С заряжен до напряжения 10R2. При дей-
ствии на входе импульса напряжения до-
статочно большой амплитуды лампа Л2
отпирается и, когда ее анодный ток дости-
гает такой величины, что напряжение на
аноде, отсчитанное от нулевого провода,
становится ниже напряжения на емко-
сти С (для этого анодный ток Л2 должен
достигнуть величины /0), диод Дъ запи-
рается. При этом отпирается диод и
на выходе появляется сигнал (полагаем,
что постоянная времени разрядки емко- Рис. 8.45. Вариант схемы амплитуд-
сти С велика и напряжение на ней не ного дискриминатора,
изменяется за время действия импульса).
Пороговое напряжение дискриминатора, очевидно, равно, такому
уровню сигнала, при котором анодный ток второй лампы становится равным
70; этот уровень регулируется перемещением движка R^.
Аналогичные схемы могут быть построены с использованием усили-
тельных каскадов других типов, например каскадов с катодной связью,
которые обладают повышенной стабильностью (см. гл. III, § 3).
В качестве импульсных дискриминаторов широко применяют одно-
тактные триггеры, имеющие резко нелинейную амплитудную характеристику
§ 3]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ
709
и позволяющие получить на выходе сигналы, форма которых мало зависит
от формы стартовых импульсов. Иначе говоря, триггеры сочетают селекцию
и стандартизацию сигналов. В частности, распространено использование
дискриминаторов—следящих триггеров (см. гл. V, § 3). Одно из преимуществ
такого триггера заключается в том, что после отпирания лампы при дей-
ствии сигнала достаточно большой амплитуды (перехода триггера во второе
крайнее состояние) эта лампа работает с большой отрицательной обратной
связью. Поэтому амплитуда входных импульсов может во много раз пре-
восходить пороговое значение без протекания сеточных токов, т. е. без
опасности смещения порога дис-
криминации вследствие зарядки
разделительного конденсатора
(см. рис. 5.62).
Возможность постройки бы-
стрых дискриминаторов-тригге-
ров ограничивается в первую оче-
редь временем их реакции. Для
увеличения скорости перехода
триггера из одного крайнего со-
стояния во второе в схему мож-
но ввести индуктивную коррек-
цию (см. гл. IV, § 1). Другой
причиной неправильной работы
триггера-дискриминатора при ко-
ротких импульсах может быть
прохождение последних на катод
ламп через емкость сетка—катод.
В результате потенциал катода
изменяется в том же направле-
нии, что и потенциал сетки, и
порог дискриминации смещает- рис g.4g. Схема амплитудного дискриминато-
ся. Уменьшить этот паразитный ра с компенсацией паразитного, прохождения
эффект можно, заменив катод- сигнала через емкость сетка—катод.
ное сопротивление лампой (JIS
на рис. 8.46) и подав на ее сетку сигнал со входа через небольшую
емкость. При надлежащем подборе последней сигнал, усиленный лампой
Л3 и действующий на катодах ламп и Л2 триггера, скомпенсирует
паразитный сигнал, переданный со входа на катод этих ламп через емкость
сетка—катод лампы Л1. Минимальная возможная амплитуда входных сигна-
лов в схеме следящего триггера ограничивается свойственным ему гистере-
зисом (см. гл. V, § 3). Начальное смещение на сетке лампы Л1 в этой схеме
(или ей подобной) не можетьбыть установлено выше (см. выражение (5.74)),
так как в противном случае триггер не будет возвращаться в исходное состоя-
ние. Соответственно амплитуда входных сигналов не может быть меньше
разности 17кр — 17к2р (выражения (5.72) и (5.74)). Практически обычные
схемы следящих триггеров работают вполне надежно, если амплитуда стар-
товых импульсов не менее нескольких (3—5) вольт. Сужение петли гисте-
резиса с целью снижения амплитуды дискриминируемых сигналов ведет
к возрастанию разрешающего времени и уменьшению устойчивости работы
триггера.
Для уменьшения порогового напряжения триггера-дискриминатора
в цепь прямой или обратной связи вводят диод и выбирают режим послед-
него так, что в исходном состоянии условие протекания регенеративного
процесса (7f[3 > 1) в схеме не выполняется [331—333]. При действии же
сигнала сопротивление диода меняется и условие 1 восстанавливается.
710
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. V111
енол
Рис. 8.47. Схема амплитуд-
ного дискриминатора с не-
линейной положительной
обратной связью.
Иначе говоря, в схеме используется нелинейная обратная связь, а усили-
тельные лампы могут работать в линейном режиме.
Пример схемы импульсного дискриминатора такого типа приведен
на рис. 8.47. Схема представляет собой каскад с катодной связью, в которой
введена дополнительная .RC-цепь связи анода первой лампы с сеткой второй,
как в обычном триггере с катодной связью. Однако в отличие от триггера
с катодной связью и других триггеров, приводившихся выше, обе лампы
в схеме отперты и в схеме могли бы протекать
релаксационные колебания, если бы сопротивле-
ние анодной нагрузки первой лампы не было за-
шуптировано диодом, отпертым в исходном режи-
ме. Для этого сопротивления и Н2 подбирают
так, чтобы потенциал катода диода был ниже
анодного напряжения левого триода. Под дей-
ствием входного сигнала положительной полярно-
сти его анодное напряжение уменьшается, и когда
диод запирается, в схеме протекает регенеративный
процесс, как в обычном триггере.
Благодаря тому, что обе лампы отперты и ре-
жим их выбран таким, что рабочие точки распо-
ложены на крутых участках анодных характери-
стик, триггер обладает резко выраженным порогом
срабатывания. Стареют лампы равномернее, чем
в триггере, в котором отперта только одна из них.
Поэтому пороговое напряжение триггеров с нелинейной обратной связью
может быть доведено до величины порядка 0,01 в, а нестабильность порога —
до нескольких милливольт [332]. Во избежание случайных паразитных
запусков такие дискриминаторы должны тщательно защищаться от помех.
Амплитудные дискриминаторы могут быть построены на транзисторах.
усмотреть аналогию между
Е *Ев
77503 П4ОЗ
7000
-Ев
Рис. 8.48. Вариант схемы тран-
зисторного амплитудного дискри-
минатора.
причем, как и в других типах схем, нетрудно
электронноламповыми и транзисторными ди-
скриминаторами и некоторые различия меж-
ду ними, связанные со спецификой характе-
ристик транзисторов. На рис. 8.48 приведена
схема амплитудного транзисторного дискри-
минатора с формированием выходных импуль-
сов, основанная на использовании нелиней-
ности характеристик коллекторного тока
транзисторов. В отсутствие сигналов оба тран-
зистора — первый п — р — n-типа, а второй
р — п — р-типа — заперты. При действии на
входе сигнала с амплитудой, превышающей
величину Е „ * , первый транзистор от-
пирается и отрицательный импульс с крутым
фронтом поступает на второй транзистор,
который отпирается до насыщения. В результате на выходе получается
импульс с крутым фронтом и плоской вершиной. При использовании тран-
зисторов П503 и П403 разрешающее время схемы порядка 2-10'7 сек.
По общей схеме построения рассматриваемый дискриминатор предста-
вляет собой сочетание селектора и отдельного формирующего устройства.
Формирование выходных импульсов сводится к их ограничению, а порог
дискриминации определяется напряжением, при котором отпирается тран-
зистор Т1. Для улучшения формирования транзистор Т2 может быть заменен
триггером. Что же касается уровня дискриминации, то следует иметь в виду,
« з]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ
711
/7403 /7403 '
Рис. 8.49. Схема транзисторного амплитуд-
ного дискриминатора с нелинейной поло-
жительной обратной связью.
что потенциал запирания транзисторов зависит от температуры, смещаясь
в сторону уменьшения напряжения база — эмиттер с повышением тем-
пературы (у большинства транзисторов на величину порядка 1,5—2,2 мв/град).
Если не приняты специальные меры, то изменение температуры схемы
во время ее работы на несколько десятков градусов может привести к изме-
нению порога дискриминации на величину порядка 0,1 в. Для уменьшения
температурной нестабильности дискриминатора в приведенной схеме началь-
ное напряжение на базу подается через делитель, сопротивление которого
само зависит от температуры (сопротивление 7ч зашунтировано диодом).
С ростом температуры обратное со-
противление диода падает и началь-
ное (отрицательное) смещение базы
возрастает. При правильном подборе
сопротивлений Рц и Т?2 (а иногда и
включении дополнительного сопро-
тивления последовательно с диодом)
удается добиться того, что разность
I U6o — £78ап|» равная порогу дискри-
минации, в ограниченной области
изменения температуры остается по-
стоянной с точностью до нескольких
милливольт. Иначе для повышения
температурной стабильности дис-
криминатора можно подавать смеще-
ние через дополнительный транзи-
стор или термистор.
В качестве амплитудных дис-
криминаторов могут быть использо-
ваны транзисторные триггеры (следящие и однотактные) без введения допол-
нительных селектирующих элементов. Подобно электронноламповым можно
построить триггеры с нелинейной обратной связью, у которых в начальном
режиме транзисторы отперты. Это позволяет снизить уровень дискримина-
ции и несколько повысить стабильность схемы. Простая схема такого типа,
имеющая разрешающее время порядка 1—2 мксек, приведена на рис. 8.49.
Она представляет собой каскад с эмиттерной связью и дополнительной
цепью прямой связи с коллектора первого транзистора на базу второго
(аналог схемы, изображенной на рис. 8.47). В эту цепь включен диод, шун-
тирующий, пока он отперт, цепь базы второго транзистора и тем самым
понижающий коэффициент передачи схемы. При некотором уровне вход-
ного сигнала сопротивление диода возрастает настолько, что выполняется
условие, необходимое для протекания в схеме регенеративного процесса
>1). Этот уровень сигнала и представляет собой уровень дискрими-
нации.
Уровень дискриминации зависит не только от величины тока, проте-
кающего через диод, но и от крутизны транзисторов, изменяющейся с тем-
пературой. Поэтому для стабильной работы дискриминатора необходимо
стабилизировать начальные положения рабочих точек транзисторов ана-
логично тому, как это делается в усилительных каскадах (см. гл. III, § 4).
Практически'удается снизить нестабильность порога для работы дискрими-
наторов в лабораторных условиях до значения порядка 10 мв.
2. Одноканальные амплитудные анализаторы. По причинам, о которых
говорилось выше, анализ амплитудного спектра одним амплитудным дискри-
минатором с постепенно смещающимся порогом в настоящее время практи-
чески не применяется. Дискриминаторы же входят как составные элементы
е одноканальные и многоканальные амплитудные анализаторы. Блок-схема
712
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
одноканального анализатора с использованием двух амплитудных дискри-
минаторов приведена на рис. 8.50. Исследуемые импульсы одновременно
подаются на входы обоих дискриминаторов, имеющих различные уровни
дискриминации. Выходы дискриминаторов связаны со схемой отбора анти-
совпадений (см. § 4 настоящей главы). Импульсы, прошедшие через «ниж-
ний» дискриминатор (т. е. дискриминатор с меньшим пороговым напряже-
нием), появятся на выходе схемы отбора антисовпадений только в том случае,
если импульс одновременно не проходит через «верхний» дискриминатор.
Очевидно, что на выходе такого одноканального анализатора могут быть
зарегистрированы лишь те импульсы, амплитуда которых имеет величину,
лежащую между пороговыми напряжениями обоих дискриминаторов.
Рис. 8.50. Блок-схема одноканального ампли-
тудного анализатора.
Поэтому эти напряжения задают
границы «канала» или «окна» ана-
лизатора.
Так как в схеме непосредствен-
но регистрируется число импуль-
сов, равное разности прошедших
через верхний и нижний дискри-
минаторы: п = пв — пв, то относи-
тельная вероятная погрешность
„ An 1 о
измерении е = — = , ..-.. . Эта
п /пв-пн
величина значительно меньше, чем
при независимом измерении чисел пн и пв и вычислении п как их разности.
Поэтому для определения с заданной погрешностью числа импульсов с ампли-
тудами, лежащими в определенных пределах, нужно значительно меньше
времени, чем при использовании одного дискриминатора.
Само собой разумеется, что для исследования амплитудного распре-
деления сигналов одного измерения при фиксированных напряжениях
?7дН и илв мало. Для этого необходимо, чтобы окно дискриминатора зани-
мало ряд фиксированных положений на шкале напряжений. Большей частью
для получения гистограммы распределения амплитуд исследуемых сигналов
ширину окна и разность между двумя соседними установками пороговых
напряжений каждого дискриминатора (сдвиг окна) выбирают равными.
Этим исключается перекрытие соседних каналов или зазоры между ними.
Детальное исследование спектра таким способом может потребовать боль-
шого времени. Оно сокращается при использовании многоканальных ана-
лизаторов (см. следующие пункты настоящего параграфа). Тем не менее
одноканальные анализаторы широко применяются в экспериментальной
физике благодаря их относительной простоте.
При постройке амплитудных анализаторов по приведенной блок-схеме
следует иметь в виду, что обычно анализируемые импульсы далеки от прямо-
угольных. Поэтому пороговое напряжение верхнего дискриминатора дости-
гается позже, чем пороговое напряжение нижнего. Наоборот, импульс
на выходе верхнего дискриминатора заканчивается раньше, чем на выходе
нижнего. Запаздывание и меньшая длительность импульса на выходе верх-
него дискриминатора приводят к тому, что на выходе схемы отбора анти-
совпадений могут появиться сигналы и в том случае, если амплитуда дей-
ствующих на входе импульсов превосходит порог верхнего дискриминатора.
Для того чтобы избежать этого, необходимо задержать импульс от нижнего
дискриминатора до тех пор, пока не появится импульс от верхнего дискри-
минатора, и продолжить действие импульса от верхнего дискриминатора,
пока не закончится импульс от нижнего дискриминатора. С этой целью
в схему вводятся специальные цепи, согласующие длительности и начала
действия импульсов, поступающих на схему отбора антисовпадений.
§ 3] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ 713-
Схема анализатора рассматриваемого типа приведена на рис. 8.51 [334]
(ее параметры должны быть уточнены во время наладки). На рис. 8.52
изображены формы напряжения в различных точках схемы. На лампах Jli,
Л2, Л3, Л± собраны два триггера-дискриминатора. В исходном состоянии
лампы Л1 и Л3 заперты. Пороги срабатывания триггеров определяются,
с одной стороны, положением движка потенциометра перемещение кото-
рого одновременно изменяет потенциалы сеток ламп Л1 и Л3, и падения
напряжения на катодных сопротивлениях каждого триггера. Последние
в свою очередь определяются величинами токов, протекающих через лампы
/5^7 6Ю4/7 6G4/7
&Ж5/7 6Ж577 %еНЗ/7
Рис. 8.51. Схема одноканального амплитудного анализатора, соответствующая
блок-схеме, приведенной на (рис. 8.50.
Л2 и Л^. Эти токи независимо регулируются перемещением движков потен-
циометров R2 и R3. Пороговое напряжение триггера, собранного на лам-
пах Л1 и Л2, ниже, чем построенного на лампах Л3 и ЛПоэтому первый
из них служит нижним, а второй — верхним дискриминатором.
Импульс, снятый с нижнего дискриминатора, срабатывающего, если
амплитуда входного сигнала превосходит его пороговое напряжение, посту-
пает на сетку лампы Л&, на которой собран каскад с катодно-анодной нагруз-
кой. Снимаемый с катода этой лампы импульс дифференцируется в аперио-
дическом 7?£С-контуре и в виде двух кратковременных сигналов подаете»
через цепь, содержащую диод, на сетку лампы Л %. На этой лампе и лампе Л-^
собран однотаКтный триггер, причем в исходном состоянии лампа Л % отперта.
Поступающий на ее сетку/ импульс отрицательной полярности, соответ-
ствующий заднему фронту импульса нижнего дискриминатора, запускает
триггер и даваемый им сигнал, пройдя через выходной каскад, поступает
на счетную схему.
Если амплитуда входного сигнала превосходит пороговое напряжение
также и верхнего дискриминатора, то процессы в схеме усложняются.
714
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
Действительно, наряду с уже рассмотренным прохождением сигнала срабаты-
вает верхний триггер. Даваемый им импульс заканчивается раньше, чем
импульс нижнего дискриминатора. Поэтому импульс от верхнего дискрими-
натора, в соответствии со сказанным выше, затягивается, с тем чтобы он мог
препятствовать появлению сигнала на выходе анализатора. Для этого
импульс, снятый с анода лампы JIt, проходит через буферный усилитель,
построенный на лампе Ле (последняя, как и усилительные лампы Л5 и Лв,
в исходном режиме заперта сравнительно большим отрицательным смеще-
нием на ее сетке), и через диод Д1 заряжает конденсатор С (диод Д2 в это
время заперт, поскольку напряжение на аноде лампы Лъ, к которому при-
соединен анод Д2, понижено действием импульса нижнего дискриминатора).
Напряжение отрицательной полярности поступает с конденсатора С на сетку
лампы Л-з и понижает порог срабатывания триггера,
собранного на лампах Л1 и Л %, настолько, что
импульс, приходящий на сетку Л& со стороны ниж-
него дискриминатора, не может вывести его из устой-
чивого состояния (для этого, разумеется, амплитуды
импульсов, действующих на сетках Л1 и Л&,- должны
быть выбраны соответствующим образом). Таким
образом, триггер, собранный на лампах Л2 и Л %,
служит схемой отбора антисовпадений, и при дей-
ствии на входе сигнала с амплитудой, превышающей
пороговое напряжение верхнего дискриминатора,
импульс на выходе не появляется. Система диффе-
ренцирования импульса нижнего дискриминатора и
затягивание импульса верхнего дискриминатора по-
зволяют блокировать верхним импульсом прохожде-
ние нижнего. После окончания импульса нижнего
дискриминатора лампа Лъ запирается, конденсатор
С разряжается через открывшийся диод Д2, и на-
пряжение на сетке лампы восстанавливается (см.
рис. 8.52). После этого анализатор вновь готов к
действию на его входе следующего сигнала.
Разрешающее время описываемого анализато-
ра — порядка 1 мксек. Ширина окна устанавливает-
ся сопротивлениями R2 и R2 (специальные про-
прецизионные потенциометры), а потенциометр Rt
позволяет перемещать окно анализатора по шкале амплитуд. Большое
значение для точности результатов измерений с помощью приведенного
или других двухдискриминаторных анализаторов имеет стабильность поро-
гового напряжения каждого дискриминатора. Нестабильность порогового
напряжения обычных триггерных схем — порядка 0,1 в. Такого же порядка
нестабильность порога диодного дискриминатора, если не приняты спе-
циальные меры для его стабилизации. Это заставляет ограничивать мини-
мальную ширину окна анализатора величиной порядка нескольких вольт,
что недостаточно для детального исследования спектра импульсов с ампли-
тудами, лежащими в пределах нескольких десятков или ста вольт (посту-
пающих, например, с выхода линейного импульсного усилителя).
Повысить стабильность грдниц окна можно, используя некоторые
триггерные схемы с нелинейной обратной связью и диодные дискриминаторы
с компенсационными цепями. Одна из схем дискриминаторов на кристал-
лических диодах, хорошо зарекомендовавшая себя в лабораторной практике,
приведена на рис. 8.53 [335, 274]. По принципу построения она совпадает
со схемой, изображенной на рис. 8.44, б, отличаясь от нее в первую очередь
тем, что включает два соединенных последовательно диодных дискримина-
Рис. 8.52. Формы напря-
жения в разных точках
схемы анализатора, при-
веденной на рис. 8.51.
водочные спиральные
3 3)
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ
715
тора с разными пороговыми напряжениями, задающими границы окна.
Нижний уровень дискриминации (С/Д1) задает напряжение, приложенное
в запорном направлении к диоду Д1 (U2 — Диод Д2 также входит в ниж-
ний дискриминатор и играет роль элемента, отделяющего выход схемы
Рис. 8.53. Принципиальная схема одноканального анализатора
с диодными дискриминаторами.
от ее входа, что уменьшает возможность прохождения через межэлектрод-
ную емкость Д1 сигнала на выход, когда его амплитуда ниже порога дискри-
минации. Основным элементом верхнего дискриминатора является диод Д3,
а превышение верхнего уровня дискриминации над нижним (ширина окна
анализатора) задается разностью потенциалов, запирающей этот диод
Рис. 8.54. Полная схема одноканального амплитудного анализатора с использова-
нием диодной схемы дискриминаторов, изображенной на .рис, 8.53 (все диоды
типа Д2Е).
(U3 — U2). Благодаря симметричности схемы, равному числу однотипных
диодов в каждом канале, а также тому, что потенциометры, задающие напря-
жения на диодах-дискриминаторах, содержат диоды такого же. типа, дрейф
пороговых напряжений схемы снижен до величины порядка 0,01 в.
Полная схема одноканального амплитудного анализатора с использо-
ванием рассматриваемого диодного дискриминатора приведена на рис. 8.54
716
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ VIII
(данные схемы взяты из книги [274]). Ширина окна анализатора в этой
схеме устанавливается перемещением движка потенциометра R2r а для
передвижения окна служат переключатель II t и потенциометр Rt. Импульсы,
снятые с верхнего и нижнего дискриминаторов (для удобства сопоставления
схем на рис. 8.53 и 8.54 диоды пронумерованы), подаются на однотипные
однотактные триггеры, собранные на двойных триодах 6Н15П. Левый триод
каждого триггера в исходном состоянии отперт и запускается сигналом
отрицательной полярности. Эти сигналы получаются в результате диффе-
ренцирования в .КС-цепях связи импульсов, прошедших через дискрими-
наторы. Поскольку, независимо от уровня ограничения, скат входного
импульса (отрицательный импульс после дифференцирования) приходится
Рис. 8.55. Амплитудная характеристика уси-
лителя-экспандера.
ра, дающие одинаковые импульсы на
на одно и то же время (см.
рис. 8.53), отпадает необходимость
в специальном согласовании рас-
положения сигналов нижнего и
верхнего дискриминаторов. Для
повышения чувствительности и
стабильности триггеров в них вве-
дены диоды.
Импульсы, снятые с сопро-
тивлений в катодных цепях триг-
геров, подаются через интегри-
рующие цепочки на сетки ламп
схемы отбора антисовпадений.
Эта схема представляет собой
катодносвязанный каскад, рабо-
тающий как вычитающий. Поэто-
му, если входной сигнал прево-
сходит верхний порог дискрими-
нации, срабатывают оба тригге-
сетки ламп выходного каскада,
и сигнал на выходе не появляется.
Другой путь повышения точности амплитудного анализа заключается
в применении так называемого усилителя-экспандера. Он представляет
собой сочетание линейного усилителя и ограничителей по максимуму
и по минимуму. Поэтому амплитудная характеристика усилителя имеет
вид ломаной линии (рис. 8.55) и через него проходят только те импульсы,
амплитуда которых лежит в пределах от Umi до В этом смысле он
напоминает одноканальный анализатор с широким окном, но импульсы,
проходящие через это окно, не стандартизируются, а линейно усиливаются.
Поэтому интервалу амплитуд входных импульсов Umi — U*m соответст-
вуют выходные импульсы с амплитудами, лежащими в пределах от нуля
до U%$ = К (U**i - Uml), где К — коэффициент усиления линейного
усилителя. С введением усилителя-экспандера ширина канала амплитуд-
ного анализатора увеличивается в К раз без уменьшения детализации иссле-
дования амплитудного спектра. Соответственно в К раз снижаются требова-
ния к стабильности границ окна.
Экспандер в свою очередь должен обладать стабильным коэффициентом
усиления, постоянными порогами ограничения и линейной амплитудной
характеристикой. Поэтому его введение значительно усложняет как построй-
ку амплитудного анализатора, так и контроль правильности его работы.
Были предложены системы анализаторов, отличные от систем с двумя
дискриминаторами, обладающие большей стабильностью [336, 337]. Блок-
схема одного из таких анализаторов, включающего лишь один дискрими-
натор, приведена на рис. 8.56 [336]. На рис. 8.57 указаны сигналы в раз-
§ 3] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ 717
ных точках схемы при действии на входе двух импульсов с амплитудой,
попадающей в окно анализатора (7) и выходящей за его пределы (2).
Рис. 8.56. Блок-схема одноканального амплитудного анализатора с одним
дискриминатором.
Входной сигнал поступает на каскад преобразования длительности,
формирующий импульс с плоской вершиной и амплитудой Uml, равной
амплитуде входного (см. гл. VI, § 2), и одновременно через задерживающее
устройство (линию задержки) запускает однотакт- .. .
ный триггер. Триггер дает импульс,, близкий по W 'у
форме к прямоугольному с фиксированной амплиту- / 1 I
дой Um- Этот импульс суммируется с импульсом, '---k-----11----
который дает каскад преобразования длительности
входного сигнала. Суммарный импульс подается на
следящий триггер, который либо не срабатывает
вовсе (если Umi + Um < ия), либо срабатывает в
момент появления импульса от триггера (если
Umi < UK < Unl + Um), либо, наконец, срабаты-
вает в момент появления импульса, приходящего со
стороны входа схемы (если Uml > Un). Импульс., сня-
тый с выхода дискриминатора, преобразуется в ко-
роткий сигнал, совпадающий по времени с его фрон-
том, и подается на схему отбора совпадений (см. § 4
настоящей главы). На второй вход этой схемы по-
дается кратковременный сигнал, совпадающий по
времени с передним фронтом импульса триггера.
Легко видеть, что на обоих входах схемы совпаде-
ний импульсы действуют одновременно только в
случае, если Umi <Z ия <2Uml — Um, и поэтому толь-
ко при действии сигналов с амплитудой, удовлетво-
ряющей этому неравенству, на выходе появляется
импульс. Этот импульс регистрируется последующей
схемой.
Рис. 8.57. Графики,
иллюстрирующие формы
напряжения в различ-
ных точках схемы, изо-
браженной на рис. 8.56,
при действии на входе
импульса с амплитудой,
попадающей в окно ана-
лизатора (7) и выходя-
щей за его пределы (2).
Ширина канала анализатора с «добавлением
импульса» определяется амплитудой импульса триг-
гера Um, а нижняя граница канала (равная ия — Um)
задается порогом дискриминатора Ua. Непостоян-
ство последнего приводит к смещению всего канала
в целом, но не влияет на его ширину. Смещение канала
анализатора прй отсутствии резких скачков в’спектре
амплитуд не столь существенно, как изменение его
ширины, и поэтому система с одним дискриминато-
ром имеет преимущества перед анализатором с двумя дискриминаторами.
Другой интересный принцип построения одноканального анализатора
с одним дискриминатором иллюстрирует упрощенная блок-схема, приве-
денная на рис. 8.58 [338]. Входной сигнал поступает на дискриминатор
718
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VII)
двумя путями: через линию задержки (JR) и через делитель (сопротивле-
ния Ri, R2), уменьшающий его амплитуду в а раз (например, на 10%).
В зависимости от амплитуды входного сигнала и порога дискриминации
(t/д) в точке А либо не появится вовсе сигнала (если Umi < UR), либо
появится один импульс в момент't = tn (если - UR > Uml > Ua), либо,
наконец, два импульса — в моменты t = 0 и t = tn (если Uml > - 17д).
а а
С выхода дискриминатора импульсы поступают на схему отбора антисов-
падений двумя путями — непосредственно и через линию задержки Л?
(tn2 = ^л1 — ^лз)- Поэтому, если в точке А появился один импульс, то на
Рис. 8.58. Блок-схема варианта одноканального амплитудного анализатора
с одним дискриминатором (К. П. — катодные повторители).
одном из входов схемы совпадений (точка Б) появятся два импульса —
в моменты t — tn и t == 2t„. На второй вход схемы совпадений через линию
задержки Л3 и формирующий каскад поступают импульсы со входа. По
этому первый из появившихся в точке А импульсов проходит на выход,
а второй — нет. Этот прошедший импульс регистрируется последующим
устройством.
Если амплитуда входного сигнала Umi >— С7Д и в точке А появляются
два импульса — в моменты t = 0 и t = tn, то в точку Б один импульс при-
ходит в момент t — 0, а второй — в момент t -- 2tn. Ни один из этих
импульсов не совпадает по времени с импульсом на другом входе схемы
совпадений, и на ее выходе не появляется сигнал. Таким образом, через
схему проходят только те сигналы, амплитуда которых лежит в пределах
от Umi — UR до Umi = — Up. Иначе говоря, ширина окна задается дели-
телем Rit R2, а его расположение на оси амплитуд — порогом дискримина-
ции ия. Если ослабление сигнала а поддерживать неизменным, то при
перемещении окна анализатора сохраняется постоянной не абсолютная,
а относительная его ширина.
Полная схема анализатора приведена в оригинальной статье [338].
Анализатор построен на 18 лампах и содержит специальные каскады, запи-
рающие его вход на время прохождения одного анализируемого импульса.
Это время (разрешающее время анализатора) имеет величину 0,15 мксек.
В литературе имеются многочисленные описания одноканальных ана-
лизаторов с разрешающим временем как порядка 1—10 мксек [339—342],
так и более быстрых, с разрешающим временем порядка 0,1 мксек [343—346 ].
Среди них имеются схемы, снабженные устройствами для автоматического
§ 3]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ
719
перемещения окна и самописцем или цифропечатающим блоком, что позво-
ляет вести непрерывную запись амплитудного спектра входных сигналов
[347—352]. Одноканальные анализаторы, выпускаемые промышленностью,
имеют разрешающее время порядка 0,1—5 мксек.
В последнее время появились описания специальных ламп, в которых
ток резко перебрасывается с одного электрода на другой, когда уровень
сигнала превосходит определенную величину. Такие лампы позволяют
строить эффективные триггеры-дискриминаторы, а на их основе — ампли-
тудные анализаторы [353]. Возможно, что в дальнейшем они вытеснят
многие схемы, построенные на обычных усилительных лампах.
3. Элементы многоканальных амплитудных анализаторов с разделени-
ем на каналы пороговыми устройствами. Многоканальные амплитудные
анализаторы позволяют исследовать амплитудный спектр сигналов за отно-
сительно короткое время, вести непрерывное наблюдение за изменением
спектра с течением времени и решить ряд других задач, выходящих за пре-
делы возможностей одноканальных анализаторов. Схемы многоканальных
анализаторов гораздо сложнее и более громоздки, чем одноканальных при-
боров. Поэтому, не приводя здесь полных схем, рассмотрим лишь некоторые
элементы таких устройств.
Как бы ни был построен многоканальный анализатор, все импульсы
с амплитудами, лежащими в определенных пределах, регистрируются как
одинаковые. Это соответствует тому, что непрерывное распределение импуль-
сов по амплитудам заменяется дискретным. Чем большее число каналов
располагается в заданном интервале амплитуд, тем это дискретное рас-
пределение ближе к исходному, непрерывному. Часть анализатора, пре-
вращающая непрерывное распределение амплитуд в дискретное, и служащая
для определения того, к какому каналу относится действующий на входе
сигнал, носит название «адресной системы». Адресная система характери-
зуется разрешающим (мертвым) временем, необходимым для определения
адреса, числом каналов, стабильностью ширины каналов и законом их
расположения на шкале амплитуд.
Для регистрации количества импульсов, направляемых адресной систе-
мой в каждый канал, служит устройство памяти, которое, очевидно, должно
быть многоканальным. Это устройство характеризуется в свою очередь вре-
менем, необходимым для регистрации сигнала, емкостью памяти каждого
канала, системой, в которой ведется исчисление (двоичная, десятичная
система), методом считывания и т. д.
Наконец, если один сигнал может помешать правильной регистрации
предыдущего, то в анализатор вводят входное устройство, блокирующее
вход на время определения адреса и регистрации сигнала в нужном канале.
Кроме того, во входном устройстве может производиться предварительный
отбор сигналов с амплитудами, лежащими в определенных пределах (метод
усилителя-экспандера см. выше), или сигналов, удовлетворяющих какому-
либо другому признаку. В частности, большое значение имеют системы
с отбором только сигналов, коррелированных с определенными событиями.
Например, из числа сигналов, даваемых одним счетчиком, могут отбираться
только появляющиеся одновременно с сигналами от другого счетчика. Это
позволяет строить так называемые многомерные анализаторы, включающие
в себя несколько многоканальных анализаторов, каждый из которых
используется для исследования амплитудного спектра импульсов, соответ-
ствующих только определенным событиям.
Хотя в каждом анализаторе могут быть указаны адресная система
и система памяти, в ряде случаев их нерационально рассматривать незави-
симо, поскольку принципы, заложенные в одной из них, могут существенно
определять построение другой. Соответственно и разделение многоканаль-
720
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
ных анализаторов на группы либо по типам адресных систем, либо по типам
систем памяти носит условный характер и не может быть четким.
Первоначальные варианты электронных амплитудных анализаторов
строились путем объединения в одно устройство нескольких одноканальных
анализаторов с двумя пороговыми устройствами (рис. 8.59). Исследуемые
импульсы подаются одновременно на входы всех дискриминаторов, а их
пороговые напряжения возрастают на равные величины АС7пор, начиная
с С7пор1, по мере увеличения номера дискриминатора от 1 до N + 1. Поэтому
каждая пара дискриминаторов, включенных в соседние ветви, определяет
ширину канала (окна), причем верхний дискриминатор одного канала
одновременно служит ниж-
ним дискриминатором сле-
дующего. Благодаря этому
весь интервал амплитуд им-
пульсов, охватываемый TV-f-1
дискриминаторами, делится
на N каналов без наложений
или пропусков. При действии
на входе импульса с ампли-
тудой UKi + (к — 1) АС7Д<
< Uml < ип1+кЛ.ил он про-
ходит через дискриминаторы
к ветвей (считая снизу) и
через формирующие устрой-
ства поступает на к каскадов
отбора антисовпадений. В
к — 1 ветвях импульсы дей-
ствуют на обоих входах схем
антисовпадений, а в ft-й ветви
только на одном входе. По-
этому только в этом канале
схема антисовпадений про-
Рис. 8.59. Блок-схема многоканального ампли-
тудного анализатора, объединяющего ряд одно-
канальных анализаторов с двумя дискриминато-
рами.
пускает импульс, который
•поступает на счетное устройство (пересчетная схема на вакуумных лампах
с механическим регистратором на выходе, декатронная схема и т. п.). Таким
образом, в каждом канале осуществляется регистрация импульсов с ампли-
тудами, отличающимися на величину не более AZ/д. Регистрирующая схема,
включенная в последнюю (N + 1) ветвь, отмечает все импульсы, амплитуда
которых превосходит величину £7Д1 + NUA.
Формирование импульсов, прошедших через дискриминаторы, пресле-
дует ту же цель, что и в одноканальных анализаторах: импульс, проходя-
щий по к + 1-й ветви, должен блокировать в схеме антисовпадений импульс,
проходящий по ft-й ветви (см. выше).
Пример схемы одной ветви адресной системы анализатора с двумя дис-
криминаторами в каждом канале приведен на рис. 8.60. Входной сигнал
отрицательной полярности поступает на диодный .дискриминатор, для повы-
шения стабильности которого введен компенсационный диод. Напряжение
•смещения — Е, определяющее порог дискриминации, подается от стаби-
лизированного источника через прецизионный потенциометр. Одновременно
на вход подается сигнал-положительной полярности через конденсатор СК,
выбираемый так, чтобы скомпенсировать паразитное прохождение сигналов
через емкость Сак дискриминирующего диода (для этого линейный усилитель,
предшествующий анализатору, должен иметь парафазный выход). За диодом
•следует усилительный катодносвязанный каскад (лампы и Л2) и следя-
щий триггер’(лампы Лs и JZ4), причем в исходном состоянии лампа Л3 отперта.
и»
со
Рис. 8.60. Схема одной ветви адресной системы анализатора с .двумя дискриминато-
рами в каждом канале.
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ
722
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
При действии на входе сигнала достаточно большой амплитуды и срабаты-
вании триггера с анода лампы Л± снимается импульс отрицательной поляр-
ности, который, проходя через разделительную цепь с малой постоянной
времени, дифференцируется. Поэтому на управляющую сетку лампы Л.,
подаются два кратковременных сигнала — отрицательной полярности при
выведении триггера из начального состояния и положительной полярности
при его возвращении в это состояние. Так как лампа Лй заперта отрица-
тельным сеточным напряжением, то она пропускает только импульс поло-
жительной полярности, который следует далее на счетное устройство. Кроме
того, с анода лампы Л,к снимается импульс отрицательной полярности
и подается на однотактный триггер в предыдущей ветви адресного устройства,
аналогичный собранному на лампах Лв и Л7. Поэтому, если амплитуда вход-
ного импульса такова, что он прошел не только через дискриминатор в рас-
сматриваемой ветви, но и через аналогичный дискриминатор в следующей
ветви анализатора (с большим пороговым напряжением), то в точке В схемы
появится сигнал отрицательной полярности. В результате однотактный
триггер перейдет во второе крайнее состояние. При зтом упадет потенциал
анода Ла и лампа Л5 запрется понижением напряжения на ее пентодной
сетке. Время пребывания однотактного триггера во втором крайнем состоя-
нии выбирается настолько большим, что Л5 остается запертой к моменту
прихода на ее управляющую сетку положительного импульса. Поэтому
этот импульс не проходит на выход. Таким образом, в соответствии с прин-
ципом работы многоканальных анализаторов с двумя дискриминаторами
в каждом канале, импульс на выходе канала появляется только в случае,
если его амплитуда достаточна для прохождения через нижний дискрими-
натор и недостаточна для прохождения через верхний дискриминатор
того же канала.
Подробное описание схемы, аналогичной приведенной, но с некоторыми
дополнительными элементами, имеется в литературе [354]. Имеются описа-
ния и других анализаторов, работающих по рассматриваемому принципу
[355—357]. Общий недостаток анализаторов с двумя пороговыми устрой-
ствами в каждом канале заключается в недостаточной стабильности ширины
каналов, поскольку, если не приняты специальные меры, порог каждого
дискриминатора может неконтролируемым образом изменяться на величину
порядка 0,1 в. Это приводит к тому, что часть импульсов вместо одного
канала попадает в другой. Кроме того, при большом числе каналов такие
анализаторы содержат много ламп (в адресном устройстве на один канал
приходится до 10 ламп) и весьма громоздки.
Повысить стабильность границ каналов можно тем же методом, что
в одноканальных анализаторах. Несколько менее громоздки схемы с одним
дискриминатором в каждом канале и добавлением ко входному сигналу
импульса с фиксированной амплитудой [336, 358]. Принцип работы такого
анализатора иллюстрирует блок-схема, изображенная на рис. 8.61. В отли-
чие от одноканального анализатора такого же типа (см. рис. 8.56), входные
сигналы после их растягивания и добавления к ним импульса с фиксиро-
ванной амплитудой Um, определяющей ширину канала, подаются на ряд
дискриминаторов. Их пороговые напряжения последовательно повышаются
на величину, равную амплитуде добавочного импульса. За каждым дискри-
минатором, как и в одноканальном анализаторе, следуют формирующие
каскады и схемы отбора совпадений.
На вторые входы всех схем антисовпадений одновременно подаются
краткие импульсы, совпадающие по времени с передним фронтом добавоч-
ного импульса. В каждом канале регистрируются лишь те сигналы, ампли-
туда которых лежит в пределах от UR — Um до UR, где UR — порог дискри-
минации данного канала.
§ 3] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ 723
На вход схемы введен контрольный каскад (см. гл. VI, § 2, п. 5), кото-
рый не пропускает сигналы, пока прошедший через него импульс не посту-
пит на счетное устройство. Роль такого контрольного каскада может играть,
например, обычный каскад с анодной нагрузкой, в котором сеточным напря-
жением лампы управляет двухтактный триггер (управляющий каскад
на рис. 8.61). Пока через контрольный каскад не прошел импульс, лампа
отперта. При прохождении импульса срабатывает триггер и лампа кон-
трольного каскада запирается. Она остается запертой до тех пор, пока
двухтактный триггер не вернется в исходное состояние под действием импуль-
са, задержанного на определенное время относительно подаваемого на схемы
совпадений.
Анализатор с добавлением импульса менее громоздок, чем с двумя
дискриминаторами на канал и обладает разрешающим временем порядка
Рис. 8.61. Блок-схема многоканального анализатора, построенного из
одноканальных анализаторов с одним дискриминатором.
нескольких микросекунд [358]. Описан также двадцатиканальный анали-
затор с одним дискриминатором на каждые десять каналов, аналогичный
по принципу своей работы одноканальному анализатору с линиями, упомя-
нутому выше [359].
К числу анализаторов с пороговыми устройствами могут быть отне-
сены и анализаторы на электронных коммутаторах (электронных переклю-
чателях) [360, 361 ]. Такой переключатель содержит катод, электроды, фор-
мирующие и отклоняющие электронный луч, и, наконец, несколько элек-
тродов-анодов. В зависимости от величины напряжения, действующего
* на отклоняющей системе, электронный луч попадает на тот или иной анод.
Конструкцию одного из таких переключателей (типа ЛП-1) поясняет
рис. 8.62, а.
Цилиндрический катод К малого диаметра охватывается коаксиальным
анодом Alt поддерживаемым при потенциале порядка 80—100 в. В аноде
имеется 12 узких щелей, прорезанных вдоль его образующей через равные
интервалы. Электроны, пролетевшие сквозь эти щели, образуют плоские
лучи и попадают в промежутки между отклоняющими пластинами (на
рис. 8.62, а указана только одна пара таких пластин — ОП). Если раз-
ность потенциалов между этими пластинами близка к нулю, то электронный
луч проходит через отверстие в диафрагме Д, затем через расположенную
эа ней управляющую сетку С и попадает на один из 12 собирающих электро-
46*
724
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
д/
Рис. 8.62. Расположение электродов в
электронном переключателе ЛП-1 (а) и
графики, иллюстрирующие изменение
тока на собирающий электрод при
менении разности потенциалов на
клоняющих пластинах (б).
противлениям присоединены
ниями RI* (рис. 8.63). Тогда,
дов (второй анод А2), поддерживаемый при потенциале порядка 250—300 в.
Изменение разности потенциалов между отклоняющими пластинами приводит
к более или менее резкому падению тока в цепи анода (рис. 8.62, б, кри-
вая 1). Максимальный анодный ток в переключателе ЛП-1 в нормальном
режиме порядка 0,5 ма. Он падает при-
мерно до 50—100 мка, если разность
потенциалов между пластинами имеет
величину порядка ± (2 — 2,5) в. Если
соединить, например, все правые от-
клоняющие пластины вместе, а на ле-
вые подать смещения U*, 3U„, 5U* и,
наконец, одновременно плавно изменять
потенциал соединенных вместе пластин,
то будет наблюдаться последовательное
возрастание и спадание токов всех 12
анодов. При этом, когда ток одного
анода упадет до величины I*, отвечаю-
щей Un, ток соседнего анода, возрастая,
достигнет такой же величины. Затем,
когда по мере изменения внешнего на-
пряжения этот ток, пройдя через мак-
симум, упадет до величины I*, до та-
кого же значения возрастет ток сле-
дующего анода и т. д. (см. графики
1, 2 и 3 на рис. 8.62, б).
Положим, что в цепь каждого анода
включено сопротивление и к этим со-
входы триггеров с пороговыми напряже-
__________ , ... если на входе (на соединенных вместе откло-
няющих пластинах систем) будут действовать сигналы с амплитудами
из-
от-
Рис. 8.63. Блок-схема анализатора с использованием элек-
тронного переключателя.
О < Um < 2?7п, т« сработает первый триггер, в свою очередь сигналы
с амплитудами 2£7„ < ~Um < ^Un приведут к срабатыванию триггера, при-
соединенного к аноду системы, на отклоняющие пластины которой задано
смещение 3f7n, и т- Д- Таким образом, электронный коммутатор вместе
с триггерами будет работать как амплитудный анализатор с числом каналов,
равным числу анодов.
§ 3] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ 725
Для правильной работы анализатора на электронном переключателе
в последний необходимо ввести систему «подсветки» луча. Дело в том, что
если сигнал должен быть зарегистрирован, например, в Zc-м канале, то в про-
цессе нарастания до максимальной величины его уровень пройдет через
значения, соответствующие срабатыванию триггеров во всех к — 1 кана-
лах. Для того чтобы триггеры не сработали, электронный луч подачей соот-
ветствующего напряжения на управляющую сетку коммутатора остается
запертым в течение всего времени, пока входной сигнал не достигнет ампли-
тудного значения. Поэтому токи в цепях анодов всех каналов, кроме А-го,
не протекают и стартовые сигналы на триггеры не подаются. После того
как сигнал в /с-м канале направляется на счетное устройство, луч вновь
запирается.
Ширина каналов в рассматриваемом анализаторе задается величиной
напряжения £7ц. Общее смещение всех каналов дается изменением напря-
жения и0.
Полные схемы анализаторов с электронными переключателями сравни-
тельно просты и содержат относительно немного ламп. Например, в подробно
описанном в литературе 24-канальном анализаторе на двух двенадцатианод-
ных коммутаторах ЛП-1 схема, предшествующая счетным каналам и вклю-
чающая усилитель-экспандер, каскады формирования сигналов и генератор
подсветки, построена на 26 лампах [361].
Ширина каналов и стабильность их границ существенно определяются
конструкцией электронного коммутатора. В уже упомянутом 24-канальном
анализаторе смещение границ каналов за длительное время не превышало
2% от их ширины. Вероятно, дальнейшая разработка специальных элек-
тронных коммутирующих устройств позволит значительно упростить много-
канальные амплитудные анализаторы.
4. Элементы многоканальных анализаторов с амплитудно-временной
трансформацией сигналов. Число каналов в анализаторах с двумя или
одним дискриминатором на канал, как правило, ограничивается несколь-
кими десятками. Причина этого заключается в громоздкости и сложности
схем и недостаточной стабильности каналов. Электронные коммутаторы
также не позволяют строить надежные анализаторы с числом каналов,
превышающим несколько десятков. Между тем в ряде экспериментов такие
анализаторы необходимы. В настоящее время наилучшими для постройки
многоканальных анализаторов являются схемы с амплитудно-временной
трансформацией сигналов [362, 364]. Такие схемы подробно рассматри-
ваются в специальных монографиях [274, 330]. Поэтому здесь будут затро-
нуты только некоторые из них с целью только проиллюстрировать пути
решения задачи. Общий принцип построения устройств с амплитудно-вре-
менной трансформацией заключается в том, что в адресной системе анали-
затора производится линейное (или нелинейное, но во всех случаях одно-
значное) преобразование исследуемых сигналов в прямоугольные импульсы
с длительностью, пропорциональной амплитуде входных сигналов t' = pUmi
(см. гл. VI, § 2). Далее, в наиболее распространенных типах анализаторов
с амплитудно-временной трансформацией эта длительность выражается
в виде числа импульсов, следующих с определенным периодом Т. Поэтому
входной сигнал преобразуется в серию импульсов, число которых пропор-
ционально амплитуде входного сигнала. Это число импульсов и служит
«адресом», т. е. номером канала, в котором следует записать входной сигнал.
Поскольку увеличению числа импульсов на единицу соответствует изме-
некие амплитуды входного сигнала на величину AUml = —Т, все сигналы,
амплитуды которых-5—{к — целое число), записы-
ваются в канале с номером к. Ширина канала анализатора равна Т/р.
726
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
Несколько забегая вперед, заметим, что распределение по каналам сиг-
налов по длительности преобразованных импульсов может осуществляться
и несколько иначе. В частности, описаны анализаторы с моторным или
электронным коммутатором, в которых в зависимости от длительности
импульса подключается тот или иной канал счетного устройства и в нем
записывается сигнал [364, 365]. В другом анализаторе используется длинная
линия с присоединенными через равные интервалы счетными устройствами,
образующими систему каналов [184, 185]. В зависимости от длительности
импульса в той или иной точке линии (т. е. в зоне действия того или иного
счетного устройства) возникает сильный импульс, который записывается
в соответствующем канале (см. ниже).
Анализаторы с амплитудно-временной трансформацией обладают рядом
преимуществ. Они содержат сравнительно мало ламп при большом числе
Рис. 8.64. Блок-схема анализатора с амплитудно-времен-
ной трансформацией и использованием линии для распре-
деления импульсов по_каналам.
каналов и отличаются высокой стабильностью границ последних, что позво-
ляет сужать каналы и строить анализаторы, содержащие порядка 1000 кана-
лов (а если нужно, то и больше). Основной недостаток большинства таких
анализаторов — относительно большое разрешающее время. В первых
конструкциях оно было порядка миллисекунд и более [365]. В последние
годы были разработаны анализаторы с амплитудно-временной трансфор-
мацией со средним разрешающим временем порядка 5—20 мксек [366, Зб7 ].
Наиболее громоздкая часть многоканального анализатора — реги-
стрирующая (счетная) схема. В простейшем случае это может быть много-
канальное устройство с механическими регистраторами и пересчетными
схемами. Механические регистраторы использовались, например, в 50-каналь-
ном анализаторе АДА-50, у которого емкость каждого канала 104 импульсов.
В 50-канальном анализаторе БМА-50 применялись пересчетные схемы на тира-
тронах с холодным катодом (емкость канала 1,6-104 импульсов). В анали-
заторе АИ-50 устройство памяти каждого из 50 каналов содержит четыре
декатрона. Более совершенны системы с ферритовыми матрицами и потен-
циалоскопами. Поскольку применение той или иной системы счета числа
импульсов существенно определяет общую схему анализатора, последние
часто классифицируют по типу памяти.
На рис. 8.64 приведена блок-схема анализатора с амплитудно-времен-
ной трансформацией и распределением по каналам преобразованных импуль-
5 3]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ 727
сов с помощью длинной линии [185]. В блоке преобразования каждый вход-
ной сигнал преобразуется в пару кратковременных импульсов, интервал
времени между которыми t' пропорционален амплитуде сигнала Uml.
Делается это следующим образом. Входной сигнал заряжает до своего
амплитудного значения через диод накопительный конденсатор и с неболь-
шой задержкой (<0) запускает генератор, дающий стандартные по длитель-
ности импульсы, следующие с периодом Т. Эти импульсы на короткое время
отпирают лампу, шунтирующую накопительный конденсатор (см. гл. VI,
§ 2, п. 4, рис. 6.45). В результате напряжение на нем при действии каждого
разрядного импульса уменьшается на определенную величину ДС7с и после
прохождения числа импульсов к — конденсатор оказывается разря-
женным. Тогда генератор разрядных импульсов прекращает свою работу.
Начало и конец разрядки конденсатора отмечаются двумя дополнительными
импульсами, интервал времени между которыми t' = кТ - Uml. Отме-
А (У с
чающие импульсы имеют стандартную амплитуду Um, а их длительность
должна быть меньше периода Т. Эти импульсы поступают на распредели-
тельную линию, нагруженную с обоих концов на сопротивления, равные
волновому: первый на один ее конец, а второй — на другой. Импульс,
соответствующий началу разряда накопительной емкости, предварительно
задерживается (с помощью дополнительной линии) на время ta = tn, где
1Л — время пробега сигнала по распределительной линии. У последней
имеется ряд отводов, расположенных так, что время пробега между сосед-
ними отводами равно Т. К отводам присоединены дискриминаторы, порог
которых Um <Z Un<Z 2Um, а за ними следуют регистрирующие схемы.
Распространяясь навстречу друг другу по распределительной линии,
оба сигнала последовательно, через интервалы времени появляются
на входах всех дискриминаторов, но амплитуды их недостаточны для сра-
батывания схем. Исключение составляет дискриминатор, присоединенный
к точке, где оба импульса встречаются и их амплитуды суммируются. Легко
видеть, что если бы интервал времени t' между отмечающими импульсами
был равен нулю, то они встретились бы в точке 1 (рис. 8.64), у правого конца
линии. Если f = Т, то они встречаются в точке 2, и т. д. Поэтому, в зави-
симости от амплитуды входного сигнала, он будет зарегистрирован в том
или ином канале. Число каналов анализатора, рассчитанного на исследова-
ние сигналов с максимальной амплитудой определяется величиной
и(т')
разрядной ступеньки накопительного конденсатора: N — А. Соответ-
Ас/ с
ственно полное время пробега по распределительной линии должно быть
несколько больше NT. Эта линия должна быть достаточно широкополосна
для того, чтобы пропускать без существенных искажений импульсы и обла-
дать относительно малым затуханием для обеспечения надежного срабаты-
вания дискриминаторов во всех каналах.
Двадцатиканальный анализатор с распределительной линией подробно
описан в специальной монографии [274], и поэтому здесь нет необходимости
приводить схемы его отдельных узлов. Заметим только, что по данным авто-
ров разработки анализатор после сравнительно несложной начальной
наладки работал вполне надежно в течение длительного времени.
Во многих анализаторах с амплитудно-временной трансформацией
исходный сигнал преобразуется в конечном счете в число импульсов с постоян-
ной амплитудой и фиксированным периодом чередования. Это число и пред-
ставляет собой адрес канала (его номер), в котором должен быть записан
данный сигнал. Для того чтобы избежать описания некоторых сложных
элементов современных амплитудных анализаторов такого типа и вместе
728
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
с тем рассмотреть основные принципы их работы, рассмотрим 99-канальный
анализатор с механическими регистраторами [362]. Блок-схема анализа-
тора приведена на рис. 8.65. Действующий на входе сигнал с амплитудой
Uml проходит через входной блок, блокирующий вход на время обработки
и регистрации сигнала, и поступает на преобразующий каскад. Снимаемый
с выхода этого каскада импульс с амплитудой U*n и длительностью t' — pUmi
подается на контрольный каскад. На втором входе его действуют импульсы
с периодом Т, возбуждаемые имеющимся в установке генератором. Эти
импульсы проходят на выход контрольного каскада только в течение времени
t’ действия сигнала, поступающего со стороны сигнального входа. Поэтому
Рис. 8.65. Блок-схема многоканального анализатора с преобразованием
амплитуды исходного сигнала в число стандартных импульсов.
их число на выходе контрольного каскада равно ближайшему целому числу,
меньшему к = у- = £7пнп > т. е. пропорционально амплитуде входного
сигнала. (Заметим попутно, что лучшие результаты дает схема, в которой
преобразованный сигнал длительностью t' не контролирует прохождение
импульсов генератора, а запускает его на время своего действия.) Эти
импульсы поступают на пересчетную схему, состоящую из двух включенных
последовательно пересчетных декад. Каждая ячейка пересчетной декады
связана через усилительный каскад с электромеханическим реле. Эти реле,
которые в каждой декаде могут быть пронумерованы последовательными
числами от 0 до 9, срабатывают наподобие интерполяционных неоновых
лампочек. После действия, например, 73 импульсов остается включенным
четвертое реле в первой декаде (с номером 3) и восьмое реле во второй декаде
(с номером 7). В анализаторе имеется 100 нумераторов. 99 из них, каждый
одним своим контактом, соединены в десять вертикальных групп (по десять
штук, кроме первой группы, состоящей из девяти нумераторов). Первые,
вторые и т. д. нумераторы каждой группы соединены свободными контак-
тами в десять рядов (рис. 8.66). При замыйании реле, связанного с первой
пересчетной декадой, одна из вертикальных групп нумераторов присоеди-
няется к нулевому проводу, а при замыкании реле, связанного со второй
декадой, один из рядов присоединяется к контрольному каскаду, через
который подается импульс тока, достаточный для приведения в действие
нумератора (этот импульс формируется из сигнала, поступающего от пре-
образовательного каскада, и задерживается на время, необходимое для
срабатывания пересчетных схем). Таким образом, к источнику управляю-
щего импульса оказывается присоединенным нумератор, номер которого
совпадает с числом импульсов на входе пересчетных схем, а после действия
§ 3]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ
729
управляющего импульса показания этого нумератора увеличиваются
на единицу. Иначе говоря, действие входного импульса увеличивает на еди-
ницу отсчет в том канале, номер которого соответствует значению ампли-
туды Umi. Это иллюстрирует рис. 8.66, на котором пунктиром отмечены
столбец и ряд нумераторов, присоединенных к источнику питания после
действия 73 импульсов на входе. Рассматривая возможные пути протекания
ХЗм? Z ne/>ecve/77wu декады
А А А А А А А А А А
Рис. 8.66. Схема, иллюстрирующая соединение нумераторов в анализа-
торе, построенном по блок-схеме, приведенной на рис. 8.65.
тока в схеме соединения нумераторов, можно убедиться, что к источнику
питания присоединено множество цепей, состоящих из трех последова-
тельно соединенных нумераторов. При этом через один из них в такой группе
ток протекает .в обратном направлении, чем через все прочие. Это обстоя-
тельство используется для того, чтобы избежать срабатывания какого-либо
другого нумератора, кроме соответствующего числу поданных на вход
импульсов. Для этого последовательно с каждым нумератором включают
диод, позволяющий протекать току в одном направлении (на рис. 8.66 эти
диоды не указаны).
После срабатывания нумератора, перед приходом следующего импульса
па вход преобразовательного каскада, пересчетные декады должны быть
приведены в исходное состояние. Для этого используется импульс от
730
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
ЕГЛ. VIII
каскада, питающего нумераторы. Импульс задерживается в специальном кас-
каде и управляет реле, отсоединяющим от земли утечки сеток ряда ламп
пересчетных декад, что и приводит их в исходное состояние.
Если амплитуда входного сигнала превышает величину, при которой
на пересчетную схему поступает 99 импульсов, то вторая декада после
прохождения одного цикла счета посылает сигнал на каскад формирования
остаточного импульса (см. рис. 8.65). Этот каскад в свою очередь дает импульс,
управляющий сотым нумератором, имеющимся в установке (он помечен
знаком > 99 на рис. 8.66). Кроме того, одновременно подается запирающий
к
llllllir /
с t*
Рис. 8.67. Схема, иллюстрирующая принцип построения быстрого амплитудного
анализатора по принципу, соответствующему блок-схеме, изображенной на рис. 8.65.
импульс на контрольный каскад, что предотвращает прохождение упра-
вляющего импульса на систему из 99 нумераторов и срабатывание какого-
либо из их числа. Таким образом, описываемая установка, кроме разделе-
ния сигналов по их амплитудам на 99 каналов, регистрирует также число
сигналов с амплитудами, превышающими верхнюю границу каналов. При-
меняя пересчетные схемы с коэффициентом пересчета, меньшим 10, можно
построить анализатор с меньшим числом каналов.
Быстродействие рассматриваемого анализатора существенно опреде-
ляется разрешающим временем пересчетных схем и временем срабатывания
реле и нумераторов. Для увеличения быстродействия перед регистраторами
могут быть включены пересчетные схемы на вакуумных лампах, декатронах или
феррит-транзисторных ячейках (при этом нумераторы могут быть и исклю-
чены вовсе, а пересчетные схемы сами будут служить системами памяти).
Электромеханические реле в распределительной (адресной) системе можно за-
менить электронноламповыми (или транзисторными) контрольными каскадами.
Один из возможных вариантов построения схемы анализатора с такими
изменениями иллюстрирует рис. 8.67. На рисунке схематически отмечены
две кольцевые пересчетные схемы (каждая с коэффициентом пересчета 5,
что дает 24 канала), построенные на лампах Л^ — Лья Лй — Л10. С каждой
« 3] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ 731
из этих ламп связана вспомогательная лампа (лампы Лп — Л15 пЛ№— Л28),
запирающаяся и отпирающаяся вместе с соответствующей лампой пере-
счетного кольца ине пропускающая или пропускающая импульсы, посту-
пающие со входов В и С. В качестве контрольных ламп используются либо
ламцы с двумя управляющими сетками, либо, например, пентоды, упра-
вляемые изменением потенциала как первой, так и пентодной сеток.В исход-
ном режиме отперты лампы Лг и Л8 и связанные с ними контрольные лампы
Лц и Л1в. К выходам контрольных каскадов присоединены двухимпульсные
декатроны (см. § 2, п. 6 настоящей главы). На вход А подается серия перио-
дических импульсов, число которых к, как и в схеме на рис. 8.65, пропор-
ционально амплитуде входного сигнала Uml. На входы В и С подаются
управляющие импульсы, сформированные в схеме (формирующие каскады
на рисунке не указаны), причем импульс J7ynp поступает в момент t3 тотчас
после окончания серии к импульсов, а $7уПр — в момент ?4 = t3 + t*, где
t* — интервал времени между импульсами, необходимый для правильной
работы декатрона. Цифры соответствуют номерам каналов анализатора.
Положим, например, что амплитуда входного сигнала такова, что он
преобразован в серию, состоящую из 12 импульсов. Тогда после окончания
их действия окажутся отпертыми лампы Л3 и Л8 и связанные с ними кон-
трольные лампы Л\3 и Л18. Поэтому импульс со входа В пройдет только
через Ла импульс со входа С — только через Л18. В результате сработает
только декатрон 12-го канала и его показания увеличатся на единицу.
После этого, как и в схеме, рассмотренной выше, на пересчетные кольца
должен быть подан импульс сброса и они вернутся в исходное состояние.
С выхода D могут быть сняты импульсы на дополнительное счетное
устройство для регистрации числа сигналов, с амплитудой, превышающей
верхнюю границу 24-го канала. При этом в схему должны быть введены
контрольные каскады, не пропускающие управляющие импульсы С7уПр
я ^упр, если на выходе D появляется сигнал.
Приведенная схема анализатора имеет разрешающее время, превышаю-
щее 100 мксек, поскольку такого же порядка разрешающее время самих
двухимпульсных декатронов. Более быстрые анализаторы этого типа могут
быть сконструированы с применением одноимпульсных декатронов или
других быстрых счетных устройств. Наиболее совершенны системы с маг-
нитными счетными системами. Некоторые сведения о ферритовых и феррит-
транзисторных счетных устройствах были приведены выше (см. § 2, п. 5
настоящей главы). Подробное описание принципа работы анализаторов
с ферритовыми матрицами и схемы их основных элементов имеются в жур-
нальных статьях и специальных монографиях [274, 366, 368—371].
Другие весьма интересные варианты многоканальных анализаторов
с дискретной амплитудно-временной трансформацией связаны с примене-
нием потенциалоскопов. Сколько-нибудь полное описание таких устройств
в рамках настоящей книги невозможно. Поскольку потенциалоскопы выше
не рассматривались, здесь в общих чертах будет описана их работа.
Потенциалоскоп (схематически изображен на рис. 8.68) относится
к числу электровакуумных приборов, в которых сигналы записываются
путем нанесения потенциального рельефа на диэлектрик [372]. Он пред-
ставляет собой электроннолучевую трубку, отличающуюся от обычной
осциллографической трубки, прежде всего, заменой люминесцирующего
экрана на проводящую пластину («сигнальная» пластина — П) с диэлек-
трическим покрытием Д, обращенным к электронной пушке ЭП. Около
сигнальной пластины (на расстоянии ~0,1 мм) расположена плоская метал-
лическая сетка С, практически не препятствующая электронному лучу ЭЛ
достигать поверхности диэлектрика. Попадая на последнюю, электроны,
энергия которых, задаваемая ускоряющими электродами, выбирается
732
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
(ГЛ. VIII
порядка киловольта, вызывают появление электронов вторичной эмиссии,
число которых больше числа первичных. Вторичные электроны частично
Рис. 8.68. Схематическое изображение потенциалоскопа.
Рис. 8.69. Графики, иллюстри-
рующие перенесение потенциала
сетки на диэлектрическую пла-
стину потенциалоскопа.
уходят с пластины на сетку, а частично возвращаются на нее. В результате
потенциал поверхности диэлектрика в области падения на нее электрон-
ного луча изменяется. В схематическом ви-
де этот процесс изображен на рис. 8.69.
Положим, например, что металлическая
подложка экрана поддерживается при нуле-
вом потенциале, а сетка — при положитель-
ном (Гсэ0 >0) и в момент t = 0 на некото-
рую точку диэлектрического покрытия на-
чинает падать электронный луч. Практически
все выбитые в первый момент вторичные
электроны будут удаляться на сетку и коэф-
фициент вторичной эмиссии сг0 (определяемый
как отношение числа ушедших с экрана элек-
тронов к числу падающих на него) будет
больше единицы (рис. 8.69, а). Эта точка
экрана начнет заряжаться положительно и
местная разность потенциалов между сеткой
и поверхностью экрана будет падать. С раз-
витием процесса начнет убывать и коэффи-
циент вторичной эмиссии особенно значи-
тельно, когда находящаяся под действием луча
область поверхности экрана зарядится по-
ложительно и между сеткой и этой областью
образуется поле, задерживающее вторичные
электроны. Наконец, установится такое со-
стояние, при котором на один электрон пер-
вичного пучка будет уходить с поверхности
экрана один электрон на сетку, а все осталь-
ные будут возвращаться на экран. Соответствующая стационарному состоя-
нию разность потенциалов между поверхностью экрана и сеткой имеет
величину порядка нескольких вольт. Если теперь прервать поток пер-
вичных электронов (например, запереть луч с помощью модулирующего
электрода, имеющегося в пушке,— М, на рис. 8.68), то достигнутый по-
тенциал рассматриваемой точки экрана будет сохраняться в течение дли-
тельного времени вследствие большого удельного сопротивления диэлектрика.
5 31 ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ 733
Аналогичная картина имеет место и в случае, если сначала потенциал
сетки ниже потенциала поверхности диэлектрического экрана. При этом
величина о0 < 1, поверхность экрана заряжается отрицательно и устана-
вливается стационарный режим, соответствующий о = 1, причем в этом
режиме опять-таки потенциал облучаемой области экрана на несколько
вельт ниже потенциала сетки. Таким образом, с точностью до величины ^саст
потенциал сетки переносится на поверхность экрана. Перемещая электрон-
ный луч по экрану и одновременно изменяя потенциал сетки, можно записать
на экране действовавший иа сетке сигнал в виде потенциального рельефа.
К сказанному следует добавить, что в процессе изменения потенциала
в той или иной точке поверхности экрана в цепи сигнальной пластины про-
текает ток в направлении от экрана, если t/сао < 0, и в направлении
к экрану, если £7Сво >0 (направление техническое). Поэтому, если на
экране создан потенциальный рельеф, соответствовавший сигналу, кото-
Рис. 8.70. Блок-схема одного из вариантов построения многоканального анализатора
на потенциалоскопе.
рый действовал на сетке до время перемещения по экрану луча, этот рельеф
можно «считать», подав на сетку постоянное напряжение и вторично пере- .
местив луч по экрану., При этом на экране установится постоянный потен-
циал, а в цепи сигнальной пластины будет протекать ток, изменение кото-
рого в зависимости от координаты «считывающего» луча будет воспроизво-
дить изменение с течением времени (с изменением координаты «записываю-
щего» луча) сигнала, действовавшего при записи на сетке. Таким образом,
потенциалоскоп позволяет в течение некоторого времени (пока не исчезнет
нанесенный на экран заряд) сохранять информацию о сигнале («запомнить»
его). Не останавливаясь более подробно на возможных применениях потен-
циалоскопов й" различных вариантах записи сигналов [372], рассмотрим
в общих чертах Схему амплитудного анализатора с его применением.
Блок-схема одного из вариантов такого анализатора изображена
на рис. 8.70. В исходном режиме электронный луч в потенциалоскопе заперт
отрицательным напряжением на модулирующем электроде, а на отклоняю-
щие пластины поданы такие напряжения, что при ^отпирании луча он
734
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
попадает в угловую точку экрана (точка 0 на рис. 8.71, а и б). Изменения
напряжений в точках схемы, отмеченных номерами на рис. 8.70, при пер-
вичной и вторичной записи (см. ниже) иллюстрирует рис. 8.72.
Рис. 8.71. Иллюстрация записи
импульсов с разной амплитудой
на экране нотенциалоскопа.
8_____________t
9_____________*
IO____________i
11___________11_/
12_____________Ь
Рис. 8.72. Изменение напряжения в разных точ-
ках схемы на рис. 8.70 при первичной (а) и вто-
ричной (б) записи импульса в одном из каналов.
Сигнал с амплитудой Uml, во-первых, преобразуется в импульс дли-
тельностью t' = pUml, а затем в серию стандартных кратковременных
импульсов, следующих с периодом Т. Эта серия импульсов подается на нако-
пительное устройство (см. п. 4 § 4 гл. V), напряжение на выходе которого
нарастает на величину &Ux при действии каждого импульса. В конечном
к
счете все сигналы с амплитудой, лежащей в пределах от U’mi = — Т до
U'mi — Т, преобразуются в постоянное напряжение kt±Ux, сигна-
лы с амплитудой <; т — в напряжение (к + 1) Д£7^ит. д.
Это напряжение подается на пластины, отклоняющие луч потенциалоскопа
вдоль оси X. Поэтому луч на этой оси может занимать ряд фиксированных
положений, каждое из которых отвечает определенному диапазону амплитуд
входных сигналов, т. е. определенному номеру канала анализатора. Это
иллюстрирует рис. 8.71, а, на котором указано перемещение луча при
к = 6 (крестиками отмечены промежуточные положения луча, а точкой —
конечное).
После того как канал, которому принадлежит входной сигнал, опреде-
лен описанным выше образом, достаточно отпереть луч и подать на сетку
§ 3] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ПО АМПЛИТУДАМ 735
потенциалоскопа некоторое фиксированное напряжение. При этом потен-
циал соответствующей точки экрана изменится, что и будет означать запись
сигнала в данном канале. Для записи в каждом канале большого числа
сигналов используется ступенчатое перемещение луча по оси У, благодаря
чему зта ось разбивается на ряд строк. Очередной импульс в данном канале
записывается в той или иной строке, только если более низкие уже заняты.
Поэтому система записи содержит систему распознавания того, в какой
строке следует зарегистрировать сигнал. Делается это следующим образом.
После того как перемещение луча по оси X закончено, запускаются гене-
раторы импульсов подсветки и импульсов записи, причем импульсы под-
светки отпирают луч раньше, чем появится импульс записи (строки 6 и 7
на рис. 8.72, «). Поэтому сначала на экран падает электронный луч при
нулевом потенциале сетки. Если в том месте, куда он попадает, записи
не было, то через сопротивление R не протекает ток (или импульс тока мал).
Поэтому на контрольный каскад, отделяющий генератор импульсов записи
от сетки потенциалоскопа, и на накопитель У импульсы не поступают.
В результате импульс записи проходит на сетку, ее потенциал изменяется
на значительную величину и соответственно изменяется потенциал в точке
с координатами X ~ Ux и У = 0. Одновременно формируется импульс
сброса, который прекращает работу генераторов импульсов подсветки
и записи, снимает напряжение на выходе накопителя X и отпирает входной
блок, который был заперт после прохождения через него сигнала со входа
(пунктирные линии на рис. 8.70). Так производится «первичная» запись —
запись первого сигнала в канале.
Если в том или ином канале производится повторная запись, про-
цессы несколько усложняются. Положим, например, что первая строка
в данном канале уже была занята записью. Тогда в первой части импульса
подсветки потенциал точки экрана, в которую попадает луч, будет изме-
няться на значительную величину и на сопротивлении R появится импульс
напряжения. Он запрет контрольный каскад, и импульс от генератора
записи не попадет на сетку. Кроме того, на выходе накопителя У появится
постоянное напряжение Д£7у (см. рис. 8.72, б). Так как, наконец, импульса
сброса также нет, то появится второй импульс подсветки, который отпирает
луч, попадающий в точку с координатами X ~ Ux и У ~ Д£7у. Если вто-
рая строка в рассматриваемом канале также была, занята записью, то про-
цессы повторяются и при следующем отпирании луча он окажется в точке
X ~ Ux и У ~ 2ДС7у. Так будет продолжаться до тех пор, пока луч
не попадет в точку, где записи не было. Тогда импульс подсветки не вызовет
появления на сопротивлении R импульса напряжения и будет произведена
запись, а затем импульсом сброса вся система вернется в состояние готов-
ности к приему следующего входного сигнала. Перемещение луча по экра-
ну при записи сигнала в третьей строке шестого канала иллюстрирует
рис. 8.71, б.
В рассматриваемой системе запись сигнала на той или иной строке
сопровождается стиранием записи на всех предшествующих. Не предста-
вляет труда убедиться, что это соответствует записи числа импульсов в каж-
дом канале в двоичной системе. Каждая строка потенциалоскопа отвечает
разряду двоичного числа. В десятичной системе цены строк соответственно
имеют значения 1, 2, 4, 8, ... Поэтому, например, три импульса в канале
записываются нанесением потенциального рельефа на первой и второй
строках. Рассмотренный выше процесс записи на третьей строке и стирания
потенциального рельефа на первой и второй строках отвечает регистрации
четвертого импульса в данном канале и т. д.
Считывание записи может производиться по-разному. В частности,
по прошествии определенного времени может быть прервана запись и весь
736
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
экран потенциалоскопа «опрошен» поканально электронным лучом. В тех
точках, где была запись, появятся импульсы на сопротивлении R, и, таким
образом, данные по каждому каналу могут быть выведены на цифропеча-
тающий или какой-либо другой прибор. Если при этом желательно сохра-
нить и запись на потенциалоскопе с тем, чтобы после считывания продол-
жить накопление информации, опрос должен сопровождаться «перезаписью»,
т. е. если в первой части импульса подсветки обнаруживается запись в дан-
ной точке, то во второй его части запись должна быть восстановлена. Наобо-
рот, если обнаружено, что записи не было, импульс на сетку не подается.
Таким образом, одновременно со считыванием производится регенерация
записи. Периодическая регистрация необходима, даже если считывания
и нет, поскольку с течением времени заряд с экрана стекает. Это усложняет
схему анализатора, хотя для регенерации и используются многие блоки
из числа работающих в рассмотренном выше режиме распределения вход-
ных сигналов по каналам и записи их.
Для непрерывного наблюдения за числом сигналов, записанным в каж-
дом канале на экране потенциалоскопа, в анализатор вводят осциллогра-
фическую трубку с послесвечением. Отклоняющие пластины этой трубки
и потенциалоскопа включаются параллельно, а луч трубки отпирается
тогда, когда производится запись на экране потенциалоскопа. Так как
свечение на экране осциллографической трубки затухает в течение несколь-
ких секунд, то периодически, через определенное время, запись прерыва-
ется и включается схема, производящая перезапись на экране потенциалоскопа
и одновременно вызывающая повторное возбуждение свечения в тех точках
экрана трубки, сопряженных с точками экрана потенциалоскопа, в которых
имеется запись.
Число каналов и их емкость ограничиваются числом точек экрана
потенциалоскопа, потенциал которых может быть изменен независимо
от соседних. Потенциалоскоп ЛН-1, например, имеет 1024 рабочих точки,
а ЛН-4 — 2048. Применяя последний, можно построить 64-канальный
анализатор с емкостью 232 в каждом канале. Разумеется, число каналов
можно удвоить, сократив вдвое емкость каждого канала. Возможно также
использовать в одной установке два потенциалоскопа, соответственно уве-
личив число каналов (продлевая ось X от одного потенциалоскопа к дру-
гому) или емкость каждого канала (продлевая ось У).
Надежная работа анализатора с потенциалоскопом существенно зависит
от стабильности отклоняющего и развертывающего ступенчатых напряже-
ний. Поэтому система преобразования входных сигналов в ступенчатое
напряжение обычно представляет собой наиболее сложную часть анализа-
тора, причем требования к этой системе возрастают с увеличением числа
отсчетных точек на экране потенциалоскопа.
Разрешающее время анализаторов с потенциалоскопами такого же
порядка, как анализаторов с ферритовыми системами памяти. Время реги-
страции сигнала зависит от его амплитуды и от числа импульсов, записан-
ных ранее в данном канале. Максимальное время выбора канала равно NT,
где N — число каналов, а максимальное время записи в выбранном канале —
МТ-а, где Тп — период чередования импульсов подсветки (записи),
а М — число строк в каждом канале. Например, если Т = 0,5 мксек, а для
определения места записи в канале и нанесения заряда на экран нужно
10 мксек, то максимальное- время записи в 64-канальном анализаторе с чис-
лом разрядов 32 — около 350 мксек. Вместе с тем, так как регистрация зна-
чительной доли общего числа импульсов сопряжена с изменением потен-
циального рельефа на нижних строках, то среднее время записи в уже опре-
деленном канале, как показывает анализ [373], равно 2Тп. Поэтому среднее
время регистрации сигнала в /с-канале: tph = kT + 2Тп. Зависимость
§ 4]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ
737
времени регистрации от амплитуды сигнала и числа сигналов с дан-
ной амплитудой осложняет статистическую обработку результатов из-
мерений.
Используемые в лабораториях анализаторы с потенциалоскопами
(например, ЭЛА-3 — число каналов 1024, емкость канала 65 000,
/рк = (0,5fc + 20) мксек; АМА-4с — число каналов 128, емкость канала
65 000, £рк = (0,257с + 20) мксек) содержат каждый около 130 электрон-
ных ламп. Их полные схемы приводятся в специальных книгах и описа-
ниях, прилагаемых к приборам.
Упомянутые здесь системы многоканальных анализаторов далеко
не исчерпывают всех применяемых в настоящее время. В частности, нашли
практическое применение амплитудные анализаторы с запоминающим устрой-
ством на магнитном барабане и на линии задержки. Описаны анализаторы
с применением в качестве устройства памяти акустической линии задержки.
Специальный класс представляют амплитудные анализаторы с фотогра-
фической регистрацией [374]. В рамках настоящей книги их рассмотрение
не представляется возможным. Сведения о ряде анализаторов можно найти
в специальных монографиях [274, 330].
§ 4. ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ
1. Регистрация совпадений и антисовпадений. В экспериментальной
физике нередко встречаются задачи, связанные с необходимостью устано-
вить корреляцию между двумя или большим числом событий, отмечаемых
появлением электрических сигналов. Так, например, решение большого
числа задач экспериментальной ядерной физики и физики космических
лучей связано с установлением факта одновременного прохождения несколь-
ких частиц, каждой через один из счетчиков, или практически одновремен-
ного прохождения одной частицы через два или большее число счетчиков.
Это означает, что из массы событий (электрических сигналов, даваемых счет-
чиками) нужно выделить находящиеся в определенном временном соотно-
шении между собой. Для решения таких задач служат схемы, имеющие
смысл временных селекторов. Однако от рассмотренных в гл. VI, § 2, п. 5
они отличаются тем, что проходящие через них сигналы могут не сохранять
своей формы, если последняя не несет информации об исследуемом событии
(в некоторых случаях необходимо сохранение сведений об амплитуде сигна-
лов). Для установления одновременности действия нескольких сигналов
без сохранения их формы применяют так называемые схемы «совпадений»,
а родственные им схемы «антисовпадений» предназначены для отбора лишь
тех случаев, в которых одному сигналу не соответствует другой. Наконец,
для регистрации случаев, когда за одним сигналом (например, от одного
счетчика) следует другой (например, от второго счетчика) через определен-
ный интервал времени, используют так называемые схемы «задержанных
совпадений». В отношении построения, принципа действия и основных
характеристик все зти схемы в основных своих чертах единообразны
и поэтому могут рассматриваться совместно.
Схемы совпадений и антисовпадений представляют интерес не только
для экспериментальной ядерной физики, но могут быть предназначены и для
работы с самыми различными датчиками сигналов. Кроме того, они входят
как составные элементы в ряд измерительных устройств, например в ампли-
тудные анализаторы (см. предыдущий параграф настоящей главы). Здесь
будут приведены лишь основные сведения о схемах совпадений безотноси-
тельно к задаче, для решения которой они применяются. Детальное описа-
ние таких схем, обсуждение экспериментальных возможностей, которые
47 А. М. Бонч-Бруевич
738
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
они дают, и анализ ошибок при регистрации совпадений в случае стати-
стически распределенных во времени сигналов, содержатся в специальных
монографиях [20, 274, 293, 330].
В общем виде схема совпадений может быть представлена как состоящая
из двух схемных элементов (рис. 8.73). Первый имеет столько входов, каково
число сигналов, факт одновременности действия которых должен быть
установлен (для определенности в дальнейшем будем иметь в виду схемы
«двойных» совпадений, имеющие соответственно два входа) и построен
так, что амплитуда сигнала на его выходе (Ump) существенно зависит от
того, действуют входные сигналы одновременно или нет. Второй элемент
представляет собой ампли-
тудный дискриминатор,
пропускающий лишь те
импульсы, которые соот-
ветствуют совпадению сиг-
налов на входе первого
элемента. Во многих слу-
чаях схема дополняется
устройством для форми-
рования исходных сигна-
лов (например, даваемых
счетчиками частиц) до
Рис. 8.73. Блок-схема устройства для регистрации
совпадающих 'во времени 'сигналов.
поступления их на вход первого элемента. Прошедшие через дискрими-
натор импульсы в последующих каскадах схемы обычно усиливаются
и преобразуются к форме, наиболее удобной для регистрации в системе
памяти.
Для удобства анализа их работы схемы совпадений могут быть разде-
лены на несколько групп в зависимости от принципа, положенного в основу
работы первого элемента. Во-первых, схемы нелинейного суммирования
сигналов и[ и и[. В этих схемах каждый из сигналов проходит на выход
с относительно малым коэффициентом передачи, а при их одновременном
действии получается импульс с фиксированной относительной большой
амплитудой. Во-вторых, схемы мостового типа, коэффициент передачи
которых для каждого сигнала и[ и и", действующего в одиночку, равен
нулю. Вместе с тем действие одного сигнала приводит к тому, что коэффи-
циент передачи схемы для другого становится отличным от нуля. В-третьих,
схемы перемножения сигналов, в которых амплитуда импульса на входе
дискриминатора существенно определяется произведением амплитуд сигна-
лов U'mi и U"mi: Umn = axV'mx + aJU'^ + a3U'miU”mv Очевидно, что при
соответствующем соотношении между коэффициентами ах, а2 и «3 и ампли-
тудами импульсов U'mi и U'm-i уровень выходного напряжения существенно
зависит от того, действует ли на входе только один сигнал, или одновре-
менно оба. Наконец, схемы фазового типа, отличающиеся тем, что их
разрешающее время (см. ниже) не зависит от амплитуды (а в некоторых
вариантах схем — и от длительности) входных сигналов.
Основные характеристики схем совпадений (коэффициент отбора,
амплитудная чувствительность, разрешающее время, мертвое время, эффек-
тивность) рассмотрим на примере злектронноламповой схемы нелинейного
суммирования сигналов (схема Росси), приведенной на рис. 8.74, а. Она
отличается от известной схемы суммирования сигналов на общей анодной
нагрузке двух ламп (см. рис. 6.59) тем, что обе лампы работают в ключевом
режиме. В исходном состоянии они отперты и запираются при действии
входных сигналов. Поэтому каждая лампа может быть заменена сопроти-
влением с последовательно включенным рубильником (рис. 8.74, б), раз-
мыкающимся под действием входного сигнала.
S 4]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ 739
Рис. 8.74. Схема совпадений
Росси (а) и эквивалентная ей
схема (б).
, т. е.
Запирание одной лампы приводит к возрастанию выходного напряже-
^a-Ra-Rn
ния на величину U%2 = и'1' - < = (да +др)(2да+д7) ’ а одновременное
запирание обеих ламп — на величину U™2 — и™ — и2' = 2Д °- .
К выходу схемы присоединяется дискриминатор, порог которого высти-
рается так, что U%2 < Ua < U%2. Очевидно, что для надежной и стабильной
работы дискриминатора разность U™2 — U™2 должна быть достаточно
велика. Если она недостаточна, то до дискриминатора может быть включен
усилитель, и разность амплитуд импульсов,
снимаемых с выхода схемы отбора совпадений
после их усиления, К (U™2 — Ul™2) — доведена
до необходимого уровня. При прочих равных
условиях нужный коэффициент усиления тем
Z7(2)
ниже, чем больше отношение Е = —т?г==
и m2
»называемое коэффициентом отбора.
Если схема совпадений рассчитана на дей-
ствие не двух, а большего числа входных сиг-
налов (схемы тройных, четверных и т. д. сов-
падений, которые могут быть построены при-
соединением к общей анодной нагрузке соот-
ветственно трех или большего числа ламп), то
коэффициентом отбора называют величину
Д(п)
£ = nUW> — изменения вы-
ит2
ходного напряжения соответственно при одно-
временном действии п—1 и всех п сигналов.
Нетрудно убедиться, что
коэффициент отбора тем выше, чем больше вели-
Ra
чина а — и чем меньше число каналов в схеме.
Если амплитуда хотя бы одного из одновременно действующих входных
сигналов будет меньше величины Umi — | Uco — С78ап |, то эти сигналы
не будут зарегистрированы как совпадающие. Поэтому схема имеет опре-
деленную амплитудную чувствительность. Для повышения уровня сигналов
между схемой совпадений и датчиками включают усилители, которые должны
обладать достаточно большой широкополосностью. Кроме того, в схемах
усилителей могут производиться некоторые преобразования формы сигна-
лов для уменьшения разрешающего времени и повышения эффективности
работы регистрации совпадений (см. ниже).
Другая важная характеристика схемы совпадений — ее разрешающее
время. Регистрация совпадений позволяет установить факт одновремен-
ности двух сигналов с точностью до известного интервала времени. Это
значит, что сигналы будут отмечаться как одновременные, пока интервал
времени мещду ними не превысит некоторой величины. Под разрешающим
временем схемы совпадений понимают тот максимальный интервал времени
между сигналами, при котором они еще отмечаются как совпадающие.
Сразу же следует оговориться, что этот интервал времени зависит от формы
сигналов, и поэтому разрешающее время всей установки, включающей
схему, и разрешающее время самой схемы совпадений могут быть различ-
ными. Если импульсы, поступающие на вход схемы отбора совпадений,
продолжительны, то разрешающее время схемы оказыается большим-
740
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
Действительно, если, например, схема совпадений содержит две лампы
и действующие на их сетках сдвинутые во времени импульсы настолько
продолжительны, что к моменту, когда потенциал сетки одной из ламп ста-
новится ниже потенциала запирания, напряжение на сетке второй лампы
еще не успевает восстановиться настолько, что лампа отопрется, то схема
Рис. 8.75. Иллюстрация увеличения разре-
шающей способности регистрации совпадений
при дифференцировании импульсов.
зарегистрирует оба импульса как
совпадающие. Это иллюстрирует
рис. 8.75, в, на котором изобра-
жен импульс, действующий на сет-
ке первой лампы и', и несколько
вариантов расположения во вре-
мени импульса, действующего на
сетке второй лампы. Очевидно, что
если начало импульса, действую-
щего на сетке второй лампы, укла-
дывается в интервал времени от
t' до Z", то этот импульс будет
зарегистрирован как совпадаю-
щий с импульсом, действующим на
сетке первой лампы. Уменьшение
длительности импульсов на уров-
не, равном порогу дискриминации,
позволяет повысить разрешение
схемы. Такое сокращение времени
может быть сделано путем диффе-
ренцирования исходных сигналов. Тогда ко времени значительного уменьше-
ния потенциала сетки одной лампы потенциал сетки другой лампы возрастет
настолько, что лампа вновь отопрется и совпадение не будет зарегистри-
ровано (рис. 8.75, б). Сокращение длительности сигналов путем их диффе-
ренцирования, двойного дифференцирова-
ния или какого-либо другого преобразо-
вания формы имеет смысл вести только
до определенного предела, определяемого
временем реакции самой схемы отбора
совпадений. Характер протекающих в
схеме нестационарных процессов при дей-
ствии двух сдвинутых по времени прямо-
угольных импульсов на обоих входах
иллюстрирует рис. 8.76 (продолжительно-
сти импульсов отмечены интервалами вре-
мени Z' и Z'). При действии первого сигна-
ла в момент tt запирается одна лампа и
Рис. 8.76. Графики, иллюстрирую-
щие нестационарные процессы в
схеме совпадений, изображенной на
рис. 8.74.
анодное напряжение возрастает с постоян-
„ , г, ^аЯр т-г
нои времени та= С 2 ъ—rvr • При действии
'’ar'ip
же одновременно двух сигналов, начиная
с момента Z2> запираются обе лампы и
анодное напряжение растет с постоянной времени та=С2Т?а. Соответ-
ственно спад напряжения идет с этими же постоянными времени, т'а и
, Яай
2яР+27?:
причем та < та и та, если /?а > Вр.
Если длительность сигналов t' порядка та или меньше, то выходное
напряжение не успевает установиться и величина отношения изменений
§ 4]
ИССЛЕДОВАНИЕ - РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ
741
выходных напряжении при одновременном действии п и п— 1 сигналов
длительностью t' будет равна
У
t п Да 1-е
Ь „<«-!)—„_! <Др^гу ’
Т ' I
1 — е а
т. е. коэффициент отбора есть функция длительности сигналов [274]. При
< та В = ~Г1 • ОтсюДа видно, что коэффициент отбора оказывается рав-
ным двум при п = 2 и близким к единице при п > 1. Если для надежной
работы схемы совпадений коэффициент отбора должен быть значительно
большим единицы, то длительность сигналов должна быть много больше
времени реакции цепи отбора совпадений. В свою очередь сопротивление 7?а
должно быть больше /?р, что лимитирует возможность уменьшения Та-
На самом деле вопрос о требуемой величине коэффициента отбора опре-
деляется характеристиками части схемы, следующей за цепью отбора совпа-
дений. Таким образом, собственное разрешающее время схемы совпадений
определяется временем реакции цепи отбора случаев совпадений и дискри-
минатором. Полное же разрешающее время установки, которое не может
быть меньше разрешающего времени самой схемы совпадений, зависит
также от формы сигналов, а если учитывать стадию преобразования физи-
ческих явлений, между которыми устанавливается временное соответствие,
в электрические сигналы, то и от характеристик датчиков (например, от про-
цессов в счетчиках частиц).
Еще одна важная характеристика схемы совпадений — ее мертвое
время. Оно представляет собой минимальный интервал времени после реги-
страции одного случая совпадений, через который схема оказывается гото-
вой к регистрации следующего случая совпадений. Мертвое время схемы
может определяться как временем реакции цепи отбора совпадений (в рас-
сматриваемом случае — цепи нелинейного суммирования сигналов), так
и следующим за ней дискриминатором. Оно в свою очередь определяет
предельную скорость счета совпадений. Кроме того, при любой скорости
счета от его величины существенно зависит эффективность схемы совпаде-
ний — отношение числа зарегистрированных случаев совпадений к общему
числу случаев, на самом деле имевших место.
Эффективность схемы совпадений определяется не только конечной
величиной мертвого времени, но и конечной величиной ее амплитудной
чувствительности. Если сигналы от датчиков распределены не только стати-
стически во времени, но и по амплитудам, часть истинных совпадений
не будет зарегистрирована. Оценка числа истинных совпадений и отделение
случайных совпадений весьма существенны, но этот вопрос выходит за рамки
настоящей книги, и поэтому здесь мы его касаться не будем, имея в виду,
что он подробно рассмотрен в специальной монографии [293].
Из изложенного следует, что существенные стороны работы схем сов-
падений группируются вокруг их временных характеристик. Поэтому
независимо от принципа построения схем совпадений целесообразно разде-
лить их на схемы относительно медленные (микросекундного диапазона)
и схемы быстрые (наносекундного диапазона). Это деление оправдывается
еще и тем, что построение тех и других несколько различается, так как
ряд преобразований сигналов, легко осуществимых в микросекундном
диапазоне, встречает в настоящее время большие трудности в наносекунд-
ном диапазоне.
2. Схемы совпадений с малой передней разрешающей способностью.
По существу, все перечисленные выше типы схем совпадений при соот-
742
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
ветствующем выборе их параметров могут иметь как малое, так и сравни-
тельно большое разрешающее время. Однако практическая целесообраз-
ность применения различных схем в микросекундном и наносекундном
диапазонах различна. В микросекундном диапазоне широко применяют
схемы нелинейного сложения, которые
имеют, в частности, то преимущество,
что без труда могут быть построены с
любым числом входов. Столь же легко
такие схемы обращаются в схемы анти-
совпадений. Действительно, достаточно,
например, в схеме на рис. 8.74, а папаху
Л2 запереть, присоединив сопротивление
утечки сетки Rc2 к источнику отрицатель-
ного смещения, для того чтобы импульс
большой амплитуды на ее выходе по-
являлся при действии на входе только
напряжения сигнала и'. Наоборот, если
одновременно с и' действует второй сиг-
нал и'', но положительной полярности,
отпирающий лампу Лг, выходной импульс
имеет малую амплитуду. Таким образом,
при сохранении последующей части схе-
мы на выходе будут отмечаться случаи,
когда одному сигналу (н') не соответ-
ствует другой (и”).
Схемы нелинейного сложения строят-
ся не только на вакуумных лампах
(триодах и пентодах), но и на транзисто-
рах, диодах и тиратронах. На рис. 8.77
Рис. 8.78. Схемы совпадений
с нелинейным сложением сиг-
налов (на диодах, работающих
в ключевом режиме).
Рис. 8.77. Схема совпадений на
транзисторах с общим коллектор-
ным сопротивлением.
приведен транзисторный аналог схемы, изображенной на рис. 8.74. В исход-
ном режиме оба транзистора отперты и сопротивление каждого из них —
около 100 ом (выбран режим, близкий к критическому). Поэтому выходное
напряжение равно примерно —0,5 в и при запирании одного из транзисто-
ров падает до —1 в, а при запирании обоих понижается до —10 в. В отличие
от электронноламповой транзисторная схема имеет малое входное сопроти-
вление. Время реакции схемы — порядка микросекунды или несколь-
ко ниже.
На рис. 8.78, а и б приведены схемы совпадений с нелинейным сложе-
нием сигналов на диодах, работающих в ключевом режиме. Первая из них
рассчитана на сигналы положительной полярности, каждый из которых
запирает нормально отпертый диод в одной из ветвей схемы, повышая потен-
«4]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО.ВРЕМЕНИ
743
циал его катода. Выходной сигнал снимается с сопротивления R, общего
для всех ветвей с диодами. Он имеет большую амплитуду, если одновре-
менно запираются все диоды. Принцип работы этой схемы аналогичен прин-
ципу работы электронноламповой схемы нелинейного суммирования, и к ней
приложимы изложенные выше соображения о разрешающей способности.
Диодная схема, в отличие от электронноламповой, имеет относительно
малое входное сопротивление. Схема на рис. 8.78, б отличается только тем,
что она рассчитана на сигналы отрицательной полярности.
Диодная схема совпадений легко преобразуется в схему антисовпаде-
ний. Для этого один из диодов в исходном режиме запирается (левый диод
на рис. 8.78, в, на катод которого подано напряжение > Е). Поэтому
для запирания всех диодов достаточно только двух импульсов, действую-
щих в цепях Д2 и Д3. Вместе с тем отпирание Дi под действием входного
сигнала (отрицательной полярности) приводит к тому, что запирание Д2 и Д3
не сопровождается значительным изменением выходного напряжения. Число
.диодов, включенных как по схеме совпадений, так и антисовпадений, может
•быть увеличено, но при этом падает коэффициент отбора.
На рис. 8.79 приведена простая диодная схема тройных совпадений.
Каждый канал схемы включает катодный повторитель, дифференцирующую
КС-цепочку (Кд, Сд) и триггер для формирования сигналов, подаваемых
на сопротивление в катодной цепи диода. Напряжение, снятое с сопроти-
вления R в общей анодной цепи трех диодов, подается на диодный же дискри-
минатор. Уровень дискриминации регулируется потенциометром Кд.
За дискриминатором следует катодный повторитель, с выхода которого
сигналы снимаются на регистрирующее устройство.
Часто наряду с регистрацией числа случаев одновременного действия
сигналов в схемах совпадений ведется счет числа сигналов в каждом канале
(например, поступающих от отдельных счетчиков частиц). В рассматривае-
мой схеме это легко сделать, присоединяя счетные схемы к аноду одной
из ламп триггера в каждом канале.
Приведенная схема легко может быть превращена в схему антисовпа-
дений так, как говорилось выше. Для этого достаточно один из диодов запе-
реть, присоединив соответствующее сопротивление Rl не к нулевому про-
воду, а к точке с потенциалом, превышающим Еа, и снять в этом канале
импульс с анода не правой, а левой лампы триггера. Полярность входного
сигнала в этом канале должна остаться прежней.
Наконец, не представляет труда использовать рассматриваемую схему
для регистрации задержанных совпадений. Для этого достаточно в соот-
ветствующий канал (или каналы) ввести линии задержки (или другие задер-
живающие устройства), включив их, например, между входным катодным
повторителем и формирующим триггером.
На рис. 8.80 приведена относительно медленная схема совпадений
(ее разрешающее время порядка десяти или нескольких десятков микро-
секунд), построенная на тиратронах с холодным катодом МТХ-90 [306].
Как и в схемах триггеров на таких тиратронах, описанных выше (см. гл. V,
§ 3, п. 6), во всех лампах в исходном режиме между катодом и поджигающим
анодом протекает темновой разряд, благодаря чему стабилизируется зажига-
ние разряда в основном разрядном промежутке. Вместе с тем тиратроны Т\
и Т2 находятся в разных условиях, поскольку анод Т2 присоединен (через
сопротивление 330 ком) не к положительному полюсу источника питания
схемы, а к катоду тиратрона Ту. Поэтому, пока в тиратроне Ту нет разряда,
он не может вспыхнуть и в тиратроне Т2, даже если на поджигающем аноде
действует напряжение порядка нескольких десятков вольт. Вместе с тем,
если на первом входе действует сигнал и' (с амплитудой порядка 10—20 в),
то в тиратроне возникает разряд (не переходящий в самоподдерживаю-
744
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ VIII
щийся вследствие того, что в катодную цепь включено большое сопроти-
вление) и тем самым подается напряжение питания на основной анод Т2.
Поэтому, если одновременно с сигналом и[ действует сигнал на втором входе
схемы, то вспыхивает разряд и во втором тиратроне, потенциал его катода
возрастает, зажигается разряд в тиратроне Т 3, что приводит к срабатыва-
нию нумератора.
ензл
3W3/7
Рис. 8.79. Диодная схема отбора тройных совпадений.
Как и другие схемы на тиратронах с холодным катодом, приведенная
схема совпадений требует подбора ламп, устойчиво работающих в выбранном
режиме. Ряд других схем совпадений на тиратронах с холодным катодом
приведен в литературе [306, 375].
На рис. 8.81 приведена.схема совпадений, использовавшаяся для сниже-
ния уровня темновых импульсов, даваемых фотоэлектронными умножите-
лями в сцинтилляционных счетчиках [376]. При регистрации слабых импуль-
сов значительную трудность представляет отделение сигналов, связанных
с изучаемым явлением, от импульсов шума. Очевидно, что в системе с двумя
умножителями, работающими в схеме совпадений, число регистрируемых
§ 4]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ
745
шумовых импульсов определяется числом импульсов шума одного умножи-
теля, накладывающихся на импульсы шума другого умножителя в пределах
разрешающего времени схемы отбора сов-
падений. Так как, с другой стороны,
число шумовых импульсов возрастает по
мере уменьшения порога дискриминации,
то снижение вероятности их регистрации
благодаря введению схемы совпадений по-
зволяет перейти к более низкому порогу
дискриминации. Это расширяет возмож-
ности применения фотоэлектронных умно-
жителей для регистрации слабых им-
пульсов.
В исходном состоянии оба диода про-
водят ток в прямом направлении благо-
даря тому, что напряжение на их анодах
положительно. Оно задается делителями
/?!, R2 и положением движка потенцио-
метра R3. Этим самым фиксируется потен-
циал точки А схемы. При действии
импульса отрицательной полярности с до-
статочной амплитудой на одном из входов
схемы (например, и') соответствующий
диод запирается, но потенциал точки А
изменяется мало, поскольку второй диод
остается отпертым. Одновременное же дей-
ствие сигналов на обоих входах приводит к запиранию обоих диодов,
и потенциал точки А с постоянной времени т = Rifi2 падает до нуля,
годного сигнала напряжение и2
вновь возвращается к исходно-
му значению по мере зарядки
емкости С2 через отпершийся
диод. Разрешающее время схе-
мы — около 0,5 мксек при чув-
ствительности около 0,1 в. Высо-
кая амплитудная чувствитель-
ность схемы позволяет ей эффек-
тивно работать при слабых
импульсах, даваемых фотоэлек-
тронными умножителями.
Ряд интересных вариантов
диодных схем, обладающих вы-
сокой амплитудной чувствитель-
ностью и предназначенных для
работы со сцинтилляционными
счетчиками без предварительно-
го усиления сигналов фотоэлектронных умножителей, приведен в литера-
туре [377, 378]. Значительное число различных схем совпадений с указа-
нием их параметров и некоторыми рекомендациями по постройке описано
в обзорах и специальных монографиях |274, 330, 379].
3. Схемы совпадений с высокой разрешающей способностью. Приве-
денная выше схема нелинейного суммирования сигналов на вакуумных
лампах при соответствующем выборе параметров может обладать высокой
разрешающей способностью. Для этого, помимо уменьшения до возмож-
ного предела паразитной емкости С2 (для чего, в частности, схема должна
окончании действия хотя оы одного
Рис. 8.81. Простая диодная схема совпадений,
примененная для снижения уровня темновых
импульсов ФЭУ.
746
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
£ГЛ. VIII
быть построена на пентодах), необходимо уменьшить сопротивление анод-
ной нагрузки. Последняя в одном из вариантов таких схем была доведена
до 100 ом, что позволило получить разрешающее время порядка нескольких
наносекунд [380]. При столь низком сопротивлении анодной нагрузки
не только не выполняется неравенство Ra 7?р, но, наоборот, оно меняет
знак и схема, продолжая оставаться параметрической, работает в режиме
линейного суммирования сигналов, получаемых при запирании каждой
лампы. В результате коэффициент отбора падает и у двухканальной схемы
становится равным двум. Получить одновременно и малое разрешающее
время и большой коэффициент отбора позволяет ряд модификаций схем
суммирования.
Одна из быстрых схем совпадений типа нелинейного суммирования
сигналов приведена на рис. 8.82 [381, 382]. Как и в обычной схеме нелиней-
ного суммирования, обе лампы в исходном ре-
Рис. 8.82. Быстрая схема^со-
впадений с нелинейным сум
мированием сигналов.
а сопротивление R 2 имеет
жиме отперты и сигналы отрицательной поляр-
ности должны быть достаточно велики для их
запирания (т. е. порядка нескольких вольт).
Однако, в отличие от схем, рассматривавших-
ся выше, начальное анодное напряжение фикси-
руется с помощью диода на уровне, близком
к значению, которое оно имеет при одной отпер-
той лампе. Для этого в анодную цепь ламп
(число их может превышать две) кроме сопро-
тивления Ri включен диод Д1 и сопротивление
R2, причем точка соединения R2 и Д, присое-
динена к конденсатору С относительно большой
емкости (порядка 0,01 мкф), вторая пластина
которого заземлена. Для постройки схемы вы-
бирается диод с малым сопротивлением в про-
пускном направлении (в оригинальной схеме
сопротивление диода гд было порядка 20 ом),
величину порядка 10 ком. Поэтому напряже-
ние в точке В схемы отличается всего на несколько десятых вольта от
напряжения на анодах ламп, и до этой величины заряжен конденсатор С.
Наконец, соотношение сопротивлений Ri и R2 выбрано таким, что через Rt
протекает ток меньший, чем анодный ток одной отпертой лампы. Весь осталь-
ной ток в общей анодной цепи (т. е. ток, превышающий анодный ток
п — 1 ламп, где п — число ламп в схеме) в исходном режиме течет через
^2 и Д1 (для уменьшения сопротивления и пропускания относительно боль-
шого тока может быть включено несколько диодов впараллель). При этих
условиях диод Д1 действует как диод, фиксирующий потенциал на аноде
ламп, если хотя бы одна из них заперта, и запирание любого числа ламп,
за исключением случая одновременного запирания всех, вызывает изме-
нение анодного напряжения на величину, меньшую падения напряжения
на диоде в исходном режиме. Если же сигналы на всех входах действуют
одновременно и запираются все лампы, их анодный ток прекращается и диод
Д1 запирается. Тогда анодное напряжение, как и в обычной схеме, воз-
растает, стремясь к величине Еа с постоянной времени R\C2, где С2 —
паразитная емкость анодной цепи. Поэтому нестационарные процессы в цепи
аналогичны представленным графиками на рис. 8.76, за исключением того,
что u'j’ — и®’ « 0. Нетрудно показать, что стационарный коэффициент
отбора схемы, содержащей две лампы [274], будет
t____51
гд
« 4]
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ
747
а коэффициент отбора при длительности входных импульсов t'
(1 — е Ric*)
гд
может быть весьма значительным, даже если f < RiC2. Цепь, состоящая
из диода и сопротивления R3, играет роль дискриминатора, пропускаю-
щего на выход схемы изменения анодного напряжения лишь при запирании
всех ламп. Разрешающее время рассматриваемой схемы было доведено
до З Ю-8 сек при амплитудной чувствительности около 3 в.
На других вариантах построения быстрых схем совпадений типа сум-
мирования сигналов в цепях электронных ламп, приведенных в литерату-
ре, мы здесь останавливаться не будем [383—386].
На рис. 8.83 приведена мостовая схема совпаде-
ний, построенная на диодах [387]. В этой схеме
каждый источник сигналов (схема была предназна-
чена для работы со сцинтилляционными счетчи-
ками, т. е. сигналы снимались с фотоэлектронных
умножителей) включен в одну из диагоналей своего
моста. Один из мостов построен на сопротивлениях
Ri, R2 и диодах Д1У Д2, а второй — на сопротив-
лениях Rs, R2 и диодах Д3, Д2. Таким образом,
сопротивление R2 и диод Д2 — общие для обоих Рис. 8.83. Мостовая схема
мостов и оба моста имеют общую диагональ (точки совпадений на диодах.
Л и В на рис. 8.83). При появлении импульса
только от одного умножителя при хорошо сбалансированном мосте и иден-
тичных характеристиках диодов на второй диагонали моста напряжение
не появляется. Это справедливо для моста, связанного как с одним, так
и с другим умножителем, если от них приходят сигналы в разные моменты
времени. Вместе с тем действие сигнала, даваемого одним умножителем,
приводит к тому, что вследствие нелинейности характеристик диодов мост,
связанный со вторым умножителем, оказывается неуравновешенным.
Поэтому действие в зто время импульса от второго умножителя сопровож-
дается появлением напряжения на общей диагонали обоих мостов. Иначе
говоря, действие импульса от одного умножителя не сопровождается появле-
нием напряжения на выходе схемы, а одновременное действие импульсов
от обоих умножителей приводит к появлению импульса, который может
быть усилен и зарегистрирован.
Источником погрешностей, даваемых схемой, может быть недостаточно
точная балансировка моста или неполная идентичность характеристик
диодов. Последнее приводит к тому, что большой сигнал от одного умно-
жителя вызывает такой же эффект, как два малых сигнала, приходящих
одновременно от двух умножителей. Иначе говоря, появляется регистрация
ложных совпадений. Поэтому чем с большей степенью точности подобраны
выпрямительные элементы, тем меньшие импульсы от умножителей могут
быть зарегистрированы как совпадающие при условии, что большие
импульсы от каждого умножителя порознь не дадут ложных отсчетов.
При точной балансировке схемы и подборе диодов с идентичными харак-
теристиками удается получить разрешающее время, меньшее 10-8 сек, причем
для работы схемы достаточны импульсы с амплитудой порядка 0,1 в.
Известным неудобством приведенной схемы является то, что одновре-
менное заземление одной из точек входа и выхода невозможно. В первом
применении схемы [387] напряжение, снятое с диагонали АВ моста, подава-
лось на схему с несимметричным входом, точка А была заземлена, а напряже-
ния и' и и[ снимались между анодом и последним динодом фотоэлектронного
748
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
умножителя. В другой работе, наоборот, заземлялась точка С схемы и сиг-
налы снимались только с анодов фотоэлектронных умножителей, но зато
напряжение с диагонали АВ моста подавалось на электронноламповый
каскад с симметричным входом [388]. Подобного типа схема приведена
Рис. 8.84. Вариант мостовой схемы совпадений на диодах.
характеристиками. Схема должна
Рис. 8.85. Вариант диодной схемы отбора
совпадений.
на рис. 8.84. Чувствительность схемы около 0,05 в, а разрешающее время
порядка 2-10"8 сек. В схеме рекомендуется применять высокочастотные
германиевые диоды, причем отбираются пары с максимально идентичными
ть сконструирована и смонтирована
так, чтобы паразитные емкости были
минимальны. Для их выравнивания
в обоих плечах параллельно диодам
включены полупеременные конден-
саторы.
Еще одна диодная схема, в кото-
рой величина коэффициента передачи
одного из сигналов делается конечной
только в результате действия вто-
рого, приведена на рис. 8.85 [389].
Основу схемы составляет цепь, со-
стоящая из двух ветвей — сопротив-
лений Rt, R3 и диода Д1 и сопротивле-
ний 7? 2, R& и диода Д2 (сопротивление
В5 пока не будем принимать во внима-
ние, считая его бесконечно большим).
Сигнал и[ действует одновременно в
обеих ветвях схемы, которая балансируется так, что при этом разность
потенциалов между точкал|р А нВ остается равной нулю (поэтому коэффи-
циент передачи схемы равен нулю). Второй сигнал (н"), действующий только
в одной из ветвей (на сопротивлении 7?3), также не приводит к сколько-
нибудь заметному изменению потенциала точки А, поскольку сопротивле-
ние диода Д1 в запорном направлении много больше сопротивления Ri + Rl0,
где Ri0 — внутреннее сопротивление источника сигналов ur Вместе с тем,
поскольку сигнал н* повышает напряжение на анодё Дъ обе ветви схемы
во время его действия перестают быть идентичными для сигнала uv Поэтому
при одновременном действии и' и и" между точками А и В появляется раз-
ность потенциалов, действующая между двумя входами дифференциального
каскада. В рассматриваемой схеме это каскад, построенный на пентоде
6Ж1П (в оригинальной схеме 6АК5), в котором сигналы подаются на сетку
$ 4] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ 749
и на катод лампы. При одновременном действии сигналов iz' и zz", потен-
циал сетки 6Ж1П понижается на большую величину, чем потенциал катода,
и на выходе появляется импульс и2 положительной полярности.
Для надежной работы схемы необходим тщательный отбор полупровод-
никовых диодов. Практически оказалось, что требования к ним снижаются,
если в схему ввести сопротивление В5, подобрав его величину так, что при
действии только одного входного сигнала потенциал точки В становится
ниже потенциала точки А. Когда же оба сигнала действуют одновременно,
то по-прежнему потенциал А оказывается ниже В. Таким образом, совпа-
дение входных сигналов отмечается изменением полярности напряжения,
снимаемого на дифференциальный каскад. Для правильной работы схемы
в таком виде сигналы iz' и u'L должны быть строго однополярными (не иметь
выбросов). Разрешающее время тщательно налаженной схемы — порядка
10“8 сек, а чувствительность — около 0,3 в.
На рис. 8.86 приведена диодная схема совпадений, отличающаяся
очень большой амплитудной чувствительностью (~ 0,03 в) при малом раз-
решающем времени (5-10-9 сек) [390]. Эта схема также построена на прин-
ципе разного усиления совпадающих и несовпадающих сигналов, но отли-
чается от рассмотренной мостовой схемы.
Сигналы отрицательной полярности, снимаемые с анодов двух фото-
электронных умножителей, формируются с помощью короткозамкнутых
отрезков кабеля (РК-50) Ki и К2 и диодов Д1 и Д2 (десять включенных
параллельно диодов ДГ-Ц4). Один из сформированных сигналов поступает
на сетки ламп Jli и Л2, а второй — на сетки Л3 и Л^. Каждая пара ламп
служит для разветвления сигнала на два канала и анодные нагрузки подоб-
раны так, что амплитуды импульсов на обоих выходах каждого разветви-
теля одинаковы. Импульсы положительной полярности, снятые с анодов
ламп Л^ и Л3, поступают по кабелям К3 и Я4, каждый через свой диод
(Д3 и Д4) на сетку одной из ламп (Л5) катодносвязанного (дифференциаль-
ного) каскада. На сетку второй лампы этого каскада (Лв) поступают
импульсы с анодов Л2 и Л& через один общий для обоих сигналов диод (Д5).
Наконец, сигналы с обоих выходов дифференциального каскада подаются
на катод и сетку лампы Л7, и поэтому уровень сигнала на аноде этой лампы
пропорционален разности сигналов, снимаемых с анодов Л3 и Л6.
При поступлении сигнала только от одного датчика на сетках ламп Л3
и Л6 действуют импульсы одинаковой амплитуды. Появляющийся при этом
на его выходе сигнал мал и обусловлен только неидеальной балансировкой
дифференциального каскада и неполным равенством амплитуд импульсов
на выходе разветвителя. В случае совпадения сигналов от обоих датчиков
импульсы, распространяющиеся по кабелям и суммируются в точке
присоединения диода Д5 и поступают через него на сетку лампы Лв.
На сетку же лампы Л5 поступает только больший из двух импульсов, давае-
мых датчиком, так как один из диодов Д3 или Д4, на который приходит
меньший импульс, оказывается запертым пришедшим через другой диод
большим импульсом. Таким образом, амплитуды импульсов, действующих
на сетках ламп дифференциального каскада, оказываются различными
и соответственно различны и изменения напряжений на анодах его ламп.
Поэтому на выходе схемы появляется сравнительно большой сигнал. Прак-
тически в описываемой схеме был получен коэффициент отбора порядка 20
при длительности импульсов ~ 5-10-9 сек. Особое внимание при постройке
схемы было обращено на то, чтобы в кабелях, связывающих аноды раздвои-
телей с сетками ламп дифференциального каскада, не появлялись отражен-
ные импульсы.
Весьма высокую разрешающую способность при большой амплитудной
чувствительности (разрешающее время — порядка 4-10~10 сек, чувствитель-
750
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
ность — 0,2 в) имеет диодная схема совпадений, приведенная на рис. 8.87
[391]. Схема совершенно симметрична по отношению к обоим входным
сигналам, но прохождение одного из них существенно зависит от присут-
ствия или отсутствия второго. Действительно, например, для сигнала izj
положительной полярности диод заперт, а Д2 отперт. Поэтому входная
Рис. 8.86. Диодная схема совпадений с большой ампли-
тудной чувствительностью.
цепь (рис. 8.88, а) представляет собой дифференцирующую PC-цепь, состоя-
щую из емкости С', шунтирующей диод Дх, сопротивления открытого диода
гД2 идвух сопротивлений, каждое из которых соответствует параллельному
соединению входного сопротивления Но формирующей линии Л2 и собствен-
ного сопротивления источника сигналов (равного Но). Постоянная времени
зтой цепи мала (в оригинальной схеме порядка 4-10"10 сек). Поэтому на сетке
лампы катодносвязанного каскада, построенного на двух пентодах 6Ж1П
§ 4] ,
ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ
751
и имеющего входную емкость Свх, получается импульс малой амплитуды.
Совершенно аналогичен результат действия только сигнала и^. Вместе
с тем, если оба эти сигнала действуют одновременно, то диод, на катоде
которого действует больший сигнал, оказывается запертым (например,
диод Д2 заперт сигналом и”) и для второго (меньшего) сигнала эквивалент-
ная схема входной цепи имеет вид, представленный на рис. 8.88, б. Этот
сигнал не дифференцируется, а делится в цепи, состоящей из двух емкостей
С' и С", и двух сопротивлений, равных Ro!2, и без уменьшения длитель-
ности поступает на вход катодносвязанного каскада. Поэтому амплитуда
импульса на емкости Свх оказывается большей, чем при действии только и[
или и[. Таким образом, в рассматриваемой
схеме различие в амплитуде регистрируемого
импульса при одновременном действии сигна-
лов и[ и u'j и при действии лишь одного^из
них обусловлено тем, что одиночные сигналы
Рис. 8.88. Эквивалентные схемы,
которые используются для ана-
лиза работы схемы совпадений,
изображенной на рис. 8.87.
&W7/7 &Ю/7
Рис. 8.87. Диодная схема совпадений с высокой
разрешающей способностью и большой ампли-
тудной чувствительностью.
дифференцируются и кратковременный сигнал не может заметно изменить
напряжения на емкости Свх, а меньший из совпадающих сигналов не диф-
ференцируется и напряжение на Свх достигает относительно большой вели-
чины. При проверке схемы от тиратронного генератора был получен коэффи-
циент отбора более 50 при разрешающем времени порядка 4-10-10 сек. При-
мерно такое же разрешающее время имеет разностная схема совпадений
на диодах [392], в которой амплитуда выходного импульса пропорцио-
нальна амплитуде меньшего из двух одновременно действующих входных
сигналов.
Малым разрешающим временем обладают и некоторые схемы, построен-
ные по принципу перемножения сигналов (именно такова была первая схема
совпадений, построенная Боте [393]). К этому типу относятся схемы, в кото-
рых сигналы подаются на различные сетки многосеточных ламп, т. е. схемы,
сходные с обычными смесителями. Их общий недостаток заключается в отно-
сительно малой чувствительности (амплитуда сигналов должна быть порядка
10 в или, в лучшем случае, порядка нескольких вольт) и невозможности
построить простые схемы многократных совпадений.
Для постройки схем с перемножением сигналов выбирают лампы,
хорошо запирающиеся напряжениями на двух сетках и имеющие четкий
порог запирания и большую крутизну. Наилучшие в этом отношении лампы:
752
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ» VIII
пентод 6Ж2П (аналог 6AS6) и специальная лучевая лампа 6АЗП (ана-
лог 6BN6).
Пример схемы совпадений на лампе 6Ж2П приведен на рис. 8.89.
Рис. 8.89. Простая схема совпа-
дений на пентоде.
В исходном режиме лампа заперта отрицательным напряжением на упра-
вляющей и антидинатронной сетках (для этого достаточно поддерживать
потенциал антидинатронной сетки всего на несколько вольт ниже нуля).
Действие каждого из входных сигналов и\ и uv — не приводит к отпи-
ранию лампы, поскольку напряжение на второй или первой сетке остается
ниже потенциала запирания. При одновременном же действии обоих сиг-
налов лампа опирается и на ее выходе появляется сигнал отрицательной
полярности. Уровень этого сигнала существен-
но зависит от постоянной времени анодной це-
пи лампы и длительности входных сигналов.
Коэффициент отбора у таких схем весьма ве-
лик (порядка нескольких десятков) даже
при действии кратковременных сигналов,
поскольку фактически наблюдаемое изменение
выходного напряжения при действии одного
входного сигнала крайне мало. Амплитудная
чувствительность схемы регулируется смеще-
ниями на сетках ламп, но минимальная
амплитуда входных сигналов должна быть
не менее нескольких вольт для того, чтобы
перейти от запертой лампы к отпертой лампе
с протеканием сравнительно большого анод-
ного тока. Уменьшение амплитуды входных
сигналов заданной длительности влечет за со-
бой уменьшение и коэффициента отбора (уро-
вня выходного сигнала). Разрешающее вре-
мя схемы для сигналов с достаточно большой
амплитудой может быть доведено до нескольких сотых долей микросекунды.
Более быстрые схемы совпадений с перемножением сигналов строят
на лампе 6АЗП; их разрешающее время удается снизить до величины порядка
3-10"10 сек [394]. При этом уже начинает сказываться время пролета элек-
тронов от катода до анода (его величина порядка нескольких наносекунд).
Это время должно быть скомпенсировано соответствующей задержкой
сигнала, подаваемого на вторую управляющую сетку. По существу же,
схема на лампе 6АЗП мало отличается от схемы на лампе 6Ж2П, и поэтому
здесь ее приводить не будем.
Схемы совпадений с управлением анодным током сигналами на двух
сетках широко используются в измерительных устройствах в качестве вре-
менных селекторов и контрольных каскадов, например в амплитудных
анализаторах.
Гибкие устройства для отбора совпадений с разрешающим временем
вплоть до величины порядка 10~10 сек позволяют строить осциллографиче-
ские трубки [395—397]. В простейшем виде в таких устройствах один
из сигналов запускает развертку, а второй подается на модулирующий
электрод и отпирает электронный луч, запертый в исходном режиме. Перед
экраном трубки устанавливается маска с прорезью, а за ней фотоприемник
(фотоэлемент, фотоэлектронный умножитель). Очевидно, что последний
зарегистрирует импульс свечения только в том случае, если электронный
луч будет отперт во время его прохождения мимо щели в маске. Сдвигая
ее или изменяя скорость движения луча по экрану, легко получить устрой-
ство для регистрации задержанных совпадений с регулируемым временем
задержки. Такое устройство легко преобразуется в схему антисовпадений.
§ 4] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ 753
Для этого электронный луч в исходном режиме отпирается, а на модули-
рующий электрод подается сигнал отрицательной полярности с амплитудой,
достаточной для запирания луча. Очевидно, что теперь фотоприемник будет
регистрировать световые вспышки, получающиеся, когда имеется только
один сигнал — запускающий развертку.
Далее, осциллографическая система легко может быть использована
для регистрации тройных совпадений. В этом случае один из сигналов
должен запускать развертку, второй отпирать луч, а третий подаваться
на пластины вертикального отклонения луча и, наконец, щель в маске
должна быть заменена отверстием, смещенным относительно траектории
луча на экране, проходимой им при нулевой разности потенциалов между
пластинами вертикального отклонения. Тогда только одновременное дей-
ствие всех трех сигналов даст световой импульс, попадающий на фотоприем-
ник. Перемещая маску вдоль оси развертки, по-прежнему можно изменять
время задержки, а перемещения ее в перпендикулярном направлении позво-
ляют отбирать только те случаи совпадений, при которых амплитуда
импульса, подаваемого на пластины вертикального отклонения, превосходит
заданный уровень.
Описываемый принцип действия устройств с осциллографической
трубкой настолько очевиден, что не нуждается в дальнейших разъяснениях.
Осуществление таких устройств сводится к решению ряда технических
и конструктивных задач.
Осциллографические устройства требуют применения усилителей сиг-
налов, поскольку как для надежного запуска развертки, так и для
четкого отпирания луча нужны сигналы порядка десяти или нескольких
десятков вольт. Для постройки осциллографических схем совпадений с отно-
сительно большим разрешающим временем (порядка единиц или десятых
микросекунды) можно использовать типовые осциллографы. Переход к на-
носекундному диапазону требует значительного усложнения установки
[397], и она оказывается громоздкой.
Сведения о других схемах быстрых совпадений, их характеристиках
и некоторые соображения о конструировании установок можно найти
в специальных монографиях [274, 330].
4. Краткие сведения о многоканальных временных анализаторах. В ряде
физических экспериментов бывает необходимо исследовать временное рас-
пределение сигналов, отсчитывая время появления одного сигнала от момента
действия другого, т. е. исследовать спектр интервалов времени. Таким
образом, в частности, можно исследовать энергетическое распределение
частиц, проходящих через пару счетчиков, расположенных на известном
расстоянии, по времени пролета частиц между ними. В другом варианте
момент вылета частицы (или группы частиц) отмечается электрическим или
световым сигналом (реперный импульс) и измеряется время, через которое
частицы достигают удаленного от их источника счетчика. Такой метод широко
применяется, например, в нейтронной спектрометрии [398].
Спектр интервалов времени может быть снят с помощью схемы задер-
жанных совпадений с регулируемым временем задержки. Такое устройство
в системе временных измерений является до известной степени аналогом
одноканального амплитудного анализатора в системе исследования ампли-
тудного спектра. Одноканальное устройство характеризуется очень большой
потерей полезной информации. Для уменьшения потерь, сокращения вре-
мени эксперимента и повышения его точности применяют многоканальные
временные анализаторы, представляющие собой в известном смысле ана-
логи многоканальных амплитудных анализаторов. Временные анализаторы
оцениваются охватываемым ими интервалом времени, числом каналов,
на который этот интервал разбит (шириной канала), стабильностью границ
48 А. М. Бонч-Бруевич .
754
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
каналов, амплитудной чувствительностью, мертвым временем и емкостью
регистрирующего устройства в каждом канале.
В самом общем виде многоканальный временной анализатор, подобно
амплитудному анализатору, может быть разделен на адресный блок (систему
выбора канала, в котором должен быть зарегистрирован данный интервал
времени) и систему памяти. Ряд узлов временных анализаторов подобен
узлам амплитудных анализаторов, а в целом многоканальные временные
Рис. 8.90. Блок-схема одного из вариантов временно-
го анализатора.
анализаторы представляют собой сложные многоламповые устройства,
полное описание которых не приводится даже в специальных монографиях
1274, 330, 398].
Как в простейшем случае многоканальные амплитудные анализаторы
строят путем сочетания ряда одноканальных, так и многоканальные времен-
ные анализаторы могут быть построены путем сочетания ряда схем задер-
жанных совпадений с различными временами задержки. При этом должны
быть приняты меры для того, чтобы каналы не перекрывались между собой
и между ними не было разрывов. К числу таких устройств относятся системы
с распределением интервалов времени по каналам с помощью линий
задержки, называемые «хронотронами». Блок-схема, поясняющая работу
одного из вариантов временных анализаторов такого типа, приведена
на рис. 8.90. Анализатор содержит ряд двойных схем совпадений (их число
равно числу каналов), причем один из входов каждой схемы совпадений
присоединен к общему входу всего анализатора и на него подаются сигналы
щ, распределение которых во времени относительно реперного сигнала
исследуется. Реперный сигнал поступает на один конец линии задержки,
закороченной с другой стороны на сопротивление, равное волновому. Через
определенные интервалы, к этой линии присоединены вторые входы всех
схем совпадений. Очевидно, что импульс на выходе каждой из этих схем
появится только в том случае, если сигналы щ будут совпадать во времени
с действием реперного сигнала на ее втором входе. Так как это время после-
довательно возрастает от начала линии к ее концу, то выходы схем совпа-
дений, к которым присоединены регистрирующие устройства, фиксирующие
числа импульсов, соответствуют последовательности временных каналов.
§ 4] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ 755
Для правильной работы схемы реперный импульс и сигналы щ должны
быть предварительно сформированы. Длительность реперного импульса t'
определяет ширину канала анализатора, причем для того, чтобы каналы
не перекрывались и между ними не было разрывов, входы схем совпадений
должны быть присоединены к линии через расстояния, проходимые импуль-
сом и™ за время t' (это время отсчитывается на уровне срабатывания схем
совпадений). Что же касается длительности импульсов щ, то она должна
быть мала по сравнению с t’, так как в противном случае один импульс
может быть зарегистрирован в двух каналах. Наконец, время реакции
и мертвое время схемы совпадений должно быть порядка длительности
импульсов f или меньше его.
Практически постройка многоканального анализатора рассматривае-
мого типа наталкивается на ряд трудностей. Недостаточно стабильная
работа схем совпадений, небольшие различия в форме реперных импульсов
и некоторые другие причины приводят к существенным ошибкам в распре-
делении сигналов по каналам. Затухание линии ведет к уменьшению уровня
сигналов по мере приближения их к ее концу, а следовательно, к необходи-
мости установления разных порогов схем совпадений или к неравенству
ширин каналов. С увеличением числа последних трудности возрастают,
и обычно число каналов хронотрона не превышает 10. Описание несколь-
ких хронотронов приведено в периодической литературе [399—401]. Они
нашли, в частности, применение в системах селекции быстрых нейтронов
по времени пролета, в которых работа со сцинтилляционными счетчиками
обеспечивает разрешающее время порядка 1—10 нсек [402].
Сохраняя общий принцип работы временного анализатора типа хроно-
трона, можно заменить линию рядом однотактных триггеров, включенных
последовательно. Сигнал и"» будет запускать первый триггер, который,
возвращаясь в исходное состояние, запускает второй, и т. д. С каждым триг-
гером должен быть соединен один, из входов каскада совпадений, пропускаю-
щий сигналы щ, только пока триггер находится во втором крайнем состоя-
нии. Если вторые входы всех схем совпадений соединить вместе и подавать
на них сигналы ult то получится система распределения сигналов щ по вре-
менным каналам, аналогичная хронотрону, но микросекундного диапазона-
Такое устройство обладает рядом недостатков, к числу которых относится
его громоздкость при большом числе каналов, недостаточная стабильность
последних (ширина каждого канала определяется временем f пребывания
триггера во втором устойчивом состоянии) и возможность неправильного
определения канала для сигналов щ, приходящих во время запирания
одного контрольного каскада и отпирания следующего. Поэтому при сохра-
нении общей идеи построения схемы она несколько видоизменяется.
Один из вариантов построения временного анализатора с последова-
тельно отпирающимися контрольными каскадами иллюстрирует блок-схема
на рис. 8.91. Она во многом напоминает схему амплитудного анализатора,
приведенную на рис. 8.67, но существенно отличается тем, что сигнал 1?°’,
пройдя через входное устройство, в котором он усиливается и формируется,
запускает генератор кратковременных импульсов на вполне определенное
время. Именно, число возбуждаемых импульсов равно числу временных
каналов анализатора (24 на рис. 8.91). Эти импульсы поступают на вход
двух последовательно включенных кольцевых пересчетных устройств
(лампы Jli — Ла и Лв — Лю). После действия реперного импульса обе
кольцевые пересчетные схемы перейдут через все возможные состояния,
в которых одна из ламп в каждом кольце отперта, а все остальные заперты,
а затем вернутся в исходное состояние (отперты лампы Л± и 2Г6). Соответ-
ственно последовательно будут отпираться и связанные с лампами пересчет-
вых устройств лампы Лц — Л1Ъ при отпертой лампе Л1Ъ, затем при отпертой
48*
756
ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
[ГЛ. VIII
лампе Л17 и т. д. Каждый сигнал щ, пройдя через входное устройство, в кото-
ром он усиливается и формируется, и через фазирующий каскад (см. ниже),
поступает одновременно на все контрольные лампы Лц — Л20. Он может
пройти только через те из них, которые в данное время отперты. Тем самым
импульс попадает в один из каналов, содержащих регистрирующие устрой-
ства, присоединенные к анодам контрольных ламп таким же образом, как
в амплитудном анализаторе, приведенном на рис. 8.67.
Число каналов в таком устройстве равно Р1Р2 — 1, где Pi и Р2 — коэф-
фициенты пересчета колец. Ширина канала равна периоду импульсов, давае-
мых генератором, а ее стабильность определяется стабильностью генератора.
Рис, 8,91. Блок-схема временного анализатора с последовательно отпирае-
мыми контрольными каскадами.
Увеличение ширины канала осуществляется увеличением периода чередо-
вания импульсов, поступающих на пересчетные схемы (при сохранении их
общего числа). Минимальная ширина канала определяется временем сра-
батывания пересчетных схем и в анализаторах рассматриваемого типа имеет
величину порядка 1 мксек.
Для того чтобы регистрируемый импульс не мог прийти на контрольные
лампы во время запирания одной и отпирания следующей, в схему введен
фазирующий каскад. Это, например, может быть двухтактный триггер,
который импульсами ut переводится в одно устойчивое состояние, а импуль-
сами генератора, действующими на сетке другой лампы триггера,— во вто-
рое. Только при этом (при-переходе во второе состояние) подается импульс
на контрольные лампы через линию, задерживающую их на время, примерно
равное Т /2. Очевидно, что благодаря этому на контрольные лампы импульсы
всегда поступают смещенными относительно моментов их запирания и отпи-
рания.
Самостоятельную группу временных анализаторов представляют устрой-
ства, в которых измеряемые интервалы времени между двумя сигналами
преобразуются в импульсы с амплитудами, пропорциональными длитель-
ности интервалов. Эти импульсы подаются на вход того или иного амплитуд-
ного анализатора. Таким образом, дополнительное устройство преобразо-
§ 4] ИССЛЕДОВАНИЕ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ ВО ВРЕМЕНИ 757
вания интервалов времени в амплитуду импульсов превращает амплитудный
анализатор в многоканальный временной анализатор. Блок такого преобра-
зования имеется, например, в 1024-канальном амплитудном анализаторе
ЭЛА-3 с запоминающим устройством на потенциалоскопе. Минимальная
ширина временного канала у этого анализатора 10~9 сек [330].
Преобразование интервалов времени между сигналами в амплитуду
импульсов может быть выполнено в устройствах, сходных по общему харак-
теру своей работы с преобразователями амплитуды в длительность
(см. гл. VI, § 2 и § 3 настоящей главы). В простейшем случае для этого можно
использовать пентод и его анодным током разряжать или заряжать конден-
сатор. Первый сигнал отпирает пентод, а)второй запирает его. Очевидно,
что если ток зарядки или разрядки остается постоянным, пока лампа отперта,
изменение напряжения на конденсаторе пропорционально интервалу времени
между сигналами. Лучшая линейность может быть получена в системах,
аналогичных устройствам для генерирования линейно изменяющегося
напряжения с включением конденсатора в цепь обратной связи (см. гл. V, § 4).
Многоканальные временные анализаторы представляют собой сложные
устройства, большей частью разрабатываемые и строящиеся специалистами.
Детали схем анализаторов, в том числе и отличных по принципу своей
работы от упомянутых, можно найти в периодической литературе и спе-
циальных монографиях [11, 274, 330, 398, 403—407].
ЛИТЕРАТУРА
1. Харкевич А. А., Спектры и анализ, Физматгиз, 1962.
2. Канторович М. И., Операционное исчисление и процессы в электрических
цепях, «Наука», 1964.
3. Гарднер М., Б э р н с Д., Переходные процессы в линейных системах с сосре-
доточенными постоянными, Физматгиз, 1961.
4. Г и н з б у р г С. Г., Методы решения задач по переходным процессам в электри-
ческих цепях, «Сов. радио», 1959.
5. Д ё ч Г., Руководство к практическому применению преобразования Лапласа,
«Наука», 1965.
6. Г о н о р о в с к и й И. С., Основы радиотехники, Связьиздат, 1957.
7. 3 е л я х Э. В., Основы общей теории линейных электрических схем, Иэд-во АН
СССР, 1951.
8. Сигорский В. П., Анализ электронных схем, Гостехиздат УССР, 1960.
9. Ермолин Н. П., Ваганов А. П., Расчет маломощных импульсных транс-
форматоров, Госэнергоиздат, 1957.
10. И ц х о к и Я. С., Импульсные устройства, «Сов. радио», 1959.
11. Moody N., Me Lusk у С., Deighton М., Electr. Eng. 24, 214, 289(1952).
12. Моргулин Л. А., Глебович Г. В., Наносекундная импульсная техника,
«Сов. радио», 1964.
13. Глебович Г. В., Моргулин Л. А., Формирование импульсов наносекунд-
ной длительности, «Сов. радио», 1958.
14. Lund С., RCA Rev. 11, 133 (1950).
15. 'Б е л о р у с с о в Н. И., Гроднев И. И., Радиочастотные кабели;- Госэнерго-
издат, 1959.
16. 3 а г и к С. Е., Капчинский Л. М., Коаксиальные кабели, Госэнергоиздат,
1959.
17. Kailman Н., Proc. IRE 34, 646 (1946).
18. Lewis I., Journ. IEE 98, p. Ill, 312 (1951).
19. В 1 e w 1 e 11 T., Proc. IRE 35, 1580 (1947).
20. Элмор Э., Сэндс M., Электроника в ядерной физике, ИЛ, 1951.
21. Ericson R., Sommer Н., Proc. IRE 38, 1036 (1950).
22. Л о у А., Э н д р е с Р., 3 е в е л с Я., Вельдхауэр Ф., Ченг Ч., Основы
полупроводниковой электроники, «Сов. радио», 1958.
23. Миддлбрук Р. Д., Введение в теорию транзисторов, Атомиздат, 1960.
24. Маслов А. А., Электронные полупроводниковые приборы, Госэнергоиздат,
1960.
25. Полупроводниковые триоды и диоды. Справочник под ред. Николаевского И. Р.,
СГОТ.Т'Г'ЗттЛТ 4 QfiQ
26. Ч ер не X. И.,’ Радиотехника 13, № 2, 69 (1958).
27. Агаханян Г. М., сб. «Полупроводниковая электроника», стр. 173, Госэнерго-
издат, 1959.
28. Pritchard R., Proc. IRE 49, 725 (1961).
29. Pritchard R., IRE Trans, on circt. theory CT-3, 5 (1956).
30. Лабутин В. К., Радиотехника 15, № 5, 33 (1960).
31. Нейман М. С., Курс радиопередающих устройств, «Сов. радио», 1957.
32. В а л и т о в Р. А., Тарасов Р. А., Симонов Ю. Л., сб. «Полупроводни-
ковые приборы и их применение», под ред. Федотова Я. А., вып. 1, 492, «Сов. радио»,
1956.
33. 3 а л к и н д А. Б., М атюхин Н. Я., Р а с н и ц к и й О. В., сб. «Полупровод-
никовые приборы и их применение», под ред. Федотова Я. А., вып. 2, 353, «Сов.
радио», 1957.
34. В о р о н ч е в Т. А., Импульсные тиратроны, «Сов. радио», 1958.
35. Кораблев Л. Н., Лампы с холодным катодом, Изд-во АН СССР, 1961.
36. Генис А. А., Горнштейн И. Л., Пугач А. Б., Приборы тлеющего
разряда, Гостехиздат УССР, 1963.
ЛИТЕРАТУРА
759
37. Allanson J., Electr.. Technology 37, 462 (1960).
38. Котельников В. А., Николаев A. M., Основы радиотехники, ч. II,
Связьиздат, 1954.
39. Nyquist Н., Bell Syst. Techn. Journ. 11, 126 (1932).
40 Боде Г., Теория цепей и проектирование усилителей с обратной связью, ИЛ,
1948.
41. Каден Г., Электромагнитные экраны, Госэнергоиздат, 1957.
42. Волин М. Л., Паразитные связи и наводки, «Сов. радио», 1965.
43. Ван-дер-Зил А., Флуктуации в радиотехнике и физике, Госэнергоиздат,
1958.
44. Бунимович В. И., Флуктуационные процессы в радиоприемных устройствах,
«Сов. радио», 1951.
45. Ван-дер-Зил А., Флуктуационные явления в полупроводниках, ИЛ, 1961.
46. Bay Z., Hungaria Acta Physica 1, 1 (1947).
47. Вавилов В. С., УФН 39, 359 (1949).
48. Малахов А. Н., Радиотехника и электроника 2, 438 (1957); 4, 54 (1959).
49. К г о n е n b е г g е г К., Z. f. Ang. Phys. 3, N-l (1951).
50. Fu r th R., Mac-Donald D., Nature 157, 841 (1946).
51. North D., RCA Rev. 4, 441 (1940); 5, 106 (1941).
52. M а л a x о в A. H„ Д у б p о в и к В. Е„ ЖТФ 26, 1451 (1956).
53. Bull С., Proc. IEE 105В, № 20, 190 (1958).
54. Устинова Л. Б., Труды ИРПА, вып. 8, 34 (1957).
55. Minturn R., Da t г S., Taylor E., J. Appl. Phys. 31, 876, 880 (1960).
56. Van Wijngarden J., Vanvliet K., Physica 18, 683 (1952).
57. В а с с e p Ж. П., Схемы на полупроводниковых приборах, «Сов. радио», 1956.
58. «Полупроводниковые триоды и их применение», сб. под ред. Ши Р. Госэнергоиздат,
1957.
59. Монтгомери Г., Вопросы радиолокационной техники, ИЛ, № 3/15, 88 (1953).
60. Потрясай В. Ф., Рыжов А. С., Сутягин В. Я., сб. «Полупроводнико-
вые приборы и их применение», под ред. Федотова Я. А., «Сов. радио», вып 5, 107
(1960).
61. Самохвалов М. М., сб. «Полупроводниковые приборы и их применение»,
под ред. Федотова Я. А., «Сов. радио», вып. 1, 153 (1956).
62. Volkers W., Electronics 24, № 3, 126, 1951.
63. Цыкин Г. С., Трансформаторы низкой частоты, Связьиздат, 1955.
64. Г у т к и н Л. С., Л е б е д е в В. Л., Сифоров В. И., Радиоприемные устрой-
ства, «Сов. радио», 1961.
65. Б о н ч - Б р у е в и ч А. М., Ш и р о к о в В. И., ЖТФ 25, 1825 (1955).
66. Flood Т., Wireless Eng. 28, 231 (1951); Вести, инф. № 22, 12 (1951).
67. Ц и к и н Г. С., Электронные усилители, Связьиздат, 1960.
68. Акбулатов А. Щ., сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под
ред. Федотова Я. А., «Сов. радио», вып. 1, 203 (1956).
69. Новицкий П. В., Новопашенный Г. Н., 3 о г р а ф И. А., Осад-
чий Е. П., сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред. Федотова
Я. А., «Сов. радио», вып. 3, 196 (1958).
70. Ши Р. Ф., Усилители звуковой частоты, ИЛ, 1957.
71. Кобзев В. В., Шишмаков В. Н., Каскады радиоприемников на транзисто-
рах, Госэнергоиздат, 1960.
72. Файзулаев Б. Н., Радиотехника 15, № 1, 60 (1960).
73. Окунь Е. Л., Расчет и проектирование радиопередатчиков, Судпромгиз,
1962.
74. Конев Ю. И., сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред.
Федотова Я. А., «Сов. радио», вып. 1, 402 (1956).
75. Сутягин В. Я., сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред.
Федотова Я. А., «Сов. радйо», вып. 1, 354 (1956).
76. Кунина С. Л., Хохлов И. А., Шевелев Б. Н., сб. «Полупроводниковые
приборы и их применение», под ред. Федотова Я. А., «Сов. радио», вып. 1, 433
(1956).
77. Эрглис К, Э., Степаненко И. П., Электронные усилители, Физматгиз,
1964.
78. Р и з к и н А. А., Полупроводниковые усилители, Связьиздат, 1962.
79. Конев Ю. И., Полупроводниковые триоды в автоматике, «Сов. радио», 1960.
80. Степанов Д. В., Импульсные усилители, Госэнергоиздат, 1954.
81. Лурье О. Б., Усилители вцдеочастоты, «Сов. радио», 1961.
82. П. X э м м о н д, Теория обратной связи и ее применения. Физматгиз, 1961.
83. Устинов В. Б., Сергиенко В. А., ПТЭ, № 1, 76 (1958).
84. Миттельман Л. В., Радиотехника 6, № 6, 48 (1951).
85. С а г п е г L„ Rad. a Tel. News 44, № 2, 44 (1950).
86. Wells О., Wir. World 56, № 1, 35 (1951).
760
ЛИТЕРАТУРА
87. Б о н ч - Б р у е в и ч А. М., ЖТФ 22, 259 (1951).
88. Gin z ton F., Hewlett W., T a s b e г у T., N о e T., Proc. IRE 36, 956
(1948).
89. N orton W., Tasbery T., Noe T., Proc. IRE 38, 748 (1950).
90. S t e i n b e r g T., Onde Electr. 30, № 3, 121 (1950).
91. Cormak A., Electronic Eng. 24, 144 (1952).
92. В о л и н М. Л., Усилители промежуточной частоты, «Сов. радио», 1956.
93. Bishop Р., Harris Е., Rev. Sci. Instr. 21, 336 (1950).
94. К е s s 1 е г G., Arch. Techn. Mes., № 198, 163; № 200, 211 (1952).
95. Harris E., Bishop P., Electronic Eng. 21, 332 (1949).
96. Sower by J., Wir. World 56, 293 (1950).
97. Liston M., Quinn C., Sargent W., Scott G., Rev. Sci. Instr. 17,
195 (1946).
98. Ш e и с e н в о л M. А., Приборы и стенды, Ин-т техн, информ. АН СССР, 1957.
99. Лопатин Б. А., Ламповые гальванометры постоянного тока, Госэнергоиздат,
1952.
100. П о л о н н и к о в Д. Е., Электронные усилители автоматических компенсаторов,
Физматгиз, 1960.
101. Киссельгоф Б. Ш., Авт. свид. № 8234, 1949.
102. Prinz D. J. Sci. Instr. 24, 328 (1947).
103. Frost S., Electronics 21, № 7, 116 (1948).
104. S h a k e 1 В., В e a n e у M., Electronic Eng. 29, 284 (1957).
105. Устинова Л. Б., Научно-техн. инф. бюлл. ЛПИ им. Калинина, № 5, 15 (1958).
106. Cede'rbaum J., Balaban Р., Rev. Sci. Instr. 26, 745 (1955).
107. Martin D., Electronic and Radio Eng. 35, № 1, 2; № 2, 56 (1958).
108. Goldberg E„ RCA Rev. 11, 296 (1950).
109. Landsberg S., Phil. Res. Rep. 11, 161 (1956).
110. Филиппов А. Г., сб. «Полупроводниковая электроника», стр. 117, Госэнерго-
издат, 1959.
111. Slaughter D., Electronics 28, № 5, 174 (1955).
112. Neale D., О a k e s F„ Wir. World 62, 529, (1956).
ИЗ. Каррол Дж., Электронные схемы на полупроводниковых триодах, ИЛ, 1959..
114. Каррол Дж., Новые схемы на полупроводниковых приборах, ИЛ, 1961.
115. Маркус Дж., Схемы электронной автоматики, ИЛ, 1962.
116. Штейн Н. И., Автогенераторы гармонических колебаний, Госэнергоиздат,
117. Klein G., Н е г t о g J., Electronic Eng. 31, 320 (1959).
118. М о м о т Е. Г., Генератор с шунтирующим диодом и его применение, Госэнерго-
издат, 1959.
119. Сааков Э. О., Радиотехника 11, № 3, 23 (1956).
120. Криксунов В. Г., Реостатно-емкостные генераторы синусоидальных колеба-
ний, Гостехиздат УССР, 1958.
121. Sohrabji N., Electronic Eng. 29, 606 (1957).
122. Hooper D., Electronic Eng. 88, 333 (1956).
123. Ржевкин К. С., Логунов Л. А., К а п ц о в Л. Н., Радиотехника и элек-
троника, 1, 647 (1956). '
124. Герасимов С. М., Мигулин И. Н., Яковлев В. Н., Расчет полупро-
водниковых усилителей и генераторов, Гостехиздат УССР, 1961.
125. Ф р и д о л и н Г. Г., сб. «Транзисторная электроника в приборостроении», под
ред. Чистякова Н. И., стр. 135, Оборонгиз, 1959.
126. Андронов А. А., X а й к и н С, Э., В и т т А. А., Теория колебаний, Физ-
матгиз, 1953.
127. Теодорчик К. Ф., Автоколебательные системы, Гостехиздат, 1952.
128. Каннингхэм В., Введение в теорию нелинейных систем, Госэнергоиздат,
129. Штейншлейгер В. Б., Изв. электропром. сл. тока, № 8, 28 (1940).
130. Williams Е., Aldrich D., Woodford J., Proc. IRE 38, 60 (1950).
131. H и т с о н П. А., Электронные лампы в импульсной технике, «Сов. радио», 1960.
132. Силин В. Б., сб. «Вопросы импульсной техники и электровычислительных
устройств», под ред. Фролкина В. Т., вып. 5, Оборонгиз, 1960.
133. Куля В. И., сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред. Федото-
ва Я. А., «Сов. радио», вып. 4, 356 (I960).
134. Гольденберг Л. Н.', Основы импульсной техники, «Связь», 1964.
135. Расчет элементов импульсных радиотехнических устройств, под ред. Козаринова
Ю. М., Госэнергоиздат, 1963.
136. Кривицкий Б. X., Элементы и устройства импульсной техники, «Сов. радио»,
1961.
137. Яковлев В. Н., сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под
ред. Федотова Я. А., «Сов. радио», вып. 4, 321 (1960).
ЛИТЕРАТУРА
761
138. Генераторы электрических колебаний специальной формы, пер. с англ., под
ред. Блюмберга Р. Ю. и Брахмана Т. Р., «Сов. радио», 1951.
139. Петрович Н. Т., Козырев А. В., Генерирование и преобразование электри-
ческих импульсов, «Сов. радио», 1954.
140. Бекеш к о Н. А., ПТЭ, № 1, 67 (1960).
141. Ahmed R., Ind. J. of Phys. 25, 99 (1951).
142. Мурин И. В., Диссерт. ФИАН, 1959.
143. Fitch V., Rev. Sci. Instr. 20, 942 (1949).
144. S е s s 1 е г W., M aske t A., Rev. Sci. Instr. 21, 494 (1950).
145. N a k a m u r a M., Rev. Sci. Instr. 28, 1015 (1957).
146. Попов И. А., сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под. ред.
Федотова Я. А., «Сов. радио», вып. 2, 187 (1957).
147. Кононов Б. Н., Радиотехника и электроника 2, 1253 (1957).
148. С о о k - J a rb ого ugh Е., Journ. Br. IRE 11, 367 (1951).
149. Толстой Н. А., Феофилов П. П., УФН 41, 44 (1950).
150. Арифов У. А., Л о в ц о в В. М., ДАН СССР 75, 365 (1950).
151. Архангельская В. А., Бонч-Бруевич А. М., ДАН СССР 77, 229
(1951).
152. Garner L., Rad. a. Tel. News 45, 67 (1951).
153. Baxandall P., Wir. World 54, 6 (1948).
154. Roddam T„ Wir. World 56, 8 (1950).
155. Z e 1 u f f V„ Electronics, 23, № 12, 120 (1950).
156. Бонч-Бруевич A. M., Применение электронных ламп в экспериментальной
физике, Гостехиздат, 1956.
157. Федосеев П. Г., Выпрямители и стабилизаторы, «Искусство», 1960.
158. Бонч-Бруевич А. М., С о л т а м о в У. Б., ПТЭ, № 4, 47 (1957).
159. Д р а ж е в М., ПТЭ, № 2, 113 (1961).
160. Петин Г. П., Радиотехника 3, № 7, 43 (1958).
161. Петин Г. П., Радиотехника 14, № 9, 25 (1959).
162. Wells F., J. Br. IRE 11, 491 (1951).
163. Клотов О. С., Лобанов Ю. Н., Обухов А. С., П о л е в Н. М., ПТЭ,
№ 3, 73, 1960.
164. Wells F., Nucleonics 10, № 4, 28 (1952).
165. Hutchinson G., Nucleonics 11, № 11, 76 (1953).
166. Мамырин Б. А., Ануфриев Г. С., Калинкевич И. В., ПТЭ, № 1,
99 (1962).
167. Паккл О. С., Генераторы развертки, Госэнергоиздат, 1948.
168. Катаев С. И., Генераторы импульсов телевизионной развертки, Госэнерго-
издат, 1951.
169. «Современный катодный осциллограф», сб. под ред. И. С. Абрамсона, ИЛ, ч. I и II —
1951, ч. III — 1954.
170. Фролкин В. Т., Импульсная техника, «Сов. радио», 1960.
171. S. Sing, Electronics 23, № 8, 178 (1950).
172. Царегородцев М. Н., ПТЭ, № 1, 59 (1960).
173. Suns t ein D., Electronics 22, № 2, 100 (1949).
174. Newhall E., Electronics 28, № 6, 149 (1955).
175. Епанечников В. А., ПТЭ № 5, 52 (I960).
176. Тарасов В. Л., Шевырталев Ю. Б., сб. «Полупроводниковые приборы
и их применение», под ред. Федотова Я. А., «Сов. радио», вып. 2, 298 (1957).
177. Electronics 31, № 35, 42 (1958).
178. Shuster N., Rev. Sci. Instr. 22, 154 (1951).
179. . Инграм Д., Спектроскопия на высоких и сверхвысоких частотах, ИЛ, 1959.
180. Smith R., Proc. IEE 98, р. Ill, 401 (1951).
181. 3 л а т а р о в В. К., ПТЭ, № 3, 163 (1961).
182. Westcott С., Hanna G., Rev. Sci. Instr. 20, 181 (1949).
183. M’a м ы.р и н Б. А-, Радиотехника 13, № 11, 27 (1958).
184. Карташов Г. Р., ПТЭ, № 1, 73 (1958).
185. Санин А. А., Мелиоранский А. С., Лотова Н. А., Вестник МГУ,
№ 12, 87 (1955).
186. М i 1 1 m a n J., Р и с k е 11 Т., Proc. IRE 43, 27 (1955).
187. Харкевич А. А., Радиотехника 9, № 3, 12 (1954).
188. Norsworthy К., Electronic Eng. 26, 72 (1954).
189. Толстой Н. А., Изв. АН СССР, сер. физич., 15, 712 (1951).
190. Бутусов И. В., Автоматические контрольно-измерительные и регулирующие
приборы, Лепгостоптехиздат, 1961.
191. Бутусов И. В., Автоматический самопишущий микровольтметр ЭПП-11, фил.
ВИНИТИ, АН СССР, 1958.
192. Бутусов И. В., Автоматический самопишущий электрометр с динамическим
конденсатором, ЦИТЭИ, 1959.
762
ЛИТЕРАТУРА
'193. Бурьянов Б. П., Магнитоэлектрический осциллограф, Госэнергоиздат, 1952.
194. Борисевич Е. С., Тр. Геофиз. ин-та АН СССР, № 29 (156), 49 (1955).
195. Суходольский В. В., Переносный 18-канальный осциллограф ОМС-М,
АН СССР, фил. ВИНИТИ, 1959.
196. Чех И., Осциллографы в измерительной технике, «Энергии», 1965.
197. В ише нчук И. М., Соголовский Е. П., Швецкий Б. И., Электрон-
но-лучевой осциллограф и его применение в измерительной технике, Физматгиз,
1959
198. L е ё G., Proc. IRE 34, 120W, 1946.
199. Ш к у р и н Г. П., Справочник по электроизмерительным и радиоизмерительным
приборам, Оборонгиз, 1960.
200. Маркус Дж., Ц е л ю ф В., Схемы промышленной электроники, ИЛ, 1959.
201. Mackay D., Electronic Eng. 22, 284 (1950).
'202. Бонч-Бруевич А. М., ДАН СССР 82, 371 (1951).
.203. Мамырин Б. А., ЖТФ 23, 904 (1953).
204. St ein hans D., Grosswhite H., Dicke G., Spectrochimia Acta 5, 436
(1953).
205. Мамырин Б. А., ЖТФ 26, 652 (1956).
206. Hendel C., Brown W., Phil. Techn. Rundschau 19, 7, 257 (1957).
207. Ермаков Б. А., Мак А. А., ПТЭ, № 3, 95 (1959).
208. Мамырин Б. А., Радиотехника 16, № 3 (1961).
209. Ануфриев Г. С., Мамырин Б. А., Радиотехника 16, 10 (1961).
210. Бонч-Бруевич А. М., Кариес Я. Э., Молчанов В. А., Опт.
и спектр. 11, 87 (1961).
211. Бонч-Бруевич А. М., И м а с Я. А., ЖТФ 25, 2565 (1955).
212. Бонч-Бруевич А. М., И м а с Я. А., Изд-во АН СССР, сер. физ., 19, 54
(1955).
213. Бонч-Бруевич А. М., И м а с Я. А., Радиотехника и электроника 2,
317 (1957).
214. Джагацианян Р. В., Максимов М. П., Есельсон М. П., ПТЭ,
№ 1, 132 (1961).
215. Liesegang Н., Arch., Techn. Mes., № 268, R 68 (1958).
216. Chapman S., Bogdan L., Electronics 26, № 1, 136 (1953).
217. Child C., Rad. a. Tel. News 46, № 2, 6 (1951).
218. Кропи Дж., Вопр. радиолок. техн. 1 (7), 38 (1952).
219. С у с А. Н., Диденко В. М., Радиотехника 10, № 3, 78 (1955).
.220. Сус А. Н., Р а т и н о в Г. В., ПТЭ, № 1, 83 (1959).
221. Nolle A., Electronics 21, № 9, 106 (1948).
222. N е 11 е 1 S., Rev. Sci. Instr. 28, 37 (1957).
223. Волков В. М., Логарифмические усилители, Гостехиздат УССР, 1962.
224. Robinson Т., Journ. Sci. Instr. 29, 311 (1952).
225. Theron J., Journ. Sci. Instr. 26, 233 (1949).
226. H о r n i g H., H у d e G., A d с о c k W„ JOSA 40, 497 (1950).
227. Burton P., Electronic Eng. 29, 393 (1957).
.228. Lafferty T., Kingdon K., J. Appl. Phys. 17, 894 (1943).
229. Fulbright H., Rev.. Sci. Instr. 24, 544 (1953).
230. Hughes K., Lander D., Rev. Sci. Instr. 24, 331 (1953).
231. Jarwood J., Groissette G., J e r v i M., Electronic Eng. 26, 14, 64 (1954).
232. Кондрашева К. Г., Пономарева В. Г., Научно-техн. сб. «Электро-
ника», НИИ ГКРЭ, № 6, 155 (1958).
.233 . Павленко В. А., Рафальсон А. Э., Слуцкий М. Е., Ц в е й-
м а и Г. А., Шутов М. Д., ПТЭ, № 6, 89 (1960).
234. Nielsen С., Rev. Sci. Instr. 18, 18 (1947).
235. Presscott J., Rev. Sci. Instr. 19, 553 (1948).
236. Grawford K., Electronic Eng. 20, 227 (1948).
237. Калугин К. С., Маркелов В. В., Тр. Конференции по применению изото-
пов. Сб. «Получение изотопов; мощные установки; радиометрия и дозиметрия»,
стр. 264, изд. АН СССР, 1958.
238. Ramey R., Oberst гее t R., IRE Trans, of Instr., J-8, № 2, 46 (1959).
239. Du-Bridge L., В г о w n, Rev. Sci. Instr. 4, 532 (1934).
240. Barth G., Z. f. Phys. 87, 399 (1934).
241. Wyatt D., J. Sci. Instr., -26, 13 (1949).
242. Elliot A., Electronic Eng. 20, 317 (1948).
243. G a 1 d w e 11 P., Rev. Sci. Instr. 19, 85 (1948).
244. Graham R., T ho d e H., H arkness A., Journ. Sci. Instr., 24, 119 (1947).
245. Anker E., Electronics 20, № 4, 52 (1947).
246. Пасынков В. В., Осипов К. В., Радиоизмерительные приборы (справоч-
ник), ч. III, 165, «Сов. радио», 1959.
247. Р i г s о n D., Electronic Eng. 22, 48 (1950).
ЛИТЕРАТУРА
763
248. Zindler G., Underwood E., Nucleonics 1, 62 (1955).
249. P r a g 1 i n J., IRE Trans. Instr., J-6, 144 (1957).
250. Horn L., Funkschau 7, 179 (1957).
251. Allende n D., Electronic Eng. 30, 31 (1958).
252. Rosen P., Proc. Nat. El. Conf., Chicago, 14, 551 (1958).
253. Seaton N., Rev. Sci. Instr. 20, 518 (1949).
254. Littauer R., Rev. Sci. Instr. 25, 148 (1954).
255. Шульман A. P., Шепсенвол M. А., Сб., поев. 70-летию акад. А. Ф. Иоф-
фе, стр. 510, АН -СССР, 1950.
256. Шепсенвол М. А., Прибор для измерения малых токов методом интегрирова-
ний АН СССР, ВИНИТИ, 1957.
257. Устинова Л. Б., ПТЭ, № 4, 5 (1961).
258. Reese Н., Nucleonics 6, 41 (1950).
259. Ляшенко В. И., Павленко А. М., Тр. Всесоюзн. совещ. по катализу,
1948, АН УССР, Киев, 1950.
260. W a d d е 1 R., Rev. Sci. Instr. 19, 31 (1948).
261. И м я и и т о в И. М., ЖТФ 19, 1020 (1949).
262. Phillips G., Nature 165, 895 (1950).
263. Азарх С. X., Конденсаторы переменной емкости, «Энергия», 1965.
264. Bohm Н., Arch. Techn. Messen, № 283, 285 (1959).
265. Карандеев К. Б., М и з ю к Л. Я., Г и к Л. Д., ДАН СССР 132, 329 (1960).
266. Palevsky Н., Swank R., G г е n с h i k R., Rev. Sci. Instr. 18, 298 (1947).
267. Абрамсон И. С., Малявкин Л. П., ПТЭ, № 1, 95 (1960).
268. France G., Electronic Eng. 29, 24 (1957).
269. Fox S., Frank R., IRE Trans. Nucl. Sci. 5, № 2, 27 (1958).
270. Шинтельмейстер П., Электронная лампа как прибор для физических
измерений, Гостехиздат, 1949.
271. Имянитов И. М., Приборы и методы для изучения электричества атмосферы,
Тос/гсхття/^эт 1957
272. Wade Е., Stone R-, Nucleonics 13, № 4, 28 (1955).
273. Р е х и н Е. И,, сб. «Аппаратура для ядерной спектрометрии», под ред. С. С. Куроч-
кина и В. В. Матвеева, Атомиздат, № 1, 61, 1960.
274. Санин А. А., Электронные приборы ядерной физики, Физматгиз, 1961.
275. Писаревский А. Н., С е л я н и н о в Ю. Е., ПТЭ, № 1, 63 (1960).
276. Трифонов В. В., ПТЭ, № 3, 160 (1961).
277. Иванченко А. М., Кованько Н. М., К о р е л ь О. Г., ПТЭ, № 4, 155
(1961).
278. Elmo г W., Nucleonics 2, 16 (1948).
279. Воробьев А. А., Королев В. А., Солякин Г. Е., ПТЭ, № 2, 95 (1959).
280. Трифонов В. В., ПТЭ, № 3, 160 (1961).
281. Model F., В е 11 Р., J о г d a n W., Rev. Sci. Instr. 23, 30 (1952).
282. С а н и н А. А., Чжан Вань-чжу, Цзий Цзянь-ши, ПТЭ, № 2,
76 (1960).
283. Chase R., Higinbotham W-, Rev. Sci. Instr. 23, 34 (1952).
284. Fpirstain E., Rev. Sci. Instr. 27, 475 (1956).
285. Me лиор анский А. С., ПТЭ, № 1, 48 (1959).
286. Писаревский А. Н., Селянинов Ю. Е., ПТЭ, № 4, 156 (1961).
287. Мелиоранский А. С., Останевич Ю. М., ПТЭ, № 1, 73 (1959).
288. Bennet A., Electronic Eng. 23, 81 (1951).
289. Горн А. С., Хазанов Б. И., Транзисторы в радиометрической аппаратуре,
Госатомиздат, 1961.
290. Volz Н., Z. f. Phys. 93, 531 (1935).
291. Blackman М., М i с h i е 1 J., Pros. Phys. Soc. 60, 549 (1948).
292. E 1 m о r W., Nucleonics 6, 26 (1950).
293. Гольданский В. И., Куценко А. В., По дгорецкийМ. И., Стати-
стика отсчетов при регистрации ядерных частиц, Физматгиз, 1959.
294. В anerjee' В., Electronic Eng. 29, 237 (1957).
295. Sharpless Т., Electronics 21, № 3, 122 (1948).
296. Montgomery G., Journ. Appl. Phys. 22, 780 (1951).
297. Decade Counting — Instruments and Control Syst. 33, № 8, 1314 (1960).
*298. Potter J., Electronics 17, № 6, 110 (1944).
299. Kemp E., Elecronics 26, 145 (1953).
300. 3 и н о в В. Г., ПТЭ, № 3, 135 (1959).
301. W е s t о Ь у Р., Electronic Eng. 31, 295 (1959).
302. S 1 a 11 е г W., Electronic Eng. 25, 391 (1953).
303. Joiner H., Woodwart D., Electronic Eng. 27, 405 (1955).
304. Соколовский В. В., Руколайне Г. В., Рудкевич И. А., Р е з в я-
к о в Н. С., ПТЭ, Xs 3, 92 (1960).
305. Fisher J.', М а г с h а 11 J., Proc. Nat. Electronic Conf. (Chicago) 9, 491 (1953).
1&к
ЛИТЕРАТУРА
306. Кораблев Л, И., Новые применения ламп с холодным катодом в импульсной
аппаратуре, АН СССР, филиал ВИНИТИ, 1956.
307. Кораблев Л. Н., ПТЭ, № 3, 54 (1956).
308. Т о о к е Р., Electronic Eng. 26, 160 (1954).
309. W h е la n D., Electronic Eng. 26, 118 (1954).
310. К a n d i a h K„ Proc. IEE 101, p. II, 227 (1954).
311. Florida C., Electronic Eng. 26, 186 (1954).
312. Лисицкая И. H., Свенсон А. Н., ПТЭ, № 3, 136 (1959).
313. Матюхин Н. Я., Залкинд А. Б., Иванов Л. В., сб. «Полупроводнико-
вые приборы и их применение», под ред. Федотова Я. А., вып. 1, 577 (1956).
314. Кононов Б. Н., Степаненко И. П., Атомная энергия 2, 364 (1957).
315. Степаненко И. П., Основы теории транзисторов и транзисторных схем,
Госэнергоиздат, 1963.
316. Лунинский А. Р., Трахтенберг Н. М., Электросвязь, № 4, 33 (1957).
317. Forsyth-Grant М., Electronic Eng. 28, 236 (1956).
318. Забиякин Г. И., 3 а м р а й В. Н., ПТЭ, № 6, 126 (1960).
319. Ганцев В. А., Грибанова В. А., 3 а м р а й В. Н., Кононов Б. Н.,
сб. «Применение полупроводниковых приборов в цифровых вычислительных маши-
нах», ЦИТЭИ, 1959.
320. Васильев В. П., сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под
ред. Федотова Я. А., вып. 4, 406 (1960).
321. Milner A., Proc. IEE, 104В, 565 (1957).
322. Богданов А. А., Горн Л. С., X а з а н о в Б. И., сб. «Узлы новой аппара-
туры для исследования ядерных излучений», под ред. Жернова В. С. и Ширшова Д. П,
вып. 2, 7, Госатомиздат, 1961.
323. Б а р и л к о Ш. И., Г о р н Л. С., X а з а н о в Б. И., ПТЭ, № 2, 91 (1959).
324. Г о р н Л. С., X а з а н о в Б. И., Регистраторы интенсивности излучений, Атом-
издат, 1965.
325. Б р е й д о И. Я., Янкин Г. М., Радиотехника 12, № 2, 65 (1957).
326. Б р е й д о И. Я., Янкин Г. М., Радиотехника 14, № 5, 76 (1959).
327. Запевало в В. А., ПТЭ, № 2, 86 (1961).
328. Е 1 m о г W., Nucleonics 2, № 4, 43 (1948).
329. Cook - J a Thorough Е., Proc. IEE 98, р. II, № 62, 91 (1951).
330. Вяземский В. О., Ломоносов Н. И., Писаревский А. Н., Про-
топопов X. В., Кузин В. А., Тетерин Е. Д., Сцинтилляционный метод
в радиометрии, Госатомиздат, 1961.
331. К a n d i a h К., Proc. IEE 101, р. II, 239 (1954).
332. Fischmann-Arbeb, Nucl. Instr. 5, № 1, 56 (1959).
333. S i m h i M., Birk M., Rev. Sci. Instr. 29, 766 (1958).
334. Fairstain E., Porter F., Rev. Sci. Instr. 23, 650 (1952).
335. Park E., Journ. Sci. Instr. 33, 572 (1956).
336. Higinbotham W., Nucleonics 14, № 4, 61 (1956); .
337. Cottini C., Gatti E., Z a g 1 о E., Energia Nucleate 6, 588 (1958).
338. Alberigi-Quaranta A., Bernardini C., Infante C., Quer-
cia J., Nucl. Instr. 3, 201 (1958); 5, 120 (1959).
339. Johnstone C., Nucleonics 11, № 1, 36 (1953).
340. A s t ro m B., Nucl. Instr. 1, 143 (1957).
341. Coleman C., Nucl. Instr. 2, 44 (1958).
342. Вяземский В. О., Радиотехника и электроника 2, 507 (1957).
343. Francis J., Bell Р., Gundlach J., Rev. Sci. Instr. 22, 133 (1951).
344. Fairstain E., Rev. Sci. Instr. 27, 549 (1956).
345. L am о nds H., Nucleonics 14, № 8, 86 (1956).
346. Amado R., W i 1 s о n R., Journ. Sci. Instr. 34, 205 (1957).
347. Fairstain E., Rev. Sci. Instr. 22, 161 (1951).
348. Писаревский A. H., С о ш и н Л. Д., ПТЭ, № 3, 90 (1959).
349. Городинский Г. М., Мурин А. Н., Покровский В. Н., Пре-
ображенский Б. К., Изв. АН СССР, сер. физич., 21, 1004 (1957).
350. Соколов И. П., ПТЭ, № 5, 54 (1959).
351. Городинский Г. М., Кочеванов В. А., ПТЭ, № 4, 81 (1959).
352. Горн Л. С., И в а н о в И. Д., Хазанов Б. И., сб. «Аппаратура для ядерной*
спектрометрии», под ред. Курочкина С. С. и Матвеева В. В., Атомиздат, № 1, 93,
1960.
353. Хлюстиков Н. М., сб. «Апаратура для ядерной спектрометрии», под ред.
Курочкина С. С., и Матвеева В. В., Атомиздат, № 1, 84, 1960.
354. М о о d i N., Battel W., T a p 1 i n R., Rev. Sci. Instr. 22, 537 (1951).
355. Frenndlich W., Hicks E., Ozeroff W., Rev. Sci. Instr. 18, 40 (1947).
356. Westcott G., Hanna G., Rev. Sci. Instr. 20, 181 (1949).
357. Van Rennes A., Nucleonics 10, № 10, 50 (1952).
358. Gatti A., Nuovo Cimento, ser. IX, 11, 153 (1954).
ЛИТЕРАТУРА
765
359. Акимов Ю. К., Кузнецов А. С., ПТЭ, № 1, 92 (1961).
360. Glenn W., Nucleonics 4, Ns 6, 50 (1949); 9, № 6, 24 (1951).
361. Кузнецов Е. В., ПТЭ, № 2, 62 (1956).
362. Wilkinson D., Proc. Cambr. Phil. Soc. 46, 58 (1950).
363. Wilkinson D., Rev. Sci. Instr. 2, 36 (1950).
364. Санин А. А., Суханова H. H., Вести. МГУ, № 8, 105 (1953).
365. Санин А. А., УФН 54, 619 (1954).
366. Санин А. А., Ян Янь-мынь, Джан Джи-шан, Сю Тин-бау,
Ван Цзинь-цзинь, Ся Сун-цзян, Дай Гуй-лян, Цзэн Фу,
ПТЭ, № 3, 63 (1960).
367. Воронков А. Е., Кораблев Л. Н., Мурин И. В., Ш т р а н и х И. В.,
Быстродействующий многокан. амплит. анализатор, ВИНИТИ АН СССР, 1957.
368. Byington Р., Johnstone С., IRE Conv. Rec. 3, 204 (1955).
369. Schumann R., Me Mahon J., Rev. Sci. Instr. 27, 675 (1956).
370. Маталин А. А., Шиманский A. M., Чубаров С. И., ПТЭ, № 1, 64
(1957).
371. Gatti E„ Nucl. Instr. 2, 96 (1958).
372. К н о л ь M., К эй з а н Б., Электронно-лучевые трубки с накоплением зарядов,
Госэнергоиздат, 1955.
373. Мельников Г. П., Артеменков Л. И., Голубев Ю. М., ПТЭ, № 6,
57 (1957).
374. Maeder D., Helv. Phys. Acta 20, 139 (1947).
375. Smaller В., A v e г у E., Rev. Sci. Instr. 22, 341 (1951).
376. E 1 m о r W., Rev. Sci. Instr. 21, 649 (1950).
377. Morton G., Robinson R., Nucleonics 4, № 2, 24 (1949).
378. Акимов Ю. К., ПТЭ, № 3, 134 (1959).
379. Куценко, ПТЭ, Ns 1, 3 (1960).
380. Bay Z., Р а р р G., Rev. Sci. Instr. 19, 565 (1948).
381. Garwin R., Rev. Sci. Instr. 21, 569 (1950).
382. Garwin R., Rev. Sci. Instr. 24, 618 (1953).
383. Bell R., G r a c h a m R., P e t c h H., Can. J. Phys. 30, 35 (1952).
384. Акимов Ю. К., ПТЭ, Ns 1, 95 (1957).
385. Б ер л ов и ч Э. Е., ПТЭ, № 1, 68 (1958).
386. Meyer К., В а 1 d i n g e r E., Huber P., Helv. Phys. Acta 23, 121 (1950).
387. Balding er E., Huber P., Mayer K., Rev. Sci. Instr. 19, 473 (1949).
388. Schrader E., Rev. Sci. Instr. 21, 883 (1950).
389. S t r a u c h K., Rev. Sci. Instr. 24, 283 (1953).
390. Воронков В. П., Ф p о л о в А. М., ПТЭ, Ns 3, 40 (1957).
391. Руденко А. А., ПТЭ, Ns 6, 60 (1958).
392. Bay Z., IRE Trans Nucl. Sci. S-3, Ns 4, 12 (1956).
393. В о t h e W., Z. Phys. 59, 1 (1929).
394. Fisher J., M a r s h a 11 J., Rev. Sci. Instr. 23, 417 (1952).
395. Kailman H., А с с a r d о C., Rev. Sci. Instr. 21, 48 (1950).
396. Hofstadter R., Mclnture J., Rev. Sci. Instr. 21, 52 (1950).
397. Post R., Nucleonics 10, Ns 5, 46 (1952).
398. Рыбаков Б. В., Сидоров В. А., Спектрометрия быстрых нейтронов, Атом-
издат, 1958.
399. Neddermeyer S., Althaus Е., Allison W., Schatz E., Rev.
Sci. Instr. 18, 488 (1947).
400. O’Neil G„ Rev. Sci. Instr. 26, 285 (1955).
401. Grismore R., Parkinson W., Rev. Sci. Instr. 28, 245 (1957).
402. T icho H., Ganger I., Rev. Sci. Instr. 27, 354 (1956).
403. Neilson G., J a m e s D., Rev. Sci. Instr. 26, 1018 (1955).
404. Cottini C., Gotti E., Nuovo Cimento 5, 1530 (1956).
405. Маталин Л. А., Шиманский A. M., Чубарев M. И., Ш т p а н и x
И. В., ПТЭ, Ns 3, 54 (1960).
406. Курашов А. А., Линев А. Ф., Рыбаков Б. Bs, Сидоров В. А.,
Атомная энергия 5, 135 (1958).
407. Веретен ни ков А. И., Аверченков В. Я., ПТЭ, Ns 3, 48 (1958).
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Автоколебательный процесс 161, 388—391
— —, «жесткое возбуждение» 392
Автоподстройка усилителя непрерывная 391
— — периодическая 380
Амплитудно-временное преобразование сигна-
лов 541 — 545, 603, 725
Анализатор амплитудный 545, 652, 653, .706—737
— — многоканальный 719—737
— — — на потенциалоскопе 733
— — — — электронном переключателе 724
— — — с амплитудно-временной трансформа-
цией 725
— — — — добавлением импульса 723
— — одноканальный 712—719
— — — с диодными дискриминатормаи 714
— — — — добавлением, импульса 717
— — — — одним дискриминатором 718
— временной 753—757
— — на линии 754
— — с последовательно отпирающимися кон-
трольными каскадами 756
Антисовпадений схемы 737
Блокинг-генератор 436—441, 489, 544, 545
«Вносимые» параметры 23
Временная селекция 545—552
«— щель» 591
Временной диапазон многокаскадного усили-
теля 315
— — усилительного каскада 216
— — усилителя с коррекцией 324
Время восстановления 444, 446, 448, 451
— пробега сигнала по линии 76
— разрешающее схемы совпадений 739
— — счетных устройств 667
— — триггерных схем 446
— реакции корректированного усилителя 318
— — многокаскадного усилителя 31.3
— —, связь с верхней границей полосы про-
пускания 217, 314
— — усилительного каскада 214, 216
Вычитающая схема 556
Газотрон 80
Гальванометр шлейфный 573
Генератор гармонических колебаний на тран-
зисторах 410
— — —, основные ламповые схемы 392—396
— — —, процессы в схеме 388
--------ДО 405
— — — с обратной связью 388—415
— — —, стабилизация амплитуды 400
— — —, — частоты 397
— кратковременных импульсов 486
— — — на тиратронах 486, 487
— — — с формирующей линией 488
— пилообразных импульсов 490—495, 543,
580, 588
— прямоугольных импульсов 480
— развертки 580, 583
— релаксационный 416—441
— —, мультивибратор 418
---, — на транзисторах 433
— — элементарный 416
— сигналов, заданных графически 504
— ступенчатого напряжения 496
— эквивалентный 13
Генератор-гетеродин 92
Гетеродин 92, 142, 143, 396
Гетеродинирование 92, 142—144
Годограф 20
Годоскоп 153
Графический анализ схем 83, 104 -
— — — с обратной связью 174
Декатрон двухимпульсный 697
Декатрон одноимпульсный 700
Детектирование (демодуляция) 91, 505—525-
— анодное 509, 510
— в присутствии шума 521—525
— диодное 510
— квадратичное 505—509, 522, 524
— линейное 506, 508, 510, 524
—, преобразование спектра 93
сеточное 510
— синхронное 93, 96, 144, 511—515, 521—524»
610, 616—620
Детектор 94, 144, 198, 402, 505, 506, 610
— анодный 506, 510
— диодный 506—509
— квадратичный 522—524
— линейный 523, 524
— сеточный 506, 509, 510
— синхронный 512—525, 612—619, 647
— — кольцевой 518
Детектор транзисторный 506, 510
Децибел 19
Диапазон динамический 89
— временной 216, 315, 324
Диод вакуумный 78
— —, вольтамперная характеристика 78
— газоразрядный 80
— —, вольтамперная характеристика 80, 8t
— полупроводниковый 78
— —, вольтамперная характеристика 78, 79-
Дискриминатор амплитудный 533, 652, 706—
714, 719, 738
— диодный 707, 708, 714, 715
— импульсный 706—709
— с нелинейной обратной связью 710
— транзисторный 711
Дифференцирование сигналов 563—566
Длительность импульсов, сокращение 537, 655.
— —, — с помощью линий 539
— —, увеличение 540, 665
— фронта сигналов 33, 44, 76
Добротность контура 17, 30
— — эквивалентная 407, 408
Дрейф нулевого отсчета усилителя 369, 376-
Дробовой эффект 193—196, 201, 611
«Запоминание» амплитуд импульсов 540
Затухание контура 17
Зондов метод 588, 589
Избирательность контура 30
Изображение функций 37
— —, таблица 38
Интегрирование сигналов 566
Интенсиметр 500, 701—706
Ионизационная камера 621, 637, 645, 655
Искажения вершин импульсов 34
— нелинейные 88, 136
—, связь со стационарными характеристиками-
44
— фронтов 33
К. п. д. передачи мощности 24, 25
Каскад ламповый балансный 265—270, 572, 575
— — выходной 291—304
— — — резонансный 296
— — — с непосредственным включением на-
грузки 291
— — — — трансформаторным выходом 293
.— — «голодающий» 212
— — двухтактный 262—265
— — дроссельный 205
— — резонансный 204, 205, 230—235
— — — полосовой 234
— — —, стационарные характеристики 232
— — реостатный 205, 207—217
— — —, искажения вспомогательными цепями»
217 1
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
767
Каскад ламповый реостатный, переходные хара-
ктеристики 213
---—, соображения о расчете 222
---—, стационарные характеристики 207
— — с катодной нагрузкой (катодный повтори-
тель) 236—248
— — —--------балансный 572, 575
— — — — —, основные параметры 237
— — —------, применения 244
— — —------, характеристики 241
—---------связью 252—257
— — — катодно-анодной нагрузкой 252—254
— — — общей сеткой 248—252, 265
— — — последовательным включением ламп
257—262
— — трансформаторный 224—229
—-------, переходные характеристики 229
— — —, стационарные характеристики 232
— — Уайта 260—262
— селекторный 546
— транзисторный выходной 304
— — с общей базой 270, 290, 291
— — — общим коллектором 270, 286—290
— — — — — балансный 576
— — — — эмиттером 270, 277—286
— —, термостабилизация 274—277
— фазоинверсный 253, 265, 654
Керра ячейка 486, 490
Кирхгофа законы 10, 15, 39, 43, 77
Клирфактор 91, 136, 506
Компенсации принцип 11
Комплексных амплитуд метод 14
Коррекция в области верхних частот параллель-
ная 316—319
-------------последовательная 319—320
—-------— — сложная 320
---— нижних частот 321—325
— дрейфа 379, 650
— инерционности датчиков 595
— нелинейных искажений 170
— обратной связью 326—332
Коэффициент нестабильности 167
— ослабления 19
— отбора схем совпадений 741
— перегрузки 656
— передачи мощности 19, 20, 108
— — напряжения 19, 20, 25, 28, 51, 52, 107
— — схем с обратной связью 155—162
— — четырехполюсников 51, 52
— трансформации 26, 234, 239
— фильтрации 30
— широкополосности 211, 212
— шума 185, 1'86, 609, 611
Лампа электрометрическая 102, 624—629, 637—
641, 704
— электронная 97, 98
— — в ключевом режиме 144—147
— —, внутреннее сопротивление 100
— —, динамическая емкость 111
— —, — крутизна 105
— —, динамические характеристики 102—106
— —, дифференциальная проводимость 100
— —, коэффициент широкополосности 212
— —, крутизна сеточной характеристики 99, 212
— —, проницаемость лампы 100
— —, статические характеристики 98
— —, статический коэффициент., усиления 100
Ламповый вольтметр 704
Лапласа операционный метод 37
Линии задержки 72—75
Логометр 558
Масс-спектрометр 559, 621, 637
Микрофонный эффект 181, 182, 612, 655, 657
Модуляция амплитудная 91,А505, 541
— анодная 140—142
— балансная 141
— квадратичная 139—142
— линейная 140—142
— параметрическая 94, 95
— сеточная 140, 141
— частотная (фазовая) 91
Мост болометрический 615, 617
— Вина 358—361
— двойной Т-образкый 55, 360, 409, 615
Мультивибратор 418—436, 462, 463, 480, 483,
493, 671
— запертый 442
— на транзисторах 433—436, 619
— пентодный 425
— с катодной связью 432, 433
Найквиста соотношение 190
Накопления метод 589, 590
Неравномерность частотной характеристики 29
Нумератор электромеханический 665—667
Обратная связь 155 и д.
— —, глубина 159
— — компенсирующая 168, 169
— —, коэффициент усиления 167
— — отрицательная 159—173, 254 и д.
— — —, стабилизирующее действие 166
— — паразитная 176—178
— — параллельная 157, 159, 164, 165
— — по напряжению 156, 162
— — — току 156
— — положительная 159 и д.
Ограничение уровни сигналов 525—534
— — по максимуму 525, 532
— — — минимуму 525, 532
Ограничитель диодный 531, 707
— на транзисторах 533, 534
— параллельный 525—529
— последовательный 525—529
Операционный метод 36, 37
Осциллограф катодный 332, 575, 578, 583
— магнитоэлектрический 570, 573
— электронный 570, 578
Осциллографическая трубка 332, 333, 576, 598,
— — со ждущей разверткой 545
Относительный спад напряжения 34, 44
Параметрический преобразователь частоты 95
Параметрическое перемножающее устройство 561
Пентагрид (гептод) 142, 143
Пентод 97, 211 ид.
— , статические характеристики 99
Пишущий потенциометр 570, 571, 593, 617, 639
Преобразование длительности импульсов 536—
571
Пересчетная схема 668, 669
— — на вакуумных лампах 669—682
— — — газоразрядных лампах 683—687
------- декатронах 699, 700
— — — ферритах 691—693
— — транзисторная 687—690
— — феррит-транзисторная 694Л695
Повторитель анодный 172, 173
— катодный 237—248, 261 и д.
— — балансный, 572, 575, 619, 643
Повторитель эмиттерный 287—290
Потенциалоскоп 731—737
Развертка ждущая 580—582
— круговая 583
— линейная 580, 583
— периодическая 580, 582
— с переменным масштабом времени 584
— спиральная 583
— экспоненциальная 586—589
Резонанс 17, 43
Резонансная кривая контура 17
Релаксационные колебания 416
Реле 149, 152
— релаксационное 442—445
— электромеханическое 515, 728, 730
Санатрон 452
Связь «сильная» 25
— «слабая» 25
Селектор временной 545, 592, 737
— — диодный 549—552
Сигналов дифференцирование и интегрирование
563—568
— перемножение и деление 558—563
— суммирование 553—558
— фиксация начального уровня 534—536
Система памяти 664, 666
Смеситель 142
Совпадений схема 737 — 752
Согласование волновых сопротивлений линий 58
---------- узкополосное 69
— — — — широкополосное 21
— по шуму 609
Сопротивление активное 9, 23
— диссипативное 9
— контура характеристическое 17
— переходное цепи 36
— реактивное 15, 23
— связи 24
— цепи комплексное (стационарное) 14
768
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Стабилитрон газоразрядный 642
Степень связи 24
Суперпозиции принцип И, 27, 77, 521
Счетчик импульсов 153
— пропорциональный 652
— сцинтилляционный 652, 745, 747, 755
— частиц 665—668
Тетрод 97, 98, 390
— электрометрический 625—633
Тиратрон 149, 416, 475, 665, 683
— безнакальный 153
— в ключевом режиме 152—155
—, время деионизации 152—155
—, пусковая характеристика 150
Транзистор-триод 115
— в ключевом режиме 147—149
—, входная характеристика 120 —122, 125
—, выходная характеристика 119 — 122, 125
—, «ламповые» параметры 130—132
— , переходная характеристика 123
— п — р — п-типа 115
— р — п — р-типа 117
Трансформатор импульсный 225
— межламповый (промежуточный) 225
четвертьволновый 69, 70
Трахотрон 669
Триггер двухтактный 461—468, 483 и д.
— — на тиратронах 477—479
— однотактный 442, 447 и д.
— — с катодной связью 447, 449, 454
— — — несимметричными цепями связи 445,
446, 451
— на транзисторах 468—475
— — — двухтактный 474
— — — однотактный 468—471
— — — следящий 471—474
— следящий (Шмитта) 458, 485, 493, 494, 542,
543, 709
— — на тиратроне 475—477
Триггер-дискриминатор 709, 713, 719
Триод вакуумный 97
— —, сетка 97
— —, статические характеристики 99
Усилитель 204, 569
— «бездрейфовый» 381, 382, 650, 651
—, выходной каскад 291—308
—, — — резонансный 296—304
—, — — транзисторный 304
—, — — трансформаторный 294—296
— дифференцирующий 565, 566
— звуковой 205
— измерительный 183
— интегрирующий 567
— катодного осциллографа 332
— линейный импульсный 652—664
— — (пропорциональный) 206, 599, 601
— логарифмический 598—604
— медленно меняющихся сигналов 364—387
— — — —, дрейф нулевого отсчета 369, 376
— полосовой 20 5
— сверхширокополосный 340—349
— узкополосный (селективный) 349—364
— широкополосный 309—340
— — корректированный 315—325
— электрометрический 631, 638, 644
Фантастрон 454—457, 494, 495, 542, 594, 595
Феррит 81, 82
— , характеристика намагничивания 81
Фиксирование уровня сигналов 534
Фильтр развязывающий 180
Фликкер-эффект 193, 196, 197, 201, 370, 376,
597, 608, 609, 611, 615, 623, 630
Фотоэлектронный умножитель 501, 525, 572,
594, 621, 632, 637, 745—749, 752
Функция-изображение 37—40
Функция-оригинал 37—40
Хронотрон 754, 755
Цепи связанные 23
Цепь идеальная 29
— —, частотная и фазовая характеристики 29
— линейная 9
— —, переходная характеристика 31—33
— —, переходное сопротивление 36
— —, полоса пропускания 29
— —, процессы переходные (нестационарные) 14
— —, — установившиеся (стационарные) 14
— —, RLC-контур 16
— —, —, добротность 17, 30
— —, —, затухание 17
— —, —, комплексное сопротивление 16
— —, —, резонансная кривая 17
— —, —, характеристическое сопротивление 17
— —, с распределенными параметрами 10, 57
— — — сосредоточенными параметрами 10
— —, частотнофазовая характеристика 20
— нелинейная 77, 505, 523
— —, динамический диапазон 89
— —, — — входной 89
— —, — — выходной 89
— параметрическая 94, 505, 511—515, 521—523
Частота квазирезонансная 209
— комплексная 37
Четырехполюсник 44, 97, 125—130
— активный 49, 50, 112, 165
— , входное сопротивление 51
— , коэффициент передачи напряжения 51
— , — — тока 51
— , коэффициенты 45—57
— линейный 45
— нагруженный 50
— пассивный 45, 50
— , эквивалентные схемы 47—50
Шум дробовой 197, 198, 508, 623
— контурный (тепловой) 190 — 193, 197, 609
— ламповый 193
— термический на входе 608, 609, 623
— усилителя собственный 181 ;
Шумов относительная температура 198
— согласование 609
Шумовая полоса пропускания 187—189
Электрическая линия 57
— —, волновое сопротивление 57, 65
— —, входное сопротивление 62
— —, коэффициент отражения волны напряже-
ния 58
— — тока 59
— —, постоянная распространения 57
Электролизер 190
Электрометр ламповый 559, 560, 622
— — динамический 622, 644—650
— — многокаскадный 639—641
— — однокаскадный 630—639
— — с коррекцией дрейфа 650, 651
Элемент электрической цепи линейный 10
— — — нелинейный 77