Текст
Ю Ф.Кслонтаеес
FWQ-
Э1ЕКТР0НК1КЯ
0009 ОО ООО
Электровакуум н ы е
приборы
Полупроводниковые
приборы
Колебательные
системы
Антенны
и распространение
радиоволн
Усилители
Источники питания
Автогенераторы
гармонических
колебаний
Г лава
Элементы импульсной
и вычислительной
техники
Глава п Радиопередающие устройства / - -i ? ' ! ±i i
Глава Y г- Ч Радиоприемные Ч3-0~0- 1 J устройства J
Глава — Ч Ч Телевизионные 1 1 устройства —->
Глава ♦> Ч Т Радиолокационные L pj устройства v 'i''
Г лава .. а Устройства I J вычислительной । техники — 3= £--V 4=л
Устройства записи 7 1 Д и воспроизведения М Le звука
ББК 32
К 61
УДК 621.37/3!)
Рецензенты: каид. техн, наук I'. В. Королев (Московский институт
радиотехники, электроники и автоматики), инж. В. М. Грамматикати
Колонтаевский Ю. Ф.
КбI Радиоэлектроника: Учеб, пособие для СПТУ. - М.:
Высш, шк, 1988. -- 304 с.: ил.
ISBN 5 06 -001368-5
В книге описаны физические процессы, происходящие в электровакуумных,
газоразрядных и полупроводниковых приборах, а также в различных радиотех-
нических схемах, вынол нсннььх на их основе. Приведены формулы для расчета
параметров схем усилителей, генераторов, мультивибраторов и др. Рассмотрены
ociioBi-i радиосвязи, телевидения, радиолокации, вычислительной техники, записи
и воспроизведения звука.
„ 2401000000 (4307000000)- 311 оо
К — --------------—тег.--------53— о8
052(01) -88
ББК 32
6 Ф
Уч.е б ное ивб ани е
Колонтаевский Юрий Федорович
РАДИ ОЭЛЕКТ РО НИКА
Учебное пособие для СПТУ
Зав. редакцией С. В. Никитина. Редактор A. 111. Долгова. Мл. редактор
34. />. Кочерова. Художник С. 10. Вериченко. Художественный редактор
В. Г. Насичник. Технический редактор /'. А. Фетисова. Корректор
Р. К Косинова.
И Б № 6223
Изд. № ЭГ 365. (’дано в набор 22.10.87. Поди, в печать 14.0-4.88. Формат
60 X 907и.. Бум. кв, - жури. Гарнитура литературная. 11ечать офсет-
ная. Объем 19,0 усл. псч. л. 4 0,25 уел.пен.л.форзац -]• 77,25 усл.кр.-огг.
18,24 уч. изд, л. -ф-0,32 уч.-изд. л. форзац. Тираж 150 000 экз. Зак. № 915.
Цепа 75 коп.
Издательство «Высшая школа», 101430, Москва, ГСП-4, Нсглинная ул., д. 29/14.
Ярославский поли граф ком би пат «Союзной и графи рома» при Государственном ко-
митете СССР но делим издательств, полиграфии и книжной торговли. 150014,
Ярославль, ул. Свободы, 97.
ISBN 5- 06- 001368 -5
(С) Издательсгво «Высшая школа»,
1988
Предисловие
Основными направлениями экономического и соци-
ального развития СССР на 1986 1990 годы и на период до
2000 года предусматривается решительный поворот эконо-
мики на путь интенсивного развития, что потребует коренного
обновления производства на основе передовой техники и техноло-
гии. При этом первостепенное значение придается электронизации
и комплексной автоматизации производства, широкому использо-
ванию средств вычислительной техники, внедрению станков с
числовым программным управлением, промышленных роботов,
гибких производственных систем.
В связи с этим возрастают требования к подготовке в про-
фессионально-технических училищах квалифицированных рабо-
чих, которые должны иметь ясное представление о физических
процессах, протекающих в схемах радиоэлектронной аппаратуры,
уметь рассчитывать параметры этих схем, хорошо знать совре-
менную элементную базу. Всем этим вопросам посвящено настоя-
щее учебное пособие.
Основное внимание в книге уделяется как наиболее распро-
страненным, так и перспективным электровакуумным, газораз-
рядным и полупроводниковым приборам, а также интегральным
микросхемам. Рассматриваются процессы выпрямления перемен-
ного тока, стабилизации тока и напряжения, усиления и генери-
рования электрических колебаний, преобразования и умножения
частоты, модуляции и детектирования.
При анализе электрических схем рассматриваются возможные
режимы работы их активных элементов, способы реализации
этих режимов, временные диаграммы. Значительный объем
занимает описание схем, применяемых в устройствах вычисли-
тельной техники (от простейших логических элементов до микро-
процессоров), телевидения, радиолокации, записи и воспроизве-
дения звука.
Изучение теоретических и практических основ радиоэлектро-
ники должно способствовать успешному овладению учащимися
выбранной специальностью, а также дальнейшему повышению
их квалификации.
Автор
Введение
Радиоэлектроника как отрасль науки и техники сфор-
мировалась в середине двадцатого столетия в результате слияния
радиотехники и электроники.
Радиотехника занимается изучением электромагнитных коле-
баний и волн, а также их использованием для передачи и приема
сигналов информации. Самостоятельными направлениями радио-
техники, основанными на единых методах и технических средст-
вах, являются радиосвязь и телевидение, радиолокация и радио-
навигация, автоматика и вычислительная техника.
Электроника изучает взаимодействие электронов и электро-
магнитных полей, являющееся физической основой работы элек-
тровакуумных, газоразрядных и полупроводниковых приборов,
интегральных м и к р о с х е м.
Стремительное развитие радиоэлектроники в XX в. было под-
готовлено трудами нескольких поколений великих ученых —
физиков и математиков, работавших во второй половине XVIII в.
и на протяжении XIX в. Основоположниками радиоэлектроники
с полным правом можно считать Ш. О. Кулона (1736—1806),
М. Фарадея (1791-1867), Д. К. Максвелла (1831 —1879), Г. Гер-
ца (1857 -1894) и А. С. Попова (1859—1906).
Так, первые радиотехнические эксперименты, выполненные
Г. Герцем в 1886 г., полностью согласовывались с теоретическими
выводами Д. К- Максвелла о том, что распространение электро-
магнитной энергии происходит со скоростью света в виде элект-
ромагнитных волн. В 1897 г. А. С. Попов, осуществив радиосвязь
между двумя кораблями, практически подтвердил теорию и экс-
перимент. При этом используемая А. С. Поповым радиоаппара-
тура имела антенны, элементы настройки приемника на частоту
передатчика и выходной прибор.
В 1904 г. для детектирования электрических сигналов был
применен незадолго до этого изобретенный электровакуумный
диод, а в 1906 г. в результате введения в диод сетки был создан
триод -- электронная лампа, способная усиливать электрические
сигналы.
В 1924 г. был разработан и изготовлен тетрод —- электронная
лампа с двумя сетками, обладающая более широким частотным
диапазоном и лучплэми параметрами, чем триод. В 1931 г. был
4
создан еще более совершенный электровакуумный прибор —
пентод, имеющий три сетки. В эти же годы были сконструирова-
ны многосеточные и комбинированные лампы, что позволило
значительно усовершенствовать и упростить радиоприемники.
По современной классификации радиоэлектронную аппарату-
ру (РЭА), выполненную на электронных лампах, относят к пер-
вому поколению.
Большую роль в развитии ламповой техники сыграли русские
и советские ученые первой половины XX в. Так, еще в 1914 г.
под руководством Н. Д. Папалекси были созданы электронные
лампы для усиления и генерирования электрических колебаний,
а в 1921. г. М. А. Бонч-Бруевич впервые в мире разработал и
поставил на производство мощные генераторные лампы с мед-
ными анодами, охлаждаемыми водой. Одновременно разраба-
тывалась теория мощных электронных генераторов и радиопере-
датчиков, не утратившая своего значения и сегодня. Особые за-
слуги в этих работах принадлежат М. В. Шулейкину и А. И. Бергу.
В 1907 г. Б. Л. Розингом были высказаны идеи, лежащие в
основе современных систем электронного телевидения, реализо-
ванные после разработки и изготовления Д. А. Рожанским в
1911 г. одной из первых электронно-лучевых трубок.
В 1931 г. С. И. Катаевым была предложена конструкция пер-
вой передающей телевизионной трубки — иконоскопа, вскоре
осуществленная В. К- Зворыкиным в США. Еще более совершен-
ная передающая телевизионная трубка, используемая до настоя-
щего времени, была разработана в 1933 г. П. В. Тимофеевым и
П. В. Шмаковым.
В 1931 г. под руководством Д. А. Рожанского был разрабо-
тан и изготовлен первый клистрон, а в 1935 г. Н. Ф. Алексеевым
и Д. Е. Маляровым предложен и выполнен магнетрон. До настоя-
щего времени клистроны и магнетроны являются основными при-
борами, используемыми в радиолокации для генерирования мощ-
ных колебаний в диапазонах дециметровых, сантиметровых и
миллиметровых волн.
Новые открытия в радиоэлектронике, подготовка к которым
велась на протяжении первой трети XX в., были сделаны вскоре
после второй мировой войны.
Так, в 1948 г. американские ученые Д. Бардин и В. Браттейн
открыли транзисторный эффект и получили первый точечный
транзистор, в 1949—1950 г. американский физик В. Шокли раз-
работал и изготовил плоскостной биполярный транзистор, а в
1952 г. — полевой (униполярный) транзистор.
Несколько позже были разработаны и стали широко исполь-
зоваться тиристоры — полупроводниковые приборы, коммутирую-
щие мощные электрические цепи под действием маломощного
сигнала управления, туннельные диоды — двухполюсники, пред-
назначенные для усиления и генерирования электрических коле-
баний, полупроводниковые стабилитроны, превосходящие по
многим параметрам газоразрядные, варикапы — полупроводни-
ковые конденсаторы, управляемые электрическим сигналом, ва-
ристоры — нелинейные полупроводниковые резисторы, сопротив-
ление которых зависит от приложенного напряжения, оптроны,
объединяющие источник и приемник света, светоизлучающие
диоды, преобразующие электрический ток в видимое или инфра-
красное излучение, а также электровакуумные, газоразрядные и
полупроводниковые приборы, служащие для отображения сигна-
лов информации.
Радиоэлектронную аппаратуру, выполненную на транзисто-
рах, относят ко второму поколению.
В 50-е годы были разработаны интегральные микросхемы
(ИМС), представляющие собой функционально законченные
изделия — усилители, генераторы, логические элементы и др.
Использование интегральных микросхем позволило резко сокра-
тить габариты и массу радиоэлектронной аппаратуры, повысить
ее надежность и экономичность по сравнению с РЭА первого и
вгорого поколений.
Радиоэлектронную аппаратуру, выполненную на интеграль-
ных микросхемах, относят к третьему поколению.
Разработка и производство больших и сверхбольших интег-
ральных микросхем (БИС и СБИС) в значительной степени
изменили подход к созданию радиоэлектронной аппаратуры
различного назначения. Большие и сверхбольшие интегральные
микросхемы многократно увеличивают плотность монтажа радио-
электронной аппаратуры и не могут рассматриваться как сово-
купность множества полупроводниковых приборов и других эле-
ментов, а являются едиными функционально законченными уст-
ройствами, возможности которых неограниченны.
Радиоэлектронную аппаратуру, выполненную на БИС и
СБИС, относят к четвертому поколению.
Дальнейшее развитие радиоэлектроники обусловлено совер-
шенствованием элементной базы и разработкой на ее основе
ЭВМ пятого поколения, быстродействие которых к 2000 г. долж-
но достигнуть 10 млрд, операций в секунду. Ввод информации
в такие ЭВМ на естественном языке значительно упростит обще-
ние человека с машиной, так как будет исключено программирова-
ние в том виде, в котором оно принято сегодня.
Кроме того, проектируются сверхвысокопроизводительные
ЭВМ и их сети, что в значительной степени расширит возмож-
ности коллективного и международного пользования базами
данных, хранящихся в национальных системах памяти, обмена
этими данными и вычислительными мощностями.
Глава
Электровакуумные
приборы
§ 1. Основные сведения
Электровакуумными называют приборы,
в которых электрический ток образуется в результате разряда,
происходящего в вакууме или газе. При разряде в вакууме (дав-
ление 10"8—10"4 Па) носителями заряда являются электроны,
а в газе (давление 10“'—10 4 Па) электроны и ионы.
Электровакуумные приборы выполняются в виде газонепрони-
цаемой оболочки из стекла, металла или керамики (баллона) и
двух или более электродов. Один электрод предназначен для
испускания электронов и называется катодом, а другой, к которо-
му притягиваются электроны, анодом. Для движения электро-
нов от катода к аноду электровакуумный прибор подключают
к внешнему источнику напряжения, соединяя катод с отрица-
тельным полюсом, а анод с положительным. Остальные элек-
троды, обычно выполняемые в виде сеток, располагают на пути
движения электронов между анодом и катодом. Сетки служат
для управления электронным потоком, а следовательно, токами
анода и катода.
Электровакуумные приборы подразделяют на электронные
лампы, электронно-лучевые трубки и газоразрядные приборы.
Электрон в электрическом поле. Как известно из курса физи-
ки, на электрон е в электрическом поле напряженностью £
действует сила £ = е£, противоположная по направлению векто-
ру напряженности. Рассмотрим возможные случаи взаимодейст-
вия электрона с электрическим полем.
При движении электрона вдоль силовых линий электрического
поля (угол между векторами скорости v электрона и напряжен-
ности Е поле а=()°) происходит его торможение, сопровождаю-
щееся уменьшением энергии. При движении электрона под углом
к силовым линиям поля (а^0° или <х^=180°) происходит искрив-
ление траектории, сопровождающееся энергетическим обменом
между электроном и полем. При движении навстречу силовым
линиям поля (а= 180°) наблюдается ускорение электрона и его
энергия увеличивается.
Электрон в магнитном поле. В магнитном поле на заряжен-
ную частицу действует сила £, перпендикулярная векторам ин-
дукции В поля и скорости v частицы. Рассмотрим возможные
случаи взаимодействия электрона с магнитным полем.
7
Электрон не взаимодействует с магнитным полем, если он
неподвижен (и —0) или летит вдоль силовых^ линий ноля (угол
между векторами скорости v и индукции Й поля а=0° или
и=180°). Если угол а отличается от б, 90 или 180°, траектория
электрона становится спиральной. Если угол а=90°, траектория
электрона представляет собой окружность, лежащую в одной
плоскости с вектором скорости и .
Во всех случаях движения электрона в магнитном поле энер-
гетического обмена между ними нет.
Таким образом, воздействуя на электрон электрическим по-
лем, изменяют его скорость, кинетическую энергию и направле-
ние движения. Магнитное поле изменяет только направление
движения электрона.
§ 2. Электронная эмиссия
Для того чтобы электрон перешел из твер-
дого тела, которое называют эмиттером, в вакуум, необходимо
сообщить ему энергию, достаточную для совершения работы
выхода. Эта работа состоит в преодолении притяжения положи-
тельно заряженного участка поверхности эмиттера, которую по-
кинул электрон, а также сил поля электронного облака, всегда
существующего над этой поверхностью. Электронное облако
образуют электроны, энергия которых достаточна, чтобы поки-
нуть эмиттер и перейти в вакуум. Электронное облако и эмиттер,
поверхность которого оказывается заряженной положительно,
образуют плоский конденсатор, расстояние между электродами
которого порядка 10"8 см. Электроны, покидающие эмиттеры,
движутся с торможением.
Существует несколько способов возбуждения электронов и
соответственно несколько видов электронной эмиссии.
Автоэлектронная эмиссия происходит под дейст-
вием сильного электрического поля и применяется в электрова-
куумных приборах с холодным катодом.
Термоэлектронная э м и с с и я происходит при
разогреве поверхности эмиттера, вследствие чего увеличивается
количество электронов, способных совершить работу выхода.
Этот вид эмиссии применяют в электровакуумных приборах с
катодом прямого или косвенного накала.
В т о р и ч н а я э л е к т р о н н а я эмиссия происходит
при бомбардировке первичными электронами поверхности эмит-
тера в вакууме. При этом вторичные электроны приобретают
энергию первичных и совершают работу выхода. Этот вид эмис-
сии применяют в фотоэлектронных умножителях.
Фотоэлектронная э м и с с и я происходит при осве-
щении поверхности эмиттера. Поглощая энергию квантов света,
электроны эмиттера совершают работу выхода. Этот вид эмис-
сии применяют в фотоэлектронных приборах.
Для нормальной работы электронного прибора необходим
8
надежный, долговечный и экономичный эмиттер - катод, обла-
дающий высокой эмиссионной tпособностью. Эти требования
нередко противоречат друг- др, и Гак, увеличение эмиссионной
способности катода требует , щцичения рабочей температуры,
что снижает его долговечность и экономичность.
К а т о д ы п р я м о г о н а к а л а выполняют в виде спирали
или ленты из тугоплавкого металла (например, вольфрама,
температура плавления которого превышает! 3400 К). К выводам
катода подключается источник напряжения накала. Катоды
прямого накала экономичны, просты по конструкции и требуют
малого времени разогрева до рабочего <ос1ояния. При питании
этих катодов переменным током' /н (рис. 1,а) в выходном сигнале
появляется фон удвоенной частоты напряжения накала, что яв-
ляется серьезным недостатком. Нто объясняется тем, что остыва-
ние и разогрев катода происходят дважды за период, а ток
эмиссии /, изменяется от максимального до минимального
(рис. 1,6).
Катоды косвенно г о н а к а л а (рис. 2) из никеля
выполняют в виде трубки 1 или невысокого цилиндра с дном 4.
Для увеличения эмиссионной способности рабочие поверхности
катодов активируют смесью оксидов 2 щелочноземельных ме-
таллов. Нить накала помещают внутри катода. Катоды косвен-
ного накала обладают высокой эмиссионной способностью,
экономичны, долговечны и используются в маломощных элект-
ронных приборах. В отличие от катодов прямого накала эмис-
сия с их поверхности при питании нити накала переменным то-
ком практически постоянна. Недостатком катодов косвенного
накала является инерционность.
§ 3. Диод И Триод
Диод и триод являются простейшими
электровакуумными приборами. Их устройство, принцип дейст-
вия и вольт-амперные характеристики (ВАХ) изучались в курсе
физики, поэтому остановимся только на основных параметрах
этих приборов.
Основными параметрами д иодо в я в л я ю т с я:
максимально допустимое обратное напряжение на аноде
Добр max — наибольшее обратное напряжение между анодом и
катодом, при котором прибор может работать без пробоя
(Добр max современных диодов достигает нескольких десятков
киловольт);
максимально допустимый прямой ток анода а;ах- наиболь-
ший прямой ток, при котором прибор сохраняет работоспособ-
ность длительное время (/а |;,ах, обычно составляет от нескольких
десятков микроампер для маломощных высоковольтных кенотро-
нов до нескольких сотен миллиампер для мощных);
максимально допустимая мощность ftraM, рассеиваемая на
аноде — наибольшая мощность, которую анод может рассеивать
ч
1. Токи накала (а) и эмис-
сии (б) катодов прямого
накала
2. Катоды косвенного накала в
виде трубки (а) и цилиндра (б)
3. Условное графическое обозначение (а)
и вольт-амперная характеристика (б)
диода с катодом косвенного накала
4. Условное графическое обозначение (а) и семейства анодно-сеточ-
ных (б) и анодных (а) характеристик триода
без разрушения из-за перегрева (Pamax мощных кенотронов
достигает нескольких десятков ватт).
Условное графическое обозначение и вольт-амперная харак-
теристика диода с катодом косвенного накала показаны на
рис. 3, а,б.
Основными параметрами т р и о д о в я в л я-
ю т с я:
внутреннее сопротивление /?,, показывающее, как изменяется
анодный ток при изменении анодного напряжения (/?, обычно
составляет от долей килоом для мощных триодов до 50 кОм для
маломощных);
крутизна анодно-сеточной характеристики S, показывающая,
на сколько миллиампер изменяется анодный ток /:1 при изменении
напряжения на сетке А на I В (S обычно находится в пределах
от 1 до 50 мА/В);
статический коэффициент усиления ц, показывающий, во
сколько раз изменение напряжения на сетке U{. сильнее влияет
на анодный ток, чем равное изменение напряжения на аноде
Ua (ц обычно составляет от 20 до 100);
максимально допустимая мощность Р:, тяя, рассеиваемая на
аноде, — наибольшая мощность, выделяющаяся на аноде, при
которой прибор может работать длительное время (Р:, И1ах, напри-
мер генераторного триода ГК-5А, составляет 200 кВт);
емкость сетка — катод Сск—входная емкость, являющаяся
дополнительной нагрузкой источника входного сигнала (состав-
ляет от 2 иФ для маломощных триодов и до 200 пФ для мощ-
ных) ;
емкость анод — сетка Сас—проходная емкость, через кото-
рую из мощной анодной цепи в маломощную сеточную проникает
ток внутренней обратной связи который, суммируясь с током
усиливаемого сигнала, может исказить процесс усиления и даже
вызвать самовозбуждение усилителя, вследствие чего он превра-
тится в генератор (составляет от десятых долей пикофарады
(6С4П) до 100 пФ);
емкость анод — катод С.1К—выходная емкость триода, кото-
рая, шунтируя нагрузку усилительного каскада, снижает усиление.
Условное графическое обозначение и семейства анодно-сеточ-
ных и анодных характеристик триода показаны на рис. 4, а-в.
Основным назначением триодов является усиление и генери-
рование электрических колебаний. Триоды работают в диапазоне
частот от 0 Гц (постоянный ток) до 3300 МГц (длина волны
X= 9 см).
Упрощенная схема усилителя на триоде показана на рис. 5.
Переменный входной сигнал А„х, поступающий на сетку, управ-
ляет анодным током триода. Вследствие этого в его анодной цепи
кроме постоянной составляющей анодного тока появляется
переменная составляющая /а~. Вызванное этим током падение
напряжения на анодном резисторе Ря является усиленным сигна-
лом А„„,х.
11
5. Упрощенная схема усилите-
ля на триоде
50 tOO 150 200 250 UQ,S
7. Условное графическое обозначение (а) и анодные характеристи-
ки (б) пентода
§ 4. Многосеточные лампы
Для увеличения коэффициента усиления
ц и уменьшения проходной емкости Са,- в триод вводят вторую
сетку, располагая ее между первой сеткой и анодом. Таким обра-
зом получают тетрод. Вторую сетку называют - экранирующей,
так как опа дополнительно экранирует катод от поля анода.
На экранирующую сетку подается постоянное положительное
напряжение, обычно составляющее 0,5 -0,8 эдс источника Д,
(рис. 6, а). Так как сопротивление конденсатора СД мало, боль-
шая часть тока внутренней обратной связи попадает в цепь
катода, минуя первую сетку, и в управлении анодным током
не участвует, что эквивалентно уменьшению проходной емкости
Сал. Для сравнения проходные емкости триода 6CII1 и тетрода
6Э5П составляют соответственно 1,7 и 0,065 пФ.
Недостатком тетродов, ограничивающим их применение, явля-
ется динатронный эффект, наблюдаемый при В таком
режиме вторичные электроны, выбиваемые из поверхности анода
электронами анодного тока, ускоряются в направлении второй
сетки и увеличивают ее ток /г2 (рис. 6,6). На анодной характе-
ристике тетрода 1Л динатронный эффект проявляется в виде
провала участок аб, причем внутреннее сопротивление тетрода
становится на этом участке отрицательным. Как только тетрод
начинает работать в режиме, соответствующем падающему
участку анодной характеристики, усилительный каскад на тетро
де превращается в генератор.
Крутизна характеристики S тетродов лежит в пределах от
1 до 30 мА/B, внутреннее сопротивление /?, достигает сотен
килоом, а коэффициент усиления ц -- нескольких сотен. Тетроды
используют для усиления и генерирования электрических коле-
баний до частоты 25 МГц при полезной выходной мощности
до 10 кВт.
Для устранения динатронного эффекта в тетрод между второй
сеткой и анодом вводят еще одну сетку, называемую антидинат-
ронной или защитной. Таким образом получают пентод. Потен-
циал третьей сетки обычно равен потенциалу катода, поэтому
в промежутке между ней и анодом даже при малом анодном
напряжении существует электрическое поле, тормозящее вторич-
ные электроны и возвращающее их на анод. По этой причине
динатронный эффект в пентоде невозможен.
Крутизна характеристики 5 современных пентодов достигает
55 мА/В, внутреннее сопротивление А’; - 2,5 МОм, а коэффици-
ент усиления ц -- нескольких тысяч. Проходная емкость с?.,,.] пен -
тодов очень мала. Пентоды используют для усиления и генериро-
вания электрических колебаний на частотах до 120 МГц при по-
лезной выходной мощности до 1 кВт.
Условное графическое обозначение и анодные характеристики
пентода показаны на рис. 7,а,б.
Устранить динатронный эффект можно и другими чисто
13
конструктивными мерами. Так, в лучевом тетроде сетки имеют
одинаковое число витков. Как витки, так и просветы между ними
должны совпадать в направлении от катода к аноду (рис. 8, а),
что способствует концентрации электронного потока в плоские
лучи. В поперечном сечении лучевого тетрода (рис. 8, б) элект-
ронный поток, кроме того, концентрируется лучеобразующими
пластинами 31 и 32, соединенными с катодом к. Таким образом,
между второй сеткой с2 и анодом а образуется отрицательный
пространственный заряд - второе электронное облако 30, тор-
мозящее вторичные электроны.
Между тем, слабо выраженный динатронный эффект все же
проявляется в лучевых тетродах при малых анодных токах —
заштрихованная на семействе анодных характеристик область
(рис. 9,а). Условное графическое обозначение лучевого тетрода
показано на рис. 9, б.
§ 5. Генераторные и модуляторные
лампы
В настоящее время для усиления и гене-
рирования маломощных электрических сигналов в основном ис-
пользуют транзисторы, а сигналов, мощность которых превосхо-
дит 100 Вт, --- по-прежнему только лампы. Транзисторы генери-
руют и усиливают электрические сигналы в диапазоне частот
до 10 ГГц при выходной мощности доли ватта, а лампы работают
во всем диапазоне радиочастот — до 3 ТГц при выходной мощ-
ности, достигающей сотен киловатт в непрерывном режиме и
нескольких мегаватт—в импульсном.
Генераторные и модуляторные лампы не отличаются по прин-
ципу действия от приемно-усилительных ламп, но конструктивно
выполняются иначе, что объясняется особенностями их примене-
ния, прежде всего работой при высоких напряжениях и боль-
ших мощностях.
Г е н е р а т о р и ы е ламп ы — триоды, тетроды, лучевые
тетроды и пентоды имеют невысокие потенциалы запирания,
т. е. их анодно-сеточные характеристики смещены вправо. Это
объясняется тем, что анодный ток в генераторах обычно протека-
ет лишь в течение части периода сигнала управления, а осталь-
ное время периода лампа закрыта. Кроме того, генераторные
лампы мощных выходных каскадов обязательно работают в
режиме с сеточными токами, что позволяет получать высокий
кпд. Именно этими особенностями определяется конструкция
генераторных ламп: медные массивные аноды, принудительно
охлаждаемые воздухом или водой; сетки с эффективным отводом
теплоты; высокая электрическая прочность, обеспечивающая
работу ламп при напряжениях на их электродах, превышающих
10 кВ.
Электрические колебания малой (до 50 Вт) и средней (до
1000 Вт) мощности получают с помощью пентодов и тетродов.
14
При больших мощностях (более 2000 Вт) используют триоды,
поскольку недопустимо большой становится мощность, рассеива-
емая на экранирующей сетке.
Модуляторные ламп ы работают в режиме без сеточ-
ных токов и имеют большие потенциалы запирания, т. е. их анод-
но-сеточные характеристики смещены влево. Так как управляю-
щая сетка выполняется редкой, коэффициент усиления ламп
снижается до 5—7. Максимально допустимая мощность, рас-
сеиваемая на анодах модуляторных ламп, достигает 30 кВт, т. е.
они близки по своим мощностным параметрам к генераторным
лампам.
§ 6. Электронные лампы
для импульсного режима
В некоторых радиотехнических устройст-
вах электронные лампы работают в импульсном режиме, т. е.
в течение одного интервала времени проводят электрический ток
(усиливают или генерируют импульс), а в течение другого пол-
ностью закрыты — наступает пауза (рис. 10). Параметром,
характеризующим импульсную работу таких ламп, является
скважность Q — отношение периода следования импульсов Т„
к их длительности т„:
Чем выше скважность, тем дольше длится пауза по сравне-
нию с длительностью импульса. Очевидно, если устройство от-
дает в нагрузку импульсную мощность /<,_ то его средняя мощ-
ность будет в Q раз меньше, т. е. = Рк/Q. Импульсный ток
анода /:н1 и средний анодный ток /;1С|> лампы связаны следующим
соотношением:
А,| :/ a C|>Q-
Таким образом, даже от маломощных ламп при большой
скважности можно получать большие импульсные мощности и
токи. Поэтому импульсные лампы выполняют небольших габари-
тов, а их катоды - обязательно оксидными, так как только они
обеспечивают необходимые импульсные токи. Импульсные лампы
рассчитывают на высокие анодные напряжения (до 35 кВ).
§ 7. Электронные лампы
для диапазона частот
от 30 МГц до 3 ТГц
Диапазон частот от 30 МГц до 3 ТГц со-
ответствует длинам волн от 10 м до 0,1 мм. Работа электронных
ламп на этих частотах существенно отличается от работы в дру-
гих диапазонах частот. Так, определяющими становятся неболь-
шие и незаметные на нижних частотах междуэлектродные ем-
15
8. Осевое (а) и поперечное (б) сечения лучевого тетрода:
1 катод, 2, 3 — первая и вторая сетки, 4 - второе электронное облако,
5 анод
50 /00 150 200 250 UQ,B
9. Условное графическое обозначение (а) и анодные характе-
ристики (б) лучевого тетрода
10. Периодическая импульсная последовательность и ее параметры
11. Наведенные токи сетки при приближении (а) н удалении (б)
фронта электронного потока
кости ламп и индуктивности их выводов, ограничивающие ра-
бочую частоту. Поэтому в этих электронных лампах должны
быть сведены к минимуму собственные индуктивности и емкости.
Кроме того, приходится учитывать инерцию электронов, ко-
торые, несмотря на малые размеры и массу, не в состоянии
мгновенно реагировать на изменение управляющего напряже-
ния. Существует определенная для каждого типа ламп частота,
на которой время преодоления электронами междуэлектродных
пространств становится соизмеримым с периодом переменного
напряжения, управляющего их полетом. Начиная с этой частоты,
между анодным током лампы и управляющим напряжением
на ее сетке появляется заметный фазовый сдвиг, искажающий
форму импульса анодного тока.
Следует также считаться с возникающими при пролете
электронов с большой скоростью токами в цепях сеток, которые
называют наведенными. По закону электростатической индукции
при приближении фронта электронного потока к сетке лампы
(рис. 11, а) в цепи сетки происходит перераспределение электро-
нов. Часть их смещается во внешнюю цепь, образуя ток i'e, тем
больший, чем больше скорость приближающегося потока и его
суммарный заряд. Удаляющийся от сетки электронный поток
(рис. 11,6) вызывает появление на ней отрицательного заряда,
а в ее внешней цепи — тока i'.'. Аналогичное явление наблюда-
ется, если ни один электрон потока не попадет на витки сетки.
Наведенные токи уменьшают входное сопротивление лампы,
что равносильно увеличению нагрузки источника входного сиг-
нала. Одновременно возрастают потери энергии в лампе, ухуд-
шается ее тепловой режим и, как следствие, уменьшается полез-
ная мощность на выходе каскада.
§ 8. Газоразрядные приборы
Газоразрядными называют электрова-
куумные приборы, баллоны которых заполнены газами или пара-
ми. В качестве наполнителей используют пары ртути, инертные
газы, водород, а иногда — водород в смеси с парами воды.
Давление наполнителя лежит в пределах от 10~1 до 104 Па.
В разреженном газе, которым заполнен прибор, всегда при-
сутствует небольшое количество электронов и ионов. Под дейст-
вием электрического поля анод—катод отрицательно заряжен-
ные электроны устремляются к аноду, а положительно заря-
женные ионы — к катоду. При этом во внешней цепи прибора
появляется электрический ток, т. е. происходит темновой раз-
ряд — участок Оа на вольт-амперной характеристике самостоя-
тельного газового разряда (рис. 12). Электроны на пути к
аноду многократно сталкиваются с атомами газа, которые в
результате такого взаимодействия возбуждаются или ионизи-
руются.
При возбуждении энергия свободного электрона, поглощен-
2 915
17
12. Вольт-амперная характеристика самостоятельного
газового разряда
13. Вольт-амперная характеристика (а) и схема включе-
15. Условное графическое обозначение (а) и анодно-
сеточные характеристики (б) тиратрона
ная атомом газа, расходуется на переход одного из валентных
электронов на более высокий энергетический уровень. Через ин-
тервал времени порядка 10-8 с этот электрон возвращается
на прежний энергетический уровень, а атом газа излучает квант
энергии.
При ионизации энергия, сообщенная атому газа свободным
электроном, настолько велика, что происходит генерация элект-
ронно-ионной пары. Одновременно в газе наблюдается обратный
процесс — рекомбинация, или деионизация, и освободившаяся
энергия излучается в виде квантов, вследствие чего газ интен-
сивно светится, т. е. наступает тлеющий разряд. Соответственно
увеличивается анодный ток, значение которого ограничивается
полным сопротивлением цепи питания — участок бв. Дальнейшее
увеличение анодного тока возможно лишь при увеличении на-
пряжения — участок вг.
При некотором критическом значении анодного напряжения
(точка г) прибор скачком переходит в режим дугового разряда,
для которого характерны малое падение напряжения (10—20 В)
и большой анодный ток — участок де.
Приборами самостоятельного тлеющего разряда являются не-
оновые лампы, знаковые и знакосинтезирующие индикаторы,
стабилитроны, тиратроны с холодным катодом, самостоятельного
дугового — экситроны, игнитроны и газонаполненные разрядни-
ки, а несамостоятельного — газотроны и тиратроны.
§ 9. Индикаторы тлеющего разряда
Неоновые лампы являются прос-
тейшими индикаторами тлеющего разряда, в основном исполь-
зуемыми для преобразования электрических сигналов в визуаль-
ную информацию (например, при настройке в резонанс колеба-
тельных контуров).
Конструктивно неоновые лампы представляют собой запол-
ненный неоном стеклянный баллон, в который помещены два
металлических электрода. Разряд в лампе начинается при напря-
жении UB.p возникновения разряда (рис. 13, а). Ток анода /а
определяется сопротивлением ограничивающего резистора Rorp
(рис. 13,6), включаемого последовательно лампе HL. Без этого
резистора тлеющий разряд переходит в дуговой и лампа выхо-
дит из строя. При возникновении разряда напряжение на аноде
[7а скачком уменьшается до напряжения поддержания разряда
а ток увеличивается до /а = (£а — /7П.Р) / Rorp.
Уменьшение подводимого напряжения питания £;1 или увели-
чение сопротивления резистора /?01|> приводит к прекращению
разряда при напряжении
Знаковые и знакосинтезирующие индика-
торы служат для отображения буквенной и цифровой инфор-
мации (например, в цифровых измерительных приборах) и по
физическим процессам ничем не отличаются от неоновых ламп.
19
В знаковых индикаторах (рис. 14, а) анод А в виде сетки
из тонкой проволоки располагается со стороны считывания, а
катоды 0—9 устанавливаются в виде плоских цифр параллельно
аноду один за другим. Режим работы прибора подбирают так,
чтобы при индикации каждого знака светилась поверхность со-
ответствующего катода.
В знакосинтезирующих (сегментных) индикаторах (рис. 14,6)
катоды К!—К12 располагаются в одной плоскости за общим сет-
чатым анодом А и представляют собой набор прямолинейных
отрезков, количество и форма которых достаточны для воспро-
изведения нужных знаков и символов.
§ 10. Тиратроны
Газоразрядные приборы с накаленным ка-
тодом, имеющие один или несколько управляющих электродов —
сеток, называют тиратронами. В качестве наполнителей тиратро-
нов используют пары ртути, инертные газы или водород.
Условное графическое обозначение тиратрона показано на
рис. 15, а, а анодно-сеточная характеристика, поясняющая его
принцип действия, — на рис. 15,6.
Пусть напряжение на сетке тиратрона отрицательное и
превышает по абсолютному значению U'c. Подадим на анод на-
пряжение U'a и постепенно начнем уменьшать напряжение на
сетке. При напряжении U' появится анодный ток и тиратрон
скачком перейдет в режим дугового разряда. При этом напря-
жение на его аноде уменьшится —до 10—20 Вив анодной цепи
установится ток /', ограниченный сопротивлением цепи питания
и анодным напряжением U'a. Дальнейшее поведение тиратрона
не зависит от напряжения на сетке, так как положительные
ионы газа, собираясь вблизи витков сетки, нейтрализуют ее от-
рицательный потенциал. Отключение тиратрона возможно лишь
при увеличении сопротивления или разрыве цепи питания. При
напряжении на аноде U" <Z U'a дуговой разряд возникает при
отрицательном напряжении Ц"<Ц'и токе анода I"
Достоинством тиратронов является их способность работать
при весьма больших анодных токах (1000 А и более) и значи-
тельных напряжениях (25 кВ и более). Основной недостаток
тиратронов, как и всех газоразрядных приборов, — инерцион-
ность—обусловливает их применение в основном в цепях токов
промышленной частоты. Так, на тиратронах выполняют мощные
высоковольтные выпрямители и инверторы — преобразователи
постоянного напряжения в переменное.
§ 11. Электронно-лучевые приборы
Электронно-лучевые приборы предназна-
чены для преобразования сигналов информации с помощью
остро сфокусированного потока электронов — электронного
20
луча — и делятся на электронно-лучевые трубки (ЭЛТ), преоб-
разователи электрических сигналов и сигналов изображения,
лучевые электровакуумные приборы для диапазона частот
30 МГц — 3 ТГц.
Электронно-лучевые трубки применяют: в ос-
циллографах — для наблюдения электрических процессов; в те-
левидении — для преобразования электрического сигнала, со-
держащего информацию о яркости и цвете передаваемого объ-
екта, в его видимое изображение; в индикаторных устройствах
радиолокационных станций (РЛС) —для преобразования элект-
рического сигнала, содержащего информацию об окружающем
пространстве, в видимое изображение этого пространства.
Преобразователи эл ектрических сигна-
лов предназначены для изменения электрической формы сиг-
налов. Примером этих приборов являются различные знакогене-
раторы, преобразующие импульсную последовательность элект-
рических сигналов в видимое изображение — чертеж, электри-
ческую схему, текст и др. К этим же приборам относят преоб-
разователи невидимого инфракрасного изображения в видимое.
Преобразователи изображения служат для
превращения видимого изображения в электрические сигналы.
Такими приборами являются передающие телевизионные трубки.
Лучевые электровакуумные приборы — это
клистроны, лампы бегущей и обратной волны. Эти приборы будут
подробно рассмотрены в гл. 9.
В зависимости от способов фокусирования и отклонения
электронного луча электронно-лучевые приборы бывают соот-
ветственно с электростатическими и магнитными фокусировкой
и отклонением.
Устройство и схема включения двуханодной осциллографиче-
ской ЭЛТ с электростатическими фокусировкой и отклонением
луча показаны на рис. 16. Катод / имеет на торцовой поверх-
ности активирующее покрытие и заключен в металлический ста-
кан 2, называемый управляющим электродом или модулятором,
в дне которого выполнено небольшое отверстие для выхода
электронного луча. Катод и модулятор называют электронным
прожектором. Подаваемое на модулятор отрицательное по от-
ношению к катоду напряжение регулируется резистором R1 «Яр-
кость». При этом изменяется ток луча и, следовательно, яркость
свечения экрана 7, покрытого внутри люминофором. Экран под
действием бомбардирующих его поверхность электронов светит-
ся. Аноды 3 и 4 служат для ускорения и фокусировки электрон-
ного луча изменением напряжения на первом аноде 3 потенцио-
метром R3 «Фокусировка». Резисторы R2 и R4 являются огра-
ничивающими. Вертикально и горизонтально отклоняющие плас-
тины 5 и 6 служат для отклонения электронного луча соответ-
ственно в вертикальной и горизонтальной плоскостях — по осям
Y и X, а сдвоенные потенциометры R5 — R8 — для его смещения
по осям X и Y.
21
16. Устройство и схема включения электронно-лучевой
трубки
17. Электростатическая (а) и магнитная (б) фокусирующие системы ЭЛТ
18. Электростатическая (а) и магнитная (б) отклоняющие системы ЭЛТ
Электростатическая фокусирующая с и ст е-
м а ЭЛТ (рис. 17, а) состоит из первого al и второго а2 анодов.
Так как Uа2 > Uai, силовые линии электрического поля между
анодами начинаются на аноде а2 и завершаются на аноде al.
В результате взаимного отталкивания электроны влетают в
фокусирующее поле расходящимся пучком с углом отклонения
от оси а. В точке 1 траектория полета электронов поперечная
составляющая силы F1, действующей на них со стороны поля,
направлена к оси ЭЛТ, а в точке 2 — от нее (если бы не было
силы F1 электроны пересекли бы ось трубки в точке 3). Фокуси-
руют электронный луч в плоскости экрана, подбирая соотноше-
ние потенциалов Ua\ и анодов.
Магнитная фокусирующая система
(рис. 17,6) может быть выполнена в виде короткой катушки.
Принцип магнитной фокусировки состоит в том, что электроны,
попадающие в магнитное поле катушки под углом (3 к вектору
индукции 7?, продолжают движение по спиралевидной траекто-
рии, пересекающей ось ЭЛТ после каждого полного витка. Ток
1 фокусирующей катушки подбирают так, чтобы все электроны
луча собрались в одной точке экрана, т. е. фокусировались.
Магнитные фокусирующие системы по сравнению с электро-
статическими потребляют значительно большую мощность, но
обеспечивают намного более острую фокусировку луча.
Электростатическая отклоняющая систе-
м а (рис. 18, а) выполняется в виде двух параллельных металли-
ческих пластин, к которым подключен внешний источник питания
напряжением U. Электроны, влетающие в поле плоского кон-
денсатора, образованного пластинами, испытывают отклоняющее
воздействие силы F и продолжают полет в пределах пространст-
ва между ними по параболической траектории в направлении
к верхней пластине. При изменении полярности напряжения
U пластин отклонение луча изменяется на противоположное.
Магнитная отклоняющая система (рис. 18,5)
выполняется в виде двух катушек, вектор индукции ~S магнит-
ного поля которых перпендикулярен вектору скорости v электро-
нов. Под действием силы Лоренца траектория полета электронов
искривляется тем больше, чем больше ток / в катушках, и, сле-
довательно, индукция поля.
Магнитные отклоняющие системы по сравнению с электро-
статическими позволяют получать более равномерное отклонение
луча в пределах значительно большего угла. Недостатком маг-
нитных отклоняющих систем является инерционность, поэтому их
в основном используют на частотах звукового диапазона. Элект-
ростатические отклоняющие системы практически безынерци-
онны.
19. Получение развертки на
экране ЭЛТ
20. Условное графическое обо
значение осциллографической
ЭЛТ (а) и кинескопа (б):
к — катод, н — нить накала, м —
модулятор, al — аЗ — аноды, ОС —
отклоняющая система
21. Устройство ЭЛТ с вырезающим лу-
чом
22. Устройство и схема включе-
ния фотоэлемента
24. Устройство супериконоскопа
§ 12. Осциллографические трубки
и кинескопы
Осциллографические трубки
имеют электростатические фокусировку и отклонение луча. На го-
ризонтально отклоняющие пластины обычно подают пилообраз-
ное напряжение развертки Up (рис. 19), что обеспечивает посто-
янную скорость движения яркостного пятна по экрану трубки.
Во время прямого хода развертки яркостное пятно сравнительно
медленно проходит по экрану слева направо (интервал времени
О—/). Затем в течение интервала времени 1—2 электронный луч,
а с ним яркостное пятно возвращаются в исходное положение.
Наблюдаемый сигнал t/c подается на вертикально отклоняющие
пластины и отклоняет луч, а следовательно, яркостное пятно по
вертикали. Сложение двух движений — равномерного и пропор-
ционального мгновенному значению напряжения сигнала — по-
зволяет наблюдать электрический сигнал во времени.
Применяемые в осциллографических трубках электростатиче-
ские отклонение и фокусировка луча позволяют наблюдать элек-
трические процессы до частот несколько сотен мегагерц.
Условное графическое обозначение осциллографической ЭЛТ
показано на рис. 20, а.
Кинескопы — это электронно-лучевые трубки, предназна-
ченные для воспроизведения телевизионного изображения. Суще-
ствует множество типов кинескопов, различающихся главным об-
разом размерами экрана по диагонали (от 6 до 67 см). Экраны
кинескопов обычно прямоугольные; угол отклонения луча в чер-
но-белых кинескопах составляет 110°, а в цветных — 90°. Совре-
менные кинескопы имеют электростатическую фокусировку и маг-
нитное отклонение луча. Необходимая яркость изображения
обеспечивается высоким ускоряющим напряжением, достигаю-
щим в цветных кинескопах 25 кВ.
Условное графическое обозначение кинескопа показано на
рис. 20, б.
§ 13. Преобразователи
электрических сигналов
В связи с развитием средств вычислитель-
ной техники все большее внимание уделяется дисплеям — устрой-
ствам отображения информации, вводимой в ЭВМ оператором и
выводимой из нее в виде результата выполнения программы. Су-
ществует множество устройств отображения информации: от
весьма сложных цветных дисплеев, возможности которых ограни-
чиваются только программным обеспечением, до простейших
цифровых индикаторов. В большинстве случаев дисплеи выпол-
няют на ЭЛТ, аналогичных осциллографическим или кинескопам,
но применяют также ЭЛТ, специализированные для отображения
буквенно-цифровой информации.
25
Устройство специализированной ЭЛТ с вырезающим лучом
показано па рис. 21. Сформированный электронным прожектором
/ электронный луч отклоняется двумя парами пластин 2 и 3 и по-
падает на тот участок знаковой матрицы 4, который имеет про-
рея» в виде нужного знака. Матрицу преодолевают только элект-
роны, пролетающие через прорезь, т. е. луч как бы вырезается и
его сечение в точности соответствует форме прорези в матрице (в
рассматриваемом случае это цифра 7). Дальнейший полет элект-
ронов происходит под действием корректирующего отклонения и
дополнительного ускорения. После этого луч попадает в магнит-
ную отклоняющую систему, а затем в нужную точку экрана,
на котором высвечивается необходимый символ.
Такая трубка позволяет получить высококачественное изобра-
жение. Недостатками ее являются ограниченный матрицей набор
символов и сложность управления электронным лучом.
§ 14. Фотоэлементы и фотоумножители
Фотоэлементами и фотоумножителями на-
зывают электронные приборы, предназначенные для преобразо-
вания энергии света в энергию электрического тока.
Принцип действия этих приборов основан на внешнем или
внутреннем фотоэффекте. ЕЗнешний фотоэффект состоит в погло-
щении квантов света атомами вещества, подвергаемого облуче-
нию. Энергии кванта света, сообщенной какому-либо электрону
возбужденного атома при определенных условиях, оказывается
достаточно, чтобы он, покинув пределы вещества, стал свобод-
ным. Внутренний фотоэффект наблюдается в полупроводниках
при их облучении. Образование электрона проводимости также
происходит в результате поглощения атомом полупроводника
энергии кванта света. В отличие от внешнего при внутреннем
фотоэффекте электрон проводимости остается в пределах крис-
таллической структуры вещества.
Ф о т о э л е м е н т ы (рис. 22) выполняют в виде стеклянной
колбы 2, на внутреннюю поверхность которой нанесен фотокатод
3 из слоев оксидов серебра и цезия с вкрапленными частицами
чистого серебра и цезия. При облучении квантами света поверх-
ность фотокатода эмиттирует электроны. Так проявляется внеш-
ний фотоэффект. При положительном по отношению к катоду на-
пряжении /ц на аноде / эмиттированные катодом электроны уско-
ряются в направлении анода, создавая фототок и на резисторе
/?„ появляется выходной сигнал, пропорциональный освещенности.
Фотоэлементы бывают как вакуумными, так и газонаполнен-
ными (каким-либо инертным газом). Ток вакуумных фотоэлемен-
тов определяется только фототоком, а газонаполненных содержит
также ток несамостоятельного газового разряда.
Фотоэлементы, в которых используется внутренний фотоэф-
фект, называют фоторезисторами и выполняют в виде слоя полу-
проводника (фотослоя), осажденного в вакууме на изолирующую
то
подложку. При освещении фотослоя его сопротивление уменьша-
ется и в цепи фоторезистора появляется ток тем больший, чем
выше освещенность.
Фотоумножители (рис. 23) выполнены в виде после-
довательно расположенных фотокатода к, динодов д!—д4 и ано-
да а. При освещении фотокатода вследствие фотоэмиссии его по-
верхность покидают электроны. Под действием ускоряющего по-
ля между фотокатодом к и динодом д1, обусловленного разностью
потенциалов U2—U\, эти электроны приобретают энергию, доста-
точную для выбивания с поверхности динода д! большего числа
вторичных электронов, которые, в свою очередь, ускоряются в
поле между динодами д1 и д2 и выбивают с поверхности динода
д‘2 еще большее число электронов, и т. д. Коэффициент усиления
фототока фотоумножителей, имеющих до 12 динодов, достигает
нескольких миллионов.
§ 15. Преобразователи изображения
Преобразование изображения в электри-
ческий сигнал основано на использовании фотоэффекта, фотопро-
водимости, вторичной электронной эмиссии, а также процессов,
происходящих в р-п переходах при их освещении.
Примером преобразователя изображения может служить су-
периконоскоп (рис. 24). Видимое изображение с помощью опти-
ческой системы I проецируется на полупрозрачной фотокатод 2,
внутренняя поверхность которого покрыта слоем оксидов серебра
и цезия. При освещении поверхности фотокатода происходит фо-
тоэлектронная эмиссия. Причем чем выше освещенность, тем
большее число электронов покидает фотокатод. В магнитном по-
ле катушки переноса 3 и ускоряющем электрическом поле фото-
электроны летят к мишени 4 по параллельным прямолинейным
траекториям.
Мишень представляет собой слюдяную пластину, покрытую со
стороны, обращенной к фотокатоду, криолитом — материалом,
имеющим высокий коэффициент вторичной электронной эмиссии.
Обратная металлизированная сторона 5 мишени служит сигналь-
ной пластиной, к которой подключается резистор нагрузки /?„.
Фотоэлектроны выбивают с поверхности мишени вторичные
электроны. Причем чем больше фотоэлектронов попадает на тот
или другой участок мишени, тем больше вторичных электронов
покидает его и тем до более высокого положительного потенциа-
ла он заряжается. В результате на поверхности мишени образу-
ется потенциальный рельеф, точно соответствующий распределе-
нию освещенности фотокатода.
Считывание потенциального рельефа с мишени осуществляет-
ся остро сфокусированным электронным лучом 7, сформирован-
ным электронным прожектором 8. Построчно обходя все участки
мишени и стирая потенциальный рельеф, электронный луч дово-
дит ее потенциал до +3 В относительно коллектора 6 вторичных
27
электронов. Ток перезаряда отдельных участков мишени, проте-
кающий по цепи, образованной сигнальной пластиной, резисто-
ром нагрузки /?н, корпусом, коллектором, потоком вторичных
электронов и мишенью, зависит от заряда считываемого в дан-
ный момент участка мишени, который, как уже отмечалось, опре-
деляется освещенностью соответствующего участка фотокатода.
Этот ток содержит информацию об освещенности и представляет
собой исходный сигнал яркости, который затем усиливается и
после преобразований передается в пространство в виде телеви-
зионного радиосигнала.
Так как чувствительность супериконоскопов невысока, их в
основном применяют для студийных телевизионных передач, при
которых может быть обеспечено искусственное освещение. Зна-
чительно большей чувствительностью обладают такие распрост-
раненные телевизионные трубки, как суперортикон и видикон,
применяемые в промышленных и космических телевизионных сис-
темах.
Контрольные вопросы
I. Какова роль вакуума в электронных лампах?
2. Для чего активируют катоды?
3. Каково назначение сетки в триоде?
4. Как анодное напряжение влияет на потенциал запирания триода?
5. Как экранирующая сетка влияет на проходную емкость тетрода?
6. Какие физические процессы происходят в газоразрядных приборах?
7. Какие фокусирующие и отклоняющие системы применяются в ЭЛТ?
8. Каковы механизмы внешнего и внутреннего фотоэффекта?
9. Каков принцип преобразования видимого изображения в электрический
сигнал? '
Глава
*"1 Полупроводниковые
Г* приборы
§ 16. Электропроводность
полупроводников
Все вещества в зависимости от способно-
сти проводить электрический ток делятся на проводники, диэлект-
рики и полупроводники. Проводники обладают высокой электри-
ческой проводимостью, диэлектрики — ничтожно малой, а полу-
проводники занимают промежуточное положение между провод-
никами и диэлектриками.
Для полупроводников характерна значительная зависимость
проводимости от температуры. При понижении температуры про-
водимость полупроводников уменьшается, а при повышении —
увеличивается.
В настоящее время самыми изученными и распространенными
полупроводниковыми материалами являются германий Ge, крем-
ний Si и арсенид галлия GaAs. Атомы этих кристаллических ве-
ществ располагаются в пространстве в строго определенном
порядке, образуя кристаллическую решетку, аналогичную крис-
таллической решетке алмаза, фрагмент которой показан на
рис. 25, а. Атомы 1—8 находятся в вершинах куба, атомы 9—14—
в серединах его шести граней; еще четыре атома (на рисунке пока-
зан только один из них — атом /5) располагаются в центрах тетра-
эдров, образованных группами атомов 2, 9, 11 и 12; 4, 9, 10 и 13; 5,
Ю, И и 14; 7, 12, 13 и 14. Один из тетраэдров структуры с централь-
ным атомом 15 показан на рис. 25,б. Структура арсенида гал-
лия отличается от показанной на рис. 25, а тем, что атом 15 явля-
ется атомом мышьяка, а атомы 5, 10, И и 14 — атомами галлия.
Атомы полупроводника прочно связаны в кристаллической ре-
шетке за счет обобществления валентных электронов: центральный
атом 15 отдает в общее пользование четырем соседним атомам по
одному валентному электрону, каждый из которых, в свою очередь,
также отдает атому 15 по одному валентному электрону. Такую
связь между атомами вещества называют ковалентной.
При температуре О К все ковалентные связи заполнены элект-
ронами, свободных электронов в веществе нет и поэтому полупро-
водник ведет себя как диэлектрик. При повышении температуры
тепловые колебания кристаллической решетки передаются валент-
ным электронам, некоторые из которых, покидая свои ковалентные
орбиты, становятся свободными.
29
25. Кристаллическая структура полупроводника (а) и один
из ее тетраэдров (б)
26. Энергетические зонные диаграммы проводника (а),
диэлектрика (б) и полупроводника (в)
27. Атом донорной примеси в структуре электронного полу-
проводника (а) и зонная диаграмма (б)
28. Атом акцепторной примеси в структуре дырочного полу-
проводника (а) и зонная диаграмма (б)
Освободившаяся ковалентная орбита вакансия может
быть занята любым другим электроном вещества. Эту вакансию
рассматривают как положительно заряженный носитель заряда и
называют дыркой.
Под действием внешнего электрического нол я электроны и дыр-
ки начинают двигаться навстречу друг другу, образуя электриче-
ский ток. Таким образом, в полупроводнике электрический ток со-
здается носителями заряда двух типов электронами и дырками.
В беспримесном полупроводнике, называемом также собствен-
ным, образование свободного электрона обязательно сопровожда-
ется образованием дырки. Этот процесс называют генерацией
электронно-дырочной пары. Замещение вакантной ковалентной ор-
биты свободным электроном, называемым также электроном про-
водимости, в результате чего одновременно перестают существо-
вать свободный электрон и дырка, называют регенерацией или ре-
комбинацией.
Электропроводность различных веществ обычно поясняют с по-
мощью энергетических зонных диаграмм (рис. 26, а- в), на верти-
кальной оси которых откладывают энергию U7 валентных электро-
нов. Пока валентный электрон находится на ковалентной орбите,
его энергия соответствует одному из уровней валентной зоны ВЗ.
Электрон, которому сообщена дополнительная энергия, поднима-
ется на более высокий уровень этой зоны или покидает атом и ста-
новится свободным. В этом случае его энергия соответствует одно-
му из уровней зоны проводимости ЗП.
В проводнике переход валентных электронов из валентной зоны
в зону проводимости облегчен, поэтому при 300 К все валентные
электроны участвуют в создании электрического тока (рис. 26, а).
Переход валентных электронов диэлектрика в зону проводимости
затруднен, так как его валентная зона отделена от .зоны проводи-
мости широкой запрещенной зоной (33), ни один из уровней энер-
гии которой не может быть занят валентным электроном
(рис. 26, б).
Запрещенная зона полупроводника невелика и для Ge состав-
ляет 0,303 эВ, для Si — 1,12 эВ, а для GaAs 1,43 эВ. Потому
при 300 К собственные полупроводники имеют заметную электро-
проводность. В собственном полупроводнике концентрации сво-
бодных носителей заряда - электронов щ и дырок р, одинаковы.
Для создания полупроводниковых приборов обычно применя-
ют не собственные полупроводники, концентрация носителей за-
ряда в которых зависит только от температуры, а примесные, ко-
торые бывают п- и р-типов.
Полупроводник n-типа. При введении в собственный иолунро
водник пятивалентной донорной примеси (например, As, Р, Sb) в
нем образуется избыточная концентрация электронов. Атом та-
кой примеси, занимая узел кристаллической решетки полупровод-
ника, оказывается в окружении его атомов (рис. 27, а). На зон-
ной диаграмме электронного полупроводника (рис. 27, б) появля-
ется дополнительный - - донорный уровень энергии ДУ, располо-
31
женный в запрещенной зоне вблизи дна зоны проводимости. На
этом уровне размещается один из пяти электронов атома приме-
си, который не может участвовать в парной ковалентной связи,
поскольку они заняты четырьмя другими электронами. Интервал
энергии АИ7д между донорным уровнем и дном зоны проводимо-
сти но сравнению с интервалом энергии запрещенной зоны мал,
поэтому валентный электрон покидает донорный уровень и пере-
ходит в зону проводимости.
Таким образом в полупроводнике создают избыточную кон-
центрацию электронов, называемых основными носителями заря-
да. Дырки, которых в полупроводнике значительно меньше, назы-
вают неосновными носителями заряда.
Для электронного полупроводника (n-типа) справедливо со-
отношение n,[p„ = nipi, где пп и р„ — концентрации электронов и
дырок.
Полупроводник p-типа. При введении в собственный полупро-
водник трехвалентной акцепторной примеси (например, В, Al, In)
в нем образуется избыточная концентрация дырок. Атом такой
примеси, имея три валентных электрона, образует три парные ко-
валентные связи (рис. 28, а), а недостающий четвертый электрон
отбирает у соседнего атома полупроводника. При этом на месте
оборванной ковалентной связи появляется дырка.
На зонной диаграмме дырочного полупроводника (рис. 28, б)
появляется акцепторный уровень энергии АУ, расположенный в
запрещенной зоне вблизи потолка валентной зоны. Интервал энер-
гии Л МД между акцепторным уровнем и потолком валентной зо-
ны по сравнению с интервалом энергии запрещенной зоны мал,
поэтому валентный электрон покидает валентную зону и перехо-
дит на акцепторный уровень, восполняя недостающую ковалент-
ную связь атома примеси. В валентной зоне при этом образуется
дырка. В дырочном полупроводнике дырки являются основными,
а электроны неосновными носителями заряда.
Для дырочного полупроводника (p-типа) справедливо соотно-
шение n р(, = n,ph где пг, и рр — концентрации электронов и дырок.
§ 17. Электронно-дырочный переход
(р-п переход)
Электрический переход между областями
полупроводника, одна из которых имеет электропроводность р-ти-
па, а другая — гг-типа, называют электронно-дырочным или р-п
переходом.
Существует несколько технологий получения р-п переходов,
среди которых наиболее распространена планарная, осуществля-
емая, например, в такой последовательности. На поверхности
кремниевой пластины 2 типа п термическим способом получают
тонкий (около 1 мкм) слой / диоксида кремния SiO2 (рис. 29, а),
который является отличным изолятором. Затем, используя мето-
ды фотолитографии, удаляют определенные участки в слое SiO2,
32
создавая окна 4 и напыляя акцепторную примесь 3 (рис. 29, б),
атомы которой, диффундируя в «-слой, образуют р-область.
Между р- и п-областями образуется р-п переход 5 (рис. 29. в).
Как видно из рис. 30, а, концентрации электронов п и дырок р
в направлении х. перпендикулярном границе раздела р- и «-об-
ластей, отличаются в 1()8 раз. Поэтому происходит встречная
диффузия основных носителей: дырки из /’-области, где их очень
много, диффундируют в «-область, где их значительно меньше, а
электроны из «-области диффундируют в р-область.
В результате в дырочной области образуется пространствен-
ный заряд, состоящий из отрицательно заряженных ионов акцеп-
торной примеси и электронов /z-области. В электронной области
образуется пространственный заряд, состоящий из положительно
заряженных ионов донорной примеси и дырок p-области. Между
этими пространственными зарядами возникает электрическое по-
ле напряженностью Ек (рис. 30, б), а между электронной и ды-
рочной областями появляется контактная разность потенциалов
U,. (рис. 30, в), представляющая собой потенциальный барьер
для основных носителей заряда и ограничивающая их встречную
диффузию.
Зона собственно р-п перехода обладает высоким сопротивле-
нием, так как в ней значительно меньше носителей заряда, чем в
остальном объеме полупроводника (рис. 30, а). Эта зона называ-
ется запирающим слоем и состоит из двух обедненных носителями
заряда слоев, один / из которых располагается в дырочной об-
ласти, а другой /„ — в электронной. Толщина обедненных слоев
определяется концентрацией примесей в соответствующих облас-
тях. Чем выше концентрация примесей, тем тоньше обедненный
слой. При одинаковых концентрациях примесей 1п~ 1п образуется
симметричный р-п переход. Обычно используют несимметричные
р-п переходы, в которых 1„>1„ или /„</„. Несимметричный р-п
переход расположен, главным образом, в той области полупро-
водника, где концентрация примеси меньше.
Электрическое поле напряженностью /ф, создаваемое контакт-
ной разностью потенциалов Lp (рис. 30. б), является ускоряю-
щим для неосновных носителей заряда. Нод действием сил этого
поля неосновные носители (на рис. 30. 6 они заштрихованы)
втягиваются в переход, ускоряются в направлении границы раз-
дела и рекомбинируют.
Таким образом, через р-п переход протекает четыре тока: два
диффузионных. ф.,Иф,|, и основных носителей и два дрейфовых
фдр и i,,„v неосновных. Ток, создаваемый электрическим полем,
называют дрейфовым. Зонная диаграмма р-п перехода, на кото-
рой показаны протекающие через него токи, приведена на рис. 31.
Д л я в к л ю ч е н и я р-п н е р е х о д а в и р я м о м и а-
правлении (рис. 32, а) внешний источник напряжения со-
единяют положительным полюсом с выводом от «-области, а от-
рицательным — с выводом от « области При этом уменьшаются
потенциальный барьер U', ширина перехода фи напряженность
3 - 915
33
3 4
29. Получение р-п перехода:
а — создание слоя SiO2, б — напыление акцепторной при-
меси, в - готовый р-п переход
30. Концентрации электронов и
дырок в р-п переходе (а), про-
текающие через него токи (б)
и распределение потенциала (в)
32. Включение (а) и потенциальный
барьер (б) р-п перехода при прямом
направлении
поля запирающего слоя Е'к = Ек—Епр (рис. 32, б). В переход с
двух сторон начинают поступать электроны и дырки диффузион-
ного тока, вследствие чего сопротивление запирающего слоя
уменьшается.
Для включения р-п перехода в обратном на-
правлении полярность внешнего источника изменяют на
противоположную (рис. 33, а). При этом ширина запирающего
слоя /обр увеличивается, потенциальный барьер повышается
(рис. 33, б), диффузия основных носителей через переход умень-
шается, а затем вовсе прекращается. Дрейф неосновных носите-
лей, ускоряющихся в суммарном поле контактной разности по-
тенциалов и внешнего источника напряжения, создает обратный
ток р-п перехода.
Зонные диаграммы р-п перехода, включенного в прямом и об-
ратном направлениях, показаны на рис. 34, а, б. При прямом на-
правлении (рис. 34, а) смещение зон уменьшается, так как сни-
жается потенциальный барьер, диффузионная составляющая
тока через р-п переход увеличивается, а сопротивление перехода
уменьшается. При обратном направлении (рис. 34, б) из-за уве-
личения потенциального барьера происходит дополнительное сме-
щение зон и диффузионные токи прекращаются, так как энергия
основных носителей заряда недостаточна для преодоления потен-
циального барьера. При этом ток через переход определяется
только дрейфом неосновных носителей, для которых поле запира-
ющего слоя является ускоряющим.
§ 18. Выпрямительные диоды
Основным назначением выпрямительных
диодов является преобразование переменного электрического то-
ка в постоянный, т. е. выпрямление.
Первые выпрямительные диоды были германиевые. Современ-
ная технология получения сверхчистого кремния позволяет изго-
товлять их преимущественно из кремния.
Выпрямительный диод состоит из кристалла полупроводника
с р-п переходом, заключенного в металлический или пластмассо-
вый корпус, и двух выводов от р- и «-областей. Основные свойства
выпрямительных диодов определяются свойствами р-п перехо-
да. Работа выпрямительного диода в электрической схеме доста-
точно полно определяется его вольт-амперной характеристикой
зависимостью тока, проходящего через прибор, от приложенного
внешнего напряжения.
Условное графическое обозначение выпрямительного диода с
указанием направления прямого тока /Н() через пего показано на
рис. 35, а, а вольт-амперные характеристики германиевого Д7Ж.
и аналогичного по электрическим параметрам кремниевого
КДЮ5Б диодов — на рис. 35, б.
Анализ этих характеристик позволяет разграничить цреиму-
3* 35
33. Включение (а) и потенциальный
барьер (б) р-п перехода при обратном
направлении
34. Зонные диаграммы
р-п перехода при прямом
(а) и обратном (б) на-
правлениях
35. Условное графическое обозначение (а) и вольт-
амперные характеристики (б) германиевого Д7Ж
и кремниевого КД105Б диодов
шественные области применения германиевых и кремниевых дио-
дов. Так, германиевые диоды используют, когда необходима об-
работка сигналов малой амплитуды. Действительно, с помощью
германиевого диода можно выпрямлять переменное напряжение,
амплитуда которого составляет доли вольта, тогда как кремние-
вый диод при подаче на него напряжения, амплитуда которого
менее 0,4 В, одинаково плохо проводит ток в прямом и обратном
направлениях.
Кремниевые диоды применяют чаще германиевых, особенно
когда недопустим обратный ток. Кроме того, они сохраняют ра-
ботоспособность при температуре до 125—150°C, тогда как гер-
маниевые могут работать только при температуре до 4~70“С.
О с н о в н ы м и и а р а м е т р а м и в ы и р я м и т е л ь и ы х
д и о д о в я в л я к» т с я:
постоянное прямое напряжение измеренное при опреде-
ленном постоянном прямом токе /пр;
постоянный обратный ток измеренный при определенном
постоянном обратном напряжении
максимально допустимое постоянное обратное напряжение
максимально допустимый средний прямой ток / т.1Х, обычно
определяемый как средний за период прямой ток в схеме однопо-
л у п е р и одного в ы п р я м и те л я.
Превышение £/()бр |!|а, переводит диод в режим пробоя. Разли-
чают электрический и тепловой пробой р-п перехода. Электрический
пробой может быть лавинным или туннельным и не сопровождает-
ся разрушением р-п перехода. Тепловой пробой, как правило,
сопровождается разрушением р-п перехода и выходом прибора из
строя.
Л а в и н н ы й проб о й происходит из-за лавинного размно-
жения неосновных носителей заряда в широких р-п переходах.
Электрон, ускорившись в поле запирающего слоя, выбивает из ато-
мов полупроводника валентные электроны, которые, в свою оче-
редь, успевают ускориться и выбить новые электроны, и т. д.
Процесс развивается лавинообразно и сопровождается быстрым
нарастанием обратного тока — участки бв на рис. 35.
Т у н н е л ь н ы й п робой наблюдается в узких р-п перехо-
дах и состоит в отрыве под действием сильного электрического
поля валентных электронов от атомов полупроводника. Образую-
щиеся при этом носители заряда — электроны и дырки — спо-
собствуют увеличению обратного тока.
Т е п л о в о й пробой возникает из-за перегрева р-п пере-
хода или отдельного его участка. При этом происходит интенсивная
генерация пар электрон — дырка и, следовательно, увеличивается
обратный ток, что ведет к увеличению мощности, выделяющейся
в р-п переходе, и дальнейшему его разогреву. Этот процесс,
также лавинообразный, завершается расплавлением перегретого
участка р-п перехода и выходом прибора из строя. При
тепловом пробое обратный ток стремительно нарастает, а
37
36. Вольт-амперная характеристика кремниевого
диода в диапазоне температур от —60 до 4-85°С
J с-1 ст таи
37. Вольт-амперная характе-
ристика (а) и условное графи-
ческое обозначение (б) стаби-
литрона (стабистора)
38. Структура (а), распределение
концентрации носителей заряда (б)
и зонная диаграмма (s) биполяр-
ного транзистора р-п-р
напряжение на переходе уменьшается — участки «—г на
рис. 35.
Для использования выпрямительных диодов в различных схе-
мах необходимо знать, как они работают в диапазоне темпера-
тур. Для примера на рис. 36 показаны вольт-амперные характе-
ристики кремниевого диода КДЮ5Б, снятые в диапазоне темпе-
ратур от —60 до ф-85°С, из которых видно, что при росте темпе-
ратуры прямое падение напряжения на диоде уменьшается, а
обратный ток увеличивается. Так, обратный ток кремниевых
диодов увеличивается примерно втрое на каждые 10°С, а герма-
ниевых - - только вдвое.
§ 19. Стабилитроны
и стабисторы
Стабилитронами и стабисторами называ-
ют кремниевые полупроводниковые диоды, вольт-амперные ха-
рактеристики которых имеют участки малой зависимости на-
пряжения от протекающего тока (участки аб и вг на рис. 37,а).
Поэтому стабилитроны и стабисторы используют в стабилиза-
торах напряжения и тока. Участки характеристик, соответствую-
щие режимам работы этих приборов в схемах, называют ра-
бочими. Рабочие участки аб стабилитронов и вг стабисторов
находятся соответственно на обратной и прямой ветвях характе-
ристик.
Стабилитроны работают в режиме неразрушающего электри-
ческого пробоя — туннельного или лавинного, а стабисторы —
прямого напряжения на р-л-переходе. Поэтому в качестве ста-
бисторов используют кремниевые диоды, включенные в прямом
направлении.
Основными параметрами ст а б и л и т р о н о в
являются:
номинальное напряжение стабилизации (7С,- среднее на-
пряжение стабилизации, измеренное при определенном токе ста-
билизации /ст;
разброс напряжения стабилизации .\U„ — интервал напря-
жений, в пределах которого находится напряжение стабили-
зации;
средний температурный коэффициент напряжения стабилиза-
ции а;/,,, показывающий, на сколько процентов изменится U„ при
изменении температуры окружающей среды на I К;
дифференциальное сопротивление определяющее стабили-
зирующие свойства прибора и показывающее, в какой степени
У< г зависит от тока;
минимально допустимый ток стабилизации Д.,т„, (при мень-
ших токах резко возрастает гст и уменьшается Ц,);
максимально допустимый ток стабилизации /Г| (при боль-
ших токах происходит разрушающий тепловой пробой).
зч
Условное графическое обозначение стабилитрона (стабис-
тора) с указанием направления тока стабилизации /„ показано
на рис. 37, б.
§ 20. Биполярные транзисторы
Биполярный транзистор имеет трехслой-
пую структуру (рис. 38, а) и соответственно три вывода. Сред-
нюю область транзистора называют базой, а крайние — эмитте-
ром и коллектором. Такие транзисторы называют биполярными,
потому что перенос тока в них осуществляется носителями за-
ряда двух типов электронами и дырками.
Концентрация примеси, а следовательно, и основных носи-
телей заряда самая высокая в эмиттере и малая -— в базе; в кол-
лекторной области она может быть такой же, как в эмиттере
(рис. 38,6). Базу транзистора выполняют очень тонкой (не-
сколько микрометров), а коллектор должен позволять отводить
теплоту, выделяющуюся при работе прибора.
Кроме транзисторов р-п-р широко применяют транзисторы
п-р-п.
Биполярный транзистор имеет два р-п перехода эмиттер-
ный /// и коллекторный П2 и два запирающих слоя с контактны-
ми разностями потенциалов /Ла и 6Д? (рис. 38, в). Напряженности
£Ki и /Ш электрических полей в запирающих слоях обусловлены
(7к| и Uк.,. Ширина переходов /(|| и U->, а ширина базовой обла-
сти /(..
В зависимости от выполняемых в схеме функций транзисто-
ры могут работать в трех режимах: активном, насыщения и
отсечки.
В а к т и в н о м р е ж и м е транзисторы используют для
усиления электрических сигналов с минимальными искаже-
ниями формы. При этом на эмиттерный ГН и коллекторный 112
переходы подают внешнее напряжение соответственно в прямом
и обратном направлениях (рис. 39, а). Под действием напряже-
ния эмиттер — база Um, основные носители заряда эмиттера
(дырки) преодолевают эмиттерный переход. Навстречу им диф-
фундирует значительно меньшее количество основных носителей
базы (электронов), поскольку концентрация примеси в базе на-
много меньше, чем в эмиттере. Часть дырок эмиттера рекомби-
нирует с электронами вблизи перехода П1, а остальные инжек-
тируются (впрыскиваются) в базовую область.
Биполярные транзисторы в зависимости от механизма пере-
носа тока через базу делятся на две группы - - бездрейфовые
и дрейфовые. .Для бе.здрейфовых транзисторов характерно рав-
номерное распределение примеси в базе и, как следствие,
отсутствие в ней электрического поля. Поэтому в таких тран-
зисторах дырки преодолевают базу в основном посредством
диффузии. В дрейфовых транзисторах примесь в базе распре-
делена неравномерно: по мере удаления от эмиттерного пере-
40
хода ее концентрация уменьшается. Поэтому постоянно сущест-
вующее в базе электрическое поле способствует дрейфу неоснов-
ных носителей от эмиттерного перехода к коллекторному.
На пути к коллекторному переходу часть дырок эмиттера
рекомбинирует с электронами базы (в реальных транзисторах
0,1—0,001 дырок, покинувших эмиттер). Остальные достигают
коллекторного перехода, на который подано обратное напряже-
ние коллектор - - база (7 и с ускорением перебрасываются
в коллектор электрическим полем перехода ГГ2.
Таким образом, основные носители заряда, покидающие эмит-
тер, частично теряются в переходе III и базе на рекомбинацию.
Эти потери составляют ток базы Остальные достигают коллек-
тора, рекомбинируя с электронами, поступающими в него из
внешней цепи в виде электронного тока t коллектора. Перевод
дырок из эмиттерной области в область базы восполняется
генерацией пар электрон-.дырка в эмиттере и отводом электро-
нов во внешнюю цепь в виде электронного тока щ эмиттера.
Токи транзистора, работающего в активном режиме, связаны
соотношением I3=lv^-Iv, т. е. Л/э== А/1; + А/к. При изменении
тока эмиттера на Л/э соответственно изменяются токи базы на
A/ь и коллектора на \Л..
Так, если на эмиттерный переход подать кроме постоянного
напряжения LOi, переменное напряжение сигнала АбЛ-ж
(рис. 39,6), в эмиттерной цепи появится ток /'в±Дф. Соответ-
ственно в коллекторном токе появится переменная составляю-
щая /К±Л/К. При включении в цепь коллектора резистора на-
грузки на нем образуется падение напряжения Ur,,. ± А(7/<к,
переменная составляющая АБфк которого во много раз большая
входного сигнала ЛСФв, будет усиленным сигналом.
В ре ж и м е н а с ы ш е н и я прямое напряжение подают
на оба перехода транзистора и его сопротивление уменьшается
почти до нуля, В этом режиме транзистор эквивалентен замкну-
тому контакту реле и используется для подключения нагрузки
к источнику питания.
В р е ж и м е о т с е ч к и на оба перехода транзистора по-
дают обратные напряжения, т. е. транзистор закрыт и обладает
высоким сопротивлением. В этом режиме он эквивалентен ра-
зомкнутому контакту реле.
Чередуя режимы насыщения и отсечки, можно коммутиро-
вать различные электрические цепи без разрыва и, следователь-
но, без искрения контактов. Режимы насыщения и отсечки
используют в импульсных схемах. Большую часть времени тран-
зисторы в этих схемах работают в режимах насыщения и от-
сечки, а при переходе из режима в режим — незначительное
время в активном режиме.
При работе с транзисторными схемами используют два се-
мейства вольт-амперных характеристик -.входные и выходные.
При включении транзистора но схеме с обшей базой ОБ
входной сигнал подается на эмиттер, а выходной снимается с
41
39. Схемы включения транзистора с ОБ (а)
нем (б)
и каскада усиления на
ходных (б) характеристик транзи-
стора в схеме с ОБ
41. Схемы включения транзистора
с ОЭ (а) и ОК (б)
42. Семейства входных (а) и выход-
ных (б) характеристик транзистора
с ОЭ
43. Линейные четырехполюсники, эквивалентные тран-
зисторам с ОБ (а) и ОЭ (б)
коллектора относительно базы. Входная характеристика транзис-
тора в схеме с ОБ представляет собой зависимость тока эмит-
тера от напряжения между эмиттером и базой при постоянном
напряжении на коллекторе:
1:> = f(tOl>) при ОкБ = const.
Выходная характеристика транзистора в схеме с ОБ пред-
ставляет собой зависимость тока коллектора от напряжения
между коллектором и базой при постоянном токе эмиттера:
/к =/Шкб) при /э = const.
Семейства входных и выходных характеристик транзистора
в схеме с ОБ показаны на рис. 40.
Большое распространение получили схемы включения тран-
зисторов с общим эмиттером ОЭ и с общим коллектором ОК
(рис. 41, а, б). Семейства входных и выходных характеристик
транзистора в схеме с ОЭ показаны на рис. 42.
Примерные значения основных параметров транзисторов —
входного и выходного сопротивлений, коэффициентов
усиления напряжения /ф>, тока К: и мощности Кг при включе-
нии по схемам с ОБ, ОЭ и ОК приведены в табл. 1.
Наилучшими параметрами, как видно из табл. 1, обладает
транзистор в схеме с ОЭ, так как близкие значения входного
и выходного сопротивлений облегчают согласование усилитель-
ных каскадов по мощности, а наибольшие усиления по напря-
жению и мощности позволяют уменьшать число каскадов уси-
лителя. Схема с ОБ хотя и хуже схемы с ОЭ по этим показате-
лям, однако широко применяется на повышенных частотах, при
которых схема с ОЭ не работает. Схема с ОК обладает сущест-
венным достоинством ... большим входным и малым выходным
сопротивлением, что позволяет использовать ее для согласова-
ния высокоомного выхода одного каскада с низкоомным входом
другого или с нагрузкой.
В режиме усиления малых сигналов, когда нелинейностью
вольт-амперной характеристики можно пренебречь, транзистор
Таблиц а 1. Основные параметры транзисторов при трех схемах
включения
11ара метр Схема в ключей ня
оь ОЭ ОК
к,' 20—120 Ом 150 Ом 10 5 00 кОм
1,5 кОм
Rbijx 1 1,5 мОм 10 100 кОм 10-100 Ом
Ки 30 300 50 2000 <1
К, 10 250 10-250
Кг 30 300 10’ — 2,5-10’ 10 250
43
эквивалентен линейному четырехполюснику. При этом в схеме с
ОБ (рис. 43, а) усиливаемый сигнал представлен напряжением
AO.»;, и током Л/'э, в схеме с ОЭ - А(Л,э и Л/ь, а выходные
сигналы соответственно Л/ц, АБ'кв и A/к, ЛБкэ- Связь между
входными в выходными параметрами линейного четырехполюс-
ника определяется следующими системами уравнений:
для схемы с ОБ
АГ/д, ---- /o’l ьАН
Л/к - Он,д/:, у. ЛлвЛС'кж
для схемы е ОЭ
А Од = Of, . р /дУэА/'/кэ;
Л/. = ho,Мт ..у ДдэАг/кж
Коэффи диен ты в правых частях уравнений, называемые h-
параметрилш транзистора, представляют собой:
/?Гп, и Ноч -- входные сопротивления, определяемые в режиме
короткого замыкания на выходе;
/Бы, и Л|3э коэффициенты внутренней обратной связи, опре-
деляемые в режиме холостого хода на входе;
fe’i ;> и /дх э ---коэффициенты передачи тока, определяемые
в режиме короткого замыкания па выходе;
ф;,,. и Фддвыходные полные проводимости, определяемые
в режиме холостого хода на входе.
Дня конкретных схем необходимо учитывать следующие ос-
новные нараметры транзисторов:
максимально допустимый постоянный ток коллектора /к,»,;
максимально допустимое постоянное напряжение коллектор —
эмиттер БСз ,!liix (для схемы с ОЭ);
максимально допустимую постоянную рассеиваемую мощ-
ность коллектора 1\
§ 2.1. Полевые транзисторы
В полевых (униполярных) транзисторах
(рнд 44, а) в отличие от биполярных в переносе тока принимают
участие носители заряда одного типа -электроны или дырки,
атериала (я- или р-тина) вы-
полнен проводящий канал /. Гак, канал транзистора, показанно-
го па рис. 44, а, имеет дырочную электропроводность. На боко-
вые поверхности канала нанесены слои 2 полупроводника элект-
ронной электропроводности, образующие затвор 3. Между затво-
ром и каналом создается р-п переход 3, обедненный слой ко-
торого сосре.дточей, главным образом, в объеме канала, вы-
полненного из материала с низким содержанием примеси. От
канала сделаны выводы 4 и ,5 сток С и исток И. Исток обычно
заземляют, а на сток подают напряжение, при котором основные
носители заряда устремляются по каналу к стоку. В транзисторе
44
с каналом p-типа на сток подастся отрицательное напряжение,
а на затвор - положительное, при котором переход затвор
канал, закрыт и тока не проводит.
Условные графические обозначения нолевых транзисторов с
р-п переходом и каналами р- и «-типов показаны на рис 44, б,«.
Выходной ток полевого транзистора (ток сгона 65 зависит
от напряжения на стоке Ucu и с его ростом увеличивается.
Глубина проникновения обедненного слоя в объем г.
следовательно, его поперечное сечение определяю! ся напряже-
нием на затворе U-m, которое управляет током стока При на
пряжении на затворе (Узи =— 0 и небольшом напряжении па стоке
(Усн (рис. 45, а) канал частично перекрыт обедненным слоем, в
результате чего его сопротивление но сравнению с исходным
увеличивается (см. рис. 4-4, а).
Глубина проникновения обедненного слоя в объем канала
увеличивается от истока к стоку, так как обратное напряжение
перехода затвор-—канал растет. Увеличение напряжения Оси
(рис. 46, а) сопровождается увеличением тока стока (участок
0—1). При некотором напряжении Оси™.-, которое называют
напряжением насыщения, обедненный слой вблизи стока пол-
ностью перекрывает канал (см. рис. 45,6). С этого момента
ток стока (участок /-—2 на рис. 46,а) перестает увеличиваться,
т. е. наступает насыщение, и внутреннее сопротивление трап
зистора увеличивается до нескольких мегаом. Наличие тока сте-
ка объясняется инжекцией носителей заряда в обедненную об-
ласть из канала подобно тому, как в биполярных транзисторах
происходит перенос неосновных носителей заряда из базы в обсд-
•не н н у ю об л а ст ь к ол л е кто р а.
Наконец, при напряжении IJ' (рис. 46) происходит пробой
управляющего р-п перехода (точка <У) и транзистор выходит из
строя. Дальнейшее увеличение напряжения (У<з! приводит к сме-
щению точки смыкания обедненных слоев в направлении истока
(см. рис. 45, н).
Выходные характеристики транзистора при напряжении на
затворе (Узи > 0 (см. рис. 46, а) располагаются ниже характе-
ристики при (Учи—0. Ток затвора нолевых транзисторов пич
тожно мал (от сотых долей до нескольких десятков наноампер),
так как он является обратным током р-п, перехода.
Таким образом, в отличие от биполярных транзисторов, вы-
ходной ток которых определяется входным током, в полевых
транзисторах выходной ток !< зависит от напряжения 'Узи на
управляющем электроде (затворе) по отношению к общему
электроду (истоку). Эта зависимость выражается переходной ха-
рактеристикой транзистора (рис, 46,6), которую снимают при
напряжении Uce = const.
МОП-транзисторы, выполняемые в виде чередующихся слоев
металла, оксида и полупроводника, в отличие от полевых тран-
зисторов с р-п переходом, в которых затвор электрически связан
с каналом, имеют затвор, изолированный от канала слоем ди-
и
44. Полевой транзистор с р-п переходом и каналом p-типа (а)
и условные графические обозначения полевых транзисторов
с р-п переходами и каналами р- и п-типов (б, в)
45. Перекрытие канала обедненным слоем при Ц и<'^СИ нас (а)>
Пси = Пси нас (б) и Пси > Пси нас (в)
^синцс ^ситах
46. Семейство входных (а) и переходная (б) характеристики
полевого транзистора с р-п переходом
47. Структура МОП-транзистора с изолированным затвором и
встроенным каналом п-типа (а) и условные графические обозна-
чения МОП-транзисторов с изолированными затворами и
встроенными каналами п и p-типов (б, в)
электрика (чаще всего диоксидом кремния SiO2). Иногда их
называют также МД11-транзисторами (металл -диэлектрик -
полупроводник). Входное сопротивление приборов порядка 10!2—
1017 Ом.
Структура МОП-транзистора с изолированным затвором и
встроенным каналом n-типа показана на рис. 47,а. В пластине
(подложке кремния р-типа) диффузией атомов донорной при-
меси гюлучаюг области высоколегированных истока И и стока
С типа п, соединенные весьма тонким (доли микрометра) кана-
лом «-типа с малой концентрацией примеси. Поверхность плас-
тины покрывают слоем диоксида кремния SiO2, оставляя окна
для доступа к истоку и стоку. Выводы транзистора подсоединяют
к металлизированным поверхностям истока, стока, затвора и
подложки. Положительное напряжение Оси подается на сток.
При отрицательном напряжении Um электрическое поле, об-
разующееся между затвором и подложкой, вытесняет электроны
из объема канала, увеличивая его сопротивление. С ростом
напряжения Изи ток стока Л. уменьшается и при некотором на-
пряжении отсечки вовсе прекращается. Так работает МОП-тран-
зистор в режиме обеднения.
При положительном напряжении Изи электрическое поле зат-
вор—канал втягивает дополнительные электроны из подложки в
канал, вследствие чего его сопротивление уменьшается, а ток
стока растет. Так работает МОН-транзистор в режиме обога-
щения.
Условные графические обозначения МОП транзисторов с
встроенными каналами п- и p-типов показаны на рис. -47, б, в.
Выходные характеристики МОП-транзисторов с изолирован-
ным затвором и встроенным каналом «-типа (рис. 48,а) такие
же, как у полевых транзисторов с р-п переходом, но в режиме
обогащения они располагаются выше, а в режиме обеднения -
ниже характеристики, снятой при 77зи = 0. Переходная характе-
ристика этого транзистора показана на рис. 48, б.
Структура МОП-транзистора с изолированным затвором и
индуцированным каналом «-типа показана на рис. 49, а. В этих
транзисторах канал при изготовлении не формируется, а созда-
ется (индуцируется) в процессе их работы. Положительное на-
пряжение на затворе вызывает приток электронов из подложки
p-типа и изменение (инверсию) типа электропроводности ее
поверхностного слоя между истоком и стоком. Так образуется
канал .«-типа. Рост положительного напряжения па затворе уве-
личивает сечение канала и уменьшает его сопротивление.
Условные графические обозначения МОП-транзисторов с
индуцированным каналом п- и p-типов показаны на рис.
49, б, а.
Выходные характеристики МОП-транзистора с индуцирован-
ным каналом (рис. 50, а) показывают, что ток стока /с увели-
чивается с ростом напряжения на затворе. Такие транзисторы
могут работать только в режиме обогащения, причем в соответст-
UatrO
Чзи<0
изи*изи
>изи
и£и >0 .
48. Семейство выходных (а) и переходная (б) характеристики МОП-транзисто-
ра с изолированным затвором и встроенным каналом
49. Структура МОП транзистора с изолированным затвором и индуцированным
каналом н-типа (to) и условные графические обозначения МОП-транзисторов с
изолированным затвором и индуцированным каналом п- и p-типов (б, в)
50. Семейство выходных (а) и переходная (б) характеристики МОП-тран-
зистора с изолированным затвором и индуцированным каналом
51. Структуры динистора (а), тиристора (б) и их условные графические обо-
значения (в, г)
вии с переходной характеристикой (рис. 50,6) ток стока появля-
ется при напряжении на затворе в несколько вольт.
В настоящее время МОП-транзисторы получили широкое
распространение, так как технология их изготовления намного
проще и точнее, чем биполярных транзисторов. Особенно перс-
пективны выполняемые на полевых транзисторах интегральные
микросхемы, достоинством которых является ничтожно малое
.потребление мощности. Недостатки полевых транзисторов ---
низкое по сравнению с биполярными быстродействие. МОП-
транзисторы и микросхемы на их основе широко применяются
в устройствах цифровой техники и дискретной автоматики.
§ 22. Тиристоры
Тиристоры — это полупроводниковые при-
боры, имеющие три или более р-п перехода и работающие в
двух устойчивых состояниях — открытом или закрытом.
Структура диодного тиристора (динистора) с двумя выво-
дами от крайних областей (анодной а и катодной к) показана
на рис. 51, а, а триодного с тремя выводами (от анодной а, ка-
тодной к областей и управляющего электрода УЭ) — на
рис. 51,6. Условные графические обозначения этих приборов
показаны на рис. 51, в, г.
Рассмотрим процесс переключения динистора в проводящее
состояние (рис. 51, а и 52, а). Основное напряжение рас-
пределяется между р-п переходами П1, 112 и ПЗ прибора, при-
чем большая часть этого напряжения приложена к переходу
/72, так как для него оно является обратным (точка 7 на
рис. 52, а). Увеличение напряжения UUf< сопровождается увели-
чением напряжения на всех трех переходах. При некотором на-
пряжении Unf, напряжение на переходах П1 и ПЗ достигает
такого значения, при котором их прямые токи начинают заметно
увеличивать концентрацию неосновных носителей в П\- и р2-об-
ластях, что увеличивает обратный ток перехода П2. Процесс
развивается лавинообразно (точка 2) и завершается переключе-
нием динистора в проводящее состояние (точка 3). Ток 7„р
динистора в открытом состоянии определяется сопротивлением
нагрузки /?„, так как его напряжение Uac всего 1—2,5 В, а на-
пряжение Unv может достигать нескольких киловольт.
Тиристор включается током управления (см. рис. 51,6 и
52,6) при любом напряжении 77,,р (начиная с нескольких вольт).
Появление управляющего тока /у, который представляет собой
прямой ток перехода ПЗ, вызывает увеличение концентрации
неосновных носителей в р2-области, что резко уменьшает сопро-
тивление этого перехода и падение напряжения на нем. Соот-
ветственно увеличивается падение напряжения на переходах П1
и ПЗ, т. е. создаются условия, аналогичные тем, при которых
работа динистора соответствует точке 2 (рис. 52, а).
Основными параметрами тиристоров явля-
ются:
4—915
49
52. Вольт ам-
перные харак-
теристики ди-
нистора (а) и
тиристора (б)
а )
20-----
53. Зависимость барьерной емкости
р~п перехода от обратного напряже-
ния (а) и условное графическое обозна-
чение варикапа (б)
10-
54. Вольт-амперная характе-
ристика светоизлучающего дио-
да (а) и его условное графи-
ческое обозначение (б)
а) ^пр
иобр |
^обр
1
о
\0
Вольт-амперная характеристика (а), условное
энергетическая
55.
графическое обозначение (б) и
диаграмма (в) туннельного диода
56. Вольт-амперная ха
рактеристика обращенно-
го диода (а) и его ус-
ловное графическое обо-
57. Семейства вольт амперных характеристик фотодиода (а) и фотоэлемента (б)
и my урлпйиыр гпягЬицрскмр лАлаияUPHйя (к
максимально допустимое постоянное напряжение в закрытом
состоянии Uк |Т|ах;
максимально допустимый постоянный ток в открытом состоя-
нии I„, П1ах;
максимально допустимая средняя рассеиваемая мощность
Р
ср щах»
максимально допустимое постоянное обратное напряжение
Побр max,
постоянное напряжение в открытом состоянии [/„<;
/ул — ток удержания — наименьший ток анода, необходимый
для поддержания прибора в открытом состоянии.
Широкое распространение в настоящее время получили так-
же симметричные триодные тиристоры (триаки), которые при
подаче сигнала на управляющий электрод включаются как в
прямом, так и в обратном направлениях. Отсюда назначение
этих приборов — коммутация нагрузки в цепях переменного
тока.
§ 23. Специальные
полупроводниковые приборы
Специальными являются полупроводнико-
вые приборы, предназначенные для выполнения определенных
функций.
Варикапы. При подаче обратного напряжения любой р-п пе-
реход представляет собой конденсатор, диэлектриком которого
служит высокоомный запирающий слой с низкой концентра-
цией носителей заряда, а электродами — слои полупроводнико-
вого материала по обе стороны от него, сохраняющие высокую
проводимость. Емкость такого конденсатора, называемая барь-
ерной (рис. 53, а), определяется обратным напряжением /7<)бр
и уменьшается с его ростом, так как запирающий слой расши-
ряется, что равносильно увеличению расстояния между электро-
дами.
Полупроводниковые диоды, основанные на использовании уп-
равляемой барьерной емкости, называют варикапами. Условное
графическое обозначение варикапа показано на рис. 53, б.
Основными параметрами варикапов явля-
ются:
емкость С„, которая измеряется при П„бР = 0-4-4 В и состав-
ляет от нескольких единиц до нескольких сотен пикофарад;
коэффициент перекрытия по емкости Кс, который лежит в
пределах от 2 до 18 и представляет собой отношение макси-
мальной емкости Ситах к минимальной Cumin, измеренной при
напряжении, близком к максимально допустимому.
Варикапы используют, главным образом, для управления
колебательными контурами в системах автоподстройки частоты
радио- и телевизионных приемников, а также в возбудителях
передатчиков с частотной модуляцией и параметрических усили-
телях, работающих в диапазоне СВЧ.
4*
51
Светоизлучающие диоды. При подаче прямого напряжения в
некоторых р-п переходах из-за интенсивной инжекции электро-
нов в p-область, где они рекомбинируют с дырками, наблюдается
инжекционная электролюминесценция. Это явление используют в
светоизлучающих диодах, преобразующих энергию электрическо-
го тока в энергию видимого или инфракрасного излучения.
Процесс рекомбинации состоит в переходе электронов из зоны
проводимости в валентную зону и сопровождается выделением
избыточной энергии. Часть этой энергии расходуется на нагре-
вание кристалла, а остальная излучается в виде квантов света.
Рекомбинационное излучение светоизлучающих диодов из
карбида кремния, арсенида или фосфида галлия может быть
весьма интенсивным и лежит в инфракрасной, красной, зеленой
и синей частях спектра. Светодиод начинает испускать свет,
как только подается прямое напряжение, причем с ростом тока
интенсивность свечения увеличивается. Прямая ветвь вольт-ам-
перной характеристики светоизлучающего диода и его условное
графическое обозначение показаны на рис. 54.
Светоизлучающие диоды в основном применяют в устройствах
визуального отображения информации и выпускают в виде оди-
ночных приборов или полупроводниковых знаковых табло,
состоящих из нескольких диодов, позволяющих получать све-
чение, форма которого соответствует каким-либо цифрам или
знакам. Кроме того, используют полупроводниковые линейные
шкалы и экраны, составленные из светоизлучающих диодов в
виде одной или нескольких параллельных строк. Светоизлучаю-
щие диоды инфракрасного свечения применяют в оптронах.
Туннельные и обращенные диоды. Несмотря на то что тун-
нельные диоды представляют собой двухполюсники, их исполь-
зуют для усиления и генерирования электрических колебаний.
Это объясняется тем, что на одном из участков вольт-амперной
характеристики туннельного диода (участок 1—2 на рис. 55, а)
его дифференциальное сопротивление отрицательное, т. е. при
увеличении напряжения ток через прибор уменьшается.
Туннельные диоды изготовляют из полупроводниковых мате-
риалов с высокой концентрацией примеси, называемых вырож-
денными полупроводниками. Запирающий слой в них уже, чем
в обычных диодах (0,1—0,2 мкм), чем объясняется значительно
большая напряженность электрического поля, обусловленная
контактной разностью потенциалов (до 106 В/см).
Так как потенциальный барьер в туннельном диоде превы-
шает ширину запрещенной зоны (рис. 55,6), валентная зона
p-области и зона проводимости «-области перекрываются -
интервал а. Между перекрывающимися частями зон происходят
переходы электронов по горизонтали без изменения их энергии,
в результате чего образуются прямой /,1р.т и обратный /ОбР.т тун-
нельные токи.
Основными параметрами туннельных дио-
дов являются:
52
токи /п и /в и напряжения Un и UR пика и впадины вольт-ам-
перной характеристики;
напряжение раствора UV., — прямое напряжение на второй
восходящей ветви характеристики (точка 3 на рис. 55, а), при
котором /П|) = /п;
отношение тока пика к току впадины 1а/К.
Туннельные диоды применяют для усиления и генерирования
электрических колебаний в диапазоне СВЧ. Недостатками схем
на этих диодах являются значительная зависимость их парамет-
ров от режимов, а также склонность усилителя к самовозбуж-
дению, т. е. превращению его в генератор.
Разновидностью туннельных являются обращенные диоды,
которые также изготовляют из вырожденных полупроводников,
но с несколько меньшей концентрацией примесей. При обратном
напряжении Uo6p (рис. 56) порядка нескольких десятков милли-
вольт обращенный диод хорошо проводит ток, а при прямом на-
пряжении ипр до 0,3—0,6 В ток через него невелик (участок
/—2), а затем, начиная с точки 2. быстро увеличивается.
Обращенные диоды используют как выпрямительные для об-
работки сигналов малой амплитуды (до 0,3—0,6 В), вызываю-
щих весьма малый прямой ток (порядка 10 мкА) и значительно
больший обратный ток (10 мА и более). Т. е. прямая ветвь их
характеристики используется как обратная ветвь обычного
выпрямительного диода, а обратная — как прямая. Отсюда на-
звание этих приборов — обращенные диоды.
Фотодиоды. Принцип действия фотодиодов основан на внут-
реннем фотоэффекте, состоящем в генерации под действием све-
та электронно-дырочных пар в р-п переходе, в результате чего
увеличивается концентрация основных и неосновных носителей
заряда в его объеме. Обратный ток фотодиода определяется
концентрацией неосновных носителей и, следовательно, интен-
сивностью облучения. Вольт-амперные характеристики фотодио-
да (рис. 57, а) показывают, что каждому значению светового
потока Ф соответствует определенное значение обратного тока.
Такой режим работы прибора называют фотодиодным.
Кроме того, используют фотогальванический режим, который
состоит в том, что при освещении непосредственно р-п
перехода образующиеся в нем электронно-дырочные пары раз-
деляются электрическим полем, обусловленным контактной
разностью потенциалов. В результате на выводах прибора по-
является фотоэлектродвижущая сила, а при его включении в
замкнутую цепь — электрический ток.
Зависимости тока фотоэлемента от светового потока при раз-
личных сопротивлениях цепи показаны на рис. 57,б, условные
графические обозначения фотодиода и фотоэлемента — на
рис. 57, в, г, а схемы их включения — на рис. 58, а, б.
Фотодиоды, работающие в фотогальваническом режиме, ис-
пользуют в преобразователях солнечной энергии в электрическую
для питания различных устройств, длительное время работаю-
53
58. Схемы включения фотодиода (а) и фо-
тоэлемента (б)
59. Схема включения (а), семейство вольт-амперных характе-
ристик (б) фототранзистора и условные графические обозна
чения фототранзнсторов с выводом от базы (в) и без вывода (г)
60. Схема включения оптрона
61. Условные графические
обозначения тиристорного (а)
и транзисторного (б) оптро-
нов
щих автономно (например, искусственных спутников Земли).
Фотоэлектродвижущая сила кремниевых фотоэлементов 0,5 В, а
гок короткого замыкания 25 мА с 1 см3 освещаемой поверх-
ности.
Фототранзисторы. В отличие от фотодиодов, которые обла-
дают невысокой чувствительностью, так как не усиливают фото-
ток, фототранзисторы являются активными элементами цепи,
поскольку не только образуют фототок, зависящий от освещен-
ности, но и усиливают его.
Схема включения фототранзистора (цепь базы разомкнута)
и семейство его вольт-амперных характеристик показаны на
рис. 59, а, б. При освещении области базы транзистора через
окно в его корпусе образуются электронно-дырочные пары. При
этом дырки втягиваются в коллектор электрическим полем об-
ратного напряжения между базой и коллектором, а электроны
остаются в базе, поскольку она не подключена и ее ток не мо-
жет скомпенсировать их избыток. Избыточная концентрация
электронов в базе увеличивает прямое напряжение перехода
эмиттер—база, что увеличивает поступление в базу дырок из
эмиттера, большинство которых достигает коллекторного пере-
хода, и ток коллектора растет. Таким образом, появление из-
быточного заряда в базе вследствие ее освещения приводит к
появлению значительного фототока в цепи коллектора. На базу
фототранзистора подают внешнее напряжение, спрямляющее его
вольт-амперные характеристики и частично компенсирующее за-
висимость режима от температуры.
Условные графические обозначения фототранзисторов с вы-
водом от базы и без вывода показаны на рис. 59, в, г.
Оптроны (оптопары). Полупроводниковые приборы, состоя-
щие из заключенных в общий корпус светоизлучающего диода
и фотодиода, фототранзистора или фототиристора, называют
оптронами. Основное назначение оптронов — гальваническая
развязка электрических цепей, между которыми существует оп-
тическая связь для передачи информации. Так, в схеме, по-
казанной на рис. 60, информация с выхода устройства А1 со
светоизлучающим диодом, преобразующим электрические сигна-
лы в свечение, поступает на вход устройства А2 в виде изменяю-
щегося под действием света сопротивления фотодиода. Устройст-
ва А1 и А2 связаны только оптическим каналом оптрона.
В выпускаемых промышленностью оптронах (например,
АОДЮ1А—АОДЮ1Д) используются светоизлучающие диоды на
основе арсенид—галлий — алюминия и кремниевые фотодиоды.
Светоизлучающие диоды оптронов АОУЮЗА выполнены из арсе-
нид— галлий — алюминия, а фотоприемные устройства представ-
ляют собой кремниевые фототиристоры, переключаемые в про-
водящее состояние светом светоизлучающего диода. Кроме того,
используются многоканальные оптоэлектронные приборы из не-
скольких независимых оптопар (например, АОДЮ9А--АОДЮ9И
с тремя оптопарами). Большой интерес представляют оптопары
62. Вольт-амперная характеристика (а), схема вклю-
чения (6) и условное графическое обозначение (е)
варистора
63. Условные графические обозначения терморезис-
тора (а), позистора (б) и схема измерения темпера-
туры с терморезистором (е)
64. Условное графическое обозначение фоторезисто-
ра (а) и схема фотореле на нем (б)
с доступным для внешнего управления оптическим каналом,
который может перекрываться внешней заслонкой. Назначение
этих приборов — создание простых и надежных датчиков поло-
жения механизмов для точных металлообрабатывающих станков.
Условные графические обозначения тиристорного и транзис-
торного оптронов показаны на рис. 61, а, б.
Недостатком оптронов является высокая по сравнению с
транзисторами и микросхемами инерционность. Лучшие по быст-
родействию оптроны работают на частотах порядка 1 МГц.
Оптроны хорошо передают сигналы информации в цифровом
(импульсном) виде и намного хуже — аналоговые (непрерывно
изменяющиеся) сигналы, которые они в процессе передачи ис-
кажают. Кроме того, оптроны потребляют довольно большую
мощность (1,5—3 мВт на оптопару).
§ 24. Полупроводниковые приборы
без р-п перехода
Принцип действия таких полупроводнико-
вых приборов, как варисторы, термо- и фоторезисторы, не имею-
щих р-п перехода, основан на использовании объемных свойств
полупроводникового материала.
Варисторы. Нелинейные полупроводниковые резисторы из
карбида кремния, сопротивление которых с увеличением при-
ложенного напряжения уменьшается, называют варисторами.
Вольт-амперная характеристика варистора показана на рис. 62,а,
а его схема включения и условное графическое обозначение
на рис. 62, б, в.
Варисторы используют для стабилизации напряжения в це-
пях постоянного и переменного тока (рис. 62,6). Входное на-
пряжение t/вх распределяется между ограничивающим резисто-
ром /?огр и параллельно включенными варистором RU и сопро
тивлением нагрузки /?„. Напряжение на резисторе R„ не может
увеличиваться пропорционально увеличению входного напряже-
ния UBX, так как с ростом выходного напряжения UK„ уменьша-
ется сопротивление варистора RU, увеличивается входной ток
/0х и падение напряжения на резисторе /?01р.
Варисторы выпускаются в виде стержней или дисков с про-
волочными выводами и рассчитаны на мощности рассеивания
от 0,8 до 3 Вт. Рабочее напряжение стержневых варисторов —
от 33 В до 25 кВ (СН1-1), а дисковых — от 15 до 270 В
(СН1-2).
Терморезисторы. Полупроводниковые резисторы, сопротив-
ление которых сильно зависит от температуры, называют гермо-
резисторами. Терморезисторы изготовляют из смеси оксидов ко-
бальта, меди и марганца. Температурный коэффициент сопро-
тивления (ТКС) терморезисторов отрицательный, т. е. с повы-
шением температуры их сопротивление уменьшается,- Выпускают-
ся также позисторы — терморезисторы с положительным ТКС
(СТ5, СТ6), изготовляемые на основе титаната бария.
57
Терморезисторы используют в качестве чувствительных
датчиков при измерении температуры различных сред, для тем-
пературной компенсации электроизмерительных приборов и ста-
билизации режимов полупроводниковых приборов, в устройствах
автоматического поддержания температуры, в приборах авто-
матики и телемеханики, а позисторы — в термостатах кварцевых
резонаторов.
Условные графические обозначения терморезистора и пози-
стора показаны на рис. 63, а, б, а схема измерения темпера-
туры, в которой роль чувствительного элемента выполняет
терморезистор RK, -на рис. 63, в. Балансировка четырехпле-
чего моста выполняется при определенной температуре окру-
жающей среды, которая считается опорной (с нее начинается
отечет). Когда терморезистор оказывается в среде с другой
температурой, его сопротивление изменяется, мост разбаланси-
руется и в цепи измерительного прибора появляется электриче-
ский ток, пропорциональный температуре среды.
Основной параметр терморезистора - ТКС показывает, на
сколько процентов изменяется сопротивление прибора при из-
менении температуры окружающей среды на 1 К. Различные
терморезисторы имеют ТКС в пределах от 2,4 до 8,4%/К.
Фоторезисторы. Полупроводниковые приборы, сопротивление
которых при воздействии светового облучения уменьшается из-за
внутреннего фотоэффекта, называют фоторезисторами. Фоторе-
.зисторы изготовляют из сернистых и селенистых кадмия (ФСД-1,
ФСД Г1, ФСК-Ml, СФ2-1, СФ2-2 и др.) и свинца (ФСА-1,
ФСА-Г1, СФ4-1).
Условное графическое обозначение фоторезистора показано
па рис. 64, а. Пластмассовые или металлические непроницаемые
для света корпуса фоторезисторов имеют прозрачные окна,
через которые световая энергия попадает на светочувствитель-
ную поверхность.
Фоторезисторы используют в качестве датчиков освещеннос-
ти, положения и перемещения. На рис. 64, б показана схема
фотореле на фоторезисторе для коммутации системы освещения.
Пока освещенность невелика, сопротивление фоторезистора RL
ограничивает ток базы /в транзистора VT, ток коллектора /к ко-
торого недостаточен для срабатывания реле К. При этом кон-
такт Л7 реле замкнут и система освещения включена. С ростом
освещенности сопротивление фоторезистора уменьшается, все то-
ки транзистора увеличиваются и реле К срабатывает, размыкая
своим контактом R1 цепь управления системой освещения.
§ 25. Интегральные микросхемы
Интегральные микросхемы (ИМС) пред-
ставляют собой микроэлектронные изделия, имеющие высокую
плотность упаковки электрически соединенных элементов (или
элементов и компонентов).
г>н
Элементы интегральной микросхемы, реализующие функцию
какого-либо электрорадиоэлемента (например, транзистора, дио-
да, конденсатора), неотделимы от нее и поэтому их нельзя
отдельно испытывать или эксплуатировать в других устрой-
ствах.
Компоненты интегральной микросхемы отличаются от ее эле-
ментов тем, что перед сборкой они были самостоятельными изде-
лиями, отдельно изготовленными и испытанными. В принципе
компоненты могут быть отделены от готовых ИМС (например,
при ремонте). Компонентами являются бескориусные ИМС, дио-
ды и транзисторы, а также конденсаторы и резисторы.
Интегральные микросхемы различаются по сложности, кото-
рая определяется степенью интеграции. Так, ИМС, содержащие
до 10 элементов и компонентов, относят к первой степени инте-
грации, от 11 до 100 — ко второй и т. д. В настоящее время
выпускаются ИМС шестой степени интеграции, число элементов
и компонентов в которых составляет от 100 001 до 1000 000.
Кроме того, приняты количественная и качественная оцен-
ки сложности ИМС, позволяющие разделить их на четыре груп-
пы: малые — МИС, средние — СИС, большие — БИС и сверх-
большие — СБИС.
По принципу действия и способам обработки сигналов ин-
формации (вид ИМС) интегральные микросхемы делятся на
цифровые и аналоговые, а по типу активных элементов
они выполняются на биполярных и униполярных транзи-
сторах.
Классификация интегральных микросхем приведена в табл. 2.
В зависимости от технологии изготовления ИМС делятся на
полупроводниковые, пленочные и гибридные.
Таблица 2. Классификация интегральных микросхем
Г руина Вид Активные элементы Количество и (или) к< элементов м полеитов
МИС Цифровая Биполярные 1 100
» Униполярные 1 30
Аналоговая Бинолярные 1 30
СИС Цифровая Униполярные 101 1000
» Биполярные 101 500
Аналоговая » 31 101
» Униполярные 31 -- 101
БИС Цифровая » 1001 10 000
» Биполярные 501 2000
Аналоговая Униполярные 101 - 300
» Бинолярн ые 101 300
СБИС Цифровая Униполярные Более 1 0 000
» Биполярные » 2000
Аналоговая Униполярные » 300
» Биполярные » 300
59
В полупроводниковых ИМС все элементы и соеди-
нения между ними выполнены в объеме и на поверхности крис-
талла полупроводника.
В пленочных ИМС элементы и соединения выполняются
в виде проводящих и изолирующих пленок.
Г ибридными являются ИМС, содержащие элементы и
компоненты.
Интегральные микросхемы единого конструктивно-техноло-
гического исполнения, предназначенные для совместного приме-
нения, выпускаются сериями.
Ниже приведен пример условного обозначения полупровод-
никовой интегральной микросхемы //(-триггера с логикой ЗИ на
входе.
К 55 Т В I
Условный номер
разработки ИМС
Вид по функциональному
признаку
^Подгруппа
^Порядковый номер серии
Труппа по конструктивно-технологическому ис-
полнению
'Признак области использования (К — для устройств
широкого применения)
В условном обозначении ИМС цифра, указывающая группу
их конструктивно-технологического исполнения, расшифровыва-
ется так: 1, 5, 6, 7 —полупроводниковые в корпусах; 7 — полу-
проводниковые бескорпусные; 2, 4, 8 — гибридные; 3 — прочие.
Если необходимо, в конце обозначения добавляется буква,
указывающая технологический разброс электрических парамет-
ров.
Перед условным обозначением могут быть буквы, характе-
ризующие материал и тип корпуса: Р — пластмассовый; М —
керамический, металлокерамический и стеклокерамический; Е —
металлополимерный; А — пластмассовый планарный; И — стек-
локерамический планарный.
Самый большой по составу является серия К155, в которую
входят более чем 100 интегральных микросхем.
Контрольные вопросы
1. Чем полупроводники отличаются от проводников и диэлектриков?
2. Как образуются дырки в дырочном полупроводнике?
3. Как происходит процесс генерации пар электрон- дырка?
4. Какие факторы влияют на обратный ток р-п перехода?
5. Но каким параметрам кремниевые диоды лучше германиевых?
6. Каково назначение стабилитронов и стабисторов?
7. Как работает транзистор в активном режиме, режимах насыщения
и отсечки?
8. Чем объясняется высокое входное сопротивление полевых транзисторов?
9. Каково назначение варикапов, варисторов, терморезисторов и фоторе-
зисторов?
10. Как классифицируют интегральные микросхемы?
Глава
Колебательные
системы
§ 26. Колебательный контур
Простейшей колебательной системой уст-
ройств радиоэлектроники является колебательный контур
(рис. 65) — электрическая цепь, состоящая из катушки индук-
тивности L, конденсатора С и резистора R. При заряде конден-
сатора от внешнего источника питания в контуре возникают
свободные колебания, период и частота которых
7'о = 2л y'Tcl /о = 1 /(2л /LC').
Колебательный процесс в контуре представляет собой перио-
дическое преобразование электрической энергии заряженного
конденсатора We = CU'2/2 в магнитную энергию катушки ин-
дуктивности Wi. = L12/2 и наоборот. В идеальном контуре в
процессе преобразования энергии потери отсутствуют. Охлаждая
элементы контура до температуры нескольких кельвинов, т. е.
используя явление сверхпроводимости, можно получить контур,
близкий по параметрам к идеальному. Так как в идеальном
контуре CU2/2= L1'2/2, то U2//2 = L/С=р2, откуда характерис-
тическое сопротивление контура р = \[~L/C.
В реальном колебательном контуре наблюдаются потери
энергии, эквивалентно сосредоточенные в резисторе R, и по ис-
течении некоторого времени колебательный процесс прекра-
щается — затухает. Это происходит тем раньше, чем больше
потери.
На частоте сопротивления реактивных элементов контура
одинаковы, г. е. XL = Х(: или 2nf(lL = 1 /(2л/оС’) и, кроме того,
равны характеристическому сопротивлению контура р.
Затухание колебаний оценивается добротностью контура, ко-
торая показывает, во сколько раз на частоте fn напряжения
на его реактивных элементах больше, чем на активном:
Q = Lh/lh = ^/(RR),
где / ток в контуре.
Преобразуем это уравнение, умножив его числитель и зна-
менатель на половину квадрата амплитуды тока в контуре, и
62
получим
Q = (2n/TUWl/P)-
Отсюда следует, что добротность — это умноженное на 2л от-
ношение реактивной энергии Wi. колебательного процесса к ак-
тивной энергии потерь Р за один период Т.
Величину, обратную добротности, называют затуханием-.
6= 1/Q.
§ 27. Последовательный
колебательный контур
Контур называют последовательным, если
его элементы R, L и С включены последовательно генератору
(рис. 66, а). Под действием эдс Е генератора в контуре возни-
кают вынужденные колебания. Так как модуль напряжения на
контуре
и = + 7^^/ = /z,
полное сопротивление последовательного колебательного контура
Z =
Как только частота эдс генератора совпадет с собственной
частотой контура, его полное сопротивление Z станет минималь-
ным, чисто активным и равным полному сопротивлению R по-
терь. При этом ток в контуре будет максимальным, а напряже-
ния на реактивных элементах — в Q раз больше эдс генератора.
Это явление;называют резонансом напряжений, а частоту, на
которой его наблюдают, — частотой резонанса fp.
При расстройке частоты генератора f относительно резонанс-
ной частоты [р сопротивление контура увеличивается, а ток
уменьшается. Работу последовательного контура в . диапазоне
частот можно представить в виде зависимости его сопротивления
Z на любой частоте (рис. 66,6) от частоты генератора [, т. е.
Полосу частот, в пределах которой колебательный процесс
в контуре поддерживается на определенном уровне, называют
полосой пропускания. Принято считать, что на границах поло-
сы пропускания ток / контура уменьшается в у/2 раз, а сопро-
тивление Z» соответственно увеличивается относительно значения
на частоте резонанса. При этих условиях полоса пропускания
/7 = 2Л/ = fp/Q. (2)
Последовательные колебательные контуры используют в ка-
честве частотоизбирательных цепей, пропускающих только токи,
частоты которых находятся в пределах полосы пропускания.
63
65. Колебательный
контур
67. Схема парал-
лельного колеба-
66. Схема последовательного колебатель-
ного контура (а) и его резонансная кри-
вая (б)
тельного контура
69. Схема частич-
ного включения
контура (а) и из-
менение его доброт-
ности шунтирова-
нием резистором (б)
68. Резонансные кривые
параллельного колеба-
тельного контура при
R, Rskb (n) > Ri — Rskb
(б) и Ri» Rskb (в)
§ 28. Параллельный
колебательный контур
Колебательный контур называют парал-
лельным, если его элементы L и С включены параллельно гене-
ратору (рис. 67). Активная составляющая сопротивления кон-
тура обычно сосредоточена в его индуктивной ветви, так как
именно катушка вносит большую часть потерь.
На резонансной частоте fv сопротивление контура становится
максимальным и чисто активным. Это сопротивление называют
также эквивалентным и рассчитывают по формуле
Rm = р2/R = Qp.
На резонансной частоте fp между током генератора и его
эдс фазового сдвига нет. Определим соотношение между током
генератора /0 и токами Ц в индуктивной ветви контура и /с в
емкостной на частоте /р. Рассчитывают эти токи по формулам
/о =£//?:«»; h.— E/XLp = Е/р\ la = E/Xcv = Е/р,
используя которые, получим
Е/Е = /?экв/р = Q; E:/E=Q.
Отсюда следует, что при совпадении частоты генератора с
собственной частотой контура происходит резонанс токов, т. е.
ток в контуре достигает максимального значения, а ток гене-
ратора становится минимальным.
Резонансная кривая параллельного контура, представляющая
собой зависимость тока генератора от частоты, т. е. /0 = <р(С),
определяется соотношением внутреннего сопротивления генерато-
ра R, и эквивалентного сопротивления контура /?,кв.
При Ri^.RiKB (рис. 68, а) напряжение LR контура в диа-
пазоне частот почти постоянно, так как падение напряжения на
сопротивлении R мало. Такое соотношение между сопротивле-
ниями Ri и RiKB в радиотехнических устройствах встречается
крайне редко.
При Ri, соизмеримом с (рис. 68,6), ток генератора и
напряжение контура будут с изменением частоты изменяться.
При этом различают полосы пропускания по току 2Л/7 и по
напряжению 2Л/д. Такой режим наиболее часто встречается на
практике.
При Ri^>R.iKB (рис. 68,в) ток /о генератора не зависит от
частоты. В этом случае контур обладает высокой избиратель-
ностью по напряжению.
Полосу пропускания параллельного контура по напряжению
рассчитывают по формуле (2), но обязательно с поправкой на
шунтирующее влияние генератора:
n = 2Xf = (fv/QH[+R^/Ri).
5—915 RK
Параллельные колебательные контуры используют в качестве
частотозависимых цепей, которые должны задерживать токи с
частотами, лежащими в пределах полосы пропускания, и про-
пускать все остальные.
Если внутреннее сопротивление генератора R> значительно
меньше эквивалентного R3KB, применяют частичное включение
контура (рис. 69, а). Этим способом можно уменьшить влияние
генератора на полосу пропускания контура из-за шунтирования
и сохранить нужные добротность и полосу пропускания. Экви-
валентное сопротивление контура для точек а и б подключения
генератора определяют по формуле
R— р R^KBy
где р — коэффициент включения, равный отношению числа вит-
ков катушки wU6 между точками а и б, к ее полному числу
витков w, т. е. р — wa6/w.
Из этой формулы следует, что /?(кв может быть любым.
Для изменения добротности контура с целью регулирования
полосы пропускания применяют его шунтирование резистором
/?„, (рис. 69,6), который увеличивает полное сопротивление по-
терь. Вносимое при этом в контур дополнительное сопротивление
Rj'lOll == Р
Таким способом высокодобротный контур может быть преоб-
разован в контур заданной добротности и, следовательно, за-
данной полосы пропускания.
§ 29. Связанные
колебательные контуры
Контуры называют связанными, если
энергия колебательного процесса из первичного контура, под-
ключенного к внешнему генератору, передается во вторичный,
возбуждая в нем колебательный процесс.
При трансформаторной связи (рис. 70, а) коле-
бания во вторичном контуре возбуждаются напряжением, воз-
никающим на выводах катушки L2 вследствие взаимоиндукции.
Поток энергии будет тем большим, чем ближе друг к другу рас-
положены катушки L1 и L2.
При автотрансформаторной связи (рис. 70,6)
колебания во вторичном контуре возбуждаются напряжением,
поступающим с части катушки L2 первичного контура. Для уве-
личения связи между контурами необходимо увеличивать коли-
чество витков катушки L2.
II р и вне ш ней емкостной связи (рис. 70, в) энер-
гия из первичного контура передается во вторичный через
конденсатор связи С,.,,. Очевидно, что чем больше емкость
66
этого конденсатора, тем большей будет связь между конту-
рами.
При внутренней емкостной связи (рис. 70,г)
колебания во вторичном контуре возбуждаются напряжением,
образующимся на конденсаторе связи Ссв проходящим через
него током 1\ первичного контура. Чем меньше емкость конден-
сатора Се,,, тем большей будет связь между контурами.
Эквивалентная схема первичного контура с учетом вносимого
сопротивления Rm, которым заменяется вторичный контур, по-
казана на рис. 71, а.
При слабой связи (ДВН<СД1) энергия, переходящая
во вторичный контур через элемент связи, меньше энергии по-
терь в первичном контуре. В этом случае резонансная кривая
1 связанных контуров (рис. 71,6) напоминает резонансную кри-
вую одиночного контура (см. рис. 68,6).
При критической связи (/?в„ = /?,) энергия, перехо-
дящая из первичного контура во вторичный, равна энергии по-
терь в первичном контуре. При этом резонансная кривая 2 (см.
рис. 71,6) имеет плоскую вершину и крутые скаты, а полоса
пропускания в у2 раз больше полосы пропускания одиночного
контура.
При сильной связи (/?„„> Я1) энергия, переходящая
из первичного контура во вторичный, превышает энергию потерь
в первичном контуре. При этом резонансная кривая 3 становится
двугорбой и ее провал наблюдается на резонансной частоте.
Максимальная полоса пропускания получается, когда провал
достигает уровня 0,707 максимального значения отношения
токов h/hp и в 3,1 шире полосы пропускания одиночного кон-
тура.
Настройка связанных контуров сложна потому, что при рас-
стройке относительно частоты генератора они взаимно вносят
активно-реактивное сопротивление, которое трудно учесть. По-
этому обычно настройку связанных контуров выполняют, ис-
кусственно расстраивая тот контур, который в данный момент
не настраивается. Для этого увеличивают его емкость, впаивая
в схему дополнительный конденсатор. Затем, настроив один из
контуров в резонанс, аналогично настраивают другой.
Особенностью колебательных систем является сохранение по-
стоянства резонансных свойств в пределах полосы пропускания
и резкое их ослабление при выходе за ее пределы. На рис. 72
показаны резонансные кривые трех колебательных систем: иде-
альной /, радиоприемника 2 и одиночного контура 3, которые
имеют одинаковые полосы пропускания 2А). Сравнив эти кривые,
можно увидеть, что кривая 2 ближе к идеальной 1, чем кривая 3.
Поэтому, например, радиоприемник, выполненный на одиночных
колебательных контурах, обладает невысокой избирательностью,
т.е. кроме выбранной полосы частот определенной станции
на его выход проникают сигналы расположенных рядом
станций.
5*
67
70. Схемы связанных колебательных контуров с трансформа-
торной, автотрансформаторной (а, б), внешней и внутренней
емкостной (в г) связью
71. Эквивалентная схема первичного контура (с) и резонансные
кривые связанных контуров при различных степенях связи (б)
-zJ/ /0 X
72. Резонансные кривые
различных колебательных
систем с одинаковой поло-
сой пропускания
73. Двухпроводная (с) и
коаксиальная (б) длинные
линии
§ 30. Колебательные системы
с распределенными параметрами
При повышении частоты колебательной
системы индуктивности катушек и емкости конденсаторов умень-
шаются. Поэтому, начиная с частоты 30 МГц, невозможно по-
строить контур из сосредоточенных (отдельно выполненных) ка-
тушки и конденсатора, так как они оказываются неразрывно
связанными. Колебательные системы для этих частот выпол-
няют из отрезков длинных линий и волноводов.
Длинные линии изготовляют в виде двух параллельных или
коаксиальных проводников (рис. 73, а, б).
Двухпроводная длинная линия проста в изго-
товлении. Эквивалентная схема ее без учета потерь показана
на рис. 74. Параметры AL и АС соответственно представляют
собой индуктивность малых отрезков Ах линии и емкость между
ними. Параметр Z^=^L/C называют волновым сопротивлени-
ем длинной линии. Таким входным сопротивлением обладает
бесконечно длинная линия.
В бесконечно длинной линии устанавливается режим бегущей
волны, при котором электромагнитная энергия распространяется
только в одном направлении — от генератора. Однако бесконечно
длинную линию выполнить невозможно. Если линию конечной
длины согласовать с нагрузкой /?н, т. е. подключить на ее конце
активное сопротивление, равное Zo, она будет вести себя как бес-
конечно длинная. В такой линии также установится режим бе-
гущей волны и вся поступающая в нее от генератора энергия
будет полностью поглощаться сопротивлением нагрузки.
Если линия не согласована (R„=Z=Z0), часть энергии отра-
жается от нагрузки и возвращается к генератору. В линии при
этом устанавливается режим, при котором наряду с бегущей
волной существует отраженная, т. е. не вся энергия генератора
попадает в нагрузку.
Линия, разомкнутая на конце (рис. 75, а), полностью отра-
жает падающую волну. Причем ток на разомкнутом конце всегда
равен нулю, а напряжение — удвоенному напряжению падающей
волны. Полное отражение энергии от конца линии создает в ней
режим стоячей волны, при котором в определенном порядке
чередуются пучности и узлы тока и напряжения.
Линия, замкнутая на конце (рис. 75,6), также полностью
отражает падающую волну, причем напряжение на замкнутом
конце равно нулю, а ток — удвоенному току падающей волны.
Сопротивление четвертьволнового отрезка длинной линии,
разомкнутой на конце (рис. 75, а), равно нулю, так как генератор
подключен в узле напряжения (Й==0) и пучности тока (7 =
= /,„). Такой отрезок длинной линии эквивалентен последова-
тельному колебательному контуру. Аналогично ведут себя отрез-
ки длинной линии, разомкнутой на конце, длина которых равна
нечетному числу Х/4, т. е. ЗХ/4; 5А./4 и т. д. (рис. 75, в).
69
AL/2 AL/2 AL/2
74. Эквивалентная схема длинной ли-
нии без потерь
75. Колебательные процессы в длинной линии, разомкнутой (а) и замкнутой (б)
на конце, и эквивалентные схемы (в, г) ее отрезков, кратных 7./4
76. Образование волновода (а), возбуждение объемного резонатора электри-
ческим штырем (б) и магнитной петлей (в)
Сопротивление полуволнового отрезка длинной линии, разом-
кнутой на конце, бесконечно большое, так как генератор под-
ключен в пучности напряжения U = Uт и узле тока I = 0. Такой
отрезок длинной линии эквивалентен параллельному колебатель-
ному контуру. Аналогично ведут себя отрезки длинной линии,
разомкнутой на конце, длина которых кратна Х/2, т. е. X, ЗХ/2
И т. д.
Сопротивление четвертьволнового отрезка длинной линии,
замкнутой на конце (рис. 75,6), бесконечно большое, так как ге-
нератор подключен в пучности напряжения и узле тока, а полу-
волнового — равно нулю. Эквивалентные схемы этих отрезков
показаны на рис. 75, г.
Коаксиальная длинная линия (см. рис. 73,6)
сложнее при изготовлении, чем двухпроводная. Достоинством
ее является надежное экранирование электромагнитного поля
волны от внешнего пространства.
Двухпроводную линию можно преобразовать в волновод, свя-
зав ее провода 1 бесконечным множеством короткозамкнутых
четвертьволновых отрезков 2 (рис. 76, а). При этом электро-
магнитное поле волновода хорошо экранируется и распростра-
няется с малыми потерями без излучения в окружающее про-
странство.
Колебательные системы для сантиметровых волн выполняют
в виде отрезков круглых, прямоугольных или коаксиальных
волноводов, длина которых кратна А./4. Такие колебательные
системы называют объемными резонаторами. Способы возбужде-
ния колебаний в объемном резонаторе с помощью штыря и пет-
ли, вводимых в пучность соответственно электрического Е и маг-
нитного В полей, показаны на рис. 76, б, в. Аналогично штырем
или петлей, устанавливаемыми в полости резонатора, отбирают
из него энергию.
Контрольные вопросы
1. Каковы причины затухания свободных колебаний в контуре?
2. Что такое добротность колебательного контура?
3. Что такое полоса пропускания?
4. Каковы особенности резонанса напряжений и токов?
5. Для чего применяют связанные колебательные контуры?
6. Как регулируют нужную полосу пропускания колебательного контура?
7. Что такое бесконечно длинная линия?
8. Чему эквивалентны четвертьволновые отрезки длинной линии, разомк-
нутой и замкнутой на конце?
Глава
Антенны
и распространение
радиоволн
§ 31. Основные параметры
электромагнитных колебаний
Радиосигналы в электрических цепях су-
ществуют в виде напряжений и токов, а в свободном простран-
стве -. в виде электромагнитного излучения (электромагнитных
волн). Электромагнитные волны, частоты которых лежат в пре-
делах от 3 кГц до 3 ТГц, называют радиоволнами.
Электромагнитная волна (рис. 77) характеризуется взаимно
перпендикулярными векторами напряженности электрического
Е и магнитного Н полей, а также вектором П мощности, прихо-
дящейся на единицу площади поверхности фронта ее распростра-
нения.
Поляризация электромагнитной волны определяется на-
—
правлением вектора напряженности электрического поля Е.
Электромагнитная волна представляет собой непрерывно рас-
пространяющийся колебательный процесс, т. е. ее электрическая
и магнитная составляющие изменяются во времени и простран-
стве. Скорость распространения электромагнитной волны в сво-
бодном пространстве равна скорости света с = 300 000 км/с.
Расстояние, преодолеваемое электромагнитной волной за один
период колебательного процесса, называют длиной волны Х =
= сТ. Частота /, угловая частота со и период Т колебаний
электромагнитной волны связаны следующим соотношением: со =
= 2л/ = 2л/Т.
Классификация радиоволн приведена в табл. 3.
§ 32. Антенна — открытый
колебательный контур
Антенна — это устройство для излучения
или приема радиоволн, представляющее собой открытый коле-
бательный контур, выполненный так, чтобы как можно большая
часть подводимой от передатчика колебательной мощности из-
лучалась в пространство в виде электромагнитной волны.
Рассмотрим свободные колебания в открытом контуре, полу-
ченном, например, если проводники четвертьволнового отрезка
длинной линии, разомкнутой на конце (рис. 78, а), развернуть
в одну линию (рис. 78,6). Такое устройство, называемое сим-
72
Таблица 3. Классификация радиоволн
Виды радиоволн Длина волны Диапазон частот Наименование диапазона
Мириаметровые 100—10 км 3—30 кГц Очень низкие час- тоты (ОНЧ)
Километровые 10—1 км 30-300 кГц Низкие частоты (НЧ)
Гектометровые 1000—100 м 300— 3000 кГц Средние частоты (СЧ)
Декаметровые 100—10 м 3—30 МГц Высокие частоты (ВЧ)
Метровые 10—1 м 30—300 МГц Очень высокие час- тоты (ОВЧ)
Дециметровые 100—10 см 300—3000 МГц Ультравысокие час- тоты (УВЧ)
Сантиметровые 10—1 см 3—30 ГГц Сверхвысокие час- тоты (СВЧ)
Миллиметровые 10—1 мм 30 -300 ГГц Крайние высокие частоты (КВЧ)
Децимиллиметровые 1—0,1 мм 300 - 3000 ГГц Гипервысокие час- тоты (ГВЧ)
метричным полуволновым вибратором, является колебательной
системой с распределенными емкостью С\— Сз и индуктивностью
Ln—L32 (рис. 78, е). Для возбуждения свободных колебаний
в симметричном вибраторе распределенная емкость С|—Сз
должна быть заряжена от внешнего источника Е постоянного
тока. После отключения питания и замыкания проводников виб-
ратора начинается колебательный процесс, характерные фазы
которого показаны на рис. 79, а—д.
В момент времени / = 0 (рис. 79, а) напряжение Um между
проводниками вибратора максимально, а ток 1=0. Через чет-
верть периода t = Т/4 (рис. 79,6) емкость вибратора полностью
разрядится, а ток достигнет максимального значения 1,п и нач-
нется перезаряд емкости за счет эдс самоиндукции. К моменту
времени t = Т/2 (рис. 79, в) перезаряд завершится. При этом
полярность заряда проводников вибратора изменится на проти-
воположную. Далее начнется разряд емкости вибратора током
противоположного направления (рис. 79, г, д']. Так как для от-
крытого колебательного контура характерно значительное зату-
хание, колебательный процесс вскоре прекратится и его энергия
будет излучена в пространство в виде электромагнитной волны
длиной к.
При подключении генератора переменной эдс между внут-
ренними концами проводников вибратора в колебательной си-
стеме возникают вынужденные колебания, т. е. появляется
переменный ток, частота которого соответствует частоте эдс ге-
нератора, а в окружающем пространстве образуются перемен-
ные электрическое и магнитное поля. Следует различать ин-
дукционные поля вблизи вибратора, связанные с ним, и поля
73
77. Электромагнитная волна
78. Четвертьволновый отрезок длинной линии, разомкнутой на конце (а), обра-
зование из него полуволнового вибратора (б) и его эквивалентная схема (в)
79. Фазы колебательного процесса полуволно-
вого симметричного вибратора (а—д)
80. Диаграмма направ-
ленности полуволнового
вибратора
81. Антенны мириаметровых, километровых и гектометровых диапазонов волн:
а. б — четвертьволновые вибраторы, в - длиной I < Х/4, г, д — Г- и Т-образные
излучения, отрывающиеся от вибратора и распространяющиеся
в окружающее пространство со скоростью света. Индукционные
поля вблизи вибратора намного сильнее полей излучения. При
удалении от него на расстояние нескольких длин волн л они
быстро затухают и становятся слабее нолей излучения.
Антенны, выполненные в виде полуволнового вибратора, из-
лучают преимущественно в направлениях, перпендикулярных его
оси. При отклонении от этих направлений интенсивность излу-
чения падает. Свойство антенны излучать в определенных на-
правлениях характеризуется диаграммой направленности —
зависимостью излучаемой мощности от направления излучения.
Диаграмма направленности полуволнового симметричного
вибратора показана на рис. 80. Угол 20, на границах которого
мощность электромагнитного излучения уменьшается вдвое по
сравнению с направлением максимального излучения, называют
шириной диаграммы направленности. Для полуволнового виб-
ратора угол 20 = 78,2°.
Точно так же полуволновый вибратор принимает электро-
магнитное излучение, преобразуя энергию электромагнитной вол-
ны в электрический ток. В этом состоит принцип обратимости
антенн.
§ 33. Конструкции антенн
Рассмотрим особенности конструкций ан-
тенн для различных диапазонов радиоволн.
Антенны мириаметровых, километровых и гектометровых
волн. В радиовещании применяют вертикально поляризованное
излучение, т. е. активный вибратор передатчика устанавлива-
ют вертикально. Поскольку длина полуволнового вибратора для
этих диапазонов чрезмерно велика, антенны выполняют в виде
несимметричных вибраторов U7. Над поверхностью земли рас-
полагают четвертьволновый вертикальный вибратор; в качестве
второго такого же вибратора служит .земля (рис. 81, а). Если
проводимость земли недостаточна, применяют противовес, про-
кладывая параллельно земле изолированные проводники, за-
меняющие вторую половину вибратора (рис. 81,б).
Так как на мириаметровых — гектометровых волнах нельзя
построить антенну длиной / == X/4, для согласования антенны
длиной / < Х/4 с передатчиком используют удлиняющую ка-
тушку индуктивности Ly„ (рис. 81,в).
В рассматриваемых диапазонах волн широко применяют так-
же Г- и Т-образные антенны (рис. 81, г, д). Кроме того, на кило
метровых и гектометровых волнах используют направленные
приемные антенны — рамочные и ферритовые.
Рамочная антенна (рис. 82,а) представляет собой прямо-
угольную или круглую рамку из нескольких витков провода.
Преимущественное направление приема такой антенны лежит
в плоскости рамки — с направлений / и ,3 (рис. 82,6), а мини-
82. Рамочная (а) и ферритовая (в) антенны и их диаграммы направленности
(б, г)
передатчику
83. Антенна типа «волновой ка-
нал»
85. Рупорная (а) и линзовая (б)
антенны
(а) и
84. Параболическая антенна
антенная решетка (б)
мальное — с направлений 2 и 4. Рамочные антенны служат
для пеленгации работающих радиостанций — определения на-
правления на них по максимальному или минимальному при-
нятому сигналу.
Ферритовая антенна (рис. 82,в) выполняется в виде катуш-
ки, намотанной на цилиндрический или прямоугольный ферри-
товый сердечник, обладающий высокой магнитной проницае-
мостью. При пересечении ферритового сердечника электромаг-
нитной волной индукция магнитного поля увеличивается и на
выводах катушки появляется эдс. Ферритовая антенна также
обладает направленностью; наибольший сигнал на ее выходе
образуется при приеме с направлений / или 3 (рис. 82,г). Прием
с направлений 2 и 4 невозможен. Ферритовые антенны широко
используют в радиовещательных приемниках.
Антенны декаметровых, метровых и дециметровых волн. На-
чиная с декаметрового диапазона, возникает необходимость
в ограничении диаграммы направленности антенн. Это вызвано
тем, что уменьшение угла излучения увеличивает плотность
энергии волны, вследствие чего увеличивается дальность связи
без увеличения мощности передатчика и чувствительности прием-
ника. Кроме того, приемные антенны с узкой диаграммой на-
правленности позволяют принимать сигналы с одного преиму-
щественного направления, что ограничивает прием ложных сиг-
налов с других направлений, в том числе сигналов радиопро-
тиводействия и помех. Узкая диаграмма направленности ан-
тенн радиолокационных станций позволяет с высокой точностью
определять направление на объект наблюдения и, следовательно,
параметры его движения и координаты.
Рассмотрим в качестве примера широко распространенную
антенну типа «волновой канал», предназначенную для метровых
и дециметровых волн (рис. 83). Первичный излучатель ПИ,
длина которого близка к Л/2, подключается к выходу передат-
чика или входу приемника. Для передатчика такой резонатор
представляет собой последовательный колебательный контур, об-
ладающий небольшим и чисто активным сопротивлением. На-
страивают его практически, так как при расчете невозможно
учесть все влияющие на резонансную частоту факторы.
В направлении максимального излучения или приема рас-
полагают вторичные излучатели ВИ1 и ВИ2 (их может быть и
больше двух) меньшей длины — директоры. Под действием об-
лучения первичного излучателя ПИ в директорах наводятся
высокочастотные токи, создающие собственное вторичное излу-
чение, совпадающее с первичным по фазе и поэтому суммирую-
щееся с ним. В направлении минимального излучения или при-
ема обычно располагают один вторичный излучатель — реф-
лектор ВИЗ большей, чем первичный, длины. В рефлекторе под
действием первичного излучения также индуцируются токи, но
поля, создаваемые ими, противофазны первичному излучению.
Поэтому в направлении рефлектора излучения почти нет.
77
Такие антенны применяют в качеетве приемных антенн теле-
визионного вещания, в том числе и коллективного пользования.
Антенны дециметровых, сантиметровых и миллиметровых
волн. Антенны, работающие в этих диапазонах волн, выпол-
няют узконаправленными по принципу формирования волны с
плоским фронтом. Наиболее распространены параболические
антенны (рис. 84, а), излучатель И которых расположен в фо-
кусе параболического отражателя О и облучает его поверхность.
Волны, отраженные от поверхности параболоида, распростра-
няются в направлении излучателя. Расстояние от фокуса пара-
болоида до его поверхности, а затем до некоторой плоскости,
перпендикулярной его оси, постоянно, т. е. а ф b — с ф d. Сле-
довательно, нуги, проходимые любыми волнами от излучателя
И до плоскости Р, одинаковы. Поэтому все элементарные волны
в плоскости Р синфазны.
Большое распространение имеют также антенные решетки
(рис. 84,6), представляющие собой группу элементарных пер-
вичных излучателей, расположенных в определенном порядке
в одной или двух плоскостях и питаемых от передатчика /7 через
фазовращатели Ф. Когда токи всех излучателей совпадают
по фазе (фазовые сдвиги, вносимые всеми фазовращателями
одинаковы), антенна излучает плоскую волну в направлении,
перпендикулярном ее плоскости. Если же токи, питающие из-
лучатели, сдвинуты один относительно другого на некоторый
фазовый угол, то фронт излучения также поворачивается на
этот угол. Управляя фазовращателями, можно перемещать на-
правление максимального излучения в пространстве, т. е. осу-
ществлять его обзор — сканирование.
В качестве эффективного излучателя используют также от-
крытый конец волновода, от которого отражается всего 5,5%
передаваемой энергии СВЧ. Однако лучшие результаты дает
рупорная антенна 1 (рис. 85, а), завершающая волновод 2, диа-
грамма направленности которой тем уже, чем уже и длиннее
рупор.
Для дополнительной фокусировки излучения в диапазоне
СВЧ применяют диэлектрические линзы (рис. 85,5), работаю-
щие аналогично оптическим линзам в диапазоне видимого света.
§ 34. Фидеры и волноводы
Фидер — это электрическая цепь, с по-
мощью которой энергию радиочастотного сигнала подводят от
радиопередатчика к антенне или от антенны к радиоприемнику.
Конструкция фидера зависит от длины волны, на которой он
используется.
Открытые двухпроводные фидеры (рис. 86,а, 6) применяют
на волнах, длиннее 5 м, так как па более коротких волнах они
сами интенсивно излучают.
78
Фидер в виде коаксиального кабеля (рис. 86, в) хорошо
экранирован и применяется вплоть до сантиметровых волн.
Волноводы в качестве фидеров применяют главным образом
на сантиметровых и более коротких волнах. Наиболее распро-
странены волноводы прямоугольного и круглого сечений
(рис. 86, г, д), а также П- и Н-образные (рис. 86, е, ж).
Достоинствами этих волноводов являются:
простота и жесткость конструкции;
экранирование электромагнитного поля во внутреннем объеме
и малое излучение в окружающее пространство;
отсутствие изоляции во внутреннем объеме и связанные с
этим малые потери энергии при передаче;
высокая электрическая прочность по сравнению с коаксиаль-
ными фидерами;
малые потери энергии (например, в волноводе для децимет-
ровых волн на 1 м длины теряется только 0,0005% мощности,
а в коаксиальном фидере — до 26%.
Кроме того, в последнее время широко применяют полоско-
вые (ленточные) волноводы (рис. 86, з, и), которые хотя и не
полностью экранированы, но излучение из них невелико. Эти
волноводы хорошо стыкуются с электрорадиоэлементами инте-
грального исполнения.
§ 35. Строение атмосферы
и распространение радиоволн
Атмосфера Земли, представляющая собой
неоднородную по высоте газообразную оболочку, распростра-
няется до высот 1000—2000 км.
Нижний слой атмосферы, простирающийся до высот 10—
12 км, называют тропосферой. Для тропосферы характерно
уменьшение температуры и давления с увеличением высоты, за
исключением локальных (местных) слоев температурной инвер-
сии, в которых при этом температура растет.
Выше тропосферы, до высот примерно 60 км, располагается
стратосфера, состоящая из слабо ионизированных разреженных
газов. Далее следует ионосфера, представляющая собой слои
газов, постоянно ионизированных под действием ультрафиолето-
вого, рентгеновского и корпускулярного излучений Солнца, а
также космических лучей.
Степень ионизации и высоты, на которых располагаются
ионизированные слои, зависят от географической широты, вре-
мени суток и года, а также от активности процессов на Солнце,
которые достигают максимума раз в 11 лет. В период наиболь-
шей солнечной активности степень ионизации слоев ионосферы
увеличивается.
Различают три области ионосферы — D, Е и F. Область
D располагается между 50 и 90 км над поверхностью Земли,
область Е — между 90 и 150 км, а область F— выше 150 км.
79
86. Двухпроводные (а, б) и коаксиальный (в) фидеры, прямоугольный,
круглый, П- и Н-образные (г—ж) и полосковые (з, и) волноводы:
/ — изоляция, 2 — проводники, 3 — экран
10$ 10^ 10s IO6 1О7 Нэ,ЭЛ/смъ
87. Распределение концентрации электронов по
высоте
88. Образование зоны молчания
В областях I), Е и F находятся ионизированные слои тех же на
званий: D-, Е- и Л’-слои. Днем, в период наибольшей солнечной
радиации, слой F распадается на два слоя — нижний F\ и верх
ний Fz. Летом ионизация всех слоев ионосферы больше, чем
зимой, а слоя Fz — меньше, чем зимой.
Примерное распределение концентрации электронов в ионо-
сфере днем и ночью показано на рис. 87.
Кроме сравнительно стабильных слоев ионосферы в атмосфе-
ре наблюдается так называемая спорадическая ионизация --
ненормально интенсивная ионизация, которая возникает случай
но во времени. Это явление проявляется в виде ионосферных
бурь, нарушающих радиосвязь, а в особенно интенсивных слу
чаях и прерывающих ее.
Распространение радиоволн сопровождается такими общими
для всех них явлениями, как отражение, рассеяние, поглощение,
преломление, дифракция и интерференция.
При встрече радиоволны с препятствием происходит ее час-
тичное отражение, что приводит к появлению новых направле-
ний распространения — рассеянию радиоволны. Рассеяние быва-
ет прямое и обратное: падающая и рассеянная радиоволны
соответственно распространяются в одну или в противополож-
ные стороны.
В результате взаимодействия со средой, в которой распро-
страняется радиоволна, происходит ее частичное или полное
поглощение. При этом энергия радиоизлучения превращается
в тепловую энергию. Поглощение радиоволны в среде распро-
странения уменьшает дальность связи. Принцип поглощения
энергии радиоволн положен в основу методов радиочастотной
обработки материалов (высокочастотная закалка, приготовле
ние пищи в полях СВЧ и др.).
При прохождении радиоволны через неоднородную среду на-
блюдается изменение направления ее распространения, вызывае-
мое изменением скорости, преломление, или рефракция. Одно
временно наблюдается частичное или полное отражение радио-
волны от границы раздела двух сред, причем чем выше электро
проводность отражающей среды, тем большая часть энергии
радиоволны будет отражена. Для явления отражения радио-
волн справедлив закон оптики: угол падения волны равен углу
ее отражения.
•При встрече с препятствием изменяется структура нолей
радиоволны, вследствие чего она огибает препятствие. Это яв
ление называют дифракцией. Дифракция особенно проявляется
при длине волны, значительно большей размеров препятствия.
Так, мириаметровые волны огибают Землю и все препятствия
на ее поверхности.
Вследствие неоднородности среды распространения и широ-
кой диаграммы направленности антенн некоторые радиоволны
(например, длинные) приходят в точку приема несколькими
путями. Следовательно, па вход приемника поступает несколько
6-915 И1
сигналов одного и того же передатчика, преодолевших неоди-
наковые расстояния и поэтому имеющих неодинаковое запазды-
вание. При этом два сигнала, поступившие на вход приемника,
суммируются и общий сигнал увеличивается. Через некоторое
время из-за изменения условий распространения фазовые соот-
ношения между этими сигналами изменяются на противопо-
ложные и общий сигнал определяется их разностью, в резуль-
тате чего сигнал на выходе приемника уменьшается. Это явле-
ние называют интерференционным замиранием радиоволн, или
интерференцией.
Рассмотрим особенности распространения радиоволн различ-
ных диапазонов и основные области их применения.
Ми ри а метровые волны проникают в глубь почвы и
воды, очень мало ими поглощаются, легко огибают Землю,
отражаются от ионосферы днем и ночью и огибают препятствия
на поверхности Земли, не отражаясь. Антенны сложны и гро-
моздки. Мириаметровые волны используют для создания устой-
чивой и не зависящей от условий распространения радиосвязи
с низкой скоростью передачи.
Километровые волны мало поглощаются почвой и
водой, огибают Землю и объекты на ее поверхности, не отра-
жаясь, и отражаются от ионосферы ночью. Антенны сложны
и громоздки. Километровые волны используются в системах
дальней радионавигации.
Гектометровые волны поглощаются почвой и водой,
отражаются от ионосферы только ночью, а днем почти пол-
ностью поглощаются сильно ионизированным слоем Е, огибают,
не отражаясь, объекты на поверхности Земли. Антенны имеют
средние размеры. Гектометровые волны используются для радио-
навигации средней дальности и радиовещания.
Декаметров ые волны сильно поглощаются почвой и
водой, слабо отражаются от объектов на поверхности Земли и
интенсивно с малыми потерями — от ионосферы, распростра-
няются в виде поверхностных тропосферных и пространственных
волн. Поверхностные волны ПВ быстро затухают, поглощенные
Землей, а пространственные ПрВ распространяются на большие
расстояния, многократно отражаясь от ионосферы и Земли. По-
этому на декаметровых волнах осуществима дальняя связь при
малой мощности передатчика, однако из-за постоянно меняю-
щихся условий распространения она нестабильна.
Кроме того, на этих волнах образуется зона молчания
(рис. 88). Сигнал от передатчика, расположенного в точке А
земной поверхности, излучается в виде поверхностной волны ПВ
и, достигая освещенной области (точка В), лежащей на рас-
стоянии прямой видимости, уходит в ионосферу. При этом про-
странственная волна ПрВ при некотором угле а отражается от
ионосферы и возвращается на Землю в точке Б. Между точками
В и В образуется область тени — зона молчания, в пределах
которой приема нет
82
Антенны имеют небольшие размеры. На этих волнах осу-
ществляется радиосвязь на большие расстояния и радиовещание.
Метровые волны очень сильно поглощаются почвой и
водой и не отражаются от ионосферы, интенсивно отражаются
от подвижных и неподвижных объектов на поверхности Земли.
Антенны компактны и обладают острой направленностью излу-
чения. Метровые волны используются для связи с подвижными
объектами, расположенными на небольших расстояниях, в ра-
диорелейных линиях и спутниковых системах. В диапазоне мет-
ровых волн работает телевидение, радиолокационные станции
дальнего обнаружения, а также системы ближней навигации,
управления полетом и посадкой самолетов.
Дециметровые волны распространяются только в
пределах прямой видимости и избирательно поглощаются атмо-
сферой, интенсивно отражаются от подвижных и неподвижных
объектов. Антенны малогабаритны и обладают острой направ-
ленностью излучения. Дециметровые волны используются в ра-
диорелейных и спутниковых системах связи, высокоточных на-
земных системах радиолокации и радиоуправления.
Сантиметровые волны распространяются только в
пределах прямой видимости, избирательно поглощаются атмо-
сферой и интенсивно отражаются от различных объектов. Ан-
тенны малогабаритны и обладают острой направленностью из-
лучения. Сантиметровые волны используются в радиорелейных
и спутниковых системах связи, бортовых радиолокационных
станциях кораблей, самолетов и ракет, а также системах радио-
управления.
Миллиметровые волны сильно поглощаются атмо-
сферой. Антенны компактны и остронаправленны. Миллиметро-
вые волны используются в бортовых радиолокационных систе-
мах самолетов и ракет.
Контрольные вопросы
I. Каковы основные параметры электромагнитной волны?
2. Каково назначение антенны?
3. В чем преимущества остронаправленных антенн?
4. Каковы особенности антенн километровых и сантиметровых волн?
5. Какие фидеры применяют на частотах до 60 МГц?
6. Какие явления происходят при распространении радиоволн'-1
7. На каких волнах радиосвязь наиболее устойчива?
8. На каких волнах осуществима дальняя радиосвязь при малой мощ-
ности передатчика?
6:
ni,nn»ii—umiini—.. чип
Глава
Усилители
§ 36. Классификация
и основные параметры
При обработке сигналов информации в
большинстве случаев необходимо их предварительное усиление.
Для этих целей используют усилители, назначение которых —
усиление в определенное число раз соответственно напряжения,
тока и мощности сигнала. Такая классификация усилителей ус-
ловна, так как все они в конечном счете усиливают мощность
сигнала.
Усилительные свойства усилителя характеризуются коэффи-
циентами усиления напряжения Ktl, тока и мощности Кр, по-
казывающими, во сколько раз значение выходного параметра
увеличилось в результате усиления по сравнению со значением
входного:
К, UKllJUln, Л5 = U/k Ke - P„,„x/PUx, (3)
где /„х, Р„х и 1/внх, /В|Лм P,!IJX параметры входного и выход-
ного сигналов.
Коэффициенты усиления выражают не только в относитель-
ных единицах, но и в децибелах. Исследование акустических
явлений показало, что восприимчивость человеческого уха к
звуку определяется логарифмом отношения его интенсивностей.
Так, десятикратное увеличение звукового давления восприни-
мается как двукратное увеличение громкости. Единицей измере-
ния параметров, выраженных в логарифмической форме, явля-
ется бел (Б); 1 Б=10дБ. В логарифмической форме коэффи-
циенты усиления (3) можно записать так:
К>20 lg(>lx///J; Р>20 lg(/,)hlx//J; /(>10 lg(PBb,x/PJ.
ЕЕ зависимости от диапазона усиливаемых частот различают
усилители:
звуковой частоты - - номинальный диапазон частот усиливае-
мых сигналов 16 Гц — 20 кГц;
широкополосные (видеоусилители) — диапазон усиливаемых
сигналов от звуковых частот до частот, составляющих сотни
мегагерц (видеоусилители телевизионных приемников должны
усиливать сигналы в диапазоне 25 1ц 6,5 МГц);
84
полосовые (резонансные) усиливают сигналы в ограничен-
ной полосе радиочастот;
постоянного тока--усиливают сигналы от f =- 0 (постоянный
ток) до некоторой предельной частоты.
В рабочем диапазоне частот всех без исключения усилителей
наблюдается неравномерность усиления; при этом нарушается
частотный состав входного сигнала - он искажается. Для
анализа этих искажений, называемых частотными, используют
амплитудно-частотную характеристику АЧХ усилителя, выра-
жающую зависимость коэффициента усиления от частоты усили-
ваемого сигнала.
В приведенной на рис. 89, а амплитудно-частотной характе-
ристике усилителя звуковой частоты по оси ординат отложено
относительное значение коэффициента усиления напряжения —
отношение коэффициента усиления /< на любой частоте к по-
стоянному в широком диапазоне коэффициенту усиления па сред-
ней частоте Д’о. Гак как на средних частотах К = Ко,относитель-
ный коэффициент усиления К/!<Аг-~-~- i. Полосой пропукания яв-
ляется интервал частот П, в пределах которого относительный
коэффициент усиления усилителя уменьшается по сравнению с
значением на средних частотах не более, чем до уровня 0,707
(на 3 дБ).
Качественным показателем усилителей звуковых частот явля-
ются нелинейные искажения искажение формы сигнала в про-
цессе усиления. Причиной нелинейных искажений является,
главным образом, нелинейность вольт-амперных характеристик
усилительных элементов (ламп, транзисторов), а также непра-
вильно выбранные режимы их работы. В результате нелинейных
искажений при усилении чисто синусоидального сигнала в вы-
ходном сигнале появляются дополнительные гармонические со-
ставляющие, т. е. изменяется гармонический состав входного
сигнала. Этот вид искажений оценивают коэффициентом нели-
нейных искажений
X, iоо% ил„ j(y Д(К + /.к±-.1оо%,
М I 11 т
где /|„г, l'im, /з,„ и U\m, U?,,,, IJз„, — амплитуды гармоник тока и
напряжения выходного сигнала.
Предполагается, что входной сигнал содержит единственную
гармонику — первую, т. е. является синусоидальным.
Так как вследствие появления дополнительных гармониче-
ских составляющих нарушается правильное воспроизведение
сигнала, основная задача при построении и регулировании уси-
лителей — уменьшение нелинейных искажений.
Зависимость выходного сигнала усилителя от входного выра-
жается амплитудной характеристикой АХ (рис. 89,6)- Экспери-
ментально снятая амплитудная характеристика позволяет опре-
делить максимальный входной сигнал (7„Х|П.]Х, при котором нели-
85
91. Схема каскада усиления (а) и графическое
представление его работы при неправильно выбран-
ной рабочей точке (б)
92. Схема каскада усиления (а) и графическое представление его работы
при правильно выбранной рабочей точке (б)
нейные искажения невелики. При больших входных сигналах
характеристика отклоняется от прямой (точка /), что является
признаком появления гармоник.
Цепи усилителей содержат реактивные элементы, вносящие
фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами, завися-
щий от частоты. Если фазовый сдвиг пропорционален частоте
сигнала, фазовые соотношения между гармониками сигнала на
выходе сохраняются и фазовых искажений не будет. В этом
случае фазовая характеристика усилителя, выражающая зави-
симость фазового сдвига сигнала от его частоты, будет линейной
(рис. 89, в). Фазовые искажения не влияют на воспроизведение
звука, так как человеческое ухо к ним нечувствительно. При
усилении телевизионного сигнала недопустимо высокий их уро-
вень искажает изображение.
Основными параметрами усилителей яв-
ляю т с я:
номинальная выходная мощность — максимальная мощность
на выходе, при которой нелинейные искажения не превышают
допустимого уровня;
чувствительность — минимальное напряжение на входе,
при котором на выходе обеспечивается номинальная мощность;
динамический диапазон — отношение максимальной ампли-
туды входного сигнала, при которой его искажения имеют
предельно допустимое значение, к чувствительности усилителя;
коэффициент полезного действия — отношение полезной мощ-
ности на выходе усилителя к мощности, потребляемой им от
источника питания;
входное сопротивление характеризующее усилитель как
нагрузку для источника входного сигнала; условием передачи
максимальной мощности на вход усилителя от источника сигнала
является равенство внутреннего сопротивления источника вход-
ного сигнала /? и входного сопротивления /?„х;
выходное сопротивление характеризующее нагрузочную
способность усилителя; условием передачи усилителем макси-
мальной мощности в нагрузку является равенство выходного
сопротивления и сопротивления нагрузки R,,.
§ 37. Принцип построения
каскада усиления
Минимальную часть усилителя, сохраняю-
щую его функции, называют каскадом усиления. Обычно усили-
тель состоит из нескольких каскадов усиления, соединенных
между собой межкаскадными связями, с помощью которых
выходной сигнал одного каскада усиления передается на вход
следующего. Первые каскады усиления, предназначенные, глав-
ным образом; для усиления напряжения сигнала, называют
предварительными. Каскад, служащий для усиления мощности
сигнала, называют оконечным.
87
Каскады усиления состоят из последовательно включенных
управляемого элемента, параметры которого изменяются в зави-
симости от поступающего па его вход напряжения или тока, и
резистора нагрузки В показанной на рис. 90 эквивалентной
схеме управляемый элемент (лампа или транзистор) заменен
резистором А?у, сопротивление которого зависит от напряжения
входного сигнала С,,,.
При отсутствии входного сигнала (Г/,„ 0) в цепи проходит
ПОСТОЯННЫЙ ГОК /|| E'k/(/4i -)-/?у). При появлении входного
сигнала изменяется сопротивление резистора /?у, а следователь-
но, полное сопротивление цепи /С -= и ток в ней, т. е.
кроме постоянной составляющей тока в цепи появляется пере-
менная составляющая /. Если сопротивление управляемого эле-
мента /4 изменяется строго пропорционально напряжению UK>„
то и ток /~ пропорционален напряжению С„х. Следовательно,
падение напряжения C„wx на резисторе нагрузки /?„, создаваемое
переменной составляющей тока / , также пропорционально вход-
ному напряжению Unx, г. е. Un,^. — KUn*, где /( — коэффициент
усиления н а и р яж е н и я.
Основным требованием, предъявляемым к каскаду усиления,
является воспроизведение формы входного сигнала на выходе,
г. е. его минимальные нелинейные искажения. Выполнение этого
требования обеспечивается подачей определенных напряжений и
токов на выводы усилительного элемента. Транзистор во время
ожидания входного сигнала находится в режиме молчания, или
покоя.
Электрическому состоянию транзистора в режиме покоя
соответствует определенная точка на его входных и выходных
характеристиках, называемая рабочей точкой каскада усиления
А (р. т.). Электрические параметры т ранзистора в рабочей точке
имеют индекс «р.т». 'Гак, электрическое состояние транзистора,
включенного с ОЭ, характеризуется токами базы /Б р.т и коллекто-
ра /к , а также напряжениями базы Ц;Чрти коллектора (/КЭ11
по отношению к эмиттеру.
Схема каскада усиления и графическое представление его
работы при неправильно выбранной рабочей точке показаны на
рис. 91, а, б. Е> режиме покоя транзистор VT закрыт, так как на-
пряжение на эмиттерном переходе р г=--= 0. Следовательно, его
токи /]. |) ч и /,. т акже равны нулю. Напряжение на коллекторе
транзистора ы1<3(, Т=Е'К, так как падение напряжения на резис-
торе нагрузки URu~~ 0.
Под действием входного сигнала рабочая точка смеща-
ется в пределах его двойной амплитуды 2Uwm. Большую часть
периода напряжения Ur,a~ транзистор будет закрыт и только в
течение части положительного полупериода сигнала поя-
вится ток базы /|; у I |ри этом транзистор откроется и его кол-
лекторный ток /к „ вызовет напряжение URu па резисторе нагруз-
ки R,„ которое и будет усиленным выходным сигналом, сущест-
венно отличающимся по форме от входного.
88
Для получения выходного сигнала с минимальными нелиней-
ными искажениями следует выбрать такое положение рабочей
точки, при котором каждому новому мгновенному значению вход-
ного сигнала Дбэ J будет соответствовать новое мгновенное зна-
чение выходного. Схема такого каскада усиления и графическое
представление его работы показаны на рис. 92, а, б. Напряже-
нием постоянного смещения Евэр.т == 0,75 В рабочая точка выво-
дится на середину прямолинейного участка входной характе-
ристики транзистора. В режиме покоя базовый ток транзистора
/Б =0,3 мА, а коллекторный /к р.т = й2) э/ь 50 • 0,3 мА —
= 15 мА, так как среднее значение /г21Э данного транзистора
равно 50.
Коллекторная цепь транзистора состоит из двух участков:
промежутка коллектор — эмиттер и резистора нагрузки /?„, меж-
ду которыми напряжение коллекторного источника Е'к распреде-
ляется следующим образом:
Ек --= Оф,, -= (7кэ/к р.тЕн • (4 /
Для лучшего использования транзистора напряжение
принимают равным 0,5 Е«. Тогда при коллекторном напряже-
нии Ек, равном 30 В, сопротивление загрузки =-- 0,5Ек/==
= 15 В/15 мА == I кОм.
При иодаче на базу транзистора входного сигнала, ампли-
туда которого (Убэ™ = 0,05 В ограничена линейным участком
входной характеристики (для получения малых нелинейных иска-
жений рабочая точка не должна выходить за пределы этого
участка), в цепях базы и коллектора появятся переменные со-
ставляющие их токов, соответственно имеющие амплитуды
hm и /к,„. При этом амплитуда выходного сигнала Е',,ы<т =
= /КтЕн= Ю мА-1 кОм = 10 В, а коэффициент усиления напря-
жения ивых,„/Ur,3m == 10 В/0,05 В == 200.
§ 38. Режим транзисторного каскада
по постоянному току
Режим по постоянному току каскада уси-
ления на транзисторе с ОЭ задается его токами базы 5, Р, и кол-
лектора /кР г и напряжениями база — эмиттер Евэр г и коллек-
тор— эмиттер t/кэр.т в рабочей точке (рис. 93, а, б). Определяют
эти параметры для конкретного каскада усиления, используя
входные и выходные характеристики транзистора.
Сначала рассмотрим семейство выходных характеристик
транзистора (рис. 93, а). Разрешенная область надежной работы
транзистора ограничивается максимально допустимыми током
коллектора /ктах, а также напряжением Екэтах на нем и рассеи-
ваемой мощностью Екшах. Режим транзистора по постоянному
току выбирают так, чтобы под действием максимального вход-
ного сигнала ни один из этих параметров не был превышен даже
на короткое время.
89
93. Графическое представление работы коллекторной (а) и базовой (б)
цепей усилительного каскада
94. Схемы ооеспечения режима
по постоянному току усилительного
каскада подачей фиксированных
тока (а) и напряжения (б)
95. Схемы коллекторной (а) и
эмиттерной (б) температурной ста-
билизации рабочей точки усили-
тельного каскада
Так как напряжение (Лэ закрытого транзистора равно на-
пряжению источника питания Ек, то значение Ек должно быть
меньше (Лэптх. В соответствии с уравнением (4) напряжение
(Лэ = Ек.- IkR«- (5)
Уравнение (5), которым определяется динамика работы кас-
када усиления, т. е. электрическое состояние выходной цепи тран-
зистора в любой момент усилительного процесса, в системе коор-
динат /к—(Лэ представляет собой графически прямую линию —
линию нагрузки. Чтобы найти точки пересечения линии нагрузки
с осями /к и (Лэ, поочередно приравнивают к нулю /к и (7кэ.
Если Л = 0, то (Лэ становится равным Ек, т. е. напряжение на
коллекторе полностью закрытого транзистора равно Е\. Если
Екэ = 0, то Л = EK/R„.
Максимальную нагрузку (минимальное сопротивление резис-
тора /?„) выбирают из условия Ек/АС-Л/к .mix, откуда /?|МтН>Ек/
//ктах- Таким образом, линия нагрузки соединяет точки с коор-
динатами E^/R„ и Ек. Такое положение занимает линия нагрузки
каскада, предназначенного для получения максимально возмож-
ного для выбранного транзистора выходного напряжения, что
используют только в оконечных каскадах.
Линия нагрузки ограничивается точками Б и В. За пределами
участка БВ процесс усиления сопровождается значительными
нелинейными искажениями. Выше точки Б наступает насыщение
транзистора и он перестает управляться током базы, т. е. при
/б>Т1П»х ток коллектора не увеличивается. Ниже точки В тран-
зистор оказывается в режиме отсечки, т. е. также перестает
управляться.
Рабочую точку А (р.т.) выбирают так, чтобы под действием
входного сигнала она смещалась в пределах участка БВ линии
нагрузки, что обеспечивает усиление сигнала без значительных
искажений его формы. Затем определяют токи базы Л р г и кол-
лектора /кр.г, напряжение (ЛэР.., а также максимальный Ц, „.„х и
минимальный /Rmin токи базы, соответствующие максимальному
Цзэ max и минимальному Ц.э mi|] ее напряжениям. Напряжение
база — эмиттер (ЛэР.г определяют по входной характеристике
транзистора (рис. 93, б).
Для обеспечения необходимого режима усилительного каска-
да по постоянному току в цепь базы транзистора подают от
внешнего источника фиксированный ток Е;р, или напряжение
(Лэ р.т.
Для подачи фиксированного тока (рис. 94, а) не-
обходимо определить сопротивление резистора
Re = (Ек (Лэ р.т)//к р.т Ек//к р.т-
Обычно используют приближенную формулу, так как (Лэ Р,
значительно меньше Ек.
Схема подачи фиксированного тока проста, но имеет сущест-
венные недостатки, ограничивающие ее применение. Так, режим
91
каскада по постоянному току существенно изменяется, если при
замене транзистор имеет другое значение Этот недостаток
устраняют подбором сопротивления резистора Rn.
Кроме того, режим по постоянному току нарушается при
изменении температуры, так как при этом растет неуправляемый
ток коллектора /|<г,«, что приводит к увеличению всех токов и
приближению рабочей точки А(рл) к точке Б (см. рис. 93, а),
г. е. к насыщению транзистора.
При п о д а ч е фи к с и р о в а и но г о напряжения
(рис. 94, б) от внешнего источника на базу транзистора посту-
пает' напряжение СЭэ,, ,, обеспечивающее в ее цепи ток /б Р.т, а
следовательно, ток Др > и напряжение ДкэР.г. Обычно ток базо-
вого делителя /д — (0,5 4- 2) Д, а сопротивления его резисто-
ров рассчитывают по формулам
Е1“(ЕК.....- (Дэр.т)/(/д ф- Др.т) ; Ее = ОбЭР.т//д
Этот способ дает хорошие результаты при замене транзисторов,
а также изменении температуры, но менее экономичен из-за по-
тери энергии источника питания в базовом делителе El R2. Кро-
ме того, сопротивление этого делителя (для входного сигнала
эго параллельно включенные резисторы R\ и R2) шунтирует
входную цепь транзистора, что приводит к дополнительному
расходу мощности входного сигнала.
Для построения транзисторного каскада, устойчиво работаю-
щего в широком диапазоне температур, ни одна из рассмотрен-
ных схем не подходит. Расширение температурного диапазона г
требует стабилизации положения рабочей точки.
К о л л е к т о р н а я ста б и л и з а ц и я рабочей то ч-
к и (рис. 95, и) является простейшим способом. Как уже отмеча-
лось, при повышении температуры растут токи /бр.т и /кр.т, что
приводит к уменьшению потенциала коллектора ДКэР= Ек —
..-(бк р.) (-Др.ДЕк, а следовательно, и тока базы /Rp.T = ДЦэРл/Rf,-
Таким образом, увеличение тока базы Др.т вследствие повышения
температуры сопровождается уменьшением напряжения £/кр.т,
которым определи ('те я этот ток, т.е. рост тока Др.т частично
компенсируется.
Э м и т те ри а я с г а б пл и з а ц и я раб о ч е й т очки
(рис. 95,6) дает намного лучший результат. Сопротивление
резистора Еэ для маломощных и мощных каскадов выбирают
соответственно из соот ношений Еэ — (0,05 4-0,15) Ек/Д min и
Е,-> (0,1 4- 0,3) Ек/Дшш, а резистора R2 из соотношения R2 =
=- (5 д-15) Е„, тр (где Евх. тр входное сопротивление транзис-
тора в рабочей точке, соответствующее его ДЪ).
При повышении температуры напряжения Двэрт увеличи-
вается, гак как из-за роста тока /кто увеличивается напряжение
Um. Одновременно растет напряжение на резисторе' Еэ эмиттер-
ной цепи. Схема может быть рассчитана так, что при увеличении
92
UKt происходит почти такое же увеличение ///,>,, в результате
чего напряжение £/г>эр.т на управляющем переходе транзистора
изменяется незначительно.
§ 39. Предварительный
каскад усиления на транзисторе
Наиболее распространенная схема пред-
варительного каскада усиления на транзисторе с ОЭ показана на
рис. 96. Входной сигнал поступает от источника напряжения
{7ВХ, имеющего внутреннее сопротивление R, (или от такого каска
да усиления).
Разделительные конденсаторы С/ и С 2 служат для независи-
мого создания режимов по постоянному току в последовательно
включенных каскадах усилителя и связи их между собой по
переменному току усиливаемого сигнала. Резисторы RI и R2
являются базовым делителем, обеспечивающим постоянное
напряжение на эмиттерном переходе в рабочей точке
Резистор /?к предназначен для обеспечения режима по носгоян
ному току в коллекторной цепи транзистора 1'7', а резистор
fe - для эмиттерной стабилизации рабочей точки в диапазоне
температур. Напряжение (Увэр., == Ur,
Сопротивление конденсатора <?>, служащего для шунтиро-
вания резистора R^ по переменному току на нижней частоте
усиливаемого диапазона, должно быть значительно меньше
сопротивления резистора /?;->. Так как с повышением частоты
сопротивление конденсатора С» уменьшается, можно считать,
что напряжение эмиттера постоянно.
Резистор /?ф и конденсатор Сф являются элементами фильтра.
Одновременно резистор /?ф служит для коллекторной стабилиза-
ции рабочей точки. Конденсатор Сф образует цепь низкого сопро-
тивления для переменной составляющей тока, потребляемого
каскадом от источника £к- Это необходимо для того, чтобы
в общих для нескольких каскадов усилителя цепях источника /ж
не было переменного тока, способного вызвать паразитные
связи между ними по цепям питания.
При подаче входного сигнала 4/„х во входных цепях каскада
появляются токи //?i, /,« и /б.., из которых полезной является
только переменная составляющая тока базы /|,~. Обычно токи Л;!
и значительно меньше тока R,., гак как сопротивления
резисторов R1 и R2 значительно больше входного сопротивления
Айз транзистора и ими можно пренебречь. Приближенно
/б~~ t/Bx/(/?< + h|'|э). Переменная составляющая коллекторного
тока /к- = /в~h‘i\3 = UuJi2t:-i/(,Ri^- /пЪ) состоит из двух токов -
бесполезного Л?к и полезного Л,. Падение напряжения, создавае-
мое током /R _ на параллельно включенных резисторах /ф. и R|Р
и будет усиленным выходным сигналом
............................................
93
96. Схема предварительного каскада уси-
ления на биполярном транзисторе
97. Схема предварительного каскада усиления на полевом транзисторе (а),
графическое представление его работы (б)
По этому уравнению можно определить коэффициент усиле-
ния каскада но напряжению
к(7= + .
Из временных диаграмм напряжений и токов (см. рис. 93, а. б)
следует, что переменные составляющие напряжений на входе
(/в~ и выходе (7к~=С)ых каскада противофазны, т. е. каскад
усиления на транзисторе с ОЭ изменяет (инвертирует) фазе
входного сигнала на противоположную.
§ 40. Каскад усиления
на полевом транзисторе
Нолевые транзисторы широко применяют
в предварительных каскадах усиления, особенно, когда необ-
ходимо высокое входное сопротивление.
Рассмотрим каскад усиления на полевом транзисторе с изо-
лированным затвором и встроенным каналом п-гипа (рис. 97, и).
Рабочую точку каскада выбирают на семействе выходных харак-
теристик (рис. 97, б) аналогично рабочей точке каскада на бипо-
лярном транзисторе. Разрешенная область выходных характе-
ристик также ограничивается линиями максимально допустимых
постоянного тока стока /cIllBS, напряжения сток- исток Ucitim*. и
постоянной рассеиваемой мощности Р,П,1Х.
Линия нагрузки графически соответствует уравнению выход-
ной цепи каскада ('/си = Ес — lc(Rc + /?и) и пересекает оси /с и
беи в точках /<-. = Ес/(/?с+/?и) и Ес. Рабочая точка А (р.т) под
действием сигнала U,„ не должна смещаться за пределы рабо-
чего участка БВ линии нагрузки, так как в ином случае резко
увеличатся нелинейные искажения. В режиме покоя рабочую
точку выбирают как при отрицательном напряжении на затворе
Узи <0 (в этом случае транзистор работает в режиме обедне-
ния), так и при положительном Uw р.,>() (в этом случае тран-
зистор работает в режиме обогащения). !1усть напряжение (./.чц,.!
составляет 0,2 В, т. с. транзистор работает в режиме обеднения.
Это напряжение создается только на резисторе Re. включенном
в цепь истока (рис. 97,а), и резистор R1 в схеме не нужен, так
как напряжение истока выше напряжения корпуса на (//,„, а на-
пряжения затвора и корпуса равны. Для перевода транзистора
в режиме обогащения резистор R1 нужен. Сопротивление рези-
сторов делителя R1R2 выбирают такими, чтобы напряжение (/,
на затворе было больше напряжения lh:u на истоке. В этом
случае (7зи>0.
При работе усилительного каскада входной сигнал (/„.., посту-
пая на затвор транзистора VT через разделительный конденса-
тор С1, создает токи / и / в резисторах RI и R2 делителя.
При этом в цепи затвора тока нет, так как он отделен от капа-
ла слоем диэлектрика. Переменное напряжение управляет сече-
нием канала и, следовательно, его сопротивлением. В резуль-
95
тате ti токе стока появляется переменная составляющая /с-,
часть которой 1Ке проходит через стоковый резистор R(., а
остальная —- через резистор нагрузки R„ и является током на-
грузки При прохождении тока через параллельно вклю-
ченные резисторы /?<; и R,, на них образуется выходной усиленный
сигнал U„1IX == lc~(Rc\\R„).
Достоинством каскада усиления на полевом транзисторе по
сравнению с каскадом на биполярном транзисторе является
значительно более высокое входное сопротивление. Сопротивле-
ние резистора R2 обычно составляет 0,5—2 МОм, что на поря-
док больше максимально возможного сопротивления резистора
R2 каскада на биополярном транзисторе (см. рис. 96). Кроме
того, параметры полевых транзисторов в отличие от биполярных
меньше зависят от температуры окружающей среды. Поэтому
в каскаде на полевом транзисторе положение рабочей точки зна-
чительно стабильнее, хотя в схеме (см. рис. 97, а) имеется соот-
ветствующий резистор Rit. Полевые транзисторы сохраняют
работоспособность при температуре, близкой к абсолютному
нулю, тогда как биполярные при такой температуре не работают.
§ 41. Усилители мощности
Независимо от используемого усилитель-
ного элемента применяют два вида усилителей мощности —
однотакпчые и двухтактные.
Однотактный трансформаторный усилитель мощности на
транзисторе (рис. 98, а). Основной задачей при построении
усилителя мощности является согласование выходного сопротив-
ления х усилительного каскада с нагрузкой R,, по мощности,
т. е. --- R;,. При этом непосредственное включение обычно
низкоомной нагрузки в коллекторную цепь транзистора невоз-
можно, так как транзистор будет работать в режиме генератора
тока с весьма низким кпд. Трансформаторное включение
нагрузки независимо от ее значения позволяет выполнить согла-
сование. Сопротивление нагрузки /?„, перенесенное в коллектор-
ную цепь транзистора, можно определить по формуле
R2 =- (6)
где А*,р ар/до - коэффициент трансформации трансформатора,
равный отношению числа витков дц первичной обмотки к числу
витков гед вторичной.
Для согласования усилителя с нагрузкой по мощности, при
котором R'. и Ri близки по значению, трансформатор должен
быть понижающим (/лт>1).
Режим однотактного усилителя мощности по постоянному
току определяют по семейству выходных характеристик (рис.
98,6). Область надежной работы транзистора ограничивается
96
максимально допустимым током /кша«, напряжением (/кэ,пЯх и
мощностью Ркт.тх. Напряжение источника коллекторного питания
/' |<СТ..0,5 f/кЭта х. ( / )
.Линия / нагрузки пересекает оси /к и в точках Е^/г,,
где г,- — сопротивление постоянному току первичной обмотки
к>1 трансформатора. Так как сопротивление г, обычно мало,
.линия нагрузки / поднимается от точки £’к почти перпендику-
лярно оси Ею- Для получения максимальной выходной мощно-
сти рабочую точку Д(р.т) каскада выбирают вблизи точки пере-
сечения линии нагрузки / и кривой 3 максимально допустимой
мощности Рктих, рассеиваемой на коллекторе транзистора. Так
определяют три параметра транзистора в рабочей точке: /к Рт,
До |>.т и /i; р.т, а четвертый Дюр т может быть найден по входной
характеристике.
Перенесенное в коллекторную цепь сопротивление нагрузки
/К, служащее нагрузкой транзистора по переменному току, также
может быть, определено графически. Для этого через рабочую
точку А (р.т) следует провести ’нагрузочную прямую 2 для пе-
ременного тока, которая должна находиться в разрешенной об-
ласти выходных характеристик. Пусть линия 2 пересекает оси
/к и б'кэ в точках Е< и Д'кэ. Тогда нагрузка по переменному току
R', ----- UR>//к- Зная /?(, можно, используя формулу (6), рассчи-
тать коэффициент трансформации /щ, == у R'„/ R'«.
Входной сигнал (рис. 98, а) создает входной ток /ах..,
часть которого Д.. управляет базовым током транзистора. Сле-
довательно, в коллекторном токе появляется переменная состав-
ляющая /к..„ которая создает в магнитопроводе трансформато-
ра Т переменный магнитный поток Ф, пронизывающий витки
обмотки д>2 и наводящий в них эдс взаимоиндукции. Эта эдс
вызывает переменный ток /„ в нагрузке R,, и падение напряже-
ния U i<„ на ней.
Как видно из рис. 98. б, напряжение Пкэ- на коллекторе
транзистора в течение отрицательного полупериода коллекторно-
го тока превышает £|(, а максимальное его значение почти в 2
раза больше Е Эго объясняется действием эдс самоиндукции
первичной обмотки трансформатора, появляющейся во время от-
рицательного полупернода /к . Поэтому напряжение Е ограни-
чивают см. формулу (7).
Достоинство однотактной схемы .... ее простота, а недостат-
ки низкая экономичность, высокий уровень нелинейных иска-
жений, наличие в первичной обмотке трансформатора постоянной
составляющей коллекторного тока, вызывающей постоянное под-
магничивание магнитопровода, что требует создания в магнито-
проводе немагнитного зазора и значительно увеличивает ею
сечение, габариты и массу.
В однотактном усилителе мощности входной сигнал усили-
вается в течение всего периода одним транзистором - за один
7-915
97
98. Схема однотактного трансформаторного
усилителя мощности (а), графическое пред-
ставление его работы (б)
99. Схема двухтактного трансформаторного
усилителя мощности
такт. Такой усилитель может работать только в линейном ре-
жиме А, при котором коллекторный ток транзистора в любое
мгновение усилительного процесса пропорционален входному
сигналу — его току или напряжению. Рабочая точка активного
элемента, работающего в режиме А, не выходит за пределы
рабочего участка БВ линии нагрузки.
Для режима А характерен невысокий уровень нелиней-
ных искажений (всего несколько процентов). Однако он неэко-
номичен из-за значительного тока /кР ,, который должен поддер-
живаться в транзисторе при ожидании входного сигнала. Теоре
тический кпд составляет 50%, а практически его удается повести
до 35—40%.
Двухтактный трансформаторный усилитель мощности на
транзисторах (рис. 99). В двухтактной схеме усиление проис-
ходит за два такта. В течение первого -полупериода входной
сигнал усиливается одним транзистором, а другой в течение
этого полупериода или его части закрыт. При втором полупе-
риоде сигнал усиливается вторым транзистором, а первый при
этом закрыт. Такая поочередная работа транзисторов позволяет
использовать экономичные режимы В и АВ.
В режиме В рабочую точку транзистора выбирают в на-
чале входной характеристики (рис. 100, а). При положительном
полупериоде входного сигнала появляется синусоидальный
импульс базового тока Б,. Точно такой же импульс тока появля-
ется в коллекторной цепи транзистора и нагрузке. Этим же
полупериодом входного сигнала закрывается второй транзистор.
При отрицательном полупериоде закрывается первый транзистор
и открывается второй.
Продолжительность активного режима работы усилительного
элемента принято выражать через половину электрического угла
0, в течение которого он проводит электрический ток. В режиме
В угол (ч) составляет 90° или л/2. Угол 0) называется также углом
отсечки.
В режиме АВ (рис. 100, б) рабочую точку транзистора
выводят на начало линейного участка входной характеристики,
что позволяет при небольшом увеличении тока базы в рабочей
точке /|;р, значительно уменьшить нелинейные искажения. В ре-
жиме АВ угол отсечки О) составляет от 90 до 180° (л/2 .тт).
В режиме А угол (н) составляет 180° или л.
Режим С, при котором (н)<л/2, применяют в тех случаях,
когда искажение формы сигнала при усилении не имеет значения
или необходимо, например в умножителях частоты.
В режиме В рабочую точку выбирают в самом начале вход-
ных характеристик (рис. 101, а). Устанавливают режим, под-
бирая сопротивления резисторов общего базового делителя
/?1/?2. Токи базы транзисторов /,,| и /ц2 появляются только с
приходом полупериодов входных сигналов (7/ и (7/. Режим В
весьма экономичен, но на выходе каскада наблюдаются значи-
тельные нелинейные искажения, вызванные нелинейностью
7' 99
101. Графическое представление работы входной цепи двухтактного усили-
теля мощности в режимах В (а) и АВ (б)
102. Бестрансформаторная схема
входных цепей двухтактного уси-
лителя мощности
104. Структурная схема усилите-
ля, охваченного обратной связью
103. Бестрансформаторные двухтакт-
ные каскады усиления мощности с
двумя (а) и одним (б) источниками
питания
начальных участков входных характеристик. Это явление особен-
но заметно в схемах на кремниевых транзисторах.
Уменьшают искажения переводом каскада в режим АВ, для
чего на базы транзисторов подают несколько большее напря-
жение базы (7бр.1, что увеличивает напряжение база - эмиттер
7Уг>.эР > =.; t/fip., — th- При этом рабочая точка смещается в начала
линейных участков входных характеристик (рис. 101, б), что
значительно улучшает форму выходного сигнала при его нулевой
фазе, но несколько уменьшает кпд схемы.
Кроме того, режим по постоянному току может быть обеспе-
чен без трансформатора независимо для каждого транзистора
схемы делителями R1R2 и R3R4 (рис. 102). При этом входные
сигналы поступают на базы транзисторов через разделительные
конденсаторы Ct и С2. Для поочередной работы транзисторов
необходимо, чтобы входные сигналы были одинаковы по значе-
нию и противофазны. Общий эмиттерный резистор (R3 — на
рис. 95 и R5 — на рис. 102), который используют только в ре-
жиме А или АВ, служит для эмиттерной стабилизации рабо-
чей точки. Для стабилизации рабочей точки в режиме В парал-
лельно резистору R2 (см. рис. 99) включают температурозави-
симый элемент, обычно терморезистор с отрицательным темпе-
ратурным коэффициентом сопротивления.
Рассмотрим работу показанной на рис. 99 схемы в режиме А,
как наиболее общем и удобном для понимания особенностей
двухтактных схем.
Входной трансформатор 77 имеет отвод от середины вторич-
ной обмотки, что позволяет снимать с ее крайних выводов оди-
наковые и противофазные напряжения 77,К и 77". Аналогично
выполняется первичная обмотка трансформатора Т2. Транзисто-
ры VT1 и VT2 подбирают одинаковыми по параметрам 7z, |э
и fei3.
Постоянные составляющие коллекторных токов проходят по
цепям: верхняя и нижняя половины первичной обмотки
трансформатора Т2, промежутки коллектор — эмиттер транзисто-
ров VT1 и |/7'2, общий эмиттерный резистор R3, —Ец. Поскольку
схема симметрична и транзисторы одинаковые, их коллекторные
токи в режиме покоя равны, т. е. /ki т = /кг,, , . Учитывая также,
что верхняя и нижняя половины первичной обмотки трансфор-
матора 7'2 одинаковые, можно считать, что постоянного подмаг-
ничивания магнитопровода трансформатора Т2 нет. Это является
существенным преимуществом двухтактной схемы перед одно-
тактной, так как отпадает необходимость в немагнитном зазоре
и уменьшаются сечение магнитопровода, габариты и масса
трансформатора.
Переменное напряжение входного сигнала 77|1Х (синусоидаль-
ной формы) поступает на первичную обмотку трансформато-
ра 77, на вторичной обмотке которого появляются одинаковые
и противофазные напряжения UE и 77"х. Под действием этих
напряжений в течение первого полупериода, знаки которого ука-
101
заны на рис. 99 без скобок, положительное напряжение на базе
транзистора VTI увеличивается по синусоидальному закону, а на
базе транзистора 1/7'2 соответственно уменьшается. Следователь-
но, коллекторные токи /kip и /ктР.т соответственно увеличи-
ваются и уменьшаются на переменные составляющие /ю ~ и /кт~.
Так как ток /м , совпадает по направлению с током /к|рт, а
ток /|<!.. противоположен току /«2Р,, то в верхней и нижней поло-
винах первичной обмотки трансформатора Т‘2 эти переменные со-
ставляющие противофазны по отношению к среднему выводу.
Следовательно, по переменному тюку транзисторы и первичная
обмотка трансформатора Т2 включены последовательно. При
симметричной схеме /ю - = /к2~ и в цепи источника питания
и резистора R3 переменного тока нет. Это является важным до-
стоинством двухтактной схемы усилителя мощности, правда, оно
справедливо лишь для строго линейного режима А, который в
двухтактных схемах применяют редко.
Таким образом, для постоянных составляющих коллекторных
токов транзисторы по отношению к источнику питания Ег вклю-
чены параллельно, а для переменных — последовательно.
Переменные составляющие коллекторных токов создают в
первичной обмотке трансформатора Т2 магнитные потоки одного
направления, которые суммируются в его магнитопроводе, вызы-
вая появление общей эдс па вторичной обмотке, и в цепи резис-
тора нагрузки R„ появляется переменный ток.
В режиме В и близком к нему режиме АВ транзисторы ра-
ботают поочередно. Так как ток в режиме покоя равен нулю
(режим В) или близок к нулю (режим АВ), усилитель имеет
высокий кпд, достигающий 60—70%.
Двухтактная схема по сравнению с однотактной обладает
следующим и преи м уществами:
работает в экономичных режимах В и АВ без значительных
нелинейных искажений:
в цепи источника питания /Д нет тока усиливаемого сигнала
или он значительно ослаблен, что повышает устойчивость схемы
против самовозбуждения;
в токе нагрузки отсутствуют четные гармоники, что умень-
шает нелинейные искажения (для токов четных гармоник, как и
для постоянного тока, транзисторы включены параллельно по
отношению к общей цепи, содержащей источник питания £к и
резистор /?3, поэтому магнитные потоки, образуемые этими то-
ками, в магнитопроводе противофазны и взаимно компенсиру-
ются, не создавая эдс на вторичной обмотке, а следовательно,
и гока нагрузки).
§ 42. Бестрансформаторные
усилители мощности
В транзисторных усилителях мощности
для согласования низкоомной нагрузки и выходного сопротив-
ления можно не использовать трансформаторы (рис. 103, а, б).
102
Схема усилителя мощности на двух транзисторах противо-
положных типов электропроводности, но с одинаковыми пара-
метрами (комплементарная пара) показана на рис. 103, а. Режи-
мы транзисторов по постоянному току задаются базовым дели-
телем R1R2 и выбираются такими, чтобы потенциал общей
точки транзисторов был равен напряжению £'к- В этом случае
постоянного тока в нагрузке не будет.
Входной сигнал (Л через разделительный конденсатор С од-
новременно поступает на базы транзисторов VT1 и 1/7'2. Поло-
жительный полупериод 7 сигнала увеличивает ток базы тран-
зистора VII и уменьшает ток базы транзистора VT2. При этом
увеличивается ток коллектора транзистора VT1 и уменьшается
ток коллектора транзистора 1/7'2, что равносильно появлению
в этих токах переменных составляющих, которые совпадают по
направлению и суммируются в нагрузке. В полупериод 2 увели-
чиваются базовый и коллекторный токи транзистора VT2, а эти
токи транзистора VT1 уменьшаются. В нагрузке вновь происхо-
дит сложение переменных составляющих токов коллекторов,
т. е. образуется второй полупериод выходного напряжения.
Таким образом, по постоянному току относительно источника
питания транзисторы включены последовательно, а по перемен-
ному относительно нагрузки — параллельно.
Так бестрансформаторные усилители работают в режиме А.
Кроме того, они могут работать в режимах В и АВ. Основными
достоинствами этих усилителей является отсутствие согласую-
щего трансформатора, так как выходное сопротивление тран-
зисторов, включенных с ОК, составляет несколько ом, и управ-
ление двумя транзисторами общим сигналом, а недостаток
необходимость в двух одинаковых источниках питания, Такую
схему применяют для высококачественных усилителей мощ-
ности.
Схема усилителя с одним источником питания напряжением
показана на рис. 103, б. Резистор нагрузки /?, включен через
разделительный конденсатор СЗ (его можно подключить также
к положительному полюсу источника питания). Напряжение 77(1
составляет половину питающего напряжения, т. е. Ец. Конден-
сатор СЗ, заряженный до напряжения £'к, также используется
в качестве источника питания в режиме В или АВ, когда тран-
зистор VT1 закрыт, а транзистор VT2 открыт, и разряжается
через открытый транзистор VT2 и резистор нагрузки R,,. Такую
схему применяют для простых усилителей мощности. Отличие
ее от схемы, показанной на рис. 103, а, состоит в том, что для
управления транзисторами одного типа электропроводности необ-
ходимы равные и противофазные сигналы. Кроме того, транзис-
тор VT1 включен с ОК, а транзистор VT2 — с ОЭ, поэтому вы-
ходное сопротивление транзистора VT2 .значительно больше, чем
транзистора VT1, что обусловливает высокий уровень нелиней-
ных искажений.
§ 43. Обратные связи в усилителях
Как уже отмечалось, при усилении иска-
жается как форма, так и частотный состав сигнала. Эти иска
жения уменьшаются при работе усилительных элементов в ре-
жимах, соответствующих линейным участкам характеристик, а
также использовании разделительных и шунтирующих конден-
саторов большой емкости (например, конденсаторов Cl, С2 и
(Дна рис. 96). Однако эти меры удорожают усилители, уве-
личивают их габариты и массу, а также мощность источни-
ков питания. Кроме того, большое значение имеют входное и
выходное сопротивления усилителя. Чем выше входное сопротив-
ление, тем меньшую мощность потребляет усилитель от источ-
ника входного сигнала, а чем ниже выходное, тем проще и точнее
согласуется усилитель по мощности с низкоомной нагрузкой
или входом следующего каскада.
Для уменьшения нелинейных и частотных искажений, а так-
же увеличения входного и уменьшения выходного сопротивлений
подают весь выходной сигнал или его часть на вход усилителя,
т. е. охватывают усилитель обратной связью. Обратную связь
осуществляют в пределах одного каскада или между выходом
какого-либо каскада и входом предыдущего и соответственно
называют внутрикаскадной и межкаскадной.
Принцип действия обратной связи состоит в следующем. Сиг-
нал, поступивший по цепи обратной связи на вход усилителя я
содержащий информацию о его работе и всех видах искажений,
так воздействует на входной сигнал, искажая его, что в выход
ном сигнале эти искажения либо увеличиваются, либо умень-
шаются.
Структурная схема усилителя, охваченного обратной связью,
показана на рис. 104. Собственно усилитель обладает коэффи-
циентом усиления напряжения К -=Иьы,/СД. Часть выходного
напряжения через цепь обратной связи (0-цепь) возвращается
на вход усилителя и складывается с входным сигналом. Коэф-
фициент передачи 0-цепи 0 = С',К/С'„,,1Х обычно меньше 1. Таким
образом, на входе усилителя действуют одновременно два сигна-
ла — входной 6Д и сигнал обратной связи Uul. Если эти два
сигнала совпадают по фазе, обратную связь называют положи-
тельной (ПОС), и полный входной сигнал = КД 4- Ut„ =
= t/вх + Р6Д,Х. При этом входное напряжение (,Д --- f/J, —
— рПиых, а коэффициент усиления усилителя, охваченного поло-
жительной обратной связью,
4И<)(:- ^„,.1x/(^'x-P^1„.J-=/</(l .KPh (8)
Если же сигналы СД и (/<>< противофазны, обратную связь
называют отрицательной (ООС), и полный входной сигнал
ОС — = СД - ро„ых, а коэффициент усиления
4<><>с = СДхДЛх --- (ЛыхДСД + р(Л,.,х) = 4/(1 Д- 40). (9)
104
Анализ уравнений (8) и (9) показывает, что ПОС увеличи-
вает, а ООС уменьшает коэффициент усилении напряжения. Дей
ствительно, при любых значениях К. и [3 знаменатель в урав-
нении (8) меньше единицы, а следовательно. Кдш'.>К, тогда
как знаменатель в уравнении (9) всегда больше единицы,
поэтому АоосС'А'.
Когда в уравнении (8) произведение А|'> 1. знаменатель
равен 0, а Апос^оо. При этом усилитель возбуждается, пре-
вращаясь в генератор.
Для осуществления обратной связи применяют четыре схемы,
одна из которых была показана на рис. 104, а три другие при-
ведены на рис. 105, а - о.
В зависимости от способа получения сигнала различают
обратную связь по току и по напряжению. При обратной связи
по току сигнал Um- пропорционален выходному току /„ нагрузки,
а при обратной связи по напряжению - выходному напряже-
нию По способу подачи сигнала обратной связи на вход
усилителя различают последовательную и параллельную обрат-
ные связи. Обратную связь называют последовательной, если
сигнал (J,K действует во входной цепи последовательно с вход-
ным сигналом и параллельной, если он подается на вход
усилителя пара л л е л ы i о в х од н о м у сиги а л у.
Таким образом, показанные на рис. 104 и 105, а усилители
охвачены соответственно последовательной и параллельной об
ратной связью по напряжению, а на рис. 105, б, в последова-
тельной и параллельной по току.
Влияние ООС на АЧХ усилителя. Амплитудно-частотная
характеристика усилителя (рис. 106, и) свидетельствует о спи
женин усиления вне полосы пропускания, лежащей между час-
тотами и /в.
Введем ООС, считая, что коэффициент передачи цепи обрат-
ной связи р и входной сигнал Uu>, не зависят от частоты. При
этом сигнал UIK, вернувшийся на вход по цепи отрицательной
обратной связи (рис. 106, б), и разностный сигнал ОО действую-
щий непосредственно на входе усилителя (рис. 106, в), зависят'
от частоты. Следовательно, на нижних и верхних частотах
усиления, где коэффициент усиления уменьшается, на вход
усилителя поступает больший, чем на средних частотах, сигнал
В результате характеристика становится более равномерной, а
усиление на средних частотах уменьшается (рис. 106, <’). Таким
образом, полоса пропускания 11<ю< усилителя, охваченного отри-
цательной обратной связью, расширяется.
Влияние ООС на стабильность положения рабочей точки. При
эмиттерной и коллекторной стабилизации положения рабочей
точки используется впутрикаскадная отрицательная обратная
связь. При коллекторной стабилизации (см. рис. 95, и) вводится
параллельная ООС как по переменном, так и ио постоянному
напряжению, а при эмиттерной последовательная ООС по
постоянному току (если эмиттерный резистор /у, в схеме на
105
105. Структурные схемы усилителей,
охваченных параллельной обратной
связью по напряжению (а), последова-
тельной (б) и параллельной (в) по
току
106. Влияние отрицательной об-
ратной связи на амплитудно-частот-
ную характеристику усилителя
(а~г)
107. Влияние отрицательной обратной связи
на нелинейные искажения усилителя
рис. 96 зашунтирован конденсатором Сэ) и по постоянному и
переменному току, если, как в схеме, показанной на рис. 95, б,
конденсатор, шунтирующий резистор /Д, отсутствует.
Влияние ООС на нелинейные искажения. Воздействие сипу
соидального входного сигнала на транзистор, имеющий нелиней-
ную входную характеристику, показано на рис. 107. В резуль-
тате такого воздействия ток базы сильно искажается и соответ-
ственно так же искажаются ток коллектора и переменное напря-
жение на нем — выходной усиленный сигнал. Если же часть вы-
ходного сигнала передать по цепи ООС на вход (и сложи ть
с входным сигналом (Л, результирующий сигнал 1Л—ока-
жется сильно искаженным. При этом амплитуда его отрицатель-
ного полупериода, которому соответствует пологий участок вход-
ной характеристики, будет уменьшена сигналом незначи-
тельно, а амплитуда положительного полупериода, соответствую-
щая крутому участку входной характеристики, окажется на-
много меньше. Под действием искаженного входного сигнала
С — /7,„, поступающего непосредственно на вход усилителя,
выходной сигнал окажется искаженным значительно меньше.
Таблица 4. Воздействие отрицательной обратной связи на входное
и выходное сопротивления усилителя
Вид ООС «их
Последовательная по на- пряжению Последовательная по току П а р а лл ел ь и а я по напря- жению Параллельная по току Увеличивается » Уменьшается » Уменьшается Увелвпивается Уменьшается Увеличивается
Влияние ООС на входное и выходное сопротивления усили-
теля. Под действием ООС изменяются входное /?,„ и выходное
Дых сопротивления усилителя. Причем эти изменения зависят от
вида применяемой ООС (табл. 4).
§ 44. Усилительные каскады
на транзисторах, включенных по схемам
с общим коллектором и общим стоком
В каскаде усиления с транзи-
стором, включенным с ОК (рис. 108, а), входной сиг-
нал (7ВХ поступает на базу по отношению к корпусу, с которым
через малое сопротивление источника питания /?к по перемен
ному току соединен коллектор. Выходной сигнал снимается с
эмиттера и через разделительный конденсатор С2 подается па
резистор нагрузки Ru.
Транзистор каскада работает в активном режиме, т. е. на
эмиттерный переход напряжение подается в прямом направле-
108. Схемы эмиттерного (а) и потокового (б) повторителей
109. Схема фазоинверсного каскада с разделенной
нагрузкой (а) и его временные диаграммы (б—г)
ПО. Искажение прямоугольного импульса при его
усилении (а—в)
нии, а на коллекторный — в обратном. При этом напряжение
на эмиттерном переходе L6»₽.t = Uu — U?, откуда следует, что
напряжение (% следит за напряжением Ur, с точностью до
напряжения U\,3v,, которое мало зависит от тока базы (см.
рис. 91). Это позволяет использовать каскад на транзисторе
с ОК для построения стабилизатора напряжения, так как доста-
точно вместо резистора R2 включить стабилитрон, чтобы на-
пряжение (Л) было постоянным и не зависело от напряжения
источника или тока /;>.
Входной сигнал Un, вызывает появление во входных цепях
каскада переменных составляющих токов //н~, и /ь~. В кол-
лекторной и эмиттерной цепях транзистора также появляются
переменные сост авляющие токов /к и % /н (где /н - -
выходной полезный ток).
Особенностью схемы является 100%-ная ООС, так как выход-
ное напряжение Ul-j-URnW /%) действует на выходе
схемы и на ее входе, где х и (/,« складываются и совместно
управляют током базы транзистора VT. По отношению к корпусу
эти напряжения сиифазны, так как, например, положительный
полупериод б/вх вызывает увеличение /г>~ и /э~, что в свою оче-
редь увеличивает (Л>„, т. е. на выходе схемы при положительном
напряжении на ее входе также появляется положительное на-
пряжение. Для эмиттерного перехода напряжения (/|1Х и 6%,
противофазны, что является признаком ООС.
Входное сопротивление каскада IU = Rt || A%%iX, где г!1Х
входное сопротивление транзистора. Обычно сопротивления ре-
зисторов R1 и R2 значительно меньше сопротивления г„х, поэтому
г,!Х. С учетом этого входное сопротивление каскада с об-
щим коллектором можно определить по формуле /?,)Х = h;2[ 3(R31|
1%)<гк, ['Де гк - сопротивление коллекторного перехода при
обратном напряжении на нем. Так как современные транзисторы
имеют сопротивление гк несколько мегаом, входное сопротивле-
ние каскада определяют по формуле /?,„ = h2] 3(R31| /?„), которая
справедлива при (Д->|| R„) %(0,1 -г-0,2)гк- Следует отметить, что в
любом случае входное сопротивление каскада с общим коллек-
тором значительно (на несколько порядков) больше, чем каскада
с общим эмиттером, входное сопротивление которого без уче-
та базового делителя определяется невысоким значением
%э.
Выходное сопротивление каскада мало, лежит в пределах от
долей ом для мощных транзисторов до десятков ом для мало-
мощных и с достаточной точностью определяется по формуле
%„«25//э (/э следует подставлять в миллиамперах, тогда
получится в омах). Эта формула справедлива для маломощ-
ных транзисторов при /э%(3-У-5) мА.
В этом каскаде фаза и значение входного сигнала повторя-
ются на выходе, поэтому его называют эмиттерным повтори-
телем и применяют, когда необходимо согласовать высокоомный
выход какого-либо каскада (например, с общим эмиттером)
109
с низкоомным входом следующего каскада или нагрузкой. Коэф-
фициент усилении эмиттерного повторителя по току
К,«(! +Д1Э) (/?эII /?„)//?„•
Если принять /?„<С/?.э, формула упростится: К/ ~ I + Фш.
Каскад на транзисторе с ОЭ примерно так же усиливает ток.
Коэффициент усиления по напряжению
II Д,)/(^ + ДД-
Если принять А^/СА'вх, что встречается на практике, и ис-
пользовать формулу для определения входного сопротивления
эмиттерного повторителя, получим /<7, ^1.
В каскаде у с и л ен и я на и о л е в о м транзит-
т о р е, в к л ю ч е и и о м с о б щ и м стоком (рис. 108, б),
фаза и значение входного сигнала С/„х па выходе также повто-
ряются. Такой каскад называют истоковым повторителем. Коэф-
фициент усиления потокового повторителя по напряжению бли-
зок к 1, входное сопротивление весьма велико (несколько
мегаом), а выходное мало (сотни ом).
§ 45. Фазоинверсные каскады
Фазоинверсные каскады (рис. 109,а- -г)
служат для получения равных по значению и противофазных
сигналов управления двухтактными усилителями мощности.
Под действием входного напряжения Un появляются пере-
менные токи базы /ь_ = Utsx/(Ri 4- /?,„), коллектора /к~ =
= /|,~/ц>|.) и эмиттера = Л,ДД|э + 1)- Входное сопротивление
/?1!Х каскада, как и /?„х эмиттерного повторителя, определяют по
формуле Rn, =(1 + Д^ДДП ||/Д). Части /„i и 1„2 токов эмиттера и
коллектора поступают на нагрузки Rtl[ и /?1|2, вызывая падения
напряжений х] и UKlis2.
По аналогии с эмиттерным повторителем коэффициент усиле-
ния напряжения /<Д, каскада по эмиттерному выходу будет бли-
зок к 1. Если (1 -ф- h^3}(R3\\Ru\) = h2[3{R^\\Rn-i), то коэффициент
усиления напряжения К(/2 по коллекторному выходу также будет
близок к 1 и равен В этом случае переменные составляющие
напряжений на коллекторе и эмиттере одинаковы по значению и
противофазны, так как каскад с общим эмиттером инвертирует
(фазу сигнала П11х, а каскад с общим коллектором повторяет ее.
§ 46. Широкополосные усилители
Широкополосные усилители предназначе-
ны для усиления сигналов сложной формы, а следовательно, и
сложного спектрального состава. Низкочастотные и высоко-
частотные составляющие спектра таких сигналов соответственно
определяются участками медленного и быстрого изменения на-
но
пряжения. Подобные сигналы обрабатываются, например, радио-
локационными и телевизионными приемниками. Полоса про-
пускания широкополосных усилителей -- от единиц герц до сотен
мегагерц.
Одной из основных является переходная характеристика
(ПХ) широкополосного усилителя, показывающая степень иска-
жения входного сигнала в процессе усиления. Для снятия пере-
ходной характеристики на вход усилителя подают импульсный
сигнал с крутым фронтом и плоской вершиной (рис. 110, а).
При этом на выходе усилителя появляется искаженный импульс
(рис. 110, б), который характеризуется следующими отклонения-
ми от формы входного сигнала:
тф — длительность фронта - определяется как время, в те-
чение которого выходное напряжение изменяется от 0,1 до 0,9
своего установившегося значения U,n (колебательный процесс,
происходящий на вершине импульса при определении не
учитывают — рис. 110, в);
тср —длительность среза (заднего фронта) - измеряется, как
и длительность фронта, между уровнями 0,1 и 0,9 U,,,;
MJ --- спад вершины импульса.
Степени искажения фронта и среза импульса зависят от
верхней частоты усиления, которая чем выше, тем меньше дли-
тельности фронта Тф и среза т1р. Переходный затухающий коле-
бательный процесс на вершине импульса определяется формой
АЧХ усилителя: чем ее спад в области верхних частот резче, тем
вероятнее возникновение колебательного процесса и больше его
амплитуда. Спад вершины импульса также определяется фор-
мой АЧХ, но вблизи ее нижнего предела: чем ниже частота Л,„
тем меньше спад вершины Л67.
Рассмотрим причины снижения усиления в области нижних
частот в схеме усилителя без коррекции АЧХ (рис. 111, а). Так
как с понижением частоты входного сигнала сопротивление кон-
денсатора С2 и падение напряжения Uc> на нем увеличиваются,
на базу транзистора VT2 поступает все меньшее напряжение
бВХ2, что равносильно снижению усиления каскада на транзисто-
ре VT1. Снижение усиления происходит также потому, что с
понижением частоты сопротивление шунтирующего конденсато-
ра СЗ увеличивается, а следовательно, увеличивается полное
сопротивление эмиттерной цепи транзистора VT1 и падение на-
пряжения на ней, т. е. каскад охватывается ООС тем более глу-
бокой, чем ниже частота сигнала.
На верхних частотах усиление падает главным образом из-за
влияния паразитных емкостей схемы и емкости монтажа. На
рис. 111, б показаны снижающие усиление усилительного каска-
да емкости С' и С". Коллектор транзистора VT I связан с корпу-
сом выходной емкостью каскада и емкостью монтажа, которые
в сумме составляют емкость С'. База транзистора следующего
каскада связана с корпусом входной емкостью и емкостью мон-
тажа, которые в сумме составляют емкость С". С повышением
111
111. Схемы усилителей без коррекции в области нижних
(а) и верхних (б) частот
113. Амплитудно-частотные характеристики уси-
лителей радиочастотных сигналов
частоты сопротивление этих емкостей уменьшается: С' шунтирует
коллекторный резистор, а С".входную цепь следующего каска-
да. Все это снижает усиление.
Для коррекции ш и р око и о л о с н о г о у с и л и т е-
л я в о б л а с т и н и ж н их ч а с т о т (рис. 112, а) в качестве
нагрузки подключают резисторы R3 и R4. Резистор R3 закорочен
малым сопротивлением конденсатора С2, поэтому усиление кас-
када, определяемое только сопротивлением резистора R4, неве-
лико. С понижением частоты сопротивление конденсатора С2
увеличивается, а следовательно, увеличивается полное сопротив-
ление коллекторной цепи, так как прекращается шунтирование
резистора R3. Эго увеличивает усиление каскада и компенсирует
потери напряжения сигнала на разделительном конденсаторе СЗ.
Д ля к о р р е к ц и и у с и л и т е л я в о б л а с т и верхних
частот (рис. 112, б) последовательно коллекторному резисто-
ру R3 включают корректирующую катушку индуктивности бк,
сопротивление которой на нижних и средних частотах невелико и
им можно пренебречь. На верхних частотах сопротивление ка-
тушки С. и полное сопротивление коллекторной цепи увеличи-
ваются, а следовательно, увеличивается усиление, компенсируя
спад АЧХ из-за влияния паразитных емкостей.
Кроме того, для коррекции усилителя в области верхних частот
используют частотозависимую ООС (рис. 112, в). В эмиттерную
цепь включают два резистора R4 и R5, зашунтированных соот-
ветственно конденсаторами СЗ и С4. Емкость конденсатора СЗ
по сравнению с емкостью конденсатора С4 невелика. На нижних
и средних частотах усилитель охвачен ООС,, сигнал которой об-
разуется на резисторе R4, гак как он на этих частотах не шунти-
руется конденсатором СЗ, поэтому коэффициент усиления кас-
када мал. С ростом частоты сопротивление конденсатора О
уменьшается и соответственно уменьшается глубина ООС, а сле-
довательно, увеличивается усиление.
Широкополосные усилители применяют в телевидении, радио-
локации и осциллографии.
§ 47. Усилители радиочастоты
Усилители радиочастоты предназначены
для усиления сигналов, спектр которых занимает сравнительно
узкую полосу частот: радиосигналов, излучаемых в пространство и
принимаемых приемниками, а также сигналов промежуточных
частот, вырабатываемых приемниками. Верхняя /„ и нижняя
частоты спектра таких сигналов обычно незначительно отличают-
ся друг от друга и связаны отношением =='1,001 1,1.
Амплитудно-частотная характеристика идеального усилителя
радиочастотных сигналов (кривая /) показана на рис. 113 ле-
жащей между нижней [„ и верхней /„ частотами. Такой усили-
тель имеет постоянный коэффициент усиления Ко в полосе нро-
8--- 915
113
пускания [„ - fK, а для сигналов, частоты которых находятся вне
ее, равный нулю.
Близкие по форме к идеальной характеристики имеют усили-
тели, нагрузкой которых служат одиночные и связанные колеба-
тельные контуры (кривые 2 и <?).
Для оценки формы характеристики используют коэффициент
нрямоуголыюсти, являющийся отношением полосы пропускания
по уровню 0,7 к полосе пропускания по уровню 0,1:
/<п = А/о/А/од. (10)
Схема усилителя радиочастоты с одиночным колебательным
контуром в нагрузке показана на рис. 114,а. На резонансной
частоте сопротивление контура максимальное и чисто активное,
а следовательно, усиление каскада наибольшее. При расстройке
усиление уменьшается, поскольку сопротивление контура снижа-
ется. Такой каскад имеет характеристику, повторяющую по фор-
ме резонансную кривую одиночного колебательного контура
(см. кривую 2 на рис. 113).
Схема усилителя радиочастоты с связанными колебательными
контурами в нагрузке показана на рис. 114,6. Как известно,
форма резонансной кривой связанных колебательных контуров при
критической и сильной связи близка к прямоугольной. При этом
ветви характеристики крутые, так как усиление за пределами
полосы пропускания быстро уменьшается (см. кривую 3 на
рис. 113).
Для перестройки усилителя радиочастоты в диапазоне частот
применяют переменные катушки индуктивности и конденсаторы.
Элементы перестройки связанных контуров включают в оба кон-
тура (рис. 114,6).
§ 48. Усилители постоянного тока
Усилители постоянного тока (УПТ) пред-
назначены для усиления электрических сигналов в диапазоне
частот от f = 0 (постоянный ток) до некоторой максимальной
частоты /11Н|Х. Этим объясняется основная особенность схем
УПТ — отсутствие разделительных конденсаторов.
Схема простейшего УПТ показана на рис. 1 15. При входном
сигнале Uni = 0 выходным напряжением усилителя является
коллекторное напряжение транзистора VT. При появлении поло-
жительного входного сигнала (СД>0) базовый и коллекторный
токи транзистора увеличиваются. Уменьшающееся при этом кол-
лекторное напряжение и есть выходной сигнал. Появление вход-
ного сигнала отрицательной полярности вызывает обратное дей-
ствие: положительное напряжение на выходе схемы увеличивает-
ся. Таким образом, о полярности входного сигнала судят по
направлению изменения коллекторного напряжения, а о его зна-
чении - по значению этого изменения.
На выходе такого УПТ может появиться сигнал даже в том
1 м
случае, если на его входе сигнала нет. Это явление, присущее
УПТ прямого усиления, в которых сигнал постоянного тока уси-
ливается непосредственно, без преобразования в сигнал перемен-
ного тока, и называемое дрейфом нуля, проявляется в изменении
выходного напряжения без изменения входного сигнала. Основ-
ными причинами дрейфа нуля являются: нестабильность напря-
жения питания, которым определяется режим транзистора по
постоянному току; зависимость параметров транзистора и других
элементов схемы от температуры окружающей среды; старение
элементов и связанное с ним изменение их параметров. Эти при-
чины объединяют общим названием — дестабилизирующие фак-
торы.
Таким образом, дрейф нуля представляет собой ложный вы-
ходной сигнал, причиной появления которого является не вход-
ной сигнал, а воздействие на УПТ одного или нескольких деста-
билизирующих факторов.
С ростом температуры все токи транзистора увеличиваются,
а напряжение на его коллекторе уменьшается. Уменьшение на-
пряжения на коллекторе равносильно появлению на входе схемы
сигнала положительной полярности. Дрейф коллекторного напря-
жения можно скомпенсировать, подав на вход сигнал отрица-
тельной полярности, который называют дрейфом. УПТ, приведен-
ным к его входу, 8. Зная абсолютный выходной дрейф Л и коэф-
фициент усиления R, можно определить приведенный дрейф
6 = А/К.
Приведенный дрейф ограничивает чувствительность УПТ —
минимальный сигнал на входе, который будет различим на вы-
ходе. Так, если в известном интервале температур приведенный
дрейф составляет 100 мкВ, подавать на вход УПТ сигнал напря-
жением 1 мкВ не имеет смысла, так как он потеряется на фоне
дрейфа. Сигнал же, соизмеримый с дрейфом, будет заметен на
выходе. Следовательно, снижение приведенного дрейфа обязатель-
но сопровождается повышением чувствительности УПТ.
Для значительного снижения дрейфа УПТ выполняют по па-
раллельно-балансной схеме (рис. 116). Такие усилители назы-
вают дифференциальными, так как их выходное напряжение
пропорционально разности потенциалов входов.
Режимы базовых цепей транзисторов в схеме УПТ обеспечи-
ваются делителями R1R2 и R6R7. Напряжения эмиттерных пере-
ходов образуются на резисторах R2 и R7. Потенциалы эмиттеров
транзисторов устанавливаются близкими к нулю. В коллектор-
ные цепи включают одинаковые резисторы R3 и R4. При отсутст-
вии входного сигнала (£вх=0) потенциалы коллекторов ДК1 и
СК2 равны. Сопротивление общего эмиттерного резистора R5,
который служит для эмиттерной стабилизации рабочих точек
транзисторов, что существенно снижает дрейф нуля, подбирают
так, чтобы выполнялось равенство £'1=£2-
8*
115
114. Схемы усилителей радиочастоты ,с одиноч-
ным (а) и связанными (б) контурами в! нагрузке
115. Схема простейшего УПТ
116. Схема дифференциального УПТ
117. Амплитудная характери- 118. Схема дифференциального
стика дифференциального УПТ УПТ с генератором тока
Если транзисторы VT1 и VT2 одинаковы (в ответственных
случаях транзисторы подбирают), обеспечивается полная сим-
метрия схемы, т. е. равенство дрейфов коллекторных напряже-
ний £7К, и иК2, а следовательно, отсутствие дрейфа в выходном
напряжении, снимаемом с коллекторов транзисторов VT1 и VT2.
Появление входного сигнала, полярность которого указана
на рис, 116, вызывает ток /,,х, протекающий по цепи: -ф-£„х, ба-
за-эмиттер транзистора VT1, эмиттер -база транзистора
VT2, — Еах. При этом ток базы транзистора VT1 увеличивается
на /пх, а ток базы транзистора VT2 уменьшается на такое же значе-
ние. Соответственно увеличиваются и уменьшаются токи коллек-
торов транзисторов VT1 и VT2. Вследствие увеличения падения
напряжения на коллекторном резисторе R3 напряжение на кол-
лекторе транзистора VT1 падает, а на коллекторе транзистора
VT2 из-за уменьшения падения напряжения на коллекторном
резисторе R4 увеличивается. При этом на нагрузке /?„, подклю
ценной к коллекторам транзисторов (симметричный выход),
появляется напряжение, равное разности коллекторных напря-
жений. При изменении полярности входного напряжения изме-
няется полярность выходного. Таким образом, выходное напря-
жение содержит информацию о значении входного сигнала и
его полярности.
Полное представление о работе дифференциального УПТ дает
его амплитудная характеристика (рис. 117), которую обычно
снимают для симметричных входа и выхода (см. рис. 116). Ли-
нейному участку 1-2 характеристики (см. рис. 117) соответст-
вует постоянный коэффициент усиления. За пределами участка
1—2 усиление каскада уменьшается, а начиная с точек 3 и 4, во-
все прекращается.
Коэффициент усиления УПТ, а следовательно, наклон ампли-
тудной характеристики изменяется при изменении сопротивлений
резисторов R3 и R4. При уменьшении сопротивления этих ре-
зисторов наклон амплитудной характеристики уменьшается, уд-
линяется ее линейный участок, расширяется диапазон входных
сигналов и уменьшается усиление, а при увеличении — наоборот.
В современных дифференциальных УПТ интегрального испол-
нения (например, серии К118) вместо резистора R5 (см. рис. 116)
применен генератор тока, эквивалентное выходное сопротивле-
ние которого значительно выше. Упрощенная схема дифферен-
циального усилителя К118УД1 показана на рис. 118. Генератор
тока выполнен на транзисторе VT3, резисторах R3, R4 и R5
и транзисторе VT4 в диодном включении. Напряжение под-
бирают так, чтобы коллекторный ток транзистора VT3 был равен
сумме эмиттерных токов транзисторов VT1 и VT2, а потенциал
эмиттеров транзисторов VT1 и VT2 был близок к нулю. Диодное
включение транзистора VT4 способствует температурной стаби-
лизации коллекторного тока транзистора VT3. Действительно,
повышение температуры при неизменном напряжении ПБ! увели-
чивает все токи транзистора VT3. Но при наличии в базовом
117
119. Условное графическое обозначение
и схема включения ОУ
О')
120. Схема снятия амплитудных характеристик (а) и амплитудные характе-
ристики ОУ (б)
121. Схемы инвертирующего (а) и неинвертирующего (б) усилителей
на ОУ
делителе транзистора VT4 напряжение t/i>3 с увеличением темпе-
ратуры уменьшается, компенсируя увеличение базового тока это-
го транзистора.
§ 49. Операционные усилители
Первоначально операционные усилители
(ОУ) служили для выполнения математических операций над
аналоговыми (непрерывно изменяющимися) величинами: сложе-
ния, вычитания, интегрирования, дифференцирования и др. В свя-
зи с развитием технологии изготовления однокристальных ОУ
их стоимость резко снизилась, приблизившись к стоимости тран-
зисторов. Поэтому их начали применять в усилительных устрой-
ствах, прецизионных источниках питания, генераторах синусои-
дальных и импульсных сигналов и др.
Условное графическое обозначение ОУ и схема его включе-
ния показаны на рис. 119.
Для питания большинства ОУ используют двухполярные ис-
точники напряжения, общая точка которых соединена с корпу-
сом, причем по абсолютному значению положительное напря-
жение 4-Д„„ должно быть строго равно отрицательному — Си„.
Операционные усилители выполняют так, чтобы напряжение на
их выходе было равно нулю, когда оба входа соединены с
корпусом. Поэтому один из входов ОУ может быть заземлен,
а на другой подан входной сигнал относительно общей точки
источников питания. Напряжение на выходе ОУ равно нулю и в
том случае, когда входные напряжения одинаковы, т. е. усиление
не зависит от того, на какой из входов подан сигнал.
Один из входов ОУ (вх. 1) инвертирующий, т. е. фаза подан-
ного на него входного сигнала изменяется на выходе на противо-
положную, а другой (Вх. 2) — неинвертирующий, т. е фаза вход-
ного сигнала не изменяется.
Амплитудные характеристики ОУ снимают для инвертирую-
щего и неинвертирующего входов. Схема снятия амплитудных
характеристик ОУ для неинвертирующего входа показана на
рис. 120, а. Напряжение входного сигнала (7ВХ определяется
положением движка потенциометра R2, потенциал средней точки
которого подбором сопротивлений резисторов R1 и R3 устанав-
ливается равным нулю. Полный интервал регулирования вход-
ного сигнала лежит в пределах от + ^«x.n:ix до —(/„max. Нагруз-
ку R„ подключают между выходом операционного усилителя DA
и корпусом. Вольтметр PV1 служит для измерения входного на-
пряжения, а вольтметр PV2 — выходного.
Амплитудные характеристики реальных ОУ не обязательно
проходят через начало координат, т. е. при нулевом входном сиг-
нале на выходе ОУ есть некоторое напряжение Псдп - - напряже-
ние сдвига. Амплитудные характеристики ОУ определенных ти-
пов для неинвертирующего и инвертирующих входов находятся
119
соответственно в интервалах, ограниченных кривыми 1, 2 и 3, 4
(рис, 120, б).
Для балансировки ОУ необходимо подать на его вход такое
напряжение смещения нуля (7СМ, при котором выходное напря-
жение станет равным нулю. Чем меньше напряжение /7СМ,' тем
ближе к идеальному конкретный ОУ.
Пользуясь амплитудной характеристикой ОУ, можно опреде-
лить коэффициент усиления напряжения Клшу = LC^max/cMmax,
который равен от десятков до сотен тысяч единиц. Входное
сопротивление ОУ отношение приращения напряжения на его
входе к приращению входного тока (/Схоу —А(/„х/А/вх) — со-
ставляет от 0,01 до 1000 МОм.
Частота единичного усиления, на которой |/Доу1— 1, т. е.
ОУ не усиливает входной сигнал, лежит в пределах от 1 до
100 МГц. Это объясняется влиянием емкостей р-п переходов и
р а с 11 р ед ел е н н ы х емкостей м и к р о с х е м ы.
Рассмотрим схемы инвертирующего и неинвертирующего уси-
лителей на ОУ (рис. 121, а, б).
И н в с р т и р у ю щ ий ус и л и т е л ь (рис. 121, а) позво-
ляет усилить сигнал и изменить его фазу на противоположную.
На инвертирующий вход ОУ одновременно подают входной
сигнал через резистор R1 и сигнал ООС через резистор R2.
Если сопротивление /?1)Хоу= «г и входной ток /вхоу —0, то в соот-
ветствии с первым законом Кирхгофа для точки 1 токи /нх и
/„с равны, поэтому
OBIJX-^o)/«2. (11)
Так как /(ш>у—>-оо и напряжение на входе 77„ == 7/вЫх//((/оу-->-0,
уравнение (11) можно упростить:
U^/R^-- UaM/R2.
Следовательно, коэффициент усиления напряжения инвенти-
рующего усилителя, охваченного параллельной ООС по напря-
жению, определяется только сопротивлениями резисторов R1
и R2 и не зависит от коэффициента Лшоу, т. е.
Кии=-..-R-2/Ro
При R R коэффициент усиления Ки» оказывается равным
единице, что означает повторение сигнала с изменением его
полярности (инвертирующий повторитель).
Н е и н в е р т и р у ю щ и й ус и л и т е л ь (рис. 121, б) не
изменяет фазу входного сигнала, который подается на неинвер-
тирующий вход. Сигнал ООС при этом поступает на инвертирую-
щий вход. Так как ОУ имеет входное напряжение U„->0, спра-
ведливо следующее соотношение между входным и выходным
напряжениями неинвертирующего усилителя:
П„х=(7..JC/UC + RC),
120
откуда его коэффициент усиления напряжения
При R? = 0 и /ф----- оо усилитель становится повторителем,
коэффициент усиления которого равен единице.
§ 50. Фазочувствительные
усилители
Усилители, выходное напряжение которых
определяется фазой входного сигнала, называют фазочувстви-
тельными (ФУ) и применяют, например, для измерения фазо-
вого сдвига между двумя синусоидальными напряжениями или
формирования напряжения, пропорционального фазовому сдвигу.
В простейшем однотактном фазочувствительном усилителе
(рис. 122, а) для питания коллекторной цепи транзистора VT
служит источник опорного напряжения Um, синусоидальной
формы. Входной сигнал U(, фаза которого может изменяться
относительно опорного напряжения поступает на базу
транзистора и в течение положительного полупериода вызы-
вает ток в ее цепи. Если напряжения и Unn совпадают по
фазе, на нагрузке R„ появляются следующие один за другим
полупериоды напряжения Urk, так как входным сигналом Uv
транзистор переводится в режим насыщения и его сопротивление
становится весьма малым для тока источника опорного напря-
жения (/01|. Если же напряжения LR и Uo„ противофазны, ток
в нагрузке отсутствует, так как в течение полупериода, когда
транзистор открыт входным сигналом, его коллекторная цепь
отключена от источника опорного напряжения Uu„ закрытым
диодом VI). При промежуточных значениях фазового сдвига
между Uc и (70„ напряжение на нагрузке изменяется от нуля
до максимального (при нулевом фазовом сдвиге).
На рис. 122,6 показана схема двухтактного фазочувстви-
тельного усилителя, в нагрузке /?„ которого напряжение появля-
ется, когда фазовые соотношения между напряжениями Ц- и
Uon соответствуют полярностям, указанным у выводов транс-
форматоров TI и Т2 без скобок. В этот полупериод транзисторы
VT1 и VT4, открытые током /Б1 сигнала, проходящим через
их эмиттерные переходы, проводят ток. В следующий полупериод
открываются транзисторы VT2 и VT3. Напряжение па нагрузке
представляет собой последовательность полупериодов сину-
соидального напряжения. При изменении фазового сдвига на
противоположный транзисторы будут закрыты и напряжение на
нагрузке будет равно нулю. При промежуточных между 0 и 180°
фазовых сдвигах между напряжениями UQ и [Jnn напряжение
на нагрузке будет изменяться от нуля до максимального зна-
чения.
123. Схемы избирательных усилителей с двойным Т-образным мостом (а) и
полосовым фильтром (б) в цепи ООС
124. Амплитудно-частотные характе-
ристики избирательных усилителей с
двойным Т-образным мостом (а) и
с полосовым фильтром (б)
§ 51. Избирательные усилители
Избирательные усилители предназначены
для усиления или подавления сигналов в заданном, обычно узком
интервале частот (на остальных частотах сигналы соответственно
не усиливаются или усиливаются). В избирательных усилителях
используются частотозависимые цепи, простейшими из которых
являются /?С-цеии.
Избирательный неинвертирую щ и й у с и л и-
т е л ь на ОУ с двойным Т-образным мостом в
цепи ООС (рис. 123, а) усиливает сигналы в узком интервале
частот. Сигнал ООС подают на инвертирующий вход DA через
резистор R3, что обеспечивает определенное усиление, и, кроме
того, — через двойной Т-образный мост, сопротивление которого
току ООС зависит от частоты усиливаемого сигнала. На опреде-
ленной частоте — частоте квазирезонанса. - сопротивление
Т-образного моста велико. При этом глубина ООС определя-
ется только сопротивлением резистора R3. При расстройке отно-
сительно частоты fK сопротивление моста быстро уменьшается,
глубина ООС возрастает и коэффициент усиления К уменьша-
ется, приближаясь к единице. Сопротивления и емкости элемен-
тов двойного Т-образного моста выбирают в соответствии со
следующими равенствами: Сз=Сг>==С;
СА—2С (где R и С — определенные значения сопротивления и
емкости).
При этом на частоте квазирезонанса
fK= 1/(2л/?С)
коэффициент усиления по напряжению усилителей
Ko-l+Rs//?.-
Избирательный неинвен тирующий усили-
тель на ОУ с полосовым фильтром в цени ООС
(рис. 123,6) усиливает сигналы всех частот, за исключением оп-
ределенного интервала. Сигнал ООС подают через резистор R4 и
полосовой фильтр R2, R3, С2, СЗ, коэффициент передачи которого
на частоте fK= 1/(2л уг^2ЛЗС’2СЗ ) равен '/з- Следовательно,
каскад на частоте R усиливает входной сигнал в 3 раза. При
расстройке относительно частоты R коэффициент передачи RC-
цепи уменьшается, соответственно уменьшается глубина ООС и
увеличивается коэффициент усиления R.
Амплитудно-частотные характеристики рассмотренных изби-
рательных усилителей показаны на рис. 124, а, б.
§ 52. Усилители
интегрального исполнения
В настоящее время выпускаются следую-
щие усилители интегрального исполнения: высокой (УВ), проме-
жуточной (УР) и звуковой (УН) частоты; широкополосные
(УК); импульсных сигналов (УИ); повторители (УЕ); считыва-
123
126. Типовая схема включения интегральной микросхемы К174УН7 (а) и
зависимость ее коэффициента нелинейных искажений от выходной мощ-
ности (б)
ния и воспроизведения (УЛ); индикации (УМ); постоянного
тока (УТ); операционные (УД); дифференциальные (УС); про-
чие (УП).
Использование усилителей интегрального исполнения улучша-
ет параметры радиоаппаратуры, особенно ее надежность, облег-
чает регулирование аппаратуры, уменьшает ее энергопотребле-
ние, габариты и массу. Рассмотрим в качестве примера интег-
ральные микросхемы К174УНЗ (предварительный усилитель зву-
ковой частоты) и К174УН7 (усилитель мощности звуковой
частоты).
Типовая схема включения интегральной микросхемы К174УНЗ
показана на рис. 125. Входной сигнал поступает на вход микро-,
схемы через разделительный конденсатор С1. Конденсаторы С2
и СЗ низкочастотной коррекции АЧХ шунтируют резисторы R3
и R6, являющиеся нагрузкой транзистора первого каскада уси-
лителя. С ростом частоты входного сигнала усиление схемы умень-
шается, компенсируя снижение усиления на нижних частотах.
Сопротивление конденсатора С4, служащего для высокочастот-
ной коррекции, с повышением частоты входного сигнала умень-
шается. При этом резистор R5 шунтируется конденсатором С4 и
полное сопротивление в цепи эмиттера второго каскада усили-
теля уменьшается, а следовательно, уменьшается глубина ООС,
охватывают е й каска д.
Микросхема имеет еще один каскад усиления дифферен-
циальный, с выхода которого усиленный сигнал поступает на
транзистор, включенный с ОЭ, нагрузкой которого является
резистор R8. Часть выходного сигнала через резистор R9 подает-
ся на вход дифференциального каскада. Так осуществляется
частотозавйсимая межкаскадная параллельная ООС по напря-
жению, коэффициент передачи которой с ростом частоты умень-
шается, поскольку резистор R7 шунтируется конденсатором Св.
Коэффициент усиления микросхемы по напряжению на частоте
1кГц равен 1400; напряжение -4--СИ1 источника питания состав-
ляет )-б В.
Типовая схема включения интегральной микросхемы К174УН7
показана на рис. 126, а. Входной сигнал поступает на вывод 8
микросхемы с движка потенциометра R1 - регулятора громко-
сти, а нагрузка подключается к выводу 12 через разделительный
конденсатор С8, предотвращающий попадание в нее постоянного
напряжения. Корректирующая цепь С2, R2 обеспечивает пере-
дачу сигнала ООС с выхода усилителя на его вход, а цепь С4,
СЗ, С7, R4 служит для коррекции АЧХ частотозависимой ООС
с выхода усилителя на вход одного из его промежуточных кас-
кадов. Усилитель мощности звуковой частоты на микросхеме
К174УН7 имеет коэффициент нелинейных искажений kr, зави
сящий от выходной мощности Р„Ых (рис. 126,6). При неравно-
мерности амплитудно-частотной характеристики не более 3 дБ
полоса пропускания усилителя равна от 40 Гн до 20 кГц; напря-
жение источнику питания 4-18 В.
125
Контрольные вопросы
1. Что такое коэффициент усиления напряжения?
2. Кай* проявляются частотные и нелинейные искажения?
3. Что определяет полоса пропускания усилителя?
4. Чем ограничивается чувствительность усилителя?
5. Каково назначение разделительных конденсаторов?
6. Каковы достоинства и недостатки режимов А, АВ и В?
7. Какими преимуществами обладает двухтактный усилитель мощности по
сравнению с однотактным?
8. Как влияет ООС на параметры усилителя?
9. Каковы причины дрейфа нуля УНТ?
Глава
Источники питания
§ 53. Основные требования
Источники питания предназначены для
создания напряжений и токов, необходимых для питания радио-
электронной аппаратуры, и должны обеспечивать:
допустимый уровень переменных составляющих в выходном
постоянном напряжении;
стабильность выходного напряжения (или тока) при измене-
нии напряжения сети или тока нагрузки;
заданную экономичность;
устойчивость к перегрузкам и коротким замыканиям выход-
ных зажимов;
работоспособность в определенном диапазоне температур.
Функциональная схема источника питания показана на
рис. 127.
Трансформатор Т служит для преобразования пере-
менного напряжения U \ сети в необходимое напряжение 1В и,
кроме того, для гальванической развязки источника питания от
сети.
Выпрямитель В, состоящий из выпрямительных дио-
дов, преобразует переменное напряжение U-> в постоянное пуль-
сирующее напряжение LB, а сглаживающий фильтр СФ преоб-
разует его в постоянное напряжение U\ с небольшими пульса-
циями. Напряжение Щ может быть использовано для питания
каскадов аппаратуры, нормально работающих и при пульсациях
(например, оконечных каскадов усилителей мощности звуковой
частоты).
Стабилизатор напряжения СИ предназначен для
окончательного сглаживания пульсаций, а также создания на-
пряжения которое мало зависит от напряжения Щ сети
и тока /„ нагрузки.
§ 54. Выпрямители
Выпрямители - это устройства, предна-
значенные для преобразования переменных напряжений (токов)
в постоянные напряжения (токи).
В схеме одно п о л у пе р и о д н о г о выи р я м л е н и я
(рис. 128,а, б) в течение первого полупериода (полярность
напряжения th вторичной обмотки трансформатора Т указана
127
129. Схема двухполупериодного
выпрямления с нулевым выводом
(а) и ее временные диаграммы
(б—е)
без скобок) ток нагрузки 1„ проходит по цепи: вывод 1 трансфор-
матора Т, диод VD, резистор /?„, вывод 2. При этом на нагрузке
появляется синусоидальный импульс напряжения UK„ (рис.
128, в), а на диоде VD — малое прямое напряжение С7„р (рис.
128, г). В течение следующего полупериода (полярность на-
пряжения указана в скобках) в цепи нагрузки протекает малый
обратный ток /<>бр диода VD, максимальное обратное напряжение
на котором будет равно амплитуде вторичного напряжения U->m-
Так как при однополупериодном выпрямлении выходное на-
пряжение один раз за период достигает максимального значе-
ния, частота его пульсаций равна частоте сети. Такую схему
выпрямления имеют, например, слаботочные высоковольтные
выпрямители, служащие для питания анодов электронно-лучевых
трубок .
В схеме двухполу периодного выпрямления
с нулевым выводом (рис. 129, а), временные диаграммы
которой показаны на рис. 129, б—е, в первый полупериод в точ-
ке 1 относительно точки 2 действует положительное напряжение,
а в точке 3 — отрицательное. Вторичную обмотку трансформа-
тора Т выполняют так, чтобы в точках I и 3 были одинаковые,
но противофазные относительно точки 2 напряжения U2 и U”.
Напряжение U2 вызывает ток Д, который протекает по цепи:
точка 1, диод VD1, резистор /?„, точка 2 (т. е. ток в нагрузку
поступает с верхней половины вторичной обмотки трансформа-
тора 7'). Ток /| создает на резисторе Ru падение напряжения Urh,
полярность которого указана, а амплитуда равна амплитуде
напряжения U2m между точками 1 и 2. В течение этого полупе-
риода диод VD2 закрыт напряжением, действующим между
точками 1 и 3, максимальное значение которого равно ампли-
тудному значению напряжения на всей вторичной обмотке транс-
форматора или двойной его амплитуде c2U2m на ее половине. При
этом на проводящем ток в течение всего полупериода диоде VD1
образуется небольшое прямое падение напряжения Un?.
В следующий полупериод диод VD2 начинает проводить ток
по цепи: точка 3, диод VD2, резистор RH, точка 2. При этом на
нагрузке появляется синусоидальный импульс напряжения той
же полярности, что и в первый полупериод. Диод VD1 в течение
второго полупериода закрыт.
Таким образом, диоды поочередно проводят ток в нагрузку.
Частота пульсаций выходного напряжения при двухполупе-
риодном выпрямлении равна удвоенной частоте напряжения
сети, так как за один период ток нагрузки дважды достигает
максимума. Такую схему выпрямления используют в сильноточ-
ных низковольтных выпрямителях, так как она содержит только
два диода, каждый из которых поочередно включается в цепь
тока нагрузки.
В схеме однофазного мостового выпрям-
л е н и я (рис. 130, а) временные диаграммы которой показаны
на рис. 130, б—е, вторичная обмотка трансформатора рассчитана
9-915
129
130. Схема однофазного мостового
выпрямления (а) и ее временные
диаграммы (б—е)
132. Трехфазная мостовая схема выпрямления (а) и ее временные диаграм-
мы (б, в)
на то же напряжение U2, что и половина вторичной обмотки
трансформатора в схеме двухполупериодного выпрямления.
В первый полупериод в точке 1 трансформатора Т действует
положительное по отношению к точке 2 напряжение U2 и ток /,
протекает по цепи: точка 1, диод VD1, резистор /?,,, диод VD4,
точка 2. На нагрузке /?„ образуется падение напряжения UR„,
знаки которого указаны на рис. 130, а без скобок. В течение
этого полупериода диоды VD2 и VD3 тока не проводят, так как
закрыты поступающим на них через открытые диоды VD1 и VD4
напряжением U2, максимальное значение которого равно его
амплитуде U2m. Таким образом, в однофазной мостовой схеме
максимальное напряжение закрытого диода вдвое меньше, чем
в двухполупериодной.
В следующий полупериод при изменении напряжения на вто-
ричной обмотке трансформатора Т на противофазное (на рис,
130, а полярность указана в скобках) ток /2 нагрузки протекает
по цепи: точка 2, диод VD3, резистор /?„, диод VD2, точка /,
т. е. в том же направлении, что и в первый полупериод.
Достоинством однофазной мостовой схемы по сравнению
с двухполупериодной является то, что при одинаковых выходных
напряжениях диоды имеют вдвое меньшее обратное. Однако
в цепь тока нагрузки в каждый момент времени последовательно
включены два диода, что снижает экономичность схемы из-за
большего прямого падения напряжения на них. Частота пульса-
ций выпрямленного напряжения в мостовой схеме, как и в двух-
полупериодной, равна удвоенной частоте сети.
В трехфазной схеме выпрямления (рис. 131, а),
временные диаграммы которой показаны на рис. 131,6, в. вто-
ричные обмотки трансформатора соединены «звездой», а нагруз-
ка R„ включена между общими точками диодов VD1 — VD3 и
вторичных обмоток. Ток поступает в нагрузку через тот диод,
на котором в данный момент действует прямое напряжение. Та-
ким образом, каждый диод проводит ток в течение трети периода
сетевого напряжения. Так, в течение интервала /—2 открыт диод
VD1, интервала 2—3 — диод VD2 и интервала 3—4 — диод VD3.
Поскольку ток нагрузки /„ в течение периода трижды достигает
максимального значения, частота пульсаций выпрямленного на-
пряжения равна утроенной частоте напряжения сети.
В трехфазной мостовой схеме выпрямления
(рис. 132, а), временные диаграммы которой показаны на рис.
132,6, в, имеются шесть выпрямительных диодов, образующих
три моста (VD1, VD2, VD3, VD4- VD2, VD3, VD5, VD6 и VD5,
VD6, VD1, VD2) и две выпрямительные группы (ВО/, VD3, VD5
и VD2, VD4, VD6), каждая из которых имеет общую точку.
В момент / фазные напряжения равны и определяются по
формуле
= Omsin60° = /3 U,„/2,
а напряжение U3 = 0. На мост, состоящий из диодов VI) 1 VD4,
9’
131
поступает сумма напряжений 77(|1) и U?\ так как они противо-
фазны по отношению к общей точке обмоток, а по отношению
к мосту включены последовательно. В этот момент все диоды
закрыты, кроме диодов VD2 и VD3, которые проводят ток, и на
нагрузке появляется максимально возможное напряжение (пря-
мым напряжением диодов можно пренебречь)
Um:ix = U^ = 2/3 Um/2xl,7iUm.
В момент 2 напряжение U\ достигает максимума, а напряже-
ние U-2 уменьшается до Uт/2, вследствие чего напряжение меж-
ду точками а и б уменьшается до 1,5(7га, т. е. становится меньше,
чем в момент /. Сразу же вслед за моментом 2 напряжение Из
становится больше напряжения U-2, диод VD3 закрывается,
а диод VD5 открывается. В момент 3 напряжение на нагрузке
вновь достигает уровня 1,7Ш,„, а в момент 4 уменьшается до
1,577,„. Рассуждая так и далее, можно сделать вывод о том, что
в трехфазной мостовой схеме 6 раз за период устанавливается
максимальное напряжение на нагрузке, т. е. частота пульсаций
в 6 раз превышает частоту напряжения сети.
§ 55. Сглаживающие фильтры
Сглаживающие фильтры предназначены
для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения до необ-
ходимого уровня. Оценивают выпрямленное напряжение коэффи-
циентом пульсаций k,t — отношением амплитуды первой гармо-
ники (7|т к среднему выходному напряжению 77ср, т. е. kn =
= U\т/Обычно ku определяют как отношение половины раз-
маха пульсаций Л77 (рис. 133) к среднему выходному напряже-
нию Сср, т. е. /г„ = О,5Л(7/(7ср.
Сглаживание пульсаций оценивают коэффициентом сглажи-
вания kai}, который показывает, во сколько раз коэффициент
пульсаций на выходе фильтра меньше коэффициента пуль-
саций £1|ВХ на его входе, т. е. 1гал ~ kn,BX/kltltl.lx.
Индуктивный сглаживающий фильтр (рис.
134, а) представляет собой катушку индуктивности L (дроссель),
активное сопротивление которой /?др (рис. 134, б) постоянному
току невелико и значительно меньше сопротивления нагруз-
ки /?„. Поэтому напряжение на нагрузке Urh близко по значению
постоянной составляющей U= входного напряжения 77вх. Для
переменной составляющей тока реактивное сопротивление
Хдр значительно больше сопротивлений /?др и RB. Поэтому основ-
ное падение напряжения, вызванное током приходится на
катушку индуктивности, а на нагрузке переменное напряжение
невелико.
Коэффициент сглаживания такого фильтра /гсгл=:2л/?||7./(/?др +
+ /?„). Для улучшения сглаживания выбирают схему выпрямле-
132
ния с наибольшей частотой пульсаций индуктивность катушки
должна быть но возможности большей, а ее активное сопротив-
ление — малым.
Индуктивные сглаживающие фильтры применяют в сильно-
точных выпрямителях.
Емкостной фильтр (рис. 135, а) представляет собой
конденсатор Сф, сопротивление которого переменному току зна-
чительно меньше сопротивления нагрузки /?„. Поэтому общее
сопротивление параллельно включенных конденсатора Сф и
нагрузки /?„ оказывается значительно меньше сопротивлений дио-
дов и обмотки трансформатора, являющихся внутренним сопро-
тивлением выпрямителя. Падение напряжения, вызываемое пере-
менной составляющей выпрямленного тока, происходит в основ-
ном на внутреннем сопротивлении выпрямителя и лишь незна-
чительное переменное напряжение пульсаций выделяется на на-
грузке /?„. Сглаживание пульсаций тем лучше, чем больше ем-
кость конденсатора Сф и сопротивление нагрузки /?„.
Емкостные фильтры широко используются в источниках пи-
тания.
Индуктивно-емкостной (ЕС) фильтр (рис. 135,6)
состоит из катушки индуктивности ЕФ и конденсатора Сф. Коэф-
фициент сглаживания ЕС-фильтра Есг/1 = 4л2/2ЕС—1.
LC-фильтры обладают лучшими но сравнению с другими фильт-
рами параметрами, но громоздки и довольно дороги. Эти фильт-
ры применяют в выпрямителях, предназначенных для питания
выходных каскадов мощных передатчиков на электронных лам-
пах, а также в тиристорных выпрямителях, так как тиристоры
могут работать только на индуктивную нагрузку и выходят из
строя, если первый элемент сглаживающего фильтра — конден-
сатор.
Р е з и с т и в н о - е м к о с т н о й (/?С) фильтр (рис. 135, а)
состоит из резистора /?ф и конденсатора Сф. Коэффициент сгла-
живания /?С-фильтра
Е1,.„ = /?Ф(/?Ф + /?„)2л/,1СФ//?н.
Для увеличения Ес,.„ номиналы резистора Дф и конденсатора Сф
должны быть как можно большими, а схема выпрямления иметь
наибольшую частоту пульсаций. Однако чрезмерное увеличение
сопротивления резистора Дф уменьшает выходное напряжение
и кпд фильтра, так как на резисторе /?ф рассеивается слишком
большая мощность, поэтому его сопротивление рассчитывают по
формуле
Дф = (0,15-Е0,5)Д„.
/?С-фильтры просты по конструкции, сравнительно дешевы и
применяются в маломощных источниках питания, имеющих ток
нагрузки несколько десятков миллиампер.
133
133. Пульсации выпрямлен-
ного напряжения
134. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы
индуктивного сглаживающего фильтра
135. Схемы емкостного (a), LC-(6) и RC-(e) фильтров
137. Функциональная схема компенсацион-
ного стабилизатора напряжения с парал-
лельно включенным регулирующим элемен-
том
136. Схема параметрическо-
го стабилизатора напряже-
ния
§ 56. Стабилизация напряжения и тока
Стабилизированные источники питании в
основном применяют в радиоэлектронных устройствах, обычно
выполненных на транзисторах и интегральных микросхемах,
так как для их работы необходимы постоянные и независимые
питающие напряжения и токи. Кроме того, стабилизаторы на-
пряжения защищают эти устройства от кратковременных брос-
ков напряжения сети, предохраняя от перенапряжений транзис-
торы и микросхемы. Одновременно стабилизаторы сглаживают
пульсации выпрямленного напряжения, т. е. ведут себя как
активные сглаживающие фильтры.
Стабилизаторы напряжения. Стабильность выходного напря-
жения оценивают коэффициентом стабилизации
фт = (Аи^/Аик1Лф(ивых/ивф,
где i\UM — изменение входного напряжения; At70Wx — изменение
выходного напряжения, вызванное изменением входного.
В параметрических стабилизаторах напря-
жения (рис. 136) используется малая зависимость напряже-
ния стабилитрона от проходящего через него тока (см. ВАХ
стабилитрона на рис. 37). При этом входное напряжение [/вх
(см. рис. 136) распределяется между ограничивающим резисто-
ром /?„гр и параллельно включенными стабилитроном VD и рези-
стором нагрузки /?„.
Схему стабилизатора рассчитывают так, чтобы при полных
изменениях напряжения Um и сопротивления нагрузки /?н
режим стабилитрона соответствовал участку аб (см. рис. 37).
В этом случае напряжение на нагрузке изменяется не более
чем на (Шст, т. е. будет стабильным. Точке а соответствует режим
работы стабилитрона при минимальном напряжении Й„х и мак-
симальной нагрузке /?н (минимальном ее сопротивлении), а
точке б — при максимальных и R,,. При импульсном изме-
нении нагрузки параллельно стабилитрону включают конденса-
тор С (см. рис. 136), зарядом которого поддерживается выход-
ное напряжение в моменты увеличения нагрузки.
Параметрический стабилизатор имеет k„ порядка 20—30.
Больший ф,- получают последовательным включением двух пара-
метрических стабилизаторов, но в этом случае недопустимо мал
кпд.
Параметрические стабилизаторы применяют в качестве вспо-
могательных опорных источников напряжения в стабилизаторах
напряжения и тока других типов, а также когда ток нагрузки
невелик — несколько миллиампер.
Компенсационные стабилизаторы напря-
жения бывают двух типов: с параллельным (рис. 137) и после-
довательным (рис. 138) регулирующими элементами.
В схеме, показанной на рис. 137, регулирующий элемент РЭ
включен параллельно нагрузке /?„ и его сопротивление задается
135
напряжения
гцим элементом
140. Схемы параметрического (а)
тока
и компенсационного (б) стабилизаторов
141. Внешние характеристики источников
питания
выходным сигналом управляющего элемента УЭ, на вход которо-
го для сравнения поступают выходные напряжения Ur„ и (У,,
соответственно стабилизатора и источника опорного напряжения
ИОН (обычно это параметрический стабилизатор). При увеличе-
нии входного напряжения U,„ (или нагрузки /?,,) увеличивается
выходное UK. Сигнал рассогласования Ц,—- - -- - Ц„Р усили-
ваемый управляющим элементом УЭ, уменьшает сопротивление
РЭ. При этом токи /| и 1 4-Л увеличиваются, увеличивая
падение напряжения Uo на балластном резисторе Л)(|, частично
компенсируя рост При уменьшении входного напряжения
4/в< (или нагрузки происходит обратное: ток /, и напряже-
ние U(i уменьшаются, частично компенсируя уменьшение U^.
В схеме, показанной на рис. 138, регулирующий элемент РЭ
включен последовательно нагрузке Rn. При увеличении 6'|1Ч уве-
личиваются напряжение нагрузки UKlt, сигнал рассогласования
Up и сопротивление регулирующего элемента РЭ. При этом на-
пряжение l/рэ увеличивается, частично компенсируя рост Ur„.
Компенсационный ста би л иза г о р н а п р я ж е-
н и я на т р а н з и с т о р а х (рис. 139) имеет цепь тока нагруз-
ки, состоящую из двух участков: промежутка коллектор эмит-
тер регулирующего транзистора VT1 (гак выполнен регулирую-
щий элемент) и резистора нагрузки R,,. Входное напряжение
распределяется между этими участками цепи, т. е. (7„х —
= Икэ1 4* Urk. Усилитель сигнала рассогласования выполнен на
транзисторе на переход база эмиттер которого поступает
напряжение рассогласования Uv — - aUK,, -- U<,„, где - -
напряжение базы, пропорциональное напряжению Ur„ нагрузки;
а == R4/(R3 + R4) — коэффициент пропорциональности. Выра-
батываемое параметрическим стабилизатором на диоде VI)
опорное напряжение U„„ не зависит от напряжения U,IX и тока
нагрузки
При подаче усиленного сигнала рассогласования Up на базу
регулирующего транзистора VT1, потенциал эмиттера которого
равен напряжению нагрузки Uнапряжение на эмиттерном
переходе = 77К2 — Ur„.
При увеличении входного напряжения напряжение на-
грузки Ur„ растет и увеличиваются напряжение базы uUr,, и токи
транзистора VT2. При этом уменьшаются напряжения ПК2 и
Йбэ! и соответственно токи базы и эмиттера транзистора VT1.
Это равноценно увеличению сопротивления промежутка коллек-
тор -.эмиттер транзистора VT1 и падения напряжения на нем,
т. е. почти все приращение входного напряжения 77,,х приходится
на регулирующий транзистор.
При уменьшении входного напряжения уменьшаются сопро-
тивление промежутка коллектор--эмиттер транзистора VT1 и
напряжение на этом транзисторе, а выходное напряжение ос-
тается неизменным.
Коэффициент стабилизации компенсационных с;абилизаторов
напряжения достигает сотен и даже тысяч. Эти стабилизаторы
137
являются основными источниками питания радиоэлектронных
устройств на транзисторах и микросхемах.
Стабилизаторы тока. Для питания некоторых каскадов ра-
диоэлектронной аппаратуры необходимы стабилизированные
токи, значения которых не зависят от входных напряжений и
сопротивлений нагрузки.
Параметрический стабилизатор тока
(рис. 140, а) выполняется на транзисторе, включенном с ОБ.
Эмиттерный ток транзистора /э ~ U„/Ri, поскольку обычно со-
противление резистора R1 значительно больше сопротивления
эмиттерного перехода. Так как ток коллектора /к = h-2ivJs =
== h-21вU„/R» не зависит от сопротивления R-.-. нагрузки и вход-
ного напряжения Д1)Х, схема является стабилизатором тока.
Компенсационный стабилизатор тока
(рис. 140, б) имеет схему, аналогичную схеме компенсационного
стабилизатора напряжения. Отличие состоит лишь в том, что
резистор нагрузки R,, подключается вместо резистора R3
(см. рис. 139). В качестве источника опорного напряжения
(рис. 140, б) используется параметрический стабилизатор
на низковольтном стабилитроне VD. Сопротивление эталонного
резистора определяют по формуле
Rtr = (Сон Сьэ 1'7'2 )//ц
Поскольку все параметры в этой формуле стабильны и не зависят
от входного напряжения и тока нагрузки, стабилен и ток на-
грузки.
§ 57. Внешняя (нагрузочная)
характеристика источника питания
Источники питания обладают внутренним
сопротивлением, на котором происходит падение напряжения под
действием тока нагрузки, вследствие чего выходное напряжение
уменьшается. Внутреннее сопротивление выпрямителей складыва-
ется из активной составляющей сопротивления обмотки транс-
форматора, сопротивлений выпрямительных диодов, элементов
сглаживающих фильтров и др. Так как потери выходного напря-
жения выпрямителя стабилизированного источника питания ком-
пенсируются стабилизатором не полностью, даже лучшие стаби-
лизаторы обладают некоторым внутренним сопротивлением.
Внешняя, или нагрузочная, характеристика выражает зависи-
мость выходного напряжения источника питания от тока нагруз-
ки. Кроме того, она позволяет определить поведение источника
питания в интервале допустимых нагрузок, при которых его
выходной ток не превышает номинального /„ ,„;¥. Нормированные
внешние характеристики различных источников питания показа-
ны на рис. 141.
Источники питания, выполненные на интегральных микро-
схемах К142ЕН1, представляют собой последовательный компен-
138
сационный стабилизатор напряжения, выходное напряжение ко-
торого мало зависит от тока нагрузки (кривая /). Так, при уве-
личении тока /„ от 5 до 50 мА (/|11пах = 150 мА) выходное напря-
жение уменьшается всего на 0,2%. При токе !„ = 2,2 /iimax сра-
батывает защита и напряжение на выходе стабилизатора при
токе короткого замыкания /к . уменьшается до нуля.
Намного быстрее уменьшается выходное напряжение пара-
метрического стабилизатора (кривая 2). При токе нагрузки,
превышающем некоторый максимальный ток, стабилитрон отклю-
чается и выходное напряжение источника резко уменьшается.
Еще быстрее уменьшается выходное напряжение трехфазной
мостовой схемы выпрямления (кривая <?), двухполупериодной с
LC-фильтром (кривая 4) и однополупериодной с /?С-фильтром
(кривая 5).
Контрольные вопросы
1. Каково назначение выпрямителей?
2. Каковы преимущества и недостатки различных схем выпрямления?
3. Где применяют сглаживающие фильтры?
4. Каковы преимущества и недостатки LC- и /?С'-фильтров?
5. Каковы принципы действия параметрического и компенсационного ста-
билизаторов напряжения и тока?
6. Что определяет внешняя характеристика источника питания?
Глава
Автогенераторы
гармонических
колебаний
§ 58. Автогенераторы
с индуктивной обратной связью
Автогенераторами называют электронные
устройства, предназначенные для преобразования энергии по-
стоянного тока в энергию незатухающих колебаний, которые
могут быть гармоническими (синусоидальными) и импульсными
(несинусоидальными). Автогенераторы характеризуются авто-
номностью колебательного процесса и для их работы необходим
только источник постоянного тока.
Основными элементами автогенераторов гармонических коле-
баний являются частотозависимые цепи, свойства которых на
единственной частоте существенно отличаются от свойств на
других частотах. Именно на этой частоте и поддерживается
незатухающий колебательный процесс. В качестве частотозави-
симых цепей наиболее часто используют колебательные контуры
и /?С-цепи.
Схема автогенератора гармонических колебаний с индуктив-
ной обратной связью показана на рис. 142. Режим базовой цепи
транзистора VT задается делителем RIR2, а резистор R3 обеспе-
чивает эмиттерную стабилизацию рабочей точки. В коллекторную
цепь транзистора включен колебательный контур L2C2, катуш-
ка L2 которого индуктивно связана с катушкой связи L1, вклю-
ченной в базовую цепь. Индуктивная связь позволяет переда-
вать часть энергии из колебательного контура в базовую цепь
транзистора для управления его коллекторным током. Нагрузка
R„ генератора через разделительный конденсатор СЗ подклю-
чена к коллектору транзистора. Конденсатор С5 представляет
собой эквивалентную емкость нагрузки.
Так как на частоте генерации конденсаторы С1 и С4 закора-
чивают соответственно резисторы R2 и R3, один вывод катушки
связи L1 подключен по переменному току к корпусу, а следо-
вательно, — к эмиттеру транзистора, а другой — к его базе.
Таким образом, сигнал обратной связи воздействует непосред-
ственно на управляющую цепь транзистора — эмиттерный пе-
реход.
При включении источника питания £к появляется коллек-
торный ток, скорость нарастания которого в первые мгновения
настолько велика, что он протекает только через конденсатор
140
С2, заряжая его. Индуктивная ветвь контура вследствие эдс
самоиндукции имеет высокое сопротивление. По мере заряда кон-
денсатора С2 скорость нарастания коллекторного тока и соответ-
ственно эдс самоиндукции уменьшаются. При этом медленно из-
меняющийся коллекторный ток проходит в основном через ка-
тушку L2, сопротивление которой для него невелико, и конден-
сатор С‘2 начинает разряжаться через эту катушку. В резуль-
тате в контуре на частота f—\/2n\]L2C2 возникает колебатель-
ный процесс, т. е. происходит самовозбуждение автогенератора.
Если этот процесс не поддерживать подачей энергии извне
(от источника 7Д), он скоро прекратится. Следовательно, для
поддержания незатухающего колебательного процесса необхо-
димо восполнять потери энергии в контуре хотя бы один раз в
период. Поступающее в контур с каждым импульсом коллектор-
ного тока /к количество энергии должно компенсировать потери
в нем за период колебательного процесса. Это является первым
условием существования незатухающих электрических колеба-
ний — условием баланса амплитуд.
Когда приток энергии в контур становится меньше энергии
потерь, амплитуда колебаний уменьшается, соответственно
уменьшаются потери и равновесие восстанавливается. Если же
потери меньше притока энергии извне, как бывает при развитии
генерации или снятии нагрузки, амплитуда колебаний увеличи-
вается до тех пор, пока потери не возрастут и не наступит новое
равновесие.
Самовозбуждение автогенератора происходит, если Др>1.
При этом развивается колебательный процесс, амплитуда коле-
баний увеличивается и рабочая точка каскада все более сме-
щается, попадая на пологие участки линии нагрузки, соответ-
ствующие режимам с малыми коэффициентами усиления К, что
уменьшает его среднее значение, а следовательно, /<|Т При
Лф= 1 амплитуда колебаний устанавливается на некотором ста-
ционарном уровне, т. е. наступает баланс амплитуд.
Вторым условием существования незатухающего колебатель-
ного процесса является баланс фаз. Для выполнения этого усло-
вия контур подключают к источнику напряжения £к в те полу-
периоды, когда конденсатор подзаряжается, а энергия колеба-
тельной системы увеличивается. При этом транзистор VT
должен быть открыт и переменная составляющая напряжения
(7к, действующего на его коллекторе и нагрузке, должна быть
отрицательной. Поэтому управляющее транзистором переменное
напряжение Ui.\ должно быть положительным, так как в схеме с
ОЭ транзистор инвертирует фазу входного сигнала.
Таким образом, баланс фаз состоит в том, что сумма фазовых
сдвигов сигнала по цепям прямой передачи (усиления) и обрат-
ной связи должна быть равна или кратна 360°.
Для выполнения условия баланса амплитуд регулируют связь
между катушками индуктивности L2 и для чего подбирают
число витков катушки L1 и расстояние между катушками L1 и
141
142. Схема автогенератора
гармонических колебаний с ин-
дуктивной обратной связью
144. Кварцевые резонаторы (а, б), их эквивалентная схема (в) и измене-
ние реактивной составляющей сопротивления в диапазоне частот (г)
L2. Так как при увеличении числа витков катушки L1 и сбли-
жении обеих катушек связь увеличивается, растет напряжение
управления Uli, я следовательно, амплитуда колебаний. Для
выполнения условия баланса фаз фазируют катушку L1, т. е.
подключают ее так, чтобы напряжение управления Un было про-
тивофазно переменному напряжению коллектора транзистора.
Схему автогенератора с индуктивной обратной связью при-
меняют, например, в датчиках перемещения и счета мелких
металлических деталей. Принцип действия такого датчика
основан на том, что при попадании металлических деталей в
зазор между катушками L1 и L2 обратная связь прерывается
и генерация прекращается.
§ 59. Трехточечные схемы
автогенераторов
Особенно широко применяют автогенера-
торы, выполненные по трехточечным схемам.
В схеме автогенератора с автотрансформаторной обратной
связью (индуктивная трехточка — рис. 143, а) резисторы /?/,
R2, R3 и конденсатор СЗ обеспечивают режим по постоянному
току транзистора 1'7’, в коллекторную цепь которого включен
колебательный контур LI L2C2. Выходной сигнал снимается с
коллектора транзистора (или с катушки L2), а сигнал ПОС --
с катушки L1. Так как напряжения этих сигналов противофазны,
то автоматически выполняется условие баланса фаз. Сигнал
ПОС подается на базу транзистора через разделительный кон-
денсатор С1, сопротивление которого на частоте генерации мало.
Общая точка катушек L1 и L.2 подключена к эмиттеру через
источник £к, сопротивление которого переменному току ничтож-
но. Частоту генерации определяют по формуле
Условие баланса амплитуд выполняют подбором числа вит-
ков катушки L1 (для сохранения полной индуктивности контура
LIL2 соответственно изменяют число витков катушки L2).
Увеличение числа витков катушки L1 увеличивают напряжение
сигнала ПОС, т. е. коэффициент передачи р. Следовательно,
для самовозбуждения автогенератора коэффициент усиления К.
может быть меньше.
Индуктивную трехточку применяют в автогенераторах, пере-
страиваемых по частоте конденсатором переменной емкости
(например, в гетеродинах радиоприемников и возбудителях
радиопередатчиков).
В схеме автогенератора с емкостной обратной связью (ем-
костная трехточка — рис. 143, б), аналогичной резисторному
усилителю напряжения, колебательный контур L.1C5C6 включен
в коллекторную цепь, так как общую точку конденсаторов С5
и С6 можно считать подключенной к -фСк (сопротивление £к
переменному току ничтожно). Выходное напряжение снимается с
143
конденсатора С5 и через разделительный конденсатор С4 посту-
пает в нагрузку, а напряжение ПОС с конденсатора Св через
разделительный конденсатор С1 — на базу транзистора. Кон-
денсатор С7 не пропускает высокое коллекторное напряжение
на базе транзистора. Сопротивление этого конденсатора на
частоте генерации мало.
Условие баланса амплитуд выполняют, подбирая емкость
конденсатора 6’6' и одновременно корректируя емкость конден-
сатора ('5 так, чтобы частота генерации не изменялась. Для
увеличения сигнала ПОС необходимо уменьшать емкость кон-
денсатора С6, так как при этом его сопротивление, а также
паление напряжения, вызванное током колебательного контура,
увеличива инея.
Частоту генераций определяют по формуле
Д-1/!2л //';С5СЙ/( С5 ДСД].
Емкостную трехточку используют в автогенераторах, стаби-
лизированных кварцем, так как колебательный контур не имеет
нестабильной катушки индуктивности (ее заменяет кварцевый
резонатор).
§ 60. Стабилизация частоты
ч автогенераторах
Для устойчивой радиосвязи необходимо,
чтобы частота автогенератора передатчика, определяющая не-
сущую частоту излучения, сохраняла свое значение длительное
время, т. е. была стабильной. В ином случае установленная
радиосвязь може'г в любой момент прерваться и при этом будет
потеряна часть передаваемой информации или на вход прием-
ника попадет сигнал расположенной рядом станции, т. е. будет
принято ложное сообщение.
Основными причинами, нарушающими стабильность частоты
автогенераторов, являются: температурная зависимость емкости
конденсатора и индуктивности катушки колебательного контура
и нестабильность напряжения питания.
Температурная нестабильность конденсаторов определяется
температурным коэффициентом емкости (ТКЕ) —относительным
изменением емкости конденсатора при изменении температуры
окружающей среды на 1 °C. Лучшие по температурной стабиль-
ности конденсаторы — слюдяные — имеют ТКЕ, равный (0,5-Е
-:-!)• 10 К Температурный коэффициент индуктивности (ТКИ)
катушек того же порядка. Относительное изменение частоты
автогенератора при изменении температуры на 1 °C только из-за
температурной нестабильности параметров элементов контура
определяют но формуле
А/'/ф - -.О,5(АЛ/7.о + АС/СП), (12)
где А/. А/., АС абсолютные изменения резонансной частоты,
144
индуктивности и емкости контура; fo, Е(| и Со—номинальные
разонансная частота, индуктивность и емкость контура.
Знак минус перед правой частью формулы (12) свидетель-
ствует об уменьшении частоты с ростом температуры, так как
увеличиваются размеры катушки индуктивности из-за темпера-
турного расширения, а конденсаторы имеют положительный ТКЕ.
Для компенсации температурного изменения в контур допол-
нительно включают термокомпенсационный конденсатор неболь-
шой емкости с большим отрицательным ТКЕ, а при изготовле-
нии катушек индуктивности используют прочные керамические
каркасы, в поверхности которых вжигают проводник. Между-
электродные емкости усилительных элементов, входящие в об-
щую емкость колебательного контура, зависят от напряжения
питания и, следовательно, влияют на его частоту резонанса.
Устраняют это влияние стабилизацией источников питания.
В результате этих мер, называемых параметрической ста-
билизацией, относительное изменение частоты при изменении
температуры на I °C, которое называют температурным коэф-
фициентом частоты (ТКЧ), в тщательно скомпенсированных
колебательных контурах составляет (0,5-£-1) • Н) Такая ста-
бильность частоты не всегда достаточна.
Для более высокой стабильности генерируемой частоты
используют кварцевые резонаторы, которые выполняют из
природного кварца, делая срезы под определенными углами к
осям кристалла. В зависимости от размеров получаемых пла-
стин кварца и их кристаллографической ориентации резона-
торы имеют определенную частоту электромеханического резо-
нанса, основанного на прямом и обратном пьезоэффекте.
Прямой п ь е з о э ф ф е к т состоит в появлении элек-
трических зарядов противоположных знаков на поверхностях
кристаллов некоторых веществ при механическом воздействии
на них. При изменении направления механического воздей-
ствия знаки зарядов изменяются на противоположные.
Обратный пьезоэффект состоит в механических
деформациях кристаллов при приложении к ним разности по-
тенциалов, причем направление деформации зависит от знака
приложенного напряжения.
Кристаллы кварца обладают ярко выраженным пьезоэф-
фектом.
Пластину кварца / (рис. 144, а, б) помещают в кварцедер-
жатель 2, выводы 3 которого служат для включения резона-
тора в электрическую цепь. На эквивалентной схеме кварцевого
резонатора (рис. 144, в) показаны эквивалентные индуктив-
ность L, емкость С и сопротивление R кварцевой пластины и
емкость Со кварцедержателя. В таком колебательном контуре
резонанс наблюдается^ на двух частотах: последовательный на
частоте foi = 1 /(2л у ЕС) и параллельный на частоте /))2 =
= 1/| 2лу/ЕССо/(С+-Со|.
Частоты fot и [о-2 близки и отличаются на 0,25% при отноше-
10—915
145
145. Автогенераторы, стабилизированные кварцем, выполненные по
схемам индуктивной (а) и емкостной (б) трехточке и фильтро-
вой (в)
146. Фильтровая схема автогенератора, ста-
билизированного кварцем, с эмиттерным по-
вторителем
а)
147. Функциональная схема 7?С-генератора (а) и однокаскадный
7?С-генератор (б)
нии емкостей Со/С« 2000. В интервале частот от foi до f02 сопро-
тивление кварца имеет индуктивный характер, а за пределами
этого интервала — емкостной (рис. 144, г). Так как частоты [0\
и стабильны, используя кварцевый резонатор в автогенерато-
ре в качестве индуктивности, получают высокую стабильность
частоты генерации. Кварцевые резонаторы имеют ТКЧ в преде-
лах от 10~6 до 10:,!.
Рассмотрим наиболее распространенные схемы автогенерато-
ров, стабилизированных кварцем.
В схеме, показанной на рис. 145, а, кварцевый резонатор
ZQ включен между затвором и истоком полевого транзистора
VT и эквивалентен индуктивности. Колебательный контур LC в
цепи стока настроен на частоту, несколько большую частоты
параллельного резонанса f02, поэтому на частоте генерации,
лежащей между частотами /ы и f02, сопротивление контура име-
ет индуктивный характер. Емкость Сзс затвор — сток служит
емкостью колебательного контура индуктивной трехточки. Авто-
генератор может работать на второй, третьей и т. д. гармониках
кварцевого резонатора при соответствующей настройке кон-
тура LC.
В схеме, показанной на рис. 145, б, кварцевый резонатор
также эквивалентен индуктивности, но включен между базой и
коллектором транзистора VT. Емкости Съэ и Скэ дополняют
колебательный контур емкостной трехточки. Автогенератор
возбуждается на одной из частот, лежащих между fOi и f02.
Схема, показанная на рис. 145, в, является фильтровой, так
как кварцевый резонатор выполняет в ней роль конденсатора,
замыкающего цепь ПОС индуктивной трехточки. Автогенератор
возбуждается на частоте последовательного резонанса, на кото-
рой сопротивление резонатора минимальное и чисто активное.
Кроме того, на этой частоте цепь обратной связи не вносит до-
полнительного фазового сдвига.
Схема, показанная на рис. 146, также является фильтровой.
Частота генерации автогенератора, выполненного на транзисто-
ре VT1, определяется параметрами коллекторного контура
LC2C3, настроенного на одну из гармоник кварцевого резона-
тора. Сигнал ПОС снимается с коденсатора С2 и поступает
на базу транзистора VT2 эмиттерного повторителя, с резистора
R6 нагрузки которого сигнал поступает на эмиттер транзистора
VT1 через кварцевый резонатор.
Эмиттерный повторитель не вносит фазового сдвига, поэтому
в схеме выполняется условие баланса фаз так же, как в емкост-
ной трехточке: между коллектором и базой транзистора VT1
включена катушка индуктивности L, а между его эмиттером и
коллектором, а также базой и эмиттером — соответственно
конденсаторы СЗ и С2. В отличие от емкостной трехточки рас-
сматриваемая схема имеет более развитую цепь ПОС, т. е.
использован эмиттерный повторитель, незначительно нагружаю-
щий колебательный контур в коллекторной цепи. Так как вход-
147
ное сопротивление эмиттерного повторителя велико, влияние
нагрузки на частотозадающие цепи автогенератора исключено.
Самовозбуждение автоненератора происходит так же, как в
схеме, показанной на рис. 145, в.
Достоинство схемы — возможность ее перестройки с одной
механической гармоники кварцевого резонатора на другую из-
менением параметров контура LC2C3. Так выполняют автогене-
ратор, генерирующий сигналы вплоть до 15-й гармоники квар-
цевого резонатора. Эту схему применяют в возбудителях радио-
передатчиков.
§ 61. RC-генераторы
При радиотехнических измерениях в диа-
пазонах звуковых, низких и очень низких частот, главным обра-
зом, применяют ДС-генераторы, которые на этих частотах обла-
дают существенными преимуществами по сравнению с ЛС-гене-
раторами. Это объясняется тем, что элементы колебательных
контуров LC-генераторов для звуковых частот слишком гро-
моздки (прежде всего катушки индуктивности), а их параметры
при изменении температуры нестабильны, что определяет низ-
кую стабильность частоты генерируемых сигналов. Кроме того,
частоту ЛС-генераторов в звуковом диапазоне перестраивать
сложно.
ДС-генератор (рис. 147, а) состоит из усилителя звуковой
частоты, имеющего коэффициент усиления Д' и фазовый сдвиг
Фь и цепи ПОС, имеющей коэффициент передачи р и фазовый
сдвиг ф2- Схемы усилителя могут быть различны, так. же как и
схемы (3-цепи, но неизменно общее требование, при выполнении
которого возможно самовозбуждение: генерация должна возни-
кать и поддерживаться на одной-единственной частоте, на ко-
торой Др>1, а сумма фазовых сдвигов <pi и <р2 равна 0, 2л, 4л
и т. д. Только при этом выходной сигнал имеет синусоидальную
форму.
Схема однокаскадного ДС-генератора с фазосдвигающей
ДС-цепью, по которой с его выхода на вход подается сигнал
ПОС, показана на рис. 147, б. Полный фазовый сдвиг, созда-
ваемый трехзвенной ДС-цепью. составляет 180° на частоте
f = 1 /(2лДСд/б+4Дз/Д), где сопротивление R равно Из = Дс> =
= Дт + До (До = Д| II Да II а емкость С составляет Сг = Сз-
Усилительный каскад, транзистор которого включен с ОЭ, сдви-
гает фазу сигнала еще на 180°. При этом на частоте f проис-
ходит самовозбуждение, если коэффициент усиления напряже-
ния каскада достаточен для выполнения условия баланса ам-
плитуд. Так как коэффициент передачи p-цепи ПОС равен
'/аэ, коэффициент усиления напряжения должен быть больше 29.
Особенно широко распространены ДС-генераторы с мостом
Вина в цепи ПОС. Мост Вина (рис. 148) представляет собой
четырехплечий мост переменного тока, два плеча которого
148
состоят из частотозависимых элементов, а два других — чисто
активные. Существует единственная частота — частота квазире-
зонанса, на которой мост балансируется, если сопротивления
/?1 = Я?, и R?, = 2R.i, и емкости С, — Су- Частота квазирезонанса
Д=1/(2л/?С). (13)
Коэффициенты передачи левой и правой ветвей моста Вина
на этой частоте одинаковы и равны 1 /3, а фазовый сдвиг между
подводимым напряжением Ux и напряжением U2 на выходе
равен нулю. При малейшем отклонении частоты сигнала Ux вниз
или вверх относительно частоты на выходе моста появляется
сигнал U2, фазовый сдвиг которого относительно сигнала Ux
составляет соответственно ±90°.
Мост Вина в ДС-генераторе немного расстраивают, увели-
чивая сопротивление резистора R3 (или уменьшая сопротивле-
ние резистора R4). В этом случае напряжение станет больше
напряжения Uxi, а входное напряжение U2 усилителя будет равно
разности напряжений U , — Об. Учитывая, что на частоте /к
напряжение U\ совпадает по фазе с напряжением его исполь-
зуют как сигнал ПОС, а несколько меньшее напряжение Ur, —
как сигнал ООС.
Схема /?С-генератора с мостом Вина показана на рис. 149.
Частотозависимая ветвь моста, по которой на вход усилителя
(базу транзистора VT1) поступает сигнал ПОС, состоит из резис-
торов R1—R4 и конденсаторов С1 и С2. Резистор R5 включен
по переменному току параллельно резистору R4. Кроме того,
нижнее плечо частотозависимой ветви моста шунтируется вход-
ным сопротивлением /?вхтр транзистора VT1. Активная ветвь мо-
ста, по которой на вход усилителя (эмиттер транзистора VT1)
поступает несколько меньший сигнал ООС, состоит из резисто-
ров R7 и R8.
Двухкаскадный усилитель выполнен на транзисторах VT1 и
VT2, включенных с ОЭ, поэтому полный фазовый сдвиг между
сигналами Uи U составляет 360°. Мост Вина на частоте /к не
дает фазового сдвига, поэтому сигнал (7Л является сигналом
ПОС, а сигнал 14ъ — сигналом ООС. Каскад на транзисторе
VT2 охвачен дополнительной внутрикаскадной ООС, сигнал ко-
торой образуется на резисторе R12. Резистор R13 служит нагруз-
кой генератора. Конденсаторы СЗ и С4 разделительные. По-
стоянное напряжение подается на базу транзистора VT1 с ре-
зистора R4 через резистор R3. Так ослабляют влияние входного
сопротивления /?вхтр транзистора VT 1 на А’С-ветвь моста Вина.
Для расчета частоты /к по формуле (13) и получения ми-
нимальных нелинейных искажений выходного сигнала резисто-
ры /?С-ветви моста Вина должны иметь сопротивление R =
= Rt + Ry = /?з + RiRs/tRt + Rs), а конденсаторы емкость C-=
= Cx = C2.
Резисторы активной ветви моста Вина должны иметь сопро-
тивление Ry = Д8/| 2(1 + Л)|, где А — часть сопротивления, на
149
148. Мост Вина
150. ЛС-генератор на ОУ
которую необходимо увеличить сопротивление резистора R7 для
рассогласования моста (обычно А = 0,01 4-0,1). Коэффициент
усиления усилителя при А = 0,01 должен превышать 900, а при А =
= 0,1 — только 90.
Для построения автогенератора с плавной перестройкой
частоты резисторы R2 и R3 выполняют в виде сдвоенного потен-
циометра.
Достижимый коэффициент нелинейных искажений выходного
сигнала в рассмотренной схеме при тщательной ее регулировке
составляет 1—2%. Использование в качестве резистора R8
термистора, сопротивление которого определяется протекающим
током и, следовательно, рассеиваемой мощностью, дает намного
лучшие результаты. Увеличение амплитуды выходного напря-
жения генератора увеличивает ток через резистор R8, его сопро-
тивление уменьшается, что увеличивает глубину ООС и снижает
усиление, так как коэффициент передачи цепи ООС р =
= /?7/(/?7 + Rs). Таким образом, нелинейная ООС способствует
стабилизации амплитуды выходного сигнала и снижает коэффи-
циент нелинейных искажений.
Еще лучшие результаты позволяет получить схема, пока-
занная на рис. 150. Сигнал ПОС поступает на неинвертирующий
вход операционного усилителя DA, а сигнал ООС — на инвер-
тирующий. Диоды VD1 и VD2 служат для стабилизации ампли-
туды выходного сигнала, а также снижения нелинейных иска-
жений и работают следующим образом. При увеличении на-
пряжения Д0111х ток через диоды увеличивается, а следовательно,
уменьшается их сопротивление и увеличивается глубина ООС,
что снижает усиление. Переменный резистор R1 служит для
регулирования амплитуды выходного сигнала. Коэффициент
нелинейных искажений при тщательной регулировке схемы ра-
вен 0,05%.
Контрольные вопросы
I. Какие частотозависимые цепи применяют в генераторах?
2. Как выполняют условия баланса амплитуд и фаз в автогенераторе с
индуктивной обратной связью?
3. Каков принцип построения автогенераторов по трехточечным схемам?
4. От каких внешних факторов зависит частота автогенератора?
5. Что такое кварцевый резонатор и как его используют для стабилизации
частоты в автогенераторах?
6. В чем преимущества /?С-геиераторов по сравнению с ЛС-генераторами?
Глава
Элементы импульсной
и вычислительной
техники
§ 62. Импульсный способ
представления сигналов информации
В современной радиоэлектронике исполь-
зуют два основных способа представления и обработки сигналов
информации: аналоговый и импульсный (цифровой).
Аналоговый сигнал информации непрерывен во времени и с
той или иной степенью точности соответствует реальному физи-
ческому процессу в реальном масштабе времени. Так, измене-
ние температуры окружающей среды происходит непрерывно, и
измеритель температуры так же непрерывно отражает этот про-
цесс. Все сигналы информации естественного происхождения —
аналоговые. Устройства обработки аналоговой информации, так
называемые аналоговые вычислительные машины (АВМ),
решают специальные задачи, связанные с дифференцированием
или интегрированием аналоговых величин, а также дифферен-
циальные и алгебраические уравнения, выполняют математиче-
ское моделирование физических процессов и др.
Развитие интегральной схемотехники привело к созданию
технических средств высокой точности и универсальности, позво-
ляющих обрабатывать сигналы информации, предварительно
преобразованные в импульсный (цифровой) вид. Формально та-
кой способ обработки информации намного сложнее аналого-
вого. Так, основная микросхема для воспроизведения с
помощью лазерного луча цифровой записи звука содержит
100 тыс. транзисторов, а усилитель записи, представленной в
аналоговом виде на обычной грампластинке, — 10—20 тран-
зисторов.
Известно несколько способов представления аналоговой вели-
чины в импульсном виде. Изменение во времени некоторой
аналоговой величины например температуры среды, пока-
зано на рис. 151, а. При анализе мгновенных значений U(t)
в моменты /|, /2, /.з,... эту функцию можно представить в виде:
последовательности импульсов U\, амплитуда которых про-
порциональна мгновенным значениям (/(/) (рис. 151,'б);
последовательности импульсов U-2 постоянной амплитуды,
длительность которых пропорциональна мгновенным значениям
U(J) (рис. 151, в);
пакетов импульсов Из, количество которых в каждом пакете
152
пропорционально мгновенным значениям (7(/) (рис. 151, г);
последовательности импульсов Щ, частота повторения кото-
рых пропорциональна мгновенным значениям U(f) (рис. 151, с*).
Таким образом, информация об аналоговой величине содер-
жится в одном из параметров импульсной последовательности.
Такое представление аналоговой величины отражает ее не пол-
ностью, так как часть информации теряется. Например, неиз-
вестно, как ведет себя аналоговая величина в интервале вре-
мени между выборками (моменты t\, /2 и т. д.). Однако эти
потери могут быть уменьшены увеличением частоты обращений,
т. е. более частым анализом аналоговой величины.
Устройства, преобразующие аналоговые величины в импульс-
ный (цифровой) вид, называют аналого-цифровыми преобразо-
вателями (АЦП), а обратного преобразования — цифроанало-
говыми преобразователями (ЦАП).
Основой каждой периодической имйульсной последователь-
ности (рис. 152) является импульс прямоугольной формы,
который характеризуется амплитудой Um и длительностью т„,
а также длительностями фронта тф и среза тср и спадом верши-
ны ,\U (см. рис. 110,6). Дополнительными параметрами явля-
ются частота /и, период следования 7'и импульсов и их скваж
ность Q, — см. формулу (1).
Знание спектрального состава одиночного импульса и им-
пульсной последовательности позволяет усиливать импульсные
сигналы с минимальными искажениями их формы. Спектр оди-
ночного прямоугольного импульса (рис. 153, а) содержит все
гармоники, начиная с нулевой (постоянный ток). На частотах,
соответствующих переходам спектральной характеристики через
ось [, амплитуды гармоник равны нулю. Спектр импульсной
последовательности показан на рис. 153, 6. Постоянную состав-
ляющую (нулевую гармонику) рассчитывают через амплитуду
импульса и его временные параметры по формуле
Uo = иттИ/Т„ = U m/Q.
Частота первой гармоники равна частоте следования импуль-
сов, частота второй — удвоенной частоте следования импульсов
и т. д. Амплитуды гармоник с увеличением их номера умень-
шаются. Считают, что передача импульсной последовательности
происходит с допустимыми искажениями, если полоса пропуска-
ния усилителя лежит в пределах от 1 /ти до 3/т„.
§ 63. Формирование импульсного
напряжения из синусоидального
При переходе от аналоговой формы пред-
ставления информации к цифровой бывает необходимо преобра-
зовать синусоидальное напряжение в импульсное с сохранением
частоты. Такое преобразование повышает точность измерений
и выполняется, например, в цифровых частотомерах, предна-
значенных для измерения частоты не только импульсных, но и
153
151. Разновидности импульсного
представления сигнала информа-
ции (а—д)
152. Периодическая после-
довательность прямоуголь-
ных импульсов
4
5)
1/ти 2/ти 3/ти к/ти {
153. Спектры одиночного
прямоугольного импульса
(а) и импульсной последова-
тельности (б)
154. Схема ограничителя на
стабилитроне (а) и ее вре-
менные диаграммы (б, в)
синусоидальных сигналов. Для получения импульсного напряже-
ния из синусоидального используют схемы ограничителей на
диодах или стабилитронах.
Схема ограничителя на стабилитроне и ее временные диа-
граммы показаны на рис. 154, а—в. Синусоидальное напряжение
Свх поступает на вход схемы и передается на ее выход делителем
RmpRH, когда стабилитрон закрыт. При двух различных уровнях
напряжения U„ и U„p стабилитрон открывается и напряжение на
нем, а следовательно, на нагрузке, перестает увеличиваться,
т. е. формируется плоская вершина выходного сигнала. Положи-
тельный полупериод входного сигнала ограничивается напряже-
нием пробоя стабилитрона U„, а отрицательный — прямым на-
пряжением ППр, которое составляет 0,5—0,8 В.
Недостаток этой схемы состоит в том, что крутизна фронтов
выходных импульсов зависит от амплитуды входного сигнала
Свх.
Значительно эффективнее преобразует медленно изменяющее-
ся напряжение в его быстрые перепады триггер Шмитта
(рис. 155, а), который имеет два устойчивых состояния: пер-
вое — транзистор VT1 открыт и насыщен, а транзистор VT2 за-
крыт и второе — транзистор VT1 закрыт, а транзистор VT2 от-
крыт и насыщен.
Первое устойчивое состояние схемы обеспечивается при по-
ступлении на базы транзисторов VT1 и VT2 по отношению к их
эмиттерам соответственно положительного (т. е. (Л?2>Н/?4) и
отрицательного (т. е. UR6<UR4) напряжений. Второе устойчивое
состояние обеспечивается при поступлении на базы транзисторов
VT1 и VT2 по отношению к их эмиттерам соответственно отри-
цательного (т. е. UR2<Ur4) и положительного (т. е. Ur^Ur^
напряжений. Рассмотрим процесс перехода триггера из первого
устойчивого состояния во второе.
Отрицательный полупериод входного сигнала (рис. 155,6)
вызывает уменьшение тока базы транзистора VT1, который в
момент а начинает закрываться. При этом напряжение на его
коллекторе увеличивается и одновременно растет напряжение
Р«б на базе транзистора VT2, т. е. появляются его базовый и
коллекторный токи, а на общем эмиттерном резисторе R4 увели-
чивается напряжение. Неравенство напряжений Ur2>Ur4 сна-
чала обращается в равенство, а затем в неравенство противопо-
ложного знака, т. е. Urz становится меньше.^. В результате
транзистор VT1 окончательно закрывается, а транзистор VT2
открывается и насыщается (рис. 155, в). Процесс переключения
происходит лавинообразно и быстро, поэтому фронт выходного
импульса отрицательной полярности короткий.
В момент б появляются токи базы и коллектора транзистора
VT1 и уменьшаются напряжения коллектора и базы транзис-
тора VT2. Транзистор VT1 начинает открываться, а транзис-
тор VT2 — закрываться. Напряжение на резисторе R6 уменьша-
ется и восстанавливается неравенство напряжений UR(,<zUr4.
155
155. Схема триггера Шмитта (а)
и ее временные диаграммы (б, в)
156. Схема триггера Шмитта на опера-
ционном усилителе (а), ее амплитудная
характеристика (б) и временные диаг-
раммы (в, г)
В результате триггер возвращается в исходное состояние так
же быстро. Разность между напряжениями переключения во
временно устойчивое состояние и возвращения в исходное сос-
тояние называют гистерезисом триггера Шмитта у.
Для перевода схемы во второе устойчивое состояние необ-
ходимо уменьшить сопротивление резистора R2 или исключить
резистор R1. При этом триггер переключится во временно устой-
чивое состояние положительным полупериодом входного сигнала.
Хорошо работает триггер Шмитта на операционном усили-
теле. В схеме, показанной на рис. 156, а, операционный усили-
тель DA охвачен положительной обратной связью, сигнал
Uri которой подается на неинвертирующий вход с резистора
R1 делителя R1R2. При этом на инвертирующий вход поступает
сигнал UBX синусоидальной или иной формы. В исходном состоя-
нии, когда (7Вх = 0, схема находится в одном из двух устойчивых
состояний:
(Лых = + Ивыхтах При Uri >0 ИЛИ Д11х = — (Аыхтах ГфИ (Д|<0.
Триггер переключается из одного устойчивого состояния в
другое входным напряжением. При положительном мгновенном
напряжении Ubx>Ur\ (при триггер переключается в
состояние 2 (точка а на рис. 156,6). Для его возврата в состоя-
ние 1 необходимо, чтобы отрицательное мгновенное значение
(7„х стало по абсолютному значению больше Ur\ (при Ur\<zU).
При условии полной симметрии гистерезис этой схемы у-УМщ.
Временные диаграммы происходящих процессов показаны на
рис. 156, в. Переключение из первого состояния во второе проис-
ходит в момент, соответствующий точке а; обратное переключе-
ние — в момент, соответствующий точке б. Если напряжения
! + URl ] = | — URi |, скважность выходного напряжения равна 2.
§ 64. Электронные ключи
Транзисторные ключи используют в элек-
тронных схемах для коммутации электрических цепей различ-
ного назначения (подключения нагрузки к источникам питания,
изменения ее значения или отключения и др.). В отличие от
обычных реле транзисторные ключи обладают высоким быстро-
действием и могут переключать различные цепи, в том числе
и мощные, без обрыва. Это снижает уровень излучаемых по-
мех, увеличивает надежность и помехозащищенность аппара-
туры. Основное время в схеме электронного ключа транзистор
работает в режиме отсечки или насыщения, быстро преодоле-
вая активный режим в моменты коммутаций.
Недостаток транзисторных ключей — сохранение остаточ-
ного напряжения на насыщенном транзисторе и тока в режиме
отсечки, т. е. неполное включение и отключение нагрузки.
В схеме электронного ключа на транзисторе, включенном с
ОЭ (рис. 157, а), управляющее напряжение поступает на базу
157
a)
158. Транзистор Шотки
(а) и электронный ключ
иа нем (б)
159. Схема мультивибратора (а) и ее
временные диаграммы (б—б)
160. Временные диаграммы процессов синхронизации (а)
и деления частоты (б) с помощью мультивибратора
от импульсного генератора G, имеющего эдс Евх, через резистор
/?б (сопротивлением этого резистора учитывается также внут-
реннее сопротивление генератора G). В коллекторную цепь вклю-
чен резистор /?к, служащий нагрузкой ключа. Когда на базе
транзистора напряжение ЕбэСДбэпор (рис. 157,6), его базовый
и коллекторный токи равны нулю, т. е. транзистор работает в
режиме отсечки. При этом через резистор проходит только
малый неуправляемый ток коллектора /кво (обратный ток кол-
лекторного перехода), создавая на нем малое падение напря-
жения. Поэтому напряжение [Дэ несколько меньше напряжения
питания Ек и режим работы транзистора соответствует точке А
на линии нагрузки (рис. 157, в). Такое состояние ключа эквива-
лентно разомкнутому контакту реле — нагрузка /?к отключена от
напряжения питания Ек-
Для переключения транзистора в открытое состояние необ-
ходимо увеличить напряжение до значения, при котором ток
базы /б превысит минимально достаточный ток /Б нас для пере-
вода транзистора в режим насыщения. Этому режиму на линии
нагрузки соответствует точка Б. Напряжение на коллекторе
транзистора снизится до t/кэнас, т. е. нагрузка RK будет под-
ключена к источнику питания Ек через насыщенный транзистор.
Момент включения коллекторной цепи ключа несколько за-
паздывает по отношению к моменту появления входного сигнала,
что объясняется процессами заряда емкостей транзистора. Мо-
мент отключения также запаздывает, что объясняется процессом
рассасывания заряда в базе насыщенного транзистора.
Увеличивают быстродействие ключей, используя транзисторы,
обладающие большими граничными frp частотами коэффициента
передачи тока и малыми собственными емкостями, а также сни-
жая степень насыщения транзистора или не допуская насыще-
ния (ненасыщенные ключи). Особенно часто применяют послед-
ний способ увеличения быстродействия.
Ненасыщенные ключи выполняют на транзисторах Шотки,
представляющих собой обычные биполярные транзисторы, кол-
лекторный переход которых зашунтрирован диодом Шотки
(рис. 158, а). Диод Шотки имеет структуру металл — полу-
проводник, граница раздела которой представляет собой выпрям-
ляющий переход. Ток через переход состоит только из основных
носителей заряда. Так как в диоде Шотки накопления заряда
не происходит, для его закрытия требуется ничтожно малое
время (порядка 0,1 нс). Прямое напряжение на открытом диоде
составляет порядка 0,4 В, что меньше прямого напряжения на
открытом кремниевом р-п переходе (0,5—0,6 В). Поэтому при
прямом напряжении на коллекторном переходе транзистора
ключа ток базы проходит только через диод Шотки, а ток через
коллекторный переход весьма мал. Транзисторы Шотки обла-
дают быстродействием, на порядок большим, чем аналогичные
биполярные транзисторы. Схема ключа на транзисторе Шотки
показана на рис. 158, б.
159
§ 65. Мультивибраторы
Для генерирования периодической им-
пульсной последовательности применяют импульсные автогенера-
торы, простейшим из которых является мультивибратор (рис. 159, а),
состоящий из двух насыщенных ключей на транзисторах VT1
и VT2, связанных резисторно-емкостными цепями ПОС.
При работе мультивибратора в автоколебательном режиме
в момент а (рис. 159, б—д) транзистор VT1 открыт, насыщен
током, проходящим через резистор R3, и напряжение на его
коллекторе Икэппш мало. Напряжение на конденсаторе С2 вслед-
ствие его разряда через резистор R2 приближается к нулю, а
напряжение на базе транзистора VT2, представляющее собой
сумму напряжений Uci и 13кэ\, становится положительным. Тран-
зистор VT2 открывается, напряжение на его коллекторе умень-
шается, а напряжение на базе транзистора VT1, представляющее
собой сумму напряжений UCA и НКЭ2, становится отрицательным,
что приводит к его резкому закрыванию.
Напряжение на коллекторе закрытого транзистора VT1 уве-
личивается по экспоненте, так как параллельно ему подключен
разряженный почти до нуля конденсатор С2, который начинает
заряжаться током от источника питания £к через резистор R1
и эмиттерный переход транзистора VT2. В момент b транзистор
VT2 окончательно переводится в насыщение, а к эмиттерному
переходу транзистора VT1 подключается заряженный конденса-
тор С4, полярность напряжения которого указана на рис. 159, а.
При этом транзистор VT1 надежно закрывается на время, доста-
точное для разряда конденсатора С4 через резистор R3 и насы-
щенный транзистор VT2.
В момент с разряд конденсатора С4 завершается, напряже-
ние на базе транзистора VT1 становится положительным, он
начинает открываться и к базе транзистора VT2 через открытый
и насыщенный транзистор VT1 присоединяется заряженный
почти до напряжения питания £к конденсатор С2 и т. д.
Рассуждая аналогично, можно доказать, что в момент е схема
придет в состояние, аналогичное ее состоянию в момент а, т. е.
что мультивибратор генерирует периодическую импульсную по-
следовательность.
Длительность интервалов, составляющих период колебатель-
ного процесса, определяют по формулам
ти, « 0,7/?ЗС4; т„2 « 0,7£2С2,
откуда частота и период следования импульсов на выходе
схемы
« 1 /0,7(/?ЗС4 + £2С2);
Тк « 0,7(/?ЗС4 + R2C2).
160
Если номиналы времязадающих элементов схемы — резисто-
ров R2 и R3 и конденсаторов С2 и С4 — одинаковы, мультивиб-
ратор становится симметричным и генерирует напряжение со
скважностью 2. Временные параметры его выходного напряже-
ния определяют по формулам
Ти « 0,7/?С; Т„ « 1 ARC; « 1/0,7/?С,
где R — сопротивление резисторов R2 и R3; С — емкость кон-
денсаторов С2 и С4.
Длительность фронтов импульсов на коллекторах транзисто-
ров
тФ| « 2,3R1C2; тф2 « 2,3 R4C4.
Основным достоинством мультивибраторов является легкость
их самовозбуждения, а недостатком — экспоненциальная форма
фронта выходного импульса (рис. 159, б, в). Однако некоторые
мультивибраторы, например на ОУ, не имеют этого недостатка.
Мультивибратор хорошо синхронизируется импульсами U,„
от внешнего генератора (рис. 160, а), частота которых несколько
больше частоты свободных колебаний. Если бы схема работала
в автоколебательном режиме, транзистор VT1 открылся бы в
момент Ь. Синхроимпульс открывает транзистор несколько
раньше — в момент а. Схема принудительно переходит во второе
временно устойчивое состояние, когда транзистор VT1 открыт, а
транзистор VT2 — закрыт. Продолжительность этого состояния
определяется постоянной цепи разряда конденсатора С2 через
резистор R2. Затем схема возвращается в первое временно
устойчивое состояние. При очередном импульсе синхронизации
этот процесс повторяется. Таким образом, стабильность частоты
колебаний мультивибратора определяется стабильностью частоты
синхроимпульсов.
Мультивибратор может также работать в режиме деления
частоты (рис. 160, б). При этом на базу транзистора VT 1 посту-
пает импульсная последовательность Двх, частота которой в не-
сколько раз больше частоты свободных колебаний мультивиб-
ратора. Амплитуду импульсов подбирают так, чтобы принуди-
тельное опрокидывание схемы происходило под действием второ-
го, третьего импульса и т. д. Соответствено частота выходного
напряжения будет меньше частоты входной импульсной после-
довательности в 2, 3 раза и т. д. Мультивибратор работает ус-
тойчиво, если коэффициент деления не превышает 10.
В последнее время все чаще для построения мультивибра-
торов используют операционные усилители (рис. 161, а).
При подаче питания на инвертирующий вход ОУ поступает
напряжение Ut = 0, так как конденсатор С не успевает заря-
диться, а на неинвертирующий вход с делителя R1R2 — напря-
жение (7'2 = щах/?i/(/?i +• Полярность напряжения Н2
определяется полярностью напряжения на выходе ОУ.
11—915
161
a)
161. Схема мультивибратора
на операционном усилителе (а)
и ее временные диаграммы
(б, в)
162. Схема блокинг-генератора
(а) и ее временные диаграммы
(б—г)
Пусть (Увыхшах > 0, тогда и U2 > 0. При этом конденсатор С
начнет заряжаться через резистор R током /, (интервал вре-
мени 0 — 1} На рИС. 161, б), СТремЯСЬ ЗарЯДИТЬСЯ ДО -j-LCuxmax.
В момент /1 напряжение на конденсаторе достигнет уровня +И2,
а затем немного превысит его (на доли милливольта), т. е.
напряжение на инвертирующем входе ОУ окажется больше, чем
на неинвертирующем.
Выходное напряжение ОУ (рис. 161, в) при этом скачком
изменяет свою полярность, делается равным— (7вь,хтах и начина-
ется перезаряд конденсатора С током /2 противоположного
направления. Как только напряжение CR достигает уровня —U2
(момент И), полярность выходного напряжения вновь изменяет-
ся, т. е. становится положительной (+ [Дых max). Затем начинает-
ся перезаряд конденсатора С током Д, и процесс повторяется.
Таким образом схема генерирует импульсную последователь-
ность со скважностью 2 и. полным размахом выходного напря-
жения 2£/ВЫхтах. Длительность выходных импульсов
Ти1 = ДС1п( 1 + 2/?|/ R‘2) = Ти2.
Мультивибраторы применяют в качестве синхронизируемых
импульсных автогенераторов в блоках кадровой и строчной
развертки телевизионных приемников, а также в тех случаях,
когда необходимо импульсное напряжение со скважностью от 2
до 20.
§ 66. Блокинг-генераторы
Блокинг-генераторы также работают в ав-
токолебательном режиме и предназначены для получения им-
пульсов напряжения малой длительности, форма которых близка
к прямоугольной, а скважность значительно больше 2.
Схема блокинг-генератора, выполненного на транзисторе VT,
включенном с ОЭ, показана на рис. 162, а. В коллекторную цепь
транзистора включена первичная (коллекторная) обмотка w2
импульсного трансформатора Т. Вторичная (базовая) обмотка
с числом витков wl через конденсатор С2 подключена к базе
транзистора. Базовую обмотку включают так, чтобы обратная
связь, охватывающая каскад, была положительной. Так как
коэффициент трансформации трансформатора Т обычно близок к
единице, коэффициент передачи цепи обратной связи [3 также
близок к единице, т. е. глубина ПОС в блокинг-генераторе ве-
лика.
Рассмотрим автоколебательный процесс в блокинг-генераторе
(рис. 162, б—г), начиная с момента а, когда конденсатор С2
заряжен. В этот момент транзистор VT закрыт напряжением
конденсатора С2 (т. е. /к = 0, а (7к = Ек.), который разряжа-
ется по цепи: +С2, обмотка w\, корпус, —Ек, +Ек, R1, —С2.
В момент /| конденсатор С2, разрядившись, начнет перезаря-
жаться, но как только напряжение Ucs на нем достигнет при-
ll*
163
мерно 0,4—0,6 В, появятся базовый и коллекторный токи тран-
зистора, а на обмотке wi возникнет эдс взаимоиндукции, спо-
собствующая открыванию транзистора VT.
Процесс развивается лавинообразно, завершаясь в момент
/2 насыщением транзистора и уменьшением напряжения
почти до нуля. Напряжение на обмотке w2 при этом достигает
почти напряжения питания Так формируется фронт им-
пульса. Этот процесс, обусловленный глубокой ПОС, называют
прямым блокинг-процессором. Длительность фронта импульса
составляет доли микросекунды и ограничивается частотными
свойствами транзистора.
Под действием эдс взаимоиндукции конденсатор С2 заря-
жается током базы насыщенного транзистора VT. Вершина им-
пульса формируется в течение времени (интервал /2—Н), пока
ток заряда удерживает транзистор в насыщении. По мере заряда
конденсатора ток базы уменьшается, транзистор выходит из на-
сыщения и переходит в активный режим, т. е. начинает умень-
шаться его коллекторный ток. Так происходит обратный бло-
кинг-процесс, завершающийся в момент /4 лавинообразным пе-
реходом транзистора в режим отсечки. Этот процесс ускоряется
эдс взаимоиндукции, полярность которой при уменьшении тока
коллектора противоположна полярности при прямом блокинг-
процессе.
Процессы, наблюдаемые в схеме после закрытия транзистора,
начиная с момента /4, связаны с рассеянием энергии, запасен-
ной в магнитном поле трансформатора Т за время формирования
импульса. С этого момента /4 конденсатор С2 разряжается.
Диод VD шунтирует обмотку w2 трансформатора Т, устраняя
опасный для транзистора обратный выброс коллекторного на-
пряжения, который может быть как колебательным, так и апе-
риодическим (рис. 162, б).
Блокинг-генераторы применяют, например, в индикаторных
устройствах радиолокационных станций, а также в телевизион-
ной аппаратуре.
§ 67. Триггеры
на биполярных транзисторах
Триггер представляет собой простейшее
электронное устройство и обладает двумя устойчивыми состоя-
ниями.
Триггер на биполярных транзисторах (рис. 163, а) состоит
из двух одинаковых усилительных каскадов, охваченных рези-
сторными цепями ПОС. Элементы схемы триггера подбирают
так, что он может длительное время находиться в одном из двух
устойчивых состояний:
при первом устойчивом состоянии транзистор VT1 открыт и
насыщен, напряжение на его коллекторе близко к нулю; на базе
164
транзистора VT2, который закрыт, напряжение отрицательное,
а на его коллекторе близко к £к;
при втором устойчивом состоянии транзистор VT1 закрыт,
напряжение на его базе отрицательное, а на коллекторе близко
к £к; транзистор VT2 открыт, насыщен и напряжение на его
коллекторе близко к нулю.
Для переключения триггера во второе устойчивое состояние
применяют один из трех способов:
подают на базу транзистора VT1 отрицательный импульс,
который его закрывает, вследствие чего открывается транзис-
тор VT2\
подают на базу транзистора VT2 положительный импульс,
который его открывает, вследствие чего закрывается транзистор
V7T,
одновременно подают отрицательный и положительный им-
пульсы соответственно на базы транзисторов VT1 и VT2.
Рассмотрим первый способ. Пусть на базу транзистора VT1
подан отрицательный импульс, амплитуда которого достаточна
для его закрывания. При этом на коллекторе транзистора VT1
появится перепад напряжения положительной полярности, кото-
рое через конденсатор С1 поступит на базу транзистора VT2
в виде короткого положительного импульса и откроет его. На-
пряжение на коллекторе транзистора VT2 уменьшится, что вы-
зовет уменьшение отпирающего тока базы транзистора VT1
и еще большее увеличение напряжения на его коллекторе. Про-
цесс переключения происходит лавинообразно и завершается
переходом триггера во второе устойчивое состояние.
Для деления частоты импульсной последовательности на 2
применяют режим счетного запуска, для которого характерно
переключение триггера с приходом каждого импульса. При этом
импульсы последовательности поступают на триггер по одному
проводу. Счетный запуск бывает коллекторным и базовым.
При коллекторном запуске входные импульсы
поступают через диоды VD1 и VD4. Конденсатор С1 разделяет
по постоянному току триггер и источник входной импульсной
последовательности, а также служит в качестве элемента диффе-
ренцирующей цепи, пропускающей на вход триггера только
фронты управляющей импульсной последовательности. Резистор
R1 образует цепь разряда конденсатора С1 в интервалы времени
между импульсами запуска, а также фиксирует потенциал общей
точки диодов VD1 и VD4.
Временные диаграммы триггера, работающего в режиме счет-
ного запуска, показаны на рис. 163, б—е. Пусть к моменту а при-
хода импульса запуска транзистор VT1 открыт, а транзистор
VT2 закрыт. Диод VD1 при этом закрыт напряжением, близ-
ким к £к, так как на его «-область поступает напряжение £к
через резистор /?/, а p-область соединена через насыщенный
транзистор VT1 с корпусом. Следовательно, входной импульс,
амплитуда которого меньше £к, через диод VDI не пройдет.
165
163. Схема триггера с цепями счетного запуска (а) и ее вре-
менные диаграммы (б—ж)
164. Схема дифференци-
рующей цепи (а) и ее
временные диаграммы
(б, в)
165. Входное (а) и пилооб-
разное (б) напряжения
Диод VD4 также закрыт, но значительно меньшим напряжением,
равным падению напряжения на резисторе R8, создаваемым
током делителя R8R7 и одновременно являющимся отпираю-
щим током транзистора VT1. Обычно R8<^R7, поэтому UK8 <С
< £к. Значит, чтобы входной импульс прошел через диод VD4,
его амплитуда должна быть больше напряжения URfl.
Входной импульс через конденсатор СЗ поступает на базу
транзистора VT1, закрывая его. При увеличении напряжения
на коллекторе транзистора VT1 открывается транзистор VT2.
К моменту b опрокидывание схемы завершается. Выброс и
экспоненциальный спад напряжения на базе транзистора VT1
объясняются подключением к ней заряженного конденсатора СЗ,
который перезаряжается через насыщенный транзистор VT2 до
напряжения U-VM, действующего на базе транзистора VT1.
Так как к моменту поступления следующего входного им-
пульса диод VD4 закрыт, этот импульс через диод VD1 посту-
пает на базу транзистора VT2 и закрывает его. В результате
схема возвращается в исходное состояние. Небольшой выброс
положительного напряжения в момент d на базе транзистора
VT1 и последующий его экспоненциальный спад свидетельствуют
о заряде конденсатора СЗ током базы транзистора VT1 (в этот
момент резистор R7 шунтируется заряжающимся конденсатором
СЗ и постоянная цепи заряда определяется только сопротивле-
нием резистора R8).
При базовом запуске входные импульсы поступают
через диоды VD2 и VD3. Назначение конденсатора С4 и рези-
стора R3 такое же, как конденсатора С1 и резистора R1 при
коллекторном запуске. В этой схеме диод, подключенный к базе
закрытого транзистора, закрыт небольшим отрицательным на-
пряжением. Диод, подключенный к базе открытого транзистора,
открыт, хотя прямой ток через него невелик, так как мало отпи-
рающее напряжение — напряжение на эмиттерном переходе на-
сыщенного транзистора. Запускающие импульсы при базовом
запуске могут иметь значительно меньшую амплитуду, чем при
коллекторном.
В импульсной технике бывает необходимо выделить из им-
пульсной последовательности импульсы, соответствующие мо-
ментам быстрого изменения напряжения. Этот процесс носит
название дифференцирования. Схема дифференцирующей цепи
и временные диаграммы, ей соответствующие, показаны на
рис. 164, а—в.
При импульсном увеличении напряжения на входе схемы
конденсатор С заряжается через резистор R (внутреннее сопро-
тивление Ri генератора входного сигнала принято равным нулю).
В первый момент времени напряжение на резисторе R равно
амплитуде входного импульса (Увх. По мере заряда конденса-
тора С ток в цепи будет уменьшаться по экспоненте и за время,
примерно равное трем постоянным цепи т — RC, конденсатор С
зарядится почти до амплитуды входного сигнала. Ток в цепи
167
прекратится, а напряжение на резисторе R и, следовательно,
на выходе схемы уменьшится до нуля.
При импульсном уменьшении входного напряжения конден-
сатор С разряжается током противоположного направления,
вследствие чего на выходе схемы появляется импульс отрица-
тельной полярности, амплитуда которого будет также близка к
амплитуде входного импульса.
Для деления частоты импульсной последовательности на
2 коллекторное напряжение любого транзистора дифференци-
руют. При этом частота отрицательных импульсов U'iy, становится
вдвое меньше (см. рис. 163, ж) и ими может запускаться точно
такой же триггер, на выходе которого частота отрицательных
импульсов будет еще вдвое меньше, и т. д. При п последователь-
но включенных триггерах коэффициент деления частоты будет 2".
§ 68. Генераторы
линейно изменяющегося напряжения
Генераторами линейно изменяющегося
(пилообразного) напряжения называют устройства, выходное
напряжение которых в пределах заданного интервала времени
изменяется с постоянной скоростью. Обычно это периодический
процесс, синхронизируемый импульсной последовательностью
(рис. 165, а, б). Эти устройства используют для формирования
разверток электронного луча в электронно-лучевых трубках,
а также для выработки плавно изменяющейся задержки импуль-
сов относительно друг друга, модуляции импульсных сигналов
по длительности и др.
Линейно изменяющееся напряжение характеризуется дли-
тельностью рабочего Тр и обратного Г„ ходов, периодом Т, часто-
той следования [ = 1/Г и амплитудным значением U,п.
Основным требованием, предъявляемым к линейно изменяю-
щемуся напряжению, является его линейность во время прямого
хода, так как только такое напряжение развертки позволяет
получать постоянную скорость движения электронного луча по
экрану ЭЛТ, а следовательно, малые искажения наблюдаемого
процесса.
Простейший способ формирования пилообразного напряже-
ния (рис. 166, а) состоит в заряде конденсатора С2 через ре-
зистор R2 от источника постоянного тока Ек и периодическом
его разряде чрез электронный ключ на транзисторе VT, кото-
рый открывается при поступлении на его базу импульса положи-
тельной полярности илх. Однако при этом пилообразное напря-
жение недостаточно линейно, так как оно увеличивается по
экспоненте. Линейность пилообразного напряжения оценивают
коэффициентом нелинейности (рис. 166, б)
. = <;Wc --
А
168
где А(Д и At/" — приращения напряжения на конденсаторе
за интервал времени А/ в начале и конце его заряда.
Для получения высокой линейности напряжения необходимо
заряжать конденсатор током, неизменным во все время заряда.
Заряд q, емкость С конденсатора и напряжение U на его выво-
дах связаны следующим уравнением: q = CU. Разделим левую и
правую части этого уравнения на время t и перепишем его в
приращениях &q/At = C\U/\t. Левая часть полученного уравне-
ния представляет собой ток заряда конденсатора, а правая —
произведение его емкости на скорость изменения напряжения,
т. е. 1С = C\U/\t. Следовательно, напряжение на конденсаторе
будет изменяться строго линейно, если его ток заряда постоянен.
Этот принцип получения пилообразного линейного напряжения
используется во многих схемах.
Схема генератора линейно изменяющегося напряжения, по-
казанная на рис. 167, отличается от схемы, показанной на
рис. 166, а, тем, что в ней вместо зарядного резистора R2 ис-
пользован генератор тока на транзисторе VT1. Пока транзистор
VT2 закрыт, конденсатор заряжается выходным током генерато-
ра тока, которой при этом не изменяется. Поэтому напряжение
на конденсаторе увеличивается по линейному закону. При по-
ступлении импульса управления на базу транзистора VT2 он
открывается и конденсатор С2 разряжается до нуля. Затем сно-
ва начинается заряд конденсатора С2 и т. д.
§ 69. Основы алгебры логики
Для обработки информации в современ-
ных электронных вычислительных машинах и устройствах дис-
кретной автоматики используют двоичную систему счисления,
как наиболее удобную для представления ее значащих цифр 1 и
О в виде электрических потенциалов. Как правило, 1 соответст-
вует потенциал высокого уровня, а 0 — его отстутствие (нулевой
потенциал на входе или выходе схемы или настолько низкий
потенциал, что им можно пренебречь). Такую форму представле-
ния сигналов информации называют также цифровой.
Для построения схем цифровой техники используют алгебру
логики, разработанную в середине XIX в. английским матема-
тиком Дж. Булем, так называемую булеву алгебру. Введем не-
сколько основных положений булевой алгебры.
В булевой алгебре используются только два утверждения:
истинное и ложное. Истинному утверждению присваивается зна-
чение логической 1, а ложному — логического 0. В этом случае
законы алгебры логики идеально отвечают требованиям анали-
за и синтеза логических схем любой сложности и из любых ком-
понентов.
Символы 1 и 0 означают логические состояния входных пе-
ременных или их функций — результата воздействия входных
переменных на логическую схему.
169
166. Схема генератора линейно изменяющего напряжения
(а) и график для определения коэффициента нелиней-
ности (б)
167. Генератор линейно изменяю-
щегося напряжения с зарядом кон-
денсатора от генератора тока
Y_
1
О
XI
О
О
1
1
Х2
О
1
О
1
О
1
1
1
Х1 Х2 Y
О О
О 1
1 О
1 1
О
О
1
X
О
1
168. Таблицы истинности -для операций логического отри-
цания (а), сложения (в) и умножения (д) и реализующие
их схемы (б, г, е)
Функцию У=/(Х1, Х2, Хп) называют логической, если
сама функция Y и независимые переменные XI, Х‘2, Х„ прини-
мают только два значения, соответствующие логической 1 или
логическому 0.
Каждой переменной X в алгебре логики соответствует ин-
версия переменная X (читается не X). Переменная и се инверсия
одновременно, существуют обязательно в противоположных ло-
гических состояниях. Так, если Х==0, то Х= 1; если же Х = 1, то
Х=0. Это утверждение распространяется и на функции: каж-
дой логической функции Y соответствует инверсная логическая
функция Y.
Основными операциями алгебры логики являются:
логическое отрицание (инверсия) Y = X; (14)
логическое сложение (дизъюнкция) У=Х1фХ2; (15)
логическое умножение (конъюнкция) Y= XI Х2. (16)
Наиболее полно и наглядно логическую функцию представ-
ляют в виде таблицы истинности, в которой каждой возможной
комбинации входных логических переменных соответствует зна-
чение функции. Таблицей истинности определяется алгоритм ра-
боты цифровой схемы.
Таблица истинности для операции логического отрицания
(14) и реализующая эту операцию схема приведены на
рис. 168, а, б. Переменная X может принимать только два значе-
ния— 0 и 1; соответственно функция Y, представляющая собой
инверсию переменной X, принимает значение 1 и 0. Условимся,
что состояние переменной X соответствует логической 1, когда
контакт замкнут, и логического 0, когда контакт разомкнут.
Напряжение на выходе достигает высокого уровня при разомкну-
том контакте (Х = 0); при этом функция Y принимает значение
логической 1. Замкнутый контакт (Х=1) шунтирует резистор
R2 и напряжение на выходе при этом становится равным нулю,
т. е. Y = 0.
Таблица истинности для операции логического сложения
(15) и реализующая эту операцию схема приведены на
рис. 168, в, г. Знак «-ф» в аналитической записи операции озна-
чает символ логического ИЛИ. Выражение (15) читается так:
функция Y принимает значение логической 1, если переменные
XI или Х2 или обе эти переменные одновременно примут то же
логическое значение. Схемно это представляется двумя парал-
лельно включенными контактами XI и Х2, через которые входное
напряжение поступает на выход. Очевидно, что на выходе схемы
будет высокий уровень напряжения (логическая I), если любой
из контактов или оба контакта замкнуты, и логический 0, если
оба контакта разомкнуты.
Таблица истинности для операции логического умножения
171
(16) и реализующая эту операцию схема приведена на
рис. 168, д, е. Знак «•» в аналитической записи операции означа-
ет символ логического И. Выражение (16) читается так: функция
Y принимает значение логической 1 в том случае, если обе пере-
менные XI и Х‘2 примут то же значение. Схемно это представля-
ется двумя последовательно включенными контактами. Очевидно,
что высокий уровень напряжения на выходе (логическая 1)
появится лишь при одновременном замыкании контактов XI и
Х2; а при замыкании любого контакта на выходе будет логи-
ческий 0.
Символы «0» и «1» означают состояние переменных или их
функций и не являются арифметическими числами; алгебра
логики является алгеброй состояний, а не чисел.
§ 70. Логические элементы
вычислительной техники
В современной вычислительной технике
используется множество разнообразных логических устройств,
которые могут выполняться в виде специализированных интег-
ральных микросхем (ИМС). Однако это не всегда экономично,
поскольку производство специализированных ИМС, предназна-
ченных для выполнения хотя и сложных, но все же частных
операций, невелико. Намного экономичнее универсальные базо-
вые логические элементы (ЛЭ), из которых собирают логические
схемы любой сложности и различного назначения.
Среди множества логических элементов можно выделить
несколько групп, которые называют функционально полными.
С помощью логических элементов, входящих в такую группу,
реализуется любая логическая функция. Функционально полны-
ми являются следующие пять групп логических элементов:
1) Y=X —отрицание, НЕ;
Y = XI-Х2 — конъюнкция, И;
У == XI +Х2 — дизъюнкция, ИЛИ;
2) У = X — отрицание, НЕ;
У = XI-Х2 — конъюнкция, И;
3) У = X —отрицание, НЕ;
У=Х1-]-Х2— дизъюнкция, ИЛИ;
4) У=Х1-Х2 — отрицание конъюнкции, И-НЕ (штрих Шеф-
фера) ;
5) У=Х1-)-Х2 — отрицание дизъюнкции, ИЛИ-HE (стрел-
ка Пирса).
Эти логические элементы (кроме инвертора НЕ) реализуют
функции двух переменных XI и Х2, т. е. являются двухвходовы-
ми (рис. 169, а—б).
Выпускаются также логические элементы с большим числом
входов (до восьми) и более сложной схемой, например двух-
172
ступенчатые — 2И-ИЛИ-НЕ (рис. 170, а). Логически эквивалент-
ная форма элемента 2И-ИЛИ-НЕ — логический элемент 2ИЛИ-И
показан на рис. 170,6.
Логические элементы подразделяются по виду составляющих
их компонентов, участвующих в логических операциях над вход-
ными переменными, по способу соединения компонентов и по
виду связи между самими логическими элементами.
По виду компонентов различают логические эле-
менты на биполярных или на полевых транзисторах, а также
на тех и других.
По способу соединения компонентов разли-
чают статические и динамические логические элементы. Компо-
ненты статических, или потенциальных, логических элементов
связаны непосредственно (без разделительных конденсаторов),
а динамических — через разделительные конденсаторы. Боль-
шинство логических элементов выполняют статическими.
Связь между логическими элементами чаще
всего потенциальная, что упрощает их схемы и увеличивает
быстродействие.
Выпускаемые промышленностью логические элементы на би-
полярных транзисторах различаются схемотехническими решени-
ями, определяющими тип логики:
резистивно-транзисторная (РТЛ);
резистивно-емкостная транзисторная (РЕТЛ);
диодно-транзисторная (ДТЛ);
транзисторно-транзисторная (ТТЛ);
эмиттерно-связанная (ЭСЛ);
интегральная инжекционная (И2Л).
Наряду с ними широко распространены логические элементы
на МОП-структурах, в которых используются транзисторы с
индуцированным или встроенным каналом p-или я-типа, а также
комплементарные МОП-транзисторы (КМОП-структуры).
Следует отметить, что серии РТЛ, РЕТЛ и ДТЛ оказались
неперспективными и не выдержали конкуренции с другими,
позднее разработанными сериями. Поэтому такие логические
элементы выпускаются только для использования в действующей
аппаратуре, а в новых разработках не применяются.
Транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ). Этот тип логики
появился в результате создания нового полупроводникового
прибора — многоэмиттерного транзистора, объединившего в себе
свойства диодных логических элементов и усилителя на тран-
зисторе. Упрощенные схемы логического элемента И-НЕ при
логических 0 и 1 на входах показаны на рис. 171,.а, б.
Для получения логического 0 на входах эмиттеры транзистора
VT1 соединены с корпусом (рис. 171, а). Токи эмиттеров вызы-
вают падение напряжения на резисторе АЧ в цепи базы тран-
зистора ЕТТ, вследствие чего ее напряжение снижается до
0,8 В. Этого напряжения недостаточно, чтобы вызвать ток в
последовательно включенных переходах база — коллектор тран-
173
aj 5) 6)
г)
xi —рГ
xz—
Y=X1-X2
X1— 1
X2—
Y-X1+X2
169. Условные графические обозначения про-
стейших логических элементов:
а—НЕ, б И, в —ИЛИ, г И-НЕ, д — ИЛИ-НЕ
а) б)
170. Условные графические обозначения двух-
ступенчатых логических элементов:
а — 2И-ИЛИ-НЕ, б — 2ИЛИ-И
171. Упрощенные схемы логического элемента И-НЕ серии ТТЛ
при логическом 0 (а) и логической 1 (б) на входах
зистора VT1 и база — эмиттер транзистора VT2. Поэтому тран-
зистор VT2 закрыт и потенциал его коллектора близок к напря-
жению U„. „, что соответствует логической 1 на выходе схемы.
В этом же режиме схема работает, если соединить с корпусом
один из эмиттеров транзистора VT1.
Логическая 1 поступает на входы логического элемента, если
выводы эмиттеров транзистора VT1 соединить с -ф- U«. „
(рис. 171,6). При этом эмиттерные переходы транзистора VT1
закрываются при падении напряжения на резисторе R1, созда-
ваемого током коллектора транзистора VT1. Этим же током
открывается и переходит в режим насыщения транзистора 1/72,
причем напряжение на его коллекторе уменьшается почти до
нуля, что соответствует логическому 0 на выходе схемы.
Почти все логические элементы, входящие в серию ТТЛ,
могут быть получены из ограниченного количества базовых
логических элементов: И-НЕ, расширителя по ИЛИ, логических
элементов И-НЕ с большим коэффициентом разветвления по
выходу и с открытым коллектором.
Логический элемент И-НЕ показан на рис. 172
(верхняя часть схемы). При поступлении логического 0 хотя
бы на один из входов XI, Х2, ХЗ, Х4 открывается эмиттерный
переход транзистора VT1 и напряжение на его базе уменьшается
примерно до 0,8 В, что недостаточно для открывания трех после-
довательно включенных переходов — коллекторного транзистора
VT1 и эмиттерных транзисторов VT2 и VT5. Поэтому транзистор
VT5 остается закрытым, а напряжение на его коллекторе близ-
ким к ф-(/и и, что соответствует логической 1 на выходе схемы.
Если же на все входы поступает логическая 1, коллекторный
переход транзистора VT1 открывается, а также открываются и
насыщаются транзисторы VT2, VT3 и VT5, в результате чего
на выходе схемы появляется логический 0.
Диоды VD1—VD4 называются демпфирующими, так как они
предназначены для подавления паразитных колебательных про-
цессов, возникающих в монтажных цепях, связывающих логи-
ческие элементы в моменты изменения логического состояния и
способных вызвать ложное срабатывание.
Расширитель по ИЛИ показан на рис. 172 (нижняя
часть схемы). Подключение его к схеме И-НЕ позволяет получить
новый логический элемент И-ИЛИ-НЕ, реализующий логическую
функцию У = XI•Х2• Х3~ Х4 + Х5 • Х6 • Х7 Х8 , т. е. 4И-ИЛИ-НЕ
(рис. 173).
Логический элемент И-НЕ с боль ш им коэф-
фициентом разветвления по выходу отличается от
рассмотренного логического элемента И-НЕ более мощным вы-
ходным каскадом (верхняя часть схемы, показанной на рис. 172)
с составным транзистором вместо транзистора VT4. К выходу
такого логического элемента можно подключать до 30 логических
элементов.
Логический элемент с открытым к о л л е к т о-
175
172. Схема логического элемента И-НЕ
173. Условное
графическое обо-
значение логиче-
ского элемента
4И-ИЛИ-НЕ
174. Логический элемент с открытым
коллектором
ром (рис. 174) позволяет подключать внешнюю нагрузку,
потребляющую ток не более 40 мА (например, индикаторную
лампу накаливания).
Быстродействие ИМС оценивают временем задержки распро-
странения при включении или выключении /“у1 р. Первый из
этих параметров представляет собой интервал времени между
входным и выходным импульсами при переходе напряжения на
выходе микросхемы от логической 1 к логическому 0. Это время
измеряют на уровне 0,5 амплитуды входного и выходного им
пульсов. Аналогично измеряют время обратного перехода
Для ИМС серии ТТЛ значения и превышают 15 нс.
Интегральные микросхемы, в которых используются диоды Щот
ки (серия ТТЛШ), обладают большим быстродействием. Харак
терние для этой серии значения и t“у1 р превышают 5 не.
Эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ). Этот тип логики пред-
ставляет собой транзисторные переключающие схемы с объеди-
ненными эмиттерами и по сравнению с другими типами логиче-
ских элементов на биполярных транзисторах обладает наиболь-
шими быстродействием и потребляемой мощностью. Транзисторы
в этих схемах работают в активном режиме. Эмиттерные повто-
рители на выходе обеспечивают малое время задержки распро-
странения сигнала (высокое быстродействие). Увеличение быст-
родействия обеспечивается также уменьшением разницы между
высоким и низким логическими уровнями — уменьшением пере-
пада напряжения от логического 0 до логической 1 и наоборот.
Это ухудшает помехоустойчивость схемы, так как растет вероят-
ность ее ложного срабатывания от помехи малой амплитуды.
Базовый логический элемент серии ЭСЛ, реализующий функ-
ции ИЛИ-НЕ и ИЛИ, показан на рис. 175. Дифференциальный
усилитель, выполненный на транзисторах VT4 и VT5 имеет об-
щий эмиттерный резистор R6. В коллекторные цепи этих тран-
зисторов включены резисторы R5 и R7, напряжения на которых
протнвофэзны. На базу транзистора VT5 подается постоянное
напряжение (примерно -2 В) с выхода температурно-компен-
сированной схемы эмиттерного повторителя на транзисторе
VT6, потенциал базы которого определяется напряжением на
диодах VD1, \ [)2 и резисторе RI0.
Для питания логического элемента служит источник — U„
напряжением 5,2 В. Общий провод / заземляют, что уменьша-
ет влияние паразитных связей по цепям питания.
При подаче на все входы логического элемента логических
О (О'Л =-= - 1,65 В) или напряжений, больших по абсолютному
значению, входные транзисторы VT1— VT4 закрываются, потен-
циал их коллекторов становится близким к нулю (высокий ло-
гический уровень) и на выходе эмиттерного повторителя на
транзисторе VT8 (выход схемы ИЛИ-HE) появляется логическая
I, которой соответствует потенциал UlUK = —0,96 В. При этом
транзистор VT5 открыт опорным напряжением, поступающим на
его базе <• эмиттера транзистора VT6, потенциал коллектора
12—915
177
Обшиб 1
175. Базовый логический элемент серии ЭСЛ
X/ XX
176. Логические элементы 2И НЕ (а) и 2ИЛИ-НЕ (в) на МОП-
транзисторах и их условные графические обзначениг) (б, г)
ХЗ
'И.П
Y=X1X2+X3№
б)
Х2—
Х4 W-
т. Логический элемент 2И-ИЛИ-НЕ на МОП
транзисторах (а) и его условное графическое
обозначение (б)
которого соответствует низкому логическому уровню, т. е. на
выходе ИЛИ схемы — логический 0 —1,65 В).
При подаче на один из входов (или на все входы) логической
1 (П,,х= —0,8 В) соответствующий входной транзистор (или все
входные транзисторы) откроется, потенциал его коллектора ста-
нет отрицательным и будет соответствовать низкому логическому
уровню. В результате на выходе ИЛИ-HE схемы появится логи-
ческая 1, а на выходе ИЛИ — логический 0, так как транзистор
VT5 закрыт падением напряжения на резисторе R6, большим
У„„. При этом потенциал коллектора транзистора VT5 близок к
нулю, что соответствует высокому логическому уровню.
Нагрузкой эмиттерных повторителей служат резисторы RI 1
и R12 (обычно имеющие сопротивления 51 Ом), которые в
логический элемент не входят. Нагрузочная способность логи-
ческих элементов ЭСЛ высока: коэффициент разветвления по
выходу достигает 15, а при включении дополнительных схем —
100; значения ^д°р и /зЛ1Р превышают 1 нс.
Интегральная инжекционная логика (И2Л). Этот тип логики
явился развитием транзисторной логики с непосредственными
связями (ТЛНС). Мощность, приходящуюся на один логический
элемент И2Л, удалось резко сократить по сравнению с ТТЛ
и ЭСЛ, доведя ее до уровня, соизмеримого с мощностью
КМОП-схем. При этом увеличилась плотность размещения эле-
ментов на кристалле и сохранилось свойственное схемам на
биполярных транзисторах быстродействие. Высокому быстро-
действию способствует также отсутствие насыщения транзисто-
ров и малый перепад напряжения между логическими уровнями.
Базовые логические элементы И2Л не имеют резисторов: токи
базы транзисторов задаются генераторами тока.
Логические элементы на МОП-структурах. Этот тип логики
в последние годы получил самое широкое распространение.
Логический элемент 2И-НЕ, состоящий из последовательно
включенных транзисторов VT1, VT2 и VT3, и его условное гра-
фическое обозначение показаны на рис. 176, а,б. Так как затвор
нагрузочного транзистора VT1 соединен с источником питания,
этот транзистор открыт и сопротивление его канала составляет
25—40 кОм. Пока транзисторы VT2 и VT3 закрыты, напряжение
на выходе логического элемента близко к Когда на входах
транзисторов VT2 и VT3 одновременно появляются сигналы вы-
сокого логического уровня, оба транзистора открываются и на
выходе схемы будет логический 0, так как ток, проходящий через
открытые транзисторы, вызывает падение напряжения на тран-
зисторе VT1, сопротивление которого значительно больше сопро-
тивлений их'каналов.
Логический элемент 2ИЛИ-НЕ (рис. 176, в,г) состоит из
параллельно включенных транзисторов VT1 и VT3, нагрузкой
которых служит транзистор VT2. При низком логическом уровне
на затворах транзисторов VTJ и VT3 на выходе схемы будет
высокий логический уровень, так как эти транзисторы закрыты.
12*
179
178. Логический элемент
2ИЛИ-НЕ на КМОП-струк-
туре
179. Логический элемент 2И-НЕ на КМОП-
структуре
180. Таблица истинности (а), схема (б) и условное графическое обозначение
(в) полусумматора
а) д)
181. Схема сумматора (а) и его условное графическое обозначение (б)
При появлении сигнала высокого логического уровня на одном
из входов (или одновременно на обоих входах) соответствующий
транзистор откроется и напряжение на выходе уменьшится до
уровня логического 0.
Логический элемент 2И-ИЛИ-НЕ (рис. 177, а) объединяет
логические элементы 2И-НЕ и 2ИЛИ-НЕ.
Логический элемент 2ИЛИ-НЕ (рис. 178), выполненный на
КМОП-структуре, состоит из параллельно включенных //-каналь-
ных транзисторов VT1 и VT2 и последовательно включенных
р-канальных транзисторов VT3 и VT4. При низком логическом
уровне на входах XI и Х2 транзисторы VT1 и VT2 закрыты, а
транзисторы VT3 и VT4 открыты. При этом на выходе схемы
устанавливается логическая 1. Если же на одном из входов
(или одновременно на двух) появится логическая 1, то закроется
соответствующий р-канальный транзистор, откроется п-каналь-
ный и на выходе схемы появится логический 0.
Логический элемент 2И-НЕ (рис. 179), также выполненный
на КМОП-структуре, состоит из последовательно включенных
«-канальных транзисторов VT1 и VT2 и параллельно включенных
р-канальных транзисторов VT3 и VT4. При низком логическом
уровне на входах транзисторы VT3 и VT4, открыты, а транзисто-
ры VT1 и VT2 закрыты и на выходе устанавливается логическая
1. При одновременном появлении высокого логического уровня
на входах XI и Х2 транзисторы VT1 и VT2 открываются, а тран-
зисторы VT3 и VT4 закрываются и на выходе схемы появляется
логический 0.
Достоинствами логических элементов на КМОП-структурах
являются: малая потребляемая мощность, составляющая едини-
цы микроватт на один ЛЭ; относительно высокое быстродействие
по сравнению с логическими элементами на МОП-структурах;
хорошая помехоустойчивость и высокая нагрузочная способ-
ность.
§ 71. Комбинационные логические схемы
Комбинационные логические схемы пред-
назначены для выполнения определенных логических операций
в устройствах вычислительной техники и дискретной автоматики
и могут быть реализованы из базовых логических элементов.
Эти схемы также выпускаются в виде специализированных ИМС
и их особенностью является отсутствие памяти. В этом случае
выходная логическая функция определяется лишь комбинацией
входных переменных, поступающих на входы схемы в данный
момент времени, и не зависит от их комбинации в предшест-
вующее время.
Сумматоры. Простейшей и самой распространенной операци-
ей, выполняемой ЭВМ, является сложение двух одноразрядных
двоичных чисел. Устройство, осуществляющее эту операцию,
называют полусумматором.
181
182. Схема шифратора, пре-
образующего десятичный код
в двоичный
зующего двоичный код в десятичный
184. Схема мультиплексора
На вход полусумматора могут поступить четыре возможные
комбинации чисел А и В (рис. 180,а). Если оба слагаемых равны
нулю, сумма <8 также будет равна нулю. Если одно из слагаемых
равно 1, а второе -0, сумма будет равна 1, а перенос Р в стар-
ший разряд равен 0. При А = 1 и й = 1 сумма S = 0, а перенос
Р = 1. Таким образом, на выходе полусумматора появятся два
числа: S и Р.
Схема полусумматора и его условное графическое обозначе-
ние показаны на рис. 180, б,в.
Для сложения старших разрядов двух двоичных чисел при-
меняют сумматор (рис. 181, а,б), на вход которого поступает
три переменных: перенос из ближайшего младшего разряда
Р„-\ и два числа Л„ и В„, соответствующие n-ному разряду
суммируемых чисел. На выходе сумматора появляется сумма
данного разряда S„, учитывающая переносы Рп~\ из младшего
разряда и Рп в ближайший старший разряд.
Шифраторы и дешифраторы. В вычислительной технике
информация обычно передается в виде кодированных сигналов,
или кодов. Коды представляют собой определенную группу двух-
уровневых сигналов, соответствующих двоичным многоразряд-
ным числам, нули которых определяются низким уровнем потен-
циала, а единицы высоким. Наиболее употребим двоично-
десятичный код, используемый в ЭВМ для экономного с точки
зрения схемной реализации представления десятичных чисел.
Так, число 52 в двоичном коде записывается 110100, а в двоич-
но-десятичном каждый десятичный разряд представляется четы-
рехразрядным двоичным числом (тетрадой), т. е. 5210 =
= 01010010г/о.
Для преобразования одноразрядного десятичного числа в
тетраду двоично-десятичного кода служит шифратор (рис. 182),
на соответствующий вход которого подают логическую 1. При
этом на его выходе появляется нужное четырехзначное двоичное
число. Так, при логической 1 на входе 7 появляются логические
1 на выходах логических элементов DD1, DD2 и DD3, что дает
число 01112= 7Ш.
Для обратного преобразования двоичного кода в десятичный
служит дешифратор (рис. 183).
Мультиплексоры и демультиплексоры. Для поочередного
подключения одной из линий передачи двоичной информации
к общему выходу служит мультиплексор (рис. 184). Когда на
вспомогательном входе XI мультиплексора — логический 0, а на
адресных входах А'б и Х7 — комбинация 00, информационный
вход Х2 связан с выходом У. Когда на входах Х6 и Х7 — комби-
нация 01, с выходом Y соединяется вход Х5 и т. д. Таким обра-
зом, двоичная кодовая комбинация, подаваемая на адресные
входы мультиплексора, и вспомогательный сигнал на входе XI
позволяют объединить потоки информации на одной шине, пооче-
редно подключая к ней четыре входа: Х2, ХЗ, Х4, Х5.
Обратную операцию распределения потока информации по
183
185. Схема демультиплексора
186. Триггер на биполярных транзис
торах
б)
5
О
7
О
7
Л
~0
О
1
1
а |
Не изменяется
1 | О
О I 7
Не допускается
в)
R
— S
Т — Q
— Q
187. триггер на логических элементах ИЛИ-НЕ
(с), его таблица истинности (б) и условное гра-
фическое обозначение (в)
5)
S
О
О
1
7
R_
О
7
О
1
а | а
Не допускается
1 I О
О I 7
Не изменяется
а)
8 1
ij t3tytst6t7tgif t
188. /?£-триггер на логических элементах И НЕ (а)
и его таблица истинности (б)
189. Временные диаграм-
мы (о—в) /?£-триггера на
элементах ИЛИ-НЕ
нескольким линиям выполняет демультиплексор (рис. 185).
Поступающий на вход поток информации в соответствии с двоич-
ной комбинацией на адресных входах XI и Х2 подается на один
из четырех выходов Yl, Y2, Y3, Y4. При адресной комбинации
00 вход ХЗ соединяется с выходом Y1, при адресной комбинации
01 — с выходом Y2 и т. д.
§ 72. Триггеры
Наряду с комбинационными широко рас-
пространены схемы, служащие для хранения двоичной информа-
ции. Логические состояния выходов этих схем определяются не
только сигналами, поступающими на их входы в данный мох.шг
времени, но и поступавшими в предшествующие моменты.
Асинхронный /^S-триггер. Простейшим устройством памяти,
как уже отмечалось, является триггер на биполярных транзисто-
рах, который может хранить 1 биг двоичной информации: 0 или i
на одном из своих выходов.
Входам триггера (рис. 186) присвоены обозначения 3 и Л,
а выходам — Q и Q, что соответствует их противоположным
логическим состояниям. Если условно считать один из выходов
триггера прямым и обозначить его Q, то второй выход будет
обязательно инверсным, поэтому его обозначают Q (читается не
Q). Вход 3 установочный (от английского термина set, означаю-
щего «установка»). При поступлении на вход 3 логической 1
на прямом выходе Q появляется логическая 1, а на инверсном
выходе Q — логический 0. Действительно, в каком бы состоянии
ни находился триггер, высокий потенциал, поданный на баз»
транзистора VT1, вызовет или подтвердит его насыщение, а
также закрытое состояние транзистора VT2, что соответствует
появлению на выходе Q логической 1, а на выходе Q — логи-
ческого 0. При поступлении на вход R логической 1, а на вход
3 — логического 0 логическое состояние выходов триггера из-
менится на противоположное (3 = 0, 7?= 1). Поэтому вход R
называют входом сброса (от английского термина reset, озна-
чающего «возвращение в исходное состояние»).
Такой триггер называют асинхронным /?3-триггером и обычно
выполняют на логических элементах ИЛИ-HE (рис. 187, а). Из
таблицы истинности (рис. 187, б) следует, что при поступлении
на входы 3 и R триггера логических 0 состояние его выходов
не изменится, т. е. сохранится состояние, которое было «записа-
но» предшествующими сигналами. Если 3=1 и R = 0, логиче-
ское состояние выходов Q = 1, a Q = 0; если же 3 = 0 и R = 1,
логическое состояние выходов Q — О, Q=l. При поступлении
логической 1 одновременно на оба входа схема окажется в не-
определенном состоянии, поэтому такая комбинация входных
сигналов считается запрещенной.
Условное графическое обозначение 7?5-триггера показано на
рис. 187, в.
185
б)
5 С R Т
190. Синхронный /SJS-триггер (а) и его условное графическое обозначение (б)
С--------
191. D-триггер (о) и его условное графическое
обозначение (б)
О
192. Двухтактный /?Х триггер
t7 t
193. Временные диаграм-
мы (а—<Э) двухтактного
/?Х-триггера
Для RS-триггера на логических элементах И-НЕ (рис. 188, а)
необходимы инверсные но сравнению с триггером на логических
элементах ИЛИ-HE входные сигналы. Таблица истинности тако-
го триггера приведена на рис. 188,6.
Временные диаграммы RS-триггера на элементах ИЛИ-НЕ
показаны на рис. 189,а — в. Пусть в интервал времени 0 -- б на
входах триггера будут логические 0, а на выходе Q также 0.
При появлении в момент 1\ на входе S логической 1 на выходе
Q соответственно появится 1, т. е. триггер переключится г.
единичное состояние. Если в момент /2 на входе <8 вновь устано-
вится 0, состояние выходов триггера сохранится.
При появлении в момент на входе R логической 1 триггер
переключится в нулевое состояние. Если в момент /4 на входе
/(снова будет логический 0, триггер на это изменение не отреаги-
рует, так как он «помнит» записанную в него информацию. В мо-
мент (5 под действием логической 1 на входе S триггер вновь
переключится в единичное состояние. Изменение состояния входа
8 в интервале /5—/9 не изменит состояния триггера и только в
момент /9, когда на вход R поступит логическая 1, он вновь
переключится в нулевое состояние.
Синхронный RS-триггер (рис. 190, а, б). В синхронном (так-
тируемом) RS-триггере запись информации производится только
по разрешению синхронизирующего импульса и лишь во время
его действия. Действительно, сигналы, поступившие на входы
8 и R такого триггера, попадают на входы асинхронного /RS’-
триггера только одновременно с тактовым импульсом, поступаю-
щим на вход синхронизации С, так как это единственная возмож-
ность для них преодолеть схемы И.
D-триггер (рис. 191, а, б). Введением инвертора в тактируе-
мый RS-триггер получают D-триггер, который управляется сиг-
налом, поступающим на информационный вход I). При этом
исключается запрещенная комбинация входных сигналов, так
как логические состояния входов S и R собственно триггера при
любом входном сигнале инверсны. Название D-триггера происхо-
дит от английского термина delay, означающего «задержка».
Запись информации в D-триггер происходит при появлении
импульса синхронизации на входе С, причем записанная инфор-
мация сохраняется до прихода очередного импульса синхрониза-
ции даже в том случае, если состояние входа D изменилось на
противоположное.
Двухтактный /RS-триггер. Помехоустойчивость устройств
памяти повышается, если запись информации происходит не во
время действия тактового импульса, когда входы триггера
открыты для помех, а сразу после его окончания, когда они
закрыты. Так работает двухтактный /RS-триггер (рис. 192), со-
стоящий из двух триггеров.ведущего 77 и ведомого Т2. Ин-
формация, поступившая на входы S и R триггера 77, записывает-
ся в него с приходом тактового импульса. Во время действия
тактового импульса на входе С синхронизации триггера Т2 гюяв-
187
5)
7 С К т
194. Схема //(-триггера (а), его таблица истинности (б) и ус-
ловное графическое обозначение (в)
195. Т-триггер, выполненный на основе //(триггера (а), его
условное графическое обозначение (б) и временные диаграммы
(в, г)
ляется логический 0, закрывающий его входы S и /?. По окончании
тактового импульса сначала закрываются входы R и S триггера
Т1, а затем информация с его входов Q и Q переписывается в
триггер Т2, так как на его входе С появляется разрешающий
сигнал логической 1.
Временные диаграммы двухтактового /(S-триггера показаны
на рис. 193,о: — д. Пусть в момент 1\ на входе S появилась,
логическая 1, а на входах С и R— логические 0. В момент 1->
с приходом тактового импульса триггер Т1 переключается в еди-
ничное состояние, а триггер Т2 останется в нулевом, так как на
входе С триггера Т2 — логический 0. В момент 6 закончится так-
товый импульс и на входе триггера Т2 появится логическая 1.
В триггер Т2 «запишется» логическое состояние выходов триг-
гера Т1, поскольку на вход S триггера Т2 поступит логиче-
ская 1, а на вход R—логический 0. Состояние триггера Т2
изменится на единичное. В это время триггер Т1 закрыт, помехи
не в состоянии повлиять на его выходы и изменить информацию,
записанную в триггер Т2.
Рассуждая аналогично, можно проследить переключение
триггера Т2 в нулевое состояние, если в момент /4 на входе S
триггера Т1 восстановится логический 0, а в момент /5 на его
входе R появится логическая 1.
//(-триггер (рис. 194, а). В отличие от двухтактного /^-триг-
гера //(-триггер имеет более сложную входную логику, исключа-
ющую запрещенное состояние входов /(S-триггера, когда S = 1
и R = 1.
Рассмотрим первую часть таблицы истинности //(-триггера
(рис. 194,6), когда QI = Q2 = 0 и Ql = Q2= 1. При поступлении
на входы / и /( логических 0 состояние триггера сохраняется,
так как ни одна из входных схем И не пропускает сигналы на
входы S и R триггера Т1. При комбинации входных сигналов
J = 0 и К = 1 сигналы на входы триггера Т1 также не попадут,
так как на входы одной схемы И поступят сигналы / = 0 и Q2 =
= 1, а на входы другой — К= 1 и Q2 = 0. При входных сигналах
/= 1 и /(=0 на вход S триггера Т1 поступит логическая 1, так
как на входах схемы И, связанной с этим входом, /=1 Q2 —
=1. Следовательно, состояния триггеров 77 и Т2 изменятся
на противоположные. При комбинации входных сигналов /= 1
и /(— 1 триггер также переключится в новое состояние, так как
на входе S появится логическая 1.
Рассуждая аналогично, можно подтвердить и вторую часть
таблицы истинности.
Условное графическое обозначение //(-триггера показано на
рис. 194, в.
Основным достоинством //(-триггера является отсутствие
запрещенной комбинации входных сигналов.
Т-триггер (рис. 195, а, б). Этот триггер изменяет свое состоя-
ние с приходом каждого входного импульса, т. е. работает в ре-
жиме счета импульсов, и выполняется на //(-триггерах, входы
189
198. Таблица истинности
//(-триггеров четырехраз-
рядного последовательно-
го регистра при записи
двоичного числа 1010
J и К которых соединяют, а на вход С подают логическую 1.
Появление логической 1 на входах J и К переводит триггер в
противоположное состояние (см. таблицу истинности — рис.
194,6). Запись этого нового состояния на выходе происходит
по окончании входного импульса (моменты Л и /г на рис. 195, в),
что объясняется особенностью работы //^-триггера. Кроме того,
можно подавать входной сигнал на вход С, а входы J и К соеди-
нить и подать на них логическую 1.
§ 73. Регистры
Важнейшими составными частями любой
ЭВМ являются регистры — устройства для записи, хранения и
обработки двоичной информации. Как уже отмечалось, триггер,
являясь элементарной ячейкой памяти, может хранить 1 бит
информации. Следовательно, для хранения нужного количества
бит информации необходимо устройство, состоящее из достаточ-
ного числа триггеров, определенным образом соединенных между
собой. Таким устройством и является регистр. Регистры бывают
последовательными, параллельными и последовательно-парал-
лельными.
Т р е х р а з р я д н ый параллельный регистр
показан на рис. 196. Перед записью числа все триггеры регистра
переводят в пулевое состояние, для чего на их входы R, связан-
ные общей шиной «Уст. О», подают логическую 1. Затем, подав
на шину «Запись» логическую 1, записывают поразрядно по-
данное на входы число в соответствующие триггеры. Для считы-
вания числа логическую 1 подают на выходные схемы И, вслед-
ствие чего записанное в регистр число появляется на выхо-
дах. Параллельные регистры лишь хранят информацию, потому
их называют также регистрами памяти.
Ч е т ы р е х р а з р я д п ы й п о с л е д о в а т е л ь и ы й р е-
гистр на /Л)-триггерах показан на рис. 197, а на рис. 198
приведена таблица истинности его триггеров при записи числа
101 02 = 1 Ого- Запись начинается с младшего разряда, т. е. на
входе регистра первым появляется логический 0 (четвертая
строка таблицы на рис. 198). Одновременно должен появиться
тактовый импульс на входе С. Этими сигналами первый триггер
переводится в нулевое состояние, причем его предшествующее
состояние не имеет значения.
Следующий сигнал — логическая 1 — появится на входе ре-
гистра одновременно с очередным тактовым импульсом. Состоя-
ние первого триггера изменится на единичное, а состояние его
выхода в течение предыдущего такта перепишется во второй
триггер и т. д. Таким образом, за четыре такта все число будет
записано в регистр. Это число может быть выведено из регистра
как в параллельном коде (с прямых выходов триггеров Q(), Qi,
Q? и Q;(), так и в последовательном (за четыре тактовых импуль-
191
са выхода Qo триггера младшего разряда). Поэтому последо-
вательный регистр может использоваться для преобразования
последовательного кода в параллельный.
Принцип построения последовательного регистра использует-
ся в регистрах сдвига, с помощью которых выполняют умноже-
ние двоичных чисел. Рассмотрим для примера умножение чисел
ЮР, = би» и 110а = (Йо. Сначала выполним операцию умножения
в соответствии с обычными правилами:
101
1 10
Как видно из этого примера, операция умножения сводится
к сложению двоичных чисел, полученных из множимого путем
его сдвига влево в соответствии с распределением значащих
разрядов в множителе.
Сдвиг двоичных слагаемых выполняется в последовательных
регистрах: оттуда они поступают в сумматор для поразрядного
сложения. В результате на выходе сумматора появляется двоич-
ное число, представляющее собой произведение двух двоичных
чисел.
Существуют реверсивные регистры сдвига, в которых направле-
ние сдвига выбирается в зависимости от решаемой задачи. Следует
помнить, что сдвиг двоичного числа на один разряд влево (в
cTopoin '-тарших разрядов) соответствует его умножению на
2, а вправо (в сторону младших разрядов) - - его делению на 2.
§ 74. Счетчики
В устройствах цифровой обработки ин-
формации. к которым также относятся ЭВМ, часто выполняется
операция счета импульсов. Это вызвано тем. что обычно при
-очных измерениях измеряемую величину преобразуют в им-
пульсную последовательность, один из параметров которой со-
держит информацию о ее значении. В дальнейшем эта импульс-
ная последовательность обрабатывается, например усиливается,
делится на определенное целое число, подсчитывается и индици-
руется цифровыми индикаторами
Особенно часто счет импульсов выполняется для получения
точного и стабильного интервала времени. Так. в электронных
часах основная частота, определяющая "очносгь их хода, выра-
батывается генератором, стабилизированным кварцем, и состав-
ляет Гн.. Для получения импульсов частотой 1 Гц (периор
следования таких импульсов составит 1 с) необходимо из пакета,
содержащего 2|:> импульсов, пропустить на выход только один.
Эту операцию выполняет счетчик импульсов, состоящий из 15
счетных триггеров, включенных последовательно.
Т р е х р а з р я д н ы й д в о и ч и ы й с ч е т ч и к, выполнен-
ный на //(-триггерах, и его временные диаграммы, характеризу-
ющие состояния прямых выходов триггеров в процессе счета 10
импульсов, показаны на рис. 199, а ---д. На входы ./ и К тригге-
ров подается логическая 1, а входная импульсная последователь-
ность (/цх поступает на вход синхронизации С первого триггера.
В исходном состоянии на выхода,к Q(>, Q1 и Q2 триггеров — ло-
гические 0.
В соответствии с принципом действия //(-триггера первый
импульс записывается в ведущий триггер, а ио его окончании
логическая 1 появляется на входе С ведомого триггера. Второй
импульс изменяет состояние выхода первого триггера на нулевое.
В этот момент на выходе второго триггера Q! появляется логи-
ческая 1. Четвертый импульс во второй раз с начала счета вос-
становит нулевое состояние выхода первого триггера и в первый
раз — второго. При этом па выходе третьего триггера появится
логическая 1. Рассуждая далее, можно показать, что восьмой
импульс восстановит нулевое состояние выходов всех триггеров,
т. е. повторится их исходное состояние.
Если логические состояния выходов Q(), QI и 02 рассмат-
ривать как трехразрядное двоичное число, причем выход Qn
считать младшим разрядом, а выход Q2 - старшим, то процесс
счета импульсов можно представить как последовательное изме-
нение содержимого счетчика в двоичном коде.
Д е с я т и ч и ы й с ч с т ч и к, который будет приводиться
в нулевое состояние каждым десятым импульсом (рис. 200, а—е),
выполняют на основе двоичного четырехразрядного счетчика.
До восьмого импульса счет идет гак эке, как в трехразрядном
счетчике. В момент окончания восьмого импульса первые три
триггера, на выходах которых — логические 1, переводятся в
нулевое состояние, а четвертый, на входах 3 J<> и С которого -
логические 1 - - в единичное.
На входе / второго триггера устанавливается логический 0,
так как Q3—-0, а на Е«оде /< -логическая 1. Поэтому его
состояние останется нулевым, несмотря на воздейсгвие на вход С
выходного импульса первого триггера. Логический 0 на входе
С третьего триггера оставит его в нулевом состоянии даже при
/=/(=.-1, На входах четвертого триггера в это время Ki = Ki =
= 1 и /| = /2 = 0, поэтому в момент окончания десятого импуль-
са с выхода Qo четвертый триггер переключится в нулевое со-
стояние.
Таким образом, все четыре триггера счетчика оказываются
в нулевом состоянии с момента окончания десятого импульса.
Счет в рассмотренной последовательности повторится с один-
надцатого и м нульса.
13—915
193
199. Трехразрядный двоичный счетчик (а) и его
временные диаграммы (б—д)
Рассмотренные счетчики являются суммирующими. Существу-
ют также счетчики, каждое следующее состояние выходов триг-
геров которых записывается убывающим на единицу двоичным
числом. Кроме того, используют реверсивные счетчики, выполня-
ющие счет импульсов каг; в прямом, так и в обратном направ-
лениях.
§ 75. Запоминающие
устройства
Запоминающие устройства (ЗУ) являют-
ся важнейшей составной частью ЭВМ, служат для записи,
хранения и считывания цифровой информации в процессе вычис-
лений и делятся на внутренние и внешние.
Внутренние ЗУ. Эти устройства памяти предназначены для
хранения оперативной информации (программ работы ЭВМ со
всеми необходимыми данными и подпрограммами) и подразде-
ляются на:
оперативные (ОЗУ), являющиеся универсальной памятью
ЭВМ, общение с которой определяется программой; содержимое
ОЗУ изменяется по ходу решения задачи и разрушается при
отключении питания;
постоянные (ПЗУ), служащие для хранения вспомогательной
информации — микропрограмм, констант, подпрограмм; содер-
жимое ПЗУ не изменяется в процессе вычислений и сохраняется
при отключении питания.
Оперативные запоминающие устройства в
простейшем случае выполняют в виде регистров, используют
для организации локальной (местной) памяти и имеют неслож-
ную структуру и малую емкость (8—64 бит). Обычно в регистрах
кратковременно хранятся промежуточные результаты вычисле-
ний, коды операций, команд и др.
Большую емкость (до 16384 бит) имеют матричные ОЗУ на
биполярных или униполярных транзисторах (рис. 201). Запоми-
нающие элементы ЗЭ располагаются на пересечении адресных
41, Л2, ...,Ат и разрядных Pi, Р2,...Рп шин. Каждая группа ЗЭ,
объединенная соответствующей адресной шиной, составляет п-
разрядное слово.
Для записи слова необходимо, чтобы на одной из адресных
шин появился сигнал логической 1. В этом случае в ЗЭ будет
записано логическое состояние разрядных шин, т. е. поступившая
в ОЗУ информация. Для считывания слова необходимо на нуж-
ный адресный вход подать сигнал считывания, в результате чего
на разрядных шинах появится выбранное слово.
В двухкоординатных ОЗУ (рис. 202), также большой емкости
(до 256000 бит), запоминающие элементы расположены на пересе-
чении адресных шин строк У,, Х2, Уз, У( и столбцов Уд, У6, У7, У8.
Код адреса в виде четырехразрядного слова поступает на дешиф-
13*
195
201. Структурная схема матричного
ОЗУ
Код адреса
202. Структурная схема двухкоординатного ОЗУ
ратор адреса DC, на выходе которого появляются два четырех-
разрядных двоичных слова, содержащие 1 только в одном раз-
ряде. Эти слова поступают на шины строк и столбцов, в резуль-
тате чего логическая 1 одновременно появляется только на од-
ном ЗЭ. Так, на рис. 202 адресным словам 0100 и 0010 соответ-
ствует ЗЭа.
Рассмотрим режимы хранения, записи и считывания инфор-
мации запоминающим элементом двухкоординатного ОЗУ на
биполярных транзисторах, представляющим собой триггер
(рис. 203).
В режиме хранения информации па адресные шины строк
X, и столбцов У, (или одну из них) подаются логические 0. При
этом триггер при поступлении сигналов на эмиттеры 1 или 6'
транзисторов VT1 и VT2 не управляется, а следовательно, не-
возможна запись новой информации.
В режиме записи информации на адресные шины %,• и У, по-
даются логические 1. При этом эмиттерные переходы 2, 3, 4 и 5
транзисторов закрываются и триггер управляется сигналами,
поступающими на эмиттеры 1 или 6 транзисторов. Для записи
логической 1 необходимо на входы W\ и ИД усилителей записи
соответственно подать логические 1 и 0. Поскольку усилители
записи инвертируют входной сигнал, на разрядной шине, связан-
ной с эмиттером 1, появится логическая 1, а на разрядной шине,
связанной с эмиттером 6, — логический 0. В результате транзис-
тор VT2 откроется, а транзистор VT1 закроется, т. е. будет за-
писана 1. Запись 0 производится в обратном порядке.
В режиме считывания информации на выходах усилителей
записи устанавливаются логические 1, так как только в этом слу-
чае эти усилители своими выходами не шунтируют входы
усилителей считывания (ИД = ПД — 1). При считывании эмиттер-
ные переходы 2, 3, 4 и 5 закрыты, ток транзистора VT2 через
эмиттерный переход 6 попадает в разрядную шину, усиливается
усилителем считывания и поступает на выход F\ is виде логиче-
ской 1. При этом на выходе /Д— логический 0. Следует знать,
что ток в разрядной шине возникает в результате того, что на-
пряжение на ней, соответствующее логической 1, ниже напряже-
ния источника питания Д- Еи.п.
Рассмотренные ОЗУ являются статическими, так как могут
хранить записанную информацию неограниченно долго, если,
разумеется, не отключится напряжение питания. Выпускаются
также динамические ОЗУ, в которых в качестве запоминающих
элементов используются конденсаторы. Так как с течением вре-
мени разряд конденсаторов вследствие разряда уменьшается, эти
ОЗУ нуждаются в периодической регенерации (восстановлении)
хранящейся в них информации.
Постоянные запоминающие устройства
(ПЗУ) выполняют на биполярных или униполярных транзисто-
рах и подразделяют на масочные, программируемые ППЗУ и
перепрограммируемые (репрограммируемые) РППЗУ.
197
203. Запоминающий элемент двухко-
ординатного ОЗУ на биполярных
транзисторах
204. Масочное ПЗУ на биполярных транзисторах
Масочное ПЗУ на биполярных транзисторах, размещенных в
пересечениях адресных и разрядных шин, показано на рис. 204.
Запись информации в ПЗУ выполняется на одной из заверша-
ющих технологических операций и состоит в обеспечении задан-
ной схемы подключения базовых выводов транзисторов к адрес-
ным шинам. При выборке строки на адресной шине появляется
логическая 1, транзисторы, базы которых подключены к этой
шине, открываются, напряжение на их коллекторах уменьшается
почти до нуля и на выходах соответствующих усилителей считы-
вания появляются логические 0. Транзисторы, базы которых не
соединены с адресной шиной, остаются закрытыми, следователь-
но, на выходе усилителей считывания появляется логическая 1.
Программируемые ПЗУ отличаются от масочных тем, что в
них любая информация записывается пользователем. В програм-
мируемых ПЗУ (рис. 205) при заводском изготовлении все эмит-
теры адресных многоэмиттерных транзисторов соединены с раз-
рядными шинами, что означает запись слов, состоящих только
из единиц. Для записи нулей удаляют выжиганием определенные
плавкие перемычки, соединяющие эмиттеры с разрядными ши-
нами.
Перепрограммируемые ПЗУ позволяют многократно перепи-
сывать занесенную в них информацию. Кроме того, их можно
использовать в качестве ОЗУ. Выполняют РППЗУ на основе
запоминающих МДП-структур (рис. 206, а). Подложка 11 отде-
лена от затвора 3 двойным слоем диэлектрика — диоксида и
нитрида кремния. Нижний слой —диоксид кремния SiO2— весь-
ма тонкий (3—4 нм). При подаче на затвор положительного
импульса записи в нижнем слое возникает сильное электриче-
ское поле, способствующее проникновению электронов к границе
раздела двух слоев, где они и остаются после снятия импульса
записи. Верхний слой — нитрид кремния Si3N4 — не пропускает
электроны. Накопленный заряд снижает пороговое напряжение
до (7|шр|, в результате чего передаточная характеристика тран-
зистора смещается влево (рис. 206,6). Так записывается 1.
Записи 0 соответствует отсутствие заряда и, следовательно, вы-
сокое пороговое напряжение Д,|Ор2. Для записи 0 на затвор
транзистора подают отрицательное напряжение, вытесняющее
электроны из диэлектрика в подложку. Для считывания инфор-
мации на затвор подают напряжение, лежащее между U„„v । и
Д,„р2. Если записана 1, транзистор открывается, а если 0 — оста-
ется закрытым.
Кроме того, РППЗУ выполняют на полевых транзисторах с
плавающим затвором, не имеющим вывода (рис. 207, а). Затвор
из кремния сформирован внутри диэлектрика и надежно изоли-
рован от подложки тонким слоем SiO2. Для записи 1 на исток
или сток транзистора подают обратное по отношению к подлож-
ке напряжение порядка 30 В, что вызывает лавинное размноже-
ние электронов в р-п переходах и инжекцию электронов, обла-
дающих наибольшей энергией, в объем плавающего затвора. От-
199
9*Еи.п
Усилители
считывания
205. Программируемое ПЗУ на многоэмиттер-
ных транзисторах
206. Запоминающая МДП-структура (а) и
передаточная характеристика запоминающего
элемента на ее основе (б)
£И/7
V77 V7Z
207. Полевой транзистор с плавающим затво-
ром (а) и запоминающий элемент на его
основе (б)
сюда название структуры транзистора ЛИЗМОП (лавинно-ин-
жекционная с изолированным затвором). Попавший на затвор
заряд индуцирует проводящий канал между стоком и истоком
(как в МОП-транзисторе с изолированным затвором и индуци-
рованным каналом). Изоляция затвора позволяет хранить заряд
на нем, а, следовательно, записанную информацию в течение
нескольких лет. Для снятия заряда перед перепрограммирова-
нием (стирания информации) поверхность транзистора облучают
через специальное окно в корпусе ультрафиолетовым излуче-
нием.
Запоминающий элемент РППЗУ (рис. 207,6) выполняют, сое-
диняя ЛИЗМО1Т-транзистор VT2 с МОП транзистором 6'/”/,
имеющим изолированный затвор и индуцированный канал, 11ри
записи в запоминающий элемент 1 соответствующий ей сигнал
на адресной шине вызывает появление на разрядной inr;ne Р
также 1, так как через открывшийся транзистор VT1 и открытый
транзистор VT2 напряжение источника питания попадет на
разрядную шину. Если записан 0, то и на разрядной шине будет
О, так как транзистор VT2 закрыт.
Внешние ЗУ. Эти устройства обладают значительно большим
объемом памяти, чем внутренние ЗУ, и выполняются на
основе магнитных накопителей информации на дисках (НМД),
ленте (НМЛ), барабанах (НМБ), картах (НМК), а также на
перфокартах и перфоленте.
Контрольные вопросы
1. Что такое аналоговый сигнал.-’
2. Какое состояние схемы называют устойчивым?
•3. Каковы назначения и принципы действия мультивибраторов, блокинг-
генераторов и генераторов пилообразного напряжения?
4. Как получают линейное пилообразное напряжение?
5, Какую функцию называют логической?
6. Каковы назначения и принципы действия сумматоров, регистров и счет
чиков импульсов?
7. Какие запоминающие устройства вы знаете и каковы их принципы действия?
Глава
Радиопередающие
устройства
§ 76. Классификация
Радиопередающие устройства предназна-
чены для формирования радиочастотного сигнала, содержащего
полезную информацию, его усиления и излучения с помощью ан-
тенны в пространство. Основными частями радиопередающего
устройства (рис. 208) являются:
возбудитель В, формирующий гармонические колебания задан-
ной частоты, называемой несущей',
модулятор М, модулирующий сигнал несущей частоты, т. е.
изменяющий один или несколько его параметров в соответствии
с сигналом информации;
микрофон Мп, преобразующий звуковой сигнал информации
в электрический;
усилитель сигнала информации УСИ, усиливающий этот сигнал
до уровня, достаточного для управления одним из параметров
радиочастотного сигнала;
предварительный усилитель ПУ радиочастотного сигнала, со-
держащего информацию;
усилитель мощности УМ радиочастотного сигнала;
антенно-фидерное устройство АФУ, подводящее радиочастот-
ную энергию к антенне и излучающее ее в пространство;
блок питания БП.
По назначению радиопередающие устройства делятся на связ-
ные, локационные, навигационные, телевизионные и специальные
(для радиоуправления, создания радиопомех и др.).
По месту установки и условиям работы радиопередающие
устройства бывают стационарными и подвижными (носимые,
переносные, авиационные, автомобильные, судовые и др.).
Диапазон рабочих частот определяется назначением радио-
передающего устройства и соответствует данным, которые были
приведены в табл. 3.
В зависимости от выходной мощности радиопередающие уст-
ройства бывают маломощные (до 100 Вт), средней (до 3 кВт) и
большой (до 100 кВт) мощности, а также сверхмощные (более
100 кВт).
Излучение радиопередающих устройств может быть непре-
рывным, импульсным и дискретным (цифровым). Непрерывное
излучение применяется при телеграфной радиосвязи, радионави-
202
гации и радиовещании, импульсное — при радионавигации и ра-
диоуправлении, а дискретное — в устройствах телемеханики.
Кроме того, радиопередающие устройства подразделяют в за-
висимости от того, какой параметр радиочастотного сигнала изме-
няется в процессе модуляции. При амплитудной модуляции (AM)
в соответствии с сигналом информации изменяется амплитуда
сигнала, при частотной (ЧМ) — частота, а при фазовой (ФМ) —
фаза.
Радиопередающее устройство без антенно-фидерного устрой-
ства называют радиопередатчиком. Важнейшим параметром ра-
диопередатчика является стабильность несущей частоты. Устой-
чивая радиосвязь возможна только в том случае, когда несущая
частота передатчика постоянна в течение времени, достаточного
для передачи и приема сообщения. Абсолютная нестабильность
несущей частоты выражается в герцах и обычно составляет 20—
40 Гц. Относительная нестабильность выражается в долях номи-
нального значения несущей частоты и обычно равна (2-=-0,5)Х
X И) 4.
§ 77. Возбудители радиопередатчиков
В качестве возбудителей в радиопередат-
чиках используют автогенераторы, частота и амплитуда выходных
сигналов которых определяются только элементами их схемы.
Усилительный элемент возбудителя выбирают в зависимости
от конкретных требований, предъявляемых к радиопередатчику.
Это может быть электронная лампа (в последнее время редко),
биполярный или униполярный транзистор, туннельный диод. Коле-
бательные системы возбудителей на частотах ниже 30 МГц, как
правило, выполняют из сосредоточенных катушек индуктивности
и конденсаторов, а выше 30 МГц — из элементов с распределен-
ными параметрами. Автогенераторы возбудителей обязательно
стабилизируют кварцем.
Основными дестабилизирующими факторами, влияющими на
частоту возбудителя, являются: механическое воздействие на эле-
менты конструкции автогенератора, изменение их температуры,
а также элементов схемы; саморазогрев автогенератора в первые
минуты после включения; нестабильность напряжения источников
питания.
Для уменьшения влияния механических воздействий исполь-
зуют жесткий монтаж усилительных элементов и печатных плат,
литые или сварные конструкции, всевозможные амортизаторы.
Для снижения температурного влияния применяют катушки с
каркасами из керамики или плавленого кварца, обмотки которых
наматывают горячим проводом или наносят в виде слоя серебра
вжиганием. В особо ответственных случаях помещают автогене-
ратор в термостат. Для уменьшения влияния источников питания
их выходные напряжения стабилизируют.
Схемы различных автогенераторов были подробно рассмотрены
в главе 7.
203
208. Структурная схема радиопередаю-
щего устройства
209. Структурная схема пассивного синтезатора сетки частот
210. Схема генераторов с внешним возбуждением на лампах, включенных с
общим катодом и с общей сеткой (а, б), и на транзисторах, включенных с общим
эмиттером и с общей базой (в, г)
Большинство радиопередатчиков - диапазонные, т. е. их не-
сущая частота перестраивается в рабочем диапазоне частот
fmo — /шах. Для получения стабильной несущей частоты исполь-
зуют возбудители дискретной сетки частот, каждая из которых
стабилизируется кварцем. В этом случае диапазон частот /Н1ш
fn,ax разбивают на ряд дискретных частот, отличающихся друг от
друга на одно и то же значение, называемое шагом сетки частот
Д. Диапазон частот радиопередатчика и шаг сетки частот связаны
следующим соотношением: /|11ах — =-= «Д, где п - количество
дискретных частот в сетке. Радиопередатчик с таким возбудителем
не может работать на любой частоте диапазона, но при малых
значениях шага сетки (большом п) этот недостаток незаметен.
Структурная схема пассивного синтезатора сетки частот, явля-
ющегося частью возбудителя дискретной сетки частот, показана
на рис. 209. В результате деления частота Д опорного генератора
превращается в ряд кратных шагу сетки частот (в данном случае
/ш = 10 Гц), которые подаются на умножители частоты, имеющие
коэффициенты умножения, кратные 0, 1, 2, ..., 9. Затем сигналы
этих частот поступают на сумматоры СМ1 — СМ4, предназначен-
ные для сложения частот двух сигналов -от предыдущего сум-
матора и умножителя частоты. Так как полосовые фильтры //Ф/
ПФ4 не пропускают комбинационные составляющие исходных
сигналов, на выходах сумматоров появляются только сигналы,
частоты которых равны суммам частот исходных сигналов. Такой
возбудитель перекрывает диапазон частот от 0 до 999 990 Гн через
10 Гц, каждая из которых стабилизируется кварцевым резона
тором.
Активные синтезаторы сетки частот имеют перестраиваемые
автогенераторы, частоты выходных сигналов которых поддержи-
ваются автоматически, а их стабильность определяется стабиль-
ностью частоты опорного генератора, стабилизированного кварцем.
§ 78. Промежуточные каскады
радиопередатчиков
П р о м е ж у т оч н ы е к а с к а д ы р а д ио п е р ед а 7 ч и
ков предназначены для предварительного усиления по напряже-
нию и мощности модулированного радиосигнала (г. е. до уровня,
достаточного для управления мощным оконечным каскадом),
выполняются на лампах или транзисторах и представляют собой
генераторы с внешним возбуждением (ГВВ). Кроме основного ваз
начения эти каскады выполняют вспомогательные функции, в част-
ности служат для умножения частоты возбудителя.
В наиболее распространенном ламповом генераторе с внеш
ним возбуждением (рис. 210, а) лампа включена с общим ка тодом
Включение лампы с общей сеткой (рис. 210, б) применяют реже
и только в тех случаях, когда усилительный элемент работает на
предельных частотах или необходима максимальная развязка но
следующих и предыдущих цепей. Транзисторные генераторы вы-
205
211. Графическое представление работы генератора с внешним
возбуждением в режимах первого (а) н второго (б) родов
212. Зависимости коэф-
фициентов щ, «2 и Оз от
угла отсечки 0
213. Схема умножителя частоты на транзисторе
214. Импульсы анодного тока при не-
донапряженном (а), критическом (б),
перенапряженном (в) и сильно пере
(напряженном (г) режимах работы око-
нечного каскада радиопередатчика
215. Напряжения на
сетке (а) и аноде (б)
лампы оконечного кас-
када
полняют по схеме с ОЭ (рис. 210, в). Схему с ОБ (рис. 210, г)
применяют обычно в тех же случаях, что и схему с общей сеткой.
Режимы работы усилительных элементов в генераторах с внеш-
ним возбуждением существенно отличаются от режимов работы
в усилителях гармонических колебаний, хотя в обоих случаях они
служат для усиления входного сигнала по напряжению, току или
мощности. Основное отличие состоит в том, что, например, усили-
тели звуковой частоты должны обеспечивать неискаженное усиле-
ние сигнала, тогда как ГВВ, как правило, его искажают. Эти иска-
жения не влияют на конечный результат усилительного процесса,
поскольку в выходной цепи ГВВ в качестве нагрузки всегда имеет-
ся колебательный контур, обладающий высоким сопротивлением
токам, частота которых равна частоте усиливаемого сигнала.
Для токов остальных частот сопротивление контура мало.
Различают режимы работы ГВВ первого и второго родов.
В режиме первого рода (рис. 211, а) рабочую точ-
ку А (р.т) усилительного элемента (в данном случае это электрон-
ная лампа) выбирают так, чтобы под действием входного сигнала
она смещалась в пределах линейного участка а—Ь входной ха-
рактеристики. Поэтому выходной ток /ВВ1Х повторяет входной сигнал
по форме без заметных искажений. В течение интервала 1—2 на-
пряжение на сетке становится положительным по отношению к ка-
тоду, в результате чего возникает сеточный ток являющийся
входным током /вх.
Разновидностью промежуточных являются буферные каскады,
также работающие в режиме первого рода, но без сеточных токов.
В режиме второго рода (рис. 211, б) работают мощ-
ные каскады усиления. Для этого режима характерно смещение
рабочей точки каскада в пределах всей входной характеристики,
включая ее нелинейные участки. Рабочую точку каскада выбирают
так, чтобы выходной ток усилительного элемента проходил только
в течение части периода сигнала возбуждения 7/11Х, т. е. угол отсеч-
ки 9 в режиме второго рода меньше 180°. В этом случае выходной
ток /„ представляет собой косинусоидальные импульсы, следующие
с частотой сигнала возбуждения. Такая импульсная последова-
тельность может быть представлена в виде суммы постоянной
составляющей /B,JXd выходного тока Дых и его гармоник, первая из
которых имеет частоту сигнала возбуждения, вторая — удвоенную
частоту, третья — утроенную и т. д.:
Дых = Ды.хО Д /вых I COS (0>/ Д ф1) Д fmjx'2 COS (2(1)/ Д- фг) Д-
Д Дых з cos Д-фз) Д Д Дых з cos(пой Д- ф„), (17)
где /Вых 1, /Вых2, U.; <pi, <Р2, фз, .... Ф«; Г 2, 3, ..., п — амплитуды,
фазы и номера гармоник.
Если амплитуды гармоник выразить через амплитуду выходно-
го тока /111ВХ, уравнение (17) можно записать так:
Дых == —р 0S|/Bi;ix cos ((о/ Д- ф|) Д- осз/ших cos (2(о/ Д- (рщ) Д-
Д ... Д- а„/,„ах cos(nti)t Д ф«)-
207
Так как коэффициенты at, а2, «з, ..., ап зависят от угла отсеч-
ки 6 (рис. 212), амплитуда первой гармоники достигает максимума
при О ” 120°, второй — при 0 ~ 60° и третьей - при О = 40°.
Свойство косинусоидальной импульсной последовательности,
состоящее в зависимости амплитуд ее гармоник от угла отсечки в,
используют при построении умножителей частоты. Действительно,
если нагрузочный колебательный контур ГВВ настроить на вторую
гармонику сигнала возбуждения, а угол б) выбрать равным 60°,
то амплитуда сигнала удвоенной частоты на выходе каскада будет
максимальна. При настройке контура на третью гармонику и уг-
ле Н -- 40° па выходе каскада максимальной будет амплитуда
сигнала утроенной частоты и т. д.
У м нож ител и ча с готы позвол я ют:
выбирать невысокую частоту возбудителя, что облегчает ее
стабилизацию, так как кварцевые резонаторы надежно работают
только до >00 МГц;
расширить пол осу перестройки диапазонного радиопередатчи-
ка, поскольку изменение частоты на его входе на А/ соответственно
вызывает изменение частоты на выходе умножителя на пЛ[ (где
п коэффициент умножения частоты);
уменьшить влияние мощных ГВВ на маломощные, так как кас-
кады, расположенные до и после умножителя, работают на раз-
ных частота х,
выполнить синтезатор сетки частот.
Схема умножителя частоты на транзисторе показана на
рис. 213. Входной сигнал возбуждения LC-, поступает на базу тран-
зистора через фильтр, представляющий собой колебательный кон-
гур, состоящий из катушки индуктивности 1,1 и конденсаторов С1,
Ci и Ci. В качестве выходного фильтра служит колебательный
контур, состоящий из катушки индуктивности L2 и конденсато-
ров С4, (':> и С6. Эквивалентной нагрузкой умножителя является
резистор R„. /(ля питания базовой и коллекторной цепей транзисто-
ра служат два источника напряжения Е\э и Екэ, которые подклю-
чаются через разделительные дроссели £д(,। и Гд112, предотвраща-
ющие проникновение высокочастотных токов в цепи питания.
Источники питания шунтируются ио переменному току блокиро-
вочными конденсаторами Гф, । и Cf„a. Колебательный контур £1
С1 с'2 Ci настраивается на частоту входного сигнала. Режим
транзистора выбирают так, чтобы амплитуда нужной гармоники,
па частоту которой настраивается колебательный контур
£2С4С56’6, была максимальна.
Так как умножители частоты имеют низкий кпд (20 -35%),
их выполняют маломощными.
§ 79. Оконечные каскады
радиопередатчиков
В отличие от сравнительно маломощных
промежуточных каскадов оконечные каскады радиопередатчиков
должны обладать высоким кпд (до 80%) и, кроме того, в них долж-
21)3
ны максимально использоваться возможности усилительных эле-
ментов. Поэтому оконечные каскады обязательно работают в ре-
жиме второго рода, который подразделяется на недонапряженный,
критический, перенапряженный и сильно перенапряженный ре-
жимы.
В недонапряженном режиме импульсы анодного тока имеют
форму усеченной косинусоиды и характеризуются амплитудой
/атах и углом отсечки (н) (рис. 214, а). Для этого режима характерен
невысокий кпд, неполное использование усилительного элемента
и малые амплитуды гармоник. Кроме того, максимальное напря-
жение £Лтах на сетке лампы каскада меньше ее минимального
анодного напряжения Ua min (рис. 215, а, б).
Поясним это. В выходных каскадах передатчиков применяют
только схемы с общим катодом, так как они обладают наибольшим
усилением по мощности. Поэтому переменные составляющие на-
пряжения на выходном и входном электродах усилительного •эле-
мента противофазны, т. е максимальному мгновенному напряже-
нию на сетке соответствует минимальное мгновенное напряжение
на аноде — момент а.
Увеличение амплитуды сигнала возбуждения переводит око-
нечный каскад в критический режим, для которого характерны
усеченный сверху импульс выходного тока (см. рис. 214, б), близ-
кий к максимальному кпд, незначительное содержание гармоник
в выходном токе, оптимальное использование возможностей уси-
лительного элемента, а также равенство минимального напряже-
ния на аноде лампы максимальному напряжению на ее сетке, т. е.
U3 min= /7С max. Обычно выходные каскады радиопередатчиков
работают в режиме, близком к критическому.
Дальнейшее увеличение амплитуды сигнала возбуждения пере-
водит каскад в перенапряженный режим, для которого характерны
появление впадины в импульсе выходного тока, определяемой
верхним углом отсечки 0, и минимальным током анода 1лтт (см.
рис. 214, в), максимальный кпд, значительные амплитуды гармо-
ник в выходном токе, почти оптимальное использование возмож-
ностей усилительного элемента, а также уменьшение минималь-
ного напряжения на аноде лампы ниже уровня максималь-
ного напряжения на ее сетке, т. е. Uami„ < (/cmax.
Сильно перенапряженный режим, при котором импульс анодно-
го тока раздваивается, появляется нижний угол отсечки 02 (см.
рис. 214, г), резко увеличивается амплитуда гармоник в выходном
токе и уменьшается кпд, не применяют.
В отличие от ламповых транзисторные оконечные каскады
могут работать еще в одном режиме — ключевом, который являет-
ся разновидностью перенапряженного. Для ключевого режима
характерно чередование открытого и закрытого состояний тран-
зистора, причем изменение состояний происходит быстро. Так как
в активном режиме транзистор находится ничтожно малое время,
на нем рассеивается малая мощность и кпд каскада высок. Ключе-
вой режим используют в телеграфных передатчиках.
14—915
209
216. Оконечный каскад радиопередатчика на тетроде
217. Оконечный каскад радиопередатчика на транзисторе (а) и его вре-
менные диаграммы (б)
P<P1(2f) P<P3(3f) Р<Р5М)
218. Схема фильтрующей системы
Оконечный каскад передатчика, выполненный на тетроде по
схеме параллельного питания, показан на рис. 216. Постоянные
напряжения подаются на электроды лампы от источников Еа,
Ed и £с2, в цепи которых включены блокировочные катушки
индуктивности Lt, L2 и конденсаторы С2, СЗ, С5, не пропуска-
ющие в них токи радиочастоты. Сигнал возбуждения посту-
пает от предварительного усилителя на. управляющую сетку
лампы VL через разделительный конденсатор С1. Колебательный
контур L3C6 каскада подключается к аноду лампы через разде-
лительный конденсатор С4. Для настройки контура плавно из-
меняют емкость конденсатора С6 или индуктивность катуш-
ки L3. Высокочастотная энергия поступает из анодного контура
в контур антенны, состоящий из катушки связи L4, вариомет-
ра L5 и конденсатора С7. Для настройки антенного контура
плавно изменяют емкость конденсатора С7 и индуктивность ва-
риометра L5 и ступенчато — число витков катушки связи L4.
Индикатором настройки служит амперметр РА, показания кото-
рого должны быть максимальны.
Наряду с ламповыми используют транзисторные каскады,
максимальная выходная мощность которых невелика и в диа-
пазонах гектометровых, декаметровых, метровых и дециметровых
волн соответственно составляет 250, 100, 75 и 30 Вт. В этих диа-
пазонах выходная мощность ламповых оконечных каскадов
достигает сотен киловатт и десятков мегаватт при их работе
соответственно в непрерывном и импульсном режимах.
Предельная рабочая частота транзисторных оконечных кас-
кадов также ограничена. Так, максимальная частота транзисто-
ра 2Т963А-2 составляет 10 ГГц. При работе на этой частоте кас-
кад отдает в нагрузку мощность 1 Вт при коэффициенте усиле-
ния по мощности 3,5 и кпд коллекторной цепи 38%. Необходи-
мая же, например, для радиолокации средняя мощность на этой
частоте составляет сотни ватт, а импульсная — сотни киловатт.
Такие мощности получают только в оконечных каскадах, выпол-
ненных на электронных лампах.
Транзистор оконечных каскадов радиопередатчиков обычно
включен по схеме с ОЭ. Для повышения выходной мощности
передатчика суммируют в антенне выходные мощности несколь-
ких независимо работающих каскадов. При этом выходная мощ-
ность достигает нескольких киловатт.
Оконечный каскад радиопередатчика на транзисторе, вклю-
ченном с ОЭ, показан на рис. 217, а. На базу транзистора VT
поступают, два напряжения — постоянное режимное £Вэ и вход-
ное радиочастотное t7,iX. Рабочую точку каскада А (р.т) обычно
выбирают в начале характеристик, выражающих зависимости
коллекторного /к и базового токов от напряжения [7бэ на эмит-
терном переходе (рис. 217, б).
При отсутствии входного сигнала транзистор закрыт и его
токи /1; и /к равны нулю. Во время положительного полупериода
входного сигнала (J„xi рабочая точка транзистора смещается в
14*
211
точку 1. При этом в базовой и коллекторной цепях появляются
импульсы токов /Б| и /К1, форма которых близка к синусоидаль-
ной. Режим, при котором максимальный ток /к соответствует
точке 1, является критическим (по аналогии с режимами лампо-
вых ГВВ).
При увеличении амплитуды входного сигнала (7„х2 в импуль-
сах коллекторного тока Д2 появляются провалы, свидетельству-
ющие о переходе транзистора в режим насыщения, который яв-
ляется перенапряженным режимом работы каскада. Обычно
транзисторные оконечные каскады работают в критическом и
слабо перенапряженном режимах, для которых характерен высо-
кий кпд (до 70—80 %).
Питание каскада выполнено по параллельной схеме, т. е.
транзистор и колебательный контур L3C5 нагрузки включены
параллельно источнику питания Ек- Дроссель L2 предотвращает
попадание радиочастотного тока в цепь источника питания Ек,
а также не допускает шунтирования колебательного контура его
малым сопротивлением. Разделительный конденсатор С4 сое-
диняет транзистор и колебательный контур по переменному току
и разделяет по постоянному. Дроссель L1 и конденсатор СЗ яв-
ляются блокировочными.
При работе оконечных каскадов радиопередатчиков в кри-
тическом или слабо перенапряженном режиме из-за сильного
искажения выходного тока усилительного элемента значительно
увеличивается мощность гармоник. Хотя колебательные контуры
оконечных каскадов и антенны настроены на основную частоту
(первую гармонику), а для всех остальных частот представляют
собой малые сопротивления, токи гармоник все же проникают
в антенну и на этих частотах происходит излучение. Такое излу-
чение приводит к появлению в эфире дополнительных сигналов,
создающих помехи радиоприему.
Чтобы обеспечить электромагнитную совместимость радио-
станций, уровень мощности побочного излучения жестко огра-
ничивают. Так, в соответствии с международными нормами
при длинах волн более 100 м мощность излучения на любой
гармонике не должна превышать 100 мВт. Передатчики мощ-
ностью более 25 Вт, работающие в метровом диапазоне волн,
не должны иметь мощность излучения на любой гармонике бо-
лее 1 м Вт. !
Для надежной фильтрации высших гармоник применяют до-
полнительные цепи из последовательных и параллельных колеба-
тельных контуров, настроенных на соответствующие гармоники.
Схема фильтрующей системы, состоящей из параллельных коле-
бательных контуров, настроенных на вторую 2), третью 3) и чет-
вертую 4/ гармоники, показана на рис. 218. Так как сопротивле-
ния колебательных контуров токам основной частоты малы, они
с небольшим ослаблением попадают в антенну. Токи же высших
гармоник в антенну не попадают, поскольку для них сопротивле-
ния контуров велики.
212
§ 80. Управление колебаниями
радиочастоты
Как известно, радиосвязь осуществляет-
ся излучением в пространство и последующим приемом радио-
частотной электромагнитной энергии. Поступающий с выхода
радиопередатчика в антенну радиочастотный ток преобразуется
в электромагнитное излучение и изменяется во времени:
i(t) = 7OTsin (со/ ф),
где /(/), /т, со и ф — мгновенное значение, амплитуда, частота и
фаза тока.
Радиочастотный сигнал, как правило, информации не содер-
жит. Для передачи полезной информации его модулируют —
изменяют амплитуду, частоту или фазу в соответствии с элек-
трическим эквивалентом сигналов первичной информации —
речи, музыки, изображения, показаний датчиков системы телеиз-
мерения и др.:
Im = /mOsin(Q/ + Ф);
со = a>osin(Q/ -|- Ф);
Ф = фо51п(Ш + Ф),
где /т0, <оо, фо — средние значения амплитуды, частоты и фазы
радиочастотного сигнала; й и Ф — частота и фаза модулирующе-
го сигнала.
При амплитудной модуляции в соответствии с мо-
дулирующим сигналом изменяется амплитуда радиочастотного
сигнала. Это изменение определяется коэффициентом моду-
ляции
m = |(Птах - /7min)/(Hmax + £Лп„,)] ЮО %, (18)
где [7тах и — максимальная и минимальная амплитуды ра-
диочастотного сигнала.
Модулирующий Uq и амплитудно-модулированный (7ДМ сиг-
налы показаны на рис. 219, а, б.
Мгновенное значение напряжения АМ-сигнала
мам(/) = Нт(1 + mcosQ/)cosco/,
где uam(Z) и Um — мгновенное и амплитудное значения радио-
частотного сигнала.
Преобразовав эту формулу, получим
«лм(/) = Um costo0t-\-0,5mUт cos(a>0 — +
-\-0,5mUm cos(a>o +
Отсюда следует, что при модуляции синусоидальным сигналом
(чистым тоном) частотой F = Й/(2л) AM-сигнал состоит из трех
немодулированных колебаний: несущего частотой f0 и двух боко-
вых — с верхней fa + F и нижней [0 — F частотами (рис. 219, в).
213
219. Модулирующий (а), амплитудно-модулированный (б) сигналы и спектры
AM-сигнала при напряжении Uo частотой F (в) и от F„ до (г)
220. Модулирующий (а)
и частотно-модулирован-
ный (б) сигналы
а)
и»
221. Спектр частотно-моду-
лированного сигнала
223. Схема базовой модуляции
222. Модулирующий сигнал
(а) . и импульсно-модулиро-
ванные сигналы АИМ (б),
ВИМ (в) и ШИМ (г)
При модуляции сложным сигналом, спектр которого лежит
в пределах от до FB, AM-сигнал состоит из несущей часто-
ты f0 и двух боковых полос: нижней от [0 — FB до /о — FH и верх-
ней от f0 F„ до fo + FB, так как каждая синусоидальная сос-
тавляющая спектра модулирующего сигнала образует две часто-
ты, симметрично расположенные относительно частоты /о — ниж-
нюю и верхнюю боковые частоты (рис. 219, г).
Таким образом, при модуляции синусоидальным и сложным
сигналами полоса пропускания должна соответственно состав-
лять 2F и 2FB.
При амплитудной модуляции полная мощность излучения
Рам = р0(1 -ф 0,5m), где Ро—мощность излучения в режиме
молчания при отсутствии модуляции (т = 0). Следовательно,
при максимально допустимой глубине модуляции (m= 1) мощ-
ность боковых составляющих, в которых содержится передавае-
мая информация, равна трети излучаемой мощности, что являет-
ся основным недостатком амплитудной модуляции. Поэтому ее
применяют только в радиовещании для передачи звуковой ин-
формации. В телевидении для передачи сигналов изображения
также применяют амплитудную модуляцию, но с частичным
подавлением одной боковой полосы. В радиосвязи применение
амплитудной модуляции в чистом виде запрещено, так как, во-
первых, передающая станция занимает слишком широкую полосу
частот и, во-вторых, бесполезно излучается большая часть мощ-
ности, не содержащая информации.
При частотной модуляции в соответствии с моду-
лирующим сигналом изменяется частота радиочастотного сиг-
нала, а его амплитуда остается постоянной. Это является основ-
ным достоинством частотной модуляции. Кроме того, при час-
тотной модуляции лучше используются усилительные элементы,
так как они работают на постоянном и максимальном уровнях
мощности. Модулирующий Ua и частотно-модулированный (/
сигналы показаны на рис. 220, а, б.
Мгновенное значение напряжения ЧМ-сигнала
«чм(0 = cos(aW + Af sinnz + фо),
где М — индекс частотной модуляции; ф0 — начальная фаза
ЧМ-сигнала.
Отношение девиации А/ (отклонения от среднего значения)
частоты ЧМ-сигнала к частоте Q модулирующего сигнала назы-
вают индексом частотной модуляции-.
M=kf/t2.
При М < 1 частотную модуляцию называют узкополосной, а
при /И .> 3 — широкополосной.
При радиовещании на УКВ и передаче звукового сопровожде-
ния телевидения максимальная девиация частоты составляет
+ 50 кГц, а максимальная звуковая частота— 15 кГц, т. е.
М — 3,3. Следовательно, частотная модуляция в этих случаях
215
широкополосная. Спектр широкополосного ЧМ-сигнала показан
на рис. 221.
При фазовой модуляции в соответствии с модули-
рующим сигналом изменяется фаза радиочастотного сигнала.
Мгновенное значение напряжения модулированного по фазе
сигнала
cos(wo/ ф- А(рфм sin Й/ф-фо),
где Аффм—индекс фазовой модуляции, определяющей степень
влияния модулирующего сигнала на фазу несущего колеба-
ния.
Следует отметить, что при частотной модуляции обязательно
изменяется фаза сигнала, а при фазовой — его частота. Разница
состоит в том, какой из параметров сигнала — частота или фа-
за — изменяется в соответствии с модулирующим сигналом.
Поскольку частота сигнала — самый устойчивый его пара-
метр, наиболее распространена частотная модуляция. Действи-
тельно, частота сигнала может изменяться только при перемеще-
нии передатчика относительно приемника (эффект Доплера).
При реальных скоростях перемещения доплеровская частота
лежит в звуковом диапазоне и заметного влияния на частоту
ЧМ-сигнала не оказывает.
Значительно больше факторов влияет на фазу сигнала, на-
пример: взаимное перемещение приемника и передатчика, по-
стоянно изменяющаяся задержка сигнала при его распростра-
нении в пространстве, а также его задержка в электрических
цепях. Кроме того, для выделения в приемнике сигнала инфор-
мации с минимальными искажениями необходимо точно знать
начальную фазу сообщения. Поэтому фазовую модуляцию в си-
стемах передачи аналоговой информации не применяют.
При импульсной модуляции в соответствии с мо-
дулирующим сигналом информации (рис. 222, а) изменяется
один из параметров импульсной последовательности: амплитуда,
частота следования импульсов или их длительность.
При амплитудно-импульсной модуляции (АИМ) сигнал ин-
формации Ua управляет амплитудой радиоимпульсов (рис. 222, б).
Этот вид модуляции не нашел широкого применения из-за низ-
кой помехоустойчивости аппаратуры.
При время-импульсной модуляции (ВИМ) сигнал Ua управ-
ляет задержкой постоянного по длительности и амплитуде радио-
импульса относительно его положения при Ui} = 0 (рис. 222, в).
При этом виде модуляции помехоустойчивость аппаратуры вы-
сока, чем объясняется его достаточно широкое применение.
При широтно-импульсной модуляции (ШИМ) сигнал UQ уп-
равляет длительность импульсов, а их частота и амплитуда
постоянны (рис. 222, г). Этот вид модуляции также широко
распространен, так как помехоустойчивость аппаратуры вы-
сока.
216
§ 81. Амплитудная модуляция
Простейший способ амплитудной модуля-
ции — базовая (рис. 223) состоит в одновременном управлении
усилительным элементом модулирующим Ua и радиочастотным
Uo сигналами, поступающими на базу транзистора VT. В коллек-
торную цепь транзистора включен колебательный контур L1C3,
настроенный на частоту несущего колебания )0- Режим транзи-
стора по постоянному току (напряжение £/ВЭр т) обеспечивает
базовый делитель R1R3. Выбирают режим транзистора так, что-
бы коллекторный ток представлял собой последовательность си-
нусоидальных импульсов. В этом случае амплитуда колебаний в
контуре L1C3 изменяется в соответствии с изменением модули-
рующего сигнала U(i (рис. 224).
В схеме амплитудной модуляции (рис. 225, а) радиочастот-
ный сигнал Uo подается на базу транзистора VT через раздели-
тельный конденсатор С1, а модулирующий Uo—на эмиттер че-
рез разделительный конденсатор С4. Нагрузкой транзистора слу-
жит контур L1C2, настроенный на частоту /о- Модуляционная
характеристика, выражающая зависимость амплитуды высоко-
частотного сигнала, снимаемого с коллектора, от напряжения на
эмиттере, показана на рис. 225, б. Если полный размах модули-
рующего сигнала равен 2(%т, выходное высокочастотное напря-
жение будет изменяться от £/omin до £/отах. Рабочую точку А (р. т)
выбирают в середине линейного участка модуляционной характе-
ристики, определяя по ее положению амплитуду радиочастотного
сигнала Uo и постоянную составляющую напряжения (7Эрт на
эмиттере, при которых коэффициент амплитудной модуляции m
близок к 100%.
§ 82. Частотная модуляция
В отличие от амплитудной модуляции, ко-
торая может быть выполнена в любом каскаде передатчика,
частотную обязательно осуществляют в задающем генераторе,
т. е. на первом этапе формирования радиочастотного сигнала.
Простейшим и наиболее распространенным способом получения
ЧМ-сигнала является изменение в соответствии с модулирующим
сигналом индуктивности катушки или емкости конденсатора ко-
лебательного контура задающего генератора.
В схеме, показанной на рис. 226, а, параллельно контуру
L1C4, определяющему частоту генерации задающего генератора
на транзисторе VT, включен варикап VD, режим которого по
постоянному току задается делителем R1R5R7. Емкость Ср.т ва-
рикапа в рабочей точке (рис. 226, б) определяется падением на-
пряжения URs на резисторе R5 делителя. Модулирующий сиг-
нал Ua через разделительный конденсатор С7 поступает на ва-
рикап и управляет обратным напряжением на нем. При этом
изменяются емкость варикапа и частота генерации задающего
217
224. Временные диаграммы модулятора
226. Схема частотной моду-
ляции с варикапом (а) и
графическое представление
ее работы (б)
225. Схема амплитудной
модуляции при подаче сиг-
налов на базу и эмиттер
транзистора (а) и ее модуля-
ционная характеристика (б)
227. Схема частотной модуляции с реак-
тивной лампой
228. Схема амплитудно-импульсной мо-
дуляции
генератора. При положительном полупериоде напряжения Ut} об-
ратное напряжение варикапа увеличивается, емкость уменьшает-
ся и растет частота генерации, так как уменьшается полная ем-
кость колебательного контура, а при отрицательном - наоборот.
Такие схемы применяют только в простых связных передатчи-
ках ЧМ-сигналов.
Значительно лучшие результаты дает схема с реактивной
лампой (рис. 227). Параллельно контуру L1C1 задающего гене-
ратора АГ включена /?С-цепь, подающая на сетку реактивной
лампы VL переменное напряжение. Так как элементы /?С-цепи
выбирают из условия R1 1/(2л/0СЗ), ее ток I совпадает ио фа-
зе с напряжением (Л. Падение напряжения на конденсаторе С2,
управляющее анодным током реактивной лампы VL, отстает от
тока / на 90°. Переменная составляющая анодного тока лампы
совпадает по фазе с напряжением на сетке и, следовательно,
отстает от переменной составляющей анодного напряжения
на 90°. Таким образом, сопротивление лампы переменному току
чисто индуктивное и эта индуктивность суммируется с индуктив-
ностью катушки L1 контура задающего генератора, определяя
его резонансную частоту и частоту генерации.
Модулирующий сигнал Ua поступает через модуляционный
трансформатор МТ на сетку лампы и управляет положением ее
рабочей точки, изменяя крутизну характеристики и амплитуду
переменной составляющей анодного тока. Это эквивалентно из-
менению индуктивности реактивной лампы и резонансной часто-
ты колебательного контура задающего генератора. Таким обра-
зом, частота задающего генератора изменяется в соответствии с
модулирующим сигналом Utl, т. е. происходит частотная моду-
ляция.
§ 83. Импульсная модуляция
При амплитудно-импульсной модуляции
(рис. 228) радиочастотный сигнал Un поступает на сетку лам-
пы VL и управляет ее анодным током. При этом в контуре LAC7
на частоте его настройки, совпадающей с частотой сигнала О'(),
устанавливается колебательный процесс. При подаче на экрани-
рующую сетку лампы модулирующего сигнала СТ колебания в
контуре становятся амплитудно-модулированными. Кроме того,
на катод лампы подается импульсное напряжение U„, положи-
тельными импульсами которого она закрывается, и колебатель-
ный процесс в контуре на это время прекращается. Таким обра-
зом, радиочастотный сигнал содержит информацию о модулирую-
щем сигнале СТ в виде изменяющейся амплитуды радиочастот-
ных импульсов, частота следования и длительность которых оп-
ределяются вспомогательным импульсным сигналом LT.
Функциональная схема широтно-импульсной модуляции и ее
временные диаграммы показаны на рис. 229, а—г. Синусоидаль-
ный сигнал U\ поступает на вход формирователя пилообразного
219
пульсной модуляции (а) и ее временные
диаграммы (6—г)
231. Принцип модуляции электронного по-
тока по скорости и плотности
230. Устройство усилителя
СВЧ на триоде (а) и экви-
валентная схема автогенера-
тора на его основе (б)
232. Устройство двухрезонаторного пролет-
ного клистрона
233. Устройство отража-
тельного клистрона
напряжения ФПН, где преобразуется в периодическую последо-
вательность пилообразных импульсов Um. После сравнения двух
сигналов — пилообразного U„H и модулирующего t/s2 — в схеме
сравнения СС результирующий сигнал поступает на формирова-
тель импульсов ФИ, на выходе которого появляются импульсы
Длительность этих импульсов определяется интервалом
времени, в течение которого напряжение пилообразных импуль-
сов (7пн меньше модулирующего Ua. Импульсы Дшим поступают
на модулятор М, на который подается также радиочастотный
сигнал Uo от возбудителя. При этом на выходе модулятора появ-
ляется последовательность радиоимпульсов, длительность кото-
рых содержит информацию о модулирующем сигнале Un,
а частота равна удвоенной частоте сигнала Ut.
§ 84. Генераторы и передатчики СВЧ
Генерация и усиление электрических сиг-
налов на сверхвысоких частотах (СВЧ), к которым обычно отно-
сят частоты выше 30 МГц, имеют ряд особенностей по сравнению
с этими процессами на частотах ниже 30 МГц. Как уже отмеча-
лось, при этом приходится учитывать индуктивности выводов и
междуэлектродные емкости ламп и транзисторов, конечную ско-
рость, с которой электроны преодолевают междуэлектродные про-
межутки под действием ускоряющих электрических полей и уп-
равляющих сигналов, а также влияние наведенных токов,
уменьшающих входное и выходное сопротивления ламп. Кроме
того, на СВЧ увеличиваются потери мощности на электродах
и их выводах вследствие поверхностного эффекта в баллонах
ламп, особенно в местах соединений стекла с выводами. Значи-
тельными также становятся потери на излучение. Все это огра-
ничивает предельную частоту, на которой лампы могут работать
в усилителях и генераторах СВЧ.
Для увеличения предельной рабочей частоты ламп уменьшают
междуэлектродные емкости и индуктивности выводов (их выпол-
няют в виде коротких жестких стержней или дисков), а также
размеры электродов и расстояния между ними и повышают пи-
тающие напряжения, увеличивая тем самым скорости движения
электронов и сокращая время пролета ими междуэлектродных
промежутков.
Для снижения потерь из-за поверхностного эффекта электро-
ды и выводы ламп покрывают серебром или золотом, что значи-
тельно уменьшает сопротивление поверхностного слоя, и заме-
няют стекло керамикой, в которой диэлектрические потери зна-
чительно меньше. Кроме, того, лампы СВЧ размещают внутри
резонаторов, что уменьшает потери на излучение, а также вы-
полняют заодно с резонаторами.
Эти меры позволяют создавать маломощные триоды, рабо-
тающие до длины волны 3 см при выходной мощности от долей
ватт в непрерывном режиме и до единиц киловатт — в импульс-
221
ном. Мощные триоды работают до длин волн 40—50 см; их вы-
ходная мощность достигает 300 кВт в непрерывном режиме и
нескольких мегаватт—в импульсном. На СВЧ до длин волн
40 —50 см используют также мощные тетроды, выходная мощ-
ность которых достигает сотен киловатт в непрерывном режиме
при весьма высоком кпд (до 75%).
Устройство усилителя СВЧ на триоде, включенном по схеме
с общей сеткой и помещенном в объемный коаксиальный резо-
натор, показано на рис. 230, а. Входной сигнал (7ВХ, поступающий
по петле связи 2 в сеточную часть 1 резонатора, подключенную к
промежутку сетка — катод лампы, возбуждает в нем колебатель-
ный процесс. Резонатор представляет собой отрезок коаксиаль-
ной линии, закороченной на конце, и при длине Х/4 эквивалентен
параллельному колебательному контуру. Возникающее в резуль-
тате колебательного процесса напряжение Uy управляет элек-
тронным потоком лампы, который, попадая в промежуток сет-
ка -анод, возбуждает колебательный процесс в анодной части 3
резонатора. Петлей связи 5 энергия колебаний выводится из
анодной части резонатора и подается на нагрузку или вход сле-
дующего каскада. Для настройки резонатора служат порш-
ни 4 и 6'.
Для преобразования такого усилителя в генератор (рис. 230, б)
части резонатора расстраивают относительно общей резонанс-
ной частоты. Для этого резонансную частоту сеточной части ре-
зонатора увеличивают, вследствие чего ее сопротивление стано-
вится емкостным и она может быть представлена эквивалентной
емкостью Ск, а анодной — уменьшают и ее сопротивление ста-
новится индуктивным Д;1. При этом генерируемая частота
Д = 1 /ДлдТТДЧД 77 с~+).
Поскольку емкость Сак постоянна, частоту генерации можно
изменять, только перестраивая анодную часть резонатора. Ам-
плитуду колебаний изменяют, перестраивая сеточную часть резо-
натора, что изменяет выходную мощность генератора. Такая не-
зависимая регулировка частоты генерации и выходной мощности
удобна.
Обычные электронные ламп на СВЧ используют ограниченно,
так они имеют сравнительно невысокие предельные рабочие
частоты. В приборах СВЧ, работающих в диапазонах сантимет-
ровых и миллиметровых волн, в отличие от ламп применяют не
статическое, а динамическое управление электронным потоком,
состоящее в его модуляции по скорости и плотности (рис. 231).
Электронный прожектор 1 формирует электронный поток, ле-
тящий с ускорением к параллельно расположенным на небольшом
расстоянии друг от друга сеткам 2 и 3, на которые от генерато-
ра G колебаний СВЧ подается небольшое переменное напряже-
ние Ч/свч. В полупериод напряжения Д(;вч (его полярность ука-
зана без скобок) в промежутке между сетками действует тормо-
зящее электрическое поле, напряженность которого изменяется
222
по синусоидальному закону. В течение этого полупериода элек-
троны потока испытывают торможение, т. е. их скорость умень-
шается. В течение следующего полупериода напряжение (/свч,
полярность которого указана в скобках, между сетками дейст-
вует поле, ускоряющее электроны, и их скорость увеличивается.
Таким образом, при вылете из междусеточного промежутка
почти все электроны изменяют скорость. Сохраняют скорость
только электроны, преодолевшие междусеточный промежуток,
когда напряженность поля была равна нулю. Электроны, испы-
тавшие ускорение, догоняют в пространстве дрейфа электроны,
скорость которых не изменилась, а вместе с ними — электроны,
скорость которых уменьшилась, и на некотором расстоянии от
сеток, называемом фокусным (линия Ф), собираются в плотные
сгустки. Так модуляция по скорости превращения в модуляцию
по плотности в пространстве дрейфа. Дальнейший полет электро-
нов сопровождается расхождением сгустков: их плотность умень-
шается.
Если на фокусном расстоянии от первых сеток расположить
две такие же сетки и к ним присоединить резонансную систему,
настроенную на частоту модулирующего сигнала, то в ней воз-
никнут мощные электромагнитные колебания. Этот принцип ис-
пользуется в пролетном клистроне.
Устройство двухрезонаторного пролетного клистрона показа-
но на рис. 232. Электронный прожектор, состоящий из катода 1
и анода 2, формирует электронный поток, который попадает в
зазор между сетками входного резонатора 3, возбужденного
входным сигналом, поступающим в него по петле связи 4. Про-
модулированный по скорости электронный поток в пространстве
дрейфа 5 модулируется по плотности и, пролетая в зазоре между
сетками выходного резонатора 7, наводит в них мощные импуль-
сы тока, возбуждая мощный колебательный процесс, энергия
которого выводится петлей связи 6. Электроны потока собирают-
ся анодом 8, потенциал которого равен потенциалу анода 2 и
резонаторов 3 и 7. Соединив цепью обратной связи выходной
резонатор с входным, превращают усилитель на пролетном
клистроне в автогенератор.
Для генерации маломощных колебаний СВЧ применяют от-
ражательные клистроны (рис. 233). Сформированный электрон-
ным прожектором 1 электронный поток ускоряется в обусловлен-
ном напряжением U\ поле между ним и резонатором 2. Проле-
тая в зазоре между сетками, электронный поток возбуждает в
резонаторе колебательный процесс, поскольку, даже будучи не-
модулированным, он неоднороден по плотности из-за непостоян-
ства эмиссии катода. Переменное напряжение сеток резонатора
модулирует электронный поток по скорости. В пространстве меж-
ду резонатором 2 и отражателем 3 происходит торможение
электронного потока, так как напряжение [Д отражателя отри-
цательно по отношению к резонатору. Затем электроны потока
возвращаются с ускорением к резонатору, вновь пролетая зазор
223
1
235. Траектория электрона в магнетроне
между сетками. При торможении и возвращении электронный
поток модулируется по плотности, группируясь в сгустки. Если
колебания, возбуждаемые в резонаторе при прямом и обратном
пролете электронного потока, совпадают по фазе, процесс моду-
ляции усиливается и устанавливаются незатухающие коле-
бания.
Частоту колебаний в отражательных клистронах регулируют
механической и электронной перестройкой, соответственно изме-
няя объем резонатора и в небольших пределах напряжение (72
на отражателе.
Отражательные клистроны используются в измерительных
перестраиваемых генераторах СВЧ, а также гетеродинах радио-
локационных станций и бывают только маломощными, так как их
кпд мал. Диапазон рабочих частот клистронов от 200 МГц до
40 ГГц, а выходная мощность — от долей ватт в непрерывном
режиме до нескольких мегаватт в импульсном.
Для генерирования мощных колебаний СВЧ применяют так-
же приборы, в которых на электроны воздействуют одновременно
электрическое и магнитное поля. Типичным представителем этих
приборов является магнетрон.
Устройство магнетрона показано на рис. 234. Цилиндриче-
ский активированный подогревной катод 4 располагается в
центральном отверстии массивного медного анода 3. Вокруг
центрального отверстия анода расположено четное количество
отверстий меньшего диаметра — резонаторы 2, связанные с ним
узкими прорезями — щелями 1. На анод подается положительное
по отношению к катоду напряжение, создающее между ними уско-
ряющее электрическое поле напряженностью Е. Силовые линии
магнитного поля, которое создается постоянным магнитом или
электромагнитом, параллельны оси прибора (перпендикулярны
плоскости рисунка). Таким образом, силовые линии электриче-
ского и магнитного полей в зазоре между анодом и катодом
взаимно перпендикулярны.
Эмиттированные катодом электроны попадают в электриче-
ское поле и летят с ускорением к аноду. Перпендикулярно векто-
ру их скорости v направлен вектор магнитной индукции В .
При этом начинает действовать сила Лоренца, перпендикуляр-
ная векторам и и /Г и искривляющая траекторию электронов,
которые подлетают к аноду по касательным к его внутренней по-
верхности (участок 0—1 на рис. 235).
Пролетающие мимо щелей электроны взаимодействуют с со-
средоточенными в них электрическими полями, в результате чего
возникает колебательный процесс. Когда электроны пролетают
мимо щелей по траекториям 0—1 и 2—3, они дополнительно ус-
коряются, отбирая энергию у резонаторов. При пролете по траек-
тории 1—2 электроны тормозятся, отдавая энергию резонатору.
Режим синхронизации, при котором практически все электро-
ны, эмиттированные катодом, пролетают мимо щелей резонато-
15-915 225
1
236. Образование
в магнетроне
электронных спиц
237. Устройство лампы бегущей волны
I
238. Взаимодействие электронного потока с элек-
трическим полем бегущей волны
ров в тормозящих фазах их переменных электрических полей,
устанавливается в магнетроне автоматически. Это происходит
потому, что электронный поток в пространстве анод—катод
группируется в спицы (рис. 236), число которых вдвое меньше
числа резонаторов. Скорость вращения концов спиц, скользя-
щих по поверхности анода, точно равна скорости смещения тор-
мозящей фазы. Резонаторы магнетрона соединяют параллельно
кольцами 1 и 2, каждое из которых объединяет однофазные
выступы анода. Энергия СВЧ выводится петлей связи 3, введен-
ной в один из резонаторов.
Основными достоинствами магнетрона являются небольшая
масса и высокий кпд (до 85%). Магнетроны работают как в
импульсном, так и непрерывном режимах. Импульсные магне-
троны небольшой средней мощности используют, главным обра-
зом, в передатчиках радиолокационных станций; их импульсная
мощность достигает нескольких мегаватт, а диапазон частот
составляет 0,5—100 ГГц. Магнетроны непрерывного режима раз-
вивают выходную мощность до 100 кВт, работают в диапазоне
частот 1 —10 ГГц и используются для высокочастотного нагрева.
Существенным недостатком клистронов и магнетронов является
сравнительно узкий интервал рабочих частот.
Более широкополосны лампы бегущей волны (ЛБВ), макси-
мальная рабочая частота которых в 2—4 раза выше минималь-
ной. В лампах бегущей волны также используется принцип груп-
пирования электронного потока и превращения его энергии при
торможении в энергию СВЧ-колебаний. Однако в отличие от
клистронов и магнетронов торможение электронных сгустков
происходит не в малой по протяженности щели резонатора, а на
длительном пути взаимодействия электронного потока с бегущей
волной электромагнитного поля СВЧ.
Устройство лампы бегущей волны показано на рис. 237.
Электронный поток, сформированный электронной пушкой I и ус-
коренный полем второго анода 2, к которому присоединена за-
медляющая спираль 4, направляется узким пучком вдоль оси
прибора. Для фокусирования электронного потока, расходящего-
ся из-за взаимного отталкивания электронов, используют маг-
нитную фокусирующую систему 5 в виде длинного соленоида.
Сигнал,, который необходимо усилить, поступает на вход спи-
рали 4 через входной волновод 3. Ток сигнала и вызванная им
электромагнитная волна распространяются вдоль провода спира-
ли со скоростью, близкой к скорости света. Фронт электромаг-
нитной волны при этом распространяется со значительно мень-
шей скоростью, называемой фазовой. Это объясняется тем, что
для смещения волны на шаг спирали необходимо, чтобы ток и
волна преодолели ее полный виток. Соотношение между длиной
витка спирали и ее шагом выбирают так, чтобы при сравнительно
.небольших ускоряющих напряжениях можно было разогнать
электроны до скорости, равной фазовой.
Ускоряющее напряжение ЛБВ должно быть таким, чтобы ско-
15*
227
рость электронного потока несколько превышала фазовую ско-
рость бегущей волны. При этом, как и в клистроне, происходит
группирование электронов в сгустки, которые при движении
постоянно находятся в тормозящей фазе электрической состав-
ляющей волны и вследствие этого отдают ей энергию. Так как
энергия волны увеличивается, происходит усиление входного
сигнала.
Взаимодействие электронного потока с электрическим полем
бегущей волны показано на рис. 238. Электронный поток 2,
сформированный электронным прожектором 1, попадает в замед-
ляющую спираль 3, вдоль которой распространяется бегущая
волна. Сгусток 4 электронов летит вместе с волной, находясь
в тормозящей фазе электрического поля. Так в лампе бегущей
волны реализуется принцип непрерывного взаимодействия элек-
тронного потока и бегущей волны ноля СВЧ. При подлете к
концу спирали значительная часть энергии электронов отдается
волне и выводится через выходной волновод 6 (см. рис. 237) в
нагрузку. Отработавшие электроны собираются коллектором 7,
потенциал которого несколько выше потенциала спирали или
равен ему. Для согласования входного 3 и выходного 6 волно-
водов с замедляющей спиралью 4 служат поршни 8 и 9.
Маломощные ЛБВ используют в широкополосных усилителях
сигналов СВЧ, а мощные — в генераторах СВЧ, работающих как
в импульсном, так и непрерывном режимах. Мощность ЛБВ ле-
жит в пределах от долей ватта до десятков киловатт в непрерыв-
ном режиме и до 3 МВт в импульсном, а рабочие частоты состав-
ляют от сотен мегагерц до 40 ГГц. Недостаток ЛБВ — невысокий
кпд (25—30%).
В маломощных измерительных генераторах СВЧ используют
также лампы обратной волны (ЛОВ), основанные на взаимо-
действии электронного потока и бегущей волны, распространяю-
щейся от коллектора к электронному прожектору. Для этих
ламп характерны наибольшая из всех приборов СВЧ широко-
полосность (частота изменяется в 2 раза) и эффективная элект-
ронная перестройка частоты.
Контрольные вопросы
1. Каково назначение радиопередающих устройств?
2. Почему несущая частота передатчика должна быть стабильной?
3. Какие факторы влияют на частоту возбудителя?
4. Каково назначение умножителей частоты?
5. Для чего и как фильтруют гармоники?
6. Каковы основные достоинства и недостатки амплитудной и частотной
модуляции?
7. Каков принцип действия генераторов СВЧ?
8. Каков принцип группирования электронного потока по скорости и плот-
ности?
Глава
10
Радиоприемные
устройства
§ 85. Классификация
Радиоприемные устройства (радиоприем-
ники) предназначены для выбора из множества радиосигналов,
излучаемых в пространство определенного сигнала, последую-
щего его усиления, преобразования и выделения исходного сиг-
нала информации. Радиоприемники делятся на профессиональ-
ные и радиовещательные и соответственно служат для приема
специальных сигналов (радиолокационных, радионавигационных,
телемеханических, радиофототелеграфных и др.) и сигналов ху-
дожественных и телевизионных радиопередач. Профессиональ-
ные радиоприемники, в свою очередь, подразделяют в зависи-
мости, от места установки, длины линии связи и способа электро-
питания.
По месту установки, в значительной степени опреде-
ляющему конструкцию и основные электрические параметры,
радиоприемники могут быть стационарные, судовые, самолетные,
автомобильные, переносные, носимые.
По длине линии связи различают радиоприемники,
обслуживающие короткие линии связи и значительные по про-
тяженности континентальные и трансконтинентальные.
По способу электропитания радиоприемники бы-
вают сетевые и аккумуляторные (батарейные).
Кроме того, как профессиональные, так и радиовещательные
радиоприемники подразделяют в зависимости от видов схемы и
принимаемых сигналов, диапазона рабочих частот и используе-
мых активных элементов.
Наиболее распространена супергетеродинная схема, а ограни-
ченно используют детекторные, прямого усиления, сверхрегене-
ративные.
По виду принимаемых сигналов различают радиоприемники
AM-сигналов (для радиовещания, радиосвязи, передачи сигналов
изображения в телевидении), ЧМ-сигналов (для передачи зву-
кового сопровождения в телевидении, радиовещания на УКВ)
и импульсных сигналов (для радиолокации, телеметрии).
Профессиональные радиоприемники работают в диапазонах
частот от 30 кГц до 300 ГГц (см. табл. 3), а радиовещатель-
ные — в диапазонах километровых, гектометровых и декаметро-
вых волн на частотах 150—408 кГц, 525—1605 кГц и 3,95—
229
12,1 МГц. Радиовещание ведется также в метровом диапазоне
волн на частотах 65,8—73 МГц. Для телевизионного вещания
выделены участки в диапазонах метровых (48,5—230 МГц) и де-
циметровых (470—622 МГц) волн. Радиолокационные приемни-
ки работают в диапазонах дециметровых, сантиметровых и мил-
лиметровых волн.
В качестве активных элементов в радиоприемниках исполь-
зуют электронные лампы, полупроводниковые приборы (диоды и
транзисторы), а также интегральные микросхемы.
Приемники СВЧ до частоты 1000 МГц выполняют, главным
образом, на транзисторах, а выше 1000 МГц — на туннельных
диодах, лампах бегущей и отраженной волны, клистронах, па-
раметрических и квантово-механических усилителях.
§ 86. Функциональные схемы
и основные параметры радиоприемников
Приемник прямого усиления
(рис. 239) состоит из следующих функциональных блоков:
входных цепей ВЦ — одного или нескольких колебательных
контуров, настраиваемых на частоту определенного сигнала из
множества наводимых в антенне А. Этот сигнал частотой fc
попадает на вход приемника. Перестраивают ВЦ в пределах
диапазона элементом колебательного контура (например, кон-
денсатором переменной емкости С/);
усилителя радиочастоты УРЧ, усиливающего поступивший
сигнал. Нагрузкой УРЧ обычно служит колебательный контур,
также настраиваемый на частоту Д, т. е. УРЧ одновременно с
ВЦ перестраивается на ту же частоту конденсатором С2, механи-
чески связанным с конденсатором С Г,
детектора Д, выделяющего из усиленного сигнала сигнал ин-
формации и, кроме того, вырабатывающего постоянное напряже-
ние, пропорциональное напряжению принятого сигнала, которое
поступает в систему автоматической регулировки усиления
(АРУ);
усилителя звуковой частоты УЗЧ, усиливающего сигнал ин-
формации до необходимого уровня;
громкоговорителя Гр — оконечного прибора, предназначенно-
го для преобразования сигнала информации, представленного в
электрической форме, в акустический сигнал, соответствующий
исходному звуку. В телевизионном приемнике оконечным прибо-
ром является кинескоп, а в радиолокационном — ЭЛТ индика-
тора.
Приемники прямого усиления применяют редко, так как они
не обеспечивают достаточно качественный радиоприем.
Супергетеродинный приемник (рис. 240) допол-
нительно имеет:
гетеродин Г — вспомогательный маломощный генератор гар-
монических колебаний, частота [г выходного сигнала которого
отличается от частоты настройки ВЦ и УРЧ на постоянную во
230
всем диапазоне перестройки частоту. Гетеродин перестраивается
одновременно с ВЦ и УРЧ строенным блоком конденсаторов С/,
С2 и СЗ переменной емкости;
смеситель С, на входы которого поступают принятый сигнал
частотой fc и сигнал гетеродина частотой а на выходе появ-
ляется сигнал разностной частоты fr— [е или Д—fr, называемой
промежуточной f„4. На рис. 241 показано, как в процессе пере-
стройки приемника в пределах диапазона изменяется частота
принимаемого сигнала и одновременно частота гетеродина [!
(или f'1). Номиналы элементов колебательных контуров ВЦ, УРЧ
и гетеродина выбирают так, чтобы при любом угле а поворота
ротора блока конденсаторов переменной емкости частота гетеро-
дина отличалась от частоты принимаемого сигнала на промежу-
точную частоту [ПЧ. Модуляция сигнала промежуточной частоты
аналогична модуляции принятого сигнала;
усилитель промежуточной частоты УПЧ, усиливающий сигнал
промежуточной частоты.
В супергетеродинных приемниках сигнал АРУ обычно подают
на УРЧ и УПЧ.
Рассмотрим основные параметры радиоприемников.
Д.иапазон рабочих частот — это интервал частот,
в пределах которого приемник перестраивают при приеме. Эле-
мент перестройки (конденсатор переменной емкости или катушка
переменной индуктивности) должен обеспечивать уверенный при-
ем передач во всем диапазоне рабочих частот с некоторым за-
пасом по частоте на его краях.
Чувствительность — это способность приемника при-
нимать слабые сигналы. Различают чувствительность, ограни-
ченную усилением, — минимальный сигнал на входе приемника,
при котором на его выходе получают заданную (или номиналь-
ную) мощность, а также чувствительность, ограниченную шу-
мами, — минимальный принимаемый сигнал, различимый на фо-
не шумов.
Высококачественные радиоприемники оцениваются пороговой
чувствительностью, определяемой минимальным уровнем приня-
того сигнала на входе при равных уровнях полезного сигнала и
шума на выходе.
Максимальная мощность входного сигна-
ла — это наибольшая мощность принятого сигнала, при которой
искажения выходного сигнала не превышают заданного значе-
ния.
Динам И'Ч еский диапазон — это отношение макси-
мальной мощности принятого сигнала в полосе пропускания
радиоприемника к пороговой чувствительности.
Избирательность — это способность радиоприемника
отличать полезный сигнал от помехи по определенным свойст-
венным ему признакам. Избирательность при приеме AM- или
ЧМ-сигналов обеспечивается колебательными контурами тракта
усиления, АЧХ которого (рис. 242) напоминает по форме резо-
231
239. Функциональная схема приемника пря-
мого усиления
АРУ
240. Функциональная схема супергетеродинного приемника
241. Изменение частот прини-
маемого сигнала и гетеродина
при перестройке супергетеродин-
ного приемника
242. Амплитудно-частотная
характеристика тракта усиле-
ния радиоприемника
243. Входная цепь приемника при емкостной
связи с антенной (а) и зависимость ее коэффи-
циента передачи от частоты (б)
нансную характеристику колебательного контура. Полосой про-
пускания приемника считается полоса частот на грани-
цах которой коэффициент усиления уменьшается на 3 дБ (в
\/2 раз).
Для оценки избирательности приемника используют коэффи-
циент прямоугольности k„, определяемый по формуле (10). При-
емник обладает тем большей избирательностью, чем k„ ближе
к 1, так как в этом случае при расстройке за пределы полосы
пропускания усиление стремительно уменьшается и сигнал близ-
ко расположенной соседней станции попадает на вход приемника
ослабленным.
Приемники прямого усиления имеют k„ не более 0,39, даже
при значительном числе колебательных контуров, тогда как k„
супергетеродинных приемников составляет 0,6—0,95. Этим объяс-
няется широкое распространение супергетеродинных приемников,
особенно в тех случаях, когда определяющей является избира-
тельность.
Номинальная выходная мощность — это мощ-
ность на выходе УЗЧ, при которой обеспечивается заданное
среднее звуковое давление; при этом коэффициент нелинейных
искажений не должен превышать допустимого значения.
Частотная стабильность — это способность ра-
диоприемника при воздействии на него дестабилизирующих фак-
торов (механических и климатических), а также изменении пи-
тающих напряжений длительное время обеспечивать надежный
прием.
Точность градуировки и установки часто-
ты— это возможность в кратчайший срок настроить радиопри-
емник на заданную частоту.
§ 87. Входные цепи
и усилители радиочастоты
Входные цепи предназначены для
предварительного выбора необходимого сигнала и ослабления
других сигналов, т. е. обеспечения избирательности радиоприем-
ников.
В схеме входной цепи, показанной на рис. 243,а, параллель-
ный колебательный контур L1C1 связан с антенной конденсато-
ром связи Сев небольшой емкости. Сопротивление контура, мак-
симальное на резонансной частоте, для токов остальных частот
становится тем меньше, чем больше частота сигнала отличает-
ся от резонансной частоты контура. Поэтому падение напряже-
ния на контуре создается, главным образом, током резонансной
частоты. Это напряжение поступает на вход УРЧ или смеси-
теля.
Недостаток схемы состоит в том, что при перестройке вход-
ной цепи в диапазоне частот коэффициент передачи значительно
изменяется вследствие изменения сопротивления конденсатора
233
244. Входная цепь приемника при индуктивной
связи с антенной (а) и зависимости ее коэффи-
циента передачи от частоты сигнала и резонансной
частоты антенны (б)
а)
245. Входная цепь приемника при комбинирован-
ной связи с антенной (а) и зависимости ее коэф-
фициента передачи от частота (б)
246. Схема усилителя радиочастоты
Сев (рис. 243, б). По этой-причине схему используют только в
приемниках, работающих на фиксированной частоте или в узком
интервале частот.
Схема входной цепи с индуктивной связью с антенной
(рис. 244, а) является наиболее распространенной, так как при
достаточной се простоте получают довольно равномерный коэф-
фициент передачи. Зависимости /—3, показывающие изменение
коэффициента передачи входной цепи в пределах диапазона от
резонансной частоты антенны, приведены на рис. 244, б. При ра-
боте с «удлиненной» антенной, когда ее резонансная частота
/л меньше минимальной частоты диапазона изменение коэф-
фициента передачи входной цепи соответствует кривой /. При
работе с «укороченной» антенной (Д > изменение коэффи-
циента передачи соответствует кривой 2. Если частота лежит
между и fmi„, изменение коэффициента передачи соответст-
вует кривой 3.
Схема входной цепи с комбинированной (индуктивно-емкост-
ной) связью с антенной (рис. 245, а) обеспечивает равномерный
коэффициент передачи. При «удлиненной» антенне коэффициент
передачи, обусловленный индуктивной связью, изменяется в со-
ответствии с кривой 1 (рис. 245, б), а емкостной — кривой 2.
Результирующая кривая 3 показывает, что коэффициент пере-
дачи такой входной цепи изменяется незначительно.
Усилители р а д и о ч а с т о т ы предназначены для уси-
ления сигналов, выбранных ВЦ, и подавления остальных сигна-
лов, т. е., как и ВЦ, обеспечивают избирательность радиоприем-
ника. Поэтому в качестве нагрузки УРЧ обязательно используют
колебательные контуры (см. § 47).
Схема УРЧ, колебательный контур которого включен в кол-
лекторную цепь транзистора VT1, что обеспечивается трансфор-
маторной связью между катушками Lrtt и Li, показана на
рис. 246. Для перестройки контура в диапазоне частот изменяют
емкость конденсатора С2 и подключают следующий каскад к
части витков катушки L1 — участку L'. Конденсатор СЗ, емкость
которого значительно больше емкости конденсатора С2, отделяет
цепь базы транзистора VT2, состоящую из резисторов R4
и R5, от корпуса, почти не влияя на частоту настройки колеба-
тельного контура. Это позволяет заземлить один из выводов
многосекционного конденсатора С2 переменной емкости.
§ 88. Преобразователи частоты
Преобразователи частоты супергетеродин-
ных приемников, состоящие из гетеродина и смесителя, предназ-
начены для превращения частоты принятого радиочастотного мо-
дулированного сигнала в промежуточную частоту, постоянную во
всем диапазоне, с сохранением сигнала информации. Для преоб-
разования частоты необходим смеситель, превращающий посту-
235
ЧМ. Функциональная схе-
ма преобразователя час
тоты
248. Графическое представление процес-
са преобразования частоты (а—в)
249. Схема преобразователя частоты с отдельным гетеродином
250. Графики сопряжения гетеродина и входных цепей
(с) и изменения промежуточной частоты при различных
частотах сопряжения (б, в)
пившие на его входы сигналы радиочастоты Д и гетеродина Д в
сигналы комбинационных частот:
Д = + тД ± пД,
где гп и п — номера гармоник входного сигнала и гетеродина.
Функциональная схема преобразователя частоты показана на
рис. 247. Преобразователь выполнен в виде шестиполюсника, на
входы которого поступают сигналы радиочастоты Д. и гетероди-
на Д, а на выходе включена нагрузка z„, настроенная на одну из
комбинационных частот, например на промежуточную частоту
Дч = Д'—Д. Ток этой частоты создает падение напряжения U,,,,
на нагрузке za, сопротивление которой токам других частот
мало. На выходе смесителя напряжения от этих токов также
малы. Нагрузкой смесителя может 6ыте> только колебательный
контур или система контуров, так как лишь в этом случае будет
выделен сигнал, занимающий сравнительно узкий интервал час-
тот (см. § 47).
Таким образом, преобразование частоты состоит в переносе
спектра принимаемого сигнала из одной части диапазона радио-
волн в другую без изменения вида и параметров модуляции.
Настроенные на частоту Д сигнала входные цепи ВЦ и усилитель
радиочастоты УРЧ приемника пропускают этот сигнал на один
из входов смесителя (рис. 248, а). На другой его вход поступает
сигнал гетеродина частотой Д (рис. 248, б), отличающийся от
частоты Д на промежуточную частоту Дч. В результате на выходе
смесителя появляется сигнал промежуточной частоты (рис. 248, н),
значительно меньшей частоты Д. Усилитель промежуточной ча-
стоты УПЧ настраивается на частоту Д,„.
Особенность суперегетеродипного приемника — возможность
проникновения на вход УПЧ сигнала зеркальной частоты, отли-
чающейся от частоты Д также на частоту Д.,, но лежащей по дру-
гую сторону от нее (в данном случае Д>Д, поэтому Д>Д).
Так возникает зеркальный канал приема. Поскольку на частоте
Д может работать другой передатчик, то если не принять мер
но подавлению зеркального канала, на выходе приемника может
появиться кроме полезного сигнала сигнал зеркальной помехи.
Для ослабления зеркальной помехи служат колебательные кон-
туры входных цепей и УРЧ.
В соответствии с действующим стандартом ослабление сигна-
ла по зеркальному каналу для радиовещательных приемников
высшего класса должно составлять на длинных волнах на менее
60 дБ (в 1000 раз), на средних — 50 дБ, на коротких 26 дБ
и на УКВ — 30 дБ.
Процесс преобразования частоты состоит в перемножении
принятого сигнала и сигнала гетеродина в нелинейных устрой-
ствах или системах с переменными параметрами и последующей
фильтрации разностной или суммарной составляющей преобразо-
ванного сигнала.
Рассмотрим перемножение двух сигналов в идеальном смеси-
237
теле, который не искажает форму исходных сигналов. Пусть
принимаемый сигнал щ =~ Щ/Цоящ./ (где — это огибаю-
щая, соответствующая модулирующему сигналу), а сигнал
гетеродина и, = U, cos w,7. Тогда преобразованный сигнал иир =
= 11,11,- = COS (>)J COS (0г / = 1 AU^UcOsU— (Or Ц +
+ [/йСЛ(/)СЛ cos(wt. + о»,)/ представляв собой сумму двух со-
ставляющих, первая из которых имеет разностную частоту од —
— (о,. Так как огибающая этого сигнала пропорциональна оги-
бающей принятого сигнала, их спектры одинаковы. Сигнал раз-
ностной частоты является промежуточной частотой приемника и
выделяется настроенным на нее фильтром, полоса пропускания
которого должна быть достаточной для выделения всего спектра
п р и и и м ае м о го сиг н ала.
В реальном смесителе форма исходных сигналов искажается,
поэтому в выходном токе присутствуют все комбинационные
частоты.
Схема преобразователя частоты состоит из смесителя на
транзисторе VTI и отдельного гетеродина на транзисторе VT2
(рис. 249). Входной сигнал поступает на базу транзистора VT1
с части витков катушки индуктивности L1 контура УРЧ. Такое
включение контура позволяет избежать сильного влияния низ-
кого входного сопротивления транзистора, включенного с ОЭ,
на добротность и, следовательно, полосу пропускания контура
L1C1C2. Режим цепи базы транзистора VT1 задается током,
проходящим через резистор R2. В эмиттерной цепи транзи-
стора VT1 кроме элементов RJ и С4 эмиттерной стабилизации
включена часть катушки 1.3 контура гетеродина. Сигнал гетеро-
дина через конденсатор С4 подается на эмиттер транзистора
VT1, т. е. на его эмиттерном переходе действуют переменные
напряжения и,- и и,-.
Рабочую точку транзистора VTI выбирают на начальном не-
линейном участке входной характеристики, что позволяет пере-
множать сигналы и, и иг. При этом в коллекторной цепи транзи-
стора VT1 появляются комбинационные частоты, в том числе и
тока разностной частоты о>с — о»,, на которую настраивают кон-
тур I.2C5. Сигнал промежуточной частоты снимают с части вит-
ков катушки L2 контура и подают на вход УПЧ.
Сопрягают контуры ВЦ, УРЧ, смесителя и гетеродина, меха-
нически связывая их подвижные элементы или подбирая коррек-
тирующие конденсаторы. Первый способ используют в приемни-
ках СВЧ, а второй — в радиовещательных. Рассмотрим подроб-
нее второй способ при
При идеальном сопряжении изменение частоты гетеродина
соответствует кривой 1—3 (рис. 250, а), параллельной кривой
настройки входных цепей на частоты сигнала /С|—Д-з. Реальное
сопряжение без специальных мер возможно только на одной
частоте. Пусть оно выполнено для сигнала частотой )Ц умень-
шением индуктивности катушки 1.3 при одинаковых емкостях
конденсаторов С1 и С7, управляющих частотами настройки вход-
238
ных цепей и гетеродина. Тогда при полном угле поворота общего
ротора конденсаторов С1 и С7 переменной емкости (от amin до
частота гетеродина будет изменяться в соответствии с кри-
вой 2—4, вследствие чего промежуточная частота при перестрой-
ке также будет изменяться, что недопустимо.
Для сопряжения на частотах fcl и f,.3 сигнала включают после-
довательно конденсатору С7 конденсатор С9 большой емкости и
параллельно — конденсатор С8 малой емкости. При этом частота
гетеродина для сигналов частотой /с| и /Д соответственно увели-
чится и уменьшится, а значение промежуточной частоты на гра-
ницах диапазона перестройки станет равным ее значению для
частоты Д-2.
Зависимость отклонения А/ промежуточной частоты от ее но-
минального значения при сопряжении в трех точках на частотах
Др и Д,шх показана на рис. 250, б. Отклонение Af значительно
уменьшится, если сопряжение выполнено в точках 4 и 5, несколь-
ко удаленных от точек 1 и 3 к точке 2 (рис. 250, в). Так выпол-
няют сопряжение на практике. Конденсаторы С2 и СЮ неболь-
шой емкости служат для окончательной подстройки контуров.
§ 89. Усилители промежуточной частоты
Усилитель промежуточной частоты пред-
назначен для усиления постоянного по частоте во всем диапазоне
перестройки приемника сигнала промежуточной частоты. Посто-
янство усиливаемой частоты позволяет построить усилитель с
высоким и стабильным коэффициентом усиления, амплитудно-
частотная характеристика которого близка к идеальной. Проме-
жуточная частота УПЧ обычно невысока, что также упрощает
его.
Схема усилителя промежуточной частоты с индуктивно свя-
занными контурами показана на рис. 251. Сигнал [/„>, через раз-
делительный конденсатор С1 поступает на базу транзистора VT1,
режим которого по постоянному току обеспечивается делителем
R2R1. Элементы R3 и СЗ служат для эмиттерной стабилизации
каскада. Напряжение питания поступает на коллектор транзи-
стора VT1 через резистор R4 и часть катушки индуктивности L1
контура нагрузки. Один из выводов катушки L1 соединен по
переменному току с корпусом через конденсатор С4, сопротивле-
ние которого току промежуточной частоты ничтожно мало. Это
предотвращает попадание тока промежуточной частоты в цепь
источника питания Ек и снижает вероятность самовозбуждения
УПЧ. Частичное включение контура L1C2 в коллекторную цепь
уменьшает влияние сравнительно малого выходного сопротивле-
ния транзистора VT1 на добротность этого контура и, следова-
тельно, полосу пропускания каскада.
С контуром L1C2 индуктивно связан аналогичный контур
L2C5. Необходимую связь между контурами обеспечивают, под-
бирая расстояние между катушками L1 и L2 и их взаимное рас-
23?
251. Схема усилителя промежуточной частоты с индуктивно
связанными контурами
252. Усилитель промежуточной частоты с фильтром сосредото-
ченной избирательности
253. Схема амплитудного детектора (а) и его временная диаграмма (б)
254. Схема частотного детектора
положение. Для настройки контуров на промежуточную частоту
изменяют индуктивность катушек 1.1 и L2 ферромагнитными сер-
дечниками. Кроме того, для настройки в контуры параллельно
конденсаторам С2 и С5 включают подстроечные конденсаторы
малой емкости. Для ослабления шунтирующего влияния малого
входного сопротивления транзистора VT2 выходной сигнал сни-
мают с части витков катушки L2 и подают на базу транзистора
VT2 относительно корпуса, так как сопротивление конденсатора
С6 току промежуточной частоты ничтожно мало.
Такие УПЧ являются усилителями с распределенной избира-
тельностью. Схема УПЧ с сосредоточенной избирательностью,
на выходе первого каскада которого включена сложная колеба-
тельная цепь — фильтр сосредоточенной избирательности (ФСИ),
показана на рис. 252. Такой УПЧ имеет АЧХ, близкую к прямо-
угольной. Применение ФСИ улучшает избирательность приемни-
ка, но при этом снижается усиление, так как коэффициент пере-
дачи фильтра значительно меньше 1. Этот недостаток легко
компенсируется последующими каскадами усиления, которые
могут быть апериодическими, т. е. без колебательных контуров.
§ 90. Детектирование сигналов
Детектирование — это процесс преобра-
зования модулированного сигнала для выделения из него сигна-
ла информации.
Для детектирования АМ-с и г н а л о в служит ам-
плитудный детектор (рис. 253, а). Под действием сигнала про-
межуточной частоты U,[4, снимаемого с части витков катушки L2,
в цепи диода VD возникают синусоидальные импульсы тока,
амплитуда которых изменяется в соответствии с изменением
амплитуды сигнала t/ll4. Этими импульсами заряжается конден-
сатор С2. В промежутках между импульсами конденсатор С2
успевает немного разрядиться, а с приходом очередного импуль-
са вновь подзаряжается (рис. 253,6).
Элементы схемы должны быть подобраны так, чтобы напря-
жение t/вых на конденсаторе С2 следило за амплитудой сигнала
Un4, особенно при быстрых ее изменениях, что соответствует выс-
шим частотам сигнала информации. В ином случае конденсатор
С2 не будет успевать разряжаться и в выходном сигнале детек-
тора появятся искажения (например, участок об). Емкость кон-
денсатора С2 не должна быть малой, так как в этом случае он
будет слишком разряжаться в промежутках между импульсами
заряда, что уменьшит выходной сигнал.
Выходной сигнал с резистора R2 поступает на переменный
резистор R3 и подается на вход усилителя звуковой частоты
(УЗЧ). Резистором R3 устанавливают необходимый уровень
входного сигнала УЗЧ, чем определяется уровень его выходного
сигнала, т. е. громкость. Потому резистор R3 называют регуля-
тором громкости. Конденсатор СЗ служит для дополнительной
16-915
241
фильтрации составляющей промежуточной частоты, содержа
щейся в выходном сигнале детектора.
Д л я детектирования ЧМ-с и г н а л о в применяют
частотный детектор (рис. 254), который состоит из двух колеба-
тельных контуров; первичного L1C1 и вторичного L2L3C3, на
строенных на среднее значение частоты входного сигнала. Ка-
тушки LI и L2 Д- L3 связаны между собой индуктивно. Кроме
того, напряжение с контура L1C1 подается через конденсатор С2
на общую точку катушек L2 и L3. Диоды VD1 и VD2 служат
для выпрямления поступающего с катушек L2 и 1,3 и контура
L1CI переменного напряжения. Конденсаторы С4 и С5 сглажи-
вают пульсации несущей (или промежуточной) частоты, а через
дроссель L4 замыкаются постоянные составляющие токов диодов
VD1 и VD2.
Рассмотрим работу детектора при частоте входного сигнала
равной частоте настройки его контуров Д, т. е. при — = /о.
Вектор напряжения Uдействующего на первичном контуре
L1C1, условно показан на рис. 255, а в нулевой фазе. Эго напря-
жение вызывает в катушке Li ток /|, отстающий на 90°. Маг-
нитный поток <!)], вызванный током Л, совпадает с ним по фазе.
Наведенная в катушках вторичного контура частью магнитного
потока Ф|, пронизывающего их витки, эдс Е2 опережает его на
90° и, следовательно, совпадает по фазе с напряжением UТок
/2 вторичного контура, создаваемый эдс Е2, совпадает с ней но
фазе, так как ее частота и частота настройки контура одинаковы.
Ток /2 вызывает падение напряжения U2 на катушках L2I.3,
опережающее его на 90°. Следовательно, напряжение Г/2 опере
жает напряжение LR. Действующие на диодах VDI и VD2 пол-
ные напряжения представляют собой суммы векторов:
UVI)I = <Д + 0,5С2; UVI)2 = С, -- 0,56'2.
Сложение векторов (рис. 255, б) показывает, что на диодах
VDI и VD2 действуют одинаковые напряжения, а следовательно,
и одинаковые токи. При этом напряжения на нагрузочных рези
сторах R1 и R2 также равны. Так как эти напряжения противо-
фазам относительно общей точки резисторов R1 и R2, полное
выходное напряжение ДВ1,1Х равно нулю.
При уменьшении частоты входного сигнала, т. е. при /< <Д,
фазовые соотношения между токами и напряжениями изменят-
ся следующим образом (рис. 255, в): ток /2 опережает эдс Е2
но фазе на угол (р, поскольку сопротивление вторичного контура
на частоте /< емкостное; напряжение U2 опережает ток /2 на 90°.
Следовательно, вектор напряжения U2 поворачивается в сторону
опережения также на угол <р. Сложение векторов напряжений,
действующих на диодах VD1 и VD2 (рис. 255, г), показывает,
что Uу1п> Uпоэтому полное напряжение на выходе детекто-
ра отрицательное.
Рассуждая аналогично, можно доказать, что при увеличении
242
частоты входного сигнала, т. е. при Д. > /0, выходное напряже-
ние будет положительным.
Амплитудная характеристика частотного детектора показана
на рис. 256. Если в процессе детектирования девиация частоты
входного сигнала не выходит за пределы линейного участка
АЧХ, его искажения минимальны.
Кроме того, используют еще несколько схем частотных детек-
торов, например схему детектора отношений (рис. 257), в кото
рой диоды VD1 и VD2 включены последовательно, поэтому вы-
прямленные напряжения, образующиеся на конденсаторах СЗ и
С4, суммируются. Так как емкость конденсатора С5 выбирают
из условия (7?з + Rt)C5 0,2с, напряжение на нем неизменно
при изменении амплитуды входного сигнала из-за помехи.
При отклонении частоты входного сигнала относительно час-
тоты настройки контуров детектора отношений по аналогии с
частотным детектором становятся неодинаковыми напряжения на
диодах VD1 и VD2, а следовательно, неодинаковыми будут на-
пряжения на конденсаторах СЗ и С4, в то время как полное
напряжение на них из-за большой емкости конденсатора С5 оста-
нется постоянным. Так как сопротивления резисторов R3 и R4
одинаковы, выходное напряжение £7Вых детектора представляет
собой разность напряжений на конденсаторах СЗ и С4.
В отличие от частотного детектора, нормально работающего
лишь при постоянной амплитуде входного сигнала, на выходе
детектора отношений подавляется паразитная амплитудная мо-
дуляция входного сигнала. Частотному детектору обязательно
предшествует специальный каскад — ограничитель амплитуды.
§ 91. Ручные и автоматические
регулировки радиоприемников
Современные радиоприемники работают
в среде с множеством сигналов и помех. Так как условия приема
могут в значительной степени и за короткое время сильно изме-
няться (особенно при связи между перемещающимися объек-
тами), соответственно изменяется по амплитуде принимаемый
сигнал. Кроме того, на радиоприемники воздействуют дестабили-
зирующие факторы, среди которых наиболее важным является
температура окружающей среды. Влияя на электрические пара-
метры отдельных блоков радиоприемников, эти факторы нередко
приводят к прерыванию связи и потере информации.
Некоторые дестабилизирующие факторы могут быть скомпен-
сированы ручными регулировками усиления, полосы пропуска
ния, тембра звука, яркости свечения экрана ЭЛТ и др. Обычно
вручную радиоприемники перестраивают в пределах диапазона
и при переходе с одного диапазона на другой. Ручные регули-
ровки усиления служат для компенсации медленного изменения
уровня входного сигнала.
При потенциометрическом регулировании уровня входного
16*
243
a) 4 U2 6)
I2 £2 Vi
в) иг г) к иг
U*/Z Oypi иг/г 1мй
С
-Уг/2-------- -иг/2 —
255. Векторные диаграммы (а—г) частотного детектора
256. Амплитудно-частотная
характеристика частотного
детектора
257. Схема детектора отношений
258. Схемы регулирования уровня входного сигнала
потенциометром (а) и усиления каскада изменением
глубины ООС (б)
сигнала (рис. 258, а) усиливаемый сигнал Пвх, поступающий
с детектора или каскада усиления, подается на вход следующе-
го каскада потенциометром /?. Амплитуду сигнала регулируют
в пределах от 0 до Пвх, изменяя положение движка потенцио-
метра 7? и тем самым регулируя усиление всего тракта.
При регулировании уровня входного сигнала изменением глу-
бины внутрикаскадной ООС (рис. 258, б) усиление каскада мак-
симально, когда движок потенциометра R находится в верхнем
положении, что соответствует его исключению из цепи перемен-
ного тока конденсатором С. При этом ООС отсутствует. При
смещении движка потенциометра вниз все большее сопротивле-
ние появляется в цепи переменного тока эмиттера транзистора.
При этом переменное напряжение на эмиттере увеличивается,
а следовательно, растет глубина ООС и уменьшается усиление
каскада.
Однако при быстром изменении уровня входного сигнала
ручная регулировка усиления непригодна, поэтому в современ-
ных профессиональных и радиовещательных приемниках обяза-
тельно применяют систему автоматической регулировки усиления
АРУ (рис. 259, а). Отрицательное постоянное напряжение Пару
образуется на конденсаторе Сф фильтра в результате выпрям-
ления диодом VD детектора напряжения Um. Напряжение Пару
подается с конденсатора Сф на базу транзистора того каскада,
усиление которого регулируется.
При отсутствии входного сигнала рабочая точка А (р.т.1) кас-
када (рис. 259, б) автоматически устанавливается на крутом
участке входной характеристики. При этом сигнал Пл вызывает
изменение базового тока 2/Бт. Появление входного сигнала вызы-
вает появление сигнала Uдру, который суммируется с напряже-
нием Пбэр.т!, уменьшая его, например, до уровня Пбэр.т2. Рабо-
чая точка каскада смещается в точку А(р. т2) и усиление каскада
снижается, так как сигнал Uei, значительно больший сигнала Пл,
вызывает такое же изменение тока базы транзистора.
Схема АРУ с задержкой показана на рис. 260. Напряжение
задержки U3, снимаемое с резистора R2 делителя R1R2, закры-
вает диод VD детектора АРУ при входных сигналах,амплитудное
значение напряжения которых меньше напряжения U3. При этом
напряжение Пару = 0, а усиление тракта приемника максималь-
но. Как только амплитудное значение напряжения входного
сигнала превысит уровень напряжения П3, появляется напряже-
ние Пару и усиление уменьшается.
Амплитудные характеристики радиоприемников без АРУ
(кривая /), с простой АРУ (кривая 3) и АРУ с задержкой (кри-
вая 2) показаны на рис. 261. При простой АРУ усиление сни-
жается, начиная с самых малых сигналов на входе приемника;
что невыгодно, так как эти сигналы необходимо усиливать при
максимальном коэффициенте усиления. При АРУ с задержкой,
пока напряжение входного сигнала меньше некоторого напряже-
ния Hoxmin, усиление приемника максимально, а при входных
245
259. Схема простой АРУ (а) и графическое представление
ее работы (б)
260. Схема АРУ с задерж-
кой
261. Амплитудные характеристики ра-
диоприемников без АРУ, с простой
АРУ и с АРУ с задержкой
262. Функциональная (а) и электрическая (б) схемы АПЧГ
сигналах, превышающих Unx оно резко снижается. Этим
объясняется широкое распространение АРУ с задержкой.
Современные радиоприемники для поддержания постоянства
промежуточной частоты имеют схему автоматической подстройки
частоты гетеродина АПЧГ (рис. 262, а). Сигнал промежуточной
частоты KU[m поступает с выхода УПЧ на вход частотного детек-
тора ЧД, настроенного на промежуточную частоту. На выходе
детектора появляется сигнал постоянного тока поляр-
ность и значение которого соответствуют знаку и значению
отклонения промежуточной частоты от поминальной. Эго напря-
жение воздействует на управитель У и изменяет частоту гетеро-
дина, компенсируя отклонение промежуточной частоты. В качест-
ве управителя используют варикап, включенный в колебатель-
ный контур (рис. 262, б).
§ 92. Помехи радиоприему
Радиопомехами являются все виды элек-
тромагнитных сигналов в диапазоне радиочастот, исключая ра-
диоизлучение, на которое в данный момент настроен приемник.
Помехи в значительной степени осложняют прием радиосообще-
ний, а в некоторых случаях делают его невозможным. Наиболее
существенны следующие радиопомехи:
возникающие в самой радиоаппаратуре в виде шумов, а также
в результате электромагнитных процессов в атмосфере и косми-
ческом пространстве, называемые флуктуационными;
свойственные самой радиоаппаратуре и проявляющиеся в
взаимном влиянии ее цепей (наводки);
вызываемые одновременно существующим в пространстве
множеством радиоизлучений;
преднамеренные, специально создаваемые для нарушения ра-
диосвязи;
появляющиеся при работе электротранспорта, промышленных
установок и др.
Эти радиопомехи, называемые аддитивными, действуют неза-
висимо от полезного сигнала.
Существуют также помехи, называемые мультипликативными,
действие которых проявляется в изменении параметров полезно-
го сигнала. Примером этих помех является интерференционное
замирание радиоволн изменение уровня поля вследствие при-
хода в место приема множества радиоволн с изменяющимися
во времени относительно друг друга фразами.
Флуктуационные помехи состоят из хаотической последова-
тельности кратковременных импульсов, сливающихся в единый
непрерывный случайный процесс. Примером этого вида помех
являемся собственный шум приемника, который объясняется
хаотическим движением носителей заряда в элементах схемы —
лампах, полупроводниковых приборах, резисторах, проводах.
В некоторых случаях флуктуационные помехи создаются иромыш-
247
ленными источниками, а также преднамеренно при радиопротиво-
действии.
Влияние флуктуационных помех уменьшают оптимальной
фильтрацией полезного сигнала. Для сведения собственных шу-
мов к минимуму облегчают тепловые режимы работы элементов
усилительного тракта и рационально распределяют усиление
между каскадами. Поскольку наибольшую долю шумов вносит
первый каскад, его выполняют на малошумящем активном элемен-
те, который отбирают из однотипных элементов по минимальному
уровню собственных шумов. Режимы первого каскада по возмож-
ности облегчают, снижая рабочие напряжения и токи.
Для предотвращения помех, обусловленных конструкцией
радиоаппаратуры, среди которых наиболее опасны помехи, при-
водящие к самовозбуждению, большое внимание уделяют ее оп-
тимальному конструированию и такому взаимному расположе-
нию отдельных блоков, при котором прерываются возможные
пути для сигналов паразитной положительной обратной связи.
Для этого экранируют колебательные контуры и отдельные блоки
радиоприемника, применяют экранированные провода и блокиро-
вочные конденсаторы. Особенно тщательно выполняют цепи пи-
тания и заземления, которые в большинстве случаев служат пу-
тями для паразитных токов.
Влияние помех, вызываемых радиоизлучением других пере-
датчиков, уменьшают, повышая избирательность приемников
и применяя в них высококачественные фильтры.
Борьба с преднамеренными радиопомехами, которые созда-
ются для разрушения каналов связи, наиболее сложна. Эти поме-
хи могут быть активными и пассивными. Для создания активных
помех вырабатывают и излучают в пространство сигнал, способ-
ный проникнуть на выход приемника вместе с полезным сигна-
лом и исказить его. В некоторых случаях это может быть полез-
ный сигнал, но ретранслированный с небольшой задержкой.
Активные помехи могут быть прицельными, когда их объектом
становится определенный канал связи, и заградительными, когда
ими «забивается» диапазон радиоволн. Борьба с прицельными
помехами состоит в переходе на другую частоту в момент их
появления. Эффективность заградительных помех ниже, чем при-
цельных, поскольку их излучают в широком диапазоне радио-
волн. Этим определяется малая мощность помехи, приходящаяся
на полосу пропускания приемника.
С помехами индустриального происхождения, имеющими ча-
ще всего случайный характер, борются в месте их возникновения,
используя такие специальные меры, как, например, экранирова-
ние аппаратов, установку параллельно мощным коммутирующим
контактам искрогасящих цепочек и др. Все промышленные источ-
ники помех находятся под постоянным контролем Государствен-
ной инспекции электросвязи (ГИЭ), которая решает в масшта-
бах страны вопросы, связанные с электромагнитной совмести-
мостью средств электросвязи, и дает разрешение на эксплуата-
248
цию электроустановок, являющихся вероятными источниками
помех. Требования к этим установкам весьма жесткие.
Сложнее обстоит дело с атмосферными помехами, случайный
импульсный характер которых не позволяет успешно бороться
с ними. Но и в этом случае возможно частичное их подавление,
например с помощью системы быстродействующей автоматиче-
ской регулировки усиления (БАРУ). Система БАРУ при появле-
нии на входе приемника импульсной помехи немедленно выраба-
тывает управляющий сигнал, который на время ее действия запи-
рает тракт, прекращая прием.
Причина мультипликативных помех — постоянно изменя-
ющееся запаздывание сигналов одного и того же передатчика,
достигающих приемной антенны несколькими путями. В прием-
ной антенне эти сигналы складываются с учетом их амплитуды
и фазы, в результате чего суммарный сигнал может изменяться
в тысячи раз. Влияние мультипликативных помех снижают, ис-
пользуя две или более антенны, работающие на один приемник
и разнесенные в пространстве так, чтобы при уменьшении выход-
ного сигнала одной антенны одновременно увеличивался выход-
ной сигнал другой. В этом случае суммарный сигнал изменяется
незначительно.
Контрольные вопросы
1. Как классифицируют радиоприемники по виду модуляции?
2. В каких диапазонах волн работают радиоприемники?
3. Каков принцип супергетеродинного приема?
4. Каков физический смысл преобразования частоты?
5. Что такое чувствительность радиоприемника, как ее можно увеличить
и чем она ограничивается?
6. Что такое избирательность радиоприемника?
7. Какие каскады супергетеродинного радиоприемника выполняют основное
усиление?
8. Для чего сопрягают гетеродин и входные цепи?
9. Для чего детектируют сигналы?
10. Каковы назначения и принципы действия АРУ и АПЧГ?
II. Как помехи влияют на радиоприем?
Глава
111
Телевизионные
устройства
§ 93. Физические основы телевидения
Телевидение предназначено для передачи
и воспроизведения на расстоянии с помощью электромагнитных
волн изображений движущихся (или неподвижных) объектов.
Русский ученый Б. Л. Розинг еще в 1907 г. высказал идею
электронного телевидения, а в 1910-1911 гг. вместе с сотруд-
никами получил сначала неподвижное, а затем подвижное теле-
визионное изображение. Однако дальнейшего развития в те годы
телевидение не получило. Только в 30-е годы после создания
передающих и приемных телевизионных трубок начинается его
стремительное развитие. Впервые телевизионное вещание было
организовано незадолго до Великой Отечественной войны.
В послевоенные годы телевидение быстро совершенствуется. В
настоящее время телевизионным вещанием практически обеспе-
чена вся наша страна.
В зависимости от назначения телевидение бывает вещатель-
ным и прикладным. Вещательное телевидение предназначено
для передачи телевизионных программ, а прикладное - для ви-
зуального наблюдения за технологическими процессами, переда-
чи на Землю и в космос видимых изображений различных объек-
тов (например, визуальной информации, необходимой космонав-
там, цвета и формы небесных тел, структуры их поверхностей)
глубоководных исследований, в медицине и других областях
науки и техники.
Принцип современного телевидения основан на поэлементном
анализе яркости передаваемого изображения и выработке про-
порционального ей сигнала, называемого сигналом изображения.
Переданный по радиоканалу и выделенный в приемнике сигнал
служит для поэлементного синтеза изображения на экране
кинескопа. Электронные лучи, соответственно считывающие сиг
нал изображения в передающей телевизионной трубке и воспро-
изводящие это изображение на экране кинескопа, должны
перемещаться строго синхронно. Только в этом случае обеспечи-
вается синхронность анализа и синтеза элементов изображения,
а следовательно, и всего изображения.
В цветном телевидении используется принцип трехкомпопент-
ности человеческого зрения, состоящий в том, что любое цветное
изображение может быть получено комбинацией в соотвегству-
250
ющих пропорциях трех основных цветов красного, зеленого
и синего. Поэтому цветное изображение сначала разлагается
в передающей камере на три основных цвета, которые переда-
ются вместе с сигналом яркости, а затем в приемнике для полу-
чения изображения эти три основных цвета суммируются с сиг-
налом яркости.
Структурная схема телевизионной линии передачи показана
на рис. 263. Видимое изображение с помощью оптической систе-
мы О проецируется на чувствительную поверхность передающей
телевизионной трубки ПТ, считывающий луч которой управляет-
ся токами, поступающими на отклоняющую систему ОС из блока
разверток БР, синхронизируемого сигналами синхрогенерато-
ра СГ. На вход телевизионного канала 77( поступают сигнал
изображения с нагрузки передающей трубки ПТ и синхроим-
пульсы от синхрогенератора СГ. В результате образуется полный
телевизионный сигнал (ПТС), модулирующий передатчик Пр и
поступающий с его выхода в антенну AI, которой он излучается
в пространство.
Сигнал телевизионного центра поступает с выхода приемной
антенны А2 на вход приемника Прм, где он усиливается, а его
частота преобразуется в промежуточную частоту, сигнал которой
детектируется. Видеосигнал, повторяющий сигнал изображения
и образующийся одновременно с ним, поступает с выхода прием-
ника Прм на вход видеоусилителя Г>У и далее на кинескоп К
для управления током его луча. В селекторе синхроимпуль
сов ССИ из видеосигнала выделяются синхроимпульсы, которые
управляют блоком разверток БР приемника. Так жестко синхро-
низируют движение электронных лучей.
Одновременно с сигналом изображения передается сигнал
звукового сопровождения.
§ 94. Телевизионные развертки
изображения
Анализ передаваемого изображения в пе-
редающей телевизионной трубке происходит в неизменной после-
довательности по строкам и кадрам. Для развертки электрон-
ного луча в отклоняющую систему трубки подаются блоком раз-
верток пилообразные токи строчной и кадровой частоты. Разло-
жение телевизионного кадра на 7 строк показано на рис. 264, а.
При движении луча вдоль одной строки в магнитном поле строч-
ных отклоняющих катушек происходит его смещение на 1 /7 высо-
ты кадра в магнитном ноле кадровых отклоняющих катушек.
Затем луч быстро возвращается в начало следующей строки и
процесс повторяется. К концу седьмой строки закапчивается нол
ный кадр, и луч возвращается в верхний левый угол, чтобы на-
чать развертку следующего кадра, и г. д. Развертку, при которой
каждая последующая строка оказывается ниже предыдущей,
называют прогрессивной и применяют только в системах при-
кладного телевидения.
263. Структурная схема телевизионного канала
7
264. Прогрессивная (а)
Тгси
J
/
Уровень черного
Уровень белого
t
265. Полный телевизионный сигнал одной строки разло-
жения
0)1
-1600 мкс
2 6 4 5 6 8 ТКСи = 192нкс
Четный
1 *" полукадр
-АЛЛ-
Нечетный
полукадр
nnrUn_U.tLO_JL-4
__________________II._____
i
I
266. Полный телевизионный сигнал в области четного (а) и нечетного (б)
пол у кадровых синхроимпульсов
При чересстрочной развертке (рис. 264, б) кадр состоит из
двух формируемых последовательно полукадров (или полей).
Сначала луч прочерчивает первый полукадр из нечетных строк,
а затем — второй из четных строк, которые располагаются меж-
ду нечетными. Для этого первый полукадр завершается на поло-
вине строки, а второй начинается с половицы строки и завер-
шается целой строкой. Поэтому полное число строк разложения
должно быть обязательно нечетным.
По сравнению с прогрессивной чересстрочная развертка обла-
дает рядом преимуществ, хотя ее осуществление значительно
сложнее. При одинаковом числе строк разложения скорость фор-
мирования кадра при прогрессивной развертке в 2 раза меньше,
чем при чересстрочной, поэтому к моменту завершения кадра
яркость свечения его верхней части заметно уменьшается. При
чересстрочной развертке этого не происходит, так как полный
кадр складывается из двух полукадров, которые формируются
вдвое быстрее.
Так как при чересстрочной развертке строчная и кадровая
развертки должны быть синхронизированы, их частоты выделяют
в синхрогенераторе из частоты 31 250 Гц, равной удвоенной
частоте строчной развертки при числе строк в кадре 625 и частоте
кадров 25. Частота полукадров при этом составляет 50 Гц
и совпадает с частотой сети, что несколько улучшает телевизион-
ное изображение — делает его независимым от пульсаций вы-
прямленного напряжения, питающего блок телевизионного
приемника.
При одинаковом качестве изображения полоса частот, зани-
маемая сигналом изображения при чересстрочной развертке, в
2 раза уже, чем при прогрессивной.
§ 95. Полный телевизионный сигнал
Полный телевизионный сигнал (ПТС)
содержит составляющие, необходимые для получения устойчиво-
го и качественного телевизионного изображения на экране
кинескопа.
Сигнал изображения 1 (рис. 265), показывающий изменение
яркости вдоль строки, заключен между двумя гасящими строч-
ными импульсами 2. В телевидении принята негативная модуля-
ция амплитуды несущего колебания сигналом изображения. При
этом максимально освещенным участкам изображения соответ-
ствует минимальная амплитуда сигнала, а неосвещенным — мак-
симальная. Полный размах сигнала изображения занимает ин-
тервал между уровнями черного и белого, составляющими по от-
ношению к максимальной амплитуде полного телевизионного
сигнала соответственно 75 и 10—15%.
Для синхронизации строчной развертки используют синхро-
импульсы 3, лежащие в области «чернее черного». Гасящие
строчные импульсы 2 закрывают передающую трубку и кинескоп
253
на время обратного хода строчной развертки, чтобы не происхо-
дило считывания потенциального рельефа в передающей трубке
и засветки экрана кинескопа. Задержка строчного импульса по
отношению к началу гасящего не позволяет сигналу изображе-
ния влиять на синхроимпульс. Задержка строчного фронта гася-
щего импульса но отношению к заднему фронту строчного син-
хроимпульса исключает начальные участки строк, которые обыч-
но искажены паразитным колебательным процессом в строчных
отклоняющих катушках. Период 7',-тр строчной развертки состав-
ляет (И мкс, а длительности 7'IVII и 7'„„ ее гасящего импульса
и синхроимпульса соответственно 12 и 4,7 мкс.
На рис. 266, а, б показан полный телевизионный сигнал в
области четного и нечетного полукадровых синхроимпульсов с
уровнями 4 и 6 черного и белого. Перед кадровым синхроимпуль-
сом .9 и после него располагаются по шесть уравнивающих им-
пульсов 7, частота когортах равна удвоенной частоте строчной
развертки. Уравнивающие импульсы обеспечивают необходимое
взаимное расположение четных и нечетных полукадров и ис-
ключают «спаривание» строк.
Кадровые синхроимпульсы .9 передаются в виде насадок на
гасящие кадровые импульсы 8 и содержат врезки двойной строч-
ной частоты. Уравнивающие импульсы и врезки продолжают
синхронизировать, генератор строчной развертки и во время дей-
ствия гасящего кадрового импульса. Сигнал изображения 3 за-
ключается между строчными гасящими импульсами 2. Кадровый
гасящий импульс 8 закрывает передающую трубку и кинескоп на
время обратного хода кадровой развертки, который происходит
дважды за время формирования полного кадра: когда соответ-
ственно на половине последней нечетной строки 10 завершается
воспроизведение нечетного полукадра и полной строкой 5 —
четного. Период кадровой развертки составляет 40 мс, а дли-
тельности 7',<<'и и 7'г,„ ее синхроимпульса и гасящего импульса
соответственно 192 и 1600 мкс.
§ 96. Спектр частот
телевизионного сигнала
Спектр сигнала изображения занимает
полосу частот от 50 Гц до 6 МГц, что обеспечивает передачу
изображения высокого качества. Верхняя частота передаваемого
сигнала соответствует передаче мельчайших элементов изобра-
жения. Самым мелким элементом изображения считают квадрат,
сторона которого равна ширине полосы, занимаемой одной
строкой. Низшая частота спектра определяется частотой полу-
кадров.
Для передачи сигнала изображения применяют амплитудную
модуляцию передатчика с частичным подавлением одной боко-
вой полосы, что позволяет в диапазоне длин волн, отведенных
'телевидению, разместить достаточное количество каналов и уп-
254
ростить приемник без заметного ухудшения качества изображе-
ния. Кроме того, это улучшает помехозащищенность приемника
и упрощает конструкцию антенны.
В соответствии с телевизионным стандартом СССР полоса
частот, отведенная одному телевизионному каналу, составляет
8 МГц (рис. 267, а). При этом несущая /, частота сигнала зву-
кового сопровождения выше несущей частоты [„ сигнала изобра-
жения на 6,5 МГц. Для передачи сигнала звукового сопровож-
дения используют отдельный передатчик с частотной модуляцией.
Максимальная девиация частоты ЧМ-сигнала, соответствующая
максимальной частоте модулирующего сигнала 15 кГц, состав-
ляет 50 кГц. При этом сигнал звукового сопровождения зани-
мает полосу частот 0,5 МГц.
Для передачи сигнала цветного изображения дополнительно
используют частотную модуляцию двух поднесущих частот цве-
торазностными сигналами, содержащими полную информацию
о цвете передаваемого изображения (рис. 267, б). Частоты [\ и
fi поднесущих соответственно равны 4,25 и 4,406 МГц. Полосы
частот, занимаемых цветоразностными сигналами, ограничены
до 1,5 МГц, что несколько ухудшает передачу мелких цветных
деталей изображения, но позволяет создать совместимую систе-
му телевидения, способную передать цветное и черно-белое
изображение. Так как в принятой в СССР системе СЕКАМ спект-
ры цветоразностных сигналов почти перекрываются, эти сигналы
передаются поочередно, каждый в течение своего периода строч-
ной развертки.
§ 97. Качественные показатели
телевизионного изображения
Качественными показателями телевизион-
ного изображения являются его размер, яркость, четкость и конт-
растность, а также геометрическое подобие передаваемому ори-
гиналу.
Р а з м е р и з о б р а ж е н и я должен быть таким, чтобы
с расстояния наблюдения не была заметна строчная структура
кадра. Если расстояние от зрителя до экрана составляет 3 м, что
соответствует небольшой комнате, размер экрана по высоте дол-
жен быть 0,45 м. Такую высоту кадра получают в кинескопе
с экраном 61 см по диагонали. Наиболее распространенные
телевизионные приемники имеют экран от 40 до 67 см по диа-
гонали.
Я р к о с т ь и з обряжения измеряют в канделах на квад-
ратный метр (кд/м2). Обычно яркость экрана в помещении с нор-
мальным освещением не утомляет зрения при 30-50 кд/м2. Макси-
мальная яркость отдельных элементов может достигать 100 кд/м2.
Ч е т к о с т ь изображения оценивают различимостью
его мелких элементов. Вполне достаточной считается четкость ио
вертикали, при которой кадр имеет 600 строк разложения. Стан-
255
267. Спектры телевизионных сигналов при передаче черно-белого (а) и цвет-
ного (б) изображений
определения не-
линейности раз-
вертки
269. Структурная схема аппаратной телецентра
270. Структурная схема телевизионного передатчика
дартом СССР предусмотрено 625 строк разложения, но часть их
теряется при обратном ходе кадровой развертки (50 строк).
Четкость изображения но горизонтали зависит от состояния
приемника, его способности пропускать составляющие верхних
частот сигнала изображения, а также качества фокусировки.
Стандартом установлена четкость изображения в пределах от
550 строк по горизонтали и 600 по вертикали для телевизионных
приемников I класса и до 400 строк как по вертикали, так и по
горизонтали — для приемников IV класса.
Контрастность изображения оценивают отно-
шением его максимальной яркости к минимальной. Человеческий
глаз замечает относительное изменение яркости Ко = 0,2 -У 0,05.
Считается, что изображение контрастно, если максимальное при-
ращение яркости = 100. Расчеты показывают, что при такой
яркости изображение имеет 92 градации различимых уровней.
Геометрическое подобие телевизионного
изображения оригиналу не удается получить из-за
искажений, обусловленных нелинейностью строчной и кадровой
разверток. Геометрические искажения изображения оценивают
по изображению шахматного ноля (рис. 268). Нелинейность
строчной развертки е == | 2(а — Ь)/{а ф- Ь)\ 100%. При н О 5%
нелинейность считается незаметной для глаза.
§ 98. Телевизионное вещание
Телевизионный центр предназначен для
организации телевизионного вещания и состоит из нескольких
студий, аппаратных, а также передатчиков и антенн.
Структурная схема аппаратной телецентра показана на
рис. 269. Передающие телевизионные камеры /</ — КЗ преобра-
зуют видимое изображение в сигналы изображения, уровень
которых их предварительные усилители доводят до 0,1— 0,3 В.
Эти сигналы передаются по кабелю на входы промежуточных
усилителей У1 — УЗ, где к ним добавляется синхросмесь —
строчные и кадровые гасящие импульсы. Кроме того, промежу-
точные усилители регулируют амплитуду гасящих импульсов
по отношению к уровню черного, что обеспечивает передачу
средней яркости изображения, и корректируют искажения полно-
го телевизионного сигнала. Параметры сигналов на выходах про-
межуточных усилителей контролируются контрольными устрой-
ствами КУ 1 — КУЗ.
Одновременно выходные сигналы с промежуточных усилите-
лей поступают на входы смесителя С, куда могут также переда-
ваться другие сигналы для передачи в эфир. Смеситель служит
для смешивания сигналов различных камер, плавного перехода
от одного изображения к другому, выбора сигнала нужной каме-
ры и др. С выхода смесителя сигнал через линейный усилитель
ЛУ поступает по кабелю на модулятор передатчика. Выходной
17—915
257
сигнал смесителя контролируется программным контрольным
устройством ПНУ.
Структурная схема телевизионного передатчика показана на
рис. 270. Стабильность частоты сигнала, формируемого зада-
ющим генератором ЗГ, а затем цепочкой умножителя УЧ, сос-
тавляет десятые доли процента. Допустимый абсолютный уход
частоты в метровом диапазоне волн не должен превышать
1000 Гц. После умножения сигнал несущей частоты усиливается
по мощности предварительным усилителем ПУ и поступает на
оконечный усилитель мощности ОУМ для амплитудной модуля-
ции сигналом модулятора М, на вход которого с линейного уси-
лителя ЛУ поступает полный телевизионный сигнал. Схема ВПС
восстанавливает его постоянную составляющую. С выхода усили-
теля ОУМ сигнал несущей частоты через фильтр ФБЧ, частично
подавляющий его боковую полосу, поступает в антенну А1.
Одновременно с сигналом изображения специальным передат-
чиком излучается сигнал звукового сопровождения. От микро-
фона Мк сигнал звуковой частоты через усилитель У поступает
на управляющий электрод реактивной лампы РЛ, включенной
параллельно колебательному контуру задающего генератора ЗГ,
в результате чего осуществляется частотная модуляции сигнала
генератора ЗГ в соответствии с сигналом звукового сопровожде-
ния. Умножители УЧ доводят частоту ЧМ-сигнала до нужного
значения и после усиления усилителем мощности УМ он антен-
ной А2 излучается в пространство.
§ 99. Телевизионные приемники
Телевизионный приемник черно-белого
изображения (рис. 271) имеет переключатель ПТК, предназна-
ченный для выбора сигнала одного из 12 телевизионных каналов
переключением контуров усилителя УРЧ и гетеродина Г так,
чтобы частота Д. гетеродина была выше несущей частоты сигнала
изображения /,|И на 38 МГц и несущей частоты звукового сопро-
вождения на 31,5 МГц (рис. 272, а). При этом на выходе сме-
сителя С появляется сигнал промежуточной частоты изображе-
ния = 38 МГц и первой промежуточной частоты звука
= 31,5 МГц (рис. 272, б).
Сигнал промежуточной частоты усиливается УПЧ, амплитуд-
но-частотная характеристика которого показана на рис. 273.
Характерной особенностью этой АЧХ является подавление про-
межуточной частоты звукового сопровождения до уровня
3—5 % и снижение усиления на промежуточной частоте изобра-
жения примерно до 50 %.
Подавление промежуточной частоты звука выравнивает уси-
ление в полосе частот, отведенной в сигнале промежуточной час-
тоты для звукового сопровождения. При неравномерном усиле-
нии сигнал звукового сопровождения модулируется по амплиту-
де, проникает на выход видеоусилителя и создает помехи на
258
экране кинескопа в виде горизонтальных светлых и темных по-
лос, изменяющих свою яркость в такт со звуком.
Снижение усиления на промежуточной частоте изображения
f„,,n компенсирует избыточное содержание составляющих нижних
частот в спектре сигнала изображения вследствие частичного
подавления одной боковой полосы. Таким образом компенсирует-
ся избыточная энергия частот, близко расположенных к несу-
щей частоте изображения.
Полный телевизионный сигнал выделяется на выходе ампли-
тудного детектора Д (см. рис. 271), где одновременно появляет-
ся сигнал, имеющий частоту биений между промежуточными
частотами изображения и звукового сопровождения, равную
6,5 МГц. Так промежуточная частота изображения используется
в качестве частоты гетеродина, а ее преобразование происходит
на нелинейном элементе — полупроводниковом диоде амплитуд-
ного Детектора. Поскольку сигнал промежуточной частоты зву-
кового сопровождения промодулирован по часоте, промодулиро-
ван и сигнал биений. Вторая промежуточная частота звукового
сопровождения (6,5 МГц) стабильна, так как она образуется
в передатчике как разность между несущими частотами изобра-
жения и звукового сопровождения.
На выходе видеоусилителя ВУ полный телевизионный сигнал,
усиленный до нужного уровня, разделяется. Сигнал яркости
поступает на модулирующий электрод кинескопа через фильтр Ф,
который настроен на частоту 6,5 МГц и предотвращает попада-
ние сигнала этой частоты на кинескоп. Сигнал второй промежу-
точной частоты звукового сопротивления усиливается собствен-
ным усилителем промежуточной частоты УПЧЗ, ограничивается
по амплитуде ограничителем О для снятия паразитной амплитуд-
ной модуляции и детектируется частотным детектором ЧД.
Поступающий с выхода детектора сигнал усиливается усилите-
лем звуковой частоты УЗЧ и воспроизводится громкоговорите-
лем Гр.
Кроме того, полный телевизионный сигнал подается с выхода
видеоусилителя ВУ на селектор синхроимпульсов ССИ, где из
него выделяются импульсы синхронизации, поступающие на раз-
делительный фильтр РФ. Синхроимпульсы строк и кадров появ-
ляются на выходах фильтра РФ отдельно и подаются на входы
задающих каскадов строк ЗКС и кадров ЗКК, формирующих
пилообразные напряжения строчной и кадровой частоты (точнее
частоты полей, так как при чересстрочной развертке кадр сос-
тоит из двух полукадров, или полей). Эти напряжения управ-
ляют выходными каскадами строк ВДС и кадров ВКК, формиру-
ющими выходные пилообразные токи, поступающие на строчные
и кадровые катушки отклоняющей системы кинескопа для раз-
вертки электронного луча по горизонтали и вертикали. Одновре-
менно каскад ВКС и высоковольтный выпрямитель ВВ формиру-
ют высокое напряжение для питания анода кинескопа К.
Телевизионный приемник имеет автоматические регулировки,
17*
259
Канал звукового сопровождения
а) /пчц-зв,омги,
272. Перенос полосы пропус-
кания телевизионного приемника
преобразованием частоты (а, б)
273. Амплитудно-частотная характе-
ристика усилителя промежуточной час-
тоты телевизионного приемника
275. Матрица для получе-
ния сигнала яркости
274. Функциональная схема передающей
телевизионной камеры цветного изображения
среди которых обязательны автоматическая регулировка усиле-
ния (АРУ) и автоматическая подстройка частоты и фазы строч-
ной развертки (АПЧ и Ф). Кроме того, применяют автоматиче-
скую регулировку частоты гетеродина (АПЧГ) и автоматическую
регулировку яркости (АРЯ). Первая необходима потому, что
уход частоты гетеродина всего на сотые доли процента (по час-
тоте— до 125 кГц) так изменяет частоту fni|i, что она выходит
за пределы полосы пропускания канала звукового сопровожде-
ния и звук на выходе приемника пропадает. Вторая служит для
автоматического изменения яркости свечения экрана кинескопа
в зависимости от освещенности помещения, создаваемой внеш-
ними источниками света.
§ 100. Основы цветного телевидения
Как известно, сетчатка глаза имеет три
независимые группы окончаний нервных волокон, которые при
возбуждении создают ощущение одного из цветов — красного,
зеленого или синего, называемых основными. Эти цвета обозна-
чают первыми буквами соответствующих английских слов: R
[red — красный), G [green — зеленый) и В [Ыне — синий). Трех-
компонентность человеческого зрения состоит в том, что ощуще-
ние всех цветов основывается на восприятии трех основных цве-
тов в определенных пропорциях.
Произвольный световой поток состоит из трех компонентов:
F = rR + gG + ЬВ,
где R, G и В — единицы потока основных источников света —
красного, зеленого и синего; г, g и b — коэффициенты, показы-
вающие, сколько единиц R, G и В содержится в компонентах
конкретного светового потока.
Таким образом, этим уравнением определяется яркость и
цветность светового потока.
Трехкомпонентность зрения позволяет передавать любой цвет,
предварительно разложив его на три основных компонента, на чем
и основан принцип действия передающей телевизионной камеры
(рис. 274). Световой поток от объекта, прошедший оптическую
систему О и разложенный цветоизбирательными (дихроичными)
зеркалами на три одноцветных, попадает на фотокатоды трех
передающих трубок ПТ^, ПТ6. и ПТВ, на нагрузках которых обра-
зуются три видеосигнала UUQ и Uв, соответствующие яркости
основных цветов передаваемого изображения, поступающие на
усилители Уц, Ус и Уд, а затем — на устройство кодирования.
Кодирование выполняют для передачи дополнительной информа-
ции о цвете передаваемого изображения в пределах отведенной
для черно-белого сигнала полосы пропускания. Так создают сов-
мещенную систему телевидения.
Сигнал яркости цветного изображения получают сложением
сигналов цветности с учетом восприимчивости глаза к основным
261
цветам в соответствии с уравнением
UY = 0,30 UR + 0,59 Uo + 0,1 \UB.
Для получения сигнала яркости из трех сигналов цветности
используют матрицы (рис. 275), на входы которой подают оди-
наковые по напряжению сигналы цветности. Сопротивления ре-
зисторов должны соответствовать следующим отношениям:
j?4/(/?l + /?4) = 0,30; /?4/(/?2 Д Д4) = 0,59;
7?4/(/?3 Д £4) = 0,11.
Кроме того, исключают из передачи сигнал Uo, восстанавли-
вая его в приемнике из сигналов Uy, Ur и Ub в соответствии с урав-
нением
Uо = (Uy - 0,11 — 0,30[Д)/0,59.
При совместимых системах телевидения наблюдаются специ-
фические помехи в виде мелкоструктурной сетки, особенно за-
метной на экранах приемников черно-белого изображения. Для
устранения этой помехи передают вместо сигналов цветности
U,^ и UB цветоразностные сигналы UK—UY=UK_Y и — UY =
-=UK у, которые обращаются в ноль при передаче неокрашен-
ных элементов изображения — белых и серых. Это значительно
уменьшает помехи.
В системе СЕКАМ сигналы цветности передают поочередно:
в течение одной строки — цветоразностный сигнал UB_Y, а в те-
чение следующей — Ur-y. Эти сигналы соответственно модули-
лируют по частоте свои поднесущие и [2.
Для синтеза цветного изображения служит трехлучевой ма-
сочный кинескоп (рис. 276), три электронных прожектораВ, R
и G которого создают три остро сфокусированных электронных
луча, соответствующих трем основным цветам. Интенсивность
лучей в каждый момент времени определяется сигналами цвет-
ности, получаемыми в передающей камере. Эти лучи отклоняют-
ся общим магнитным полем, создаваемым отклоняющей систе-
мой 1, и, пройдя через маску 2, попадают на экран 3, вызывая
свечение люминофора.
Устройство экрана и маски показано на рис. 277. Экран 2
выполняется в виде мозаичной структуры, состоящей из зерен
люминофора трех цветов свечения — красного, зеленого и си-
него, расположенных тройками (триадами) так, чтобы электроны
каждого из трех лучей R, G, В попадали только на зерна «сво-
его» цвета. Так как мозаика создается с помощью той же маски,
из точек, в которых происходят отклонения лучей, видны зерна
соответствующих цветов.
Необходимой регулировкой телевизионного приемника перед
его включением является настройка чистоты цвета — определе-
ние с помощью кольцевых магнитов такого положения лучей в
горловине кинескопа, при котором они могут попасть только на
«свой» цвет.
262
На чистоту цвета влияют также внешние магнитные поля, в
том числе магнитное поле Земли. Для устранения этого влияния
помещают кинескоп в магнитный экран, предусматривая воз-
можность его периодического размагничивания уменьшающим-
ся по амплитуде переменным электрическим током, проходящим
по петле размагничивания при каждом выключении телевизион-
ного приемника.
Недостаток масочного кинескопа — низкая прозрачность мас-
ки. Поэтому для обеспечения достаточной яркости значительно
увеличивают ускоряющее напряжение на втором аноде кинеско-
па (до 25 кВ). Этот недостаток устранен в однолучевых сеточных
кинескопах (рис. 278, а), в которых люминофор наносят на экран
в виде чередующихся вертикальных полосок 1 и располагают
перед ними цветоизбирательные сетки 2. Подаваемое на сетки
при развертке специальным высокочастотным генератором - уп-
равителем У — переменное напряжение вызывает поочередное
отклонение луча на полоски люминофора (рис. 278,6—г). При
отсутствии разности потенциалов между сетками экран светится
зеленым цветом. Синхронно отклонению луча на управляю-
щий электрод кинескопа поступает соответствующий сигнал
цветности. Таким образом, при развертке луча вдоль строки
сигнал цветности одновременно коммутируется, т. е. в моменты
модуляции .красным Ur, зеленым Ua и синим Un сигналами луч
обязательно попадает на соответствующую полоску экрана.
Преимущество однолучевого сеточного кинескопа один
прожектор — намного упрощает его технологически. Кроме того,
сетки прозрачнее маски, что позволяет подавать более низкое
напряжение на второй анод. Функциональная схема телевизион-
ного приемника цветного изображения, выполненного по систе-
ме СЕКАМ, показана на рис. 279. Сигнал одного из каналов ме-
трового или дециметрового диапазонов, выбранный селектором
каналов СК, преобразуется им в сигнал промежуточной частоты
и передается на вход усилителя УПЧ, с выхода которого уси-
ленный сигнал промежуточной частоты поступает на детекторы
VD1 и VD2. С выхода детектора VD1 сигнал второй промежуточ-
ной частоты звукового сопровождения усиливается в канале КЗС
и после выделения из него сигнала звуковой частоты воспроизво-
дится громкоговорителем Гр. С выхода детектора VD2 полный
телевизионный сигнал через режекторный фильтр РФ, служащий
для подавления цветовых поднесущих, подается на вход видео-
усилителя ВУ, с выхода которого сигнал яркости Uy поступает на
катоды кинескопа для управления токами его электронных про-
жекторов.
В блоке цветности БЦ, куда также поступает сигнал изо-
бражения, поднесущие, содержащие информацию о цвете, деко-
дируются, для чего они выделяются полосовым фильтром ПФ.
Поскольку цветоразностные сигналы передаются поочередно, в
блоке цветности происходит запоминание принятой поднесущей
на время длительности строчной развертки (64 мкс). Элементом
263
QQCC кЬ
2
276. Устройство трехлучевого 277. Устройство экрана и маски в цвет-
масочного кинескопа ном кинескопе
278. Устройство однолучевого сеточного кинескопа (а) и получение в нем
красного (б), синего (в) и зеленого (г) цветов свечения экрана
памяти является ультразвуковая линия задержки УЛЗ. На элек-
тронный коммутатор ЭК, который работает синхронно с комму-
татором передатчика, поскольку оба они управляются строчными
синхроимпульсами, одновременно поступают два сигнала: пря-
мой — с выхода полосового фильтра ПФ и задержанный - - с
выхода линии УЛЗ. Электронный коммутатор, условно показан-
ный на рис. 279 в виде двух переключающих контактов реле, раз-
деляет поднесущие разных цветов и подает их на входы каналов
R — У и В — У. В один из периодов строчной развертки на йход
канала R — У поступает задержанный сигнал Ur у, а на вход
канала В--Y—принимаемый прямой сигнал Utt - у. В следую-
щий период, как только подвижные контакты коммутатора ЭК
переключатся, на вход канала R— У поступает прямой сигнал
UR _ Y, а на вход канала В — У — повторно задержанный на период
строчной развертки сигнал Ub у, который принимался в течение
предыдущего периода строчной развертки, и т. д.
Цветовая синхронизация обеспечивается схемой опознавания
цвета СОЦ, на вход которой одновременно со строчными син-
хроимпульсами поступают сигналы цветовой синхронизации,
передаваемые вместе с кадровыми синхроимпульсами (они рас-
полагаются после уравнивающих импульсов, следующих за кад-
ровыми синхроимпульсами). Цветовая синхронизация автомати-
чески выбирает нужную фазировку ЭК, при которой сигнал Ur у
обязательно попадает в канал R — У, а сигнал (7В у — в ка-
нал В — У. Генератор коммутирующих импульсов ГКИ представ-
ляет собой обычный триггер и служит для управления ЭК.
В каналах R — У и В — У происходит детектирование цвето-
вых поднесущих в частотных детекторах ЧД. Зеленый цветораз-
ностный сигнал (7ь . у формируется в матрице 7И. После усиления
видеоусилителями ВУ цветоразностные сигналы поступают на
управляющие электроды кинескопа К для модуляции токов лу-
чей «своего» цвета. Цветовые сигналы Uc,, Ur и Ur получаются
в результате взаимодействия в кинескопе цветоразностных сигна-
лов и сигнала яркости.
В селекторе синхроимпульсов ССИ выделяются строчные и
кадровые синхроимпульсы, которые направляются для синхрони-
зации генератора строчной развертки ГСР и генератора кадровой
развертки ГКР. Выходные пилообразные токи ГСР и ГКР посту-
пают в отклоняющие катушки ОС для развертки электронных
лучей по горизонтали и вертикали. Здесь же в высоковольтном
выпрямителе ВВ вырабатывается высокое напряжение для пита-
ния второго анода кинескопа К.
Контрольные вопросы
1. Каков принцип телевизионной передачи изображения?
2. В чем преимущества чересстрочной развертки но сравнению с прогрес-
сивной?
3. Для чего синхронизируют строчную развертку?
4. Каково назначение гасящих импульсов?
5. Какие виды модуляции применяют при передаче изображения?
6. Какую полосу частот занимает телевизионный сигнал?
7. Как выделяется сигнал звукового сопровождения is телевизионном при-
емнике?
8. Каков принцип передачи цветного изображения?
Глава
Радиолокационные
устройства
§ 101. Назначение и области применения
Радиолокация предназначена для обна-
ружения различных объектов, определения их пространственных
координат и параметров движения радиотехническими методами.
В основе радиолокации лежит свойство радиоволн, состоящее
в их частичном отражении от границы раздела двух сред с раз-
ными электрическими характеристиками. Особенно хорошо отра-
жает радиоволны среда, обладающая высокой проводимостью
(например, металлическая поверхность). Впервые это явление
было обнаружено А. С. Поповым при опытах по радиосвязи
между двумя кораблями. Наблюдения показали, что радиосвязь
прерывается, как только на пути радиоволн появляется преграда
в виде третьего корабля. Тогда же А. С. Попов предложил ис-
пользовать отраженную радиоволну для обнаружения подвиж-
ного объекта.
Ограниченные технические возможности не позволили в то
время осуществить открытие А. С. Попова, и только в 30-е годы
во многих странах, в том числе и в СССР, были развернуты ши-
рокие исследования, приведшие к созданию первых радиолока-
ционных станций (РЛС).
Успешные эксперименты по дальнему обнаружению самолетов
с помощью РЛС были проведены в 1934-.1936 г., а в 1941 г. была
построена и испытана первая советская импульсная РЛС.
Во время второй мировой войны радиолокация применялась
ограниченно и, главным образом, для дальнего обнаружения
самолетов. После войны началось стремительное развитие и со-
вершенствование радиолокации. В настоящее время методами
радиолокации определяют пространственные координаты по-
движных (неподвижных) объектов; параметры их движения, а
также принадлежность (система опознавания «свой — чужой»).
Кроме того, этими методами обеспечивается встреча подвижных
объектов (например, двух космических кораблей); безопасная
навигация в море и воздушном пространстве.
Радиолокационными станциями оборудованы речные и мор-
ские суда, военные корабли, самолеты гражданской и военной
авиации, аэродромы, речные и морские порты. Особенно раз-
витой системой радиолокационных средств обеспечены войска
противовоздушной обороны (ПВО) страны. Устанавливаются
267
РЛС и на необслуживаемых объектах (например, на ракетах
с радиолокационной головкой самонаведения). Радиолокация
бывает активная, активная с активным ответом и пассивная.
1 Iри а к т и в н о й ради о л о к а ц и и происходит периоди-
ческое .зондирование пространства радиоимпульсами большой
мощности и прием отраженных сигналов в паузах между зонди-
рующими импульса ми.
При активной радиолокации с активным ответом ответный
сигнал формируется передатчиком, установленным на наблюдае-
мом объекте и запускаемым зондирующим импульсом. Частным
случаем такой системы является радиолокационная система
опознавания «свой —- чужой». Ответный сигнал может быть
сформирован только своим автоответчиком, которому известен
код сигнала опознавания. «Чужой» ответить не может.
При п а с с и в ной радио л о к а ц и и используется толь-
ко собственное радиоизлучение объекта (радиотелескопы и уст-
ройства определения угловых координат самолетов и кораблей по
радиомаякам).
§ 102. Методы определения координат
Для определения местоположения объ-
екта в пространстве, (например, самолета) достаточно измерить
три его координаты (рис. 280):
наклонную дальность D» — расстояние от РЛС до объекта;
азимуг р — угол в горизонтальной плоскости между направ-
лением на север N и проекцией D„ на горизонтальную плос-
кость [), (этот угол отсчитывают от направления на север по ча-
совой стрелке);
угол места г - угол между направлением на объект и по-
верхностью Земли, кривизной которой можно при небольших
расстояниях пренебречь.
Зная эти координаты, несложно вычислить две другие — вы-
соту цели Н и горизонтальную дальность D,.
Определение дальности в радиолокации основано на постоян-
стве скорости и прямолинейности распространения электромаг-
нитной волны в пространстве. Пусть излучение зондирующего
импульса РЛС начинается в момент ti (рис. 281, а), тогда в мо-
мент i-2 на входе приемника появится с задержкой /0 отраженный
импульс. Задержка /о состоит из времени, в течение которого
зондирующий импульс распространяется от РЛС до наблюдаемо-
го объекта, и времени, в течение которого отраженный сигнал
преодолевает тот же путь в обратном направлении. Наклонная
дальность
/)ю=сф/2,
где с скорость света.
На экран индикатора дальности в виде линейной развертки
одновременно выводятся изображение отраженных импульсов и
2(18
масштабные метки дальности — точки повышенной яркости, вре
меннбе распределение которых соответствует определенному мас-
штабу (рис. 281, б), выраженному в единицах дальности, напри-
мер в километрах. Пользуясь разверткой как градуированной
шкалой, можно грубо определить наклонную дальность
Угловые координаты наблюдаемого объекта находят по из
вестному в любой момент времени пространственному положению
антенны и направлению максимума диаграммы направленности.
При этом, амплитуда отраженного сигнала будет максимальна
в момент совпадения максимума диаграммы направленности с
направлением на объект. В этот момент и отсчитывают угловые
координаты.
§ 103. Импульсные РЛС
Структурная схема наиболее распростра-
ненной импульсной РЛС показана на рис. 282. Синхронизатор С
вырабатывает импульсную последовательность, которая управ-
ляет работой отдельных блоков РЛС. Импульс синхронизатора
запускает модулятор Л4 передатчика, выходной импульс которого
поступает на генератор сверхвысокой частоты Г СВЧ, генериру-
ющий мощный радиоимпульс СВЧ, поступающий через антенный
переключатель АП в антенну А и излучаемый в пространство.
Антенный переключатель устроен так, что передатчик подклю-
чается к антенне только на время излучения зондирующего им
пульса. При этом надежно закорачивается вход приемника, так
как даже ничтожная часть энергии зондирующего импульса,
проникшая на вход чувствительного приемника, может вывести
его из строя или на некоторое время сделать непригодным для
приема отраженных сигналов.
Одновременно запускается генератор развертки /7’ индикато-
ров дальности ИД и кругового обзора ИКО. На экране инди-
катора дальности ИД начинается отсчет расстояния, на которое
удаляется от РЛС зондирующий импульс, в виде смещающегося
от начала развертки яркостного пятна. Появление отраженных
импульсов свидетельствует о наличии отражающих поверхностей
на пути распространения зондирующего импульса и отмечается
импульсными всплесками на линии развертки (см. рис. 281,6).
Некоторые РЛС располагают двумя индикаторами дальности —
грубой и точной. Индикатор кругового обзора ИКО имеет ради
ально-круговую развертку электронного луча, синхронную вра-
щению антенны. На экране индикатора ИКО формируется радио-
локационное изображение окружающей обстановки, т. е. видны
не только подвижные объекты, но и, например, линия береговой
черты при плавании вблизи берегов, различные сооружения и др.
Получение яркостной картины обстановки возможно вследст-
вие разной отражающей способности облучаемых поверхностей,
что определяет разную интенсивность отраженных импульсов.
На экран индикатора ИКО также выводятся метки дальности.
269
280. Координаты воздушной цели
281. Временная диаграмма им-
пульсной РЛС (а) и ее изобра-
жение на экране индикатора даль-
ности (б)
282. Структурная схе-
ма импульсной РЛС
283. Определение дальности прямой видимости (а) и разрешающей спо-
собности (б) РЛС
284. Функциональная (а) и электрическая (б) схемы передатчика РЛС
которые проявляются в виде концентрических окружностей по-
вышенной яркости. Кроме дальности индикатор ИКО позволяет
также определять азимут объекта, так как направление на север
задается компасом корабля и высвечивается на экране индика-
тора И КО радиальной линией повышенной яркости.
Сразу же после излучения зондирующего импульса антенный
переключатель АП переключает антенну на вход приемника При.
При этом выход генератора ГСВЧ закорачивается, чтобы в его
цепях не расходовалась и без того малая мощность отраженного
сигнала. Приемник усиливает отраженные сигналы, превращая
их в видеоимпульсы, поступающие в индикаторы ИД и И КО.
Привод антенны ПА служит для ее вращения в режиме круго-
вого или секторного обзора. Отклоняющая система индикатора
ИКО связана с антенной системой электромеханической следя-
щей связи, позволяющей вращать луч ИКО строго синхронно
вращению антенны.
§ 104. Характеристики импульсных РЛС
Назначение, дальность действия, разреша-
ющая способность, пределы и точность определения координат
и помехозащищенность являются тактическими характеристика-
ми РЛС и определяют область ее применения. Технические ха-
рактеристики РЛС — рабочий диапазон волн, импульсная мощ-
ность, длительность импульсов, частота и период их следования,
чувствительность приемника и др.
По назначению РЛС подразделяются на обзорные, следя-
щие и специализированные. Обзорные РЛС предназначены для
радиолокационного наблюдения пространства, обнаружения зна-
чительно удаленного объекта и грубого определения его коорди-
нат, классификации объектов по степени важности и передачи
информации о них следящим РЛС. Следящие РЛС значительно
точнее и обычно работают в режиме слежения за одним или
несколькими объектами, точно определяя их координаты и пара-
метры движения. Этими РЛС оборудуют, в частности, аэропорты
для приведения совершающих посадку самолетов. Специализи-
рованные РЛС выполняют одну определенную функцию, на-
пример измеряют высоту полета самолета или вектор его ско-
рости.
Предельное расстояние,на котором РЛС уверенно обнаружи-
вает объект и определяет его координаты, называют максималь-
ной дальностью действия DmaK. Этот параметр ограничивается
дальностью прямой видимости и зависит от высоты (м) распо-
ложения антенны Лд и объекта И над поверхностью Земли
(рис. 283, а):
= 4,1 (/Ад -|- /77).
Разрешающая способность РЛС по дальности (рис. 283, б)
271
представляет собой минимальное расстояние между двумя объек-
тами с 'одинаковыми угловыми координатами, при котором воз-
можно раздельное наблюдение на экране индикатора отражен-
ных сигналов. Пусть объекты 1 и 2 облучаются одним импульсом.
При этом отраженные импульсы будут наблюдаться лишь в том
случае раздельно, если запаздывание импульса, отраженного
от объекта 2, относительно импульса, отраженного от объекта 1,
будет превышать длительность зондирующего импульса. Таким
образом, разрешающая способность РЛС по дальности
\О ()..>( г. (19)
Разрешающую способность РЛС по угловым координатам
определяют как минимальный угол между направлениями на
объекты, находящимися на одинаковых расстояниях от РЛС, при
котором на экране индикатора они наблюдаются раздельно.
Этот параметр тем лучше, чем уже диаграмма направленности
антенны.
Точность определения координат зависит от назначения РЛС.
Так, точностные параметры обзорных РЛС существенно хуже,
чем РЛС слежения. Увеличение точности сопровождается услож-
нением конструкции РЛС и ростом ее стоимости.
Помехозащищенность РЛС характеризуется ее способностью
работать в условиях воздействия естественных и преднамерен-
ных помех.
Работают РЛС на сверхвысоких частотах, начиная с метро-
вого диапазона волн, так как только на СВЧ обеспечивается их
высокая разрешающая способность по дальности и угловым ко-
ординатам. Кроме того, длина волн в этих диапазонах значитель-
но меньше размеров даже небольших объектов, отражение кото-
рых эффективно даже при небольшой энергии облучения. Нема-
ловажно и то, что на СВЧ при небольших габаритах антенны
получают узкую диаграмму направленности.
Энергия, излучаемая импульсной РЛС, заключена в зондиру-
ющих импульсах. Этим объясняются два значения мощности, ко-
торыми характеризуется РЛС: средняя Рср и импульсная Р№
Импульсную мощность, которой определяется энергия зондиру-
ющего импульса, а следовательно, дальность действия РЛС, рас-
считывают по формуле
A = QP(p,
где Q — скважность импульсной последовательности.
Средняя мощность лежит в пределах от нескольких десятков
ватт до нескольких сотен киловатт, а импульсная — от несколь-
ких сотен киловатт до нескольких мегаватт.
Длительность импульса выбирают в соответствии с необхо-
димой разрешающей способностью РЛС по дальности — см. фор-
мулу (19).
Частоту следования зондирующих импульсов /С выбирают
такой, чтобы сигнал, отраженный от объекта, находящегося на
272
расстоянии Dmax от РЛС, успел за время паузы между им-
пульсами вернуться к станции, т. е.
F„sCc/(2Dmax).
При этом следует также учитывать скорость вращения антенны.
Если во время паузы между импульсами антенна повернется на
угол, превышающий ширину диаграммы направленности, часть
пространства не будет облучена и информация будет потеряна.
Временные параметры импульсной РЛС лежат в пределах:
ти = 0,1 4- 10 мкс, Си = 50 4- 10 000 Гц, Q = 1/С„ти =
= 200 4- 5000.
Чувствительность приемника — это минимальная мощность
сигнала на его входе, которой достаточно для выполнения основ-
ного назначения РЛС (например, измерения дальности). Чувст-
вительность современных приемников РЛС до 10 15 Вт.
Основной причиной, ограничивающей чувствительность при-
емников РЛС, являются собственные шумы. Малошумящие уси-
лители СВЧ выполняют на квантово-механических усилителях —
мазерах, охлаждаемых до 4 К. Кроме того, применяют полупро-
водниковые параметрические усилители, усилители на туннель-
ных диодах и лампах бегущей волны.
§ 105. Передатчики РЛС
Передатчики РЛС (рис. 284, а) обяза-
тельно имеют накопитель Н электрической энергии в виде конден-
сатора (или искусственной длинной линии), который заряжается
от источника постоянного тока ИП током Д через ограничива-
ющий резистор ДОгР. При заряде ключ К разомкнут, а при поступ-
лении импульсов управления от синхронизатора он замыкается.
В качестве ключа используют электронные, ионные и полупро-
водниковые приборы. Накопитель частично или полностью раз-
ряжается через нагрузку Д„ (чаще всего клистрон или магне-
трон). При этом генерируются мощные колебания СВЧ — зонди-
рующие импульсы, которые поступают в антенну по фидерной
линии и излучаются в пространство.
В паузе между импульсами конденсатор С2 (рис. 284, б) за-
ряжается от источника питания Еа через ограничивающие ре-
зисторы Д! и R3. К моменту появления импульса синхрониза-
ции Двх конденсатор С‘2 успевает зарядиться до Д’а. Лампа VIA
модулятора, закрытая отрицательным напряжением /Д„, откры-
вается импульсом синхронизации. При этом конденсатор С2
подключается к магнетрону VL2, который генерирует мощный
радиоимпульс. За время, равное длительности импульса, кон-
денсатор С2 успевает немного разрядиться (обычно не более
чем на 10%). Больший разряд конденсатора С2 приво-
дит к недопустимо большому изменению частоты колебаний на
273
18—915
285. Схема передатчика РЛС с накопителем в виде искусствен-
ной длинной линии
287. Структурная схема индикатора кругового обзора
выходе магнетрона, что отрицательно сказывается на точности
измерения расстояния. Таким образом происходит лишь частич-
ный разряд накопителя.
Достоинством такой схемы передатчика является близкая
к прямоугольной форма зондирующих импульсов, а также воз-
можность изменения частоты их следования и длительности.
Схема передатчиков РЛС с накопителем в виде искусственной
длинной линии 1С и модулятором, выполненным на водородном
тиратроне VL2, показана на рис. 285. Длинная линия W заряжа-
ется через диод VIA, дроссель 1.Л и первичную обмотку импульс-
ного трансформатора WT. Импульс С/,!Х переключает тиратрон
в проводящее состояние, в результате чего его сопротивление
уменьшается и линия отдает в нагрузку всю накопленную энер-
гию в виде импульса прямоугольной формы, длительность кото-
рого определяется её параметрами L и С по формуле т„ = 2п\/LC
(где п — число звеньев линии).
Это происходит при условии согласования линии с нагруз-
кой, т. е. если полное сопротивление нагрузки равно волновому
сопротивлению у линии, которое также определяется ее парамет-
рами (ц==/7./(.'). В ином случае выходной импульс существен-
но отличается от прямоугольного, что недопустимо, так как на
выходе передатчика импульс будет сильно искажен.
Тиратроны позволяют получить значительно большие токи,
чем вакуумные лампы, и, кроме того, падение напряжения на
открытом тиратроне значительно меньше, чем на лампе, что яв-
ляется преимуществами данной схемы.
Трансформатор WT служит для согласования линии с нагруз-
кой, а также получения нужной амплитуды и полярности выход-
ного импульса. Дроссель L1 позволяет зарядить линию до 2£а.
В этом случае при разряде на согласованную нагрузку ампли-
туда импульса на первичной обмотке трансформатора WT равна
половине напряжения заряда, т. е. Еа.
Кроме магнетронов применяют также мощные пролетные
клистроны и платинотроны, представляющие собой лампы об-
ратной волны с замедляющей системой в виде разомкнутого
кольца.
§ 106. Приемники РЛС
Особенность супергетеродинного приемни-
ка импульсной РЛС состоит в том, что он обязательно имеет систему авто-
матической подстройки частоты АПЧ гетеродина, которая ра-
ботает следующим образом (рис. 286). Частота сигнала гетеро-
дина Г сравнивается в смесителе С с частотой СВЧ заполнения
зондирующего импульса и выработанная промежуточная частота
поступает на частотный детектор, на выходе которого появля-
ется сигнал постоянного тока, полярность и значение которого
соответствуют знаку и значению отклонения промежуточной ча-
стоты. Это напряжение поступает на управляемый элемент кон-
is*
275
тура гетеродина (например, на варикап) и так изменяет его ча-
стоту генерации, что промежуточная частота возвращается к
номинальному значению. При этом промежуточная частота, по-
лученная в смесителе С приемника из частот отраженного сиг-
нала и сигнала гетеродина, также номинальна.
Система АРУ приемников РЛС намного сложнее, чем в дру-
гих приемниках, и обычно имеет собственный детектор, а в
качестве входного сигнала использует сигнал промежуточной
частоты с выхода УПЧ. Сигнал АРУ управляет усилением УПЧ
так, чтобы его выходной сигнал поддерживался на постоянном
уровне независимо от того, какой сигнал в данный момент дейст-
вует на входе приемника. Обычно приемники РЛС рассчитаны
на динамический диапазон входных сигналов, достигающий
90 дБ, что значительно выше требуемого динамического диапазо-
на связных и радиовещательных приемников.
Выходным каскадом приемника является видеоусилитель ВУ,
оптимальная полоса пропускания которого определяется по фор-
муле В. И. Сифорова
АД,,,, = 1,37/т„.
Для отображений на экране ЭЛТ радиолокационной обста-
новки выходной сигнал видеоусилителя ВУ поступает на индика-
торное устройство И.
§ 107. Индикаторы РЛС
В индикаторах РЛС в качестве оконечных
устройств используются стрелочные приборы, электронно-луче-
вые трубки, дисплеи ЭВМ, электромеханические синхронно-сле-
дящие системы и др.
Широко распространенным и удобным индикатором явля-
ется ЭЛТ, так как отображение на ее экране окружающего РЛС
пространства наиболее пригодно для восприятия и высоко ин-
формативно. Рассмотрим индикаторы с ЭЛТ.
Структурная схема индикатора кругового обзора показана
на рис. 287. Импульс запуска ИЗ поступает от синхронизатора
на вход усилителя У ИЗ, с выхода которого через линию задерж-
ки ЛЗ (в этом случае начальная часть развертки, содержащая
мощные сигналы, отраженные от близлежащих объектов, исклю-
чается) запускающий импульс попадает на вход генератора ГИТ,
вырабатывающего пилообразный ток питания отклоняющей си-
стемы ОС и импульс засветки прямого хода радиальной раз-
вертки, поступающий на ускоряющий электрод ЭЛТ и открыва-
ющий ее только на время прямого хода. Привод отклоняющей
системы ПОС, связанный синхронно-следящей связью с приво-
дом антенны ПА, вращает отклоняющую систему вокруг горло-
вины ЭЛТ. При этом на ее экране формируется радиально-
круговая развертка (см. рис. 282). Метки дальности МД
(см. рис. 287) и азимута МА поступают на усилитель У и смеси-
276
тель Cl, а с его выхода — на управляющий электрод ЭЛТ.
На развертке появляется ряд концентрических окружностей и
радиусов повышенной яркости — .метки дальности и азимута.
Отраженный сигнал Сигн.1 с выхода приемника РЛС и сиг-
нал опознавания Сиги. 2 с выхода приемника системы «свой —
чужой» после усиления усилителями УОС и УСО поступают на
смеситель С2, а с его выхода — на катод ЭЛТ для управления
током луча и, следовательно, яркостью свечения экрана в мо-
менты индикации меток целей и. сигналов опознавания.
Отклоняющая система ОЦ предназначена для смещения цен-
тра развертки в любом направлении, в том числе и за пределы
экрана для секторного обзора пространства. Фокусирующая
система ФС служит для фокусирования яркостного пятна в
плоскости экрана. Системы ОЦ и ФС питаются соответственно
от генераторов тока смещения центра ГТС и фокусирующего
тока ГФТ.
Развертки индикаторов грубой ИГД и точной ИТД дальности
следящих РЛС показаны на рис. 288, а, б. Развертка индикатора
ИГД (рис. 288, а), выполненная в реальном масштабе времени,
начинается в момент излучения зондирующего импульса и завер-
шается в момент возвращения сигналов, отраженных от объек-
тов, расположенных на максимальной дальности от РЛС. Круп-
ный масштаб развертки не позволяет точно определить даль-
ность.
Начало развертки индикатора точной дальности (рис. 288,б)
задерживается относительно начала развертки индикатора гру-
бой дальности, что позволяет растянуть на весь его экран инте-
ресующий участок развертки индикатора ИГД и точно измерить
дальность. Причем, если задержку регулируют плавно, програду-
ировав орган регулировки в единицах дистанции до ее начала,
можно с высокой точностью определить расстояние до объекта,
сначала совместив на экране индикатора ИГД строб-импульс 2
с меткой 1 цели (рис. 288, а). При таком совмещении отметка
цели автоматически появляется на индикаторе точной дальности.
Затем точно совмещают метку 1 цели с визиром 3 индикатора
ИТД (рис. 288, б) и считывают дистанцию с шкал регулировоч-
ных устройств.
В индикаторах РЛС используют также круговую (рис. 289, а)
и растровую (рис. 289, б) развертки.
§ 108. Антенны РЛС
В импульсных РЛС для изучения зондиру-
ющего импульса и приема отраженных сигналов используют
общую антенну. Это возможно потому, что передача и прием
разнесены во времени.
Важным элементом антенного устройства РЛС является ан-
тенный переключатель ЛП (см. рис. 282), подключающий антенну
277
288. Развертки индикаторов грубой (а) и
точной (б) дальности
289. Круговая (а) и растровая (б) раз-
вертки
290. Схема антенного переключателя РЛС
к выходу передатчика на время излучения зондирующего импуль-
са и к входу приемника на время паузы.
Простейший антенный переключатель (рис. 290) выполняют
на специальных газоразрядных приборах (разрядниках) и отрез-
ках линий или волноводов. При генерации зондирующего импуль-
са разрядники FV1 и FV2 закорачивают четвертьволновые от-
резки волновода, обладающие со стороны основного волновода
(точки а и б, в и г) большим сопротивлением. Поэтому энергия
импульса поступает в антенну. При приеме, когда сопротивление
разрядников увеличивается почти до бесконечности, так как раз-
ряд в них прекращается, сопротивление полуволнового отрезка
со стороны точек виг близко к нулю, т. е. выход передатчика Пр
оказывается закороченным и вся энергия отраженных импульсов
поступает на вход приемника.
Собственно антенну РЛС выполняют в зависимости от назна-
чения станции и ее тактико-технических данных. Так, антенна
обзорной РЛС должна облучать как можно большую часть про-
странства по одному из углов (например, по азимуту). По углу
места е антенна облучает от 0 до 90°. С помощью такой антенны
обнаруживают все объекты, появившиеся в окружающем про-
странстве, определяют с невысокой точностью дистанции до них
и с достаточно высокой точностью азимут. Эти данные передают-
ся станции слежения, антенна которой имеет узкую, обычно
игольчатую диаграмму направленности, позволяющую с высокой
степенью точности определить координаты цели.
Диаграмма направленности антенны РЛС обзорного типа,
широкая в вертикальной плоскости и узкая в горизонтальной,
позволяет получить одинаковые по амплитуде отраженные от
объектов на Земле сигналы (независимо от расстояния до этих
объектов).
Наибольшей разрешающей способностью по угловым коорди-
натам обладают РЛС, снабженные антенной, узкая диаграмма
направленности которой попеременно занимает два положения,
угол между которыми невелик. Между лепестками такой диа-
граммы направленности образуется равносигнальная зона. Так
как сигналы, отраженные от цели, оказавшейся в равносигналь-
ной зоне, одинаковы, для нахождения угловой координаты ан-
тенну разворачивают до положения, при котором цель оказы-
вается в равносигнальной зоне.
Конструкции большинства антенн РЛС были показаны на
рис. 84 и 85. Кроме того, антенны выполняют в виде закоро-
ченного на конце отрезка волновода, одна из боковых поверх-
ностей которого прорезана щелями. При определенном располо-
жении щелей суммарное излучение через них позволяет полу-
чить достаточно узкую диаграмму направленности. Такие антен-
ны компактны, просты в изготовлении, прочны и применяются
в навигационных РЛС.
Контрольные вопросы
I. Какое свойство радиоволн лежит [> основе радиолокации?
2. Как с помощью РЛС определяют дальность и угловые координаты?
3. Какую диаграмму направленности должны иметь антенны РЛС, пред-
назначенных для определения угла места?
4. Из каких основных устройств состоит РЛС?
5. Какие индикаторы используют в РЛС?
Глава
L3
Устройства
вычислительной
техники
§ 109. Принцип построения ЭВМ
Сообщение о разработанной в США бы-
стродействующей вычислительной машине было опубликовано
в 1948 г. В эти же годы работы по созданию ЭВМ велись и в
нашей стране. В 1952 г. была построена первая советская ЭВМ.
Первые ЭВМ, выполняемые на электронных лампах (до
10 000 шт.), представляли собой значительные по объему, по-
требляемой мощности и стоимости устройства, вычислительные
способности которых, фантастические для того времени, теперь
кажутся более чем скромными. Так, современная микроЭВМ,
свободно размещающаяся в корпусе портативного кассетного
магнитофона, обладает вычислительными возможностями первой
советской ЭВМ «Стрела».
По общепринятой классификации ЭВМ на электронных лам-
пах относят к первому поколению. Понадобилось примерно
10 лет для создания второго поколения ЭВМ, выполненных на
транзисторах, что значительно уменьшило их габариты, массу,
а также стоимость. Затем появились выполненные на инте-
гральных микросхемах невысокой степени интеграции ЭВМ треть-
его поколения, габариты, потребляемая мощность и стоимость
которых были значительно меньше, чем ЭВМ второго поколения,
а надежность и быстродействие — выше.
Наконец, еще через 10 лет появились ЭВМ четвертого поколе-
ния, выполненные на больших (БИС) и сверхбольших (СБИС)
интегральных микросхемах, называемые также микроЭВМ. Габа-
риты микроЭВМ, потребляемая ими мощность, их стоимость так
малы, что появилась возможность широкого их использования
в самых различных областях науки и техники. Сегодня стало
обычным явлением, когда . микроЭВМ, обладающие огромными
способностями к вычислениям и логической обработке информа-
ции, управляют отдельными станками и механизмами, обслужи-
вают технологические процессы, встраиваются в бытовую тех-
нику, автомобили и др. На основе микроЭВМ создаются также
персональные компьютеры индивидуального пользования, приме-
няемые в научных исследованиях, на производстве и др.
Любая ЭВМ представляет собой программируемый автомат,
способный обрабатывать и преобразовывать информацию, причем
сложность преобразований принципиально ничем не ограничена
281
291. Структурная схема ЭВМ
Шина адреса
292. Структурная схема микропроцессора
и определяется только программой работы и временем ее выпол-
нения ЭВМ.
Аппаратно любая ЭВМ состоит из пяти основных устройств
(рис. 291): арифметическо-логического АЛУ, управления УУ,
оперативного запоминающего ОЗУ, внешнего запоминающего
ВЗУ и ввода — вывода УВВ.
А р и ф м е т и ч е с к о - л о г и ч е с к о е устройств о пред-
назначено для выполнения арифметических и логических опера-
ций обычно над двумя двоичными числами, извлекаемыми из
ОЗУ в соответствии с программой, также находящейся в ОЗУ.
Работает АЛУ как обычный калькулятор, только информация в
него вводится не вручную, а с помощью устройства управления,
которое, в свою очередь, использует для организации работы
ЭВМ помещенную в ОЗУ программу вычислений или логической
обработки данных. Основой АЛУ служит сумматор, поскольку
все действия над двоичными числами могут быть сведены к опе-
рациям сложения и вычитания. Непосредственно в АЛУ выпол-
няются только простейшие операции: сложения, вычитания, сдви-
га. Сложные операции умножения, деления, вычисления функ-
ций и т. и. выполняются программно. Операции в АЛУ могут
выполняться последовательно по одному разряду, параллельно
(по словам) и последовательно-параллельно.
Устройство управления использует программу,
записанную в ОЗУ, координирует работу всех устройств ЭВМ
и связано с АЛУ, поэтому их иногда объединяют в единое ус-
тройство — центральный процессор ЦП. Устройство управления
определяет, какие данные должны быть переданы из ОЗУ в АЛУ,
включает АЛУ на выполнение операции, записанной в програм-
ме, и помещает результат, появившийся на выходе АЛУ, в ОЗУ.
Кроме того, устройство управления УУ управляет потоком
данных, поступающих от устройства ввода, организуя работу
интерфейса ввода ИВв (от английских слов inter — между и
face — лицо), в котором преобразуется первичная информация
(например, напряжение от датчика температуры) в цифровую
форму, пригодную для обработки ЭВМ. Иноформация, посту-
пающая с выхода интерфейса ввода ИВв, записывается в ОЗУ
для последующей обработки.
Наиболее распространенным устройством ввода информации
в ЭВМ является алфавитно-цифровая клавиатура, позволяющая
вводить информацию в естественной форме. Клавиатура состоит
из 50—80 клавиш, на которые нанесены необходимые буквы,
цифры и специальные символы. Интерфейс пульта выдает двоич-
ный сигнал, соответствующий каждой клавише.
Устройство ввода ЭВМ, используемых для управления техно-
логическими процессами, представляет собой ряд датчиков, пре-
образующих различные физические величины в электрические
аналоговые сигналы, которые преобразуются ИВв с помощью
аналого-цифровых преобразователей (АЦП) в цифровую форму.
Устройствами ввода также служат легкосъемные элементы
283
внешней памяти ВЗУ — магнитные диски и компакт-кассеты. Со-
державшаяся в них информация может быть использована также
в другой ЭВМ (например, программа каких-либо вычислений).
Устройство управления через интерфейс вывода ИВ управ-
ляет также устройством вывода, в качестве которого могут слу-
жить ЭЛТ, принтер (печатающее устройство), графопостроитель
и др.
Наиболее удобными и распространенными устройствами выво-
да являются дисплеи, выполненные на ЭЛТ, близких по своим
параметрам к кинескопу. Применяют также специально разра-
ботанные для дисплеев ЭЛТ (например, с вырезающим лучом,
см. § 13). Информация выводится на экран ЭЛТ при вводе про-
граммы и данных в ЭВМ, т. е. ввод программы контролируется.
По мере выполнения программы (контроль промежуточных опе-
раций) информация может также выводиться на экран. Наконец,
для анализа и передачи в запоминающие устройства или на
распечатку выводятся результаты вычислений.
Для оформления результатов обработки информации, напри-
мер, в системе автоматизированного проектирования (САПР)
служат графопостроители, выполняющие в автоматическом ре-
жиме необходимое количество копий чертежей. Так, ЭВМ может
разработать печатную плату и соответствующую конструктор-
скую документацию.
В последние годы ведутся работы по созданию устройства
ввода и вывода информации голосом. Такими интерфейсами
будут оборудованы машины пятого поколения, которые должны
появиться в конце XX в.
§ 110. Системы счисления,
применяемые в ЭВМ
Как известно, существуют позиционные и
непозиционные системы счисления. В позиционных системах счи-
сления значение каждой цифры зависит и изменяется от ее поло-
жения в записи числа. Так, цифра 5, находящаяся в старшем
разряде числа 545, означает 5 сотен, 500 или 5-102. Эта же
цифра, находясь в младшем разряде, означает 5 единиц, или
5-1(г. К непозиционным относится римская система счисления,
в которой значение цифры не зависит от места ее расположения
в числе.
В ЭВМ применяют только позиционные системы счисления.
Наиболее привычной является десятичная система счисления,
использующая десять цифр: 0, 1,2, ..., 9. Каждое десятичное
число может быть разложено по степеням основания 10, напри-
мер
545 = 5-102 + 4-10' + 5-10°,
где 5, 4 и 5 — коэффициенты.
Таким образом, число 10 является основанием десятичной
системы счисления, а числа 0, 1, ..., 9 — коэффициентами. Отсю-
284
да следует, что в любой позиционной системе число выражается
суммой произведений соответствующих коэффициентов на осно-
вание, возведенное в степень, определяемую разрядом.
Основание двоичной системы счисления — число 2, а коэффи-
циенты—0 и 1. Основание восьмеричной системы счисления—
число 8, а коэффициенты — 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7. Основание шест-
надцатеричной системы счисления — число 16, а коэффициен-
ты — 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, А, В, С, D, Е, F, т. е. первые десять
цифр повторяют цифры десятичной системы, а остальные шесть
обозначают латинскими буквами А, В, С, D, Е, F. Очевидно,
А = 10, В = 11, С = 12, D = 13, £-= 14 и F = 15.
Все четыре системы счисления — двоичная, десятичная, вось-
меричная и шестнадцатеричная — применяются в ЭВМ.
Первоначально ввод информации в ЭВМ осуществлялся в
двоичных (машинных) кодах, поскольку ЭВМ оперирует только
двоичными числами. Это объясняется тем, что ЭВМ строятся на
логических элементах, имеющих только два электрических сос-
тояния — высокий и низкий потенциалы (высокий и низкий логи-
ческий уровни, которым соответствуют логическая 1 и логиче-
ский 0). Для сокращения длинных и трудно запоминаемых ма-
шинных кодов применяют восьмеричную и шестнадцатеричную
системы кодирования. Это значительно уменьшило длину числа
и сохранило простоту его обратного преобразования в двоичную
форму.
Для перевода в восьмеричный код двоичное число разби-
вают на триады, представляющие собой группы по три двоичных
символа в каждой, начиная с младшего разряда. Например,
число 101001110 в восмеричном коде записывают как 5168.
Для перевода в шестнадцатеричный код двоичное число
разбивают на тетрады, каждая из которых объединяет четыре
двоичных символа. Число 101001110, подготовленное для перево-
да в шестнадцатеричный код, записывают так: 000101001110.
В шестнадцатеричном коде это число записывают еще короче —
14Е. Проверим правильность преобразований, переведя все три
записи в десятичный код:
101001110 = 1-28 + 1-26 4- 1-23 4- Ь22 Д- 1-21 = 334,0;
5168 = 5-82 + 1-81 + 6-8° = 33410;
14Ё16 = Ы62 + 4-1б' + 14 = 334ю.
Полученные одинаковые результаты свидетельствуют о том, что
преобразования выполнены верно.
Для перевода в двоичное десятичное число последовательно
делят на 2. Например,
27 |2
_ 26 __ 13 |2
1 12 6 |_2_
1 __3 L1
0 А _ 1 [2_
1 ° °
1
285
Остаток, полученный в результате первого деления, опреде-
ляет значение младшего разряда двоичного числа. Если остаток
равен 0, то в младшем разряде записывается 0, если же остаток
равен 1, то записывается 1. Остальные разряды формируются
по этому же правилу. Итак, 27ю = 110112. Проверим правиль-
ность перевода:
1 101 12 = 1 -24 + 1 -23 + 1 -2‘ + 1-20 = 16 + 8 + 2 + 1 = 27,0.
Рассмотрим правила выполнения арифметических операций
над двоичными числами.
Сложение двух двоичных чисел производят
поразрядно, начиная с младшего разряда. При этом учитывают
единицы переполнения, которые образуются, если в каком-либо
разряде складываются две единицы. Единица переполнения пере-
носится в ближайший старший разряд. Например,
101
+ 001
но
Следует помнить, что две единицы, сложенные в каком-либо
разряде, переносятся в ближайший старший разряд в виде одной
единицы.
Вычитание двух двоичных чисел также начи-
нают с младших разрядов. Если приходится вычитать из нуля,
следует занять единицу в ближайшем старшем разряде, и заня-
тая единица обращается в две единицы младшего разряда.
Например,
но
001
10Г
Умножение двух двоичных чисел представляет
собой многократное сложение множимого, над которым выполне-
на операция сдвига в соответствии с распределением значащих
разрядов в множителе. Например,
но
Х 101
но
+ 000
I 10
1 ГТ 102 16 + 8 + 4 + 2 = 3010
Деление двух двоичных чисел состоит в ряде последователь-
но выполняемых операций вычитания. Например,
1 1 110 ДОф
101_ 11 о
101
101
Для удобства ввода и вывода информации, а также упроще-
ния линий связи, по которым информация циркулирует в ЭВМ,
применяют двоично-десятичный код. Для перевода в двоичпо-
286
десятичный код каждая цифра десятичного числа записывается
соответствующей двоичной тетрадой, которые располагаются в
той же последовательности, что и исходные десятичные цифры.
Например,
168 = 000101101000.
Нельзя запись числа в двоично-десятичном коде считать
его двоичным эквивалентом, так как это условная форма записи,
позволяющая вводить информацию в привычной для оператора
десятичной форме. Причем кодирование и декодирование числа
весьма просто.
При двоично-десятичном кодировании каждому разряду тетрады
присваивается обычный для двоичной системы счисления вес:
2s, 22, 21, 2°, т. е. 8-4-2-1. Такой код называют кодом 8-4-2-1.
Используют также другие веса разрядов двоично-десятичного
кода, например, 2-4-2-1 или 5-1-2-1.
Удобен также способ обработки двоичных чисел сразу вось-
миразрядным словом — байтом, которое состоит из 8 бит. Самые
длинные слова, которыми оперируют суперЭВМ., имеют длину 8
байт или 64 бит.
§ 111. Микропроцессоры и микроЭВМ
Логические системы обработки информа-
ции выполняют двумя способами.
При первом способе создают специализированную
схему, рассчитанную на выполнение определенного набора преоб-
разований входных сигналов и выработки набора выходных сиг-
налов. Этот способ ранее считался единственным экономически
целесообразным для большинства логических схем и устройств.
Такой тип логики называют «жестким». Для «жесткой логики»
характерна раз и навсегда заложенная функция преобразования
информации.
При втором способе создают логическую схему,
функции которой могут быть любыми и определяются как самой
схемой, так и программой, организующей их выполнение. Обра-
ботка информации по второму способу стала возможной с появ-
лением миниЭВМ, сравнительно невысокая стоимость которых
позволила в некоторых ответственных случаях использовать их
для управления сложными технологическими процессами. Одна-
ко полного вытеснения схем «жесткой логики» не произошло.
Создание микропроцессоров, габариты и стоимость которых
соизмеримы с габаритами и стоимостью интегральных микросхем
средней степени интеграции (микропроцессор КР580ИК80А стоит
порядка 15 руб.), позволило в подавляющем большинстве, слу-
чаев организовывать обработку информации вторым способом —
созданием гибких программируемых устройств. Программы, уп-
равляющие работой микропроцессора, представляют собой по-
следовательность определенных шагов (команд), каждый из ко-
торых относительно прост.
287
293. Структурная схема микроЭВМ
Синхр
Синхр.
294. Схема четырехразрядной информационной шины
Микропроцессор (рис. 292) состоит из:
счетчика команд СК, представляющего собой регистр, в кото-
ром хранится адрес ячейки памяти, содержащей очередную ко-
манду;
аккумулятора А -- регистра, предназначенного для записи
данных, над которыми выполняется операция в АЛУ, а также
временного хранения их и результатов расчета (в том числе
и промежуточных), которые в этот момент выполняются АЛУ;
арифмстическо-логического устройства АЛУ, предназначенно-
го для выполнения арифметических и логических операций над
данными; к одному из входов АЛУ всегда подключен аккумуля-
тор и между ними происходит обмен информацией в соответствии
с программой;
регистров общего назначения РОИ — группы регистров, слу-
жащих для временного хранения данных, которые обрабатыва-
ются микропроцессором; один из регистров группы РОН подклю-
чается в соответствии с программой к второму входу АЛУ, ре-
гистры РОН являются сверхоперативной памятью микропроцес-
сора;
устройства управления УУ, синхронизируемого тактовым
генератором ТГ и служащего для управления всеми процессами
в микропроцессоре и выполненной на его основе микроЭВМ.
Кроме того, микропроцессор имеет такие специализированные
устройства, как регистры кода состояния и стека.
Регистр кода состояния отражает состояние микропроцес-
сора сразу после выполнения последней команды программы и
служит для выполнения ряда вспомогательных операций. Этот
регистр используется, например, когда необходима обработка
на малоразрядном микропроцессоре данных, выраженных словом
любой длины.
Регистр стека служит для хранения содержимого всех регист-
ров микропроцессора при прерывании основной программы и на
время выполнения подпрограммы. Стековая память представляет
собой несколько регистров, организованных в соответствии с
принципом «последним вошел — первым вышел», т. е. первой из
стека извлекается информация, вложенная в него последней.
Стековая память позволяет продолжать вычисления после выпол-
нения подпрограммы без потери информации. Иногда для орга-
низации стековой памяти используют ОЗУ.
Структурная схема микроЭВМ, основой которой является
микропроцессор МП, показана на рис. 293. Схема микроЭВМ
аналогична схеме ЭВМ (см. рис. 291) и также состоит из пяти
основных устройств: микропроцессора МП, устройства управле-
ния, входящего в запоминающее устройство, состоящее из ОЗУ
и ПЗУ, а также устройства ввода — вывода УВВ. Работа микро-
ЭВМ синхронизируется тактовым генератором ТГ, выходные сиг-
налы которого поступают на вход устройства управления. Такто-
вый генератор ТГ может входить в состав микропроцессора.
Связь между отдельными устройствами микроЭВМ осуществ-
19—915
289
ляется пересылкой данных, адресов и команд по информацион-
ным шинам — группам проводников печатной платы микроЭВМ,
число которых равно числу разрядов передаваемой информации.
Схема четырехразрядной информационной шины с подключен-
ными к ней регистрами RG1 — RG4 показана на рис. 294. Для
передачи информации, например из регистра RG1, сигнал син-
хронизации подается на соответствующие схемы И, связывающие
регистр RG1 с шинами. Содержимое этого регистра выводится
на шины. Выходы остальных регистров, подключенные к этим же
шинам, на это время отключаются выходными схемами. Эти
схемы кроме двух логических состояний выходов, при которых
их выходное сопротивление невелико, могут быть переведены
в третье состояние, для которого характерно высокое выходное
сопротивление. При этом они совершенно не потребляют тока
от информационных шин независимо от того, какой сигнал дей-
ствует на них. Для записи в регистр RG3 или RG4 информации,
появившейся на информационных шинах, необходимо на соответ-
ствующий вход синхронизации подать разрешающий сигнал —
логическую 1. Таким образом, по небольшому количеству провод-
ников организуют пересылку информации между различными
устройствами микроЭВМ.
§ 112. Вычислительные системы
В настоящее время большие ЭВМ все
чаще становятся машинами коллективного пользования. Это
объясняется тем, что такие сложные и дорогостоящие устройства,
как большие ЭВМ, способные обрабатывать информацию с боль-
шой скоростью, оправдывают свое назначение лишь тогда, когда
они постоянно работают. Немаловажно и то, что эта работа
должна соответствовать возможностям больших ЭВМ, т. е. не
следует, например, загружать их простейшими вычислениями,
с которыми вполне могут справиться мини- и микроЭВМ.
Этим объясняется создание вычислительных систем, обычно
состоящих из одной большой ЭВМ и нескольких микроЭВМ.
Причем в последнее время микроЭВМ конструктивно выполня-
ются в виде терминала, имеющего дисплей с клавиатурой для
ввода информации в цифровом или буквенном виде, а также све-
товое перо для ввода графической информации. Нередко в терми-
нал вводят печатающее, а также и внешнее запоминающее уст-
ройство на магнитных дисках или магнитной ленте.
При такой компоновке вычислительных систем простые опера-
ции, как правило, выполняет микроЭВМ. Из предварительно
обработанных данных образуется компактный пакет информации,
который вводится в большую ЭВМ в порядке очередности, уста-
навливаемой самой ЭВМ. Таким образом, каждая большая ЭВМ
представляет собой вычислительную систему и имеет средства
сопряжения с терминалами пользователей. Вычислительная сис-
тема и входящие в нее устройства работают на основе единого
290
математического обеспечения, представляющего собой комплекс
программных средств, к которым относятся операционная систе-
ма, программы технического обслуживания и пакеты приклад-
ных программ.
Операционная система объединяет программные методы,
предназначенные для автоматизации разработки программ и их
реализации, а также обеспечивает связь оператора с машиной.
Программы технического обслуживания предназначены для
наладки ЭВМ в процессе ее изготовления, ремонта и использу-
ются также при профилактических работах. Отдельные блоки
ЭВМ проверяют с помощью тестов, позволяющих выявить
неисправности интегральных микросхем и локализовать их.
Пакеты прикладных программ предназначены для решения конк-
ретных задач, на которые рассчитаны ЭВМ, и обычно узко спе-
циализированы.
Контрольные вопросы
1. Какие устройства входят в ЭВМ и каково их назначение?
2. Для чего кодируют двоичную информацию?
3. Чем отличаются микропроцессоры от специализированных логических
схем?
4. Для чего создают вычислительные системы?
5. Что такое терминал?
19
Глава
Устройства записи
и воспроизведения
звука
§ 113. Основные сведения
об электроакустике
Электроакустика занимается методами
и устройствами преобразования звуковых (акустических) коле-
баний в электрические сигналы и обратно. Акустические коле-
бания возникают в упругих средах под действием механических
колебаний какого-либо тела, например струны, диффузора гром-
коговорителя и др. Скорость распространения акустических коле-
баний в воздухе 340 м/с, а в жидкостях и твердых телах больше.
В вакууме акустические колебания вообще не распространяются.
Звуки человеческой речи лежат в диапазоне частот 80—
I200 Гц. Гармоники расширяют этот диапазон до 8000 Гц. Диа-
пазон частот музыкальных инструментов 30—5000 Гц. Гармоники
расширяют этот диапазон до 15 кГц. Так как человеческое ухо
воспринимает частоты от 16 Гц до 20 кГц, звукозаписывающая
и звуковоспроизводящая аппаратура должна работать в диапа-
зоне частот от 30 Гц до 15 кГц.
Акустические колебания характеризуются: силой звука и зву-
ковым давлением, уровнями силы звука и звукового давления,
громкостью звука и его тембром.
Количество энергии, переносимой звуковой волной в единицу
времени через единицу поверхности, перпендикулярной направ-
лению распространения этой волны, называют силой звука и из-
меряют в ваттах на квадратный метр (Вт/м2).
Акустическая волна оказывает звуковое давление на пре-
пятствие, пропорциональное квадрату силы звука. Звуковое дав-
ление измеряют в паскалях (1 Па=1 Н/м2). Минимальное зву-
ковое давление, воспринимаемое человеческим ухом (2-IO 5 11а),
называют также порогом слышимости и измеряют на одной из
частот диапазона 700 Гц — 8 кГц. Силу звука, соответствующую
порогу слышимости, называют нулевым уровнем силы звука.
Поскольку человеческое ухо воспринимает изменение силы
звука по логарифмическому закону, приняты логарифмические
формы выражения уровней силы звука и звукового давле-
ния (дБ):
М = 101^4-; 201g
' /о ГО
292
где I и Io — сила звука и ее нулевой уровень, Вт/м2; Р и Ро —
давление звука и его нулевое давление, Па.
Звуковое ощущение, определяемое силой звука и его часто-
той, называют громкостью. Обычно громкость звука сравнивают
с его громкостью на частоте 1000 Гц, к которой человеческое
ухо наиболее чувствительно.
Реальные звуки обязательно сложные, т. е. кроме основных
частот они содержат гармоники. Окраска звука, его тембр
определяются именно совокупностью гармоник. Поэтому в аппа-
ратуре для записи и воспроизведения звука необходимо преду-
сматривать усиление не только основных частот, но и всех гармо-
нических составляющих.
Дополнительным условием качественного воспроизведения
звука является создание акустической среды, по возможности
более точно повторяющей среду, в которой эти звуки возникают.
Поэтому кроме традиционного способа воспроизведения звука —
монофонического, для более натурального воспроизведения звука
применяют стереофонический и квадрафонический. Стереофони-
ческая система записи предусматривает разделение звука на
два канала, а воспроизведения — двумя электроакустическими
преобразователями. Суммирование двух звуковых колебаний
происходит в органах слуха. При квадрафонии для записи и
воспроизведения звука используют четыре канала. При этом зву-
чание наиболее приближается к исходному звуку.
§ 114. Механическая запись
и воспроизведение звука
Механическая запись звука, изобретенная
около ста лет назад, постоянно совершенствуется и применяется
при создании граммофонных пластинок. Устройство для их запи-
си называют рекордером (рис. 295). Электрический ток звуковой
частоты поступает в катушку 2, размещенную на якоре 3, кото-
рый может вращаться вокруг оси 1. Переменное магнитное поле
катушки, взаимодействуя с постоянным магнитным полем маг-
нита 4, приводит якорь в колебательное движение. Верхний
конец якоря помещен в демпфирующую систему 5, а к его нижне-
му концу прикреплен резец 6, который вводится в соприкоснове-
ние с поверхностью диска 8, покрытого тонким слоем воскооб-
разной мастики 7.
При записи диск вращается вокруг своей оси, а резец переме-
щается с постоянной скоростью от его края к центру, прочерчи-
вая спиралевидную канавку на поверхности мастики. Так полу-
чают оригинал записи. Гальваническим способом на поверхность
оригинала) осаждают вначале золото, а затем медь. После этого
мастику выплавляют, получая негативную копию будущей плас-
тинки. Используя копию как матрицу, прессуют грампластинки
из пластмасс.
Для преобразования записи в электрический сигнал служат
звукосниматели. Профили звуковой канавки грампластинки и
293
295. Устройство рекордера
296. Профили звуковой
каиавки и иглы звукосни-
мателя
298. Магнитная запись (а) и воспроизведение (б)
звука
иглы звукоснимателя показаны на рис. 296. Наиболее распрост-
ранены пьезокерамические звукосниматели, принцип действия
которых основан на использовании прямого пьезоэффекта. При
проигрывании грампластинки механические колебания иглы зву-
коснимателя, соприкасающейся с звуковой дорожкой, передаются
пьезокристаллу. Деформация пьезокристалла вызывает появле-
ние на его гранях электрического сигнала, форма которого соот-
ветствует форме звуковой дорожки на грампластинке.
Устройство пьезоэлектрического звукоснимателя показано на
рис. 297. Иглодержатель 1 передает колебания через упругий
передатчик усилия 2 двум пьезокристаллам 3, закрепленным
в демпфере 4. По выводам 5 сигнал от пьезоэлементов поступает
на вход усилителя. Такие звукосниматели применяются в элек-
тропроигрывающих устройствах (ЭПУ) II и III классов.
Значительно лучшими параметрами обладает магнитоэлектри-
ческий звукосниматель, выходная эдс которого пропорциональна
скорости колебаний иглы. Магнитоэлектрические звукосниматели
применяют в ЭПУ высшего и I классов. Принцип действия
магнитоэлектрических звукоснимателей основан на возбуждении
переменной эдс в катушках, помещенных на магнитопровод с
воздушным зазором, в котором располагается подвижный по-
стоянный магнит, жестко связанный с иглой, приходящий в коле-
бательное движение при проигрывании грампластинки. Такие
звукосниматели требуют значительно меньшей прижимной силы,
что продлевает срок службы грампластинок. Недостатком их
является значительно меньшая чувствительность, поэтому в схе-
му включают предварительный усилитель.
Промышленностью выпускаются различные ЭПУ, которые
ГОСТ 18631—73 делятся на четыре класса: высший, I, II и III.
В ЭПУ высшего класса в отличие от других применены пря-
моприводные тихоходные двигатели с электронными стабилиза-
цией скбрости и системой переключения. Все ЭПУ имеют две
частоты вращения диска: 33,3 и 45 об/мин. ЭПУ I класса имеют
жесткую и гибкую передачи вращающего момента от двигателя
к диску, что снижает уровень шумов, а также электронную под-
стройку его частоты вращения. В ЭПУ II класса диск приводится
во вращение жесткой фрикционной передачей, что не позволяет
получить стабильную скорость.
ЭПУ высшего и I классов предназначены для воспроизведе-
ния как монофонических, так и стереофонических пластинок, ЭПУ
II класса — только стереофонических или только монофониче-
ских, а ЭПУ III класса — только монофонических.
§ 115. Магнитная запись
и воспроизведение звука
Первое упоминание о попытке осущест-
вить магнитную запись относится к 1888 г., когда было предложе-
но устройство для записи звука на насыщенную железными опил-
ками хлопковую нить при ее перемотке с одной катушки на дру-
295
299. Структурная схема монофонического маг-
нитофона
300. Структурная схема стереофонического магнитофона
гую. Через 10 лет была осуществлена запись звука на стальную
струну. Качество записи было невысоким, а продолжительность
звучания составляла 55 с. Только с появлением магнитной ленты
в 1928 г. и магнитных головок с малым воздушным зазором
(порядка 0,1 мм) в 1932 г. удалось получить довольно качест-
венную магнитную запись звука.
Принцип магнитной записи (рис. 298, а) основан на свойст-
вах ферромагнетиков запоминать намагниченность. Мимо воз-
душного зазора 5 магнитной записывающей головки протягивают
с некоторой постоянной скоростью эластичную ленту /, покрытую
ферромагнитным слоем 2 — порошком ферромагнетика, скреп-
ленным связующим веществом. Частички ферромагнетика легко
намагничиваются и размагничиваются, поэтому каждая из них
может рассматриваться как отдельный элементарный магнитик.
По обмотке 4 пропускают ток сигнала, форма которого повторяет
форму акустического сигнала. В магнитопроводе > и воздушном
зазоре 5 появляется переменное магнитное поле, в котором
происходит намагничивание элементарных магнитиков.
Направление и интенсивность намагничивания зависят от на-
правления и интенсивности магнитного поля в зазоре, которые,
в свою очередь, определяются током катушки головки записи.
Так в изменяющейся по длине ленты намагниченности закреп-
ляется акустический сигнал, т. е. записывается звук.
Воспроизведение записи происходит в обратном порядке
(рис. 298, б). Лента протягивается мимо воздушного зазора вос-
производящей головки с той же скоростью, что и при записи.
При этом ее сердечник воспринимает большую часть магнитного
потока внешнего магнитного поля ленты, изменяющегося по дли-
не в соответствии с записью. Поэтому магнитный поток в маг-
нитопроводе воспроизводящей головки изменяется во времени
точно так же, как магнитный поток в магнитопроводе головки
записи. В обмотке воспроизводящей головки наводится эдс, соот-
ветствующая записанному сигналу.
Структурная схема монофонического магнитофона показана
на рис. 299. Магнитная лента МЛ перематывается с. одной ка-
тушки К1 на другую К2 лентопротяжным механизмом с постоян-
ной скоростью. Первая головка на пути ленты — стирающая ГС.
В режиме записи на ее обмотку от генератора стирания и под-
магничивания ГСП поступает переменный ток частотой 25—
80 кГц. При этом магнитная лента попадает в довольно сильное
переменное магнитное поле стирающей головки ГС и существу-
ющая на ней запись разрушается, а лента размагничивается,
так как магнитное поле этой головки по мере удаления от зазора
плавно убывает до нуля.
В записывающую головку ГЗ поступает усиленный усилителем
записи УЗ ток сигнала микрофона и происходит запись этого
сигнала на магнитную ленту. Одновременно на головку ГЗ подает-
ся переменный ток от генератора ГСП, и магнитное поле, вызван-
ное этим током, разрушает связи между элементарными магнити-
297
ками ферромагнитного слоя. При этом зависимость между оста-
точной намагниченностью и магнитным полем головки становится
более линейной, что уменьшает искажения и улучшает качество
записи и последующего воспроизведения звука.
Считывание записи производится воспроизводящей головкой
ГВ. Образовавшийся в ее обмотке сигнал усиливается усилите-
лем воспроизведения УВ и преобразуется в звук громкоговори-
телем.
Структурная схема стереофонического магнитофона показана
на рис. 300. При записи переключатель рода работы устанавли-
вают в положение 3. Записываемый сигнал через входные уст-
ройства ВУ поступает на универсальные усилители каналов УУ,
а с выхода УУ'—на блок универсальных головок ГУ! и ГУ2.
Одновременно на эти же головки поступает от генератора стира-
ния и подмагничивания ГСП переменный ток подмагничивания.
Запись (воспроизведение) производится одновременно на две
дорожки магнитной ленты от двух источников сигнала, каждый
из которых несет часть акустического (электрического) стерео-
сигнала, поступающего на входы от микрофонов Л4к, звукоснима-
теля Зс или радиотрансляционной линии Л. Уровень записи регу-
лируется потенциометрами, расположенными в усилителях, и
контролируется по индикатору И. В этом режиме работают так-
же стирающие головки ГС! и ГС2.
При воспроизведении переключатель рода работы переводят
в положение В. При этом головки ГУ! и ГУ2 подключаются к
входам усилителей УУ, которые предварительно усиливают сиг-
налы. Затем сигналы поступают на входы усилителей мощнос-
ти УМ, а с их выходов — в обмотки громкоговорителей, превра-
щаясь в звук. В режиме воспроизведения генератор ГСП не
работает. Сдвоенные потенциометры усилителя мощности одно-
временно регулируют усиление и тембр в двух каналах, а регу-
лятор стереобаланса /?сб распределяет усиление между ними.
В соответствии с ГОСТ 12392—71 бытовые магнитофоны под-
разделяют на стационарные, переносные и носимые. Этим же
стандартом определяется ряд других важных показателей и уста-
навливается пять классов магнитофонов: высший, I, II, III и
ГУ.
По системе питания магнитофоны бывают сетевые, батарей-
ные и универсального питания, по системе записи и воспроизве-
дения — моно- и стереофонические, а по числу дорожек записи —
одно-, двух-, трех-, четырех- и многодорожечные. В зависимости
от конструкции устройства для размещения носителя записи
магнитофоны подразделяют на катушечные и кассетные. Качест-
во магнитофонов определяется их механическими и электроакус-
тическими параметрами.
Основными механическими параметрами магнитофонов явля-
ются скорость и равномерность движения ленты, емкость кату-
шек и скорость перемотки ленты. Скорость движения ленты ре-
гламентируется стандартом и составляет 19,05; 9,53; 4,76 и
298
2,38 см/с. Простейшие магнитофоны имеют только одну скорость
движения, а более сложные — две или три. Неравномерность
движения ленты служит причиной искажений звука и оценивает-
ся детонацией, представляющей собой выраженное в процентах
отношение амплитуды колебаний скорости движения ленты к ее
среднему значению. Детонация бытовых магнитофонов 0,1 —
0,8%.
Основными электрическими параметрами магнитофонов явля-
ются чувствительность, частотная характеристика сквозного
канала (рабочий диапазон частот) и его нелинейные искажения,
напряжение питания и потребляемая мощность.
Контрольные вопросы
1. Какой интервал частот занимают акустические колебания?
2. Что такое громкость звука?
3. Какие способы воспроизведения звука вы знаете?
4. Каковы принципы механической и магнитной записи и воспроизведения
звука?
5. Каковы особенности электропроигрывающих устройств высшего класса?
6. Как классифицируют магнитофоны?
Заключение
Уважаемый читатель! Вы, конечно, понимаете, что
данное учебное пособие предназначено лишь для начального
изучения радиоэлектроники и содержит только основные сведе-
ния об электронных приборах, протекающих в них физических
процессах, радиоэлектронных устройствах различного назначе-
ния и реализующих их схемах. Вместе с тем вы получили доста-
точно полное представление о современном состоянии и перспек-
тивах развития важнейших направлений радиоэлектроники, что
позволит вам успешно овладеть выбранной специальностью.
Приведенные в книге в качестве примеров электрические схе-
мы радиоэлектронных устройств не являются единственно воз-
можными (существует и применяется множество других схем).
Однако рассмотренные методы их анализа универсальны и могут
быть использованы вами при работе.
Радиоэлектронная аппаратура и ее элементная база непре-
рывно обновляются, расширяются области применения различ-
ных функциональных устройств. Поэтому в практической дея-
тельности вам предстоит постоянно углублять свои знания, обра-
щаясь к новым книгам и периодическим изданиям по выбранной
специальности, а также осваивая передовой опыт и приемы труда
старших товарищей. Все это будет способствовать повышению
вашей квалификации, позволит успешно выполнять сложные
работы по созданию и эксплуатации радиоэлектронной аппара-
туры.
Список литературы
К а с а т к и н А. С. Основы электротехники. М., 1986.
Китаев В. Е. Электротехника с основами промышленной электроники.
М„ 1980.
Минаев Е. И. Основы радиоэлектроники. М., 1985.
Забродин Ю. С. Промышленная электроника. М.. 1982.
Вершинин О. Е. Применение микропроцессоров для автоматизации
технологических процессов. Л., 1986.
К о л о н т а е в с к и й Ю. Ф. Лабораторный практикум по радиоэлектро-
нике. М., 1984.
Интегральные микросхемы: Справочник /Под ред. Б. В. Тарабрина. М., 1983.
Полупроводниковые приборы: Диоды, тиристоры, оптоэлектронные приборы:
Справочник / Под ред. Н. Н. Горюнова. М., 1982.
Полупроводниковые приборы: Транзисторы: Справочник /Под ред. Н. Н. Го-
рюнова. М., 1986.
Оглавление
Предисловие......................................................................................................................... 3
Введение ........................................................................................................................... 4
Глава I. Электровакуумные приборы................................................................................................... 7
§ I. Основные сведения......................................................................................... 7
§ 2. Электронная эмиссия..................................................................................... 8
§ 3. Диод и триод. 9
§ 4. Многосеточные лампы...................................................................................................... 13
§ 5. Генераторные и модуляторные лампы........................................................................................ 14
§ 6. Электронные лампы для импульсного режима................................................................................. 15
§ 7. Электронные лампы для диапазона частот от 30 МГц до 3 ТГц 15
§ 8. Газоразрядные приборы.................................................................................................... 17
§ 9. Индикаторы тлеющего разряда.............................................................................................. 19
§ 10. Тиратроны .............................................................................................................. 20
§ И. Электронно-лучевые приборы............................................................................................... 20
§ 12. Осциллографические трубки и кинескопы.....................................................................................25
§ 13. Преобразователи электрических сигналов....................................................................................25
§ 14. Фотоэлементы и фотоумножители.............................................................................................26
§ 15. Преобразователи изображения.............................................................................................. 27
Глава 2. Полупроводниковые приборы ........................................................................................29
§ 16. Электропроводность полупроводников ...................................................................................... 29
§ 17. Электронно-дырочный переход (р-п переход).................................................................................32
§ 18. Выпрямительные диоды .....................................................................................................35
§ 19. Стабилитроны и стабисторы.................................................................................................39
§ 20. Биполярные транзисторы....................................................................................................40
§ 21. Полевые транзисторы.......................................................................................................44
§ 22. Тиристоры ................................................................................................................49
§ 23. Специальные полупроводниковые приборы.....................................................................................51
§ 24. Полупроводниковые приборы без р-п перехода................................................................................57
§ 25. Интегральные микросхемы ..................................................................................................58
Г л а в а 3. Колебательные системы ................................................................................................ 62
§ 26. Колебательный контур .....................................................................................................62
§ 27. Последовательный колебательный контур.....................................................................................63
§ 28. Параллельный колебательный контур....................................................................................... 65
§ 29. Связанные колебательные контуры...........................................................................................66
§ 30. Колебательные системы с распределенными параметрами . . 69
Г л а в а 4. Антенны и распространение радиоволн....................................................................................72
§ 31. Основные параметры электромагнитных колебаний . . . . 72
§ 32. Антенна — открытый колебательный контур ....... 72
§ 33. Конструкции антенн .......................................................................................................75
§ 34. Фидеры и волноводы....................................78
§ 35. Строение атмосферы и распространение радиоволн........79
302
Глава 5. Усилители................................................... 84
§ 36. Классификация и основные параметры......................... 84
§ 37. Принцип построения каскада усиления........................ 87
§ 38. Режим транзисторного каскада по постоянному току .... 89
§ 39. Предварительный каскад усиления на транзисторе............. 93
§ 40. Каскад усиления ,на полевом транзисторе.................... 95
§ 41. Усилители мощности ........................................ 96
§ 42. Бестрансформаторные усилители мощности.....................102
§ 43. Обратные связи в усилителях................................104
§ 44. Усилительные каскады на транзисторах, включенных по схемам
с общим коллектором и общим стоком...............................107
§ 45. Фазоинверсные каскады......................................110
§ 46. Широкополосные усилители...................................110
§ 47. Усилители радиочастоты.....................................113
§ 48. Усилители постоянного тока.................................114
§ 49. Операционные усилители.....................................119
§ 50. Фазочувствительные усилители...............................121
§ 51. Избирательные усилители .................................. 123
§ 52. Усилители интегрального исполнения.........................123
Глава 6. Источники питания...........................................127
§ 53. Основные требования........................................127
§ 54. Выпрямители .............................................. 127
§ 55. Сглаживающие фильтры.......................................132
§ 56. Стабилизация напряжения и тока.............................135
§ 57. Внешняя (нагрузочная) характеристика источника питания 138
Глава 7. Автогенераторы гармонических колебаний......................140
§ 58. Автогенераторы с индуктивной обратной связью...............140
§ 59. Трехточечные схемы автогенераторов.........................143
§ 60. Стабилизация частоты в автогенераторах.....................144
§ 61. /?/?-генераторы............................................148
Глава 8. Элементы импульсной и вычислительной техники................152
§ 62. Импульсный способ представления сигналов информации . . 152
§ 63. Формирование импульсного напряжения из синусоидального 153
§ 64. Электронные ключи..........................................157
§ 65. Мультивибраторы .........................................160
§ 66. Блокинг-геиераторы.........................................163
§ 67. Триггеры -на биполярных транзисторах.......................164
§ 68. Генераторы линейно изменяющегося напряжения................168
§ 69. Основы алгебры логики......................................169
§ 70. Логические элементы вычислительной техники.................172
§ 71. Комбинационные логические схемы............................181
§ 72. Триггеры ..................................................185
§ 73. Регистры................................................. 191
§ 74. Счетчики...................................................192
§ 75. Запоминающие устройства................................... 195
Глава'9. Радиопередающие устройства..................................202
§ 76. Классификация .............................................202
§ 77. Возбудители радиопередатчиков............................. 203
§ 78. Промежуточные каскады радиопередатчиков....................205
§ 79. Оконечные каскады радиопередатчиков........................208
§ 80. Управление колебаниями радиочастоты ...................... 213
§ 81. Амплитудная модуляция .....................................217
303
§ 82. Частотная модуляция . ............... 217
§ 83. Импульсная модуляция ......................................... 219
§ 84. Генераторы и передатчики СВЧ ,..................................221
Глава 10. Радиоприемные устройства...................................... 229
§ 85. Классификация ..................................................229
§ 86. Функциональные схемы и основные параметры радиоприемников 230
§ 87. Входные цепи и усилители радиочастоты...........................233
§ 88. Преобразователи частоты.........................................235
§ 89. Усилители промежуточной частоты . ..............................239
§ 90. Детектирование сигналов.........................................241
§ 91. Ручные и автоматические регулировки радиоприемников . . . 243
§ 92. Помехи радиоприему............................................ 247
Глава 11. Телевизионные устройства........................................250
§ 93. Физические основы телевидения................................. 250
§ 94. Телевизионные развертки изображения........................... 251
§ 95. Полный телевизионный сигнал.....................................253
§ 96. Спектр частот телевизионного сигнала .......................... 254
§ 97. Качественные показатели телевизионного изображения . . . 255
§ 98. Телевизионное вещание ..........................................257
§ 99. Телевизионные приемники ....................................... 258
§ 100. Основы цветного телевидения .................................. 261
Глава 12. Радиолокационные устройства.....................................267
§ 101. Назначение и области применения.267
§ 102. Методы определения координат.268
§ 103. Импульсные РЛС.269
§ 104. Характеристики импульсных РЛС.... 271
§ 105. Передатчики РЛС .....273
§ 106. Приемники РЛС .....275
§ 107. Индикаторы РЛС.................................. 276
§ 108. Антенны РЛС .................................. 277
Глава 13. Устройства вычислительной техники.............................. 281
§ 109. Принцип построения ЭВМ........................................ 281
§ 110. Системы счисления, применяемые в ЭВМ ......................... 284
§ 111. Микропроцессоры и микро.ЭВМ................................... 287
§ 112. Вычислительные системы ....................................... 290
Глава 14 Устройства записи и воспроизведения звука........................292
§ 113. Основные сведения об электроакустике...........................292
§ 114. Механическая запись и воспроизведение звука....................293
§ 115. Магнитная запись и воспроизведение звука......................295
Заключение ...............................................................300
Список литературы ....................................................... 301
Глава • Й Электровакуумные L приборы
Глава « Т Полупроводниковые -J приборы II / 3
Глава 1 Колебательные dR X системы 1
Глава L Антенны и распространение \ Л радиоволн
Глава С Усилители o-rzhX 1
Глава 1 Источники питания
Глава Автогенераторы f гармонических колебаний 1 । /^\ । / ' 1 , |/
“лава — Элементы импульсной 1 и вычислительной [ J техники £
Глава "1 Радиопередающие j устройства 1 / 1 ~~ / ? ' 1 “^“1 1 1 1
Глава У Радиоприемные L{ J устройства 1 L 7\
Глава L | Телевизионные / 1 устройства ) о у
Глава Li П Радиолокационные J устройства "7
Глава 1: — Устройства | вычислительной j техники 4 II ||
Глава У Устройства записи „ v и воспроизведения Д звука °