/
Автор: Халоян А.А.
Теги: электротехника автоматика радиоэлектронные аппараты звукотехника эквалайзер
ISBN: 5-93037-071-0
Год: 2001
Текст
ВЫПУСК 5
ЭКВЙЛАйЗЕРЫ
ЭФФЕКТЫ
объемного звучания
ЛЮБИТЕЛЬСКОЕ СХЕМЫ
ИЗДАТЕЛЬСКОЕ
ПРЕДПРИЯТИЕ
РадиоСофт
ЗАО «Журнал «РАДИО»
МОСКВА
2001
УДК 621.3
ББК 32.965
Э35
Составитель
Артур Арамович ХАЛОЯН
335 Эквалайзеры. Эффекты объемного звучания. Любительские схемы.
Сост. А А. Халоян — М : ИП РадиоСофт, ЗАО «Журнал «Радио»,
2001 — 192 с.: ил. — (Радиобиблиотечка. Вып. 5)
ISBN 5-93037-071-0
В настоящем издании представлены схемы однополосных, двухполосных и многопо-
лосных регуляторов тембра, а также различные типы преобразователей, создающих эф-
фекты объемного звучания. Многообразие подходов к решению проблем построения
принципиальных схем, разработки печатных плат и конструкций может вызвать живой ин-
терес читателя. Большинство схем и устройств, описанных в книге, собрано на доступ-
ной элементной базе.
Книга представляет собой сборник статей, опубликованных в разные годы вжурнале
-Радио» и заново отредактированых для данного издания.
УДК 621.3
ББК 32.965
ISBN 5-93037-071-0
©ЗАО -Журнал«Радио», 2001
© Оформление. ИП РадиоСофт, 2001
© Составление. Халоян А.А. 2001
Уважаемые господа!
Издательство «РадиоСофт» осуществляет подготовку и
выпуск справочников-каталогов по отечественным и
зарубежным радиокомпонентам
Изданы или находятся в печати следующие справочники:
•Интегральные микросхемы и их зарубежные аналоги (многотомное издание)
• Транзисторы и их зарубежные аналоги (в 4 томах)
• Диоды и их зарубежные аналоги (в 3 томах)
• Оптоэлектронные приборы и их зарубежные аналоги (в 5 томах)
• Зарубежные транзисторы и их аналоги (в 5 томах)
• Зарубежные диоды и их аналоги (в 6 томах)
• Зарубежные аналоговые микросхемы и их аналоги (в 8 томах)
• Зарубежные микропроцессоры и их аналоги (в 10 томах)
Находятся в работе следующие справочники*.
• Тиристоры и их зарубежные аналоги (в 2 томах)
• Пассивные радиокомпоненты (многотомное издание)
• Зарубежные оптоэлектронные приборы и их аналоги (в 8 томах)
• Зарубежные тиристоры и их аналоги (ориентировочно в 5 томах)
• Зарубежные цифровые микросхемы и их аналоги (ориентировочно в 8 томах)
• Зарубежные микросхемы памяти и их аналоги (ориентировочно в 10 томах)
• Зарубежные интерфейсы и их аналоги (в 6 томах)
• Зарубежные пассивные радиокомпоненгы (многотомное издание)
Интересующую Вас литературу можно заказать и получить
по указанному Вами адресу через отдел «Книга-почтой»
Отдел «Книга-почтой»
Адрес для заявок: 111578, Москва, а/я 1, «Пост-Пресс»
Телефон и факс для заявок: (095) 307-06-61, 307-06-21
(с 10 ч. до 17 ч. по Москве, кроме сб. и вс.)
E-mail: postpres@dol.ru
Отдел оптовых поставок
109125, Москва, ул. Саратовская, 6/2, «РадиоСофт»
Телефон: (095) 177-47-20
E-mail: info@radiosoft.ru www.radiosoft.ru
Издательство «РадиоСофт» совместно с журналом «Радио»
подготовило к выпуску новую серию книг под общим названием
«Радиобиблиотечка»
Книги составлены по интересующим многих вопросам бытовой схемотехни-
ки и отобраны по тематическому признаку. Серия предназначена для радио-
любителей, а также может быть полезна радиоинженерам и конструкторам.
СЕРИЮ ОТКРЫВАЮТ СЛЕДУЮЩИЕ КНИГИ:
• Цветомузыкальные устройства. Любительские схемы.____________
Автомобильная электроника. Часть 1. Любительские схемы._______
• Усилители низкой частоты. Часть 1. Любительские схемы._____
• Электроника в вашей квартире. Часть 1. Любительские схемы._
• Дистанционное управление. Любительские схемы.___
Эквалайзеры. Устройства объемного звучания. Любительские схемы.
• Электроника в саду и огороде. Любительские схемы.
• Источники электропитания. Часть 1. Любительские схемы.
• Автомобильная электроника. Часть 2. Любительские схемы.
• Электроника в медицине и народномхозяйстве. Любительские схемы.
• Предварительные УНЧ. Любительские схемы.
* Радиолюбительские хитрости. Любительские схемы.
• Современные телевизоры. Прием и обработка телеси. нала.
• Все о ремонте телевизоров.
• Усилители низкой частоты. Часть 2. Любительские схемы.
• Радиолюбительские полезные штучки. Часть 1. Любительские схемы.
* Электроника в вашей квартире. Часть 2. Любительские схемы.
Источники электропитания. Часть 2. Любительские схемы.
• Электромузыкальные инструменты. Любительские схемы.
• Автомобильная электронике. Часть 3. Любительские схемы.
• Стабилизаторы постоянного и переменного тока. Любительские схемы.
• Периферийные устройства УНЧ. Любительские схемы.
Радиолюбительские полезные штучки. Часть 2. Любительские схемы.
• Радиоприемники. Любительские схемы.
СОДЕРЖАНИЕ
РАЗДЕЛ ПЕРВЫЙ
ОДНОПОЛОСНЫЕ И ДВУХПОЛОСНЫЕ
РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА
А.Зеленое. Двухполосный мостовой . 7
Д. Гусаков. Активный регулятор тембра 8
В. Тарасов. Пассивный регулятор тембра . 10
Параметрический эквалайзер.............................. . 14
И. Нечаев. Активный режекторный фильтр с электронной перестройкой
А. Терсков. Блок электронного регулирования громкости и тембра _ 20
А. Смирнов. Темброблок с электронным управлением
В. Карев, С. Терехов. Операционные усили гели в активных RC фильтрах 28
Регулятор тембра .... 36
В. Касметлиев. Регулятор тембра .... 37
Ю. Румянцев. Необычный регулятор тембра .... 40
Л. Галченков. Блок регулирования громкости и тембра 43
П. Юхневич. Расширение диапазона регулировки тембра .. 48
С. Крейдич. Регуляторы на полевых транзисторах .... 49
РАЗДЕЛ ВТОРОЙ
МНОГОПОЛОСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА
Н. Зыков. Многополосные регуляторы тембра ....................... 55
А. Сырицо, А. Соколов. Электронный регулятор тембра
А. Ермолаев. Многополосные с LC-фильтрами ....
Л. Стасенко. Многополосные с LC-фильтрами . ............ 76
Валентин и Виктор Лексины. Многополосный с аналогами LC-фильтров
В. Касметлиев. Многополосные регуляторы тембра на ОУ 80
Л. Галченков, Ф. Владимиров. Пятиполосный активный . 85
«Пятиполосный активный...»..........
Д. Шумов. Трехполосный регулятор тембра . -
Параметрический эквалайзер..................
Эквалайзеры с пассивными полосовыми фильтрами ..
Эквалайзеры с активными фильтрами ........
И. Нечаев. Эквалайзер ....
А. Козлов. Графический эквалайзер
М. Старостенко. Параметрический эквалайзер ..
5
РАЗДЕЛ ТРЕТИЙ
ЭФФЕКТЫ ОБЪЕМНОГО ЗВУЧАНИЯ
Валентин и Виктор Лексины. Регулятор глубины стереоэффекта
Расширение зоны стереоэффекта.......................
Имитатор стереозвучания ............................
А Гамзаев. Псевдостереофония в приемнике.................-
К. Ли. Регулятор ширины стереобазы ...........................
Ю Кузнецов, М. Морозов, А, Шитяков. Регулятор ширины стереобазы —
рокот-фильтр........................................................ч
Д Панкратьев. Динамический псевдостереопреобразователь ....... •
Валентин и Виктор Лексины. Псевдостереофоническая приставка...
А. Воробьев-Обухов. Псевдостереофония с помощью фазовращателя ....
Широкополосный фазовращатель .... ................................
А. Терепинг. Широкополосный фазовращатель.........................
А. Пиорунский, Н. Павлов. Синтезатор панорамно-объемного звучания
радиолы-Сириус-315-пано»..........................................
Псевдоквадрофония из стереосигнала................................
В.Фишман. Псевдоквадрафоническая приставка........................
Е Петров. Вновь о псевдоквадрафонии ..............................
А. Шитиков. «Подсветка» в системе псевдоквадрафонии ..............
Ю Берендюков, Ю. Ковалгин, А. Синицын, А. Егоров. Квадрафония
или система АВС9..................................................
123
125
125
126
127
133
136
139
149
152
153
157
160
165
167
169
171
РАЗДЕЛ ПЕРВЫЙ
ОДНОПОЛОСНЫЕ И ДВУХПОЛОСНЫЕ
РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА
А.ЗЕЛЕНОЕ
ДВУХПОЛОСНЫЙ мостовой
Темброблок, схема которого показана на рисунке, состоит из потокового повто-
рителя на транзисторе V1 и усилителя с регулируемым коэффициентом передачи на
операционном усилителе (ОУ) А/. Входное сопротивление устройства — 1,5 МОм,
что позволяет подключать его непосредственно к пьезоэлектрическому звукоснима-
телю (например, ГЗКУ-631Р).
Как видно из схемы, на регулятор тембра, выполненный по известной мостовой
схеме, поступают два противофазных сигнала: один — с выхода истокового повтори-
теля (через конденсатор С2), другой — с выхода ОУ А1 (через конденсатор СЮ).
Благодаря этому перемещение движков резисторов R6 и R8, соединенных с инвер-
тирующим входом ОУ А1, приводит к изменению его коэффициента передачи на
низших и высших частотах в широких пределах: на частотах 20 и 20000 Гц диапазон
регулирования достигает ±20 дБ. При установке движков в среднее положение ко-
эффициент передачи устройства близок к единице, а его АЧХ практически горизон-
тальна в диапазоне частот 16.. .200 000 Гц.
7
Темброблок питается от источника питания усилителя НЧ через параметрический
стабилизатор (V2. V3), что не только стабилизирует режим работы ОУ А1, но и обес-
печивает развязку по цепям питания.
Налаживание устройства сводится к подбору резистора R2b цепи истока транзи-
стора VT до получения на резисторе R3 напряжения, указанного на схеме (оно соот-
ветствует току истока 2 мА).
При необходимости устойчивость работы темброблока можно повысить, подклю-
чив параллельно резистору R9 конденсатор емкостью 36...40 пФ.
Журнал ’•Радио", 1979, № 10, с. 25
Д. ГУСАКОВ
АКТИВНЫЙ РЕГУЛЯТОР ТЕМБРА
Известно, что многие регуляторы тембра, построенные по типовым схемам, име-
ют один существенный недостаток — значительную нелинейность глубины регули-
рования на низких звуковых частотах. Особенно сильно этот недостаток проявляется
при большой глубине регулирования (±20 дБ). Слушатель ощущает его как отсут-
ствие изменения сигнала на частотах регулирования при перемещении движка регу-
лятора тембра вблизи его середины и как резкое изменение коэффициента переда-
чи сигнала на этих частотах в крайних положениях движка.
Избавится от этого недостатка позволяет применение в регуляторах НЧ LC-фильт-
ров, однако это резко усложняет конструкцию регулятора, поскольку возникает необ-
ходимость наматывать катушки индуктивности В статье «Многополосный с аналога-
ми LC-фильтров» (стр 77) Валентин и Виктор Лексины предложили использовать
в регуляторах тембра аналоги LC-фильтра в виде транзисторных эквивалентов коле-
8
a)
70
Рис. 2
9
бательных контуров. На их базе был разработан простой двухполосный регулятор
тембра.
Технические характеристики
Коэффициент передачи в среднем положении движков регуляторов 1
Диапазон регулировки на частотах 30 Гц и 18 кГц, дБ ±20
Входное сопротивление, кОм.................................................... 4 7
Выходное сопротивление, Ом . .. ........................................... 100
Номинальное входное напряжение, мВ ...................................... 800
Частоты перегиба АЧХ, Гц ............................................. 500 и 2000
Напряжение питания, В ................................................. ±15
Принципиальная схема одного канала pei улятора тембра приведена на рис. 1.
Этот регулятор свободен от указанного в начале статьи недостатка, поскольку регу-
лирующий элемент включен здесь между инвертирующим и неинвертирующим вхо-
дами ОУ с большим коэффициентом усиления по напряжению Регулятор собран из
доступных деталей. В качестве ОУ можно использовать любые из микросхем
КР544УД1, КР544УД2, КР574УД1, КР574УД2, К157УД2, К140УД8 с рекомендованны-
ми для них цепями коррекции. Переменные резисторы R7.1, RB. 1 — СП-ЗаМ, СПЗ-Зд
или другие с функциональной характеристикой А, постоянные резисторы МЛТ-0,125.
Конденсатор СЗ. 1 — К50-16, остальные — любые малогабаритные.
Детали регулятора смонтированы на печатной плате (рис.2). Она изготовлена из
одностороннего фольгированного стеклотекстолита путем механического удаления
фольги в местах, обозначенных на рис. 2,а светлыми линиями. Размещение деталей
на плате показана на рис.2,6. Точки А и В следует соединить монтажный проводом.
Правильно собранный регулятор в налаживании не нуждается и начинает рабо-
тать сразу после подачи входного сигнала и включения питания.
Журнал «Радио», 1992, № 11, с. 45
В. ТАРАСОВ
ПАССИВНЫЙ РЕГУЛЯТОР ТЕМБРА
Появление цифровых кассетных магнитофонов и цифровых лазерных
проигрывателей компакт-дисков резко повысило качество звуковоспроизведения.
По большинству основных параметров цифровые источники сигнала превзошли ана-
логовые на один-два и более порядка [1]. В частности, один из ключевых парамет-
ров — коэффициент интермодуляционных искажений снизился с 2% до 0,003%,
а нелинейные искажения приблизились к психоакустическому порогу слышимости.
В результате, если раньше гармонические искажения источника сигнала почти на
два порядка превышали искажения усилителей мощности 34 (УМЗЧ), нормирующих
усилителей и регуляторов тембра, то теперь, наоборот, гармонические искажения
последних на порядок превысили искажения источников сигнала.
Очевидно, что для реализации высокого качества звуковоспроизведения цифро-
вых источников сигнала необходимо снизить искажения всех остальных звеньев зву-
кового тракта. В последнее время найдены технические решения, позволяющие сни-
зить нелинейные искажения УМЗЧ. Каковы же пути снижения нелинейных искажений
в регуляторах тембра, фильтрах, регуляторах ширины стереобазы и других звеньях
звуковоспроизводящей аппаратуры?
Поскольку решение этой задачи средствами транзисторной схемотехники сопря-
жено со значительным ростом числа пассивных и активных элементов, более оправ-
дано использование интегральных ОУ и, в частности, быстродействующих с полевы-
10
ми транзисторами во входном каскаде (К544УД2, К574УД1). Входной каскад такого
ОУ обеспечивает высокую (более 50 В/мкс) скорость нарастания выходного сигнала
повышенную перегрузочную способность, незначительные динамические ин-
термодуляционные искажения. Известно также [2], что при одинаковом входном сиг
нале нелинейные искажения усилительного каскада на полевом транзисторе при-
мерно в 5...7 раз меньше, чем у биполярного. Коэффициент усиления по напряже-
нию быстродействующего ОУ достаточно высок (не менее 3000 для К574УД1) во
всем диапазоне звуковых частот, что позволяет эффективно уменьшать нелинейные
искажения введением глубокой ООС. Несмотря на то, что выходной каскад быст-
родействующего ОУ работает в режиме АВ с током покоя около 1 мА [3], перекрест-
ные искажения оконечного каскада вносят основной вклад в общие искажения ОУ [4].
Эти искажения можно уменьшить путем перевода каскада в режим класса А.
В тех случаях, когда необходимо обеспечить значительное усиление при мини-
мальных нелинейных искажениях или еще более их понизить при том же усилении,
можно использовать каскадное соединение ОУ Преимущества такого включения
особенно ощутимы для усилителей воспроизведения, предусилителей-корректоров
и других частотно-зависимых устройств, так как возможность включения между кас-
кадами пассивных RLC-элементов минимизирует динамические интермодуля-
ционные искажения.
Рис. 1
Изложенные соображения позволили спроектировать ультралинейный пассив-
ный регулятор тембра (РТ) со следующими техническими характеристиками.
11
Технические характеристики
Номинальное входное напряжение, мВ • • 28®
Номинальное выходное напряжение, В 1
Отношение сигнал/шум, дБ, не менее 80
Номинальный диапазон частот, Гц............................. 20...20000
Диапазон частот при неравномерности АЧХ менее 3 дБ, амплитуде
сигнала 5 В, сопротивлении.нагрузки 10 кОм,
емкости нагрузки 45 пф, Гц..................... 20- 500000
Скорость нарастания выходного напряжения, В/м<с ...... 80
Коэффициент гармоник, %, не более ..................................... 0,005
Напряжение питания, В .................................................... 15
Потребляемый ток, мА ....................................................... 50
Глубина регулировки тембра по высшим и низшим частотам, дБ .. 0...+15
Диапазоны регулировки частот перехода, Гц .................. 20...200; 4000...20000
Принципиальная схема РТ приведена на рис. 1. Он построен на четырех ОУ, как и
аналогичные регуляторы тембра, описанные в литературе [5, с. 44]. Входной каскад
выполнен на ОУ DA 1 и представляет собой усилитель с коэффициентом усиления 6
и линейной АЧХ. С выхода этого каскада через резистивный делитель сигнал посту-
пает на выход (выв. 2) для записи на магнитофон, а также на фильтры нижних
и верхних частот. ОУ DA2 работает в пассивном фильтре нижних частот (ФНЧ) Я13,
R16.R17, СЗ. Амплитуда низкочастотных составляющих звукового сигнала регулиру-
ется резистором R13, а частота среза ФНЧ — резистором Я16. Фильтр верхних час-
тот (ФВЧ) R14, R15, R18, С4 нагружен на высокое входное сопротивление ОУ DA3.
Амплитуда высокочастотных составляющих регулируется резистором Я /4, а частота
среза ФВЧ — резистором Я15. Выходные chi налы обоих фильтров, а также линейного
каскада поступают на выходной каскад РТ на ОУ DA4, представляющий собой инвер-
тирующий сумматор этих трех сигналов. Линейная АЧХ рТ получается, когда движки
резисторов R13, R14 соединены с общим проводом. Б других положениях их движ-
ков реализуется АЧХ, имеющая подъем (до 15 дБ) в области высших и низших частот
звукового диапазона.
На рис. 2 показаны АЧХ, формируемые РТ. Из рисунка видно, что РТ обеспечивает
лишь подъем высших и низших частот диапазона относительно уровня линейной АЧХ
При этом регулируются также частоты среза характеристики высокочастотного
и низкочастотного регуляторов, что позволяет точнее корректировать недостатки
АЧХ громкоговорителя и помещения прослушивания, а также расширяет диапазон
субъективного восприятия тембра.
По возможности регулирования данный РТ занимает промежуточное положение
между эквалайзерами и обычными РТ. Автор преднамеренно отказался от регулиро-
12
вания АЧХ ниже уровня линейной. Дело в том, что режим спада высших и низших
частот практически не применяется, поскольку он соответствует грубым искаже-
ниям АЧХ звукового тракта и такого рода искажения целесообразней корректиро-
вать с помощью эквалайзера. Кроме того, при записи фонограммы балансируют
в соответствии с чувствительностью слуха при уровнях громкости около 90 фон. При
13
уровнях громкости ниже уровня балансировки, а это наиболее распространенная
ситуация, необходимо компенсировать различия в чувствительности слуха (тонком-
пенсация) [5; с. 25], т. е. поднимать уровень высших и в большей степени низших
звуковых частот. Подъем высших частот диктуется также необходимостью преодо-
леть их маскирование гармониками средних частот, присутствующими во всех зве-
ньях звуковоспроизводящего тракта. Современные громкоговорители имеют за-
метный спад АЧХ на низших частотах, что избавляет РТ от необходимости дополни-
тельно снизить уровень этих частот. По мнению автора, регулирование тембра ниже
уровня линейной АЧХ, скорее дань традиции, чем оправданная необходимость, что
подтверждается в современных устройствах регулирования АЧХ. Например, четы-
рехполосный пассивный эквалайзер [6] регулирует АЧХ выше уровня линейной.
Детали устройства (один канал) размещаются на печатной плате, изготовленной
из фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм (рис. 3). Переменные резис-
торы R13-R16—сдвоенные, группы В и размещены вне печатной платы. Допускает-
ся использование сдвоенных резисторог R15, R16 группы А. Переменный резис-
тор R10 — СП4-1 в, а все постоянные — МЛТ-0,125. Кроме указанных на схеме можно
использовать транзисторы (VT1, VT3, VT5) КТ3102В, микросхемы КР574УД1А (Б, В;,
а также микросхемы К574УД1А (Б, В) в круглом корпусе с учетом различий в цоко-
левке.
Конденсаторы С7О, С17 —К50-6, все остальные —КМ-5, КМ-6. Конденсаторы С1,
С2, С7 могут иметь емкость в пределах 0,15...2,2 мкФ. Емкость конденсатора С8
можно уменьшить до 0,68 мкФ, если сопротивление нагрузки РТ превышает 20 кОм.
Правильно смонтированное устройство в каком-либо налаживании не нуждается.
Необходимо лишь резистором R10 установить коэффициент передачи РТ в режиме
линейной АЧХ. С целью уменьшения внешних наводок резисторы R13-R16 подклю-
чают к печатной плате проводами, свитыми по всей длине с шагом не более 20 мм.
Провода питания также необходимо свить в пары с общим проводом. Для питания РТ
требуется двуполярный источник питания напряжением ±15 В и током нагрузки не
менее 100 мА при величине пульсации не более 15 мВ.
Выходной сигнал РТ подается на регулятор стереобаланса — сдвоенные резис-
торы группы А — и с него на регулятор громкости (группы В) сопротивлением по
100 кОм каждый. Входное сопротивление УМЗЧ при этом должно быть не менее
100 кОм в номинальном диапазоне частот.
ЛИТЕРАТУРА
1. Иванов Р. и др. Цифровая оптическая звукозапись. — Радио, 1987, № 11, с. 17.
2. Сухов Н. Проектирование малошумящих усилителей звуковой частоты. Радиоежегод-
ник-86. — М.: ДОСААФ, 1986, с. 40.
3. Шило В Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппаратуре. — М.: Сов. радио,
1979, с. 132.
4. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. — М.: Мир, 1983, т. 1, с. 442.
5- Сухов Н . Бать С и др. Техника высококачественного звуковоспроизведения. — Киев. Техни-
ка, 1985.
6. Фелпс Р. 750 практических электронных схем. — М.; Мир, 1986, с. 291.
Журнал «Радио». 1989. № 9, с. 70
ПАРАМЕТРИЧЕСКИЙ ЭКВАЛАЙЗЕР
Параметрический эквалайзер для тонкой коррекции звуковых сигналов может
быть построен на базе предлагаемого высококачественного фильтра с независимо
регулируемыми параметрами.
Эквалайзер необходим для коррекции частотных характеристик систем звуко-
воспроизведения. При этом существуют два принципиально различных варианта.
14
15
Первый из них — графический эквалайзер - содержит ряд настраиваемых активных
полосовых фильтров, средние частоты которых различны и фиксированы. Им можно
изменять только усиление в ограниченной полосе частот в соответствии с требуе-
мой коррекцией потерь в спектре сигнала. В результате регулировки этих фильтров
устанавливается необходимая частотная характеристика, которая при применении
движковых регуляторов отражена их соответствующим положением.
Второй — параметрический эквалайзер — в известной степени проще, он содер-
жит один из вариантов звена полосового фильтра с расширенными возможностями
здесь могут быть установлены такие параметры фильтра, как коэффициент переда-
чи, средняя частота, добротность. При этом параметрическим эквалайзером незави-
симо регулируют эти параметры лишь в одной ограниченной полосе частот, что отли-
чает его от графического эквалайзера, содержащего ряд настраеваемых фильтров.
В описываемом эквалайзере (рис. 1) среднюю частоту устанавливают перемен-
ным регулятором Р1 после выбора поддиапазона частот в пределах 20...200 Гц,
200.. 2000 Гц или 2...20 кГц. Добротность изменяют регулятором Р1 в преде-
лах 0,25...2,5. Добротность характеризует крутизну кривой частотной характеристи-
ки фильтра относительно его средней частоты и степень воздействия на сигнал.
Установка коэффициента передачи фильтра производится переменным резисто-
ром РЗ. В крайних положениях регулятора устанавливается подъем или спад коэффи-
циента передачи до 12 дБ.
Четыре кривых частотной характеристики (рис. 2) показывают возможности эква-
лайзера (по горизонтали — частота в герцах, по вертикали — коэффициент передачи
в децибелах). Кривые 1 и 2 соответствуют максимальному усилению при низкой и
высокой добротности, кривые 3 и 4 соответствуют максимальному ослаблению при
высокой и низкой добротности
16
На входе устройства, выполняемого в виде отдельного блока, целесообразно
установить буферный повторитель в связи с зависимостью входного импеданса
фильтра от его параметров. 1С1а и 1С1Ь вместе с переключателем S1 и переменным
резистором Р2 действуют как регулируемые LC-цепи. ОУ 1С2а в фильтре использо-
ван как буферный усилитель.
Сигнал с фильтра, поступающий на регулятор коэффициента передачи РЗ с од-
ной стороны, и некоррелированный сигнал — с другой стороны, смешиваются
в заданной степени в суммарно-разностном преобразователе. Фильтр с помощью
переключателя S2 может быть обойден. Для работы фильтра используется сигнал
с номинальным уровнем 75...100 мВ, что несколько ниже обычного линейного уров-
ня. В устройстве гармонические искажения сигнала частотой 1 кГц —неболее0,008%
(вместе с шумами).
Резисторы R8, R15 сопротивлением 6,1 кОм — нестандартного значения и со-
ставляются из двух резисторов.
Для случаев сложной коррекции спектра сигналов необходимо применение не-
скольких таких фильтров в канале обработки.
От редакции. В качестве замены в эквалайзере микросхем 1С1, 1С2 можно рекомендовать
отечественные микросхемы К157УДЗ, К157УД2, причем их цоколевка отличается от приведен-
ной на схеме. Цепи фазовой коррекции для них выбирают соответствующими единичному
усилению ОУ. Оба типа указанных на схеме транзисторов можно также заменить оте-
чественными — КТЗЮ2Б или аналогичными им.
ЛИТЕРАТУРА
Д. Shankar. Parametrischer Equalizer. — Elektor, 1996, № 7-8. S. 54.
Журнал "Радив", 1996, № 12, с. 53
И.НЕЧАЕВ
АКТИВНЫЙ РЕЖЕКТОРНЫЙ ФИЛЬТР
С ЭЛЕКТРОННОЙ ПЕРЕСТРОЙКОЙ
Предлагаемой вниманию читателей режекторный фильтр может найти примене-
ние в звуковоспроизводящей и радиоприемной аппаратуре, а также в устройствах
предназначенных для получения различных музыкальных эффектов
Основные технические характеристики
Диапазон перестройки фильтра, Гц
Подавление сигнала на частоте режекции, дБ
Коэффициент усиления, дБ ..
Коэффициент гармоник фильтра вне полосы режекции
при входном напряжении 50 мВ, %.
Сопротивление нагрузки, кОм, не менее
Ток, потребляемый от источника питания, мА
положительной полярности
отрицательной полярности
20...20000
35
30
0,1...0,3
6...7
5...6
2 ..3
Принципиальная схема фильтра приведена на рис. 1. Первый его каскад, выпол-
ненный на транзисторе VI, представляет собой истоковый повторитель с большим
входным и малым выходным сопротивлениями. Сигнал с выхода повторителя пост\
пает на входы ОУ АР на инвертирующий через делитель напряжения R7R6 а на
17
неинвертирующий — через мост Вина, образованный конденсаторами СЗ, С4 и со
противлениями каналов полевых транзисторов V2, V3. Резисторы R8, R9 выравни-
вают сопротивления плеч моста на низких частотах.
Рис 1
Как известно, на частоте баланса вносимое мостом Вина затухание минимально,
а сдвиг фаз между его входным и выходным напряжениями равен нулю. Благодаря
этому сигналы на входах ОУ А1 на частоте настройки моста оказываются син-
фазными, и при равенстве их амплитуд выходное напряжение ОУ резко уменьшает-
ся. На частотах, отличающихся от частоты настройки, мост Вина разбалансирован,
поэтому составляющие этих частот ослабляются в меньшей степени или не ослабля-
ются вовсе.
Частота баланса моста, а стало быть, и частота режекции АРЬЖ определяются отно-
шением
2л^Лси i/jRcn узСЗС4
где Ясм ^и Яси vs - сопротивления каналов транзисторов V2 и V3 соответственно.
Изменяют частоту режекции переменным резистором R4. Широкий диапазон пере-
стройки фильтра (10 октав) удалось получить благодаря применению полевых тран-
зисторов, сопротивления каналов которых изменяются в нужных пределах при изме-
нении напряжения на затворах от 0,8 до 1,9 В. Требуемая точность работы моста
достигнута применением матрицы, состоящей из двух полевых транзисторов с близ-
кими параметрами
Фильтр смонтирован на печатной плате (рис. 2) из фольгированного стеклотек-
столита толщиной 1,5 мм. В нем применены постоянные резисторы МЛТ-0,125, под-
строечный резистор СГ15-16 (R6), конденсаторы К50-6 (С2, С6, С7) и КМ, КЛС (С1,
СЗ, С4, С5). Переменный резистор R4 — любого типа группы А, конденсаторы СЗ
и С4 должны быть с малым ТКЕ и отличаться по емкости не более чем на 1 ...2%.
Полевой транзистор КПЗОЗГ можно заменить транзистором этой серии с буквен-
ным индексом Б, В, Д и Е. Вместо указанной на схеме транзисторной матри-
18
цы К504НТЗА допустимо использовать матрицы серий К504НТ1, К504НТ2 и К504НТЗ.
Можно применить и матрицу КПС104 с любым буквенным индексом, но на затворы
ее транзисторов следует подать отрицательное напряжение смещения. ОУ К284УД1А
можно заменить другим ОУ с входным сопротивлением не менее 1 МОм. В этом
случае резистор R9 следует подобрать таким, чтобы суммарное сопротивление вхо-
да ОУ и резистора R9 было равно 1 МОм
Рис. 2
При использовании заведомо исправных деталей налаживание фильтра сводит-
ся к установке диапазона перестройки (подбором резисторов R3 и R5) и глубины
подавления сигнала на частоте режекции (подстроечным резистором Р6) в диапазо-
не частот 1...2 кГц. Если же необходимый диапазон перестройки не превыша-
ет 3. .4 октав, последнюю операцию выполняют на его центральной частоте. Коэффи-
циент усиления фильтра регулируют резистором R10.
Устройство желательно питать стабилизированным напряжением. Управляющее
напряжение на затворы транзисторов V2, V3 можно подавать не только с переменного
резистора R4, но и от любого источника постоянного или переменного напряжения,
например, от генератора пилообразного напряжения. Чтобы исключить нелинейные
искажения, обусловленные модуляцией сопротивлений каналов транзисторов V2
и V3, входное напряжение фильтра не должно превышать 40.. .50 мВ.
Журнал -Радио*. 1984, № 1, с 41
19
A. ТЕРСКОВ
БЛОК ЭЛЕКТРОННОГО РЕГУЛИРОВАНИЯ
ГРОМКОСТИ И ТЕМБРА
Блок регуляторов громкости и тембра из набора «Фон-8» путем несложной дора-
ботки можно превратить в электронный регулятор с кнопочным управлением. Одна-
ко наряду с достоинствами, присущими электронным регуляторам, названная кон-
струкция имеет два существенных недостатка. Во-первых, она не позволяет в про-
цессе работы контролировать пределы регулировки АЧХ усилителя, а во вторых,
сразу после его включения устанавливается максимальный подьем АЧХ на высших
и низших звуковых частотах и максимальная громкость, что не может удовлетворить
требованиям нормального звуковоспроизведения.
В предлагаемом электронном регуляторе перечисленные недостатки устране-
ны. Технические характеристики регулятора соответствуют приведенным в руковод-
стве по эксплуатации набора «Фон-8».
Доработка заключается в замене переменных резисторов R36-R39 (обозначе-
ния по электрической схеме набора «Фон-8») четырьмя элементами электронного
регулирования с кнопочным управлением (рис.1), выполненными на полевых тран-
зисторах VT1.1, VT1.2, VT2.1, V72.2) сборок КПС104А. Все транзисторы включены по
схеме истокового повторителя с «запоминающими» конденсаторами С1-С4 в цепях
затаоров.
Работает регулятор следующим образом. При включении питания конденсатор С1
находится в разряженном состоянии. Управляющее напряжение, поступающее на
контакт 13 «Громкость» разъема XT блока регуляторов «Фон-8» с истока транзисто-
ра VT1.1, равно 0,5 В, что соответствует минимальному усилению блока, при нажа-
тии на кнопку SB1«+» конденсатор С1 начинает медленно заряжаться через резис-
тор R2, напряжение на истоке транзистора VT1.1 растет, и одновременно плавно
увеличивается громкость. При отпускании кнопки SB1, благодаря весьма малому
значению тока утечки затвора транзистора VT1.1, напряжение на конденсаторе С1
длительное время практически не меняется, что обеспечивает постоянство поступа-
ющего на блок регуляторов громкости и тембра управляющего напряжения, а значит
и неизменность усиления. При повторном нажатии на кнопку SB1 напряжение на
истоке транзистора VT1.1 повышается до 10 В, что соответствует максимальной
громкости, при нажатии на кнопку SB2 «-» конденсатор С1 начинает медленно раз-
ряжаться через резистор R2, управляющее напряжение уменьшается и уровень гром-
кости снижается.
Остальные три элемента электронного регулирования работают аналогично пер-
вому, за исключением того, что в начальный момент после включения на «запомина-
ющие» конденсаторы С2-С4 подаются исходные напряжения, соответствующие ми-
нимальному разбалансу каналов и относительно линейной АХЧ усилителя.
Исходные напряжения для элементов регулирования «Баланс», «Тембр НЧ»,
«Тембр ВЧ» формируются соответственно на делителях R6R9 (5 В); R13R14 (6 В);
R18R19 (6 В) к которым подключены «запоминающие» конденсаторы. Диоды VD1-
VD3 служат для восстановления исходного состояния «запоминающих» конденсато-
ров после выключения питания. Без них напряжение на затвора транзистора относи-
тельно общей точки после очередного включения было бы равно не напряжению
делителя, а сумме напряжения делителя и напряжения, сохранившегося на самом
конденсаторе. Стабилитрон VD4 и резистор R20 ограничивают напряжение, подава-
емое на «запоминающие» конденсаторы, до 10 В. Резистор R20, кроме того, исклю-
чает возможность короткого замыкания источника питания +15 В при случайном
одновременном нажатии на две кнопки SB 1 и SB2 или SB3 и SB4 и т.д.
В качестве кнопок SB1-SB10 использованы переключатели П2К. При желании
20
'Фан-В'
Блок регуляторов громкости и тембра.
21
к быв. 15 к ВыВ.19 КЪыВ7 К 6ь,В 6
Рис. 2
22
вместо кнопок можно применить сенсорные контакты, включенные так, чтобы левый
по схеме вывод резистора R2 (R5, R10, R15) соединялся пальцем руки с корпусом
или с плюсом источника питания, при этом сопротивление этих резисторов нужно
уменьшить до величины, обеспечивающей нужную скорость изменения усилителя
(баланса тембра). Резисторы R2, R5, R10, R15 составлены из двух соединенных пос-
ледовательно резисторов сопротивлением 8,2 и 4,3 МОм. Конденсаторы С/ -С4 дол-
жны иметь высокие сопротивления изоляции (К70, К71, К72, К73). В данном варианте
применены конденсаторы К73-17.
Для задания исходного состояния элементом электронного регулирования мож-
но использовать диодно-емкостное устройство, изображенное на рис. 2. Работает
оно следующим образом. При подаче на блок питающего напряжения «запоминаю-
щие» конденсаторы С2-С4 быстро заряжаются соответственно через конденсато-
ры С5-С7 и диоды VD5, VD7, VD9. По мере их заряда токи через диоды будут умень-
шаться и в какой-то момент станут близкими к нулю, диоды закроются, а конденса-
торы будут продолжать заряжаться через обратное сопротивление диодов VD6, VD8
VD10 соответственно.
Через некоторое время конденсаторы С5-С7окажутся заряженными до напря-
жения 10 В. Это значит, что как бы не изменялось напряжение на «запоминающих»
конденсаторах с помощью кнопок SB3-SB8, диоды VD5, VD7, VD9 будут оставвться в
закрытом состоянии, что исключит их влияния на дальнейшую работу. При отключе-
нии питающего напряжения конденсаторы С5, С6, С7 быстро разрядятся через дио-
ды VD6, VD8, VD10. Исходное напряжение на «запоминающих» конденсаторах будет
определяться емкостями конденсаторов С5-С7. Емкости конденсаторов С5 и С2
равны, поэтому каждый из них зарядится до напряжения 5 В, что будет соответство-
вать минимальному разбалансу между каналами усилителя. Конденсаторы С6, С7
подбирают такой емкости (из нескольких конденсаторов К50-6 или им подобных
емкостью в 1 мк), чтобы элементы регулятора «Тембр НЧ» и «Тембр ВЧ» выдавали
исходные управляющие напряжение близкое к 6 В.
Стабильность управляющих напряжений обеспечивается также подбором дио-
дов VD5, VD7, VD9 (VD1-VD3 для рис. 1) с высоким обратным сопротивлением. Из
двух десятков диодов Д223А нужно выбрать такие экземпляры, которые не допуска-
ют уход управляющего напряжения более 0,2 В в течение часа, что существенно не
изменяет заданных режимов усилителя и не ощущается на слух. Обратное сопротив-
ление диодов VD6, VD8, VD10 не должно быть высоким.
Для индикации состояния элементов электронного регулирования использован
миллиамперметр РА 1 типа М4370, с помощью которого можно следить за величиной
управляющих напряжений подаваемых на блок регуляторов громкости и тембра.
Предварительно при величине управляющего напряжения 6 В с помощью перемен-
ного резистора R1 (680 Ом) стрелку миллиамперметра следует установить на начало
среднего белого участка его сине-бело-красной шкалы.
Журнал «Радио-. 1992. № 7. с. 35
А. СМИРНОВ
ТЕМБРОБЛОК С ЭЛЕКТРОННЫМ УПРАВЛЕНИЕМ
С каждым годом все большую популярность приобретают устройства электронно-
го управления бытовой радиоаппаратурой. Они позволяют развязать управляемые и
управляющие цепи, избавиться от помех в виде шорохов и тресков, вносимых
переменными резисторами и механическими переключателями, легко реализовать
дистанционное управление К числу таких устройств и относится предлагаемый
23
24
вниманию читателей темброблок. Его можно использовать в усилителе 34, магнито-
фоне, тракте звукового сопровождения телевизора. Наиболее целесообразно при-
менить его в усилителе 34 с электронной регулировкой громкости и электронной
коммутацией источников сигналов и режимов работы.
Основные технические характеристики
Входное сопротивление, кОм ............................................... 15
Глубина регулировки тембра на частотах 40 Гц и 16 кГц, дБ -8 ..♦16
Коэффициент гармоник при выходном нап[ яжении 1 В, % 0,1
Отношение сигнал/шум, дБ....................................... .. .. 66
Переходное затухание между каналами при коэффициенте передачи
равном 1, на частотах 1 и 12,5 кГц, дБ . ........................ 56
Потребляемый ток, мА ................................................... 45
Сопротивление нагрузки, кОм ........................ 5
Принципиальная схема темброблока показана на рис. 1. Он состоит из трех фун-
кциональных узлов: собственно темброблока на специализированной микросхе-
ме DA1 (К174УН10А) и двух идентичных каскадов управления на транзисторах VT1
(«В4» — высшие частоты) и VT2 («Н4» — низшие частоты). Микросхема К174УН10А
представляет собой двухканальный двухкаскадный регулятор тембра, А4Х которого
зависит от постоянного напряжения, приложенного к ее выводам 4 и 72. Элемен-
ты R1, R2, R7, R8. СЗ. С6 и R3, R4, R9, R10, С4, С7 формируют А4Х в области высших
частот, a R14, R18, R20 CW и R15, R19, R21, С11 — в области низших
Каждый из каскадов управления — истоковый повторитель. К входу одного из них
подключен «запоминающий» конденсатор С5, к входу другого — С72. После включе-
ния питания они не заряжены, напряжения нв затворах полевых транзисторов VT1, VT2
равны +15 В, и выходные напряжения каскадов управления максимальны (+10 В). Это-
му состоянию соответствует максимальный (+16 дБ) подъем А4Х регулятора тембра
на низших и высших звуковых частотах (рис. 2). При нажатии на кнопку SB2 или SB4 («-»)
соответствующий «запоминающий» конденсатор (С5 или С72) начинает заряжаться и
соединенный с ним транзистор (VT1 или V72) постепенно открывается. В результате
соответствующее управляющее напряжение снижается и подъем А4Х регулятора тем-
бра на низших или высших частотах уменьшается. Время регулировки А4Х от +16 до
-8 дБ —около 10 с (зависит от постоянных времени цепей C5R6 и CT2R17). При жела-
нии диапазон и границы регулировки тембра можно изменить, установив резисто-
ры R11-R13 и R22-R24 другого сопротивлении.
При нажатии на кнопки SB1 и SB3 («+») конденсаторы С5 и С12 начинают разря-
жаться управляющие напряжения увеличиваются и спад А4Х уменьшается
25
Примерно через 10 с конденсаторы полностью разряжаются, управляющие напря-
жения становятся равными +ЮВ и АЧХ приобретает первоначальный вид (подъем
+16 дБ). Резисторы R5, R16 защищают источник питания от короткого замыкания
при случайном одновременном нажатии на кнопки <+» и «-» одного из каскадов уп-
равления.
Темброблок смонтирован на печатной плате (рис. 3) из двустороннего филь-
трованного стеклотекстолита. Плата рассчитана на установку резисторов СП4-1 (R12,
R23), МЛТ-0.125 (остальные) и конденсаторов К71-5 (С5, С12), К50-6 (С/4) и КМ
(остальные). Резисторы R6 и R17 составлены из четырех соединенных последова-
тельно резисторов сопротивлением 2,2 МОм. В качестве кнопок SB1-SB4 использо-
ваны микропереключатели МП-3 (можно МП-9), установленные на отдельной плате.
Транзистор КП304А можно заменить на КП301А, микросхему К174УН10А на
К174УНЮБ (в этом случае, однако, возрастет коэффициент гармоник).
Налаживание темброблока сводится к установке подстроечными резистора-
ми R12 и R23 напряжения +10 В на истоках транзисторов VT1, VT2 сразу после вклю-
чения напряжения питания (до нажатия на кнопки SB1 - SB4).
От редакции. Описанное устройство, на наш взгляд, имеет один существенный недоста-
ток — отсутствие индикации его состояния, соответствующего горизонтальной АЧХ. Для
его устранения целесообразно либо ввести контроль простейшими вольтметрами управ-
ляющих напряжений поступающих на выводы 4, 12 микросхемы DA1, либо предусмотреть
возможность подачи на эти выводы напряжения, соответствующего горизонтальной АЧХ
(судя по рис. 2, — около 6 В).
Журнал «Радио», 1987, № 11, с. 40
В.КАРЕВ, С.ТЕРЕХОВ
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В АКТИВНЫХ RC ФИЛЬТРАХ
Большой коэффициент усиления, высокое входное и низкое выходное сопротив-
ления операционного усилителя (ОУ) позволяют с успехом строить на его основе так
называемые активные RC фильтры. Преимуществом таких фильтров перед пассив-
ными является возможность получения большой крутизны спадов амплитудно-час-
тотной характеристики при усилении сигнала в полосе пропускания. Активные филь-
тры на основе ОУ содержат, как правило, не больше резисторов и конденсаторов,
чем пассивные, причем их сопротивления и емкости оказываются сравнительно
небольшими даже на очень низких частотах. Вследствие этого габариты и масса
активных фильтров получаются небольшими.
Активные фильтры могут служить хорошей развязкой между каскадами: их вход-
ное сопротивление — от нескольких килоом до сотен мегаом, а выходное — от сотен
до единиц ом. Что касается диапазона рабочих частот, то существующие уже сегодня
ОУ с частотой единичного усиления до 100 МГц позволяют строить активные фильт-
ры на частоты около 1 МГц.
Добротность активного фильтра может достигать нескольких сотен, однако это,
как правило, требует применения уже нескольких ОУ и пассивных элементов с малы-
ми температурными коэффициентами сопротивления и емкости.
Активным фильтрам присущ ряд особенностей, связанных с использованием в них
ОУ. Так, эти фильтры имеют ограниченный диапазон входных и выходных напряже-
ний (последние для большинства ОУ не превышают +10 В), а выходной ток может
достигать всего лишь нескольких миллиампер. На выходе активного фильтра, со-
бранного на ОУ, присутствует постоянная составляющая напряжения (она обуслов-
28
лена начальным разбалансом ОУ), которая подвержена температурному дрейфу.
В нормальных условиях она может находиться в пределах от нескольких микровольт
до сотен милливольт. Температурный дрейф может составлять 1... 100 мкВ/°С.
В зависимости от назначения различают фильтры нижних (ФНЧ) и верхних (ФВЧ)
частот, полосовые и заграждающие (режекторные). ФНЧ пропускают сигналы, час-
тоты которых не превышают так называемую частоту среза, а ФВЧ — сигналы, часто-
ты которых, наоборот, превышают ее. Полосовые фильтры пропускают сигналы
в некоторой полосе, ограниченной нижней и верхней частотами, заграждающие —
подавляют сигналы в этой полосе частот.
Свойства активного фильтра оценивают амплитудно-частотной (АЧХ) и фазо-час-
тотной (ФЧХ) характеристиками, которые определяются следующими его парамет-
рами: характеристической частотой f0, добротностью Оэ и коэффициентом усиле-
ния Кф в полосе пропускания.
Для ФНЧ и ФВЧ частота f0 — это частота среза для полосовых фильтров — сред-
няя частота полосы пропускания, для заграждающих — средняя частота полосы заг-
раждения. По аналогии с колебательным контуром частоту f0 можно назвать
резонансной частотой активного полосового или заграждающего фильтра.
Добротность Оэ характеризует крутизну спада АЧХ фильтра на участке перехода
от полосы пропускания к полосе затухания. По той же аналогии этот параметр назы-
вают эквивалентной добротностью активного полосового или заграждающего
фильтра. При расчетах ФНЧ и ФВЧ обычно пользуются параметром а — величиной
обратной добротности Оэ.
Фильтры нижних и верхних частот
В зависимости от формы АЧХ фильтры верхних и нижних частот делятся на не-
сколько классов. Фильтр того или иного класса выбирают, исходя из конкретной
задачи, стоящей перед радиолюбителем-конструктором. Для примера на рис 1
Рис. 1
показаны АЧХ простейших (второго порядка) ФНЧ. Цифрой 2 здесь обозначена АЧХ
фильтра Баттерворта, имеющего плоскую характеристику в полосе пропускания со
спадом на 3 дБ на частоте f0. АЧХ фильтров Чебышева, обозначенные цифрами 3 и 4,
практически не имеют спада на частоте fo, но отличаются волнообразным харак-
тером. Неравномерность АЧХ этих фильтров в полосе пропускания может быть от
0,5 дБ (характеристика 3) до 3 дБ (характеоистика 4), причем крутизна спада сразу
29
за частотой f0 у них выше, чем у фильтра Баттерворта. Наконец, в фильтре е
ля (7) представляет интерес ФЧХ, которая линейна в полосе пропускания,
объясняется его замечательное свойство передавать импульсы без «всплесков»,
время как фильтр Баттерворта передает их с небольшими «всплесками», а фильтр
Чебышева — со значительными.
Схемы активных ФНЧ и ФВЧ второго порядка показаны соответственно на
рис. 2 и 3. Как видно из схем, основой фильтров является неинвертирующии усили
тель, обладающий, как известно, высоким входным и низким выходным сопротивле
Рис. 3
Рис. 2
ниями. Благодаря этому сопротивления резисторов R1, R2 частотозадающей цепи
могут быть достаточно большими (до сотен килоом), что дает возможность умень-
шить емкости конденсаторов С1 и С2. Коэффициент усиления К неинвертирующего
усилителя можно изменять соответствующим выбором резисторов R3 и R4
(К = 1 + ). При равенстве сопротивлений резисторовЯУ wR2(R1=R2~R) основные
параметры ФНЧ можно определить из следующих соотношений:
Если же заданы f0, а и Кф, то, выбрав для удобства R1 =R2 = R, a R4-2R, нетрудно
рассчитать параметры элементов ФНЧ:
R3=(K-1)R4
Параметры ФВЧ, АЧХ которого симметричны характеристикам ФНЧ относитель-
30
но линии, проходящей через частоту^ (рис. 1), определяют (приняв С1-С2-С} по
формулам
При заданных f0, а и Кф и выборе С1-С2-С сопротивления резисторов Я7-93
рассчитывают следующим образом:
0,64
Р2
/0с/аг + 8(Кф-1)
R3 = (K-1)R4.
Из условия уменьшения смещения нуля на выходе фильтра сопротивление рези-
стора R4 выбирают примерно равным сумме сопротивлений резисторов R1 и R2.
Расчет ФНЧ и ФВЧ второго порядка можно упростить; задаваясь только парамет-
рами f0 и а. При этом удобно выбирать R1 ~R2= R, а С1 = С2=С. Тогда К=3-а; R =
(илиС--^).
Крутизна АЧХ ФНЧ и ФВЧ второго порядка за частотой среза составляет 12 дБ на
октаву. Если необходима АЧХ с большей крутизной, используют фильтры более вы-
соких порядков. Фильтры третьего порядка получают добавлением RC цепей на вхо-
дах фильтров второго порядка Схемы таких ФНЧ и ФВЧ показаны соответственно
Рис. 4 Рис. 5
на рис. 4 и 5, а АЧХ ФНЧ третьего порядка — на рис. 6 (обозначения те же, что
и на рис. 1). Фильтр четвертого порядка нетрудно получить, соединив последова-
тельно два фильтра второго порядка, пятого — фильтры второго и третьего по-
рядков и т. д. С возрастанием порядка на единицу крутизна АЧХ увеличивается на
6 дБ на октаву.
Активные фильтры вплоть до пятого порядка включительно удобно рассчитывать,
пользуясь таблицей. Делается это в такой последовательности. По рис. 1 или 6 выби-
рают АЧХ нужной формы и определяют класс (Бесселя, Баттерворта и т. д.) и порядок
31
фильтра. Из таблицы находят параметр затухания « и частоты среза звеньев фильтра
(их получают умножением частоты среза фильтра на коэффициенты пересчета f,
приведенные в таблице). Параметры элементов фильтров рассчитывают по приве
денным выше формулам.
Фильтр, собранный из элементов, номиналы которых отличаются от расчетных
менее чем на ±5%, никакой настройки не требует. Однако подобрать детали с такими
допускаемыми отклонениями удается далеко не всегда. В таком случае фильтр на-
страивают следующим образом: если его порядок четный, настраивают каждый
фильтр второго порядка в отдельности, добиваясь нужных параметров f0, а и Кф;
если же порядок фильтра нечетный, то, кроме настройки фильтров второго порядка,
на свою частоту среза настраивают и увеличивающее его порядок RC звено.
Настройку ФНЧ второго порядка (рис. 2) начинают с того, что резистор R3 заме-
няют переменным (сопротивлением в 2-3 раза большим) и подают на вход сигнал
частотой, близкой к требуемой частоте среза. Постепенно увеличивая сопротивле-
ние резистора R3 (при этом К увеличивается, а параметр а уменьшается) и изменяя
частоту входного сигнала, добиваются четко выраженного максимума напряжения
на выходе фильтра (рис. 7). Если при этом фильтр самовозбуждается, то генерацию
срывают уменьшением сопротивления резистора R3. На требуемую частоту среза
фильтр настраивают подбором резисторов R1 wR2, стремясь, однако, к тому, чтобы
их сопротивления оставались одинаковыми. После этого уменьшают сопротивление
резистора R3pp получения АЧХ, соответствующей заданному параметру а, и, изме-
рив сопротивление введенной части резистора R3, заменяют его постоянным такого
же сопротивления.
Аналогично (но теперь уже подбором конденсаторов С7 и С2) настраивают и ФВЧ
второго порядка (рис. 3), АЧХ которого имеют такую же зависимость от параметра а,
но зеркальны АЧХ ФНЧ относительно оси, проходящей через частоту среза f0.
32
Настройку фильтров нечетного порядка (например, третьего) начинают с его RC
звена (R5C3 на рис. 4 и 5).
Таблица
Порядок фильтра
2 3 4 5
Номер звена
1 2 2 1 2 3
Фильтр Бесселя
а 1,73 — 1,45 1,92 1,24 — 1 77 1,09
kf 1,73 2,32 2,54 3,02 3,39 3,65 3,78 4,26
Фильтр Баттерворта
а 1,41 — 1 1,85 0,76 — 1,62 0.62
1 1 1 1 1 1 1 1
Фильтр Чебышева (неравномерность АЧХ 0,5 дБ)
а 1,16 — 0,59 1,42 0,34 — 0,85 0,22
1,26 0,63 1,07 0,6 1,03 0,36 0,69 1,02
Фильтр Чебышева (неравномерность АЧХ 3 дБ)
а 0,77 — 0,33 0,93 0,18 — 0,47 0,11
kf 0,84 0,3 0,92 0,44 0,95 0,18 0,61 0,97
Резистор R5 временно заменяют переменным, а вольтметр переменного тока
(или вход осциллографа) подключают к выходу RC звена (точка а и общий провод
фильтра). Изменяя сопротивление резистора, добиваются того, чтобы выходное
напряжение на частоте среза звена было равно 0,7 входного. Далее RC звено отклю-
чают и настраивают фильтр второго порядка в описанной выше последовательности.
Полосовые фильтры
Принципиальная схема простейшего полосового фильтра (также на основе неин-
вертирующего усилителя) показана на рис. 8,а. Добротность этого фильтра не пре-
вышает 10, причем она определяет его коэффициент передачи, что является недо-
статком устройства.
При расчете исходят иэ заданных добротности Оэ и средней частоты f0. Емкости
конденсаторов и сопротивления резисторов частотозадающей цепи для удобства
выбирают одинаковыми: R1 ~R2~R3~R. С1-*С2~С. В этом случае сопротивления
0,225
резисторов рассчитывают по формуле R -
Для уменьшения смещения нуля ОУ сопротивления резисторов R4 и R5 оп-
ределяют из соотношений
R4=KR, R5~~j
2-1149
33
к9. дБ
Рис. 7
Параметры фильтра рассчитывают по формулам:
К~5-1-£±;Кф~3,50э-1.
иэ
На требуемую частоту fD фильтр настраивают подбором резистора R3, а нужной
добротности Оэ добиваются изменением коэффициента усиления К неинвертирую-
щего усилителя (подбором резистора R4). АЧХ полосового фильтра добротностью
10 показана на рис. 8,6.
34
Более высокую добротность (от 10 до 100) имеет полосовой фильтр, схема кото-
рого приведена на рис. 9,а. Увеличение диапазона значений добротности достигну-
то введением положительной обратной связи с выхода фильтра на его вход (через
резистор R4). Глубина этой обратной связи зависит от коэффициента усиления
и определяет параметр фильтра в полосе пропускания. Для устойчивой работы
устройства коэффициент следует bi 'бирать в пределах от 1 до 10.
При расчете фильтра, как и прежде, параметры элементов частотозадающей цепи
выбирают одинаковыми: R1 -=R3=R (таким же, для удобства, выбирают и сопротивле-
ние резистора R5), С1 = С2~С и определяют их, исходя из заданной добротнос-
ти Оэ и средней частоты f0 •
'.С
Сопротивления резисторов R2, R4, R6 рассчитываю', определив предварительно
(по заданному параметру Кф) коэффициент усиления Км'
R2-
R4~?Q^r P4~KR
На среднюю частоту fQ этот фильтр
настраивают, подборам резистора R2,
добротность устанавливают измене-
нием коэффициента КА2. АЧХ фильтра
добротностью 100 (К®-40 дБ) пока-
зана на рис. 9,6.
Широкополосный фильтр с плоской
АЧХ в полосе пропускания (рис. Ю)
можно получить, соединив последо-
вательно ФВЧ и ФНЧ. параметры ко-
торых рассчитывают по приведенным
выше формулам.
Рис Ю
35
2
Заграждающие фильтры
Для подавления сигналов в широкой полосе частот часто можно использовать
параллельно соединенные ФВЧ и ФНЧ, но если это необходимо сделать в узкой
полосе, то требуются уже специальные устройства.
Рис 11
Узкие полосы заграждения можно получить с помощью фильтра, схема которого
приведена на рис. 11,а, а АЧХ — на рис. 11,6. Полоса заграждения этого фильтра
Р4
зависит от коэффициента усиления неинвертирующего усилителя К » pf + pg • к0‘
торый регулируют изменением отношения сопротивлений резисторов R4 и R5. При
расчете фильтра исходят из заданных параметров f0 и К (выбирают из рис. 11,6).
Выбрав R1-R2~R, С1-С2~С и задавшись номиналом этой емкости, рассчитывают
сопротивления резисторов:
п 028
foc :
рз « R
R3 12
Чтобы не слишком нагружать ОУ в отсутствие сигнала на входе фильтра, сопро-
тивления резисторов R4 и R5 не следует выбирать менее нескольких килоом. На
время настройки (установки требуемой полосы заграждения) их желательно заме-
нить переменным резистором сопротивлением 2...3 кОм. На заданную частоту
фильтр настраивают, одновременно изменяя либо сопротивления резисторов R1
и R2. либо емкости конденсаторов С1 и С2
Журнал "Радио„, 1977, №8. с. 41
РЕГУЛЯТОР ТЕМБРА
Оригинальный регулятор тембра применила в своем стереофоническом автомо-
бильном приемнике «Кобург» фирма «Блаупункт» Особенностью регулятора тембра
является использование для регулирования уровня «низких» и «высоких» частот
36
в обоих каналах одного переменного резистора. Работает регулятор по принципу
«качелей»: в одном из крайних положении движка переменного резистора ослабляют
ся высшие частоты звукового диапазона (уровень «низких» при этом не изменяется),
в другом — наоборот, ослабляются ни >кие частоты.
Принципиальная схема регулятора тембра приведена на рисунке. Нетрудно за-
метить, что высокие и низкие частоты поступают на выход устройства через различ-
ные RC цепочки: высокие через C2R7, а низкие через C3R8R9. Если движок пе-
ременного резистора R13 находится в среднем положении, мост на диодах V2-V5
сбалансирован, они закрыты и входной сигнал изменений не претерпевает. При пе-
ремещении движка вниз (по схеме) начинают открываться верхние диоды моста, их
прямое сопротивление уменьшается и высокочастотные составляющие сигнала
ослабляются (конденсатор С5 подключен к общему проводу). В верхнем положении
движка переменного резистора открываются нижние диоды и ослабляется сигнал на
низких частотах. Коэффициент передачи каскада на частоте 1 кГц при любом поло-
жении движка переменного резистора R13 остается неизменным.
От редакции. В регуляторе тембра можно п(именить отечественный транзистор КТ361 (V1)
и диоды КД521 (V2-V5).
Журнал "Радио 1979, № 12, с. 58
В. КАСМЕТЛИЕВ
РЕГУЛЯТОР ТЕМБРА
Наряду с такими общеизвестными параметрами регуляторов тембра, как уро-
вень шума, диапазон регулирования, коэффициент гармоник, максимальная ампгл-
туда выходного сигнала, существенное влияние на тембровую окраску воспроизво-
димой программы оказывают частоты изгиба их АЧХ В связи с этим многих радио-
любителей сможет, вероятно, заинтересовать регулятор тембра с изменяемой час-
тотой изгиба АЧХ. По своим функциональным возможностям они приближаются
к многополосным регуляторам тембра и позволяют довольно точно подобрать жела
емую тембровую окраску музыкальной программы, а также скомпенсировать неко-
торые недостатки АЧХ электроакустического тракта.
37
Принципиальная схема регулятора тембра с плавно изменяемыми частотами из
гиба АЧХ приведена на рис. 1.
Основные технические характеристики
Номинальное входное напряжение, мВ
Номинальное выходное напряжение, В
Максимальное выходное напряжение, В
Коэффициент гармоник, %, не более ........................
Отношение сигнал/шум, дБ, не менее ....-..................
Диапазон регулирования. дБ ...............................
Пределы изменения частот изгиба АЧХ, Гц ..................
220
1
7
0,07
80
±10
60...700; 1000...8000
Рис 1
Регулятор тембра состоит из предварительного усилителя НЧ на двухканальном
ОУ А1 и двух регулируемых усилителей на транзисторах VI, V2, и втором двухка-
нальном ОУ А2.
функции регуляторов тембра низших и высших звуковых частот выполняют пере-
менные резисторы ЯЗ. R4, включенные в цепь ООО первого каскада предваритель-
ного усилителя. Каждый из регулируемых усилителей охвачен частотнозависимой
38
ПОС, напряжение которой снимается с выходов канальных ОУ А2.1 и А2.2 и посту-
пает на базы транзисторов V1, V2.
Ко входу операционного усилителя А2.1 подключен ФВЧ C5R11R12, а ко входу
усилителя А2 2 — ФНЧ C8R17R19 В результате эквивалентное входное сопротивле-
ние (Явхэнч) левого по схеме усилителя с увеличением частоты возрастает (вслед-
ствие соответствующего увеличения ПОС), а правого (/?вхэвч) — уменьшается. По-
скольку входы этих усилителей подключены к резисторам регулятора тембра R3, R4,
усиление предварительного усилителя будет зависеть не только от положения движ-
ков этих резисторов, но и от частоты. При установке движка резистора R3 в крайнее
левое по схеме положение коэффициент усиления предварительного усилителя,
определяемый соотношением
ь- 0.25R3 -г Явх?нл
Л НЧ R------ '
пвхэНЧ
максимален на низких частотах, а следовательно, АЧХ регулятора тембра на этих
частотах имеет подъем.
Аналогично при установке в такое же положение движка резистора R4 коэффици-
ент усиления предварительного у :илителя, равный
к" 0.25R4 + Ядхзвч
'Х1ЯЧ “ о
пвхэВЧ
максимален при высоких частотах, а стало быть в этом случае АЧХ регулятора темб-
ра будет иметь подъем уже на высоких частотах.
Если же движок резистора R3 находится в другом крайнем положении, коэффи-
циент усиления предварительного усилителя равен 1, а коэффициент передачи ре-
зистивного делителя, образованного эквивалентным входным сопротивлением ре-
гулируемого усилителя на низких 1астотах и резистором R3, определяется соотно-
шением
к ________R......
^'’O^5R3 + RV3^-
Иными словами, с уменьшением, входного сопротивления уменьшится и коэф-
фициент передачи, что приведет к спаду АЧХ регулятора тембра на низких частотах.
Аналогично при установке в крайнее правое по схеме положение движка резистора
R4 коэффициент передачи резистивного делителя РвхэВч R4 равен
р
V Вл д ВЧ
*™~0,25R4 + R„3fi4 •
а АЧХ регулятора тембра имеет спад на высоких часто,ах
В средних положениях движкоа резисторов R3 R4 левый по схеме канал ОУ АI
оказывается нагруженным на сопр тгивление
О ^вхэнч^вхэвч
"75 *
пахэнч * вхэВч
В этом случае его коэффициент усиления равен 1, а АЧХ регулятора тембра
горизонтальна.
Положение точки изгиба АЧХ на низкочастотном участке диапазона можно изм<
нять резистором R11, регулирующим частоту среза ФВЧ, а на высокочастотном
39
резистором R17 изменяющим частоту среза ФНЧ АЧХ регулятора тембра в двух
крайних положениях движков резисторов R11 и R17 показана на рис 2
Для уменьшения напряжения помех частотой ниже 20 Гц с помощью выключате-
ля S1 ко входу регулятора тембра можно подключить фильтр инфранизких частот
С7Я2(рис. 1).
-К.дБ
Рис 2
Для регулирования в устройстве использованы переменные резисторы СПЗ-ЗЗ.
Микросхемы К157УД2 можно заменить любыми другими с соответствующими цепя-
ми коррекции и напряжением питания.
Налаживание правильно собранного регулятора несложно. Нужно только с помо-
щью подстроечного резистора R6 при номинальном напряжении на входе (220 мВ)
установить выходное напряжение 1 В.
Журнал •Радио», 1982, № 3, с 43
Ю. РУМЯНЦЕВ
НЕОБЫЧНЫЙ РЕГУЛЯТОР ТЕМБРА
Случается, что в процессе эксплуатации звуковоспроизводящей аппаратуры воз-
никает необходимость в одновременной регулировке тембра по низшим и высшим
звуковым частотам Таким свойством обладает регулятор тембра, принципиальная
схема которого показана на рис. 1. Его существенное преимущество перед извест-
ными регуляторами — сохранение неизменного общего уровня громкости в процес-
се регулировки тембра
Основные технические характеристики
Номинальный диапазон частот, Гц..... 20...20000
Частота настройки активного фильтра. Гц 63q
Коэффициент гврмоник, %................................................ 0 j
Коэффициент передачи при равномерной АЧХ ... ' 1
Глубина регулировки тембра вьсших и низших частот, дБ 26
Устройство представляет собой активный полосовой фильтр на ОУ, охваченный
ПОС и ООС. Центральная (резонансная) частота фильтра определяется элемента-
40
ми Я* п j ‘ .1 и С2, полоса пропускания — глубиной ПОС, а коэффициент передачи —
глубиной ООС
На резонансной частоте фильтра сигналы на входе ОУ синфазны и при равенстве
амплитуд взаимно компенсируются. В этом случае выходное напряжение падает
практически до нуля. Выше и ниже резонансной частоты синфазность, а стало быть и
компенсация сигналов нарушаются. На краях полосы пропускания фильтра напряже-
ние на неинвертирующем входе. ОУ уменьшается настолько, что выходной сигнал
определяется лишь напряжением на его инвертирующем входе.
РИС. I
АЧХ фильтра регулируют резистором R2. В крайнем нижнем по схеме положении
его движка (движок резистора R3 должен при этом находиться в крайнем верхнем
положении) устройство работает как обычный полосовой фильтр (рис. 2, кривая 1).
При перемещении движка вверх коэффициент передачи фильтра на центральной час
тоте полосы пропускания уменьшается, а на крайних — увеличивается. В среднем
положении движка АЧХ фильтра становится равномерной (рис. 2, прямая 2), и даль-
нейшее перемещение его в крайнее верхнее
положение приводит к уменьшению коэффи-
циента передачи фильтра на центральной ча-
стоте практически до нуля (рис. 2, кривая 3)
Подстроечный резистор R1 ограничивает
дальнейшее изменение АЧХ фильтра в сто-
рону уменьшения коэффициента режекции
(рис. 2, кривая 4).
Для регулирования тембра (R2) ис-
пользован переменный резистор СПЗ-12а
группы А, что позволило в среднем положе-
нии его движка получить равномерную АЧХ
устройства. С помощью этого резистора
при неизменном уровне общей громкости
возможен одновременный подъем АЧХ на
низших и высших частотах и спад на сред-
них и наоборот, — спад на низких и высших
Рис. 2
частотах и подъем на средних.
Данное устройство можно использовать и в качестве одного из регуляторов мно-
гополосного регулятора тембра (эквалайзера), когда необходимо получить подъем
или спад АЧХ только в какой-то одной определенной полосе частот Для этого движок
41
резистора R2 следует установить в положение, в ко i ором сопротивление между ним
и общим проводом составляло бы 0,25 R2 (можно заменить указанный резистор
делителем из постоянных резисторов), а для регулирования АЧХ использовать рези-
стор R3 той же группы, что и R2. Резистор R4 будет в этом случае выполнять те же
функции, что и R1 (рис. 2, кривая 4). АЧХ регулятора эквалайзера в зависимости от
положения движка резистора R3 показаны на рис 3.
Предлагаемый регулятор тембра
Рис 3
может, кроме того, работать как уз-
кополосный режекторный фильтр.
С этой целью следует увеличить глу-
бину ПОС Уменьшив сопротивление
резистора R7 приблизительно до
11 кОм) и уменьшить глубину ООО
(увеличив в 2.. .3 раза сопротивление
резистора R9Y В результате за счет
увеличения коэффициента усиле-
ния Ко возрастет добротность О (на
центральной частоте Q - а ста-
ло быть сузится полоса пропускания
активного фильтра. С помощью ре-
гулятора R2 можно будет изменять
АЧХ от селективной до режекторной или с помощью регулятора R3 регулировать спад
или подъем усиления в узкой полосе частот равномерной АЧХ. Глубина режекции узко-
полосного фильтра достигает 60 дВ.
В устройстве можно использовать ОУ серий К140, К551, К284, К574 и т. д. Они
обеспечивают нелинейные искажения около 0,1% в интервале значения коэффици-
ента передачи от 0,3 до 20. Регулятор можно собрать и на транзисторах (рис 4).
Рис. 4
Параметры его будут несколько иными. При использовании транзисторов со стати-
ческим коэффициентом передачи тока h2i3 - 70 коэффициент передачи устройства
будет вдвое меньше чем у регулятора, выполненного на ОУ
Журнал -Радио-, 1983. №4, с. 40
42
Л. ГАЛЧЕНКОВ
БЛОК РЕГУЛИРОВАНИЯ ГРОМКОСТИ И ТЕМБРА
Для изменения громкости и тембра в звуковоспроизводящих устройствах в пос-
леднее время все чаще применяют так называемые активные регуляторы, в которых
органы управления включены в цепь отрицательной обратной связи (ООС;, ох-
ватывающей один или несколько усилительных каскадов. В отличие от пассивных
регуляторов (под ними мы будем понимать не только цепи формирования АЧХ, но и
необходимые для их нормальной работы согласующие каскады) активные регулято-
ры при том же примерно количестве элементов имеют большее отношение сиг-
нал/шум и меньшие нелинейные искажения.
Кроме того, в пассивном регуляторе тембра, элементы которого рассчитаны так,
что горизонтальная АЧХ обеспечивается в среднем положении движка переменного
резистора, максимальный подъем характеристики на краях рабочего диапазона час-
тот однозначно определяется группой этого резистора: если он группы А, подъем
составляет всего лишь примерно 6 дБ, а если он группы В — около 20 дБ. Что же
касается пассивных регуляторов громкости, то для получения требуемой плавности
регулирования в них необходимо применять сравнительно дефицитные резисторы
группы В, коте рые к тому же должны иметь отводы для тонкомпенсации.
Достоинство активных регуляторов громкости и тембра — возможность приме-
нения в них доступных переменных резисторов группы А. Максимальный подъем АЧХ
на границах рабочего диапазона частот (при том же условии—среднему положению
движка соответствует горизонтальная АЧХ) у них значительно больше: для резисто-
ров распространенных типов он ограничен значением 30 дБ (из-за скачка сопротив-
ления в крайних положениях движка) и в этих пределах может быть выбран любым.
В активных регуляторах громкости нужный закон регулирования и тонкомпенсация
на малых уровнях громкости достигаются чисто схемными решениями (без
использования резисторов группы В с отводами).
Остановимся теперь несколько подробнее на нелинейных искажениях в активных
регуляторах громкости и тембра. Эти устройства обычно предшествуют усилителю
мощности, номинальное входное напряжение которого в большинстве случаев со-
ставляет примерно 1 В. Это создает определенные трудности в получении малых
нелинейных искажений.
Какой же уровень искажений можно считать допустимым? Прежде чем ответить
на этот вопрос, отметим, что активные регуляторы тембра, применяемые в целом
ряде любительских и промышленных конструкций, имеют довольно высокий, с точки
зрения современных требований к звуковоспроизводящей аппаратуре, коэффици-
ент гармоник. Если ориентироваться на выходное напряжение 1 В и максимальный
подъем АЧХ 15.. .20 дБ, то в регуляторе на одном транзисторе он составляет не менее
0,6...0,7%, а в устройствах на двух транзисторах, один из которых эмиттерный повто-
ритель, его в лучшем случае можно довести до 0,2...0,3%.
Сигнал, прошедший через устройство с коэффициентом гармоник 0,3%, трудно,
а порой и невозможно отличить от исходного, если последний не искажен. Однако
обычно в исходном сигнале уже есть, хотя, может быть, и незаметные на слух иска-
жения. В этом случае искажения на выходе того же устройства могут стать слышны-
ми. Отсюда следует: для того, чтобы искажениями, вносимыми тем или иным участ-
ком звуковоспроизводящего тракта (в частности, активными регуляторами громкос-
ти и тембра) можно было пренебречь, их необходимо снижать до значений, суще-
ственно меньших, чем установленные ГОСТами для аппаратуры высшего класса. Для
активных регуляторов громкости и тембра разумными, по-видимому, можно считать
значения коэффициента гармоник 0,03...0,05%. Этого можно добиться при относи-
тельно простой, но оптимально рассчитанной схеме регулятора.
43
Предлагаемый вниманию читателей блок а» гивных регуляторов громкости и тем-
бра, представляет собой, по существу, высококачественный предварительный сте-
реоусилитель, ко входу которого можно подключить любой источник сигнала с вы-
ходным напряжением 250.. 300 мВ, а к выходу — непосредственно усилитель мощ-
ности с номинальным входным напряжением 0 75 .1 В
Основные технические характеристики
Номинальное входное напряжение, мВ ............
Номинальное выходное напряжение, В ........
Входное сопротивление, кОм.............................................. 14 J"
Сопротивление нагрузки, кОм, не менее . ...............................
Диапазон регулирования громкости. дБ, на частоте 2.5 кГц ................ 56
Пределы регулирования тембра, дБ, на частотах 30 Гц и 20 кГц
(относительно частоты 1 кГц)........................................
Коэффициент гармоник, %, не более (регуляторы громкости и тембра
в положениях соответственно максимальной громкости
и максимального подъема АЧХ)........................................ 0,03
Отношение сигнал/шум (невзвешенное), дБ, не менее (регуляторы громкости
и тембра в положениях соответственно максимальной громкости
и горизонтальной АЧХ)................................................. 80
Принципиальная схема одного из каналов блока (левого) показана на рис. 1. Он
состоит из истокового повторителя на транзисторе V1, активных регуляторов гром-
кости и тембра, выполненных соответственно на транзисторах V2, УЗ и V4, У5 и ста-
билизатора напряжения питания на транзисторах V6, V8 и стабилитроне V7.
Для того чтобы коэффициент гармоник всего устройства не превышал указанного
значения, напряжение сигнала на затворе полевого транзистора истокового повто-
рителя не должно быть больше 25 м В. Именно поэтому делитель напряжения R1R2
° данном случае включен на входе этого каскада, а не после него, как обычно. Не-
смотря на это, напряжение сигнала на затворе транзистора V1 достаточно велико
для обеспечения большого отношения сигнал/шум. Сопротивление входного де-
лителя выбрано сравнительно небольшим, что снижает чувствительность устрой-
ства к наводкам с частотой сети и позволяет обойтись без его экранирования.
Истоковый повторитель расширяет область применения описываемого устрой-
ства. Так, если необходимы чувствительность примерно 25 мВ и входное сопротив-
ление около 5 МОм, сигнал можно подать через конденсатор С1 непосредственно на
затвор транзистора V1 (исключив, естественно, делитель напряжения R1R2). Если
же предполагается использовать блок для работы с пьезоэлектрическим
звукоснимателем, то сопротивление резисторов R1 и R2 необходимо увеличить
соответственно до 2 МОм и 51 кОм. При использовании блока в магнитофоне или
проигрывателе, корректирующие усилители которых имеют, как правило, достаточно
низкое выходное сопротивление, истоковый повторитель можно исключить. В этом
случае сигнал подают на конденсатор С2 (поменяв полярность его включения на
обратную) через делитель напряжения, составленный из резисторов сопротивлени-
ем 8,2 кОм (верхнее плечо) и 910 Ом (нижнее).
Как видно из схемы усилители обоих регуляторов одинаковы и отличаются друг
от Друга лишь номиналами некоторых элементов. Благодаря применению транзис-
торов с большим статическим коэффициентом передачи тока Лг,э. коэффициент
усиления напряжения каждого из усилителей с разомкнутой петлей ООО составляет
примерно 1500. Это позволило снизить коэффициент гармоник, почти на порядок по
сравнению с аналогичными устройствами, выполненными по обычной схеме.
Соотношения между параметрами элементов С2, R6, СЗ, R8, R12, С4, входящими
в цепь частотнозависимой ООС активного регулятора громкости, подобраны так,
чтобы при данном выходном сопротивлении истокового повторителя (600... 1000 Ом)
обеспечить наилучшую тонкомпенсацию во всем диапазоне регулирования.
44
л §
fil/DHDX
fwogodu ,g
45
150
ф Вход I
Рис. 2
Необходимый при малых уровнях громкости подъем АЧХ на низших и высших ча-
стотах создается соответственно конденсаторами С4 и СЗ. Емкость конденсатора С2
выбрана из условия, чтобы при максимальной громкости подъем АЧХ на низких час-
тотах отсутствовал. Громкость регулируют переменным резистором R8.
Максимальное напряжение на выходе активного регулятора громкости при выб-
ранном напряжении питания составляет около 3 В. Исходя из этого, коэффициент
передачи регулятора тембра выбран равным 3 на частоте 1 кГц. Это позволило обес-
печить заданное выходное напряжение блока во всех положениях движков перемен-
ных резисторов R20 (им регулируют тембр на низших частотах) и R22 (на высших).
При использовании этой части блока в других устройствах необходимо учесть, что
выходное сопротивление предшествующего каскада усилительного тракта должно
быть не более 700 Ом.
Стабилизатор напряжения, включенный в состав описываемого блока, позволяет
использовать для питания любой нестабилизированный источник, в том числе и тот,
от которого питается усилитель мощности.
Детали обоих каналов устройства смонтированы на общей печатной плате (рис. 2),
изготовленной из фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм. Кроме ука-
занных на схеме, в блоке можно использовать любые кремниевые высокочастотные
транзисторы соответствующей структуры со статическими коэффициентами переда-
чи тока б21э не менее 400 (V2), 300 (V4) и 100 (1/3, V5).
Резисторы и конденсаторы — любые малогабаритные. Электролитический кон-
денсатор С2 желательно подобрать с отклонением емкости от номинального значе-
ния не более ±10%. При отсутствии такой возможности можно ограничиться подбо-
ром конденсатора С4. Его емкость должна составлять 1/20 часть емкости конденса-
тора С2. Для повышения надежности работы транзистор V8 необходимо снабдить
небольшим теплоотводом в виде флажка из листовой меди или латуни толщи-
ной 05 0,6 мм.
Налаживание блока сводится к подбору резистора R4 до получения на истоке
транзистора V1 напряжения 6 В Режимы работы усилителей на транзисторах V2, V3
и V4 1/5 заданы напряжениями на эмиттерных переходах их первых по схеме транзи-
сторов. Эти напряжения слабо зависят от температуры (0,3...0,4%/К) и мало меня-
ются от транзистора к транзистору, поэтому необходимости в подборе каких-либо
деталей усилителей нет.
Журнал -Радио», 1980, №4, с. 37
П. ЮХНЕВИЧ
РАСШИРЕНИЕ ДИАПАЗОНА РЕГУЛИРОВКИ ТЕМБРА
Входное сопротивление усилителя при работе с пьезоэлектрическим звукосни-
мателем должно быть не менее 0,3.. .0,4 МОм. В транзисторных усилителях для полу-
чения такого высокого входного сопротивления обычно используется эмиттерный
повторитель. Схема одного из вариантов предварительного усилителя с регулято-
ром тембра, обеспечивающего достаточную глубину регулировки, показана на ри-
сунке На входе регулятора тембра, кроме эмиттерного повторителя VI, имеется
дополнительный усилительный каскад на транзисторе V2, что позволило увеличить
диапазон регулировки тембра до ±16 дБ на низших частотах и до ±10 дБ на высших.
При подаче на вход регулятора тембра сигнала напряжением 200 мВ и частотой
1000 Гц сигнал на выходе регулятора не падает ниже 160 м В при любом положении
движков резисторов R7 и R8 Указанные параметры обеспечиваются при входном
сопротивлении усилителя мощности 20...30 кОм.
48
Транзистор V/ следует брать с возможно большим коэффициентом усиления по
току.
В данном варианте регулятора тембра использовались транзисторы р-п-р структу-
ры (П416Б и МП42Б). Такие же результаты были получены и с транзисторами п-р-п
структуры (КТ315 с любым буквенным индексом), но в этом случае следует изменить
полярность включения оксидных конденсаторов и источника питания.
Журнал «Радио-. 1977, № 1, с. 56
С. КРЕЙДИЧ
РЕГУЛЯТОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
По сравнению с регуляторами на основе переменных резисторов электронные
регуляторы громкости и тембра более надежны в работе, не требуют экранирования
соединительных проводов (регулирующий элемент нетрудно расположить
в непосредственной близости от соответствующих цепей устройства), позволяют
сравнительно просто реализовать дистанционное управление звуковоспроизводя-
щей аппаратурой.
В качестве регулирующего элемента в подобных устройствах чаще всего приме-
няют полевые транзисторы с р-n переходом [ 1 ] В этом режиме работы используется
зависимость сопротивления их канала от управляющего напряжения Кзи. приложен-
ного к р-п переходу. Полярность напряжения С/зи выбирают такой, чтобы переход
смещался в обратном направлении (для транзисторов с каналом p-типа она должна
быть положительной, с каналом л-типа — отрицательной). Начальное сопротивле-
ние каналов Яси (при 1Узи=0) зависит от сопротивления полупроводникового матери-
ала и размеров канала, т. е. фактически определяется типом транзистора. Примерно
оценить это сопротивление можно по формуле Рси-1 /S, где S—крутизна характери-
стики полевого транзистора (берется из справочника). Максимальное сопротивле-
ние канала (при С/зи-С/зи. гпах) достигает нескольких мегаом, а это значит, что как
переменные резисторы, полевые транзисторы хаоактеризуются большим (до 100 дБ)
диапазоном регулирования.
Функциональные характеристики полевых транзисторов в этом режиме работы
показаны на рис. 1. Нетрудно видеть, что характеристики зависят от полярности
приложенного к каналу напряжения (Уси- При достаточно малых (менее 0.1В) значе-
49
ниях этого напряжения расхождение ха-
рактеристик весьма незначительно, что
позволяет добиться малых нелинейных
искажений, вносимых транзистором в ре-
гулируемый сигнал.
Рабочий диапазон напряжений 1/си мож-
но расширить введением обратной связи от
управляемой цепи к управляющей (рис. 2).
Если сопротивления резисторов R1 и R2
одинаковы, диапазон напряжений 1/си. при
которых еще сохраняется удовлетворитель-
ная линейность регулирующего элемента,
расширяется в несколько раз. С другими
способами линеаризации, обеспечива-
ющими снижение вносимых полевым тран-
-6 -5 -4-5-2-70 1 2 3 изи. В
зистором нелинейных искажений, можно
познакомиться в литературе [2]. Рис'
В обычной схеме включения полевого транзис гора, используемого в качестве управ-
ляемого резистора, максимальная амплитуда неискаженного сигнала ограничивается
напряжением отсечки. Чем оно выше, тем больше напряжение на канале, при котором
нарушается линейность. Поэтому в электронных регуляторах громкости и тембра сле-
дует применять транзисторы с возможно большим напряжением отсечки.
Важной характеристикой управляемого
резистора является мощность, потребляе-
мая цепью управления. Входное сопротив-
ление Я3и полевого транзистора с р-п пере-
ходом при смещении в обратном направле-
нии составляет 107... 109 Ом, из чего следует,
что потребляемый цепью затвора ток не пре-
вышает нескольких десятков наноампер.
При смещении перехода в прямом на-
правлении потребляемый этой цепью ток
увеличивается до нескольких миллиампер.
В этом случае перекрытие по сопротивле-
нию резко падает — сопротивление канала
уменьшается от начального до нескольких десятков Ом,—поэтому на практике регу-
лирование смещением р-п перехода в прямом направлении не применяется.
Незначительное потребление энергии цепью затвора при обратном смещении
перехода позволяет использовать для управления сопротивлением канала кнопоч-
ные или сенсорные устройства с накопительными конденсаторами. Такие устрой-
ства очень удобны и надежны в эксп-
луатации, легко переводятся на дис-
танционное управление. Кроме того,
в электронных регуляторах, управля-
емых подобным способом, отсут-
ствуют шорохи и трески при регули-
ровании, а плавность изменения
громкости или тембра можно сделать
практически любой соответствую-
щим выбором постоянных времени
заряда — разряда накопительного
конденсатора и закона изменения
напряжения на нем.
50
Управляемый резистор на полевом транзисторе представляет собой резистивный
элемент с двумя выводами. Это затрудняет его использование в обычных регуляторах,
требующих применения переменных резисторов с выводом от движка. Своеобразный
аналог такого резистора можно построить на комплементарной паре полевых транзи-
сторов, соединив их, как показано на рис. 3. Для управления сопротивлением этого
устройства необходим источник с изменяемой полярностью напряжения. Работает
устройство следующим образом. В отсутствие управляющего напряжения (1/УПр ~ 0)
сопротивления каналов обоих транзисторов невелики и примерно одинаковы. При
увеличении напряжения в полярности, указанной на схеме без скобок, сопротивление
канала транзистора 1/3 увеличивается, а транзистора V4 несколько уменьшается. Из-
менение полярности управляющего напряжения (на схеме указана в скобках) приво-
дит к обратному: при его увеличении растет сопротивление канала транзистора V4 и
уменьшается сопротивление канала транзистора V3.
Аналог переменного резистора по схеме на рис. 3 можно использовать для дистан-
ционного регулирования стереобаланса, громкости или тембра. В качестве примера на
рис. 4 показана схема многополосного темброблока, в котором функции регуляторов
выполняют эти устройства (для простоты на схеме изображено одно из них—на транзи-
сторах V3, V5). Следует, однако, учесть, что цепь управления таким регулятором потреб-
ляет ток около 1 мкА. Это затрудняет применение управляющих устройств с накопитель-
ными конденсаторами. Для устранения этого недостатка в управляющее устройство
необходимо ввести истоковые повторители, как это, например, сделано в регуляторе
громкости, описанном в (1]. Диоды V6, V7 должны иметь малые обратные токи (кроме
диодов серии Д223 подойдут диоды КД520А, КД504А ит. п.).
51
Недостатком регуляторов на основе аналогов переменного резистора является
необходимость применения источника с изменяемой полярностью управляющего
напряжения. Более просты в реализации регуляторы, управляемые напряжением
одной полярности. Примером может служить трехполосный регулятор тембра, схе-
ма которого изображена на рис. 5. Его особенность — регулирование тембра только
в сторону подъема низших, средних и высших частот. По мнению автора, это не
следует считать существенным недостатком, так как АЧХ современных источников
программ — тюнера, ЭПУ. магнитофона — в рабочем диапазоне часто достаточно
ровны и регуляторы тембра в большинстве случаев нужны лишь для компенсации
частотных искажений громкоговорителей на краях диапазона.
Рис. 5
Основные технические характеристики
Пределы регулирования тембра. дБ, на частотах 30,1000 и 16000 Гц
при изменении управляющего напряжения от 0 до-6,8 В . .0. 20
Входное напряжение. мВ, не более.......................................... 100
Номинальное выходное напряжение. В 0 25
Коэффициент гармоник. %, не более ........................................ 0 4
Отношение сигнал/шум, дБ, не менее......................................... 60
Входное сопротивление кОм _ 100
Выходное сопротивление, Ом .............................................. доо
Ток управления, нА .... .................................................. 0,1
Потребляемый устройством ток. мА.......................................... 20
Максимальная глубина регулирования тембра этого устройства может быть бо-
лее 40 дБ. Определяется она отношением сопротивления резистора R3 к начально-
му сопротивлению цепи регулирования:
N-201g
R3
+ ^СИ.нач + ^РЕЗ
где Rr— сопротивление резистора, включенного последовательно с контуром (L1C3,
L2C5, L3C6); Рси.нач — начальное (при С/УПР=0) сопротивление канала полевого тран-
зистора (около 200 Ом); ЯРЕЗ — резонансное сопротивление последовательного кон-
тура (L1C3, L2C5, L.3C6).
При повторении регулятора тембра следует учесть, что сопротивления резисто-
ров R2 и R3 должны быть одинаковыми, а резистора R6 (вместе с резистором R3 он
определяет коэффициент передачи устройства) — не должно превышать 300 кОм
(при использовании операционных усилителей (ОУ) — К140УД1 А, К140УД1 Б). Если
необходимо большее выходное напряжение, в устройстве следует применить ОУ
серии К553 или К153. Однако в любом случае необходимо иметь в виду, что напряже-
ние сигнала на стоках транзисторов V1-V3 не должно превышать 40...50 мВ, иначе
резко возрастут нелинейные искажения.
Входное сопротивление описываемого регулятора складывается из сопротивле-
ний резисторов R1 и R2. Для повышения входного сопротивления достаточно увели-
чить сопротивление резистора R1. При R1 = 270 кОм входное напряжение повышает-
ся почти до 0,25 В, а коэффициент передачи становится близким к 1. Иначе говоря,
соответствующим выбором сопротивлений резисторов R1 и R6 регулятор нетрудно
приспособить для работы со многими предварительными усилителями. Надо только
помнить, что напряжение шумов на выходе ОУ в данном режиме составляет пример-
но 0,2...0,3 мВ, поэтому при выходных напряжениях менее 0,25 В отношение сиг-
нал/шум будет менее 60 дБ.
Рис. 6
Максимальный подъем АЧХ на частотах регулирования выравнивают при напажи
вании подбором резисторов R7, R9, R11. а ширину полос регулирования подбо-
ром резисторов R5, R8, R10. Если регулятор предназначается для стерео- или квад-
рафонического усилителя звуковой частоты, то в нем желательно применить транзи-
сторные сборки серии К504 (К5НТ04-К5НТ044) Дискретные полевые транзисторы
53
такого регулятора необходимо подобрать с идентичными функциональными харак-
теристиками. Катушки L1-L3 желательно экранировать.
Для управления описываемым регулятором (или одновременно несколькими —
в многоканальных усилителях) можно применить устройство, схема которого пока-
зана на рис. 6. При использовании в нем конденсаторов с малыми токами утечки
(например, ЭТО, К52-1) установленный при регулировке подъем АЧХ в той или иной
области частот увеличивается за 1 час не более чем на 2 дБ (ухо замечает разницу
в тембре, если она более 3.4 дБ). Стабильность управляющего напряжения во вре-
мени можно повысить, применив в устройстве истоковые повторители [1].
Необходимой скорости регулирования тембра добиваются соответствующим
выбором сопротивлений резисторов R2, R4, R6 (уменьшение усиления) и Ж, R3, R5
(увеличение).
В качестве переключателей S1-S3 можно применить тумблеры с фиксируемым
средним положением, телефонные ключи КТРО, отдельные кнопки (по две на каждую
частоту регулирования), сенсорные устройства с электромагнитными реле.
Наряду с отмеченными выше достоинствами, управляющим устройствам с нако-
пительными конденсаторами присущи и некоторые недостатки: отсутствие индика-
ции состояния и долговременной «памяти» (через некоторое время после выключе-
ния питания все регуляторы устанавливаются в исходное состояние). Эти недостат-
ки не очень существенны, однако, если они мешают, устранить их можно заменой
накопительных конденсаторов переменными резисторами (по одному на каждую
частоту регулирования, независимо от числа каналов).
Необходимо отметить, что параметры полевых транзисторов в значительной мере
зависят от температуры окружающей среды, поэтому регуляторы на их основе целе-
сообразно применять только в стационарной аппаратуре.
ЛИТЕРАТУРА
1 .Иванов Б-Дистанционное регулирование громкости в стереофонии. — Радио, 1974, № 12, с. 36.
2 Пар гнко А Управляемые полупроводниковые резисторы. М., Энергия, 1970.
3 . ГозлкнгВ Применение полевых транзисторов. Пер. с англ. А. М. Рогалева, В. Н. Семенова,
В Г. Федорина. М , Энергия 1970.
Журнал «Радио» 1980, №2, с. 35
РАЗДЕЛ второй
МНОГОПОЛОСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА
Н. ЗЫКОВ
МНОГОПОЛОСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА
Одним из важнейших параметров аппаратуры высококачественного воспроизве-
дения звука является, как известно, линейность амплитудно-частотной характерис-
тики (АЧХ). Ее неравномерность в рабочем диапазоне частот зависит от параметров
всех входящих в тракт воспроизведения устройств: источника программ (магнитная
лента, грампластинка), акустической головки (магнитофона, звукоснимателя), час-
тотного корректора (усилителя воспроизведения, предусилителя-корректора), уси-
лителя мощности НЧ, громкоговорителей. Большое значение имеют и акустические
параметры помещения.
Наиболее часто неравномерность АЧХ проявляется в спадах на низших и высших
частотах рабочего диапазона. Если крутизна спада превышает 4 дБ на октаву, то
к.
дб
О
-4
-8
05 7 2 5 6 78 10.кГц
Рис. I
вид кривой Г).
В реальных условиях АЧХ звуковоспроизводящего тракта может иметь и еще бо-
лее сложный вид. Например, в небольших помещениях заметно громче звучат со-
ставляющие частотой 80...200 Гц, а составляющие частотой 30...40 Гц оказываются
ослабленными. В подобных случаях положение может спасти только многополосный
регулятор тембра, позволяющий регулировать АЧХ тракта в нескольких интервалах
(полосах) частот.
В последние годы такие регуляторы тембра находят все более широкое примене-
ние в высококачественных усилителях НЧ зарубежных фирм. В подавляющем боль-
шинстве это пяти-шестиполосные регуляторы, но встречаются и устройства с деся-
скорректировать такие частотные искаже-
ния обычным (двухполосным) регулятором
тембра уже практически невозможно. Так,
попытки компенсировать спад АЧХ на выс-
ших частотах (кривая А на рис. 1) регулято-
ром тембра, АЧХ которого имеет вид кри-
вой Б, приводят к тому, что скорректиро-
ванная АЧХ тракта (кривая В) оказывается
искаженной в области частот 5...7 кГц.
Непригоден двухполосный регулятор тем-
бра и в том случае, если АЧХ искажена в ка-
кой-либо полосе частот (например, имеет
тью-одиннадцатью полосами регулирования — так называемые октавные регулято-
ры. Как говорит само название, соседние частоты регулирования АЧХ таких уст-
ройств отличаются на октаву (обычный ряд частот: 31,25; 62 5. 125. 250 500 Гц; 1 2
4; 8 и 16 кГц). Необходимо, однако, отметить, что усилители НЧ с октавными регуля-
торами очень сложны в управлении и их вряд ли можно рекомендовать массовому
слушателю. К тому же, в использовании октавного регулятора часто нет необходи-
мости. Известно, например, что в интервале 200...5000 Гц частотные искажения
встречаются сравнительно редко (а если они и есть, то очень малы по сравнению
с искажениями на других частотах). По этой причине можно отказаться от регули-
55
рования АЧХ на нескольких частотах в указанном интервале частот, а ограничиться
Одной (для создания эффекта «присутствия»).
Минимальное число полос регулирования АЧХ вполне может быть ограничено
пятые-шестью. Оптимальным можно считать пятиполосный регулятор со средними
частотами 35...50, 200 ..250 Гц, 1,5...3:5. .8 и 12. 16 кГц. В шестиканальном устрой-
стве добавляется, как правило, регулятор, корректирующий АЧХ на частоте 80.. .90 Гц,
который используется в основном для компенсации частотных искажений громкого-
ворителей
Принципиальная схема одного из самых распространенных многополосных регу-
ляторов тембра показана на рис. 2 (стереофонический усилитель НЧ одной из япон-
ских фирм).
Устройство относится к регуляторам тембра комбинированного типа: его дей-
ствие основано на использовании частотнозависимых делителей напряжения и час-
тотнозависимой отрицательной обратной связи.
Рассмотрим для примера, как происходит регулировка тембра на частоте 40 Гц.
ак видно из схемы, переменный резистор R29 имеет отвод, соединенный с общим
проводом усилителя. В связи с этим его можно рассматривать как два переменных
рези тора. Один из них (по схеме — верхний) вместе с резистором R17 образует
ЛЬ напРяжения сигнала, поэтому при перемещении движка вверх по схеме ко-
эффициент передачи устройства на частоте настройки последовательного конту-
Рис. 2
pa L1С12 уменьшается Если же даижок резистора R29 перемещать вниз (относитель-
но отвода), то контур шунтирует резистор R10 в эмиггерной цепи транзистора VI.
В результате уменьшается отрицательная обратная связь, охватывающая усилитель,
и коэффициент передачи устройства на частоте настройки контура L1С12 возрастает.
Аналогично работает регулятор тембра и на остальных четырех частотах.
56
В описываемом устройстве пределы регулирования тембра зависят от доб-
ротности контуров L1C12, L2C13, L3C15, L4C16 и L5C17. Для получения требуемой
добротности последовательно с ними включены резисторы R23, R25, R27 и R28,
которые в сумме с вктивным сопротивлением катушек и определяют потери в конту-
рах (суммарное сопротивление потерь во всех контурах должно быть одинаковым).
Отсутствие резистора в контуре L1С12 объясняется тем, что активное сопротивление
его катушки и без того достаточно велико. Максимальный подъем (Кп) и спад (Ко) АЧХ
усилителя нетрудно рассчитать по приближенным формулам, исходя из сопротивле-
ний резисторов R27, R28 (сопротивлением постоянному току катушек L4 и L5 можно
пренебречь):
„ 0.5R10 + R28
---~R2S-----’
„ 0.5R17 + R28
Кс “ R28
Для рассматриваемого устройства пределы регулирования тембра составляют
примерно ±12 дБ
Несколько слов о назначении других органов управления усилителя схема кото-
рого показана на рис. 2. Сдвоенный переменный резистор R1 (вторая его часть
R1‘ — использована в другом канале усилителя) служит регулятором стереобаланса
Особенностью конструкции этого резистора является то. что части его токопроводя-
щих элементов (у R1 — верхняя — по схеме, а у R1 — нижняя) металлизированы
57
В результате при регулировании стереобаланса ослабляется сигнал только в канале
с избыточным усилением.
Переменный резистор R5—тонкомпенсированный регулятор громкости. Для ком-
мутации элементов тонкомпенсации служит переключатель S2, для ступенчатого
понижения громкости (на 20 дБ) — переключатель S1. С помощью переключателя S3
многополосный регулятор тембра можно отключить, при этом для сохранения коэф-
фициента усиления устройства вместо переменных резисторов R29-R33 включают-
ся их эквиваленты — резисторы R18, R20. Наконец, выключатели S4 и S5 коммутиру-
ют RC-фильтры верхних и нижних чвстот с частотами среза соответственно 80 Гц
иЭкГц.
Чувствительность усилителя — 200 мВ, коэффициент передачи 10, мак-
симальное выходное напряжение — 5 В. Рассчитан он на работу с усилителем мощ-
ности, входное сопротивление кото-
рого не менее 47 кОм. При повторе-
нии усилителя в любительских усло-
Рис. 3
виях следует учесть, что статический
коэффициент передачи тока транзи-
сторов V1, V2 должен быть не менее
400 (подойдут транзисторы КТ342,
КТ373 с индексами Б и В).
Упрощенная схема другого ва-
рианта многополосного регулятора
тембра с использованием LC-фильт-
ров показана на рис. 3. Здесь при ус-
тановке движка переменного ре-
зистора R4 в среднее положение ко-
эффициент передачи устройства ра-
вен единице. Перемещение движка
влево по схеме приводит к уменьше-
нию усиления на частоте настройки
контура LC (из-за ослабления сигнала на базе транзистора 1/1), вправо — к уве-
личению усиления на этой частоте (за счет уменьшения сигнала отрицательной об-
ратной связи на базе транзистора 1/2) Достоинством регулятора является то, что
в нем используются переменные резисторы без отводов от средней точки.
Очень простым получается регулятор тембра при использовании операционного
усилителя (рис. 4). Пределы регулирования тембра в данном случае составля-
ют ±22 дБ. Необходимой добротности контуров L1C1, L2C2, L3C3, L4C4 добиваются
подбором резисторов шунтирующих катушки L1-L.4. Коэффициент гармоник
устройства на частоте 1 кГц при выходном сигнале 10 В — не более 0,1 %. В регулято-
ре можно использовать отечественный операционный усилитель серии К153УД1.
На ином принципе основана работа многополосного регулятора тембра стерео-
фонического усилителя SV-140 фирмы «Грюндиг». Как видно из упрощенной схемы
(рис. 5). входной сигнал поступает на делитель напряжения R1R2 и цепь, состоящую
из конденсаторов С1, С2, переменного резистора R3 и катушки L. При среднем поло-
жении движка резистора уровень выходного сигнала, принимаемый за 0 дБ, опреде-
ляется выражением
U г и
вых unRhR2-
Если же движок переместить вверх по схеме, то резистор R1 окажется шунтиро-
ванным последовательным колебательным контуром LC1 и сигнал, частота которого
совпадает с его резонансной частотой, практически полностью будет передан на
58
резистов Я^исиТна п И установке дви*ка в нижнве положение контур LC2 шунтирует
н™ ™ " Л ™ ег° настсо“и значительно ослаб^н-
имал ьныи. юдъем АЧХ (без учета потерь в контуре) а данном
случае не может быть более отношения R1+R2
13дБ).
Я2— (в усилителе SV-140 он составляет
Рис. 4
Рис. 5
Полная схема предварительного усилителя с многополосным регулятором тем-
бра описываемого типа показана на рис. 6. Регулирование тембра осуществляется
переменными резисторами R49, R53, R58, R62 и R66, устроенными несколько нео-
бычно: их резистивные элементы состоят из двух, изолированных одна от другой,
частей. Перемещение движков резисторов вверх (по верхним частям их резистив-
ных элементов) приводит к увеличению шунтирования резисторов R45 и R55 после-
довательными контурами L1C23, L3C24 и L5C25,
L7C26, L9C27. В результате коэффициент пере-
дачи устройства на частотах настройки этих кон-
туров увеличивается. Перевод же движков рези-
сторов на нижние по схеме части резистивных
элементов и перемещение их вниз вызывает шун-
тирование резисторов R46 и R56 последо-
вательными контурами L2C28, L4C29 и L6C30,
L8C31, L10C32, что ведет к уменьшению коэффи-
циента передачи на частотах их настройки.
Применение двух контуров на каждый регуля-
тор и отдельных добавочных резисторов (R48,
R50, R52, R54 и т. д.) обусловлено неравенством
сопротивлений резисторов R45 и R46, R55 и R56
Шунтирующее же действие резисторов R47. R51, R5i, R60 и R64, благодаря разме-
щению катушек L1 и L2, L3 и L4 и т. д. на общих сердечниках, сказывается на резонан-
сных свойствах контуров одинаково, независимо от того, какие из них участвуют
в данный момент в работе.
59
Для уменьшения взаимосвязей регуляторы разделены на две группы с таким рас-
четом, чтобы рабочие частоты контуров, включенных параллельно, были максималь-
но разнесены. Как видно из схемы, таких групп две: одна из них включена на выходе
трехкаскадного усилителя, собранного на транзисторах V2- V4, другая — на выходе
аналогичного устройства, выполненного на транзисторах V5-V7. Коэффициент уси-
ления этих усилителей невелик (около 12), но они обладают высоким входным
Рис. 6
и низким выходным сопротивлениями
повторители. Переменный резистор
баланса.
На транзисторах И и VBсобраны эмиттерные
нб регулятор громкости, R12 — стерео-
60
зистора ив/равен^ч^вг Я ВСего *стРЭиства (с базы транзистора V1 на эмиттер тран-
ние - 6 В ’ЧувСтвительность ~ 250 мВ, максимальное выходное напряже-
бытьРтипоГкТ342А ЭкТ979лТ^ИСТВа в любительских условиях транзистор V1 может
КТ326Б ’ : V5‘ V7'V8~ КТ342Г- КТ373Г' v3. ve - КТ361Г,
Регуляторы тембра, о которых шла речь в первой части статьи, имеют существен-
ный недостаток: все они построены с использованием катушек индуктивности. Не
говоря уже о трудностях чисто технологического плана, связанных с изготовлением
61
катушек, необходимостью тщательного подбора резисторов, включаемых в кон^р
последовательно и параллельно, такие регуляторы требуют еще и хорошего экр н
рования. От этих недостатков свободны регуляторы тембра с RC-фильтрами.
В качестве примера на рис. 7 приведена схема пятиполосного регулятора темб-
ра, примененного в ламповом усилителе. Здесь фильтры C3R3C8, C4R4C9,
C5R5C10 — полосовые, R2C7 — фильтр нижних частот (ФНЧ), a R6C6 — фильтр верх-
них частот (ФВЧ). Сигналы, снимаемые с движков переменных резисторов R7-R11,
смешиваются и подаются на управляющую сетку лампы V2.
Поскольку каждый из фильтров пропускает только определенную полосу частот,
отношения частот регулиоования каждой последующей к предыдущей должны быть
одинаковыми. Только в этом случае можно получить близкую к линейной АЧХ при
установке движков резисторов R7-R11 в одинаковые положения.
В описываемом регуляторе тембра отношения частот регулирования составляют
примерно 3. Если учесть, что крутизна спадов АЧХ полосовых RC фильтров первого
порядка равна 6 дБ на октаву, то станет ясно, что глубина регулирования тембра этим
устройством не может быть более ± 10... 14 дБ. За 0 дБ принимают уровень сигнала на
движках резисторов R7-R11, равный 0,25...0,33 от сигнала на их верхних по схеме
выводах. При этом напряжение на сетке лампы V2, из-за низкого коэффициента
передачи RC-фильтров и потерь на резисторахЯ72-Д/6, составляет всего 0,01...0,02
О’ входного напряжения. Поэтому во избежание увеличения шумов на вход такого
регулятора тембра следует подавать сигнал напряжением не менее 5 В.
62
улят°р тем ра с пассивными RC-фильтрами можно применить и в тран-
и торном усилителе. Основная проблема и в этом случае — получить приемлемые
шумовые характеристики. Добиться этого можно, если на выходе каждого фильтра
Рис 8
включить дополнительный усилительный каскад (рис. 8). В таком устройстве предва-
рительно усиленный сигнал подается на переменные резисторы R1, R4 и т. д.
В верхних по схеме положениях их движ! ов на фильтры Z1—ZN подается сигнал,
принимаемый за уровень +12 дБ, в нижних — сигнал, уровень которого соответству-
63
ет -14 дБ. Для компенсации потерь, вносимых пассивными фильтрами, служат уси-
лители 42—Дп.,. Снимаемые с их выходов сигналы суммируются на резисторах
R6. R7 и т.д. и подаются на общий усилитель Дп.
Способы подключения пассивных RC филы ров к усилителям 42—4n.i могут ыть
различными. Так, в усилительном каскаде, схема которого показана на pni ,а, по
лосовой фильтр R1C1R2C2 целиком включен во входную цепь, причем
одновременно используется для подачи смешения на базу транзистора V ( —
развязывающий фильтр, общий для всех усилительных каскадов аналогичного на-
Рис. 10
значения). Меньшим числом деталей отличается вариант включения фильтра, пока-
занный на рис. 9,6 Здесь элементы фильтра R1C1R2C2 включены как во входную,
так и в выходную цепь усилителя, а резистор R2 служит нагрузкой транзистора V1.
Коэффициенты усиления обоих усилительных каскадов могут быть сравнительно
небольшими (10.. 12), но их входные сопротивления должны быть достаточно вели-
ки, чтобы не шунтировать элементы фильтров. Для уменьшения взаимного влияния
полосовых усилителей отношение сопротивлений резисторов R3, R6 и т. д. (рис. 8)
к сопротивлению резистора R7 должно быть не менее 8.. 10.
Хорошие результаты дает применение в многополосных регуляторах тембра ак-
тивных фильтров. Схема одного из таких регуляторов показана на рис. 10. Он состо-
ит иэ усилителя-инвертора на транзисторе V1, эмиттерного повторителя на транзи-
сторе V2, пяти активных полосовых фильтров, выполненных на транзисторах V3-V7.
усилительного каскада (I/8), компенсирующего ослабление, вносимое смесителем
сигналов (резисторы R13, R26, R37, R48, R59, R63), и еще одного эмиттерного по-
вторителя на транзисторе 1/9.
64
RHn^^n.ZnlCXeMbl' регуляторы тембра - резисторы R8. R19, R30, R47 и R52 -
кип пуплы акт У эмиттерами транзисторов 1/7 и 1/2 В среднем положении их движ
плыстпя пгтотмВНЬ,Х ФИЛЬТа оказываются соединенными с общим проводом уст-
плгтипярт л МУ НЭ ВХ°Д уСиЛительного каскада, собранного на транзисторе V8.
п игнал с эми t ра транзистора 1/7 без какой-либо частотной коррекции
rmwnf ^Л^еНИИ ДВижков вниз по схеме на входы активных фильтров поступают
а ’ ^дающие по фазе с входными, а при движении их вверх (относительно
р дни выводов) — сигналы, фазы которых противоположны фазе входного сигна-
ла. Таким образом, в зависимости от положений движков переменных резисторов,
сигналы, поступающие на базу транзистора 1/8 с выходов активных полосовых филь-
тров, либо суммируются с сигналом, снимаемым с эмиттера транзистора 1/7, либо
вычитаются из него, что и вызывает соответственно подъем или спад АХЧ на частотах
регулирования. Максимальный подъем АЧХ (определяется коэффициентом усиле-
ния по напряжению каскада на транзисторе 1/7) составляет в данном случае пример-
но 15... 16 дБ. Коэффициент передачи в цепях движки переменных резисторов R8,
R19UT.H. — база транзистора составляет примерно 1 (0 дБ). Таков же он и в цепи
база транзистора V7 — эмиттер транзистора 1/9. Входное сопротивление регулятора
зависит от статического коэффициента передачи тока 7?г1э транзистора 1/7 и при его
значении 200...300 составляет47 кОм В устройстве можно использовать транзисто-
ры КТ342А, КТ342Б, КТ312В, КТ315Б, КТ373Б.
Интересна схема октавного регулятора тембра на операционных усилителях (ОУ),
котрая показа на рис. 11. По принципу действия он аналогичен регулятору, схема
которого показана на рис. 5, однако в нем применен всего один колебательный
3-1149
65
R26.R27.R30 ЮОк С9 0.27 C13.C19 0.01S СЮ 0.12 С11 0.068 С12 0.033
R28.R29 91к С20 8200 С21 3900 С22 2200 С23 1000
66
ТУР , настроенный на частоту 16 кГц. В остальных полосных регуляторах эти
функции выполняют ОУ. Пределы регулирования определяются сопротивлениями
Р сторов , R7, R32-R41 и составляют в рассматриваемом устройстве ±17 дБ.
выхода регулятора тембра можно снять как сигнал, совпадающий по фазе
с входным (выход /), так и противофазный ему (выход 2).
з-за отсутствия отечественного аналога микросхемы 4136РС, содержащей
в одном корпусе четыре ОУ, при повторении этого регулятора целесообразно умень-
шить число полос регулирования до пяти-шести, использовав ОУ серии К153УД1.
Журнал «Радио*, 1978, №4 с. 34
А. СЫРИЦО, А. СОКОЛОВ
ЭЛЕКТРОННЫЙ РЕГУЛЯТОР ТЕМБРА
Регуляторы тембра (или частотные корректоры), как и регуляторы громкости,
являются неотъемлемой частью современного усилителя. Наиболее просты, а по-
этому и получили широкое распространение, регуляторы, формирующие подъем
и спад амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) усилителя на низших к высших
частотах рабочего диапазона на 12... 15 дБ по отношению к средним частотам.
По виду регулирования различают плавные регуляторы, выполненные на основе
переменных резисторов, и ступенчатые (дискретные), органом управления в кото-
рых является переключатель с набором постоянных резисторов. С точки зрения воз-
можностей регулирования более предпочтительны, конечно, плавные регуляторы,
однако из-за наличия механического контакта в переменном резисторе они не-
достаточно надежны в работе. К тому же, для получения действительно плавного
(равномерного на слух) изменения тембра необходима специальная, так называемая
S-образная регулировочная характеристика, чего добиться не так просто. Все это
нередко склоняет мысль конструктора к отказу от плавного регулирования и замене
его дискретным. Однако механические переключатели, используемые для коммута-
ции наборов резисторов частотных корректоров, также не отличаются большой
надежностью, поэтому в последние годы наметилась тенденция к применению в ре-
гуляторах тембра электронных переключателей, характеризующихся очень высокой
надежностью и, кроме того, отсутствием помех, проникающих через провода, со-
единяющие регулятор тембра с органами управления. Для управления такими регу-
ляторами все шире используют цифровые устройства.
Структурная схема одного из возможных вариантов электронного регулятора тем-
бра (ЭРТ) с дискретным управлением показана на рис. 1. Он состоит из исполни-
тельного устройства и устройства управления и контроля. Основой исполнительного
устройства являются усилители А1 мА2, первый из которых участвует в формировании
АЧХ в области низших частот, а второй — в области высших. Такое разделение функций
уменьшает взаимное влияние регулировок и, кроме того, обеспечивает согласование
регулятора с предшествующим и последующим каскадами усилителя НЧ. Как видно из
схемы, АЧХ формируется включением фильтров верхних и нижних частот либо в цепь
сигнала, либо в цепи отрицательных обратных связей, охватывающих усилители
А / и А2. Коммутация осуществляется электронными ключами Е1-Е12. Зависимость
АЧХ от состояния ключей приведена в таблице, где ци<рра 1 соответствует открытому
ключу, а 0 - закрытому. Нетрудно видеть, что ключи Е2, Е5 (на низших частотах) и Е7.
ЕЮ (на высших частотах) переключают корректирующие цепи на подъем или спад
АЧХ а остальные регулируют величину коррекции. Выбранный алгоритм работы клю-
чей обеспечивает (естественно, при соответствующих соотношениях сопротивлений
резисторов R1-R12) равномерное (в децибелах) изменение величины коррекции
67
3
Исполнительное устройство
Устройство управления I । Устройство управления
и контроля по низшим частотам I и контроля по высшим частотам
68
MPUI. >«»< H 1еком^утаЧИОннЬ|е помехи. Последнее достигнуто разнесением во вре-
Пп е,1тов сра звания электронных ключей и ограничением их быстродей-
пп ™ Ре° рааованиесигналов. поступающих из устройства управления и контроля,
р вня, нео холимого для управления электронными ключами, осуществляется
формирователями U1-U12.
Таблица
Глубина коррекции, дБ Обозначение ключа на схеме
Е1 ЕЗ Е4 Е6 Е2 Е5 ЕВ Е9 Е11 Е12 ЕЮ Е7
+ 15 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0
+ 12 0 1 1 1 1 0 0 1 1 1 1 0
+9 0 0 1 1 1 0 0 0 1 1 1 0
+6 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 0
+3 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
-3 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1
-6 0 0 0 1 0 1 0 0 0 1 0 1
-9 0 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0 1
-12 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1 0 1
-15 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0 1
Как видно из структурной схемы, устройство управления и контроля состоит из
двух одинаковых частей, каждое из которых содержит устройство логического уп-
равления (D1 и D2). органы, управления коррекцией (кнопки S 7, 52и S3, S4) и инди
катор величины коррекции (Н1 и Н2). Генератор счетных импульсов G1, управляю-
щий скоростью изменения коррекции, общий для обеих частей устройства.
Принципиальная схема электронного регулятора тембра, построенного в соот-
ветствии с рассмотренной структурной схемой, показана на рис. 2.
Входной сигнал поступает на неинвертирующий вход операционного усилите-
ля (ОУ) А1, используемого для формирования АЧХ на низших частотах. Выбор вида
коррекции - подъема или спада АЧХ - производится электронными ключами, вы-
полненными соответственно на полевых транзисторах 1/7 и V5. открытому гран
зистору 1/7 соответствует подъем АЧХ, а открытому транзистору V5 - ее спад. Эмит-
терный повторитель на транзисторе V3 обеспечивает равенство переменных нап-
ряжений на затворе и истоке открытого полевого транзистора, чем достигаются ми
нимальные нелинейные искажения сигнала.
Включение стабилитронов V2 и V4 в цепи затворов транзисторов 1/7 и 1/5 поз-
волило использовать для управления ими напряжение одной полярности (отрица-
тельной) При подаче такого напряжения стабилитрон пробивается и полевой тран-
зистор закрывается Напряжение на его затворе (по отношению к истоку) в этом
69
1 R22 100к
Рис. 2
хата
72
гтяймпмтппиа / э^о>°СТИ наг1Ряжения питания (-15 В) и напряжения стабилизации
_ Р '' )исоставляет -6.8 В Когда же управляющее напряжение стано-
ным нулю, стабилитрон закрывается, напряжение на затворе полевого тран-
о<гСТ<оя оказь|Вается Равным напряжению на истоке, и он открывается. Резисторы
и развязывающие, они делают возможным независимое управление состоя-
нием транзисторами VI и 1/5. Резистор R4 определяет режим работы транзистора V3
по постоянному току.
Основные технические характеристики
Диапазон рабочих частот, Гц. при неравномерности ДЧХ не более 1 дБ .. 20.. 20 000
Пределы регулирования тембра по низшим (на частоте 30 Гц)
и высшим (15 кГц) частотам, дБ ±15
Дискретность (шаг) регулирования, дБ 3±0,5
Коэффициент гармоник. %, не более . 0 15
Номинальное входное напряжение, В .. 0 775
Допустимая перегрузка по входу, В, не более 4 (14 дБ)
Коэффициент передачи при отсутствии коррекции . .. 1
Отношение сигнал/шум при номинальном выходном напряжении в рабочем
диапазоне частот (без взвешивающего фильтра), дБ. не менее . 80
Входное сопротивление, кОм........ 20
Выходное сопротивление, Ом, не более 10
Функции электронных ключей, осуществляющих ступенчатое изменение ве-
личины коррекции, выполняет микросхема А2, представляющая собой пятиканаль-
ный (используется четыре) коммутатор на полевых МОП-транзисторах с инду-
цированным p-каналом. Рабочие частоты регулирования при подъеме и спаде АЧХ
определяются соответственно емкостью конденсаторов С1 и С2, а глубина коррек-
ции—сопротивлением резисторов/??, /?5, /?6, /?9и/711 Резисторы R7и /? 10ограни-
чивают максимальные подъем и спад АЧХ на нижней границе рабочего диапазона
чаэтот.
С выхода ОУ А1 сигнал поступает в формирователь АЧХ на высших частотах, со-
бранный на ОУ АЗ. Как видно из схемы, эта часть устройства выполнена аналогично
только что рассмотренной. Отличие состоит только в том, что в цепи управления
полевыми транзисторами 1/7 и V11, кроме стабилитронов V8, V10, включены еще и
диоды 1/6, VI2. Благодаря малой собственной емкости они исключают влияние срав-
нительно большой емкости стабилитронов 1X8, l/Юна коэффициент передачи напря-
жения высших частот от эмиттера транзис гора 1/9 к затворам транзисторов V7 и V11
Частоты регулирования при подъеме и спаде АЧХ зависят от емкости конденсато-
ров С6 и СЗ, глубина коррекции — от сопротивлений резисторов R13, R15, R17.R19
v\R21.
Формирователи, управляющие работой электронных ключей на полевых транзи-
сторах V1,1/5, V7 1/11 и коммутаторами А2, А4, выполнены на транзисторах V13-V24
Конденсаторы С7-С18, шунтирующие эмиттерные переходы этих транзисторов,
снижают быстродействие электронных ключей, уменьшая коммутационные помехи
до практически незаметной величины.
Генератор счетных импульсов представляет собой несимметричный мультивиб-
ратор, выполненный на транзисторе V25 и элементах D2.2 и D2.3. Частота следо-
вания генерируемых им импульсов 1 Гц.
Основными элементами каждой из частей устройства логического управления
являются универсальный сдвигающий регистр D7 и D-триггер D8.1. Остальные логи-
ческие элементы служат для формирования сигналов управления регистром и изме-
нения вида регулирования (подъем или спад АЧХ). После включения питания устрой-
ство логического управления автоматически устанавливает регулятор тембра в со-
73
Включен SI 0 Пауза Включен S2 0
Рис. 3
стояние, при котором его АЧХ горизонтальна. Установка этого исходного состояния
происходит после поступления пяти импульсов на входы С1 и С2 регистра D7 при
наличии сигнала логической «1» на входе V2. Для ускорения процесса установки
регулятора в нужное состояние мэжно использовать встроенный или внешний ге-
74
нератор, вырабатывающий импульсы с частотой следования, во много раз превы-
шающей частоту следования счетных импульсов. Время воздействия импульсов это-
го генератора на входы С1 и С2 регистра D7 зависит от постоянной времени це-
пи Ro8C<9 и должно быть не менее пяти периодов (при частоте 100 кГц — 50 мкс).
Работа устройства логического управления иллюстрируется временными диаг-
раммами, изображенными на рис. 3 (буквами обозначены характерные точки уст-
ройства).
Каждый из индикаторов состояния регулятора тембра выполнен на 11 светодио-
дах (по числу ступеней коррекции) и двух транзисторах. Светодиод V32 светится при
отсутствии коррекции сигнала (0 дБ), остальные объединены в две группы по пять
диодов в каждой и индицируют ступени регулирования при спаде (V27- V31) и подъе-
ме (V33-1/3/, АЧХ. С общим проводом устройства катоды светодиодов соединяются
через транзисторы V26 и V38 при поступлении на их базы сигналов, соответствую-
щих спаду или подъему АЧХ: при спаде первый из этих транзисторов открывается,
а второй закрывается, при подъеме состояния транзисторов изменяются на про-
тивоположные. Резисторы R62-R71 создают необходимый режим работы свето-
диодов и уменьшают нагрузку с их стороны на устройство логического управлении,
резисторы R60 и R61 ограничивают токи баз открытых транзисторов V26 и V38.
При использовании описываемого ЭРТ в стереофоническом усилителе дополни-
тельно необходимо изготовить только часть устройства, выполненную на микро-
схемах А 1 - А4 и транзисторах V1, V3, V5, V7, 1/9 и VII (для управления электронными
ключами в этом случае используются те же формирователи U1-U12).
Детали и конструкция. Вместо указанных на схеме в ЭРТ можно применить ОУ
К153УД1, К553УД1, К553УД2, атакже К140УД7, К140УД8. Если используются ОУ, тре-
бующие внешней коррекции, необходимо добиться отсутствия их самовозбуждения
на высоких частотах при изменении коэффициента усиления от 1 до 10. В крайнем
случае, ОУ можно заменить дифференциальными усилителями на дискретных эле-
ментах с коэффициентом усиления не менее 100.
В качестве электронных ключей, кроме транзисторов КПЗОЗД, могут быть при-
менены другие транзисторы этой серии — КПЗОЗВ, КПЗОЗГ, КПЗОЗЕ. Вместо КТ361Г
можно использовать любые кремниевые транзисторы структуры р-п-р с допусти-
мым напряжением между коллектором и эмиттером не менее 30 В (1/3, V9) и 15 В
(V13-V24). Каждый из стабилитронов КС182А в формирователе АЧХ на низших час-
тотах может быть заменен двумя встречно включенными стабилитронами Д814А,
а эти стабилитроны в формирователе АЧХ на высших частотах одним стабилитро-
ном Д814А (катоды стабилитронов соединяют с затворами полевых транзисторов).
В ЭРТ можно использовать любые малогабаритные резисторы, рассчитанные на
рассеиваемую мощность не менее 0,125 Вт, с допустимым отклонением от номина-
ла ±10%. Конденсаторы также могут быть любого типа, желательно лишь в качеств^
блокировочных (С4, С5) использовать конденсаторы с минимальной индуктивнос-
тью (например, КМ).
Собранный из исправных деталей ЭРТ в налаживании практически не нуждается.
Журнал -'Радио-' 1979, № 2, с. 43
А. ЕРМОЛАЕВ
МНОГОПОЛОСНЫЕ С LC-ФИЛЬТРАМИ
Предлагаемое вниманию читателей устройство представляет собой активный
фильтр на ОУ А1 коэффициент передачи которого на частите регулирования можно
фильтр на и w Частптлаялающая цепь — последовательный колеба-
изменять в пределах ±30 дь. частиюаама
75
тельный контур L1C2R4 — включена в цепь 00С, охватывающей ОУ. При применении
комплектующих элементов, указанных на схеме, частота регулирования равна 110 Гц.
ЧЮГц-
R3 Юк
Для превращения блока в многополосный между точкой а и движками перемен-
ных резисторов, подключенных параллельно резистору R3, необходимо включить
последовательные контуры, настроенные на выбранные частоты регулирования
Журнал "Радио», 1979, № 10, с. 25
Л.СТАСЕНКО
МНОГОПОЛОСНЫЕ С LC-ФИЛЬТРАМИ
Темброблок, схема которого приведена на рисунке, представляет собой, по су-
ществу, упрошенный вариант устройства, предложенного Д. Стародубом («Радио»,
1974. № 5, с. 46). При указанных на схеме номиналах деталей чувствительность
устройства составляет 150. 200 мВ, входное сопротивление — примерно 1 МОм.
При установке движков резисторов R12-R15 в среднее положение коэффициент
передачи устройства около 10, отношение сигналам — не менее 60 дБ, неравно-
мерность АЧХ в диапазоне частот 20...20 000 Гц — не более 1 дБ. Пределы регули-
рования тембра на каждой из указанных на схеме частот ±17 дБ. Оптимальное
сопротивление нагрузки устройства лежит в пределах 1...10 кОм, что позволяет
подключать его непосредственно к входу усилителя мощности с чувствительнос-
тью 0,5... 1 В.
Параметры темброблока можно изменять в довольно широких пределах без ка-
кого-либо дополнительного подбора режимов работы активных элементов по посто-
янному току. Так. коэффициент передачи (в средних положениях регуляторов темб-
ра), определяемый выражением
К -1 ।
rq ,
можно регулировать изменением сопротивления резистора R11 (надо только по-
мнить, что увеличение Кд свыше 10 ухудшает отношение сигнал/шум). Пределы подъ-
ема и спада АЧХ на частотах регулирования нетрудно изменить подбором резисто-
ров R16-R19
76
Число регуляторов тембра может быть от 2-3 до 5-6 Следует, однако, иметь
ввиду, что при их малом числе глубина регулировки должна быть не более 15.. 16дБ
(иначе не получится плавная регулировочная характеристика во всем диапазоне ча-
стот), а при большом — не менее 20...22 дБ (что исключит большое перекрытие
регулировочных характеристик отдельных регуляторов).
Налаживание темброблока сводится к подбору резистора R6. На затвор транзис-
тора V1 через конденсатор емкостью 0,1 мкФ подают переменное напряжение 300 мВ
частотой 3...5 кГц и подбором этого резистора добиваются неискаженной формы
сигнала на его истоке (при этом коэффициент передачи каскада должен быть близок
к единице).
Если необходимо, чтобы входное сопротивление устройства было небольшим
(около 10 кОм), истоковый повторитель целесообразно исключить. Входной сигнал в
этом случае подают через конденсатор С5.
Журнал "Радио >, 1979, № 10 с 25
ВАЛЕНТИН И ВИКТОР ЛЕКСИНЫ
МНОГОПОЛОСНЫЙ С АНАЛОГАМИ LC-ФИЛЬТРОВ
Многополосные регуляторы тембра с LC-фильтрами содержат очень большое
число частотозадающих элементов, требует применения переменных резисторов
с отводами и к тому же имеет ограниченный динамический диапазон (при напряже-
нии питания 24 В входное напряжение не превышает 0,2 В независимо от положения
движков резисторов - регуляторов тембра). От этих недостатков полностью сво-
77
бодно устройство с эквивалентами последовательных колебательных контуров. Для
снижения затрат на изготовление такого устройства ОУ в полосных регуляторах це-
лесообразно заменить транзисторами
Принципиальная схема транзисторного эквивалента последовательного колеба-
тельного контура показана на рис. 1, а зависимость модуля его полного входного
сопротивления |Z| от частоты — на рис. 2. Не-
С1 С?
Рис. 1
трудно видеть, что эта зависимость имеет явно
выраженный избирательный характер. В обла-
сти нижних частот из-за большого реактивного
сопротивления конденсаторов С1 и С2 модуль
входного сопротивления достаточно велик и на
самых низких частотах ограничен лишь токами
утечки этих конденсаторов. На частотах, близ-
ких к частоте f0, он зависит в основном от пара-
метров звена R1C1 (влиянием цепи R2C2 мож-
но пренебречь, так как R2>R1). Наконец, в об-
ласти высших частот рабочего диапазона реак-
тивное сопротивление конденсаторов С1 и С2уменьшается настолько, что сигнал на
эмиттере транзистора V1 начинает повторять сигнал на входе. При этом выводы
резистора R1 становятся эквипотенциальными точками, поэтому его влиянием на
входное сопротивление можно пренебречь Иначе говоря, на высших частотах мо
дуль полного входного сопротивления опреде-
ляется только сопротивлением резистора R2 и
входным сопротивлением эмиттерного повто-
рителя.
Пределы регулирования тембра можно из-
менять подбором резистора R1 (с уменьшени-
ем его сопротивления пределы расширяются,
с увеличением — сужаются). Остаточный уро-
вень сигнала на высших частотах рабочего диа-
пазона зависит от сопротивления резистора R2
и входного сопротивления эмиттерного повто-
рителя. Для его уменьшения желательно ис-
пользовать высокоомный резистор R2 и тран-
зистор Л21Эг100.
При выбранных сопротивлениях резисторов R1 и R2 ширина полосы регулирова-
С1
ния определяется отношением емкостей конденсаторов и с его уменьшением
сужается. Центральную частоту fD можно рассчитать по приближенной формуле
2njR1R2C1C2 ’
Полная схема пятиполосного регулятора тембра на основе рассмотренных уст-
ройств показана на рис. 3. На всех указанных на схеме частотах он обеспечивает
регулировку тембра в пределах ±16 дБ. Максимальное выходное напряжение уст-
ройства составляет около 6 В, коэффициент гармоник при выходном напряжении 1 В
не превышает 0,1%. Для уменьшения взаимного влияния регуляторов выводы пере-
менных резисторов соединены с входами ОУ А1 через резисторы сопротивлени-
ем 27 Ом. Конденсатор С11 составлен из двух конденсаторов емкостью 2,2 мкФ.
Операционный усилитель^ 1 может быть любого типа (естественно, с соответствую-
щими цепями коррекции и при соответствующем напряжении питания), важно лишь,
78
чтобы при коэффициенте усиления 20 дБ и выходном сигнале, необходимом для
работы усилителя мощности, он был достаточно широкополосным.
R2 Юк _1_ С13 0 1мк
+ 12В
Рис 3
Для нормальной работы темброблока выходное сопротивление RBblx предыдуще-
го каскада должно быть низким. Если же это не так, то для получения коэффициента
передачи равного единице (в среднем положении движков резисторов R5, R8, R11.
R14 иЯ17), сопротивление резистора R1 необходимо уменьшить на величину RBbX
Журнал Радио-. 1979. № 10, с 25
79
В. КАСМЕТЛИЕВ
МНОГОПОЛОСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ТЕМБРА НА ОУ
В радиолюбительских конструкциях последних лет все чаще применяются много-
полосные регуляторы тембра. Объяснятся это тем, что они обеспечивают более гиб-
кое регулирование АЧХ усилительного устройства, чем обычные двухполосные (толь-
ко по низшим и высшим частотам). Таким регулятором можно компенсировать час-
тотные потери в недостаточно хорошем громкоговорителе, сформировать АЧХ под
конкретную фонограмму с учетом дефектов ее записи и акустических свойств
помещения.
Наибольшее распространение получили многополосные регуляторы с так назы-
ваемыми активными полосовыми RC-фильтрами, выполняемыми чаще всего на опе-
рационных усилителях (ОУ). Принципиальная схема одного из вариантов такого
фильтра для пяти-шестиполосного регулятора тембра показана на рис. 1. Элементы
частотозадающей цепи R1-R5, С1, С2 включены в цепь ООС, напряжение которой
подается с выхода ОУ на его инвертирующий вход. Коэффициент передачи фильтра
регулируют переменным резистором R2: при установке его движка в крайнее левое
по схеме положение коэффициент передачи максимален, а в правое — минимален.
При расчете такого фильтра задаются частотой его настройки f0 глубиной регули-
рования тембра Ао (обычно ее выбирают равной ±10. .±12 дБ) и сопротивлением
переменного резистора R2 (в пределах 47...470 кОм). Сопротивления остальных ре-
зисторов и емкость конденсаторов С1. С2 находят из следующих соотношений:
r1~p3--3^y
R4=R5= WR2\
С1-10С2.
Значение глубины регулирования в формулу для расчета сопротивлений резис-
торов R1 и R3 подставляют в абсолютных единицах (при ±12 дБ А0~4) Эквивалент-
ную добротность фильтра рассчитывают по формуле
I2R1 + R2
' 9.61R1 ’
80
Возможен и другой вариант, когда в качестве исходных данных для расчета филь-
ра ерутся тре уемая эквивалентная добротность (при числе полос, равном пяти-
шести, ее выбирают в пределах 0.8. 1,3) и сопротивление резистора R2 Сопротив-
ление резисторов Ш и R3 находят в этом случае из соотношения
R1 = R3 = R2
9.61QI-1
2
а параметры остальных элементов рассчитывают по формулам, приведенным выше.
Глубину регулирования тембра 40 определяют по формуле
л 3R1 + R2
'ч°~ 3R1
Таблица 1
‘о- Г« С1, пФ С2. пФ
60 100 000 10 000
240 22 000 2 200
1 000 5 600 560
4 000 1 500 150
16 000 360 36
Принципиальная схема пятиполосного регулятора тембра на основе описанных
RC-фильтров показана на рис. 2 (для простоты на ней изображен только один
фильтр — на 0У4 /). Частоты регулирования выбраны равными 60. 240, 1000, 4000 и
16000 Гц. Емкость конденсаторов С1 и С2 для этих
частот указана в табл. 1. При глубине регулирова-
ния ±12дБ эквивалентная добротность фильтров
равна 1,12.
Как видно из схемы, кроме фильтров Z1-Z5
регулятор содержит еще два каскада: входной —
на ОУ 42 и выходной — на ОУ 43 Первый из них -
согласующий (он имеет высокое входное и необ-
ходимое для нормальной работы полосовых филь-
тров низкое выходное сопротивление), второй
суммирующий (на его вход поступают сигналы со
всех пяти фильтров). Коэффициенты передачи
входного каскада и всех фильтров (при средних
положениях движков переменных резисторов R,
81
равны 1 । Для того чтобы таким же был и коэффициент передачи всего устройства,
через резистор R11 на вход суммирующего каскада в противофазе с напряжения-
ми НЧ, снимаемыми с фильтров, поступает сигнал, для которого коэффициент пере-
дачи этого каскада равен 4 (к3 = —-). В результате выходные сигналы фильтров,
R11
pi о
для каждого из которых К3 = = 1, складываются (алгебраически) с противофаз-
ным сигналом, прошедшим через резистор R11, и коэффициент передачи
суммирующего каскада оказывается равным 1.
Рис. 3
АЧХ отдельно взятых фильтров (сплошная линия) и всего регулятора (штриховая
линия) для крайних положений движков переменных резисторов R2 показаны на
рис. 3.
В регуляторах с большим числом полос
можно использовать более простые актив-
ные фильтры по схеме на рис. 4. Элементы
этого фильтра рассчитывают, задавшись ча-
стотой настройки f0, глубиной регулирова-
ния Ао (например, ±12 дБ), эквивалентной
добротностью Оэ, которую при десяти-две-
надцати полосах регулирования выбирают
в пределах 1,5...2,5, и сопротивлением ре-
зистора R1. Последнее выбирают, исходя из
минимально допустимого входного сопро-
тивления, получающегося при парал-
лельном включении всех полосовых фильт-
ров. Например, при десяти фильтрах минимальное входное сопротивление рав-
R1
но — поэтому необходимо обеспечить условие
R1
гЮкОм.
10
Сопротивление резистора R2 определяют из соотношения
R2 = K
R1
'20э-1<1
где — коэффициент передачи фильтра, численно равный абсолютному значению
82
глубины регулирования (К, «Ао). Параметры остальных элементов рассчитывают по
формулам:
R3^2KtR1;
С1^С2=
ОЭ
2itf0K}R1
Принципиальная схема десятиполосного регулятора тембра приведена на рис 5
(для простоты и здесь показан только один фильтр). Частоты регулирования выбра-
ны так, что каждая из них находится в октавном соотношении с соседними (32, 64
125, 250, 500, 1000, 2000,4000, 8000 и 16000 Гц).
Рис. 5
Эквивалентная добротность фильтров выбрана равной 2, глубина регулирова-
ния ±12 дБ, сопротивление резистора R1 — 120 кОм.
Емкость конденсаторов С1 и С2 для всех десяти частот настройки указана в табл. 2.
Как и в рассмотренном ранее уст-
ройстве, полосовые фильтры отделены Таблица 2
от остальных частей усилительного трак- та каскадами на ОУ А2 и АЗ. Коэффици- ент передачи входного каскада равен R8 0,24 а каждого из фильтров и нб выходного каскада — 4. Уровень сигнала на частоте настройки фильтра (для при- мера рассмотрим тот, который изобра- жен, на схеме) регулируют переменным *0.гц Cl. С2, пФ f0. кГц Cl, С2, пФ
32 22 000 1 680
64 10 000 2 330
125 5 600 4 160
250 2 700 8 82
резистором R4. В верхнем положении его движка (имеется в виду, что движки 500 1 500 16 43
резисторов во всех остальных филырал находятся при этом в среднем положении) общий коэффициент передачи устрой-
ства
К=К, К2 К3=0,24 4-4 - 4,
что соответствует подъему АЧХ на +12 дБ. При установке движка в среднее положение
нижняя (по схеме) часть сопротивления резистора R4 шунтируется входным сопро-
83
тивлением каскада на ОУ АЗ, равным сопротивлению резистора Я5, в результате
образуется делитель напряжения с коэффициентом передачи
К*~ R + 0.5R4" °'25,
где R = 0.5
R4R5
0.5R4 +R5
В этом случае К2 К3 К4 -1, т. е. входной сигнал просто передается на выход
устройства (0 дБ). Наконец, в нижнем положении движка резистора R4 сигнала 32 Гц
на выходе фильтра Z1 не будет, и на АЧХ регулятора появится спад. Глубина регули-
рования в этом случае определяется крутизной слада АЧХ соседнего фильтра
(f0•= 64 Гц), которая при выбранном значении эквивалентной добротности (Оэ=2)
составляет 12 дБ на октаву.
Аналогично работает регулятор и на всех остальных частотах. Для примера на
рис. 6 изображены АЧХ устройства для двух крайних положений движка резистора R4
в фильтре, настроенном на частоту 1000 Гц (сплошной линией показаны АЧХ отдель-
ных ячеек, штриховой — всего регулятора). При необходимости любой из фильтров
можно отключить выключателем S1.
В заключение необходимо отметить, что на основе фильтров по схеме на рис. 4
строить регуляторы тембра с числом полос менее шести нежелательно. Дело в том,
что в этом случае эквивалентную добротность фильтров придется снизить до 0,8... 1,3.
В результате уменьшатся их коэффициенты передачи на частотах регулирования,
а это приведет к сужению пределов регулирования тембра.
ЛИТЕРАТУРА
1 Карев В Терехове. Операционные усилители в активных RC-фильтрах — Радио 1977, №8,
С.41.
2 КрыловВ Применение операционных усилителей. — Радио, 1977, №4, с. 37.
3 . КостовП. Многоканальныетон-коррвкторы. — «Радио,телевизия,електроника» 1977 № 10,
С- 7.
4 . AUDIO HANDBOOK». PREAMPLIFIERS. — National Semiconductor Corporation, 1976, part II, p.
2.53
Журнал "Радио-. 1980, № 10, с. 27
84
Л. ГАЛЧЕНКОВ, Ф. ВЛАДИМИРОВ
ПЯТИПОЛОСНЫЙ АКТИВНЫЙ...
В последние годы большой популярностью пользуются многополосные регулято-
ры тембра, позволяющие оперативно воздействовать на спектр усиливаемого сиг-
нала. С их помощью можно, например, скорректировать звучание фонограмм не
очень высокого качества, подобрать тембр под индивидуальный вкус, в частности,
в какой-то степени скомпенсировать возрастные изменения слуха. Немаловажным
достоинством таких регуляторов является возможность коррекции искажений темб-
ра, возникающих из-за акустических особенностей помещения и неравномерности
АЧХ громкоговорителей. Обычно это делается с помощью генератора так называе-
мого розового шума и микрофона с известной АЧХ по звуковому давлению.
Для изменения тембра в последнее время все чаще применяют устройства, пост-
роенные по схемам активных регулятором, в которых органы управления включены
в цепь ООС, охватывающей один или несколько усилительных каскадов.
Прежде чем перейти к описанию предлагаемого вниманию читателей активного
регулятора тембра, полезно вспомнить принцип действия усилителя, охваченного
параллельной ООС по напряжению. Для простоты проделаем это на примере опера-
ционного усилителя (ОУ), но все полученные соотношения вполне применимы к лю-
бому усилителю.
Функциональная схема устройства на основе ОУ, охваченного параллельной ООС,
показана на рис. 1. Здесь А? — OXZ7 и Z2 — сопротивления, которые в общем случае
могут состоять из резисторов, конденсаторов и катушек (т. е. их полное сопротивле-
ние — импеданс — может быть комплексным). Для того чтобы обратная связь была
отрицательной, сигнал подается на инвертирующий вход ОУ Задача состоит в том,
чтобы найти в общем виде коэффициент передачи этого устройства
Сразу же заметим, что коэффициентКос также может быть комплексной величиной,
в чем будет выражаться зависимость фазы и амплитуды выходного сигнала от часто-
ты. Так как коэффициент усиления напряжения Кс ОУ достаточно велик (КУ. 106),
его в первом приближении его можно считать равным бесконечности, а напряжение
и0 на входе ОУ (и0 = ) и входной ток /с ОУ (10 = - — ) - равными нулю. Из этого
следует, что токи /, и 1г в таком устройстве должны быть равны Учитывая, что напря-
ивх
жениео0=0, нетрудно определить (воспользовавшись законом Ома), что ток , ,
а напряжение ивых= -/2 Z2 (знак минус обусловлен выбранным положительным
направлением тока /2). Поскольку токи I, и 1г одинаковы, то связь между напряже-
ниями иВЬ1Х и ивх можно представить в следующем виде:
__Z7„
ивых _ 22 Ubx
(2)
Сравнивая это выражение с (1), получаем
х0-^. (3)
Таким образом коэффициент передачи усилителя, охваченного параллельной
ООС по напряжению, равен отношению полных сопротивлений Z2 и Z1, взятому со
85
Рис 1
знаком минус, физически это означает, что
на любое напряжение и0 усилитель «откли-
кается» большим выходным напряжением
противоположной полярности и тем ком-
пенсирует оказанное на него воздействие.
При достаточно большом коэффициенте
Ко напряжение на инвертирующем входе
ОУ можно считать равным нулю, поэтому
в подобном включении этот еход часто на-
зывают «виртуальной землей».
Точная формула для расчета коэф-
фициента передачи Кос,учитывающая ко-
нечность коэффициента Ко и входного со-
противления Явх ОУ, выглядит так:
^ос =
м ^вх
°Явх+7
(4)
В формуле учтено, что коэффициент передачи ОУ с инвертирующего входа имеет
отрицательный знак.
Обозначим числитель этого выражения через новый коэффициент Ко'. Поскольку
*ВХ
его часть есть не что иное, как коэффициент передачи делителя напряже-
ния, образованного сопротивлениями Z1 и Яеых физически Ко соответствует коэф-
фициенту передачи устройства без ООО, т. е. с отключенным сопротивлением Z2,
но с оставленным во входной цепи сопротивлением Z1. Учитывая, что коэффици-
ент Ко практически всегда намного больше 1, разность Ко-1 можно заменить на Ко
и тогда формула (4) примет вид:
Кос -
К0'
1 - К '
1 к° Z2
(5)
Для краткости выражение для определения коэффициента Kqq записывают обыч-
но в виде
(6)
где А=1-Ко — глубина ООС.
Из формул (5) и (6) видно, что простой формулой (3) можно пользоваться в том
случае, если |К0 | »Z2/Z1 (илиД »1). т. е. при глубокойООС
Знать глубину ООС очень важно при расчете усилителей, так как нелинейные
искажения, проникание фона по цепям питания, нестабильность коэффициента пе-
86
редачи уменьшаются пропорционально ее значению. В частности, чтобы коэффици-
ент гармоник двух-трехтранзисторного усилителя (составляющий без ООС 3. .5%)
при выходном напряжении в несколько вольт не превышал 0,03...0,05%, глубина об-
щей ООС должна быть не менее 40 дБ.
Для оценки глубины ООС на практике удобно пользоваться формулой
Д = -Ло_ + /, (7)
Кос.ож
где Косож — ожидаемый коэффициент передачи усилителя при условии бесконечно
большого собственного коэффициента усиления, когда он определяется только па-
раметрами элементов цепи ООС (т. е. Косож »-). Поскольку коэффициент Ко
как уже говорилось, всегда отрицателен, глубина связи А — величина положитель-
ная.
Перейдем теперь к анализу
работы описываемого здесь ак-
тивного многополосного регуля-
тора тембра. Как видно из функ-
циональной схемы (рис. 2), он со-
стоит из усилителя А1 с большим
коэффициентом усиления, на-
бора полосовых фильтров Z1-ZN
и такого же числа переменных ре-
зисторов ft) -RN, которые служат
для регулирования коэффициен-
та передачи устройства в полосах
пропускании фильтров. На цент-
ральной частоте (фильтра ZK
сигналами, проходящими через все другие фильтры, можно (в первом приближении)
пренебречь. Упрощенная функциональная схема регулятора для этого случая изоб-
ражена на рис. 3. Здесь АГ — усилитель, который, помимо усилителя А1 по схеме на
рис. 2, включает в себя и усилительную
часть—фильтраZK. На центральной ча-
стоте /к коэффициент передачи усили-
теля АГ определяется соотношением
KAr=KAIKZK, где КА) - коэффициент пе-
редачи усилителя А1 (рис 2), KZK — то
же активного фильтра ZK на его цент-
ральной частоте. Для того чтобы обрат-
ная связьбыла отрицательной, коэффи-
циенты КА1 и KZK должны иметь разные
знаки, так как только в этом случае ко-
эффициент КА г будет отрицательной ве-
личиной.
Из рис. 3 видно, что на частоте fK ко-
эффициент передачи активного многополосного регулятора тембра (если пре-
небречь прониканием сигнала через другие Фильтры) определяется отношением
RK
нижней и верхней по схеме частей переменного резистора RK. К,* = Влияние
остальных резисторов сводится к уменьшению выходного сопротивления устрой-
87
ства в N раз, т. е. до значения P„v. « —- (выражение действительно, если сопро-
ВЛ,К д/
тивление резисторов Я / - RN одинаково и равно Я). При изменении частоты входно-
го сигнала от значения fk до центральной частоты соседнего фильтра, например,
коэффициент передачи устройства плавно изменяется от значения, определяемого
положением движка резистора RK, до значения, определяемого положением движ-
ка резистора Я (К+1). Легко видеть, если движки всех резисторов находятся в одном
положении, то независимо от добротности отдельных фильтров АЧХ регулятора го-
ризонтальна (т. е. не имеет «волнистости», присущей большинству аналогичных по
назначению устройств), а фазовый сдвиг выходного напряжения относительно вход-
ного равен нулю. Эти особенности описываемого устройства позволяют использо-
вать его для небольшой дополнительной регулировки громкости, а также, если необ-
ходимо, получить вдвое больший подъем АЧХ на частотах регулирования. Например,
при пределах регулирования на всех частотах ±12 дБ можно, установив все регуля-
торы в положение максимального ослабления сигнала, осуществить подъем АЧХ в
нужной области частот на 24 дБ. С таким же успехом можно «вырезать» какой-либо
участок спектра (в этом случае движки всех регуляторов предварительно переводят
в положение максимального подъема АЧХ).
Оптимальную добротность фильтров выбирают из условия минимума шумов
и рассчитывают по формуле
где х — разделение каналов в октавах. Увеличение добротности по сравнению
с расчетной, как, впрочем, и смещение центральной частоты ведут к увеличению
шумов. Так, например, увеличение добротности на 50% или отклонение центральной
частоты на 15% от расчетных значений увеличивает шумы примерно на 1,5 дБ.
Может показаться, что для регулирования тембра на краях диапазона лучше было
бы применить фильтры нижних и верхних частот, а не полосовые, как это сделано
в данном случае. Однако требуемая форма АЧХ на частотах ниже Л и выше fN обеспе-
чивается и полосовыми фильтрами. Например, при снижении частоты сигнала
относительно частоты напряжение на выходе фильтра Z1 все равно будет больше,
чем на выходе любого другого фильтра, так как его частота настройки ближе других
к частоте входного сигнала. По этой при-
чине коэффициент передачи регулятора
в областях низших и высших частот не
уменьшается и на краях звукового диапа-
зона, как и на частотах ft, fN, определяет-
ся положением движков переменных ре-
зисторов R1 и RN.
К недостаткам выбранного способа
управления АЧХ на крайних частотах регу-
лирования можно отнести появление до-
полнительных шумов, однако их спектр
Рис. 4
лежит за пределами звукового диапазо-
на, и на слух они не заметны.
В регуляторе применены активные полосовые фильтры с многопетлевой ООС
(рис. 4). Они характеризуются достаточно высокой стабильностью и содержат не-
большое число деталей, что весьма важно при построении многополосных регулято-
ров. АЧХ такого фильтра подобна характеристике колебательного контура с доброт-
ностью О Для удобства емкости конденсаторов С1, С2 выбирают одинаковыми:
88
выг я"^ В этом случае формулы для расчета сопротивлений резисторов Я 7 R2
Н1 =-------•
4;tO7KC
R2~-^—*4Q?R1
nfKC
Коэффициент передачи фильтра на центральной частоте 7К рассчитывают по фор-
муле
К -20?»
?к ° 2R1
Приведенные формулы для расчета элементов фильтра выведены в предпо-
ложении, что коэффициент усиления усилителя А? без ООС достаточно велик Как
нетрудно видеть, пренебречь влиянием коэффициента 7<0’ (Ко' — коэффициент уси-
ления фильтра с разомкнутой петлей обратной связи) на характеристики фильтра
К '
можно при большой глубине ООС, когда А - —°- » 1 (т. е. при К0'>>-2С*?) В много-
^ZK
полосном регуляторе это легко выполнимо, так как требуемая добротность близка к 1.
Отрицательный знак у коэффициента передачи фильтра требует, как уже от-
мечалось, положительного коэффициента передачи усилителя А 7 (рис. 2). Иначе
говоря, для того чтобы обратная связь была отрицательной, усилитель А 7 должен
быть неинвертирующим
Основные технические характеристики
Номинальный диапазон частот, Гц, при спаде АЧХ на краях наЗ дБ
и входном напряжении 1 В (движки всех резисторов в среднем положении) 8 . .30 000
Коэффициент гармоник, %, при входном напряжении 1 В
(движки резисторов в том же положении) на частотах 100, 1000 и 10000 Гц
Максимальное входное напряжение, В 2,9
Пределы регулирования тембра, дБ, на частотах
50, 200, 800, 3200 и 12800 Гц.......................................... *12
Отношение сигнал/шум (невзвешенное), дБ, при входном напряжении 1 В . 80
Принципиальная схема транзисторного варианта активного регулятора тембра
изображена на рис. 5.
Как видно из схемы, устройство состоит из эмиттерного повторителя на транзис-
торе V7, пяти активных полосовых фильтров Z1-Z5 (на рисунке показана схема од-
ного из них — Z7) и основного усилителя на транзисторах V2, V3.
Входной эмиттерный повторитель служит для согласования активного регулятора
тембра с выходным сопротивлением предшествующего каскада тракта, а также обес-
печивает низкое выходное сопротивление, необходимое для нормальной работы
устройства.
Тембр регулируют переменными резисторами R2 (цифровые индексы, при-
своенные одинаковым по назначению элементам фильтров Z1-Z5, здесь и далее
для краткости опущены). Включенные последовательное ними постоянные резисто-
ры R7 и R3 ограничивают пределы регулирования тембра указанными выше значе-
ниями. Уменьшением сопротивления этих резисторов пределы регулирования не-
трудно увеличить до ±25 дБ
89
Вход
Рис 5
Усилители активных фильтров одинаковы и выполнены каждый на двух транзис-
торах. Частотозадающая цепь состоит из резисторов R4, R5 (они во всех фильтрах
одинаковые) и конденсаторов С 7, С2(их емкость во всех фильтрах различна). Напря-
жение ООС снимается с части эмиттерной нагрузки транзистора V? (резисторы R7,
R8) и подается в цепь базы транзистора V1. Интервал между частотами настройки
фильтров выбран равным двум октавам, добротность — равной 1 (несколько больше
расчетной). Коэффициент передачи каждого фильтра на центральной частоте ра-
вен 6.
Основной усилитель активного регулятора тембра — двухкаскадный, на транзис-
торах разной структуры И2и V3. Сигналы с выходов активных фильтров Z1-Z5 посту-
пают на его вход через резисторы R9, сопротивление которых определяет в данном
случае и режим работы транзисторов V2,1/3 по постоянному току. Устойчивость уси-
лителя на высоких частотах обеспечивается корректирующей цепью R6C5.
90
Рин^ипиальная схема варианта устройства с исполвзованием ОУ показана на
рис. 6. Здесь ОУ А1 выполняет функции буферного усилителя с коэффициентом
передачи, равным 1, на ОУ А2 собран основной усилитель и по одному ОУ использу-
ется в активных полосовых фильтрах. Цепи питания и коррекции на схеме не показа-
ны. Во асех каскадах устройстаа можно использовать ОУ серий К140, К153, К553,
К544, К284 и т. д. с соответствующими корректирующими цепями для единичного
усиления. Как обычно, цепи питания ОУ следует шунтировать керамическими кон-
денсаторами емкостью 0,033...0,047 мкФ.
Число полос регулирования можно увеличить, уменьшив интервал между цент-
ральными частотами фильтров до одной и даже до трети октавы. Значения доброт-
ности фильтров 0 и сопротиглений резисторов R4, R5, R7 для этих случаев приведе-
ны в таблице. Емкость конденсаторов С1. С2(в микрофарадах) рассчитывают, исхо-
дя из конкретных значений частот регулирования f0(B герцах) по формуле:
----s4-
2nfojR4R5 fo
Для питания регуляторов тембра пригоден любой стабилизированный источник,
обеспечивающий при токе 50. .70 мА напряжение 15 В (± 15 В для варианта на ОУ).
Таблица
Интервал между центральными частотами фильтров (в октавах) О Сопротивление резистора, г.Ом
R4 R5 R7
1 1,7 3,9 47 6.8
1/3 4,5 1,5 120 0,68
91
160
4^?5
ООО
5ffp -y
5C1<?
3rP
"УГ7 - 7W
^CT .. a 1R8 1R9
Рис. 7
5Р2
4 VI iR6
О
ба jo W4
0 0 7/2
9bf ?9 °<^K ®O°
J_jcr1i^o^4k2
5V1 516 5R1R5
?5Г*?9 ®__® 0L- . b
? \^7
6 6o
6
3 a cd sv2 <
a5
3R8
3R8
«П i«5<j 4ffP
5OO 5V2' О
iPV 5R3'
4R2'
5V1 cpA' R5'
W6 5R1'
5R2
Детали транзисторного варианта регулятора, за исключением переменных рези-
сторов, размещены на печатной плате, изготовленной из фольгированного стекло-
текстолита толщиной 1,5 мм (рис. 7). Плата рассчитана на установку постоянных
резисторов МЛТ-0,125 (МЛТ-0,25), конденсаторов КМ (С 1, С2 - в активных фил ьтрах
Рис. 8
и С5, С7— в усилителе регулятора тем-
бра) и К50-6 (все остальные). Все
переменные резисторы — сдвоенные
группы А.
В устройстве можно использовать
любые кремниевые высокочастотные
транзисторы, соответствующей струк-
туры, со статическими коэффициента-
ми передачи тока /7г1Э, не менее 200
(V1 — в фил ьтрах регулятора тембра) и
70 (все остальные) и допустимым на-
пряжением эмиттер-коллектор не ни-
же 15 В.
Отклонение от номиналов емкости конденсаторов С1, С2 и сопротивлений рези-
сторов R4, R5 активных фильтров регулятора тембра и двухоктавном (пяти полосном)
и октавном (десятиполосном) вариантах не должно превышать ±10%, в третьок-
тавном — ±3%.
Регулятор тембра налаживании не требует. Примерный вид АЧХ регулятора пока-
зан на рис. 8. Характеристики для каждой из полос снимались при установке движков
всех остальных переменных резисторов в среднее положение. Некоторое отличие
пределов регулирования от приведенных выше объясняется незначительным про-
никновением сигнала через соседние активные фильтры.
Журнал «Радио», 1982, № 7, с. 39
«ПЯТИПОЛОСНЫЙ АКТИВНЫЙ...»
Регулятор тембра, описанныйЛ. Галченковым иФ. Владимировым в предыдущей
статье имеет недостаток: при установке движков переменных резисторов в разные
положения перегрузочная способность устройства резко снижается. В чем причини
этого явления, как его устранить? С этими вопросами редакция обратилась к авто-
рам статьи «Пятиполосный активный...». Вот что они сообщили.
При установке движков переменных резисторов R1-RN (см. рис. 2 в упомянутой
статье) в одинаковые положения на входах активных фильтров Z1-ZN действуют
одинаковые напряжения сигнала. Поэтому входы фильтров можно мысленно объ-
единить, а все устройство рассматривать как один усилитель, охваченный общей
параллельной отрицательной обратной связью. Напряжение сигнала на его входе
поддерживается близким к 0 (оно равно выходному напряжению, деленному на ко-
эффициент усиления усилителя без обратной связи), и, следовательно, ни один из
фильтров не перегружается.
Однако картина резко меняется, если движки резисторов находятся в разных
положениях. В этом случае напряжение не может быть близким к 0 одновременно на
входах всех фильтров. Оно может быть таким только на входе того активного фильт-
ра, центральная частота которого совпадает с частотой входного напряжения.
У остальных же фильтров, в зависимости от положения движков резисторов, входное
напряжение может даже сравняться с выходным напряжением устройства. И хотя
сигналы большого уровня появляются только при отклонении частоты от централь-
ной. из-за малой добротности (О близко к 1) и относительно большого коэффициен-
94
та передачи (с базы транзистора V1 к коллектору V3 — около 15) входной сигнал
такой амплитуды может вызвать перегрузку.
Следует, однако, отметить, что на реальном звуковом сигнале при амплитуде
выходного напряжения около 500 мВ искажения, вызванные перегрузкой, не прослу-
шивались. По-видимому, объясняется это тем, что мощность музыкального сигнала
распределена по всему спектру, и ее части, попадающей в полосу пропускания от-
дельного фильтра, недостаточно, чтобы вызвать перегрузку
Повысить перегрузочную способность пяти-
полосного регулятора тембра можно, умень-
шив усиление активных фильтров. Как это сде-
лать, показано на приводимом здесь фрагмен-
те схемы фильтраZ1 (см. рис. 5 упомянутой ста-
тьи). Вводимый вновь резистор R и новые
соединения изображены утолщенными линия-
ми, исключаемые соединения и резистор 1R8—
штриховыми (см. схему).
Такую доработку можно произвести, и не из-
меняя рисунка печатной платы: вместо
резистора 1R8 установить резистор 1R7, вмес-
то последнего — проволочную перемычку, а ре-
зистор R припаять к контактным площадкам со
стороны печатных проводников.
Если же устройство уже собрано, можно поступить иначе: выпаяв выводы резис-
торов 1R7,1R8 из контактной площадки, к которой подсоединены конденсатор 1С1 и
резистор 1R5, соединить их навесу (т. е. резистор 1R8 остается включенным в цепь
эмиттера транзистора 1V2), а указанную площадку соединить с площадкой, к ко-
торой припаян вывод эмиттера транзистора 1V2. Резистор R монтируют, как и в опи-
санном выше случае.
При несимметричном ограничении сигнала подбирают резистор R8 в коллектор-
ной цепи транзистора V3.
Испытания показали, что максимальное выходное напряжение во всем рабочем
диапазоне частот перестало зависеть от положения движков переменных резис-
торов 1R2-5R2 и составило примерно 2,8 В.
Журнал < Радио», 1985, № 9, с. 60
Д. ШУМОВ
ТРЕХПОЛОСНЫЙ РЕГУЛЯТОР ТЕМБРА
Предлагаемый вниманию читателей трехполосный регулятор тембра выполнен
на базе инвертирующего сумматора на ОУ К140УД1А и предназначен для работы в
высококачественных усилителях НЧ.
Основные технические характеристики
Максимальный коэффициент передачи в полосе частот 20-20 000 Гц
при неравномерности АЧХ±О,5 дБ
Максимальная амплитуда выхода напряжения, В.
Отношение сигнал/шум при входном напряжении 1 В и линеинои АЧХ, дБ
Коэффициент гармоник, % ..
3,3
76
0,1
Принципиальная схема регулятора тембра показана на рис. 1. Устройство состо-
ит из трех RC фильтров и суммирующего их выходные напряжения инвертирующего
95
сумматора на ОУ А1. Фильтр P1C1R5C5R7 выделяет низкочастотные составляющие
сигнала, R2C3C6R8 — среднечастотные, a C2R3R4C4R6C7R9 — высокочастотные.
Частоты раздела фильтров примерно 150 и 5000 Гц. Уровни сигналов, поступающих
на вход ОУ А1, регулируют переменными резисторами R7-R9 Для повышения плав-
ности регулирования номиналы резисторов RW-R12 выбраны близкими к номина-
лам переменных резисторов R7-R9.
Рис. 1
Частотные характеристики устройства в каждой из полос регулирования при ус-
тановке движков резисторов R7-R9 в верхнее по схеме положение показаны на
рис. 2 (сплошные линии). Здесь же (штриховая линия) приведена суммарная АЧХ
регулятора тембра. Как видно, она имеет подъем 0,5 дБ на частотах 50. 100 Гц и такой
же спад на частотах 2.. .3 кГц. Для нормальной работы устройства выходное сопротив-
ление предшествующего каскада усилительного тракта должно быть не более 1 кОм.
В регуляторе тембра можно использовать любые ОУ серий К140 и К153, разуме-
ется, с соответствующими цепями коррекции и напряжениями питания. Переменные
резисторы R7-R9— группы В. При необходимости число полос регулировании тем-
бра может быть уменьшено или увеличено Однако оно не должно превышать 5...6,
так как иначе из-за недостаточно высокой добротности RC-фильтров их АЧХ будут
96
излишне перекрываться, что ограничит возможность регулировки тембра в сосед-
них полосах.
При использовании элементов частотозадающих цепей с отклонением от номи-
налов не более ±10% устройство в налаживании не нуждается. Единственное, что
необходимо сделать, — это проверить его на отсутствие шумов при установке движ-
ков переменных резисторов R7-R9 в нижнее по схеме положение Шумы устраняют
включением между нижними по схеме выводами этих резисторов и общим проводом
постоянных резисторов со противлением 100. .750 Ом.
Журнал -Радио-, 1982, № 11. с. 44
ПАРАМЕТРИЧЕСКИЙ ЭКВАЛАЙЗЕР
В последнее время для коррекции искажений ЛЧХ тракта звукопередачи все чаще
используют многополосные темброблоки — эквалайзеры. Точность коррекции АЧХ
такими устройствами повышается при увеличении числа частотных полос, в которых
происходит раздельная коррекция. Однако в результате этого эквалайзер становится
одним из самых громоздких звеньев звуковоспроизводящего тракта, хотя само регу-
лирование производят обычно не более чем в 5...7 частотных полосах.
Эквалайзер, схема которого представлена на рисунке, содержит всего 5 частот-
ных полос, но по точности коррекции АЧХ он не уступает обычным эквалайзерам
с числом полос 16.. .30. Достигнуто зто благодаря тому, что в каждый из пяти полосо-
вых фильтров, кроме регулятора глубины коррекции, введены регуляторы добротно-
сти и резонансной частоты. То есть обеспечена возможность как точной настройки
каждого фильтра на определенною частоту, так и регулирование усиления на этой
частоте.
Максимальный подъем АЧХ фильтров можно определить из выражения
К
тзх
а максимальный завал АЧХ —
к R14
mlrl R14+R18
Добротность фильтров регулируют резистором R6 Она может быть вычислена по
формуле
/Г R8(R5 +R6 + R7)]
R5(R6 + R7) ]'
Квазирезонансную частоту фильтров плавно регулируют сдвоенными перемен-
ными резисторами R11, R15 и при условии R11=R15, R12-R16, R13-R17, С2-СЗ она
равна:
/ R12R13
F = 2xR13C2 R11(R12 + R13) + R12R13
для разных фильтров, приведены в таблице.
— 1 МОм, выходное — 100 Ом. Коэффициент
Номиналы элементов различных
Входное сопротивление эквалайзера
4-1149
97
98
Таблица
Фильтр R13, R17, кОм С2, СЗ, мкФ Диапазоны перестройки, Гц Средняя частота Гц
А 30 0,022 16...245 90
В 22 0,01 46...750 250
С 15 4 700-10'6 160...2 200 700
D 16 1 500-10 6 400...6 800 2 000
Е 12 680-106 1 000...19 000 4 600
гармоник не превышает 0,1%. Глубина регулировки тембра каждым фильтром дости-
гает ±20дБ, динамический диапазон — не менее 85 дБ. Питать эквалайзер можно от
любого стабилизированного двуполярного источника напряжением ±15 В, обеспе-
чивающего ток в нагрузке 120 мА
От редакции. В эквалайзере можно использовать ОУ типов К140УД8, К544УД1, К157УД2.
Журнал «Радио», 1983, № 11, с. 58
ЭКВАЛАЙЗЕРЫ С ПАССИВНЫМИ ПОЛОСОВЫМИ
ФИЛЬТРАМИ
Эквалайзеры пользуются заслуженной популярностью у любителей звуковоспро-
изведения. Только эти устройства позволяют существенно менять качество акусти-
ческого звуково! о сигнала и тем самым исправлять некоторое «несовершенство»
тракта источник сигнала — усилитель — акустика с учетом индивидуального воспри-
ятия конкретного слушателя. Регулируя коэффициент передачи эквалайзера на выб-
ранных частотных интервалах звукового сигнала, можно добиться улучшения звуко-
воспроизведения даже аппаратов среднего уровня, в том числе и монофонических
конструкций.
На рис. 2 приведена схема несложного эквалайзера с достаточно глубоким уров-
нем регулирования в шести частотных полосах. Характеристики регулирования при-
ведены на рис. 1
Устройство выполнено на двух операционных
усилителях, объединенных в общем корпусе
Входной каскад на 01.1 представляет собой по-
вторитель с большим сопротивлением и согласу-
ет работу источников сигнала с пассивными
фильтрами. Полосовые фильтры с центральны-
ми частотами 60, 200,1000, 5000 и 10000 Гц вы-
полнены двухзвенными для повышения крутизны
характеристики. Фильтр на 15000 Гц выполнен
однозвенным.
Каждый из фильтров работает на свои пере-
менный резистор регулирования уровня. Эти ре-
гуляторы одним из выводов соединены с общей
шиной питания, чем и достигается большая глу-
бина регулирования.
К.
35
10
0
-10
-20
-30
-40
30 100 300 1000 3006 30000
Рис 1
99
4'
100
Усилитель на D1.2 — нормирующий Он обеспечивает необходимую величину
коэффициента передачи эквалайзера с входа до выхода. В верхнем положении всех
регуляторов коэффициент передачи составляет примерно 1,2 Подбором резисто-
ра R31 его можно установить и другим.
При выполнении эквалайзера в виде автономной конструкции в него целесооб-
разно ввести блок питания. На схеме показан вариант однополупериодного двупо-
лярного на трансформаторе Т1 и диодах VD1, VD2. При конструировании устройства
в составе полного усилителя мощности питание эквалайзера следует осуществить
от общего блока питания через парамет рический стабилизатор с напряжением +15 и
-15 В
От редакции. Рекомендуемые в описании микросхемы можно заменить отечественным и
КР140УД20, КР1408УД2 илиК157УД2, диоды — на КД102 - КД105. При автономном выполнени-
ем конструкции трансформатор Г1 следует изготовить на магнитопроводе Ш14х14, сетевая
обмотка должна иметь 2200 витков провода П 'В 0,1, понижающая—110 витков провода ПЭВ 0,2
Журнал «Радио-. 1991. № 12, с 62
ЭКВАЛАЙЗЕРЫ С АКТИВНЫМИ ФИЛЬТРАМИ
Применение в эквалайзерах активных полосовых фильтров позволяет увеличить
эквивалентную добротность фильтров, а значит, уменьшить их полосу пропускания и
увеличить крутизну спада. Это в свою очередь позволяет увеличить количество регу-
лируемых интервалов и сконструировать гак называемый графический эквалайзер
DA1 дА741
DA2 Р01374
R7-R12 P21-R26 Юк
R14-R19 ЮОк
РиС 1
101
Рис. 2 Рис. 3
На рис. 1 приведен вариант эквалайзера с семью полосами и глубиной регулиро-
вания ±15 дБ на всех частотах. Номинальная величина входного сигнала 250 мВ.
Операционный усилитель DA1 выполняет роль нормирующего усилителя. В цепи
обратной связи операционного усилителя DA2 включены фильтры F1 - F2с централь-
ными частотами 40,100, 270,700, 2000,5000,12 500 Гц.
+ < (F) + Г4 = 100нк = > + 12В 05 0.1мк
и - < = U' = 100мг 05 0.1 мк > - 12В
Таблица
Фильтр Частота, Гц С1, мкФ С2, мкФ
1 40 1+0,022 22П10
2 100 0,22+0,022 1003,3
3 270 0,1+0,068 0,47+0,47
4 700 0,033+0,033 0,33+0,033
5 2 000 0,022 0,1+0,027
6 5 000 (6 800+2 200)-10‘6 0,047+3 000-IO’6
7 12 500 (3 300+240)- 10 е (10 000+1 000)-io-6
Схема фильтра выделена на отдельном рис. 2. Ширина полосы фильтра опреде-
ляется параметрами двузвенной RC-цепи. Для более точной настройки фильтров
каждый из конденсаторов фильтра составлен из двух (кроме конденсатора С1 филь-
тра F5) (рис. 3). Включение конденсаторов параллельное, исключение составляют
конденсаторы С2 фильтров F1 и F2, в которых конденсаторы включены последова-
тельно (возможно использование оксидных конденсаторов с встречным включени-
ем). Значения конденсаторов для полосовых фильтров приведены в таблице.
От редакции. При реализации эквалайзера возможно использование отечественных микро-
схем К140УД7, КР140УД708
Журнал «Радио», 1991, № 12, с. 62
И. НЕЧАЕВ
ЭКВАЛАЙЗЕР
Эквалайзер, как известно, предназначен для регулировки АХЧ звуковоспроизво-
дящей аппаратуры. Он состоит из нескольких регуляторов, с помощью которых мож-
102
и менять коэффициент передачи усилительного устройства в достаточно узких
полосах частот. Это позволяет получить сложную форму АХЧ, которую невозможно
реализовать традиционными регуляторами тембра. В результате у слушателя появ-
ляется возможность существенно изменять характер воспроизводимый звуковой
картины и таким образом компенсировать частотные искажения, вносимые источни-
ками звуковых программ, акустическими системами и помещениями прослушивания.
Эквалайзеры обычно строят на базе активных полосовых фильтров на ОУ, причем
чем больше фильтров, тем сильнее можно изменять АЧХ. Однако существенное уве-
личение их числа сильно усложняет управление эквалайзером, поэтому количество
фильтров обычно ограничивают 8...10.
Ниже приводится описание восьмиполосного эквалайзера. Диапазон его рабо-
чих частот 20...20 000 Гц; коэффициент передачи — 3.. .4; частоты настройки каждого
из восьми фильтров указаны в таблице; добротность (отношение частоты настройки
к полосе пропускания) фильтра —1,12; диапазон регулировки коэффициента пере-
дачи — ±12,5дБ.
Принципиальная схема эквалайзера приведена на рис. 1. Он состоит из восьми
параллельно включенных активных фильтров на сдвоенных ОУ DA2-DA5. На ОУ DA 1
собран входной и выходной буферные усилители. Параллельно фильтрам включен
резистор R4. Поскольку все фильтры инвертирующие, а через резистор R4 сигналы
проходят без инверсии, то в выходном усилителе сигналы вычитаются. Благодаря
этому выравнивается АЧХ на краях полосы пропускания фильтров и получается тре-
буемый диапазон регулировки коэффициента передачи в каждой полосе.
Таблица
Частота настройки, Гц Емкость конденсатора, пФ
С7-1-С7-8 С8-1-С8-8
32 170 000 17 000
75 73 500 7 350
180 30 000 3 000
425 13 000 1 300
1 000 5 000 550
2 370 2 300 230
5 620 980 98
13 300 415 41
Схемы фильтров одинаковы, а частоты их настройки определяются емкостями
конденсаторов С7-1 - С7-8 wC8-1- С8 8. значения которых указаны в таблице. Пере-
мещением движков резисторов R7-1 - R7-8 можно изменять коэффициент передачи
соответс гвующих фильтров, а следовательно, и АЧХ в полосе этих фильтров. В край-
нем левом положении по схеме движка этих резисторов коэффициент передачи на
частоте настройки фильтров максимален (+12,5 дБ), а в крайнем правом минима-
лен (-12,5 дБ)
103
SOI
240
Рис. 2
to I
eSix^OS
Все детали эквалайзера, кроме переменных резисторов, размещены на печат-
ной плате из фольгированного текстолита, эскиз которой показан на рис. 2. В эква-
лайзере можно использовать постоянные резисторы ВС и МЛТ, конденсаторы К50-6
(С5, С6) и КЛС, КМ, МБМ (остальные), причем для фильтров следует отобрать
конденсаторы с небольшим ТКЕ. Конденсаторы С7 и С8 составлены из двух-трех
включенных параллельно, функциональные характеристики переменных резисторов
должны быть линейными (группа А), они могут быть как движковые, с линейным пе-
ремещением, так и осевые.
Рис. 3
При использовании движковых резисторов (СПЗ-23А) можно сделать графичес-
кий эквалайзер. Положение движков этих резисторов будет наглядно отражать АЧХ
эквалайзера (рис. 3). При применении осевых резисторов СП, СПО и т.д. качество
устройства нисколько не ухудшится, но снизится наглядность регулировки АЧХ.
Какого-либо специального налаживания эквалайзер не требует, необходимо толь-
ко заранее подобрать емкости конденсаторов фильтра с точностью не хуже 5... 10%.
Для питания эквалайзера необходим двухполярный стабилизированный блок пи-
тания напряжением 12. 15 В и током до 50 мА.
Для стереофонического комплекса потребуется изготовить два описанных эква-
лайзера и установить в них сдвоенные переменные резисторы.
ЛИТЕРАТУРА
Т.ШкритекП. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. — М.: Мир, 1991, с. 154.
2. Касметлиев В. Многополосные регуляторы тембра на ОУ. — Радио, 1980, № 10. с. 27.
Журнал «Радио». 1993, № 1, с. 23
А. КОЗЛОВ
ГРАФИЧЕСКИЙ ЭКВАЛАЙЗЕР
Проведенные в последние годы исследования показали, что для наиболее пол-
ной коррекции частотных искажений, вносимых в звуковой сигнал АС и помещения-
ми прослушивания, необходим, как минимум, десятиполосный эквалайзер. Однако
построить такое устройство на базе обычных низкодобротных полосовых фильт-
ров [1, 2] не так-то просто. Дело в том, что из-за разброса номиналов резисторов
106
и дчу так-. лð получить точное соответствие реальных и расчетных параметров
мпгл Жмпитп^/ИЛЬТР?\В очень ТРУДНО- Рассмотрим, например, вариант низкодоброт-
Г1, 'Рис- J>на базе которого выполнен, описанный в свое время в журна-
ле [1], пятиполосныи регулятор тембра. Параметры фильтра следующие:
резонансная частота
₽ ' 21JR1R2C1C2'
добротность
IR2C1
п \R1C2
Ор . С1 '
+ С2
коэффициент усиления на резонансной частоте
Рис. I
Проведенные автором расчеты показали, что для того чтобы получение этих па-
раметров обеспечивалось с точностью ±5%, разброс номиналов пассивных элемен-
тов фильтра не должен превышать ±3%. И хотя столь высокая точность излишня даже
для высококачественной аппаратуры и
вполне достаточна точность ±10%, при ко-
торой допускается разброс номина-
лов ±4%, соблюсти эти условия часто
очень непросто. На точность получения
рассчитанных параметров фильтров влия-
ют, безусловно, и активные их элементы,
входные и выходные сопротивления кото-
рых соизмеримы с сопротивлениями пас-
сивных. Причем влияние последнего фак-
тора вообще трудно предсказуемо.
В результате, чтобы настроить десятиполосный эквалайзер с точностью ±10% по
всем каналам, необходим не только предварительный подбор номиналов элементов
до сборки, но и дополнительная их коррекция уже в готовом фильтре. На практике
каждый фильтр приходится настраивать в макетном варианте и только после этого
устанавливать на общую монтажную плату. Такая настройка отнимает много време-
ни, требует высокой квалификации, специальных приборов и большого числа ис-
пользуемых для подбора элементов.
Основные технические характеристики
Номинальный диапазон частот, Гц, при спаде АЧХ на краях диапазона 3 дБ . 10.. 30 000
Коэффициент гармоник, %, при входном напряжении 1 В
на частотах 100,1000 и 10000Гц, не более 0,05
Номинальное входное напряжение, В ..
Максимальное входное напряжение, В..
Диапазон регулировки тембра во всех частотных полосах. дБ ±16
Отношение сигнал/шум (невзвешенное) при входном напряжении 1 В. дБ ВО
Кратность регулировки резонансных частот и добротностей фильтров .. 2
Максимальная погрешность установки резонансных частот и добротностей, /о
107
Ниже приводится описание десятиполосн эго эквалайзера, настройка которого
не вызовет особых затруднений даже у начинающего радиолюбителя. В течение од-
ного-двух часов он может быть настроен с точностью, совершенно недостижимой
для традиционных фильтров. Выполнен эквалайзер на базе так называемых «высо-
кодобротных» фильтров [3] (рис. 2). И хотя ОУ и резисторов в них вдвое больше, чем
в низкодобротных, легкость настройки и ненужность отбора пассивных элементов
с лихвой окупает это удвоение, а если учесть, что используемые в них микросхе-
мы К157УД2 содержат по два ОУ, с этим недостатком и вообще можно смириться.
Основные параметры предлагаемого фильтра:
t =-L I R2 ~
р " 2л У R1R4R3C1C2'
О = 2nfpR5C2,
Кр^
р R3
Анализ приведенных выражений показывает, что резонансную частоту и доброт-
ность можно регулировать соответственно резисторами R4 и R5, исключив подбор
номиналов других пассивных элементов. Пределы регулировки первого парамет-
ра ±400% (дальнейшее их расширение может повлечь за собой самовозбуждение
фильтра на резонансной частоте), второго — 0...20 (верхнее значение ограничено
входным сопротивлением ОУ).
Рис. 2
Рассматриваемое схемотехническое построение фильтра позволяет получить
оптимальные параметры (необходимое произведение усиления на чувствительность,
минимальный шум и максимальный динамический диапазон [3]), в том случае, если
емкость конденсатора С1=С2=С, а сопротивления резисторов R1-R4 равны
Резистор R5 обеспечивает требуемую добротность. Его сопротивление опре-
деляется выражением
Я5—RqOp
Точный подбор Яо не требуется, достаточно выбрать резистор со стандартным
номиналом Rq , близким к Ro. Разность между этими сопротивлениями можно ском-
о?
пенсировать, подобрав номинал резистора R4 равным —2.
%
108
прощенная принципиальная схема одного частотного канала эквалайзера при-
ведена на рис. 3. Полосовой фильтр включен в цепь параллельной ООС по напряже
нию. оэффициент усиления фильтра на резонансной частоте из условия оптималь-
ности его параметров выбран равным 2. Коэффициент усиления темброблока на
резонансной частоте определяется в этом случае (при условии идеальности ОУ)
выражением:
2Ro+R2-2Ron
2R0n + R2 '
где п коэффициент, характеризующий положение движка резистора R1
(в крайнем левом по схеме положении он равен 0, а в крайнем правом — 1). Зависи-
мость коэффициента усиления от
положения движка резистора R1
в логарифмическом масштабе
близка к линейной, максимальное
значение коэффициента усиления
определяется сопротивлением
резистора R2. В соответствии с
изложенными принципами был
спроектирован десятиполосный
эквалайзер, принципиальная схе-
ма которого приведена на рис. 4.
На схеме показан только один
частотный канал, остальные ему
идентичны. Номиналы элементов
всех десяти канальных фильтров
приведены в таблице.
Из условия минимума шумов
оптимальная добротность фильт-
Рис. 3
ров выбрана равной 1,4.
На ОУ DA1.1 собран буферный каскад с малым выходным сопротивлением, необ-
ходимым для нормальной работы темброблока, на ОУ DA 1.2 — основной усилитель,
в цепь параллельной ООС которого через резисторы R5 включены полосовые ка-
нальные фильтры. На схеме показан один из них, выполненный на ОУ 1-DA2 1
и 1-DA2.2. Форма его АЧХ регулируется резистором 1-R5, резонансная частота —
1 R12 добротность - 1-R8. Резисторы 1-R13v\ /-Я7ограничивают диапазон регу-
лировки соответственно резонансной частоты и добротности фильтров, конденса-
торы 7 СЗ 1-С5 1-С6 1-С9 корректируют АЧХ ОУ. 1-С2, 1-С4 предотвращают его
109
самовозбуждение на частоте единичного усиления. Для повышения устойчивости
фильтра емкости конденсаторов 1-С6, 1-С9 выбраны большими, чвм рекомендует-
ся типовой схемой включения ОУ. Возникающий при этом спад АЧХ ОУ в области
высших частот практически не влияет на работу фильтров, так как частота среза
АЧХ ОУ с такой коррекцией лежит выше максимальной резонансной частоты фильт-
ров. Резистор 1-R6 определяет величину максимального усиления (ослабления) сиг-
нала на резонансной частоте. Уменьшив его сопротивление, можно увеличить диа-
пазон регулировки фильтра до ±40 дБ, однако делать это целесообразно только
в специальных случаях, например, при использовании таких фильтров в темброоб-
разующих устройствах ЭМИ. В этих случаях может быть полезным и расширение
диапазонов регулировки резонансных частот и добротности фильтров, а также вы-
несение регулирующих резисторов R8 и Я12 на переднюю панель устройства.
Рис 4
Питается эквалайзер от двуполярного источника напряжением ± 15 В, потребляе-
мый ток — 50 мА, АЧХ канальных фильтров эквалайзера показаны на рис. 5. Они
снимались при среднем положении движков резисторов R5 всех фильтров.
Темброблок одного стереоканала эквалайзера собран на печатной плате из дву-
стороннего фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм, верхнее покрытие
используется как общий провод. Чертеж печатной платы приведен на рис. 6,7. С уси-
лителем 34 темброблок соединен разъемом РПМ23-32Г5, плата рассчитана на уста-
110
конд^гатооовКМкй(TinмлТ-0,125, малогабаритных керамических
тяст (С70иС12), дросселейД0,15(б1 иб2), переменных резисто-
L г.о-.„ ° характеРис™к°й А (Я5), подстроечных типа СП5-3 (Я8, Я12), на плате
»акЫ Установлены один над другим. В подборе резисторов и конденсато-
I Н ХОДИМОСТИ’ °ТК/Юнсние их номиналов от указанных на схеме может
достигать соответственно ±10 и ±40%.
ОУ DA1 и DA2 К157УД2 могут быть заменены на К551УД2 и К140УД20. Можно
использовать и одинарные ОУ К140УД7, К153УД1 и другие аналогичные с соответ-
ствующими цепями коррекции. Нельзя применять ОУ с полевыми транзисторами на
входе, поскольку это приводит к трудно устранимому самовозбуждению на резо-
нансных частотах фильтров. Соединения фильтров с разъемом, а также разъема
с резисторами R5 должны выполняться экранированным проводом. Резисторы R6
установлены на плате вертикально, одним выводом они припаяны к плате, другим —
к проводу, соединяющему их с резистором R3
Общий провод, со стороны печатного монтажа, соединен с верхним покрытием
печатной платы перемычками, проходящими через отверстия, обведенные на рис. 7
окружностями. Свободные выводы 10 и 12 микросхем DA1. DA2 в печатную плату не
впаяны. Перед налаживанием эквалайзера отключают его фильтры от ОУ DA 1, затем
подают на них напряжение питания и проверяют постоянное напряжение на их выво-
дах. Если в каком-либо фильтре оно превысит ±20 мВ, заменяют соответствующий ОУ.
Так поступают и в случае самовозбуждения фильтра, разумеется, проверив предва-
рительно правильность монтажа. После этого на вход каждого из фильтров пооче-
редно подают синусоидальный сигнал с частотой, равной резонансной частоте филь-
тра, и, подключив к его выходу милливольтметр переменного тока или осциллограф,
резистором Я12 настраивают фильтр по максимуму напряжения на его выходе. Для
установки требуемой добротности фильтров ОР = 1,4 на их входы также подают сину-
соидальный сигнал с частотой, равной резонансной. Измерив напряжение на выходе
111
Рис. 6
Рис. 7
114
115
фильтра, увеличивают или уменьшают частоту вдвое и резистором R8 устанавлива-
ют на выходе фильтра вчетверо меньшее напряжение. После настройки фильтра
переменные резисторы R8 и R12 можно заменить постоянными, подобрав их
сопротивления с точностью ±3%. Проведя эту операцию для всех фильтров, соеди-
няют их с ОУ DA1 и резисторами R5.
ЛИТЕРАТУРА
1. ГалченковЛ., Владимиров Ф Пятиполосный активный,— Радио, 1982, № 7, с. 39.
2. Зыков Н. Многополосные регуляторы тембра.— Радио. 1978 , № 5, с. 40.
3. Мошице Г, Хорн П. Проектирование активных фильтров.— М.: Мир, 1984.
Журнал «Радио», 1986, №2, с. 42
М.СТАРОСТЕНКО
ПАРАМЕТРИЧЕСКИЙ ЭКВАЛАЙЗЕР
В графических эквалайзерах значительное число полос (их может быть 10 и боль-
ше) дает возможность лучше скорректировать заметные неравномерности АЧХ гром-
коговорителей или акустику помещения. Однако этими качествами обладает и пара-
метрический эквалайзер, что позволяет исключить его влияние на сигналы вне поло-
сы коррекции. Вот такой, не сложнее графического, корректор и предлагается вни-
манию читателей.
Заслуженной популярностью у любителей звукотехники пользуются мно-
гополосные регуляторы тембра (эквалайзеры). Они способны в большей степени,
чем обычные регуляторы тембра, корректировать несовершенство акустических
свойств помещений прослушивания или аппаратуры подбором наиболее приемле-
мого звучания музыкальных и речевых программ.
В эквалайзерах возможности коррекции повышаются с увеличением числа полос
регулирования, что, в свою очередь, связано с увеличением числа активных и пас-
сивных элементов. Это также приводит к необходимости тщательного подбора эле-
ментов частотозадающих цепей фильтров либо требует дополнительного усложне-
ния самого устройства. Например, при построении десятиполосного эквалайзера [1]
на основе так называемых «высокодобротных» фильтров легкость настройки пара-
метров фильтров была достигнута ценой удвоения количества используемых опера-
ционных усилителей.
Альтернативой многополосным регуляторам тембра с числом полос регу-
лирования 10 и более являются параметрические эквалайзеры, которые (при при-
мерно одинаковом с многополосными регуляторами тембра числе органов регули-
ровки) менее критичны к выбору элементов фильтров.
Параметрический эквалайзер содержит в своем составе фильтры, резонансную
частоту и добротность которых можно регулировать независимо друг от друга. Это
требование легко реализуется в «биквадратных» универсальных фильтрах. Примером
могут служить параметрические эквалайзеры, схемы которых приведены в [2, 3]. Од-
нако, несмотря на то, что упомянутые фильтры практически не нуждаются в настройке
и не требуют подбора элементов, их существенным недостатком является от-
носительно высокая сложность и большое число используемых ОУ (по четыре ОУ
в каждом фильтре). В то же время одним из основных требований, предъявляемых
к радиолюбительским конструкциям, предназначенным для массового повторения,
является их максимальная простота и легкость настройки в сочетании с широкими
функциональными возможностями и высокими техническими характеристиками.
116
Основные технические характеристики
Номинальное входное напряжение, мВ ...................
Коэффициент передачи при среднем положении движков
регуляторов глубины коррекции... ........
Глубина регулировки тембра, дБ.................
Кратность перестройки резонансной частоты фильтров
Пределы изменения добротности фильтров.........
Перегрузочная способность при максимальном подъеме АЧХ. дБ. не менее
220
-15.. +15
10
0,5. .2,5
20
Функциональная схема устройства представлена на рис. 1
Основу параметрического эквалайзера составляет усилитель на двух по-
следовательно соединенных ОУ, причем на ОУ DA1 выполнен сумматор спада АЧХ,
117
а на ОУ DA3 — сумматор подъема. Канал частотной обработки сигнала, образующий
цепь параллельной обратной связи, состоит из инвертора на DA2, режекторныхфиль-
тров Z1-ZN и пассивных сумматоров на резисторах 1R1-NR2. Переменные резис-
торы Rp 1 - RpN, с помощью которых осуществляется регулировка глубины коррекции,
включены между инвертирующими входами ОУ, благодаря чему исключено взаим-
ное влияние между регулировками в различных частотных каналах.
Работу устройства рассмотрим на примере одного частотного канала. На часто-
тах, близких к частоте режекции, коэффициент передачи фильтра71 мал, и сигнал на
движок переменного резистора регулировки глубины коррекции Rp 1 и далее на сум-
маторы спада и подъема АЧХ поступает только через резистор 1R1. Вне полосы
режекции коэффициент передачи фильтра близок к единице. Сигналы на резисто-
рах 1R1 и 1R2 примерно равны по амплитуде, но противоположны по фазе, и после
суммирования компенсируют друг друга (при равенстве сопротивлений резисто-
ров 1R1 и 1R2). Таким образом надвижке переменного резистора Rp1 присутствуют
сигналы только с частотой, близкой к частоте режекции фильтра Z1.
В среднем положении движка переменного резистора Rp1 сигнал с сумматора за-
мыкается на общий провод устройства через отвод регулировочного резистора Rp1,
в результате чего на выход эквалайзера сигнал проходит без частотной коррекции.
При перемещении движка переменного резистора Rp1 в крайнее левое (по схе-
ме) положение сигнал, прошедший частотную обработку, поступает на ОУОА1, уве-
личивая глубину отрицательной обратной связи, в результате чего на выходе устрой-
ства происходит ослабление сигнала с частотой, близкой к резонансной частоте
фильтра Z1.
В крайнем правом по схеме положении движка переменного резистора сигнал
после частотной обработки поступает на вход ОУ DA3, в результате чего на выходе
устройства он усилен, так как в этом случае канал частотной обработки образует
дополнительную цепь передачи сигнала на ОУ DA3.
Таким образом, изменяя положение движка переменного резистора Rp1, можно
регулировать коэффициент передачи устройства в частотном диапазоне, определя-
емом частотой настройки и добротностью фильтраZ1.
Аналогично происходит регулировка коэффициента передачи эквалайзера на ча-
стотах настройки фильтров Z2-ZN.
Максимальный подъем АЧХ эквалайзера на резонансных частотах фильтров при
R1-R2=R5=R6 определяется выражением
«макс-'+ R0‘
а максимальный спад —
к R0
мин R1 + R0'
где R0=NR1=NR2.
Схема режекторного фильтра представлена на рис. 2. Фильтр состоит из упро-
щенного двойного Т-моста, образованного конденсаторами С1, С2 и резистора-
ми R1 - R4, суммирующего усилителя на ОУ DA/ и делителя напряжения на резисто-
рах R7 - R9.
Квазирезонансная частота фильтра fp и добротность О определяются следу-
ющими выражениями:
f =—1-—, 0 = —-—
р 2tiRC 3(1-к)
„ „ , "R8+R9
где C=C1=C2,R=R1+R3=R2+R4, к = —— — коэффициент передачи делителя
Н/ + Но + НУ
118
м^нно^Грезисто^а^а =“^ИЦиент- характеризующий положение движка пере-
услови^ЖБНИЯ справедливы в предположении идеальности ОУ и при выполнении
R6
R5
^2;
R7+R8+R9
----7---<<р
Последнее условие означает,
частоты настройки фильтра
сопротивления делителя на резис-
торах R7-R9 должно быть значи-
тельно меньше минимального сум-
марного сопротивления частотоза-
дающих резисторов.
Из приведенных выражений сле-
дует, что резонансную частоту филь-
тра можно регулировать с помощью
резисторов R3, R4, а добротность —
изменением глубины положитель-
ной обратной связи переменным
резистором R8.
Резисторы R1, R2 ограничивают
диапазон перестройки резонансной
частоты фильтра, резисторы R7,
R9 — диапазон изменения доброт-
ности.
что для исключения взаимного влияния регулировок
и его добротности максимальное значение выходного
R5 R6
Рис. 2
Принципиальная схема пятиполосного параметрического эквалайзера приведе-
на на рис. 3 (показан только один частотный канал; схема остальных аналогична
и отличается только номиналами частотозадающих конденсаторов).
Номиналы конденсаторов фильтров и характеристики перестройки фильтров по
частоте приведены в таблице.
Таблица
Фильтр Конденсатры NCI, NC2. пФ Средняя частота, Гц Диапазон перестройки частоты. Гц
Z1 220.103 60 19...185
Z2 68.103 190 62...600
Z3 22.103 600 190...1 850
Z4 6 800 1 900 620...6 000
Z5 2 200 6 000 190...18 500
Для получения максимальной равномерности перестройки частоты фильтра пол-
ное сопротивление частотозадающих резисторов Т-моста должно изменяться в за-
119
R6 ЮОк
Выход
120
висимости от положения движка переменного резистора по закону, близкому к экс-
поненциальному. Выполнить это требование удалось, применив в регуляторах час-
тоты переменные резисторы с нелинейной зависимостью сопротивления от смеще-
ния подвижного контакта (группы Б или В), при этом соединены перемычкой выводы
более высокоомного участка. Номиналы частотозадающих резисторов Т-моста по-
добраны таким образом, что при перемещении движка из центрального положения
в одно иэ крайних частота настройки фильтра возрастает приблизительно в 3 раза
при перемещении в другое крайнее положение — уменьшается во столько же раз,
а общий диапазон перестройки, резонансной частоты каждого фильтра достигает
Возможности эквалайзера по корректировке АЧХ тракта звуковоспроизведения
демонстрируются на рис. 4, где приведены графики частотной зависимости коэф-
фициента передачи устройства при крайних положениях движков переменных рези-
сторов регулировки частоты, добротности и глубины коррекции фильтров низших
частот (центральная частота 60 Гц) и высших частот (центральная частота 6000 Гц).
Рис 4
Кривые 1 и2соответствуютмаксимальному(О=2,5)иминимальному(О=0 5)значе-
ниям добротности фильтра низших частот при частоте его настройки 19 Гц
и максимальном подъеме АЧХ. кривые 3 и 4 - максимальной и минимальной доброт-
ности пни частоте настройки 185 Гц и максимальном подъеме АЧХ Кривые 5 (6.
и 7 (81 соответствуют максимальному (минимальному) значению добротности филь-
тра вь1сших частот при частотах его настройки 1900 и 18 500 Гц соответственно
и максимальном подъеме АЧХ. Параметры кривых Г-В аналогичны параметрам кри-
вых 1 -8 и соответствуют случаю установки регуляторов глубины коррекции в поло-
жение максимального спада АЧХ.
121
Настройку эквалайзера проводят в следующей последовательности. Движки ре-
зисторов регулировки глубины коррекции R7-R11 отключают от элементов схемы
эквалайзера. Регистрирующий прибор (осциллограф или милливольтметр перемен-
ного тока) подключают к выходу ОУ DA2.2, движок резистора настройки частоты
фильтра А1 устанавливают в левое по схеме положение, соответствующее макси-
мальной резонансной частоте, движок резистора регулировки добротности — в вер-
хнее по схеме положение, соответствующее максимальной добротности. Включают
питание эквалайзера и на его вход подают сигнал с генератора звуковой частоты
амплитудой 500...1000 мВ. Перестраивая генератор, определяют резонансную час-
тоту фильтра А1 по минимуму сигнала на выходе ОУ DA2.2, а затем, зафиксировав
частоту генератора в этом положении, подстройкой резистора 1R5 добиваются ми-
нимальных показаний регистрирующего прибора. Изменив частоту генератора не
менее чем в 10.. .20 раз от резонансной частоты режекторного фильтра, подключают
регистрирующий прибор к точке соединения резисторов 1R13, 1Р14 и подстройкой
резистора 1R7 опять добиваются минимальных показаний прибора. После этого
восстанавливают соединение движка резистора регулировки глубины коррекции
и проверяют отсутствие самовозбуждения при перестройке частоты фильтра. По-
вторяют описанную операцию настройки и для остальных фильтров.
В эквалайзере можно применять конденсаторы КМ-5, КМ-6, КЮ-17 или другие
малогабаритные (желательно с небольшим ТКЕ), постоянные резисторы МЛТ-0,125,
МЛТ-0,25, подстроечные — СП5-2, СП5-3, СПЗ-1, СПЗ-27.
Переменные резисторы регулировки резонансной частоты фильтров NR6.1 -
NR6.2 — сдвоенные, типа СПЗ-23, с функциональной характеристикой Б или В, рези-
сторы регулировки добротности NR11 — любого типа с характеристикой А (линей-
ной), резисторы регулировки глубины коррекции R7-R11 — одинарные, также с ха-
рактеристикой А, но с отводом от средней точки. При некотором ухудшении плавно-
сти регулировки глубины коррекции номинал резисторов R7-R11 можно выбрать
в пределах 15... 150 кОм. В частотозадающих цепях фильтров желательно использо-
вать постоянные резисторы с допустимым отклонением от номинала не более 5%
и конденсаторы с допуском не более 10%. Замена ОУ 157УД2 на менее мощные не
рекомендуется вследствие высокой нагрузочной способности ОУ данного типа и от-
носительно низких шумов.
Монтаж эквалайзера выполнен на макетной плате. Печатная плата устройства не
разрабатывалась.
Учитывая широкие возможности эквалайзера по корректировке АЧХ звуко-
воспроизводящего тракта, число каналов частотной обработки может быть умень-
шено, например, до трех.
В процессе проектирования работа узлов устройства моделировалась на ПЭВМ
с использованием программы «ElectronicsWorkbench».
ЛИТЕРАТУРА
1. Козлова. Графический эквалайзер. — Радио, 1988, № 2, с. 42.
2. Параметрический эквалайзер. — Радио, 1983, № 11, с. 58.
3 Параметрический эквалайзер — Радио, 1996, № 12, с. 53
Журнал "Радио", 1998, №6, с. 16
РАЗДЕЛ ТРЕТИЙ
ЭФФЕКТЫ ОБЪЕМНОГО ЗВУЧАНИЯ
ВАЛЕНТИН И ВИКТОР ЛЕКСИНЫ
РЕГУЛЯТОР ГЛУБИНЫ СТЕРЕОЭФФЕКТА
При прослушивании музыкальной программы степень проявления стереоэффек-
та в значительной мере зависит от ширины базы, т е. от расстояния между центрами
излучателей правого и левого громкоговорителей. Изменение ширины базы при
фиксированных значениях временной задержки Дт и разности уровней Д/. излучений
правого и левого громкоговорителей позволяет получать пропорциональное сме-
щение кажущегося источника звука (КИЗ).
При малых базах отдельные элементы стереопанорамы воспринимаются неес-
тественно «мелкими», что значительно ухудшает стереовосприятие: наблюдается отно-
сительно более громкое звучание центральных КИЗ и соответственно снижение «про-
зрачности» звучания боковых. При больших базах уменьшается площадь зоны проявле-
ния полного стереоэффекта, хотя «прозрачность» звучания для боковых и центральных
КИЗ увеличивается. Обычно оптимальная ширина базы два-три метра, хотя в зависимос-
ти от исходной базы при записи стереопрограммы зта величина может и изменяться.
R обычной жилой комнате, особенно при небольших ее размерах, не всегда мож-
но оазместить громкоговорители на расстоянии, соответствующем оптимальной
базе В этом случае желательно иметь возможность регулировать ширину стереоба-
зы Известно что при фиксированной базе положение КИЗ можно изменить изме-
няя временную задержку Дт и разность уровней излучения правого и левого
123
громкоговорителей AL. Существует достаточно много способов электрической регу-
лировки << действующей» базы за счет изменения этих величин. В настоящей статье
рассмотрен вариант, позволяющий при желании увеличить акустическую ширину
базы вдвое по сравнению с обычным стереовоспроизведением.
Регулятор (см. схему) состоит из двух суммарно-разностных преобразователей
входных сигналов, выполненных на операционных усилителях А 7, А2. Он предназна-
чен для совместной работы с предварительными каскадами стереофонического уси-
лителя, имеющими низкоомный выход и выходное напряжение 200...2 000 мВ. Регу-
лируя с помощью переменных резисторов Я 7, R8 соотношение уровней суммарного
и разностного сигналов в каналах усилителя, можно изменять протяженность пано-
рамы кажущихся источников звука (ширину стереобазы). Так, при относительном
увеличении уровня суммарного сигнала протяженность панорамы уменьшается,
а при увеличении уровня разностного сигнала — увеличивается. В самом нижнем по
схеме положении движков резисторов R1.R8 протяженность стереопанорамы равна
нулю, что наблюдается при монофоническом звучании, в среднем положении движ-
ков панорама соответствует обычному стереофоническому воспроизведению,
а в верхнем — ее протяженность увеличивается вдвое.
Напряжение на выходах регулятора глубины стереоэффекта можно выразить че-
рез входные напряжения с помощью следующих формул:
^еых лев = | О//; 7 "" ^>(^4х лев ~ ^вх.прав) ’
I ^'с'вх лев ’’’ е,вх првв / J
^вых прав oil I .11 \ ^(^вх.прав ^вх.лев) *
^‘Ч'вх прав '-'вх лев/
где К — коэффициент усиления устройства регулировки глубины стереоэффекта;
К, — коэффициент деления сдвоенных переменных резисторов Я 7, RS. Если сопро-
тивления переменных резисторов регулятора не менее чем на порядок меньше со-
противлений постоянных резисторов R2-R7, R9-R13, то приведенные выше соот-
ношения выполняются при сопротивлениях постоянных резисторов, выбранных
в соответствии со следующими рекомендациями:
R3=R5=R10=R12=R;
R2=R4=R9-R11 =2R;
R7-R14=KR:
R6^R13 = —
K + 1
Значение Я должно быть, как минимум, на порядок больше сопротивления пере-
менных резисторов R1 и R8
Номинальные сопротивления резисторов, указанные на схеме, соответствуют ко-
эффициенту усиления устройства К, равному пяти.
В регуляторе можно использовать и другие операционные усилители (ес-
тественно, с соответствующими цепями коррекции и напряжениями питания). Пере-
менные резисторы R1, R8 должны быть группы А.
Журнал "Радио", 1980, № 8. С. 27
124
РАСШИРЕНИЕ ЗОНЫ СТЕРЕОЭФФЕКТА
Качество стереозвучания можно значительно улучшить, если к основной акусти-
ческой системе подключить дополнительные среднечастотные громкоговорители,
как показано на схеме. Левый дополнительный
громкоговоритель ВА4 подключают к выходу
усилителя мощности правого канала противо-
фазно основному громкоговорителю ВА2 через
ослабляющую низшие частоты цепь R2C2. Пра-
вый дополнительный громкоговоритель ВА1
аналогичным образом подключают к левому ка-
налу. Благодаря вычитанию звуковых волн ос-
новных и дополнительных громкоговорителей
при воспроизведении стереопрограмм образу-
ется звуковое голографическое (интерферен-
ционное) поле и звучание обретает прозрач-
ность, становясь как бы трехмерным.
Для получения наибольшего эффекта до-
полнительные громкоговорители необходимо
разнести на расстояние, большее расстояния
между основными громкоговорителями на
30...60 см, и резисторами R1 и R2отрегулиро-
С1
Журнал -Радио», 1984. № 3, с. 63
вать громкость таким образом, чтобы на средних частотах достигалось наилучшее
подавление сигнала правого канала в гевом ухе и наоборот.
ИМИТАТОР СТ ЕРЕОЗВУЧАНИЯ
У слушателя, привыкшего к стереофонии, монофоническое звучание вызывает
неудовлетворение. Описываемое устройство, схема которого приведена на рис. 1,
125
позволяет получить псевдостереофони-
ческое звучание, гораздо менее утомля-
ющее слушателя.
Его основа — фильтр из двух двойных
Т-мостов, которые вносят в частотную
характеристику правого канала затуха -
ние на частотах 200 Гц и 2 кГц. В левый
канал поступает разность между полным
сигналом и выходным сигналом правого
канала, поэтому суммарный коэффи-
циент передачи по двум каналам остает-
ся неизменным Частотная характерис-
тика устройства показана на рис. 2.
От р еда кци и. В устройстве можно использовать ОУ К157УД2, К551УД2 или К140УД20 с соот-
ветствующими цепями частотной коррекции.
ЛИТЕРАТУРА
Swain G., Clarke J. VCR Sound Processor.— Electronics Australia. Vol. 46, №4, 1984, p. 54
Журнал «Радио", 1985, № 6, с. 62
А. ГАМЗАЕВ
ПСЕВДОСТЕРЕОФОНИЯ В ПРИЕМНИКЕ
Устройство, схема которого показана на рис. 1, предназначено для работы в трак-
те стереофонического УКВ ЧМ приемника с автоматическим переключением режи-
мов «Моно» и «Стерео». При пропадании поднесущей оно переключает стереодеко-
дер в режим «Псевдостерео».
К выходам стереодекодера
Рис 1
126
эк видно из схемы, сигнал с выхода канала А стереодекодера поступает на уси-
литель через фазовращатель, собранный на одном из полевых транзисторов
с орки , а канала В — через потоковый повторитель на ее другом транзисторе
‘ -ЖРУ прав .ми по схеме выводами резистора Я7 и конденсатора СЗ фазосдвигаю-
щеи цепи включен электронный ключ (полевой транзистор VI), который в разомкну-
томссстоянии обеспечивает режим “Стерео», а в замкнутом — «Псевдостерео».
Для управления электронным ключом использован сигнал, вырабатываемый ус-
тройством индикации стереоприема. Его доработка сводится к получению на выходе
требуемых уровней управляющего напряжения: при приеме монофонического сигна-
ла диоды V2, V3 должны закрываться нулевым или небольшим напряжением поло-
жительной полярности и изолировать затвор транзистора V1 от цепи управлении
(ключ замкнут), при стереоприеме на затвор должно поступать напряжение -6...-9 В,
достаточное для закрывания канала (ключ разомкнут). Схема возможного варианта
индикатора стереоприема, удовлетворяющего этим условиям, показана на рис. 2,
а на его вход подают полярномодулированные колебания с восстановленной под-
несущей.
Рис. 2
Налаживание описанных устройств сводится к согласованию их со стереодекоде-
ром по уровням сигналов в точках подключения (150 мВ на входе фазовращателя
и примерно 500 мВ на входе стереоиндикатора). Для нормальной работы фазовра-
щателя входное сопротивление следующего за ним каскада низкочастотного тракта
должно быть не менее 100 кОм.
При встраивании устройства в стерео-декодер, переключаемый из режима в ре-
жим вручную, вместо электронного ключа (I//) и обслуживающих его элементов [V2,
V3, С4, R9 R1O) целесообразно использовать одну из контактных групп переключа-
теля «моно-стерео».
Журнал "Радио*, 1982, № 10, с. 56
К. ЛИ
РЕГУЛЯТОР ШИРИНЫ СТЕРЕОБАЗЫ
В последние годы большой популярностью пользуются стереофонические маг-
нитофоны и магнитолы с встроенными акустическими системами (АС). Они привле-
кают потребителей своей компактностью и высоким качеством звучания. Однако из-
за малых габаритов ширина стереобазы З1их аппаратов ограничена 0,5...0,8 м.
127
Для улучшения стереоэффекта нередко используют специальные устройства,
позволяющие расширить стереобазу. Самые простые из которых представляют со-
бой широкополосные устройства (рис. 1) и состоят, обычно из двух фазоинверто-
ров (WT1, WT2), такого же числа аттенюаторов (WU1, WU2) и двух аналоговых сумма-
торов (Al, А2).
Рис. 1
Выходной сигнал левого канала Um лов, определяется суммой его входного сигна-
ла »е>и частью инвертированного сигнала правого канала 17вх прав:
б^вьх ве~ лее“ ГП(7ГХ.прав,
где m — коэффициент смешивания.
Аналогично выходной сигнал правого канала
б^вых прав=б^Вх прав~^Лб/Вх лев*
Выходные сигналы устройства усиливаются усилителями мощности и излучаются
громкоговорителями АС. На рис. 2 приведена упрощенная векторная диаграмма
звукового давления в месте прослушивания. На ней входным напряжениям регулято-
ра б/вж л-ви б/вх прав соответствуют векторы звукового давления Рлвв и Рграв. а составляю-
щим mt/Bx. ^в и ml/вх прав — векторы тР’лео и тР'прав. Эти векторы создают в точке
прослушивания результирующие векторы и Р'лвв, и Р‘прав, определяющие смещение
кажущихся источников звука (КИЗ), т. е. кажущееся расширение стереобазы АС. Как
видно, длина этих векторов, а значит, величина смещения КИЗ зависят от коэффи-
циента смешивания т. Его можно определить, воспользовавшись теоремой синусов
для косоугольных треугольников:
^п7’т'^пр' откуда т = 11Н7’ Необходимые для
расчета значения углов можно вычислить по формулам
t> = arctg{-^)-arctgl-^) и
У = 180° - hretgt^g) + arcfg(^)
128
nnРтапГЯНИе между ~ кажущееся расстояние между ними; d — рассто-
яние до точки прослушивания.
практического выполнения широкополосного регулятора может слу-
жить устройство, описанное в [1]
Рис. 2
Несмотря на простоту, такие pef уляторы не получили широкого распространения
из-за присущих им недостатков. Один из них — ослабление низкочастотных состав-
ляющих в точке прослушивания. Дело в том, что длина звуковых волн, соответствую-
щих частотам ниже 200...300 Гц, соизмерима с расстоянием от источников звука до
Ubx проб
Рис. 3
микрофонов при записи и от АС до слушателя i <ри воспроизведении. По зт ой причи-
не Фазы сигналов таких частот в точке прослушивания почти одинаковы, и при под-
мешивании противофазного сигнала одного канала в другой они взаимно компенси-
руются.
5-1149
129
Второй недостаток подобных устройств — «дрожание» КИЗ на частотах вы-
ше 2,5...3 кГц, проявляющееся в зависимости места локализации звучания музы-
кального инструмента в пространстве от частоты излучаемых им колебаний.
Избавиться от этих недостатков можно введением полосовых фильтров в каналы
формирования разностных сигналов [2], как показано на рис. 3. Полосы пропускания
С1
20мк*15В
С4 5т*
*158
VT1
КТ315Б
R2
120к
Св 560
R12
Зк
R9 240к.
I С1°
100нк*15В I
~711---1 Wk |ч
’ ™ С12
82к L1/
R18 ЮОк 5т*15В
»+ 9...12В
R26
8.2к
__ Сб
4700
VT3
КТ315Б
SA2.1
КТ315Б +
С16 -г-
Юнк*
*10В
R10 12К
XS1
Прав.
канал
СЗ
5мк*
*158
С13
5мк*15В
R19 36к
SA12
R20 47к
4700
ЛеВ.
канал
VT4
КТ315Б
С14
5мк*15В
С5 5т* VT2
*158 КТ315Б
R120k[] а
С2 20мк*15В
8 «7
1.2к
XS2
Выход
ПраВ.
канал
/1еВ.
канал
С17
Юнк* -т—
*10В *
Рис. 4
о
130
ция низкочастпти пРеДела* 250.. 25U0 Гц, т. е. в диапазоне частот где компенса-
неявно новтпж₽ЫХ составляющих сигнала и эффект «дрожания» КИЗ выражены
смешивание п пл время увеРенно определяется направление на КИЗ. Коэффициент
ют по поиярло Л°Се пропускания полосовых фильтров определяют и рассчитыва-
ют по приведенным выше формулам.
Принципиальная схема регулятора с полосовыми фильтрами показана на рис. 4
Основные технические характеристики
Номинальное входное напряжение, В
Коэффициент гармоник, %, не более
Входное сопротивление, кОм. не более
Выходное сопротивление, кОм, не более
Номинальный диапазон частот. Гц ..
0,5
0,3
47
8
20...20000
Каждый из каналов устройства состоит иэ эмиттерного повторителя (VT1, VT2),
аттенюатора (R5, R6), активного полосового фильтра (V73, VT4) и аналогового сум-
мирующего усилителя (VT5, VT6). Эмиттерные повторители согласуют выходное со-
противление предшествующего воспроизводящего устройства с малым входным
сопротивлением аттенюаторов. С их выходов сигналы правого и левого каналов че-
рез согласующие RC-цепи R10R19C13 и R20C14 поступают на входы суммирующих
усилителей (VT5, VT6), где складываются с ин-
вертированными сигналами соответственно
левого и правого каналов, поступившими с вы-
ходов полосовых фильтров (VT3, VT4). АЧХ
фильтров (рис. 5) формируются элементами
R7, С6, С8, R9 (в правом канале) и R8, C7.R11,
С9 (в левом). Резисторами R5 и R6 регулиру-
ют коэффициент смешивания пл от 0 до 1, что
соответствует изменению расстояния между
КИЗ от b до Ь' (рис. 2). Переключателем SA2
регулятор расширения стереобазы можно ис- Рис. 5
ключить и тракта. Сигнал на выход устройства
будет поступать с выходов эмиттерных повторителей на транзисторах VT1, VT2.
При включенном режиме расширения стереобазы и замкнутых контактах вы-
ключателя SA1 регулятор превращается в панорамный синтезатор. В этом случае
входы эмиттерных повторителей оказываются включенными параллельно, а цепь
сигнала правого канала — соединенной с общим проводом. В результате на выход
правого канала проходят составляющие сигнала, попавшие в полосу пропускания
полосового фильтра (250...2500 Гц). В левом же канале эти составляющие
компенсируются, поэтому АС этого канала излучает составляющие средних частот,
а правого — низших и высших. При прослушивании монофонического сигнала это
позволяет исключить локализацию источников звука и получить эффект панорамно-
го (объемного) звучания[3].
Все детали регулятора, за исключением переменных резисторов R5, R6 и пере-
ключателей , монтируют на плате из фольгированного стеклотекстолита или гетинак-
са (рис 6). Она рассчитана на установку постоянных резисторов МЛТ, ОМЛТ или
С1-4, оксидных конденсаторов К50-6 и К10-7В. Можно использовать также К22-4,
К22-5 или К73-9. Допускаемое отклонение емкости конденсаторов С6—С9 от номина-
лов не должно превышать 5... 10%. Вместо транзисторов КТ315Б можно применить
КТ315В КТ315Г или КТ342 с любыми буквенными индексами. Сдвоенный перемен-
ный резистор R5R6 — любого типа.
Налаживание регулятора несложно. Объединив входы его каналов параллельно,
подсоединяют их к генератору сигналов 34. Выключатель SA1 и переключатель SA2
131
6’
09
Рис. 6
132
сторов R5 и Д6 ТЬг-чпл поло*енийх- показанных на схеме, а движки переменных рези-
вив на в ыхс де ГрС°ответственно В верхнем и нижнем по схеме положениях Устано-
к выходу поавпгп ЛР Ра напряже™е 0.5 В частотой 800 1 200 Гц, подключают
ются его минимяпи НЭЛа миллив°льтметР и подстроечным резистором R18 добива-
налу и полгтплри НЫХ П0казаний- Затем милливольтметр подключают к левому ка-
выходеэтого каналгГ Резистором минимальные показания устанавливают на
с поманив пГ'° устройство Регулируют при прослушивании фонограмм, добиваясь
с помощью резисторов R5, R6 требуемого расстояния между КИЗ.
ЛИТЕРАТУРА
2 РегУЛЙТ°Р глубины стереоэффекта,- Радио, 1980, № 8. с. 27.
2. Патент Японии №52-684, МКИ Н 04 R (НКИ 102 А5).
3. Пиорунский А Павлов Н. Синтезатор панорамно-объемного звучания радиолы “Сириус-
315-пано»,— Радио, 1982, № 6, с. 34.
Журнал "Радио», 1986, № 10, с. 58
Ю. КУЗНЕЦОВ, М. МОРОЗОВ, А. шитяков
РЕГУЛЯТОР ШИРИНЫ СТЕРЕОБАЗЫ — РОКОТ-ФИЛЬТР
За последние годы многие радиолюбители при оценке параметров бытовой зву-
ковоспроизводящей радиоаппаратуры большое внимание уделяют их влиянию на
субъективное восприятие качества звучания, что, несомненно, вполне оправдано.
Проиллюстрируем это на примере таких важных параметров стереофонических элек-
тропроигрывателей с магнитными звукоснимателями, как уровень рокота и раз-
деление между стереоканалами. Оказалось, что уменьшение уровня рокота на 20 дБ
(с -60 до -80 дБ) рокот-фильтром и улучшение разделения стереоканалов на 6 дБ
регулятором ширины стереобазы значительно заметнее на слух, чем, скажем,
уменьшение коэффициента гармоник с 0,1 до 0,01 %. Отсюда следует, что улучшение
этих параметров весьма актуально и сможет внести определенный вклад в решение
проблемы повышения качества звучания.
Здесь нужно оговориться. Дело в том, что увеличивать стереобазу имеет смысл
не всегда (например, при прослушивании стереофонических программ через сте-
реотелефоны ее приходится уменьшать). Иными словами, необходим регулятор
ширины стереобазы, позволяющий не только увеличивать ее, ко и уменьшать.
В свое время подобный регулятор был описан на страницах журнала «Радио» [ 1J.
Субъективная оценка изготовленного авторами образца такого устройства показа-
ла, что применение его в стереофоническом тракте позволяет значительно улучшить
качество звучания.
Выявились и определенные недостатки регулятора: низкий коэффициент пере-
дачи и рост уровня противофазной составляющей рокота при увеличении ширины
стереобазы исходного сигнала (кстати, это наблюдается во всех регуляторах, рабо-
тающих по принципу суммарно-разностного преобразования сигнала). Позднее жур-
нал познакомил радиолюбителей с фильтрами, позволяющими подавлять
низкочастотный рокот ЭПУ [2, 3. 4]. В области частот ниже 200 Гц рокот-фильтр
работает также по принципу суммарно-разностного преобразования сигнала, но
воздействует на исходный сигнал иначе, нежели регулятор стереобазы, выделяя
синфазные сигналы и подавляя противофазные. Как недостаток рокот-фильтра сле-
дует отметить некоторое ослабление стереоэффекта при его применении.
Избавиться от указанных недостатков регулятора ширины стереобазы и рокот-
фильтра позволило бы совместное использование этих устройств в стереотракте
133
(тогда одно из них скомпенсировало бы недостатки другого). Однако это привело бы
к значительному увеличению числа пассивных и активных элементов Чтобы выйти
из затруднения, авторами статьи был разработан регулятор ширины стереобазы,
выполняющий одновременно и функции рокот-фильтра (см схему).
Основные технические характеристики
Неравномерность АЧХ в диапазоне 20., 20 000 Гц, дБ ................... 0.5
Номинальное входное напряжение, В........................................ 0.5
Подавление низкочастотных противофазных составляющих на частоте 20 Гц
и режиме расширения стереобазы. дБ.................................. 20
Максимальное расширение стереобазы, раз................................. 0.02
Коэффициент гармоник в диапазоне 20...20 000 Гц
при номинальном входном напряжении, %................................. 0,02
Отношение сигнал/невзвешенный шум, дБ, не менее...........- -........... 96
Коэффициент передачи по напряжению ........................................ 1
Перегрузочная способность, дБ ............................................ 20
Потребляемый ток, мА, не более............................................ 12
Устройство содержит четыре сумматора (ОУ DA1- DA4) и два пассивных RC-филь-
тра верхних частот (ФВЧ). При появлении стереофонического сигнала на выходе ОУ
DA1 формируется суммарный, а на выходе ОУ DA3 — разностный сигналы. Суммар-
ный сигнал поступает на входы ОУ DA2 и DA4 непосредственно, а разностный —
через ФВЧ второго порядка C3R18C8C9R7 (правый канал) и C3R18C10R14R15 (ле-
вый канал). В результате противофазные сигналы частотой ниже 200 Гц ослабляют-
ся, что и приводит к снижению уровня рокота.
Ширину стереобазы регулируют переменным резистором R18. В нижнем по схе-
ме положении его движка на выход регулятора проходит только суммарный сигнал.
В этом случае сигналы на выходах обоих каналов одинаковы, что соответствует ре-
жиму «Моно» (ширина стереобазы равна нулю). В среднем положении движка рези-
стора R18 половина разностного сигнала в соответствующей фазе поступает на ин-
вертирующий вход ОУ DA2 и неинвертирующий вход ОУ DA4, и на их выходах форми-
руется стереофонический сигнал (номинальное значение ширины стереобазы). На-
конец, в верхнем положении движка этого резистора весь разностный сигнал
поступает на указанные входы ОУ, и стереобаза расширяется до максимального зна-
чения.
Проведенные авторами исследования показали, что даже в ЭПУ с очень низким
уровнем рокота (-80 дБ) при максимальном расширении стереобазы уровень рокота
возрастает и становится заметным в паузах на больших уровнях громкости, что мож-
но объяснить наличием рокота в фонограмме. В ЭПУ менее высокого масса приме-
нение рокот-фильтра, помимо устранения рокота, резко снижает склонность систе-
мы ЭПУ— громкоговоритель к самовозбуждению, в особенности при использовании
громкоговорителей, эффективно воспроизводящих низшие звуковые частоты.
Помимо указанных на схеме, в описываемом устройстве можно использовать
любые ОУ широкого применения с соответствующими цепями коррекции и напряже-
ниями питания. Правда, при этом некоторые его характеристики могут незначитель-
но измениться. С точки зрения компактности конструкции представляет интерес при-
менение сдвоенных ОУ (К157УД2, К551УД2, К574УД2). Резисторы желательно ис-
пользовать с допускаемым отклонением от номиналов не более ±5%. Резисторы R2
и R4 можно заменить одним, сопротивлением 62 кОм.
Удобнее всего подключить регулятор ширины стереобазы — рокот-фильтр к ли-
нейному выходу аппарата. Однако в тех случаях, когда его выходное сопротивление
составляет несколько десятков килоом, регулятор следует включить между темб-
роблоком и усилителем мощности.
134
Pit,
120к
135
Предлагаемое устройство может выполнять и функции декодера системы АВС [5]
Для этого движок резистора R18 устанавливают в верхнее по схеме положение, вво-
дят в каскад на ОУ DA1 резистор R19, показанный на схеме штриховой линией, и
с выхода устройства снимают сигналы тыловых каналов системы АВС. Необходимо
также обеспечить снижение уровней звукового давления громкоговорителей тыло-
вых каналов относительно фронтальных примерно на 1,5 дБ. В тех случаях, когда
в качестве фронтальных и тыловых используются громкоговорители, отличающиеся
и электрическим сопротивлением и номинальной мощностью, указанное требование
можно выполнить на слух регулятором громкости усилителя тыловых каналов
ЛИТЕРАТУРА
1. Регулятор глубины стереоэффекта. — Радио, 1976, № 3, с. 60.
2. Рокот-фильтр для ЭПУ. — Радио, 1981, № 5, с. 77.
3. Фильтр для стереофонических Hi-Fi систем. — Радио, 1983, № 1, с. 60
4. Валентин и Виктор Лексины. Предусилитель-корректор С рокот-фильтром. — Радио, 1983,
№ 1, с. 48.
5. Берендюков Ю., Ковалгин Ю., Синицын А., Егоров А. Квадрафония или система АВС? —
Радио, 1982, № 9. С. 44
Журнал "Радио», 1985, № 1, с. 2
Д. ПАНКРАТЬЕВ
ДИНАМИЧЕСКИЙ ПСЕВДОСТЕРЕОПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
Звучание монофонических телевизоров, приемников, а также музыкальных инст-
рументов можно улучшить, приблизив его к стереофоническому, введением в их
тракт динамического синтезатора пространственного звучания. Интересные идеи,
изложенные в статье, дают возможность радиолюбителям поэкспериментировать
в этом направлении. Если вы получите эффектные по динамике звучания устройства,
просим поделится на страницах журнала своими достижениями.
Не так давно были весьма популярны устройства, придающие монофоническому
сигналу как бы объемное звучание — псевдостереопреобра. юватели (ПСП). Обра-
ботанные с их помощью фонограммы более выразительны, приобретают прозрач-
ность и ясность звучания, характерные для стереопанорам. Однако в последнее вре-
мя интерес к ПСП заметно снизился. Это, возможно, обусловлено тем, что панора-
ма, формируемая преобразователем, статична, а распределение кажущихся источ-
ников (КИ) звука легко предсказуемо. Это позволяет считать известный вариант
псевдостереофонии модификацией монофонического звучания.
Предлагаемый ПСП отличается тем, что формирует динамическую панораму, бо-
лее насыщенную и живую, симметричную относительно центра и обладающую ярко
выраженной глубиной. Эта модель ПСП позволяет получить некоторые стереоэф-
фекты. используемые в концертной практике. Так, сравнительно часто, повторяю-
щимися и приятно для слуха эффекта является «наплыв» звука, когда звук нарастаю-
щей интенсивности как бы выдвигается из глубины пространства между громкогово-
рителями, и его КИ занимают симметричное относительно центра положения. Прин-
цип же действия динамического ПСП заключается в том, что угол фазового сдвига
сигнала одного канала относительно сигнала другого изменяется в зависимости не
только частоты, как в обычных ПСП, но и от времени. При этом закон изменения
фазового сдвига, определяющий характер звучания, может быть совершенно произ-
вольным.
Основным узлом динамического ПСП, принципиальная схема которого приведе-
на на рисунке, является управляемый фазовращатель (ФВ), регулируемый самим
136
Выход ЛК
DA2 К1С0ЧЛ1А
Т37
сигналом, подвергнувшимся определенной с бработке. ФВ выполнен на микросхе-
ме DA 1. Фазовый сдвиг сигнала зависит от общего сопротивления канала полевого
транзистора VT2, резисторов R6, R7, R/0 и емкости конденсатора С5. Эти элементы
подобраны таким образом, чтобы при полностью открытом канале VT2 частота на
которой угол фазового сдвига составляет 90 угл град, была равной 3...3.5 кГц, а при
запертом канале — 200 Гц.
Как показали эксперименты, при таком дкапазоне перестройки обеспечивается
наиболее насыщенная стреопанорама. При желании этот диапазон частот можно
сдвинуть в любую сторону подбором емкости конденсатора С5.
Входной сигнал, пройдя через эмиттерный повторитель на транзисторе VT1, про-
ступает на ФВ и через резистор R3 регулятора глубины стереоэффекта — на устрой-
ство управления. Оно представляет собой активный ФНЧ второго порядка, собранный
на микросхеме DA2, с частотой среза около 1,5 кГц, коэффициентом усиления Х=50
и добротностью0=2. После ФНЧ сигнал поступает на выпрямитель (элементы VT 1,С8,
R13) и далее—на затвор VT2. Сопротивление канала VT2 изменяется в зависимости от
уровня входного сигнала и его спектрального состава и от положения движка резисто-
ра R3 и соответственно изменяется формируемая панорама.
Таким образом происходит разделение КИ не только по частоте, но и по интен-
сивности. Источники звука, содержащие самые высокочастотные составляющие, для
которых фазовый сдвиг равен 180 угл град или несколько меньше, располагается по
краям стереопанорамы, а источники с НЧ составляющими, для которых сдвиг око-
ло 0 угл град, — в ее центре.
Основные технические херактеристики
Номинальное входное напряжвнив, мВ . ............. 200
Входное сопротивление кОм, нв менее...................................... 100
Коэффициент передачи....................................................... 1
Диапазон рабочих частот по уровню -ЗдБ, Гц, не менее................ 20. ..20000
Коэффициент гармоник в рабочем диапазоне частот, %, не более............. 0.2
Отношение сигнал/шум (невзвешенное), дБ.,............................... 57
Потребляемый ток, мА, не более ............... . ................. 18
Цепочка R8 ,R12, С6 образует местную ООС и служит для уменьшения гармони-
ческих искажений и расширения динамического диапазона ПСП до 200 мВ. Включе-
ние конденсатора С4 снижает помеху от управляющего сигнала. Резистор R10 умень-
шает влияние разброса сопротивления канала открытого транзистора VT2 на частот-
ные свойства ФВ и несколько повышает линейность этого сопротивления.
Потенциометром R3 устанавливают глубину проявления эффекта, а потенцио-
метром R4 регулируют уровень сигналов одновременно на обоих выходах, что удоб-
но при записи фонограммы на стереомагнитофон. Следует только учитывать, что
двухканальная запись сформированных таким образом фонограмм при монофони-
ческом воспроизведении будет проявлять несовместимость в потере высокочастот-
ных составляющих спектра звука, которые противофазны и при суммировании вза-
имно подавляются.
Такой ПСП может найти применение для получения известного эффекта: если
сигналы обоих каналов суммировать, то спектр выходного сигнала будет изменяться
в зависимости от уровня и спектра входного сигнала.
Приведенный здесь вариант схемы не является единственным. Может быть пред-
ложено много вариантов выполнения узлов данного устройства и формируемой с его
помощью панорамы. Например, возможен реверс панорамы, когда ВЧ и НЧ состав-
ляющая меняются местами в пространстве. Это достигается сменой типа фазосдви-
гающего звена с интегрирующего на дифференцирующий. Получаемое звучание ни-
сколько не теряет выразительности, но воспринимается несколько неестественно.
138
ниемОдХЖотнос™7Да2а5)Ь *ПравляЮщий сигнал на ФВ чеРез фнч с ДРУ™М значе'
спплй Аипитп rhRu ’ 'с ДРУГОИ крутизной ската, либо заменитьФНЧ на поло-
тель-эксгериментатопНа фиЛЬТр со сложной АХ4- Это может определять сам слуша-
г-трп₽пляипп=и Р’ РукР^АРтеуясь представлениями о возможной вариации
r ппалрпяу с;п коэФФициент передачи фильтра в любом случае должен быть
Ь 11рсДеЛаХ ои... I эи.
наконец’ Управлять ФВ от генератора инфранизкой фиксированной или
ч щ ися частоты (0,2...5 Гц), лучше с треугольной формой колебания. Не исклю-
чены и различные комбинации перечисленных способов.
ри налаживании устройства следует проверить и, если необходимо, установить
нулевой значение постоянного напряжения на выводе 5 микросхемы DA2 подбором
сопротивления резистора R17. В змиттерном повторителе допускается использо-
вать германиевые или кремневые транзисторы с коэффициентами передачи тока не
менее 100, например, ГТ308, ГТ320, ГТ109, КТ361 и др. Микросхемы DA1, DA2 -
К140УД1 с любым буквенным индексом их можно заменить микросхемами серии
К140УД5 с соответствующей коррекцией схемы включения. Конденсаторы С2, С4,
С8 К50-16 или К50-35 с малыми токами утечки, остальные — малогабаритные
керамические стабильных температурных групп. Все постоянные резисто-
ры МЛТ-0,125, переменные — СПЗ-4а.
Журнал «Радио», 1995, № 1, с. 17
ВАЛЕНТИН И ВИКТОР ЛЕКСИНЫ
ПСЕВДОСТЕРЕОФОНИЧЕСКАЯ ПРИСТАВКА
Представление о высококачественном воспроизведении звука уже неотделимо от
стереофонии. Естественно потому стремление радиолюбителей каким-то образом
обработать и монофонические программы, приблизить их звучание к стереофо-
ническому. Вопрос о выборе способа формирования псевдостереофонического сиг-
нала —достаточно сложен. Дело втом, что объективная оценка качества работы псев-
достереофонических устройств практически невозможна, поскольку все они создают
некоторую искусственную звуковую картину, восприятие которой зависит от личных
вкусов слушателя и, конечно же, от конкретной фонограммы. Иными словами, в обла-
сти псевдостереофонии всегда есть место для поиска.
В данной экспериментальной псевдостереофонической приставке обработка мо-
нофонического сигнала производится динамическими фильтрами, характеристики
которых определяются уровнями высокочастотных и низкочастотных компонентов
исходной фонограммы. В результате создается некое подобие звучащей панорамы.
Наилучший эффект устройство дает при прослушивании музыкальных произве-
дений в исполнении вокальных и инструментальных ансамблей, оркестров. Несколь-
ко хуже звучат программы с солирующим певцом или музыкальным инструментом —
при большем звуковысотном диапазоне солиста может наблюдаться неестественное
«метание» кажущегося источника звука по панораме. Слушать речевые программы,
обработанные приставкой, не рекомендуется.
Несмотря на широкое распространение стереофонии, доля монофонических про-
грамм в общем количестве доступных радиолюбителям музыкальных программ все
еше велика Этим, по-видимому, объясняется бсльшой интерес, проявляемый и по
сей день к разного рода псевдостереофоническим устройствам. Однако проведен-
ные авторами испытания показали, что многие из описанных в радиолюбительской
литературе устройств недостаточно аффективны. С одними из них (на основе фазов-
ращателей с разделением монофонического сигнала на квадратурные в некоторой
139
полосе частот) псевдостереофонический эффект почти не проявлялся на слух,
с другими (с частотным разделением сигнала) создавалось впечатление неесте-
ственной привязки звука к одному из громкоговорителей.
Предлагаемое вниманию читателей псевдостереофоническое устройство в зна-
чительной мере свободно от этих недостатков. Его работа основана на имитации
известных свойств стереофонии.
Рис. 2
При расстоянии В между центрами излучений левого (77) и правого (Л) громкого-
ворителей (рис 1) положение S кажущегося источника звука (КИЗ), соответствую-
щего определенному музыкальному инструменту или солисту, определяется как раз-
ностью уровней Д1_, так и временной разностью Дт излучений громкоговорителей.
Влияние величины Д£. на смещение S при Дт=0 иллюстрирует заимствованный из [1]
140
рис. 2 (положения КИЗ, обозначенные цифра-
ми 0-4 на рис. 1 и 2, соответствуют друг другу):
в положениях 1 и 3 КИЗ воспринимаются при
преобладании уровня сигнала в левом канале,
в положениях 2 и 4 — в правом. При AL=O КИЗ
располагается в середине базы В (S = 0). Моно-
фоническое звучание характеризуется равен-
ством сигналов в обоих каналах, поэтому, если
слушатель расположен на одинаковом расстоя-
нии от громкоговорителей, все КИЗ находятся
в одной точке — посередине между ними. При
стереофоническом звуковоспроизведении па-
раметры AL и Ат сигналов левого и правого ка-
налов исходной музыкальной программы изме-
няются по времени, и КИЗ распределяются
Рис. 3
в звуковой панораме по всей длине
стереобазы. Благодаря известной
избирательности слуха по направ-
лению, зто улучшает разделимость
различных КИЗ, что и является оп-
ределяющим в восприятии сте-
реоэффекта, в том числе и такой его
важнейшей компоненты, как более
высокая прозрачность звучания.
Но если в стереофонии звуковая
панорама заложена в самой исход-
ной программе, то для создания
псевдостереозффекта при воспро-
изведении монофонических про-
грамм ее приходится имитировать
путем соответствующей обработки
сигнала в тракте. С этой целью
в описываемом устройстве осу-
ществляется частотное разделение
сигнала на НЧ и ВЧ составляющие,
производится анализ соотношения
уровней этих составляющих и ди-
намическое (в зависимости от ре-
зультата анализа непрерывно из-
меняющегося монофонического
сигнала) распределение их интен-
сивностей по каналам.
При разработке устройства
были учтены и некоторые особен-
ности псевдостереофонического
звуковоспроизведения. Как извес-
тно, конкретные музыкальные инст-
рументы (в нашем случае — КИЗ)
распознаются благодаря различию
в интенсивности и распределении
в спектрах их звуков высших гармо-
141
ник. Псевдостереофоническая же система с частотным разделением сигнала фор-
мирует распределение в звуковой панораме частотных составляющих всей совокуп-
ности музыкальных инструментов оркестра или ансамбля, а не каждого из них
в отдельности. По этой причине один и тот же инструмент в зависимости от того, в
каком регистре он в данный момент звучит (в низком или высоком), может быть
слышен то слева, то справа. Для ослабления этого эффекта частоту раздела сигнала
на полосы желательно выбирать по возможности ниже. В то же время при интенсив-
ностном способе формирования звуковой панорамы слуховая пространственная ло-
кализация КИЗ на частотах ниже 300...500 Гц проявляется слабо — уже на частотах
100... 150 Гц локализация звука практически невозможна. (На этих частотах хороший
эффект дает перераспределение времени запаздывания в каналах, однако реали-
зовать это при минимальных нелинейных искажениях сигнала трудно). С учетом ска-
занного, а также чувствительности слуха по частоте и статистики резальных музы-
кальных сигналов в описываемом устройстве частота раздела принята равной при-
мерно 300 Гц. Из этих же соображений выбраны и постоянные времени срабатыва-
ния и восстановления устройства, управляющего распределением интенсивностей
сигнала по каналам.
Следующая проблема состояла в необходимости поддержания суммарной излу-
чаемой громкоговорителями мощности на том же уровне, что и при монофоничес-
ком звуковоспроизведении. Если при прослушивании монофонической программы
через двухканальную систему (на равном расстоянии от громкоговорителей) уровни
сигналов в обоих каналах принять за 1, то за счет разнесения в пространстве сум-
марную излучаемую мощность можно условно принять равной 2, а суммарное звуко-
вое давление — V2 . Следовательно, в псевдостереофонической системе, где каж-
дая спектральная составляющая сигнала частотой f непрерывно перераспределяется
по уровню из одного канала в другой, должно обеспечиваться соотношение
u„W + un2(f,/0’2,
где un (f,K) и ип (f,K) — уровни выходных сигналов частотой f соответственно левого и
правого каналов, зависящие от коэффициента регулирования К и изменяющиеся
в пределах от 0 до V2 . Требуемая зависимость уровней сигналов в каналах псевдо-
ствреоустройства от коэффициента К приведена на рис. 3. Кривые, изображенные
на этом рисунке, практически совпадают с графиками сумм каждой из линейных
функций вида y=V2Kny = j2 (1-К) с растянутой в 0,83 V2 раз параболической
функцией вида у = -(К-0,5)2 +0,25.
Отсюда получен следующий алгоритм распределения интенсивностей спектраль-
ных составляющих по каналам:
ия = л/2 [^-0,ПК-0,83Кг)А+0,83К-0,83К2)В]-у[2(А-2КА+1,83К1-0,83Кг1У,
ип= 42 [п-о.^к-о.езк^в+и.езк-о.езк2)^]- 42 (i-a^ka-ox/ki-osoki).
Здесь А — выходной сигнал входящего в устройство ФНЧ первого порядка,
В=1-А — сигнал высокой частоты, образованный в виде дополнительной (к сигналу на
выходе ФНЧ) функции до исходного монофонического сигнала /. Принцип работы
описываемого устройства поясняет рис. 4, на котором изображены АЧХ левого (Нл) и
правого (Нп) каналов при различных значениях К.
Необходимо заметить, что технически просто реализуемое перераспределение
сигналов в каналах в линейной зависимости от К в данном случае неприемлемо: при
изменении К от 0,5 до 0 и от 0,5 др 1 оно приводило бы к повышению суммарного
уровня излучаемой мощности вдвое (суммарного уровня звукового давления на 3 дБ).
На слух это воспринималось бы как неприятная модуляция уровня громкости.
142
Принципиальная схема псевдостереофонического устройства показана на рис. 5.
Основные технические характеристики
Номинальное входное напряжение, мВ
Коэффициент гармоник, %, на частоте Гн-
20 и 300 '
100
500...20000 0,05
Максимальное входное напряжение, В (при коэффициенте гармоник, %),
на частоте. Гц: 20 . 7(2.5) 7(0.1)"
100
1000
10000 6(0 6)
20000 К/П
Отношение сигнал/шум (невзвешвнное), дБ,
относительно выходного напряжения 250 мВ. ........... 77
Динамический коэффициент передачи каналов
(в зависимости от программы).................................... 0...V2
Входное сопротивление, кОм, не менее.... ............ 10
Сопротивление нагрузки, кОм, не менее.................................. 1,5
Потребляемый ток, мА................................................... 28
Устройство состоит из фильтра нижних частот R1C1 с частотой среза около 300 Гц,
повторителя напряжения на ОУ А1, трех регулируемых каскадов на ОУ А2, А6, А7,
формирователя управляющего напряжения (анализатора соотношения интенсивно-
стей НЧ и ВЧ составляющих исходного сигнала) на ОУ А4, А5 и диодах V2, V4 и
алгебраических сумматоров на ОУ АЗ, А5. На входы последних поступают сигналы А,
А(-К), //^соответственно С выходов ОУ А1, А2, А6 и А 7. Требуемые коэффициен-
ты передачи с инвертирующих (К}'* **) и неинвертирующих входов сумматоров (К/’)
обеспечиваются соответствующим выбором сопротивлений резисторов:
/<(-) _ рос
и») ^|П (t + Roc |
‘‘ =«|Л+М «.п /
Здесь R, и R, — сопротивления резисторов, подсоединенных соответственно
к /-му инвертирующему и /-му неинвертирующему входам ОУ
рос _ сопротивление резистора цепи ООС, охватывающей ОУ;
д п__сопротивление всех параллельно включенных резисторов, кроме Roc, на ин"
вертирующем входе;
Я)П — то же, кроме R,. на неинвертирующем входе.
• Значение коэффициента гармоник при подаче синусоидального сигнала номинального уровня. Причи-
ной искажений являются пульсации управляющего напряжения из-за малой постоянной времени цепи
пазпяда В реальном музыкальном сигнале всегда присутствуют более мощные среднечастотные состав-
ляющие' потому пульсации не возникают и реальный коэффициент гармоник знечительно меньше
** Уменьшение коэффициента гармоник на этой частоте по сравнению с его значением при номинальном
входном“ пряжении вызвано тем. что при максимальном сигнале на входе полевые транзисторы управля-
емых а^ёнюаторов закрыты и пульсация модулирующего управляющего напряжения не попадают в цепь
основного сигнала.
143
144
пяр^игтпл^^пп6 смещени® нулевого уровня на выходе сумматоров обеспечивается
ротивлений всех параллельно включенных резисторов, включая
на инвертирующем и неинвертирующем входах ОУ: R". Я<Л Сигнал ВЧ формирует-
ся непосредственно в сумматорах в виде дополнительной (до исходного монофони-
ческого сигнала, принятого за 1) функции к сигналу НЧ.
егулируемые каскады на ОУ А2,А6, А7 содержат в себе резистивные мосты,
в каждом из которых функции одного из плеч выполняет сопротивление канала поле-
вого транзистора (соответственно правого по схеме транзистора сборки А9, левого
и правого транзисторов сборки А10). При управляющем напряжении, равном нулю,
все мосты сбалансированы и сигналы на выходах регулируемых каскадов отсутству-
ют независимо от уровня входного сигнала.
По мере увеличения управляющего напряжения мосты разбалансируются и при
достижении значения, равного напряжению отсечки полевого транзистора, коэффи-
циенты передачи регулируемых каскадов, становятся близкими к -1. С целью умень-
шения вносимых полевыми транзисторами нелинейных искажений применена кор-
рекция их характеристик с помощью цепей R6R7, R8R9C4, R32R33C18 и R39R40C22.
Управляющее напряжение формируется анализатором интенсивностей НЧ и ВЧ
составляющих монофонического сигнала. Как видно из схемы, на инвертирующие
входы ОУ А4 и А6 поступает сигнал, прошедший ФНЧ R1C1. Одновременно на неин-
вертирующий вход ОУ А5 подается полный монофонический сигнал, поэтому его
выходное напряжение является разностью между входным сигналом и сигналом,
прошедшим через ФНЧ. Управляющее напряжение образуется в результате сложе-
ния разнополярных напряжений, выпрямленных диодами V2, V4. Исходный режим
работы регулируемых каскадов (К=0,5) обеспечивается подачей на неинвертирую-
щие входы ОУ А4, А5 начального напряжения смещения Uo, при котором напряже-
ние 1/зи равно примерно половине напряжения отсечки 1/01С полевых транзисторов
сборок А9, А10. Диод ИЗ предотвращает попадание на затворы этих транзисторов
отрицательного напряжения при чрезмерно больших уровнях НЧ составляющих сиг-
нала. Конденсатор С21 сглаживает пульсации управляющего напряжения. С увели-
чением его емкости снижаются нелинейные искажения на низких частотах, но одно-
временно возрастает время срабатывания управляющего устройства
При преобладании в спектре монофонического сигнала НЧ составляющих управ-
ляющее напряжение С/упр~»0 (К~*0), и на выход левого канала поступает НЧ сигнал ипнч.
а на выход правого — ВЧ сигнал ип вч (рис. 3). Если уровни обеих составляющих
одинаковы, напряжение Цпр— Uo (К-*0,5) и сигналы на выходах также одинаковы.
При преобладании ВЧ составляющих управляющее напряжение б/упр— <4лс (К—1). на
выход левого канала поступает ВЧ сигнал ип нч, на выход правого НЧ сигнал ип вч.
Таким образом, в обоих каналах появляются как НЧ, так и ВЧ сигналы. Соотношение
уровней сигналов в каналах (а следовательно, и положение формируемых КИЗ. оп-
ределяемое, в основном, соотношением уровней сигналов частотой более 300 Гц)
связано с непрерывно изменяющимся монофоническим сигналом. В зависимости
от программы происходит как бы качание АЧХ левого канала (рис. 4) от характерис-
тики ФНЧ (при К-»0) до характеристики ФВЧ (при К-*1) относительно частоты сопря-
жения 300 Гц Одновременно АЧХ правого канала качается в противоположном на-
правлении так что соотношение уровней сигналов в обоих каналах соответствует
графикам показанным на рис. 4. И хотя динамические АЧХ каналов формируются
управляющим сигналом, выработанным на основе анализа спектра звука всего ан-
самбля спектральные различия сигналов конкретных музыкальных инструментов
приводят к вполне определенной, привязанной к программе, расстановке КИЗ вдоль
ЗВУКак°следуетизсказанного ранее, в левый канал устройства поступают преобла-
дающие сигналы как низкой, так и высокой частоты. Во избежание вызванного этим
145
9'3Md
doeodu ионэавЕН
83
0?d
6
zia
01V
Z£d
Md
std
£Sd
8ZJ
SIJ
ZW
би'5'
<^r«
ги
о е]|ю
ZJ
I
огзТ
raI
S^<5
Z/d
l?d
9V1
OSH 9™ О
Sid о о о
OS * f '
9 si j Я
ltd
GHH>
91J
o-||o
£13
SOI
146
смещения «центра панорамы» влево соотношение НЧ и ВЧ составляющих на входе
анализатора необходимо соответствующим образом скорректировать. Требуемая
коррекция, учитывающая также статистику реального музыкального сигнала и
зависимость чувствительности слуха от частоты, обеспечивается в данном случае
выбором номиналов элементов С9, R19, R22 и R23. Точную установку центрального
КИЗ производят подстроечным резистором R27 при прослушивании музыкальных
программ.
Конструкция и детали. Все детали псевдостереофонического устройства смон-
тированы на печатной плате (рис. 6), изготовленной из двустороннего фольгирован-
ного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм. Фольга со стороны установки навесных
деталей использована, в основном, в качестве общего провода и экрана (печатные
проводники на этой стороне платы изображены тонкими линиями). Во избежание
замыканий фольга вокруг отверстий под выводы деталей удалена зенковкой свер-
лом, заточенным под 90 угл град. Отверстия под проволочные перемычки, соединя-
ющие проводники обеих сторон платы, оставлены без зенковки (на чертеже они
изображены в виде концентрических окружностей).
В устройстве можно использовать малогабаритные постоянные резисторы любо-
го типа, однако для облегчения налаживании желательно, чтобы отклонение их со-
противлений от номиналов, указанных на схеме, не превышало ±5%. Конденсаторы
С16 С7 С21, С27, С28 — К50-6, К50-12, К53-1, остальные — малогабаритные
керамические любого типа. Конденсатор С1 должен быть группы М1500 или НЗ11
Вместо указанных на схеме в устройстве можно использовать ОУ К140УД6,
К140УД8 (с любым буквенным индексом), К140УД11, К153УД1А, К153УДЗ, К153УД6,
К167УД2, К563УД1А с соответствующей коррекцией (для А1, А2, А6, А7 — при коэф-
фициенте усиления, равном 1, для АЗ, А8 и А4, А5 — при коэффициентах усиления
соответственно 16 и 30...35 дБ). Полевые транзисторы сборок К504НТ1В должны
иметь по возможности одинаковые сток-затворные характеристики (желательно, что-
бы напряжения отсечки не отличались более чем на 5%). Указанные на схеме сопро-
тивления резисторов R20, R21, R24 и R29, определяющие коэффициенты усиления
каскадов на ОУ А4, А5, обеспечивают нормальную работу устройства при напряже-
нии отсечки полевых транзисторов, равном +2,5...+3 В. При ином его значении сопро-
тивления этих резисторов необходимо пропорционально изменить. Кстати, эти же
резисторы определяют (при данном напряжении отсечки) и номинальное входное
напряжение устройства. Например, чтобы увеличить его вдвое (довести до 600 мВ),
достаточно во столько же раз уменьшить сопротивления резисторов.
Сборки К504НТ1В можно заменить полевыми транзисторами КП 103 с индекса-
ми К Л. М с одинаковыми стокзатворными характеристиками и напряжением отсеч-
ки. При этом резисторы R36, R43 и резистор, включенный вместо левого по схеме
транзистора сборки А9, придется подобрать заново, уменьшив их сопротивления до
нескольких сотен ом.
Для проверки и отбора полевых транзисторов можно воспользоваться схемой
измерения [2], изменив на противоположную полярность включения измерительных
приборов, стабилитронов и источника питания. Диоды V2-V4 — любые германиевые.
Налаживание начинают с проверки регулируемых каскадов на ОУА2, А6, А7. Для
этого временно выпаивают из платы диоды V2, V4, а точку соединения катода дио-
да IZ3 с резисторами R30-R32 подсоединяют к движку переменного резистора (со-
противлением не менее 1 кОм), включенного между шиной+12 В и общим проводом
Напряжение на катоде диода V3 контролируют вольтметром постоянного тока.
Установив движок резистора в положение, в котором напряжение на нем равно нулю
(t/ynp-O), подают на вход устройства от генератора сигналов переменное напряжение
250 мВ частотой 20 Гц. При сопротивлениях резисторов R36, R43, приблизительно
равных сопротивлениям каналов открытых полевых транзисторов сборки А10, на-
пряжение на выходах ОУ А6, А7 должны отсутствовать. Если зто не так, подбором
148
резисторов R36, R43 необходимо сбалансировать мосты регулируемых каскадов,
отсутствия напряжения на выходе ОУ А2 добиваются подбором резистора R4.
УЬТ у^едиться' чт0 коэффициенты передачи регулируемых каскадов
на ОУ Аг, А6, А7 при 17улрг L/0TC, равны -1. Если необходимо, этого добиваются подбо-
ром резисторов R11, R37, R44 с особой тщательностью следует подобрать, резис-
тор R11. при входном напряжении 250 мВ напряжение на выходе ОУ А2 не должно
выходить за пределы 245...255 мВ.
После этого проверяют, одинаковы ли коэффициенты передачи регулируемых
каскадов при промежуточных значениях управляющего напряжения. Например, при
Оупр“0,5С/отс коэффициенты передачи должны быть равны -0,5 (овых А2=-0,5иВыхА1;
^выхА7ж—0,5 РВЬ1Х А6ж0,25овых).
Если это не так, придется заново подобрать сборки полевых транзисторов с оди-
наковыми параметрами.
Следующий этап — проверка АЧХ каналов при различных значениях ко-
эффициентов передачи регулируемых каскадов (рис. 4). С учетом разброса сопро-
тивлений резисторов сумматоров и конечной точности настройки регулируемых кас-
кадов допустимо отклонение АЧХ каналов в пределах ±10%.
Завершают налаживание проверкой работы устройства на музыкальном сигнале.
Для этого отключают переменный резистор, с которого снималось управляющее
напряжение на предыдущих этапах налаживания, устанавливают на место диоды V2,
V4 и, подключив к катоду диода V3 вольтметр постоянного тока с высоким входным
сопротивлением, подстроечным резистором R27устанавливают по шкале прибора
напряжение, примерно равное 0,51/отс. Затем подают на вход устройства музы-
кальный сигнал и наблюдают за стрелкой вольтметра. При нормальной работе уст-
ройства она должна в среднем одинаково часто отклоняться от отметки, соответ-
ствующей 0,5(JOTC, отметок, соответствующих 0 и U0K. Если размах колебаний стрел-
ки значительно меньше, необходимо пропорционально увеличить сопротивления ре-
зисторов R20, R21, R24, R29(все они должны оставаться одинаковыми). При большем
размахе сопротивления этих резисторов необходимо уменьшить. «Центр панорамы»
устанавливают подстроечным резистором R27 по результатам прослушивания му-
зыкальных произведений различного характера.
ЛИТЕРАТУРА
1. Ковалгин Ю. А., Борисенко А. В., Гензель Г. С. Акустические основы стереофонии,- V
Связь, 1978 „
2. Сухов Н., Ваяло В. Высококачественный предусилитель-корректор. — Радио, 1981. N- 3. с. Зэ.
Журнал "Радио-, 19В2, № 7, с. 45
А. ВОРОБЬЕВ-ОБУХОВ
ПСЕВДОСТЕРЕОФОНИЯ
С ПОМОЩЬЮ ФАЗОВРАЩАТЕЛЯ
При воспроизведении монофонических программ входы стереофонических ка-
налов во всей двухканальнои звуковоспроизводящей аппаратуре, как правило, со-
налов во все д у ос>-ч«пьтате соазу же пропадает пространственное вое-
звучанию слушатвлю. на-
приятие звука, своис От акустических систем, кажется, что источник
холящемуся на Равн0^₽ ними. а слушателю находящемуся ближе к од-
звука расположен в середи.между ни размещен именн0 в этой
о”а“ом „ростр»», «нком восприятии при гаком включе-
149
нии усилителей не может быть и речи. Однако, если фаз^ сигнала в одной акустичес-
кой системе сдвинуть на 90 угл град относительно фазы сигнала в другой, то про-
изойдет разительная перемена: звук обретет «объем», как это имеет место при
воспроизведении стереофонической записи. Более того при воспроизведении ор-
кестровых записей создается впечатление, что отдельные инструменты оркестра
расположены в разных точках пространства между акустическими системами. Прав-
да, их расположение не будет соответствовать реальному, как при стереозаписи,
а определяется частотой, положением слушателя и характеристиками фазовраща-
теля.
Вниманию радиолюбителей предлагается описание такой фазовращающей при-
ставки к стереофоническим звуковоспроизводящим устройствам. Приставка обога-
тит звучание современных монофонических записей, поможет приблизить к есте-
ственному звучанию тысячи несовершенных монофонических записей с уникальны-
ми исполнениями музыкальных произведений, сделанных в те далекие годы, когда
еще не существовало стереофонии.
Приставка (рис. 1) представляет собой широкополосный фазовращатель, разде-
ляющий входной сигнал на две составляющие, фазы которых сдвинуты друг отно-
сительно друга на 90 угл град во всем диапазоне звуковых частот. Собственно фазов-
ращатель состоит из RC-цепей, включенных на выходе трехкаскадного усилителя
НЧ Первый каскад усилителя — эмиттерный повторитель на транзисторе Т1 обеспе-
чивает высокое входное сопротивление устройства. Усилительный каскад на тран-
зисторе Т2 имеет коэффициент усиления близкий к 1, фазоинвертер с разделенной
нагрузкой на транзисторе ТЗ позволяет получить два противофазных и равных по
величине сигнала.
R7
510
__ц_Д£2^_
СЗ 2400
R10 51 к
—
С4 6800
и R11 220 к
l‘ С5 510
----СП-----
II R12 220 к
С6 1600
0-^в м
—7
С7
4700
---->
Гн4
Выход 2
Рис. 1
При тщательном подборе номиналов деталей на выходе приставки получают сиг-
налы со сдвигом фаз 90±5 угл град в диапазоне 50...5000 Гц. Дальнейшее расшире-
ние диапазона связано с усложнением схемы приставки и не оправдано, поскольку
человеческое ухо способно определить направление звука по разности фаз толь-
ко в пределах указанного диапазона
150
из фол^рм^Хоа^отек%авКИ40'1600° Гц‘ Она собрана на печатной плате
использованы п«, г- .° екстолита размерами 35x75 мм (рис. 2). В приставке
К5О°6детальны!РЫ МЛТ'°'25 (МОЖНО МЛТ-0.125 и УЛМ). Конденсатор С2 -
К50 6, остальные конденсаторы керамические КМ.
Рис. 2
При налаживании особое внимание следует обратить на подбор номиналов
RC-цепочек фазовращателя. Они не должны отличаться от указанных в таблице бо-
лее чем на ±1%. С таким же допуском следует отобрать резисторы R7, R8.
Поскольку приставка рассчитана на работу с высококачественной аппаратурой,
она не должна вносить значительных нелинейных искажений. Это может быть до-
стигнуто тщательной установкой режимов сточностью ±10% от указанных на схеме.
Подбор режимов ведется с помощью резисторов R1 и R6. Частотная характеристика
приставки имеет подъем в области высших звуковых частот, который следует ском-
пенсировать с помощью регуляторов тембра стереоусилителя или, введя коррек-
цию в каскад приставки, выполненный на транзисторе Т2.
Таблица
R9.R10 R11, R12 R13.R14 СЗ С4 С5 С6 С7 С8
51 кОм 228 кОм 25,6 кОм 2350 пФ 6930 пФ 526 пФ 1552 пФ 4690 пФ 0,0138 мкФ
Приставка включается перед входом стереоусилителя Для нормальной работы
приставки на его вход подают сигнал с амплитудой 100 ..200 мВ. Выходы приставки
подключают к входам правого и левого каналов стереоусилителя, работающего
в режиме стерео. Чтобы усилитель не вносил искажений в работу приставки, его
входное, сопротивление должно быть не менее 300 кОм
Приставку удобно разместить внутри корпуса усилителя и подключать ее к нему
с помощью переключателя ..моно-стерео-, изменив для этой цели его коммутацию
Журнал -Радио-, I97i>.№6.c 40
151
ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ФАЗОВРАЩАТЕЛЬ
Фазовращатели с плавной регулировкой фазового сдвига в широкой полосе час-
тот находят широкое применение в формирователях псевдостереофонического и
квазиквадрафонического сигналов, в различных музыкальных инструментах, а также
при проведении целого ряда измерений в электроакустике.
Обычно для этих целей используют относительно несложные фазовращатели,
представляющие собой каскад с разделенной нагрузкой, к парафазным выходам
которого подключена фазосдвигающая цепь. Существенным недостатком такого
простейшего фазовращателя является относительно высокий уровень нелинейных
искажений, а также недостаточно широкий диапазон плавной регулировки фазового
сдвига. Это можно объяснить тем, что в большинстве случаев сопротивление резис-
тора, входящего в фазосдвигающую цепь, оказывается соизмеримо с выходным
сопротивлением каскада с разделенной нагрузкой (в цепи коллектора) и входным
сопротивлением последующего каскада (нагрузки) фазовращателя.
От указанных недостатков в значительной степени свободен фазовращатель,
принципиальная схема которого приведена на рис. 1. С его помощью можно изме-
нять сдвиг фазы низкочастотного напряжения от 0 до 180 угл град на частотах вплоть
до 100 кГц при коэффициенте нелинейных искажений не более 0,1% и входном на-
пряжении 1 В. Частота, на которой поворот фазы составляет 90 угл град, определя-
ется известной формулой
f м I
2nR9C4'
На рис 2 приведены зависимости фазового сдвига от частоты сигнала для трех
различных значений сопротивления переменного резистора R9.
Отмеченные положительные характеристики фазовращателя обусловлены рядом
схемных решений. Во-первых, фазосдвигающая цепь R9C4 подключена не к выхо-
дам каскада с разделенной нагрузкой на транзисторе V1, как обычно, непосред-
ственно, а через дополнительные эмиттерные повторители на транзисторах V2 и V3.
152
Рис. 2
Это позволяет обеспечить нормальную работу фазовращателя при сопротивлении
переменного резистора R9, близком к сотне ом. Во-вторых, нагрузка фазовращате-
ля подключается к выходу фазовращателя не непосредственно, а через развязываю-
щий каскад по схеме составного транзистора, причем первый транзистор V4 —
полевой, второй — V5—биполярный. Такое сочетание полевого и биполярного тран-
зисторов позволяет получить, с одной стороны, очень высокое входное сопротивле-
ние каскада, а с другой — очень низкое выходное сопротивление'— всего несколько
ом. В результате подключение нагрузки к выходу фазовращателя практически не
влияет на работу фазосдвигающей цепи даже при максимальном сопротивлении
переменного резистора R9. равном 10 кОм. Таким образом, фазосдвигающая цепь
может работать в требуемом режиме при изменении сопротивления переменного
резистора R9 более чем в 100 раз. Именно этим и объясняется широкий диапазона
плавного сдвига фазы. А малый коэффициент нелинейных искажений фазовращате-
ля в целом обусловлен глубокими обратными связями, действующими в каждом кас-
каде и обеспечивающими усиление, равное примерно единице.
От редакции. В фазовращателе могут быть использованы кремниевые высокочастотные
транзисторы типов КТ312, КТ315, КТ350, КТ351, КТ358 с любыми буквенными индексами (VI
V3, V5) и полевые транзисторы КП302В или КПЗОЗБ (У4).
Журнал Радио». 1981, № 5, с. 72
А. ТЕРЕПИНГ
ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ФАЗОВРАЩАТЕЛЬ
Предлагаемый вниманию читателей фазовращатель разработан в лаборатории
Эстонского радио Он предназначен для обработки монофонической и стереофони-
ческой информации с целью получения псевдостереофонического и псевдоквадра
фонического звучания. Фазовращатель можно использовать и в коротковолновых
передатчиках для получения SSB сигнала фазокомпенсационным методом
Основные технические характеристики фазовращателя
Входное и выходное напряжения, В • •
Неравномерность амплитудно-частотной характеристики, д .
в диапазоне частот 30 .18000 Гц
Уровень шумов, дБ
Коэффициент гармоник, %... ’ . '
Сдвиг фаз между выходными сигналами в режим
в диапазоне частот 30 . 18 000 Гц, угл град .
0,775
10,5
-70
0.5
90П.5
153
Рис. 3
154
Фазовращатель состоит из отдельных фазовращающих звеньев, схема одного из
коте pi 1х показана на рис. 1, а фазочастотная характеристика (ФЧХ) — на рис. 2 (Го-
так называемая нормированная частота). При соответствующем выборе элементов
амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) звена получается горизонтальной,
а ФЧХ описывается выражением
2arctgurt,
гдет-(В1+НЗ)С1.
Если подать сигнал параллельно на входы двух таких устройств, фазовый сдвиг <р
между их выходными сигналами составит <f>=<pi-<pz где %] и ср2 — ФЧХ звеньев. При
соответствующем выборе т каждого звена можно получить фазовый сдвиг 90 угл
град с заданной погрешностью в определенном, довольно узком диапазоне частот.
Для расширения диапазона час от, в котором фазовый сдвиг равен 90 угл град, чис-
155
ло звеньев необходимо увеличить. Так, при четырех парах звеньев уже можно полу-
чить фазовый сдвиг между выходными сигналами 90± 1,5угл град в диапазоне частот
30... 18000 Гц.
Принципиальная схема такого фазовращающего устройства показана на рис.З.
Оно состоит из двух идентичных каналов, отличающихся друг от друга только номи-
налами конденсаторов фазосдвигающих цепей. В каждом отдельном звене фазовый
сдвиг между его входным и выходным сигналами равен 90 угл град на одной опреде-
ленной, нормированной частоте. Для звеньев верхнего канала — это частоты:
6=15,176 Гц, 6=169,45 Гц; 6=1196,4 Гц; 6=8843.5 Гц, нижнего — 6-61,062 Гц;
6=451.36 Гц; 6=86,7 Гц и 6=35583 Гц.
При обработке монофонического сигнала контакты выключателя S1 должны быть
замкнуты, стереофонического — разомкнуты. Переключателями S3-S6 можно от-
ключить отдельные звенья фазовращателя, что необходимо, например, при настрой-
ке прибора, а также для получения фазового сдвига 90 угл град в определенной части
звукового спектра для создания различных эффектов при стереозаписи. Отключить
фазовращатель можно переключателем S2. Наконец, переключатель S7 позволяет
суммировать выходные сигналы, что бывает необходимо в тех случаях, когда из сте-
реофонического сигнала нужно получить монофонический. (Дело в том, что сигналы
каналов А и В нередко имеют много противофазных компонентов, а фазовращатель
улучшает совместимость).
В фазовращателе применены переключатели П2К с независимой фиксацией кно-
пок. Для получения требуемой АЧХ емкости конденсаторов С2-С5, С10-С13 не дол-
жны отличаться от указанных на схеме более чем ±5%, а их ТКЕ должен быть по
возможности небольшим.
Перед настройкой вращателя движки всех резисторов устанавливают в среднее
положение. Режим работы транзисторов по постоянному току подбирают (подстро-
ечными резисторами R1 и R32) таким, чтобы при номинальном аходном сигнале
,3,775 В) выходные сигналы не ограничивались.
После этого подстроечными резисторами в эмиттерных цепях транзисторов фа-
зовращающихся звеньев регулируют АЧХ. Для этого на вход А устройства подают
сигнал частотой 30 Гц, к выходу А подключают ламповый вольтметр и замыкают
контакты выключателя S6 (остальные — в положениях, показанных на схеме). Изме-
няя частоту генератора сигналов, регулируют сопротивление резистора R21 так,
чтобы АЧХ этого звена стала горизонтальной. Затем, возвратив кнопку S6 в прежнее
состояние, нажимают на кнопку S5 и повторяют операцию настройки для звена на
транзисторе V3 и т. д
Далее регулируют ФЧХ. К входу А подключают вход опорного сигнала измерителя
резкости фаз (например, Ф2-1, Ф2-13), а второй вход этого прибора соединяют
с выходом А фазовращателя. Вновь замкнув контакты выключателя S6, подают на
вход фазовращателя сигнал частотой 15,176 Гц. На этой частоте резистором R23
добиваются разности фаз 90 угл град. Затем, последовательно нажимая на кноп-
ки S5, S4 и т. д., изменением сопротивлений фазосдвигающих цепей устанавливают
разность фаз 90 угл град на всех остальных частотах указанных выше.
Добившись требуемых ФЧХ, замыкают контакты всех выключателей S3-S6 и про-
веряют АЧХ всего устройства, а также измеряют разность фаз между сигналами, сни-
маемыми с выходов А и В во всем рабочем диапазоне частот. Если АЧХ отличается от
горизонтальной более чем на 0,5 дБ, всю настройку придется повторить сначала. Мо-
жет оказаться, что погрешность сдвига фаз на высших частотах диапазона составит
более 1,5 угл град. Уменьшить ее можно подстроечными резисторами R8 и R37. Уров-
ни выходных сигналов балансируют подстроечными резисторами R24 и R54.
Журнал -'Радио-, 1979, №2,с 41
156
А. ПИОРУНСКИЙ, H. ПАВЛОВ
СИНТЕЗАТОР ПАНОРАМНО-ОБЪЕМНОГО ЗВУЧАНИЯ
РАДИОЛЫ «СИРИУС-315-ПАНО»
Ижевский радиозавод изготовил радиолу «Сириус-315-пано», в которой исполь-
зуется так называемый панорамно-объемный (панофонический) способ воспроиз-
ведения звуковой информации. Новый способ воспроизведения является, по суще-
ству, разновидностью широкоизвестного псевдостереофонического способа, но
в то же время принципиально отличается от него тем, что исключает задачу получе-
ния направлений на кажущиеся источники звука. Улучшение качества звучания до-
стигается здесь с помощью специального электронного синтезатора, позволяющего
получить однородное звуковое поле без выраженных направлений на отдельные ка-
жущиеся источники звука. Такое поле оказывает, как известно, сильное эмоциональ-
ное воздействие на слушателя. Этим, в частности, объясняется и обращение к тако-
го рода синтезатору создателей «Сириуса-315-пано».
По принципу панорамирования способы получения панофонического звучания ус-
ловно можно разделить на динамические и статические. Динамический способ пано-
рамирования основан на использовании инерционности слуховой памяти, выражаю-
щейся в том, что человек не может переключить внимание с одного источника звука на
другой за время менее 0,15 с. В соответствии с этой особенностью звуковосприятия
панорамирование монофонического сигнала можно осуществить путем периодичес-
кого изменения усиления каналов двухканального усилителя. Так, если в течение
некоторого интервала времени усиление одного канала увеличивать от нуля до макси-
мального значения, а другого уменьшать от максимального значения до нуля, то кажу-
щаяся точка звукоизлучения будет перемещаться вдоль акустической базы со скорос-
тью, пропорциональной скорости изменения коэффициентов усиления каналов уси-
лителя. Если этот интервал времени сделать меньше 0,15 с, то в силу инерционности
слуховой памяти положение кажущейся точки излучения станет неопределенным и зву-
ковая картина окажется равномерно распределенной вдоль всей акустической базы.
Иными словами, произойдет ее панорамирование. К сказанному следует добавить,
что при периодическом изменении уровня громкости в каждом из каналов кажущаяся
точка излучения будет одновременно перемещаться и по глубине, поскольку умень-
шение интенсивности звука психологически связывается с удалением объекта излуче-
ния звука, и наоборот.
Чтобы исключить паразитную амплитудную модуляцию интенсивности звукоиз-
лучения с частотой изменения уровня громкости, ее можно изменять, в частности, по
синусоидальному и косинусоидальному законам соответственно для левого и пра-
вого каналов звуковоспроизведения. Действительно, если на входы этих каналов
поступает монофонический сигнал (7(f), то на выходе левого канала его величина
будет равна U(t)sinut,a на выходе правого - L/(t)coswt А так как интенсивность зву-
чания в месте прослушивания пропорциональна сумме мгновенных мощностей из-
лучения в каждый момент времени Г
[U(t)sinu>t ]?+[U(t}coswt]^LP(t)(sin^t +
то ее паразитная модуляция с частотой изменения уровня громкости полностью ис-
ключается Описанный способ панорамирования пригоден для электроакустических
систем с очень высокой степенью идентичности АЧХ, что резко ограничивает его
применение.
В панорамирующих синтезаторах статического типа используют принципы амп-
литудно-частотного, фазового или временного разделения монофонического сиг-
нала по нескольким (чаще всего по двум) каналам. Наибольшее распространение
157
получили синтезаторы с временным запаздыванием сигналов правого и левого ка-
налов и, в частности, всевозможные фазосдвигающие устройства, позволяющие по-
лучить между отдельными спектральными составляющими сигнала фазовый сдвиг,
близкий к 90 угл град. Возможности панорамирования таких устройств весьма ог-
раничены, поскольку для заполнения всей базы эвукоизлучения необходима вре-
менная задержка более 2 мс, а фазосдвигающие устройства обеспечивают запазды-
вание всего около 0.75 мс, и это на самой низкой частоте диапазона 300. .3000 Гц,
соответствующего наиболее уверенному определению направления на кажущиеся
источники звука; на более высоких частотах оно еще меньше. Такое запаздывание
позволяет получить ощутимый эффект панорамирования только при использовании
головных телефонов, где расстояние между излучателями звука не превышает 15 см.
В звуковоспроизводящих устройствах, работающих с громкоговорителями, удален-
ными друг от друга на расстояние более 1 м, этот эффект проявляется очень слабо.
В гораздо большей степени эффект панорамирования проявляется при ампли-
тудно-частотном разделении спектральных составляющих сигнала. В простейшем
случае для этого необходимы два монофонических канала, усиление одного из кото-
рых с ростом частоты монотонно убывает, а другого растет. Получаемая при этом
звуковая картина характеризуется распределением частотного спектра воспроиз-
водимого сигнала по всему фронту акустической базы. Недостаток этого способа
состоит в характерном «плавании» источников звука в звуковой картине и заметной
несбалансированности излучения отдельных спектральных составляющих сигнала
вдоль звуковой панорамы.
R2
ЮОк
06
0.1нк
сз
1нк'
'15В
Юнк'
'15В
100к
02
0.1нк
Вход
R3
,10к
а
50мк'15В
R17 75к
012 6800
015 5нк*15В
Р6 2 40к
'Пано'
V2
013 5мк'15В
R10 ЗООк
R7 7.5к
05 0.04/мк
R13
68к
\R12
7 5к
Ш 0
ЮОк
1 R8 1к
HR4 Юк
Моно
07 300
08 2000
R9 3.3...6.8к
V1-V5
КТ315Г
R11
1к
\R5
62к
R20
8к
СК
1ик'15В
Левый канал л Л Л Правый канал
Выход
09
5нк'15В
R15
18к
Рис. 1
В синтезаторе панорамно-объемного звучания радиолы «Сириус-315-пано» ис-
пользуется амплитудно-частотное разделение по двум каналам спектральных состав-
ляющих исходного монофонического сигнала (фазовое разделение получается при
158
ГпаЯпиип^ТИЧРСКИ эассчет принрипа Формирования АЧХ каналов). В силу того, что
, _о о а вуковои обстановке весьма сложные по своему спектральному составу
игналы слушатель уверенно относит к конкретным источникам звука (что,
ущ тву, является результатом длительного обучения и приспособления к миру
звуков), пооигранственное разнесение направлений на звучащие объекты за счет
воспроизведения отдельных участков спектров их сигналов разнесенными звукоизлу-
чателями лишает его возможности привязки этих объектов к определенному месту
в панораме, и звучание приобретает нелокализуемый характер.
Этот способ может быть реализован применением каналов формирования с вза-
имно обратными АЧХ. В радиоле «Сириус-315-пано» используется синтезатор, фор-
мирующий каналы с АЧХ простейшего вида: АЧХ левого канала имеет максимум на
частоте около 1,2 кГц и монотонный спад с увеличением и уменьшением частоты,
а АЧХ правого канала — минимум на частоте 1,2 кГц и монотонный подъем на более
низких и более высоких частотах. На частотах 300 и 3000 Гц, соответствующих краям
диапазона уверенного определения направлений на кажущиеся источники звука,
коэффициенты передачи левого и правого каналов равны приблизительно 0,7 от
своих максимальных значений.
При выбранных таким образом АЧХ каналов достаточно близко расположенные
среднечастотные спектральные составляющие исходного сигнала распределяются
по различным каналам, причем один из каналов служит для воспроизведения сред-
них частот, а другой для воспроизведения составляющих, определяющих в основном
тембр звучания. В результате практически полностью теряется анализуемость
направлений на источники звучания в диапазоне средних частот.
Принципиальная схема синтезатора панорамно-объемного звучания приведена
на рис. 1.
Основные технические характеристики
Инициальное входное напряжение, мВ ................................. 250
Входное сопротивление кОм . . 47
Номинальный диапазон частот, Гц.. ........................... 20.. .20 000
Коэффициент гармоник, %........................................... Р'5
Коэффициент передачи правого канала на частотах 120 и 12 000 Гц,
леаого — на частоте 1200 Гц....................... - 1,41
Отношение коэффициентов передачи лева о и правого каналов дБ,
на частоте 1200 Гц
Синтезатор содержит формирователи сигналов левого (1/4) и правого (V2, V3, V5)
каналов и эмиттерный повторитель (1/11, согласующий синтезатор с предваритель-
ным усилителем НЧ радиолы.
АЧХ левого канала определяется параметрами элементов R5, С8, С11 и R со-
отношения между их номиналами выбраны таким образом, что коэффициент пере-
дачи этого канала (рис. 2, штриховая линия) максимвлен на частоте 1200 Гц. На
более низких частотах напряжение, поступающее на выход левого канала, определя-
ется емкостью конденсатора С8, а величина ООС - сопротивлением резистора R16.
В результате коэффициент передачи левого канала с понижением частоты умень-
шается На частотах выше 1200 Гц поступающий на базу транзистора 1/4 входной
сигнал определяется сопротивлением резистора R5 а величина ООС - емкостью
конденсатора С11. Таким образом, с ростом частоты ООС увеличивается, а коэффи-
циент пеоедачи каскада на транзисторе V4 уменьшается.
ачх’правого канала формируется несколько иначе. Через эмиттерныи повторитель
на тоан=е ХонХнич^кий сигнал поступает на базы транзисторов М2 и V3
Si зтотТанала определяется н миналами элементов С5-С7. R4, R6. R10. которые
выбраны таким образом, что коэффициент передачи правого канала синтезатора на
159
частоте 1200 Гц минимален (рис. 2, сплошная линия). На частотах выше 1200 Гц АЧХ
формируется каскадом на транзисторе V3, а на частотах ниже этой частоты — каска-
дом на транзисторе V2. Коэффициент передачи каскада на транзисторе V3 с ростом
частоты увеличивается, поскольку сигнал поступает на его вход через конденсатор С7,
а его сопротивление с повышением частоты уменьшается. Напряжение ООС поступа-
ет на базу этого транзистора через резистор Я10 и от частоты не зависит. Таким обра-
зом, этот каскад формирует восходящую ветвь АЧХ.
Нисходящая ветвь формируется кас-
кадом на транзисторе V2. На частотах ни-
же 1200 Гц сопротивления конденсаторов
С6. С5 меньше сопротивлений резисто-
ров R4, R6. В силу этого поступающий на
базу транзистора V2 входной сигнал в ос-
новном определяется резистором R4,
а действие ООС — конденсатором С5. По-
скольку сопротивление конденсатора С5
с увеличением частоты падает, коэффици-
ент передачи рассматриваемого каскада
Рис. 2
с ростом частоты уменьшается, т. е. формируется нисходящая ветвь АЧХ. Для полу-
чения полной АЧХ выходные сигналы каскадов на транзисторах V2 и V3 суммируются
на резисторе R13, усиливаются каскадом на транзисторе V5 и через переключа-
тель S1 поступают на вход усилителя мощности правого канала радиолы. Коллектор-
ная цепь транзистора V5 зашунтирована конденсатором С12, который вместе с ре-
зистором Я17 выравнивает АЧХ правого канала в области высших звуковых частот.
Для настройки паносинтезатора необходимы генератор звуковой частоты и вольт-
метр переменного тока. Предварительно к выходу каждого канала синтезатора следу-
ет подключить резисторы сопротивлением, равным входному сопротивлению каналов
усилителя мощности. Установив переключатель S1 в положение «Пано», а движки под-
строечных резисторов Я13, R20 в средние положения, подают на вход синтезатора
сигнал напряжением 250 мВ и частотой 1200 Гц и измеряют напряжение на выходе
левого канала. Затем подключают вольтметр к выходу правого канала синтезатора и
подстроечным резистором Я /3 добиваются одинаковых показаний прибора при пода-
че на вход сигналов частотой 120 и 12000 Гц напряжением 250 мВ. После этого при том
же входном сигнале частотой 120 Гц резистором R20 на выходе правого канала уста-
навливают сигнал, равный сигналу на выходе левого канала на частоте 1200 Гц. В зак-
лючение, поставив переключатель S1 в положение «Моно», на частоте 1200 Гц подбо-
ром резистора R9 устанавливают на выходе напряжение, равное 0,7 от выходного
сигнала левого канала. Последняя операция имеет целью выравнять громкость звуча-
ния в режимах «Моно» и «Пано», поскольку в режиме «Моно» общая мощность излуче-
ния равна алгебраической сумме мощностей излучения каждого канала, а в режиме
Пано» — корню квадратному из суммы средних мощностей излучения левого и пра-
вого каналов Иными словами, без указанной регулировки мощность излучения в ре-
жиме «Пано» будет в 1,41 раза меньше, чем в режиме «Моно».
Журнал "Радио- , 1982, № 6, с. 34
ПСЕВДОКВАДРОФОНИЯ ИЗ СТЕРЕОСИГНАЛА
Двухканельному стереофоническому воспроизведению звука, завоевавшему
в наши дни широкое признание любителей музыки, как известно, присущи недо-
статки (ограниченная площадь действия стереоэффекта, слабая локализация зву-
ков по глубине, недостаточное ощущение «атмосферы зала»), которые невозможно
160
, ТЬ овершенствованием самой стереофонической аппаратуры. Стремление
xnnnrn,ЬСй °Т ЭТИХ недостатков привело к созданию четырехканальных систем зву-
роизведения, получивших название квадрафонических. В настоящее время
уже разра отано несколько таких систем. Однако технические и экономические труд-
ти, стоящие на пути их широкого внедрения, не дают возможности полагать, что
в недалеком будущем будет внедрена согласованная в международном масштабе
система квадрафонии. Исходя из этого, представляется целесообразным на
переходный период использовать для повышения качества звуковоспроизведения
промежуточные решения, одним из которых является так называемая псевдоквад-
рафония, основанная на том, что с помощью специальных приемов из обычного
стереофонического сигнала можно получить дополнительную пространственную ин-
формацию. Стереофоническая передача также может дать слушателю представле-
ние о расположении источников звука в помещении на стороне передачи. Однако
передать его акустическую атмосферу («атмосферу зала») она не в состоянии. С по-
мощью псевдоквадрафонии можно воссоздать реверберацию, характерную для по-
мещения на стороне передачи.
Рассмотрим более подробно получение дополнительной пространственной ин-
формации из стереосигнала. При псевдоквадрафоническом звуковоспроизведении
из стереофонических сигналов левого и правого каналов образуется разностный
сигнал, который излучается двумя дополнительными (тыловыми) громко-
говорителями. При этом исходят из того, что сама стереофоническая программа
несет в себе пространственную информацию, отображаемую разностным сигналом.
Однако не всякая стереофоническая запись способна вызвать у слушателя ощу-
щение пространственной звуковой картины. Отношение прямрго звука к простран-
ственному при записи изменяется, поэтому при
псевдоквадрафоническом звуковоспроизведении мож-
но получить только ту пространственную информацию,
которая содержалась в стереозаписи. В этом основной
недостаток псевдоквадрафонических систем.
Разностный сигнал можно получить в разных точках
стереофонического тракта воспроизведения, но наибо-
лее просто это сделать на выходе усилителя НЧ (рис. 1).
Дополнительные (тыловые) громкоговорители ГрЗ иГр4
в этом случае соединяют последовательно (обязатель-
но противофазно) и подключают, как показано на рисун-
ке, к фронтальным громкоговорителям левого (Гр1) и
правого (Гр2) каналов.
По такому же пути пошли и радиоинженеры за рубе-
жом, разработавшие приставку для получения разно-
стного сигнала, получившую название «Квадра-зффект»
(рис. 2). Приставку подключают к выходу стереофони-
ческого усилителя НЧ. Кроме элементов для получения
разностного сигнала, она содержит цепи частотного
преобразования сигнала и коммутации.
В исходном (показанном на схеме) положении кнопки Кн2 («Стерео-Квадра»)
дополнительные громкоговорители ГрЗ и Гр4 отключены и обеспечивается нормаль-
ное воспроизведение стереофонической программы. В этом положении кнопки сте-
оеоФонический тракт настраивают на оптимальное стереофоническое звуко-
воспооизведение. При нажатой кнопке Кн2 дополнительные громкоговорители
подключаются к выходу усилителя НЧ и воспроизводят пространственный сигнал
Кнопка КнЗ («Уровень») служит для изменения уровня сигнала, излучаемого до-
полнительными громкоговорителями. При нажатии этой кнопки уровень сигнала
уменьшается.
<-----------г—
К усилителю
НЧ левого Гр1
канала
<----------------
Гр4
К усилителю
НЧ правого
канола
<------------------
Рис. 1
161
6-1149
Наконец, кнопка Кн 1 («Эффект 1/2») в ненажатом положении («Эффект 1») обес-
печивает режим при котором дополнительные громкоговорители, кроме простран-
ственных сигналов , воспроизводят и части стереофонических сигналов левого и пра-
вого каналов Это может быть полезно при воспроизведении записей с небольшим
содержанием пространственной информации (случай, когда упомянутое ранее от-
ношение прямых звуков к пространственным очень неблагоприятно). Монофоничес-
кие программы в этом положении кнопки Кн 1 воспроизводятся с таким же эффектом,
как в известной системе «объемного» звучания «3D». При нажатии кнопки («Эф-
фект 2») дополнительные громкоговорители воспроизводят только пространствен-
ную информацию.
шз
RC 4.Zк
R1 1.2к
Е
Правый
канал
'Уровень
«
R6 6 8к
'Сяерео-Кйадра
Кнз№
С1 5инк*25В
R7 6 8
С2 50мк*25В
UJ5
«-
Ш6
«-
«
Ш2
R2 12к
/1еВый
канал
R5 5 6к
‘Эффект 1/2’
U1L
Рис. 2
R!t Ф7к
ГрЗ
Гр4
Е
Очень простой способ получения разностного сигнала применен в серийном сте-
реофоническом радиоприемнике «Проксима». Как видно из схемы (оис. 3), дополни-
тельные громкоговорители для получения эффекта псевдоквадрафонии подключа-
ют к разъемам Ш9 иШ10 Друг с другом эти громкоговорители соединены последо-
вательно (через резистор R6) и излучают только разностный сигнал. В качестве
дополнительных можно использовать небольшие громкоговорители с полным сопро-
тивлением не менее 4 Ом. Резистор R6 служит для защиты транзисторов оконечного
каскада усилителя от перегрузок при одновременной работе основных и дополни-
тельных громкоговорителей.
Для радиолюбителей особый интерес представляют несложные приставки к сте-
реофоническим усилителям НЧ, позволяющие выделить разностные сигналы из сте-
162
диффепенииаль(?ыйм^^0ДН0Й из ТВких приставок, представляющей собой
и Т2 поступают со входов*7еЛЬ’ п°казана на рис 4. Сигналы на базы транзисторов Т1
ны, что может бытьим™ °Г0 (Ц И Правого W каналов. Если эти сигналы различ
помещения в котоопм н аН°’ напримеР' отражениями звуковых колебаний от стен
Настроить такой усилитель несложно Вначале с помощью подстроечного резис-
тора R15 уравнивают коллекторные токи транзисторов (напряжения на коллекторах
должны быть в пределах 6,5...7,5 В). Затем, подав синусоидальный сигнал на оба
входа усилителя, подбирают сопротивление резистора R5, добиваясь минимума на-
пряжения сигнале на обоих выходах.
Усилитель нормально работает при входном напряжении около 100 мВ. Потреб-
ляемый от источника питания ток не превышает 1 мА, поэтому усилитель можно
питать от гальванической батареи небольшой емкости (например. "Кроны»)
В усилителе, схема которого приведена на рис. 5, разностные сигналы получают-
ся на резисторной матрице R11-R16. Сигналы левого (£.) и правого (R) каналов на
коллекторах транзисторов Т1 и Т2 сдвинуты по фазе относительно входных на 180 угл
град. Через резисторную матрицу они поступают в эмиттерные цепи, где фаза сигна-
ла та же что и у входного. Уровень полученных при этом разностных сигналов (R-L
и L-R) можно регулировать сдвоенным переменным резистором R15R16 При оди-
163
ь
паковых сигналах на входе и установке движков этого резистора в положение, соот-
ветствующее максимальному уровню, выходное напряжение должно равняться нулю
Рис. 4
Оба усилителя (рис. 4 и 5), к сожалению, имеют недостаток, заключающийся в том,
что для работы с ними необходим дополнительный, хотя и менее мощный, чем ос-
новной (примерно в 4 раза), стереофонический усилитель.
П. Т2 SC207
Рис. 5
Но можно обойтись и идноканальным усилителем схема которого показана на
рис. 6 Он состоит всего из трех каскадов и обеспечивает достаточно хорошие ре-
164
трансфооматоп Тп Г °сновного Усилителя НЧ он соединяется через низкочастотный
ходному каскаду ппл^°П°л!НИТеЛЬНЬ1е гР°мкоговорителиф1 и Гр2 подключены к вы-
ное акустическое полеИВ°ФаЗН°' КЭК Т°ЛЬК0 В Этом случае они создают Д^ФФу3'
Рис. 6
При работе с таким усилителем на вход основного усилителя подают вначале
монофонический сигнал и регулятором стереобаланса добиваются минимума раз-
ностного сигнала на выходе дополнительного усилителя. Затем вместо монофони-
ческого подают стереофонический сие нал и плавно увеличивают громкость звуча-
ния разностного сигнала переменным резистором R1. Громкость должна быть не
очень большой, так как иначе резкие смещения звуковой картины влево или вправо
могут ухудшить качество псевдоквадрафонии.
От редакции. В усилительных приставках для получения разностного сигнала можно приме-
нить транзисторы КТ342Р (вместо SC207), ГТ321Д, ГТ321Е (вместо GC116C) и серии ГТ403
(вместо GDl70b).
Журнал • Радио-, 1976, № 10, С. 30
В.ФИШМАН
ПСЕВДОКВАДРАФОНИЧЕСКАЯ ПРИСТАВКА
Принцип работы приставки основан на вычитании сигналов левого А и правого В
стереоканалов. Сигналы вычитаются в дифференциальном усилителе, выполнен-
ном на интегральной микросхеме MCI (см. схему). На выходах дифференциального
усилителя образуются сигналы A-В и В-A, которые подаются на усилители мощнос-
ти соответственно левого и правого тыловых каналов.
Квадрафонический эффект достаточно хорошо проявляется уже при мощности
усилителей тыловых каналов в 5 ..7 раз меньшей мощности усилителей основных
(фронтальных) каналов. Так как высокок тчественные усилители НЧ обычно имеют
165
ЮОк И ЮОк
166
легатьв пределах^ ™ ^°щность Усилителей квадрафонического сигнала должна
вапиа?^™пм\В ка^естве Усилителей тыловых каналов используется упрощенный
зон nafinuuv иогЛЯ' оминапьная мощность усилителя 8 Вт на нагрузке 8 Ом, диапа-
бопер 1°/ На тот на Уровне -3 дБ — 30... 12000 Гц, коэффициент гармоник — не
пмт!1;\ РУЗК0И усилителя может служить любой широкополосный громкогово-
ри г ль с сопротивлением звуковых катушек 4... 12 Ом.
т₽па нцСТы ВК« подклю^аетСя к выходу стереофонического предварительного усили-
ео х°димый входной сигнал — 0,5...1 В. Для регулировки глубины квадра-
фонического эффекта служит ступенчатый регулятор громкости В1. Глубина регули-
ровки — 36 дБ, шаг - 3,5 дБ.
„ На5'а*ивание приставки сводится к установке тока покоя усилителя в пределах
стора R22 ПОМОщью п°ДСтроечного резистораR16 и подбора сопротивления рези-
Дифференциальный усилитель и оба тыловых усилителя НЧ, за исключением вы-
ходных транзисторов Т5 и Тб, собраны на печатной плате из фольгированного стек-
лотекстолита. Транзисторы Т5 и Тб необходимо установить на радиаторах с пло-
щадью охлаждающей поверхности не менее 100 см2. Вместо ступенчатого регулято-
ра громкости можно использовать сдвоенный переменный резистор сопротивлени-
ем 47...68 кОм группы В.
Стабилитроны КС156А можно заменить на КС147А и КС168А; транзистор КТ315В —
на КТ301, КТ312; МП16Б - на МП40, МП41, МП42; МП37 - на МП38, МП10, МП11;
П214 — на П213, П215слюбым буквенным индексом. Конденсаторы С1, СЗ, С4, С5 —
на К50-6, С2— на КМ4; подстроечный резистор R16— на СПО-0,5; остальные резисто-
ры — МЛТ
Журнал -Радио", 1976, № 11, с. 35
Е. ПЕТРОВ
ВНОВЬ О ПСЕВДОКВАДРАФОНИИ
В свое время довольно широкое распространение получили псевдоквадрафони-
ческие устройства, позволяющие усилить эффект объемности звучания стереофо-
нических музыкальных программ. Структурная схема одного их таких устройств при-
ведена на рис.1.
Стереофонический усилитель 34 работает на четыре громкоговорителя ВА1 и ВА2
и два тыловых ВАЗ, ВА4. Первые размещены обычным принятым для стереофонии
способом, а вторые — позади слушателя напротив соответствующих фронтальных.
Причем тыловые громкоговорители включены между выходами стереоканалов уси-
лителя и воспроизводят только разностные составляющие стереофонического сиг-
нала, несущие в основном пространственную информацию. Это, собственно, и со-
здает у слушателя ощущение объемности звучания. Оптимальный уровень сигнала
на тыловых громкоговорителях можно подобрать резистором R1.
Однако эта простейшая псевдоквадрафоническая система имеет существенный
недостаток Трудно, в частности, подобрать оптимальный уровень громкости звуча-
ния тыловых । ромкоговорителей В результате при ее увеличении по отношению
к фронтальным громкоговорителям сначала происходит некоторое, приятное на слух,
увеличение «объемности-, звучания, которое, однако, не удается довести до опти-
мального значения а затем, при некотором критическом уровне, звуковая картина
достаточно резким скачком «ломается-, сгановится хаотичной, затрудняя локализа-
цию слушателем направлений на различные источники звука.
167
Значительно лучшее звучание можно получить, несколько изменив структурную
схему псевдоквадрафонического устройства. В новом устройстве [Л] (рис.2) изме-
нена фазировка тыловых громкоговорителей по отношению к фронтальным, вместо
одного резистора R1 установлены два — R1, R2, средняя точка цепи тыловых громко-
говорителей для высоких частот через конденсатор С1 соединена с общим прово-
дом Эти незначительные изменения позволили существенно улучшить звуковую кар-
тину: теперь можно безболезненно увеличить сигнал тыловых громкоговорителей
без потери локализации источников звука.
Отсутствует здесь и критический уровень громкости тыловых громкоговорите-
лей. При увеличении их сигнала слушатель плавно «въезжает» в оркестр, при этом
инструменты оркестра как бы «разбегаются» по громкоговорителям (в общем случае
— предсказуемо), но тем не менее направление на конкретный инструмент локали-
зуется вполне уверенно
Субъективная экспертиза трех режимов работы громкоговорителей — традици-
онные «Стерео», «Псевдоквадра» (рис. 1) и «Псевдоквадра» (рис. 2) — показала су-
щественное преимущество последнего псевдоквадрафонического устройства. При
этом эксперты, прослушивая музыкальную программу, могли самостоятельно выби-
рать один из режимов работы переключателем на три положения и регулировать
уровень громкости звучания тыловых громкоговорителей Истинный режим работы
экспертом был неизвестен (переключатель без маркировки). Результат фиксиро-
вался по положению переключателя в момент объявления экспертом о наилучшем
168
улучшенноГсиЙемТ(рис. g^0416™6 практически во всех случаях отдавалось
иогт СТ^ ФР°нтальных громкоговорителей использовались обычные высокока-
„ДЛ, 6ытовь,е АС мощностью 10... 100 Вт, а в качестве тыловых - громкогово-
И М0Щн0Стью 25...50% от мощности фронтальных. Требования к полосе вос-
роизводимых этими громкоговорителями частот невысоки (160...8000 Гц), поэтому
допустимо использовать широкополосные или среднечастотные головки прямого
излучения в простейшем акустическом оформлении.
езисторы Rinf?2— проволочные, регулируемые, например, типа ПЭВ, мощнос-
тью не ниже половины мощности тыловых громкоговорителей и сопротивлением,
в О... 15 раз превышающем номинальное сопротивление этих громкоговорителей
Конденсатор С1 — неполярный, емкостью 20...50 мкФ. допустимо использовать
два полярных электролитических конденсатора удвоенной емкости, включенных на-
встречу друг другу.
Регулировка устройства производится на слух подбором оптимальной величины
сигнала на тыловых громкоговорителях. При этом подбор сопротивлений резисто-
ров в обоих каналах следует производить синхронно. Значение емкости конденсато-
ра С1 некритично и может быть изменено в широких пределах. В любом случае сле-
дует поэкспериментировать, добиваясь наибольшей объемности звучания.
ЛИТЕРАТУРА
Петров Е., ПрудцевА. Акустическое устройство для псевдоквадрафонического воспроизведе-
ния. Авторское свидетельство СССР № 652739. — Бюллетень «Открытия, изобретения,..»,
1979, № 10
Журнал „Радио" 1992, № 8, с. 42
А. ШИТИКОВ
«ПОДСВЕТКА» В СИСТЕМЕ ПСЕВДОКВАДРАФОНИИ
В бытовой аудио- и видеотехнике постоянно совершенствуются стереофоничес-
кие системы звуковоспроизведения. В частности, в последнее время все более широ-
кое признание завоевывает система звукового сопровождения в TV — Dolby Surround
Pro Logic (система пространственного звучания с матрицированием), предназна-
ченная в первую очередь для домашней видеотехники с большим (не менее 70 см)
телеэкраном. Она использует матричное кодирование и акустическую систему из
пяти громкоговорителей и является, по существу, системой псевдоквадрафонии.
Хочу поделиться своим опытом совершенствования аппаратуры звуковоспро-
изведения, накопленным в процессе ряда экспериментов. Оценивая, например,
предложенные в журнале «Радио» схемотехнические решения системы АВС [1,2],
я обнаружил, что объемность двухмерна, те. кажущиеся источники звучания (инст-
рументов и исполнителей) локализуются только по сторонам и спереди слушателя
на некотором отдалении.
После введения в акустическую систему громкоговорителей «тыловой подсветки»
(взаимное расположение громкоговорителей акустической системы и слушателя
показано на рис 1) заметно улучшилось пространственное впечатление, звучание
и локализация стали как бы трехмерными, появился эффект присутствия слушате-
ля в некоем огромном зале или на стадионе
Хооошо знакомый меломанам стереоэффект, те. пространственное разделение
и перемещение кажущихся источников звучания, возникает не только в горизонталь-
ной плоскости но и в вертикальной, причем в любом месте полусферы, в которой
находится слушатель. Такой эффект движения проявляется не только как переход
169
слева направо и наоборот, но и как вращение вокруг слушателя, причем существует
определенная независимость различных источников звучания, как подвижных, так
и неподвижных. Если расстояние между слушателем и тыловыми громкоговорителя-
ми менее 2 м, то возвышение всех громкоговорителей над слушателем не должно
превышать 1 м.
Схема подключения громкоговорителей к выходам усилителей мощности приведена
на рис. 2. В акустической системе громкоговорители 15АС-404 использованы как фрон-
тальные, а 6АС-221 — как тыловые; для тыловой «подсветки- вполне достаточны акусти-
чески оформленные головки 2ГД-19М. При сложившемся балансе звукового давления
получены следующие соотношения: полные сопротивления громкоговорителей
BA 1-ВА6 равны (4 Ом), номинальная мощность тыловых громкоговорителей в 2,5 раза
Рис. 2
170
однако^д^ь^^п Фронтальных и в 3 раза больше мощности тыловых «подсветок»,
эгть гпгiMirn л у читывать и чувствительность громкоговорителей, большая же мощ-
ность громкоговорителей «подсветки., вполне допустима
Вкп>Пи^1ЯУ^ЦИИ М0ГуТ 6ыть использованы постоянные резисторы МЛТ-2, МОН-2,
пг>пЛг>г.а о раллельно при большей мощности громкоговорителей. В процессе
Р Р зист0Р°в Допускается применять переменные резисторы СП5-30, ППБ
р тивлением 7 Ом на мощность 15 Вт. В качестве неполярного конденсатора С1
применен Олок К50-7 из двух конденсаторов емкостью 50 мкФ на напряжение 300 В,
но можно использовать два полярных, например К50-16, емкостью по 50 мкФ на
минус*еНИе Не Менее ЮО КОт°Рые включают встречно-последовательно (общий
При использовании других громкоговорителей придется, вероятно, подобрать
параметры резисторов, а также расстояния между громкоговорителями и слу-
шателем.
ЛИТЕРАТУРА
1. Берендюков Ю. и др. Квадрафония или система АВС? — Радио, 1932, № 9, с. 44.
2. Петров Е. Вновьопсевдоквадрафонии. — Радио, 1992, № 8. с.42.
Журнал «Радио-, 1996, № 3, с. 24
Ю. БЕРЕНДЮКОВ, Ю. КОВАЛГИН, А. СИНИЦЫН, А. ЕГОРОВ
КВАДРАФОНИЯ ИЛИ СИСТЕМА АВС?
Многие, наверное, помнят, с какой помпой в начале 70-х годов зарубежные фир-
мы начали рекламировать четырехканальную стереофонию, получившую название
квадрафонии. Казалось, пройдет немного времени и квадрафоническая система зву-
копередачи вытеснит двухканальную стереофонию, как в свое время последняя ото-
двинула на задний план монофонию. Однако шли годы, предлагались все новые
и новые квадрафонические системы, но ни одна из них не получила признания у мас-
сового слушателя. Ведущие в области производства звуковоспроизводящей радио-
аппаратуры фирмы вынуждены были признать, что квадрафония не оправдала воз-
лагаемых на нее надежд.
Показательны в этом смысле результаты анкетного опроса, проведенного запад-
ногерманским журналом «Функшау» в сентябре 1978 г. на 4-й Международной выс-
тавке высококачественной (Hi-Fi) бытовой радиоаппаратуры в Дюссельдорфе. На
вопрос: можно ли ожидать возвращения интереса к квадрафонии, представители
таких известных фирм, как «Кенвуд», «Онкио», «Браун» и «Грундиг» ответили отрица-
тельно.
В чем же дело? Почему, казалось бы, более совершенные, чем двухканальная,
квадрафонические системы потерпели фиаско? Как убедительно доказывают авторы
публикуемой здесь статьи, главная причина не в высокой стоимости квадрафоничес-
кой радиоаппаратуры, а в том, что эти системы оказались неспособными в полной
мере воссоздать у слушателя атмосферу первичного помещения (например, кон-
цертного зала), а следовательно, не привели к повышению качества звучания, кото-
рого от них ожидали.
Отечественная система пространственного звучания, получившая название АВС,
свободна от указанных недостатков. Создавая окружающую слушателя со всех сто-
оон стереопанораму кажущихся источников звука, она имеет широкую зону стерео-
эффекта проста в реализации (обладателю стереофонической аппаратуры доста-
точно приобрести несложный декодер и еще два громкоговорителя); совместима
171
с обычной стереофонией (грампластинки, запас энные по системе АВС, можно про-
слушивать на обычном стереоэлектрофоне); способна существенно улучшить звуча-
ние обычных стереофонических грампластинок и стереопередач (при этом возника-
ет иллюзия пространственного эффекта) и т. д.
Известно, что проблема четырехканального воспроизведения звука возникла по-
тому, что качество звучания, реализуемое обычной стереофонической системой,
перестало удовлетворять взыскательных слушателей. Хотя двухканальная система
и создает эффект пространственного звучания за счет синтеза панорамы мнимых
или кажущихся источников звука (КИЗ) между двумя громкоговорителями (рис. 1 ,а),
все же стереозвучание имеет существенный недостаток. Стереопанорама КИЗ по-
лучается плоской и ограничена углом между направлениями на громкоговорители.
Такое звучание в значительной степени лишено естественности, свойственной тому,
что достигается в реальном звуковом поле, когда человек способен воспринимать
реальные источники звука (РИЗ) практически со всех направлений в горизонтальной
плоскости (рис. 1 ,б).
Рис 1
Исследования последних лет показали, что восприятие звуков с разных направ-
лений имеет важное значение не только как факт их пространственного расположе-
ния Оно создает у слушателя ощущение звучащего объема (трехмерного звукового
поля), существенно обогащает тембры музыкальных инструментов и голосов,
восстанавливает в помещении прослушивания реверберационный процесс,
свойственный первичному помещению (концертному залу). Совокупность
перечисленных свойств определяет качество звучания И тот факт, что обычная сте-
реофония создает эффект пространственного звучания в очень ограниченной обла-
сти перед слушателем, не позволяет ей в полной мере выявить названные особенно-
сти восприятия звуков в реальном звуковом поле и, следовательно, снижает каче-
ство стереофонического звучания.
Таким образом, дальнейшее повышение качества звучания возможно лишь в слу-
чае создания новой стереофонической системы (или систем), более полно реализу-
ющей пространственные возможности слуха. Такими системами и должны были стать
четырехканальные стереофонические. Должны были, но не стали. И главной причи-
ной этого явилось то, что ко времени разработки квадрафонических систем не были
известны важнейшие особенности пространственного слухового восприятия при
четырехканальной звукопередаче — не были изучены методы синтеза КИЗ при воз-
действии на чаш слуховой анализатор четырех разнесенных в пространстве источ-
ников звука (громкоговорителей). В результате квадрафонические системы
172
173
не смогли реализовать пространственные возможности, свойственные слушанию в
первичном помещении, и, как следствие не обеспечили повышения качества звуча-
ния Кратко остановимся на особенностях построения этих систем.
Общие структурные схемы дискретной (СО-4) и матричных (SO и OS) квадрафо-
нических систем приведены на рис. 2а, 26, 2в. Дискретная система имеет четыре
независимых канала формирования, передачи (записи) и приема (воспроизведе-
ния) сигналов и потому является самой сложной и дорогой. Внедрение такой систе-
мы квадрафонии в радиовещание и механическую запись звука невозможно без
создания принципиально нового передающего (записывающего) и приемного (вос-
производящего) оборудования. Кроме того, передачав эфир квадрафонических про-
грамм требует расширения полосы частот примерно на 15%, а при приеме несколь-
ко увеличивается приведенный уровень шумов (в среднем на 6,5 дБ по сравнению со
стереоприемом). При механической записи полосу частот приходится расширять
примерно до 45 кГц, что, естественно, резко ужесточает требования к вос-
производящей аппаратуре. Ктомуже, как показала практика, после 10...15 проигры-
ваний дискретных квадрафонических грампластинок недопустимо возрастает уро-
вень шумов тыловых каналов.
Следовательно, дискретная система неэкономична. А каковы ее пространствен-
ные возможности? Как видно из структурной схемы на рис. 2а, для формирования
пространственной панорамы сигналы Si-Sn источников звука (например, инстру-
ментов оркестра) с помощью звукорежиссерского пульта (ПЗ) сводятся в четыре
квадрафонических: левый и правый фронтальные (Лф, Пф) и левый и правый тыловые
(Лт, Пу). Все они либо записываются на диск, либо передаются к потребителю по
каналам вещания и с помощью четырехканального усилителя А1 и соответствующих
громкоговорителей ВЛФ, ВПФ, Вт, Впт воспроизводятся в помещении прослушива-
ния. Эксперимент показал, что при общепринятой расстановке громкоговорителей
в вершинах квадрата и расположении слушателя в его центре дискретная квадрафо-
ническая система не способна создать непрерывную круговую стереопанораму КИЗ,
имитирующую приход звука со всех направлений. Слушатель оказывается как бы
зажатым между передней и задней стереопанорамами, которые воспринимаются
им, к тому же, весьма близко по глубине. Иными словами, создание иллюзии трех-
мерного объемного звукового пространства оказывается невозможным. Получае-
мое при этом квадрафоническое звучание, как показал эксперимент, пользуется
весьма невысокой предпочтительностью по сравнению с обычным стереофо-
ническим, а в ряде случаев и уступает ему.
Менее совершенные квадрафонические системы, например матричные (SO, OS)
(структурная схема изображена на рис. 26), не позволяют реализовать даже те про-
странственные возможности, которые обеспечивает дискретная. Цель создания по-
добных систем — сократить число каналов передачи (записи) квадрафонической
информации до двух. Для этого четыре квадрафонических сигнала Лф, Пф, Лу, Пу,
с помощью линейного кодирующего устройства (КУ) преобразуются (кодируются)
я два комплексных сигнала Л" и ГТ, которые либо записываются на обычный стерео-
диск, либо передаются по каналам вещания на приемную сторону, где декодируют-
ся. Задача декодирования — получить четыре восстановленных сигнала Лф, Пф, Лу',
Пу, как можно меньше отличающиеся от исходных. Однако поскольку операции ко-
дирования и декодирована линейны, достичь полного восстановления исходных сиг-
налов в таких системах принципиально невозможно. Восстановленный сигнал каж-
дого канала, помимо полезного, содержит два или три мешающих (от других кана-
лов) причем ослабленных по отношение к полезному весьма незначительно.
Как показал зксперимент, по этой причине матричные системы обладают весьма
ограниченными пространственными возможностями. Так, например, матричная си-
стгма SO способна создать иллюзию пространственного звучания лишь в направ-
лении на громкоговорители, а система OS — только в ограниченных областях
174.
Рис. 26
175
передней и задней баз. Попытка улучшить пространственные характеристики мат-
ричных систем с помощью логических устройств управления усилением каналов
(ЛУУ) не привела к желаемому результату. Эти устройства вносят заметные на слух
нелинейные, частотные искажения, искажения пространственной панорамы. Введе-
ние же устройств логики приводит к усложнению и значительному удорожанию
матричных систем.
В общем, предложенные четырехканальные системы не решили поставленных
перед квадрафонией задач. История развития и поражение квадрафонии лишний
раз показали, что созданию любой системы передачи звука должно предшествовать
изучение законов слухового восприятия. Игнорирови ие этих законов приводит к от-
рицательному результату.
Разработанная советскими специалистами система пространственного звуча-
ния АВС, в отличие от квгдрафонических систем, построена с учетом особенностей
слухового пространственного восприятия при многоканальном воспроизведении.
Ее созданию предшествовала большая экспериментальная работа по их изучению.
Разработчики исходили из того, что пространственные свойства системы должны
быть адекватны пространственным возможностям слуха. Поэтому прежде всего экс-
периментально были найдены оптимальная расстановка громкоговорителей (в вер-
шинах равнобедренной трапеции) и необходимое положение слушателя (практичес-
ки на линии задней базы громкоговорителей), при которых принципиально возмож-
на локализация КИЗ во всех азимутальных направлениях в пределах 360 угл град.
Используя эти данные, был разработан метод передачи пространственной ин-
формации во всех азимутальных направлениях при наличии только двух каналов
формирования, записи и передачи звука. Этот метод получил название метода па-
норамного кодирования.
Структурная схема системы АВС приведена на рис. 2в. Сигналы источников зву-
ка Si~Sn после пульта звукорежиссера поступают на специальное панорамно-коди-
рующее устройство (ПКУ; Последнее преобразует сигнал каждого источника в два
сигнала Ло и По с определенными весовыми коэффициентами (коэффициентами
кодирования), найденными экспериментально. Причем пары меняющихся
коэффициентов кодирования сигналов Sj-Sn определяют местоположение
соответствующих им КИЗ в пространстве при воспроизведении. Выбирая для каж-
дого сигнала свои значения коэффициентов кодирования, звукорежиссер может
получить пространственную панораму соответствующих КИЗ ст всей азимутальной
плоскости. Сформированные таким образом сигналы Ло и По могут быть записаны на
диск или переданы потребителю. В общем виде состав этих сигналов описывается
выражениями:
Ло =a,S,+aS2+...+ a„Sn;
/70=P,S,+p2S2+...+pnSn,
где a„p, — пары коэффициентов кодирования, определяющие местоположение со-
ответствующего КИЗ (S,) в пространстве. Как видно, при кодировании фактически
происходит алгебраическое суммирование сигналов S,-Sn поэтому сигналы Ло и По
занимают такую же полосу частот, что и обычные стереосигналы
На приемной стороне сигналы Ло и По подаются на вход обычного двухканального
стереофонического усилителя, а с него — на декодирующее устройство (ДКУ), кото-
рое преобразует сигналыЛо и /70 в сигналы/)®', ПФ',ЛТ', Пт\ поступающие на громко-
говорители. Операции декодирования представляют собой суммарно-разностные
преобразования сигналов Ло и /70, а коэффициенты декодирования найдены экспе-
риментально с помощью субъективных экспертиз. Значения коэффициентов посто-
янны и выбраны таким образом, что у слушателя возникает полная иллюзия окруже-
ния мнимыми источниками звука во всех азимутальных направлениях.
176
Звукорежиссер
177
Уравнения декодирования имеют вид:
=Л^, П& ~Hq\ Jit ~Ло—0,'7Па, Пу -По-0,07/7о,
где Лф, Пф', Лу, Пу’ — сигналы, подаваемые соответственно на левый передний,
правый передний, левый задний и правый задний громкоговорители.
Как уже говорилось, громкоговорители при воспроизведении звука по систе-
ме АВС должны располагаться в вершинах равнобедренной трапеции, а слушатель—
практически на линии задней базы. Последнее условие обязательно, так как при
смещении слушателя к центру трапеции исчезают КИЗ на линиях боковых баз
и непрерывность пространственной панорамы нарушается. Площади, в пределах
которых может находиться слушатель при прослушивании записей по системе АВС
(зоны стереоэффекта), заштрихованы Как видно, помимо основной зоны стереоэф-
фекта (рис. 2в), имеются еще две дополнительные зоны (между левыми и правыми
громкоговорителями), находясь в которых слушатель воспринимает основные КИЗ
из тех же точек пространственной панорамы, что и слушатель основной зоны.
Слушатель может находится и за линией базы тыловых громкоговорителей. В этом
случае он будет воспринимать пространственную панораму КИЗ весьма протяжен-
ную по фронту и глубине, но без тыловых источников. Такое положение слушателя
может быть рекомендовано при прослушивании, например, классической музыки.
Размеры трапеции, в вершинах которой располагаются громкоговорители, некритич-
ны (все зависит от размеров жилого помещения), однако выбирать тыловую базу
(большое основание трапеции) более 6 м не рекомендуется.
Как показали многочисленные субъективные экспертизы, пространственные
свойства системы АВС соответствуют пространственным возможностям нашего слу-
ха, по крайней мере, в азимутальной плоскости. То, что не смогли сделать квадрафо-
нические системы, реализовала система пространственного звучания АВС. К ее пре-
имуществам следует отнести:
— высокое качество пространственной стереопанорамы, реализуемой во всей
азимутальной плоскости;
— широкую зону стереоэффекта;
— простоту декодирующего устройства;
— возможность использования обычной стереофонической радиоаппаратуры;
— возможность использования существующей технологии и студийного обору-
дования при изготовлении магнитных фонограмм;
— возможность изготовления грампластинок на существующем оборудовании
и по существующей технологии;
— совместимость с обычной стереофонической системой;
— возможность улучшения качества звучания при проигрывании обычных сте-
реофонических грампластинок (прослушивании стереофонических радиопередач)
с помощью декодера системы АВС;
— удобство эксплуатации в бытовых условиях.
Как видно из структурной схемы, изображенной на рис. 2в, возможны два вариан-
та исполнения декодера системы АВС В простейшем случае — это сильноточный
узел, включаемый между выходом стереофонического усилителя НЧ А1 и громко-
говорителями ВЛФ, Впф, Влт и Впт.
Принципиальная схема этого варианта декодера показана на рис. 3.
Основные технические характеристики декодера
Номинальный диапазон передаваемых частот Гц........................... 5... 18 000
Неравномерность АЧХ, дБ .................. 2
Входное сопротивление, Ом, при сопротивлении нагрузки. Ом:
4 .. .................................... 4±1
8 ....................................................... 8±2
Максимальный уровень входного сигнала, В......... , ........ 15,5
178
ля НЧ подаются мл И правого ^о) каналов с выхода стереофонического усилите-
щего устройства ик г°тветствующие входные разъемыХ1 иХ2. На входе декодирую-
при балансиппвко еТСЯ индикатоР баланса уровня входных сигналов, включаемый
полнен на свртлп канав°в Усилителя НЧ в монофоническом режиме. Индикатор вы-
полнен на светодиоде V1 и повышающем автотрансформаторе Т1
Режим работы декодера выбирают кнопками S1-S3. Предусмотрено три рабочих
режима: «Стерео» (нажата кнопка S3, работают только передние громкоговорители),
«АВС» (нажата кнопка S2, работают все четыре громкоговорителя) и «Объемное сте-
рео» (нажаты кнопки S2, S3, работают также все четыре громкоговорителя).
Вычитание сигналов для тыловых громкоговорителей в режиме «АВС» происхо-
дит на резисторах R5iaR6, при этом коэффициенты передачи делителей, образован-
ных сопротивлениями между движками и выводами этих резисторов, соответствуют
«бв л у
отношению —— = и/-
'"'ав
Благодаря полной совместимости системы АВС с обычной стереофонической
системой, описываемое устройство может быть использовано и для прослушивания
обычных стереофонических пластинок с получением иллюзии пространственного
эффекта. Для этого достаточно включить декодер в режим «АВС» или «Объемное
стерео» («ОС»). Балансировку источников А, В и С в режиме «ОС» производят по
желанию.
Формулы декодирования в режиме «ОС» имеют вид.
л^лй, пролит),
Л^О,52(Л0-П0). Лт -О,7Ло
179
Суммирование сигналов Ло и Ло в правом фро< тальном канале в режиме «ОС»
происходит на сопротивлении громкоговорителя Вгф, а вычитание — так же, как и в
режиме «АВС», только с отношением
5
В сильноточном декодере применены резисторы МЛТ (RJ), ПЭВ-10(Я2, R3),
ПЭВР-10 (R4- R6) и ППБ-15Г (R7 - R9) Отклонение coi 1ротивлений резисторов R2-R9
от номиналов не должно превышать ±10%. Переклклатели S1-S3 — П2К с зависи-
мой фиксацией кнопок, разъемыХ/-Х6 — РВНЧ-2-Г1. Автотрансформатор Т1 намо-
тан на ленточном магнитопроводе ОЛ6.5 из пермаллоя 79НМ. Обмотка содержит 800
витков (с отводом от 100-го) провода ПЭВ-1 0,15.
_ Основные технические характеристики слаботочного декодера
Номинальный диапазон частот, Гц.......... ......................... 5.. 30000
Неравномерность АЧХ, дБ.............................................. 0,5
Коэффициент гармоник, %, не болве..................................... 0,2
Номинальный уровень входного сигнала мВ 250
Максимальный уровень входного сигнала, В 3,1
Более сложен вариант декодирующего устройства, включаемого на входе усили-
теля НЧ, который в этом случае должен быть четырехканальным.
Принципиальная схема слаботочного декодера изображена на рис. 4.
Рис. 4
На входе устройства установлен балансирующий делитель, составленный из ре-
зисторов R1 - R3. Выравненные им по уровню в монорежиме входные сигналы Ло и /70
подаются через соответствующие контактные группы переключателей S1 и S2 на
масштабные резисторы R4, R5, R7, R9 R11, R13-rR15, R17, R20-R22, R24, подо-
180
ранные с точностью 1%. Они образуют прецизионные делители напряжения на ин-
вертирующих входах ОУ А1-А4. Применение ОУ здесь обусловлено необходимос-
тью получения точных суммирующих и вычитающих устройств с низким выходным
сопротивлением и малыми нелинейными искажениями. Режим работы декодера вы-
бирают кнопками S1 («Стерео») и S2(«ABC»)' при нажатии обеих кнопок одновремен-
но Устройство переходит в режим «Объемное стерео». Резисторы R8, R12, R18, R25
защищают ОУ от перегрузок по току.
В этом варианте декодера использованы резисторы СПЗ-4 (R3) и МЯТ (все ос-
тальные). Переключатель режимов работы — П2К с зависимой фиксацией кнопок,
разъемы Х1 и Х2 — СГ-5. В качестве активных элементов могут быть использованы
любые ОУ с соответствующими цепями коррекции и напряжениями питания.
Налаживание. Сильноточный декодер налаживают в режиме «АВС» (нажата кноп-
ка S2) при подключенных к его выходам эквивалентах нагрузок, сопротивления кото-
рых равны номинальным сопротивлениям громкоговорителей на частоте 1000 Гц
(удобно использовать резисторы ПЭВ-25 или ПЭВР-25). Соединив декодер с выходом
стереофонического усилителя НЧ, включенного в режим «Моно», и подав на вход уси-
лителя переменное напряжение частотой 1000 Гц, измеряют вольтметром сигналы Ло
и По на входе декодера и, если они отличаются более чем на 10%, балансируют каналы
регулятором стереобаланса. (В процессе эксплуатации каналы балансируют, пользу-
ясь светодиодным индикатором декодера, при ненажатых кнопках S2, S3).
Затем устанавливают движок подстроечного резистора R4 в среднее положение
и измеряют напряжения на разъемах ХЗ и Х6. Равенства сигналов ЛФ'{ХЗ) и ПФ'(Х6)
добиваются переменным резистором R7 (баланс «А»). Далее усилитель переключа-
ют в режим «Стерео» и убирают сигнал со входа правого канала. Подключив вольт-
метр к разъему Х4 и переведя движок подстроечного резистора R5 в среднее поло-
жение, резистором R8 (баланс «В») устанавливают напряжение на этом разъеме,
равным напряжению на разъеме ХЗ (т. е. Лу=Лф). После этого сигнал со входа левого
канала переключают на вход правого канала, устанавливают в среднее положение
движок подстроечного резистора R6 и регулятором баланса «С» (переменный рези-
стор R9) добиваются равенства сигнала Пт‘ (Х5) сигналу ПФ'(Х6). И наконец, не уби-
рая сигнала со входа правого канала, подстроечным резистором R5 добиваются
того, чтобы сигнал ЛТ’(Х4) стал равным 0,7Пф’(А6), а затем, снова подав испытатель-
ный сигнал на вход левого канала, подстроечным резистором R6 устанавливают
такое же соотношение между сигналами Лф (П-j =0,7ЛФ ).
Рис. 5
„ по^лрпя к работе сводится к «расстановке» КПЗ А. В, и С (перемен-
Подготовка д RS в серединах соответствующих баз (рис. 5). Делают
Прислушивании записанныхнадемонстрационную грампластинку специаль-
ных испытательных сигналов А, В и С.
181
При воспроизведении обычных стереозап» сей с помощью регуляторов R7-R9
создают пространственную панораму по вкусу слушателя.
Слаботочный декодер в налаживании и какой-либо регулировке в процессе эксп-
луатации не нуждается. Единственное, что необходимо сделать перед про-
слушиванием, это сбалансировать каналы усилителя НЧ.
В заключение несколько слов о громкоговорителях системы АВС Как показали
эксперименты, для получения наилучшего качества звучания все четыре громкого-
ворителя должны быть одинаковыми. В крайнем случае можно скомплектовать сис-
тему из разных громкоговорителей, используя в качестве фронтальный пару
громкоговорителей более высокого класса.
Журнал -'Радиол, 1982, №9, с. 44
ИЗДАТЕЛЬСТВО «РАДИОСОФТ»
http://www.radiosoft. ru
e-mail: info@radiosoft.ru
Отдел реализации
тел./факс: (095) 177-4720
e-mail: real@radiosoft.ru
Адрес и телефон для заявок на книги
по почте наложенным платежом:
111578 Москва, а/я 1 «Пост-Пресс»,
тел: (095)307-0661,307-0621
e-mail: postpres@dol.ru
Издательство «РадиоСофт» совместно с журналом «Радио»
подготовило к выпуску новую серию книг под общим названием
«Радиобиблиотечка»
Книги составлены по интересующим многих вопросам бытовой схемотехни-
ки и отобраны по тематическому признаку. Серия предназначена для радио-
любителей. а также может быть полезна радиоинженерам и конструкторам.
СЕРИЮ ОТКРЫВАЮТ СЛЕДУЮЩИЕ КНИГИ:
ЦВЕТОМУЗЫКАЛЬНЫЕ ПРИСТАВКИ. Любительские схемы.
В выпуске представлены любительские и профессиональные схемы светодина-
мических и цветомузыкальных установок и их узлов, схемы новогодних гирлянд,
стробоскопов и прочих устройств.
АВТОМОБИЛЬНАЯ ЭЛЕКТРОНИКА. Часть 1. Любительские схемы.
В выпуске представлены любительские схемы электронного зажигания, тахо-
метров, экономайзеров октан-корректоров и зарядных устройств для автомо-
бильных аккумуляторов.
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ. Часть 1. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы УНЧ для начинающих и подготовленных радио-
любителей.
ЭЛЕКТРОНИКА В ВАШЕЙ КВАРТИРЕ. Часть 1. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы охранных устройств и электрических звонков
для дома и офиса.
ДИСТАНЦИОННОЕ УПРАВЛЕНИЕ. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы приемников и передатчиков аппаратуры радио-
и телеуправления, а также управления на ИК-лучах.
ЭКВАЛАЙЗЕРЫ. УСТРОЙСТВА ОБЪЕМНОГО ЗВУЧАНИЯ. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы многополосных регуляторов тембра и различ-
ных типов преобразователей объемного звучания.
ЭЛЕКТРОНИКА В САДУ И ОГОРОДЕ. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы управления бытовыми насосами, термостабили-
заторы для овощехранилищ и инкубаторов, устройства автоматики для регули-
ровки полива и контроля влажности почвы, а также множество прочих полезных
устройств.
ИСТОЧНИКИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ. Часть 1. Любительские схемы
В выпуске представлены схемы различных блоков питания, в том числе лабора-
торных и специальных, для начинающих и подготовленных радиолюбителей.
АВТОМОБИЛЬНАЯ ЭЛЕКТРОНИКА. Часть 2. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы охранных устройств, датчиков, индикаторов па-
раметров, а также сигнализаторов и пороговых устройств на автомобиле.
ЭЛЕКТРОНИКА В МЕДИЦИНЕ И НАРОДНОМ ХОЗЯЙСТВЕ. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы «люстры Чижевского» и многих других приборов,
используемых в медицине, а также схемы устройств, которые могут быть полез-
ны в фермерском хозяйстве
ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ УНЧ. Любительские схемы.
выпуске представлены схемы предварительной обработки сигнала, схемы
коррекции, регуляторы тембра и прочие узлы.
РАДИОЛЮБИТЕЛЬСКИЕХИТРОСТИ. Любительские схемы.
выпуске представлены необычные схемы устройств, используемые радиолю-
бителями в различных областях науки и техники.
СОВРЕМЕННЫЕ ТЕГи_ЗИЗОРЫ. Прием и обработка телесигнала.
В выпуске представлены схемы узлов и блоков телевизоров пятого и шестого
поколений российского производства, а также схемы узлов зарубежных телеви-
зоров.
ВСЕ О РЕМОНТЕ ТЕЛЕВИЗОРОВ.
В выпуске представлен подход к ремонту узлов и блоков телевизоров российс-
кого производства.
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ. Часть 2. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы ламповых, автомобильных УНЧ, усилителей на
микросхемах, а также схемы более сложных устройств для тех, кто хочет знать
больше об УНЧ.
РАДИОЛЮБИТЕЛЬСКИЕ ПОЛЕЗНЫЕ ШТУЧКИ. Часть 1. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы различных несложных устройств, которые могут
быть полезны при разработке профессиональной аппаратуры, а также в радио-
любительской практике.
ЭЛЕКТРОНИКА В ВАШЕЙ КВАРТИРЕ. Часть 2. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы электронных устройств, управляющих освеще-
нием квартиры, электробытовыми приборами и прочее.
ИСТОЧНИКИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ. Часть 2. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы зарядных устройств, преобразователей напря-
жения, регуляторов мощности, защитных устройств и прочих узлов.
ЭЛЕКТРОМУЗЫКАЛЬНЫЕ ИНСТРУМЕНТЫ. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы источникоа экзотических звуков, простейших
и не очень сложных ЭМИ, а также различного рода преобразователей звуков.
АВТОМОБИЛЬНАЯ ЭЛЕКТРОНИКА Часть 3. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы узлов электрооборудования автомобиля, изме-
рительных приборов автолюбителя и прочие схемы.
СТАБИЛИЗАТОРЫ ПОСТОЯННОГО И ПЕРЕМЕННОГО ТОКА. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы стабилизаторов как для начинающих, так и для
подготовленных радиолюбителей.
ПЕРИФЕРИЙНЫЕ УСТРОЙСТВАУНЧ. Любительские схемы.
В выпуске представлены схемы входных и выходных каскадов УНЧ, блоков защи-
ты громкоговорителей, сервисных узлов и прочее
F ШИОЛЮБИТЕЛЬСКИЕ ПОЛЕЗНЫЕ ШТУЧКИ. Часть 2. Любительские схемы
В выпуске представлены схемы различных несложных устройств, которые могут
быть полезны при разработке профессиональной аппаратуры, а также в радио-
любительской практике.
РАДИОПРИЕМНИКИ. Любительские схемы
В выпуске представлены схемы как для начинающих, так и для подготовленных
радиолюбителей
РАДИОБИБЛИОТЕЧКА
Выпуск 5
ЭКВАЛАЙЗЕРЫ.
ЭФФЕКТЫ ОБЪЕМНОГО ЗВУЧАНИЯ
Любительские схемы
Составитель
Артур Арамович Халоян
Редакторы
В Я. Илющенко,
М Ю. Нефёдова
Дизайнер
С. П. Бобков
Компьютерная верстка
А П. Сисёв
Сдано в набор 02.11.2000. Подписано в печать 16.04.2001
Формат 70x100/16. Гарнитура -Прагматика». Бумага газетная.
Печать высокая Печ. л. 12. Тираж 5000 экз. Заказ 1149
Издательское предприятие РадиоСофт
109125, Москва, Саратовская ул., д. 6/2
Лицензия №065866 от 30.04.98
ЗАО -Журнал «РАДИО-
103045, Москва, Селиверстов пер , 10
ФГУП Владимирская книжная типография
600000. г. Владимир, Октябрьский проспект, д. 7
Качество печати соответствует качеству
представленных диапозитивов
ДЛЯ ЗАМЕТОК
ДЛЯ ЗАМЕТОК
ДЛЯ ЗАМЕТОК
ДЛЯ ЗАМЕТОК
ДЛЯ ЗАМЕТОК
"ДОМ КНИГИ"
ОПТОВЫЕ ПОСТАВКИ ЭЛЕКТРОННЫХ КОМПОНЕНТОВ
Присоединяйтесь к миллионному коллективу
наших покупателей!
Воспользуйтесь уникальной системой
поставки товаров
с мирового
виртуального
склада!
90.00
Халоян.
Эквалай
зеры.Эф
фекты о
бъеи...
Выберите то, что Вам
нужно сейчас из 40 тыс,
наименований товаров на складе в Москве!
Закажите каталог товаров с ценами и технической документацией!
Зайдите на сервер www.chip-dip.ru - самый популярный
интернет-магазин по продаже электронных компонентов!
ОФИС ОПТОВЫХ ПРОДАЖ
Москва, ул. Гиляровского. 39
м. иПроспект Мира”
тел./факс: (7&5) 973-70-73 (6 линий )
факс (095) 971-31 4э
www chip-dip.ru
E mail’ sales@cfiip-dip t
Все товары в розницу
в магазинах V/rTZ
Центральный магазин —
Москва, ул. Гиляровского, 39
м Проспект Мира
тел.- (095) 284 56-78. 284-36-69,
281-99-17, 971-18-27.
2. С.-Петербург.
Кронверкский проси.,73 I
тел.: (812) 232-83-06,
232-59-87
E-mail: piatan<e>maiL wpiGs.net
3. Ярославль пр.Ленина, 8А
тел/факс: (0852) 30-15-68 "Г
E-mail: chip-dip€>yarteleport rn
Филиалы:
1. Москва, ул. Ивана Франко.
д.40 к. 1, стр.2. пл. “Рабочий
поселок' 15 мин. от Белорус-
скою вокзала или от м. "Мо-
лодежная (первый вагон из
цантра'4 ост на авт. 127, 757
до ост. ул Партизанская'
гвл. (095)417-33-55
Е mail: d pkorpir j>platan.ru
ПЛАТАН
Электронные компоненты
для промышленных потребителей
тел./факс: (095) 737-59-99
www.platan ru