Текст
"Uin/IPZ
aIL/ULtu
СПРАВОЧНИК
РАДИОЛЮБИТЕЛЯ-
КОРОТКОВОЛНОВИКА
С.Г.БУНИН
Л.ПЛЙЛЕНКО
Киев
«Технжа»
1984
32.840я2
Б91
Бунин С. Г., Яйленко Л. П.
Б91 Справочник радиолюбителя-коротковолновика.— 2-е изд., пе-
рераб. и доп.— К.: Техшка, 1984.— 264- с, ил.— Библиогр.
по главам.
В пер. 2 р. 10 к. 220000 экз.
Справочник содержит данные, необходимые при конструировании
приемопередающей аппаратуры для любительской радиосвязи, а также сведения об антеннах,
методах борьбы с помехами телевидению и радиовещанию. Приведены расчеты основных
узлов радиоустройств. Второе издание дополнено новыми конструкциями приемной
и передающей аппаратуры,, построенной на новой элементной базе с использованием
передового опыта в технике связи.
Рассчитан на радиолюбителей.
2402020000-139
Б М202 (L4)>84 154.84 3£.84«»г2 + 32.849.9я2
Рецензент А. С. Чичко
Редакция литературы по энергетике, электронике, кибернетике и связи
Зав. редакцией 3. В. Божко
© Издательство «Техшка», 1978
Издательство «Техшка», 1984, с изменениями
hi
Глава 6. Распространение радиоволн. Антенны 2li
1. Радиоволны .,,,,.... 211
2. Поверхностное распространение радиоволн .,..,,,.,. 213
3. Ионосферное распространение радиоволн .....»,.».. 213
4. Тропосферное распространение коротких волн .......«• 217
5. Характеристика любительских KB диапазонов ,,.>,.,.. 218
6. Особенности распространения KB ............. 220
7. Линии передачи .«,.,......»>. 221
8. KB антенны 225
Список литературы ................... 238
Глава 7. Вспомогательные устройства ............. 238
1. Полуавтоматический телеграфный ключ ,.,.......- 238
2. Частотомер — цифровая шкала настройки 239
3. Измеритель коэффициента сюячей волны для линий с волновым содрвтив-
лением 50 и 75 Ом 243
4. Кварцевый калибратор 244
Глава 8. Борьба с помехами телевизионному и радиоприему от
любительских радиостанций ...... 245
1. Помехи приему телевидения 245
2. Помехи приему радиовещания 255
3. Помехи звуковоспроизводящей аппаратуре 256
Список лшературы . . • , 256
Приложения .............. 257
Сергей Георгиевич Бунин, канд. техн. наук
Леонид Петрович Яйлеико
СПРАВОЧНИК РАДИОЛЮБИТЕЛЯ-КОРОТКОВОЛНОВИКА
Редакторы Н. М. Корнильева, О. П. Веремейчик
Оформление художника Л. А. Дикарева
Художественный редактор В. С. Шапошников
Технический редактор //. А. Бондарчук
Корректоры Л. В. Ляшенко, Н.В. Тарабан
Информ. бланк № 2229
Сдано в набор 27.12.83. Прдписано в печать 07.06.84. БФ 32223, Формат 60x90Vn.lByMara тпогр.
№2. Гарн. лит. Печ..вЬ1с. Усд^-печ. л. 16,6. Усл. кр.-отт. 16,75. Уч.-нзд. л. 26,18. Тираж
220000 (2-й завод 100 001—220 000) экз. Цена 2 р. ю к, Зак. 4-518.
Издательство «Тэхника», 2 52601, Киев, 1, Крещатик 5.
Книжная фабрика им. М. В. Фрунзе, 310057, Харьков-57, ул. Донец-Захар жевского, 6/8,
ВВЕДЕНИЕ
коротковолновое радиолюбительство привлекает самых разных по возрасту,
образованию и характеру людей. Радиолюбители через эфир могут связаться
со всеми континентами, островами и странами: с жаркой Сахарой и ледяной
Антарктидой, шумной Бразилией и древней Индией. Радиолюбительство —
это и спорт, входящий в Единую спортивную классификацию, увлекательные
соревнования как всесоюзные, так и международные. И как награда труду и
таланту — значок разрядника, мастера спорта СССР или даже медаль чемпиона!
Первая официально зарегистрированная советская любительская
радиостанция вышла в эфир в январе 1925 г. Она была сделана Ф. Лбоеым и В. Петровым
и имела позывной сигнал Р1ФЛ (Россия, первая, Федор Лбов). Через несколько лет
число радиостанций измерялось уже десятками, а затем и сотнями. Бурное
развитие радиолюбительства началось после второй мировой войны, и вскоре
число наших любительских радиостанций измерялось уже тысячами.
Обычно начинающие коротковолновики проходят необходимую подготовку
в радиоклубах, на коллективных радиостанциях и приемных центрах.
Коротковолновиков подразделяют на две большие группы: тех, кто может только
принимать любительские радиостанции (наблюдатели), и тех, кто имеет
передатчик и ведет двусторонние связи. Оформление документов для получения
разрешения на приемно-передающую радиостанцию проводится после сдачи экзамена по
радиотехнике и технике безопасности через областные радиошколы ДОСААФ.
Вначале выдают разрешение на постройку передающей аппаратуры, а когда она
построена или приобретена — разрешение на работу в эфире, и присваивают
позывной сигнал (разрешение действительно в течение года и должно
продлеваться ежегодно).
Позывной сигнал радиостанции — это второе имя коротковолновика. Все
позывные состоят из латинских букв и цифр, причем в мире нет двух одинаковых
позывных. Позывной начинается с букв или цифр, обозначающих страну. Эти
буквы и цифры выделены каждой стране на основе международных соглашений.
Например, Советскому Союзу выделены буквы Ь lUnion) и R (Russia), Франции —
F, Чехословакии — ОК и т. д. В состав позывного сигнала входят и цифры' или
буквы, соответствующие территориальному или административному делению
данной страны.
Первая часть позывного, одинаковая для всех радиолюбителей данного
района, называется префиксом. Далее в позывном идет суффикс — две или три буквы.
В СССР по первой букве суффикса можно определить также и область, в которой
расположена радиостанция. Последние две буквы выдаются в алфавитном
порядке: АА, АВ, АС и т. д. Например, по позывному UK.10AA можно определите,
что это советская коллективная радиостанция, расположенная на
Северо-Западе СССР, в Архангельской области, которой присвоена буква О.
Советским радиолюбителям разрешено работать в следующих
коротковолновых диапазонах частот: 1850—1950 кГц (160 м), 3500—3650 кГц (80 м),
7000—7100 кГц (40 м), 14 000-14 350 кГц (20 v.), 21 000—21 410 кГц (15 м) и
28 000—29 700 кГц (Юм). Эти диапазоны совпадают с общепринятыми во
всем мире любительскими диапазонами или входят е них. Диапазоны 80 и 40 м
используют радиолюбители совместно с другими радиослужбами, остальные
диапазоны выделены в исключительное пользование радиолюбителям.
Коллективные и индивидуальные любительские радиостанции делят на четыре
категории. Радиостанции 11, III и IV категорий имеют ограничения по
мощности, диапазонам и виду излучения. Работу в эфире радиолюбитель обычно
начинает с радиостанции IV категории. Категория радиостанции соответствует
квалификации оператора, гоэтому он я олет, совершенствуя свои знания и
набираясь опыта, получить более высокую категорию. Рабочие частоты, мощность
и вид излучения любительских KB радиостанций в зависимости от категории
указаны в приложении (табл. П1).
Кроме того, все любительские радиостанции могут работать на
ультракороткие волнах (УКВ) на частота* 144—146, 430—440, 1215—1300, 5650—
3
5670, 10 000—10 500, 21 000—22 000 МГц всеми перечисленными в таблице
видами излучения и, кроме того, частотной модуляцией с шириной полосы
излучения до 36 кГц (36 F3). На УКВ мощность передатчика не должна превышать
5 Вт.
Кроме телеграфного режима, амплитудной и однополосной модуляции,
владелец радиостанции I категории может работать радиотелетайпом
(буквопечатающей аппаратурой) по специальному разрешению.
Во всем мире зарегистрировано около миллиона любительских радиостанций,
и число их растет. В этом разноголосом «хоре» хорошо слышны «голосаъ советских
любительских радиостанций. Чтобы они были чистыми и разборчивыми, каждый
советский коротковолновик должен стремиться к улучшению параметров своей
радиостанции и росту своего мастерства и знаний.
Глава 1
УЗЛЫ КОРОТКОВОЛНОВОЙ АППАРАТУРЫ
1. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР
колебательный контур является одним из важнейших устройств в
радиотехнике. Он широко используется для выделения и поддержания электрических
колебаний, для поворота фазы колебаний, трансформации сопротивлений и других
целей.
Последовательный колебательный контур (рис. 1.1,а) содержит
включенные последовательно конденсатор С, катушку индуктивности L и сопротивление
потерь гп. Оно обычно не существует как отдельный элемент, а характеризует
величину потерь энергии в колебательном контуре, состоящих из потерь в
проводе и каркасе катушки, в диэлектрике конденсатора, потерь на излучение и т. д.
Сопротивление потерь в реальном контуре обычно невелико и составляет доли
или единицы ом. Последовательно с колебательным контуром на рис. 1.1,а
к входным зажимам подключается генератор электрических колебаний, частота
которых изменяется в широких пределах.
Рис. 1.1. Последовательный колебательный контур:
а — электрическая схема; б —зависимость реактивных сопротивлений и
импеданса от частоты: в — зависимость амплитуды и фазы тока от час-
Ток в цепи зависит от полного сопротивления (импеданса) колебательного
контура, которое определяется реактивным сопротивлением катушки XLi
конденсатора Хс и сопротивлением гп. Величины XL и Хс зависят-от частоты /.
Реактивное (индуктивное) сопротивление катушки
XL = 2nfL, (1.1)
где / — частота, МГц; L — индуктивность, мкГн. Например, при f — 14 МГц,
L = 1,3 мкГн XL = 2 • 3,14 • 14 • 1,3 = 114 Ом. Реактивное (емкостное)
сопротивление конденсатора
Хс= 10в/(2 л/С),
(1-2)
где С — емкость, пФ. Например, при /= 14 МГц, С = 100 пФ Хс —
= 106/(2 ■ 3,14 • 14 • 100) = 114 Ом. Величине XL условно присвоен знак плюс,
величине Хс — знак минус. Импеданс последовательного контура
Z=Vr%a+(XL-Xc)*.
По мере роста частоты XL возрастает, а Хс уменьшается (рис. 1.1, б). На
некоторой частоте /0, называемой резонансной, XL = Хс, поэтому 2 = гп
(рис. 1.1,6). На этой частоте амперметр покажет наибольшую величину тока
через контур (рис. 1.1,в). При резонансе ток в контуре /R = Ulra, где U — на-
пряжение на контуре (напряжение генератора). Чем меньше гп, тем больше
ток в контуре. Поскольку этот ток протекает через индуктивное и емкостное со-'
противления, при резонансе напряжения на катушке и на конденсаторе
максимальны, одинаковы по величине, но противоположны по фазе. Резонанс в
последовательном колебательном контуре называется резонансом напряжений.
Определим, как зависят от частоты активное, реактивное и полное
сопротивления контура. В небольшом диапазоне чаи от вблизи резонанса полное
сопротивление последовательного конгура приблизительно равно гп (рис. 1.1, б),
тогда как реактивное сопротивление изменяется линейно, имея емкостный
характер ниже резонанса и индуктивный характер выше резонанса, проходя через нуль
на резонансной частоте. При повышении частоты, начиная от резонансной, ток
уменьшается и отстает по фазе ог приложенного напряжения, т. е. импеданс
контура носи г индуктивный характер и монотонно возрастает при удалении от
резонанса. При понижении частоты от резонансной ток тоже уменьшается, но
импеданс контура имеет емкостный характер, возрастая при удалении от
резонанса. Так, при токе 0,707 от резонансного фаза его опережает на 45° фазу тока
при резонансе. Это явление можно использовать при построении
высокочастотных фазовращателей.
Зависимость напряжения на катушке и конденсаторе от частоты имеет такой
же вид, как изависимость тока в контуре от частоты (рис. 1.1,в). При резонансе
в последовательном контуре напряжение на катушке (UL) или конденсаторе
(Uc) значительно больше приложенного к контуру напряжения U. Добротностью
контура называется отношение
Q=VLIU=VcIU = XLlrn = Xclrn.
Физический смысл добротности — зто отношение запасенной в контуре в виде
электрического и магнитного полей энергии к энергии,рассеиваемой контуром
за один период колебания.
На коротких волнах обычные колебательные контуры, состоящие из
катушки и конденсатора, имеют добротность от нескольких десятков до нескольких
сотен. Поскольку потери контура в диапазоне до 30 МГц состоят в основном из
потерь в катушке, добротность контура зависит главным образом от
добротности катушки: QL = XL/rL, где rL—сопротивление потерь в катушке.
Соответственно для конденсаторов Qc = Xc/rc, где гс — сопротивление потерь в
конденсаторе. Обычно величина Qc у слюдяных и керамических конденсаторов составляет
несколько тысяч, у воздушных конденсаторов —десятки тысяч, так что добротность
контура всегда несколько ниже добротности катушки. Зная величины Q и XL или
Хс, можно найти сопротивление потерь контура ra = Xc/Q = XLlQ. Например, при
х"с = 114 Ом, Q = 150 гп= 114/150 = 0,76Ом.
Резонансная частота последовательного колебательного контура
определяется только величинами L и С: f — 1/(2я]//,С), где f — в герцах; L — в генри;
С — в фарадах.
На практике используют следующие формулы:
ta) = 159//L{rH)C(MK0) ; /(кГц) =5033/]/^(мГн)С(пФ) ;
/(МГц) = 159/^(мкГн) С(пФ) •
Для каждой резонансной частоты произведение LC — величина
постоянная; зная его, нетрудно вычислить L при известном С, и наоборот. Так,
произведение LC (мкГн • пФ) для частоты 28 МГц равно 32,3; для 21 МГц — 57,4; для
14 МГц _ 129,2; для 7 МГц — 517, для 3,5 МГц — 2068; для 1,85 МГц - 7400.
Пример 1. Найги индуктивность катушки, которая с конденсатором емко-
егмо 100 пФ резонировала бы на частоте 14 МГц:
L = 129,2/С = 129,2/100 » 1,3 мкГн.
Параллельный колебательный контур показан на рис. 1.2,а. Входное
напряжение приложено к двум параллельным ветвям: емкостной и индуктивной.
На низких частотах индуктивная ветвь потребляет большой ток, отстающий по
фазе от приложенного напряжения, тогда как опережающий напряжение тек
через емкостную ветвь мал. Поэтому общий ток, показываемый амперметром РА,
велик и отстает по фазе, т. е. контур по отношению к источнику колебаний ведет
себя как индуктивность. На высоких частотах больший ток течет через емкость,
т. е. полное сопротивление контура носиг емкостный характер. На резонансной
частоте опережающий ток в емкостной ветви и отстающий ток в индуктивной
ветви равны и сдвинуты на 180°, поэтому они уравновешивают друг друга (рис. 1.2,б).
Ток, потребляемый от генератора, рез-ко уменьшается, и в этот момент полное
сопротивление контура представляет собой большое активное сопротивление
(рис. 1.2,г). Чем меньше сопротивление потерь в контуре, тем больше при
резонансе импеданс Z или, что то же, эквивалентное сопротивление контура RQ.
В схеме параллельного контура можно устранить сопротивления потерь,
включенные последовательно с индукшвностью и емкостью, а параллельно
идеальному контуру (без потерь) подключить сопротивление R0, также отражаю-
Г^
4=f *
Л
6
Рис. 1.2. Параллельный колебательный
контур:
а —электрическая схема; б — вариант
электрической схемы; в — зависимость токов через
контур, катушку и конденсатор от частоты; г — зависимость импеданса
и фазы от частоты
wee потери в реальном контуре. Величина R0 связана с другими параметрами
контура и его элементов следующими соотношениями:
R0 = QVn = QXL = X2Jrn = L/Crn;
здесь XL также можно заменить на Хс, так как при резонансе они равны.
Пример 2. Определить R0, если Q= 150, гп = 0,76 Ом, Хс = 114 0м:
R0= 1503 • 0,76= 17 100 Ом, или другим способом: R0 = 150 -114 =
= 17 100 Ом.
Резонансную частоту параллельного контура можно определить разными
способами: как частоту, на которой равны реактивные сопротивления XL и
Хс, т. е. так же, как для последовательного контура; как частоту, иа которой
импеданс контура максимален. Эти частоты в общем случае не равны, и различие
их зависит от распределения сопротивления потерь между индуктивной н
емкостной ветвями и добротности контура. При Q :> 10 резонансные частоты
последовательного и параллельного контуров практически совпадают. Однако в
параллельных контурах с добротностью несколько единиц (такие контуры,
например, находят применение в усилителях мощности передатчиков) настройка на
минимум реактивности и максимум импеданса (максимум отдаваемой мощности)
различается.
Резонансной кривой называется зависимость импеданса параллельного
колебательного контура от частоты (рис. 1.2,г). При достаточно высокой
добротности (Q >• !0) эта'кривая имеет атакой же вид, как зависимость тока от
частоты для последовательного колебательного контура. Однако при расстройке
частоты генератора относительно резонансной сдвиг фаз в параллельном
контуре противоположен по знаку сдвигу фаз в последовательном колебательном
контуре. Od составляет 45° на частотах, где импеданс равен 0,707 от
максимальною.
7
На рис. 1.3 показана зависимость от частоты импеданса параллельно
колебательного контура, а также его активной и реактивой составляющих. Кривые
эти являются обобщенными, так как по осям графика отложены не абсолютные,
а относительные величины: по вертикальной оси — отношение актирного и
реактивного сопротивлений к импедансу при резонансе, по горизонтальной оси —
расстройка относительно резонанса, но не в единицах частоты, а-в полосах
пропускания контура. Полосой пропускания (П) параллельного колебательного
контура называется частотный интервал, в пределах которого импеданс (или
напряжение) не ниже 0,707 от максимального. Полоса пропускания, резонансная
частота и добротность контура связаны соотношением'. П = f0IQ- Эту
зависимость можно использовать для нахождения добротности контура, изменяя
частоту подаваемых на него колебаний и измеряя напряжение на контуре.
Определив П как разность между частотами, на которых напряжение на контуре спадает
до 0,707 от максимального, находим
добротность Q — f0ln.
Из рис. 1.3 видно, чю кривая активной
составляющей импеданса параллельного
контура похожа на кривую импеданса, но
отличается тем, что быстрее спадает при
расстройке. Так, при расстройке на 1/2 Я
активная составляющая уменьшается до
0,5 резонасного значения, а импеданс —
только до 0,707. Кривая реактивной
составляющей на этих же частотах имеет
максимумы емкостного и индуктивного
сопротивлений, достигающие 0,5 импеданса при
резонансе. При больших расстройках
импеданс монотонно спадает (в отличие от
последовательного колебательного контура).
Колебательный контур часто включают
в цепь, содержащую колебания различных
частот, и используют для выделения
напряжения одной частоты и ослабления других
за счет различного импеданса иа
различных частотах. Поэтому представляет
большой интерес величина обеспечиваемого
контуром ослабления колебаний
нежелательных частот. Вблизи резонансной частоты
ослабление можно определить по кривой импеданса. На частоте / ослабление
щт„
0S
Ofi
«<
«г
• 0
-0,2
-у,
РеактиЬиая
составтщю
вивдктшю
_
-2
-1
\
\
'
0
I
Итеданс
/
|
-А
ктШя
хтвИяю-
к. №я
~?
■Реакт
(емкое
~Т?
иШая
mm
чшая)
1 ! 1
Рис. 1.3. Зависимость активной и
реактивной составляющих и
импеданса параллельного
колебательного контура от частоты
А-У1+*(к-тУ
Для расстроек более 3# формула упрощается:
A = Q\-L
. /о
//
где знак не учитывается.
Пример 3. Контур на входе приемника имеет добротность Q= 100 и
настроен на частоту 14 МГц. Определить полосу пропускания, ослабление на
частоте 15 МГц (зеркальной) и на частоте 21 МГц. Находим полосу пропускания:
U = /0/Q = Н 000/100 = 140 кГц.
Определяем ослабление на частоте 15 МГц. Поскольку расстройка от
резонансной частоты более 3/7, пользуемся упрощенной формулой:
100(И-Й)=13'8-
Ослабление на частоте 21 МГц
Л = 100 (^1_ 11) = 83,3.
\14 21/
8
CI
сг
лг
:и п'«
В реальной схеме колебательный контур связан с источником колебаний
и нагрузкой, которые вносят в него дополнительные потери, снижающие его
добоотность. Чтобы не слишком снижались избирательные свойства
параллельного контура, источник колебаний должен иметь возможно большее гн^тренпее
сопротивление (#ист). Эквивалентная добротность Q3 параллельного колебательного
контура (с учетом Яист) Q3 = QRucr (R0 + Ru(.r).
Пример 4. Найти Q3 при R0 = 17,1 кОм, Янст = 25 кОм, Q= 150:
Q3= 150-25 (17,1 +25) =89.
Эту формулу можно использовать для учета влияния подключенных к
контуру сопротивлений (например, нагрузки) на его добротность. Интерес предаав-
ля'ет также случай, когда мощность передается в нагрузку через колебательный
контур, например контур усилителя мощности передатчика. В этом случае
веночная часть мощности рассеивается в сопротивлении нагрузки, подключенном
параллельно контуру (c.v. рис. 1.2,6), и лишь небольшая доля—в контуре. Обычно
эта дотя не превышает одной
десятой, так как
эквивалентное сопротивление самого
контура достаточно велико и
слабо влияет на общее
сопротивление нагруженного контура,
которое можно считать равным
сопротивлению нагрузки.
Добротность параллельного kohtv- u и и
ра, науженного на резистор рис_ )4_ Способы подключения иагрузкй
На, У ан • к колебательному контуру:
Пример 5. Определить доб- а _ через емкостный делнтель. б _к отводам от
рОТНОСтЬ параллельного коле- катушки; в — последовательное включение низко-
бательного контура, нагру- омной нагрузки в контур
женного на сопротивление
3000 Ом, если реактивное сопротивление его емкости (или индуктивности)
составляет 200 Ом, Q = 3000/200 = 15.
Добротность такого нагруженного контура увеличивается, если реактивное
сопротивление снизить (увеличить емкость и уменьшить индуктивность).
Колебательный контур применяют также для трансформации
сопротивлений источника колебаний и нагрузки с целью согласования их между собой
и с сопротивлением контура. Необходимость в этом возникает часто, так как
сопротивления источника и нагрузки много меньше сопротивления контура.
Трансформация сопротивлений осуществляется путем частичного включения
колебательного контура в цепь источника или нагрузки, а регулировка
коэффициента трансформации — путем изменения коэффициента включения
(коэффициента связи). Частичное включение контура можно выполнить с помощью
емкостного делителя или отводов от катушки (рис. 1.4). Если необходимо
сохранить высокую добротность контура, связь его с источником и (или) нагрузкой
делается слабой. При емкостном делителе входное сопротивление контура
Явх=Яо(- Cl
При частичном включении контура с помощью отводов от катушки входное
сопротивление контура: RBX = R0(M!L)2, где М — полная взаимоиндуктнв-
иость между/,/ и всей катушкой. Следует отметить, что коэффициент связи не
равен отношению числа витков, как в трансформаторе с сердечником,
поскольку каждый виток катушки L1 пересекается не всеми силовыми линиями поля
катушки вследствие рассеяния магнитного поля.
Если кондуктивная связь (рис. 1.4, б) вызывает конструктивные проблемы
(например, ввиду высокого анодного напряжения на катушке), можно
применить индуктивную связь. Коэффициент связи при этом также получается меньше
отношения числа витков, поэтому его подбирают экспериментально. Плавную
регулировку связи можно выполнить, изменяя расстояние между катушкой
контура и катушкой связи или их взаимную ориентацию.
9
исчи сопротивление источника или нагрузки мало (единицы или десятки
ом) его можно включать в контур последовательно (рис. 1.4, в). При достаточно
высокой добротности контора его импеданс при резонансе R0 = Х2//?в.
Катушки индуктивности колебательных контуров радиолюбители
наматывают самостоятельно, нередко используя каркасы заводского изготовления.
Наиболее распространены однослойные цилиндрические катушки без сердечников
или с серде-шиками из карбонильного железа или феррита. Широко применяют
также катушки на фгррнтовых кольцах. Индуктивность однослойной
цилиндрической катушки без сердечника
0.01D&3
L=//£>+0,46 '
где L — индуктивность, мкГч; D — диаметр катушки, см; / — длина и-амотки,
см; w— число витков. При I'D = 0,4...2,5 эта формула даст погрешность
менее 1 %. Число витков при изчестных L, D и I
ш=1о1/ч^-+<иб)
\ _
При определенных отнолениях I/O формула упрощается:
при / 0 = 0,54 а> = lOyi/D;
при l/D = 1 w =- 12}/ГТ> ;
при l/D= 1,5 w= 14J/Z/3;
2/0=2,1 o)= 16 I'D.
Для сохранения точности расчешв следует иметь в виду, что средний
диаметр катушки D равен диаметру каркаса DK плюс диаметр провода d.
Пример 6. Определить число витков катушки индуктивностью 1,3 мкГн,
если диаметр каркаса DK = 8,5 мм, длина намотки 1= 13,5 мм, диаметр
провода d = 0,5 мм:
D=^DK-\-d = 8,5 + 0,5=9 мм = 0,9 см; I/O = 1,35'0,9= 1,5;
о) = 141/1,3,0,9= 17 вит.
Добротность катушки зависит от отношения 1/D и имеет тупой максимум
при 1/D « 0,5, а также зависит от размеров катушки. При увеличении размеров,
сохраняя постоянными величину индуктивности, форму катушки и оптимальный
диаметр провода, добротность примерно пропорциональна корню квадратному
из диаметра катушки. Дсбрзтность растет с увеличением диаметра провода.
Охнако в катушках, одинакс-дых во всех отношениях, кроме диаметра провода,
добротность получается выше для провода несколько меньшего диа«.:етра, чем
наибольший, помещающийся в данном габарите катушки. Катушки из
литцеидрата имеют большую добротность, чем катушки, нпмотанные сплошным проводом,
на низких Частотах (примерно до 2 МГц). Влияние оборванных жилок литцеидрата
па добротность меньше, чев/ увеличение сопротивления на постоянном токе
вследствие емкостной проводимости между обор'ванной и целыми жилками. На
высоких частотах одножильный прогод предпочтительнее для повышения
добротности и стабильности величины индуктивности.
По мере повышения частоты ток протекает во все более тонком
поверхностном слое проводника. Поэтому катушки из посеребренного полированного
провода имеки более высокую добротность. Однако в атмосфере промышленных
городов посеребренный провод довольно быстро окисляется и темнеет, поэтому
катушки следует защищать от потоков воздуха (особенно нагретого). Материал
каркаса, пропитка и проклейка катушек мало влияют на добротность (кроме
очень высоких частот), если применяемые диэлектрики не впитывают влагу.
Даже такой материал, как эбонит, снижает добротность однослойной катушки
всего на 3—5 %, что вполне приемлемо.
10
Применение ферромагнитных сердечников позволяет уменьшить разусры
катушек и повысить их добротность. Кроме того, цилиндрические сердечники
позволяют легко регулировать индуктивность, а кольцевые значительно
улучшают экранировку катушек от внешних магнитных пелей. Однако феррома1 нит-
ные сердечники снижают стабильность параметров катушек, поэтому в
контурах задающих генераторов их применение нежелательно. Кроме того, при
использовании ферромагнитных сердечников появляегся зависимость
индуктивности и добротности катушек ог величины постоянного и переменного токов,
протекающих через катушку. Зависимость эта особенно сильна при замкнутых
магнитопцоводах (кольцевых и броневых).
Сердечники из карбонильного железа (стержневые и броневые) можно
применять во всем диапазоне коротких волн. В цилиндрических катушках
наиболее часто применяют резьГорые сердечники типов СЦР-1 и СЦР-2 (резьба
Мб X 0,75), СЦР-3 и СЦР-4 («7 X 0,75), CUP-5 и СЦР-6 (М8 X 1). Длина
сердечников СЦР-1, СЦР-3, СЦР-5 10 мм, а СЦР-2, СЦР-4 и СЦР-6 19 мм. При
отношении диаметра сердечника к диаметру каркаса 0,85—0,9 указанные
сердечники длиной 10 мм увеличивают- индуктивность однослойной катушки в 1,5—
1,6 раза; сердечники длиной 19 мм увеличивают индуктивность в 1,7—2 раза,
если сердечник полностью введен в катушку и ее длина не превышает длины
сердечника.
В KB диапазонах радиолюбители с успехом применяют также катушки на
каркасах диаметром 5—7 мм от бытовой радиотелеаппаратуры. Эти каркасы
имеют внутреннюю резьбу, по которой перемешаются резьбовые втулки с
запрессованным сердечником из феррита с проницаемостью около 100. Такие
катушки имеют примерно такую же добротность и диапазон регулировки
индуктивности, как катушки с сердечником типа СЦР. Однако сердечники с
проницаемостью 600 резко снижают добротность на КВ.
Из броневых сердечников -радиолюбители наиболее часто используют
сердечники СБ-9, GB-12, СБ-18 (цифра обозначает внешний диаметр). Они
увеличивают индуктивность помещенных в них катушек в 3—5 раз. Сердечники с
индексом «а» (например, СБ-12а) не имеют воздушного зазора, с индексом «б»
имеют зазор. Они обеспечивают более высокую добротность и больший диапазон
регулировки индуктивности (20—30 %).
Для получения высоких значений добротности и индуктивности при малых
размерах применяют катушки с ферритозыми кольцевыми сердечниками. Их
достоинства- малое рассеяние магнитного потока и соответственно малая
восприимчивость к внешним полям; недостатки — невозможность плавной регулировки
индуктивности и неудобство при намотке большого числа витков. На
низкочастотных диапазонах (1,8—7 МГц) для получения высокой добротности
предпочтительнее сердечники с проницаемостью 50, на высокочастотных (14—30 МГц)
с проницаемостью 20. Сердечники с проницаемостью 30 достаточно хорошо
работают на всех частотах KB диапазона. Добротность возрастает при
увеличении размеров сердечника. С кольцами диаметром 32 мм удается достичь
добротности порядка 400—500. Марка провода мало влияет на добротность.
Индуктивность катушки на кольцевом сердечнике
w*p(DBaj)-Dm)h
2500 (ЯИр+ £•,„■'
где L—индуктивность, мкГн; w — число витков; ц — проницаемость; DBa , D —
наружный и внутренний диаметры кольца, мм;.h — высота кольца, мм.
Пример 7. Определить индуктивность катушки, содержащей 10 витков иа
кольцевом сердечнике типоразмера К20 X 10 X 5 с проницаемостью 30:
102 • 30 (20 — 10)5
L = 2500 (20 + 10) = 2 мкГн'
Число витков катушки
/2500L (DHap + DJ
11
Проницаемость имеющегося кольца нетрудно определить, ьамотав на него
5 витков и измерив индуктивность (витки следует распределить по кольцу
равномерно). Тогда
100Z(DHap + £U
11 h(Dmp-DBU) '
Обозначения те же, что в предыдущих формулах.
Экранированные катушки индуктивности применяют для устранения
внешних влияний и паразитных связей. Экран увеличиваетт^обственную емкость
катушки и уменьшает ее индуктивность и добротность тем больше, чем ближе к
катушке расположен экран. В частности, при диаметре экрана вдвое больше
диаметра катушки и отношении длины катушки к диаметру в пределах 1—2
снижение индуктивности и добротности составляет 15—20 %. Иногда экранируют
не одну, а целую группу к?т} шек. В этом случае размеры экрана более чем
втрое превышают диаметр кат\шек и снижение индуктивности не превышает
3—5 %. Для экранов используют алюминий или медь толщиной 0,3—0,5 мм.
Кроме описанных выше колебательных контуров с сосредоточенными
постоянными (L и С), радиолюбители иногда применяют резонаторы с распределенными
постоянными — на основе отрезков длинных линий, а также з^ричаюшие
промежуточное положение спиральные резонаторы.
2. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ФИЛЬТРЫ
Электрическим фильтром называется устройство, которое пропускает
колебания определенной полосы частот (полосы пропускания) с малым затуханием,
а на всех других частотах (в полосе задерживания) обеспечивает большое
затухание. Частота (или частоты), лежащая на границе полосы пропускания и полосы
задержания, называется частотой среза (/с). По типу частотной характеристики
фильтры делятся на четыре группы:
фильтры нижних частот (ФНЧ) пропускают частоты ниже fc и
задерживают более высокие частоты;
фильтры верхних частот (ФВЧ) пропускают частоты выше /с и
задерживают более низкие;
полосовые фильтры (ПФ) пропускают определенную полосу частот Д/(от/х
до /2) и задерживают частоты вне этой полосы;
заграждающие фильпиы (ЗФ) задерживают колебания з определенной
полосе частот (от /j до /2), но пропускают колебания с меньшими и большими
частотами.
В раднотюбительской аппаратуре наиболее широко применяют ПФ,
например в трактах высокой и низкой частоты радиоприемников, для формирования
однополосного сигнала и выделения частот любительских диапазонов в
передатчиках и т. д. ФНЧ используют для ограничения диапазона модулирующих
сигналов в микрофонных усилителях, для подавления гармоник передатчиков. ЗФ
применяют в радиоприемниках для ослабления приема по зеркальной и
промежуточной частотам, в передатчиках для подавления побочных излучений на
определенных частотах. ФВЧ используют реже, например, для ограничения
снизу полосы пропускания и снижения фона переменного тока в микрофонных
усилителях.
Основной параметр фильтра — частотная избирательность, определяемая
зависимостью его затухания А от частоты, А — UBX/UBbls или ЛдБ = 20 lg UBX/UBblx.
Величина К, обратная затуханию, называется коэффициентом передачи: К =
= ^вых/^вх- Зависимость коэффициента передачи фильтра от частоты называется
частотной характеристикой прэпускания, а зависимость затухания от частоты —
частотной характеристикой зчтухания. Связь мгкду эти ли параметрами следую дая:
Д = 20 lg -1-.
Важно*! характеристикой фильтра является его волновое (характеристичен
ское) сопротивление Рф. Если фильтр работает на согласованную нагрузку
12
/^ = p л то входное сопротивление фильтра равно его волновому сопротивле-
нию (^ = р4). Точное согласование фильтра с нагрузкой получается только
на одной или нескольких частотах, однако всегда стремятся улучшить
согласование р4 с RH. При большом рассогласовании ухудшается частотная
характеристика фильтра вследствие отражения. При расчете фильтра необходимо
учитывать величину сопротивления нагрузки и соответственно включать его в
реальные цени.
Существует большое количество типов фильтров, основанных на различных
принципах реализации избирательности: LC-, .RC-фильтры (активные и
пассивные), пьезоэлектрические, электромеханические, коаксиальные, цифровые
и т. д.
Рис. 1.5. Фильтры нижних
частот типа к:
а — Г-образный; б —Т-образный;
в, г — П-фильтры; д —
частотная характеристика (/ — фильтра
по схеме «, 2 — фильтра по
схеме г)
ЯбмкГн
Ш2мкГн
JC2/4 JC2I4 ™„/
■Т Т V
К.дБ
о
-го
-зо
-40
Ч
Ч
г з
д
4 /.МГЦ
Индуктивно-емкостные фильтры. Фильтры нижних частот показаны на
рис. 1.5. Они могут состоять из двух (Г-звено), трех (Т-и П-звено) и более
элементов. Это так называемые фильтры типа k. Их затухание в полосе
задерживания монотонно увеличивается на 6 дБ на октаву на каждый элемент. Hanpnvep,
на частоте, вдвое большей, чем частота среза, пятиэлементный фильтр
обеспечивает затухание 30 дБ, на учетверенной частоте среза — 60 дБ и т. д.
Такие фильтры удобно проектировать по прототипу. На рис. 1 5,в показана
схема П-фильтра Баттерворта, значения элементов которого вычислены для
/с = 1 МГц и RH= 1 кОм. Проектирование по прототипу ведется следующим
образом. Задаются необходимым значением ^с, а затем величины емкости и
индуктивности умножают на отношение fjf'c. Если сопротивление иагрузкя R'K
отличается от Ru = 1000 Ом, величины емкостей увеличивают, а индуктивиостей
уменьшают в Rn/R'n = 1000//?^ раз.
Пример 8. Спроектировать ФНЧ, используя прототип — фильтр
Баттерворта на 1 МГц, для подавления гармоник генератора плавного диапазона
3,5 — 3,65 МГц. Сопротивление нагрузки R'R = 100 Ом. Выбираем f'c = 4 МГц.
Вычисляем отношения fjf'z = 0,25 и RJR'K = 1000/100 = 10. Определяем величины:
Ci = Cj = 159-0,25- 10 = 398 пФ; V = (318 .0,25)/10 =8 мкГн.
Фильтр Баттерворта на частоте среза имеет затухание 3 дБ. Величины
элементов фильтра можно изменить таким образом, что на частоте среза затухание
13
будет равно нулю; при эгом а полосе пропускания появится небольшая
седловина (с затуханием 0,28 дБ при величинах, указанных на схеме рис. 1.5,г).
Эю так называемый фильтр Чебышева. Как и фильтр Баттерворта, он обеспечи-
[ ает монотонный рост затухания выше частоты среза, но в полосе пропускания
его характеристика неравномерна; число впадин и горбов пропорционально
'шелу элементов фильтра. Если требуется более высокая крутизна ската
характеристики, к фильтру присоединяют добавочные звенья.
При одном и том же количестве элементов более высокою крутизну ската
обеспечивают фильтры типа т. Они содержат режекторные контуры
(параллельные — в последовательной вегви и последовательные — в параллельных
ветвях), а их частотные характеристики имеют полюсы (максимумы) и нули
затухания. Частотные характеристики фильтров типа т имеют колебательный вид
как в полосе пропускания, так и в полосе задерживания. Частотная
характеристика фильтра типа т, кроме частоты среза /с, имеет одну или несколько (в за-
1„"6,22кГц Ь-4,25кГц
61мГн 44,2мГн
НД
tW2
10700 31400
0,0605
0,0№
Ни '20
-40
Рис. 1.6. Схема фильгрл ~60„
нижних частот типа т с
частотой среза S кГц и
затуханием в полосе задерживания
характеристика (б)
\
\
Ь'~ Vf
д t,m
40 дБ (а) и его частотная
висимости от числа режекторных контуров) частот бесконечного затухания,
обозначаемых f
I 00 '
Для повышения затухания в полосе задерживания можно применить
двойной П-фильтр типа т, причем частоты бесконечного затухания устанавливают
таким образом, что затухание во всем контролируемом диапазоне не превышает
определенной величины. На рис. 1.6 показана схема и частотная характеристика
ФНЧ типа т с частотой среза 3 кГц и частотами j\«, =4,25 кГц и /г~ = 6,22 кГц.
Фильтр обеспечивает затухание 40 дБ выше частоты 4,1 кГц и неравномерность
в полосе пропускания не более 0,18 дБ. Если допустима большая
неравномерность, частоты бесконечного затухания можно уменьшить, что увеличит
крутизну ската. Этот фильтр также можно использовать в качестве прототипа для
расчета фильтров на другие частоты и сопротивления нагрузки.
Полосовые LC-фильтры. Основные характеристики ПФ: полоса пропускания
щ> коэффициент прямоугольности Кп, затухание в полосе пропускания,
затухание вне этой полосы, волновое сопротивление. Номинальную полосу
пропускания фильтра А/ = f2 — fx обычно отсчитывают как разность частот, на
которых затухание не превышает 3 дБ (напряжение 0,707 от максимального), реже
на уровне — 6 дБ (0,5 от максимального).
Коэффициент прямоугольности Кв — отношение ширины полосы при
заданном ослаблении (например, на уровне 0,01; 0,001 или—40, —60 дБ) к
номинальной полосе пропускания: Яп(0_01) = A/0,oiAVo,7 и т. д.
Коэффициент прямоугольности позволяет оценить крутизну спада
частотной характеристики фильтра и степень его приближения к идеальному фильтру,
имеющему/Сп = 1. Остальные перечисленные параметры ПФ имеют тот же смысл,
что и для ФНЧ или ФВЧ. Простейшим ПФ является параллельный или
последовательный LC-коктур. Полоса пропускания его на уровне—ЗдБ Д/0 7 =
= У0.э> гдг h — резонансная частота контура; Q3 — эквивалентная доброт-
14
ность (с учетом собственных потерь контура и потерь, вносимых внутренним
сопротивлением источника колебаний и нагрузкой). Для одиночного контура Д/0 5—
= 1,73/0/<гэ; Д^од = 1(V°/Q3; A/0,oi = 100/o/Q9 и т- Д- откуда #п(о,1)-'10;
^п(0,01) = 10° и Т- Д-
Как видим, одиночный контур имеет невысокую избирательность. Ее можно
значительно повысить, если применить ПФ из двух связанных контуров. Связь
может быть внешняя и внутренняя, емкостная, индуктивная и комбинированная
(рис. 1.7). Степень связи характеризуется коэффициентом связи Kcs;
для индуктивной связи
Ксв = м/У1^,
где М — взаимоиндукция катушек L1 и L2;
pi
л.
уЛсб
—ц в—
■■тса Г
—с 1
-О
•LZ
-О
Рис. 1.7. Схемы связи в
двухконтурном фильтре:
а — индуктивная; б — виец.ияя
емкостная; е—то же, с частичным
включением ;епи связи; г —
д g внутренняя емкостная; д —
комбинированная внутри- и внешне-
емкостная; е — комбинированная индуктивная и внутренняя емкостная
о-
ui £iF
o-i & J
-o
■Й
-o
для внешиеемкостнои
для внутрнемкостной
*с:
для комбинированной
^св = Ссв/(Ссв + С2);
-Yicr-
С,Сг
L + CCB) + (C2-bCCB)'
^св~^св1 +^св2'
Необходимо учитывать знак связи, так как вследствие неправильного
включения концов катушки или направления намотки индуктивная связь может
вносить во второй контур энергию в противофазе с емкостной связью.
Иногда при внешиеемкостнои связи величина Ссв получается очень малой,
сравнимой с паразитными емкостями. В таком случае применяют частичное
включение Ссв или емкостный делитель (рис. 1.7,в). Емкость Ссв возрастает обратно
пропорционально квадрату коэффициента включения /С , например, при Kg-K = 0,5
Ссв = 4Ссв.
Считаем, что оба контура фильтра настроены на одну частоту и добротности
их одинаковы. Выходным параметром является ток (напряжение) вторичного
контура, зависящий от коэффициента связи Ксв, добротности контуров Q,
и частоты колебаний. Для описания процессов в двухконтурном фильтре
используем параметр связи (3 = K0BQ3-
Частотная характеристика двухконтуриого фильтра зависит от параметра
3 (рис. 1.8). При малых значениях (3 частотная характеристика фильтра равна
произведению частотных характеристик контуров, т. е. она уже, чем частотная
характеристика одного контура. Обозначим полосу пропускания фильтра —
А'ф, полосу пропускания каждого контура — А/к (то и другое на уровне 0,7).
15
При Р =0,25 Д/ф= 0,7 AfK, при Р = 0,7 Д/ф= А/к. Связь при Р = 1
называется критической. При этом сопротивление, вносимое вторичным контуром в
первичный, равно сопротивлению первичного контура. При (3 = 1 Д/ф = 1,41 Д/к,
а вершина характеристики плоская. При дальнейшем росте Р полоса
пропускания расширяется, а на вершине характеристики появляется впадина,
достигающая 2 дБ при Р ~ 2 (Д/с = 2,5 AfK) и 3 дБ при 0 = 2,41 (Д/ф = 3,1 Afh).
При больших значениях Р полоса расширяется еще больше, но провал
возрастает и характеристика раздваивается.
Таки\г образом, можно вычислить добротность контуров Q3, необходимую
для создания реального фильтра с впадиной не более 3 дБ (0,7 от максимального
значения): Q3 = 3,1 /С/Д /ф.
Пример 9. Рассчитать двухконтур-
ный фильтр на полосу от }± = 3,6 до
f2 = 3,65 МГц для внешнеемкостной
связи при емкости контура Ск = 300 пФ.
Принимаем Р = 2,41. Находим среднюю
частоту фильтра
К = (fi + f.V2 = (3,5 + 3,65)/2 =
= 3,575 МГц.
Полоса фильтра
Д/Ф = /. - к = 3,65 - 3,5 =
= 0,15 МГц.
Добротность контуров (с учетом
вносимых схемой сопротивлений)
' % = 3,1/с/Д/ф= 3,1 • 3,575/0,15 = 75.
Коэффициент связи
#св = Шэ = 2,41/75 = 0,032.
КсзСп. Тогда Ссв = 0,032 . 300 = 9,6 пФ.
Если добротность Q3>75, провал будет больше 3 дБ; при меньшей Q3 провал
уменьшится, но полоса фильтра расширится.
Двухконтурный фильтр при (3 = 1 имеет Кп,01) = 3,16 и -Кп/о.оп = Ю. При
Р = 2,41 Кп,0 01) уменьшается до 8. Лучшую прямоугольность обеспечивают трех-
контурный (Kn(o,i) ~ 2,75; Кп(001) = 5,5) и четырехконтурныл (Кп(0>[) = 2,12;
/Cn(0,0i) «4) фильтры. Полосовые фильтры на любительские диапазоны редко
имеют более трех контуров, так как увеличение их числа повышает потери в фильтре.
Вследствие относительно-! узости любительских диапазонов (Д/^ = 2 ..
6 %) такие фильтры целесообразно выполнять из П-образных звеньев, соединяя
их цепочкой (рассмотренный двухконтурный фильтр представляет собой именно
такое звено). На П-звенья оказывают меньшее влияние паразитные емкости;
кроме того, волновое сопротивление П-ЗЕеньев падает за пределами полосы
пропускания, что улучшает избирательность усилителя благодаря шунтированию
его входного или выходного сопротивления волновым сопротивлением фильтра.
В фильтре, имеющем три и более контуров, емкость крайних контуров
должна быть вдвое меньше, а индуктивность — вдвое больше, чем в заключенных
между ними средних контурах. При необходимое!и изменять ширину полосы
пропускания цепочечного фильтра изменяют связь между контурами,
переключая конденсаторы связи. Таким пугем можно изменить ширину полосы в
несколько раз. При более широких относительных полосах фильтра (более
3—5 %) приходится снижать добротность контуров фильтра, подключая
параллельно им резисторы. Фильтр должен быть согласован с сопротивлением
нагрузки; при малой величине нагрузки ее подключают^ части витков последнего
контура фильтра.
0
-5
-10
-IS
-70
/III *
1 2 2М
УСЛХХ'З
—Х/\\ \
—-^ \ \ \
<i \ \\ \
\ \ \\\
\ \ \\\
\ \ W
+/
Рис. 1.8. Частотная характеристика
двухконтурного фильтра при
различных значениях параметра
связи Р
При Q3 > 10 можно считать Са
16
Настраивают многозвенный фильтр следующим образом. К первому
контуру через небольшую емкость (1—2 % от емкости контура) подсоединяют
ламповый вольтметр. На вход каскада, после которого включен фильтр, подается
сигнал с необходимой частотой от генератора стандартных сигналов. Второй
контур закорачиваю!, а первый подстраивают на максимум показаний. Затем
закорачивают третий контур, а второй настраивают на минимум показаний
вольтметра, подключенного по-прежиему к первому контуру. Минимум показаний
соответствует максимальному «отсосу» энергии из первого контура при
настройке второго в резонанс. Нечетные контуры (третий и др.) настраивают
иа максимум показаний, четные — на минимум. При этом контур,
следующий за настраиваелшм, должен быть закорочен. Затем следует переключить
вольтметр на выход фильтра, подстроить первый контур и снять
характеристику.
Электромеханические фильтры. В электромеханических фильтрах (ЭМФ)
высокочастотные электрические колебания преобразуются в механические,
пропускаются через цепь, состоящую из механических резонаторов, а затем вновь
преобразуются в электрические. Работа преобразователя основана на магнито-
сгрикционном эффекте, при котором изменяется длина ферромагнитного
стержня под действием внешнего магнитного поля.
Колебания подаются на входную катушку, настраиваемую в резонанс на
рабочую частоту. Внутри нее находится магнитострнкционный преобразователь,
связанный с резонаторами. Резонаторы имеют высокую добротность (104—10s),
благодаря чему можно построить очень хорошие фильтры. Число резонаторов
от 2 до 15, чаще 5—9. Резонаторы соединяют друг с другом связками,
передающими механические колебания. Последний резонатор передает колебания иа
выходной преобразователь, который создает переменное магнитное поле,
наводящее ЭДС в выходной катушке. Вблизи преобразователей помещены магниты
смещения.
Электромеханические фильтры изготовляют на частоты от десятков
килогерц до 1 МГц и на полосы пропускания от десятков герц до десятков
килогерц. Коэффициент прячоугольности по уровням 80 и 3 дБ 1,2...2. Затухание
в пологе пропускания 3—10 дБ. Неравномерность в полосе пропускания не
превышает 6 дБ.
Радиолюбители наиболее часто применяют ЭМФ на частоту 500 кГц. Пример
обозначения фильтра ЭМФ-9Д-500-ЗВ: 9 дисков, на частоту 500 кГц, полоса
пропускания 3 кГц (В — верхняя по отношению к частоте 500 кГц);
ЭМФ-5Д-500-0,ЗС: 5 дисков, полоса 0,3 кГц расположена симметрично
относительно частоты 500 кГц.
ЭМФ следует оберегать от ударов и сильных магнитных полей. На ЭМФ не
следует подавать напряжение более 1 В и пропускать через катушки фильтра
постоянный ток. Частотная характеристика ЭМФ почти симметрична (верхний
по частоте скат бывает круче). Затухание у ЭМФ, как и у фильтров типа k,
монотонно возрастает по мере удаления от полосы пропускания; в непосредственной
близости от нее ЭМФ дает ослабление 70—80 дБ.
Кварцевые фильтры. Основным элементом кварцевого фильтра является
кварцевый резонатор — пластина прямоугольной или круглой формы,
вырезанная из кристалла кварца. Работа кварцевых резонаторов в радиотехнических
схемах основана на явлении прямого и обратного пьезоэффектов. Прямой пьезо-
эффект заключается в появлении электрических зарядов на гранях некоторых
криоаллов (кварц, эгиленднамин винный) при сжатии кристалла в определен-
ных направлениях. Эти же свойства сохраняются и у пластинки, вырезанной
из кристалла под определенным углом к его осям. Обратный пьезоэффект — это
Упругая деформация пластины под действием приложенных к ней зарядов,
причем направление деформации (например, сжатие или растяжение) зависит
от знака зарядов, г. е. от направления электрического поля. В зависимости от
частотного диапазона и вида среза пластинки используют различные виды
колебаний: сжатие, растяжение, изгиб, сдвиг по толщине и т. д. Кварцевая
пластина помещается между электродами, создающими электрическое поле. В
современных кварцевых резонаторах электроды в виде тонкого металлического
слоя наносят непосредственно на поверхность пластины. Пластину закрепляют
проволочками или пружинами в тех точках, которые остаются неподвижными
при возбуждении в ней колебаний.
17
Если частота переменного электрического поля равна частоте ссСсгьенных
упругих колебаний пластины, наступает резонанс, и амплитуда колебаний имеет
наибольшее значение. Низшая частота собственных колебаний пластинки
называется основной частотой.Но резонанс собственных колебаний пластины с
переменным внешним полем получается также и тогда, когда частота поля в
нечетное число раз выше основной частоты, т. е. пластину можно возбудить на
нечетной механической гармонике. Кварцевые резонаторы изготорляют иа частоты
от 1 кГц до 100 МГц. Резонаторы на основную частоту более 10—15 МГц ветре»
чаются редко, так как толщина пластин на этих частотах 0,2—0,3 мм. Более
высокочастотные резонаторы работают на механических гармониках.
Добротность кварцевых резонаторов 104—106 и выше; на высоких частотах
добротность выше, чем на низких. Собственная частота кварцевого резонатора
зависит от температуры. При изменении температуры от 0 до 100 °С частота
резонаторов срезов AT и БТ изменяется на 30 • Ю-0, а частота резонаторов среза
ЖТ (i00—500 кГц) в этом диапазоне температур практически ие изменяется.
L* „С *«
Рис. 1.9. Эквивалентная
схема кварцевого резонатора (а)
и зависимость реактивного
сопротивления от частоты (б)
Х\
Кварцевые резонаторы подвержены старению: за первый год после
изготовления частота изменяется иа (10—20) Ю-6, затем процесс старения быстро
замедляется и составляет 10_6 за год.
Допустимая мощность рассеяния для кварцев, работающих на основной
частоте 5 МГц, не более 10 мВт, иа высоких частотах — 3....5 мВт; для КЕарцев,
работающих иа механических гармониках,— до 2 мВт. При работе на верхнем
пределе мощности процесс старения пластин ускоряется. Более подробные
сведения о кварцевых резонаторах приведены в работах [15, 22].
Характеристики кварцевого резонатора можно отобразить эквивалентным
колебательным контуром (рис. 1. 9, а). Величины LK, CK и RK отображают
механические колебательные свойства пластины, а С0 — емкость, образованную
электродами с пластиной кварца в качестве диэлектрика, плюс емкость кварце-
держателя (так называемая статическая емкость резонатора).
Зависимость реактивного сопротивления эквивалентного контура от частоты
показана на рис. 1.9, б. Контур имеет две резонансные частоты, на которых
реактивное сопротивление между точками А и Б равно нулю,— частота
последовательного резонанса участка LKCK f = l/2n]/LKCK и частота параллельного
резонанса всего контура
/.
_ 1 /гСк + Са
2я у LKCKC0 ■
Поскольку добротность резонатора высока, влиянием Р,к на частоту можно
пренебречь. На частоте /s активное сопротивление между точками А и Б равно
/?к, на частоте / очень велико. Частота fp выше /s на величину резонансного
интервала А/ = fp — f . Зная частоты / и fs и параметры эквивалентного контура
(Cs, LK, RK> C0), можно рассчитать кварцевые фильтры. Некоторые параметры
можно определить экспериментально, а величины LK, CK н QK рассчитать на
основании данных эксперимента.
18
Схема резонансного способа измерения параметров кварцевого резонаторе)
показана на рис. 1.10, а. В качестве генератора стандартных сигналов Г1
используют Г4-18, Г4-102 и др. Частотомер должен быть цифровой, в крайнем случае
можно пользоваться приемником с точной шкалой (например, Р-250М, у
которого деления на лимбе «тон» нанесены через 0,1 кГц). В данном случае важно
измерять изменение частоты в небольших пределах, а не ее точное значение.
На выходе схемы можно использовать любой ВЧ милливольтметр. Резисторы
желательно применять безындукционные.
Изменяя частоту генератора, находят максимум показаний милливольтметра
U , соответствующий частоте /s, и минимум !/щв на частоте fp (рис. 1.10, б).
Расплывчатый минимум показаний милливольтметра свидетельствует о большом
уровне паразитных наводок на его входе.
Резонансный интервал кварцевых резонаторов на частоту сотен килогерн
составляет несколько десятков нли сотен герц; у резонаторов на частоты в
несколько мегагерц резонансный интервал измеряется килогерцами. Некоторые
»С3
"4
r-ih-i
т 1к } ' м ы
и
"мыс
Л
II
II
II
/1
//
а
h /; t.
Рис. 1.10. Схема резонансного способа измерения параметров
кварцевого резонатора (а) и зависимость напряжения от частоты (б):
пунктиром показана зависимость при подключении конденсатора Сэ
резонаторы, кроме основного резонанса, имеют паразитный резонанс меньшего
уровня, отстоящий от основного на несколько десятков килогерц. Если
разница в уровнях меньше 20 дБ, 'такие резонаторы применять в фильтрах
нежелательно.
Для измерения RK заменяем кварцевый резонатор безындукционным
резистором R3 и подбираем величину его таким образом, чтобы милливольтметр
вновь показал значение U „ . Тогда R = R
Для измерения С0 необходимо, включив снова резонатор в схему измерения,
параллельно ему подсоединить подстроечный конденсатор Сэ и установить его
величину такой, чтобы резонансный интервал уменьшился вдвое; при этом час-
гота бесконечного затухания переместится ближе к частоте /s и займет
положение /р. Установив на генераторе частоту f'p, подстраиваем конденсатор Сэ
до получения минимальных показаний милливольтметра.' Тогда Сэ = С0.
Емкость С0 можно измерить и непосредственно, если имеется прибор для измерения
малых емкостей.
Известно следующее соотношение: Af = f„ — fi = С J /2С0. Отсюда С —
= 2С„ Af/ft.
Предположим, что при измерении получили следующие данные: fs = 5000 кГц,
fp~ 5001,6 кГц, #к = 50 Ом, Сэ=ЮпФ. Определим А/ = / — [$ = 1,6 кГц.
Тогда
Зная Ск, из условия резонанса находим
1 1
L„ =
4.iY'CK 4. 3,142-52-0,0064
= 0,16 Гн.
19
Добротность резонатора
2 -3,14 -5 ■ 10«. 0,16
50
= 10в.
Наиболее часто в любительской аппаратуре связи применяют кварцевые
фильтры, имеющие полосу пропускания 0,2—0,5 кГц (для приема телеграфных
сигналов) и 2—3 кГц (для приема и формирования однополосных сигналов).
Рис. 1.11. Схемы цепочечных
кварцевых фильтров
УЛХ-^г
0,613
Ж13
0,613
\иг
„0.S27
от
АО АР
,ш
№
0,854 ±0,672
Ш
0,716
0,857 3,790
ннммн
3.280 3,280
3,790
0716
0.857
0.883
J£857_
0,857
нОНИ
0,7/6
Сопременные кварцевые фильтры изготовляют на частоты до 100 МГц, что
позволяет строить высококачественные приемники и передатчики с одним
преобразованием частоты сигнала.
Лучшие фильтры обеспечивают затухание в полосе задерживания до 120—
130 дБ (на частоте до 10 МГц), имеют Л"п менее 2, малое затухание- в полосе
пропускания (1—6 дБ) и неравномерность частотной характеристики в полосе
пропускания I—6 дБ. Кроме того, их параметры стабильны во времени и мало
зависят от температуры. Для защиты от влияния влаги кварцевые фильтры
герметизируют.
Кварцевые фильтры подразделяются на три вида: цепочечные (лестничные),
мостовые и монолитные. Схемы цепочечных фильтров показаны на рис. 1.11.
Все резонаторы имеют одну частоту последовательного резонанса. В зависимости
от количества резонаторов меняется коэффициент прямоугольности частотной
20
характеристики и затухание в полосе задерживания. В лолосе пропускания
частотная характеристика имеет один или несколько провалов, глубина которых
не превышает 1,5—2 дБ при правильной настройке и согласовании фильтра.
Расчет цепочечных фильтров праведен в работе [9]. Для расчета необходимо
знать точные параметры кварцевых резонаторов, которые трудно получить из-за
невозможности точного измерения частоты параллельного резонанса, на
значения которого влияют паразитные емкости схемы измерения. Радиолюбитель
р. Эклсгон (G3JIK1 предложил экспериментальную методику изготовления
цепочечных фильтров в радиолюбительских условиях. Суть ее состоит в следующем.
Собирают макет двухрезоиаторного фильтра но схеме рис. 1.11, а. Используют
емкости С= 15,..51 пФ на частоты от 3 до 15 МГц; например, конструируя фильтр
иа 9 МГц, выбирают значение С = 33 пФ. Рассчитывают волновое
сопротивление фильтра
2 = К • 106/2л/С,
где К — коэффициент емкости фильтра, указанный на схеме; / — средняя
частота фильтра, МГц; С — емкость, пФ.
S2 68 68 32 „ 24
" " нОиЧИЫНОИЖН-*
1 11
Рис. 1.12. Схема 10-кристального цепочечного фильтра
л2У JJi -Li- ^ f^ttf о
I I I t I* 1
Ml
Устанавливают резисторы R1 = R2 = z. Снимают частотную характеристику
фильтра и определяют по ней полосу пропускания на уровне — 3 дБ. Задаваясь
другими значениями емкостей (например, 27;39; 47 пФ), рассчитывают значение
г и собирают схему с этими емкостями и соответствующей им нагрузкой R1
и R2. Снимают частотные характеристики этих схем и определяют полосу
пропускания на уровне — ЗдБ каждой. Из всех вариантов выбирают тот, который
ближе всех по полосе пропускания к требуемой. Определяют окончательно
значение требуемой емкости
^-<(£)*•
где Я — полоса пропускания, наиболее близкая к требуемой; С—емкость,
соответствующая этой полосе; Я — требуемая полоса пропускания.
Определяют импеданс фильтра для требуемой полосы, подставляя в формулу
значение С„. Далее вычисляют значения емкостей для конкретного
выбранного фильтра (рис. 1.11,6, в, г) в соответствии с коэффициентом К, указанным на
схеме:
С = (К ■ 10')/(2я/г).
Собирают фильтр и проверяют его частотную характеристику, нагружая
с обеих сторон на сопротивления, равные г. Если входное или выходное
сопротивление каскада отличается от требуемого, параллельно или последовательно
с зажимами фильтра включают соответствующие корректирующие резисторы.
Цепочечные фильтры имеют затянутый нижний склон частотной
характеристики. Для увеличения его крутизны параллельно входу или выходу фильтра
включают кварцевый резонатор, аналогичный применяемым в фильтре. Частота
последовательного резонанса кварцевого резонатора снижается с помощью
включенной последовательно катушки индуктивности (рис. 1.11, г).
На рис. 1.12 показана схема цепочечного фильтра на частоту 9 МГц,
разработанного Г. Шульгиным (UA3ACM). Все резонаторы имеют частоту f ь ~
~ 89Э8 кГц. Полоса пропускания фильтра 2,4 кГц, затухание в полосе 6 дБ,
коэффициент прямоуготьности 1,4 по уровням — 80/—3 дБ. 'Резонаторы В1
и В2 включены в схему для повышения крутшиы нижнего ската фильтра.
На рис. 1.13, а показана схема однокристального мостового фильтра.
Середина вторичной обмотки соединена с корпусом (можно применить и емкост-
21
ный делитель), и на концах вторичной обмотки напряженке оказырается в про
тпвофазе. В одно плечо моста включен кварцевый резонатор, в другое — нейтра
лизующий конденсатор Сн, ось которого обычно выводится на переднюю панел!
радиоприемника. Когда емкость конденсатора Сн равна статической емкости
резонатора С0 (плюс емкость монтажа), мост сбалансировав, и напряжение на
нагрузке определяется только током, протекающим через последовательную
ветвь эквивалентного контура кварцевого резонатора (LKCKRK).
Прн балансе моста частотная характеристика фильтра практически
симметрична (рис. 1 13, б), но при отсутствии баланса в характеристике появляется
частота бесконечного затухания. Особенность мостового фильтра —
возможность перемещать частоту бесконечного затухания выше и ниже резонансной
частоты и тем самым «вырезать» узкополосную помеху. Если увеличивать
емкость Сн (Сн > С0), частота бесконечного затихания приближается к резонаь-
/
в '
Рис. 1.13. Схема мостового кварцевого <Ьг. ь-
тра (а) и частотная характеристика при
различных значениях емкости Сн (б— г)
сной частоте со стороны более низких частот.
Если же уменьшать емкость Сн частота
бесконечного затухания приближается к резонансной
частоте фильтра со стороны более высоких
частот. Изменяя сопротивление Ra, можно в некоторых пределах регулировать
полосу пропускания фильтра. На частоте 465 кГц пределы регулирования
составляют примерно 100—500 Гц Малым величинам Rn соответствует узкая
полоса. Недостатком этой схемы является сильное изменение коэффициента
передачи фильтра при регулировке полосы. Вместо резистора Ru можно включить
параллельный колебательный контур и регулировать полосу его расетройкой.
Наиболее широкая полоса получается, когда второй контур настроен в
резонанс (т. е. имеет наибольшее эквивалентное сопротивление)
Но наиболее эффективная регулировка полосы (от сотен 1ерц до нескольких
килогерц) получается, если одновременно расстраивать один контур вверх,
а другой — вниз от резонансной частоты кварца. Такие фильтры с успехом
применялись в связных приемниках, предназначенных для приема телеграфных
и AM сигналов. Прямоугольность таких фильтров не очень хорошая, тем не менее
они удобны для приема телеграфных и AM сигналов.
Лучшую прямо\гольность характеристики имеют двух- и четырехкоисталь-
ные дифференциально-мостовые фильтры. На рис 1.14, а показана
принципиальная схема дв\ хкрнстального диф|еренциально-чостового фильтра. Она
отличается от схемы рис. 1.13, а тем, что вместо нейтрализующего конденсатора
включен второй резонатор В2, а параллельно резонаторам подсоединены под-
строечные конденсаторы С1 и С2.
Частота /s2 превышает частоту /si на величину резонансного интервала
резонатора В1, т. е. fs2 = fpi. Характеристика затухания двухкристального
фильтра показана на рис. 1.14, е. Нижняя частота среза фильтра соответствует
частоте/sl, а верхняя соответствует не частоте fp2 (как указывается инегда в
радиолюбительской литераторе), а более низкой частоте /в, на которой плечи фрль-
тра с кварцевычи резонаторами имеют равное реактивное сопротивл.ен'е, но
разных знаков и небольшой величины. На частотах /,„ и /2оо реактивнге
сопротивления плеч моста равны и одинаковы по знаку. Мост на этих частотах сбалан-
22
сир )вач, т е. имеет место бесконечное затухание. Появление частот бесконечного
затухания возможно лишь в том случае, если С2 > Cv Тогда линия,
соответствующая Л"?, проходит ближе к осям и пересекается с линией Х^ Если же
С2 = Cv ю Xi и Х2 ндуг параллельно, и частоты бесконечного затухания
отсутствуют.
Разнос частот последовательного резонанса кварцев обычно составляет 0,8
ширины полосы пропускания фильтра. Точное значение этого коэффициента
зависит от добротности резонаторов, а также от относительной ширины полосы
фильтра (Д/а/Д;)- Для изготовления фильтров с полосой 2—3 кГц пригодны
кварцы с резонансным интервалом 1,6—2,5 кГц, а для изготовления
«телеграфных» фитьтров подойдут кзарцы с интервалом 0,3—0,5 кГц Частота /s2 должна
превышать частоту няжнего по частоте кварца f4l па величину его резонансного
Рис. 1.14. Схема
дифференциально-мостового фильтра
(а), частотная зависимость
сопротивления верхнего (XJ
и нижнего (Х2) п *еч
фильтра (5) и частотная характе-
р ктика затухания (в)
интервала В этом случае получается
наилучшая характеристика
фильтров. Если /s2 несколько выше fpl,
т е. разнос частот превышает
резонансный интервал В1, в
полосе пропускания между частотами fpl и fiZ появляется небольшой всплеск
затухангя, соответствующий впадине па характеристике пропускания. По
мере увеличения разноса част-от fpl и fs2 провал возрастает, н такой фильтр
становится непригодным для работы с приемнике или передатчике. Если
*е fsz несколько ниже fpl, появтяется несимметрия характеристики, и при
сближении fs2 и /si характеристика сужается и становюся
несимметричной. Неравномерность затухавия в полосе пропускания в значительной мере
зависит от сопротивления нагрузочною резистора RH Величина его гожет
быть от сотен ом (при полосе 3 кГц на частотах 8—10 МГц) до нескольких кило-
оч на более низких частотах и при меньшей полосе фильтра.
Двух.чристальный фильтр имеет затухание 25—40 дБ в полосе задерживания
и 1—3 дБ в полосе пропускания. На уровнях —40/—6 дБ Кп = 3 ..5.
Резонансный интервал 1,6—2,5 кГц встречается v резонаторов на частоты 2—6 МГц;
v резонаторов на 8—10 МГц он обычно больше и может превышать 10 кГц.
•уменьшить интервал- можно, подсоединив параллельно резонатору конденса-
Т0Р. емкость которого
г — Г ( А? 1
(13)
дД<; со — статическая емкость резонатора; Д/ — его резонансный интервал;
л/ — необходимый для фильтра резонансный интервал (Д/' = 0,8 Д/ф).
23
Пример 10. Изготовить фильтр на полосу Д. — 2,5 кГц. Резонаторы
имеют С0=ЮпФ; Д/= 8 кГц. Находим Д/' = 0,8 Д/ф= 0,8 • 2,5 = 2 кГц
и Сп = 10|—-—1J = 30 пФ. Частоту одного из резонаторов необходимо
повысить на 2 кГц.
У низкочастотных кварцев резонансный интервал невелик и зачастую
недостаточен для изготовления фильтров Резонансный интерзал можно
увеличить, если подключить параллельно кварцу катулку, индуктивность которой
можно определить следующим образом Вначале по формуле (1.3) определяют
емкость параллельного конденсатора Сп; при этом получается отрицательное
значение Сп.Вычислив по формуле (1.2) реактивное сопротивление этого
«отрицательного конденсатора» (который равнозначен катушке индуктивности),
можпо определить индуктивность, имеющую такое же реактивное сопротивление
на частоте кварца Катушка должна иметь возможно меньшие потери.
Рис. 1.15. Схема 4-крлстального дифференциально-мостового фильтра (а),
характеристика затухания (б) и межфпльтровая согласующая Т-цепь (в)
Кварц с параллельной индуктивностью приобретает еще одну частоту
бесконечного затухания, образованную параллельным контуром, состоящим из
индуктивности катушки н статической емкости кварца. Необходимо проследить,
чтобы частота этого контура не была вблизи частоты кварца.
Способы изменения частоты резонаюров описаны в работах [3, 18]. В
любительских условиях наиболее удобно повышать частоту кварца, стирая
школьной резинкой или очень мелкой (микронной) шлифовальной шкуркой тонкий
верхний слой металлизации (электрода) Делать это следует очень осторожно,
периодически контролируя частоту. Чтобы повысить на 2—3 кГц частоту
кварца на 8—10 МГц, иногда достаточно нескольких движений Запаянные кварцы
в металлических корпусах для подточки можно распаять. Необходимо следить,
чтобы припой не попал на металлизированные поверхности кварцевой пластины,
иначе она выйдет из строя. Немного понизить частоту кварца можно,
заштриховывая его стороны простым графитным карандашом.
Если два 2-крнстальных фильтра соединить последовательно, получится
4-кристальный (рис. 1.15, а). На частотах 5—9 МГц он имеет затухание в полосе
задерживания около 50—60 дБ, потери 1—5 дБ, коэффициент прямоугольяости
Кп = 2 ..3. Частоты последовательного резонанса /s2, fsl кварцев В1 и В2
должны быть одинаковы (разброс не более 50 Гц); частота кварцев ВЗ и В4
(fa, fsi) должна быть выше, чем fsl на 0,8—0,9 значения полосы пропускания.
Характеристика затухания 4-кристального фильтра показана на рис. 1.15,6.
Она имеет четыре частоты бесконечного затухания, если Сг < С3 и С, < С4.
Частоты эти устанавливаются изменением емкостей подстроечных конденсаторов
СЗ—С4. Частоты следует установить таким образом, чтобы впадины на
характеристике затухания были примерно одного уровня.
Важным элементом фильтра является индуктивность. Это должен быть
идеальный автотрансформатор, у которого индуктивная связь между
половинками обмотки равна единице. Лучше всего это условие выполняется, если
катушку намотать двумя сложенными проводами на замкнутый магиигопровод из фер-
24
оптового кольца с проницаемостью и = 50....400 (или в крайнем случае на поло
винку сердечника СБ-12, CB-18V Начало одного провода соединяют с концом
яр\гого. Число витков должно быть таким, чтобы резонанс иа рабочеч частоте
фильтра обеспечивался при емкости С5 = 100 . 200 пф (200 пФ для фильтров
на g—Ю МГц, 100 пФ — для фильтров на 3—4 МГц). Изменяя настройку
контура L1C5, \южно корректировать форму вершины характеристики. Если
увеличить индуктивность катушки L1 в нескотько раз, можно обойтись и без
конденсатора Со, но в таком случае лишиться способа коррекции вершины
характеристики. Другой способ коррекции — изменение сопротивления резистора /?н.
Если нагрузкой фильтра является колебательный контур, фильтр следует
согласовать с контуром (подключить, например, к части витков катушки).
Фильтры по схеме рис. 1 14 и 1.15 можно соединять последовательно.
Полученный б-кристальный фильтр имеет затухание в полосе задерживания более
60 дБ и потери 2—6 дБ. Для устранения влияния фильтров др}г на друга
и согласования их применяют согласующую Т-цепь (рис. 1.15, в) Изменяя
отношение RjRs и RjRs, можно регулировать развязку между фильтрами. При
/?х = Ri = 0 она минимальна. Изменяя сопротивления резисторов, можно
подбирать наивыгоднейшее сопротивление нагрузки по виду общей частотной
характеристики фильтра. Соединив последовательно дра ^кристальных фильтра,
можно получить затухание в полосе задерживания 80—100 дБ н более, что
достаточно даже для приемников высокого класса. При затухании 60 дБ и более
важное значение имеет хорошая экранировка входных и выходных цепей.
Кварцевые фильтры могут работать не только на первой, но и на нечетных
механических гармониках резонаторов. Известно, чю резонансный интервал
иа я-й гармонике в п раз меньше, чем на основной. Поэтому и ширина полосы
пропускания фильтров на гармониках меньше, чем на основной. Это, впрочем,
не мешает создавать хорошие фильтры на частоты более 30 МГц: например,
если крарц на основной частоте 8 МГц имеет резонансный интервал 10 кГц, на
третьей гармонике (24 МГц) — 3,3 кГц, а на пятой (40 МГц) — 2 кГц. Фильтр
на частоту 40 МГц будет иметь полосу 2,5—3 кГц Затухание в полосе
задерживания такого фильтра можно ориентировочно определить как 10 дБ на
резонатор, т. е. 8-кристальный фильтр имеет затухание 80 дБ; потери вследствие
высокой добротности резонаторов невелики (2—8 дБ).
Существуют монолитные кварцевые фильтры, \ которых все резонаторы
созданы на одной кварцевой пластине. Монолитные фильтры отличаются матыт
размерами, стабильностью характеристик, не уступая в этом
электромеханическим фильтрам, но превосходят их по устойчивости к тряске, вибрациям и
ударам, а также по ширине рабочего диапазона. В любительских условиях можно
изготовить монолитные кварцевые фильтры простои конструкции из обычных
резонаторов [18] Связь между резонаторами осуществляется через участок без
электродов, величина связи зависит от расстояния между электродами. Изменяя
толщину электродов, например, стиранием части слоя металлизации, можно
регулировать ширину полосы пропускания и форму характеристики фильтра.
3. УСИЛИТЕЛИ
Усилители составляют широкий класс устройств, применяемых в различной
радиоэлектронной аппаратуре. Усилители делятся на усилители напряжения
и мощности. В зависимости от частоты, на которой работают усилители, их
подразделяют на усилители радиочастоты (т. е. частоты передаваемого или
принимаемого сигнала и промежуточной частоты) и низкой частоты. Если полоса
усиливаемых частот составляет несколько процентов рабочей частоты, такой
усилитель называют узкоиолосным, если же полоса частот сравнима с рабочей
частотой, усилитель считается широкополосным.
В зависимости от применяемого усилительного элемента усилители бывают
ламповые, транзисторные, на туннельных диодах и т. д. Усилители различают
в но типу нагрузки- резистивные, трансформаторные, резонансные (нагрузкой
является резонансный коитур) и т. д.
25
Основные параметры усилителей
Коэффициент усиления по напояжению или мощности, показывающий,
во сколько раз напряжение или мощность на выходе усилителя больше
соответствующего значения на входе:
Ан ^вых' вх' чм 'вых' вх
или в децибелах
U
^я5, =201g-2^= 101g- вых
Коэффициент шума показывает, во сколько раз отношение мощности
сигнала к мощности шума на входе усилителя больше, чем на его выходе:
Р I?
ц, _ С.ВХ' Ш.ВХ
р /Р
с.вых ь .вых
или в децибелах
Д/(дБ) = 1018Д/.
Коэффициент шума всегда больше 1. Ухудшение отношения мощности
сигнала к мощности шума на выходе усилителя связано с генерацией шумов всеми
цепями усилителя, обладающими активными сопротивлениями, и
усилительными элементами, схемы.
Уровень шума, генерируемого активным элементом, зэеисит от его типа и
конструкции. Шумы электронных ламп обычно выражают эквивалентным
сопротивлением шумов, т. е. величиной активного сопротивления, которое необходимо
включить в цепь управляющей сетки идеальной (нешумящей) лампы, чтобы
в анодной цепи получить шумовой сигнал, равный уровню шумов данной
лампы.
С увеличением крутизны характеристики уровень шумов падает.
Эквивалентное сопротивление шумов у современных ламп колеблется от десятков ом
до нескольких килоом. Шумовые свойства транзисторов характеризуются
коэффициентом шума иа определенной частоте. Транзисторы обладают повышенным
уровнем шумов на низких частотах, величина которого обратно
пропорциональна частоте. Уровень шумов также возрастает с приближением к граничной
частоте транзистора. Коэффициент шума современных транзисторов колеблется
от 1 до 10 дБ и указывается в справочниках.
Уровень нелинейных искажений. При усилении сигналов из-за нелинейности
характеристик, главным образом, усилительных элементов схемы происходит
искажение формы усиливаемого колебания. Степень искажения зависит от типа
применяемого усилительного элемента, режима его работы и уровня входного
сигнала. В результате нелинейных искажений формы колебаний в выходном
спектре появляются гармоники. В усилителях низкой частоты они проявляются
как ухудшение качества звучания, в вид? хригов, потери разборчивости см
нала. Коэффициент нелинейных искажений определяют по формуле
Гй
l + ul + ul
*«,. = щ—-—юо%,
где Ui — напряжение первой гармоники (основной частоты) сигнала,
подаваемого на усилитель; U2, U3, UA — напряжение соответствующих гармоник
основного сигнала, появившихся в результате нелинейных искажений.
Поскольку нагрузкой усилителей радиочастоты являются избирательные
цепи (фильтры), настроенные на частоту усиливаемого сигнала и ослабляющие
его гармоники, нелинейные искажения в этих усилителях проявляются иным
образом. При подаче на вход усилителя двух или более сигналов с различными
частотами на выходе появляются колебания комбинационных частот, вследствие
взаимодействия колебаний исходных частот на нелинейном элементе.
Отрицательное влияние этого эффекта при приеме и передаче рассмотрено в гл. 2 и 3.
26
Частотная характеристика и избирательность усилителя определяются
полосой сигналов (полосой пропускания), которые усиливаются с заданным
минимальным коэффициентом усиления, обычно равным 0,707 от максимального.
Чгстотная характеристика зависит от частотных свойств цепей связи между
каскадами усилителя, а в широкополосных усилителях — от частотных свойств
самих усилительных элементов. Их коэффициент усиления уменьшается с
ростом частоты.
Под избирательностью усилителя понимают отношение коэффициента
усиления на частоте в пределах полосы пропускания (обычно на средней частоте)
к коэффициенту усиления на любой другой частоте. Это отношение изображают '
в виде графика, абсциссой которого является частота, а ординатой — отношение
указанных коэффициентов усиления в линейном или логарифмическом масштабе.
Полученная таким образом кривая называется кривой избирательности.
Устойчивость усилителя или склонность к самовозбуждению. Устойчивость
при данной схеме усилителя зависит от коэффициента усиления и величины
паразитных обратных связей. Правильно выполненный усилитель должен иметь
запас усиления, при котором он остается устойчивым. Если режим усилителя
близок к самовозбуждению, возможны значительные искажения его частотной
характеристики и нелинейные искажения усиливаемого сигнала.
Входное и выходное сопротивления усилителя могут быть как чисто
активными, так и комплексными, т. е. содержащими реактивную составляющую
(емкостную или индуктивную). Зная эти параметры, можно оптимально
согласовать усилитель с источником сигнала и нагрузкой. Это позволяет усиливать
сигналы с минимальными потерями и максимальным КПД усилителя.
Усилители радиочастоты (УРЧ). Рассмотрим принципы построения
усилителей напряжения высокой н промежуточной частот, широко применяемых
в приемной и передающей коротковолновой аппаратуре. Различают два режима
работы усилителей: без отсечки анодного тока (режи i первого рода или класса
А) и с отсечкой анодного тока (режим второго рода или классов АВ, В, С, Д).
Режим работы усилителя определяется положением рабочей точки на
статической характеристике усилительного элемента, которое зависит от начального
смещения на управляющем электроде и величины усиливаемого напряжения.
Усллители напряжения обычно работают в классе А.
Вход и выход УРЧ связаны с частотно-избирательной цепью,
представляющей собой полосовой фильтр различной сложности. Кроме получения
необходимой частотной избирательности, такой фильтр можно использовать для
согласования входного и выходного сопротивлений усилителя с сопротивлениями
предыдущего и последующего каскадов. Поскольку транзистор отличается от
лампы .более низкими входными и выходными сопротивлениями и большей
внутренней обратной связью, снижающей коэффициент устойчивого усиления,
необходимо большое внимание уделять согласованию сопротивлений и мерам,
повышающим устойчивость усилителя. Так как параметры транзисторов зависят от
температуры, то применяют температурную стабилизацию их режима.
Схемы усилителей на лампе, биполярном и полевом транзисторах показаны
на рис. 1.16. Частичное подключение входного контура в схеме рис. 1.16,6
выполнено для согласования входного сопротивления усилителя с
эквивалентным сопротивление1/ контура. Уменьшение коэффициента включения цепи базы
транзистора в контур улучшает его избирательность за счет уменьшения
шунтирования контура. Выходной контур связан с коллекторной цепью транзистора
через катушку связи, число витков которой определяется допустимым
затуханием, вносимым выходным сопротивлением транзистора в контур. Входное
сопротивление полевого транзистора велико и не вносит дополнительного затухания
в контур. Диоды типа Д106 обеспечивают защиту затвора транзистора от
пробоя высоковольтным потенциалом в результате всевозможных наводок.
Температурная стабилизация рабочих режимов транзистора в схеме
рис. 1.16,6 осуществляется за счет стабилизации тока базы резисторами R1,
R2 и обратной связи по постоянной составляющей тока эмиттера за счет резистора
R3- Увеличение постоянной составляющей тока при повышении температуры
вызывает дополнительное падение напряжения на резисторе R3, которое
прикладывается к базе транзистора через резистор R2 и снижает ток эмиттера.
Стабилизация тем лучше, чем больше сопротивление резистора R3 и меньше
сопротивление резистора R2.
27
Для полевых транзисторов можно выбрать рабочую точку на статической
характеристике таким образом, что влияние изменения температуры на
параметры транзистора будет минимальным [5]. В схеме рис. 1.16, в резистор R2
стабилизирует ток канала транзистора прн изменении температуры также за
счет падения на ием добавочного напряжения, подаваемого на затвор.
Коэффициент усиления лампового усилителя с общим катодом К = 5/?э,
где S — крутизна характеристики лампы; R3 — эквивалентное сопротивление
нагрузки с учетом шунтирующего действия внутреннего сопротивления лампы
и входного сопротивления последующего каскада. Этот коэффициент должен
быть меньше или равен коэффициенту устойчивого усиления каскада: К < Кусг.
Для транзисторного усилителя К = рб \y2i I R3, где рб — коэффициент
включения контура в цепи базы — коллектора,равный отношению напряжения
на базе к напряжению на контуре; \у21\ — модуль комплексной проводимости
прямой передачи трзнзистора, эквивалентный крутизне в ламповых схемах.
Подробный расчет усилителей радиочастоты приведен в работе [6].
Коэффициент усиления транзисторного каскада уменьшается с повышением
рабочей частоты. На некоторой частоте, называемой предельной, коэффициент
усиления по току в схеме с общим эмиттером становится равным единице, т. е.
транзистор перестает усиливать ток базы. Значения предельных частот для
разных типов транзисторов приводят в справочниках. Применение транзисторов
с недостаточно высокой предельной частотой уменьшает коэффициент усиления;
для предотвращения возбуждения каскадов необходимо нейтрализовать
внутреннюю обратную связь. Для получения устойчивою усиления, рекомендуется
применять транзисторы, предельная частота которых, по крайней мере, в 5 раз
выше рабочей частоты усилителя.
Для получения большого и устойчивого коэффициента усиления на
высокочастотных диапазонах и улучшения линейности характеристик усилителя
иногда применяют каскодные схемы включения ламп и транзисторов. Схема каскод-
ного усилителя на полевых транзисторах показана на рис. 1.17. Избыточное
усиление на низкочастотных диапазонах скомпенсировано частичным
включением входного контура в цепь затвора первого транзистора. Это повышает
устойчивость усилителя и уменьшает уровень комбинационных искажений.
Последовательный контур Сф1.ф подавляет нежелательные сигналы с частотой
настройки контура. Для получения устойчивого усиления на высоких частотах
в резонансных усилителях необходимо нейтрализовать в.-кяаие проходной
емкости: анод — сетка Са с, сток—затвор Сс 3, коллектор—база Ск б. Наиболее
часто применяют схемы нейтрализации, которые показаны на рис. 1.18.
28
Конденсаторы нейтрализации Сн и С0 в схеме рис. 1.18, а совместно со вход
ной С и проходной Са в емкостями лампы образуют мост, в котором анодный
и сеточный контуры включены в разные диагонали. При балансе моста энергия
из анодного контура L2C2 не попадает в сеточный L1C1.
Из условия баланса CaJCn = Сс<к/Сс следует: Сн = Ga.0Ge/Cc к.
КПЖ6 ->т
Рис. 1.17. Схема каскодного УВЧ на полевых
транзисторах
Емкость конденсатора Сс обычно 300—2000 пФ. В схеме рис. 1.18, б ио
пользуется одна нейтрализующая емкость Сн, величина которой при симметрии
катушки равна проходной емкосгн (Сс 3) транзистора.
Увеличить аабильность параметров усилителя можно, применяя
отрицательную обратную связь (ООС). Хотя ООС уменьшает усиление, она позволяет
сйизить нелинейные искажения (улучшить линейность) и уменьшить выходное
Рис. 1.18.
Электрическая и эквивалентная
схемы УВЧ с
нейтрализацией проходной
емкости:
а — на триоде; б — на
полевом транзисторе
сопротивление. Однако ООС в резонансных усилителях снижает
избирательность. Поэтому отрицательную обратную связь обычно применяют в тех случаях,
когда требуется получить стабильный коэффициент усиления или линейность
характеристик, например, в усилителях однополосных передатчиков. Схема двух-
каскадного усилителя напряжения с ООС показана на рис. 1.19. Выходной
сигнал усилителя делится на емкостном делителе С1С2 и подается в противофазв
на катод лампы VL1 первого каскада. Коэффициент обратной связи
пропорционален отношению С1/С2. Обычно это отношение выбирают в пределах 0,01—0,1.
С развитием полупроводниковой техники в коротковолновой аппаратуре
все чаще применяют усилители высокой и промежуточной частот, выполненные
на интегральных микросхемах. Микросхема представляет сложную электриче-
2J
скую схему с активными и пассивными элементами (транзисторами, резисторами),
однако принято рассматривать работу микросхемы как единого усилительного
элемента и характеризовать ее соответствующими параметрами. Например,
свойства усилительной мккросхетш определяются- крутизной характеристики,
Рис. 1.1Э. Схема двухкаскадного УВЧ.
с отрицательной обратной связью
"-0 GH
уровнем собственных шумов, стабильностью параметров при изменении
питающих напряжений, температуры и т. п. Применение интегральных микросхем
позволяет существенно повысить надежность аппаратуры, снизить ее
габаритные размеры и массу, а также уменьшить трудоемкость при ее изготовлении. *
дГ«П?
U. L1
Leg
Выход
BIG
*12В
Рис. 1.20. Схема УВЧ на интегральной
микросхеме
Накрарт | ^-^Тг
1 Y1'
Рис. 1.21. Схема УНЧ на
интегральной микросхеме
Схема усилителя радиочаасты на интегральной микросхеме типа К2УС248
показана на рис. 1.20. Коэффициент усиления по напряжению данного усилителя
при эквивалентном сопротивлении нагрузки (контура L2C2), равном 1 кОм,
/С= 1000.
Усилители низкой частоты (УНЧ)
современных приемников и
передатчиков обычно выполняют на
транзисторах "или интегральных
микросхемах. Основные характеристики
УНЧ: коэффициент усиления по
напряжению; чувствительность (т. е.
уровень минимального сигнала на
входе, обеспечивающий на выходе
заданное отношение сигнала к
собственным шумам усилителя); полоса
усиливаемых частот при заданной
неравномерности усиления (в связной
обычно 300—3500 Гц при неравномерности ± 3 дБ); уровень
нелинейных искажений (до 3%); выходная мощность (для связных приемников
до 1—3 Вт). Динамический диапазон УНЧ должен быть достаточным для
усиления всех уровней сигналов, снимаемых с детектора' или получаемых от
микрофона.
Особое внимание следует обращать на снижение уровня фона переменного
тока, который утомляет оператора, а иногда и ограничивает чувствительность
приемника, так как является разновидностью внутренних шумов приемника.
С! 20
№.
Рис. 1.22. Схема УНЧ на
усилителе
К&шнащ
опграц ониоа
аппаратуре
30
фон УНЧ передатчика ухудшает качество сигнала, снижая его разборчивость.
Схема УНЧ на интегральной микросхеме типа К118УН1Г показана на рис.1.21.
В усилителях напряжений низкой частоты применяют также операционные
усилители на микросхемах. Операционный усилитель представляет собой
усилитель с дифференциальным (симметричным) входом и большим коэффициентом
усиления. Они широко используются в различных радиоэлектронных устройа-
вах для получения сложных функциональных зависимостей между входными
и выходными сигналами. Так, в УНЧ, применяемом в однополосиом
передатчике, для улучшения разборчивости сигнала в условиях помех осуществляется
подъем частотной характеристики в области высоких частот. Схема УНЧ
однополосного передатчика на интегральной микросхеме типа К153УД1А,
представляющий собой операционный усилитель, показана на рис. 1.22.
Коэффициент усиления определяется отношением сопротивлений R2/R1.
Изменяя величину емкости конденсатора С1 или С2, можно изменять вид час-
тогной характеристики в широких пределах: емкостью С1 осуществляют подъем,
2 С2 — завал хячг.ктеоистики п области высоких частот.
4. СМЕСИТЕЛИ
Смесителями называют устройс1ва, служащие для изменения частоты
входных колебаний с помощью вспомогательного генератора (местного гетеродина)
методом сложения (вычитания) частот. Такие устройства часто называют также
преобразователями (хотя, строго говоря, умножители и делители также являются
преобразователями частоты). Если на вход смесителя подаются
модулированные колебания, называемые обычно сигналом в отличие от немодулированных
колебаний, к смесителю предъявляется требование сохранения вида и
параметров модуляции входного сигнала.
Сложение (вычитание) частот в смесителе основано на взаимной модуляции
колебаний на нелинейном элементе. Если проходная характеристика элемента,
г. е. зависимость выходного параметра (тока, напряжения) от входного,
представляет собой квадратичную параболу (описывается квадратным уравнением
вида у = ах2), при подаче на нелинейный -элемент колебаний двух частот f\
и f2 с амплитудами соответственно Vx и U2 на выходе появятся постоянная
составляющая, пропорциональная (U± + U.?)/2; вторые гармоники исходных
колебаний (2/2 и 2f2) с амплитудами, пропорциональными соответственно Uy и
U2, а также колебания комбинационных частот — суммарной (fx +' /2) и
разностной (ft — f2); амплитуда их пропорциональна произведению U1U2-
Никаких других частот на выходе не будет при любых соотношениях амплитуд
входных колебаний Одна из комбинационных частот является полезным продуктом
смешения, остальные составляющие — нежелательными.
Почти квадратичные проходные характеристики имеют электронные лампы
при работе иа нижнем сгибе анодно-сеточной характеристики и
полупроводниковые диоды при малых амплитудах подаваемых напряжений.
В общем случае, однако, проходная характеристика электронного прибора
описызается уравнением: у = а -\- Ьх + тх2 + dx3 + ... . Если подать на него
колебания двух частот /i и /2, на выходе появятся колебания с частотами:
mh ± nf2, где твл=0, 1, 2, 3, ... Если ограничить рассмотрение к\бическим
членом уравнения (dx3), на выходе смесителя, кроме постоянной составляющей,
будут благодаря члену Ьх колебания с частотами первого порядка (}х и
/2),благодаря члену сх2 колебания с частотами второго порядка (2/j, 2/2, h + f2, h —
— f2), благодаря члену dx3 колебания с частотами третьего порядка (3fj,
3f2. 2/"х -т- /2, 2/2 -f- ft, 2fi~— f2> 2/2—/1). Порядок частоты определяется как
сумма коэффициентов при выражении, описывающем эту ч-астогу, например,
частота З/j — 2/2 будет пятого порядка.
Как видно, чем выше степень уравнения, оттесывающего используемую часть
пРоходной характеристики элемента, тем быстрее возрастает число гармоник
и комбинационных частот на рыходе смесителя. Они являются мешающими, если
используется сложение (вычитание) частот. Иногда, впрочем, как полезное
используют выходное колебание -вида 2ft — /« или 2f1 -f- /2, т. е. осуществляют
преобразование на второй гармонике гетеродина, имеющего частоту fx. Для
31
втого режима наивыгоднейшей является чисто кубическая характеристика
элемента.
Если мешающие колебания достаточно удалены от полезной частоты, ю.
можно существенно ослабить с помощью настроенных избирательных цепе!',
включенных на выходе смесителя. Для выбора частот преобразования
применяют номограмму (рис. 1.23) Номограмму используют при сложении или вычита
нии исходных частот fx и f2 (причем /2 >fi). По вертикали отложено отношение
Л''/г» а Для определенных отношений Д//2 написаны выражения комбинационных
частот, соответствующих этим отношениям.
Пример 11 (вычитание частот). Час-
2f»4<sfrfi>fy~£- тота генератора плавного диапазона
'" " ~ "~ го
Ни
;"И
v] VrVi.Sh-W,
V
OS
Ц5-
№
№
w-
03
1,0-
m
3f,-2bAfr5f,
0,8-
WW,
%-%.2f,-f„%-4
OJ--.
%ч,ч-%
BJS-
0,5-
ш_
IfrH-^'iL.
2f„5f,-f„4-4
W--
Ъ-*£Ъ
QS-:.
%r4,6f,-Sf,
5f,-2b, <ffr3f,
%•*
*-&.$■*.%■*
№.. Ч-Ч
JA
4-%.Sf,f„%
4f„2&-2f„36-%
Ъ-Ч
V,.2f2-ef,
£L.
1
Mr
\ ч.ц-ч
I %£&
flNI=fl'fl
W-
if,. 2&-V,
жш.
frZAtftff'fy-qi' (ГПД) fi = 7 МГц, частота кварцевого
Qf-t-of, и /по. генератора /2= 10,5 МГц, выходная
частота /вых- /,-/!= 10,5 - 7 = 3,5 МГц
Находим отношение /5//2 = 0,667. По
номограмме для вычитания частот
находим точку 0,667и на горизонтальной
прямой, исходящей из этой точки,—
выражения для комбинационных частот:
2fi - /2 = 2 • 7 - 10,5 = 3,5; 3/2 -
— 4/i = 3 • 10,5 — 4-7= 3,5; 5Д -
— 3/2 = 5 • 7 — 3 • 10,5 = 3,5. Как
видим, в выходном сигнале присутствуют
также комбинационные частоты
третьего, седьмого н восьмого порядков, так
что этот выбор частот следует признать
неудачным.
Пример 12 (сложение частот).
Частота ГПД }х изменяется от4,3 до 4,65МГц,
частота кварцевого генератора f% —
= 9,7 МГц, результирующая частота/вьх
изменяется от 14 до 14,35 МГц.
Отношение /У/2 изменяется от 0,443 до 0,48.
Из номограммы для сложения частот
видно, что на этом участке нет
комбинационных частот.
Уровень колебаний
комбинационных частот зависит от их порядка. С
повышением порядка амплитуда
колебаний падает. Относительный уровень
колебаний комбинационных частот
зависит от формы характеристики смеср-
тельного элемента, от абсолютного уроч
ня напряжений смешиваемых колебаш и
и соотношения этих уровней. Ориентировочно можно считать, что уровень ко- -
авиационных колебаний третьего порядка — (20..40) дБ, пятого порядка—(40
60) дБ, седьмого порядка — (60....70) дБ. Поэтому комбинационные часто-.ь
седьмого и более высоких порядков обычно неопасны.
Некоторые частоты преобразования можно ослабить применением бадан
сных или двойных балансных схем за счет равенства и противофазности их то-
ьов в сопротивлении нагрузки.
Если преобразованию подлежат сигналы с изменяющейся амплитуде
(например, сигнал, принимаемый приемником, однонолосиый или AM сигн.
в передатчике), то для сохранения линейности их амплитудных характерисп --
амплитуда колебаний гетеродина выбирается в несколько раз больше максл
мяльной амплитуды преобразуемого сигнала.
Смесители на диодах в зависимости от уровня колебаний гетеродина мог>т
работать в двух режимах: квадратичном (при небольших напряжениях
гетеродина) и переключательном (при больших напряжениях гетеродина). Квадра
тичный режим характеризуется меньшим уровнем нежелательных продуктов
лреобразования на выходе смесителя и относительно высокими потерями пре-
f*rf,+ft
В
Р..с. 1.2j. Номограмма для выбора
исходных частот преобразования:
о — при вычитании; б •— при сложении
ш
образования. Переключательный режим обеспечивает меньшие потери сигнала
при преобразовании и более низкий уровень шумов вследствие меньшего
сопротивления диодов в открытом состоянии, но более широкий спектр побочных
продуктов преобразования. Для обеспечения этого режима гетеродин должен
отдавать значительно большую мощность. Подача на смеситель напряжения
гетеродина в виде колебаний прямоугольной формы (меаидр) улучшает
переключательный режим диодов.
В переключательном режиме, помимо диодов, могут работать биполярные
транзисторы, а также полевые транзисторы в пассивном режиме (без постоянного
напряжения питания).
Основные параметры смесителя
Коутизна преобразования S — Inp'Uc, где /пр — ток полезного сигнала
на выходе смесительного элемента; L'c — напряжение преобразуемого сигнала
на входе смесительного элемента. Для ламп и транзисторов 5 <-jS, т. е.
крутизна преобразования в лучшем случае в 4 раза меньше, чем крутизна того
же элемента в режиме усиления. Наряду с крутизной преобразования,
характеризующей главным образом активный смесительный элемент, пользуются
понятием коэффициента преобразования, или коэффициента передачи смесителя по
напряжению или мощности
д- =U /U • К = Р Р
пр.н '■'пр ^с' хпр.м *пр *с'
где Unp и Рпр— соответственно напряжение и 5,гош;ность преобразованных сигналов.'
Эгн же величины можно выразить в децибелах-
VH№, = 20 1gKnp.H==!0lgtfnpvl.
Очевидно, что Knp_a = SnpR3, где R3 — эквивалентное сопротивление для
тока преобразованной частоты.
Коэффициент шума. По аналогии с усилителями коэффициент шума
смесителя
Р IP
Ш, с ш
пр ~ р la 1
пр.с' пр.ш
где Рп с и Рпр,ш — мощность сигнала и шума на преобразованной частоте, или
в децибелах
^пр(„Б)=Ю1§Я/пр.
Коэффициент шума смесителя больше коэффициента шума усилителя,
выполненного на том же активном элементе. Это объясняется тем, что уровень
преобразованного сигнала в результате уменьшения крутизны меньше, чем
в режиме усиления, в то время как уровень шумов в первом приближении остается
прежним. Гетеродин также вносит дополнительные шумы, поскольку его
колебания промодулированы шумами. Если смеситель собран на многосеточной
лампе, то шумы такого смесителя дополнительно увеличиваются за счет
перераспределения тока лампы между электродами под действием напряжения
гетеродина.
Динамический диапазон смесителя — это отношение максимального уровня
Двух равных входных сигналов к уровню создаваемой ими комбинационной
помехи при условии, что ее уровень равняется уровню собственных шумов
смесителя. Он характеризует диапазон входных сигналов, которые смеситель
преобразует практически без искажений, а также способность смесителя
преобразовывать без искажений слабые сигналы в присутствии сильных помех.
Входное и выходное сопротивления. Входное сопротивление смесителя
должно быть согласовано с предыдущим каскадом и гетеродином. Такое согласование
позвотяег уменьшить потери полезного сигнала, снизить коэффициент шума
устройепа и минимизировать мощность колебаний гетеродина. Согласование
4-518
33
выходного сопротивления смесителя с нагрузкой повышает коэффициент пг
образования по мощности. В смесителях необходимо согласование с нагрузи
в полосе частот, намного превышающей полосу пропускания тракта промея
точной частоты. Одновременно желательно осуществить эффективное блокис
вание токов побочных частот на выходе смесителя. При этом характер com
тпвления нагрузки должен быть чисто активным как со стороны входа, так и ь
хода смесителя. В противном случае выделеньые на частотных максимумах т
педанса нагрузки мешающие колебания окажутся подведенными к смесите.,
со стороны выхода. Это приводит к изменению режима работы нелинейнь х
элементов смесителя, увеличению шума смесителя и уменьшению динамического
диапазона.
Эффективность подавления колебаний гетеродина определяет степень
снижения уровня колебаний гетеродина на входе или выходе смесителя. Колебания
гетеродина на выходе смесителя могут оказывать мешающее действие на пос.ы-
Рис. 1.24. Схема смесителя:
а — односеточного на тргоде; б — двухсеточного на пентоде; е — на биполярном
транзисторе; г — на двухзатворном полевом транзисторе
дующие каскады устройства, ухудшая их параметры. Для борьбы с этим явл
нием, помимо фильтрации колебаний гетеродина на выходе смесителя, примен
ют балансные схемы смесителей по отношению к колебаниям гетеродиг
позволяющие уменьшить уровень колебании гетеродина на выходе на 30 ,,
и более по сравнению с обычными схемами. Колебания гетеродина,
проникшие сигнальный вход смесителя, могуг излучаться в эфир через входные цеп>
и антенну приемника. Для ослабления этого явления необходимо разделять и
пи входного сигнала и гетеродина в смесителе. Балансные схемы смесителе
также снижают уровень колебаний гетеродина на входе смесителя.
Степень влияния преобразуемого сигнала на параметры колебаний гетер
дина. В схемах смесителей из-за связи цепей преобразуемого сигнала и гетер
дииа возможно изменение параметров колебаний гетеродина (частоты,
амплитуды) под действием преобразуемого сигнала. Для уменьшения этего эффекта
стремятся ослабить связь между гетеродином и смесителем, например, путем
подачи сигналов на различные электроды лампы, а также применяя балансные
схемы. Часто между гетеродином и смесителем включают буферный каскад,
уменьшающий влияние режима работы смесителя на гетеродин (например, эмит-
терный повторитель).
Смесители на активных элементах (лампах, транзисторах) усиливают
преобразованный сигнал, чго является их достоинством. Схемы смесителей на
триоде, пентоде, биполярном и полевом транзисторах показаны на рис. 1.24.
Смесители иа многосеточных лампах в коротковолновой аппаратуре применяются все
реже, так как имеют большой коэффициент шума.
В схеме на рис. 1.24, а преобразуемый сигнал и колебания гетеродина
подаются на одну сетку. Схема обладает небольшим коэффициентом шума, но в ней
34
тся значительная связь между цепями сигнала н гетеродина, в результате
йего приходится уменьшать емкости конденсатора связи С1 и С2. Уменьшение
тих емкостей снижает уровни напряжений на сетке лампы и полезный сигнал
выходе смесителя. Двухсеточиый смесшель (рис. 1.24, б) лишен этого
недостатка. Однако крутизна характеристики лампы по пентоднои сетке
значительно меньше, чем йо управляющее, в результате чего уровень колебаний
гетеродина должен быть большим. Схема рис. 1.24, в представляет собой смеситель
КПЗОЗБ
на бипочярном транзисторе с
подачей колебаний на
различные электроды. Входное
сопротивление по цепи гетеродина
невелико. При ограниченной
мощности гетеродина
необходимо согласовывать выходное
сопротивление гетеродина с
входным сопротивлением
смесителя. Смеет ели на двухза-
творных полевых транзисторах
*—I =ь* даф1ч
, Контур
гете^ята
, <|с ^Контур
fr? !£ {геяе/жш
Рис. 1.25. Схема
балансного смесителя:
а — на полевых
транзисторах с р-п -переходом;
б—на транзисторах с
двумя изолированными
затворами; в — на диодах;
г — двойного балансного
(кольцевого) на днодах;
д — двойного кольцевого
на „кодах
35
(рис. 1.24, г) имеют высокое входное сопротивление, слабую связь между
затворами и низкий коэффициент шума.
Для уменьшения уровня шу\»ов, вносимых гетеродином в преобразованный
сигнал, применяют балансные схемы смесителей (рис. 1.25, а, б). Колебания
гетеродина оказываются на нагрузке в противофазе, в результате чего при
балансе схемы, т. е. при идентичности характеристик обоих транзисторов и
симметрии выходного контура ослабление колебаний гетеродина и некоторых
других побочных продуктов псеобразовапия на выходе смесителя может достигать
35 дБ и более. Соответственно уменьшаются шумы, вносимые гетеродином.
В балансных смесителях удобно применять сдвоенные транзисторы,
выполненные на одной пластине полупроводниково! о материала, чем достигается
практически полная идентичность их характеристик в диапазоне температур. К ним
относятся полевые транзисторы типа КПС104, КПС202.
В последние годы все шире применяют смесители на интегральных
микросхемах. Смесительные микросхемы выполняют также балансными, они имеют
высокую идентичность характеристик всех элементов. Благодаря этому степень
Рис. 1.26. Схема
балансного
смесителя, УВЧ и
гетеродина на
интегральной
микросхеме:
а — схема включения;
б — принципиальная
схема микросхемы
подавления сигнала гетеродина высокая (более 40 дБ).Некоторые интегральные
микросхемы, кроме смесителя, содержат элементы схемы гетеродина и
усилителя. На рис. 1.26 показана схема УВЧ, балансного смесителя и гетеродина иа
интегральной микросхеме К237ХА!. УВЧ работает на транзисторе VT1,
балансный смеситель — на транзисторах VT2 и VT3, гетеродин — на
транзисторах VT5 и VT6, усилитель тока гетеродина — на транзисторе VT4. Смесители,
сбалансированные по обоим входам, называют двойными балансными. Их можьо
вьшолни1ь как на активных, так и иа пассивных элементах. Смесители
подавляют на выходе не только колебания гетеродина, но и преобразуемый сигнал,
оставляя лишь продукты нх смешения. Применение двойных балансных
смесителей позволяет снизить требования к фильтру, включенному на выходе смесм-
теля. Кроме того, на такой смеситель можно подать значительно больший
уровень сигнала при приеме, поскольку он резко ослабляет эффект прямого
детектирования сигнала или помехи (т. е. без участия колебаний гетеродина,
аналогично процессу детектирования в амплитудном детекторе). Применение двойных
балансных смесителей способствует увеличению помехоустойчивости
приемников и снижению уровня паразитных излучений в передатчиках.
В схеме двойного балансного смесителя с успехом можно кегсльзовать
интегральную микросхему К140МА1 (аналоговый перемножитель). Ее параметры
приведены в работе [321. Она имеет два противофазных входа как по опорному
напряжению (гетеродина), так и по управляющему (сигнала), поэтому входные
напряжения иожно подавать как по симметричной, так и по несимметричной
схемам. В последнем случае напряжение подается на один вход, а другой
соединяется с общим проводом. При малых уровнях входных напряжений (15—30 у В)
проходная характеристика такого смесителя является чисто квадратичной.
Поэтому соотношение уровней колебаний опорного гетеродина и управляющего
сигнала может быть любым, и при этом на выходе, как указывалось выше, не
возникает никаких добавочных гармоник и других комбинаций входных частот.
Однако, поскольку выходной сигнал пропорционален произведению амплитуд
36
входных сигналов, их выбирают примерно равными. На микросхеме K14CJVA1
можно собрать смеситель, балансный модулятор, демодулятор (детектор). Эти
схемы различаются лишь выходной и входными частотами и нагрузкой. Примеры
включения микросхемы К140Л1А1 рассмотрены в работе [33]. Коэффициент
передачи смесителя на микросхеме К140МА1 зависит от сопротивления нагрузки
и частоты. На низких частотах он составляет не менее 3, снижаясь до ] на
частотах 30-40 МГц.
Смесители на пассивных элементах, в качестве которых наиболее часто
используют полупроводниковые диоды, широко применяют в коротковолновой
аппаратуре. Они имеют низкий уровень шума, малые габаритные размеры и
высокую надежность. В большинстве случаев такие смесители выполняют по
балансной или двойной балансной схеме. Недостатки смесителей на
полупроводниковых диодах: потери мощности при преобразовании, зависимость параметров
от температуры. В смесителях обычно применяют высокочастотные кремниевые
диоды, обладающие большим отношением обратного и прямого сопротивлений
и имеющие малую емкость р-гс-перехода, а также диоды с барьером Шоттки.
Германиевые диоды применяют реже, так как их параметры зависят от
температуры в большей степени.
На рис. 1.25, в показана схема балансного смесителя на двух диодах.
Точный баланс схемы устанавливается с помощью подстроечного конденсатора C6i
подключенного к одному из плеч смесителя. Широко распространена схема
двойного .балансного смесителя, называемая кольцевой (рис. 1.25, г), поскольку
диоды смесителя включены «по кольцу». Схема двойного балансного смесителя
иа восьми диодах с большим подавлением входных сигналов на Еыходе изсбра»е-
иа на рис 1 25, д. В общем случае уровень подавления зависит от симметрии сб-
моток трансформаторов, равенства индуктивностей н активных сопротивлений
плеч, паразитных емкостей по отношению к точкам симметрии, а также от
идентичности характеристик диодов. Для усреднения характеристик в плечи
балансного модулятора вкчючают последовательно или параллельно несколько
диодов, или последовательно с диодами включают резисторы сопротивлением в
десятки ом. Потери преобразования в диодных смесителях составляют 5—10 дБ.
Это означает, что мощность сигнала преобразованной частоты в 3—10 раз
меньше мощности сигнала на Еходе смесителя.
Необычным в этой схеме является включение резисторов в цепи подачи
колебаний гетеродина на оба диодных моста смесителя. Они позволяют
осуществить переключательный режим диодов при сравнительно ьысоком напря женин
гетеродина и ограничивают ток диодов при открывающей полуволне напряжения
предельно допустимыми значениями. Данный смеситель является примером так
называемых смесителей высокого уровня, обеспечивающих большой
динамический диапазон преобразования за счет большого напряжения и, следовательно,
мощности гетеродина.
5. АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Автогенератором называется устройство, которое является источником
электрических колебаний. Автогенератор содержит колебательную систему
(КС) (например, колебательный контур, кварцевый резонатор), цепь обратной
связи, усилительный элемент (лампу, транзистор) или элемент с отрицательным
сопротивлением (например, туннельный диод). Принцип действия
автогенератора заключается в поддержании колебаний в колебательной системе за счет
того, что потери в ней компенсируются энергией, подаваемой по цепи обратной
связи. Это аналогично внесению в колебательную систему отрицательного
сопротивления, равного по величине сопротивлению потерь.
Основное требование, предъявляемое к автогенератору,—стабильность
(устойчивость) частоты. Устойчивость частоты автогенератора характеризуется
абсолютной и относительной нестабильностью. Абсолютная нестабильность (или
уход частоты) Д/ — это отклонение частоты автогенератора от первоначальной,
вызванное действием всех дестабилизирующих факторов. Относительная
нестабильность — отношение отклонения частоты к ее первоначальному значению
W'f). Величина, обратная относительной нестабильности, называется
стабильностью (f/Af).' Если например, нестабильность составляет 0,001 (или 10~3),
то стабильность — 1000 (или 103).
37
Различают долговременную и кратковременную стабильность частоты
Долговременная стабильность частоты передатчика (приемника) должна быть
достаточно высокой, чтобы не нарушалась градуировка шкалы. Если имеется
возможность калибровки шкалы, отклонение не должно превышать диапазона
регулировки корректора шкалы. Кратковременная стабильность частоты должна
обеспечивать бесподстроечную радиосвязь, т. е. за время связи не должно
быть подстройки частоты.
Попробуем оценить стабильность частоты, необходимую для работы
в любительских KB диапазонах. Очевидно, что в более высокочастотных
диапазонах стабильность должна быть более высокой. Требования к стабильности
зависят также от вида модуляции (манипуляции). Для оценки требуемой
стабильности необходимо знать допустимый уход частоты.
Наибольший уход (до 2—3 кГц) допустим при амплитудной модуляции
(AM), причем он практически не сопровождается потерей разборчивости речи.
При однополосной модуляции (ОМ) отклонение частоты сопровождается потерей
естественности и по мере увеличения отклонения — потерей разборчивости речи.
При отсутствии помех и большом отношении сигнал/шум максимально
допустимый уход составляет 200—250 Гц, но при наличии помех отклонение частоты
более чем на 100 Гц снижает качество связи. В телеграфном режиме (ТЛГ)
требования к стабильности частоты передатчика зависят от полосы пропускания
приемника, наличия мешающих сигналов и их уровня.
Отклонение частоты передатчика не должно быть больше ширины полосы
пропускания приемника. Если учесть, что современные приемники в
телеграфном режиме имеют полосу пропускания 0,2—0,5 кГц, а в любительских KB
диапазонах зачастую приходится 3—5 радиостанций на 1 кГц, можно принять
допустимое отклонение частоты таким же, как и при однополосной связи, т. е.
не более 100—200 Гц. Если предположить, что передатчик и приемник
радиолинии имеют одинаковую нестабильность, отклонение частоты автогенератора
передатчика (или приемника) должно быть ие более половины этой величины, т.е.
50—100 Гц. Следовательно, в указанных режимах работы (ОМ и ТЛГ) на высшей
частоте KB диапазона (30 МГц) кратковременная относительная нестабильность
не должна превышать (1,6—3,3)10~6, а на низшем любительском диапазоне
(1,85 МГц) — (2,7—5,4)J0-5. Эти требования достаточно высоки, ио так как
любительская радиосвязь обычно длится менее 15 мин, эта стабильность
достижима. Стабильность частоты автогенератора определяется, в первую очередь,
устойчивостью собственной частоты колебательной системы. Частота
автогенератора не точно равна частоте КС, а соответствует значению частоты на склоне
частотной характеристики КС, т. е. КС несколько расстроена относительно
частоты автогенератора и работает подобно фазовому детектору. Поэтому
стабильность частоты автогенератора зависит также от крутизны ее фазочастотной
характеристики. Эта крутизна пропорциональна добротности колебательной
системы: большая добротность обеспечивает более высокую стабильность
частоты
В высокодобротной КС требуется меньшая мощность для восполнения
потерь, что позволяет ослабить связь КС е усилительным элементом и существенно
повысить стабильность частоты. В качестве усилительного элемента в
автогенераторах на KB диапазоне применяются почти исключительно транзисторы.
Дестабилизирующие факторы, приводящие к отклонению частоты, можно
условно разделить на внутренние, связанные с работой генератора (изменение
питающего напряжения, влияние нагрузки, изменение параметров транзистора
от нагревания, старение элементов КС), и на внешние (изменение температуры,
давления и влажности окружающей среды, механические воздействия в
процессе перестройки по частоте, удары, вибрации, внешние электромагнитные поля).
Влияние большинства перечисленных факторов удается снизить до допустимых
пределов сравнительно простыми средствами.
Изменение питающих напряжении влияет как на емкости коллекторного
и эмиттериого переходов, так и на скорость дрейфа носителей через базу, т.е.
на частотные свойства транзисторов, изменяя баланс фаз. Поэтому питающее
напряжение хорошо фильтруют и стабилизируют. В цепях питания применяют
ВЧ дроссели и проходные конденсаторы для защиты от наводок. Влияние
нагрузки ослабляют малой связью генератора с последующим каскадом, а также
применением эмиттерных (истоковых) повторителей. Для снижения влияния
38
на частоту изменения параметров транзистора применяют частичное включение
контура и высокодобротные контуры.
Для ослабления влияния влажности детали автогенератора покрывают
изолирующими покрытиями н герметизируют. Снижения "влияния механических
воздействий добиваются применением прочных, желательно литых шасси с
толщиной стенок не менее 3 мм. Детали автогенератора должны быть хорошо
укреплены. Особое внимание следует уделить конденсатору переменной емкости.
Предпочтительнее конденсаторы с фрезерованными ротором и статором,
укрепленными на фарфоровых изоляторах. Катушка должна иметь прочную
конструкцию, вибрация и смещение витков должны быть исключены. Монтаж
автогенератора ведется толстыми короткими проводниками, желательно посеребренными
(для сохранения высокой добротности контура). Если монгаж генератора
выполнен печатным способом, печатная плата должна иметь небольшие размеры
и толщину не менее 2 мм. В качестве подложки используют фторопласт,
армированный стекловолокном, стеклотекстолит. Для защиты от внешних
электромагнитных полей автогенератор экранируют.
Влияние окружающей температуры — один из главных дестабилизирующих
факторов, действующих как на КС, так и на Транзистор. Для ослабления
влияния температуры используют различные методы. При очень высоких требованиях
к стабильности весь автогенератор помещают в термостат, иногда — в двойной.
Транзистор выделяет немного тепла, в отличие от радиолампы, и поэтому его
также, можно поместить в термостат. В радиолюбительской аппаратуре этот
метод почти не применяется. Другой путь стабилизации — применение деталей
с малыми температурными коэффициентами, например, катушки на каркасах
из материалов с малым коэффициентом линейного расширения, таких, как
фарфор, плавленый кварц, фторопласт. Провод, нагретый до IOC—ISO °C.
наматывают с натяжением. Еще лучшие результаты дает применение катушек, изго-
" товленных методом вжигания меди или серебра в поверхность фарфорового
каркаса. Наименьшим температурным коэффициентом емкости (ТКЕ) обладают
вакуумные и воздушные конденсаторы. Для дальнейшего повышения
стабильности применяют метод термокомпецеации, т. е. в контур включают
конденсаторы с отрицательным ТКЕ. Необходимую емкость и величину ТКЕ
конденсаторов подбирают экспериментально, нагревая и охлаждая автогенератор, по
минимальному уходу частоты в рабочем диапазоне температур. Для точного
подбора термокомпеисации конденсатор с отрицательным ТКЕ подключают к
контуру через полупеременный конденсатор. Изменяя его емкость, можно
изменять коэффициент включения конденсатора с отрицательным ТКЕ в контур,
что равносильно плаьному изменению ТКЕ. Расстройка контура в процессе
регулировки компенсируется другим подстроенным конденсатором. Обычно
наибольшее отклонение частоты наблюдается в первые 15—20 мин работы (так
„ называемый «выбег»), а затем скорость отклонения снижается, и наступгет
- установившийся режим. Применением описанных мер можно добиться
долговременной нестабильности 10"* (100 Гц на 1 МГц). Кратковременная нестабильность
может быть на один-два порядка меньше.
Автогенераторы можно разделить на две группы: генераторы плавного
диапазона (ГПД) и генераторы фиксированной частоты (ГФЧ).
Генераторы плавкого диапазона. Кроме стабильности и малого уровня
гармоник, к ГПД предъявляются требования перекрытия необходимого диапазона
частот и постоянства амплитуды колебаний прн перестройке частоты.
Перекрытие диапазона ГПД в любительских приемниках и передатчиках обычно
составляет от 100 до 500 кГц. Для полного перекрытия более широких диапа-
. зонов (например, 10-кегрового) их делят на несколько поддиапазонов,
переключая не ГПД, а другие автогенераторы. Снижения уровня гармоник р выходном
сигнале добиваются подбором режима транзистора, а также применением
фильтрующих устройств на выходе автогенератора.
Следует отметить, что стабильность автогенератора зависит в общем не
столько от схемы, сколько от качества деталей КС, а также тщательности еы-
полнения конструкции.
В автогенераторе, как и в усилителе, транзистор может работать в трех
схемах включения: с общим эмиттером (ОЭ), с общей базой (ОБ), с общим
коллектором (ОК) (рис. 1.27). Аналогичные схекы можно построить и на полегых
транзисторах.
39
a S В
Рис. 1.27. Схема автогенераторов на транзисторах:
а~« с общим эмиттером; б— с общим коллектором; а — с общей базой
Рис. 1.29. Схема автогенератора и эмиттерного повторителя на
биполярных транзисторах
s-vm S 4Щ^_^
47
то,ш''
Рис. 1.28. Схема автогенератора, усилителя и
эмиттерного повторителя на транзисторах
3,5-инГц
Выход
Рис. 1.30. Схема автогенератора с перестройкой частоты
варикапом
Полевые транзисторы позволяют получить более высокую стабильность,
так как потребляют значительно меньшую мощность на входе при включении
с общим истоком. На рис. 1.28 показана схема автогенератора на полевом
транзисторе, аналогичная схеме на рис. 1.27, а. Диод КД514А, включенный между
затвором и корпусом, служит для приближения формы генерируемого
напряжения к синусоидальной. Без этого диода положительная полуволна гока стока
«обостряется», так как крутизна транзистора растет при повышении напряжения
иа затворе. В истоковую цепь включен резистор, ВЧ напряжение с которого
подается на резистивный усилитель на транзисторе VT1 и затем на эмиттерный
повторитель на транзисторе VT2.
На рис. 1.29 показана схема автогенератора на биполярном транзисторе
с ОК («емкостная трехточка»). В эмиттерной цепи .вместо дросселя включен
резистор, напряжение с которого подано на эмиттерный повторитель. .
На рис. 1.30 изображена схема транзисторного автогенератора, работающего
в диапазоне 3,5 МГц. Транзистор включен по схеме ОБ. Изменение частоты
производится варикапом типа Д901Д с помощью потенциометра R, изменяющего
напряжение на варикапе.
Напряжение на выходе описанных транзисторных ГПД обычно от 0,5 до
2 В. Напряжение гармоник в зависимости от режима транзистора составляет
5—30 % от напряжения основной частоты. Для снижения уровня гармоник на
выходе ГПД включают фильтр нижних частот или полосовой фильтр, волновое
сопротивление которого должно быть согласовано с выходом автогенератора и
нагрузкой (рис. 1.29).
Предельная частота усиления транзистора, применяемого в автогенераторе,
должна по крайней мере в 10 раз превышать генерируемую частоту. Однако
применение сверхвысокочастотных транзисторов может приводить к
самовозбуждению на частотах выше рабочей. Поскольку усиление транзистора возрастает
с понижением частоты, ГПД может возбуждаться, кроме рабочей, также на
низких частотах (так называемое шумовое самовозбуждение). При этом шум
накладывается на основную генерируемую частоту и слышен в ее области. Кроме того,
дроссели и блокирующие конденсаторы в ГПД образуют колебательные контуры,
настроенные на низкие частоты (десятки или сотни килогерц). Вследствие
высокого усиления на низких частотах автогенератор генерирует одновременно
рабочую и низкую паразитную частоты. В этом случае происходит модуляция
одной частоты другой, а автогенератор дает целый спектр частот вместо
одной.
Для борьбы с паразитным низкочастотным возбуждением используется
такое построение схемы, которое компенсирует рост усиления транзистора с
понижением частоты. Для этого в схеме с ОЭ эмиттерный резистор шунтируют
конденсатором небольшой емкости, который на рабочей частоте имеет малое реактивное
сопротивление (меньше сопротивления в цепи эмиттера резистора), а на низких
частотах — большое. Это создает отрицательную обратную связь на низких
частотах.
Паразитное самовозбуждение на высоких частотах обычно устраняется
последовательным включением резистора небольшого сопротивления (10—50 Ом)
в коллекторную (см. рис. 1.28) или базовую цепь. Этот резистор вместе с входной
или выходной емкостью образует Г-образную цепочку, затухание которой
возрастает с частотой. Режим транзистора по постоянному гоку устанавливается
обычно по минимуму высших гармоник.
Переключение контурных катушек и конденсаторов нежелательно, так как
снижает стабильность генератора. Если переключение необходимо, схему
следует строить так, чтобы контакт переключателя по возможности не коммутировал
цепь контура, т. е. переключать не катушки и конденсаторы контура, а контур
целиком. При этом элемент настройки (например, конденсатор переменной
емкости) подключают по очереди ко всем переключаемым контурам. Влияние
переключателя на стабильность при эгом уменьшается. В такой схеме механический
переключатель можно заменить переключателем на полупроводниковых диодах.
Генераторы фиксированной частоты (ГФЧ) широко распространены в
приемной и передающей аппаратуре. Частота ГФЧ, как правило, стабилизируется
кварцевым резонатором; значительно реже используется параметрическая
стабилизация (за счет эталонных свойств LC-контура). В этом случае схемы ГФЧ
аналогичны схемам ГПД, однако в них отсутствует элемент настройки частоты
41
(переменные конденсатор или вариометр). Это позволяет уменьшить (иногда
на порядок) нестабильность частоты и довести ее до (1—3) 10_5.
Автогенератор на кварцевом резонаторе имеет нестабильность Ю-5 или
меньше без каких-либо специальных мер. Если стабилизировать питающее
напряжение, оградить кварц от тепловых потоков и ограничить мощность
автогенератора до нескольких милливатт, нестабильность уменьшится до 10~в.
Высокая стабильность частоты кварцевых генераторов (КГ) объясняется
тем, что кварцевый резонатор обладает высокой добротностью и крутой фззо-
частотной характеристикой; параметры его стабильны при механическом и
тепловом воздействиях.
Разработано большое количество схем генератора на кварцах. Кварцевый
резонатор в зависимости от частоты имеет индуктивное или емкостное
эквивалентное сопротивление, т. е. может работать как катушка индуктивности или
конденсатор. Сопротивление кеаоцевой цепи имеет индуктивный характер меж-
47«
SOOxlii
'т
1ГГ3156
~JB,047
?мод
-о
f-tSMi.
о*т
''ч&д
е*>28
б
-0+Ч8
„т
гт
а
Рис. 1.31. Схема
кварцевого генератора:
а —с общим коллектором; б—
с общей базой; в, г— с общим
эмиттером
ду частотами
последовательного и параллельногорезонансов
и емкостный — на всех других
частотах.
Если в схеме КГ генерация (осцилляция) колебаний возможна только при
индуктивном сопрошвлении цепи кварца, частота этих колебаний находится
между частотами параллельного и последовательного резоиансов. Такие схемы
называют осцилляторнымн
В
них возоуждение генератора возможно только
при наличии колебаний пластинки кварца. Если в схеме КГ генерация возможна
только при емкостном сопротивлении цепи кварца, генерируемая частота не
обязательно совпадает с частотой кварца. Чем ближе она к частоте кварца,
тем выше стабильное!ь колебаний. Такие схемы получили название схем с
затягиванием. В них возможна работа 1енерагора и без колебаний кварцевой
пластинки, когда частота генерации отличается от частоты кварца.
В KB аппаратуре наиболее широко применяют осцилляторные схемы.
Разнообразие схем КГ объясняется, в частности, тем,что цепь кварца имеет на частоте
параллельного резонанса очень большог.а на частоте последовательного — малое
сопротивление (десятки или сотни ом, а на частотах в сотни килогеоц — тысячи
ом1, чго влияат на построение схемы КГ. В радиолюбительской KB аппаратуре
испотьзуются КГ на частоты от 100 кГц до 35—50 МГц.
На рис. 1.31, а показана схема КГ, аналогичная «емкостной трехточке».
Коллектор транзистора заземлен по ВЧ. Схема используется в диапазоне от
сотен китогерц до 10 МГц. Емкость конденсаторов делителя С1 и С2 (в пикофа-
радах) выбирается примерно равной длине волны (в метрах). Схема КГ на
транзисторе с общей базой изображена на рис. 1.31, б. Кварц подключен к
транзистору с помощью емкостного делителя, в котором С2 >• Clt так как входное
сопротизтение транзистора в схеме с ОБ значительно меньше выходного. При
указанных величинах емкостей и индуктивности схема устойчиво работает на
частотах выше 1 МГц. На более низких частотах необходимо увеличить емкость
конденсаторов CI, C2 и индуктивность коллекторного дросселя. На транзисторе
VT2 собран эмиттерныя повторитель.
42
Схема КГ на транзисторе с общим эмиттером покгзана на рис. 1.31, в. Кварц
(500 кГц) включен между коллектором и базой. Частота настройки
коллекторного контура ниже частоты кварца, поэтому контур имеет емкостное
сопротивление и создаются условия для самовозбуждения. Для согласования с низксомнсн
нагрузкой (диодный балансный модулятор, транзисторный смеситель) служит
катушка связи, число витков которой в 3—10 раз меньше числа витков контурной
кат\шки. Схема может использоваться и ьа других частотах, тогда емкость
конденсатора С1 должка быть пропорционально изменена. Коллекторный контур
можно заменить конденсатором (рис. 1.31, г). Эта схема рассчитана для ргботы
на высокоомную нагрузку.
На рис. 1.32 показана схема генератора опорных частот (500 или 503,7 кГц).
Схема представляет собой двухкаскадный усилитель Кварцевый резонатор
включен в цепь обратной связи. Генератор работает на частоте последовательного
о-игв
Рис. 1.32. Схема генератора опорных
частот
Рис. 1.33. Схема кварцевого
генератора с переключением резонаторов
диодами
J-4
резонанса кварца, на которой его сопротивление минимально. Резонаторы
переключаются с помощью диодов VD1 и VD2. имеющих малую емкость.Когда один
диод проводит ток, другой заперт напряжением, падающим на резисторе R.
Если кварцы имеют достаточную активность, дроссели L1—L3 можно заменить
резисторами сопротивлением 1 кОм.
Если от КГ необходимо получить колебания с частотой в 2—3 раза рыше
собственной часюты кварца, в цепь коллектора генератора (например, рис. 1.31 ,£г)
включают контур, настроенный на вторую или третью гармонику. Более Еысокие
1армоники трудно выделить, так как они имеют небольшою амплитуду.
Кварцевые резонаторы изготовляют на основною частоту до 10—15 МГц.
Для стабилизации более высоких частот используется способность кг-арцеЕьх
резонаторов возбуждаться на нечетной механической гармонике. Кол(-бания
основной частоты при эюм отсутствуют. Чтобы возбудить кварц на нечетной
гармонике, можно параллельно ему включить индуктивность, которая вместе со
статической емкостью резонатора и емкостью кварцедержателя образует контур,
настроенный на нечетную гармонику. Более удобен другой способ: в цепь
коллектора включается контур, настроенный на необходимую частоту, а в цепь
обратной связи — кварцевый резонатор (например, по схеме рис. 1.31, е). Прн этом
на основной частоте возбуждение невозможно, так как кснтур имеет
индуктивное сопротивление. Для самовозбуждения генератора на нечетной механической
гармонике контур должен быть настроен на частоту ниже выходной.
На рис. 1.33 показана схема КГ, в которой кварц работает как на основной
частоте, так и на нечетных механических гармониках на частотах от 3—5 до
30—50 МГц. Выбор того или иного кварца осуществляется переключателем
S1.2 через диоды VD1—VD3, позволяющие разнести в пространстве переключа-
43
R247D
тель и кварцевые резонаторы. Переключение с помощью диодов, кроме того,
уменьшает паразитные емкости проводов и самого переключателя, что снижает
опасность возбуждения отключенного резонатора. Переключатель S1.1
присоединяет к коллекторному контуру соответствующий подстроечный конденсатор.
Число переключаемых резонаторов при необходимости можно увеличить.
Корректировку частоты КГ можно осуществить включением последовательно
с резонатором катушки переменной индуктивности, полупеременного
конденсатора или варикапа [11, 13]. Включение конденсатора повышает частоту
генератора, включение катушки понижает. На этом принципе основана работа так
называемых схем с уводом частоты кварца, т. е. плавной подстройки частоты КГ
в небольших пределах, порядка 0,1—0,3 % частоты резонатора (в зависимости
от его параметров). В таких схемах обычно последовательно с кварцевым
резонатором включают цепочку, состоящую из катушки индуктивности (в единицы
или десятки микрогенри) и конденсатора переменной емкости (до 100 пФ),
причем ротор конденсатора соединяют с корпусом. Такую цепочку, например, в
схемах рис. 1.31, а, б включают между нижним по схеме выводом кварцевого
резонатора и общим проводом. При максимальной
емкости конденсатора частота генератора
ниже номинальной частоты резонатора (на
величину увода частоты). При уменьшении
емкости частота генератора приближается
к номинальной частоте кварца.
Максимальная величина увода зависит от величины
индуктивности, однако при слишком
большой индуктивности генерация может стать
неустойчивой. По мере увеличения увода
стабильность частоты генератора
понижается.
Кварцевые генераторы можно собрать
также на логических элементах. При
этом они работают на линейном участке
переходной характеристики. На рис. 1 34
показана схема кварцевого генератора на интегральной микросхеме К155ЛАЗ.
Собственно в схеме генератора используются два инвертора. Резисторы R1 и
R2 смещают рабочие точки элементов в линейную область характеристики.
Конденсатор С1 служит для развязки инверторов по постоянному току и облегчает
условия возбуждения генератора (во многих случаях его можно исключить).
Для связи с другими схемами на выходе генератора включен буферный инвертор
D1.3. Скважность генерируемых импульсов равна 2. Схема устойчиво работает
с резонаторами на частоты от сотен килогерц до 10 МГц.
пи
С2100
В! KI55M3
Рис. 1.34. Схема кварцевого
генератора на логических элементах
6. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Умножение частоты основано на принципе генерации импульсных
колебаний, имеющих широкий спектр, и выделении из этого спектра требуемой
гармоники исходного колебания с помошью частотно-избирательной цепи (обычно ко
лебательного контура). Для умножения обычно используют усилитель,
работающий в режиме класса С, угол отсечки (см. гл. 3) которого в < 90° (рис.1.35,а).
В зависимости от значения угла отсечки меняется относительный уровень
частотных составляющих спектра импульсных колебаний. Поэтому подбором угла
отсечки и настройкой контура на требуемую гармонику получают максимально
возможную амплитуду напряжения этой гармоники. С ростом номера гармоники
уменьшается ее амплитуда и КПД умножителя. Практически в одном каскаде
редко применяют умножение более 5. Для n-й гармоники оптимальный угол
отсечки в = 120°/я. Для снижения уровня колебаний нежелательных гармоник
применяют двухтактные схемы умножителей, которые ослабляют нечетньк
(рис. 1.35, б) или четные гармоники (рис. 1.35, в). В схеме рис. 1.35, б на базы
транзисторов подается симметричное противофазное напряжение, коллекторы
соединены вместе и подключены к колебательному контуру. Нечетные гармоники
коллекторных токов каждого из транзисторов оказываются противофазными и
взаимно ослабляются, в то время как токи четных гармоник оказываются в
фазе и складываются. В схеме рис. 1.35, в происходит вычитание токов четных гар-
44
моник и сложение токов нечетных. Эта схема идентична схеме двухтактного
усилителя, применяемого для ослабления четных гармоник при работе
транзисторов в нелинейных режимах АВ и В. Эффективность подавления не»елатель-
ных гармоник в обеих схемах пропорциональна степени симметрии схемы
(идентичности транзисторов, равенства напряжений и т. д.).
Умножители УКВ диапазона строятся также на варакторах и варикапах.
Их действие тоже основано на искажении формы синусоидального колебания
и последующем выделении гармоник.
РЧ
г-1 xG/
в г
Рис. 1.35. Схема умножителя частоты:
а— однотактная; б, в— двухтактные; г— удвоитель на диодах
На рис. 1.35, г показана схема удвоителя частоты на диодах,
представляющая собой двухполупериодныи выпрямитель с резонансной нагрузкой на выходе
для выделения второй гармоники исходной частоты.
Для умножения частоты в большое число раз применяют умножители,
действие которых основано на использовании петли^фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ). Структурная схема такого
умножителя показана на рис. 1.36. В схеме fofenfai
имеется генератор, частота которого
управляется напряжением ГУН. Частота это- *
го генератора составляет "/исх, где я мо- ~s—\l
жет быть равно любому целому значению
вплоть до нескольких тысяч. Частота ГУН
делится на п с помощью делителя частоты
ДЧ и подается на фазовый детектор ФД,
куда поступает также исходная частота
,fHCX. В ФД происходит сравнение фаз этих
колебаний и вырабатывается сигнал
ошибки, который, пройдя через фильтр нижних
частот ФНЧ, подстраивает ГУН, что
уменьшает сигнал ошибки. В результате частота ГУН оказывается кратной
исходной частоте. Такие умножители частоты обеспечивают подавление побочных
колебаний на 90 дБ и более.
ФД
А\
ДЧ
ФНЧ
1
-oh
ГУН
Рис. 1.36. Структурная с\-ема
умножителя частоты с петлей ФАПЧ
7. ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Существует ряд устройств, с помощью которых возможно деление частоты
колебаний, т. е. уменьшение исходной частоты fHCX в п раз. В любительской
практике применяют главным образом цифровые и регенеративные делители.
Структурная схема регенеративного делителя частоты показана на рис. 1.37. Она
45
представляет собой смеситель с обратной связью, в цепь которой рключеи ум.ч-
житель частоты. На гетеродинный вход смесителя подаются колебания, частот
которых подлежит делению в п раз, а на сигнальный — колебания с выхс;;»
} множителя, который умножает выходную частоту смесителя в (« — 1) раз
'и
Выходная частота умножителя / = -
(п— 1). Тогда частота на выходе смеси-
-о/виГЛа/'1
Г
JUCX
А
!
1,
г/
/fn-Ш
теля fBHX = /исх — f = /исх/я- Частоту /исх/я называют также субгармоникой я-го
порядка.
Для работы делителя частоты необходимо, чтобы в схеме произошло
самовозбуждение. Для этого коэффициент передачи схемы должен быть больше
единицы. Поэтому в схему вводят дополнительные усилители. Достоинства схемы:
возможность деления частоты в большое число раз и отсутствие колебаний на
выходе при их исчезновении на входе, что удобно при диагностике неисправностей
в аппаратуре.
Цифровые делители частоты делятся на два класса: цифровые счетчики и
специальные схемы. Цчфровые счетчики представляют устройства, состоящие из
пяда триггеров, каждый из к вторых делит
частоту на 2, охваченных обратными
связями. В зависимости от конфигурации схемы
она осуществляет деление входной
импульсной последовательности в п раз. Обычно
цифровые счетчики выполняют в виде
интегральных микросхем. Например,
микросхема Ю55ИЕ2 при различных
коммутациях обратных связей обеспечивает деление
на любое число от 2 до 10. Выбирая
счетчики с требуемым [коэффициентом деления и
соединяя их в цепочки, можно получить
различные коэффициенты деления, вплогь
до многих тысяч. Единственным ограничением является предельная частота
работы первого тритгера.
Специальные схемы цифровых делителей частоты появились в последние
годы и представляют собой интегральные схемы средней и большой интеграции,
созданные для деления на коэффициенты, которые устанавливаются путем
подачи напряжений на программирующие входы. Такие схемы, следовательно,
являются делителями с переменным коэффициентом деления (ДПКД).
В качестве программирующего устройства часто применяют реверсивные дво-
ично-десяшчные счетчики, которые управляют коэффициентом деления ДПКД,
изменяя выходной код в зависимости от числа импульсов, поступающих на
счетный вход. В них также предусмотрена предварительная запись числа,
необходимая для начальной установки коэффициента деления ДПКД. Примером таких
счетчиков являются микросхемы К155ИЕ6, К155ИЕ7 и др.
В качестве делителей частоты в п раз применяют также генераторы,
синхронизированные в п раз большей частотой. Такой генератор при достаточней
стабильности генерируемых им колебаний можно р?ссматривать как делитель
частоты. Недостаток такой схемы — трудность обнаружения неисправностей при
выходе генератора из синхронизма. Иногда применяют также делители частоты
на туннельных диодах, синхронизированные мультивибраторы и т. д.
Рис. 1.37. Структурная схема
регенеративного делителя частоты
8. СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТ
Синтезатор частот — устройство, формирующее колебание одной или
множества частот путем преобразования частоты одного или нескольких генераторов
высокой стабильности. Появление синтезаторов частот связано с необходимостью
получения колебаний высокой стабильности на все более высоких частотах.
Например, в приемниках и трансиверах с преобразованием частоты вверх
частота гетеродина лежит в пределах нескольких десятков мегагерц. Обеспечить
требуемую стабильность частоты (106—107) методами параметрической
стабилизации невозможно, и единственно приемлемым способом является синтез частот.
Простейшим синтезатором частот можно считать передатчик с умножением
частоты задающего генератора, дающий на выходе частоты в пределах'нескольких
46
любительских диапазонов, а также любой трапсивер, в котором производится
сложение или вычитание частот. В первом случае синтезатор называется
когерентным: в нем для получения всех рабочих частот используется один опорный
генератор; во втором случае называется некогеренткым, поскольку в
формировании необходимых частот участвуют несколько независимых генераторов.
По способу настройки на частоту синтезаторы делятся на синтезаторы
дискретных частот, среди которых чаще всего встречаются синтезаторы с
декадной настройкой (т. е. с установкой каждой десятичной декады частоты отдельной
ручкой), синтезаторы плавной настройки и синтезаторы почти плавной
настройки. Последние фактически являются синтезаторами дискретных частот, но шаг
сетки частот мал (обычно десятки или сотии герц).
Рассмотрим синтезаторы частот, использующие метод фазовой
автоподстройки частоты (ФАПЧ) и минимальное число генераторов для получения колебаний
в плавном или почти плавном диапазоне частот.
На рис. 1.38 изображена структурная схема синтезатора частот для тран-
сивера с преобразованием частоты вверх (при приеме), е котором частота
генератора, управляемого напряжением ГУН, управляется сравнительно
низкочастотным опорным генератором ОГ с
помощью ФАПЧ. Колебания ГУН подаются
на смеситель синтезатора См, на который
также поступают колебания от вспомога-
т
УПТ
См
до
Л~
sh
J
S
ФНЧ
ФА
<:
]/У
ж
тельного кварцевого генератора КГ. Час- J
тоту КГ выбирают так, чтобы разностная |
частота колебаний ГУН и КГ равнялась j
частоте ОГ. Колебания этой частоты через ШрА _ГРтТ
полосовой фильтр ПФ, полоса попускания t^i 1^1
которого равна полосе перестройки ОГ,
подаются на один вход фазового детектора Рис- 1,0°- Структурная схема син-
ФД. На второй вход ФД поступают колеба- тезатора частот
ния от ОГ. В ФД происходит сравнение фаз
колебаний указанных частот. Если относительный сдвиг равен 90°, напряжение
невыходе ФД равно нулю. При отклонении фазы одного из колебаний иа выходе
ФД появляется напряжение, пропорциональное величине и знаку отклонения
фазы. Это напряжение ошибки через ФНЧ и усилитель постоянного тока УПТ
подается иа частотно-управляющий элемент ГУН, вызывая изменение частоты
ГУН до тех пор, пока фазы колебаний на входах ФД не станут отличаться
на 90°.
Большое отклонение частоты ГУН эквивалентно во времени многократному
отклонению фазы на входе ФД. В этом случае иа выходе ФД появляются биения
с частотой, равной разности преобразованной частоты ГУН и частоты ОГ.
В зависимости от параметров петли ФАПЧ может произойти или не произойти
«захват» и стабилизация частоты ГУН по частоте ОГ. Главным параметром
является частотно-фазовая характеристика ФНЧ петли ФАПЧ. Таким образом,
в схеме происходит стабилизация и управление частотой высокочастотного ГУН
относительно низкочастотным и потому более стабильным ОГ. Иными словами,
абсолютная нестабильность ГУН становится равной абсолютной
нестабильности ОГ, в то время как относительная нестабильность ГУН существенно
снижается (считаем, что КГ абсолютно стабилен).
Следует отметить, что колебания ГУН в установившемся режнке
стабилизации обладают высокой спектральной чистотой, не достижимой при
использовании методов умножения или последовательных преобразований частоты.
Основные параметры системы ФАПЧ
Полоса захватывания, т. е. полоса частот, при попадании в которую частота
ГУН начинает стабилизироваться системой ФАПЧ.
Полоса удержания, т. е. максимальная полоса расстройки ГУН (при
разомкнутой петле ФАПЧ), в которой замкнутая петля ФАПЧ стабилизирует
частоту ГУН. Полосы захватывания и удержания зависят от вида частотно-фазовой
характеристики ФНЧ и общего коэффициента усиле) пя в петле ФАПЧ. В
правильно спроектированной системе ФАПЧ полоса удержания больше или равна
47
Уробт.дВ
О
-W
•ПО
Рис. 1.39.
шумов
полосе схватывания и система устойчива (т. е. не самовозбуждается) как при
захвате частоты ГУН, так и при удержании этой частоты. Рекомендации по
проектированию и расчеты систем ФАПЧ даны в работах 18, 16, 17, 30].
Относительный уровень фазовых шумов. Фазовые шумы, т. е. изменение
фазы колебаний ГУН по случайному закону, являются следствием воздействия
шумовых напряжений на элемент частотной подстройки ГУН. Как известно,
все резисторы и активные элементы электрических цепей являются источниками
шумов. Будучи усиленными в петле ФАПЧ, они подводятся к элементу частотной
подстройки ГУН и вызывают хаотическое изменение фазы его колебаний.
Поэтому ГУН вместо одной частоты (как было бы в идеальном случае без шумов)
генерирует спектр частот (рис. 1.39). Ширина этот о спектра зависит от уровня
отсчета. Чем ниже уровень отсчета, тем шире спектр. Фазовые шумы измеряют
в единицах ослабления по отношению к уровню основного колебания,
отнесенному к 1 Гц полосы (дБ/Гц).
Фазовые шумы синтезатора ухудшают динамический диапазон приемника
и уменьшают его реальную избирательность. Уровень фазовых шумов снижают
путем уменьшения шумов всех узлов (генерато
ров, смесителей, усилителей), входящих в
систему ФАПЧ, и сужением полосы пропускания ФНЧ
петли ФАПЧ. Последнее, однако, сужает полосу
захвата и удержания, удлиняет время
переключения и может быть причиной неустойчивой
работы ФАПЧ (при большой крутизне наклона
частотной характеристики). Уровень фазовых
шумов уменьшается при снижении частот
сравнения на фазовом детекторе. Однако это тоже
увеличивает время переключения синтезатора.
Помимо фазовых шумов, на выходе ГУН
присутствуют и собственные шумы ГУН,
обусловленные амплитудной модуляцией его колебаний
шумами, главным образом, активного элемента
ГУН, особенно заметные при повышенных
мощностях ГУН. Подробнее шумы гетеродинов и
меры борьбы с ними рассмотрены в гл. 2,
Время переключения с одной частоты на другую характеризует скорость
вхождения в захват и удержание системы ФАПЧ в режиме слежения при резком
изменении частоты (например, при переключении диапазона). В этом случае
для того, чтобы Еообще произошел захват, частота ГУН должна попасть в
полосу захвата системы ФАПЧ. В случаях, когда нет гарантий, что частота ГУН
лежит в полосе захвата, в схему ФАПЧ вводят устройство сканирования часто
ты ГУН, например, генератор пилообразного напряжения (ГПН),
воздействующий на частотно-задающий элемент ГУН до тех пор, пока не произойдет захват
(см. рис. 1.38), или в схему вводят дополнительную петлю частотной
автоподстройки частоты (ЧАПЧ), осуществляющую ввод частоты ГУН в полосу захвата
ФАПЧ Скорость изменения частоты ГУН не должна превышать некоторого
значения, пропорционального полосе пропускания ФНЧ. В противном случае
захвата не произойдет.
На рис. 1.40 показана принципиальная схема синтезатора частот транси-
вера, разработанного UC2ABT. Трансивер имеет высокую первую промежуточную
частоту (40 МГц). Кроме KB диапазонов трансивер работает и в диапазоне
144 МГц. Колебания от ГПД трансивера (5—5,5 МГц) подаются на ФД, куда
также поступают колебания со См, имеющие разностную частоту одного из
ГУН и КГ, соответствующих данному диапазону, и также лежащую в полосе
5—5,5 МГц. Сигнал ошибки с ФД через ФНЧ и УПТ поступает на ГУН,
осуществляя стабилизацию его частоты в соответствии с частотой ГПД. В схеме
имеется устройство сканирования частоты ГУН, которое объединено с УПТ:
при переключении диапазона происходит разряд-заряд конденсатора Спн
в цепи ООС операционного усилителя, приводящий к изменению напряжения на
его выходе до захвата частоты. При работе на диапазоне 144 МГц колебания
ГУН усиливаются, их частота удваивается и после еще одного усиления они
подаются на смеситель УКВ диапазона.
Спектр фазовых
48
Работа ФД основана на сравнении фаз дв>х колебаний, одно из которых
подается на каждый из диодов в фазе, а другое — в противофазе. В результате
напряжение на нагрузке зависит от разности фаз входных напряжений (рис.
1.41). Основной характеристикой ФД является крутизна линейной части
характерна ики, выражаемая в вольтах на градус (В/0).
Управление частотой ГУН чаще всего осуществляют путем подачи
напряжения ошибки (вместе с напряжением обратного смещения) на варикап,
включенный в частотно-задающий контур генератора. Фаза напряжения ошибки
должна быть такой, чтобы отклонять частоту генератора в сторону уменьшения
ошибки. Способность генератора изменять частоту под влиянием управляющего
напряжения характеризуют крутизной характеристики управления,
выражаемой в килогерцах на вольт (кГц/В). Рассмотренная система ФАПЧ называется
аналоговой, поскольку в ней применены только аналоговые узлы (усилители,
смесители и т. п.).
В последние годы в любительской аппаратуре все шире применяют
синтезаторы с цифровыми ФАПЧ (рис. 1.42). Колебания ГУН подаются на ФД через
ДПКД, представляющий собой цифровую схему. Значение коэффициента
деления устанавливается устройством управления УУ. Поскольку в схеме
отсутствует ГПД, абсолютная стабильность частоты ГУН равна абсолютной
стабильности частоты опорного кварцевого генератора ОГ, деленной на коэффициент
деления ДПКД N. Вследствие того что N может иметь большие значения (до
нескольких сот), в схеме применяют высокостабильный ОГ.
Поскольку коэффициент деления ДПКД изменяется дискретно, то и частота
на выходе ГУН изменяется скачками. Величина частотного скачка
определяется предельными значениями N. При больших изменениях Л' скачки большие,
при малых — малые (например, при изменении N от 3 к 2 частота ГУН
изменяется в 1,5 раза; при изменении N от 199 до 200 частота изменяется на 0,005).
На практике, однако, сложно выполнить ДПКД с большим диапазоном
изменения N. Поэтому е синтезаторе используют несколько петель
цифровой ФАПЧ, каждая из которых осуществляет изменение частоты в разных
разрядах.
На рис. 1.43 показана структурная схема синтезатора с тремя петлями
цифровой ФАПЧ, используемого в качестве первого гетеродина KB приемника
с программным управлением настройкой в пределах 0,5—30 МГц, имеющего
первую промежуточную частоту 122, 622—122,678 МГц. Синтезатор генерирует
диапазон частот от 92,67 до 122,178 МГц с шагом 100 Гц. Время переключения
'частоты 5 мс, уровень побочных составляющих — 80 дБ, уровень фазовых
шумов менее —100 дБ'Гц. Стабильность синтезатора определяется стабильностью
опорного кварцевого генератора и равна Ю-8 sj сутки. Выходная петля ФЛПЧ
работает на вышеуказанных частотах, вспомогательные петли — на частотах
15,3—16,2 и 137,01 — 147 МГц.
ДПКД представляет собой программируемый цифровой счетчик, делящий
входную частоту в N раз. Коэффициет деления N задается каким-либо
кодирующим устройством путем подачи на управляющие входы счетчика двоичного кода.
Применяя набор счетчиков с ограниченным диапазоном изменения коэффициента
деления, можно получить большие значения N. Изменение программы ДПКД
осуществляют вручную (например, переключателем диапазона) или
специальным устройством, вырабатывающим код частоты при нажатии клавиши или
при вращении ручки настройки, связанной с устройством, генерирующим
импульсы изменения частоты в младшем разряде и подсчитываемыми в счетчике
программирующего устройства. В последнем случае, несмотря на дискретность
перестройки (при шаге скачка <: 100 Гц), у оператора создается впечатление
непрерывной перестройки.
При использовании синтезатора частот отпадает необходимость
применения частотомера, так как можно отобразить в десятичной системе двоичный
код программ ДПКД- Кроме того, коды частот могут быть записаны в
оперативном (или долговременном) запоминающем устройстве и вызываться оттуда для
быстрой настройки на требуемую частоту. В некоторых современных
приемниках и траненверах для управления частотой и другими параметрами
используют микропроцессоры. Наметилась также тенденция построения цифровых
синтезаторов частот с одной петлей ФАПЧ, низкой частотой сравнения и дробными
коэффициентами деления в ДПКД-Такие синтезаторы обеспечивают низкий уро-
49
веиь фазовых шумов, однако схема самого ДПКД сложная,поэтомуг стремите
выполнить его на основе интегральной технологии.
Способы стабилизации частоты высокочастотных генераторов частотомера
ми. Цифровые частотомеры являются неотъемлемой частью современных прием
ииков и трансиверов. Поскольку частотомер является измерительным приборе1
высокой точности (определяемой точностью и стабильностью опорного кварце
вого генератора), цифровые сигналы (коды) частотомера можно использогать дл:
КГ1 УТ1-УТ7 КТЖБ
VTd,n3 W3Q3U
Рис. 1.40. Принципиальная
схема синтезатора частот
автоматической подстройки частоты измеряемых гетеродинов. Рассмотрим
устройство, называемое DFC (от англ. digital frequency control — цифровое
управление частотой), в котором реализуется этот принцип 114].
При установке требуемой частоты двоичная кодовая комбинация с младшего
двоичного разряда частотомера (десятки герц) запоминается в регистре памяти.
Далее происходит периодическое сравнение двоичных кодов текущего значения
частоты гетеродина с кодом, находящимся в регистре памяти. Разность этих
кодов преобразуется в аналоговый сигнал ошибки, который воздействует на
варикап гетеродина, изменяя частоту колебаний последнего в сторону
уменьшения отклонения частоты. Система DFC надежно удерживает частоту генераторов
с собственной нестабильностью не более 40 Гц/с. Нестабильность генератора
60
определяет скорее не саму возможность удержания частоты, а приемлемую
длительность удержания. Чем меньше нестабильность, тем больше время
удержания. Точность удержания пропорциональна крутизне управления ГУН
и эквивалентному коэффициенту усиления в цепи автоподстройки и обратно
пропорциональна величине нестабильности генератора и цене разряда
частотомера, используемого для управления.
ус vm ггзиб щ
n=aqprj |—
0,01 \
"Ш* f\270
-i
ОтГПД
At К153УА1
г r_ i; Гд rj
-КЗ—*й
-КЗ -а
-КЗ »/#
Существенные недостатки системы DFC — необходимость отключения гис-
те\ ы при перестройке по диапазону и скачок частоты настройки приемника
(и >и трансивера) в момент отключения системы автоподстройки. Величина этого
скачка равна уходу частоты генератора при отключенной системе DFC.
Другой способ стабилизации частоты с помощью частотомера предложил
LJA3TCH. Известно, что двоичный код декады любого разряда частотомера
соответствует значениям десятичного кода от 0 до 9. С помощью цифроаналогсвого
преобразователя (ЦАП) двоичный код можно преобразовать в
пропорциональное значение напряжения. Если его проинъегрировать, то при перестройке
5J
частоты гетеродина за пределы разряда частотомера напряжение на выходе
ЦАП будет меняться (рис. 1,44). Если использовать декаду частотомера
«десятки герц», то скачок пилы напряжения будет происходить каждый раз при пере-
Ни
90
U3 Cf°
Рис. 1.41. Характеристика
фазового детектора
±ог
ФД
~~l/\
УУ
"
„ йвди
ФНЧ
ГУН
Рис. 1.42. Структурная схема
синтезатора с цифровой ФАПЧ
дч+г яюкГц фд
75...Ю5МГЦ
Выход синтезатора
См $2,67..МтмГи,
ДЧ*Ю ЮОкГц ФД
- ГУН УКВ
■16,6701,..17,6700МГц
137М.../,ШМГц
Рис. 1.43.
Структурная схема
синтезатора с тремя
петлями цифровой
ФАПЧ
ходе частоты гетеродина через значения, кратные единицам сотен герц. Линей»
ную часть пилы можно использовать для стабилизации частоты гетеродина,
подавая ее на варикап в частотно-задающем контуре с полярностью, уменьшающей
уход частоты.
В данном случае, как и в устройстве DFC,
время нахождения частоты в пределах одной
сотни герц тем больше, чем меньше
нестабильность гетеродина. По истечении этого времени
частота скачком перейдет в соседний стогер-
цовый диапазон, где будет удерживаться до
очередного скачка. Однако стабильность
гетеродина в период удержания существенно
выше. При перестройке по диапазону не
происходит дискретного изменения частоты
благодаря специально выбираемой большой
постоянной времени в цепи подачи напряжения
на варикап.
Для реализации этого способа не обязательно использовать весь
частотомер: достаточно лишь сделать приставку, измеряющую необходимый младший
разряд частоты и простейший ЦАП. Еще один широко применяемый способ
компенсации нестабильности частоты гетеродина описан в гл. 2.
У
1
5
J
/
0
/
/
/
/
/
/
/
/
-^
.
/
../_
/ -
./...-
/
г г
А
Рис. 1.44. Зависимость выход
ного напряжения ЦАП от чае
тоты гетеродина
52
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Альбац М. Е. Справочник по расчету фильтров и линий задержки.—
М.; Л.: Гоонергоиздат, 1963.— 273 с.
2. Босый Н. Д. Электрические фильтры.— К.: Гостехиздат УССР, 1960.—
540 с.
3. Бунимович С. Г. Яйленко Л. П. Техника любительской однополосной
радиосвязи.—М.: Изд-во ЦК ДОСААФ, 1970.—312 с.
4. Великий Я. И., Гельмонт 3. Я., Зелях Э. В. Пьезокерамические
фильтры.—М.: Связь, 1966.— 395 с.
5. Громаковский В., Залевский П. К140МА1 в KB аппаратуре.— Радио,
1980, №7, с. 21.
6. Давыдов Г. О. О термостабильной точке полевых транзисторов.— Радио,
1973, № 2, с. 39.
7. Демьянов В. В., Акулиничев И. Т. Резонансные усилители на лампах
и транзисторах.— М.: Энергия, 1970.— 135 с.
8. Жалнераускас В. Кварцевые фильтры на одинаковых резонаторах.—
Радио, 1982, № 1, с. 18; № 2; с. 20; № 6, с. 23.
9. Заездный А. М. Основы расчетов радиотехнических цепей.— М.: Связь,
1966.— 368 с.
10. Зарецкий М. М., Мовшович М. Е. Синтезаторы частот с кольцом фазовой
автоподстройки.— М.: Энергия, 1974.— 278 с.
И. Казанский И. В. Как стать коротковолновиком.— М.: Изд-во ЦК
ДОСААФ, 1972.— 79 с.
12. Каплунов О., Бабкин А. Кварцевый генератор.— Радио, 1973, № 2,
с. 25.
13. Каскады радиоприемников на полевых транзисторах/Под ред. Н. Г.
Петрова.—М.: Энергия, 1974.—192 с.
14. Кескер Э. Перестраиваемый кварцевый задающий генератор.— Радио,
1971, № И, с. 23.
15. Крочакевич В. Цифровая АПЧ.—Радио, 1981, №11, с. 15.
16. Лабугин Л. М. Кварцевые резонаторы.— Радио, 1975, № 3, с. 13.
17. Лезин В. А. Стабилизация дискретного множества частот.— М.:
Энергия, 1970.— 324 с.
18. Манасеевич В. Синтезаторы частот.— М.: Связь, 1979.— 384 с.
19. Морозов Н. О., Волков В. О. Узкополосные кварцевые фильтры в
спортивной аппаратуре.— Радио, 1975, № 6, с. 20; № 7, с. 24.
20. Музыка 3. И., Пустоваров В. Е., Синицкий Б. Г. Расчет
высокочастотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах.— М.: Энертя,
1975.— 155 с.
21. Назаров Ю., Шишкина Л. Интегральная микросхема К140МА1.—
Радио, 1979, № 4, с. 59.
22. Радиопередающие устройства/Под ред. Г. А. Зейтленка.— М.: Связь,
1969.— 543 с.
23. Светлов П. В., Нилов В. И. Методы кварцевой стабилизации в
диапазоне частот.—К-: Гостехиздат УССР, 1961.—226 с.
24. Справочник по кварцевым резонаторам/Под ред. П. Г. Позднякова.—
М.: Связь, 1978.—288 с.
25. Справочник радиолюбителя'Р. М. Терещук, Р. М. Домбругов, Н. Д.
Босый и др.—К.: Техн!ка, 1970.—695 с.
26. Степанов Б. Г. Справочник коротковолновика.— М.: Изд-во ЦК
ДОСААФ, 1974.—79 с.
27. Фирсов Е. Микросхемы серии К122 (КН8) в KB аппаратуре.— Радио,
1980, №8, с. 20.
28. Фрид Е. А., Азарх С. X. Пьезокерамические филыры.— М.: Энергия,
1967.— 40 с.
29. Ханзел Г. Справочник по расчету фильтров.— М.: Сов. радио, 1974.—
288 с.
30. Чистяков Н. И. Декадные синтезаторы частоты.— М.: Связь, 1969.—
80 с.
31. Шафер Д. В. Регулировка, испытание и проверочные расчеты
транзисторных усилителей.—М.: Связь, 1971.—312 с,
53
32 Шахгильдян В. В., Лнховкин А. А. Системы фазовой автоподстройки
частоты.— М.: Связь, 1972.—264 с.
33. Шор К. Г. Малошумящие транзисторные усилители.— M.i Энергия,
1971.— ПО с.
Глава 2
КОРОТКОВОЛНОВЫЕ РАДИОПРИЕМНИКИ
1. ТИПЫ КОРОТКОВОЛНОВЫХ ПРИЕМНИКОВ
Г^оротковолновый KB приемник для любительской радиосвязи или
радионаблюдений должен обеспечить прием сигналов радиостанций, имеющих
небольшую мощность и расположенных на значительных расстояниях (до десятков
тысяч километров).
Количество любительских коротковолновых радиостанций непрерывно
увеличивается, и любительские диапазоны чрезвычайно перегружены. Прием
слабых сигналов нередко ведется в условиях сильных novex со стороны других
станций, причем мешающая радиостанция иногда расположена в сотнях метров
от приемника и прием сопровождается атмосферными и промышленными
помехами, особенно сильными в крупных городах. Поэтому требования к
характеристикам любительских KB приемников (к чувствительности и избирательности)
выше, чем требования к аналогичным характеристикам профессиональных
приемников, работающих в стационарных условиях приемных радиоцентров.
Приемник для любительской радиосвязи должен обладать высокой стабильностью
частоты, изменяемой полосой пропускания, точно калиброванной и удобней
шкалой, оптимальной растяжкой диапазонов, быть экономичным, иметь
небольшие габаритные размеры и массу.
Любительский KB приемник обычно прецдазначается для приема
телеграфных сигналов (ТЛГ), однополосно-модулированных (ОМ) телефонных сигналов
с полностью подавленной несущей, иногда для приема сигналов телетайпа
(RTTY) и сигналов с амплитудной модуляцией (AM).
Первыми сравнительно совершенными приемниками коротких волн были
приемники прямого усиления. Приемник прямого усиления содержит один или
несколько каскадов усиления радиочастоты УРЧ, детектор Д и усилитель
низкой частоты УНЧ (рис. 2.1, а). Такой приемник имеет от одного до трех
колебательных контуров, настроенных на частоту принимаемого сигнала. Детектор
обычно регенеративного типа, обеспечивающий дополнительное усиление. KB
приемник прямою усиления не обеспечивает высокой чувствительности и избь-
рательности, требуемых для работы в современном эфире, и неудобен в работе
в связи с необходимостью регулировки связи в регенеративном детекторе.
Вследствие перечисленных недостатков приемники прямого усиления не
применяют в радиолюбительской практике.
В настоящее время наиболее распространенным типом KB приемника
является супергетеродин (рис. 2.1, б). В супергетеродинном приемнике основное
усиление высокочастотных сигналов и их селекция осуществляются не на
принимаемой, а на промежуточной частоте, которая выбирается неизменной для всех
принимаемых частот. Для перенесения на промежуточную частоту
принимаемый сигнал смешивается с колебаниями от высокочастотного генератора,
называемого также гетеродином Г, частота которого отличается от принимаемой на
величину промежуточной частоты. В супергетеродинном приемнике несбходимо
обеспечить такое сопряжение частоты настройки входных контуров и контуров
УРЧ с частотой гетеродина, чтобы разность этих частот была равной
промежуточной частоте во всем принимаемом диапазоне.
С выхода смесителя сигнал промежуточной частоты через фильтр основной
селекции ФОС подается на усилитель промежуточной частоты УПЧ, где и
происходит основное усиление высокочастотных сигналов. От характеристики
ФОС зависит в основном избирательность приемника по соседнему каналу. Для
получения наилучшей избирательности ФОС включают возможно ближе ко
входу приемника.
54
Промежуточную частоту обычно выбирают в пределах от сотен килогерц
до нескольких мегагерц. За УПЧ следует детектор Д, служащий для
преобразования сигнала промежуточной частоты в низкочастотный. Для приема
телеграфных, радиотелетайпных и однополосных сигналов на детектор подается
напряжение от тонального гетеродина ТГ. Частота его обычно устанавливается
аа скате частотной характеристики ФОС. Низкочастотный сигнал с детектора
поступает на УНЧ, нагрузкой которого являются головные телефоны или
громкоговоритель.
Основной недостаток супергетеродинного приемника — возможность
приема так называемой зеркальной помехи. Она появляется в результате
образования сигнала промежуточной частоты помехой, частота которой отличается от
принимаемой на удвоенное значение промежуточной частоты, и расположена
Y
LVpaxsmsa ОТ ОТ
ПГТ". ГТ о^
s* ' У
й_ шч
'«г
ш
Z-
Y
ТГ
ир1.
Рис. 2.1. Структур- I Г|>
ная схема KB при- i I
емпика:
а — прямого
усиления; 6 —супергетеро-
дианого; в—прямого
преобразования
См
Щ/^С~\
г4
да
>-*-•
—
УНЧ
О
на оси частот «зеркально» относительно частоты гетеродина. Объясним это на
примере. Допустим, прием идет на частоте 14 100 кГц, промежуточная частота
приемника 1000 кГц, частота гетеродина 15 100 кГц. Однако промежуточную
частоту 1000 кГц на выходе смесителя может создать также сигнал на входе
с частотой 16 100 кГц, отличающейся от принимаемого сигнала на 2000 кГц.
Уровень зеркальной помехи тем меньше, чем лучше избирательность УРЧ и
выше промежуточная частота.
Радиолюбители, особенно начинающие, применяют приемники с прямым
преобразованием частоты, в которых простыми средствами можно добиться
высоких качественных показателей. В этих приемниках высокочастотный сигнал
преобразовывается непосредственно в звуковой, поэтому они и называются
приемниками прямого преобразования. Структурная схема такого приемника
показана на рис. 2.1, в. Принцип действия его заключается в следующем.
Принимаемые сигналы после УРЧ подаются на смеситель одновременно с
колебаниями от местного гетеродина. При приеме ОМ сигналов частота гетеродина
выбирается разной частоте подавленной несущей, а при приеме телеграфных
сигналов — на 0,5—1 кГц выше или ниже частоты сигнала.
Смеситель обычно балансный по отношению к принимаемому сигналу, чтобы
избежать эффекта прямого детектирования мощных AM станций (например,
вещательных). Путем тщательной балансировки смесителя можно ослабить
эффект прямого детектирования в 100—1000" раз по напряжению, т. е. на 40—
60 дБ. Последняя цифра сравнима с величиной избирательности многих супер-
гетеродипных приемников. При отсутствии УРЧ смеситель должен быть баланс-
55
ным также к колебаниям гетеродина, чтобы ослабить излучение его колебаний
в антенну. После смесителя образуется широкий спектр разностных частот
(звуковых, ультразвуковых и радиочастот), из которого фильтр нижних частот
ФНЧ выделяет необходимую часть звукового спектра. Такой ФНЧ, хотя бы в
простейшей форме, является обязательным элементом приемника прямого
преобразования. Частота среза характеристики ФНЧ для приема ОМ сигналов
обычно 2,5—3 кГц. Если приемник предназначен только для приема ТЛГ
сигналов, полоса его может быть значительно уже.
Следует отметить, что избирательность такого приемника определяется
крутизной ската характеристики ФНЧ. На звуковых частотах сравнительно легко
получить требуемую крутизну ската, которая на высоких частотах достижима
лишь с помощью кварцевых и электромеханических фильтров.
В приемнике прямого преобразования (как и в приемнике прямого усиления)
имеется зеркальный канал приема, поскольку ФНЧ пропускает
преобразованные сигналы радиостанций с частотой как выше,'так и ниже частоты гетеродина.
Следовательно, полоса пропускания такого приемника равна удвоенной полосе
пропускания ФНЧ.
УНЧ приемника прямого преобразования должен обеспечивать большое
усиление, так как почти все усиление принимаемых сигналов осуществляется
на низкой частоте. При этом необходима защита усилителя от фона переменного
тока и других наводок. Ввиду высокой чувствительности низкочастотного
усилителя ФНЧ должен стоять перед ним, чтобы предотвратить его возможную
перегрузку и появление помех от близких по частоте мешающих станций.
При использовании в смесителе высокочастотных полупроводниковых
диодов даже без УРЧ можно получить чувствительность, равную единицам
микровольт. Применение УРЧ в приемнике прямого преобразования имеет как
положительное, так и отрицательное значение. Наличие УРЧ позволяет
дополнительно увеличить чувствительность в диапазонах 14—21 — 28 МГц, уменьшить или
свести к нулю проникновение фона переменного тока из антенны на вход УНЧ.
В то же время УРЧ усиливает и сигналы мешающих станций (например,
вещательных), что снижает реальную избирательность приемника. Поэтому в
приемниках прямого преобразования целесообразно применять настроенные УРЧ с
небольшим коэффициентом усиления (для компенсации потерь в смесителе н
ФНЧ) и высокой избирательностью.
Следует, однако, помнить, что стремление дополнительно повысить
качественные показатели приемника прямого преобразования может привести к
неоправданному его усложнению, и будет утрачено его основное достоинство —
простота.
2. ПАРАМЕТРЫ KB ПРИЕМНИКОВ
Диапазон. Приемники KB диапазона рассчитывают на прием в одном или
нескольких любительских диапазонах. Они имеют перекрытие всего KB
диапазона от 1,5 до 30 МГц или части этого диапазона, при этом весь перекрываемый
диапазон обычно разбивают на несколько поддиапазонов. Приемники,
предназначенные для проведения любительских радиосвязей, и приемная часть транси-
веров перекрывают только любительские диапазоны. При этом легче получить
высокие значения наиболее важных параметров приемника.
Усиление приемника — параметр, характеризующий максимальное
усиление сигнала, поступающего из антенны, при подаче его на громкоговоритель
или головные телефоны. Допустим, имеем сигнал 0,5 мкВ иа входном
сопротивлении приемника 75 Ом и подаем его на головные телефоны усиленным до
мощности 100 мВт. Мощность на входе приемника, Вт,
рвх = и1/Кв* = (°>5 • Ю-6)2/75 = 3,33 • 10-".
Усиление приемника
G= Рвых/Рвх = ЮО • 10-3/3,33 . ю-15 = 30 . юг»,
или в децибелах
О(дБ)=101ёРвых/Рвх-135.
56
Как видим, усиление приемника имеет довольно большую величину. Даже
самые простые приемники должны иметь усиление не ниже 100 дБ.
Чувствительность приемника — это его способность принимать слабые
сигналы. На первый взгляд, казалось бы, достаточно повышать усиление
приемника, и он сможет принимать все более слабые сигналы. На самом деле это
не так. Причиной, ограничивающей чувствительность приемника, являются
собственные шумы приемника. Под чувствительностью KB приемников чаще
всего понимают напряжение Uc на входе приемника, выраженное в
микровольтах, создающее на выходе сигнал, который в сумме с собственными шумами
приемника Um превышает их на 10 дБ (в 3,16 раза), т. е.
(Uc+U )Д/Ш = 3,161/П
(2.1)
Иногда чувствительность определяют как значение Uc при отношении
UJUm = 3,l6Ua
(2.2)
Разница в определении чувствительности двумя способами при заданном
соотношении 10 дБ оказывается незначительной (чувствительность, измеренная
по формуле (2.2), дает соотношение сигнал/шум 9,54 дБ
вместо 10 дБ, заданных при измерении по формуле
(2.1)). Однако если соотношение (1/с + иш)/0ш
задано достаточно малым, то разница в величинах
чувствительности, определенной двумя способами,
возрастает. Нижеприведенное уравнение показывает соотно*
шение между двумя способами определения
чувствительности:
«Л
1/„ + U„
и„
1 =
Pfc. 2.2.
Эквивалентная схема
согласования входа приемника
с источником сигнала
Генерация шумовых колебаний в приемнике
связана с хаотическим движением электронов в любом
проводнике, температура которого выше абсолютного нуля. Напряжение шумов
определяют по формуле Кайквиста
Um=V*kTIlR,
(2.3)
где k — постоянная Больцмана, равная 1,38- 10~23 Дж/К; Т—абсолютная
температура, К; Я — полоса частот, Гц; R — сопротивление, на котором
измеряются шумы, Ом.
При подключении сопротивления R ко входу приемника (рис. 2.2)
максимальная мощность шумов на входе приемника будет в том случае, если R —
= RBX (условие согласования),
Рш = KJ* = (UJ2)yR = U'JAR.
Подставляя в формулу (2.4) выражение (2.3), получаем
Р,„ = £777.
(2.4)
(2.5)
Отсюда следует, что мощность шумов на входе приемника не зависит от
величины сопротивления, а зависит только от полосы пропускания приемника
и абсолютной температуры источника шумов. При расчетах температуру Т
принимают постоянной (Т0) и равной 290 К (+17 °С).
Коэффициент шума (Ш) характеризует шумовые свойства приемника и
показывает, во сколько раз реальный приемник ухудшает отношение мощности
сигнала к мощности шума на выходе по сравнению с идеальным приемником,
не вносящим собственных шумов, т. е. к отношению сигнал/шум на входе
приемника:
Ш =
с. вх' "ш вх
—7р '
. вых' ш. вых
(2.6)
57
Коэффидиент шума выражают и в децибелах:
Д/(дБ) = 101§Д/.
Пример 13. Допустим, имеем приемник с усилением 135 дБ и полосой
пропускания 500 Гц. Тогда мощность шума на входе
Рш ЕХ = кТ0П = 1,38 • Ю-23 • 290 • 500 = 2 • 10-" Вт.
Если бы приемник был идеальным, то мощность шумов на выходе была бы
на 135 дБ (в 3 • 1013 раз) больше, т. е. 6 • 10_§ Вт. Реальный приемник вносит
свои шумы, и мощность шумов на выходе больше, чем у идеального. Допустим,
что Рш-вых~ Ю-1 Вт. Перепишем формулу (2.6) в другом виде:
PIP P IP P
щ ' Щ ВЫХ' Ш. ВХ ' Ш. ВЫХ' ' Ш. ВХ _ Ш. ВЫХ ,су 7,
Ш р Тр — Q —~р Q- (/•')
г С. ВЫХ' С. ВХ * Ш. BXU
Здесь коэффициент шума выражен через отношение мощностей шумов на
выходе и входе приемника к коэффициенту усиления. В данном случае
рш. вых/рш. вх = Ю-*/2- 10-18 = 5- 1013. Тогда Ш = 5 • 10i3/3 • 10i3=l,66, или
в децибелах Ш = 10 lg 1,66 = 2,2 дБ. Это коэффициент шума очень
чувствительного приемника. Наоборот, зная коэффициент шума, можно определить
минимальный уровень сигнала, который может принять приемник. Если известны мощность
шума на выходе (ее легко можно измерить) и коэффициент усиления приемника
(также легко измерить, подавая на вход какой-либо известный сигнал), то
мощность шума, приведенная ко входу,
Рш. вх = Рш. вых/0^= 1 • Ю-*/* • 1013 . 1,66 = 2- Ю-».
Эта мощность определяет пороговую мощность сигнала, который может
принять приемчик (соотношение сигнал/шум =" 1). При входном
сопротивлении приемника 75 Ом эта мощность соответствует напряжению сигнала
Uc= У~РК^У2 ■ Ю-" .75=1,22- 10'8 В = 0,0122 мкВ.
Чувствительность приемника (при соотношении UjUm = 3,16) равна 0,0122 X
X 3,16 = 0,04 мкВ.
Чувствительность приемника ухудшается, если расширять полосу
пропускания, так как пропорционально полосе увеличивается мощность шумов. Вот
почему прием телеграфных сигналов с минимальной полосой пропускания
обеспечивает наивысшую эффективность приема слабых сигналов по сравнению
с другими, более широкополосными видами связи.
Следует отметить интересный факт, связанный с приемом сил налов
оператором на слух, на первый взгляд опровергающий этот вывод. Он состоит в
следующем. Если при узкой полосе установить минимальный уровень сигнала,
слышимого оператором, а затем расширять полосу пропускания приемника,
то оператор в большинстве случаев продолжает слышать сигнал, несмотря на
то, чго \совень ш'ума на выходе приемника растет. Объяснить это явление
можно СС0 1СТВЗМИ человеческого мозга, который самонастраивается на
принимаемый сигнал и обеспечивает по-прежнему узкую полосу пропускания всей
приемной системы, являясь ее частью. Эго свойство подобно способности
человека концентрировать внимание и выделять голос одного человека в шумной
толпе и объясняет надежность слухового приема в тяжелых условиях, несмотря
на развитие высокоавтоматизированных систем передачи информации.
Вернемся, однако, к коэффициенту шума. При поеледоват-льном
соединении каскадов приемного устройства, имеющих различный коэффициент шума,
общий коз(|)фициент шума
гдг Шъ Ш2, ...., Gi, Gz, ... — коэффициенты шума и усиления соответствующих
каскадов.
58
Формула показывает, что общий коэффициент шума определяется главным
гбразом первым (входным) каскадом приемника; вклад последующих каскаде*
уменьшается пропорционально общему коэффициенту усиления предшествующих
каскадор. Это объясняется тем, что шум, генерируемый первым каскадом,
усиливается последующими и оказывается доминирующим в общем уровне шумов
приемника. В качестве первого каскада можно рассматривать фидерную линию,
соединяющую антенну со входом приемника. Сигнал, проходя от антенны к
приемнику, ослабляется из-за потерь в проводниках и диэлектрике фидерной линии.
Поскольку фидерная линия находится при температуре Т, отличной от нуля,
она генерирует собственные шумы. Коэффициент шума фидерной линии
(l-i)r
где L — потери в линии (четырехполюснике), знач-ение которых определяется
как удельные потери на данной частоте (имеется в справочниках), умноженные
на длину линии; Та — температура сравнения (290 К).
Общий коэффициент шума приемника с фидерной линией
Ш — Я/ 4- Шпр ~"1
ш общ — шф -Г £ .
здесь L соответствует коэффициенту передачи линии; его значение меньше
единицы.
Рассмотрим влияние фидерной линии с потерями L = 0,3, работающей
при температуре Г= 300 /С (+ 27 СС), на приемник.
Коэффициент шума фидерной линии
f_L - И зоо
Ш* = °'3 290 + ! = 3>41 или 5-4 *Б-
Приемник имеет Ш — 1,66 (2,2 дБ). Общий коэффициент шума
.66— 1
0,3
Шобщ = 3,41 +-4гз— = 5>61 или 7>5 ДБ-
Как видим, общий коэффициег шума ухудшился с 1,66 до 5,61. Это эквива-
ле-ртно снижению чувствительности с 0,04 до 0,09 мкВ, т. е. почти в два раз&-
! ' леднее значение чувствительности легко подсчитать по формуле (2.6) для
Р чых//>ш.вб«= •> т- ё- ДЛЯ равенства Рсвых = Ршлшх. Учитывая, что Рс.вых=
^^евх^' Ли вх ~ЬТ0П, и подставляя в выражение (2.6), получаем
Пороговая мощность сигнала на входе
Рет=ШкТаП,
пороговое напряжение на сопротивлении Rfix
^вх = V^c.bx^bx = УШЬТ0П£!ВХ = 1/5,61 1,38 • Ю-8* 290-500-75 =
= 2,9 • Ю-8 В.
Увеличив пороговое напряжение в 3,16 раза (на 10 дБ), по условию
определения чу ветви гельнссти, получаем: 2,9 • Ю-8 • 3,16 = 9,16 • Ю-8 Е=
= 0,09 мкВ.
Потери в фидерной линии существенно ухудшают общий коэффициент шука,
если коэффициент шума самого приемника мал (менее 6). В противном случае
общий коэффнциет шума определяется главным образом шумовыми свойствами
самого приемника.
59
При расчетах коэффициента шума и чувствительности приемных устройств
удобнее пользоваться логарифмическими величинами — децибелами, так как
действия умножения и деления при этом заменяются сложением и вычитанием
Рассмотрим это на примере. Определим пороговую мощность шума приемника
при П = 1 Гц:
Рш = kT0n = 1,38 • Ю-23 -290 1 = 4. Ю-21 Вт = 4 . Ю"» мВт,
что составляет в децибелах по отношению к 1 мВт (принятый отсчетный уровень)
р = 10 lg 4 - 10_18/1 = —174 дБм (дБм — обозначение уровня в дБ по
отношению к 1 мВт).
Для расчета пороговой мощности реального приемника достаточно
просуммировать данное значение с относительным значением полосы пропускания и
коэффициентом шума, вырах енными в дБ.
Напригер, П = 3000 Гц, или в децибелах 10 1§ 3000/1 = 34,8 дБ; Ш = 6,
или в децибелах 10 lg 6 = 7,8 дБ. Пороговая мощность
Р = —174 дБм + 34,8 дБ + 7,8 дБ = —131,6 дБм.
Для определения чувствительности данное значение пороговой мощности
следует увеличить еще на 10 дБ (по определению чувствительности) и перевести
в микровольты, зная входное сопротивление приемника. В табл. 1 приведены
значения чувствительности приемника в зависимости от мощности на его входе
при стандартных значениях входного сопротивления 50 и 75 Ом и согласовании
с источником сигнала.
Таблица 1
Р, дБм
—76
—77
—78
—79
—80
—81
-82
—83
—84
—85
—86
—87
—88
—89
—90
—91
—92
—93
Чувствительность, мкВ,
при Явх
50 Ом
70,8
63,2
56,2
50,2
44,8
39,8
35.6
31,6
28,2
25,2
22,4
20,0
17,8
15,8
14,2
12,6
11,2
10,0
75 Ом
86,7
77,4
69,1
61,5
54,9
48,7
43,6
38,7
34,5
30,9
27,4
24,5
21,8
19,4
17,3
15,4
13,8
12,3
Р, дБм
—94
—95
-96
—97
-98
—99
-100
-101
-102
-103
-104
-105
—106
—107
-108
— 109
—110
-111
Чувствительность, мкВ,
при йвх
50 Ом | 75 Ом
9,0
8,0
7,1
6,3
5,6
5,0
4,5
4,0
3,6
3,2
2,8
2,5
2,2
2,0
1,8
1,6
1,4
1,26
10,9
9,7
8,7
7,7
6,9
6,2
5,5
4,9
4,4
3,9
3,5
3,1
2,7
2,5
2,2
1,9
1,7
1,54
Р, дБм
-112
-113
— 114
-115
—116
-117
-118
-119
—120
— 121
— 122
—123
—124
-125
—126
— 127
—128
Чувствительность, мкВ,
при йвх
50 Ом 75 Ом
1,12
1,00
0,90
0,80
0,71
0,63
0,56
0,50
0,45
0,40
0,36
0,32
0,28
0,25
0,22
0,20
0,18
1.48
1,23
1,09
0,97
0,87
0,77
0,69
0,62
0,55
0,49
0,44
0,39
0,35
0,31
0,27
0,25
0,22
Р. ДБм
—129
—130
—131
—132
— 133
-134
—135
—136
— 137
—138
—139
—140
— 141
—142
—143
—144
—145
Чувствительность, mrB,
при Нвх
50 Ом 75 Ом
0,16
0,14
0,13
0.11
0,10
0,09
0,08
0,071
0,063
0,056
0,050
0.045
0,040
0,036
0,032
0,028
0,025
0,19
0,17
0,15
0,14
0,12
0,11
0,10
0,087
0,077
0,069
0,062
0,055
0,049
0,044
0,039
0,035
0,031
Для оценки шумовых свойств малошумящих приемников часто вместо
коэффициента шума применяют понятие шумовой температуры Тш Понятие шумовой
температуры вытекает из физических свойств проводников генерировать
шумовые колгбания, мощность которых прямо пропорциональна абсолютной
температуре (см формулу (2.5)). В отличие от коэффициента шума, оценка которого
связана с условно принятой температурой Та = 290 К, шумовая температура
дает истинные значения и позволяет более точно определить минимальный
сигнал, принимаемый приемником. Коэффициент шума связан с шумовой
температурой следующим соотношением:
Ш=1+Тт/Та,
60
которое легко получить из формулы (2.7). С учетом реальной температуры Тш
запишем
рш.вых = О (кТ0П + кТшП); Ршвх = кТ0П,
Подставляя эти выражения в формулу (2.7), получаем
Ш=11 WJT^ = ' + ГнАо = 1 + TJ290.
Значение Тш колеблется от нескольких градусов (например, для УРЧ
приемника УКВ, охлаждаемого жидким гелием) до несколько десятков тысяч
градусов (смеситель приемника на многосеточной лампе). Гш — это
температура, до которой следует нагреть согласованный
с входным сопротивлением приемника резис- ——
тор, чтобы генерируемые им шумы имели
такой же уровень. Шумовой температурой
можно характеризовать и свойства антенн, их
связь с окружающим пространством.
Например, узконаправленная УКВ антенна,
ориентированная в космос, где нет мощных
радиоисточников, имеет 77ш, равную нескольким
десяткам градусов. Эта же антенна, направленная
вдоль поверхности Земли, генерирующей в
числе прочих и радиоколебания, имеет Тщ >■
> 10 000 К.
Как следует из предыдущего,
чувствительность приемника можно увеличивать, применяя
малошумящие усилительные и смесите тьные
элементы на его входе, сужая полосу
пропускания н понижая температуру входных цепей.
Для малошумящих приемников важно
уменьшать потери в фидерной линии и улучшать
согласование входных цепей приемника с
фидерной линией. Заметим, что минимум
коэффициента шума не совпадает с максимумом
передачи сигнала из антенны, и поэтому
согласование входных цепей малошумящих УКВ
приемников ведут обычно по минимуму
коэффициента шума.
Для KB приемников чувствительность выбирают не из условия получения
максимальной чувствительности, а из условий реального уровня внешних
шумов, поступающих на вход приемника us антенны. На рис. 2.3 показаны
зависимости коэффициента шума антенны ZZ/a и напряжения шума на входе
приемника (на сопротивлении 75 Ом) при полосе пропускания 2,1 кГц от
частоты, обусловленные шумами различного происхождения — космическими
(излучение небесных тел, кривая 5), атмосферными (грозовые разряды, кривые
3 и 4) и промышленными помехами (кривые 1 и 2). Коэффициент шума антенны
меняется в зависимости ог часюты, времени суток (времени года) и места
расположения приемника. Из графика следует, что чувствительность приемника на
частоте 14 МГц не имеет смысла делать более 2—3 мкВ в городе или пригороде
и не более 1—2 мкВ при работе в сельской местности, где уровень шумов
определяется лишь космическими шумами и атмосферными помехами. На
160-метровом диапазоне достаточна чувствительность 20—30 мкВ даже для самых ти-
хих уголков Земли.
Антенну можно рассматривать как каскад с коэффициентом шума Ша,
включенный на вход фидерной линии. Общий коэффициент шума всей системы
можно рассчитать как для последовательного соединения каскадов по формуле
(2.8) Очевидно, что при больших значениях Ша требования к коэффициенту шу-
ма приемника снижаются. Простым критерием проверки достаточности
чувствительности приемника является увеличение уровня шумов на его выходе п; и
SO f,Hh
Рис. 2.3. Коэффициент шума
антенны и напряжение шума ffa
входе приемника, создаваемое
внешними источниками:
/ — индустриальные в городе; 2 —
индустриальные за городом; 3 —
атмосферные ночью; 4—атмосферные
днем; 5 — космические
61
подключении антенны ко входу. Если этого не происходит, приемник имеет
слишком большой собственный коэффициент шума, определяющий недостаточную
чувствительность на данной частоте.
В диапазоне коротких волн считается допустимым коэффициент шума
приемника 10 дБ. В УКВ диапазонах для приема слабых сигналов коэффициент
шума должен снижаться до 2—3 дБ на частоте 144 МГц и 1,5 дБ на частоте
432 МГц.
Чувствительность и коэффициент шума приемника измеряют генератором
стандартных сигналов (ГСС). Выход ГСС подключают ко входу приемника
непосредственно, когда входное сопротивление приемника Явх.Пп равно выходному
сопротивлению ГСС ЯвыхГСс- ^ этом слУчае напряжение на входе приемника
равно половине выходного напряжения ГСС. Если #вх.пр >#ВыхГСС' ГСС
подключают ко входу приемника через эквивалент антенны (рис. 2.4), представляющий
собой безындукционный резистор R3, величина которого в сумме с ЯвыхГСС равна
RBX . В этом случае напряжение на входе приемника
U — ^ГСС^вх.пр
С~ЯВЫ*ГСС+*э + Я,
вх.пр
ЗккШент
антенны
ГСС
1 р
1 г
Из
Приемник
Ъ
i Измеритель
уроШ
Рис. 2.4. Схема измерения чувствительности н коэффициента шума
приемника с помощью генератора стандартных сигналов
Для измерения чувствительности устанавливают такой уровень сигнала
на входе приемника U С' при котором напряжение на его выходе в 3,16 раза
(на 10 дБ) превышает напряжение собственных шумов. Это значение Uc
численно равно чувствительности.
Для измерения коэффициента шума превышение сигнала над уровнем шума
на выходе приемника устанавливают равным 1,41. Это соответствует равенству
мощности tuywoB и сигнала па входе приемника, а напряжение сигнала
соответствует пороговой чувствительности. Коэффициент шума
Ш:
и:
ит0пя№
= 6,25 • 10'.
'с(мкВ)
Л,
' (Гц)^вх(Ом)
или в децибелах: Ш = \Q\gUl.
К сожалению, многие ГСС не позволяют производить достаточно точный
отсчет мзлых уровней напряжения из-за «просачивания» сигнала на выход
помимо а,чттешэатора, что увеличивает погрешность измерения. Поэтому вместо
ГСС используют генератор шума. В этом случае чувствительность и коэффициент
шума приемника измеряют сравнением уровня собственных шумов приемника
с известным уровнем шума генератора.
Работа 1енератора шума основана на пропорциональной зависимости
мощности шума от величины постоянного тока, протекающего через шумовой
элемент. В качестве шумового элемента используют полупроводниковый или
вакуумный диод, стабилитрон, газоразрядные трубки и г. п. Схема генератора
шума на вакуумном диоде с вольфрамовым катодом прямого накала,
обеспечивающим простую зависимость между уровнем шума и величиной постоянного
тока, протекающего через диод, работающий в режиме насыщения, показана
на рис. 2.5. Сопротивление резистооа R выбирают равным входному
сопротивлению приемника. При выключенном накале генератора шума, подстраивая
входной контур приемника, добиваются максимальной чувствительности его
по наибольшему уровню собственных шумов на выходе. Затем реостатом,
включенным в цепь накала шумового диода, устанавливают такой ток через диод,
62
при котором мощность шумов на выходе приемника удваивается. Это
соответствует увеличению напряжения шумов в 1,41 раза по сравнению с напряжением
собственных шумов приемника. Коэффициет шума приемника Ш — 0,02 /д/?,
где / —ток диода, мА; Я — сопротивление нагрузки, Ом.
Зная коэффициент шума, легко определить чувствительность приемника при
Uc/{UC+Um)= 10 дБ по формуле Ue = 2 • ХОг^УШПИ, где ^ —
чувствительность, мкВ; Я — полоса пропускания, Гц; R — сопротивление входа приемника, Ом.
При измерениях приемник должен работать в режиме ТЛГ или
однополосных сигналов с выключенной системой АРУ н максимальным усилением
тракта УРЧ.
Избирательностью приемника называется его способность выделять
требуемый сигнал среди других колебаний, поступающих на его вход. В
супергетеродинном приемнике различают избирательность по соседнему каналу, т. е.
по отношению к сигналам, соседним по чапоте с принимаемой станцией, избира-
+ 0 (яА-
№0-150 В
а\ш it/'f" a.
6200
s2A2C
I Выход М
4-е<
№t<M25
"J_
R„ SO
~азт
i
Рис. 2.5. Схема генератора шумового
сигнала на диоде
Рис. 2.6. Кривые избирательности (а) и
схема для снятия кривой реальной
избирательности двухсигнальным методом (б)
i 1 R2
\№2\-С=2-
тельность по зеркальному каналу, избирательность по отношению к сигналам
промежуточной частоты и избирательность по отношению к другим паразитным
каналам приема. Избирательность характеризуется так называемой кривой
'избирательности, по которой также можно определить ширину полосы
пропускания приемника.
Кривую избирательности по соседнему каналу мож-
ро получить, подавая на вход приемника один сигнал, перестраиваемый в
определенных пределах вблизи принимаемой частоты. Такая кривая избирательности
называется односигнальной. Поскольку односигнальная избирательность
супергетеродина определяется характеристикой ФОС тракта промежуточной
частоты, ее удобнее определять на промежуточной частоте, подавая сигнал не на
вход приемника, а на смеситель, после которого включен ФОС. Выходное
напряжение измеряют на последнем резонансном контуре перед детектором; система
АРУ в это время должна быть выключена. Уровень сигнала должен
соответствовать линейному режиму работы, контролируемому путем поддержания
номинального уровня сигнала на выходе приемника.
По результатам измерений вычерчивают график, отображающий зависи-
"ость напряжен ия на входе приемника от величины расстройки частоты сигнала
ГСС, считая от средней частоты полосы пропускания, при неизменном сигнале
на выходе приемника. Для удобства на оси ординат откладывают не абсолютные
значения напряжения, а их отношение к минимальному сигналу— U/UURH.
Обычно полосу пропускания П определяют по уровню U'Uwsi= 1,41 (или
3 дБ), однако в радиолюбительской практике полоса чаще определяется но
уровню 6 дБ (U/Uum = 2). Существенной характеристикой избирательности
приемника является крутизна скатов резонансной кривой, т. е. отношение
изменения напряжения U к расстройке Af, выражаемое в дБ/кГц.
На рис. 2.6, а изображены кривые избирательности двух приемников
(кривые 1 и 2). Хотя полоса пропускания, характеризуемая кривой /, меньше полосы
63
Пропускания кривой 2, крутизна скатов кривой 2 выше, и ее коэффяциет прямо-
угольности ближе к /.
Односигнальный метод измерения избирательности приемника имеет
ограниченное применение, поскольку избирательность определяют только в
линейной части амплитудной характеристики приемника. На практике прием часто
ведется в условиях помех, напряжение которых на несколько порядков
превышает уровень полезного сигнала. При этом начинает проявляться нелинейность
усилительных, преобразовательных и других элементов приемника. В
результате помеха искажает принимаемый сигнал, и, кроме того, на выходе приемника
появляются ложные сигналы.
Присутствие на входе приемника одновременно с полезным сигналом мощ.
ных колебаний помехи, находящейся за пределами односигнальной полосы
пропускания, может привести к появлению комбинационных помех, к «забитию»
полезного сигнала помехой и к перекрестной модуляции. Появление
комбинационных помех связано с наличием на входе приемника двух или
более мешающих колебаний большого уровня, находящихся вне полосы
пропускания приемника. Из-за нелинейности амплитудной характеристики различных
каскадов образуются комбинационные частоты. Они могуг восприниматься
оператором как наличие в эфире несуществующих на самом деле сигналов или как
повышение уровня шумов. Коротковолновики часто обнаруживают такие
комбинационные помехи, работая в диапазонах, соседних с ьещательными
(например, в сорокаметровом).
При «забитии> (или блокировании) приемника помехой уменьшается
полезный сигнал на выходе приемника. Явление «забития» приемника помехой
проявляется в виде ослабления полезного сигнала на выходе приемника при по-
ярлении помехи. Причиной «забития» является уменьшение коэффициента
усиления вследствие перегрузки какого-либо каскада приемника. Такую помеху
часто испытывают любительские радиостанции, расположенные близко друг
от друга.
Если сильные мешающие колебания модулированы по амплитуде,
наблюдается перекрестная модуляция. Она проявляется в модуляции
полезного сигнала сигналом помехи и особенно заметна, когда модуляция
полезного сигнала отсутствует. Характерным признаком перекрестной модуляции
является пропадание помехи на выходе приемника при исчезновении полезного
сигнала. Перекрестная модуляция более выражена при приеме AM сигналов.
При приеме однополосных сигналов действие перекрестной модуляции
существенно уменьшается. Это объясняется отсутствием нес} щей частоты, поэтому
в паузах сигнала помеха не прослушивается. Однополосный сигнал
детектируется не путем выделения огибающей, а за счет смешения с колебаниями местного
гетеродина. Поэтому модуляция мешающего сигнала не восстанавливается,
а проявляется в виде шумов в спектре принимаемою однополосного сигнала.
Для оценки работы приемника при наличии помех введено понятие
реальной избирательности приемника. Оно характеризует способность
приемника устойчиво принимать полезный сигнал при наличии помех, лежащих за
пределами полосы пропускания приемника.Харакгеристика реальной
избирательности представляет собой кривую, отображающую зависимость уровня помехи от
ее частоты при условии, что искажения полезного сигнала под действием помехи
находятся в допустимых пределах. При измерениях следует учитывать, что
помеха может лежать и за пределами частотного диапазона приемника, например,
сигналы длинноволновых и средневолновых вещательных станций,
ЧМ-вещания, телевидения и т. д. Для приемников любительских KB диапазонов
достаточно снять кривую реальной избирательности, настроив приемник на среднюю
частоту каждого диапазона и изменяя частоту помехи в возможно более широком
диапазоне частот. Реальную избирательность приемника можно измерять двух-
сигнальным методом с использованием перекрестной модуляции (рис. 2.6, б).
Ко входу приемника, работающего в режиме AM, через эквивалент антенны Rg
подсоединяют два ГСС через одинаковые развязывающие резисторы R1 и R2
(200—1000 Ом). Включают ГСС1 и устанавливают напряжение полезного
сигнала достаточно большим, чтобы не сказывались собственные шумы приемника
(200—100 мкВ), и глубину модуляции 10 %. Приемник настраивают на частоту
сигнала и регулировкой "усиления устанавливают номинальное выходное
напряжение (соответствующее нормальной громкости приемника), после чего ыо-
64
дуляцшо сигнала выключают, затем включают ГСС2 и устанавливают уровень
колебаний помехи на 2—3 порядка выше уровня полезного сигнала, например
100 мВ при глубине модуляции 50 %. Принято считать, что перекрестная
модуляция допустима, если уровень ее не превышает одной десятой номинальной
глубины модуляции, т. е. 3 % для вещательного приема н 5—10 % для
любительской связи. Начиная с больших расстроек, приближают частоту помехи
к частоте полезного сигнала до тех пор, пока на выходе приемника появится
низкочастотный сигнал с номинальным уровнем за счет перекрестной модуляции.
Повторяют измерения для разных напряжений помехи и по результатам
измерений строят кривую реальной избирательности. Кривая реальной
избирательности отличается от кривой, снятой по односигцальному методу (рис. 2.6, а,
кривая 3). При измерениях следует учитывать коэффициент ослабления
развязывающего устройства, включенного между приемником и ГСС.
Аналогичным образом снимают кривую «забития» приемника в телеграфном
режиме без модуляции сигналов ГСС. Изг/ерякл уменьшение полезного
выходного сигнала приемника на определенный уровень, например на 3 дБ, т. е. до
0,707 от номинального при приближении частоты сильной помехи к полосе
пропускания приемника. Отсчеты частоты 'снимают при различных уровнях
помехи, после чего строят график, аналогичный кривой реальной
избирательности.
Рассмотрим более подробно причины, ограничивающие реальную
избирательность приемника. Амплитудную характеристику любого усилителя или
смесителя можно аппроксимировать рядом
^вых = Мвх + ^вх + VbX + • • • ,
где Рвх и Рвых — уровни (обычно мощность) сигналов на входе и выходе
соответственно; коэффициент fr[ характеризует усиление усилителя или коэффициент
преобразования смесителя; коэффициенты £2, k3 и т. д. характеризуют
искажающие свойства; с ростом индекса значения коэффициентов обычно убывают.
Если амплитудная характеристика достаточно точно аппроксимирована
только двумя первыми членами ряда, то на выходе усилшеля, кроме усиленного
сигнала, появляются еще дополнительные, обусловленные квадратичностью
(вторым членом) характеристики, а именно- вторая гармоника сигнала и
постоянная составляющая, появляющаяся в результате детектирования входного
сигнала. При наличии на входе усилителя или смесителя двух сигналов
(например, полезного сигнала с частотой /х и помехи /2 с частотой, близкой к /j)
на выходе, кроме сигналов /х и /2, постоянной составляющей и вторых гармоник
указанных сигналов 2fx н 2/2, появятся еще комбинационные частоты второго
порядка вида fx ± /2, лежащие по частоте далеко от исходных частот. Их можно
ослабить фильтром, пропускающим частоту ft. Для борьбы с влиянием
постоянной составляющей применяют жесткую стабилизацию рабочей точки по
постоянному току, усилители и смесители строят по балансным схемам, в которых при
хорошей симметрии значительно ослабляются (на несколько десятков децибел)
все члены ряда с четными коэффициентами и, следовательно, уменьшаются
искажения, ими обусловленные.
При наличии в уравнении амплитудной характеристики члена третьего
порядка дополнительно появляются третьи гармоники входных сигналов ЗД
и 3/2 и комбинационные частоты третьего порядка вида 2/х ± /2 и 2/2 ± h, из
которых разностные частоты лежат вблизи исходных частот, и их трудно
отфильтровать.
Поясним это на призере. Допустим, на вход приемника поступают два
сигнала с частотами f1 = 14 050 кГц и ,f2 ==■ 14 051 кГц. Суммарные частоты третьего
порядка лежат далеко за пределами диапазона 14 МГц и их легко отфильтровать,
разностные же частоты 2 • 14 050 - 14 051 = 14 049 кГц и 2 ■ 14 051—14 050=
= 14 052 кГц находятся рядом с исходными и воспринимаются оператором как
новые сигналы. Наличие в амплитудной характеристике нечетных членов
высших порядков (5-го, 7-го и т. д.) также увеличивает число комбинационных
колебаний этих порядков, разностные частоты которых лежат вблизи исходных
частот.
Нелинейность усилительных и смесительных каскадов, обусловленная на
личием второго и высших членов ряда, связана с нелинейностью характеристик
3 4-518 65
усилительных и смесительных элементов'и'зависит'от режима их работы и
амплитуд подаваемых сигналов. Принципиально 'нелинейными также являются
варикапы, переключающие диоды и некоторые другие элементы, используемые
в сигнальных цепях. В меньшей степени проявляется нелинейность других
элементов схемы, например катушек с ферритовыми сердечниками.
Для оценки линейности усилителей и смесителей широко применяют двух-
снгнальный метод. Ко входу исследуемого каскада через одинаковые резисторы
R1 и R2 (от 100 до 1000 Ом), ослабляющие взаимное влияние ГСС, и аттенюатор
/^подключают два ГСС (рис. 2.7). На выход исследуемого каскада (или устрой-
стга) подключают анализатор спектра. В простейшем случае это может быть
приемник с узкой (сотни герц) полосой пропускания. При взаимной расстройке
частот ГСС 5—25 кГц и равных выходных сигналах увеличивают амплитуду
выхода обоих генераторов и
контролируют анализатором спектра р
уровень колебаний одной из ис- *°
ходиых и одной из разностных
частот третьего порядка. На
основании результатов измерений
строят график зависимости
выходной мощности этих сигналов
(например, fi и 2/t — f2) от
мощности сигнала ft на входе (рис. 2.8).
При превышении определенного
уровня входных сигналов
линейный рост выходных сигналов
замедляется. Если, однако,
продолжить линейную часть графика
полезного сигнала (показано
I 1 *'
\fCCI |—ГГЭ-1
гссг
ю
Исследуете Акшзащ)
f устройство спектра
■-р*5-Гн-Г®1
Рис. 2.7. 'Схема для исследования
динамического диапазона с помощью
анализатора спектра
тонкой линией),
пересечения А3
зень полезного
Координаты
то в точке
выходной уро-
сигнала равен
Рис. 2.8. График зависимости выходной
мощности полезного сигналя и комбинационных
частот второго и третьего порядков о г
уровня полезного сигнала на входе устройства
при двухсигнальнсм методе исследования
уровню составляющей третьего порядка,
этой точки однозначно характеризуют линейные свойства
каскада (или устройства), причем значение А3 на оси абсцисс соответствует,
уровню Л3вх, а на оси ординат — уровню Л3 вых. Значение Л3вых больше А3вх
на коэффициент усиления каскада, выраженный в децибелах. В пассивных цепях,
например в диодных сместителях, значение Л3 ^^ меньше Л3 вх на величину потерь
в еместителе. Зная значение Л3, можно рассчитать уровень колебаний
комбинационных частот при любых входных сигналах. В нашем случае Л3вых равно плюс
30 дБм, а А3вх — плюс 10 дБм, т. е. усиление составляет 20 дБ. Если каскад
работает при уровне выходного сигнала на X дБ ниже значения Л3вых, то
уровень комбинационных частот третьего порядка будет на ЗХ дБ ниже значения
Л3вых. Допустим, уровень выходного сигнала составляет минус 10 дБм, что на
40 дБ ниже Л3вых. Следовательно, уровень комбинационных частот третьего
порядка будет на 120 дБ ниже значения Л3вых.
Можно построить уровни комбинационных частот второго порядка, измеряя,
например, уровень сигнала 2/2 (показаны тонкой линией). Из графика видно,
что координаты точки пересечения второго порядка Л2 превышают значения
координат А3 и, .следовательно, комбинационные частоты второго порядка вносят
меньший вклад в общие издаженья, особенно при балансной схеме каскада. Од-
66
нако комбипационные-колебания второго порядка уменьшаются всего на2ХдБ
при уменьшении входного сигнала на X дБ.
Таким образом, можно сделать вывод, что для уменьшения уровня
искажений следует снижать уровни входных сигналов. Это справедливо до тех пор,
пока не начинают влиять шумы каскада (или устройства в целом), маскирующие
малые уровни сигналов. Действительно, допустим, что уровень входных сигналов
равен минус 50 дБм, что на 60 дБ меньше уровня Л3вх. Следовательно, уровень
колебаний комбинационных частот третьего порядка снизится на 180 дБ н равен
минус 170 дБм. Тем не менее эти колебания будут превышать уровень
собственных шумов приемника (—174 дБм) с полосой пропускания 1 Гц, но не будут
слышны на том же приемнике с более широкой полосой пропускания. Этот
пример показывает важность такой характеристики приемника, как динамический
диапазон.
Динамический диапазон (ДД) — это выраженное в децибелах отношение
уровня двух равных входных сигналов к уровню создаваемой ими
комбинационной помехи при условии равенства ее уровня уровню собственных шумов
приемника:
ДД = 2/3(Л3вх-Рш.вх),
где Рш вх — мощность шума на входе приемника.
Таким образом, снизу динамический диапазон ограничен шумами
приемника, сверху — пределами линейной части характеристик его каскадов.
Динамический диапазон можно рассчитать, если известны <43вх и ^ш. вх.
Приближенное значение координат точки As можно определить без
построения графика. Достаточно, постепенно увеличивая уровни двух равных входных
сигналов, найти такой их уровень, когда выходной сигнал на 3 дБ меньше
ожидаемого при линейной зависимости. Координаты точки А3 примерно на 10 дБ
превышают найденный урорень.
Динамический диапазон можно измерить непосредственно в режиме приема
однополосных или телеграфных сигналов. Регулятор громкости приемника
устанавливают на максимум, регулятор усиления по ПЧ — так, чтобы напряжение
шумов на выходе приемника было в 2—3 раза меньше номинального выходного
напряжения, регулятор усиления по ВЧ — на максимум. На вход приемника
подают два одинаковых го уровню не.модулированных колебания с амплитудой
100—500 мВ. Разность их частот должна быть 20—30 кГц, чтобы частоты помех
лежали за пределами полосы пропускания ФОС, но в полосе пропускания
входных каскадов. Находят комбинационную помеху третьего порядка (она
располагается на те же 20—30 кГц выше или ниже), а затем одновременно уменьшают
уровень обоих входных сигналов до некоторого значения Ий, при котором
уровень комбинационной помехи снизится до уровня шумов. При этом суммарное
напряжение комбинационной помехи и шумов в 1,41 раза больше напряжения
шумов. Для измерения мощности шумов выключают один из ГСС, второй
перестраивают в полосу ФОС и его уровень устанавливают таким, чтобы напряжение
сигнала на выходе в 1,41 раза превышало напряжение шумов приемника 1)т
при выключенных ГСС. При этом мощность сигнала ГСС на входе приемника
соответствует мощности шума. Зная Uc и Um, подсчитывают мощность сигнала
и шума: Рс= ^/Я„, или Рс(дБч) = 10 lg Рс(мВт). Тогда ДД = Рс(дБм)-
"ш(дБм)"
Рассмотрим пример: £/с = 7 • 10~3 В; 1УШ = 5 • 10~' В; Явх = 50 Ом.
Рс = (7'g°"3)2 = Ю-"' Вт = Ю-* мВт; Рс(дБм) = 101g Ю-з = _30 дБм; Рш=
= (5 ' '°~7)2 = 5 . Ю-" Вт = 5- ю-" мвт; Рш(дБм) = 10 lg5 - 10-i2=-113 дБм;
ДД = —30 — (—113) = 83 дБ.
ДД лучших современных приемников достигает 100—120 дБ. что дает
возможность принимать полезный сигнал при уровнях помех, превышающих его
в 105- 10е раз.
3*
67
Для характеристики приемника, работающего в условиях, когда помеха
по уровню намного превосходит принимаемый сигнал, применяют понятие о д -
носигнального динамического диапазона. Его
измеряют двухсигнальным методом, но при этом уровень сигнала одного из ГСС
устанавливают равным какой-либо средней величине входных сигналов приемника,
например 50 мкВ. После этого увеличивают сигнал второго ГСС до тех пор, пока
рыходной уровень сигнала от первого ГСС не уменьшится на 3 дБ. Отношение
уровня сигнала второго ГСС на входе приемника к урорню собственных шумов
приемника, выраженное в децибелах, и будет соответствовать значению одно-
сигнального динамического диапазона. Односнгнальный ДД на 20—?0 дБ
больше двухсигнального. Односнгнальный ДД лучше характеризует работу
приемника для любительской радиосвязи в реальных условиях, так как позволяет
оценить максимальный уровень помех, незначительно ухудшающих прием. Этот
параметр показывает устойчивость приемника к явлениям «забития» и
перекрестной 'модуляции.
При расчете и налаживании приемника его каскады должны быть
согласованы по максимальному допустимому уровню сигналов таким образом, чтобы
значение i43BbIX первого каскада было больше или равно значению й3вх второго
каскада, и т. д. ДД приемника в целом ограничивается динамическим диапазоном
того из каскадов, стоящих перед ФОС, у которого этот диапазон минимален.
В наиболее сложных условиях обычно работает первый смеситель приемника.
С одной стороны, он имеет сравнительно высокий уровень собственных шумов,
суммирующийся с усиленными шумами со входа приемника и от гетеродина,
а с другой,— на него подаются усиленные входные сигналы и усиленные помехи.
Поэтому в настоящее время для увеличения ДД применяют двойные балансные
смесители высокого уровня, характеризующиеся высокими значениями Л3вх
(плюс 25—30 дБм). ?
Для снижения уровня шумов следует применять на входе приемника мало-
шумящие устройства, выполнять согласование с цепью антенны и коэффициеьт
усиления входных каскадов должен быть достаточным, поскольку увеличение
коэффициента усиления уменьшает «шумовой вклад» следующих за первым
каскадов [сч. формулу (2.8)]. Однако рост усиления приводит к повышению уровня
помех, поступающих па последующие каскады приемника, и перегрузке
смесителя. Поэтому разработчики стремятся конструировать приемник без УРЧ.
При этом всегда возникает вопрос: возможно ли при данном коэффициенте шума
смесителя получить заданную чувствительность без УРЧ? Для ответа на этот
вопрос рассмотрим следующий пример.
Типичный активный смеситель имеет коэффициент шума Ш = 20 дБ,
коэффициент передачи (преобразования) G = +3 дБ (G = 2) и уровень А3 вых= 0 дБм.
Сигнал, соответствующий шумовому порогу смесителя, при полосе пропускания
П = 3 кГц (что соответствует + 35 дБ по отношению к /7 — 1 Гц)
Рш = —174 дБм + (коэффициент шума, дБ) + (относительная
полоса пропускания, дБ) = —174 + 20 + 35 — — 119 дБм.!
Мощность, соответствующая чувствительности (по определению на 10 дБ
больше), равна — 109 дБм, чго соответствует напряжению 1,6 мкВ на входном
сопротивлении приемника 50 Ом. Очевидно, что такая чувствительность
достаточна для работы в диапазонах 40, 80 и 160 v, но в более высокочастотных
диапазонах чувствительность будет недостаточной для приема сигналов, уровень
которых сравним с шумами эфира (см. рис. 2.3). Так, в диапазоне 10 м
необходима чувствительность не хуже 0,4 мкВ.
Определим динамический диапазон приемника без УРЧ:
ДД = 2/3 (Л3 вх - Рш)= 2/3 [-3- (-119)] =77,3 дБ,
где Лзвх=лЗвы*-° = 0-3 = -3 ДБм.
Повысить чувствительность до требуемой величины можно, применив
смеситель с меньшим коэффициентом шума или включив перед смесителем УРЧ.
Выбираем второй способ. Применим УРЧ со следующими параметрами: Шурч =
— 6 дБ (Шурч = 4), GyP4 — -f-20 дБ (усиление в 100 раз по мощности), облада-
68
ющий хорошими линейными свойствами (Л3вых =+5 дБм). Последнее означает,
что Л3 вых УРЧ больше Л3 8Х смесителя (—3 дБм), т. е. УРЧ не вносит
комбинационных помех при уровнях сигнала и помех, укладывающихся в динамический
диапазон смесителя. Определим совместный коэффициент шума УРЧ и смесителя
,,, ,,, , шсм—1 . , 100— 1 лпа _ R
Ы=Ыурч + ^^Г=4 + -ж- = 4,99 = 7дБ.
Шумовой порог
Рш = —174 дБм + 7 дБ + 35 дБ = —132 дБм.
Чувствительность — 132 дБм + 10 дБ = —122 дБм, что соответствует
напряжению 0,36 мкВ при RBX — 50 Ом. Как видим, благодаря применению
УРЧ с коэффициентом усиления по напряжению 10 чувствительность
увеличилась в 4.4 раза. Определим динамический диапазон приемника с УРЧ. Для
этого вначале определим значение Л3 вх приемника. Казалось бы, что его следует
определить как для УРЧ по формуле (Л3вх = Л3вых— G). Однако это не так.
Дело в том, что Л3 вых УРЧ больше, чем Л3 вх смесителя, и, следовательно,
допустимый уровень сигналов на выходе УРЧ выше, чем допустимый уровень
входных сигналов смесителя. Для предотвращения перегрузки смесителя следует
учитывать Л3вх, а не А3вых УРЧ. Поэтому Л3 вх приемника следует определять как
Аъ вхурч = Лз вх.ш - °урч = -3 ДБм - 20 дБ = -23 дБм.
Тогда динамический диапазон
ДД = 2/3 [—23 — (—132)] = 72,7 дБ.
Как видно, увеличив чувствительность за счет применения УРЧ, уменьшили
ДД приемника: произошел «обмен» части динамического диапазона на прирост
чувстсительности Приведенный пример показывает, что при разработке
приемника необходимо четко определить требуемую чувствительность и минимальное
усиление каскадов УРЧ для достижения этой чувствительности. Завышение
усиления неизбежно приведет к уменьшению ДД, т. е. к снижению реальной
избирательности.
На практике встречаются случаи, когда регулировкой усиления по ПЧ и НЧ
в приемнике ие удается выделить слабый сигнал из шумов, т. е. сделать эфир
более «прозрачным». Это означает, что один из первых каскадов приемника
(чаще вгего первый смеситель) перегружен большими уровнями помех за счет
избыточного усиления предшествующих каскадов. В этом случае следует повысить
избирательность входных цепей, ввести регулировку усиления в УРЧ или
включить на входе приемника аттенюатор, величина затухания в котором
устанавливается таким образом, чтобы самый мощный сигнал или помеха укладывались
в пределы ДД приемника. Аттенюатор позволяет согласовать ДД приемника
с диапазоном амплитуд сш налов, поступающих из антенны, не нарушая (в отли-
ч те от обычных способов регулировки) выбранных из условия максимальной
линейности режимов работы активных элементов.
Выше мы рассмотрели динамический диапазон по соседнему каналу, когда
помеха находится вне полосы пропускания ФОС приемника, а величина
затухания на частоту помехи достаточна для ослабления ниже уровня шумов. Если
ФОС имеет недостаточное затухание в полосе задерживания, возможны
комбинационные помехи, «забитие» или перекрестная модуляция в тракте ПЧ или в
детекторе. Современные высококачественные фильтры имеют затухание в полосе
задерживания свыше 100 дБ и коэффициент прямоугольиости по уровням минус 6
и'минус 80 дБ лучше 1,5. В правильно сконструированном приемнике затухание
ФОС за пределами полосы пропускания должно быть равно значению одно-
сигнального ДД приемника. Увеличение одной из этих величин без увеличения
другой практически бесполезно. Если улучшить затухание ФОС за пределами
его полосы пропускания, то из-за ограниченности ДД комбинационные помехи,
попадающие в полосу пропускания ФОС, не позволят реализовать его
дополнительную избирательность. С другой стороны, если увеличить только ДД, то
реальная избирательность будет ограничена величиной затухания ФОС за пре«
69
делами полосы пропускания. Далее, суммарный коэффициент усиления УПЧ
должен быть меньше ослабления ФОС за пределами полосы пропускания, иначе
сильные внеполосные сигналы усилятся вместе со слабыми полезными и
создадут помеху приему.
В тракте ПЧ после ФОС необходима дополнительная избирательность
(хотя бы простые полосовые фильтры), позволяющая, во-первых, дополнительно
повысить суммарную избирательность, а во-вторых, снизить мощность шумов,
генерируемых в УПЧ и поступающих на вход де1ектора, за счет сужения полосы
самого УПЧ. Если применяемый усилитель низкой частоты имеет большей
коэффициент усиления, для снижения его шумов следует применять меры для
ограничения полосы пропускания его каскадов в соответствии со спектром
принимаемых сигналов.
Для оценки линейных свойств каскадов, следующих за ФОС, используют
понятие динамического диапазона по основному к а -
Рис. 2.9. Диаграмма уровней сигнала и шума в тракте
радиоприемника
налу. ДД по основному каналу определяется характеристиками нелинейности
последнего каскада УПЧ или УНЧ и шумами, в том числе фоном переменного
тока в УНЧ. Верхний предел ДД по основному каналу, помимо двухеигнальнего
метода (когда оба сигнала лежат в полосе ФОС), можно определить однесигналь-
ным методом, исходя из допустимого сжатия амплитуды сигнала или
коэффициента нелинейных искажений в УНЧ. ДД по основному каналу можно расширить
при приеме сильных сигналов путем ручной регулировки или АРУ. Однако
при приеме слабого сигнала на фоне сильной помехи, попадающей в полосу
пропускания ФОС, действие АРУ может привести к уменьшению уровня слабого
сигнала ниже уровня шумов.
Тенденция снижения уровня сигналов, подаваемых на первый смеситель
приемника, а также применение малошумящих смесителей требуют, чтобы УПЧ
также был высокочувствительным и мзлошумящнм. При расчетах шумов и ДД
приемников удобно пользоваться мощностью, выраженной в дБм, поскольку при
этом нет необходимости учитывать входные и выходные сопротивления каскадов.
При конструировании реальной схемы эгп сопротивления должны быть учтены
и согласованы между собой. Для унификации каскадов и замены их без
дополнительного согласования сопротивлений, стремятся свести входные и выходные
сопротивления каждого из каскадов к одной величине, например 50 Ом. При этом
можно разносить каскады в пространстве, соединяя их кежду собой
коаксиальными кабелями.
При разработке функциональной схемы приемника вначале строят
диаграмму уровней сигналов и шумов на входе и выходе каскадов приемника
(рис. 2.9). При этом задаются выходной мощностью (в нашем случае 1 Вт или
т 30 дБм) и мощностью на входе приемника, соответствующей заданной
чувствительности, исходя из диапазона частот и полосы пропускания приемника
70
(—130 дБм). Эти два точки соединяют ломаной линией, ординаты концов
каждого отрезка которой указывают абсолютный уровень мощности на входе и
выходе каскада, а их разность — усиление или затухание в каскаде.
Так, преселектор приемника дает ослабление 2 дБ, УРЧ — усиление 20 дБ,
смеснтеть — усиление 10 дБ, ФОС — ослабление б дБ и т. д. При построении
диаграммы уровнгй необходимо определить коэффициент передачи каждого
каскада и оценить возможность его реализации с помощью имеющихся элементов
схемы (ламп, транзисторов, фильтров и т. п.). На этом этапе определяют
допустимый коэффициент шума входных каскадов приемника (УРЧ н См), первых
каскадов УПЧ, а загем строят диаграмму уровня шума при максимальном
усилении приемника. Очгвидно, при заданной чувствительности уровень сигнала
на выходе приемника превышает уровень шума на 10 дБ (по определению).
При идеальном приемнике, не вносящем собственных шумов, это же соотношение
сигнал/шум было бы и на входе приемника. В реальном приемнике соотношение
сигнал/шум на входе больше на величину коэффициента шума (выраженного
в децибелах). Это видно из диаграммы уровней. Аналогично соотношение
сигнал/шум на входе каждого из каскадов несколько выше, чем на выходе.
Следует обратить внимание на то, что уровень шума после полосовых
фильтров снижается на большую величину, чем ослабление сигналов в фильтре.
Дополнительное ослабление шума связано с сужением полосы пропускания.
Собствен ы i коэффициентом шума фильтра можно пренебречь, поскольку шум
создает юлько активные сопротивления, величина которых в фильтре мала.
К внеполосным кача.шм. приема супер1етеродинного приемника относятся
каналы приема на зеркальной и промежуточной частотах, а также за счет
преобразования на гармониках и субгармониках частоты колебаний гетеродина, т. е.
прием на частотах т[г ± и/пр, где т, п — 1,2, 3, ... В приемниках, имеющих
несколько гетеродинэз, внеполосных каналов приема может быть еще больше.
Поэтому к их гетерэднча\! предъявляются треботания спектральной чистоты
колебаний.
Обнаружение внеполосных каналов приема производят в режиме ОМ или
ТЛГ. Измерение подавления зеркальной помехи обычно осуществляют на
высокочастотных диапазонах, где шире полоса пропускания входных каскадов
приемника и, следова'.ельно, ослабление зеркальной помехи минимально.
Подавление зеркальной помехи определяется как отношение чувствителыюстей
приемника к помехе и к полезному сигналу и вырзжается в децибелах. Например,
если чувствительность приемника 0,5 мкВ, а зеркальная помеха с уровнем 1 мВ
создает такой же сигнал на выходе, то подавление зеркальной помехи составля-
ляет 2000 раз или 66 дБ. Для проверки ослабления сигналов промежуточной
частоты приемник настраивается на частоту, ближайшую к промежуточной.
Для обнаружения других внеполосных каналов необходимо провести
измерения на нескольких частотах каждого диапазона с шагом 20—50 кГц, но на
практике обычно ограничиваются тем, что измерения проводят при настройке
приемника на одну (среднюю) частоту каждого диапазона, Уровень сигнала ГСС
устанавливают на 70—90 дБ (эта величина зависит от ДД приемника и не должна
выходить за ее пределы) выше чувствительности приемника, частоту ГСС
изменяют от самых низких частот до 35—40 МГц и определяют относительное
ослабление чувствительности во внеполосных каналах приемника. Следует также
проверить ослабление чувствительности приемника к частотам первых
телевизионных каналов, особенно в городской местности, где возможны мощные
телевизионные сигналы на этих частотах. При измерениях следует учесть, что колебания
ГСС могут содержать заметный процент гармоник, прием которых не является
внеполосным.
В приемниках с несколькими гетеродинами вследствие взаимодействия их
колебаний на нелинейных элементах на некоторых частотах слышны
интерференционные свисты, которые обнаруживаются при перестройке приемника по
диапазонам (без антенны). Найдя такую пораженную интерференционным
свистом точку, регулятором усиления устанавливают номинальное выходное
напряжение, немного расстраивают приемник до исчезновения помехи, настраивают
ГСС на частоту приемника и, не трогая регуляторов усиления, устанавливают
уровень сигнала ГСС таким, чтобы на выходе приемника получить
номинальный сигнал. Так измеряется уровень внутренней помехи, приведенный ко входу
приемника.
71
Полоса пропускания оценивается по промежуточной и низкой частоте.
Полоса пропускания по промежуточной частоте зависит от принимаемого сигнала
и должна соответствовать ширине спектра этого сигнала. При приеме
однополосных сигналов полоса пропускания должна быть 3 кГц, при наличии сильных
помех полосу пропускания следует сузить до 2—2,5 кГц. При приеме телеграфных
сигналов полоса пропускания устанавливается в зависимости от скорости
манипуляции, стабильности частоты принимаемого передатчика и от уровня
взаимных помех радиостанций и составляет от 300 Гц до 1 кГц. Телеграфные сигналы
в приемниках, рассчитанных на прием однополосных сигналов и имеющих одну
фиксированную полосу пропускания по промежуточной частоте, равную 3 кГц,
можно выделять с помощью низкочастотного узкополосного фильтра.
Стабильность частоты настройки, или скорость ухода частоты,—
характеристика, показывающая, как изменяется частота настройки во времени,
например в результате прогрева приемника. Измеряется отношением ухода
частоты в единицу времени, например Гц/ч. Приемлемой считается стабильиссть
не хуже 500 Гц/ч после 30-минутного прогрева приемника после включения
Цена деления шкалы приемника (точность калибровки) показывает точность
отсчета частоты по шкале. Современный высококачественный любительский
приемник должен обеспечивать отсчет частоты с точностью не хуже 1 кГц.
Плавность настройки приемника определяет удобство работы с
приемником и показывает изменение настройки приемника при повороте основной ручки
настройки на один оборот. Для удобства работы плавность настройки должна
быть в пределах 10—15 кГц/об.
Характеристика автоматической регулировки усиления (АРУ)
показывает отношение изменения уровня сигнала на выходе приемника к изменению
уровня сигнала на входе. Например, при изменении уровня сигнала на входе
в 104 раз сигнал на выходе изменяется в два раза. Кроме того, АРУ
характеризуется скоростью работы (временем заряда и разряда цепей АРУ). Желательно,
чтобы время заряда цепей АРУ было минимальным (десятки и сотни
микросекунд). Это предотвращает «всплески» сигнала иа выходе приемника при
появлении сильного сигнала на входе приемника. Время разряда зависит от характера
принимаемого сигнала и скорости изменения его уровня в результате замираний.
Обычно время разряда от 0,1 до 10 с.
Выходная мощность приемника и коэффициент нелинейных искажений.
Выходная мощность связных KB приемников обычно не превышает 1—3 Вт,
так как приемник работает либо на головные телефоны, либо на
громкоговоритель небольшой мощности. Допустимый коэффициент нелинейных искажений
равен 3—5 %, поскольку к связным приемникам не предъявляют требования
высококачественного воспроизведения сигнала, а важно сохранять его
разборчивость
Кроме перечисленных, имеются и другие харгктеристики, позволяющие
оценивать эксплуатационные качества приемника, например, потребляемая
мощность, габаритные размеры, масса, стоимость и т. Д.
3. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
СУПЕРГЕТЕРОДИННЫХ ПРИЕМНИКОВ
Для улучшения избирательности по зеркальному каналу необходимо
повышать промежуточную частоту. Однако с ее повышением усложняется
основная селекция сигнала. Поэтому применяют двойное или тройное преобразование
частоты в приемнике. Структурная схема супергетеродинного приемника с
двойным преобразованием частоты показана иа рис. 2.10, а. Относительно высокгя
первая промежуточная частота обеспечивает достаточное подавление
зеркальной помехи, а основная селекция обычно осуществляется на низшей
промежуточной частоте.
Первую промежуточную частоту выбирают в пределах от 1,6 до 10 МГц,
вторую — от 50 до 500 кГц. Промежуточная частота не должна лежать в
принимаемом диапазоне. Соотношение первой и второй промежуточных частот
выбирают не более 10—20, иначе трудно ослабить зеркальный канал приема по
второй промежуточной частоте. Первую ПЧ выбирают так, чтебы гармоники
второго гетеродина, а также комбинации частот первого и второго гетеродинов
72
не попали в принимаемые диапазоны. В широкодиапазонном приемнике это
выполнить трудно, но в приемниках на любительские, сравнительно узкие диага-
зоны, вполне возможно. Если частота второго гетеродина переменная в
небольших пределах (например, ± 5 кГц), то возникает возможность калиброванной
подстройки частоты приема, причем калибровка не зависит от диапазона, в
котором работает приемник.
У многих связных KB приемников с двойным преобразованием частота
колебаний первого гетеродина стабилизируется кварцевыми резонаторами.
Тогда частота второго гетеродина и первая ПЧ должны быть переменными. Та-
13
flpecemmops См1 ФПЧ1 УПЧ1 См2 ФОС УПЧ2
Ое-»
ос
•» ot' «.
чт
т
Лреселектор,
Of
У
i
УРЧ
>
1
оо
АД
СМ1
*tt
\
а
ФОС
f-x*
УПЧ
>
с
етеродш
-45-
/
См2
I—TflF
ФНЧ1
УРЧ ЗОМГи Cut
- >-
гетерйш Генератор *W#
1МШ щтш/t <Ш!
п
-©-
т— <жг
Т/я/П ГЦ/П '
/2
7 U
Рис. 2.10. Структурная схема супергетеродинного приемника:
а— с двойным преобразованием частоты; 6— с одинарным преобразованием в трак»
те принимаемого сигнала и преобразованием частоты гетеродина; в — с электронным
переключением диапазонов и компенсацией нестабильности первого гетеродина
кое построение приемника имеет как положительные, так и отрицательные сто-
роны. С одной стороны, повышается стабильность более высокочастотного
гетеродина, и можно использовать одну шкалу на всех диапазонах, что позволяет
выполнить ее более точной и облегчает калибровку приемника. С другой
стороны, трудно обеспечить защиту от паразитного приема на переменной ПЧ. Кроме
того, необходимо выбрать пределы изменения первой ПЧ так, чтобы они были
достаточно удалены по частоте от любительских диапазонов и не совпадали
с вещательными. Например, выбор переменной ПЧ в пределах от 6 до 6,5 МГц
нельзя считать удачным: эти частоты слишком близки к диапазону 7 МГц, и
входные контуры иа этом диапазоне не могут обеспечить достаточное ослабление
сигналов первой ПЧ. Кроме того, в пределы такой ПЧ попадают мощные
вещательные станции 49-метрового диапазона. Поэтому в любительских KB
приемниках переменную первую ПЧ обычно выбирают в диапазонах 2—3, 4,5—5,5 или
8,5—9,5 МГц. Первая ПЧ изменяется в пределах 200—500 кГц. Диапазон
28 МГц, как более широкий, перекрывается несколькими поддиапазонами
(28—28,5; 28,5—29; 29-29,5 МГц).
73
Частота
принимаемого
диапазона
fv МГц
5 я
^2
ело
ычи
SI5
го s
я =г
КЗ С—
%■&
8 5
£ to
S8
С у
Частота, МГц
гетеродина fs
гпд и
о га
и &
о о
а а
а. а>
-а в
Шкала
Основная селекция в приемниках с двойным преобразованием частоты
осуществляется на второй, более низкой ПЧ, вследствие чего каскады первой ПЧ,
и особенно второй преобразователь, более подвержены комбинационным
помехам. Поэтому не следует добиваться большого усиления от каскадов,
предшествующих ФОС. Усиление должно быть таким, чтобы компенсировать потерн в
фильтрах и поддерживать отношение сигнал/шум на заданном уровне.
Применяя ВЧ кварцевые фильтры, можйо обеспечить необходимую избирательность
по соседнему каналу непосредственно на высокой ПЧ. Таким образом, отпадает
необходимость в двойном преобразовании частоты. В приемнгках на
любительские KB диапазоны чаще всего используют ВЧ кварцевые фильтры на частоты
5 или 9 МГц.
Таг>мцп 2 Приемники с одним
преобразованием
частоты меньше подвержены
комбинационным и
перекрестным помехам,имеют
меньше внеполосных ка-
налоз приема и
внутренних интерференционных
свистов. Для сохранения
одной шкалы настройки
на всех любительских
диапазонах поступают
следующим образом.
Генератор плавного
диапазона (ГПД) должен
работать в узких пределах,
одинаковых для всех KB
диапазонов. Его
колебания путем смешения с
колебаниями кварцевого
гетеродина переносятся
на необходимую частоту,
отфильтровываются и
подаются на смеситель
приемника. Необходимо
особое внимание обратить
на спектральную чистоту
полученного таким
образом колебания, иначе
упадет
помехозащищенность приема.
Структурная схема приемника с промежуточной частотой 9 МГц показана
на рис. 2.10, б. В табл. 2 приведены частоты колебаний гетеродинов на
любительских диапазонах от 80 до 10 м.
Перспективной является схема супергетеродинного приемника с
преобразованием частоты «вверх» (рис. 2.10, в), когда первая промежуточная частота
выше диапазона принимаемых частот (например, 40 МГц). Если диапазон
принимаемых частот от 3 до 30 МГц, то частота гетеродина должна изменяться от
43 до 70 МГц, а диапазон частот зеркальных помех составит 83—ПО МГц. Это
позволяет простыми средствами (например, ФНЧ с частотой среза около 30 МГц)
полностью устранить зеркальную помеху и отказаться от перестраиваемых
избирательных контуров на входе (при большом динамическом диапазоне
приемника). В таком приемнике применяют гетеродин, работающий на сравнительно
высокой частоте, что усложняет получение высокой стабильности. Кроме того, на
высокой промежуточной частоте следует применять высококачественный
(желательно узкополосный) фильтр, иначе возможно появление зеркальной помехи
при втором преобразовании частоты «вниз», так как эта часть приемника
аналогична схеме обычного супергетеродинного приемника. Кварцевые фильтры
с полосой 3—10 кГц на частоту 40 МГц и выше разработаны и выпускаются
промышленностью.
Для коротковолновиков представляет интерес схема KB приемника с пре-
3,5—4
7—7,5
14—14,5
21—21.5
28—28,5
28.5 -2Э
29—29,5
3,5—4
7—7,5
14—14,5
21—21,5
28—28.5
28.5—29
29—29,5
+
+
+
1
т
-X-
+
+
+
—
—
—
9
9
9
9
9
9
9
9
9
9
9
9
9
9
12.5—13
16—16.5
5—5.5
30—30,5
37-37.5
37,5—38
38—38,5
5,5-5
16—16,5
23-23,5
12—12,5
19-19,5
19,5—20
20—20,5
5-5.5
5-5.5
5-5,5
5-5.5
5—5.5
5—5.5
5-5.5
5-5,5
5-5,5
5-5.5
5-5,5
5—5,5
5-5,5
5-5,5
7.5
11
—
25
32
32,5
33
—
21,5
28.5
17.5
24.5
25
25.5
Прямая*
»
»
»
»
»
»
Обратная
»
»
»
»
»
»
* Если принимаемая частота с повышением частоты ГПД
повышается; обратная шкала, если частота принимаемого
сигнала понижается.
74
образованием «вверх», в которой на первой ПЧ(40МГц) применяют LC-$hл ьтр
сосредоточенной селекции и высокочастотный ГПД (рис. 2.10, е), причем
остроумно решена проблема снижения его нестабильности. Диапазон принимаемых
частот от 1 до 30 МГц. Приемник имеет 29 диапазонов шириной 1 МГц каждый.
Входное устройство содержит ступенчатый аттенюатор с ослаблением от 0 до
40 дБ и перестраиваемый однокаскадный УРЧ с тремя диапазонами: 1—3, 3—
10, Ю—30 МГц. Все смесители кольцевого типа выполнены на
полупроводниковых диодах. На выходе первого смесителя включен полосовой фильтр Ф0С1
со средней частотой 40 МГц н полосой пропускания 1,3 МГц. На смеситель См1
поданы также колебания гетеродина Г1, который в приемнике выполняет роль
переключателя диапазонов. Приемник содержит кварцевый генератор на ШГц
и генератор гармоник этой частоты. Спектр гармоник частоты I МГц через ФНЧ2
с частотой среза 35 МГц подается на вход смесителя См 2, на другой вход которого
подаются колебания от гетеродина П. На выходе См2 включен ФОС2 со средней
частотой 36,5 МГц и полосой пропускания 0,3 МГц. С выходов фильтров ФСС/
и ФОС2 сигналы подаются на смеситель СмЗ. После СмЗ схема представляет
собой обычный приемник с диапазоном от 3 до 4 МГц.
Рассмотрим работу этой схемы. Чтобы выбрать диапазон 14—15 МГц,
частоту П устанавливаем равной 54,5 МГц (сумма средней чгстоты диапазона
14,5 МГц и промежуточной частоты 40 МГц). Разность частот принимаемого
сигнала, например, 14,2 МГц, и колебаний Г1 после смесителя См1 составляет
40.3 МГц. Сигнал с этой частотой проходит через Ф0С1 и подается на СмЗ.
Частота колебаний П (54,5 МГц) и сетка гармоник частоты 1 МГц (от 1 до 35 МГц)
подаются на См2, после которого Ф0С2 выделяет колебания, частота которых
равна разности между частотой Г1 и соответствующей гармоникой частоты 1 МГц
(в нашем случае 18-й, так как 54,5—36,5= 18 МГц). После Ф0С2 сигнал
с частотой 36,5 МГц подается на СмЗ, куда поступает также сигнал 40,3 МГц
после Ф0С1. На выходе СмЗ образуются колебания с разностной частотой:
40,3—36,5 = 3,8 МГц, которые соответствуют сигналу принимаемой чгстоты
14,2 МГц.
Предположим, что частота колебаний Г) самопроизвольно повысилась на
100 кГц и стала равной 54,6 МГц. После См1 образуются колебания с частотой
40.4 МГц, после См2 — колебания с частотой 36,6 МГц, а после СмЗ — вновь
с частотой 3,8 МГц, т. е. нестабильность частоты Г1 скомпеясировалась. Уход
частоты колебаний гетеродина может достигать ± 150 кГц без ухудшения работы
приемника (уход определяется шириной полосы фильтра Ф0С2).
Построение подобного приемника целиком или же части его в виде
конвертера, предшествующего основному приемнику с диапазоном 3—4 либо 2—3 МГц
(в последнем случае Ф0С2 должен иметь частоту 37,5 МГц), представляет
интересную задачу для радиолюбителя [16].
4. КАСКАДЫ KB ПРИЕМНИКОВ
В настоящее время любительские KB приемники конструируют на
транзисторах. Все чаще применяют интегральные схемы, позволяющие повысить
надежность приемников, уменьшить 'их габаритные размеры, массу и
потребляемую мощность. Ниже приведены типовые примеры построения каскадов
современных приемников.
Преселекторы и усилители радиочастоты. К преселектору любого приемника
предъявляются требования необходимого ослабления на побочных каналах
приема (т. е. на зеркальной, промежуточной и других частотах, отличающихся от
принимаемой) прги ^минимальном ослаблении полезного сигнала, поступающего
из антенны. Чем меньше отношение-промежуточной частоты к принимаемой, тем
выше должна быть избирательность преселектора. Применение преселектороа
целесообразно и в любительских приемниках с преобразованием частоты вверх,
так как повышение избирательности на входе приемника эквивалентно
увеличению динамического диапазона, поскольку при этом снижаются уровни помех
в тракте усилителя радиочастоты и на входе смесителя.
Преселектор обычно выполняет также функцию согласования входного
сопротивления преселектора с волновым сопротивлением фидера приемной
антенны. Равенство этих сопротивлений обеспечивает максимальную передачу
высокочастотной энергии на вход первого каскада приемника. От качестра согласо-
75
вания зависят чувствительность и, в определенной мере, избирательность приеъ
ника. В KB приемниках, построенных на современной элементной базе, полущ
нис необходимой чувствительности ке вызывает особых трудностей и поэтом
главное внимание уделяют повышению избирательности.
Схема трехконтурного преселектора с внутрииндуктивной связью изобрг-
жена на рис. 2.11, а. Величина связи между контурами и, следовательно, полос»
пропускания преселектора определяются отношением величины индуктивное^
катушек связи М к величине индуктивности контуров (L -\- М). Соотношение
емкостей конденсаторов определяет входное и выходное сопротивления
преселектора.
При высоком уровне помех в качестве преселектора иногда применяют
кварцевые фильтры с полосой пропускания 10—50 кГц, включаемые на входе прием-
^Ксхеме РУ
Рис. 2.11. Схема преселектора:
а—трехконтурная с внутрииндуктивной связью; 6—двухконтурная на
спиральных резонаторах; в— трехконтурная с внсшнеемкостной связью и УРЧ на
полевом транзисторе
ника. Однако эти фильтры не перестраиваемые по частоте. Для работы в
различных участках диапазона применяют несколько фильтров (см. гл. 1).
Перестраиваемый преселектор с высокой избирательностью можно выполнить на
спиральных резонаторах, которые представляют собой полые металлические
цилиндры или прямоугольные коробки, внутри которых на равных расстояниях
от стенок размещены катушки индуктивности (рис. 2.11, б). Внутренняя
поверхность цилиндров или коробок должна иметь хорошую проводимость на высоких
частотах, поэтому ее делают возможно более гладкой и серебрят.
Спиральные резонаторы обладают добротностью до нескольких тысяч, что
позволяет получить относительную полосу пропускания до 1 кГц на мегагерц,
например 14 кГц на частоте 14 МГц [10]. Связь между контурами регулируется
либо за счет величины отверстия в экране между секциями фильтра, либо путем
изменения емкостной или индуктивной связи. Недостаток спиральных пресе-
лекторов — значительные размеры, увеличивающиеся с понижением частоты.
Основные функции усилителя радиочастоты состоят в усилении
принимаемого сигнала до уровня, превышающего уровень шумов смесителя на заданную
величину, в обеспечении дополнительной (к избирательности преселектора)
избирательности по зеркальному и другим побочным каналам приема и в
предотвращении излучения колебаний гетеродина через приемную антенну.
Уровень шумов УРЧ в наибольшей мере определяет уровень шумов и,
следовательно,, чувствительность приемника. Поэтому все элементы УРЧ и в особен-
76
docTn лампы и транзисторы выбирают с учетом их шумовых параметров.
Граничные частоты транзисторов УРЧ должны быть по крайней мере в 3—5 раз
зыше рабочей частоты. Для увеличения устойчивого коэффициента усиления
желательно, чтобы отношение параметров транзисторов #2i'#i2 было по
возможности большим. Ток коллектора в рабочей точке не рекомендуется выбирать
меньше 0,5—1 мА, так как при этом сильно сказывается зависимость параметров
транзистора от температуры и значительно уменьшается крутизна транзистора
(характеристика прямой передачи i/2i)-
Типичная схема преселектора и УРЧ на полевом транзисторе с изолирован-
аым затвором, имеющим высокое входное сопротивление и не оказывающим
шунтирующего влияния на контур преселектора (емкость затвора входит в
емкость последнего контура преселектора), показана на рис 2.11, е. Настройка
преселектора осуществляется строенным конденсатором переменной емкости.
Стабилитрон VD типа КС162А обеспечивает защиту транзистора от пробоя
высоковольтным статическим потенциалом в цепи затвора, возникающим в
результате всевозможных наводок.
В схемах УРЧ можно применять полевые транзисторы с двумя затворами
(например, КП350). В этом случае напряжение регулировки усиления (РУ)
подается на второй затвор. В УРЧ современных приемников все чаще применяют
низкошумящие усилительные элементы с линейными характеристиками при
больших уровнях входных сигналов, например, биполярные и полевые транзисторы
средней и большое мощности с гргчнчными частотами, равными сотням
мегагерц, что обеспечивает равномерность усиления и стабильность усилителя во
всем коротковолновом диапазоне. Более того, для «удлинения» линейной части
характеристик часто применяют двухтактные схемы УРЧ подобно тому, как это
делают на низких частотах.
Схемы УРЧ на мощных полевых и биполярных транзисторах показаны иа
рис. 2.12, а. Баланс плеч достигается строго симметричным выполнением
обмоток широкополосных трансформаторов 77 и 72, а также балансировкой
транзисторов по постоянному току. Трансформаторы 77 и Т2 согласуют входное и
выходное сопротивления УРЧ с сопротивлениями преселектора и смесителя.
Схема рис. 2.12, б собрана на двух мощных транзисторах УКВ диапазона,
которая, как схема рис. 2.12, а, работая в режиме с большим начальным током,
имеет глубокую обратную связь по току и напряжению. Благодаря этому ее
линейность лучше, чем линейность многих ламповых схем.
Двухтактная схема ослабляет колебания комбинационных частот второго
порядка до 40 дБ по сравнению с однотактной. Коэффициент усиления зависит
от глубины обратной связи и в данной схеме равен 12 дБ. В схеме используются
две цепи обратной связи: обратная связь за счет эмиттерных резисторов 6,8 Ом
и за счет резисторов в цепи баз 330 Ом. Поскольку обратные связи измениют
входное и выходное сопротивления усилителя на разных частотах, введена
еще трансформаторная отрицательная обратная связь. Все обмотки
трансформатора каждого транзистора намотаны на одном сердечнике. Входное и выходное
сопротивления данного усилителя равны 50 Ом в диапазоне от 100 кГц до
200 МГц. Характеристики такого УРЧ: при двух входных сигналах
амплитудой 20 мВ каждый и коэффициенте усиления 12 дБ уровень искажений второго
порядка равен — 105 дБ, а третьего порядка — 100 дБ. Для сравнения: одно-
тактная схема обеспечивает уровень искажений второго порядка — 65 дБ
[12J. Транзисторы 2N5109 можно заменить отечественными транзисторами
КТ911А.
Схема однотактного широкополосного УРЧ с большим динамическим
диапазоном показана на рис. 2.12, в. В схеме имеются две обратные связи, глубина
которых определяется соотношением числа витков обмоток трансформаторов
77 и 72. Обратная связь через трансформатор 72 линеаризует входную, эксго-
ненциальную по виду характеристику транзистора, уменьшает влияние
сопротивления нагрузки на коэффициент усиления и увеличивает входное
сопротивление транзистора. Обратная связь через трансформатор Т1 действует в проти-
вофазе с первой и понижает входное сопротивление транзистора, уменьшая тем
самым отрицательное влияние динамической емкости коллектор—база на
линейность проходной характеристики транзистора. Вместе с тем обратные связи
этого типа практически не увеличивают коэффициент шума каскада. Точка /43вых
такого усилителя соответстг.ует + 70 дБм.
77
o+40B
I 27
| *W Выход
-"По Ом
500м
Выход
/ъ-Т11 "Я Он
В последнее время
все более популярна ком-
мутация избирательных
цепей УРЧ с помощью
диодоз. Многочисленные
измерения показали, что
коммутирующие диоды
существенно уменьшают
динамический диапазон
приемника, искажая
сигнал сверху даже при
больших смещающих
токах. Кроме этого, они
вносят дополнительные
шумы,
пропорциональные этим токам.
Поэтому в
высококачественных приемниках для
коммутации избирательных
цепей рекомендуется
применять реле с
малыми переходными
сопротивлениями контактов
или механические
переключатели.
Для перестройки не
рекомендуется
использовать варикапы, так как
ухудшается линейность.
В крайнем случае
можно применять
встречно-последовательное ити
встречно-параллельнсе
соединения варикапов по
высокой частоте, причем
целесообразно включать
как можно больше
варикапов параллельно и
связывать их с контуром
через конденсатор
возможно меньшей емкости.
Смесители.
Основные требования,
предъявляемые к смесителям
KB приемников,— это
достаточно высокий
коэффициент передачи и
малый урояень
собственных шумов при большом
динамическом
диапазоне. В настоящее время
широко применяют два
типа смесителей: на ак-
Рис. 2.12. Схема
широкополосного УПЧ:
о — двухтактного на мощных
полевых транзисторах; б —
двухтактного на мощных
биполярных транзисторах;
в — однотактного с
расширенным динамическим диапазоном
78
тивных элементах, позволяющие получить усиление сигнала при
преобразовании, и на пассивных элементах (чаще всего полупроводниковых диодах),
коэффициент передачи которых меньше единицы. Расширение динамического
диапазона смесителя достигается использованием в нем преобразовательных
элементов с квадратичными вольт-амперными характеристиками при всех
значениях амплитуд подаваемых на него колебаний. В балансных смесителих
применяют мощные полевые транзисторы, допускающие большие уровни
входных сигналов и колебаний гетеродина.
В последнее время все шире применяют двойные балансные смесители, т. е.
смесители, балансные не только по отношению к колебаниям гетеродина, но
и к входному сигналу. Они обеспечивают на выходе меньший уровень побочных
продуктов преобразования по сравнению с обычными балансными смесителями.
В таких смесителях обычно включают несколько диодов в каждом плече (3—4)
для усреднения характеристик плеч н достижения лучшей балансировки смеси-
геля. В двойных балансных смесителях желательно использовать диоды Шоттки
Рис. 2Л''+. Схема согласования
сопротивления смесителя с
нагрузкой в широком диапазоне
частот (схема диплексера)
Рис. 2.14. Схема
регулировки уровня колебаний
гетеродина в зависимости от
уровней сигналов на входе
смесителя
(например, типа АД112А). Основное преимущество диодов Шоттки по
сравнению е обычными на /7-л-переходах—г это большое отношение обратного
сопротивления к прямому и незначительная емкость при нулевом смещении.
Благодаря этому диоды Шоттки имеют очень малое время переключения и,
следовательно, широкий частотный диапазон (до 300 ГГц). На частотах до 20—30 МГц
достаточно хорошими преобразовательными свойствау.ч обладают и обычные
высокочастотные кремниевые диоды, например, типа КД503 и германиевые типа
ГД508.
При конструировании приемников со смесителями на диодах следует
принимать во внимание, что сигнал ПЧ по уровню меньше входного сигнала иа
величину потерь в смесителе (на 6—10 дБ). Коэ-ффициет преобразования в
значительной мере зависит от согласования импедансов (комплексных сопротивлений)
его входов и особенно выхода с импедансами подключенных к нему каскадов
в широкой полосе частот. Рассогласование приводит к уменьшению коэффициента
преобразования и увеличению шумов смесителя. Кроме того, снижается на
6—Ю дБ динамический диапазон смесителя.
Согласование сопротивлений в широкой полосе частот является сложной
задачей, поскольку высокоизбирательные фильтры, включаемые обычно после
преобразователей, обладают большой частотной неравномерностью входного
импеданса. Для улучшения условий работы диодного смесителя между ним и
фильтром включают согласующий каскад. В качестве такого каскада чаще всего
применяют малошумящий усилитель на полевом транзисторе, включенном г,о
схеме с общим затвором и работающем при токе канала, обеспечивающем
требуемое входное сопротивление.
Схема согласования сопротивления смесителя с нагрузкой в широком
диапазоне частот ''схема диплексера) показана на pre. 2.13. Контуры L1C1 и L2C2
настроены на частоту фильтра. Сигнал этой частоты проходит на фильтр с
минимальным ослаблением. На всех других частотах выход смесителя шунтируется
резистором R, равным входному сопротивлению фильтра. Поскольку увеличе-
79
ние напряжения гетеродина увеличивает уровень шумев смесителя и
ограничивает динамический диапазон снизу, С. Бунин (UB5LN) предложил схему, в
которой уровень подаваемых на смеситель колебаний гетеродина регулируется
в зависимости от уровней сигналов, поступающих на вход смесители (рнс. 2.14).
Сигналы после преселектора и УРЧ приемника подаются на вход смесителя
приемника и на вспомогательный широкополосный УРЧ ШУРЧ. Усиленны^
сигналы с выхода последнего детектируются, усредняются и используются в к<
честве управляющих для регулятора уровня колебаний гетеродина, подаваемы
иа смеситель. В качестве регулятора используется высокочастотный|полево
транзистор. При малом суммарном уровне сигнала и помех на входе смесител
уровень колебаний гетеродина также мал, что соответствует минимальном)
уровню шумов смесителя. По мере увеличения амплитуды сигнала на входе
смесителя увеличивается амплитуда колебаний гетеродина, обеспечивая тем самым
линейное преобразование сигналов. Устрой- ^
расширяет динамический диапазон J "y
ство
приемника
г-.
32 МГц
112 МГц
ЦП
ГОР
82-110МГЦ
Рис. 2.15. Схема параметрического
преобразователя частоты на варикапах
с большим динамическим диапазоном
Рис. 2.16. Схема двойного
балансного смесителя на полевых
транзисторах, работающих в пассивном
режиме
Для увеличения динамического диапазона приемника используют
параметрические преобразователи частоты на варикапах (рис. 2.15) Такой
преобразователь в супергетеродинном приемнике с преобразованием «вверх» имеет
динамический диапазон 137 дБ и коэффициент шума 6 дБ.
В последнее время в смесителях высокого уровня применяют балансные
смесители на полевых транзисторах, работающих в пассивном режиме без
постоянного напряжения питания (рис. 2.16). Значение А3вых у этого смесителя
достигает значения + 40 дБм, что при коэффициенте шума 6 дБ соответствует
динамическому диапазону 115 дБ. Однако для получения столь высоких
значений А3 вых необходим гетеродин с мощностью + 23 дБм, что несколько
усложняет и удорожает конструкцию. Этот смеситель также требует тщательного
согласования с нагрузкой в широком диапазоне частот.
При разработке приемника или трансивера часто возникает вопрос какой
использовать смеситель — активный или пассивный' Многие радиолюбители
считают, что наличие усиления у активных смесителей является решающим
фактором. На самом деле это не всегда так. Сравним для примера смеситель на
двухзатворном полевом транзисторе КП350 с кольцевым смесителем на диодах
ГД508. Смеситель на КП350 дает усиление до 20 дБ и имеет значение -<4з вых==
= + 18 дБм при коэффициенте шума 10 дБ. Если смеситель стоит на входе
приемника, минимальный принимаемый сигнал (равный Рш) при полосе 500Гц
равен — 137 дБм, а координата точки Л3вых = +18 дБм — 20 дБ = —2 дБм.
Отсюда динамический диапазон приемника
ДД = 2/3(Л3вх - Рш) = 2/3 [—2—(—137)] = 90дБ.
80
Рассмотрим приемник с кольцевым смесителем на диодах ГД508, имеющим
потери преобразования 6 дБ и Л3-вь,х = +15 дБм. Будем считать, что преселек-
тор имеет коэффициент передачи— 1дБ, а следующий за смесителем каскад
имеет коэффициент шума 3 дБ Общий коэффициент шума соединенных
последовательно каскадов равен 10 дБ, а минимальный принимаемый сигнал — 137дБм.
Однако значение А 3 вх равно А3 вых плюс усиление преобразования:
Л3вх = 15 «Бм — (~6 ДБ) — (-1 ДБ) = + 22 дБм.
Динамический диапазон приемника 106 дБ, т. е. на 16 дБ больше, чем у
приемника с активным смесителем. Следует иметь в виду, что каскад, следующий
за смесителем, должен иметь низкий коэффициент шума для реализации
преимуществ пассивного смесителя.
Современные смесители высокого уровня имеют /43вых, достигающие
+30 дБм, что обеспечивает динамический диапазон более 120 дБ при
коэффициенте шума смесителя 10 дБ или меньше. .
Гетеродины. К гетеродинам приемников, кроме '*-
общих требований стабильности частоты и
требуемого уровня мощности для подачи на смеситель, ~20ш
предъявляются еще дополнительные: высокая спект- _ш
ральная чистота колебаний (отсутствие заметно вы-
раженных гармоник гетеродина), а также низкий so-
уровень шумов. Первое из этих требований
удовлетворяется путем тщательного выбора режима гене- ~да"
ратора для получения на выходе чисто синусои- _щ_
дальных колебаний и дополнительной фильтрации
их. При этом уменьшается эффект преобразования ■ЙЯ—^ '—-£—J=—frrj
на гармониках гетеродина Однако такое преобра- ' ""'' " "■ laf.m
зование возможно вследствие появления гармоник Рнс. 2.17. Спектр коле-
гетеродина в самом смесителе благодаря нелиней- баний гетеродина при мо-
ности характеристики входного сопротивления сме- дуляции шумом
сителя.
Шум гетеродина, возникающий в результате модуляции его колебаний по
амплитуде и фазе в пассивных и активных элементах гетеродина, хотя и
незначителен по величине (на 90—100 дБ ниже уровня колебаний, рис. 2.17), но в
смесителях приемников с большим динамическим диапазоном может приводить
к преобразованию наиболее сильных уровней помех на боковых шумовых
составляющих колебаний гетеродина При приеме сигналов распознать шумовую
модуляцию трудно, так как неясно, является ли принимаемый шум внешним
шумом эфира или результатом шумового преобразования в приемнике. Шумы
гетеродина обычно исследуют с помощью анализаторов спектра с высокими
разрешающей способностью и динамическим диапазоном. В любительских условиях
для этой цели применяют узкополосный приемник с аттенюатором на входе.
Изменяя настройку приемника около частоты исследуемого гетеродина,
поддерживают одинаковый уровень сигнала на выходе приемника с помощью
регулировки затухания в аттенюаторе. Затем строят график зависимости затухания от
частоты, который и характеризует уровень шумовых боковых полос гетеродина.
Для борьбы с шумами гетеродинов принимают следующие меры. Всемерно
увеличивают добротность контура гетеродина, так как при этом сужается его
полоса пропускания и полоса шумов, применяют транзисторы с низким уровнем
шумов (особенно низкочастотных). Режим транзистора стремятся сделать
близким к ключевому, так как при этом он большую часть времени находится или
в запертом, или в насыщенном состоянии, что соответствует минимальному
уровню собственных шумов. Ключевой режим достигается большими значениями
обратной связи в каскаде. И, наконец, тщательно заземляют по низкой частоте
все цепи постоянного тока гетеродина и электроды транзистора (например, базу
в схеме с ОБ).
Пассивные смесители высокого уровня требуют от гетеродинов довольно
большой мощности колебаний, достигающей 200—500 мВт. В этом случае
гетеродин содержит, кроме собственно автогенератора, еще один-два каскада
усиления. Мощный гетеродин требует тщательной экранировки, поскольку его
колебания могут создавать помехи.
81
Усилители промежуточной частоты (УПЧ). Требования к УПЧ приемника
аналогичны требованиям к УРЧ. Это, в первую очередь, относится к такому
параметру, как коэффициент шума, так как для увеличения ДД приемника
стремятся по возможности снизить уровень сигнала, подаваемого на смеситель.
В результате уровень сигнала на выходе смесителя мал (особенно при диодном
смесителе) и для обеспечения заданной чувствительности УПЧ должен обладать
малым уровнем собственных шумов. Кроме того, поскольку УПЧ охвачен
цепью автоматической или ручной РУ, необходимо, чтобы УПЧ имел высокую
линейность амплитудной характеристики при всех значениях коэффициента
усиления.
В УПЧ вследствие невысокой частоты (за исключением схем с
преобразованием «вверх») можно применять разнообразные транзисторы и интегральные
схемы. Последние разрабатывают с целевым назначением как отдельные каскады
и как УПЧ в целом. Кроме усилительных каскадов, они могут содержать и
другие узлы, относящиеся к тракту ПЧ. Например, интегральная схема К2ЖА372,
. вляющаяся усилителем ПЧ. имеет в своем составе AM детектор. В схеме пре-
Рис. 2.18. Схема гетеродинного по
лосового фильтра с плавным
изменением полосы пропускания
1>Ь
Еусмотрена высокоэффективная АРУ: при изменении сигнала на входе схемы
в пределах 50—3000 мкВ (в 60 раз) сигнал на выходе изменяется не более чем
в 2 раза.
Если приемник рассчитан на прием сигналов с различной шириной спектра,
например, ТЛГ, AM, ОМ и RTTY сигналов, для оптимального приема
примелют несколько фильтров ПЧ с разными полосами пропускания. Применяя
различные методы коммутации фильтров (с помощью переключателей, реле,
диодов), следует добиваться устранения возможных путей прохождения сигналов
в обход фильтров основной селекции: через паразитные емкости, обратные
сопротивления диодов и т. д. Применение нескольких фильтров не всегда оправдано
экономически. Стремление осуществить плавное изменение полосы пропускания,
сохраняя при этом высокую прямоугольность частотной характеристики,
свойственную кварцевым и электромеханическим фильтрам, привело к созданию
схем с гетеродинированием.
ч-хема гетеродинного полосового фильтра с плавным уменьшением полосы
пропускания показана на рис. 2.18. В схеме используют два
электромеханических фильтра (ЭМФ 500-ЗН и ЭМФ 500-ЗВ). Сигнал с первого фильтра поступает
на кольцевой балансный смеситель, куда также подаются колебания от
гетеродина с частотой 1000 ± 3,5 кГц. Если частота гетеродина равна 1000 кГц, частота
сигнала нижней боковой полосы (497—500 кГц) вычитается из частоты
гетеродина, инвертируется в сигнал верхней боковой полосы (503—500 кГц) и
проходит через второй фильтр. Полоса пропускания максимальна. При снижении
частоты гетеродина, например до 998 кГц,инвертированная полоса будет
лежать в пределах 498—501 кГц, и через второй фильтр пройдет только часть
спектра сигнала в пределах 500—501 кГц. С учетом инверсии боковой полосы
это эквивалентно сужению полосы сверху до 1 кГц. При повышении частоты
гетеродина инвертированная боковая полоса смещается вверх по частоте и
результирующая полоса пропускания ограничивается снизу.
ТЛГ и ОМ сигналы, по сути, являются импульсными. Поэтому качество их
воспроизведения зависит от импульсных характеристик фильтров, т. е. скорости
изменения сигнала на выходе фильтра и изменения фазовых соотношений
составляющих сигнала на выходе фильтра по сравнению со входом. Известно, что,
чем выше добротность элементов фильтра, тем хуже его импульсные характе-
82
ристики. На практике это проявляется в виде звонов в узкополосных
телеграфных фильтрах и в виде изменения окраски голоса в однополосных фильтрах.
Эти эффекты затрудняют прием сигналов. Желательно применять фильтры
с минимальной неравномерностью в полосе пропускания. При приеме ТЛГ
сигналов предпочтительнее фильтры с треугольной частотной характеристикой,
чем узкополосиый ЭФМ с прямоугольной характеристикой.
Схема каскодного УПЧ показана на рис. 2.19. Собственно усилитель
работает на транзисторах VT1 и VT2, а транзистор VT3 служит для регулировки
усиления. Все три транзистора включены последовательно по постоянному току.
Каскодный усилитель, при этом как известно, имеет большое выходное
сопротивление, поэтому контур L1CI полностью включен в цепь коллектора
транзистора VT1. Выходное напряжение при низкоомной нагрузке (сотни ом)
снимается с выхода 1, при высокоомной — с выхода 2. На частоте 5 МГц усилитель
обеспечивает с выхода 2 усиление по напряжению порядка 1000. Усиление
регулируется резистором 22 к. Диапазон регулировки составляет 70 дБ. Катушка L1
имеет индуктивность 8 мкГи.
Диаметр каркаса 7 мм, сердечник типа
СЦР-1, число витков 36, намотка
виток к витку, диаметр провода 0,2мм.
Катушка L2 имеет 9 витков.
Детекторы. Детектирование AM
сигналов происходит в диодном
детекторе, который представляет собой
одно- или двухполупериодный
диодный выпрямитель с ФНЧ, на выходе
которого выделяется огибающая AM
сигнала. Для слухового приема ТЛГ
сигналов на выходе детектора
необходимо получить сигнал в диапазоне
звуковых частот, поскольку
принимаемый сигнал представляет собой
посылки смодулированного тока
высокой частоты. Для этого на
диодный детектор, кроме сигнала с выхода УПЧ, подаются колебания от тонального
гетеродина (ТГ), частота которых отличается от частоты сигнала ПЧ на вел^ ин /
желаемого тона сигнала. Изменяя частоту ТГ, можно изменять тон принимаемо; о
сигнала. В настоящее время для приема ТЛГ и ОМ сигналов такие детекторы
практически не применяют. Это объясняется тем, что для неискаженного
сигнала на выходе детектора уровень колебаний ТГ должен быть в 5—10 раз больше
пиковых значений сигнала ПЧ. В противном случае при сильных сигналах такой
детектор осуществляет прямое детектирование (выпрямление) сигнала ПЧ, в
результате чего появляются значительные искажения сигнала.
Для приема ТЛГ, ОМ и RTTY сигналов используют схемы линейных
детекторов. Они не отличаются от схем смесителей. В схеме линейного детектора
на полевом транзисторе (рис. 2.20, а) на затвор транзистора подается
напряжение ПЧ 35—40 мВ. Напряжение ТГ с амплитудой 2 В поступает в цепь истока.
К стоку подключен ФНЧ, в состав которого входит и последовательный контур
Сф£ф для дополнительного подавления колебаний ТГ на выходе детектора.
На рис. 2.20, б изображена схема кольцевого детектора на диодах, в которой
можно получить линейное детектирование в широком диапазоне амплитуд
и подавление шумов ТГ. Баланс по колебаниям ТГ осуществляется
потенциометром 470 Ом по минимуму шумов на выходе детектора при отключенном УПЧ.
Регулировка усилении (РУ). В KB любительских приемниках обычно
предусматривают ручную регулировку усиления по промежуточной и низкой
частотам. Регулировка усиления по ПЧ является основной, которой пользуется
оператор, прослушивая эфир. Регулировкой усиления по НЧ устанавливают удобный
для оператора уровень сигнала. Автоматическая регулировка усиления (АРУ)
приемника также является эффективным средством борьбы с перегрузкой
мощными сигналами. Принцип действия АРУ заключается в следующем. После
усиления сигнал ПЧ выпрямляют, сглаживают и в виде управляющего напряжения
подают на УПЧ и УРЧ. Благодаря этому коэффициент усиления каскадов
уменьшается при увеличении уровня принимаемого сигнала, а сигнал на выходе УПЧ
Рис. 2.19. Схема каскодного УПЧ с бо7Ь-
шим коэффициентом зеилеьия
83
меняется в незначительных пределах. Обычно применяют задержанную АРУ.
начинающую работать при достижении сигналом ПЧ определенного уровня-
Это позволяет осуществлять прием слабых сигналов с максимальным
усилением гриемника. Но, с другой стороны, при сильной помехе, попадающей в
полосу пропускания УПЧ, АРУ сработает от более сильного сигнала, уменьшит
усиление приемника, и слабый сигнал может быть не принят. В таких случаях
АРУ необходимо отключать.
Если н приемниках AM сигналов управляющий сигнал цепи АРУ следует
за уровнем несущей, то при приеме ОМ сигналов такая возможность
отсутствует, так как отсутствует несущая. В этом случае источником сигнала АРУ
обычно является среднее значение однополосного сигнала. Его получают,
выпрямляя сигнал промежуточной или низкой частоту и усредняя его. В приемии-
ОтУПЧ
К УПЧ
, _^ 250 мВ
Т4700 Т&00
Рис. 2.20. Схема линейного детектора смесительного типа:
а — на полевом транзисторе; б — кольцевого на диодах
хах ТЛГ и ОМ сигналов стремятся уменьшить время заряда цепи АРУ до милли-
:екунд, чтобы предотвратить «удар по ушам» при появлении мощного сигнала.
Время разряда регулируют ступенчато или плавно от 0,1 до 5—10 с, переключая
конденсаторы разной емкости в фильтре детектора АРУ. Следует иметь в виду,
что постоянные времени цепей развязки управляющего напряжения,
подводимого к каскадам УРЧ и УПЧ, также увеличивают время заряда и разряда.
Схема АРУ путем усреднения сигнала ПЧ показана на рис. 2.21, а.
Выпрямленное напряжение ПЧ с диода VD1 через диод VD2 заряжает конденсатор
С1 и поступает на базы регулируемых транзисторов. Диод VD2 предотвращает
быстрый разряд конденсатора С1 через цепочку R1R2, напряжение с которой
снимается на усилитель S-метра—прибора, измеряющего уровень принимаемых
сигналов. Поскольку принцип регулировки усиления основан на изменении
крутизны характеристики усилительных элементов, то при этом нарушается
линейность амплитудной характеристики, и, как следствие этого, изменяется уровень
нелинейных искажений. Это особенно заметно в каскадах на биполярных
транзисторах. Поэтому применяют схемы АРУ, основанные на изменении
проводимости элементов, характеристики которых остаются линейными в пределах
амплитуд подаваемых на них сигналов (рис. 2.21, б). В качестве регулирующего
элемента используется цепочка из последовательно включенных германиевых
диодов. Если амплитуда сигнала ПЧ такова, что на каждом диоде не более 30 мВ
диодная цепочка не влияет на сигнал ПЧ. При подаче управляющего напряже-
84
ния АРУ пронодимость цепочки увеличивается, в результате чего напряжение
ПЧ уменьшается. При выходном сопротивлении УПЧ1 500 Ом данная схема
АРУ обеспечивает ослабление сигнала на 20 дБ прн управляющем напряжении
АРУ 8 В [12].
В последнее время для сохранения нысокой линейности тракта усиления
приемника все чаще используют регулировку уровня путем включения
аттенюаторов на входе приемника. При этом необходимо, чтобы при регулировке
уровня не ухудшалось согласование сопротивления фидера антенны с входным
сопротивлением приемника. Простейшая схема такого аттенюатора на сдвоен-
К детектору
УЛЧ1
упчг
>
0,01
0,01
II Т II
3- к
>
V IP
5 г ^0,047
Рис. 2.21. Схема автоматического регулирования усиления:
а — со слгжеиием за средним уровчем сигнала; б — за счет изменения
проводимости шунтирующих диодов
ном потенциометре показана на рис. 2.22. Если входной каскад приемника имеет
входное сопротивление RBX > 75 Ом, то при любом положении сдвоенного
потенциометра сопротивление нагрузки фидера точно равно его волновому
сопротивлению 75 Ом.
Для АРУ применяют также аттенюаторы на p-f'-я-диодах (рис. 2.23). В
схеме также выполняется условие согласования за счет того, что проводимость
одного из диодов уменьшается, а другого увеличивается. Правда, имеются
сообщи/; 750»
Ко Входу
'приемника
Рис. 2.22. Схема
простейшего аттенюатора на
сдвоенном потенциометре
Вход
Выход
+12В
2.23. Схема
аттенюатора на
p-i-n- диодах
щения, что аттенюаторы на р-г-п-диодах могут ограничить динамический
диапазон сверху до значения +(10 — 15) дБм. Схема дает минимальное ослабление
при управляющем напряжении 1/упр = 0 В и максимальное при С/упр >■ + 7 В.
Фильтр основной селекции приемников AM и ОМ сигналов имеет полосу
пропускания в несколько килогерц. Для приема ТЛГ сигналов в таких
приемниках часто применяют узкополосные LC- или активные ЯС-фильтры,
работающие на низкой частоте и включаемые между детектором и УНЧ. При хорошей
линейности тракта приемника это равносильно сужению полосы пропускания
по промежуточной частоте. Схема активного ЯС-фильтра, выделяющего узкую
полосу частот вблизи частоты 500 Гц, показана на рис. 2.24. Ширина полосы
пропускания регулируется потенциометром 470 Ом.
Ограничители помех. Приему любительских станций существенно мешают
атмосферные и индустриальные помехи. По характеру эти помехи делятся на
два типа: гладкие помехи, представляющие собой непрерывный сигнал,
подобный внутреннему шуму приемника, и импульсные помехи, состоящие из отдель-
85
ных импульсов малой длительности. Для борьбы с гладкими помехами
уменьшают полосу пропускания приемника до минимальной, необходимой для приема
сигналов. При этом мощность помехи уменьшается пропорционально сужению
полосы.
Энергия импульсных помех сосредоточена "в коротких импульсах,
амплитуда которых обычно превышает амплитуду принимаемых сигналов. Борьба с
импульсными помехами ведется двумя путями: импульсы помехи ограничивают
до уровня принимаемого сигнала или приемник автоматически запирают на время
действия импульса помехи. При этом оператор практически не замечает
отсутствия приема в короткие промежутки времени, если длительность импульсов
невелика. Этот способ эффективен, например, при борьбе с помехами от системы
зажигания автомобиля.
Эффективность работы ограничителей помех тем выше, чем больше скорость
срабатывания этих устройств. Известно, что в избирательных системах
импульсные процессы протекают тем быстрее, чем шире полоса пропускания этих сис-
КУНЧ
Рис. 2.24. Схема низкочастотного
активного ЯС-фильтра
Рис. 2.25. Схема ограничителя
импульсных помех
" Kdensicnopy
-И Jgft'JL
a+W-
•£И-
Д101
Х^г
тем. Поэтому более эффективными оказываются устройства, включенные до
ФОС. Однако в этом случае они должны работать на низких уровнях сигнала
и не вносить дополнительных шумов в сигнал и расстроек в избирательные
системы. Это условие трудно выполнить на практике. Поэтому ограничители и
прерыватели помех включают в один из каскадов УПЧ или в лучшем случае на
выход смесителя. В более простых устройствах применяют ограничение
импульсной помехи по низкой частоте.
Схема ограничителя импульсных помех, работающего на промежуточной
частоте, показана на рис. 2.25. При разомкнутом переключателе S диоды
заперты напряжением заряда конденсаторов С1 и С2. При разомкнутом
переключателе диоды ограничивают короткие пики сигнала ПЧ, «следя» за средним
уровнем сигнала.
5. НАЛАЖИВАНИЕ KB ПРИЕМНИКОВ
Налаживание собранного приемника обычно начинают с проверки
питающих напряжений и режимов работы транзисторов по постоянному току. При
налаживании УНЧ проверяют амплитудную и частотную характеристики.
Амплитудную характеристику, т. е. кривую, показывающую отношение сигнала на
нагрузке (например,головных телефонах) к уровню сигнала на входе, обычно
снимают на частоте 1 кГц. Для этого на вход УНЧ при полном его усилении
подают сигнал различной амплитуды от генератора звуковых (ГЗ) частот и
измеряют напряжение на нагрузке. По полученным данным строят график.
Линейная часть амплитудной характеристики определяет допустимые уровни сигнала
с детектора. Частотную характеристику снимают при изменении частоты ГЗ
и амплитуде сигнала, не выходящей за линейный участок амплитудной
характеристики. Частотная характеристика УНЧ не должна иметь пиков и провалов
в пределах полосы 300—3500 Гц, уровень которых отличается от уроьня гладкой
части кривой более чем на 3—5 дБ. Иногда для улучшения разборчивости те-
86
лефонных сигналов частотную характеристику УНЧ проектируют с подъемом
в сторону верхних частот порядка 3—6 дБ на октаву. Особое внимание
необходимо уделить уровню фона переменного тока, который не должен быть заметен
на слух при полном усилении УНЧ.
Далее настраивают УПЧ приемника, т. е. подбирают режимы
транзисторов в каскадах для получения максимального динамического диапазона и
настраивают ФОС для получения требуемой полосы пропускания. Для этого на
вход смесителя при отключенном гетеродине подают от ГСС сигнал ПЧ, а к
выходу последнего УПЧ подключают высокочастотный вольтметр. Настраивают
все контуры УПЧ, начиная с последнего, в резонанс. Элементами подстройки
ФОС добиваются заданной частотной характеристики при максимально
возможном коэффициенте передачи. После этого измеряют коэффициент усиления и
снимают окончательную частотную и амплитудную характеристики УПЧ.
При настройке ВЧ каскадов проверяют перекрытие гетеродина по частоте,
частотную стабильность, настройку резонансных контуров, режимы работы
транзисторов УРЧ и смесителя для получения максимально возможного
динамического диапазона. В большинстве любительских приемников предусматривается
независимая настройка УРЧ и гетеродина. Это упрощает конструкцию и
налаживание приемника. Перекрытие гетеродина по частоте и его стабильность
проверяют электронным частотомером или хорошо калиброванным приемником.
После налаживания УРЧ измеряют чувствительность и снимают двухеиг-
нальную кривую избирательности приемника, по которой оценивают реальную
избирательность. При снятии двухеигнальной кривой подбирают режимы работы
смесителя и УРЧ для получения максимального динамического диапазона при
заданной чувствительности. Для этого изменяют режим каскадов по постоянному
току (обычно изменением смещения), связь между контурами и транзисторами
и подбирают оптимальный уровень колебаний гетеродина. Следует помнить, что
для получения максимальной реальной избирательности коэффициент усиления
УРЧ должен быть минимальным, обеспечивающим заданную чувствительность.
Систему АРУ проверяют после налаживания ВЧ каскадов. В заключение
проводят калибровку шкалы приемника с помощью достаточно точного ГСС или
кварцевого калибратора.
6. ВСЕДИАПАЗОННЫЙ KB ПРИЕМНИК
Схема РЧ и ПЧ трактов приемника на все любительские KB диапазоны,
разработанная DL7HA, показана на рис. 2.26. Приемник собран по схеме с
двойным преобразованием частоты. Первая промежуточная частота переменная
(5—5,5 МГц), вторая — постоянная (500 кГц). Основная селекция
осуществляется на второй промежуточной частоте с помощью ЭМФ. Применение полевых
транзисторов в УРЧ и смесителях (VTI—VT3) существенно повышает реальную
(многосигнальную) избирательность приемника.
Перекрытие по частоте каждого диапазона равно 500 кГц (10-метровый
диапазон перекрывается двумя участками по 500 кГц). Катушка L2 УРЧ (L5) с
конденсатором CI (С2) образуют контур, настроенный на частоту 40-метрового
диапазона. Для получения 80-метрового диапазона и высокочастотных (20, 15
и 10-метровых) диапазонов параллельно катушкам L2 и L5 подключают или
конденсаторы 430 пФ, или катушки L4 и L6. Настройку контуров на
высокочастотном диапазоне регулируют подстроечными конденсаторами 50 пФ. УРЧ
настраивают сдвоенным конденсатором переменной емкости С1С2.
Транзистор УРЧ VT1 включен по схеме с общим затвором, что устраняет
необходимость в нейтрализации проходной емкости и увеличивает динамический
диапазон каскада. Кремниевые диоды VD1 и VD2 ограничивают сигналы
большого уоозня, поступающие из антенны (например, сигнал собственного
передатчика).
Частоты первого гетеродина приемника (VT4) стабилизированы кварцевыми
резонаторами, частота которых на 5,5 МГц выше частоты нижней границы
любительских диапазонон. Колебания гетеродина через эмиттерный повторитель
(VT5) подаются на исток VT2 (смесителя). Уровень напряжения на истоке
350 мВ.
Частоту фильтра первой ПЧ (5—5,5 МГц) устанавливают конденсаторами
С4, С5. Фильтр перестраивают по диапазону конденсаторами переменной
87
емкости 30 пФ, находящимися на одной оси с конденсатором второго гетеродина
СЗ. Второй гетеродин (VT6) работает в диапазоне 5,5—6 МГц. Он собран на
полевом транзисторе для улучшения температурной стабильности частоты.
Напряжение гетеродина подается на смеситель (VT3) через буферный каскад (истоко-
вый повторитель) на транзисторе VT7.
Усилитель второй промежуточной частоты также собран на полевых
транзисторах по схеме с общим истоком и нейтрализацией проходной емкости с
помощью подстроечных конденсаторов Сн = 2...3 пФ. С выхода УПЧ сигнал
поступает на кольцевой балансный детектор (VD3—VD6), куда также подаются
колебания тонального гетеродина (VT13). Через ФНЧ низкочастотный сигнал
поступает на УНЧ.
Диоды VD7 и VD8 образуют систему АРУ. Постоянная времени разряда
АРУ 0,1 с. Порог срабатывания АРУ регулируется потенциометром 100 кОм.
С помощью переключателя S3 осуществляется запирание приемника во время
передачи. В приемнике имеется измеритель уровня принимаемого сигнала (S-
метр). Величина отклонения стрелки прибора тА пропорциональна току трап*
зистора VT11. Нуль прибора устанавливается потенциометром. Кварцевый
калибратор VT8 и VT9 генерирует гармоники частоты 100 кГц. Точную частоту
ка.'ибратора устанавливают при приеме эталонной частоты подстроечным
конденсатором, включенным последовательно с кварцевым резонатором. Данные
катушек индуктивности приведены в табл. 3.
Таблица 3
Катушка
Способ намотки
и
L2
L3
L4,
L5
L8
L9
L10
, LU
L12,
L6
из
3 витка у холодного конца катушки L2
24 витка провода 0,8 мм на каркас 0 8 мм с ферритовым
сердечником. Отвод от 6-го витка
2,5 витка у холодного конца катушки L4
12 витков провода 1 мм на 8-миллиметровом каркасе с
ферритовым сердечником
24 витка провода 0,8 мм на 8-миллиметровом каркасе с
ферритовым сердечником
12 витков проЕода 0,35 мм на тороидальном сердечнике 50ВЧ2,
типоразмер к 10 X 7 X 4
10 витков провода 0,35 мм на тороидальном сердечнике 50ВЧ2,
типоразмер к 10 X 7 X 4
7 витков провода 0,35 мм на тороидальном сердечнике 50ВЧ2,
типоразмер к 10x7x4
Индуктивность 3 мкГн (возжженное серебро на керамическом
каркасе)
Индуктивность 8,4 мкГн на керамическом каркасе
Качество работы приемника можно кратко охарактеризовать следующими
результатами измерений. При приеме сигнала ЮмкВ на частоте 14 МГц 30 %-ную
перекрестную модуляцию вызывал сигнал с уровнем 70 мВ, частота которого
равнялась 14,1 МГц.
7. ПРИЕМНИК ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Схема приемника прямого преобразования, разработанная Ю. Мединцом
(UB5UG), показана на рис. 2.27. Приемник имеет достаточно высокую
чувствительность, определяемую главным образом чувствительностью УНЧ с
коэффициентом усиления 106. Принимаемые сигналы усиливаются УРЧ (транзистор
VT1 по схеме с ОБ) и подаются на кольцевой диодный смеситель (VD1—VD4),
куда также поступают колебания от гетеродина на транзисторе VT6. На выходе
смесителя включен ФНЧ, который с учетом частотной характеристики УНЧ
определяет избирательность приемника.
89
Гетеродин генерирует колебания с частотой в 2 раза ниже частоты приря-
маемого сигнала. Это повышает стабильность частоты и устраняет «ирсеачпа-
ние» сигнала гетеродина во входной контур и антенну. Диод VD5 стабилизирует
амплитуду колебаний гетеродина до 0,5—0,6 В. Приемник настраивают, изменяя
емкость диодов VD6, VD7, напряжение на которых изменяется потенциометром R.
Напряжение низкой частоты, представляющее собой биения между второй
гармоникой гетеродина и принимаемым сигналом, подается на УНЧ
(транзисторы VT2—VT5, VT7—VT9). Каждый из каскадов УНЧ обеспечивает усиление
порядка 100. В третий каскад для повышения экономичности введена
регулировка рабочей точки по огибающей сигнала. Работает она следующим образом.
Начальное смещение на базе транзистора VT7 выбрано таким образом, что
режим транзистора VT8 близок к насыщению, и напряжение на его коллекторе
близко к нулю. При этом транзистор VT9 заперт. При появлении сигнала
конденсатор С заряжается до пикового значения, благодаря чему ток через
транзисторы VT7 и VT8 уменьшается, а через VT9 увеличивается. В результате
рабочая точка транзистора VT9 «выходит» на линейный участок характеристики.
Катушки высокочастотных
контуров намотаны на кольцевых
сердечниках из феррита 30ВЧ2
типоразмера к 7 X 4 X 2.
Количество витков катушек LJ, L2,
L7 для различных диапазонов
приведено в табл. 4. Катушка L3
содержит 15 еитков, L4 — 2X4
витков, L5, L6 — по 160 витков
провода ПЭВ-2 0,2. При
налаживании собранного приемника
проверяют режимы работы
транзисторов. Напряжение на
коллекторах первых двух каскадов УНЧ 1—4 В, а на последнем каскаде 0,3—1 В.
При замыкании на общий провод базы транзистора VT7 коллекторное
напряжение должно приблизиться к напряжению питания. Напряжение на
эмиттерах транзисторов VT1 и VT6 должно составлять половину коллекторного
и уменьшаться до нуля при соединении базы транзистора с общим проводом.
Подбирая емкость конденсатора С18, устанавливают требуемые пределы
перестройки частоты гетеродина. Во время налаживания приемника следует
остерегаться коротких замыканий, при которых через какую-либо катушку
протекает большой тек. При этом ферритовый сердечник намагничивается и
добротность контура резко уменьшается. Предельная чувствительность приемникз
i мкВ при соотношении сигнал/шум 3/1.
Катушка
и
L2
L7
7аблице
4
Количество витков на диапазонах
i I
160 ч | 80 м
180
12
180
90
6
90
40 м | 20 ч
48
4
48
24
3
24
15 v | 10 м
20
2
18
12
2
12
2 м
3
1
3
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Анисичов А. Г. Перекрестные помехи при приеме радиотелефонных
сигналов.— М.: Воениздаг, 1958.— 69 с.
2. Безруков А. В. Измерение шумов радиоприемных устройств.— М.:
Связь, 1971.—20 с.
3. Голубев В. Н. Оптимизация главного тракга приема радиоприемною
Устройства.— М.: Радио и связь, 1982.— 144 с.
4. Голубев В. Н. Эффективная избира:ельносгь радиоприемных устройся.—
М.: Связь,3197Q. — #39 с. , _, „ .
5. Кйлйхман С. Г., Шехтман Б. И. Цнфр'овая схемотехника в
радиовещательных приемниках.— М.: Радио и свя^ь, 1982.— 103 с.
6. Крейгель Н. С. Шумовые параметры радиоприемных устройся.— Л.:
Энергия. Ленингр. огд-ние, 1969.— 168 с.
7. Магден И. Н., Сухарев Ю. Г. Новые полупроводниковые приборы.—
М.: Знание, 1975.— 64 с.
8. Основы проектирования радиоприемников/ В. Д. Горшелев, 3. Г. Крае-
Воцветова, А.А.Савельев, Г. Н. Тетерин.— Л.: Энергия. Ленин! р. отд-ние,
1977.— 384 с.
9. Роде. Улучшение технических характеристик современных
радиоприемников.—Электроника, 1975, №4, с. 37—44.
91
10. Рожевич В. , Рогкевич П. Техника измерений при радиоприеме.— М-
Связь, 1969.—495 с.
11. Спирлльные резонаторы.— Радио, 1973, № 3, с. 15; 1974, № 2, с. 58.
12. Трохименко Я. К. Радиоприемные устройства на транзисторах.— К •
TexHiKa, 1964.—415 с.
13. Cohrt S. Dissipation Loss in Coupled Resonator Filters. Proc. IRE, Ац.
gust, 1959, p. 1342—1348.
14. Fisk J. Receiver Noise Figure, Sensitivity and Dynamic Range: what
the Numbers mean. Ham Radio Magarine, October, 1975, p. 8—-5.
15. Lecher D. Kursv.ellenempfanger. DDR, Militarverlag, 1974. 400 s.
16. M-recek J., Kreml'cka J. Pryjmac RACAL amatersky.— Amaterske
Radio, 1966. N 6, p 17—21.
17. Moore R. Designing Communications Receiver?.— Ham Radio Magazine,
1973, Febr»a-y, p. 6—16."
Глава 3
КОРОТКОВОЛНОВЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ
1. ПАРАМЕТРЫ ЛЮБИТЕЛЬСКИХ КОРОТКОВОЛНОВЫХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
Диапазоны частот, в которых разрешена работа любительских передатчиков
на KB, указаны в табл. Ш (см. приложение).
На KB советские радиолюбители используют следующие излучения: 1) с
незатухающими колебаниями (телеграф и по специальному разрешению
радиотелетайп, т. е. передача буквопечатаиия по радио); 2) с амплитудной модуляцией;
3) с однополосной модуляцией.
Ширина полосы излучения при работе в телеграфном режиме не более 0,1 кГц;
прн амплитудной модуляции — не более 6 кГц; при одиополосной — 3 кГц.
Мощность любительского передатчика — это мощность, которую он отдает
в фидер антенны. Поскольку радиолюбители не имеют приборов для измерения
мощности ВЧ колебаний с приемлемой точностью, ее определяют как
произведение анодного тока выходного каскада и анодного напряжения этого каскада
в телеграфном режиме (в режиме нажатия), т. е. мощность постоянного тока,
подводимого к оконечному каскаду. Мощность передатчика при типе излучения
АЗА и A3J определяется как мощность, подводимая к оконечному каскаду при
произнесении перед микрофоном громкого «а».
Стабильность частоты передатчика определяет надежность радиосвязи.
Уход частоты передатчика приводит к потере связи и, кроме того, создает помехи
другим радиостанциям.
Каждый передатчик, кроме основного излучения (в необходимой полосе
частот), создает также неосновные (за пределами необходимой полосы).
Неосновные излучения подразделяются на внеполосные (в полосах частот,
примыкающих в необходимой полосе частот) и побочные (на других частотах).
Внеполосные излучения возникают вследствие слишком широкой полосы
модулирующих частот, недостаточной крутизны скатов ФОС в ОМ
передатчике, перемодуляции в AM передатчике либо нелинейности усиления ОМ
сигнала. Нелинейные комбинационные искажения, создающие внеполосные
излучения, не должны превышать — 30 дБ (ГЙСТ 13420—79 на основные параметры
передатчиков для магистральной радиосвязи устанавливает этот параметр на
уровне —35 дБ).
Побочные излучения могут быть различного происхождения: гармоники,
частоты которых являются целыми кратными частот основного излучения;
субгармоники, частоты которых в целое число раз меньше основных;
комбинационные излучения, возникающие вследствие взаимодействия частот различных
генераторов передатчика и их гармоник; паразитные излучения, возникающие иа
частотах, не зависящих от частот основного излучения и не связанные с
получением основного сигнала (например, паразитное самовозбуждение одного из
каскадов).
92
Для передатчиков мощностью до 5С0 Вт для любого из побочных излучений
установлен уровень — 40 дБ, но не более 50 мВт. Эти нормы относятся к
передатчикам, разрабатываемым и выпускаемым промышленностью, но
радиолюбителям также следует стремиться к ним. Если принять за основу уровень побоч-
вух излучений — 40 дБ, то при отдаваемой мощности 100 Вт (I категория)
мощность любого побочного излучения не должна превышать 10 мВт. Это не
всегда легкая, но разрешимая задача. Для передатчиков мощностью до 5 Вт
(Ц1 категория) уровень побочных излучений должен быть не выше — 30 дБ.
Коэффициент полезного действия любительских гередатчиков от 0,1 до 0,5.
Для батарейных передатчиков КПД имеет важнейшее значение.
Радиолюбители конструируют передатчики как на лгмпах, так и на
транзисторах. Передатчики на лампах обеспечивают большее усиление на каскад н
лучшую изоляцию выхода от входа и имеют меньшее число каскадов.
Передатчики на транзисторах обеспечивают мгновенную готовность к
работе и более высокую экономичность, больший срок службы и надежность, малые
размеры и массу, а также устойчивость к вибрациям и ударам.
2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
ЛЮБИТЕЛЬСКИХ КОРОТКОВОЛНОВЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Все схемы любительских передатчиков можно построить из нескольких
основных функциональных узлов: генератора, умножителя, усилителя, смесителя
(преобразователя) и модулятора. Кроме того, передатчик содержит обычно
источники питания, цепи управления, контроля и сигнализации. При составлении
структурной схемы определяют оптимальное число генераторов, усилителей,
частоту генераторов, напряжения, число источников питания и т. д.
Принцип построения структурной схемы диктуется типом излучения: для
многодиапазокного ОМ передатчика необходим преобразователь частоты, так
как ОМ сигнал нельзя подвергать умножению, а для многодиапазонного
телеграфного или AM передатчика можно использовать как преобразование, так
Рис. 3.1 Структурная схема передатчика:
а—с умножением частоты; б— с преобразованием частоты
и умножение частоты. Умножение частоты производится в маломощных
каскадах, иногда и в предоконечном. Оконечный же каскад, как правило, не
используется в режиме умножения.
Простейший передатчик может состоять из одного генератора, нагруженного
на антенну. Такие передатчики применяются при работе мощностью менее 1 Вт;
управление колебаниями осуществляется либо ключом, либо микрофоном (в
портативных радиостанциях, предназначенных для обслуживания различных
спортивных мероприятий). Частота такого передатчика обычно стабилизируется
кварцем, так как иначе трудно избежать влияния параметров антенны на
частоту. Усложнение структурных схем передатчиков вызывается увеличением
числа диапазонов и типов излучения, стремлением повысить стабильность
частоты при условии ее плавкой перестройки и свести к минимуму влияние
изменяющейся нагрузки передатчика на его частоту.
На рнс. 3.1, а показана структурная схема передатчика на несколько
любительских диапазоиов. Задающий генератор работает в пределах любительского
Диапазона 3,5—3,65 МГц, либо на частоте, вдвое меньшей. Мощность колебаний
Сдающего генератора выбирают небольшой. Следующий за ним буферный уси-
"Нтель (А1) увеличивает уровень колебаний и уменьшает влияние режима
93
последующих каскадов иа частоту. Далее следует один или несколько умножи.
телей, каждый из которых служит для повышения частоты в 2 или 3, иногда
в 4 раза. Таккм образом получают частоты остальных любительских KB
диапазонов. Затем включают один или несколько каскадов усиления мощности.
Частоты любительских KB киапазоиов кратны частоте низшего из них, что является
следствием такой структурной схемы передатчика.
Структурная схема передатчика (рис. 3.1, а) проста, но и^еет недостатки
ограничивающие ее применение. Так, нестабильность задающего генератора при
работе на более высокочастотных диапазонах возрастает соответственно
кратности умножения; точно так же возрастает и возможность появления
паразитной частотной модуляции. Она ухудшает тон телеграфных сигналов и
проявляется в виде фона переменного тока при AM.
В настоящее время наиболее распространенными являются передатчики
с преобразованием частот (необязательно одкополосные), содержащие два или
более гетеродинов и один—три смесителя. На рис. 3.1, б показана структурная
схема такого передатчика. Генератор П работает на фиксированной частоте
9 МГц; частота генератора Г2 плавного диапазона (ШД) перестраивается от 5
до 5,5 МГц. На выходе смесителя выделяется суммарная или разностная частота:
при сложении — 14—14,35 МГц, а при вычитании — 3,5—3,65 МГц. Для
получения других диапазонов необходимо изменить частоту кварцевого
генератора.
Преимущества такого передатчика: стабильность на всех диапазонах
одинакова и практически равна стабильности ГПД; используется одна шкала
настройки иа всех диапазонах; «плотность настройки» не зависит от диапазона.
Если вместо колебаний генератора с частотой 9 МГц подать иа смеситель ОМ
сигнал, сформированный тем или иным способом на частоте 9 МГц, получим ОМ
передатчик на те же диапазоны.
Проектирование передатчика целесообразно начинать с усилителя
мощности, так как обычно задаются мощностью передатчика. Кроме того, с учетом
требований и B03vo>KHocTeii радиолюбитель решает, каким должен быть
усилитель мощности: ламповым или транзисторным, настроенным или
широкополосным, линейным или нет, а затем приступает к конкретному выбору схемы,
параметров усилителя и его расчету.
После расчета усилителя мощности определяют требования к предоконеч-
ному гаекаду (отдаваемая мощность, выходное сопротивление) и рассчитывают
его.
3. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ РАДИОЛЮБИТЕЛЬСКИХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
Основные схемы усилителей мощности. Активным элементом усилителя
мощности является транзистор или электронная лампа. Усилитель имеет две
входные и две выходные клеммы, причем одна входная клемма и одна выходная
соединены между собой и с корпусом усилителя и являются общим проводом для
входа и выхода. В зависимости от того, какой вывод лампы или транзистора
соединяется с общим проводом, различают три схемы усилителя: с общим
катодом (или эмиттером), с общей сеткой (или базой), с общим анадом (или
коллектором). Общий электрод стремятся непосредственно соединить с корпусом
усилителя, но иногда это невозможно, так как на него необходимо подать напряжеше
питания. В этом случае общий, вывод заземляют по высокой частоте через
конденсатор.
В схеме с общим катодом (эмиттером) входной сигнал подается на сетку (°а;
зу), а выходной снимается с аиода (коллектора) (рис. 3.2, а и г). В схеме с общей
сеткой (базой) сигнал подается на катод (эмиттер), а снимается также с анода
(коллектора) (рис. 3.2, б и д). В схеме с общим анодом (коллектором) сигнал
подается на сетку (базу) и снимается с катода (эмиттера). Такой каскад
называется также катодным (эмиттерным) повторителем (рис. 3.2, в и е).
Из ламповых схем усилителей наиболее распространена схема с общим
катодом. Ока обеспечивает наибольшее усиление по мощности, легко согласуете*
с предыдущим каскадом и с выходным контуром, так как имеет высокие входное
и выходное сопротивления.
94
Схема усилителя с общей сеткой используется в усилителях мощности KB
передатчиков, так как обеспечивает хорошую устойчивость. Входное
сопротивление усилителя с общей сеткой малое.
В схеме усилителя с общим анодом сигнал подается на сетку и снимается
с катода. Коэффициент 'усиления по напряжению меньше единицы. Входное
сопротивление большое, выходное низкое (десятки или сотни ом). Схему с общим
анодом применяют в промежуточных каскадах, когда необходимо связать выход
какого-либо каскада с низкоомной нагрузкой (например, коаксиальным кабелем)
без помощи колебательных контуров либо трансформаторов.
Транзисторные усилители, в отличие от ламповых, характеризуются
большей внутренней обратной связью, большей зависимостью параметров как от
частоты, так и от амплитуды усиливаемых колебаний (т. е. большей
нелинейностью) и меньшими входными и выходными сопротивлениями.
Г не. 3.2. Схемы усилителей мощности:
а— с общим катодом; б— с общей сеткой, «— с абщим анодом; г— с общим
эмиттером: 0— с общей базой: е— с общим колле, тосоч
Построение схем ламповых усилителей мощности. Схемы ламповых
усилителей мощности отличаются способами подачи постоянного и переменного
напряжений на электроды лампы, а также способами связи с нагрузкой. Рассмотрим
основные схемы усилителей мощности и назначение отдельных элементов схем.
Анодная цепь усилителя должна быть построена таким образом, чтобы
постоянная составляющая анодного тока проходила от источника анодного пита-
вия через лампу и далее опять в источник. Ток полезных колебаний должен
вроходить по цепи: лампа — нагрузка — лампа. Других путей для этих
колебаний не должно быть, иначе будет теряться часть мощности. Колебания других
частот, кроме рабочей, генератором которых может быть лампа, не^ должны
попадать в нагрузку. Колебательная цепь строится так, что для побочных колебаний
создается режим КЗ, а на рабочей частоте (или в диапазоне частот)
осуществляется необходимая трансформация сопротивления нагрузки в анодную цепь
Лампы.
Токи ВЧ не должны проходить через источник питания. Для разделения
постоянного и ВЧ токов в схему усилителя включают блокировочные
конденсаторы и дроссели. Сопротивление блокировочных конденсаторов на рабочей
в более высоких частотах должно быть близким к нулю, а индуктивное
сопротивление дросселей — максимальным. На практике эти требования
выполняются приблизительно, поэтому важно правильно выбрать параметры
окировочных конденсаторов и дросселей. Параметры эти зависят от того,
каким точкам схемы подключены блокировочные элементы и с какими сопро-
влениямп должно сопоставляться их емкостное или индуктивное сопротив-
кие.
Существуют две схемы питания анодной цепи: последовательная и
параллельная. В первой из них источник питания, колебательный контур и лампа
Включены последовательно (рис, 3.3). Токи ВЧ протекают через лампу, контур
95
(нагрузку), блокировочный конденсатор СЗ и возвращаются в общий провод
с которым соединен катод лампы через конденсаторы С) и С2. Анодный и сеточ.'
ный конт>»ы настраивают в резонанс конденсаторами переменной емкости. Ро-
тор анодного переменного конденсатора в данной схеме отсоединен от корпуса
и находится под высоким напряжением источника анодного питания.
Емкость блокировочного конденсатора СЗ должна быть такой, чтобы его
сопротивление токам ВЧ было в 100—200 раз меньше сопротивления акодно!
нагрузки /?э. Емкость конденсатора СЗ определяют по формуле Cs >■ 10 С
где Ск — емкость анодного контура, состоящая из емкости анодного конденса
тора Са, выходной емкости лампы, емкости катушки контура и емкости монтажа.
Емкость С3 определяют на самой низшей рабочей частоте (обычно 3,5 МГц)
В большинстве случаев С3 = 2000...5000 пФ.
Параметры анодного дросселя в схеме последовательного питания не очень
критичны. Сопротивление доосселя на низшей из рабочих частот в 50—100 раз
Рис. 3.3. Схема усилителя с пос- Рис. 3 4. Схема усилителя с парал-
ледователькым питанием анодной дельным питанием анодной и
ceil сеточной цепей то шой цепей
больше сопротивления блокировочного конденсатора; индуктивность обычно
в 10—20 раз больше индуктивности контурной катушки.
Конденсатор С4 служит для замыкания на корпус тех токов высокой
частоты, которые прошли через дроссель; емкость его может быть равна емкости
конденсатора СЗ.
Достоинством схемы последовательного питания является то, что блокиро
вочный конденсатор и дроссель не оказывают вредного влияния иа работу усили
теля иа высокой частоте, так как они включены в точку контура с нулевым В1
потенциалом. Эта особенность способствует широкому применению такой схеш
на самых коротких волнах (10—20 м). Недостаток схемы: элементы контура
находятся под высоким постоянным напряжением, которое складывается с
переменным. Это требует улучшенной изоляции от корпуса и увеличения расстояния
между пластинами переменного конденсатора в случае соединения его с
корпусом передатчика.
Параллельная схема анодного питания показана на рис.3.4. Лампа, контур
и анодный дроссель соединены параллельно по высокой частоте. В этой схеме
пути токов разделяются' постоянный ток замыкается через источник анодного
питания, дроссель и лампу, а переменный ток — через лампу, разделительный
конденсатор Ср и контур.
Емкость конденсатора С должна быть такой, чтобы на нем падало не более
1—2 % напряжения высокой частоты, т. е. его сопротивление иа низшей
рабочей частоте должно быть в 50—100 раз меньше эквивалентного сопротивления
нагруженного контура Rb. Ориентировочно можно считать, что емкость С
должна быть в 5—10 раз больше емкости анодного контура, а рабочее напряжение
в 2,5—3 раза выше анодного. Реактивная мощность разделительного
конденсатора равна произведению падающего на нем напряжения ВЧ на токи всех частот,
проходящих через него.
96
В схеме паралчельного питания анодный дроссель находится под полным
рлпряжением ВЧ, поэтому требования к нему гораздо выше, чем в схеме
последовательного питания. Дроссель включен параллельно колебательному контуру,
поэтому он влияет на его параметры: увеличивает затухание и начальную
емкость и уменьшает индуктивность. Для ослабления влияния дросселя его
индуктивность должна быть в несколько раз больше индуктивности контура (иа
низшей рабочей частоте). Провод для намотки дросселя необходимо выбирать
с учетом постоянной составляющей, так как переменная составляющая почти
не увеличивает нагрузку на провод.
Для уменьшения емкости дросселя его выполняют секционированным,
бтижние к аноду витки наматывают с принудительным шагом, сам дроссель
удаляют от шасси и экранов.
Еслк длина провода намотки дросселя соизмерима с длиной волны, его
индуктивность вместе с распределенной емкостью можно представить как отрезок
длинной линии. Когда длина линии равна половине длины волны, она работает
как полуволновой повторитель: переносит к аноду импеданс другого конца
дросселя, заземленного по высокой частоте и, следовательно, реактивное
сопротивление дросселя стремится к нулю.
Любительские KB диапазоны достаточно узки, поэтому частота
полуволнового резонанса дросселя может быть между диапазонами. Если частота
резонанса дросселя находится в пределах какого-либо любительского диапазона
(чаще всего 10—20 м), достаточно изменить число витков на 5—10 %.
Преимущество схемы параллельного питания — отсутствие постоянного напряжения
на колебательном контуре, недостаток — увеличение начальной емкости
контура.
На управляющую сетку лампы усилителя подаются обычно два
напряжения: постоянное (отрицательное) и высокочастотное переменное.
Цепь управляющей сетки также может быть параллельной и
последовательной. Емкость блокировочного конденсатора Сбл на рис. 3.3 и 3.4 выбирается из
тех же соображений, что и для анодной цепи. В схеме параллельного питания
цепи сетки дроссель по высокой частоте включен параллельно сеточному
контуру и оказывает влияние на его параметры. Для этого дросселя также
справедливы замечания о паразитных резонансах.
Напряжение смещения можно получать от отдельного (автономного)
источника или использовать падение напряжения на резисторе, включенном в цепь
сетки, за счет сеточного тока (автоматическое смещение). Автоматическое и
автономное смещения используются как в последовательной, так и в параллельной
схемах. Автономное смещение — фиксированное по величине, а автоматическое
смещение на сеточном или катодном сопротивлении зависит от соответствующего
тока.
Когда напряжение смещения получают от выпрямителя, необходимо
предусмотреть достаточно малое нагрузочное сопротивление выпрямителя, чтобы
создать путь для тока сетки, так как он ие может пройти через выпрямитель.
Для стабилизации напряжения применяют полупроводниковые стабилизаторы.
Как правило, достаточно стабилизатора на одном стабилитроне.
Если внешний источник сеточного напряжения заменить резистором такой
величины, чтобы постоянная составляющая тока сетки создавала на нем
необходимое напряжение смещения, получим схему с автоматическим смещением за
счет сето-шого тока. В последовательной схеме этим резистором можно заменить
сеточный дроссель, а клеммы внешнего источника сеточного напряжения
замкнуть Применяют также схему получения напряжения смещения за счет
катодного тока. В цепь катода включают резистор смещения, блокированный
конденсатором.
В любительских передатчиках применяют и автономное, и автоматическое
смещение. Автономное (фиксированное) смещение, как правило, применяют в
каскадах, где ток сетки недопустим. Фиксированное смещение при смене ламп
вследствие разброса их параметров может привести к изменению режима
усилителя. В схеме с автоматическим смещением при смене ламп поддерживается
установленный режим.
В любительских передатчиках бывает такой режим, когда напряжение
возбуждения снято, а питание подано на все электроды лампы. Этот режим покоя
может быть, например, в паузе телеграфного сигнала или при аварийном отклю-
4 4-518
97
и
^g
Рис. 3.5. Схема усилителя с
параллельным включением ламп
чении одного из промежуточных каскадов. Для каскадов с фиксированным
смещением такой режим не опасен, а в каскадах с автоматическим смещением при
отсутствии возбуждения тох сетки исчезает, смещение становится равным нулю,
и анодный ток недопустимо возрастает. Поэтому в любительских передатчиках
пиогда используют комбинированное смещение: от внешнего источника подается
такое напряжение, чтобы мощность рассеяния на аноде и экранной сетке лампы
не превосходила допустимой. Этот режим используют для линейного усиления
колебаний переменной амплитуды (AM или ОМ) без сеточных токов.
Дополнительное смещение получается на сеточном резисторе в телеграфном
режиме при повышении напряжения возбуждения. При этом автоматически
устанавливается режим, более выгодный для усиления телеграфных сигналов.
В последние годы радиолюбители широко'применяют схему фиксированного
автоматического смещения за счет катодного тока (рис. 3.5). Вместо катодного
резистора включают стабилитрон с напряжением стабилизации, равным
необходимому напряжению смещения. Это напряжение поддерживается практически
неизменным при изменении
катодного тока. В такой схеме, естественно,
нельзя получить запертого состояния
лампы для работы в режиме класса С.
В усилителях колебаний переменной
амплитуды для облегчения
теплового режима нередко применяют такие
схемы смещения, которые
поддерживают лампу в запертом состоянии
в отсутствие сигнала, а при
появлении его устанавливают
нормальное смещение.
Экранирующая сетка в тетродах
и пентодах должна быть заземлена по
высокой частоте. Поэтому ее
соединяют с катодом или корпусом через
блокировочный конденсатор.
Постоянное напряжение иа экранную сетку подают или от специального
источника, или от источника анодного напряжения через гасящую цепь.
Напряжение на экранную сетку можно подать либо через гасящий резистор (см. рис.3.4).
либо от делителя (см. рис. 3.3). Однако в паузах между сигналами ток экранной
сетки уменьшается, а напряжение на ией возрастает.
Поэтому способ питания от делителя более предпочтителен, хотя и связан
с дополнительным расходом мощности, так как для стабилизации потенциала
сетки ток через делитель должен быть в несколько раз больше максимального
тока сетки. Для дальнейшей стабилизации режима экранной сетки резистор
делителя, соединенный с корпусом, заменяют цепочкой стабилитронов на
необходимое суммарное напряжение. Ток через стабилитрон должен быть не менее
начального тока стабилизации плюс изменение тока экранной сетки при переходе
от тока покоя к режиму максимальной мощности.
Защитная сетка в генераторных пентодах должна иметь нулевой
высокочастотный потенциал по отношению к корпусу. Защитную сетку используют для
амплитудной модуляции.
Цепи накала генераторных ламп питаются обычно от сети переменного тока
через накалькые трансформаторы. Многие генераторные лампы имеют катоды
прямого накала. При питании их переменным током соединять с корпусом^'ка-
кой-либо вывод катода нельзя, так как катод будет находиться под потенциалом
переменного напряжения с частотой 50 Гц, возрастающим к незаземлекному
концу нити канала. Такое напряжение прикладывается к участку сетка — катод
и модулирует усиливаемый сигнал. Для устранения этого в накальной обмотке
трансформатора делают вывод средней точки и заземляют его. Выводы нити
накала соединяют с корпусом передатчика через блокирующие конденсаторы.
Если обмотка трансформатора не имеет средней точки, ее создают искусственно
и заземляют (см. рис. 3.3). Сопротивления резисторов выбирают1 небольшими
(10—50 Ом в зависимости от напряжения накала). Они дополнительно
нагружают обмотку накала и, кроме того, иа иих создается напряжение смещения,
меняющееся вместе с катодным током. Если это нежелательно, эти резисторы мож-
J7S
itg-
I
CZb-^)-|
но заменить двумя диодами, включенными навстречу друг другу, так что катоды
их соединены между собой и с корпусом, а аноды подключают к выводам нити
накала. В такой схеме диоды не нагружают нахалььый трансформатор. Диоды
должны быть одинакового типа и рассчитаны на полный катодный ток лампы.
Средняя точка этих диодов может быть соединена с корпусом через стабилитрон,
если необходимо получить стабилизированное смещение за счет катодного тока,
, подобно схеме иа рис. 3.5. Если одна лампа ке обеспечивает необходимой
колебательной мощности, включают несколько ламп в одном каскаде по параллельной
(рис. 3.5), или по двухтактной (рис. 3 6), схеме.
Параллельное соединение более чем двух ламп применяется редко и только
при условии, что выходная емкость каждой лампы невелика. При параллельном
включении двух ламп мощность, требуемая для возбуждения каскада,
удваивается (за исключением каскадов с общим катодом, работающих без сеточных
токов и не потребляющих мощности в цепи сетки). Отдаваемая мощность также
почти удваивается. Для точкой установки
режима каждой лампы напряжение смещения
должно устанавливаться индивидуально.
В двухтактной схеме на сетки ламп
подается напряжение возбуждения с
противоположных концов симметричного сеточного
контура, т. е. со сдвигом на 180°. Аноды также
подключены к противоположным зажимам
симметричного анодного контура. Анодный
контур связан с нагрузкой через катушку связи.
При полкой симметрии схемы токи первой
и нечетных гармоник в нагрузке складываются,
а токи четных гармоник взаимно
компенсируются. Сеточная и анодная катушки имеют
посередине точки нулевого потенциала
высокой частоты. К этим точкам удобно подключать
напряжение питания. Их не следует соединять
с корпусом, так как ввиду неполной симметрии
схемы на них может быть некоторое
напряжение ВЧ, и включение блокировочного
конденсатора создаст два самостоятельных контура,
которые будут взаимно расстроены, что
значительно ухудшает работу каскада.
Преимущества двухтактной схемы — меньший уровень четных гармоник
в нагрузке; меньшая паразитная обратная связь через источник питания, а
также последовательное включение входной и выходной емкостей ламп к
соответствующим контурам, что уменьшает начальную емкость контуров. Недостатки—
требуются сдвоенные переменные конденсаторы; удвоенное количество
переключателей; удвоенное эквивалентное сопротивление контура, что трудно
выполнить на самых коротких волнах; подбор близких по характеристикам ламп.
По этим причинам двухтактные ламповые усилители применяются реже, чем
однотактные.
Режимы работы ламповых усилителей мощности. Рассмотрим работу
лампового усилителя мощности. На управляющую сетку подано высокочастотное
напряжение возбуждения Uc = Uc.MaKCcos cot, где Ус.макс—амплитудное переменное
напряжение на сетке; со = 2я/ — круговая частота, а также отрицательное
смещение— £с. Мгновенное результирующее напряжение сетки
Ток анода пульсирует в такт сеточному напряжению, в нем появляется
переменная составляющая, которая создает переменное напряжение иа контуре,
включенном в анодную цепь и настроенном на рабочую частоту. Когда
напряжение иа сетке максимально (т. е. достигает амплитудного значения), напряжение
на нагрузке также максимально, а иа аноде минимально. Такой усилитель
переворачивает фазу усиливаемого сигнала на 180°.
Мгновенное напряжение на аноде состоит из двух составляющих:
постоянного напряжения источника анодного питания Еа и переменного напряжения
>&*!
Рис. 3 6. Схема
усилителя
двухтактного
4*
99
на контуре С3 = Уг.ма„е cos cot, где fa„aKC — амплитуда переменного наряжен ия
на аноде.
При этом минимальное (остаточное) напряжение на аноде Еймт = £а —
-^амакс а максимальное Евмаке = £а -f- £/а.макс. Отношение амплитудного
напряжения иа контуре к напряжению анодного питания называется коэффициентом
использования анодного напряжения или коэффициентом напряженности режима
I = 1/„ „„„./£„. В большинстве случаев Е = 0,6 . .. 0,95. Отсюда следует важный
вмвод: мгновенное напряжение на аноде лампы может достигать почти удвоенного
напряжения питания.
Рис. 3.7. Диаграммы работы усилителя в различных режимах:
а —режим А; б— режим АВ; « — режим В; г— режим С
От режима работы усилителя зависят все энергетические показатели.
Режим усилителя, в свою очередь, определяется формой импульса анодного тока,
отношением тока сеток к току анода, коэффициентом использования анодного
напряжения £.
Различают два режима работы усилителя: I и II рода. Если форма анодного
тока лампы повторяет форму напряжения на сетке и ток через лампу не
прерывается в течение периода управляющего напряжения, то это режим I рода. Для
установления режима I рода напряжение смещения на управляющей сетке
выбирается таким, чтобы начальная рабочая точка лежала посередине линейного
участка анодно-сеточной характеристики (АСХ) лампы (рис. 3.7, а). Положение
этой точки определяет начальный режим усилителя (режим покоя).
Напряжение возбуждения выбирают небольшим, чтобы рабочая точка
перемещалась по линейному участку АСХ. Такой режим принято называть режимом
класса А или режимом А. При этом режиме искажения усиливаемого сигнала
малые, ио КПД иизок. Если в анодную цепь такого усилителя включить
миллиамперметр, его показания будут постоянными, независимо от амплитуды
усиливаемого сигнала. Максимальная подводимая мощность такого усилителя не
должна быть больше предельно допустимой мощности рассеяния на аноде.
Напряжение на управляющей сетке в режиме А не заходит в
положительную область, поэтому ток сетки отсутствует. Режим без токов управляющей сет-
100
ки называется также буферным, поскольку такой каскад практически не
потребляет мощности от предыдущего каскада и не оказывает влияния на ею
работу. ,
Если форма колебаний анодного тока не повторяет формы напряжения на
сегке и анодный ток в течение периода возбуждающего напряжения прерываема,
такой усилитель работает в режиме II рода. В этом режиме напряжение
смещения выбирается таким, чтобы исходная рабочая точка лежала на нижнем сгибе
АСХ или левее ее. Ток анода импульсный. Важнейшим параметром колебаний
11 рода является нижний угол отсечки анодного тока. Углом отсечки в
называется половина длительности импульса тока, выраженная в градусах (полный
период колебания содержит 360°).
В режиме I рода ток протекает в течение всего периода, поэтому в = 180°.
Если 0 лежит в пределах от ISO до 90°, такой режим называется режимом АВ
(рис. 3 7, б). Если ток протекает в течение половины периода (в = 90°), это
режим В (рис. 3.7, в), а если в < 90° — режим С (рис. 3.7, г). Чтобы перевести
усилитель из режима А в режим АВ, В или С, необходимо увеличить
напряжение смещения. Ток покоя при этом снижается и в режиме С становится равным
нулю. В усилителях мощности используются режимы АВ, В и С.
Чтобы получить от лампы номинальную полезную мощность, одновременно
с увеличением смещения увеличивают и напряжение возбуждения. Если
амплитудное значение напряжения возбуждения меньше или равно напряжению
смещения, ток сетки отсутствует, и такому режиму присваивается индекс 1,
например ABi. Если амплитуда напряжения возбуждения превышает напряжение
смещения, появляется ток сетки Режим с током сетки обозначается как АВ2
или В2. В режиме С усилители обычно работают с током сетки, поэтому индекс
не употребляется. Режимы АВ и В используют в усилителях колебаний
переменной амплитуды (AM и ОМ).
В режиме АВ КПД усилителя 50—55 %, анодный ток покоя существенно
меньше, чем в режиме А, и возрастает при подаче напряжения возбуждения.
Импульс анодного тока имеет колоколообразную форму.
В режиме В смещение определяют графическим путем. Продолжая
прямолинейную часть АСХ до пересечения с осью абсцисс, в точке пересечения
получаем необходимое напряжение смещения, называемое также напряжением сдвига
АСХ. Анодны"! ток покоя при этом смещении не равен нулю, поскольку
реальная характеристика отличается от идеализированной наличием нижнего сгиба.
Поэтому форма импульса анодного тока в режиме В отличается от половины
синусоиды за счет расширения нижней части. КПД усилителя в режиме В
теоретически может достигать 78,5 %, практически — 60—75 %.
В режиме С смещение устанавливается таким, что рабочая точка лежит на
о;и гбецисс левее чем в режиме В, ток покоя равен нулю (лампа заперта), КПД
усилителя достигает 80—90 %. Режим С используют при усилении колебаний
Неизменной амплитуды (телеграф, телетайп, частотная модуляция). Несмотря
на импульсный характер анодного тока, выходное напряжение усилителя
синусоидальное, потому что недостающая половина цикла высокочастотного
калевана восполняется за счет энергии, запасенной в анодном контуре.
Вследствие импульсного характера анодного тока в режимах АВ, В и С
в нем появляются токи гармоник Спектр анодного тока содержит постоянную
составляющую, первую (основную) гармонику, а также вторую, третью и т. д
Гармонический состав анодного тока определяется углом отсечки импульса
анодного тока и видом ламповых характеристик, которые для расчетов принято
аппроксимировать отрезками прямых.
Относительные амплитуды каждой частотной составляющей спектра
выражаются коэффициентами разложения импульса, показывающими отношение
амплитуды данной частотной составляющей к наибольшему значению суммарного
импульса тока. Коэффициент разложения для постоянной составляющей
обозначают а0, для первой и последующих гармоник — аи а2, а3 и т. д.
На рис. 3.8 показана зависимость коэффициентов разложения от угла
отсечки. Например, при в = 90° (частый практический случай), когда импульс
анодного тока представляет половину синусоиды, а0 = 0,318; at = 0,5; а2 =
= 0,212; а3 = 0. Это означает, что если, например, амплитуда импульса
анодного тока достигает 1 А, постоянная составляющая будет 0,318 А, амплитуда
тока первой гармоники — 0,5 А (т. е. вдвое меньше амплитуды импульса анод-
101
пого тока, поскольку он протекает в течение половины периода); амплитуда тока
второй гармоники — 0,212 А; третья гармоника отсутствует.
С увеличением номера гармоники значения коэффициентов разложения
уменьшаются. Максимум тока первой гармоники достигается при в == 120°
(ttj = 0,536, а0 = 0,408), ио это не наивыгоднейший режим. Если уменьшить
в до 70—90°, коэффициент ай уменьшается незначительно, а а0 = в 1,5 раза,
т. е. КПД в этом режиме значительно выше. Максимальному значению а2 =
= 0,276 соответствует в = 60°; максимальному а3 = 0,185 — в = 40°;
максимальному а4 = 0,138 — в = 30°. Максимум а„ наблюдается, когда 0 =
== 120о/я. Это учитывается при выборе режима умножителя.
fs Некоторые коэффициенты при определенных углах отсечки имеют
отрицательные значения. При этом фаза гармоники становится противоположной фазе
основного колебания, т. е. в момент, когда основное колебание достигает
амплитудного значения, ток гармоники
также максимален, но
противоположен по направлению.
Режим лампы
характеризуется не только углом отсечки, но
и степенью напряженности. В
течение каждого периода
усиливаемого напряжения происходит
изменение напряжения на сетках
и аноде лампы и
перераспределение суммарного тока катода
между анодом и сетками.
Недонапряженным называется
режим с малыми токами сеток,
'"О Jii 60 90 Ш "' ISO в! поэтому их воздействием иа ток
„ Л анода можно пренебречь. Импульс
Рис. 3.8. Кривые зависимости коэффициен- анодного тока имеет острокоиеч-
та разложения косинусоидального импульса иую форму1 а коэффициент ис-
от угла отсечки пользования анодного
напряжения | заметно меньше 1.
Остаточное напряжение на аноде £а_ шн значительно больше напряжения на сетках.
В недонапряженном режиме невозможно получить высокий КПД и
максимальную полезную мощность.
Перенапряженным называется режим с большими токами сеток. Остаточное
напряжение на аноде сравнимо с положительными напряжениями на сетках,
поэтому происходит перераспределение токов: ток аиода значительно
уменьшается, а ток сеток резко возрастает. У триодов—это ток управляющей сетки, у
тетродов и пентодов — ток экранной сетки, который в несколько раз превышает ток
управляющей сетки. Могут быть и режимы с большими токами управляющей
сетки (например, при пониженном экранном напряжении). В таких случаях
различают напряженность режима по управляющей и по экранной сеткам. Ток
третьей сетки мал и не оказывает влияния на режим.
В перенапряженном режиме \ приближается к 1, а форма импульса
анодного тока за счет перераспределения токов из остроконечной переходит в
усеченную и может даже иметь седловидную вершину. Усеченный импульс, кроме
нижнего угла отсечки, характеризуется верхним углом отсечки %х. В
перенапряженном режиме высокий КПД, меньшая мощность рассеяния на аноде, но более
тяжелые условия работы сеток, а также повышенная мощность возбуждения.
Выходное напряжение не зависит от изменения сопротивления анодной
нагрузки, что важно для широкодиапазонных усилителей.
Сильноперенапряженный режим характеризуется дальнейшим увеличением
сеточных токов, появлением провала в импульсе анодного тока или даже его
раздвоением. Раздвоение происходит оттого, что весь ток катода поступает на
сетки, и ток анода прерывается. В сильноперенапряженном режиме § может
стать больше 1 (за счет совместного действия тока основной частоты и гармоник),
а напряжение анода может быть отрицательным в отдельные моменты.
Граничным или критическим называется режим между недонапряженным
и перенапряженным. Переход из недонапряженного режима в перенапряженный
происходит довольно резко ввиду быстрого нарастания тока сеток. Коэффициент
JG2
с, в граничном режиме обозначается § ; он несколько меньше, чем в перенапря.
женном. В граничном режиме отдаваемая мощность максимальна при высоком
КПД, поэтому он называется также оптимальным.
Слабоперенапряженный режим, когда 1 = (1,02....1,05)| считается
наивыгоднейшим для усиления телеграфных сигналов. Небольшие отклонения
сопротивления нагрузки не изменяют выходной мощности; КПД и отдаваемая
мощность близки к максимуму.
Напряженностью режима можно управлять путем изменения
сопротивления анодной нагрузки, анодного напряжения, напряжения смещения и
возбуждения, а у тетродов и пентодов также изменением экранного напряжения.
Например, если у генератора, работающего в критическом режиме, уменьшить £
(т. е. уменьшить сопротивление анодной нагрузки или увеличить анодное
напряжение, или уменьшить напряжение возбуждения), режим станет недонапряжен-
ным. Если же увеличить сопротивление нагрузки путем ослабления связи с
антенной либо повысить напряжение возбуждения, режим станет перенапряженным.
Линейные усилители. Широко применяются линейные усилители в связи
с распространением однополосной модуляции. Однополосный сигнал обычно
формируется на низком уровне (единицы милливатт), поэтому перед подачей в
антенну его необходимо усилить. Линейный усилитель может использоваться также
для усиления AM и телеграфных сигналов.
Любительский передатчик обычно имеет два — четыре каскада усиления.
Предварительные каскады, работающие при сравнительно низких уровнях
сигналов, вносят незначительные нелинейные искажения, так как при этом
используются небольшие участки их вольт-амперных характеристик.
Предварительные каскады работают обычно в режиме А. В более мощных (предоконечных
и оконечных) каскадах усиления лампы и транзисторы для обеспечения высокого
КПД работают с отсечкой анодного (коллекторного) тока.
Основные требования к линейным усилителям мощности: обеспечение
заданной мощности в нагрузке; высокий КПД и небольшой (допустимый) уровень
нелинейных искажений. Последнее требование находится в противоречии с
первыми двумя, поэтому задачей радиолюбителя является расчет и создание такой
конструкции, которая имела бы оптимальные параметры.
Чтобы усилитель не вносил искажений, его колебательная характеристика
(зависимость амплитуды первой гармоники анодного тока от амплитуды
входного сигнала) должна быть линейной. При правильном выборе режима именно
нелинейность характеристики усилительного элемента является основной
причиной искажений в усилителе.
Вследствие нелинейности усиления форма выходного напряжения
искажается по сравнению с формой входного. А всякое изменение формы колебания
приводит к изменению его спектрального состава. Нелинейное усиление сигнала
сопровождается появлением новых спектральных составляющих. Поскольку
н ^линейность слабо влияет на амплитуду полезного сигнала, нелинейные
искажения, вносимые усилителем, оценивают по амплитуде этих новых колебаний.
Их разделяют на гармонические и комбинационные.
Если на вход усилителя подать колебание с амплитудой U1 и частотой fu
на выходе его, кроме колебаний с частотой fv появятся также колебания с
частотами 2/t, 3fv ..., я/i (гармоники исходной частоты). Предположим, что
напряжения колебаний, этих частот равны соответственно U2, U3, ..., Un- Нелинейность
усилителя характеризуется коэффициентом гармоник. Так, коэффициент второй
гармоники /С2 = U?jUv коэффициент третьей — Kg— USIUX и т. д. Гармоники
возникают уже в НЧ тракте передатчика, но там их нетрудно свести до 1—2 %.
Коэффициенты гармоник в составе анодного (коллекторного) тока в усилителях
ВЧ, работающих с отсечкой, значительно выше н достигают десятков процентов,
но токи гармоник ослабляются колебательными контурами и фильтрами.
Уровни гармоник на выходе передатчика можно измерить селективными
вольметрами или анализаторами гармоник. Однако коэффициент гармоник на
выходе каждого конкретного передатчика зависит не только от его режима, но
и от качества фильтрации его избирательных систем, что не позволяет точно
оценить уровень искажений, вносимых усилителем мощности радиочастоты, если
подавать на его вход колебания одной частоты.
103
Наиболее простым и удобным в радиолюбительской грактике
испытательным сигналом является сигнал, состоящий из колебаний двух близких частот
/х и f2 одинаковой амплитуды. Общая амплитуда такого двухчастотного (или дву х-
тонового) сигнала периодически изменяется ст гули до максимального
(суммарного) значения с частотой, соответствующей разности частот ft и /2 При
налаживании усилителя и испытании его линейности двухчастотным сигналом
необходимо иметь возможность плавно регулировать амплитуду сигнала от нуля до
значения, соответствующего максимальной мощности передатчика. При подаче
двухчастотного сигнала на вход усилителя на его выходе, кроме входных
частот и их гармоник, образуются также комбинационные частотные составляющие
вида mfi ± nf2, где тип — целые числа.
Не все комбинационные составляющие одинаково опасны с точки зрения
уровня неосновных излучений. Разностная и суммарная частоты, гармоники
входных частот, а также большинство комбинационных составляющих
подавляются колебательными системами и фильтрами усилителей. Не ослабленными
остаются только некоторые составляющие нечетных порядков. 2fx — /2 и 2/2 — ft
(третьего порядка), З/i — 2f% и 3/2 —
Ь, Ь,
Рис. 3.9. Спектр частот при нелинейном
усилении двухчастотного сигнала
2Д (пятого порядка) и т. д. (рис. 3.9).
Частотный интервал между
этими составляющими равен разности
входных частот fx и /2. Входные
частоты, т. е. составляющие первого
порядка, обозначены на рисунке Ъъ
комбинационные составляющие третьего
порядка — bs, пятого — Ъъ и т. д.
Например, если ft = 14 200 кГц,
f2 = 14 202 кГц, то комбинационные
составляющие третьего порядка будут
иметь частоты 14 198 и 14 204 кГц,
пятого порядка —14 196 и 14 206 кГц,
седьмого — 14 194 и 14 208 кГц и т. д.
Если на вход усилителя подано
не два, а больше сигналов, число ком-
при десятичастотном сигнале их число
бинационных частот резко возрастает:
достигает 770.
Реальный однополосный сигнал является многочастотным, причем частоты
эти изменяются, и поэтому помеха от нелинейного усиления носит не
дискретный характер, как в приведенном числовом примере, а сплошной. При плохой
линейности усилителя однополосного сигнала мощность комбинационных
составляющих может в десятки раз превышать мощность гармоник. При этом
часть комбинационных составляющих попадает в рабочую полосу, а
соседние с таким сигналом участки диапазона оказываются полностью
«забитыми». Поэтому не столько вредны искажения сами по себе, сколько их
следствие — появление внеполосных излучений (на соседних с рабочей полосой
частотах).
Линейность усилителя ОМ сигналов принято характеризовать
коэффициентом комбинационных искажений (ККИ), который определяется как отношение
амплитуды комбинационных составляющих к амплитуде основных
составляющих двухтонового испытательного сигнала. Так, ККИ третьего порядка ККИ(3)=
= 20 lg (b3/bj); ККИ пятого порядка ККИ(5) = 20 lg (bjbj). На выходе
реального передатчика ККИ(5) обычно на несколько децибел ниже ККИ(з), поэтому
для суждения о линейности усилителя достаточно знать ККИ(з). У современных
линейных усилителей он достигает — 40 дБ, т. е. отношение мощности внеполос-
ного колебания к мощности полезного составляет 10"* (отношение
напряжений Ю-'2).
Для снижения уровня искажений в усилителе необходимо применять
минимально возможное число каскадов, добиваясь максимального усиления в
каждом каскаде.
В линейных усилителях колебательная характеристика должна быть
линейной, для этого лампа должна работать в недонапряженном режиме, лишь при
максимумах входного напряжения возможна работа в критическом режиме.
Если при максимумах входного напряжения лампа работает в перенапряжеи-
104
ном режиме, выходное напряжение ограничено, и резко возрастает уровень
искажений и внеполосных излучений.
Угол отсечки анодного тока по идеализированной (спрямленной)
статической анодно-сеточной характеристике (АСХ) выбирают 90°, так как при этом
достигается минимальное значение составляющих третьего порядка.
Оптимальное напряжение смещения на управляющей сетке равно напряжению
запирания лампы по идеализированной АСХ Однако реальные АСХ имеют более или
менее затянутый нижний участок («хвост»),поэтому при найденном таким
образом напряжении смещения через лампу протекает начальный ток (ток покоя),
и действительный угол отсечки будет больше 90°.
Если АСХ имеет хорошо выраженный прямолинейный участок (рис. 3.10,а),
напряжение смещения определяют, продолжая прямолинейную часть
характеристики до пересечения с осью абсцисс. Восстановив из этой точки перпендику*
ляр до пересечения с АСХ, можно найти ток покоя
Рис. 3 10. Кривые для определения напряжения первой сетки
для режима В и зависимости уровня внеполосных излучений от
напряжения первой сетки (кривые 2):
а — для ламп с линейной анодно-сеточной характеристикой: б—для
ламп с квадратичной характеристикой (кривая /)
Характеристики ламп невозможно сделать прямолинейными (т. е. такими,
которые описываются слагаемыми первой степени). Но если криволинейность
амплитудной характеристики определяется только слагаемыми не выше второй
степени (квадратичная характеристика), такая лампа не должна давать
внеполосных излучений. Слагаемые второго порядка дают на выходе разность входных
частот, их сумму и вторые гармоники.
Если АСХ криволинейная на всем протяжении, как у ламп с квадратичными
характеристиками (рис. 3.10, б), рабочую точку можно определить следующим
образом. Вначале по расчетной колебательной мощности определяют амплитуду
максимального импульса анодного тока/амакс. Точку, соответствующую /а_ шкс
отмечают на АСХ. Затем отмечают точку, соответствующую половине /а макс,
и через эти точки проводят прямую, пересекающую ось абсцисс. Затем
находят напряжение смещения и ток покоя, который у ламп с квадратичными
характеристиками достигает значительного значения. Поэтому такие лампы
(например, ГУ-ЗЗБ, ГУ-43Б) имеют сравнительно большую мощность рассеяния
на аноде, меньший КПД, чем лампы с «прямолинейными» характеристиками.
Найденное таким образом напряжение смещения близко к оптимальному
с точки зрения минимальных искажений. Более точно смещение можно
определить экспериментально, подавая на вход усилителя двухтоновый сигнал и
измеряя уровень комбинационных внеполосных составляющих (обычно третьего
порядка) с помощью специального прибора — анализатора спектра, или более
грубо с помощью узкополосного приемника, имеющего индикатор выхода и
настроенного на ближайшую комбинационную частоту. В этом случае разнос
входных частот должен быть достаточно большим (порядка 1—2 кГц) для
лучшего разделения основных и внеполосных колебаний.
105
Режим, соответствующий минимуму комбинациоы.ых искажений третьего
порядка, можно установить также по минимальному уровню третьей гармоники
на выходе усилителя. Зависимость уровня комбинационных составляющих
третьего порядка от напряжения смещения имеет хорошо выраженный минимум,
соответствующий оптимальному напряжению смещения (кривая 2 на рис. ЗЛО).
При увеличении напряжения смещения искажения растут быстрее, чем при
уменьшении. Составляющие пятого порядка также достигают минимума при
определенном напряжении смещения, совпадающем или близком к смещению,
оптимальному по минимуму составляющих третьего порядка.
Оптимальное напряжение смещения должно поддерживаться весьма точно,
особенно у ламп с высокой крутизной. При работе с такими лампами изменение
напряжения смещения на 2—3 В значительно увеличивает уровень искажений,
поэтому напряжение смещения необходимо подбирать очень точно и
стабилизировать. Экранное напряжение также должно быть стабилизировано. Вообще,
чем жестче поддерживается оптимальный режим, тем меньше искажений вносит
лампа. Искажения могут быть вызваны не только кривизной АСХ и
неправильным выбором рабочей точки, но также нестабильностью питающих напряжений,
нелинейностью входного сопротивления ламп вследствие тока сеток, наличием
гармоник в сеточном и анодном напряжении, паразитными наводками на цепи
сетки и т. д. Анодный выпрямитель должен быть сконструирован таким
образом, чтобы Напряжение анода возможно меньше колебалось при изменении
анодного тока.
Работа с токами управляющей сетки в линейном усилителе по схеме с общим
катодом недопустима. При положительном напряжении на сетке сопротивление
участка сетка — катод резко уменьшается, причем сопротивление это нелинейно:
ток сетки увеличивается быстрее, чем напряжение на ней. При этом вершина
импульса управляющего наприжения-притупляется, что вызывает
дополнительные искажения сигнала.
Для усиления однополосного сигнала применяют лампы с так называемыми
«левыми» характеристиками. Такие лампы (тетроды), специально разработанные
для линейных усилителей, имеют высокую крутизну и обеспечивают
необходимый импульс анодного тока без захода в правую часть АСХ, где напряжение
на сетке положительное. Эти лампы почти не потребляют мощности по
управляющей сетке. Входная мощность расходуется на потери в сеточном контуре,
в изоляции и на излучение. В схеме с общим катодом такие лампы дают усиление
по мощности в несколько сотен раз. Работая без тока управляющей сетки, эти
лампы способны отдать до 70—80 % максимальной мощности при уровне внепо-
лосных излучений — 40 дБ. Для сохранения недонапряженного режима
остаточное анодное напряжение у тетродов должно быть не меньше напряжения
экранной сетки. Выполнение этого требования наряду с большим током покоя
снижает КПД усилителя до 50—55 %, но с этим приходится мириться, так как
требование минимальных нелинейных искажений является преобладающим.
Если в линейных усилителях все же используют генераторные лампы со
«средними» характеристиками, которые работают с токами управляющей сетки,
то для линеаризации нагрузки на предыдущий каскад между сеткой и катодом
включают резистор, сопротивление которого в 5—10 раз меньше
эквивалентного сопротивления цепи сетки. При этом снижается коэффициент усиления по
мощности. Нагрузочный резистор должен быть безындукционным. Зная
эквивалентное сопротивление цели управляющей сетки без нагрузочного резистора
и с ним, нетрудно рассчитать степень уменьшения переменного сеточного
напряжения при появлении тока сетки. Для того чтобы вклад нелинейности цепи
сетки в общий уровень искажений был небольшим, уровень возникающих здесь
комбинационных искажений не должен превышать—35...40 дБ.
Для усиления однополосного сигнала применяют также лампы с «правой»
характеристикой, работающие без смещения на управляющей сетке, например
Г-811. В таких лампах участок сетка — катод проводит ток в течение всего
положительного полупериода управляющего напряжения. В таком режиме
искажения получаются меньше, чем в режиме, когда ток сетки протекает только
в течение части полупериода управляющего напряжения. «Правые» триоды
используют в схеме с общей сеткой. Такая схема имеет низкое входное
сопротивление, по сравнению с которым изменение проводимости участка сетка — катод
становится практически незаметным.
106
Значительная проходная емкость лампы (если она не нейтрализована) т«к-
же может быть причиной внеполосных излучений, поскольку эта емкость,
умноженная на коэффициент усиления каскада по напряжению (порядка 10—30),
входит в динамическую входную емкость лампы наряду с емкостью сетка-
катод. При изменении уровня усиленного сигнала входная емкость изменяется
в такт ВЧ колебаниям и периодически расстраивает сеточный контур
усилителя. Расстройка этого контура приводит к амплитудной и фазовой модуляции
усиливаемого сигнала, что вызывает увеличение внеполосных излучений. Это
явление более заметно на высоких частотах (14—30 МГц), где емкость контуров
мала, а потому влияние изменения комплексного входного сопротивления
лампы сказывается сильнее.
Паразитная амплитудная модуляция может происходить также в цепи анода
и экранной сетки. В режимах АВ и В постоянные составляющие тока второй
сетки и анода изменяются во времени в больших пределах, причем при усилении
ОМ сигнала огибающая содержит низкие частоты. Если источник питания имеет
большое внутреннее сопротивление и недостаточную емкость фильтра,
наблюдаются искажения формы огибающей усиливаемого сигнала, что равносильно
искривлению колебательной характеристики усилителя.
Лампы с квадратичной характеристикой не дают внеполосных
комбинационных искажений третьего порядка лишь в том случае, если входное (и выходное)
напряжение содержит только первую гармонику сигнала. Если же в составе
входного сигнала (например, двухтонового f1vif2) есть примесь второй гармоники
(2Д и 2/2), «перемножение» этих колебаний иа квадратичной характеристике
лампы дает составляющие третьего порядка, в том числе и внеполосные
колебания с частотами 2/х — f2 и 2/2 — f1. Поэтому уровень второй гармоники во
входном сигнале должен быть по крайней мере на 20—25 дБ ниже основного
сигнала.
Далее, если даже вторая гармоника во входном напряжении отсутствует,
при угле отсечки 90° в составе анодного тока вторая гармоника выражена весь'
ма сильно. И если анодная нагрузка имеет недостаточную избирательность, на
ней будет выделяться напряжение второй гармоники наряду с первой.
Совместное их действие приводит к тому, что в отдельные моменты они складываются,
и лампа переходит в перенапряженный режим, когда суммарная амплитуда
переменного напряжения не может более расти и поэтому ограничивается. Это
также приводит к появлению внеполосных излучений. Следовательно, анодная
нагрузка линейного усилителя должна иметь небольшое сопротивление для
токов гармоник, чтобы их напряжение на аноде было по крайней мере в 10 раз
меньше напряжения основной частоты. Тогда уровень образующихся здесь
внеполосных искажений будет — 35....40 дБ.
Входные цепи линейного усилителя необходимо хорошо экранировать, так
как положительная обратная связь вызывает неустойчивость каскада и
увеличивает нелинейные искажения.
Мощность линейного усилителя. Рассмотрим основные "определения
мощности усилителя.
Подводимая мощность — это мощность, потребляемая анодной цепью
усилителя (произведение анодного напряжения на постоянную составляющую
анодного тока).
Колебательная мощность — это мощность колебаний высокой частоты,
развиваемая в анодной цепи усилителя.
Мощность рассеяния на аноде — это разность между подводимой и
колебательной мощностью. Она превращается в тепло и рассеивается.
Отдаваемая мощность — мощность в нагрузке. Она равна
колебательной мощности, за вычетом потерь в анодном контуре, фильтрах гармоник
и т. п.
Обычно указываются предельные рабочие значения этих параметров
усилителя, т. е. при работе в максимальном (телеграфном) режиме. При ОМ и
телеграфной манипуляции уровень сигнала быстро изменяется от нуля до
максимального значения, но существенная разница заключается в том, что при
телеграфном сигнале в течение всей его длительности передатчик отдает максимальную
мощность, а при однополосном — только в редкие моменты времени, так как
ОМ сигнал является колебанием с переменной амплитудой. Для ОМ сигнала
характерны короткие пики амплитуды, в несколько раз превышающие эффек-
107
тивное значение тока (или напряжения). Это отношение называется пикфоктором
р. Исследования показывают, что пикфактор ОМ сигнала при неискаженной перс-
даче речи р = 5,5...6. Он несколько превышает пикфактор исходного речевого
НЧ сигнала за счет того, что огибающая ОМ сигнала имеет высокочастотное
заполнение — даже в телеграфном режиме пикфактор составляет ]/ 2 (пикфактор
синусоиды). Приняв максимальный (телеграфный) уровень Ммшс, равный 1,
можно вычислить эффективное значение ОМ сигнала за достаточно длительное
время: Мср =* V 2/р « 0,25. Этот параметр по смыслу аналогичен среднему
коэффициенту модуляции AM сигнала. В коммерческой и любительской
радиосвязи благодаря тщательному выговариванию слов пикфактор снижается до 4,
при этом Мср = У2/4 « 0,35.
Эффективная мощность ОМ сигнала — мощность, отдаваемая усилителем
в течение достаточно длительного периода времени (по сравнению с периодом
наиболее низкой частоты модуляции): Р^,^= М2срРмакс; обычно Рэфф в 8—16 раз
меньше Рмакс.
Поскольку уровень ОМ сигнала меняется во времени в широких пределах,
а разрешение на любительскую радиостанцию устанавливает определенный
уровень подводимой к оконечному усилителю мощности, возникает вопрос о
способе ее определения. Согласно инструкции о порядке регистрации и
эксплуатации любительских радиостанций, мощность радиостанций с излучением вида
ЗАЗа (ОМ с ослабленной несущей) определяется как произведение анодною
тока и напряжения ламп оконечного каскада передатчика при произнесении
перед микрофоном громкого «а». В этом определении нормируется не
эффективная мощность за длительный отрезок времени, а более высокий уровень.
Экспериментально установлено, что при произнесении громкого «а» пикфактор
составляет 3—3,5 (иа эту величину существенное влияние оказывают индивидуальные
свойства голоса, а также частотная характеристика микрофона и усилителя НЧ).
Поэтому при произнесении громкого «а» перед микрофоном средний уровень ОМ
сигнала составляет /Wc„a>= 0,4...0,5 Ммакс (для низких голосов характерно
нижнее значение, для высоких голосов — верхнее). Следовательно, если в
максимальном (телеграфном) режиме анодный ток лампы усилителя(в классе В) равен
100 мА, при переходе на ОМ и произнесении громкого «а» ток анода составит
40...50 мА при одинаковой пиковой мощности. Об этом не следует забывать тем
радиолюбителям, которые «выжимают» мощность, увеличивая напряжение
возбуждения сверх допустимого.
Поскольку McrKaj = 0,4...0,5, максимальная подводимая мощность
передатчика I категории может превышать среднюю (200 Вт) в 2—2,5 раза, т. е.
достигать 400...500 Вт.
Пиковой колебательной мощностью называется максимальная эффективная
мощность ВЧ колебаний, развиваемая на пиках огибающей сигнала.
В передатчиках, питаемых от сети, обычно ограничена пиковая мощность
(анодным напряжением, импульсом анодного тока). Ее превышение недопустимо
ввиду резкого роста внеполосных излучений. Поэтому максимальную
подводимую и отдаваемую линейным усилителем мощность определяют
экспериментально с помощью двухтонового сигнала. Регулируя его уровень, степень связи с
нагрузкой и режим усиления, добиваются максимальной отдаваемой мощности
при допустимом уровне внеполосных излучений (—30 дБ). При этом
максимальная отдаваемая мощность (на пиках огибающей) вдвое больше, чем измеренная
отдаваемая мощность двухтонового сигнала.
Для определения пиковой подводимой мощности необходимо найти
максимальное значение анодного тока / а0 (на пиках огибающей). Оно превышает
показания анодного миллиамперметра при двухтоновом сигнале /до-п в * Раз.
причем величина k зависит от режима усилителя. В «идеальном» режиме В (при
нулевом токе покоя /п) k = 1,57; в реальном режиме В k = 1,4...1,5; в режиме
АВ k = 1,2...1,3; в режиме A k = 1, т. е. ток анода не зависит от наличия или
отсутствия сигнала. Более точно пиковое значение анодного тока можно найти
по формуле /?0 = 1,57/р(2т. —0,57/п. Тогда пиковая подводимая мощность
Р» ~ ^ао ^а> где ^а ~ ан°Д»°е напряжение.
108
Расчет линейного усилителя имеет свои особенности, так как усиливается
сигнал с переменной амплитудой. Если для телеграфных усилителей
рассчитывается только режим максимального сигнала, то для линейного усилителя
необходимо рассчитать vaKcHii^bHbifl режим, режим покоя и режим средней
амплитуды сигнала. Максимальный режим рассчитывают при угле отсечки
анодного тока 90°. При максимальной амплитуде сигнала усилитель работает в
режиме, близком к граничному, поэтому для пентодов | = 0,85 .0,9, для тетродов
т
еоо
4С0
200
то
еоо
■400
гт
-75 -50 -25 О
а
25 50 75 Еа,Й
чА 1
ПГ
UP
\
\
Е„-ИЮ1
SOB
SOB
40В
20В
0
-201
"■"-»-.<№
_!£и_
400
1200 Е„,В
1а.я
60
55
SO
45
40
35
30
25
20
15
10
5
<
1
V
>
>
vj
1
... 1
^
s$V-
JOB
Юм
bob
m
20B
Рис. 3.11 Характеристики
лампы ГК-71 при А'а =
= 1500 В; £с2 = 400 В и
'сЗ ■
= 50 В:
О 200 400 В00 800 1000 1200 Еа,В
а— анодно-сеточная;
б—анодная; в — сеточно-анодная по
первой сетке; г — сеточно-анодная
по второй сетке
1 = 0,7...0,8. Расчет проводим с использованием ламповых характеристик на
конкретном примере.
Задавшись максимальной подводимой мощностью Ромакс = 300 Вт и
вероятным КПД (для ламп с «левыми» характеристиками ц « 0,5, а для ламп со
«средними» характеристиками г| =» 0,6), найдем мощность рассеяния на аноде:
0 макс
(1 _ П) = 300 (1 — 0,6) = 120 Вт.
Выберем лампу ГК-71 со следующими параметрами: Ра
= 1500 В; £с2 = 400 В; наибольший ток эмиссии катода /s =
сеточная, анодная и сеточно-анодные характеристики лампы
на рис. 3.11.
= 125 Вт; £а =
■ 0,9 А. Анодно-
ГК-71 показаны
109
Определим параметры усилителя в режиме покоя. Анодно-сеточная
характеристика лампы ГК-71 имеет хорошо выраженный прямолинейный участок.
Продлив его, найдем напряжение смещения в рабочей точке £с, = —65 В. По этой
же характеристике найдем анодный ток покоя /п = 0,06 А. Мощность
рассеяния на аноде в режиме покоя
Ра> „ = £а/п = 1500 • 0,06 = 90 Вт, т. е. Ра п < Ра. доп.
Постоянная составляющая анодного тока в максимальном режиме
'.0 = Р0 макета = 300/1500 = 0,2 А.
Для обеспечения малого уровня нелинейных искажений выберем 0 = 90° и
по рис. 3.8 найдем коэффициенты: ах = 0,500 яа,= 0,318 (без учета тока
покоя /п).
Для уточнения дальнейших расчетов введем коэффициент Ко,
учитывающий влияние тока покоя:
*о = /„//..„ке = V3'«0 = °>06/3 • °'2 = 0.Ь
Уточним значение коэффициента
а0 = 0,318 + 0,88й02 = 0,327,
Определим
4. макс = 7а0/ао = 0,2/0,327 = 0,61 А
и амплитудное значение первой гармоники анодного тока
/., = /.. *.«»! = 0,61. 0,5 =0,305 А.
Ответственным моментом расчета является определение амплитуды
переменного напряжения на аноде fa>MaKC. Ее можно определить, воспользовавшись
анодными характеристиками лампы (см. рис. 3.11, б). Выберем линию анодного тока
0,6 А, затем начало координат соединим со средней точкой скругления. Это и
будет линия граничното режима (ЛГР). Она проходит правее линии спада
анодного тока. Справа от ЛГР располагается область недонапряженного режима
(рабочая для линейных усилителей), слева от ЛГР — область перенапряженного
режима.
По анодным характеристикам находим, что необходимый импульс тока
0,61 А достигается при максимальном напряжении на первой сетке £CjMaKC = 60В. -
В этот момент оетаточног напряжение на аноде £амин~ 160 В. У ламп со
«средними» характеристиками в линейном режиме напряжение Еа мян должно быть
не менее двойного или тройного положительного напряжения на первой сетке,
иначе будут быстро расти токи сеток, а вершина импульса анодного тока
искажаться (притупляться).
Амплитуда переменного напряжения на аноде
V,. макс = Еа - £а мин = 1500 - 160 = 1340 В.
Колебательная мощность
*г. макс = 0.5".. макета! = 0.5 • 1340 • 0,305 = 202 Вт.
Максимальный КПД
%акс = РГ1Р0 мало = 2»2/300 = 0,67.
Мощность рассеяния иа аноде в максимальном режиме
Р* = Р0 „,« ~ рг. макс = 300 - 202 = 98 Вт < Ра. доп.
Большую часть времени усилитель работает в некотором среднем режиме.
При пикфакторе р = 4 средняя амплитуда входного сигнала
Msp = 0,35AW
110
Средняя колебательная мощность
Средний КПД
рг. ср = <Л. макс = 0,35* • 202= 25 Вт,
Жср -^ о 0,35-0,1 ....
Чср = Чиакс t_^o = 0-67 1-0>1 = 0,186.
Средняя подводимая мощность
ро ср = рг. ср/Чср = 25/0,186 = 135 Вт.
Средняя мощность рассеяния на аноде
Рг. ср = ^0 ср ~ Рг. ср = 135 - 25 = ПО Вт.
Иногда ошибочно полагают, что мощность рассеяния на аноде достигает
максимума при максимальных сигнале к анодном токе. Расчет показал, что в
состоянии покоя мощность рассеяния на аноде 90 Вт, при максимальном сиг-
кале — 98 Вт, а при среднем сигнале — 110 Вт. Найдем сопротивление анодной
нагрузки:
#э = */,. макета! = 1340/0,305 = 4400 ОМ.
Рассчитаем цепь первой сетки. Амплитуда напряжения возбуждения
U* макс = Ес1 макс ~ £cl = 60 - (-65) = 125 В.
По сеточно-анодной характеристике лампы ГК-71 по первой сетке (см.
рис. 3.11, в) найдем максимальное значение тока первой сетки при £с1мако = 60 В
и £а мин = 160 В; /с1 макс = 0,02 А. При отсутствии характеристик можно
воспользоваться приближенной формулой для линейного режима; 1с1 мако = (0,03 ..,
,.. 0,05) 1Ь макс. Эта формула справедлива для ламп со «средними»
характеристиками. Ток первой гармоники цепи управляющей сетки
Лс1 =» °>3'с1 макс = °>3 ' °'02 = °.°06 А.
Постоянная составляющая тока первой сетки
/0с1 = 0,5/1с1 == 0,5 • 0,006 = 0,003 А.
Мощность возбуждения (без учета потерь в сеточном контуре)
Р* = °.5/Л макс = 0.5 • 0,006 • 125 = 0,375 Вт.
Мощность рассеяния на управляющей сетке
Рс1 =РЪ + £с1/0с1 = 0,375 - 65 • 0,03 = 0,18 Вт,
что значительно меньше допустимой.
Эквивалентное сопротивление цепи управляющей сетки
*э. с! = Ус1 макете! = 125/0.°06 * 20 к0м«
Напряжение на сетке заходит далеко в положительную область (до 60 В), и
сеточный ток «притупляет» положительную полуволну напряжения возбуждения.
Для уменьшения влияния сеточного тока на форму напряжения возбуждения
параллельно участку сетка — катод подключают нагрузочный резистор #д
с таким сопротивлением, чтобы входное сопротивление каскада /?вх
уменьшилось в k раз. При к = 5
Яд = Я9. el № ~ О = 2°/(5 - 1) = 5 кОм.
Входное сопротивление при отрицательной полуволне напряжения возбужде-
вия /?вх = RR = 5 кОм; при положительной — RB1L = #9i, t/fc = 20/5 =* 4 кОМ.
Ш
Если выходное сопротивление предоконечного каскада согласовано с /?д, можно
определить, насколько уменьшится положительное напряжение управляющей
сетки за счет сеточного тока:
Л£/„
:60
5 + 4
= 6,6 В.
-d мако ^д _|_ £в
Вычислим степень уменьшения максимальной амплитуды сеточного напряжения
в процентах:
Д£/с = Д£/с/£/с1 макс = 6,6/125 • 100 = 5,3 %.
По табл. 5 определяем, что образующиеся за счет этого составляющие третьего
порядка имеют уровень около — 35 дБ. Мощность возбуждения необходимо
увеличить в k раз из-за потерь в резисторе: Р'ъ = kPB = 5 • 0,375 = 1,9 Вт.
Коэффициент усиления кас-
Таблица 5 када по мощности
/fep-Pr/P; = 202/1,9 «100.
Резистор R„ должен иметь
мощность 1,5...2 Вт. Для
уменьшения индуктивности
его удобно выполнить из
трех параллельно
соединенных резисторов по 15 кОм.
Если имеется запас по
мощности возбуждения,
желательно k увеличить до 10,
что еще примерно на 5 дБ снизит уровень продуктов третьего порядка,
образующихся в цепи сетки.
Рассчитаем цепь второй сетки. По сеточно-анодным характеристикам по
второй сетке (см. рис. 3.11, г) найдем, что при Ес1 = 60 В и £а мин = 160 В
максимальный ток второй сетки ^с2маке = ^>^ А. При отсутствии характеристик
можно воспользоваться формулой /^ макс .= (0,15 ... 0,2) /а _ макс. Получаем
постоянную составляющую тока второй сетки
^0с2 = °>7/с2 макса0>
где 0,7—коэффициент, учитывающий остроугольную форму импульса тока
экранной сетки; а0 — коэффициент постоянной составляющей для анодной
цепи, т. е.
ли, %
Уровень комбя-
национных
составляющих
третьего
порядка, дБ
1
-50
3
—40
5
—35
10
-29
15
—25
20
—22
'0с2
0,7 • 0,094 • 0,327 = 0,022 А.
Мощность рассеяния на второй сетке
Рс2 = £с2'сс2 = 400 • 0,022 = 8,8 Вт< Рс2 доп =-- 25 Вт.
Таким образом, имеется большой запас по мощности рассеяния на второй сетке,
и для улучшения линейности можно повысить напряжение экранной сетки на
20—25 %, отчего анодно-сеточная характеристика сместится левее. Для
сохранения рассчитанного тока покоя /п = 0 ,06 А необходимо увеличить напряжение
смещения. При этом лампа работает в основном в левой части характеристики,
ток управляющей сетки снижается и меньше искажает форму напряжения
возбуждения.
Ток третьей сетки незначителен и никаких расчетов для нее обычно не
проводят. У некоторых пентодов подача небольшого положительного напряжения
на третью сетку (50 В для ГК-71) увеличивает крутизну линии граничного
режима, т. е. позволяет уменьшить искажения, увеличить коэффициент
использования анодного напряжения и КПД усилителя.
Расчет линейных усилителей в режиме АВ на тетродах с квадратичными
характеристиками имеет некоторые особенности. Рассмотрим их на примере.
112
По заданной подводимой мощности Р0 = 300 Вт выберем лампу (например
ГУ-ЗЗБ) с параметрами £а = 1500 В; Ес2 = 250 В; Ра. доп = 150 Вт. Найдем
/а0 = 0,2 А. Определим /а макс я*3/а0 = 0,6 А. Выберем экранное напряжение,
ггпи котором соответствующая анодно-сеточиая характеристика при нулевом
смещении без захода в область положительных напряжений на первой сетке
обеспечивает ток, равный или больший, чем /а макс, т. е. £с2 = 250 В. Через две точки
на характеристике, соответствующие /а макс и 0,5/а макс, проведем прямую, найдем
напряжение смещения (—20 В), ток покоя /п = 0,1 А и Рп = 150 Вт. Затем
вычислим
К0 = 0,1/3 • 0,2 = 0,16; <х0 = 0,318 + 0,88 . 0,162 = 0,343.
Уточним /а макс == /а0/0,343 = 0,584 А и /а1 = 0,5 • 0,584 = 0,282 А.
У ламп ГУ-ЗЗБ, ГУ-34Б и им подобных остаточное анодное напряжение
должно быть больше напряжения экранной сетки. Их анодные характеристики
и ЛГР не проходят через нуль координат. Поэтому у них | и КПД меньше.
По анодным характеристикам найдем Еа мт = 300 В.
Дальнейший расчет аналогичен расчету для лампы ГК-71. Приведем только
конечные результаты. Р; -■= 175 Вт; Ра = 125 Вг; имакс—0,585; Рг ср = 22 Вт;
т)ср-=0,133;Р0ср = 165 Вт; Ра ср = 143 Вт; «,= 4,1 кОм.
Как видно, в режиме АВ энергетические характеристики усилителя хуже,
чем в режиме В, в частности, средний КПД для ГУ-ЗЗБ ц = 0,133 (для ГК-71
т]ср = 0,186), а мощность рассеяния на аноде в режиме молчания для ГУ-ЗЗБ
Рп = 150 Вт (для ГК-71 Рп = 90 Вт). Эти энергетические потери являются
платой за высокое качество сигнала.
Необходимо предостеречь радиолюбителей, использующих лампы,
специально разработанные для усиления ОМ сигналов, от попыток увеличения
напряжения смещения сравнительно с оптимальным для снижения тока покоя.
Колебательная характеристика при этом искривляется в области малых входных
сигналов. Такой режим аналогичен режиму ограничения телефонного сигнала
не сверху, а снизу, что резко снижает разборчивость. Искажения и внеполосные
излучения при этом возрастают настолько, что значительно превышают искажения,
даваемые обычными лампами, так что применение специальных ламп теряет
всякий смысл.
Поскольку лампы с высокой крутизной имеют значительный разброс
характеристик, в частности, крутизны и оптимального напряжения смещения,
при замене однотипных ламп требуется подрегулировать напряжение смещения.
Его следует установить таким, чтобы ток покоя новой лампы был равен току
покоя, ранее найденному из условия минимальных нелинейных искажений.
Точно рабочую точку можно установить непосредственно по минимуму внеполосных
излучений.
Лампы предназначенные для линейного усиления сигналов в режиме АВ,
нецелесообразно использовать в схеме с ОС. При таком включении не
используется их важное преимущество — очень высокий коэффициент усиления,
позволяющий уменьшить число каскадов усиления.
Усилители с общей сеткой широко применяются в выходных каскадах KB
радиопередатчиков. Усилители мощности по схеме с ОС могут работать в любом
из режимов, но в радиолюбительской практике используются почти
исключительно в режиме линейного усиления. Преимущества такого усилителя —
хорошая линейность, высокие энергетические показатели и устойчивость;
недостаток — малый коэффициент усиления (5—25).
В схеме с ОС управляющая сетка является электростатическим экраном,
помещенным между анодом и катодом, т. е. между входом и выходом усилителя.
Это создает хорошую развязку входа от выхода и позволяет повысить граничную
частоту эффективно усиливаемых колебаний. Схемы усилителей с ОС на триодах
и схемы входных цепей показаны на рис. 3.12. Напряжение возбуждения
приложено между сеткой и катодом, как и в схеме с ОК- Сетка соединена с
корпусом через блокировочный конденсатор достаточной емкости, либо
непосредственно. Источник смещения может быть включен в сеточной цепи (рис. 3.12, б),
113
либо в цепи катода, если сетка заземлена непосредственно (рис. 3.12, а). На
рис. 3.12, а через источник напряжения смещения протекает анодный ток.
Напряжение смещения подается на катод в положительной полярности, что
равносильно подаче такого же напряжения на сетку, но в отрицательной полярности.
Анодный ток первой гармоники проходит (считая от корпуса) через
блокировочный конденсатор Сбл с, входной контур, лампу, анодный контур и конденсатор
Сбл , т. е. выходной ток проходит и через входной контур.
В усилителе с ОК выходное напряжение противоположно по фазе входному,
так как повышение потенциала сетки увеличивает ток анода и снижает его
потенциал относительно корпуса. В усилителе же с ОС повышение потенциала
Рис. 3.12. Схемы усилителей с общей сеткой на тргодах:
а— с подогревным катодом; б ~ с катодом прямого накала; в— с ненастроенным
входом; г — с П-контуром на входе; д— вариант цепи накала
катода вызывает одновременное возрастание потенциала анода, т. е. выходное
напряжение изменяется синфазно с входным. Заметим, что в схеме ОС
напряжение возбуждения £/к, приложенное к катоду, равно напряжению возбуждения
1/е в схеме с ОК.
Будем рассматривать входной контур как один генератор, а лампу — как
другой. Эти генераторы включены последовательно, вырабатываемое ими
напряжение синфазно и поэтому складывается.
Вследствие того что анодная нагрузка питается от соединенных
последовательно источника возбуждения и лампы и через них протекает один и тот же
ток первой гармоники, можно сделать следующие выводы.
1. В схеме с ОС коэффициенты усиления по напряжению и по мощности
практически совпадают.
2. Для усилителя с ОС требуется существенно большая мощность
возбуждения, чем в схеме с ОК. Мощность возбуждения Рв делится на две части:
проходящую в нагрузку и рассеиваемую на сетке, причем мощность рассеяния на
сетке одинакова для обеих схем (с ОС и ОК).
114
3. Схема усилителя с ОС имеет улучшенную линейность, так как ООС по
току осуществляется автоматически, без специальных .мер. Величина ее около
6 дБ; примерно на столько же уменьшается уровень нелинейных искажений.
Входное сопротивление Rax усилителя с ОС невелико (десятки или сотни
ом), что необходимо учитывать при выборе связи с предшествующим каскадом.
При работе на участке характеристики с переменной крутизной RBX = l/S
где S — средняя крутизна на рабочем участке. При работе с отсечкой
анодного тока S — Sax (1 — cos в); при в = 90° <хх = 0,5 и cos в = 0, поэтому
Scp = 0,5S. Отсюда при в = 90° J?BX = 1/0.5S. Сеточный ток может
уменьшить эту величину на 5—10 %.
Если входное сопротивление и мощность возбуждения не приводятся в
справочниках, их определяют расчетным путем. Поскольку S — величина
переменная, а в справочниках указывается S прн каком-то определенном токе, более
точно #вх можно найти из табличных либо расчетных данных для режима В
с ОК.
Если известны амплитуда возбуждающего напряжения Uc мако и амплитуда
первой гармоники анодного тока /а1, то Лвх = (/0 макс//а1. а проходящая мощность
Pnp = 0,5/a,i/c-MaK(.. Мощность возбуждения: Рв = Рпр + Рв.(0-к), где Рв(0.к)—
мощность возбуждения в схеме с ОК-
Если для режима В в схеме с ОК известны Ус.мако и /а0, то с учетом /^ яа
~1.5/а0
U
*„ = '
Если для схемы с ОС известны мощность возбуждения Рв и Uc MaKC, то
U2
п смаке
кях 2Р *
В схеме с ОС применяют не только триоды, но тетроды и пентоды. При этом
напряжение возбуждения оказывается приложенным м$жду катодом и всеми
сетками, что повышает общую крутизну по сравнению со схемой с ОК. У
экранирующей сетки, кроме постоянной, появляется также переменная
составляющая тока сетки, которую следует учитывать при расчете ее режима. Тетроды
нли пентоды, у которых лучеобразующие пластины или третья сетка соединены
с катодом внутри лампы, не рекомендуется применять для работы в схеме с ОС,
так как они склонны к самовозбуждению.
Появление тока первой сетки в схеме с ОС не искажает формы
возбуждающего напряжения, так как ток сетки незначителен по сравнению с общим
входным током усилителя, т. е. нагрузка является стабильной для предварительного
каскада, и не требуется нагрузочный резистор между сеткой н катодом.
В схеме с ОС особенно при использовании тетродов и пентодов вносимые
каскадом искажения мало зависят от выбора рабочей точки на характеристике
и определяются в основном ее формой. Это позволяет уменьшить ток покоя в
5—10 раз по сравнению со схемой с ОК при том же уровне искажений. При этом
режим лампы приближается к идеальному режиму В, нагрев анода в паузах
значительно уменьшается, и можно получить большие мощность и КПД.
Например, для лампы ГУ-50 в схеме с ОК минимальные искажения получаются
при / = 70...80 мА. Поэтому в линейном режиме нельзя получить паспортной
мощности, так как уже при анодном напряжении 500 В в режиме покоя мощность
рассеяния на аноде достигает предельно допустимой, а отдаваемая мощность
составляет 35—40 Вт. В схеме же с ОС ток покоя можно уменьшить до 15—20мА
и энергетические показатели усилителя значительно улучшаются.
Выполним упрощенный расчет усилителя с общей сеткой на конкретном
примере. Примем максимальную подводимую мощность Р0 = 240 Вт. Исходя из
вероятного КПД (ц = 0,7), найдем мощность, рассеиваемую на аиоде: Ря =
= Р0 (1 — т]) = 240 (1 —0,7)=72 Вт. Выберем две лампы ГУ-50, включенные
115
параллельно. Данные лампы ГУ-50: Ра доп = 40 Вт; Рс2доп= 5 Вт; Ре1дсп= 1 Вт
Примем Ея = 1000 В; £с2 = 250 В. Расчет выполним для одной лампы, затем
токи удвоим (обозначения со штрихом относятся к одной лампе). Подводимая
мощность к одной лампе: Р'й = 0,5 • 240 = 120 Вт. Ток покоя выберем из
условия, чтобы в покое рассеиваемая мощность на аноде была от одной трети до
половины предельно допустимой. Примем I' = 0,015 А. Мощность рассеяния
в покое
Рз.п = £а/; = 1000 • 0,015 = 15 Вт.
По анодно-сеточной характеристике при £с2 = 250 В найдем напряжение
смещения на первой сетке, при котором /п = 0,015 А; £с[ = —60 В.
Постоянная составляющая анодного тока
/а0=Ро/Яа= 120/1000 = 0,12 А.
Импульс анодного тока для режима В:
СМакс=Л/а0-=3.14-°.12 = °.376А-
Для пентодов в линейном режиме коэффициент использования анодного
напряжения | целесообразно выбрать в пределах 0,85—0,9. С учетом того что
в схеме с ОС мгновенное экранное напряжение повышается на значение
напряжения возбуждения, по анодным характеристикам определим, что импульс тока
1'л макс=0,4 А достигается при потенциале управляющей сетки Ес1 макс=0 В. Как
виднм, необходимого импульса анодного тока можно достигнуть без тока первой
сетки. В этот момент остаточное напряжение Ея. мин = 120 В (также находится
по анодным характеристикам). Тогда амплитуда переменного напряжения на аноде
и* = £а - £а.ми„ = '000 - 120 = 880 В.
Проверим 1= UjEa = 880/1000 = 0,88, что удовлетворительно.
Амплитуда напряжения возбуждения на катоде
^к.макс = ^Ымакс = *cl макс ~ *c, = 0 - (-60) = 60 В.
Амплитуда первой гармоники анодного тока
/а1=0,5/;.иа1СС = 0,5. 0,376 = 0,188 А.
Мощность, отдаваемая одной лампой,
Р; = 0,5t/a/a макс = 0,5 • 880 • 0,188 = 83 Вт.
Мощность, рассеиваемая на аноде,
К = Р'о - Р'т = 120 - 83 = 37 Вт< Ра.доп.
КПД усилителя
т) = р;/Р^ = 83/120= 0,69.
Мощность, проходящая в нагрузку из входной цепи,
Рпр = 0,5t/K.MaKC/aI = 0,5 • 60 ■ 0,188 = 5,7 Вт.
Сопротивление анодной нагрузки
г,- ^а + ^к.макс 880 + 60 , _
*э= ТаХ ==^Л88_ = 5к0м-
Для двух ламп Rs~ 2,5 кОм. Ток первой сетки отсутствует, поэтому
мощность на ней не рассеивается. Импульс тока второй сетки находим по сеточно-
аиодиой характеристике по второй сетке, При £^ = 250 8, £а.мин = 120 В и £с1 =0
116
импульс тока /с'2макс= ^>06 ^. Если этих характеристик пет. можно
воспользоваться формулой
/с2Макс = (0'15---°.2)/а.маКс-
Мощность рассеиваемая второй сеткой,
Рс2=0.7/с2макс£с2/«+Р;.с2-
Второе слагаемое в этой формуле учитывает добавочную мощность за счет
напряжения возбуждения, приложенного к экранной сетке:
Рв.с2 = 0.25/с2макЛ.Макс = °& ' °.°6 ' 60 = 0,9 Вт|
Р'с2 = 0,7 • 0,06 • 250/3,14 + 0,9 = 4,25 Вт<Рс2д<)п.
Мощность возбуждения
К = РпР + Рв.с=5>7 +0,9 = 6,6 Вт.
Для двух ламп
Рв = 2 • 6,6 = 13,2 Вт.
Входное сопротивление усилителя
*вх = ^к.Макс/2Рв= 607(2 • 13,2) = 136 Ом.
Существует усилитель с ОС на тетродах или пентодах, когда все сетки
непосредственно соединены с корпусом, т. е. постоянные напряжения на них не
подаются. Тетрод или пентод прн этом превращается в триод с высоким
коэффициентом усиления. Для такого триода обычно не требуется напряжение смещения,
так как ток покоя при нормальном напряжении анода составляет несколько
митлиампер Поэтому не нужны источники экранного напряжения и напряжения
смещения. Если учесть, что в линейном режиме эти напряжения должны быть
стабилизированы, преимущества такой схемы усилителя становятся еще более
заметными Усилитель на таком триоде устойчив, так как все сетки
непосредственно соединены с корпусом. Для него требуется большая мощность
возбуждения, но почти вся эта мощность поступает в нагрузку, так что некоторое
увеличение мощности предоконечного каскада вполне себя оправдывает. Линейность
такого усилителя с ОС практически такая же, как н в режиме с номинальными
постоянными напряжениями на сетках.
Токи сеток, соединенных вместе, в таком включении лампы значительные,
причем основная часть приходится на управляющую сетку. Контролировать
ток первой сетки необходимо в любом усилителе, тем более при триодном
включении тетродов и пентодов. Для этого сетку подключают к корпусу через резистор
небольшого сопротивления (например, 1 Ом), а к нему через добавочный резистор
R„ — миллиамперметр на 1 мА (рис. 3.12, г). Сумма внутреннего сопротивления
миллиамперметра н сопротивления резистора R равна пределу измерений
в миллиамперах. Мощность рассеяния на первой сетке
Pcl = °'5Лс1^с1макс>
где /1с1 —амплитуда первой гармоники тока сетки; fC]MaKC— амплитуда
напряжения возбуждения между катодом и сеткой. Поскольку форма импулься тока сетки
приближается к треугольной, /0с1 = 0,5/1с1, отсюда Рс1 = 'ос^сЫакс
Если измеренная мощность рассеяния превышает допустимую, следует
сеточный блокировочный конденсатор отсоединить от корпуса и подключить к
части витков катодного дросселя (точка А, рис. 3.12, г). Катодный дроссель здесь
используется как делитель ВЧ напряжения. Чем ближе к катоду подключена
первая сетка, тем больше должна быть мощность возбуждения, но вся
дополнительная мощность поступает в нагрузку.
В схеме с ОС катод находится под ВЧ напряжением. Если используется
лампа с катодом прямого накала, в цепи нити накала должен быть включен
дроссель высокой частоты. Индуктивное сопротивление его Должно в несколько
11/
раз превышать входное сопротивление усилителя. Обычно индуктивность 20—
30 мкГн достаточна. Для уменьшения геометрических размеров накального
дросселя применяют сердечники из феррита с проницаемостью 200—2000 или
альсифера с проницаемостью 50—60. Для предотвращения подмагничивания
сердечника током накала дроссель наматывают сразу двумя проводами. Можно
применять кольцевые, тороидальные и стержневые сердечники. Удобны для
этой цели кольца с внешним диаметром 32—65 мм, например, на кольце к 40 X
X 25 X 7,5 при ц = 1000 достаточно 7—10 витков, при \i = 400 — 12 — 15
витков, двойным проводом. Чрезмерное увеличение числа витков может привести.
к падению проницаемости сердечника ввиду подмагничивания катодным током/
В схеме на рис. 3.12, б дроссель накала нельзя наматывать на ферритовом
кольце или торе, так как сердечник будет подмагничиваться током накала.
Здесь можно применить дроссель без сердечника либо со стержневым сердечником.
Дроссели на ферритовых стержневых сердечниках проще в изготовлены*,
занимают меньше места и значительно меньше подвержены подмагничиванию. Для
них удобно использовать стержни диаметром 8—12 мм, длиной 100—150 мм
с проницаемостью 100—1000. Например, на сердечник из феррита с
проницаемостью 400, диаметром 8 мм и длиной 100 мм достаточно намотать 25 витков
двойным проводом; при этом индуктивность его будет 35 мкГн.
При использовании в усилителе двух или более ламп прямого накала их
нити накала не следует включать последовательно: у разных экземпляров ламп
ток накала неодинаков вследствие разброса диаметров нити накала, поэтому при
последовательном включении одна лампа может работать с недокалом, другая—
с перекалом. В этом случае удобно намотать дроссель сразу тремя проводами
и включить так, как показано на рис. 3.12, д. Средний провод может быть
значительно тоньше крайних, так как он служит для уравнивания напряжения
накала ламп.
Если в схеме с общей сеткой применяются лампы с подогревным катодом
(рис. 3.12, а), на частотах 1,8...7 МГц использование накального дросселя
необязательно. На более высоких частотах емкость между катодом и нитью накала
сильнее шунтирует входное сопротивление усичителя, поэтому необходим
нахальный дроссель. При намотке накального трансформатора следует учесть падение
напряжения на накальном дросселе.
Если ток накала лампы велик, можно в принципе отказаться от накального
дросселя и сконструировать специальный накальный трансформатор, имеющий
малую емкость накальной обмотки по отношению к первичной обмотке и
сердечнику. Можно применить и трансформатор обычной конструкции, но он окажется
под напряжением высокой частоты. Его придется изолировать от шасси н
экранировать, а ВЧ дроссель включить в цепь первичной обмотки трансформатора.
Усилитель мощности часто удален от возбудителя и соединен с ним
коаксиальным кабелем. Если электрическая длина кабеля больше 0,1 длины волны,
его волновое сопротивление должно быть согласовано с входным
сопротивлением усилителя через согласующие устройства в виде параллельного или П-об-
разного контура.
Если входное сопротивление усилителя равно сопротивлению кабеля, можно
обойтись без контура-в цепи катода (рис. 3.12, в). Но при этом входное
напряжение становится несимметричным, так как нагрузка на возбудитель существует
в течение лишь одного (отрицательного) полупериода входного напряжения.
Это увеличивает уровень нелинейных искажений на 3—4 дБ по сравнению со
схемой, где имеется контур на входе, а КПД уменьшается на 4—5 %. Поэтому
на входе усилителя с ОС рекомендуется применять настроенный контур.
Перестройка его в пределах любительского диапазона не требуется, так как он
имеет низкую добротность (4—5).
Колебательные системы ламповых усилителей мощности. Термин
«колебательная система» (КС) подразумевает наличие в ее составе резонансных цепей с
добротностью не менее 3—4, которые можно рассматривать как колебательные
контуры (особенности КС автогенераторов см. в гл. 1). Кроме автогенераторов, КС
применяют для связи между каскадами передатчиков, а также на выходе
оконечного каскада для связи с нагрузкой. КС должны удовлетворять следующим
требованиям: обеспечивать трансформацию сопротивления нагрузки в
эквивалентное сопротивление нагрузки анодной цепи и необходимую фильтрацию
побочных излучений; иметь минимальное число регулируемых элементов и вы-
118
сокий КПД. К выходным КС передатчиков предъявляется также требование
компенсации реактивности антенны. Чтобы удовлетворить этим требованиям, КС
должна быть соответствующим образом рассчитана и изготовлена.
Простейшей КС является параллельный колебательный контур. При
резонансе эквивалентное сопротивление параллельного контура, не связанного
с нагрузкой (.назовем его Rxx — сопротивление холостого хода), определяют по
формуле: i?xx=Qx-xX, где Qx х — добротность ненагруженного контура; X —
реактивное сопротивление катушки (XL) или конденсатора (Хс), на резонансной
частоте они равны. На KB обычно Qx х = 100 ... 400, а #х х составляет десятки
килоом.
При подключении к контуру
нагрузки (например, фидера антенны)
эквивалентные добротность и
сопротивление уменьшаются. Для
нормальной работы каскада сопротивление
нагруженного контура должно
равняться эквивалентному
сопротивлению анодной нагрузки /?э. При этом
эквивалентная добротность контура
должна быть достаточно высокой,
чтобы обеспечить хорошую фильтрацию
гармоник. Однако с увеличением
добротности возрастает ток в контуре,
что увеличивает потери и снижает
КПД. Оптимальное значение
добротности нагруженного на антенну кок-
тура Q — 10 ... 15. КПД контура
r.K=[-Q/<2xx. Так, при Q=10
hQx.x = 200 г]к = 1 - Ю/200 = 0,95.
Индуктивное и емкостное
сопротивления элементов контура
определяют по формуле XL — Хс= RjQ.
Значения /?э берутся из расчета
режима либо из таблиц
рекомендованных режимов генераторных ламп.
Если такие данные отсутствуют, но
известны анодное напряжение и
постоянная составляющая анодного
тока, то Rs = KEjlz0. В режиме С
для тетродов К = 0,45...0,48, для триодов и пентодов К — 0,5...0,55. В
режиме В для тетродов К = 0,5....0, 53, а для триодов и пентодов К = 0,58...0,62.
Например, если усилитель на пентоде в режиме В имеет Еа = 1500 В; /а0 =
=0,25 А, 'то R3 = 0,6 • 1500/0,25 = 3,6 кОм.
При фиксированном значении R3 можно изменять эквивалентную
добротность нагруженного контура в анодной цепи, изменяя величины емкости и
индуктивности. Так, при увеличении емкости контура по сравнению с расчетной
Хг уменьшается, a Q соответственно возрастает, поскольку R3 = XCQ. Такое
явление нередко наблюдается на волнах 10—15 м, когда емкость контура
вынужденно получается больше оптимальной. Одновременно с увеличением Q растет
ток в контуре, отчего нагреваются катушки и подгорают переключатели.
Зная Хг и Хс, найдем емкость и индуктивность контура: С= 10в/2л/Хс;
L = XL/2nf, где С — пФ; L — мкГн; f — МГц; Хс, XL — Ом.
Значения L и С можно определить по графику (рис. 3.13).
Контур цепи первой сетки рассчитывают аналогично. Эквивалентное
сопротивление цепи сетки R3 известно из расчета. Его можно определить также, зная
амплитуду "напряжения возбуждения и мощность возбуждения
/?э=£/2/2Рв.
119
Рис. ЗЛЗ. Кривыа зависимости
реактивных сопротивлений Хс и XL от
емкости и индуктивности на
диапазонах 3,5—28 МГц
Поскольку КПД сеточного контура не имеет особого значения, для
улучшения фильтрации в сеточном контуре увеличивают Q до 20—50.
Пример 14. Рассчитаем сеточный контур усилителя на лампе ГУ-13 для
диапазона 14 МГц. Исходные данные: Uc = 170 В; Рв = 1,28Вт; Qx x = 150;
Q= 50:
Rs= U%/2PB= 170/(2 • 1,28) = 11 200 Ом;
Хс = XL = RJQ = 11 200/50 = 224 Ом.
По графику на рис. 3.13 находим для 14 МГц С = 50 пФ, L = 2,5 мкГн.
КПД контура
50
*]K=i-Q/Qx.x=i-i5o = °.67.
Мощность, которую должен отдавать предоконечный каскад,
К = РвМк = ' .28/0,67 я= 2 Вт.
Коэффициент фильтрации К& колебательной системы показывает, во
сколько раз меньше отношение тока гармоники к току основной частоты на выходе
КС, чем в цепи, питающей КС (например, в анодной). Исходной величиной для
расчета К.& является содержание гармоник в анодном токе, определяемое
коэффициентами разложения ах, а2, а3 и т. д.
В наиболее распространенных режимах при в = 75...90° отношение а2/ах«!
r* 0,5. Коэффициент третьей гармоники при в = 90° стремится к нулю.
Поскольку фильтрация КС на третьей и более высоких гармониках больше, чем
на второй, определяют К& для второй гармоники.
Общесоюзные нормы на уровни побочных излучений устанавливают: для
передатчиков мощностью до 500 Вт уровень — 40 дБ, но не более 50 мВт для
любого из побочных излучений; для передатчиков до 5 Вт уровень побочных
излучений — 30 дБ, т. е. не более 5 мВт.
Необходимая величина К& зависит от коэффициентов стоячей волны на
основной частоте (КСВ1) и на второй гармонике (КСВ2). Любительские диапазоны
достаточно узки, поэтому несложно достичь КСВ1 < 2, а КСВ2 = 10...20,
например при работе на диполь, питаемый коаксиальным кабелем. Самые
неблагоприятные условия для подавления гармоник будут тогда, когда КСВ1 и
КСВ2 имеют наибольшие значения, причем длина фидера такова, что активнее
сопротивление в точке питания (на нижнем конце фидера) на осиовнсй частоте
максимально (например 150 Ом при Рф = 75 Ом и КСВ1 = 2), а на второй
гармонике минимально (7,5 Ом при том же кабеле и КСВ2 = 10). При этом
сопротивление фидера на второй гармонике в 20 раз меньше, чем на основной частоте,
т. е. требуется увеличение фильтрации токов второй гармоники в 20 раз
(произведение КСВ1 • КСВ2 = 20). Однако вероятность совпадения этих условий
невелика, и для учета средних условий вводят коэффициент А. Таким образом,
K«,>—V ^— А КСВ1 КСВ2,
где Р2д0п— допустимая мощность второй гармоники. Практика показала, что
А =» 0,2. С учетом того что а21ах » 0,5, имеем
ч>У
Pi
Если принять Ру= 100 Вт; Р2дОП = 0,05 Вт, то Кф> 45 (33 дБ).
Параллельный колебательный контур при Q = 10 и непосредственном соединении с
фидером аитеины обеспечивает необходимую фильтрацию лишь при мощности до 10 Вт,
т. е. для передатчиков III категории, а для мощных передатчиков необходимы
более сложные схемы КС.
120
Таблица 6
Схема
\L1\£2 У
Коэффициент
фильтра цин
я-й гармоники
2-й
гармони
ки
Схема
Л2/
0.75Q
——■—пгг>—, Г
4=0 4=С2
Коэффициент
Фильтрации
л-й гармоники
2-й
гармони*
ки
л3 1—'
6Q
»i-4e
I.5Q
-~t-r>nri-p
Г Г
г
"■"-;? о
3Q
я2(1
л2,
3Q
а и.
Г Iе
"F|P
I2Q
В табл. 6 приведены коэффициенты фильтрации для л-й и 2-й гармоник
простых КС. Наилучшей фильтрацией при минимальном числе элементов обладает
П-образный контур. При т) = 0,8...0,9 он обеспечивает подавление второй
гармоники на 40—45 дБ. П-контур обладает также большой гибкостью с точки
зрения трансформации сопротивления антенны в эквивалентное сопротивление
анодной нагрузки. Конденсатором С1 контур настраивают на рабочую частоту,
а конденсатором С2 регулируют связь с нагрузкой, поскольку Яэ> гф.
В отличие от П-фильтров, используемых в согласованном режиме (когда
волновое сопротивление контура р = wL равно сопротивлению источника сиг-
Нала и сопротивлению нагрузки), анодный П-контур передатчика работает в
рассогласованном режиме с целью трансформации сопротивлений.
Расчет П-контура выполним в следующей последовательности. Пусть
известны эквивалентное сопротивление анодной цепи /?э, сопротивление нагрузки
RH и добротность контура холостого хода Qxx. Минимальную добротность
нагруженного контура Q выберем из следующих соображений. Если Q выбрать малой,
невозможно получить большой коэффициент трансформации сопротивлений, т. е.
Q> ~[fRjRn. Кроме того, при малой Q ухудшается фильтрация, а при высокой
падает КПД. Например, /?э = 4000 Ом, /?и = 75 Ом, Qx х = 150. Минимальная
допустимая добротность Q» 1/4000/75 = 7,3. Обычно Q = 10 ... 15, реже 20.
Примем Q= 15. Найдем «среднее геометрическое» сопротивление:
/?ср = УЩВ = У4000 • 75 = 550 Ом.
Реактивное сопротивление конденсаторов
#э + #Ср _ 4000 + 550
^С\
15
= —303 Ом;
ХС2 = -^ = -^5 = -42 0м.
121
Индуктивное сопротивление катушки (равное волновому сопротивлению П-кон-
тура)
XL = р = ~{ХС1 + ХС2) = 303 + 42 = 345 Ом.
Индуктивность L = XL/2nf, где L — мкГн; / — МГц. Например, на частоте
7 МГц L = 345/6,28 • 7 = 7,85 мкГн.
159 • 10' 159 • 103
159 • 103 _,n A
г = 7,42 = 54° пФ-
В диапазоне 3,5 МГц емкость и индуктивность должны быть удвоены, в более
высокочастотных диапазонах соответственно уменьшены. КПД контура
Рис. 3.14. Схемы анодных колебательных систем на диапазон
10 — 80 м:
а—»с параллельным питанием; б — с последовательным питанием
Следует отметить, что рассчитанные величины пригодны, когда КСВ в
кабеле (2ф = 75 0м) равен 1. Если, например, КСВ = 2, сопротивление на
нижнем конце кабеля может быть в пределах от 2гф до 0,5гф (150—37,5 Ом), т. е.
необходимо изменить емкость конденсатора С2.
Начальная емкость контура Снач состоит из выходной емкости лампы Свых =
= 6...20пФ; минимальной емкости конденсатора Сс—18...20 пФ; емкости
дросселя при параллельном питании Сд = 5... 15 пФ; емкости монтажа См =
= 5 ... 20 пФ и емкости катушки CL = 3 ... 10 пФ:
Снач ~ Свых + СС + Сдр + См + CL-
Емкость Сшч бывает 35—60 пФ, т. е. больше необходимой в диапазонах 2' и
28 МГц. В таких случаях стремятся уменьшить RB путем снижения анодного
напряжения и лучшего использования лампы по току, т. е. увеличить амплитуду
импульса анодного тока. Для этого можно увеличить напряжение возбуждения
н экранное напряжение (у тетродов и пентодов). Снижения Rs можно добиться
параллельным включением двух-трех ламп, если их выходная емкость невелика
(например, у лампы Г-811 СЕЫЧ = 5...6 пФ).
На рис. 3.14, а показана наиболее распространенная схема анодного П-
контура с переключателем диапазонов, закорачивающим часть витков катушек
L2 и L3. В диапазоне 80 м этим переключателем к выходному переменному
конденсатору подключается постоянный конденсатор СЗ. Несмотря на это, пределы
изменения выходного сопротивления П-контура в диапазоне 80 м остаются
достаточно широкими, так как трехкратное изменение выходной емкости (от 500
до 1500 пФ) обеспечивает Девятикратное изменение выходного сопротивления.
122
Если, например, при С2= 1Е00 пФ #вьгс = 75 См, то при С2 = БСО иФ ЯЕЫХ—
= 600 Ом, что позволяет работать как на коаксиальный, так и на одиопровод-
ный фндер. Для улучшения работы контура в диапазонах 21 и 28 МГц и
уменьшения влияния на общую емкость контура начально^* емкости конденсатора С1
подключают не к началу, а к отводу (например, к половине витков) 10-метровой
катушки (точка А на рис. 3.14, а). Влияние емкости Сг уменьшается
пропорционально квадрату коэффициента включения. На более низкочастотных
диапазонах, по мере увеличения числа витков кагушкн, коэффициент включения
приближается к 1, и конденсатор оказывается подключенным к началу катушки.
На рис. 3.14, б показана схема П-контура с уменьшенной начальной
емкостью. Такую схему целесообразно использовать при R3 = 4....6 кОм.
Амплитуда точа высокой частоты в контуре /к = IalQ, где /а1 — амплитуда тока первой
гармоники в анодной цепи; Q — добротность нагруженного контура. Ток /а1 обычно
известен из расчета; если расчет не выполняли, но известна постоянная
составляющая анодного тока /а0, то в режиме В можно считать /к = l,5/a0Q, а в режиме С
/к = 2/a0Q. В передатчиках мощностью 200 Вт /к = 5 ... 8 А.
Ток высокой частоты протекает только в тонком поверхностном слое
провода, поэтому для расчета важна не площадь сечения провода, а его периметр.
Толщина слоя, в котором протекают токн ВЧ, зависит от частоты. На частоте
28 МГц допустим ток 0,5—0,7 А на 1 мм периметра, на частоте 3,5 МГц — 0,8...
1 А на 1 мм. Следовательно, в передатчике мощностью 200 Вт катушка иа 28 МГц
должна быть намотана проводником £с периметром сечения порядка 10 мм. Это
может быть круглый провод диаметром 3 мм либо шина 4 X 1 мм. На 3,5 МГц
диаметр провода можно взять 1,5...2 мм. Неработающие витки катушки
необходимо закорачивать во избежание резонансных явлений в нерабочей части
катушки.
Обычно применяют цилиндрические катушки диаметром 3—8 см в
зависимости от мощности, причем отношение длины / к диаметру D должно быть 1—2,5.
В последнее время на частотах 14—28 МГц применяют также плоские спиральные
катушки, обеспечивающие большую компактность, а также катушки на
тороидальных каркасах. Каркасы катушек делают ребристыми для снижения потерь
н улучшения охлаждения провода. Материал каркасов — радиофарфор,
микалекс. Для улучшения изоляции и снижения потерь провод для катушки
наматывают так, чтобы расстояние между соседними витками равнялось одному-двум
пиаметрам провода.
Контурные конденсаторы усилителей мощности находятся под воздействием
значительных токов и напряжений высокой частоты, причем некоторые (в
зависимости от схемы) также и под действием высокого постоянного напряжения Еа.
Когда контур настроен в резонанс, реактивные мощности магнитного и
электрического полей равны между собой. Реактивная мощность Р действующая в
контуре, в Q раз больше колебательной мощности. Следовательно, в передатчике
I категории реактивная мощность контурного конденсатора должна составлять
несколько киловольтампер (кВ • А). Через конденсатор контура протекает ВЧ
ток той же величины, что и через индуктивность (до нескольких ампер), гоэтому
конденсатор следует выбирать не только по реактивной мощности, ио и по
допустимому току. Наименьшие потери имеют вакуумные и воздушные
конденсаторы.
Расстояние между пластинами переменного конденсатора должно быть
не менее 0,7—1 мм иа каждые 1000 В напряжения. Переключатели диапазонов
должны иметь хорошую изоляцию, малую емкость между контактами и
относительно корпуса и малое сопротивление контактов. Желательно.'чтобы
сопротивление контактов составляло не более 1—2 % сопротивления потерь контура,
которое можно найти по формуле гп = RjQQx х. Обычно гп— 1...2 Ом.
Рассчитаем П-контур, предназначенный для согласования линии передачи
с -входным сопротивлением усилителя по схеме с ОС. Входное сопротивление
усилителя на лампе ГУ-13 в триодном включении по схеме с ОС RBX = 375 Ом,
волновое сопротивление кабеля связи г^ = 75 Ом. Найдем Rcp = }/2ф/?вх =
= ]Л75 • 375 = 168 Ом. Считаем, что конденсатор С1 Я-контура подключен к ка-
Ш
белю; С2 — к катоду. Добротность нагруженного контура выбираем в пределах
3—5. При Q = 5 вычислим
*«Jl*cp _ 375+168
Q
*с* = ' п ? = ^-^Р^ = 94 Ом; XL = -(Хс/ + *«) = 1*3 Ом.
4. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Мощные высокочастотные транзисторы. Достоинства транзисторов — малые
габаритные размеры, мгновенная готовность к работе, большой срок службы,
устойчивость к ударам и вибрациям, невысокое напряжение питания —
определяют их широкое применение в аппаратуре связи. Следует отметить, что
транзисторам свойственны и определенные недостатки большой разброс параметров
и зависимость их от температуры; большая, чем у ламп, чувствительность к
электрическим перегрузкам; ограничения по частоте и мощности. Однако
недостатки эти успешно преодолеваются, и в последние годы транзисторы широко
применяют не только в предварительных каскадах передатчиков,ио и в усилителях
мощности. Это стало возможно благодаря широкому выпуску мощных ВЧ
транзисторов (биполярных н полевых).
Мощные ВЧ и СВЧ транзисторы соединяют в себе качества, свойственные
ранее полупроводниковым приборам различных классов только в отдельности.
Подобно мощным НЧ транзисторам они характеризуются большой допустимой
мощностью рассеяния и большими рабочими токами. Подобно маломощным ВЧ
и СВЧ транзисторам им свойственны высокие предельные частоты усиления и
сравнительно небольшая емкость коллектора. Так же, как переключающие
и импульсные приборы, они имеют малое сопротивление насыщения.
В настоящее время основным типом транзистора для высокочастотного
усиления мощности является биполярный кремниевый многоэмиттерный транзистор
со структурой п-р-п. Его эмиттер разделен на отдельные полоски нли квадратики,
размеры которых измеряются микрометрами, а число—сотнями, поэтому по
сложности изготовления они подобны большим интегральным схемам. Уже
созданы транзисторы, отдающие мощность до 250 Вт на частоте 30 МГц, 100 Вт —
на 500 МГц, 50 Вт — на 1000 МГц, причем КПД 60 % сохраняется до 1000 МГц.
Дальнейшего большого роста мощности единичного транзистора ожидать
трудно, так как при этом падает надежность прибора. По существу он представляет
собой параллельное соединение десятков или сотен микроскопических
транзисторов на одном кристалле, поэтому пробой одного элементарного транзистора
выводит нз строя весь прибор.
Мощность ВЧ транзисторов может увеличиваться за счет параллельного
соединения нескольких структур, созданных на одном кристалле, и нескольких
кристаллов в одном корпусе. Дальнейший рост мощности транзисторных
передатчиков возможен за счет сложения мощностей отдельных блоков (уже
достигнута мощность свыше 10 кВт). Выходы отдельных блоков при этом соединяются
через схемы сложения таким образом, что пробой одного или нескольких
транзисторов не выводит из строя весь передатчик, а только снижает отдаваемую
мощность.
Индуктивность выводов транзистора ввиду малых выходного и входного
сопротивлений оказывает вредное влияние на работу усилителя. Так, в схеме
с общим эмиттером (ОЭ) индуктивность эмиттерного вывода резко снижает
усилительные свойства транзистора на высоких частотах вследствие ООС,
создаваемой на этой индуктивиостн. В схеме с общей базой (ОБ) индуктивность
базового вывода на высоких частотах приводит к самовозбуждению усилителя.
Поэтому крайне важно свести к минимуму индуктивность общего вывода.
Мощные ВЧ транзисторы первого поколения (КТ903 и подобные) имеют
индуктивность выводов базы и эмиттера порядка 10... 15 нГн, а коллектор их
непосредственно соединен с медным корпусом прибора для улучшения теплоотдачи.
Минимальная индуктивность получается при непосредственном соединении общего
124
электрода (эмиттера или базы) с корпусом прибора. Например, у транзистора
КТ907 эмиттер соединен с корпусом, а индуктивность штыревых выводов
составляет 2—3 нГн У СВЧ транзисторов выводы делаются в виде широких
полосок, что снижает их индуктивность до десятых долей наногенри.
Развитие мощных ВЧ и СВЧ транзисторов идет в нескольких
направлениях. Повышаются граничная частота усиления, коэффициент усиления, растет
отдаваемая мощность, причем на СВЧ быстрее, чем на ВЧ. Разработаны новые
транзисторы с повышенной электрической прочностью, способные работать
в оконечных каскадах при полностью рассогласованной нагрузке (КТ922, КТ934,
КТ957). Для однополосных и многоканальных передатчиков созданы
транзисторы, обеспечивающие малые нелинейные искажения и способные работать
в широкополосных усилителях (КТ912, КТ921, КТ927, КТ957). Выпускаются
также мощные ВЧ и СВЧ полевые транзисторы. К их достоинствам относятся
Область отсечки
Рис. 3.15. Статические вольт-амперные характеристики транзистора:
а — входные (/), проходные (2); б — выходные (коллекторные) характеристики
(схема с ОЭ)
большой коэффициент усиления, малый уровень комбинационных искажений,
отсутствие вторичного пробоя.
Характеристики и параметры мощных ВЧ транзисторов. Существенные
отличия между процессами, протекающими при работе ламп и транзисторов,
обусловливают ряд их особенностей.
1. Биполярные транзисторы управляются током, а не напряжением, поэтому
они потребляют на входе существенную мощность, а их входное сопротивление в
104—Ю5 раз меньше, чем сопротивление радиоламп, и составляет единицы и даже
доли ома. По мере увеличения возбуждающего сигнала входное сопротивление
уменьшается, поэтому напряжение на участке база — эмиттер существенно
искажается (открытый эмиттерный переход работает как ограничитель). Входное
сопротивление транзистора в реальных схемах меньше внутреннего
сопротивления источника сигнала. Во входную цепь включают элементы, корректирующие
частотную неравномерность усиления, что дополнительно увеличивает
внутреннее сопротивление источника сигнала. Поэтому правильнее считать, что
транзистор возбужается синусоидальным током, а не напряжением.
2. Параметры ВЧ транзисторов в рабочей области частот, кроме самых
низких, имеют комплексный характер, т. е., кроме активной составляющей, имеют
реактивную (емкостную или индуктивную). Параметры эти зависят от
приложенных к электродам транзистора напряжений и от температуры, что осложняет
инженерный расчет усилителя.
3. Для транзисторов характерна более сильная внутренняя обратная связь,
чем для ламп.
125
Статические (т. е. иа постоянном токе) вольт-амперные характеристики
транзистора, включенного по схеме с ОЭ, приведены на рис. 3.15. Предполагается,
что на коллектор подано нормальное напряжение, т. е. напряжение коллектора
значительно больше напряжения базы. На рис. 3.15, а показаны входная
(зависимость тока базы г'б от напряжения на базе е6) и проходная характеристики
(зависимость тока коллектора t'K от еб). Спрямленная линия коллекторного тока
(штриховая) пересекает горизонтальную ось в точке, соответствующей
напряжению отсечки Eq. Для кремниевых транзисторов Е£ = 0,7 В, для германиевых
£б= 0,2...0,3 В.
На рис. 3.15, б показаны выходные характеристики транзистора
(зависимость U от вк при различных токах базы).
Вольт-амперные характеристики (ВАХ) транзистора близки к
характеристикам «правого» вакуумного триода. Отличаются они значительно большей
крутизной (до нескольких ампер на вольт). Кроме того, при обратном напряжении
на коллекторе транзистор ие запирается подобно лампе, а наоборот — возникает
ток коллектора противоположного направления; при этом возрастает и ток базы.
На ВАХ транзистора можно выделить несколько характерных областей.
1. Область отсечки. Эмиттерный и коллекторный переходы смещены в
обратном направлении и закрыты, транзистор заперт. Токи коллектора и базы
определяются лишь токами утечки. У многоэмиттерных транзисторов обратное
сопротивление эмиттериого перехода невелико и может составлять десятки или
сотни ом.
2. Активная область. Эмиттерный переход смещен в прямом направлении,
коллекторный — в обратном. В цепи базы протекает управляющий ток.
Напряжение и ток коллектора значительные.
3. Область насыщения. Оба перехода смещены в прямом направлении
(открыты), напряжение коллектора мало. Сопротивление насыщения транзистора
в схеме ОЭ равно сумме сопротивлений открытых коллекторного и эмиттериого
переходов: rHac = rK -f- гэ. Напряжение на коллекторе насыщенного транзистора
зависит от коллекторного тока: ек нас = ?к. насгнас*
Точки с координатами ек нас и iK нас лежат на линии О А (рис. 3.15, б) или
линии граничного режима (ЛГР) на постоянном токе. ЛГР совпадает с линией
насыщения только на идеализированных выходных характеристиках,
изображенных отрезками прямых. В действительности, параметры транзистора меняются
при понижении коллекторного напряжения, что, в частности, выражается в
изгибе выходных характеристик в области малых коллекторных напряжений.
Поэтому для графических расчетов реальных усилителей ЛГР проводят через
середину (или, при высоких требованиях к уровню нелинейных искажений, через
начало) изгиба выходных характеристик.
Сопротивление гнас, которое используется для расчета режима транзистора,
можно определить по координатам любой точки ЛГР: гнас = ек_ насЛ'к. Hat-
Величина, обратная гяас, называется крутизной ЛГР: Srp = 1/гнас- В схеме ОБ гтс =
= rK-f-r6. Материал базы (полупроводник), на которой располагаются эмиттер
н коллектор, имеет заметное сопротивление. У маломощных транзисторов гй состаэ-
ляет десятки, у мощных—единицы или доли ома. В схеме ОБ крутизна ЛГР
6^=1/(гк + гб).
4. Область лавинного умножения. В эту область транзистор попадает при
превышении допустимого коллекторного напряжения Ек доп. Вследствие лавинного
размножения носителей заряда под действием повышенного электрического
поля в переходе ток коллектора самопроизвольно возрастает, причем
распределение тока может стать резко неравномерным. Это приводит к сильному
перегреву отдельных точек перехода и к расплавлению кристалла. Происходит
вторичный пробой перехода, являющийся основной причиной выхода из строя
транзисторов в мощных каскадах радиопередатчиков. Поэтому принимаются
специальные меры для защиты от вторичного пробоя: в многоэмиттерных
транзисторах последовательно с каждым эмиттером создается стабилизирующий
резистор, что способствует равномерному распределению тока в структуре
транзистора и снижает влияние температуры на ток перехода, повышает электрическую
126
прочность коллекторного перехода. Такие транзисторы, хотя и имеют несколько
худшие частотные свойства, могут работать иа рассогласованную нагрузку
(К.СВ > 5) при полной или несколько сниженной мощности.
Усилительные свойства транзистора на постоянном токе и при низких
частотах характеризуются параметрами Р (для схемы ОЭ) или а (для схемы ОБ).
В схеме ОЭ входным параметром является тока базы, выходным — ток
коллектора. Параметр Р (коэффициент усиления тока в схеме ОЭ) показывает, во
сколько раз приращение тока коллектора больше приращения тока базы:
Р = А'к/А'б-
В схеме ОБ входным параметром является ток эмиттера, выходным — ток
коллектора. Параметр а (коэффициент усиления тока в схеме ОБ) выражает
отношение приращения тока коллектора к приращению тока эмиттера: а = AiK/Ai .
Поскольку iK меньше i3 иа величину i6, а всегда меньше 1. Иногда в справочниках
приводят Р, иногда — а. Связь между параметрами Р и а следующая: {3 = а/(1— а).
Если р > 10, можно пользоваться формулой: а = 1 — 1/(3. Ошибка при этом
менее 1 %.
Статические характеристики транзистора по мере повышения температуры
сдвигаются влево, возрастают Р и обратные токи переходов. Но если приняты
меры для обеспечения постоянства коллекторного тока, влияние температуры
иа параметры транзистора незначительно.
По мере повышения частоты сигнала усилительные свойства транзистора
ухудшаются, и на некоторой частоте /о, называемой граничной (для схемы ОЭ),
р снижается до 0,707 р0 (т. е. низкочастотного значения). Это снижение
объясняется тем, что период усиливаемого колебания становится соизмеримым с tp—
временем рекомбинации носителей в базе, ограничивающим скорость
изменения потенциала базы: f„ = 1/(2яте).
При дальнейшем повышении частоты сигнала Р продолжает падать, и на
высокой частоте/т, называемой предельной частотой усиления тока в схеме ОЭ,
модуль Р равен 1 (ВЧ ток коллектора равен току базы, т. е. усиление по току
отсутствует). Частота / по существу является максимальной рабочей частотой
транзистора, так как на ней коэффициент усиления по мощности К = 2...4
Значение fT зависит от тт — времени переноса заряда от эмиттера через
базу к коллектору: /т = 1/(2ятт). В справочниках обычно приводится величина
/т. Связь между /т и /„ следующая: /„ = fj$. Поэтому чем больше Р
транзистора, тем ниже его граничная частота, т. е. сильнее частотная неравномерность
усиления. Такая зависимость коэффициента усиления от частоты объясняется
следующим образом. Упрощенно цепь базы можно представить так: параллельно
идеальному переходу эмиттер—база (диоду) включена емкость эмиттерното
перехода Сэ (у мощных транзисторов она составляет сотни и тысячи пикофарад),
а между переходом и выводом базы транзистора включено сопротивление
материала базы гб. На низких частотах входное напряжение и ток совпадают по
фазе с напряжением на эмиттерном переходе и током эмиттера, а также с фазой
тока коллектора. На умеренно высоких частотах (порядка 0,1/т) проводимость
емкости Сэ, шунтирующей эмиттерный переход, заметно возрастает. На этих
частотах запаздывание тока коллектора из-за тт еще незначительно, но
инерционные свойства цепи базы уже проявляются в полной мере. При дальнейшем
увеличении частоты сигнала, вплоть до /т, происходит перераспределение
входного напряжения: его основная часть падает на сопротивлении г& а напряжение
иа зашунтироваином емкостью Сэ эмиттерном переходе снижается, отчего
падает ток коллектора (что равносильно падению Р транзистора). Значения С%
и гб необходимы для расчета усилителя ВЧ иа транзисторе. Таким образом,
в схеме ОЭ усилительные свойства транзистора ограничиваются прежде всего
инерционностью базовой, а не коллекторной цепи.
В то же время в схеме ОБ граничная частота /а, на которой ток коллектора
уменьшается до 0,707 низкочастотного значения, превышает частоту /т. Для
127
большинства мощных ВЧ и СВЧ транзисторов fa = 1,2... 1,6 /т. Коэффициент
усиления транзистора в схеме ОБ невелик, ио с повышением частоты падает
значительно медленнее, чем в схеме ОЭ.
Транзисторы, применяемые в KB передатчиках, имеют граничную частоту
fT от 10 до 1000 МГц. Поэтому один и тот же любительский диапазон для одного
транзистора может лежать в области высоких частот, для другого — в области
низких. Для схемы ОЭ низкими условимся называть частоты, на которых еще
не сказываются инерционные свойства цепи база — эмиттер, т. е. частоты до
0,01— 0,02 /г Средними будем считать частоты до 0,1—0,2/т, высокими — более
0,2fT.
Транзистор может отдать большую мощность и обеспечить высокий КПД
в том случае, если он допускает большой импульс тока коллектора при малом
остаточном напряжении на коллекторе, т. е. при малом сопротивлении
насыщения или, что то же, при высокой крутизне ЛГР. Но при увеличении тока и
снижении напряжения коллектора ухудшаются ВЧ свойства транзистора —
возрастает емкость коллекторного перехода Ск, постоянная времени г6Ск,
снижаются /т и р\ Коллекторный ток, при котором (5 снижается в Y% Раз п0
сравнению с максимальным значением, называется критическим током коллектора
к. кр'
Если на выходной характеристике транзистора (рис. 3.15, б) отложить
значения /к.крпри различных напряжениях коллектора и полученные точки
соединить, мы получим линию 0В, которую можно считать границей области с
достаточно высокими усилительными свойствами. Крутизна этой лийии значительно
меньше, чем крутизна линии 0А, принадлежащей статическим
характеристикам. По ее наклону можно вычислить ВЧ сопротивление насыщения, которое
получается в 2—3 раза больше, чем на низкой частоте. Попытка выйти за
пределы линии 0В на высоких частотах и использовать всю область характеристик,
чтобы добиться дальнейшего повышения КПД, требует значительного
повышения мощности возбуждения, т. е. снижает Кр (коэффициент усиления по
мощности).
Наибольшая колебательная мощность транзисторного усилителя
ограничивается следующими предельно допустимыми параметрами.
Напряжение на коллекторе /7К чакс (сумма постоянного и переменного
напряжений) не должно превышать допустимого напряжения между коллектором и базой
У*, доп в схемэ ОБ или допустимого напряжения между коллектором и эмиттером
ию доп в схеме ОЭ во избежание пробоя коллекторного перехода.
Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе не должно
превышать допустимого иэб_ доп в режимах с отсечкой тока (в режиме А эмиттерный
переход все время смещен в пряжш направлении). Максимальный импульс
коллекторного тока £к_ чакс не должен превышать предельно допустимой величины «к п во
избежание пробоя перехода или перегорания (отпа '>ки) выводов.
Температура перехода должна быть меньше допустимой Тп доп, чтобы не было
теплового пробоя. Для кремниевых транзисторов Тп « 150 °С, для германиевых
Т „. доп = 8°- 90 "С.
Режимы работы транзигторлых усиллтелей мэщногти. Значительные уровни
мощности, развиваемые транзистором на ВЧ, приводят к резкому снижению
запасов по электрическим и тепловым параметрам, поэтому для надежной
работы усилителя необходимы тщательная его разработка, расчет и
конструирование. Необходим также контроль отсутствия перегрузок при работе
усилителя.
Ламповые усилители радиолюбители зачастую конструируют без особых
расчетов, полагаясь на опыт. Это возможно потому, что лампа имеет
значительные запасы по электрическим и тепловым параметрам. В то же время создать
эффективный и надежный уснлитель мощности -ВЧ иа транзисторах невозможно
без ясного представления об особенностях его работы и определенного
минимума расчетов. Режимы работы транзисторных усилителей так же, как и ламповых,
классифицируют с учетом начального положения рабочей точки на проходной
характеристике транзистора (т. е. в отсутствие возбуждающего тока).
128
В режиме А рабочую точку выбирают так, чтобы коллекторный ток покоя
был равен половине импульса тока при максимальном сигнале. Этим
обеспечивается протекание тока в течение всего периода усиливаемого колебания.
Режим А не используется в оконечных каскадах ввиду низкого КПД. В таком
режиме работают промежуточные каскады усиления в однополосных
передатчиках; при этом обеспечивается минимум искажений и гармоник. В режиме А
очень тяжел тепловой режим транзистора. Надежность работы многоэмиттер-
ных транзисторов в режиме А существенно снижается вследствие
неравномерного распределения тока по структуре транзистора н явления вторичного
пробоя, поэтому допустимое напряжение коллектора и мощность рассеяния в
статическом режиме снижаются примерно вдвое. Если на ВЧ (т. е. в динамическом
режиме) транзистор работает, например, при напряжении питания 28 В и
рассеивает мощность 20 Вт, то на постоянном токе в режиме А напряжение питания
должно быть порядка 12—15 В, а рассеиваемая мощность — до 10—12 Вт.
Лучшая устойчивость транзистора в динамическом режиме (с отсечкой
коллекторного тока) объясняется тем, что ток протекает в течение коротких импульсов,
отчего неравномерность распределения тока значительно уменьшается.
В режиме В рабочую точку выбирают на пересечении спрямленной
проходной характеристики с осью абсцисс. Положительное напряжение смещения на
базе транзистора типа р-п-р равно напряжению сдвига характеристики (0,7 В
для кремниевых транзисторов). Колебательная характеристика усилителя
(зависимость первой гармоники коллекторного тока от тока возбуждения)
линейна, поэтому режим В можно использовать для усиления однополосных и AM
колебаний, хотя транзисторные усилители в режиме В имеют большие
искажения, чем ламповые. Ток покоя в режиме В невелик, поэтому тепловой режим
обеспечить легче, чем в режиме А. В режиме С ток покоя отсутствует, если не
учитывать тока утечки коллекторного перехода.
Вопрос об угле отсечки в транзисторном ВЧ усилителе более сложен, чем
в ламповом, где угол отсечки однозначно определяется начальным положением
рабочей точки. Угол отсечки коллекторного тока на НЧ равен углу отсечки
входного тока (т. е. тока базы в схеме ОЭ или тока эмиттера в схеме ОБ). Кремниевый
транзистор без смещения (частый практический случай) на НЧ по
существу работает в режиме С, так что этот режим непригоден для линейного
усиления.
По мере повышения рабочей частоты и приближения ее к fT форма импульса
коллекторного тока вследствие инерционности транзистора несколько
искажается и становится несимметричной, а длительность импульса возрастает. Таким
образом, ВЧ угол отсечки становится больше входного угла отсечки, т. е.
зависит от частоты. Поэтому кремниевый транзистор без смещения, работающий
иа НЧ в классе С, на высоких частотах вследствие возрастания угла отсечки
переходит в режим В или даже АВ.
Режим работы транзистора характеризуется также степенью
напряженности. Напряженность можно различать по отношению тока базы к току
коллектора или по отношению амплитуды переменного напряжения иа коллекторе (/к
к напряжению питания Ек, т. е. так же, как и в ламповых усилителях. Но
наиболее удобно степень напряженности режима характеризовать
состояниями, в которых транзистор находится в течение периода усиливаемого
колебания.
Для повышения колебательной мощности и КПД необходимо использовать
транзистор в режиме с отсечкой тока (колебания II рода). При этом часть
периода эмиттерный переход закрыт, в другую часть периода он открыт, причем
транзистор может находиться в активном состоянии либо переходить в состояние
насыщения. Рассмотрим режимы работы транзистора по мере увеличения
напряженности.
При недо напряженном режиме транзистор находится по очереди в двух
состояниях: отсечки и активном. Ток базы невелик. Если транзистор из состояния
отсечки переходит в активное, а затем подходит к состоянию насыщения, такой
режим называют критическим. Если часть периода транзистор находится в
состоянии насыщения — это перенапряженный режим. При малой длительности
состояния насыщения режим считается слабопереиапряжеиным, при большой—
сильиоперенапряжеиным.
б 4-618
129
В ключевом режиме транзистор быстро перебрасывается из состояния
отсечки в состояние насыщения. В ключевом режиме транзистор подобен ключу,
который замыкается и размыкается управляющим током. В состоянии
насыщения сопротивление транзистора очень мало (на порядок меньше
сопротивления нагрузки), поэтому свойства транзистора мало влияют на работу
каскада.
Недонапряженный и критический режимы характеризуются тем, что во
время активного этапа амплитуда н форма коллекторного тока зависят в
основном от амплитуды и формы входного и почти не зависят от сопротивления
нагрузки и напряжения источника питания. Эти режимы используются для
усиления колебаний переменной амплитуды (AM и ОМ сигналов).
Перенапряженный и ключевой режимы характеризуются тем, что в
состоянии насыщения амплитуда и форма импульса коллекторного тока зависят от
напряжения источника коллекторного питания, величины и характера нагрузки
н почти не зависят от формы и амплитуды возбуждающего импульса.
Ключевой режим используется для усиления колебаний постоянной
амплитуды (например, ЧМ) и импульсных (телеграф). Он может применяться также
при модуляции на коллектор и модуляции изменением связи генератора с
нагрузкой. Ключевой режим ие применяют для усиления колебаний переменной
амплитуды.
Типы коллекторных нагрузок и их Елияние на с£орму напряжения и тока
коллектора. Вследствие ограничения параметров транзистора по коллекторным
напряжению, току и мощности рассеяния важное значение имеет форма
переменного напряжения на коллекторе. Режимы, когда одновременно и ток, и
напряжение иа коллекторе велики, характеризуются большими потерями на коллекторе
и потому невыгодны. Примером может служить случай усиления
синусоидального колебания в недонапряженном режиме. Поскольку выделяемая на
коллекторе мощность в каждый момент является произведением мгновенного
напряжения и тока коллектора, для повышения КПД и снижения потерь на
коллекторе более выгодна ие синусоидальная, а уплощенная форма коллекторного
напряжения. Форма напряжения зависит, во-первых, от режима транзистора,
во-вторых,—от характера коллекторной нагрузки.
Ламповые усилители мощности, требующие высокого сопротивления
нагрузки (порядка нескольких килоом), работают на резонансную нагрузку с
достаточно высокой добротностью (Q = 10...20). По этой причине форма
переменного напряжения на аиоде синусоидальна, хотя импульс анодного тока может
иметь различную форму. В то же время у транзисторных усилителей требуемое
сопротивление нагрузки составляет десятки или единицы ом, что ослабляет
действие шунтирующих нагрузку паразитных емкостей: выходной емкости
транзистора, емкости монтажа и т. д. Малое сопротивление нагрузки позволяет
делать ее низкодобротной (Q = 1...2) либо вообще нерезонансиой (Q = 0), что
дает возможность уплощения формы напряжения на коллекторе.
Нерезонансная нагрузка позволяет сконструировать широкополосный
усилитель (ШПУ), т. е. обеспечить работу усилителя без перестройки в широком
диапазоне частот, причем отношение высшей частоты к низшей может превышать
100. Такой усилитель обладает высокими эксплуатационными, экономическими
и конструктивными параметрами. В дальнейшем узкополосным будем называть
усилитель, который может без перестройки работать в пределах одного
любительского KB диапазона, а широкополосным — в двух или более
диапазонах.
Рассмотрим различные варианты коллекторной нагрузки усилителя и ее
влияние на форму импульса тока и напряжения на коллекторе. Считаем, что
сопротивление нагрузки Ra с учетом трансформирующих свойств коллекторной
цепи приведено к требуемому сопротивлению коллекторной нагрузки RK, т. е.
коллекторная цепь иа основной частоте (первой гармонике) имеет сопротивление,
равное RH. Поскольку рассматривается работа усилителя мощности, считаем,
чго работа ведется колебаниями второго рода — с отсечкой коллекторного тока
в течение части периода. Коллекторная нагрузка может быть узкодиапазонной
илн даже резонансной (параллельный или последовательный LC- или П-контур
достаточно высокой добротности) либо широкодиапазонной (трансформатор илн
резистор).
130
Все многообразие схем коллекторной нагрузки можно свести к четырем
типичным случаям, показанным в табл. 7. Под каждой схемой коллекторной
нагрузки показана ее частотная характеристика, а также форма коллекторного
тока и напряжения в двух режимах — педонапряженном и перенапряженном.
Параллельный колебательный контур с достаточно высокой добротностью
(Q > 3), настроенный на частоту сигнала. Сопротивление его для токов первой
гармоники велико, для высших гармоник — мало. В недонапряжениом режиме
амплитуда и форма импульса коллекторного тока зависят от амплитуды и формы
тока б?зы. При синусоидальной форме тока возбуждения импульсы
коллекторного тока имеют синусоидальную форму с отсечкой. Вследствие прерывистого
характера тока содержание высших гармоник в нем значительно, но
параллельный контур представляет для них малое сопротивление. Поэтому напряжение
на контуре и на коллекторе близко к синусоидальному, причем амплитуда
переменного напряжения на коллекторе меньше напряжения коллекторного
питания.
При переходе в перенапряженный режим (за счет увеличения тока
возбуждения или сопротивления коллекторной нагрузки) напряжение UK в течение
длительности каждого периода усиливаемого колебания вначале возрастает —
до тех пор, пока транзистор перейдет в состояние насыщения. При этом контур
через открытый транзистор оказывается подключенным к источнику питания
Ек, что приводит к ограничению отрицательной полуволны коллекторного
напряжения. Напряжение ограничения Еогр = Ек — ек нас, где ек нас = /к/"нас.
В слабоперенапряженгюм режиме длительность этапа насыщения невелика,
а импульс тока коллектора'ограничен или имеет небольшую впадину. При
увеличении напряженности режима отрицательная полуволна коллекторного
напряжения начинает несколько превышать напряжение ограничения,
приближаясь по значению к Ек. В этот момент потенциал коллектора становится
равным нулю, и ток коллектора резко уменьшается, образуя провал в момент
максимального тока возбуждения. Импульс коллекторного тока раздваивается,
причем первый и второй импульсы могут заметно отличаться по величине в
зависимости от настройки контура. Для уменьшения выбросов напряжения на
коллекторе оба импульса можно уравнять настройкой колебательного контура.
При большом сопротивлении нагрузки амплитуда провала в коллекторном
импульсе может стать больше амплитуды самого импульса, т. е. появится ток
обратного направления за счет превышения UK над £к. В этот момент
коллекторный переход оказывается смещенным в прямом направлении, и
колебательный контур отдает определенную порцию запасенной в нем энергии в источник
питания (например, в аккумулятор). В этом состоит одно из отличий
транзистора от электронной лампы: при обратной полярности питающего напряжения
коллекторный переход транзистора является проводником, а лампа —
изолятором. Форма коллекторного напряжения при Q > 3 и в перенапряженном
режиме остается близкой к синусоидальной (см. табл. 7), поэтому потери на
коллекторе велики. Пикфактор коллекторного напряжения (Пк = UK макс/Е^
в этой схеме менее 2.
Последовательный колебательный контур с добротностью более 3.
Сопротивление еготокам первой гармоники мало, токам высших гармоник — велико.
Поэтому в недонапряжениом режиме ток коллектора, поступающий через
контур в нагрузку, практически синусоидален. Напряжение на коллекторе
несинусоидально, так как является суммой первой и высших гармоник. Пикфактор
Пк значительно выше, чем в схеме с параллельным контуром, и может
превышать 3. Особенностью этой схемы является заметное влияние нелинейной
емкости коллекторного перехода (показанной штриховой линией на схеме в табл.7)
на форму коллекторного напряжения и КПД усилителя.
Токи второй и более высоких гармоник, которые не могут попасть в нагрузку
ввиду резонансных свойств контура, замыкаются иа корпус через нелинейную
емкость коллекторного перехода. Через эту же емкость ответвляется и часть
тока основной частоты. Эта емкость с понижением напряжения между коллектором
и эмиттером в течение каждого цикла колебания значительно возрастает,
поэтому скорость нарастания отрицательной полуволны коллекторного напряжения
замедляется, т. е. формируется уплощенная нижняя полуволна напряжения.
Б*
131
со
ю
Схема коллекторной цепи
■ч
a Jgm
Таблица 7
Частотная характеристика коллекторной
цепи
1
*—7*
F 2F iff
~f—Tf—iff
F 2F SFf
T
TfTt17
Ц
Форма тока коллектора и напряжения
коллектор — эмиттер в недонапряжен-
ном режиме
AJL.
ц
АЛ
W
v/ЧА
ц
Л Л ,
Кл/
А Л t
То же, в перенапряженном режиме
t.
У«
\ЛГ
arL
и
№
шх
ЯД
ШЛ
Это способствует повышению КПД усилителя, которое можно физически
объяснить преобразованием мощности высших гармоник в мощность основной частоты
на нелинейной емкости коллекторного перехода. Верхняя же полуволна
вследствие уменьшения емкости коллекторного перехода при возрастании напряжения
на нем получается заостренной, что и приводит к увеличению Пк. Описанные
явления называются параметрическими, так как являются следствием
изменения параметров транзистора под действием усиливаемых колебаний. В данном
случае происходит параметрическое преобразование мощности колебаний одной
частоты (точнее, нескольких частот) в мощность колебаний другой частоты.
В перенапряженном режиме описанные явления усиливаются, КПД
несколько возрастает и достигает 80—85 % на частотах до 0,25 /т, а пикфактор
доходит до 3—4. Поэтому приходится либо снижать Ек, что приводит к падению
коэффициента усиления и снижению отдаваемой" мощности, либо применять
блее высоковольтные транзисторы.
П-образный контур. Эта схема коллекторной нагрузки часто применяется
в транзисторных усилителях ВЧ мощности вследствие свойственных ей
преимуществ сравнительно с рассмотренными выше схемами. При равной с ними
добротности П-контур обеспечивает в несколько раз лучшее подавление гармоник,
причем с повышением номера гармоники эта разница быстро увеличивается.
Эго объясняется тем, что в параллельные ветви контура включены два
конденсатора, сопротивление которых с повышением номера гармоники падает, а
сопротивление катушки, включенной в цепь последовательно, возрастает.
Становится возможным уменьшить в несколько раз добротность П-контура
сравнительно с обычным контуром при разном подавлении гармоник. Снижение Q
позволяет расширить полосу частот, в которой усилитель может работать без
перестройки. Так, при Q = 2 полоса составляет 30 % от частоты настройки, а прн
Q = 3 — 15 % (от 0,9 до 1,05 частоты настройки) на уровне 0,8 максимальной
мощности.
Если на П-контур возлагаются не только фильтрация высших гармоник,
но и трансформация сопротивления нагрузки RH (обычно фидер 50 Ом) в
расчетное сопротивление коллекторно! нагрузки RK, должно выдерживаться
соотношение Q > y~Rn!RK (при RH >RK). Обычно RK бывает от 5 — 6 Ом (при Ек = 28 В
и мощности в нагрузке 50 Вт) до 50 Ом (при Ек— 12 В и мощности 1 Вг),
поэтому добротность Q — 3 достаточна по гги для всех практических случаев. При тако°(
добротности обеспечивается перекрытие каждого из любительских диапазонов без
перестройки.
Поскольку сопротивление П-контура для высших гармоник мало,
напряжение коллектора в недонапряженном режиме близко к синусоидальному, а
в перенапряженном — к синусоидальному с плоской нижней частью. Форма
импульса тока коллектора в недонапряженном режиме близка к отрезкам
косинусоиды. В критическом режиме верхушка импульса тока уплощается, затем,
по мере роста напряженности, в верлине импульса появляется провал вплоть
до полного раздвоения. Таким образом, при П-образной схеме контура формы
напряжения и тока коллектора близки к тем, которые характерны для
параллельного контура. Это объясняется бчизостью вида их частотных характеристик.
В первую емкость П-контура Сх входит выходная емкость транзистора Ск,
чтэ необходимо учитывать при расчетах. На высоких частотах Ск может
равняться Сх, т. е. внешняя емкость отсутствует. В этом случае наблюдаются
следующие параметрические явления: возрастание пикфактора и КПД (что
компенсирует падение КПД с повышением частоты до определенного предела),
изменение уровня гармоник и даже появление субгармоник, т. е. колебаний на
частотах в 2—3 раза меньше рабочей. Недостатком низкодобротного (Q < 2) П-
контура является плохое подавление субгармоник сигнала.
Высокочастотный трансформатор. Этот вид коллекторной нагрузки
наиболее часто применяется в широкополосных усилителях, которые требуют
применения широкополосных трансформирующих цепей как на входе, так и на выходе.
Наиболее просто они реализуются с помощью ВЧ широкополосных
трансформаторов (ШПТ) на (Ьерритовых сердечниках (особенности конструкции и расчета
ШПТ см. на с. J45—155).
133
Частотная характеристика ШПТ линейна в широком диапазоне частот, т.е
он не обладает частотной избирательностью. Если нагрузка имеет активные
характер и не зависит от частоты, трансформированное в коллекторную цеш
сопротивление будет одинаковым на рабочей частоте, на гармониках и
субгармониках. На практике же частотная характеристика сопротивления,
включенного в цепь коллектора через ШПТ, соответствует частотной характеристике
нагрузки (антенно-фидерного устройства). Если, например, нагрузкой являете?
полуволновый диполь с фидером длиной полуволны, то включенное в цепь
коллектора сопротивление будет примерно одинаковым на первой, третьей, пятой
и других нечетных гармониках и гораздо большим на четных гармониках.
В недоиапряженном режиме при возбуждении синусоидальным током
импульс коллекторного тока имеет форму косинусоиды с отсечкой. Коллекторное
напряжение в общем случае состоит из суммы напряжений нескольких частот
и потому несинусоидально.
В перенапряженном и ключевом режимах формы тока и напряжения
приближаются к прямоугольным вследствие захода транзистора в состояние
насыщения. Такой режим характеризуется высоким КПД, малыми потерями на
коллекторе и высоким уровнем гармоник. Длн уменьшения четных гармоник на
20—25 дБ применяется двухтактная схема усилителя. Вообще же между таким
усилителем и фидером включается набор полосовых фильтров, выбираемых в
зависимости от рабочего диапазона. Перекрытие таких фильтров по частоте обычно
гоставляет 1,5—1,6.
Расчет транзисторного усилителя мощности
в критическом режиме
Недонапряженный и, как его предельный случай, критический режимы
применяются для усиления ОМ и AM сигналов. В критическом режиме
мощность близка к максимальной, и коэффициент усиления больше, чем в
перенапряженном и ключевом режимах. Поэтому критический режим используется
независимо от вида усиливаемых колебаний на частотах выше 0,5 fv где
коэффициент усиления и без того не очень велик.
Будем считать, что усилитель работает на настроенную (активную)
нагрузку. Исходными данными для расчета усилителя в критическом режиме являются
следующие величины.
1. Заданная колебательная мощность в коллекторной цепи Рг. Она
практически равняется выходной мощности передатчика, поскольку благодаря
малой добротности колебательных систем потери в коллекторной цепи
незначительны. Если же между усилителем и нагрузкой включен фильтр, вносящий
заметные потери на рабочей частоте, колебательная мощность должна быть
соответственно увеличена. В двухтактных усилителях расчет производится для одного
плеча.
2. Напряжение питания цепи коллектора Ех часто бывает задано
(например, напряжение аккумуляторной батареи) либо выбирается из таблиц
рекомендованных режимов. Если форма переменного напряжения коллектора
несинусоидальна, нужно учитывать пикфактор Як, свойственный выбранной схеме
коллекторной цепи. Если £к не связано с имеющимся источником питания
(например, при работе от сети переменного тока), следует стремиться к
максимальному (с запасом 10—20 %) использованию транзистора по напряжению —
в этом случае обеспечивается максимальный КПД и коэффициент усиления
по мощности Ко- Тогда £к рассчитывают, исходя из условия, чтобы
максимальное напряжение коллектора в импульсе UK макс не превышало допустимого
напряжения на коллекторе.
3. Рабочий диапазон (или диапазоны) частот. Расчет проводится для
наивысшей рабочей частоты.
4. Угол отсечки тока коллектора 0 в универсальных усилителях (ОМ, ТЛГ
и AM сигналов) выбирают равным 90°. В усилителях ТЛГ сигналов угол отсечки
может быть меньше 90°. Нередко усилители работают без внешнего смещения
в цепи базы, поэтому угол отсечки входного тока 0ВХ < 90°. Следует, однако,
134
учесть, что на высоких частотах 9'тока коллектора больше 0ВХ, поэтому
целесообразно для расчета принять 0 = 90° и в этом случае. Кроме того, 9 = 90
используют в двухтактных ШПУ для ослабления гармоник.
Транзистор выбирают по отдаваемой мощности Рх и частоте /т. Нужно со-
бтюдать условие /т > (3...5)/в, где /в — верхняя частота рабочего диапазона.
При этом условии К„ достаточно велик.
Необходимые для расчета параметры транзистора берутся из справочных
таблиц или определяются графически по характеристикам транзистора.
Например, рассчитаем усилитель, развивающий колебательную мощность
20 Вт на частоте до 30 МГц в схеме ОЭ с питанием от сети переменного тока.
Выберем транзистор К.Т903А, имеющий следующие данные. Предельная частота
усиления в схеме ОЭ /т = 120 МГц. Максимальное допустимое напряжение
коллектор — эмитгер Uкэ доп= 80 В. Максимальное напряжение эмиттер —база
ибэ доп= 4 В. Максимальный ток коллектора /к_,,акс =5 А. Емкость коллектора
Ск= 140 пФ. Емкость эмиттера Сэ = 1400 пФ. Индуктивность эмиттерного
вывода Ьэ= 10 нГн. Сопротивление базы г6 — 2 Ом. Минимальный коэффициент
усиления тока базы {5 >> 15. Тепловое сопротивление переход — корпус /?пк =
= 3,33 °С/Вт. Напряжение коллектор — эмиттер в режиме насыщения — не
более 2,5 В при токе 2 А. Отсюда сопротивление насыщения гнас = 1,25 Ом в
статическом режиме. На высокой частоте порядка /т гнас возрастает до 5 Ом.
Будем считать, что на частотах до 30 .МГц гнас = 2,5 Ом.
Выберем однотактный усилитель и П-образную схему коллекторной цепи.
Поскольку /в значительно ниже fr, первая емкость П-контура будет значительно
больше емкости СА. Поэтому считаем, что параметрическое изменение емкости
Ск незначительно влияет на общую емкость контура, и им можно пренебречь.
Сопротивление П-контура для второй и более высоких гармоник мало, поэтому
переменное напряжение на коллекторе можно считать синусоидальным.
Напряжение коллекторного питания
Ек = (0,45 ... 0,5) Ук> доп = 0,45 . 80 = 36 В.
При teM угол отсечки 9 = 90°. Для него значения сс0 = 0,318 и аг = 0,500.
Амплитуда коллекторного напряжения в критическом режиме
Максимальное напряжение на коллекторе
^К.шжс=£К + ^с = 66 В<£/к.доп.
Амплитуда тока первой гармоники
'к1 = 77* = 1.зз а.
Максимальное значение тока коллектора в импульсе
Ли
Лсмкс-ТГ-2'66 А</к.
«1
Постоянная составляющая тока коллектора
'кО = ^'к1=0,85А.
po=*VkO = 30,6Bt.
ДОП'
Подводимая мощность
135
КПД коллекторной цепи
i-ё-ш-0'65-
Мощность, рассеиваемая на коллекторе,
Рк = Р„ - Pi = 30,6 — 20 = 10,6 Вт.
Требуемое сопротивление коллекторной нагрузки:
U2
*к = 27^ = 22,5 Ом.
В двухтактных схемах RK необходимо удвоить.
Мощность возбуждения
2(Гб + 2"Ш|7№ЛУ, , *нУ
>--j:iW*!(ti $){'+£
В этой формуле последний сомножитель учитывает степень шунтирования
нагрузки выходным сопротивлением транзистора. На частотах ниже 0,1/-
этот сомножитель можно отбросить. Р22 — активная составляющая выходного
сопротивления транзистора при КЗ на входе:
R 1
Здесь гк — сопротивление коллектора; примем гк = гнас = 2,5 Ом;
R*2 = (6,28 • 30 • 10» • 140 • 10-")* • 2,5= 57° 0м;
2(2 + 6,28- 120 • 10». 10-8) ^30 \2 /20\2/\ , 22,5\2 п.
в~ 0,52 \120J \30/ \ + 570) -2>4Вт-
Коэффициент усиления по мощности
К - Рг 20 ^ я
Амплитуда входного тока
/вх = /у + /(Ск)=££ + 2я/СкУк
Здесь
Yi = «1 (1 — cos 0) = 0,5 (1 - 0) = 0,5;
30 1 43
/вх = т jjg +6,28 • 30 • 10» • 140 • 10-" • 30 = 1,45 А.
2РВ 48
Входное сопротивление RBX = —г = -+р == 2,3 Ом (оно имеет комплексный
вх '
характер).
Добавочное сопротивление, включаемое между базой и эмиттером для
предотвращения пробоя эмиттерного перехода при обратной полуволне
управляющего напряжения
п _ Рмин 15 .
я ~ 2я/тС9 ~~ 6,28 • 120 • 10? • 1,4 • 10"? ~ ^ им>
136
Уточним входное сопротивление с учетом /? :
R. . ^вх£д 2,3 -14
Мощность, рассеиваемая в транзисторе,
рт = рк + рв = Ю.6 -f-2,4= 13 Вт.
Превышение температуры перехода над температурой корпуса транзистора
Тп — Тк = Rn КРТ = 3,33 ■ 13 = 43,3 °С.
Линейные усилители мощности на транзисторах. На транзисторах труднее
построить линейный усилитель с малым уровнем комбинационных искажений,
чем на лампах. Ь большинства транзисторов коэффициент усиления зависит от
коллекторного тока, т. е. от уровня усиливаемого сигнала. По мере увеличения
тока коллектора усиление вначале растет, затем падает. Поэтому транзисторы
общего назначения могут обеспечить линейный режим работы при меньших
уровнях мощности и значительно более низких частотах, чем предельные.
Например, транзистор, отдающий в телеграфном режиме 50 Вт на частотах 150 МГц,
иа этой частоте не может быть эффективно использован для линейного усиления.
Даже при снижении частоты до 30 МГц он отдает в линейном режиме толы о
30—40 Вт. Для линейных усилителей конструируют специальные транзисторы,
у которых зависимость коэффициента усиления от тока ослаблена. Иногда для
линеаризации нагрузки на предыдущий каскад и снижения образуемых в нем
комбинационных искажений в цепь базы мощного усилителя включают
последовательно резистор небольшого сопротивления, но при этом уменьшается
усиление.
На уровень комбинационных искажений влияет не только амплитудная)
но и фазоамплитудная характеристика усилителя, т. е. зависимость фазы выход!
ного напряжения от амплитуды сигнала. На высоких частотах (выше 0,25 fT\
эта зависимость существенна. Так, при фазовом сдвиге 30° уровень
комбинационных составляющих составляет— 15...18 дБ. Поэтому в линейных
усилителях желательно применять транзисторы, имеющие fT в десять и более раз
выше рабочей частоты.
Транзисторы типов К.Т909, К.Т912, К.Т921 обеспечивают на KB уровень
комбинационных искажений — 25...30 дБ, транзисторы КТ927, КТ957 — до
—33...39 дБ. При малых и больших уровнях сигнала уровень искажений может
несколько повышаться. Режим усилителя следует устанавливать по минимуму
искажений при большом сигнале. Тогда при средних уровнях сигнала
относительный уровень искажений уменьшится, а при малом сигнале вновь увеличится,
но по абсолютному уровню оии будут значительно слабее, чем при большом
сигнале.
Если маломощные предварительные каскады линейного усиления могут
работать в режиме Л, то в мощных усилителях используют режим В с углом
отсечки 90°. Для поддержания этого режима вводят небольшое автоматическое
запирающее напряжение смещения за счет постоянного тока эмиттера или базы.
Вводить какие-либо элементы в цепь эмиттера (в схеме с ОЭ) нецелесообразно,
особенно на высоких частотах и при мощности более 10—20 Вт из-за
увеличения опасности самовозбуждения. В таком случае автоматическое смещение
создается на базовом резисторе RSBT, сопротивление которого равно сопротивлению
добавочного резистора R , включаемому между базой и эмиттером (расчет
сопротивления R см на с. 136).
Схема питания базовой (схема с ОЭ) или эмиттерной (схема с ОБ) цепи
должна обеспечить постоянное отпирающее и автоматическое запирающее
напряжения (рис. 16, а и б). В этих схемах Яавт = R3 + RiR2'(Ri + #г)- Резистор
R3 может отсутствовать, тогда
137
На рис. 3.16, в показана схема подачи смещения, стабилизированного
кремниевым диодом. В режиме молчания основная часть тока течет через диод VD1,
работающий как низковольтный стабилизатор напряжения. Резистор R3
(сопротивлением единицы ом) способствует именно такому распределению тока;
без него ток базы и ток через диод были бы примерно одинаковы. Когда переход
база — эмиттер открывается большим сигналом, основная часть тока
потребляется базой, а ток через диод снижается. Суммарный ток регулируют
резистором R2; чтобы диод не выходил из режима стабилизации, ток через него
должен превышать на 30—50 % постоянную составляющую тока базы. Для
улучшено
Stnoi
а Выход "**
т , т,к,
Входа—|—■»—■
Рис. 3.16. Схемы подачи смещения в линейных усилителях:
а —в схеме с ОК; б—в схеме ОБ; в—с помощью стабилизирующего
диода
■о+т
Выход
яия температурной стабильности диод должен иметь тепловой контакт с
корпусом транзистора. Начальный ток транзистора устанавливается резисторами
R2 и R3.
Если в усилителе применяется несколько транзисторов, в каждом из них
смещение устанавливают индивидуально. При этом увеличивается число
стабилизирующих диодов и ток, потребляемый цепями. В таком случае эти цепи питают
от отдельного низковольтного (2—3 В)
источника.
В двухтактной схеме с последовательным
включением базовых цепей угол отсечки 90° может быть
установлен при всех уровнях сигнала, если не
заземлять среднюю точку входного понижающего
трансформатора. В этом случае достаточно подать на базы
только постоянное отпирающее смещение.
Для питания цепи базы целесообразно
использовать -стабилизатор напряжения на транзисторах
(рис. 3.17). Его достоинством является более
высокий коэффициент стабилизации. Начальный ток
транзистора устанавливается резистором R3.
Транзистор VTJ укрепляют на радиаторе усилителя для
улучшения температурной стабильности. В качестве
VT1, кроме транзистора КТ602Б, можно также
использовать транзистор КТ807Б, который удобно
укрепить за фланец (через изолирующую
прокладку).
При расчете линейного усилителя в критическом режиме после вычисления
UK кр принимают UK= (0,9...0,95)(/к кр. В конце расчета определяют среднюю
подводимую, отдаваемую и рассеиваемую мощность с привлечением среднего
коэффициента модуляции. В линейных усилителях полезно применение схем
сложения мощности с развязкой транзисторов, так как при пробое одного
транзистора режим другого не нарушается, что важно для сохранения линейности.
Мощные полевые транзисторы (КП901, КП904, КП907) можно с успехом
применять в линейных усилителях. Кроме высокой линейности оии имеют
большой коэффициент усиления по мощности, высокое входное сопротивление,
лучшую температурную стабильность, стойки к перенапряжениям в выходной и
особенно входной цепях. В то же время мощные полевые транзисторы имеют
низкий КПД (40—50 %) и меньшую единичную мощность, чем биполярные.
Разработаны полевые транзисторы, имеющие мощность 50 Вт на частоте 100 МГц.
Рис. 3.17. Стабилизатор
для питания цепи базы
линейного усилителя
138
Узк.ополссные усилители и согласующие цепи. Узкополосные усилители
в любительских KB передатчиках практически работают в пределах одного из
любительских диапазонов, поэтому полоса пропускания их может быть менее 10 %.
Коллекторную нагрузку в них выполняют резонансной. Перекрытие
нескольких любительских диапазонов можно осуществить переключением контуров.
Узкополосные усилители выполняют по однотактной схеме, так как
двухтактная схема сложнее, требует симметрии плеч и подбора одинаковых
транзисторов. Подавление гармоник обеспечивается высокой добротностью
резонансных цепей.
Транзисторный усилитель ВЧ мощности часто представляет собой
самостоятельную конструкцию. Сигнал на его вход подается коаксиальным
кабелем с волновым сопротивлением 50 или 75 Ом. Входное сопротивление транзи-
с ора в несколько раз меньше этой величины, а в многокаскадных усилителях
примерно на порядок меньше выходного сопротивления предшествующего
транзистора. Поэтому первая функция входных и межкаскадных цепей состоит
в согласовании сопротивлений, их выходное сопротивление должно быть меньше
входного.
В выходном каскаде требуемое сопротивление коллекторной цепи RK
бывает практически от 5 до 50 Ом, а сопротивление нагрузки (фидера антенны или
фильтра) 50 или 75 Ом. Поэтому выходная цепь почти всегда является
повышающей.
Вторая функция — фильтрация гармоник — в маломощных транзисторных
передатчиках (до десятков ватт) возлагается также на межкаскадные и выходные
резонансные цепи. Для этого их добротность делается достаточно высокой, а если
необходимые значения добротности получаются слишком высокими, переходят
к более сложным цепям связи, содержащим добавочные контуры. В мощных
передатчиках высокое подавление гармоник обеспечивается добавочными
полосовыми фильтрами на выходе передатчика. Если в передатчике используется
несколько блоков, работающих на общую нагрузку, разделение мощности
возбуждения и сложение выходной мощности также могут осуществляться с
помощью резонансных цепей связи. Наиболее часто в цепях связи транзисторных
передатчиков применяют Г-, Т- и П-образные звенья, а также параллельные и
последовательные колебательные контуры, а в более сложных случаях —
комбинации н видоизменения этих схем. Рассмотрим несколько вариантов
выполнения выходных цепей транзисторных передатчиков.
В схеме на рис. 3.18, а связь между коллектором, колебательным контуром
и нагрузкой — кондуктивная. Заданы требуемое сопротивление в цепи
коллектора Rr, сопротивление нагрузки RH, рабочая частота / и емкость коллектора
Ск. Необходимо определить данные контура L1 и С1, а также коэффициет
включения коллектора Кв.к, показывающий, какая часть витков катушки включена
между коллектором и источником питания, и коэффициент включения нагрузки
Кв.н •
Эквивалентное сопротивление R3 нагруженного контура зависит от
величин RK и /Св к, его следует выбирать в пределах 0,5—2 кОм. В этом случае
получаются легкореализуемые величины L1 и С1. Добротность контура Q
следует выбирать порядка 5 15, в зависимости от требуемого подавления токов
гармоник. Более высокое Q увеличивает потери в контуре и сужает полосу
пропускания, а более низкое снижает подавление гармоник. Чем выше Q, тем
меньшим должен быть Кв к.
Рассчитаем, например, коллекторную цепь по схеме рис. 3.18, а. Исходные
данные: RK = 20 Ом; Ra = 50 Ом; / = 14 МГц; Ск = 140 пФ; Q = 8.
Выбираем Кв к = 1/6, тогда
^к 20
Яэ = 7й^=7ТТ-,==720Ом;
^в. к |
„ ^6'
«э 720
Q
XCI=XLI=90 Ом.
XLl=— =-^ = 90 Ом;
139
Определим коэффициент трансформации:
*--/к-Ув-,»>
»в. а — '^а ч^тр
Рис. 3.18. Согласующие резонансные цепи транзисторных
усилителей
Из емкости С! нужно вычесть емкость, вносимую в контур за счет емкости
коллектора Ск: Св а — _С,/СВ. к =140 ( —)2= 4 пФ. Сопротивление
конденсатора Сбл должно быть в 10—20 раз меньше сопротивления коллекторной
нагрузки. Напряжение питания Ек следует подавать через дроссель, индуктивность
которого может быть одного порядка с индуктивностью контурной катушки или
несколько больше.
Схема на рис. 3.18, б отличается от предыдущей тем, что емкость контура
образована двумя конденсаторами С1 и С2, и нагрузка подключена к
образованно
ному ими делителю. При этом из условия резонанса ХС1 + Ха = XL.
Воспользуемся данными из предыдущего примера: ХС2 = XLKB н — 90 • 0,26 =
= 23,4 Ом; ХС1 = XL — ХС2 = 90 — 23,4 = 66,0 Ом.
Плавное изменение связи с нагрузкой (Кв н) можно осуществить изменением
емкости С2, а подстройку контура — с помощью Сх. Иногда по конструктивным
или другим соображениям необходимо, чтобы катушка контура была
непосредственно соединена с корпусом. Тогда можно применить схему параллельного
питания (рис. 3.18, в). В этой схеме /Св к = С1/(С1 -f- C2). Исходя из значений
RK> Кв к выбирают таким, чтобы /?э нагруженного контура было порядка 0,5 —
2 кОм. Связь контура с нагрузкой определяют так:
Кв. н ~ * в. к у Rk-
Если связь нагрузки с контуром не кондуктивная, а индуктивная, то при сильной
связи между катушками (например, намотанными на ферритовом кольце) число
витков катушки связи wCB ■— Л'а HwK, где wK— число витков контурной катушки.
Индуктивность дросселя L__ >• LI, а сопротивление конденсатора Сбл на рабочей
частоте должно быть в несколько раз меньше RK.
OieHHM подавление гармоник в описанных схемах коллекторной цепи и
максима тьную мощность первой гармоники Ръ при которой уровень высших
гармоник не выходит за допустимые пределы. Будем считать таким пределом
0,01 Вт. Самой мощной является вторая гармоника. В наиболее
распространенных режимах уситения а,г'ах = 0,4...0,5. LC-контур обеспечивает подавление
токов второй гармоники в 1,5Q раз, третьей — в 2,7Q раз. Следовательно, при
Q = 10 коэффициент фильтрации Кф = 1,5Q = 15, а /Сф = 27.
Если КСВ1 = КСВ2 (например, при питании рамок двойного квадрата
одним фидером на 14 и 28 МГц), справедлива формула
рде Р1 — мощность на рабочей частоте; Р2 — допустимая мощность на второй
гармонике. Тогда
2
pi = -i ^d>p2 = (4 ... 6) 152 • o.Ol = 9 . .. 13,5 Вт.
г
Следовательно, коэффициент фильтрации одиночного контура достаточен лишь
для передатчика III категории.
Значительно лучшей фильтрацией обладает П-образный контур, у
которого К* » п*<2, где п — номер гармоники. Этот контур (рис. 3.18, г), как и на
рис. 3.18, е, может применяться для согласования с нагрузкой, сопротивление
которой может быть как больше, так и меньше сопротивления в коллекторной
цепи. Добротность П-контура выбирают обычно не выше 5. Меньшая добротность
цепей связи увеличивает устойчивость усилителя.
Рассчитаем П-контур, взяв те же данные RK = 20 Ом; Ra = 50 Ом; Ск =
= 140 пФ:
Q> у Г ~ ' = VE~ l = 1,22; выбеРем Q = 3!
ХС2 = -Q = "з = 16'7 0м;
XCJ=—,■„ К = = г^ 2° -= И,6 Он»
j/^K(Q2 + D-i /|(9+')-l
141
Коэффициент фильтрации /Сф = w3Q = 24. Если Кф недостаточен, применяют схему
е добавочным последовательным фильтрующим контуром £фСф> имеющим
добротность Q4 (ряс. 3.18, д). Вначале рассчитывают элементы П-контура. Затем
определяют вспомогательный параметр R0 = Rj{Q2 + 1) = 50/(9 + 1) = 5 Ом.
Величину <2ф выбирают обычно близкой или равной Q П-контура. Выберем
Х£ф = #£ф = 5.4 = 20 Ом.
Хс =Х, =20 Ом.
Катушки Lt и L^. можно объединить в одну: L = L1 + £*• В таком контуре Л*ф =
= rPQQtb = 8 • 3 • 4 = 96. Необходимо проверить, чтобы не было последовательного
резонанса цепи LC^ на рабочей частоте и ее гармониках. Если частота резонанса
получается близкой к Зтим частотам, необходимо принять другое значение Q^.
Для трансформации сопротивлений в транзисторных передатчиках часто
применяют Г-образные LC-звенья (рис. 3.18, г). Добротность Г-звена нельзя
выбрать произвольно — она зависит от соотношения согласуемых
сопротивлений: Q = V RJR2 — 1, причем Rx > R2. Высокоомный источник
подключается к зажимам 1—2, низкоомная нагрузка — к зажимам 3—4.
Рассчитаем Г-звено для согласования на входе усилителя 50-омного
коаксиального кабеля (R1) со входным сопротивлением транзистора Явх = 5 Ом:
/
50 , ,. у /?ж 50
1=3; Хс = ^ = ~ = 16,7 Ом; XL = R2Q = 5 • 3 = 15 Ом.
Затем величины L и С рассчитывают обычным порядком на рабочей частоте.
Если Г-звено применяется как цепь межкаскадной связи, в качестве R1
принимается сопротивление коллекторной нагрузки RK транзистора — источника
возбуждения.
Г-звено может также применяться для согласования низкоомного
источника с более высокоомной нагрузкой (например, в качестве выходного
контура транзисторного передатчика). В этом случае в качестве R2 принимается
вычисленное значение RK, а в качестве R1 — сопротивление нагрузки, т. е. иизко-
омный источник подключается к зажимам 3—4, высокоомная нагрузка — к
зажимам /—2. При этом мощность передается по схеме справа налево, например:
RH = R1 = 75 Ом; #х = #2 = 15 0м;
XL=R2Q= 15-2 = 30 Ом.
Высокая добротность Г-звена, как и других типов контуров, в транзисторных
передатчиках нежелательна по нескольким причинам: звено становится
чувствительным к разбросу параметров транзистора и изменению их в процессе работы;
возрастает опасность самовозбуждения усилителя; сужается полоса пропускания;
катушки индуктивности становятся труднореализуемыми.
Фильтрация, обеспечиваемая Г-звеиом, достаточна лишь для маломощных
передатчиков. При мощности более 10 Вт необходимо выходную цепь
усложнить — дополнить последовательным контуром либо П-фильтром. Добавочный
П-контур рассчитывают так, как описано выше; расчет добавочного контура
£фСф (рис. 3.18, ж), включенного последовательно с катушкой L1, производят
следующим образом. Воспользуемся предыдущим примером: ^?к= R2 = 15 Ом;
RH = Ri== 75 Ом; Q = 2. Зная необходимый коэффициент фильтрации Кф (расчет
142
его приведен на с. 120; примем Кф = 40), вычислим добротность <?ф добавочного
фильтра для данного Г-звена: <2ф = ЛГф/я2<2; для второй гармоники п = 2, тогда
Q, = 5;
Х,~ХС =<гфК, = 5.15=75 0м.
-Ф
Катушки Lgj и L1 могут быть объединены: L — L& -f- £•/. Искусственно
увеличивать L1 на величину /,ф (компенсируя /,ф посредством Сф) приходится также
тогда, когда вычисленное значение Ы маю и неудобно для изготовления.
В межкаскадных цепях применяется также Т-образная схема (рис. 3.18,з),
представляющая собой Г-звено с добавочным конденсатором С2, позволяющим
расширить пределы согласуемых соаротивлении. Рассчитаем такое звено по
исходным данным: Rt — 50 Ом; R2 = 5 Ом; Q > 1/ -^ — 1 ; примем Q = 4j
XL = Q/?2 = 4 • 5 = 20 Ом;
Хс; = j/R^j (Q2 + 1) — ft" = l/50 • 5(42 + 1) — 50a = 42 Ом$
хСг = -
(4+]/|(42 + l)-l) = 27 0M.
50 -5 /', , -,/5
:50
Однако подавление высших гармоник в таком звене меньше, чем в обычном
Г-звене, описанном ранее. Поэтому оно применяется после каскада, дающего
минимум гармоник за счет работы в режиме А, либо дополняется фильтром на
высокоомиой стороне.
Если согласуемые сопротивления отличаются одно от другого более чем
в 10—15 раз, лучше применить двухступенчатую схему согласования, причем
коэффициенты трансформации ступеней целесообразно взять равными или
близкими.
Первая ступень преобразует сопротивление Rt в Rcp = \/ ЯгЯ2, вторая — /?
в Rv Например: R1 = 50 Ом; R2 = 2 Ом; Rcp = У 50 ■ 2-= 10 Ом; первая ступень
трансформирует 50 Ом в 10 Ом, вторая— 10 Ом в 2 Ом. Это могут быть два
Г-звена, или комбинация звеньев разных типов.
В ступенях согласования можно применять также широкополосные
трансформаторы, в том числе на основе длинных линий. Они имеют дискретный
коэффициент трансформации: 1; 2; 3... либо 1/2; 1/3, ..., т. е. могут согласовывать
сопротивления, отличающиеся друг от друга в 4, 9 и т. д. раз. Трансформаторы
следует применять в низкоомной ступени согласования. В данном случае (Rt =
= 50 Ом; R2 = 2 Ом) трансформатор можно использовать для повышения в
4 раза сопротивления R2, а затем повысить до 50 Ом другой цепью.
Нередко в межкаскадных и выходных цепях применяется Т-звено, имеющее
две индуктивности в последовательной цепи и емкость — н параллельной
(рис. 3.18, и). Т-звено обеспечивает такое же подавление гармоник, как
рассмотренное ранее П-звено. В отличие от него Т-звено имеет при тех же согласуемых
сопротивлениях в несколько раз большие значения XL и Хс, т. е. большие
индуктивности и меньшие емкости. Это важно в случае малых согласуемых
сопротивлений, когда индуктивности получаются слишком малыми и их становится
неудобно изготовлять.
Рассчитаем Т-звено по тем же данным, что и П-звено: Rx — 20 Ом; /?2 =»
= 50 Ом; Q = 3: Хи = RXQ = 20 • 3 = 60 Ом;
*и ,*, /^|±il- I =50 УЦ±^- 1 = *6,5 Ом;
*i (Q' + D g0jg + '> =49.Я Ом.
ХС1 =
143
Сравним с данными П-контура: ХС1 =11,6 Ом; ХС2 = 16,7 Ом; XL = 23,6 Ом.
Сравнительно небольшая величина Ct в рассчитанном Т-звене (268 пФ на частоте
14 МГц) позволяет в случае необходимости подстраивать звено переменным ко i-
денсатором. При более высокой добротности емкость конденсатора Т-цепи
становится еще меньше. Фильтрация этого звена АГ6 = n3Q, где п — номер гармоники.
При п = 2 АГЛ = 23 . 3 = 24.
Фильтрацию можно улучшить, включив последовательно с катушкой Ы
последовательный контур £фСЛ (рис. 3.18, к) с добротностью Q<$ = XLJR1. Задавшись
добротностью этого фильтрующего контура (например, <2ф = 4), находим
реактивное сопротивление конденсатора и катушки фильтрующего контура: Хс, =XL =
= (^ф^1 = 4 • 20= 80 Ом. Зная реактивное сопротивление, нетрудно найти
величины L и С для рабочей частоты. Коэффициент фильтрации такого звена (рис.
3.18, к) Ка = nbQQfo, где п—номер гармоники. При п. =2Кф = 23 • 3 • 4 = 96.
Аналогичную операцию можно произвести в правом плече Т-звена,
подставляя в формулу 'R2 вместо RL.
Широкополосные усилители в недонапряженном и критическом режимах.
Широкополосные усилители (ШПУ) могут работать в широком диапазоне
частот без подстройки, что достигается использованием широкополосной
(нерезонансной) нагрузки. ШПУ, работающие в недонапряженном и критическом
режимах, явтяются наиболее перспективными для применения в KB радиосвязи,
так как они пригодны для усиления всех видов колебаний, используемых
коротковолновиками: ОМ, ТЛГ и AM.
В области низких частот (до 0,02 fT) можно не учитывать индуктивности
выводов транзистора и его выходную емкость, т. е. считать нагрузку чисто
активной. Максимальная частота, ограничивающая эту область, у современных
мощных транзисторов достигает 10 МГц. На таких частотах для связи между
каскадами, а также с нагрузкой широко применяют трансформаторы на феррито-
вых кольцах с магнитной связью между обмотками.
На средних частотах (до 0,2 /т) сказывается влияние индуктивиостей
выводов транзистора, выходной емкости и, в особенности, изменение с частотой
входного сопротивления транзистора и падение усиления с ростом частоты. На
частотную характеристику, КПД и мощность ШПУ влияют также индуктивность
и емкость монтажа, индуктивность рассеяния согласующих трансформаторов
и т. д. Тем не менее путем рационального конструирования межкаскадных и
выходных цепей (включением индуктивиостей выводов и емкостей переходов
соответственно в индуктивности и емкости цепей связи) можно и на этих частотах
построить достаточно широкополосные усилители. Применяя специальные
широкополосные трансформаторы-линии, можно построить ШПУ с полосой до
100-200 МГц.
На высоких частотах, близких к / невозможно осуществить
широкополосное усиление ввиду сильного влияния индуктивиостей выводов и емкостей
переходов транзистора. Компенсация их реактивными элементами другого знака
увеличивает добротность цепей связи (Q достигает 10—20), что делает их узко-
полоснымн. Для обеспечения нормального режима и высокого КПД нагрузка
ШПУ должна быть активной и согласованной (КСВ = 1 1,2, но не более 1,5).
В то же время на практике передатчики нередко работают на нагрузку
(антенну), имеющую значительную реактивность, что приводит к возрастанию КСВ.
В таких случаях на выходе ШПУ включают перестраиваемые резонансные
контуры, позволяющие компенсировать реактивность антенны и улучшать
подавление гармоник (наиболее часто применяют П-контур). В узкополосных
усилителях реактивность нагрузки компенсируют обычно за счет подстройки одного
из элементов согласующей цепи, так что необходимость в специальных мерах
отпадает. ШПУ выполнякг как однотактными, так и двухтактными. Однотактные
ШПУ наиболее часто используют в маломощных (промежуточных) каскадах
в режиме А (реже в режиме АВ). При работе без отсечки тока получают
наибольший коэффициент усиления по мощности, особенно на высоких частотах. Кроме
того, входное сопротивление транзистора в режиме А меняется значительно
меньше, чем в режиме с отсечкой тока. Этим достигается постоянство нагрузки
144
иа предыдущий каскад. Кроме того, режим А обеспечивает минимальный
уровень Гармоник, т. е. более чистый сигнал возбуждения длнаследующего каскада.
Наличие гармоник в возбуждающем токе снижает КПД усилителя и может
привести к перенапряжению в коллекторной цепи. Благодаря малому уровню
гармоник в режиме А не требуется их фильтрация, поэтому можно получить
значительную широкополосность.
В маломощных предварительных ШПУ в качестве коллекторной нагрузки
можно использовать резисторы сопротивлением, составляющим десятки или
сотни ом (рис. 3.19, а). Входное сопротивление последующего каскада на
транзисторе VT2 иа порядок меньше, чем выходное сопротивление первого каскада,
поэтому можно считать, что транзистор VT2 возбуждается от генератора тока
и работает как усилитель тока. Он должен включаться по схеме с ОЭ, так как
в схеме ОБ усиление по току меньше единицы.
Для коррекции усиления на ВЧ последовательно с коллекторным
резистором включают дроссель индуктивностью единицы или десятки микрогенри.
Иногда для снижения добротности дросселя и опасности самовозбуждения
вместо резистора включают дроссель, зашуптированиый резистором (рис. 3.19, б).
Рис. 3.19. Схемы широкополосных промежуточных
транзисторных усилителей:
а— резистивная, б — дроссельная, в — трансформаторная
При мощности более 1 Вт целесообразно применять трансформаторные
схемы, позволяющие включать транзисторы как по схеме с ОЭ, так и по схема
с ОБ Трансформация тока позволяет повысить коэффициент усиления. На
частотах до 10 МГц при согласуемых сопротивлениях более нескольких десятков
ом можно применять трансформаторы с магнитной связью между обмотками
(рис. 3.19, в). При более высоких частотах и малых согласуемых
сопротивлениях, когда обычные ШПТ применять нецелесообразно, переходят к
широкополосным траисформаторам-лнниям.
Однотактные ШПУ применяют при мощности до 10—30 Вт. Уже при
мощности несколько ватт для повышения КПД они работают с отсечкой тока и дают
на выходе большой уровень гармоник, поэтому требуется фильтрация выходного
сигнала. ШПУ мощностью 20—30 Вт и более выполняют по двухтактной схеме;
при эточ можно подавить четные гармоники на 15—20 дБ, а при специальном
подборе транзисторов — до 25 дБ. Если угол отсечки установить 90°,
теоретически должны отсутствовать нечетные гармоники. Поэтому выходной спектр
двухтактного ШПУ значительно чище, чем однотактного.
Широкополосные трансформаторы. Этн устройства, называемые сокращенно
ШПТ, в последние годы стали одним из основных элементов схем транзисторных
передатчиков, в особенности широкополосных. Современный транзисторный
KB радиопередатчик нередко содержит больше ШПТ, чем транзисторов. ШПТ
выполняют в них функции согласования сопротивлений, симметрирования,
сложения и разделения мощности, а также переворота (инверсии) фазы ВЧ
напряжения. Они характеризуются следующими параметрами.
1. Передаваемая трансформатором мощность Р. ШПТ выполняют иа
мощности от долей ватта до сотен ватт (в любительских условиях).
2. Входное и выходное сопротивления RBX, #вых бывают от единиц до
сотен ом.
3. Коэффициент трансформации по напряжению Кц = ^ВыХ/^вх. или по
сопротивлению KR = Явых/Явх. причем KR — К2и.
4. КПД трансформаторов обычно составляет 90...98 %.
145
Рис. 3.20. Высокочастотный трансформатор с маг
иитной связью между обмотками:
а —устройство, б — эквивалентная схема
5. Диапазон рабочих частот /Е — /н. На границах диапазона
обеспечиваются удовлетворительные параметры. Нетрудно выполнить ШПУ с перекрытием
fjfn — 10°; Достижимо перекрытие и в 1000 раз. Наиболее часто ШПТ используют
на частотах от 0,1 до 100—200 МГц.
В настоящее время применяются ШПТ двух типов: с индуктивной связью
между обмотками и на основе длинных линий (ШПТЛ). Встречаются также
названия трансформатор-линия (ТЛ), в зарубежной литературе — трансформатор
Рутроффа — по имени изобретателя.
Принцип действия ШПТ с индуктивной связью основан на явлении
электромагнитной индукции. Такой ШПТ в общем мало отличается от обычного НЧ
трансформатора. У него также имеются первичная и вторичная обмотки. Для
повышения КПД, увеличения связи между обмотками и расширения рабочей
полосы частот обмотки наматывают на замкнутый сердечник из магнитодиэлект-
рика. Вся полезная мощность передается через магнитный поток Ф (рис. 3.20).
Передача энергии через элетс-рическое поле за счет емкости между витками,
обмотками, а также между обмотками и сердечником является вредной. Поскольку
не весь магнитный поток
«С проходит через сердечник
(часть его замыкается через
воздух), происходит
рассеяние магнитного потока.
А£2 В эквивалентной схеме ШПТ
(рис. 3.20, б) это явление
отражается так:
последовательно с первичной и
вторичной обмотками Ы и L2
идеального трансформатора
включаются индуктивности
рассеяния Lsl и Ls2.
Индуктивность первичной
обмотки L1 измеряется при
разомкнутой вторичной обмотке, а индуктивность рассеяния Lsl
измеряется при КЗ вторичной обмотки. Аналогично измеряются параметры L2
и Ls2. Обычно соотношение LslL составляет несколько процентов.
Индуктивности рассеяния совместно с паразитными емкостями увеличивают
неравномерность частотной характеристики ШПТ и завал в области высоких частот. Для
расширения полосы частот нужно увеличивать L, уменьшать Ls и паразитные
емкости. Эти требования трудносовместимы, но путем рационального
конструирования можно довести верхний предел передаваемой полосы частот до 30 МГц.
Для увеличения L применяют сердечники с высокой проницаемостью (j.i до 1000)
и малыми потерями в рабочем диапазоне частот. Высокая проницаемость
позволяет достичь необходимой индуктивности при малом числе витков. Для
снижения Ls обмотку нередко выполняют лентой, плотно наматывая ее на кольцевой
сердечник; витки располагают равномерно по всему кольцу; между витками
первичной обмотки располагают вторичную (с зазором); помещают трансформатор
в экран. Для снижения паразитной емкости выводы первичной и вторичной
обмоток делают в противоположные стороны, а при намотке лентой между
первичной и вторичной обмотками помещают прокладку толщиной до 1 мм. Между
обмотками и наружным экраном расстояние должно быть порядка 2—3 мм.
Для ШПТ с индуктивной связью в диапазоне KB 3...30 МГц наиболее часто
применяют кольцевые ферритовые сердечники с проницаемостью 200...50. При
мощности до 5 Вт используют сердечники с наружным диаметром 10—12 мм; при
10—20 Вт —"диаметром 16—20 мм; при 50 Вт — диаметром 32 мм.
Указанные пределы мощности относятся к низшей частоте KB диапазона (3 МГц). По
мере повышения частоты мощность, которую способен передать трансформатор
на данном сердечнике, может повышаться, если потери в сердечнике растут
медленнее, чем частота. У ферритов марок 100 ВЧ, 90 ВЧ, 50 ВЧ-3 на частотах
25—30 МГц допустимая индукция (величина магнитного поля в сердечнике)
снижается всего в 1,5—2 раза по сравнению с частотой 3 МГц. Поэтому
трансформатор на кольце из такого материала типоразмером 32 X 16 X 8 мм, пере-
146
дающий на частоте 3 МГц мощность 60 Вт, при частоте 7 МГц может передать
110—120 Вт, при 14 МГц — 200 Вт, при 21—28 МГц — 250 Вт. Однако здесь
ограничение мощности трансформатора может наступить уже за счет перегрева
обмотки (необходимо воздушное охлаждение). В то же время у ферритов марок
400НН-1, 200НН-1, 150НН, 150 ВЧ допустимая индукция на частотах 20—30
МГц в несколько раз ниже, чем на частоте 3 МГц, поэтому мощность
трансформатора по мере роста частоты не повышается, а может даже снижаться. Для
повышения мощности трансформатора можно применить сердечник, сложенный
из п колец (обычно 2...5); при этом число витков обмотки уменьшается в У п
раз.
Число витков обмоток трансформатора определяется из условия, чтобы на
низшей рабочей частоте индуктивное сопротивление не меньше чем в 4 раза
превышало сопротивление нагрузки, которое подключается к данной обмотке:
V
^1600* (DHa.+D.
нар
^„МЯ„ар-Явн)
= 10.
Здесь w — число витков; R — подключаемое к обмотке сопротивление, Ом;
D D и Djjg — наружный и внутренний диаметры кольца, mm;7i — высота кольца,
мм; f — низшая рабочая частота, МГц; jx — проницаемость материала
сердечника.
Призер 15. Определить число витков трансформатора мощностью 50 Вт
для согласования сопротивлений ^ = 50 Ом и R2 — 200 Ом в диапазоне от
fH = з МГц до /в = 30 МГц.
1. Выберем кольцевой сердечник со следующими данными: £> = 32 мм;
Р = 16 мм; h = 8 мм; материал —феррит с проницаемостью р. = 100.
2. Число витков первичной обмотки
_ -i/"i600 ■ 50(32+16)
Wl~ V 8 • 3-100(32—16)
3. Число витков вторичной обмотки
а>2=а»1 VR^R~i = 10/200/50 = 20.
Диаметр провода обмоток выбирают так, чтобы все витки обмоток
поместились в одном слое, так как многослойная обмотка резко увеличивает
паразитную емкость. Кроме того, однослойная обмотка лучше охлаждается. Изоляция
провода может быть любого типа, так как трансформатор является низкоомным
и работает при низких напряжениях.
При малых согласуемых сопротивлениях (менее десятков ом) индуктивности
рассеяния резко ухудшают работу обычных ШПТ, ограничивая сверху их
частотный диапазон. В то же время входное сопротивление транзисторов в
усилителях мощности равно 1.. .10 Ом, да и выходное сопротивление мощных
усилителей может быть 4...10 Ом. Поэтому на частотах более 10 МГц. и при малых
значениях согласуемых сопротивлений лучше работают широкополосные
трансформаторы на основе линий передачи (ШПТЛ).
Конструктивно ШПТЛ представляет собой ферритовый сердечник
(кольцевой или стержневой), на который намотаны одна или несколько линий
передачи. Это могут быть отрезки коаксиального кабеля, ленточные линии, либо
просто два или больше скрученных провода. ШПТЛ сочетает свойства цепей
сосредоточенного и распределенного типов. На низших частотах своего рабочего
диапазона ШПТЛ работает как обычный трансформатор с индуктивной связью, а
на средних и высоких — как линия с определенным волновым сопротивлением,
зависящим от геометрии линии и диэлектрической проницаемости пространства,
охваченного электрическим полем линии. На НЧ мощность со входа на выход
передается в основном за счет магнитной связи между обмотками.т. е. через
сердечник. На ВЧ энергия передается через электромагнитное поле линии, а не
через сердечник, который служит только для увеличения индуктивности линии.
Если в обычном ШПТ междувитковая емкость вредна, то в ШПТЛ емкость
между проводами не только не вредна, но и необходима для нормальной работы ли-
147
нии. Эта емкость влияет на волновое сопротивление линии, а постоянство
распределенной емкости — на высокочастотные свойства ШПТЛ.
При намотке трансформатора линией из скрученных проводов (ЛСП) для
создания сильной связи между проводами линии и обеспечения постоянной
распределенной емкости провода скручивают, причем более сильное скручивание
повышает распределенную емкость и снижает волновое сопротивление линии.
Принцип действия ШПТЛ нетрудно понять на примере работы тран-
сформатора-фазоинвертора. На рис. 3.21, а показана схема, содержащая
генератор Г, имеющий внутреннее сопротивление Rt и связанный с
нагрузкой Ян через отрезок длинной линии, образованный двумя проводниками
1—2 и 3—4. Если волновое сопротивление линии Z0 = RH, т. е. линия работает
на согласованную нагрузку, то энергия по линии будет передаваться почти без
потерь (кроме активных), вплоть до частот в тысячи мегагерц, независимо от
соотношения между длинами линии и волны. Если же Z0 Ф Rn (г. е. при
неточном согласовании), АЧХ линии будет неравномерна при длине линии Я/4
или при кратных ей числах. Если же длину линии сделать менее Я/4 (порядка
(0,1...,0,15)Я) на самой короткой волне, АЧХ такой линии будет практически
равномерной даже при некотором рассогласовании: Z0 = (0,5...2)i?H. АЧХ
такого устройства будет весьма широкой, когда концы Rn не заземлены. Если же
заземлить точку 2, схема будет работать как фазоинвертор: фаза на выходе
генератора (точка 1) противоположна фазе на RH (точка 4), но АЧХ такого
устройства ограничена снизу, поскольку на низких частотах индуктивное
сопротивление провода 1—2 мало, и выход генератора почти закорочен. Нижняя граница
АЧХ будет определяться соотношением между индуктивным сопротивлением
Рис. 3.21. Широкополосный трансформатор на основе линии
передачи (ШПТЛ):
а — трансформатор-фазоинвертор; б — вариант изображения ШПТЛ; е-*
эквивалентная схема на низких частотах; г — способ намотки; д, е —
схемы симметрирования ВЧ напряжения на ШПТЛ
проводов линии и сопротивлением нагрузки. Для снижения /н Необходимо
увеличить индуктивность проводников линии, не увеличивая ее длины, что
достигается наматыванием линии иа сердечник с большой проницаемостью.
Сердечник может быть кольцевым или стержневым. Кольцевые сердечники
обеспечивают /я порядка 0,1 МГц при fB = 100...200 МГц. Трансформаторы на
стержневых сердечниках имеют такую же /в, несколько уступая трансформаторам на
кольцах в ширине полосы снизу. Тем не менее полоса ШПТЛ на стержневых
сердечниках более чем достаточна для всего диапазона коротких воли, ио их
недостаток в том, что сердечник ие замкнут, следовательно они подвержены
влиянию внешних полей и сами являются источниками ВЧ поля. Применение их
148
в усилителях может привести к самовозбуждению, поэтому их следует
экранировать. Если же наведение полей неопасно (например, при согласовании
аг!тенны с кабелем), в экранировке нет необходимости. Достоинство ШПТЛ
со стержневым сердечником состоит в легкости намотки.
Рис. 3.22. ШПТЛ с коэффициентом трансформации по
сопротивлению 4:1:
а — схема; б — упрощенное изображение ШПТЛ. в — вариант схемы; г—
эквивалентная схема на низких частотах, д — конструкция при намотке
линией из скрученных проводов; е— при намотке коаксиальным кабелем;
ж — конструкция одновиткового ШПТЛ
На рис. 3 21, б показан другой вариант изображения ШПТЛ, а на рис.3.21,
в — эквивалентная схема ШПТЛ на низких частотах. Из нее видно, что
индуктивность L, 2 аналогична индуктивности первичной обмотки обычного ШПТ
и может определяться таким же способом. Описанный ШПТЛ имеет коэффициент
трансформации 1 : 1, его можно применять, как указано, для инверсии фазы.
Кроме того, он может использоваться для перехода от симметричных схем к
несимметричным, и наоборот. Схема симметрирования показана на рис. 3.21,5.
Нагрузка разделена на две половины (2Rlt/2), и средняя точка заземлена. На
каждой из нагрузок RJ2 образуется половина входного напряжения. Если же
нагрузка не имеет заземленной средней точки, точной симметрии эта схема не
дает, особенно на НЧ. Для точного симметрирования напряжения на такой
нагрузке пригодна схема рис. 3.21, е. Такой ШПТЛ имеет третью обмотку
5—б,подключенную к обмоткам /—2 и 3—4 согласно схеме. Число витков
всех трех обмоток одинаково. ШПТЛ может осуществлять также
трансформацию напряжения в целое число раз N = 1, 2 3, .... Для этого в общем
случае необходимо соединить последовательно входы N числа линий, а
выходы их соединить параллельно. Для случая N = 2 схема соединений
показана на рис. 3.22, а. Входное напряжение в 2 раза больше, чем
напряжение иа нагрузке UH, a RBX = ARH. В этой схеме заземлены точки 7, 8 и 4 и
осуществляется трансформация сопротивлений. Если точку 7 отсоединить от
земли и заземлить точки 3 и 5, можно, кроме трансформации, осуществить
симметрирование: несимметричная нагрузка (например, 75 0м) согласована с
симметричным источником (300 Ом), или наоборот. Если же заземлить на входе
Не точку 7, а точку 1, в схеме будут обеспечены фазоинверсия и трансформация.
Если вход и выход несимметричны, как показано на рис. 3. 22, а, ШПТЛ
можно упростить. Возле концов линий проставлены их мгновенные потенциалы.
Видно, что точки 7 и 8 находятся под одинаковым (нулевым) потенциалом;
точки 5 и б также находятся под одинаковым потенциалом (UH), поэтому их можно
попарно соединить и исключить одну двухпроводную линию. При этом точку 2
149
соединим с точкой 3. Преобразованный ШПТЛ показан на рис. 3.22, б и, в
другом изображении,—на рис. 3.22, е, а на рис. 3.22, г — его НЧ аналог.
Волновое сопротивление линии Z0 — ]//?вх#н = 2#н. На рис. 3.22, д и 3.22, в'
показано выполнение ШПТЛ при намотке двухпроводной скрученной линией
и отрезком коаксиального кабеля, а на рис. 3 22, ж — одновитковый вариант
конструкции мощного ШПТЛ. Для его изготовления можно применять толстые,
негибкие кабели, но требуется большое число ферритовых колец (15—20 шт.).
Аналогичную конструкцию могут иметь и обычные ШПТ, рассчитанные на
большие токи, причем обмотки имеют 1—3 витка каждая и выводятся в
противоположные стороны.
Для трансформации напряжения в 3, а сопротивления в 9 раз нужно входы
трех линий соединить последовательно, а выходы — параллельно (рис.3.23, с).
1 (mi
Rfy'Mt
Рис. 3.23. ШПТЛ с коэффициентом трансформации по сопротивлению
9:1:
а —схема; б — упрощенное изображение ШПТЛ; в — ШПТЛ с намоткой тоех-
проводной линией! г—симметрирующий ШПТЛ без трансформации
сопротивлений
Как видно из распределения потенциалов, проставленных около концов
проводников линий, разность потенциалов между концами проводников 1—2 и 3—4
составляет 2d/H (вдвое больше напряжения на нагрузке), а между концами
проводников 5—6 и 7—8 составляет UH. Отметим, что между концами проводников
9—10 и 11—12 разность потенциалов равна нулю. Следовательно, нижнюю ли-
иию можно закоротить, т. е. вообще исключить; при этом точки 6—7
оказываются соединенными (рис. 3.23, б). Поэтому для трансформации напряжения в N
раз требуется N — 1 двухпроводных трансформаторов-линий. Волновое
сопротивление линий должно быть Z0 = ]/RBX£H= 3 RH. Обе линии можно
намотать на один сердечник, но линия из проводов 1—2 и 3—4 должна иметь вдвое
больше витков, чем линия, образованная проводами 5—6 и 7—8 (так как на
линии 1—2, 3—4 вдвое больше разность потенциалов). ШПТЛ с трансформацией
напряжения в 3 раза можно также изготовить, намотав на сердечник виток
к витку линию из трех параллельно сложенных проводов. Порядок располохе-
ния проводов на сердечнике будет такой: 1—2—3—1—2—3 и т. д. Нетрудно
заметить, что каждый из проводов соседствует с двумя другими, что сохраняет
симметрию и равномерность волнового сопротивления линии. Поэтому такой
трансформатор, показанный на рис. 3.23, в, практически не уступает
трансформатору на рис. 3.23, а. Применение трехпроводной линии открывает
возможность получения дрсбных коэффициентов трансформации. Если на рис. 3.23, в,
нагрузку отсоединить от точки 4 и подсоединить к течке 2, К будет ие 1/3,
а 2/3, т. е. отношение Явых/#вх = 4/9. Этот же трехпроводный ШПТЛ можно ие-
150
пользовать для симметрирования входного напряжения**без трансформации.
Источник подключают к точкам 1 и 4, точку 4 заземляют, а нагрузку подсоединяют
к точкам 2 и 6 (рис. 3.23, г). Эта схема аналогична схеме на рис. 3.21, е.
Если же намотать трансформатор четырьмя рядом сложенными проводами,
симметрия линии будет неполной, так как каждый провод уже не может
соседствовать со всеми остальными. Такой трансформатор занимает промежуточное
положение между обычным ШПТ и ШПТЛ. Поэтому с увеличением числа
сложенных рядом проводов несколько ухудшаются ВЧ свойства трансформатора.
Зато открывается возможность изготовлять трансформаторы, имеющие K_D =
= 3/4, 3/5, 4/5 и т. д., что бывает необходимо. Все описанные трансформаторы
могут иметь и обратный коэффициент трансформации: 1/2 или 2, 2/3 или
3/2 т. д.
Ферритовые сердечники, применяемые для ШПТЛ, имеют проницаемость
от 50 до 1000; на KB чаще применяются сердечники с (х = 50...200. При намотке
ШПТЛ коаксиальным кзбелем (рис. 3.22, е и ж), поскольку сердечник участвует
в передаче энергии только в длинноволновой части рабочего диапазона, можно
применять ферритовые кольца с проницаемостью до 600...2000, не
предназначенные для работы в сильных ВЧ полях. В конструкции одновиткового
трансформатора (рис. 3.22, ж) для расширения рабочей полосы мож.ю использовать
кольца из различных марок ферритов. ШПТЛ на полосу /в//н порядка 2...4
могут быть выполнены и без сердечников. Так, антенну, питаемую
коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением 50...75 Ом, можно симметрировать
в диапазоне 14...30 МГц с помощью ШПТЛ, изготовленного следующим образом.
Отрезок кабеля длиной 1 м (0,15 h на 28 МГц) наматывается на оправку диаметром
45—50 мм в два слоя по 3 витка в слое, затем витки скрепляются изолентой, и
симметрирующий трансформатор готов. Индуктивность его около 3 мкГн,
включается он по схеме 3.21, г.
Для намотки ШПТЛ используются отрезки коаксиального кабеля, полос-
ковые линии, линии из скрученных проводов.
Коаксиальные кабели имеют ряд ограничений для использования в ШПТЛ.
Применяя обычные коаксиальные кабели, невозможно изготовить
малогабаритный ШПТЛ. Сопротивление кабелей фиксированное и в ряде случаев велико,
поскольку в мощных усилителях ввиду малых согласуемых сопротивлений
(2...20 Ом) возникает необходимость иметь Z0 линии порядка 5...25 Ом.
Разработаны специальные кабели с низким Z0 (12...25 Ом) диаметром 1,5—2 мм, но
они пока мало распространены.
Полоскозые линии состоят из двух сложенных вместе ленточных
проводников, разделенных тонким слоем диэлектрика; Za таких линий нетрудно сделать
менее 10 Ом. Для полосковых линий Za = 120 nft/(J/£5) при A«J. Здесь 8 —
диэлектрическая проницаемость материала изоляции между проводниками;
А — расстояние между проводниками; Ъ — их ширина. Например, если в
качестве изолятора взять полиэтиленовую пленку (с = 2,5) толщиной 0,15 мм, а
ширину проводников взять 5 мм, то Z0 = 120 • 3,14 • 0,!5/(]/2,5 • 5) = 7 Ом.
Величину Z,, легко менять подбором толщины изоляции или ширины
проводников. С точки зрения термической и механической устойчивости лучше
применять фторопластовую ленту. Способ изготовления полосковой линии может
быть следующий. Нз медного листа толщиной 0,25 мм вырезают два ленточных
проводника расчетной ширины, острые края шлифуют наждачной бумагой.
Длина проводников обычно составляет 50....75 см. Один проводник кладут иа
стол, поверх него — фторопластовую ленту, которая втрое шире проводников,
а на нее — второй проводник. Один свободный край ленты заворачивают на один
проводник, другой край — на другой проводник, и вся конструкция
обматывается тонкой изолентой (можно применить такую же фторопластовую леиту или
тонкую лакоткань). Полученная полосковая линия имеет достаточную
гибкость.
Линии, из скрученных проводов широко применяют для намотки ШПТЛ. Они
позволяют получить Z0 двухпроводных линий примерно от 20 до 80 Ом, а четы-
рехпроводных — начиная от 10 Ом при диаметре проводов d = 1 мм до 20 Ом
при d = 0,25 мм. Величину Za двухпроводной ЛСП можно найти ho графику
(рис. 3.24). Кривая 1 построена для слабо скрученной линии (менее 1 скрутки/
см), кривая 2 — для 3—4 скруток/см. Тонкие провода можно скрутить сильнее;
151
г„
10
50
20
10
\1
\l
J
при этом Z0 вследствие увеличения распределенной емкости понижается. Так,
линия из двух сильно скрученных (порядка 10 скруток/см) проводников
диаметром d = 0,27 мм имеет Za = 30...35 Ом. При напряжениях до 50...70 В можно
применять провода марок ПЭВ, ПЭТ, ПЭТВ.
В четырехпроводиой линии нужно соединять параллельно проводники,
расположенные накрест, а не рядом. При этом Z0 получается меньше. При
сильней скручивании четырехпроводиой линии ее сопротивление также понижается
на 20...30%. Для снижения волнового сопротивления линии в 2 раза можно
включить параллельно два отрезка линии. С кабелями это неудобно, но с ЛСП
вполне возможно.
При плотной намотке линии иа сердечник виток к витку Z0 линии снижается.
Так, если нескрученную линию из двух сложенных вместе проводов намотать
плотно, виток к витку, первоначальное значение Za
прямолинейной линии снижается примерно на 10 %,
поскольку по обе стороны каждого проводника
оказывается проводник с противоположной фазой
напряжения. Точно предсказать изменение волнового
сопротивления трудно, вследствие того что при намотке иа
сердечник изменяются свойства пространства,
окружающего открытую линию: с одной стороны ее оказывается
феррит, с другой — воздух. (При намотке
коаксиальным кабелем это явление отсутствует, и Z0 линии не
изменяется). Установлено, однако, что уменьшение или
увеличение Z0 линии в два раза, по сравнению с
расчетным значением, вносит потери за счет
рассогласования около 1 дБ при длине линии менее 0,15Х.
Число витков ШПТЛ определяют, как и в случае
ШПТ, из условия обеспечения достаточной
индуктивности на низшей рабочей частоте, но поскольку
в ШПТЛ можно применять сердечники с большим \i,
число витков в них бывает меньше, чем в обычных
ШПТ (вплоть до одного витка).
Для овладения приемами синтеза цепей с ШПТЛ
спроектируем, например, входную цепь двухтактного
ШПУ на двух транзисторах. Входное сопротивление
каждого транзистора RBX = 2,6 Ом. Его нужно
согласовать с несимметричным кабелем сопротивлением 50 Ом. Возможны
несколько вариантов решения.
Вариант 1 (рис. 3.25, о). На входе после кабеля ставим симметрирующий
трансформатор 77, выходы которого могут быть нагружены на сопротивление
25 Ом каждый. К выходам 77 подключаем два понижающих ШПТЛ 72 и ТЗ
(на трехпроводной линии Z 0 = 8 Ом), имеющих Ктр = 1/3. Выходы их
подключены непосредственно к базам транзисторов. Трансформаторы 72 и ТЗ
понижают сопротивление 25 Ом в 9 раз — до 2,8 Ом, что весьма близко к #вх.
Нередко выходное сопротивление межкаскадных согласующих цепей
трансформаторов делают в 2—Зраза большим входного сопротивления транзистора, чтобы
обеспечить режим возбуждения не от источника напряжения, а от источника тока,
что положительно сказывается на устойчивости усилителя, на уровне гармоник
и искажений. При этом, естественно, приходится мириться с рассогласованием
и потерей усиления. Однако при подаче возбуждения коаксиальным кабелем на
усилитель, выполненный в виде отдельного блока, нужно добиваться
наилучшего согласования с кабелем, иначе при изменении усиливаемой частоты будет
резко меняться нагрузка на возбудитель и, соответственно,— отдаваемая им
мощность возбуждения. Таким образом получена схема согласования вхола
ШПУ на трех трансформаторах (рис. 3.25, а). Назначение трансформаторов Т4
и 75 и резисторов Rl, R4 будет описано на с. 158. Такие схемы ШПУ часто
применяют на практике.
Вариант 2. Можно вначале понизить сопротивление кабеля 50 Ом в 9
раз — до 5,6 Ом, а затем симметрировать его (рис. 3.25, б) ио для
симметрирующего трансформатора потребуется линия с Z0 = 5,6 Ом, что труднодостижимо,
особенно в малогабаритных маломощных трансформаторах.
0,5
Рис. 3.24. График для
определения волнового
сопротивления ЛСП:
/ — для двухпроводной
слабо скрученной ЛСП
(менее 1 скрутки/см); 2—
для двухпроводной ЛСП
при 4 скрутках/см; 3 —
для четырехпроводиой
ЛСП
152
Вариант 3. Можно взять за основу классическую схему трансформации —
соединение трех линий по входу последовательно, а по выходу — параллельно
(рис. 3.25, в). Рассмотрев мгновенное распределение потенциалов иа концах
линий, видим, что трансформатор ТЗ можно исключить — на его
противоположных концах одинаковое напряжение, поэтому ток через него не протекает,~Сое-
динив точки с одинаковым потенциалом в трансформаторах Т2 и Т4, упростим
согласующее устройство до схемы рис. 3.25, г. Здесь применяются только
двухпроводные линии, так что при наличии тонких кабелей с низким сопротивлением
можно линии выполнить из кабеля. Трансформаторы Т2 и ТЗ можно объединить
»«/J Т4 2-25 Он
Вход г-Ц$№
58m°——ft
JS1-310» Выход
°40Вт
о500н
II 1-ПОи
12-Т41-170м
*3W Л ♦</
111-500м
SU Л '311/
т=©=;
■'ои -. -ои/ »и -. *и
■за " -и
6
112*50 Ом
Вход°
=&
12,131-17Он
% ТГ"»
112-ХОн
Вход"
И
—А
12
П70м
-»Б
Рис. 3.25. Схемы согласования низкого входного сопротивления
двухтактного усилителя с несимметричным кабелем (50 Ом)
на одном сердечнике, число витков должно быть одинаковое. Линию
трансформатора 77 можно также намотать на одном сердечнике с Т2 и ТЗ, но число витков
Т1 должно быть точно в полтора раза больше, чем линий трансформаторов
Т2 и ТЗ.
Ваоиант 4. Применив трехпроводную линию, можно согласующее
устройство выполнить по схеме рис. 3.25,3. В этой схеме трансформаторы
77 и 72 также можно объединить, намотав их линии на один сердечник. Число
витков линии Т1 должно быть в полтора раза больше, чем 72. Рассчитаем ШПТЛ
для коллекторной цепи двухтактного линейного ШПУ по следующим данным:
отдаваемая мощность Рх = 40 Вт; нагрузка несимметричная (коаксиальный
кабель) сопротивлением 50 Ом; коэффициент стоячей волны КСВ = 1,2; диапазон
частот—/н = 1,5 МГц; /в = 30 МГц; напряжение питания Ек = 36 В.
1. Мощность одного плеча Рх = PJ2 = 40/2 = 20 Вт.
2. Амплитуда переменного напряжения на коллекторе UK = Ек = §, где
§— коэффициент использования коллекторного напряжения. В критическом режи-
153
яе (линейный усилитель) | = 0,9; в слегка перенапряженном режиме (класс С,
телеграф) 5=1:
£/к = 36 -0.9 = 32 В.
3, Сопротивление коллекторной нагрузки для одного плеча:
R'K = и1/2Р[ = 327(2 • 20) = 25,5 Ом.
4. Сопротивление нагрузки между коллекторами:
/?к = 2R'K = 2 - 25,5 = 5! Ом.
5. Коэффициент трансформации К7р = ]/#н/Як = /50/51 як 1. RK
практически равно Ra, поэтому для перехода к несимметричному кабелю потребуется лишь
симметрирующий трансформатор. Если бы RK значительно отличалось от
сопротивления нагрузки, потребовался бы еще один трансформатор — согласующий.
6. Действующее значение тока в линии
7д = VPilRa = /40/50 = 0,9 А.
7» Волнозое сопротивление линии Z0 — У RKRH = /51 • 50 = 50 Ом. Выберем
тип линии: ЛСП (при наличии тонкого коаксиального кабеля с волновым
сопротивлением 50 Ом можно применить и его).
8. Периметр провода линии: П = 0,18 /д КСЗ ¥?J¥/At*. Здесь At = 30° —
перегрев провода относительно окружаощей среды:
/7 = 0,18- 0,9- 1,2 у 30- 10<У302=2,7 мм.
При использовании полосковой линии ширина линии должна быть равна
вычисленному значению П, поскольку ток течет по внутренней стороне
проводников линии.
9. Диаметр провода ЛСП
d = Я/я = 2,7/3,14 = 0,86 мм « 0,9 мм.
10. Проверим Z0 линии нз слегка скрученных проводов диаметром 0,9 мм.
По графику рис. 3.24 Z0 = 40 О л, что достаточно близко к необходимому
Z0= 50 Ом.
11. Исходя из необходимой мощности трансформатора, выберем
кольцевой ферритовый сердечник типоразмером 32 X 16 х 8 (£>пар — 32 мм, DBH = 16 мм,
Л = 8 мм) из феррита марки 400НН (ц = 400).
12. Число витков линии
/ 1600/?K(PHap + Z)
ВН' В/
'-У ft/#(DBap-DBH) ~ V I
-щ / -к. \ пар * вп' ,/ 1600 • 50(32 +16)
w- I/ ut .. /г» гл i - V 8-1,5 • 400(32 —16) ~'
Округлим ю до 8 витков.
13. Длина линии / = л (£>нар— £>вн + 2h + 4S + 4d). Здесь S = 0,25 мм—
толщина изоляции, которой обматывается сердечник перед намоткой:
I •= 8 (32 — 16 + 2 • 8 + 4 • 0,25 + 4 • 0,9) « 300 мм.
Длина линии должна быть не более 0,15 самой короткой рабочей волны (10 м)
с учетом коэффициента укорочения, который для ЛСП составляет около 0,5, для
коаксиальных кабелей со сплошной изоляцией из полиэтилена — 0,6...0,65.
Для ЛСП этот предел составляет 0,7 м, для коаксиального кабеля — 0,9... 1 м.
В нашем случае длина линии удовлетворительная. Необходимо проверить
также, чтобы при намотке линия размещалась в один слой на внутреннем диаметре
сердечника. Двухслойная обмотка нежелательна вследствие появления
паразитной емкости между концами линии.
Наиболее употребительны и легковыполиимы трансформаторы, имеющие
коэффициент трансформации по напряжению 1; 4/3; 3/2; 2; 3, а по
сопротивлению— 1; 1,78; 2,25; 4; 9. Поэтому выходное сопротивление ШПУ_ не может
154
принимать любого значения, а при 50-омном кабеле должно быть близко к SO;
28; 22; 12,5 или 5,6 Ом, а при 75-омном кабеле — к 75; 12,5; 33; 19 или 8,3 Ом.
В соответствии с этим приходится корректировать выходную мощность
усилителя или напряжение питания, либо то и другое вместе.
Типовые схемы транзисторных усилителей мощности. Чтобы правильно
ориентироваться в многообразии схем транзисторных усилителей мощности,
а главное — уметь самостоятельно проектировать такие схемы, нужно знать
несколько основных закономерностей и правил.
1. По сравнению со схемой ОБ схема ОЭ имеет следующие преимущества:
большой коэффициент усиления, что сокращает необходимое число каскадов
усиления; более высокое, чем в схеме ОБ, входное сопротивление, что облегчает
согласование с источником сигнала; выходное сопротивление транзистора имеет
активный характер, что уменьшает чувствительность каскада к
рассогласованию с нагрузкой. Поэтому схему ОЭ удобно использовать в выходном каскаде
при работе на антенну, параметры которой различны на различных
диапазонах или изменяются во время работы (например, в подвижных
радиостанциях).
Недостатки схемы ОЭ — зависимость коэффициента усиления, а также
входного и выходного сопротивлений усилителя от частоты и сопротивлений
источника сигнала и нагрузки (в схеме ОЭ транзистору свойственна ООС
за счет сопротивления эмиттерного перехода и индуктивности эмиттерного
вывода; при увеличении сопротивления источника сигнала или нагрузки роль
сопротивления эмиттериой цепи снижается, что уменьшает ООС и тем самым —
входное и выходное сопротивления каскада).
Схему ОБ также применяют в усилителях мощности KB диапазона. Она
имеет следующие преимущества по сравнению со схемой ОЭ: меньшую зависимость
коэффициента усиления от частоты; меньшую критичность к разбросу
параметров транзистора; лучшую температурную стабильность; меньший коэффициент
нелинейных искажений; высокую устойчивость к самовозбуждению н больший
коэффициент усиления на близких к fr частотах у тех транзисторов, которые
имеют малое сопротивление базы и малую индуктивность базового вывода.
Недостатки схемы ОБ: малое входное сопротивление (единицы и доли ома)
и меньший коэффициент усиления на средних и низких частотах. Благодаря
равномерности усиления по частоте и меньшему уровню искажений схему ОБ
целесообразно использовать в предварительных каскадах ШПУ, а также в
оконечных, если нагрузка меняется в небольших пределах.
2. Режим работы транзистора, зависящий от назначения усилителя, также
влияет на построение схем, особенно цепей базы. При усилении модулированных
по амплитуде колебаний (ОМ AM) транзисторы работают в режиме В, что тре«
бует подачи отпирающего (прямого) напряжения смещения на базу (рис. 3.26, а).
Кроме того, для повышения линейности при большом уровне сигнала
необходимо обеспечить небольшое автоматическое запирающее (обратное) смещение
(см. рис. 3 16, а). В схеме ОЭ, когда эмиттер непосредственно соединен с корпусом
передатчика, это смещение удобно получать за счет постоянной составляющей
тока базы, а в схеме ОБ, когда база непосредственно соединена с корпусом,
автосмещеиие удобно получать за счет постоянного тока эмиттера (рис. 3.16, б).
При усилении телеграфных сигналов или при коллекторной модуляции
транзисторы мощных каскадов работают в режиме С. Отпирающее смещеине
иа базу не подается, и транзистор в отсутствие сигнала остается запертым. Угол
отсечки зависит от частоты и уровня усиливаемого сигнала и при большом
уровне приближается к 90°, а на высоких частотах превышает это значение. Для
сохранения режима С необходимо автоматическое запирающее напряжение
смещения — за счет тока базы или эмиттера. Необходимо помнить, что
сопротивление в цепи базы не должно превышать рассчитанной величины R. или, если
в нем нет необходимости, предельно допустимого сопротивления R6 э для
данного транзистора (оно указывается в справочниках). Некоторые транзисторные
генераторы в ключевом режиме требуют определенной последовательности
соединения элементов коллекторной цепи. Например, с целью получения высокого
сопротивления для токов гармоник коллекторная цепь должна начинаться
с последовательной индуктивности.
155
3. Межкаскадные и выходные цепи усилителей следует строить так, чтобы
обеспечивалось согласование сопротивлений источника сигнала и нагрузки.
Узкополосные согласующие цепи, если на них, кроме согласования, возлагается
также задача фильтрации сигнала, следует рассчитывать с учетом необходимого
коэффициента фильтрации. В ШПУ межкаскадные и выходные цепи строят
почти исключительно на ШПТ с ферритовыми сердечниками. ^
1. Если требуется сложение мощностей отдельных транзисторов, их
включают параллельно (обычно не более двух). Для равномерного распределения тока
между ними в эмиттерную цепь каждого транзистора включают резистор, за-
шунтированный конденсатором. Резистор рассчитывают так, чтобы падеш'е
напряжения на нем не превышало 1 В. Кроме того, для каждого транзистора
лучше иметь отдельную согласующую цепь на входе и на выходе (рис. 3.26, б).
Эта схема по начертанию напоминает двухтактною, но на самом деле это
параллельная схема. Входная цепь ее аналогична Г-образной цепи (см. рис. 3.18, е),
Рис. 3.26. Типовые схемы транзисторных ВЧ усилителей мощности
только катушка разделена на две, соединенные параллельно. Выходная цепь
аналогична схеме рис. 3.18, и, только первая индуктивность разделена на две,
включенные параллельно. Рассмотренная схема (рис. 3.26, б) является
примеров деления и сложения мощности с помощью узкополосных резонансных
цепей. Чаще всего сложение мощностей двух транзисторов производится не в
параллельной, а в двухтактной схеме. В ШПУ сложение и деление мощности
производится с помощью ШПТ (рис. 3.26, е).
5. Коэффициент усиления транзистора по мощности Kv изменяется в
зависимости от частоты по закону (/т//)п, где п меняется от 1 до 2. На ВЧ, начиная
от /т, по мере понижения частоты коэффициент усиления возрастает по
квадратичному закону и достигает Кр «* 13, затем рост усиления замедляется.
Поэтому схемы ШПУ должны быть построены таким образом, чтобы компенсировать
рост усиления с понижением частоты. Цепь базы мощного транзистора (схема
ОЭ) в первом приближении можно представить как параллельно соединенные
диод перехода и конденсатор (емкость перехода), а между точкой их соединения
и выводом базы — сопротивление базы г6. На высоких частотах к этому
добавляется влияние индуктивности выводов эмиттера и базы. В схеме ОБ входное
сопротивление усилителя является практически индуктивным: 7ВХ — '2nf(L6-{-
+ £э+£монт)> причем оно возрастает с частотой. Поэтому в обоих случаях
(ОЭ и ОБ) задача получения независимого от частоты возбуждающего тока в низ-
коомиой входной цепи в широком диапазоне частот не является легкой. Для
решения ее используют в основном два метода: построения межкаскадных цепей
с возрастающим затуханием по мере понижения частоты, а также использования
156
частотно-зависимой отрицательной обратной связи. Иногда применяют оба
метода совместно.
Межкаскадную согласующую цепь ШПУ строят таким образом, чтобы на
высшей частоте рабочего диапазона получилось оптимальное или близкое к нему
согласование. С понижением частоты затухание цепи возрастает, компенсируя
рост усиления (рис. 3.'_J6, г). Между согласующим входным трансформатором
и базой включена параллельная RC-цепъ, импеданс которой по мере роста
частоты падает. В передатчиках мощностью десятки ватт сопротивление RC-mun
имеет единицы ом, а емкость — тысячи пикофарад. С коллектора на базу подана
частотно-зависимая ООС через резистор R2 и катушку L1; конденсатор С2 —
разделительный. На низких частотах сопротивление цепи R2! 1 меньше, чем
на высоких, поэтому ООС сильнее на низких частотах.
Входную ЯС-цепочку нередко включают в первичную обмотку
согласующего трансформатора с целью уменьшения влияния паразитной индуктивности
элементов и проводников (рис. 3.26, д). В этом случае сопротивление #С-це-
почки соответственно увеличивается, а емкость уменьшается.
Для улучшения согласования цепи базы в широком диапазоне частот
применяют более сложные LCR-u,em связи. Их строят так, чтобы индуктивности
выводов базы и эмиттера, а также входная и выходная емкости входили в
соответствующие элементы корректирующих цепей связи. Эти цепи могут содержать
5—6 элементов LCR и трансформатор [5, 13, 14].
6. Конструкция выбранного транзистора во многом определяет схему
усилителя. Если эмитгер имеет широкие полосковые выводы в две стороны, либо
соединен с корпусом транзистора (например, у транзисторов КТ907, КТ909),
его не следует включать по схеме ОБ.
Если же коллектор соединен с корпусом (КТ805, КТ903), целесообразно
построить схему так, чтобы корпус транзистора непосредственно крепился на
корпус передатчика или на радиатор без изолирующих прокладок. Это
значительно облегчает тепловой режим транзистора. Однотактная схема такого рода
показана на рис. 3.26, е. Это схема ОЭ, хотя коллектор и за'землен: входная
катушка связи включена между эмигтером и базой, а нагрузка — между
эмиттером н коллектором (через П-фильтр), т. е. общим электродом для входа и
выхода является эмиттер.
На рис. 3.26, 3 показана схема ОБ. Коллектор также соединен с корпусом,
нагрузка включена \«ежду коллектором и базой. Источник напряжения
смещения включен между базой и минусом источника £к,
Двухтактные схемы тоже могут быть построены таким образом, что
коллекторы (и корпуса) обоих транзисторов соединяются с корпусом передатчика
(рис. 3.26, е). Схема эта, по существу, составлена из двух схем рис. 3.26, д.
На входе ее имеется симметрирующий трансформатор. Транзисторы включены
по схеме ОБ. При необходимости смещение на базы можно подать так же, как
на схеме 3,26, д.
Такой же двухтактный усилитель может быть построен и по схеме ОЭ. Для
этого в схеме 3.26, е нужно только поменять местами выводы базы и эмиттера.
Во всех случаях индуктивность соединения ОЭ с корпусом должна быть
минимальной, что способствует предотвращению самовозбуждения и расширению
полосы усиливаемых частот.
Схемы сложения и деления мощности. Широкое применение схем сложения
и деления мощности в транзисторных передатчиках связано с ограниченной
мощностью, снимаемой с одного транзистора. Благодаря использованию схем
сложения достигнута мощность транзисторных передатчиков свыше 10 кВт.
Поскольку мощность любительских передатчиков невелика, для передатчика I
категории достаточно сложения мощности 4—8 транзисторов. Для этого
необходимо вначале разделить мощность возбуждения между усилителями, а затем
суммировать их выходную мощность. Схемы делителей можно получить из схем
сумматоров, если генераторы и нагрузки поменять местами. Схемы сумматоров
должны удовлетворять нескольким требованиям.
1. Мощность всех генераторов должна полностью передаваться в нагрузку.
Желательно, чтобы мощность всех генераторов не отличалась более чем на 20—
30 %. Разность фаз при параллельной или последовательной схеме сложения
также не должна превышать 20°.
2. Входы сумматора должны иметь КСВ не выше 1,2...1,3.
157
8. Неисправность или изменение в режиме работы одного из каналов
усиления должны возможно меньше влиять на работу остальных каналов, т. е.
желательно, чтобы входы сумматора были развязаны. Соответственно при выходе из
строя одного из каналов падение мощности на Еыходе должно быть возможно
меньше, желательно на величину мощности неисправного канала.Это требование
выполнить труднее, особенно на КВ. Для этого Л генераторов соединяют с
нагрузкой через Л четвертьволновых линий илн заменяющих их П-контуров, но
это — громоздкое решение (особенно в многодиапазонных передатчиках). ШПТ
позволяют получить "развязку генераторов (но не полную) в i проком
диапазоне частот без каких-либо переключений. Например, усилитель на 8
транзисторах (с последовательной схемой сложения мощности на ШПТ) при выходе из
строя одного транзистора отдает 75 % годной мощности, при выходе из строя
четырех транзисторов — 25 % мощности; при этом оставшиеся транзисторы
работают в нормальном режиме. Нередко этой мощности достаточно для
поддержания связи. Как видим, принцип сложения мощностей даже при неполной
развязке позволяет строить весьма надежные передатчики.
а 6
Рнс. 3.27. Мостовые
противофазные схемы сложения мощности:
в —на ШПТЛ, б—на ШПТ (Ктр =
= 1^RH/2R()
* xt п* ff< 0 ff
Рис. 3.28 Мостовые синфазные
схемы сложения мощности:
а —на ШПТЛ, б — на ШПТ (Ктр =
= j/R6/2R()
Двухтактная схема усилителя, по существу, является схемой сложения
мощностей двух транзисторов, но при пробое одного из нчх другой работает
на КЗ, и отдаваемая мощность равна нулю.
Для развязки генераюров широко применяется противофазная мостовая
схема сложения на ШПТЛ (рис. 3.27, а) или на ШПТ (рис. 3.27, б). Эта схема
соответствует двухталхной схеме усилителя (см. рис. 3.25, а). При
определенных сопротивлениях нагрузки J? и балластного резистора R$ вся мощность
генераторов передается в нагрузку. Рассмотрим, что произойдет при пробое
одного из транзисторов. Считаем, что при этом сгорел предохранитель в цепи
пробитого транзистора, и источник питания исправен. Если, например,
закорочен (пробит) генератор П и его внутреннее сопротивление Rt == 0, окажется, что
балластное сопротивление R6 = R^l подключено к генератору Г2 через
трансформатор, повышающий его значение в 4 раза,— до 2Rt. Теперь к генератору Г2
оказываются подключенными параллельно два сопротивления: RH — 2Rt и
трансформированное R6=2Rt, так что генератор Г2, как и раньше, работает иа
нагрузку, равную Rit а мощность его делится поровну между нагрузкой и балластным
резистором f?6. Следовательно, мощность | ассеяния /?б должна составлять
половину мощности, отдаваемой одним транзистором.
Дополнительное преимущество такого трансформатора — точное
симметрирование формы напряжения на коллекторах транзисторов; это резко снижает
уровень четных гармоник в коллекторной цепи. Мощность четных гармоник,
оставшаяся за счет разбаланса плеч усилителя, выделяется на резисторе #6.
Трансформаторы Т4 и Т5 в схеме рнс. 3.25, а служат именно этим целям.
Трансформатор Т4 во входной цепи усилителя обеспечивает симметрию (равенство)
и противофазность возбуждающего сигнала, ио транзисторы ввиду разброса
параметров могут вносить разный фазовый сдвиг, и потому фазы коллекторного
158
напряжения могут отличаться от 180°, что повышает уровень нечетных
гармоник. Эта доля нечетных гармоник также устраняется симметрирующим
трансформатором Т5 и рассеивается на R6.
Подбором импеданса средней точки трансформатора Т5 (элементов R4
и СЗ в схеме рис. 3.25, а) можно также понизить уровень комбинационных
составляющих. Иногда среднюю точку трансформатора заземляют по ВЧ. При этом
симметрирующие свойства и подавление гармоник сохраняются, но развязка
транзисторов отсутствует: при пробое одного из транзисторов второн работает
иа КЗ.
На рис. 3.28, а к 6 показана мостовая синфазная схема сложения мощности
на ШПТЛ и ШПТ. Сравнительно с предыдущей схемой здесь R и R6
поменялись местами. При пробое одного из транзисторов половина мощности,
отдаваемой другим, также выделяется в нагрузке, а половина — в балластном
резисторе. Выход здесь несимметричный, что удобно для последующего сложения
мощности. Эти же схемы сложения можно применить для деления мощности между
двумя нагрузками, для чего нужно вместо двух генераторов включить два сопро-
Рис. 3 29.
Последовательная
схема деления и
сложения
мощности на ШПТЛ
Г/
Вход*
тивления нагрузки, а вместо Ru — генератор с таким же внутренним (выходным)
сопротивлением R{.
С помощью мостовых схем можно сложить мощность 2" генераторов
следующим образом: выходы двух генераторов подают на мост, выходы двух мостовых
схем — на следующий мост и т. д.
Мощность любого числа генераторов можно сложить с помощью
трансформаторных схем. В параллельной схеме выходы всех генераторов через
трансформаторы параллельно соединены с нагрузкой. Условие независимости
генераторов здесь не выполняется: КЗ выхода одного генератора закорачивает
выходы остальных. Для независимой работы необходимо каждый генератор, как
указывалось, подключать к нагрузке через согласованную четвертьволновую
линию или ее аналог — П-образный контур. При замыкании четвертьволнового
отрезка на стороне генератора сопротивление на другом конце отрезка будет
очень большим, и неисправный генератор не влияет на остальные.
Последовательная схема сложения мощности на траисформаторах-лиииях
показана, например, иа рис. 3.29. Поясним на числовом примере работу этой
схемы, включающей три усилителя. Входное сопротивление каждого усилителя
4 Ом, выходное— 16 Ом. На входе включены три ШПТЛ, каждый
последовательно по входу и несимметрично по выходу относительно корпуса. Общее входное
сопротивление — 12 Ом. Оно трансформируется ко входному зажиму схемы
в 48 Ом с помощью трансформатора 77. Для развязки между входами усилителей
к ним подключены балластные резисторы. Другие концы резисторов соединены,
образуя звезду. Численно R6 — RBX = Zx = 4 Ом. Выходы усилителей через
такие же трансформаторы соединены последовательно, так что общее выходное
сопротивление составляет 48 Ом. К выходам также подключены для развязки
балластные резисторы R6i = RBblx= Z2— 16 0м, которые при пробое одного
из каналов обеспечивают неизменный режим остальных каналов. Входное и
выходное сопротивления усилителя близки к 50 Ом.
Транзисторные усилители в ключевом режиме. Ключевой режим может
использоваться в усилителях сигналов, амплитуда которых не меняется во вре-
159
меии или имеет два значения — нулевое и максимальное (телеграф, телетайп),
а также при коллекторной AM.
Для ключевого режима характерны малая мощность рассеяния на
коллекторе и высокий КПД. Кроме того, разброс и изменение усилительных свойств
транзистора практически не сказываются на работе усилителя, так как в
запертом состоянии транзистор эквивалентен разомкнутому ключу, а в насыщенном —
замкнутому ключу с последовательно соединенным сопротивлением насыщения
/?дас. В многокаскадных передатчиках, работающих в недонапряженном и
критическом режимах, «накапливаются» изменения коэффициента >сьления в каждом
из каскадов, вызванные различными причинами, например изменением
температуры в процессе работы. Многокаскадные передатчики, работающие в ключевом
режиме, свободны от этого недостатка. Кроме того, они технологичнее в
изготовлении и обслуживании, поскольку не требуют отбора транзисторов перед
установкой в схему.
Главным требованием к источнику возбуждения ключевого генератора
является обеспечение насыщенного состояния транзистора в течение определенной
части периода колебания Т [обычно (0,3...0,5) Г]. Амплитуда тока возбуждения
должна быть достаточна для насыщения транзистора. Форма тока возбуждения
предпочтительнее прямоугольная, что снижает потери в транзисторе. Но если
амплитуда возбуждения достаточно велика, форма тока не играет большой роли.
Поэтому можно добиться ключевого режима и при возбуждении синусоидальным
током. В последующих каскадах, если обеспечен необходимый запас по
мощности возбуждения, форма импульсов будет ближе к прямоугольной (если рабочая
частота не слишком высока).
Для снижения обратного напряжения на переходе эмиттер — база, которое
ввиду большого сигнала на входе может быть слишком высоким, между базой
и эмиттером включается добавочное сопротивление R. сравнимое по значению
с входным сопротивлением транзистора. Эта мера делает более равномерной
нагрузку на предшествующий каскад, но одновременно снижает коэффициент
усиления. В ключевом режиме транзисторы используются с нулевым или запирающим
смещением, которое может образовываться на резисторе R..
Поскольку коэффициент усиления по мощности каскада в ключевом режиме
существенно меньше, чем в критическом (ввиду большей мощности
возбуждения), схема с ОБ практически не применяется. Ключевой режим может быть
получен на частотах до 0,3 /т. Это значит, что передатчики на современных мощных
ВЧ транзисторах в ключевом режиме могут работать во всем диапазоне КВ.
Ключевые генераторы могут быть как широкополосными, так и узкополосными.
В последнем случае полоса пропускания зависит от полосы контуров и фильтров,
входящих в схему усилителя.
Вначале рассмотрим ШПУ в ключевом режиме. По построению они могут
быть одно-и двухтактными. Общим для них является резистивиый характер
нагрузки, которая может быть в виде резистора включена в коллекторную цепь од-
нотактного генератора — непосредственно или через ШПТЛ. В двухтактных
схемах нагрузка к генератору также подключается через ШПТЛ. Резистивная
нагрузка обеспечивает в коллекторной цепн на низких частотах (до 0,01 /т)
прямоугольную форму напряжения и тока (рис. 3.30, а). В таком режиме потери
в транзисторе невелики: Рпот = 0,5/^ маК1/нас. Чтобы передать прямоугольный
импульс тока без больших искажений, согласующие трансформаторы должны
пропускать не менее пяти—семи гармоинк основной частоты. Поэтому
даже в диапазонах 1,8...7 МГц трансформаторы выполняют на линиях передачи
(ШПТЛ).
На частотах выше 0,01 /т уже сказывается инерционность транзисторов,
в основном благодаря входной и, значительно меньше, выходной емкостям.
Фронты импульсов тока и напряжения перестают быть прямоугольными (рис. 3.30,6),
появляется активный этап, когда напряжение и ток коллектора значительны,
отчего возрастают потерн на коллекторе. Во время каждого цикла усиливаемого
колебания, когда транзистор переходит в состояние насыщения, емкость
коллектора Ск разряжается на сопротивление насыщения. Эти добавочные потери,
называемые коммутативными, также возрастают по мере повышения частоты.
По этим причинам частотный диапазон ключевых генераторов с резистивной иа-
160
грузкой, выполненных даже на сравнительно высокочастотных транзисторах,
не превышают 10...20 МГц.
Для создания ключевого режима на более высоких частотах необходимо
уменьшить потери на активном этапе и нейтрализовать вредное действие
емкости Ск. Это возможно в однотактном ключевом генераторе с формирующим
контуром (рис. 3.31, а). Контур LC должен быть расстроен относительно усили-
1А
HL г~] гл |—)
Рнс. 3.30. Диаграммы токов базы, коллектора и
напряжения коллектор — эмиттер в широкополосном ключевом
генераторе:
а — на низких; б — на средних частотах
ваемой частоты так, чтобы нагрузка коллектора имела индуктивный характер,
т. е. частота настройки контура должна быть выше рабочей. Отношение частоты
контура /к к частоте сигнала /е назовем Ks — /к//с- Добротность контура (QL =
— 2nfL/RR) должна быть небольшой, порядка 1 ... 2. Пикфактор коллекторного
напряжения Пк = UK ткс/Ек в такой схеме может быть весьма велик. Пикфак-
Рис. 3 31. Однотакт-
ный ключевой
генератор с формирующим
контуром:
а — принципиальная
схема; 6, в, г — диаграммы
токов базы, коллектора и
напряжения коллектор—
эмиттер
тор, расстройка контура и величина QL, необходимая для создания оптимального
режима, зависят от угла отсечки в. Так, при в = 75° QL=1,55, Пк = 3,05,
Kj = 1,36, а при
6 = 90° QL=1,13, /7K = 3,55, Kf=l,6. В таких генераторах
обычно выбирают в = 75°, так как получить меньшие значения в труднее.
Когда транзистор насыщен (ключ замкнут), благодаря индуктивному
характеру коллекторной нагрузки ток нарастает по экспоненциальному закону. Когда
транзистор закрыт (ключ разомкнут), в цепи / CRa происходит разрядный
процесс (рис. 3.31, г). В схеме с формирующим контуром возможно создание
ключевого режима на частотах примерно до 0,3/ (порядка 100 ...150 МГц на тран-
11г 6 4^518
161
зисторах КТ907, КТ909). На этих частотах емкость контура состоит только из
выходной емкости транзистора, и вследствие параметрических явлений пикфак-
тор может достичь 5. Высокий пикфактор в схеме ключевого генератора с
формирующим контуром является недостатком, так как вынуждает снижать Вк
и снимаемую мощность.
Ключевой генератор с формирующим контуром вследствие его малой
добротности является широкополосным. Для того чтобы обеспечить его
оптимальную работу в широком диапазоне частот (например, 1,8...30 МГц), поступают
следующим образом. На частоте, близкой к верхнему пределу диапазона (26...
28 МГц), настройкой элементов формирующего контура на частоту 40...50 МГц
создается оптимальный режим. По мере понижения частоты режим будет
несколько отличаться от оптимального, а на более низких частотах (1,8...7 МГц)
влияние элементов контура незначительно, и генератор работает практически
с резистивной нагрузкой. Чтобы
потери при переключении были
невелики, транзистор должен иметь /т не
менее чем в 10 раз выше верхней
а„5г сг„7з
Вход
RfySOQt
>VM
О0мкГн> Ц52мкГн1 [\50
и_дЗтсГн 1Лод2тГн
Т %
Нагрузка
9R„°50(k
}0,ЗпкГн
Рис. 3.32. Однотактные ключевые
генераторы с формирующим и фильтрующим
контурами:
а — с последовательным включением нагрузки
RK в формирующий контур L1C1; б — с
параллельным включением RK в формирующий
контур
Рис. 3.33. Схема
фильтра-дуплексера с частотой раздела 40 МГц
рабочей частоты диапазона.
Ключевые генераторы имеют
высокое содержание гармоник в
выходном напряжении, поэтому требуется
хорошая фильтрация. Если
рассмотренный однотактный ключевой генератор сформирующим контуром дополнить
фильтрующими цепями, он станет узкополосным (рис. 3.32). Нагрузка RK,
показанная штриховой линией, может включаться в формирующий контур L1C1
последовательно (рис. 3.32, а) или параллельно (рис. 3.32, 6), Слева от точки А на
схемах находится формирующий контур, справа — фильтрующий. Чтобы
обеспечивался ключевой режим, в коллекторной цепи необходимо создать высокое
сопротивление для токов гармоник. В схеме на рис. 3.32, а катушка
формирующего контура выполняет эту роль, поэтому дополнительный фильтрующий (и,
если нужно, трансформирующий) контур C2L2C3 может начинаться с
параллельной емкости. В схеме на рис. 3.32, б фильтр должен начинаться с
последовательной индуктивности L2, которую можно найти по формуле L2 >
>RK/nf.
Для генератора с резистивной нагрузкой выходной фильтр должен быть
устроен так, чтобы обеспечивалось одинаковое активное сопротивление на
основной частоте и на гармониках. Такой фильтр-дуплексер состоит из фильтра
нижних частот (ФНЧ), выход которого соединен с нагрузкой, и фильтра верхних
частот (ФВЧ), нагруженного на резистор Я„оп. На рис. 3.33 показана схема
фильтра-дуплексера с частотой раздела 40 МГц для передатчика, работающего
в 10-метровом диапазоне. Верхняя ветвь — ФВЧ, нагруженный иа резистор
R , нижняя—ФНЧ, к выходу которого подключают антенну. Последовательный
контур C4L5 настраивают на частоту местного телецентра. При указанных на
схеме значениях он настроен на 56 МГц (1 канал). Если проблема помех
телевидению отсутствует, его лучше настроить на частоту 65...70 МГц для улучшения
общей частотной характеристики фильтра. Для снижения частоты раздела фильт-
162
pa в N раз при неизменном сопротивлении нагрузки все значения индуктивностеи
и емкостей следует увеличить во столько же раз.
При П-образной форме напряжения и тока примерно 73...77 %
потребляемой мощности преобразуется в мощность первой гармоники,и почти 20 % —
в мощность высших гармоник (при в = 90° четные гармоники отсутствуют).
Отсюда следует, что на резисторе # рассеивается до 20 % потребляемой
мощности (целесообразнее, однако, рассеивать эти 20 % на резисторе, нежели на
коллекторе транзистора). Кроме того, вместо R„on можно поставить выпрямитель
и возвращать эту мощность в источник питания. Такой фильтр-дуплексер
обеспечивает легкий режим транзистора. Мощность, на которую рассчитаны детали
фВЧ, может быть в 4—5 раз меньше, чем в ФНЧ.
Недостаток ключевых генераторов с резистивной нагрузкой состоит в
высоком уровне высших гармоник и потому — в не очень высоком КПД,
преодолевается он в двухтактных схемах с параллельным или последовательным
фильтрующим контуром.
Резонансные свойства контура
обеспечивают
синусоидальную форму напряжений при
П-образной форме тока или
наоборот.
Двухтактная схема
ключевого генератора с
параллельным контуром в
коллекторной цепи ничем не
отличается от обычного
резонансного усилителя. П-об-
разная форма
возбуждающего тока обеспечивает П-об-
разную форму тока
коллектора, а контур —
синусоидальную форму
напряжения. Пока транзистор в
течение первой половины
периода открыт и насыщен,
напряжение на коллекторе мало ввиду малого гиас. Во вторую половину, когда
транзистор закрыт, потери на нем отсутствуют, а напряжение на коллекторе
за счет работы другого транзистора в противофазе имеет форму половины
синусоиды. Обратная полуволна синусоиды формируется в следующую половину
периода и т. д. На низких частотах КПД такого генератора может достигать
95...98 %. Частотный диапазон такой схемы ограничен возможностью
получения П-образных импульсов тока через транзистор.
Более высокочастотной является схема ключевого генератора с
последовательным фильтрующим контуром, в котором импульсы тока имеют
непрямоугольную, а синусоидальную форму, хотя транзистор возбуждается прямоугольными
импульсами (рис. 3.34). Синусоидальная форма тока объясняется тем, что
генератор соединен с нагрузкой через последовательный контур, пропускающий
в нагрузку только ток основной частоты. Когда один транзистор в такой схеме
открыт, напряжение на его коллекторе мало, а ток коллектора представляет
собой половину синусоиды. В следующие полпериода открывается другой
транзистор; ток через нагрузку имеет синусоидальную форму, а напряжение
коллектор — эмиттер близко к прямоугольному. КПД такой схемы также достигает
98 % на НЧ. В этой схеме пикфактор меньше 2, поэтому Ек может быть повышено
До0,5£кдоп. Частотный диапазон генератора по схеме рис. 3.34 ограничивается
зыходной емкостью транзисторов и ^разитной емкостью схемы, из-за которых
на высоких частотах напряжение коллектора не может меняться скачкообразно.
Верхняя граница рабочего диапазона таких генераторов на современных
транзисторах (имеющих /т > 500 МГц) достигает 30 МГц.
Фильтрующий контур можно заменить или дополнить полосовым фильтром
Или ФНЧ. Подавление второй гармоники за счет симметрии возбуждающего тока
и схемы может достигать 25^дБ. Недостатком этой схемы является последова-
Вход
LI Ча/ю)
I Я,
К л,
Ч-/ V./
f
Рис 3.34 Ключевое
генератор с
последовательным фильтрую- "'
шим контуром: S '
а — схема; б — диаграмма тока коллектора (штриховой
линией показан ток через второй транзистор); в —
диаграмма коллекторного напряжения
Va 6*
163
тельное включение транзисторов по постоянному току, что может вызвать
конструктивные неудобства при создании теилоотвода.
Любой двухтактный ШПУ можно превратить в ключевой генератор с
последовательным фильтрующим контуром. Для. этого нужно между выходом ШПУ
и нагрузкой включить последовательный фильтрующий контур, полосовой
фильтр или ФНЧ и обеспечить ключевой режим транзисторов. Такие схемы
целесообразно применять в мощных усилителях. Ключевые генераторы
проигрывают по коэффициенту усиления в 2...4 раза генераторам в критическом режиме
[5, 13].
5. ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ КАСКАДЫ ПЕРЕДАТЧИКА
Промежуточные каскады передатчика должны обеспечивать^заданное
напряжение и мощность для возбуждения следующего каскада; минимальное влияние
изменений в выходной цепи (например, расстройки) на входную; постоянное
по величине выходное напряжение (мощность) в рабочем диапазоне частот;
отсутствие искажений входного сигнала. В промежуточных каскадах передатчика
применяют смесители, умножители, усилители. Режим промежуточного
усилителя мощности определяется характером усиливаемого сигнала. В ВЧ тракте
телеграфных н AM передатчиков применяют умножители частоты. Один умножитель
повышает частоту обычно в 2 или 3 раза. В KB передатчиках почти
исключительно применяют умножители, работа которых основана на искажении входных
колебаний и последующем выделении гармоник основной частоты.
Наивыгоднейший угол отсечки для л-й гармоники можно определить по формуле в = 120°/л.
Для умножителя требуются большие напряжение смещения и амплитуда
входных колебаний, чем для усилителя. Требуется также большая стабильность
амплитуды входных колебаний, так как амплитуда высших гармоник в
выходном токе сильнее зависит от уровня входного колебания, чем амплитуда
первой гармоники. Для стабилизации режима работы транзисторных
умножителей используется ООС на резисторе небольшой величины, включенном в цепь
эмиттера.
Мощность, отдаваемая удвоителем (при в = 60°), составляет от половины
до 2/3 мощности, отдаваемой усилителем на аналогичном электронном приборе.
КПД удвоителя можно повысить увеличением амплитуды анодного
(коллекторного) тока. КПД утроителя (в = 40°) не превышает 0,4...0,5.
В качестве нагрузки умножителя используются высокодобротные контуры
или полосовые фильтры, КПД которых составляет 0,3...0,5 при подавлении
других гармоник на 30...40 дБ. Соответственно необходимо увеличить
выходную мощность умножителя для компенсации потерь в фильтре. В коллекторном
токе транзистора уровень высших гармоник больше, чем в анодном токе лампы.
Двухтактный удвоитель на транзисторах (напряжение возбуждения на базах
в противофазе, а коллекторы соединены вместе) отдает почти такую же
мощность, как и усилитель на этих же транзисторах.
В транзисторных умножителях токи гармоник образуются не только
вследствие определенного угла отсечки, но и по причине нелинейной емкости
коллектора. Особенно выражено это явление на высоких частотах, когда вся емкость
контура умножителя состоит из емкости коллектора Ск. На более низких
частотах, когда емкость Ск составляет малую долю общей емкости контура, в него
дополнительно включают варикап. Умножение частоты происходит благодаря
изменению его параметров (емкости) при изменении напряжения на нем и
поэтому называется параметрическим. Транзистор и лампа превращают
мощность постоянного тока в мощность колебаний ВЧ, тогда как варикап
преобразует мощность колебаний одной частоты в другую.
Иногда в схеме передатчика один и тот же каскад может работать на одном
диапазоне как усилитель, на другом — как удвоитель. Тогда следует
устанавливать в = 55...70°. Если этот же каскад работает и как утроитель, то в =
= 50....55°. Умножитель рассчитывают так же, как и усилитель, только вместо
коэффициента ах подставляют а2 или а3. Иногда применяют пассивные
удвоители на полупроводниковых диодах, представляющие собой двухполупериод-
ные выпрямители (двухтактные со средней точкой или мостовые). Спектр
колебаний на выходе довольно широк, поэтому необходима фильтрация. В качестве
164
нагрузки транзисторного умножителя не следует применять П-контур, так как
он обеспечивает малое подавление на частотах ниже резонансной и пропускает
колебания входной частоты наряду с их гармоникой. Здесь удобен двух- — трех-
контурный фнльтр, полоса которого равна полосе соответствующего
любительского диапазона.
Если в оконечном каскаде транзисторного передатчика используется
несколько одинаковых блоков со сложением мощности, в предоконечном каскаде
целесообразно использовать такой же блок. Следует обратить особое внимание
на его надежность либо предусмотреть возможность его замены на один из
блоков оконечного каскада.
6. ТЕЛЕГРАФНАЯ МАНИПУЛЯЦИЯ
При работе азбукой Морзе радиолюбители используют амплитудную
манипуляцию, когда посылке соответствует максимальная излучаемая мощность,
а паузе — нулевая. При амплитудной манипуляции, как и при модуляции,
образуются боковые полосы. Ширина спектра манипуляции пропорциональна
скорости передачи, т. е. числу элементарных сигналов (посылок и пауз),
передаваемых в 1 с. Скорость измеряется в бодах (Б). При передаче 120 латинских
или 100 русских букв/мин скорость передачи точек составляет примерно 20 бод
(10 точек/с).
Манипуляция при передаче точек эквивалентна AM с прямоугольной
формой модулирующего напряжения. При равной длительности точек и пауз спектр
колебаний состоит из основной частоты, равной числу передаваемых в секунду
точек (Б/2), и нечетных гармоник — 3-й, 5-й и т. д. (Б/2 -f- ЗБ/2 + 5Б/2 + ...).
Амплитуда колебаний гармоники медленно убывает с возрастанием ее номера.
Поэтому если не принять мер к ограничению спектра, при скорости передачи
10 точек/с будет излучаться дискретный
t
гл гл гл
и
и
гл гл гл
6
t
Рис. 3.35. «Жесткий» сигнал с
крутыми фронтами (а); при
манипуляции через #С-цепь (б); коло-
колообразная форма сигнала (в)
спектр с частотами, отстоящими от
несущей частоты на 10, 30, 50, 70 Гц и т. д.
(т. е. две боковые полосы). Однако
инструкцией о порядке регистрации и
эксплуатации любительских радиостанций
установлена довольно жесткая норма
ширины полосы излучаемых частот —
не более 0,1 кГц. Чтобы не превышать
эту норму, в цепь манипуляции
необходимо включать ФНЧ с частотой среза
50 Гц. например одиночную
интегрирующую У? С-цепь (R = 100 кОм, С =
= 0,03 мкФ) либо двойную (Rl = R2 =
= 100 кОм; С1 = С2 = 0,01 мкФ),
имеющую более высокую крутизну
ската. Передний и задний фронты
посылки при этом теряют прямоугольную
форму и становятся скругленными (рис.
3.35, б). Наименьшую ширину спектра обеспечивает колоколообразная
(«мягкая») форма сигнала (рис. 3.35, в).
В радиолинии с замираниями при дальней связи на KB для большей
четкости необходимо передавать гармоники основного колебания по пятую
включительно. При полосе ТЛГ сигнала ие более 100 Гц можно передавать не более
Ю0/5 = 20 бод, или 10 точек/с. Это довольно высокая скорость для дальней
связи. При отсутствии замираний достаточно передавать первую и третью
гармоники основной частоты. Тогда скорость передачи при полосе 100 Гц составит
33 бод (200 латинских или 150 русских букв/мин). Дальнейший рост скорости
передачи при ограниченной полосе будет сопровождаться снижением четкости
и разборчивости телеграфного сигнала. При приеме на сверхузкополосные
приемники (полоса менее 0,1 кГц) скорость передачи должна снижаться
пропорционально сужению полосы.
Наилучшее средство формирования «мягкого» сигнала — ФНЧ в цепи
манипуляции. Без него даже медленное телеграфирование с крутыми фронтами
165
посылок дает широкую полосу излучения, что проявляется в виде «щелчков»
в близлежащем диапазоне частот.
Прохождение «мягкого» телеграфного сигнала, сформированного в начале
тракта передатчика, через умножители и усилители, работающие в режиме С,
сопровождается нарастанием его «жесткости» вследствие «обрезания» малых
уровней сигнала, т. е. ограничения по минимуму. Поэтому для «мягкого» клгочева-
ния следует манипулировать также предоконечный каскад передатчика, а для
оконечного — ие выбирать глубокий режим С. При использовании линейных
усилителей для усиления ТЛГ сигналов эта проблема снимается.
Кроме ограничения полосы излучения, при конструировании и
налаживании телеграфного передатчика возникают и другие задачи. Так, в большинстве
случаев желательно обеспечить полудуплексный режим, когда в паузах между
посылками свой передатчик не слышен. Для этого.в передатчике с умножением
частоты ключеванию, наряду с другими каскадами, подвергается и задающий
генератор (ЗГ). Ключевание одного лишь ЗГ почти всегда приводит к щелчкам
в широком диапазоне частот или «бульканию». При ключевании ЗГ каждый
раз при замыкании ключа наблюдается переходный процесс установления
амплитуды и частоты, причем
УЫ&ЯбЕ детали этого процесса трудно
Ш-UfLX-*-J№j.Kim»3r Учесть заранее. Бывает, напри-
Ю 4.7а-
о—ГТТ-
-Ш—
Шйг f—?—\=i-^-Kcme3r y4Cl"1D «рейсе х,кв«.С1, ий1фИ-
Ir==v_I J-c/g25 мер, что при ключевании ЗГ,ра-
RSJWk -^ R6 ЮОк ботающего на частоте 3550 кГц,
Т 2. 'касШГ
±C2Q03
L==>—»-Ксткедудхрного щелчки слышны только с
одной стороны рабочей
частоты, в промежутке от 3450 до
3550 кГц. Это значит, что гене-
_ рация начинается на частоте
Рис. 3.36. Схема дифа^еренциального ключева- 3450 кГц затем в течение пере-
ния лампового передатчика ходного процесса частота
колебаний мгновенно «пробегает»
до значения 3550 кГц, и пока ключ замкнут, ЗГ работает на этой частоте. Такой
процесс происходит при передаче каждой точки или тире, создавая помехи в
широком диапазоне частот. Поэтому схема ключевания должна быть построена таким
образом, чтобы при замыкании ключа сразу начинал работать ЗГ, после чего
в последующих каскадах формировались «мягкий» передний и задний фронты
сигнала, а уж затем прекращал работу ЗГ.
Схема дифференциального ключевания лампового передатчика показана
на рис. 3.36. Выход 1 подключен к сетке лампы ЗГ, выход 2 — к сетке одного
из последующих каскадов, например, предоконечного на лампе 6П15П. При
замыкании ключа конденсатор С1 через диод VD1 и резистор R2 быстро
разряжается, и ЗГ начинает работать. Затем конденсатор С2 медленно разряжается
через резистор R5, и предоконечный каскад отпирается. При размыкании ключа
конденсатор С2 заряжается через тот же резистор, а конденсатор С1 (значительно
большей емкости) — через резистор R3 Поэтому ЗГ отпирается раньше и
запирается позже, чем следующий манипулируемый каскад. Подобную схему
желательно применять и в транзисторных передатчиках — в них особенно важно
иметь «мягкую» форму телеграфного сигнала для предотвращения переходных
процессов в цепях питания, приводящих к перенапряжениям в коллекторной цепи.
В передатчиках смесительного типа задача полудуплекса решается
значительно проще. Автогенераторы в этом случае работают непрерывно, а
манипуляция и формирование «мягкого» сигнала производятся в смесителе и других
каскадах. Таким образом, изменение частоты при манипуляции исключается.
Следует обратить внимание на статическую и динамическую стабильности
питающего напряжения. В момент замыкания ключа потребление тока резко
возрастает, и питающее напряжение уменьшается. Если выходная емкость
фильтра мала, а индуктивность значительна, в первые миллисекунды единственным
источником питания является выходной конденсатор фильтра, напряжение на
котором может снизиться до половины (и менее) номинального. Это приводит
к «дроблению» сигнала вследствие «автомодуляции» анодного напряжения.
Если такое явление наблюдается и в предварительных каскадах передатчика, то
модулированным оказывается также и напряжение возбуждения оконечного
каскада.
16S
Форму телеграфного сигнала в процессе налаживания передатчика
необходимо контролировать, используя для этого приемник с любым низкочастотным
осциллографом при частоте развертки 2—10 Гц [4].
7. ОБЕСПЕЧЕНИЕ УСТОЙЧИВОСТИ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Под устойчивостью усилителей понимают обычно отсутствие
самовозбуждения или других процессов, приводящих к появлению на выходе усилителя
колебаний с нежелательными частотами. Передатчик должен иметь
определенный запас устойчивости, чтобы изменение внешних условий, замена элементов
или их старение не приводили к самовозбуждению. Самовозбуждение в
передатчике совершенно недопустимо, так как снижает мощность основного сигнала,
является причиной помех радиосвязи, вещаиию и телевидению, вносит
искажения в передаваемый сигнал, приводит к повреждению электронного прибора
и других элементов, особенно в транзисторных передатчиках.
Причиной неустойчивости является связь между входом и выходом
усилителя или различные процессы, происходящие в электронном приборе. Связь
может быть внутренняя, т. е. внутри электронного прибора через его
паразитные емкости, индуктивности, и внешняя — через внешние элементы схемы.
Самовозбуждение может быть как вблизи рабочей частоты, так и выше или
ниже ее.
Самовозбуждение на частотах, далеких от усиливаемого сигнала,
называется паразитным. В транзисторных усилителях может возникать также
самовозбуждение на второй и третьей субгармониках, г. е. на частотах, вдвое или втрое
меньших частоты усиливаемого сигнала. Наиболее явными признаками
самовозбуждения являются изменение режима усилителя по сравнению с нормальным,
расширение выходного спекгра частот. Но самовозбуждение не всегда имеет
явные признаки. Иногда (например, при работе телеграфом) при
самовозбуждении на УКВ или СВЧ на выходе усилителя нет его проявлений. Между тем
бывают случаи, когда вывод лампы, входящий в местный УКВ колебательный
контур, при самовозбуждении настолько нагревается контурным током, что
отпаивается или перегорает. Устойчивость усилителя иногда зависит от причин,
которые заранее учесть невозможно.
Самовозбуждение усилителей на рабочей частоте можно предупредить и
устранить с помощью правильного схемного и конструктивного решений,
экранировки, нейтрализации у ламповых передатчиков и т. д. Цепь нейтрализации
настраивают обычно на высшем рабочем диапазоне, так как на НЧ диапазонах
склонность к самовозбуждению меньше. Для этого включают усилитель, но
снимают анодное напряжение, к анодному контуру подключают чувствительный
индикатор ВЧ напряжения. Цепь нейтрализации регулируют до минимальных
показание индикатора, соответствующих балансу моста.
Самовозбуждение на более высоких и более низких частотах объясняется
тем, что реальная схема усилителя имеет много скрытых колебательных цепей
и обратных связей, которые при определенных условиях приводят к
самовозбуждению усилителей вдали от рабочих частот. Для ламповых усилителей,
например, характерно самовозбуждение на частотах выше рабочего диапазона KB,
т. е. на УКВ. На УКВ могут самовозбуждаться усилители, в которых
включено параллельно несколько ламп, причем самовозбуждение может происходить
но двухтактной схеме.
Для усилителей с ОС не характерно самовозбуждение на рабочей частоте,
но на УКВ они самовозбуждаются при неудачном монтаже. Индуктивности и
емкости монтажа, выводов ламп создают колебательные контуры, настроенные
обычно на частоты до десятков или сотен мегагерц, причем эти контуры не
связаны с нагрузкой и имеют высокую добротность, что приводит к
самовозбуждению даже при небольшой положительной ОС. Для устранения самовозбуждения
необходимо увеличить затухание паразитной колебательной системы или снизить
ОС. Последнего можно добиться включением емкости между сеткой и катодом,
что резко снижает коэффициент передачи сеточной цепи на УКВ. Для внесения
затухания в паразитные колебательные системы, которые могут быть образованы
как в анодной, так и в сеточной цепях, возле вызодов анода и сетки (в схеме
с ОС — у вывода катода) включают антипаразитные дроссели. Чаще всего — это
резистор мощностью 1—2 Вт и сопротивлением 47—!00 О.м, на котором намо-
167
тано несколько (4—6) витков провода диаметром 1—1,5мм. Резистор должен
быть безындукционным. Кроме того, в цепь сеток ламп у выводов полезно
включать безындукционные резисторы сопротивлением 5—10 Ом, которые вместе
с входной емкостью лампы образуют ФНЧ, коэффициент передачи которого на
УКВ значительно меньше, чем на КВ.
Самовозбуждение на частотах ниже рабочей характерно для транзисторных
передатчиков, поскольку коэффициент усиления транзистора возрастает с пон;;»
жением частоты. Такое самовозбуждение объясняется чаще всего тем, что дрос
сели и блокировочные конденсаторы во входной и выходной цепях образуют
колебательные системы, настроенные на НЧ.
Борьба с этим явлением заключается в изменении индуктивности дросселей,
причем желательно иметь минимально возможные индуктивности. Иногда
полезно вместо одного дросселя включать два и между ними — блокировочный
конденсатор, иногда достаточно только изменить емкость блокировочного
конденсатора. Важно, чтобы блокировочные конденсаторы имели минимальный
импеданс на всех частотах. Для этого соединяют параллельно керамические (0,01 —
0,1 мкФ), слюдяные, бумажные и электролитические конденсаторы.
Для снижения паразитной индуктивности лучше составить блокировочный
конденсатор параллельным соединением конденсаторов меньшей емкости.
Самовозбуждение на НЧ можно устранить также введением ООС на этих частотах
путем снижения емкости блокировочных конденсаторов в цепи эмиттера и путем
снижения переходных межкаскадных емкостей.
Как указывалось, признаки самовозбуждения не всегда явные. Например,
усилитель ОМ колебаний в режиме покоя устойчив, а самовозбуждение возникает
при определенном уровне усиливаемого сигнала, так как крутизна
характеристики транзистора в режиме покоя может быть меньше, чем при среднем уровне
сигнала. Или другой пример: AM передатчик в режиме молчания устойчив, а при
модуляции самовозбуждается. Такие явления легче всего обнаружить с помощью
осциллографа, наблюдая форму колебаний (несущей и огибающей). Описанные
явления указывают на то, что амплитудная характеристика усилителя
нелинейна и имеет ступеньки или скачки. Для обнаружения их следует плавно изменять
уровень сигнала на входе усилителя и наблюдать за уровнем выходного сигнала
или за показаниями амперметра в коллекторной цепи. Если эти показания
скачкообразно меняются при некотором уровне входного сигнала, усилитель
неустойчив. Возникающие при этом автоколебания часто имеют -частоту ниже
рабочей и релаксационный характер. Модулируя усиливаемый сигнал, они
расширяют его спектр.
Транзисторным усилителям свойственны параметрические явления на
нелинейной емкости переходов: деление (особенно в ШПУ) н умножение частоты,
нелинейность и скачкообразный характер модуляционной характеристики. Если
такие явления наблюдаются, необходимо увеличить емкость, подключенную
параллельно коллекторному переходу, чтобы снизить его влияние на общую
емкость контура. Самовозбуждение усилителя на рабочей частоте возможно
также при подключении нагрузки, имеющей значительную реактивность, т. е.
при высоком КСВ. Не следует допускать КСВ выше 1,5.
Транзисторные передатчики имеют большее число каскадов, чем ламповые.
Если передатчик содержит умножители, то для повышения устойчивости
целесообразно чередовать их с усилителями. Тогда требуется меньшее усиление на
одной частоте.
Общие меры борьбы с неустойчивостью на низких частотах — шунтирование
резисторами дросселей во входной и выходной цепях, уменьшение их
индуктивности либо изменение ее, т. е. разнос частот паразитных контуров на входе и на
выходе. Способы борьбы с ВЧ возбуждением — экранирование усилителей
(межкаскадное и общее), хорошая развязка цепей питания, введение
отрицательной обратной связи, снижение КСВ в фидере антенны.
8. ОБЕСПЕЧЕНИЕ НАДЕЖНОСТИ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Под надежностью аппаратуры обычно понимают ее способность выполнять
свои функции в течение длительного срока при определенных границах
изменения внешних воздействий (температуры, влажности, вибрации и т. д.).
Хотя любитетьская радиосвязь обычно не имеет жизненно важного значения,
168
все же бывают ситуации (например, землетрясение, ураганы), когда
любительская радиостанция остается единственным каналом связи с пострадавшим
районом. В соответствующих документах специально оговорена возможность
использования любительских радиостанций для передачи радиограмм в аварийных
ситуациях.
Надежность передатчика определяется прежде всего рациональным выбором
его схемы, функциональных узлов (усилителя, возбудителя, блока питания и
т. Д.) и деталей (ламп, транзисторов, резисторов, конденсаторов и т. д.К Важное
значгниг имеет соблюдение электрических и тепловых режимов узлов и систем
передатчика.
В стационарной радиолюбительской аппаратуре причинами отказов
являются электрическая и тепловая перегрузки элементов,в особенности ламп и
транзисторов. Электрические перегрузки можно предупредить правильным выбором
и соблюдением режима работы, тепловые перегрузки — рациональным
расположением источников тепла и аппаратуры, улучшением отвода тепла
радиаторами и вентиляцией. Недопустима эксплуатация электронных приборов в
предельных режимах по напряжению, току и температуре. Сильные перегрузки
характерны для режима самовозбуждения усилителей, поэтому первейшее
требование к надежности передатчика — отсутствие самовозбуждения.
Особое внимание следует уделять электрическим и тепловым режимам
в транзисторных передатчиках. Мощные ВЧ транзисторы при полном
использовании по мощности практически не имеют запасов по допустимым параметрам,
в особенности по напряжению коллектора. Перенапряжения в коллекторной
цепи возникают вследствие изменения напряжения в питающей цепи. Короткие
импульсы можно устранить LC-фильтрами, более медленные изменения —
стабилизацией питающего напряжения.
Переходные процессы при включении и выключении передатчика также
являются причиной перенапряжений. Амплитуда импульсов переходных
процессов может в несколько раз превышать напряжение питания (аналогичные
явления могут возникнуть при телеграфной манипуляции, когда скачком
меняется уровень сигнала на входе усилителя и ток в коллекторной цепи). Все
переключения в цепях питания и возбуждения следует проводить только при
подключенной нагрузке. При пониженном напряжении питания необходимо
выяснить, есть ли броски напряжения в коллекторной цепи вследствие переходных
процессов при включении и выключении (и при телеграфной манипуляции)
и устранить эти явления выбором элементов фильтров в питающих цепях,
установкой ограничительных устройств (например, стабилитронов) и т. д.
Целесообразно изменить порядок включения напряжения питания и сигнала
возбуждения. Форма телеграфного сигнала обязательно должна быть <мягкой».
Статическое атмосферное электричество может через антенну попасть
на транзистор и пробить его. Следует выход передатчика шунтировать
дросселем, чтобы заряды статического электричества стекали на землю.
Еще одна причина перенапряжений на коллекторе — ключевой режим
и параметрические явления, описанные выше. При практической отработке
передатчика необходимо тщательно контролировать уровень пикового напряжения
коллектора, например, с помощью простых схем, предложенных в работе [8].
Самопроизвольное возрастание уровня входного сигнала выше номинального
(например, за счет прогрева транзисторов) также может быть причиной
перенапряжения на коллекторе усилителя мощности; при этом возможен переход из
критического режима в перенапряженный, повышающий амплитуду
коллекторного напряжения. Для поддержания номинального уровня сигнала применяют
обычные схемы АРУ и температурной стабилизации [17].
Высокий КСВ в фидере также может быть причиной выхода из строя мощных
транзисторов. Например, когда у выходного зажима передатчика высокий КСВ
вызывает пучность тока, передатчик перегружен, коллекторный ток велик и
может превысить допустимый. Рассеиваемая мощность также велика, что нарушает
тепловой режим. Если же у выходного зажима передатчика имеется пучность
напряжения, передатчик разгружен, напряжение на коллекторе возрастает им -
жет вызвать пробой коллекторного перехода. Существует несколько способов
защиты от высокого КСВ: снижение уровня входного сигнала и напряжения
питания, ограничение тока или напряжения в коллекторной цепи усилителя.
Сигнал для системы защиты от высокого КСВ может поступать с одного или не-
скольких датчиков. Датчиком рассогласования с нагрузкой может быть
измеритель КСВ (рефтектомер). Сигнал, пропорциональный амплитуде отраженной
волны (или отношению отраженной волны к питающей), после усиления подается
на базу транзистора, шунтирующего своим выходом опорные стабилитроны в ста
билизаторе напряжения питания. Такой же сигнал можно подать на
управляемый аттенюатор между предварительными каскадами усиления. Сигнал для
системы защиты может поступать также от датчика перенапряжений в коллектор,
нон цепи.
Схемы защиты от перенапряжений разнообразны, но все должны иметь
высокое быстродействие (порядка микросекунд), поэтому в них не следует
применять НЧ транзисторы.
Защиту от перенапряжений на коллекторе можно также осуществить с
помощью ограничителя на стабилитроне Д817А или Д817Б (рис. 3.37).
Напряжение пробоя стабилитрона равно максимально допустимому напряжению на
коллекторе. В схеме используют точечные
или микросплавные диоды (Д101—
Д106, Д223) с малой проходной
емкостью, так как емкость стабилитрона
велика. В ключевом режиме усилителя
s-*J" импульсный ток через стабилитрон мо-
■~\0 '—^—" жет составлять десятки и сотни мил-
^*" -*>м-гт" "*" -L лиампер, хотя средний ток в 10—20 раз
меньше.
Следует следить за уровнем
обратного напряжения иа эмиттерном переходе.
Если в цепи эмиттера включен резистор
автосмещения, падение напряжения на
нем не должно превышать 0,3—0,5 В.
Это же относится к дополнительному автосмещению за счет базового тока
через резистор, включаемый между базой и эмиттером. Если падение
напряжения на нем более 0,5 В, следует уменьшить его сопротивление.
W1-W3U№,
VTI
sum
*_TY-TV_*J
Ptic. 3.37. Схема защиты коллекторной
цепи от перенапряжений
9. ТЕПЛОВОЙ РЕЖИМ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Основная доля тепла в передатчиках выделяется в усилителях мощности,
поэтому именно их тепловому режиму уделяется особое внимание. Конструкция
передатчика при естественной вентиляции должна быть такова, чтсбы воздух
свободно проходил через отверстия ь днище, шасси и крышке корпуса
передатчика, причем суммарная площадь отверстий должна составлять 15—20 %
площади днища и крышки. В шасси отверстия следует делать вокруг ламп и других
деталей, выделяющих тепло. Диаметр отверстий перфорации корпуса 5—10 ш,
отверстия менее 3 мм делать нецелесообразно.
Резко улучшает тепловой режим усилителя принудительная вентиляция.
Даже небольшой вентилятор в несколько раз снижает перегрев. Это
значительно продлевает срок службы ламп и транзисторов. Вытяжная вентиляция
лучше приточной. Вытяжной вентилятор следует располагать возле места
образования тепла.
Мощные транзисторы выделяют много тепла, которое отводится в
окружающую среду с помощью радиаторов. Приводимые в справочниках данные о
предельной мощности рассеяния транзистором нельзя брать за основу при
расчетах мощности, так как они соответствуют температуре Kopnjca 25 °С, т. е.
завышены в 1,5—2 раза.
Для расчета тепловых режимов транзистора удобно пользоваться понятиен
теплового сопротивления. Поток тепла, выделяемого в транзисторе, проходи:
через несколько тепловых сопротивлений: ^п —тепловое сопротивление
переход — корпус (указывается в справочнике); RK — тепловое сопротивление
между корпусом и радиатором, равное 0,5—1 сС'Вт при хорошем тепловом
контакте; R — тепловое сопротивление между радиатором и средой зависит от
площади радиатора, разности температур и др
тепл
+ Я
Суммарное теплозое сопротивление между переходом и средой Rr
«п. к. + *„.р
чр. с.
170
Температура перехода
' п = "°п. с "г ' с ^ п. дол'
где Г,. — температура окружающей среды.
Максимальная мощность рассеяния иа коллекторе, Вт,
Т —Т
гт. доп с
Рк. макс= р •
"п. в
Если известна температура корпуса Тк, то
Г —Г
р п. доп к
к. мако о •
'vn. к
Полный тепловой расчет необходимой площади радиатора S громоздок
и не дает высокой точности, так как основан на некоторых допущениях. Поэтому
с достаточной для практики точностью применяют формулу
1200 ... 1500
^Р ~ Г _ Г
-1 п доп -1 с Q
р "п. к
Например, если мощность рассеяния транзистора КТ903А 10 Вт, Т0 = 25°С,
7,п.доП = 150°С' #п.к = 3,3*С'8т, то
_ 1200 . .. 1500 .,. ... ,
S„ = -г^ — =130 ... 160 см3.
р 1о0 — 20 „
10 ~6'3
Радиатор передает тепло в среду в основном конвекцией; излучение не очень
велико. Тем не менее химическое чернение металла радиатора улучшает
теплоотдачу на несколько процентов. Обычный материал радиаторов — алюминиевые
сплавы. В особенно тяжелых условиях применяют вентилируемые радиаторы.
Основание радиатора имеет толщину 6—10 мм, ребра — 2—3 мм. Расстояние
между ребрами — 8—10 км; меньшее расстояние ухудшает условия конвекции.
Высота ребер более 30—40 мм неэффективна. Если охлаждение естественное,
плоскость ребер должна быть вертикальной. Рели охлаждение принудительное,
целесообразно два — четыре радиатора сложить ребрами вдоль и сквозь
образовавшуюся полость прокачивать воздух.
Для улучшения теплового контакта между транзистором и радиатором
прокладывают свинцовую фольгу, которая при прижатии заполняет неровности
и увеличивает площадь контакта. Можно также применять невысыхающую
смазку на основе силиконового вазелина. Для уменьшения теплового
сопротивления в смазку добавляют алюминиевую пудру (годится пудра для
алюминиевой краски)- 2 частя пудры и 1 часть смазки размешивают до консистенции
сметаны. Перед установкой транзистора смазывают место контакта и затягивают
винтом (часть смазки при этом выдавливается). Следует избегать схем,
требующих изоляции корпуса транзистора от радиатора. В качестве изолятора можно
использовать тонкую фторопластовую пленку, бериллиевую керамику,
оксидированный алюминий.
10. ПРАКТИЧЕСКИЕ КОНСТРУКЦИИ
Линейный усилитель для передатчика радиостанции I категории
предназначен для линейного усиления однополосных, телеграфных и AM сигналоз в
диапазонах 10...80 м. При усилении телеграфных и AM сигналов (в режиме несущей)
подводимая мощность 200 Вт, при усилении однополосных сигналов средняя
подводимая мощность (при произнесении длительного «а» перед микрофоном)
также 200 Вт, тогда как "пичозая подводимая мощность может достигать 400—
500 Вт. КПД усилителя 65—70% в зависимости от рабочею диапазона.
171
В усилителе используют четыре параллельно включенные лампы Г811 по
схеме с ОС (рис. 3.38). Суммарная мощность рассеяния на анодах 160 ВТ,
поэтому можно проводить довольно длительные сеансы настройки передатчика при
подводимой мощности 200 Вт.
Вследствие малой выходной емкости лампы Г811 (6 ... 7пф) можно включать
несколько ламп параллельно. При этом анодный ток увеличивается пропорцио-
нально числу ламп, что эквивалентно применению лампы с большим импульсом
анодного тока при не очень высоком анодном напряжении (1000 В).
Сопротивление анодной нагрузки небольшое. Это, наряду с малой выходной емкостью ламг
Г811, способствует высокому КПД усилителя в диапазонах 10... 15 м, где
создать контур с большим эквивалентным сопротивлением и высоким КПД затруд-
нительно. От числа параллельно включенных ламп зависит входное
сопротивление усилителя. При четырех лампах оно равно 75 Ом.
L6 ЮОшГн й50мкГн
L/DUMKIH ,^+
Jam
— СЮ
Jm
iS^fam
Q-<w
-Г.С16
Рис. 3.38. Схема
линейного усилителя с
общей сеткой
При приеме лампы усилителя заперты напряжением — 27 В, поступающим
на сетки через обмотку антенного реле /<7. Контакты этого реле подключают
антенну к гнезду ХЗ, куда подсоединяется вход приемника. При передаче сетки
ламп соединяются с корпусом передатчика переключателем .S/ илн внешним
контактом (например,в трансивере) через гнездо Х5. При этом реле К1
срабатывает и подключает антенну к выходу передатчика. К выходу усилителя
подключен индикатор настройки, чувствительность которого регулируется
резистором R6.
Дроссель L9 в цепи накала намотан одновременно тремя проводами на фер-
ритовом стержне диаметром 12 мм и длиной 140 мм из материала Ф-600. Число
витков — 40. Диаметр крайних проводов дросселя, через которые проходит ток
накала, 1,5 мм, диаметр среднего провода, пропекающего катодный ток,
0,5 мм. Накальный трансформатор 77 обеспечивает напряжение 2 X 6,5 В при
токе 8 А. Его габаритная мощность 110 Вт. Катушки L1...L4, намотанные на
резисторах R1...R4 типа МЛТ-2, содержат 5 витков провода ПЭВ-2 диаметром
0,62 мм. Анодный дроссель L6 намотан проводом ПЭЛШО-0,35 на фарфоровом
каркасе диаметром 20—25 мм и высотой 150 мм. Число витков — 150, ближние
к аноду 50 витков намотаны с шагом 0,5 мм. Дроссели L7 и LS любого типа.
На выходе усилителя применен П-контур. Конденсатор CI2 должен иметь
зазор между пластинами не менее 1,2 мм. Конденсатор С13 представляет собой
строенный агрегат переменных конденсаторов от радиоприемника старого
образца (с зазором между пластинами не менее 0,3 мм). Вращающаяся катушка L5
намотана проводом диаметром 2 мм и снабжена счетчиком витков. Поскольку
выходной П-контур имеет три регулируемых элемента, для правильной настрой-
172
ки усилителя в диапазоне 80 м необходимо устанавливать максимальную емкость
конденсатора С12 (250 пФ); при работе на коаксиальный фидер и невысоких
КСВ емкость конденсатора С13 также должна быть близка к максимальной.
Контур настраивают в резонанс вращением катушки L5; связь с нагрузкой
регулируют конденсатором С13. В диапазоне 40 м емкость конденсатора С12 120 пФ;
в диапазоне 20 м — 50 пФ; в диапазоне 15 м она должна быть близка к
минимальной, в диапазоне 10 м — минимальна.
При монтаже \силнтеля входные цепи необходимо отделить от выходных
экраном, например цепи входа разместить под шасси, а детали анодного конт}ра —
над шасси. Проводники ВЧ цепей должны быть по возможности прямыми и
короткими.
Правильно собранный усилитель начинает работать сразу. При
самовозбуждении следует уменьшить сопротивления резисторов R1...R4 в 1,5—2 раза. При
усилении однополосного сигнала для достижения на пике огибающей анодного
тока 400 мА необходима мощность возбуждения 25 Вт.
Лампы Г811 можно заменить лампами типа ГУ50 в трнодном включении.
Для сохранения прежнего входного сопротивления (75 Ом) включают
параллельно три лампы ГУ50. Поскольку лампа ГУ50 имеет подогревный катод,
возбуждение должно подаваться на катод. Средний провод накального дросселя
соединяют с катодом.
Усилитель собран в металлическом ящике высотой 200 мм, шириной 400 мм
и глубиной 300 мм. В этом же ящике можно разместить и блок питания
усилителя. Для снижения температуры внутри усилителя устанавливают небольшой
вытяжной вентилятор.
Широкополосный транзисторный усилитель мощности работает в диапазоне
частот от 3 до 30 МГц без перестройки. Он может быть использован для линейного
усиления однополосного сигнала. В этом случае отдаваемая мощность 80 Вт
при КПД оконечного каскада 45—50 % (в максимальном режиме) и уровне ком
бинационных частот третьего порядка — 26 дБ. В телеграфном режиме, когда
требования к линейности невысоки, усилитель может отдавать мощность до
120—130 Вт при подводимой к выходному каскаду мощности 200 Вт.
Общий коэффициент усиления по мощности не менее 20 дБ. Мощность
гармоник не более 50 мВт. Входное и выходное сопротивления усилителя 50 Ом.
В режиме покоя усилитель потребляет ток 1 А, в телеграфном режиме — 8 А.
Схема усилителя показана на рис. 3.39.
На выходе усилителя имеются пять П-фильтров, выбираемых в зависимости
от рабочего диапазона. Усилитель имеет два каскада усиления. В
предварительном каскаде работает один транзистор типа КТ912А в режиме А с током покоя
0,8 А; в оконечном —два транзистора типа КТ912А в режиме В, включенных
по двухтактной схеме. Режим А в предварительном каскаде позволяет
обеспечить спектрально чистый сигнал возбуждения оконечного каскада без
применения фильтров.
Оба каскада охвачены ООС по напряжению (с коллектора на базу), что
улучшает частотную характеристику усилителя (за счет снижения общего
коэффициента усиления).
Усилитель содержит 6 широкополосных трансформаторов-лииий. Траис»
форматор 77 согласует низкое входное сопротивление транзистора VT1 с
волновым сопротивлением кабеля, равным 50 Ом. Трансформаторы Т2—Т5
симметрирующие. Трансформатор Т6 повышает выходное сопротивление усилителя
с 12,5 до 50 Ом. Трансформаторы 77—ТЗ намотаны на ферритовых кольцах
типоразмера к20 X 12 X 6 из материала марки 200НН. Трансформаторы 77
и Т2 намотаны линией из двух сильноскрученных проводов ПЭВ-2 диаметром
0,47 мм, число витков 10; ТЗ — полосковой линией, число виткон 6 (ширина
полосок линии 3,5 мм, изолятор — фторопластовая лента толщиной 0,1 мм).
Волновое сопротивление линии 8 Ом. Трансформаторы Т4—Т6 намотаны на
ферритовых кольцах типоразмера к32 X 20 X 6 (или 32 X 16 X 8, 32 X 16 X
X 12) из материала 200НН (200ВЧ, Ю0ВЧ). Трансформатор Т4 намотан на
одном таком кольце полосковой линией (волновое сопротивление 6 Ом), число
витков 5 (ширина полосок линии 4,5 мм, изолятор тот же); Т5 отличается от Т4
сердечником, который состоит из двух таких же ферритовых колец, а толщина
изоляции в полосковой линии 0,2 мм (волновое сопротивление 12 Ом).
Сердечник трансформатора Т6 сложен из трех колец типоразмера к32 X 20 X 6
173
II
о
ч
о
/ч
О
К
О.
или двух к 32Х 16 X 8. Каждая обмотка намотана тремя проводами ПЭВ-2
диаметром 0,64 мм, число витков 10. Намотка ведется в один слой одновременно
шестью проводами: три провода со светлой изоляцией, три — с темной. Их
располагают через один, чтобы каждый провод одной обмотки располагался между
двумя проводами другой сбмотки. Затем провода одной обмотки соединяются
параллельно, а начало одной обмотки — с концом другой.
При изготовлении трансформаторов следует стремиться к снижению индук-
тивностей рассеяния, создающих «авал» усиления на ВЧ. При равномерной
намотке и плотном прилегании обмотки к сердечнику индуктивность рассеяния
уменьшается.
Температурная стабилизация первого каскада достигается за счет ООС по
постоянному току на эмиттерном резисторе, а выходного каскада — за счет
применения в нижнем плече каждого базового делителя кремниевого
диода,установленного на общем радиаторе с транзистором. Потребление тока от источника
смещения 0,4 А.
Таблица 8
S
X
о
т
та
с
ЕС
80
40
20
15
10
i о>
«о
MOD
О ~-
JJ ш
й °
о &
а 2
2700
1350
670
450
335
Ol"^
ffl*^
К х
н ^
Ч*
чЬи
ill
1,36
0,68
0,34
0,23
0,17
-
от
§
О.
н
<и
s
та
<=f a
25
20
22
20
15
ffl
О
ffl
о
ч
ZJ
X
10
9
5
4
4
а
о
от
а
й
к
X
<=f a
35
38
25
20
15
О
«
О
с
о.
f-* _
<D 2
г я
та
4<f
2,02
2,02
2.44
2,44
2,44
Для достижения хорошей
линейности, высокого КПД и
малого уровня гармоник
коэффициенты усиления
транзисторов выходного каскада
должны отличаться не более
чем на 10—15%. Ток покоя
каждого транзистора
выходного каскада (0,2 А)
устанавливают резисторами R9 и R12
(при замене транзисторов эту
операцию следует повторить).
Дополнительного
симметрирования оконечного каскада в
режиме усиления добиваются
изменением сопротивления
резисторов R14 и R15. В
работающем усилителе
высокочастотное напряжение на коллекторах транзисторов выходного каскада относительно
корпуса не должно отличаться более чем на 1 В.
Устойчивость усилителя обеспечивается фильтрацией в цепях питания,
ООС по напряжению, шунтированием резистором R2 дросселя в коллекторной
цепи транзистора VT1.
В усилителе используют ннзкоомные резисторы типа МОН, а в случае их
отсутствия — параллельно соединенные резисторы типа МЛТ. На резисторах
R10 и R17 выделяется мощность четных гармоник, образующихся во входной
и выходной цепях оконечного каскада. При пробое одного из транзисторов
выходного каскада на резисторе R17 рассеивается половина мощности, отдаваемой
другим транзистором, поэтому желательно увеличить его мощность до 12—
15 Вт (с учетом скважности сигналов). Эти резисторы, а также резисторы R5—
R7, R13—R16 должны быть безыидуктивнычи.
Все применяемые в усилителе конденсаторы керамические (С1 типа К50-6).
Величины их могуг быть изменены на 30 % без ущерба для работы (кроме
конденсаторов С18, С19). Конденсаторы в ВЧ цепях должны иметь реактивную
мощность порядка нескольких вар, конденсаторы П-фильтра CIS, С19 — 200 вар.
Эти конденсаторы могут быть составлены также кз нескольких слюдяных
конденсаторов.
На схеме указаны величины элементов П-фильтра диапазона 80 м: величины
Э1ементов П-фильтров других диапазонов приведены в табл. 8. Фильтры
настраивают на рабочую частоту, сдвигая и раздвигая витки катушки, после чего
закрепляют их клеем. Добротность П фильтра 3, входное и выходное сопротивления
50 Ом. Площадь радиатора каждого транзистора не менее 1500 см2. Должен быть
обеспечен свободный обмен воздуха, лучше — принудительный.
Налаживание усилителя производится покаскадно при половинном
напряжении коллекторного питания. Следующий каскад усиления в это время должен
быть отключен. С помощью осциллографа или ВЧ вольтметра, подключенного
к коллектору транзистора, следует убедиться в отсутствии самовозбуждения.
173
Затем постепенно повышают напряжение питания до номинального, наблюдая
за экраном осциллографа К выходному каскаду должна быть подключена на
грузка (эквивалент антенны — резистор сопротивлением 50 Ом, мощностью
100 Вт) Включают оба каскада усиления при половинном напряжении питания
и доводят его до номинального, следя за режимом усилителя. При налаживании
следует контрочировать ток выходного каскада.
Затем вновь снижают напряжение питания наполовину, подают на вход
усилителя возбуждающий сигнал, плавно увеличивают его амплитуду, наблюдая
за экраном осциллографа. Напряжение питания ступенями по 3—5 В доводят
до номинального Далее снимают амплитудную характеристику усилителя (за«
висимость выходной мощности от входной) на различных диапазонах и частотную
характеристику (зависимость отдаваемой мощности от частоты при заданном
уровне комбинационных составляющих третьего порядка)
После этого усилитель подключают к антенне. КСВ в фидере должен быть
возможно ближе к 1 (но не более 1,5), реактивность в точке питания следует
скомпенсировать При работе усилителя следует контролировать ток выходного
каскада и отдаваемую мощность.
Транзисторы VT1—VT3 можно заменить транзисторами типа КТ909Б,
КТ909Г, КТ922В, КТ922Г. При этом максимальная выходная мощность снизится
до 70—80 Вт, а коэффициент усиления возрастет. При такой замене ток
транзистора VT1 необходимо уменьшить до 0,5 \.
Телеграфный передатчик предназначен для работы в диапазонах 10—80 м
Подводимая к оконечному каскаду мощность около 100 Вт, отдаваемая — 60 Вт
Схема передатчика показана на рис 3 40 Задающий генератор (ГПД) передат
= ика работает в диапазоне 2 .2,5МГц Он собран по трехточечной схеме на лампе
XL4 типа 6Ж9П Частоты любительских диапазонов получают путем смещения
колебаний ГПД с колебаниями генератора, стабилизированного кварцевыми ре
«онаторами, собранного на левом триоде лампы VL1 типа 6НЗП также по трех
точечной схеме Для получения пяти диапазонов используют только три
кварцевых резонатора В1 (6 МГц) в диапазоне 80 м; В2 (9,5 МГц) в диапазоне 40 м,
ВЗ (26; 13 или 8,667 МГц) в диапазоне 10 м, в диапазоне 20 м используется
вторая гармоника резонатора В1 (12 МГц), в диапазоне 15 м — вторая гармоника
В2 (19 МГц) Напряжение с кварцевого генератора подается на сетку смесителя,
собранного на правом триоде лампы VL1. Напряжение с задающего генератора
подается на катод смесителя
В анодную цепь смесителя включены две катушки с отводами — L6 и L7
Катушка L6 используется в диапазонах 80 и 40 м; L7 — в диапазонах 20, 15 и
10 м. Точная настройка контуров смесителя на рабочую частоту осуществляется
секцией сдвоенного переменного конденсатора С19, С21 Он снабжен верньером
и шкалой, на которой отмечены частоты любительских диапазонов
На лампе VL2 типа 6П15П собран предварительный усилитель В анодную
цепь включены такие же катушки, как и в анодную цепь смесителя Контуры
усилителя настраивают на рабочую частоту второй секцией сдвоенно1 о
конденсатора С19, С21.
Оконечный усилитель собран на лампе ГУ-29, оба тетрода которой
соединены параллельно. В цепь управляющей сетки каждого тетрода включены
резисторы R11 и R12 для повышения устойчивости усилителя к
самовозбуждению на УКВ. В анодную цепь лампы ГУ-29 включен миллиамперметр на
200 мА. На выходе передатчика применен П-контур для согласования с
нагрузкой, имеющей сопротивление от десятков до сотен ом.
В передатчике используется дифференциальное ключевание при замыкании
ключа вначале включаются кварцевый генератор и смеситель, а затем —
усилитель на лампе 6П15П При размыкании ключа каскады передатчика
выключаются в обратном порядке Форма телеграфного сигнала регулируется
резистором R15
Катушки L1—/^намотаны на каркасах диаметром 7—12 мм с подстроечными
сердечниками Индуктивности катушек следующие LI, L2, L3, L7, LQ —
1,4 мкГн; L4 — 0,7 мкГн; L5 — 0,45 мкГн, L6 и L8 — 9 чкГн, L11 — 29 мкГн
Катушка L11 (контура ГПД) намотана на фарфоровом каркасе диаметром 20 мм,
число витков 60, диаметр провода марки ПЭВ-2 0,62 мм, длина намотки 40 мм
Катушка L10 выходного контура передатчика намотана на фарфоровом
каркасе диаметром 40 мм, диаметр провода 1,5 мм. Число витков 40, длина на-
176
о
я
•е-
б
К
о.
мотки 75 мм, отводы от 4, 6, 10 и 18 витков, считая от анодного конца катушки.
Первые 10 витков намотаны с шагом 1,5 мм. Дроссель L12 намотан проводом
ПЭЛШО-0,2 на каркасе диаметром 20 мм, число витков 150. Ближние к аноду
30 витков следует наматывать с шагом 0,2...0,3 мм. Дроссели L13—L15 любого
типа.
Передатчик может работать на одной боковой полосе. Для этого следует на
гнездо XI (в катод смесителя) подать через коаксиальный кабель однополосный
сигнал напряжением 1В частотой 2...2,5 МГц. Собственный ГПД передатчика
прн этом отключают выключателем S2.
Потенциометром R16 устанавливают режим лампы ГУ-29. При телеграфном
режиме анодный ток покоя должен быть не более 5 мА, при однополосном
сигнале — 40 мА.
Блок питания передатчика обеспечивает следующие напряжения: 750 В при
токе 130 мА; 250 В при токе 80 мА; 50 В при токе 20 мА: переменное напряжение
6,3 В при токе 4 А.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Алексеев О. В., Говорухин В. И. О построении широкополосных
транзисторных усилителей мощности.— Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи, 1972, вып. 9, с. 66—77.
2. Говорухин В. И., Голдобин Л. А. Система мощных широкополосных
усилительных блоков на транзисторах для коротковолновых передатчиков.—
Полупроводниковая электрон, в технике элекфосвязи, 1976, вып. 15,
с. 67—75.
3. Дсобов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства.— М.: Сов.
радио, 1969.— 720 с.
4. Егорычев В. Формирование телеграфного сигнала.— Радио, 1976, № 12,
с. 20—21.
5. Каганов В. И. Транзисторные радиопередатчики.— М.: Энергия, 1976.—
448 с.
6. Козырев В. Б. Широкодиапазонные неперестраиваемые усилители
мощности на транзисторах по схеме с общим эмиттером.— Полупроводниковые
приборы в технике электросвязи, 1975, вып. 16, с. 131—142".
7. Козырев В. Б., Попов И. А. Шнрокодиапазонные неперестраиваемые
каскады траизисюрных радиопередатчиков.— Полупроводниковые приборы
в технике элек!росвязи, 1975, вып. 15, с. 80—95.
8. Лабутин Л. М., Устинов В. Особенности использования многоэмиттер-
иых транзисюров.— Радио, 1972, № 1, с. 25—28.
9. Лондон С. Е. Широкополосные радиопередающие устройства.— Л.:
Энергия. Ленишр. отд-иие, 1970.— 152 с.
10. Нуянзин В. П., Шаталов В. Ф. Мощные связные передатчики на
транзисторах диапазона KB (обзор).—Полупроводниковая электрон, в технике
электросвязи, 1976, вып. 17, с. 3—17.
11. Общесоюзные нормы на уровни побочных излучений
радиопередатчиков всех ка!егорий и назначений (гражданских образцов).— М.: Связь, 1972.—
25 с.
12. Окунь Е. Л. Радиопередающие устройства.— М.: Сов. радио, 1973.—
400 с.
13. Проектирование радиопередающих устройств/Под ред. В. В. Шахгиль-
дяна.—М.: Связь, 1976.— 132 с.
14. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах:
Проектирование н расчет/Под ред. Р. А. Валитова, И. А. Попова.—М.: Сов. радио,
1973.— 462 с.
15. Радиопередающие устройства/Под ред. Б. П. Терентьева.— М.: Связь,
1972.- 456 с.
16. Скрыпников Ю. Ф. Радиаторы для полупроводниковых приборов.— М.:
Энергия, 1973.— 48 с.
17. Чугаев В. Н. Линейный транзисторный усилитель мощности для
коротковолновых радиопередатчнкон.— Полупроводниковые приборы в технике
электросвязи, 1973, вып. 12, с. 45—52.
178
18. Hyiaee В. Н., Волков А. №. Автоматическая регулировка усиления
в однополосном транзисторном радиопередатчике.—Полупроводниковая элект-
трон. в технике электросвязи,
1976,— вып. 17, с. 17—21.
Глава 4
ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
1. ПРЕИМУЩЕСТВА ОДКОПОЛОСКОИ МОДУЛЯЦИИ
■D настоящее время однополосная модуляция (ОМ) является основной при
радиотелефонной любительской связи по следующим соображениям. Спектр AM
сигнала (рис. 4.1, а) при передаче речи состоит из двух боковых полос (верхней
и нижней) и несущей частоты. Каждая боковая полоса состоит из многих частот,
соответствующих частотным компонентам в звуковом модулирующем спектре,
причем каждая из частот нижней боковой полосы имеет соответствующую ей
частоту в верхней боковой полосе. Их амплитуды равны, и они расположены
на одинаковом расстоянии по оси частот от несущей. Следовательно, ширина
спектра AM сигнала вдвое больше, чем высшая частота модулирующего
спектра.
При AM все передаваемое сообщение заключено в каждой из боковых полос,
так как одна полоса по составу является зеркальным отражением другой.
Несущая частота играет вспомогательную роль — перекосит информацию о точном
значении частоты и фазы колебаний, необходимых для одновременного
синфазного детектирования обеих полос AM сигнала. Без потери передаваемой
информации одну боковую полосу из сигнала можно исключить (рис. 4.1, б). Это позволит
вдвое сокоатить занимаемую в эфире полосу частот, но в то же время вдвое
снизит напряжение на выходе детектора приемника, так как теперь детектируется
Л.
MmiL
\lEMuL
Рис. 4.1. Частотный спектр:
а — AM сигнала (6АЗ); б — ОМ
сигнала с несущей (ЗАЗН); в —
ОМ сигнала (ЗАЗ)
лишь одна боковая полоса. Экономии энергии передатчика это не дает, так как
средняя относительная мощность боковых полос в AM сигнале невелика
(порядка 2 %). ,
При детектиоовании ОМ сигнала фаза колебании несущей не играет роли.
Несущую частоту можно исключить из передаваемого сигнала (рис. 4.1, в), а
в преемнике вместо нее подать на детектор колебания местного гетеродина той
же частоты (с учетом частотного преобразования сигналов в приемнике).
Таким образом, исключив несущую и одну из боковых полос, получим ОМ
сигнал Он является комбинированным: мгновенная амплитуда ОМ сигнала
пропорциональна мгновенной амплитуде модулирующего напряжения, а
мгновенная (текущая) частота ОМ сигнала отличается от несущей частоты на величину
мгновенной частоты модуляции. Исключение несущей из передаваемого сигнала
позволяет всю мощность передатчика направить на передачу одной боковой
полосы Ъценим получаемый при этом выигрыш при условии равенства пиковой
мощности, что в большинстве случаев справедливо для ламповых и особенно
транзисторных передатчиков.
т
Известно, что в AM сигнале при 100 %-ной модуляции одним тоном
мгновенное пиковое напряжение боковой частоты составляет половину напряжения
колебаний несущей частоты и четверть суммарного пикового напряжения AM
'.игнала. Оставив только одну боковую полосу AM сигнала без изменения
уровня, на приемной стороне получим проигрыш в 2 раза по напряжению. Но
исключение несущей и другой боковой позволяет увеличить напряжение
оставшейся боковой полосы в 4 раза (а мощность в 16 раз) при одной и той же
пиковой мощности передатчика. При этом на приемной стороне после детектора
напряжение также увеличится в 4 раза, т. е. получается выигрыш в 2 раза по
напряжению (6 дБ) при переходе от AM к ОМ. Если ограничение имеется не по
пиковой, а по средней мощности (что важно, например, при работе от батарей),
выигрыш в эффективной мощности передатчика получается в 10—12 раз (1-0—
11 дБ).
Сужение полосы передаваемых частот в 2 раза позволяет соответственно
сузить полосу пропускания приемника и получить улучшение отношения сигнал/
шум на 3 дБ (при приеме слабых сигналов, что важно для любительской
радиосвязи). При дальней связи на KB, особенно в случае избирательных замираний,
когда замиранию подвергается несущая частота, OJH обеспечивает более высокое
качество связи, чем AM.
Но самое важное достоинство ОМ на коротких волнах — сокращение
занимаемого спектра. Если AM станция, промодулированная спектром 300—
3000 Гц, занимает полосу 6 кГц, го ОМ станция — 2700 Гц. Это дает возможность
одновременной работы вдвое большему числу станций, чем при AM. Если
станции расположены через 3 кГц, их полосы разделены свободными участками по
300 Гц и при хороших фильтрах и малых искажениях в передатчиках взаимные
помехи невелики (при не очень большой разнице уровней соседних сигналов).
При ОМ взаимные помехи меньше также вследствие отсутствия несущей частоты.
Нормой подавления несущей частоты в передатчиках 1 категории следует
считать 40 дБ. При этом ослабленная несущая имеет мощность 20—25 мВт. Для
маломощных передатчиков норму подавления несущей можно снизить до 30 дБ.
При ОМ удлиняется срок службы мощных ламп, которые «отдыхают» в
паузах между словами и фразами, и снижается уровень высших гармоник.
Отсутствие несущей частоты и применение автоматического управления передатчиков
от звуков голоса позволяет нескольким радиостанциям работать на одной частоте
«за круглым столом», когда условия связи приближаются к обычному разговору.
Недостатки ОМ — сложность формирования ОМ сигнала, жесткие
требования к стабильности частоты передатчика и приемника и более сложное
налаживание радиостанции, чем при AM.
Предельно допустимая ошибка в частоте восстановленной несущей при
приеме в случае высокого отношения сигнал/шум составляет 200 Гц. При таком несин-
хроиизме разборчивость речи все еще остается высокой, но естественность голоса
искажается. При малом отношении сигнал/шум несинхронизм в 100 Гц
сказывается на разборчивости сигнала. Экспериментально установлено, что
минимально допустимая полоса передаваемых частот телефонного канала 2100 Гц (от 400
до 2500 Гц). Более высокое качество связи и лучшая разборчивость получаются
при воспроизведении звуковых частот вплоть до 3000 Гц. По-видимому,
оптимальной шириной полосы канала любительской радиотелефонной связи можно
считать 2700 Гц (от 0,3 до 3 кГц). На эту полосу следует рассчитывать однополосные
приемники и передатчики. В диапазонах 40, 80 и 160 м радиолюбители
используют нижнюю боковую полосу, в диапазонах 20, 15 и 10 м — верхнюю.
2. МЕТОДЫ ФОРМИРОВАНИЯ ОМ СИГНАЛА
Для получения однополосного сигнала необходимо подавить несущую и
одну боковую полосу. Подавление несущей полосы осуществляется с помощью
балансных модуляторов, подавление боковой — с помощью фильтров или
фазовых схем. В зависимости от способа подавления боковой полосы методы
формирования ОМ сигнала делят на фильтровый и фазовый. Известны также и другие
методы формирования (фазофильтровый, синтетический), не нашедшие
применения в любительской практике.
Балансный модулятор (БМ) представляет собой балансный смеситель, на
который подаются несущая и НЧ сигнал от микрофонного усилителя, В БМ
180
одновременно происходит амплитудная модуляция и подавление нес\щей за счет
противофазности напряжений (токов) в плечах БМ. БМ строят на активных
(лампах, транзисторах) и пассивных (диодах, варикапах и т. п.) элементах.
Схемы балансных модуляторов на пассивных элементах, наиболее часто
применяемых радиолюбителями, показаны на рис. 4.2. Для получения незначительного
уровня нелинейных искажений в процессе модуляции необходимо, чтсбы
напряжение несущей / в несколько раз превосходило уровень модулирующего НЧ
напряжения F. Балансировка БМ осуществляется подстроечными
потенциометрами, дополнительная балансировка — регулировкой емкости
подключаемого к тому или иному плечу БМ подстроечного конденсатора.
Сбалансированный БМ ослабляет напряжение несущей на 35—40 дБ. На входе БМ
присутствуют сигналы боковых частот (f ± F) при модуляции одним тоном и боковых
полос при модуляции низкочастотным спектром.
22к /1247к 22к
Рис. 4.2. Схема
балансного модулятора:
a — на диодах; б — двойного
балансного
диодах;
(кольцевого) на
на варикапах
Мощность боковых
полос в пассивных БМ ниже
мощности НЧ сигнала,
подаваемого на БМ, на 3—9 дБ
в зависимости от рабочей
частоты и типа
применяемых диодов. В БМ
применяют ВЧ диоды с
идентичными вольт-амперными
характеристиками. В
любительских условиях подбор
диодов, работающих в
противоположных плечах БМ, можно произвести следующим простым способом.
Сравниваемые диоды соединяют встречно-параллельно и включают между
выходом генератора несущей и микроамперметром (желательно с нулем посередине
шкалы), второй зажим которого соединен с общим проводом генератора.
Характеристики диодов тем ближе друг к другу, чем меньше гок через
микроамперметр.
БМ на варикапах (рис. 4.2, в) имеет высокое входное сопротивление (в
отличие от диодных). Балансировка осуществляется подстроечными потенциометрами
R1 и R2, первый регулирует напряжение несущей на плечах модулятора,
второй — начальное значение емкости варикапов за счет изменения смещения иа
них.
Фильтровый метод формирования ОМ. Двухполссный сигнал с выхода БМ
поступает на фильтр, который выделяет одну из боковых полос. Чаще всего
используют полосовые кварцевые или ЭМФ с полосой пропускания 2—3,5 кГц:
кварцевые на частотах до 35—40 МГц, ЭМФ на частотах до 1 МГц (чаще на
частоте 500 кГц). В любительской аппаратуре также можно использовать пьезоке-
рамические и многозвенные LC-фильтры (на частотах до 100 кГц).
Фильтр для формирования ОМ сигнала должен иметь коэффициент прямо-
угольности частотной характеристики не хуже 2,5 и затухание за пределами
полосы пропускания не менее 45—50 дБ. Фильтры с такими характеристиками
неперестранваемые, в результате чего ОМ сигнал формируется на одной частоте.
181
Для переноса его в рабочие диапазоны и перестройки в пределах этих диапазонов
применяют преобразование частоты сформированного ОМ сигнала.
На рис. 4.3 показана структурная схема однополосного возбудителя. ОМ
сигнал после ФОС поступает на смеситель См1, куда также поступают
колебания от гетеродина с перестраиваемой частотой П. На выходе См1 включен
фильтр, выделяющий из частот преобразования колебания с частотой, равной
сумме или разности частот гетеродина и ОМ сигнала. Следует отметить, что при
вычитании частоты ОМ сигнала из частоты гетеродина происходит инверсия ОМ
сигнала, т. е. верхняя боковая полоса становится нижней, или наоборот.
Благодаря изменению частоты гетеродина П возможна перестройка
сигнала в диапазоне частот. Для перехода с диапазона на диапазон можно пере-
М
УНЧ
БМ
Dz О
\PF
ФОС См! Ф!
]5&«
Ш{
См2
Ф2
У8Ч
т
№£НМ>Ь
~/7
Рис. 4.3. Структурная схема фильтрового однополосного
возбудителя
ключать среднюю частоту гетеродина Г1. Однако такой способ применяется лишь
в простых конструкциях однополосных возбудителей из-за ухудшения
стабильности частоты переключаемого гетеродина. Поэтому в схему возбудителя
обычно вводят еще один смеситель См2 и гетеродин Г2, частота которого изменяется
скачками для получения на выходе См2 сигнала в требуемых диапазонах.
Частоты гетеродина Г2 обычно стабилизируют кварцевыми резонаторами.
Фазовый (фазокомпенсационный) метод формирования ОМ в любительской
практике применяется ограниченно и используется лишь в простых конструкциях
однополосных возбудителей. Это объясняется ограниченностью величины
подавления нежелательной
~.6М полосы и высокими
требованиями к элементам
фазирующих цепей.
Однако при фазовом
методе можно сформировать
ОМ сигнал
непосредственно на рабочей
частоте з пределах любого KB
диапазона. Именно это
и позволяет существенно
упро:тить конструкцию
возбудителя.
Принцип получения
УНЧ
DZ ОНи
БМг
Рнс. 4.4. Структурная схема фазового одноголосного
возбудителя
ОМ сигнала заключается в следующем. Перед подачей на БМ (используются
два балансных модулятора) НЧ F и ВЧ f колебания разделяются на два
канала, причем фазу колебания в- одном канале по отношению к фазе в другом
устанавливают 90°. Поворот фазы осуществляется фазовращателями. В
результате при сложении колебаний на общей нагрузке БМ составляющие одной из
боковых полос оказываются в противофазе и взаимно ослабляются, а
составляющие другой боковой полосы — в фазе и складываются.
Структурная схема фазового однополосного возбудителя показана на
рис. 4.4. Низкочастотный сигнал F после УНЧ поступает на НЧ фазовращатель.
Фаза сигнала F на одном из выходоз фазовращателя отличается от фазы на
другом выходе на 90°. Сигналы F с различными фазами подводятся к балансным
модуляторам БМ1 и БМ2, куда также поступают колебания несущей f с фазами,
отличающимися на 90°. С выходов БМ двухполосные сигналы с подавленной
несущей поступают на общую нагрузку, где и осуществляется подавление
одной из боковых полос. Выбор боковой полосы осуществляется взаимным
переключением фаз выходных сигналов (переключением выходов) ВЧ пли НЧ фазо*
вращателт.
182
Фазовращатели являются наиболее ответственными узлами возбудителя.
Они должны обеспечить одинаковый относительный поворот фаз и одинаковую
амплитуду выходных сигналов в каналах во всех диапазонах рабочих частот.
Величина подавления (77) боковой полосы, дБ, зависит от ошибки в сдвиге фаз
от 90°: Я = 20 lg ctg а''2, где а — ошибка в сдвиге фаз от 90°, и от разности
между напряжениями в каналах на выходе фазовращателя, выраженной в %,
Я=20 1§2-^.
А
Из формул видно, что отклонение фазы на 1° дает подавление боковой 40 дБ,
на 2° — 35 дБ, на 3,5° — 30 дБ. Аналогично разница в величинах сигналов на
выходах фазовращателя в 1 % при точной разности фаз снижает подавление
боковой до 46 дБ, в 2 % — до 40 дБ, в 3 % — до 37 дБ.
Такие высокие требования наиболее трудно реализовать в НЧ фазовраща-
теле, работающем в полосе частот 300—3000 Гц. Как показывают расчеты, но-
пЫошщ Рис' 4-5- Схема Фазового од-
несщеи нополосного возбудителя
миналы элементов фазовращателя (конденсаторов и резисторов) не должны
отличаться от расчетных более чем на 1 % для получения подавления боковой
не хуже 40 дБ. Кроме того, они должны быть стабильными во времени. В
любительских условиях элементы НЧ фазовращателя отбирают из числа элементов
ближайшего номинала.
На рис. 4.5 показана принципиальная схема фазового однополосного
возбудителя. Низкочастотный сигнал с микрофонного усилителя подается на каскад
с разделенной нагрузкой на транзисторе VT1, на выходе которого включен НЧ
фазовращатель срнч. Через истоковые повторители на транзисторах VT2 и VT3
сигнал подается на БМ, работающие на общую нагрузку. На эти же БМ через
ВЧ фазовращатель фв и эмиттерные повторители на транзисторах VT4, VT5
поступает несущая. Приведенные номиналы деталей ВЧ фазовращателя
рассчитаны на частоту 3,6 МГц. Для работы в других диапазонах емкость
конденсаторов С выбирают из условий равенства их емкостных сопротивлений и
сопротивлений резисторов R на рабочей частоте (средней частоте диапазона).
Балансировку БМ осуществляют подстроечными потенциометрами по минимуму
напряжения несущей на выходе. Первичную обмотку выходного трансформатора
наматывают двумя проводами одновременно, она содержит 2 X 10 витков провода
ПЭЛШО-0,25. Конец одного провода соединяют с началом другого и заземляют.
Вторичная обмотка содержит 10 витков. Ее не следует наматывать поверх
первичной обмотки, а лучше располагать на свободной части сердечника.
Сердечник — кольцевой типоразмера к 12 X 6 X 4,5; материал — феррит 4С0НН.
Мощность на выходе возбудителя — несколько милливатт.
Кроме двухфазного способа получения ОМ сигнала, существуют двойной
двухфазный и трехфазный, позволяющие получить большие значения
подавления боковой полосы (до 55 дБ), а также большую стабильность этого значения вЬ
183
времени. При многофазной модуляции сигналы расщепляются набольшее число
каналов с соответств>ющими сдвигами фаз в них. В любительской практике
такие методы не применяют из-за их сложности.
3. ТРАНСИВЕРЫ
В последние годы основным типом связной аппаратуры коротковолновика
стал трансивер (приемопередатчик), который представляет собой не просто обь-
единение приемника и передатчика в одном корпусе, а органически единую
систему. Трансиверы начали применять вслед за широким внедрением ОМ. При ОМ
необходимо в передатчиках применять преобразование частоты и такие же
высокоизбирательные фильтры, как и в приемниках. Эго и привело к созданию тран-
сивера, т е. конструкции, в которой большинство узлов работает как на прием,
так и на передачу Прчменение трансиверов позволяет уменьшить общее число
узлов радиостанции, снизить ее стоимость, массу и объем. Кроме того, в транси-
вере обеспечивается автоматическое совпадение настройки передатчика и
приемника, что объясняется использованием одних и тех же генераторов частоты
при приеме и передаче. Эго очень удобно при однополосной радиосвязи,
требующей весьма точного совпадения настроек
Для подстройки приемника на частоту вызывающего корреспондента (без
изменения частоты своего передатчика) на время приема к контуру ГПД
подключают переменный конденсатор вместо постоянного, имеющего такую же
среднюю емкость, что обеспечивает некоторую независимую расстройку приемника
(обычно ±5 Гц) относительно частоты передатчика. Механические узлы можно
исключить, заменив переменный конденсатор варикапом, переключатель или
реле — диодным переключателем. Точно так же можно добиться изменения
частоты передатчика в небольших пределах, не изменяя настройки приемника, для
этого следует цепь расстройки подключить к ГПД во время передачи.
Трансиверы обычно выполняют универсальными на все KB диапазоны и
рассчитывают их иа работу как в режиме ОМ, так и в ТЛГ, иногда
предусматривают и возможность приема AM сигналов. Для сужения полосы при приеме
телеграфных сигналов узкополосный фильтр включают на промежуточной или на
низкой частоте. Неработающие каскады трансивера при переходе с приема
на передачу и обратно отключают, запирая лампы (транзисторы) или выключая
напряжение питания. Трансивер обычно снабжают системой автоматического
управления, переключающей его на передачу от звуков голоса. При телеграфной
работе эта система срабатывает от напряжения звукового генератора,
служащего для самоконтроля передачи.
Радиолюбителя изготовляют и чисто телеграфные трансиверы. Обычно
это упрощенные маломощны; конструкции на транзисторах для радиостанций
II и III категорий. Если же переносный трансивер предназначен для связи
в походах и путешествиях, его выполняют радиотелефонным с ОМ, позволяющей
экономно расходовать энергию батарей.
Рассмотрим структурные схемы однополосных трансиверов. Однополосный
сигнал обычно формируется фильтровым методом. Этот же фильтр основной
селекции используют и в приемнике, поэтому требования к нему высокие. Он
должен обеспечивать хорошую избирательность приемника по соседнему
каналу, т. е. иметь крутые скаты и затухание за пределами полосы пропускания не
менее 60—80 дБ. Структурная схема трансивера во многом определяется частотой
применяемого фильтра. Если используют ЭМФ на частоту 500 кГц, то схема
трансивера на все диапазоны должна быть с двойным преобразованием (рис. 4.6).
Верхний ряд — каскады передатчика, средний (гетеродины и фильтры) — общие
каскады, нижний — каскады приемника.
Сигнал с микрофона поступает на УНЧ и затем на БМ, куда подаются
также колебания опорного генератора с частотой 500 кГц. После БМ образуется
двухполосный сигнал, который усиливается в УПЧ. Затем ЭМФ выделяет
нижнюю боковую полосу, которая подается на смеситель передатчика. Сюда же
поданы колебания Г2 с частотой, изменяющейся от 5,5 до 6 МГц. После
смесителя включен перестраиваемый от 5 до 5,5 МГц полосовой фильтр ПФ, настройка
которого сопряжена с частотой Г2.
Сигнал с ПФ подается на следующий смеситель; на него поданы колебания
с кварцевого генератора, частота которого' различна на разных диапазонах (иа
184
се
вм
"V
WO
fcsoo
-mz
flHQ-
zm-
f< /_
ЗНФ
500кГц
Сда
}
А й-
5,5-
—ft
6Щ
П
X
'h
ПФ
5-5.5МГЧ
-4-
4*
fs
.
k
г-
Л
4
tf-e-
Л
J<
Рис. 4.6. Структурная схема трансивера с ЭМФ
iCntyw
n-Q-
)]—<^W-
3W
КдарцеШ
фильтр
-S
/7W-
ДО5 Г
Л?
/з-О-
:да
Рис. 4.7. Структурная схема трансивера с ВЧ кварцевым фильт*
ром (fx — частота Г1 и кварцевого фильтра; f2 — частота
полосовых фильтров ПФ1—ПФ5; /8— частота Г2; /4— частота Л?;
fs — рабочая частота)
D=
2
фШЫЩ
— ж;
Ш1
г
г/
fl*
ГГЯ
hQi-
/7
Рис. 4.8. Структурная схема трансивера с общими смесителями и УПЧ!
Г — передача; R — прием
80 м — 9 МГц; на 40 м — 12,5 МГц; на 20 м — 9 МГц; на 15 м — 16 МГц; на
10 м — 23, 23,5 и 24 МГц). После смесителя сигнал па рабочей частоте
усиливается настроенным усилителем до необходимого уровня и подается в антенну.
При приеме сигнал проходит в обратном порядке. Переменную промежуточную
частоту в трансиверах выбирают в пределах 2—3, 5 —-6 или 8—10 А^Гц. Эти
варианты обеспечивают небольшой уровень побочных комбинационных частот.
Применение высокочастотного кварцевого ФОС позволяет упростить
структурную схему трансквера. Наиболее часто используют кварцевые фильтры на
частоты 5—5,5 и 8—9 МГц. На рис. 4.7 показана структурная схема транси-
вера с ВЧ кварцевым фильтром. От предыдущей схемы она отличается одним
преобразованием сигнала. Для сохранения высокой стабильноли и одной шкалы
иа все KB диапазоны ГПД не переключают, он работает в одном диапазоне,
перекрывая 500 кГц. Для получения частот, необходимых для работы смесителя
на разных KB диапазонах, колебания ГПД смешиваются с колебаниями
кварцевого генератора — «подставки» Г2, переключающейся в зависимости от диапа-
' ВЧВход TI
o/7V
ККГ~
-КГПД
НЧШ
Рис. 4.9. Схема
диодного балансного
смесителя
зона. На выходе этого смесителя включены полосовые двухконтурные фильтры
ПФ по числу рабочих диапазонов. После ПФ колебания гетеродина подаются на
смесители приемника и передатчика. В остальном работа схемы аналогична
предыдущей. Некоторые варианты частот ГПД и кварцевого генератора приведены
в табл. 1.
В обеих описанных схемах общими для приемника и передатчика являются
фильтры и гетеродины. Структурную схему можно построить так, что общими
будут смесители и УПЧ (рис. 4.8). В схеме используют кольцевые диодные
смесители, ко входам которых попеременно подключают выходы плавного или
кварцевого генераторов.
Схема балансного смесителя БМ показана на рис. 4.9. В режиме передачи
напряжение от .микрофона усиливается и подается на НЧ вход БМ, на этот же
вход через переключатель подается напряжение от кварцевого генератора (КГ).
Конденсатор С2 служит для дополнительной регулировки баланса; если в этом
нет необходимости, конденсаторы С1 и С2 можно исключить. Выход кольцевого
смесителя подключен к трансформатору Т2. Между его первичными обмотками
включен балансировочный резистор R. Со вторичной обмотки Т2 напряжение ПЧ
поступает на УПЧ, а затем на высокочастотный кварцевый ФОС, после
которого включен еще один УПЧ (см. рис. 4.8). Затем усиленный сигнал подается на
второй кольцевой диодный смеситель, куда поданы колебания от ГПД. Второй
смеситель аналогичен первому. С выхода второго смесителя сигнал на рабочей
частоте усиливается резонансным усилителем. Можно также применять набор ПФ
на любительские диапазоны и широкополосный усилитель.
При приеме сигнал из антенны поступает на вход УРЧ, а затем на первый
смеситель, куда подается также напряжение ГПД. Тракт ПЧ работает таким же
образом, как и при передаче, за исключением возможности регулировки
усиления. С НЧ выхода второго смесителя напряжение подается иа УНЧ. ГПД, как
и в предыдущей схеме, на различных диапазонах можно использовать
совместно с кварцевым генератором «подставки».
166
Структурная схема трансивера с двунаправленными усилителями (ЦУ)
показана на рис. 4.10, а схема ДУ — г,а рис. 4.П. Схема содержит два полевых
двухзатворпых транзистора КП306В. На один затвор подается усиливаемый
сигнал, а другой используется для отпирания и запирания транзистора. Когда
переключатель S1 находится в верхнем положении, транзистор VT1 открыт,
a VT2 — заперт, и сигнал проходит слева направо по схеме. Когда же
переключатель S1 находится в нижнем положении, сигнал проходит справа налево.
Благодаря тому что катушка имеет отвод от середины, проходная емкость
запертого транзистора оказывает нейтрализующее действие на открытый
транзистор. ДУ можно выполнить и на бииоля-рпых транзисторах [51. Применяя тран-
ПашЪ
Т}—<да
,Г<
/,
ДУ
%
—
Кбарцебый
%
йУ
%
/и
Г1„
и
%
s
У
УМ/
■—чда
Рис. 4.10. Структурная схема трансивера с ДУ
зисторы различной структуры (например, ГТ311 и ГТ313), уожно упростить
переключение, соединив гальванически (через резисторы подачи смещения)
базы транзисторов. Тогда при подаче положительного напряжения в точку
питания цепей баз откроется один транзистор, а при подаче отрицательного
напряжения — другой.
Трансивер с ДУ работает следующим образом. При передаче напряжение
с микрофона усиливается в УНЧ и подается на балансный смеситель. Он
выполнен по кольцевой схеме на полупроводниковых диодах. Такой смеситель также
работает как двунаправленный. На
смеситель подается напряжение от
опорного кварцевого генератора П. Сигнал
после балансного смесителя
усиливается, фильтруется, еще раз усиливается
и подается на второй смеситель, на
который подано также напряжение от Г2.
После второго смесителя полосовым
фильтром выделяются колебания
частоты любительских диапазонов,
усиливаются и подаются в антенну. При
приеме изменяется направление
прохождения сигнала в тракте трансивера. Такие
трансиверы удобно строить на один лю-
би1ельский диапазон. Они просты по
конструкции и в налаживании.
В структурной схеме (рис. 4.10) отсутствуют переключения ВЧ цепей
гетеродинов, но она усложняется из-за ДУ. Так, в схеме можно использовать
сочеташе стабильного ГПД и стабилизированного кварцем генератора в виде
частотной «подставки». Оно решает сразу две задачи: повышает стабильность
сигнала и обеспечивает одну шкалу на всех диапазонах. От КГ и смесителя
можно отказаться, если добиться достаточной стабильности ГПД на высокочастотных
диапазонах (особенно 28 МГц) и применить в качестве шкалы частотомер. Он
позволяет ввести в трансивер второй ГПД, равноправный с первым, что создает
Дополнительные удобства. С двумя ГПД можно принимать и передавать на
различных частотах одного диапазона, «запоминать» одну частоту и время от
времени переключаться на нее и т. д.
Рис. 4.1
усилителя
Схема двунаправленного
187
4. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ ОДНОПОЛОСНОИ ПЕРЕДАЧИ
ОМ сигнал является колебанием с переменной амплитудой. Его мгновенное
значение пропорционально мгновенной амплитуде модулирующего
телефонного сигнала. Средняя мощность ОМ сигнала значительно меньше максимально,
и зависит от пикфактора модулирующего сигнала. Пикфактором телефонногс
НЧ сигнала (р') называют отношение максимального (пикового) напряжена
к эффективному, усредненному за достаточно большой период времени. Такое же
определение можно применить и к ОМ сигналу. С вероятностью 0,999 можно
считать пикфактор р" телефонного НЧ сигнала равным 3,3 (т. е. 10—II дБ но мощ-
0,05
Выход
Рис. 4.12. Схема «мягкого» ограничителя (а) и форма колебаний до
(пунктирная) и после «мягкого» ограничения (б)
ности) 13]. Пикфактор ОМ сигнала р оценивают в среднем в 12 дБ или 4 раза
по напряжению (о — 4). Оценим по пикфактору среднюю мощность ОМ сигнала:
р _ ор /о2 = i/8 P
rcp '"макс"' ' гмакс,
где Рмакс — максимальное значение эффективной мощности за период ВЧ
колебания (т. е. телеграфная мощность). Благодаря высокому пикфактору мощность
передатчика используется плохо.
Для снижения пикфактора сигнал подвергают симметричному двустороннему
ограничению на звуковой или высокой (обычно на промежуточной) частотах.
Ш„ Вшод
V,
I \
/ \
/ \
А
\/
м м / \
I \ / \ I
\ I
S
Рис. 4.13. Схема «жесткого» ограничителя (а) и форма
колебаний до (пунктирная) и после «жесткого» ограничения (б)
Ограничение может быть «мягким» и «жестким». На рис. 4.12, а показана схем?
«мягкого» ограничителя. При малых входных напряжениях сопротивление
диодов велико и сигнал практически не ограничивается. Но по мере роста входного
напряжения сопротивление диодов постепенно уменьшается, ограничивая
уровень выходного сигнала. Ограничение получается «мягкое», так как
сопротивление диодов уменьшается плавно. При использовании германиевых диодов
ограничение более «мягкое», выходное напряжение 0,5—0,7 В; при кремниевых
диодах ограничение менее «мягкое» и выходное напряжение 1,2—1,6 В.
В схеме «жесткого» ограничителя (рис. 4.13, а) диоды открыты напряжением,
снимаемым с резистора R. Как только входное напряжение превысит уровень
отпирающего напряжения, один из диодов (в зависимости от полярности входного
напряжения) запирается, и дальнейший рост выходного напряжения
прекращается, При «жестком» ограничении лучше «держится» порог выходного
напряжения, но уровень высших гармоник выше, чем при «мягком».
188
Величиной ограничения считают отношение максимальной амплитуды
входного сигнала к уровню ограниченного сигнала. При глубоком ограничении
00—40 дБ) НЧ сигнал сложной формы превращается в последовательность
прямоугольных импульсов, частота следования которых определяется
мгновенной частотой исходного НЧ напряжения, а пикфактор стремится к !.
Глубокое ограничение ОМ сигнала также превращает его в
последовательность прямоугольных импульсов, частота которых меняется мало (например, от
500,3 до 503 кГц). Но затем высшие гармоники этой частоты отфильтровываются,
и после фильтра остается практически синусоидальное напряжение. Таким
образом, подавляется амплитудная составляющая ОМ сигнала и остается лишь
частотная. Пикфактор ОМ сигнала при сильном ограничении стремится К пикфактору
синусоиды (3 дБ), а мощность ОМ сигнала приближается к мощности
телеграфного сигнала. Однако спектр ограниченного ОМ сигнала расширяется в два,
а если применяется подъем высших звуковых частот в микрофонном
усилителе — в три раза. Естественно, с таким сигналом нельзя работать в эфире ввиду
сильных помех другим радиостанциям. Следовательно, после ограничения ОМ
сигнала его необходимо вновь пропустить через такой же фильтр, какой
применялся для формирования ОМ сигнала. За счет удаления части составляющих
спектра пикфактор несколько возрастает, а выигрыш в мощности соответственно
уменьшается. Применять ограничение более 20—25 дБ нецелесообразно, так
как дальнейшее ограничение не дает эффекта. Следует учитывать, что
ограничение ОМ сигнала соответственно поднимает уровень несущей и фона.
Выигрыш в мощности невозможно подсчитать точно, так как он зависит от
свойств модулирующего речевого НЧ сигнала, который является случайной
функцией времени. Можно считать, что ограничение ОМ сигнала позволяет
увеличить его среднюю мощность в 4—6 раз (на 6—8 дБ). При этом усилитель
и питающее устройство должны иметь соответствующий запас мощности.
Вместо ограничения ОМ сигнала с несколько меньшим эффектом можно
применить ограничение дв^ хполосного сигнала (после БМ, перед ФОС). При
этом отпадает необходимость во втором фильтре. В ОМ передатчике вместо
ограничения ОМ сигнала с успехом можно использовать ограничение модулирующего
НЧ сигнала (при «мягком» ограничении можно получить лучшие результаты,
при «жестком» возможны выбросы амплитуды ОМ сигнала, соответствующие
переднему и заднему фронтам прямоугольных модулирующих импульсов^. Этот
способ повышения эффективности всего на 1 — 2 дБ уступает способу ограничения
ОМ сигнала, но технически значительно проще. При фильтровом методе НЧ
сигнал после ограничения не фильтруется, так как имеется фильгр,
формирующий ОМ сигнал.
В речевом НЧ спектре амплитуда составляющих падает с увеличением
частоты. Если предусмотреть подъем частотной характеристики микрофонного УНЧ
примерно в 6 дБ на октаву, спектр речи станет равномерным. При этом
улучшается разборчивость сигнала, но одновременно возрастает пикфактор. Подав
такой сигнал на вход ОМ передатчика, не получим прироста мощности (даже
наоборот), но разборчивость ОМ сигнала, особенно в условиях помех, возрастет,
что также можно характеризовать как повышение эффективности. Если же
применить неглубокое (до 12 дБ) ограничение, то эффективность будет еще выше.
5, НАЛАЖИВАНИЕ ОДНОПОЛОСНОЙ АППАРАТУРЫ
Налаживание является ответственным этапом в любительских условиях.
От тщательности налаживания зависит качество работы устройства,
стабильность всех его параметров в процессе работы. Недостаточно хорошо налаженный
передатчик или трансивер не только не позволит его владельцу добиться
успехов при работе в эфире, но и будет создавать помехи другим радиостанциям.
Поэтому налаживанию передающих устройств необходимо уделять особое
внимание. Налаживание однополосных возбудителей начинают с налаживания УНЧ.
Методы налаживания УНЧ аналогичны налаживанию УНЧ приемников. При
настройке проверяют и устраняют фон переменного тока, заметные на слух
нелинейные искажения, контролируют уровень сигнала на выходе во
избежание перегрузки БМ, корректируют частотную характеристику для улучшения
разборчивости речи.
189
Налаживание БМ сводшся к балансировке плеч для получения
максимального подавления несущей. Иногда этого бывает недостаточно из-за
неидентичности характеристик преобразовательных элементов или неудачного монтажа
В этом случае приходится подбирать смесительные элементы и применять
дополнительные элементы балансировки ^обычно подстроечные конденсатору,
включаемые между общим проводом и одним плечом БМ). Допустимый уровегь
нелинейных искажений при модуляции в БМ получается при условии, если
уровень несущей в несколько раз превышает уровень модулирующего сигнала.
Поэтому необходимо проверить уровни сигналов, подаваемых на БМ.
В фильтровых схемах наибольшее внимание уделяют настройке фильтра
(в случае самодельных фильтров) и установке частоты генератора несущей.
Регулировка фильтров невозможна без снятия их частотных характеристик.
Лучше всего это делать с помощью специальных измерителей частотных
характеристик, например, XI-27, XI-38. Можно снять частотную характеристику по
точкам с помощью ГСС и высокочастотного милливольтметра или осциллограф?.
Иногда радиолюбители механически связывают потенциометр смещения луча
о:циллографа по оси «х» с верньером установки частоты ГСС и просматривают
Ч 6 I
Ряс. 4.14. Форма сигналов на выходе возбудителя:
а—присутствует только одна боковая частота; б—при
недостаточном подавлении ненужной боковой частоты; е — при
недостаточном подавлении боковой частоты н несущей
частотную характеристику на осциллографе, вручную изменяя частоту
генератора в небольших пределах. При настройке фильтров необходимо знать и
учитывать влияние тех илн иных элементов фильтра на его частотную
характеристику. В противном случае, поскольку фильтр является многозвенной
взаимозависимой системой, настройка займет много времени и не даст требуемых
результатов. В зависимости от расположения подавленной несущей по отношению к
полосе пропускания фильтра изменяется частотная характеристика ОМ сигнала,
его разборчивость и удобство настройки на него в эфире. Обычно при
коэффициенте прямоугольности фильтра не хуже 2,5 несущая частота устанавливается в
точке — 15...20 дБ на склоне частотной характеристики фильтра.
Настройка усилителей ПЧ и ВЧ, следующих за фильтром, ничем не
отличается от налаживания таких усилителей в приемниках. Аналогичны и
требования к смесителям однополосных возбудителей. Для уменьшения уровня kov6j-
национных помех преобразование сигналов желательно вести на минимальных
уровнях, при этом уровень колебаний гетеродина должен быть в несколько ргз
выше уровня ОМ сигнала.
При налаживании фазовых возбудителей основное внимание следует
уделить проверке фазочастотной и амплитудно-частотной характеристикам
фазовращателей. Для этого выходы фазовращателя подключают ко входам «г» и «;у>
осциллографа. На вход фазовращателя подключают генератор сигналов рабочих
частот фазовращателя. При сдвиге фаз 90° и равенстве выходных напряжение
на экране осциллографа будет неискаженная окружность при перестройке
частоты в пределах рабочих частот фазовращателя. Появление эллиптичности
свидетельствует о плохой работе фазовращателя: вытягивание эллипса по
вертикальной или горизонтальной оси свидетельствует о неидентичностн
амплитудных характеристик фазовращателя, наклон эллипса — об отклонении фазовых
характеристик. И то и другое снижают подавление боковой полосы в
возбудителе. На осциллографе можно заметить отклонение фазы на 2—3°. Более
точные измерения проводят с помощью фазометров.
Уровень подавления несущей и боковой полос на выходе возбудителя
контролируют с помощью ВЧ осциллографа. Для этого на микрофонный вход
возбудителя подают сигнал от ЗГ с номинальным уровнем. Если подавление несущей
190
и боковой полос более 50 дБ, на экране осциллографа будет горизонтальная
полоса, отображающая сигнал одной боковой частоты (рис. 4.14, а). В случае
недостаточного подавления боковой частоты изображение на экране
осциллографа будет промодулировано синусоидальным колебанием, имеющим частоту,
равную удвоенному значению модулирующей частоты (рис. 4.14, б). При
недостаточном подавлении несущей частота огибающей сигнала на экране
осциллографа равна модулирующей частоте. При недостаточном подавлении боковой
и несущей сигнал на экране осциллографа имеет вид, показанный на рис. 4.14,е.
По отношению глубины модуляции сигнала Ъ к среднему уровню сигнала
а определяют подавления боковой или
несущей:
Стабильность частоты однополосных
передатчиков и приемников зависит от
стабильности частоты всех гетеродинов.
Поскольку кварцевые гетеродины имеют
высокую стабильность, основное внимание
следует уделить стабилизации частоты
гетеродинов плавного диапазона. При
настройке измеряют уход частоты и
принимают меры для уменьшения
нестабильности. В конце налаживания производят
градуировку шкалы устройства.
Практическая схема KB трансивера.
Примером современной конструкции портативного трансивера с одним
преобразованием частоты является трансивер «Малыш», разработанный А.
Беспальчиком (UA4RO). В трансивере использован самодельный 8-кристалльный
кварцевый фильтр на частоту 9 МГц. Трансивер имеет следующие параметры:
Отношение Ь/а
1:10
1
1
1
1
1
15
20
30
50
100
Подавление боковой
или несущей, дБ
20
24
26
30
34
40
Рис. 4.15. Струк
турная схема
трансивера
Кттет
чудсгаитальность при приеме не менее 0,5 мкВ;
выходная мощность при передаче в ТЛГ режиме 30 Вт;
стабильность частоты не хуже 106 за 10 мин после 30-минутного прогрева;
избирательность по соседнеиу каналу определяется характеристиками
кварцевого фильтра; в оригинальной конструкции фильтр имеет полосу 2,5 кГц
по уровню — 6 дБ при коэффициенте прямоугольное!и около 1,8;
подавление зеркального канала более 80 дБ;
подавление сигнала промежуточной частоты со входа трансивера более
75 дБ.
Структурная схема трансизера показгна на рис. 4.15. В режиме передачи
сигнал от микрофона усиливается двумя каскадами УНЧ1 и УНЧ2 и подается
на первый двойной балансный смеситель См1, куда также поступают колебания
гетеродина несущей ГН через переключатель гетеродинов ПГ. С выхода См!
ДвухполосныА сигнал ПЧ подается на первый усилитель УПЧ!, кварцевый
фильтр КФ, выделяющий одну боковую полосу, и затем дополнительно
усиливается в УПЧ2. С выхода УПЧ2 однополосный сигнал поступает на двойной
балансный смеситель См2, куда через ПГ также подаются колебания гетеродина
191
плавного диапазона ГПД. На выходе См2 результирующий сигнал, лежащий
в том или ином любительском диапазоне, фильтруется полосовым фильтром ПФ
и усиливается трехкаскадным широкополосным усилителем мощности У1—УЗ.
Далее ч«рез ФНЧ, служащий для уменьшения уровня гармоник и согласования со-
Рис. 4.16. Конструктивное размещение:
а — органов улравлег-ря на передней панели трансивера, б — узлов трансивера на
шасси (вид сверху)
противлении, сигнал подается в антенну. Управление передачей осуществляется
вручную с помощью педали или с помощью устройства голосового управления ГУ.
В схеме предусмотрена защита выходных каскадов от нарушения рекима работы
из-за высокого коэффициента стоячей волны в фидере антенны. Для этого
имеется схема измерения стоячей волны КСВ, по сигналу с которой запирается
каскад УI,
192
В режиме приема сигналы из антенны через ПФ поступают на См1, куда
а данном случае поступают колебания ГПД за счет коммутации в ПГ. Сигнал
ПЧ усиливается УПЧ1, фильтруется в КФ, дополнительно усиливается в УПЧ2
и поступает на См2, работающий в режиме смесительного балансного детектора.
Для этого на См2 подаются колебания от ГН. Низкочастотный сигнал с выхода
См2 усиливается двумя каскадами У НИЗ и УНЧ4 и поступает на головные
телефоны или громкоговоритель.
+Ш.
гтт
21 d,S 7 2$
К переключателю диапазонов
Рис, 4.17. Схема ГПД
частотой ГПД
*12В
Система АРУ, состоящая из детектора ДАРУ и усилителя УЛРУ,
обеспечивает регулировку усиления УПЧ в зависимости от уровня принимаемого
сигнала. Сигнал в цепи АРУ используется для измерения уровня принимаемых
сигналов с помощью S-метра. Переключатель гетеродинов ПГ выполнен на герко-
новых реле типа РЭС-55. Конструкция трансивера блочная. Каскады и узлы
трансивера выполнены на печатных платах из стеклотекстолита методом
печатного монтажа.
ГПД в зависимости от диапазона работает
на различных частотах и его стабильность
определяет общую стабильность трансивера
(рис. 4.17). Он собран на полевых
транзисторах (VT1 и VT2) с двумя буферными
каскадами (VT3 и VT4) и эмиттерным
повторителем (VT5). При налаживании его тщательно
термокомпенсируют с помощью конденсаторов
с различным ТКЕ по минимальному выбегу
частоты. Управление частотой в пределах
диапазона осуществляется с помощью вари-
капной сборки VD2, напряжение управления
на которую подается от одного или другого
многооборотных потенциометров R17, R18 типа ППМЛ-М 20 кОм; питаемых
от стабилизатора напряжения +9,5 В (рис. 4.18). Использование двух
органов управления частотой, выбираемых с помощью переключателя S1, позволяет
осуществлять работу на различных частотах (см. рис. 4.28, б). Частоты
приема и передачи отсчитывают по цифровой шкале (ЦШ).
Катушка L1 намотана на кольцевом каркасе из фторопласта размерами
к 20 X 11 X 10 мм проводом ПЭВ-2 0,41, число витков 41+5+4 + 6,
считая от заземленного конца. Она соединяется с переключателем диапазонов
жесткими спиральными проводниками, представляющими собой небольшие
дополнительные индуктивности. Регулируя их длину путем растяжения или сжатия,
производят «укладку» диапазонов. Контакт переключателя, соответствугси ий
Рис. 4.18 Схема стабилизатора
напряжения + 9,5 В
193
диапазону 21 МГц, соединяется с контактом диапазона 3,5 МГц спиральным
проводником, чтобы понизить частоту ГПД в диапазоне 21 МГц до требуемого
значения. Ползунок переключателя соединяется с заземленным концом катушки
толстым коротким проводником.
Катушка L2 выполнена на ферритовом кольце 50ВЧ типоразмера к 7 X
X 4 X 2" мм и содержит 26 витков провода ПЭВ-2 0,15.
Микрофонный усилитель и схема ГУ (рис. 4.19) собраны иа одной плате по
схемам, не требующим особых пояснений. На выходе триггера Шмитта (VT1,
VT2) включено реле, подающее напряжение +12 В на каскады, работающие при
передаче (+12 Г) или при приеме (+12 R).
Микрарон
Рис. 4.19. Схема микрофонного усилителя (УНЧ1, УНЧ2) и голосового
управления (ГУ)
Первый смеситель (рис. 4.20) собран на диодах VD1—VD4 по кольцевой
схеме. При использовании диодов Шоттки чувствительность транснвера
увеличивается в 2—3 раза, что существенно для высокочастотных диапазонов. Сигнал
со смесителя через согласующий контур подается иа УПЧ1 (транзистор VT1),
охзаченный цепью АРУ (VT2), Катушки L1—L3 и L6—L8 намотаны
одновременно тремя проводами на кольцах 50ВЧ (7x4x2 мм) и содержат по 18 витков
провэда ПЭВ-2 0,21. Кат>шка L4 намотана на цилиндрическом каркасе 05 мм
и содержит 25 витков провода ПЭВ-2 0,15 (сердечник с резьбой М4). С выхода
усилителя сигнал поступает на кварцевый фильтр, выполненный в виде
отдельного узла.
С фильтра сигнал подается на УПЧ2 (VT1, VT2 рис. 4.21) и далее на Cv,2,
собранный по схеме, аналогичной См1. Катушка L6 намотана проводом ПЭВ-2
0,15 на каркасе 05 мм и имеет 25 витков (сердечник с резьбой М4). Катушка
L5 намотана проводом ПЭЛШО 0,15 поверх катушки L6 у «-холодного» конца
и содержит 6 витков. С помощью транзистора VT4 осуществляется
телеграфная манипуляция. Посредством реле К в ТЛГ режиме включается узкополсс-
ный НЧ фильтр на транзисторах VT5 и VT6, которые в режиме ОМ образуют
предварительный УНЧЗ приемника.
m
УНЧ4 (рис. 4.22) представляет собой трехкаскадный усилитель (VT1—
VT6), который размещен на одной плате со схемами детектора и усилителя
автоматической регулировки усиления (ДАРУ иУАРУ). Система АРУ сбеспечивгет
регулировку усиления тракта трансивера как при пргеме (собственно АРУ),
так и при передаче (ALC). Сигнал ALC снимается с детектора КСВ-кетра.
Ж—Д-OJ 50тГн
От микрофонного усилителя
бхоЭ ВЧ сигнала
i-zc
Рис. 4.20. Схема См1 и УПЧ1
Широкополосный усилитель мощности передатчика (У1—УЗ) (рис. 4.23)
обеспечивает выходную мощность передатчика 25—30 Вт (рис. 4.22). Схема
на транзисторе VT2 стабилизирует напряжение смешения выходных
транзисторов. Схема защиты транзисторов от перенапряжении при высоком значении КСВ
Рис. 4.21. Схема УПЧ2, См2 и УНЧЗ
сыполнена на транзисторе VT1. Диоды VD1 и VD2 любые кремниевые,
обеспечивающие тепловой контакт с радиатором усилителя мощности, на котором с ни
устанавливаются или наклеиваются. Катушка L1 выполнена на каркасе 0 8 ми
и содержит 12 витков провода ПЭВ-2 0,51 мы. Дроссель L2 выполнен из куска
изолированного провода сечением 0,75 мм2, на который надето 6 колец марки
1000НН типоразмера к 3 X 2 X 1 мм.
1рансформатор Т1 выполнен на кольце ЕОВЧ типоразмера к 12 X 6 X
X 4,5 мм. Обметка 1 содержит 9 витков, обмотка 11 — 2,5 -f- 2,5 внтка того же
195
провода. Сердечник трансформатора Т2 состоит из 12 колец марки 150 ВЧ
типоразмера к 10 X 6 X 5 мм, сложенных в две рядом расположенных трубки по
6 колец. Обмотка / содержит 1 + 1 виток провода 0 1 мм в изоляционной
трубке, обмотка // — 6 витков провода 0 0,75 мм.
К ротору потенциометра
усиление ПЧ'"
,КДЯЯ
HT8I5
-+$-
+W
КД521
68,0
+I2CW
ВыходПЧ
К потенциометру
усиление НЧ"
+9JB
i>| У№^ш_
*/2Я
Ik- , _
1 Х^
Рис. 4.22. Схема УНЧ4 и системы АРУ
BxodALC
КД511
ВыходАРУ
Общий
г
I.-1 К ротору потенциометра
КД521 .^шкние 34"
Д^0,15_20тГя
yv>r*—
*12Т
ККСВ-т/щ/
_г~еттт
270J\if70 LI
VSIV
УВ2 Д-ЦЗ ЗюгГн..
LZ tJSB
гооА°-й+5т
Общий
20икГн VJ2
Рис. 4 23. Схема усилителен мощности передатчика трансивера (У1 —
УЗ)
Генератор несущей и переключатель гетеродинов также объединены на
одной плате (рис. 4.24). Для изменения боковой полосы применяют два генератора
несущей на транзисторах VT1 и VT2 с разными кварцевыми резонаторами. При
работе телеграфом частота кварцевого резонатора повышается приблизительно
на 800 Гц за счет изменения емкости, включенной последовательно с резонатором
с помощью диодов VD1 и VD2. Катушка L1 выполнена на кольце типа 50ВЧ
типоразмера к 7 X 4 X 2 мм и содержит 12 витков провода ПЭВ-2 0,21 мм. Пере-
196
ключсние гетеродинов при переходе с приема на передачу и Наоборот
осуществляется герконовычи реле К1 и К2 типа РЭС55А.
Диапазонные фильтры (рис. 4.25) собраны по схеме с внешнеемкостной связью
на трех колебательных контурах с фиксированными значениями индуктивности.
Рис. 4.24. Схема генератора несущей (ГН) и переключателя
гетеродинов (ПГ)
Рис. 4.25. Схема
полосового (диапазонного)
фильтра (Ф)
1,7шГн
К7мкГн
Изменение частоты н связи между контурами фильтра осуществляется
переключением конденсаторов.
Катушки LJ—L5 выполнены на кольцах 50ВЧ типоразмера к 7 X 4 X 2 мм.
Катушки L1 и L5 состоят из одного витка провода ПЭЛШО 0,35 мм, катушки
L2—I.4 содержат по 15 витков провода ПЭВ-2 0,21 мм.
Фильтры нижних частот (ФНЧ) и КСВ-метр (рис. 4.26) особых пояснений
не требуют. Напряжение {/защ подается в усилитель У! для запирания каскада
в случае недопустимо большого КСВ. Напряжение, снимаемое с КСВ-метра,
197
о
ч
О
см
а.
* ^1
н
'-^И-чЗи !~
регулирует усиление тракта УПЧ для предотвращения искажений на пиках
огибающей.
Блок, питания (рис. 4.27) выполнен в виде отдельной конструкции вместе
с громкоговорителем. Конструктивно трансивер выполнен в металлическом ящике
размерами 240 X 240 X 110 мм. В траксивере предусмотрен разъем для
включения платы автоматического телеграфного ключа. Схемы коммутации и
управления показаны на рис. 4.28.
^№ !к IK f
\—Г 2О0ш/
-+9,5В
Напряжение АРУ
Н1.2 КСТ
I Кш
К змиггеру К790ЧВ
К УЗ
а
+ 12 В
100
И7\
20к
ьч
Kit
п
w0k Ж
■+9.5В
НС 182 Ь
\\590k
390к
ММ
I.W
81111
-+-
S1.2
Управление ГПД
Ю0в,0*12В si
ЫЬ-i-co-
Ш ф ф ф шш ^-г=>
"^" ^" , ;^^ К измерителю л
— +15В
100
/(измерителю люка УЗ
Усиление ВЧ
т22кЮ£
Рис. 4 28. Схема коммутации:
а — индикатора выходной ммд«
кости и S-метра; б —
управления частотой ГПД; в—реле
прием — передача»; г — включения
регулятора усиления ПЧ при
приеме
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Бунирдович С. Г., Яйленко Л. П. Техника любительской одпополоснои
радиосвязи.— М.:: Изд-во ЦК ДОСААФ, 1970.—312 с.
2. Буряк В. Г. Регулировка высокочастотных каскадов однополосных
передатчиков.— М.: Связь, 1969.— 37 с.
3. Верзунов М. В. Однополосная модуляция в радиосвязи.— М.: Воениз-
дат, 1972.—296 с.
4. Верзунов М. В., Лобанов И. В., Семенов А. М. Однополосная
модуляция.—М.: Госрадиоиздат, 1962,—299 с.
5. Медивец Ю. Усилительный каскад трансивера.— Радио, 1976, № 12,
с 19—20.
Глава 5
ИСТОЧНИКИ СЕТЕВОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
1. СХЕМЫ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Аппаратура любительской радиосвязи чаще всего питается от сети
переменного тока 220 В 50 Гц через трансформаторы и выпрямители. Рассмотрим
только выпрямители для питания усилителей мощности в режиме ТЛГ и ОМ.
Однополупериодная схема (рис. 5.1, а) применяется только в маломощных
выпрямителях при работе на фильтр, начинающийся с емкости. Частота
пульсаций выходного напряжения равна частоте питающей сети. Обратное
напряжение на диоде равно сумме выпрямленного напряжения и амплитудного
напряжения вторичной обмотки. Схема характеризуется плохим использованием
силового трансформатора вследствие подмагничивания сердечника постоянно;1
Рис. 5.1. Основные схемы выпрямителей:
а— однополупериодная; б — двухполупериодиая со средней точкой, в — моего»
вая; г — вариант мостовой схемы; <?— параллельная схема удвоения; е —
схема со стабилизацией напряжения при переменной нагрузке
составляющей выпрямленного тока и импульсного характера потребления тока
от трансформатора. Для сглаживания пульсаций требуется фильтр больших
размеров и большой массы.
Двухполупериодиая схема с выводом средней точки вторичной обмотки
(рнс. 5.1, б) имеет основную частоту пульсаций на выходе вдвое выше частоты
сети, что позволяет уменьшить размеры и массу сглаживающего фильтра.
Такой выпрямитель может работать на фильтр, начинающийся как с емкости, тал
и с индуктивности. Обратное напряжение на диоде такое же, как в однополупе-
рнодной схеме. Мощность трансформатора также используется плохо,
поскольку в течение каждого полупериода работает только половина вторичной обмотки.
^га схема неудобна для высоковольтных выпрямителей, так как число витков
вторичной обмотки по сравнению с однополупериодной и мостовой схемами
должно быть удвоено. В настоящее время она применяется в низковольтных
выпрямителях, поскольку в ней можно вдвое уменьшить количество диодов по сравнению
с мостовой, что способствует снижению внутреннего сопротивления
выпрямителя.
Мостовая схема (рис. 5.1, в) применяется наиболее часто. Частота пульсаций
в ией вдвое выше частоты сети. Обратное напряжение на каждом диоде вдвое
меньше, чем в приведенных выше схемах. Фильтр может начинаться как с
индуктивности, так и с емкости. Мощность трансформатора используется лучше, так
как ток во вторичной обмотке протекает в течение обоих полупериодов. Если
сделать вывод от середины вторичной обмотки, получится видоизмененная мостовая
схема, позволяющая получить на выходе два значения Еыпрямлеиного
напряжения: полное и половинное (рис. 5.1, г).
200
Параллельная "_схема удвоения (рис.5.1, д),называемая также схемой Лату-
ра, позволяет получить на выходе примерно^вдвое большее напряжение, чем
мостовая, при равном напряжении вторичной обмотки. Схема удвоения может
работать только на емкость; частота пульсаций вдвое выше частоты сети. По
степени использования мощности силового трансформатора эта схема не уступает
мостовой, работающей на емкость. Для получения хорошего сглаживания
пульсаций требуются сравнительно большие емкости конденсаторов С1 и С2. Схемы
мощных выпрямителей (100 Вт и более), работающих на большую емкость
(десятки или сотни микрофарад), обязательно должны содержать резистор Rorp,
ограничивающий при включении выпрямителя в сеть бросок зарядного тока,
который может вывести из строя диоды. После заряда конденсаторов резистор
закорачивают. На практике удобнее ограничительный резистор (10—30 Ом)
перенести в цепь первичной обмотки. При этом для включения в сеть
используется тумблер на три положения: «1» — выключено, «2» — включено через
резистор, «'5» — резистор закорочен. Положение «2» можно использовать для
облегчения режима лампы усилителя мощности передатчика во время
предварительной настройки анодного контура.
Режим работы трансформатора и диодоз выпрямителя существенно зависит
от схемы фильтра. Фильтр, начинающийся с емкости (или состоящий только нз
емкости), предъявляет повышенные требования к мощности трансформатора и
особенно к диодам, поскольку ток через них носит импульсный характер: ои
протекает только в сравнительно короткие периоды, когда напряжение вторичной
обмотки превышает напряжение на конденсаторе. В это время ток ограничен
только сопротивлением трансформатора и диодоз. Период протекания тока
значительно короче полупериода напряжения сети, и соответственно ток через
диод в импульсе в несколько раз больше среднего значения. Импульсный характер
отбираемого от трансформатора тока приводит к снижению отдаваемой им без
перегрева мощности. Выходное напряжение выпрямителя, работающего на
емкость, заметно зависит от тока нагрузки.
При работе выпрямителя на фильтр, начинающийся с индуктивности
достаточно большой величины (рис. 5.1, б), ток через вторичную обмотку и диоды
имеет постоянную величину в течение всего полупериода, чго благоприятно
сказывается на тепловом режиме трансформатора и диодов. Постоянная
составляющая выпрямленного напряжения выделяется на сопротивлении нагрузки, а
переменная — на дросселе. Выходное напряжение такого выпрямителя меньше
зависит от изменения нагрузки. При работе выпрямителя на емкость достигается
хорошее сглажизаняе выпрямленного напряжения при малых размерах и
массе фильтра, хотя КПД при этом получается более низким, а внутреннее
сопротивление более высоким, чем при работе на фильтр с индуктивностью на входе.
Поэтому з радиолюбительской практике часто применяют выпрямители,
работающие на емкость, за исключением случаев большого тока нагрузки (более
нескольких ампер) или резко изменяющейся нагрузки.
Пульсации выпрямленного напряжения. Степень сглаживания
выпрямленного напряжения характеризуется коэффициентом пульсации ап = Un/E„,
где Un—амплитуда напряжения основной частоты пульсации; Е0 —
выпрямленное напряжение. При двухполупериодном выпрямлении без сглаживания
ап = 0,67. Различные виды нагрузок выпрямителя допускают разную величину
пульсации. Рекомендуемые максимальные значения ап' для усилителей мощности
телеграфных передатчиков 0,05; для усилителей мощности однополосных
передатчиков 0,03; для промежуточных каскадов передатчиков 0,01; для каскадов
ВЧ и ПЧ радиоприемников 0,001; для микрофонных усилителей, первых
каскадов УНЧ приемников, цепей смещения 0,0001.
Реле и электродвигатели могут питаться выпрямленным током без
фильтрации, так как их собственная индуктивность обеспечивает фильтрацию тока.
2. ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
В качестве выпрямительных элементов используют в основном кремниевые
Диоды, столбы и блоки диодов. Применение германиевых диодов нежелательно
из-за низкой термостойкости, их применяют только для выпрямления малых
напряжении.
Основные параметры диодов, необходимые для расчета выпрямителей
Максимальный допустимый среСний выпрямленный ток /ВП ср макс.
Максимальное допусти мое обратное напряжение У0бр.д.макс-
Максимальный допустимый амплитудный ток через диод 1' .,,„.. Этот
параметр необходим для расчета выпрямителей, работающих на емкость. Часто
вместо / в справочниках указывается другая величина: допустимый
эффективный ток через диод iА.3^, или указывается, что работа на емкость разрешается
при определенном ограничении среднего значения выпрямленного тока.
Прямое падение напряжения на диоде Л-Ед, измеренное на постоянном токе
(оно мало зависит от протекающего тока и для большинства кремниевых диодов
составляет 1 В, для германиевых — 0,4—0,5 В).
Внутоеннее соппотивлениг диэдс: Г(. При расчете выпрямителя,
работающего на индуктивность (когда обеспечивается постоянство тока через диод в
течение полупериода), г.- = Д£д//0, где /0 — выпрямленный ток. При работе
выпрямителя на емкость г{ — А£д/3/0.
Номенклатура выпускаемых промышленностью выпрямительных диодов
достаточно широка как по выпрямленному току, так и по допустимому
обратному напряжению, поэтому почти всегда можно подобрать диоды с параметрами,
необходимыми для питания радиолюбительской связной аппаратуры, и
избежать соединения в группы. Только в высоковольтных выпрямителях для
ламповых усилителей мощности используют последова!ельное соединение нескольких
одинаковых диодов. В этом случае для равномерного распределения обратного
напряжения необходимо каждый диод шунтировать резистором из расчета
50—100 кОм на каждые 100 В обратного напряжения, действующего на диод
в схеме.
Следует отметить, что в сети иногда бывают мгновенные перенапряжения
вследствие нестационарных процессов и ударов молний, длящиеся сотые и
тысячные доли секунды. Но этого достаточно для пробоя диодов, так как
перенапряжения иногда достигают двойного (и более) напряжения сети. Диоды в этом
случае могут быть пробиты, оставаясь холодными: происходит не тепловой,
а электрический пробой. Чтобы увеличить надежность полупроводниковых
выпрямителей, полезно диоды шунтировать одинаковыми конденсаторами
емкостью от 1000 до 5000 пФ на рабочее напряжение не меньше обратного
напряжения диода. Эти конденсаторы будут «поглощать^ и равномерно распределять
мгновенные пики перенапряжения сети.
3. ТРАНСФОРМАТОРЫ
Радиолюбители не часто имеют возможность применить готовые
трансформаторы, поэтому их рассчитывают и наматывают самостоятельно. Правильно
рассчитанный и изготовленный трансформатор обеспечивает надежную и
долговечную работу питающего устройства. Радиолюбители применяют
трансформаторы как с магниголроводами (сердечниками) из штампованных Ш-образных и
П-образных пластин, так и с витыми ленточными сердечниками типов ШЛ и ПЛ
(рис. 5.2).
Важнейшая характеристика трансформатора — габаритная (типовая)
мощность Ргяб. Эту мощность трансформатор может отдать в активную линейную
нагрузку. При частоте сети 50 Гц и превышении температуры трансформатора
над окружающим воздухом в 50 °С
Ргяб= l,\]QcQ0BMJ КПД КМКСТ, где Qc —площадь сечения стержня
сердечника, на котором расположена обмотка, см2 (а х с на рис. 5.2); Q0 — площадь
окна сердечника, см2 (6 X А на рис. 5.2); Вя — максимальная индукция в
сердечнике, Тл, зависящая от материала и размеров сердечника; J — плотность тока
в обмотках, А/чм2; по мере увеличения мощности трансформатора увеличиваются
размеры катушки, ухудшаются условия охлаждения, поэтому J снижается; Км —
коэффициент заполнения окна медью обмотки; чем меньше диаметр провода, тем
меньше К ; Ксг — коэффициент заполнения сечения сердечника сталью: Я"ст =
= 0CT/QC, QCT — чистое сечение стали. При толщине пластин 0,2 мм Кст = 0,85;
202
при 0,35 мм Д'ст =■ 0,9; при 0,5 мм /<"ст = 0,93
обычно толщину ленты 0,2 мм и Кст — 0,9.
Основные параметры трансформаторов мощностью 10—1000 В
дыые для расчета, приведены в табл. 9.
0,95. Витые сердечники игеют
А, необхо-
(
I
1
/~
щ
|1
U
а\ 6
Л
J
\
/
1/
/
»
чаш
ь .
/•
/
Рис. 5.2. Сердечники трансформаторов:
а — типа Ш; б — типа ШЛ; в — типа П; г — типа ПЛ
Витые ленточные сердечники (ШЛ, ПЛ)
позволяют увеличить индукцию на 10—15 % по
сравнению с сердечниками, набранными из
пластин. Величина индукции, а следовательно, и
потери в сердечнике не зависят от степени нагрузки
трансформатора. В правильно рассчитанном и на-
2 груженном трансформаторе основную долю
потерь составляют погери в меди обмоток.
Трансформаторы на сердечниках типов П и ПЛ с расположением катушек на двух
стержнях обеспечивают лучшее охлаждение обмоток. Поэтому они допускают
увеличение плотности тока и^имеют большую мощность по сравнению с
трансформаторами на броневых сердечниках типа Ш и ШЛ. Наименьшей массой
при одинаковой мощности обладают трансформаторы на сердечниках типа
ПЛ, затем ШЛ, П, Ш.
Таблица 9
топроводэ
Рыб. В-А
10
20
50
100
200
500
ЮОЭ
ш, г.
в„.
1.1
1.2
1.35
1.35
1.3
1,15
1.1
ШЛ, ПЛ
Тл
1.2
1,4
1.55
1,6
1.5
1.4
1,3
Ш, ШЛ
J, A
4,3
4.2
3,5
3,0
2,5
2,0
1.6
П. ПЛ
/мм2
5,4
4.8
4.1
3,6
2.9
2,3
2,0
ш, п
RTp/R
0.11
0.085
0.061
0,052 *
0,046
0.040
0.034
ШЛ,
ПЛ
0.105
0,075
0.055
0.046
0.042
0,034
0.030
КПД
0,85
0.88
0.92
0,93
0,94
0,95
0,96
^м
0,22
0,26
0,29
0,31
0.32
0,33
0,35
* Величина RTp/Ra — сопротивление трансформатора, пр.1зэдэклоэ к сот,)Отч"ЛЭчн з
нагрузки.
Габаритную мощность трансформатора можно определить по рис. 5.3,
вычислив произведение QCQ0- Кривые для сердечников типа П и ШЛ занимают
промежуточное положение между кривыми для сердечников Ш и ПЛ. По этим
Же7кривым, зная необходимую мощность трансформатора и выбрав тип
сердечника, можно определить необходимое произведение Qc00. Ширину стержня
203
сердечника находят по формуле а — 0,7 \fQcQ0 . Затем выбирают ближайшее
стандартное значение и находят площадь окна Q'0 для этого типа пластин. Тогда Q'c =
= QcQ0IQ'o' Толщина набора с = QJa. Необходимо, чтобы значение с лежало
между значениями 1,2а и 2а. Сердечник типа ШЛ или ПЛ можно выбрать также
по таблицам, где указана их габаритная мощность. Число витков на вольт а>( ' =
= C0/SMQc. Число витков обмоток и диаметр провода находят после ь^пслнеиья
расчета выпрямителя.
При конструировании выпрямителей с трансформаторами на П-образных
сердечниках следует соблюдать следующие правила, иначе резко возрастает
индуктивность рассеяния трансформатора и ухудшается работа выпрямителя.
1. Сетевую и вторичную обмотки
необходимо размещать на обоих стержнях.
2. При двухпол^периодной схеме
выпрямления со средней точкой сетевые
катушки следует включать параллельно и
рассчитывать их на полное напряжение сети
(половины вторичной обмотки в этой схеме
работают поочередно).
3. При мостовой схеме и схеме удвоения
сетевые катушки включают последовательно,
чтобы по ним протекал одинаковый ток, и рас-
счишвают их на половинное напряжение
сети. Половины вторичной обмотки также
включают последовательно.
Габаритную мощность трансформаторов,
питающих усилители мощности ТЛГ и ОМ
сигналов в режимах С и В, которые
характеризуются малым потреблением энергии в
паузах "сигнала, с точки зрения теплового режима
можно снизить на 30—40 %. Однако это
влечет за собой увеличение сопротивления
трансформатора, что приводит к возрастанию
нестабильности напряжения питания. В
высоковольтных трансформаторах толщина
материала каркаса (в миллиметрах) должна быть не менее максимального
напряжения обмотки (в киловольтах.)
ил
№00
700
500
300
гоо
ISO
100
70
so
го
20
15
п
,сн*'
/
^
1,
J
',
м
!
ю к го зо so jo m mm soo s»g*M
Рис. 5.3. Зависимость
произведения QCQ0 от габаритной
мощности трансформатора РТй6 для
с ердечников типа Ш и ПЛ
4. РАСЧЕТ ВЫПРЯМИТЕЛЯ ПРИ РАБОТЕ НА ЕМКОСТЬ
Рассчитаем выпрямитель анодного питания линейного усилителя на лампе
ГУ-ЗЗБ. Исходные данные' выпрямленное напряжение Е0-— 1400 В;
выпрямленный ток /0 = 0,2 А; ток покоя /п = 0,1 А; коэффициент пульсации оп = 0,03;
напряжение питающей сети Uc = 220 В; частота питающей сети / = 50 Гц;
температура в кожухе до +70 °С. Метод обеспечивает правильность расчета
напряжений и токов при «п<0,15.
1. Выбираем однофазную мостовую схему выпрямителя. Расчетные формулы
(как и для других схем при работе на емкость) приведены в табл, 10. Находим
постоянный ток через диод /0д, максимальный ток диода (в импульсе) /Д-макс,
Действующий (эффективный) ток через диод / и обратное напряжение Uo6p:
/0д=/„/2 = 0,2/2 = 0,1 А; /
д.мако
:3,5/0=3,5.0,2 = 0,7 А;
д-д
1,1/0= 1,1 .0,2 = 0,22 А; £/о6р = 1,4Ш0 = 1,41 • 1400 = 2000 В.
По току / д выбираем диоды типа КД209В со следующими параметрами;
: 0,3 А при температуре +85 °С (при работе на емкостную нагрузку
по.ср.макс
эффективное значение прямого тока не должно превышать 1,57/пр ср макс);
U
обр.макс "
: 800 В.
204
Таблица 10
Схема выпрямителя
Однополупериодная
Двухполупериодная со
средней точкой
Мостовая
Удвоения (Латура)
'од
/о
/о/2
Л>/2
/о
^д. маке-
~7/0
«=3,5/„
^3,5/0
«7/0
7д.д
2,2/„
1,1/.
1,1/.
2,2/0
',
2,2/.
1,1/.
1,6/,
3,2/„
^обр
2,8£0
2,8£0
1,4В.
1.4Е.
Продолжение табл. 10
Схема выпрямителя
Однополупериодная
Двухполупериодная со
средней точкой
Мостовая
Удвоения (Латура)
ргаб
2Р.
1,8р.
1.5Р.
1,5Р„
Кф
0,67Ртр+л,
1.34/?тр + л,
Ятр + *i
V4+r*
/9
2«ф/«.
V*»
V*»
4fy«.
я
200
160
120
160
2. Количество последовательно включенных диодоз в плече
^ = ^о6р/^обР.Макс=200°/800 = 3-
С учетом рабочей температуры в корпусе выпрямителя (70 °С) принимаем
N = 4.
3. Вычисляем сопротивление шунтирующих резисторов из расчета 70 кОм
ка каждые 100 В обратного напряжения
Rm = 70Uo6p/N 100 = 70 • 2000/4 • 100 = 350 кОм,
Выбираем резисторы сопротивлением 360 кОм типа МЛТ-2, как
допускающие большее приложенное напряжение. Если приложенное напряжение
невелико, можно применить шунтирующие резисторы меньшей мощности. При
расчете мощности резистора следует учесть, что ток через него протекает в течение
половины периода, когда диод не проводит тока.
4. Сопротивление нагрузки выпрямителя R0 = Е0//0 = 1400/0,2 =
= 7000 Ом.
5. Мощность, отдаваемая выпрямителем, Р0 = /0Е0 = 1400 • 0,2 =
= 280 Вт.
6. Габаритная мощность трансформатора
Ргаб = 1,5Р0 = 1,5 . 280 = 420 В • А.
7. По табл. 10 находим ближайшее табличное значение Ргаб (500 В • А).
Принимаем сердечник типа Ш и находим сопротивление трансформатора,
приведенное к сопротивлению нагрузки, Rrp/R0 = 0,04, откуда R^ = 0,04 R0 =
= 0,04 • 7000 = 280 Ом.
8. Сопротивление одного плеча моста для кремниевых диодов при работе
на емкость п = \'/3/0д = 4/3 • 0,1 = 13,3 Ом.
205
9. Находим сопротивление фазы выпрямителя для мостовой схе^ы и коэсЬ-
фиянент А —сопротивление выпрямителя, приведенное к сопротивлению t-
грудаки,
Яф = RTp + 2г{ = 280 + 2 • 13,3 = 307 Ом;
А = Rj/Ro = 307/7000 = 0,044.
10. Для определения напряжения вторичной обмотки трансформатора нес
ходиадо найти коэффициент М (рис. 5.4). Чтобы определить, качой пользоват>
кривой, следует знать фазовый угол ср тока вторичной обмотки. Поскольку тс
носит импульсный характер, а сопротивление диодов невелико, амплитуда и фг-
за импульса тока определяются как активным, так и реактивным солоотивло
нием трансформатора, приведенным к
вторичной обмотке. Реактивное
сопротивление появляется вследствие
индуктивности рассеяния трансформатора,
обьясняющейся тем, что коэффициент
Таблица 11
Напряжение,
В
До 50
100-500
800—1500
2000—3000
Мощность,
10—СО
15°
15°
—
—
100-200
15°
30°
30°
45°
в . А
С 00-1000
—
45°
45°
60°
00 00 0J
Рис. 5.4. Зависимость коэффициент
М от вечичины А при различных
значениях угла ф
связи между обмотками несколько
меньше 1. Угол ср сложным обрачом зависит
ог схемы выпрямителя, мощности и
конструкции трансформатора и
напряжения вторичной обмотки. Значения ср
приведены в табл. 11 (при двухполупериод-
ной схеме со средней точкой табличное
значение ср следует уменьшить на 15° вследствие увеличенного сопротивлени".
фазы выпрямителя).
Для данного примера ср = 45°. По соответствующей кривой рис. 5.4 при А =
= 0,044 находим М = 0,89.
П. Напряжение вторичной обмотки Uix = МЕй = 0,89 X 1400= 1250Ь
12. Напряжение холостого хода выпрямителя
ЕВх= У%]гх= 1,41 • 1250= 1750 В.
13. Эффективный ток вторичной обмотки (по табл, 10):
/2= 1,6/0 = 1,6 • 0,2 = 0,32 А.
14. Емкость на выходе выпрямителя
С = Н/Яфап = 120/(307 • 0,03) = 13 мкФ.
Можно применить бумажный конденсатор соответствующей емкости на
рабочее напряжение не менее 2 кВ, а в отсутствие его — последовательную цепоч-
ку электролитических конденсаторов.
15. Выбираем конденсаторы типа К50-7, С = 100 мкФ, £раб=450 В. Их
число NK— (\,2EQX)/Epa6, где 1,2— коэффициент ззпчеа на неравномерное pavnpe-
делениэ напряжения на конденсаторах и повышение напряжения сети, NK =
Г06
я= 1,2 • 17^0/450 = 4,7. Принимаем NK = 5. Напряжение на каждой конденсаторе
в режиме холостого хода: £кх= 1750/5 = 350 В. Емкость цепочки нз 5
конденсаторов: С = CK/NK= 100/5 = 20 мкФ > С. При использовании
электролитических конденсаторов необходим запас в 1,5—2 раза по емкости вследствие их
высыхания со временем, особенно если выпрямитель находится в одном кожухе с
усилителем мощности.
16. Для равномерного распределения напряжения следует каждый
конденсатор шунтирслать резистором RM = (4 • 10в)/Ск = 4 • 10е/100 = 40 • ЮЮм.
Мощность, рассеиваемая в резисторе Rm, Рш = Е\ jRm = 350V40 • 103 = 3,1 Вт.
Составляем каждый резистор Rjt из двух соединенных последовательно резисторов
МЛТ-2 по 20 кОм.
17. Определяем напряжение выпрямителя Е0п при токе покоя лампы
усилителя /п = 0,1 А. Снижение потребляемого тока от 0,2 до 0,1 А равносильно
увеличению сопротивления нагрузки, отчего изменяется коэффициент А. Находим
его новое значение: А' = Л/п//0 = 0,044 • 0,1/0,2= 0,022. По рис. 5.4 находим
новое значение ЛГ=0,83. Отсюда Е0п = U2X/M' = 1250/0,83= 1510 В.
Приращение анодного напряжения АЕ„ = Е0п — Еа — 1510— 1400= ПО В, т. е. менее 10 %,
что удовлетворительно. Задавшись другими значениями потребляемого тока,
можно построить нагрузочную характеристику выпрямителя (зависимость
напряжения ог отдаваемого тока).
18. Внутреннее сопротивление выпрямителя
Rc = Л£7</0 — /п) = 110/(0,2 — 0,1) = 1100 Ом,
т. е. почти в \ раза больше сопротивления фазы выпрямителя {RTp + 2^), что
является свойством выпрямителя, работающего на емкость.
19. Коэффициент трансформации n= Uix'Uu= 1250/220= 5,7.
20 Эффективный ток первичной обмотки (без учета тока холостого хода):
11= п!2= 5,7 • 0,32= 1,82 А.
21. Угочняем габаритную мощность трансформатора
ргаб = ^Vi = 220 • 1,82 = 400 В . А.
22. По рис. 5.3 для сердечника типа Ш габаритной мощностью 400 В • А
находим произведение QCQ0 — 500 см4. Ширина среднего стержня
а = 0,7 УЩГ0 = 0,7 V500 = 3,3 см.
Принимаем а = 3,2 см (пластины Ш-32). Размер окна (6 X h) составляет 3,2 X
X 8 см, т. е. Q<J = 3,2 . 8 = 25,6 см2;
Q'a = QcQ0/Qo = 500'25,6 = 19,6 см2.
Толщина набора с = Q'Ja = 19,6/3,2 = 6,2 см.
23. По табл. 9 находим индукцию в сердечнике- 5М = 1,15 Тл.
Определяем число витков на вольт. wil) = 50/вм • Qc = 50/1,15 • 19,6 =
= 2,22.
24. Число витков первичной обмотки: w\ = Uxwi1) = 220 • 2,22 = 488.
25. Число витков вторичной обмотки шг = UiXw(l)= 1250 • 2,22 = 2780.
26. Диаметр проводоз обмоток (по меди), мм,
^=1,131/7^77=1,13 j/"l,82/2,5= 1; dg= 1,131/7^77 =
= 1,131/0,32/2,5 = 0,4.
27. Дтина провода первичной обмотки
lx = wx [2 (а + с) + лЬ] . Ю-2 = 488[2(3,2 + 6,2) + 3,14 • 3,2] • 10"а =
= 140 м.
207
28. Падение напряжения в первичной обмотке
AUt = 2,25 • Ю-2 I^/dl = 2,25 • 10"2 . 1,82 • 140/12 = 6 В.
29. Точное число витков первичной обмотки
Wl = (U1 — AUJwi1) = (220 — 6) . 2,22 = 475.
30. Проверяем размещение обмоток с учетом коэффициента Кы (размеры
В см)
nod1w1+d,wt no 0,1»-475+0,04*. 2780
*м = °'8 Q- = °-8 25^ = ' '
что меньше табличного значения 0,33 для данной габаритной мощности (0,33). В
этом случае полезно на 10 % увеличить диаметр провода первичной обмотки,
поскольку она расположена внутри и хуже охлаждается.
Выпрямители для других схем при работе на емкость рассчитывают
аналогично. Интересно отметить, что выпрямитель, собранный по схеме удвоения на
то же выходное напряжение, те же ток и коэффициент пульсации, что и
рассчитанный выше мостовой выпрямитель, имеет следующие параметры: U2x = 625В;
0,65 А; /д д = 0,46 А; С1
С2 = 60 мкФ (по три последовательно
соединенных конденсатора типа К50-12, 350 В, 150 -+- 30 мкФ). Внутреннее
сопротивление выпрямителя получается примерно такое же, как в мостовой схеме,
по при значительно большей емкости фильтра.
б. РАБОТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ НА ИНДУКТИВНОСТЬ
При фильтре, начинающемся с индуктивности, применяют двухполупериод-
ную схему со средней точкой или мостовую схему выпрямителей. Режим
индуктивной нагрузки, при котором ток от выпрямителя отбирается непрерывно,
обеспечивается только в том случае, если индуктивность дросселя L больше
критической L . Если это не обеспечено, такой выпрямитель ведет себя как при
работе на емкость, причем действующая в цепи индуктивность слагается из
индуктивности рассеяния трансформатора и индуктивности дросселя. При этом
напряжение на выходе выпрямителя возрастает, а нагрузочная характеристика
выпрямителя становится круче (возрастает внутреннее сопротивление). Кри1и-
ческую индуктивность дросселя вычисляют по формуле LKp (Гн) = 2,4#0кОм, где
Ri> —сопротивление нагрузки. Если R0 изменяется, L рассчитывают для наибольшего
значения Ra.
Основные расчетные соотношения при работе выпрямителя на
индуктивность приведены в табл. 12. Напряжение вторичной обмотки и обратное
напряжение на диодах определяет через напряжение холостого хода выпрямителя
£0х=£0+Д£тр + Д£ + Д£ р, где £„— номинальное выпрямленное напряжение;
Д£тр — падение напряжения на сопротивлении трансформатора, Д£д— падение
напряжения на диодах (по 1 В на каждый кремниевый диод); Д£д„ — падение на-
др
пряжения на дросселе. Эта величина зависит от мощности выпрямителя: при Р0 =
= 30 Вт Д£др =0,14 £0; при Р0 = 100Вт Д£др ~ 0,1 £0; при Р0 = 300 Вт Д£др ~
~ 0,07 £0; при Р0 = 1000 Вт Д£др =« 0,05 £0.
Таблица 12
Схема выпрямителя
Двухполупериодная
со средней точкой
Мостовая
70д
h/2
h/2
1 д.макс
/о
h
/2
0,7/0
h
^обр
~3,14£0Х
~1>57£0х
ргаб
1,34£0х/0
1,пад>
«Ф
^р+Г,
!.5*tp + ^
Vtx
l.H*o*
\,UE0%
208
В остальном расчет токов и напряжений подобен приведенному для
выпрямителя при работе на емкость.
Емкость Г-образного LC-фильтра С = 2,5 K&/L , где /<"ф — коэффициент
фильтрации, Кф = ап_ ЕХ/оп> вых> где ап^ вх и ап_ вых — коэффициенты пульсации
на входе и выходе фильтра соответственно. При двухполупериодном
выпрямлении без фильтрации (т. е. на входе LC-фильтра) ап БХ = 0,67.
Рассчитаем Г-образный LC-фильтр для выпрямителя, отдающего ток 0,2 А
при напряжении 1500 В и пульсациях 3 %. Исходные данные: Е0 = 1500 В;
- - - = о,оз.
1. Сопротивление нагрузки R,
= Е0/10 =
;500'0,2 = 7,5 кОм.
2. Минимальная индуктивность дросселя LK = 2,4R3 = 2,4 • 7,5 = 18 Ги.
3. Коэффициент фильтрации Кф =
= ап. вх/V вых = 0,67/0,03 =22.
4. Емкость фильтра С — (2,5/Сф)//.др =
= (2,5 -22)/18 = 3 мкФ.
Конструктивный расчет дросселя
проведем на конкретном примере. Исходные
данные: I
др
18 Гн;
А.
1. Выбираем сердечник. Ориентировоч-
значение ширины стержня: а =
Л
ISO
т
so
W
■
Од
0,4
1п.
7Г
ом
м"
Рис.
ния
5.5. График для определе-
оптимального воздушного
зазора и магнитной
проницаемости сердечника дросселя
= 2,6 т/г /2 = 2,6/l8 • 0,22=2,4cм.ПFИ-
нимаем а — 2,5 см (пластины Ш-25).
Толщина набора с должна быть примерно в 1,5
раза больше ширины стержня. Принимаем
г = 4 см. У выбранного железа размеры
окна Ъ х h = 2,5 х 6,25 см, а длина
силовой линии £с = 21,4 см [3].
2. Находим вспомогательный
коэффициент М' = 1др/о l(acU) = 18 • 0,22/2,5 х
X 4 • 21,4 = 3,4 • Ю-3. По рис. 5.5
определяем длину воздушного загора в
сердечнике /го/ (в процентах от средней длины силовой линии) и магнитную
проницаемость цг сердечника с учетом воздушного зазора: lz„, =0,8; jus = 85.
3. Толщина изоляционной прокладки (с учетом того, что магнитное поле
дважды пересекает ее)
1г = 0,5- 0,01 /„„,; /,. = 0,5.0,01 • 0,8 ■ 21,4 = 0,085 см.
4. Число витков дросселя
, = ю* 1 /"-bsh- = ю* 1Д
У 1,2&цгас U У 1
18. 21,4
\,2Щхгас *" У 1,26- 85 .2,5-4
5. Диаметр провода (при плотности тока J — 3 А/мм2)
= 6000.
6.
d= 1,13 ]//„// = 1,13 1/0,2/3 =0,3 мм.
Коэффициент заполнения окна сердечника медью
6000 • 0,32
*м = 0,8
10-3^ = 8.
bh
о-
2,5 • 6,25
0,28.
Если Кы < 0,35, то сердечник и диаметр провода выбраны правильно,
в противном случае следует выбрать больший типоразмер сердечника и повто«
рить расчет.
209
6. СТАБИЛИЗАЦИЯ ПИТАНИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
При ТЛГ и ОхМ режимах потребление тока от выпрямителя быстро
изменяется от максимального значения до тока покоя или до нуля, отчего напряжение
выпрямителя повышается и приближается к напряжению холостого хода Е0х-
Чтобы не допустить значительных искажений сигналов, выходное напряжение
выпрямителя должно быть достаточно стабильным. Нестабильность напряжения
питания усилителя мощности не должна превышать 15—20 % при ТЛГ и !0 % —
при ОМ. Это требование можно выполнить бпз специальных ■ _-р, если
линейный усилитель работает в режиме АВ, и максимальный потребляемый ток
превышает ток покоя не более чем в 2—9,5 раза. Для усилителей мощности,
работающих в режимах В и С, необходима стабилизация питания, чтобы в паузах
сигнала напряжение не слишком увеличивалось
Следует различать статическую и динамическую стабилизации
выпрямленного напряжения. Статическая стабилизация — ,то способность выпрямителя
поддерживать номинальное напряжение при медленных изменениях нагрузки.
Однако к выпрямителям для питания усилителей ТЛГ и ОМ сигналоз
обязательно предъявляется также требование динамической стабилизации, т. е.
поддержания номинального напряжения (с определенным допуском) при быстрых и
сильных изменениях нагрузки от нуля до максимального значения.
Радиолюбители не всегда уделяют достаточное внимание динамической стабилизации
источников питания, от которой существенно зависит качество сигнала (уровень
искажении, ширина полосы излучения).
Простейшей мерой стабилизации напряжения является подсоединение
к выпрямителю специального нагрузочного резистора R через который
протекает начальный ток /я, составляющий 10—15 % максимального анодного тока.
Это несколько снижает напряжение £0х. Применения резистора RH можно
избежать, если усилитель постоянно исполозуется в режиме В, в котором ток покоя
составляет 10— 20 % максимального. Однако если при телеграфной работе
усилитель переводится в режгш С, применение нагрузочного резистора обязательно.
Дальнейшего снижения напряжения холостого хода (х. х ) и приближения
его к напряжению при номинальной нагрузке можно добиться, если вместо
обычно применяемого дросселя с зазором в магнитной цепи использовать
дроссель переменной индуктивности (дроссель насыщения). Он отличается гем, что
сердечник его собирается вперекрышку, без зазора или с небольшим зазором
порядка 0,1—0,2 мм (встык). Благодаря этому индуктивность дросселя в
отсутствие тока подмагничивания и при небольших его значениях в несколько раз
больше, чем при максимальном токе. Это позволяет даже при небольшом
начальном токе /н сохранять режим индуктивной нагрузки выпрямителя, поэтому
напряжение холостого хода ненамного выше номинального.
Эррективным средством снижения напряжения х. х. является
подсоединение параллельно дросселю конденсатора такой емкости, чтобы образовавшийся
параллельный контур L1C1 (рис. 5.1, е) был настроен на частоту i00 Гц
(основную частоту пульсаций). Емкость конденсатора С1 определяют по формуле
£(мкФ,=-,53/''Чгн)- Значения этой емкости обычно лежат в пределах 0,05—0,5 мкФ.
Точная величина ее подбирается по минимальному значению выпрямленного
напряжения при начальном токе нагрузки 1 а. Затем, изменяя величину тока /а
(изменением величины резистора Ra), добиваются, чтобы напряжение стало
таким же, как при максимальном потребляемом токе. Если напряжение при
начальном токе больше, чем при максимальном, следует уменьшить сопротивление RH,
и наоборот.
При увеличении тока до рабочего индуктивность дросселя вследствие
подмагничизания уменьшится, контур L1C1 расстроится и не окажет столь
большого сопротивления пульсации выпрямленного тока. В результате статическая
нагрузочная характеристика выпрямителя значительно улучшится. Схему
можно отрегулировать так, что напряжение будет одинаковым при начальном и
максимальном токах. При промежуточных значениях тока напряжение будет
несколько больше, но увеличение не превысит 5 %. Однако вследствие падения
индуктивности дросселя при росте отдаваемого выпрямителем тока соответсг-
210
венно возрастают пульсации выпрямленного напряжения, что требует увели- -
чения выходной емкости фильтра.
Кроме того, наличие большой индуктивности в цепи тока приводит к
нежелательным явлениям. Так, при включении выпрямителя в сеть через дроссель
Г-образного фильтра возникает сильный толчок зарядною тока, который «по
инерции» вызывает перенапряжение на конденсаторе, достихающсе 30—40%.
. Обычно чем больше i нд\ктивность дросселя и меньше емкость конденсатора, тем
больше перенапряжеьие при включении в сеть. Например, в фильтре к
рассчитанному выше выпрял!ителю (L = 18 Гн, С= 3 мкФ, F0= 15000 В, 10 =
= 0,2 А) перенапряжение на конденсаторе при включении выпрямителя в сеть
составляет 20 %, или 300 В. Это перенапряжение можно снизить уьеличением
емкости конденсатора.
Настрокка дросселя в резонанс на частоту пульсации знгчительно улучшает
статическую характеристику выпрямителя. Однако наличие большей
индуктивности, а тем более резонансного контура в цепи отдаваемого тока, приводит к
выбросам выходного напряжения при быстром снижении тока и к прорад^ам
напряжения при резком росте тока, т. е. к плохой динамической характеристш е
выпрямителя. Это происходит по тей причине, что при внезапном увеличении
нагрузки в начальный момент времени практически единственным источником
отдаваемого в нагрузку тока является выходной конденсатор фильтра, так как
ток через дроссель возрастает медленно.
Для улучшения динамической характеристики выпрямителя следует
увеличить емкость выходного конденсатора фильтра в несколько раз. Хотя в
приведенном выше примере фильтра емкость 3 мкФ обеспечивает достаточно малую
пульсацию, для достижения хорошей динамической характеристики
выпрямителя она явно недостаточна. Можно рекомендовать простое правило выходная
- емкость фильтра должна быть не менее 10 мкФ иа каждые 100 мА анодною тока,
а произведение ^-(гт^(мкФ) Д°лжн0 быть не меньше снимаемой с выпрямителя
мощности, выраженной в ваттах (при основной частоте пульсации 100 Гц). Так,
дтя выпрямителя на напряжение 1500 В и гок 0,2 А (мощность 300 Вт) можно
рекомендовать С = 20 мкФ, что при индуктивности дросселя 18 Гн даег
произведение LC = 360. Если имеется возможность, емкосгь фильтра лучше увеличить
еще в 2—3 раза. Пример выпрямителя с хорошей статической и динамической
стабилизацией приведен в работе [2].
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Источники электропитания на полупроводниковых приборах /Под ред.
С. Д Доднка, Е. И. Гальперина.— М.: Сов. радио, 1969.— 448 с.
2. Крочакевич В. Блок питания уеилигеля мощности.— Радио, 1977, Л» 6,
с. 24.
3. Мазель К. Б. Трансформаторы электропитания.— М.: Экерюиздат,
Л 982.— 80 с.
4. Сизых Г. Н. Электропитание устройств связи.— М.: Радио и связь,
1982.—288 с.
Глава 6
РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН. АНТЕННЫ
1. РАДИОВОЛНЫ
Качество и дальность радиосвязи в значительной мере определяются
условиями распространения радиоволн и эффективностью передающих и приемных
антенн. Условия распространения радиоволн KB диапазона имеют существенные
отличия по сравнению с распространением радиоволн других диапазонов.
Благодаря способности коротких радиоволн эффективно отражаться ог ионосферы
возможна радиосвязь с любой точкой земного шара при небольшой мощности
передатчика. В процессе распространения радиоволны искажаются и о:лабля-
ются. На приемную антенну, помимо принимаемого сигнала, действуют различ-
211
ные помехи естественного и искусственного происхождения. Радиосвязь
возможна лишь в случаях, когда поле принимаемого сигнала не ниже некоторого
уровня, зависящего от уровня помех в месте приема и вида модуляции.
Радиоволнами называют электромагнитные волны, распространяющиеся
в пространстве и имеющие частоту от 104 до 1012 Гц. Скорость распространения
электромагнитной волны в атмосфере практически не отличается от скорости
распространения в вакууме, равной 300 000 км/с. Длина волны %, т. е. путь в
метрах, который проходит волна в течение одного периода колебаний,
X = elf = 3 . 108/Л
где / — частота тока, вызывающего электромагнитную волну, Гц; с — скорость
распространения электромагнитной энергии, к/с.
Волны KB диапазона, имеющие частоты 1,5—30 МГц, соответствуют длинам
волн 200—10 м. Короткие волны называют также декаметровыми волнами.
Электромагнитная волна состоит из электрического и магнитного полей, энергии
которых равны между собой. Силовые линии электрического и магнитного полей
взаимно перпендикулярны. Плоскость, в которой
Фронт Полны лежат силовые линии, называется фронтом вол-
Шнтмчшш ны- Волна распространяется перпендикулярно
шобыешм фронту в сторону, определяемую «правилом
буравчика» (рис. 6.1).
Направление электрической составляющей
ч Направление электромагнитного поля определяет поляриза-
* ^ распростроне- дню волны. Если электрические силовые линии
чип пяти i L
\\1 т ' направлены вертикально, волну называют вер
4 ' Магнитные тикально-поляризованной, при горизонтальном
г силовые расположении линий электрического поля — го-
\) линии ризонтально-поляризованной. Волны могут также
иметь наклонную, круговую, эллиптическую по-
Рис. О.1. Изображение вер- ляризации. Поляризация волны в момент излу-
тикально-поляризованного чения определяется направлением вектора элек-
фронта волны тродвижущей силы, создаваемой передающей
антенной. Векторы электрической и магнитной
составляющих поля изменяются по величине и направлению на
противоположные с частотой колебаний, причем максимумы электрического и магнитных
полей совпадают во времени и пространстве.
Напряженность электрического поля измеряют в вольтах на метр, а
магнитного — в амперах на метр в зависимости от того, какая составляющая
электромагнитного поля подлежит измерению. На практике используют более
мелкие единицы измерений — микровольт или милливольт на метр (мкВ/м, мВ/м)
и микроампер или миллиампер на метр (мкА/м. мА/м).
Напряженность электромагнитного поля в свободном пространстве убывает
пропорционально расстоянию от источника, так как волна рассеивается в
пространстве. Напряженность поля на расстоянии г от источника (передатчика)
мощностью Р можно определить по формуле
Е = (173 VW)/r,
где D — коэффициент направленности антенны; для изотропной
(ненаправленной) антенны, имеющей сферическую диаграмму излучения, D = 1; £ —
напряженность, мВ/м; г — расстояние, км; Р — мощность, кВт.
* Радиоволнам свойственны явления отражения, преломления (рефракции)
и огибания препятствий (дифракции), имеющих размеры, сравнимые с длиной
волны или меньше ее. Радиоволны при распространении рассеиваются
(дисперсия) на неоднородностях среды. Рассеивание является формой отражения и
преломления волны при прохождении неоднородностей с неплоской границей.
Рассеивание иногда используют при связях на небольшие и средние расстояния
в диапазонах KB и УКВ. Для радиосвязи на KB используют в основном два
вида распространения — земной (или поверхностной) и пространственной (или
ионосферной) волнами. При определенных состояниях атмосферы для связи на
высокочастотных любительских диапазонах можно использовать тропосферное
прохождение радиоволн.
212
2. ПОВЕРХНОСТНОЕ РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
Поверхностными или земными называют волны, распространяющиеся вдоль
земной поверхности. Дальность связи поверхностными волнами зависит от
длины волны и уровня излучаемой мощности, а также от состояния (электрических
характеристик) земной поверхности. В любительских условиях дальность
связи поверхностными волнами не превышает 70—100 км при работе на 80-мегро-
вом диапазоне и уменьшается до 40—50 км на 10-метровом.
Причина этого — снижение дифракции и увеличение потерь энергии в
земной поверхности с увеличением частоты. С увеличением проводимости почвы
эти потери уменьшаются. Поэтому при распространении земной волны над
сырой почвой или водной поверхностью дальность связи возрастает. Потери
энергии снижаются при уменьшении наводимых токов.
Вертикально-поляризованная волна наводит в поверхности Земли меньшие токи, чем волна с другой
поляризацией. Антенны с вертикальной поляризацией в общем случае дают
более прижатое к Земле излучение, чем антенны с горизонтальной поляризацией,
благодаря чему дальность связи при использовании этих антенн для приема
и передачи возрастает по сравнению с использованием антенн с горизонтальной
поляризацией.
Если передающая и приемная антенны находятся на линии прямой
видимости, то напряженность поля в месте приема значительно больше, чем при связи
дифракционной волрой за линией горизонта. В этом случае волна от передатчика
к пркемни;,у распространяется как в свободном пространстве с минимальным
ослаблением, обусловленным лишь рассеиванием энергии в пространстве.
Однако к приемной антенне, помимо прямой, приходит волна, отраженная от
поверхности Земли между двумя антеннами. Поскольку путь отраженной волны
больше пути прямой, ее фаза сдвигается относительно фазы прямой волны.
Поэтому возможно ослабление поля в точке приема при связи в пределах прямой
видимости на высокочастотных KB диапазонах и на УКВ. Изменение высоты
установки хотя бы одной из антенн в этом случае может изменить уровень
принимаемого сигнала.
Отражение от Земли в прилегающей к антенне зоне играет большую роль
в формировании диаграммы направленности антенны в вертикальной плоскости,
3. ИОНОСФЕРНОЕ РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
Любая радиосвязь на KB, за исключением местных связей в пределах
нескольких десятков километров, осуществляется за счет ионосферных (или
пространственных) радиоволн. Пространственной называют волну, излучаемую под углом
к плоскости Земли. Такая волна при отсутствии отражения от ионосферы
покинула бы Землю и ушла в космическое пространство. Падая на ионизированные
слои атмосферы, волна изменяет направление своего распространения и при
определенных условиях возвращается обратно к Земле. Благодаря этому возможна
радиосвязь на KB на любые расстояния в пределах Земли.
Строение и свойства ионосферы. Ионосферой называют ионизированную
область верхних слоев атмосферы Земли. Ионизация возникает главным образом
под действием ультрафиолетового излучения Солнца, в результате чего
образуются положительно заряженные ионы и свободные электроны. Кроме того,
в процессе ионизации участвуют рен1геновские лучи, излучаемые солнечной
короной, и корпускулярные потоки Солнца. Вследствие низкой плотности
атмосферы на большой высоте ионы и свободные электроны рекомбинируют
сравнительно медленно, и образуется ионизированный слой газа, находящийся в
состоянии динамического равновесия. По своим свойствам ионосфера
эквивалентна полупроводнику. Поэтому ионосфере свойственны отражающие,
преломляющие и ослабляющие свойства. При критической частоте /кр = ]/80,8Л\
где N — удельная концентрация электронов в ионосфере, измеряемая
количеством свободных электронов в одном кубическом сантиметре и являющаяся
основным показателем преломляющих свойств ионосферы, волна перестает
взаимодействовать с ионосферой.
В зависимости от отношения частоты излучаемой волны/к/кр меняется угол
преломления волны в ионосфере. При / < f волна отклоняется к Земле, при
213
OSmamFt
SSmcimFi
f > f волна уходит в космическое пространство. Поглощающие свойства
ионосферы зависят от колебаний свободных электронов. Когда электрон,
возбужденный волной, сталкивается с нейтральной молекулой или ионом газа, он отдает
энергию этой молекуле или иону. Таким образом, энергия волны превращается
в энергию движения частиц гача, т. е. в тепловую.
Ионосфера расположена на высоте от 60 до 1000 км. Высота и плотность
определяются интенсивностью ультрафиолетового излучения, которое убывает
по мере прохождения атмосферы, и плотностью амтмосферы, увеличивающейся
с уменьшением высоты. Ионосфера состоит из нескольких ионизированных
областей, плавно переходящих одна в другую. На рис. 6.2 показана зависимость
электронной концентрации в атмосфере от высоты. В дневные часы возникают
четыре максимума ионизации: область D (высота 60—80 км), область Е (100—
120 км), область Fx (180—200 км) и область Рг (250—450 kmJ. Часто эти области
называют слоями ионосферы. После захода Солнца прекращается ионизация
атмосферы и начинается процесс рекомбинации электронов, который более
бурно проходит в плотных слоях ат-
Нт день мосферы. Этим объясняется очень
быстрое исчезновение наиболее низкого слоя
D. Также уменьшается и сливается со
слоем F2 слой Fv В ночные часы
ионосфера состоит только из двух
ионизированных областей: слоя Е пониженной
электронной концентрации и слоя F3,
который в ночные часы обозначается
символом F без индекса.
Слои D, Е и Fx достаточно
устойчивые. Их электронная концентрация
соответствует средней величине солнечной
радиации и полностью определяется
высотой Солнца над данной] точкой Земли.
Следовательно, ионизация максимальна
в летние полуденные часы. Поскольку
эти слои располагаются в более плотной
части атмосферы, где число столкновений свободных электронов с атомами газа
велико, они являются основными слоями, поглощающими энергию волн KB
диапазона. Слой Г2 наиболее важен с точки зрения распространения
пространственных волн KB диапазона. Его высота колеблется от 250 до 300 км в дневные
часы летом и от 150 до 300 км в зимние дни. Изменения высоты слоя связаны
с нагреванием атмосферы солнечными лучами, чю увеличивает высоту слоя
и уменьшает его электронную концентрацию.
Слои F2 менее стабилен, чем нижележащие слои, что объясняется большей
зависимостью электронной концентрации от мгновенных изменений солнечной
активности, г. е. от интенсивности ультрафиолетового и рентгеновского
излучений. Возможные пределы изменения высоты и концентрации слоя /-2 показаны
на рис. 6.2 стрелками.
Средний уровень солнечной активности характеризуется относительным чис*
лом солнечных пятен W, г. е. темных областей на хромосфере Солнца, с
количеством которых связан уровень солнечной радиации. Солнечная активность
изменяется циклически с периодом 11,3 года. При этом W меняется от нескольких
единиц до 100 и более. Годы, в течение которых W максимально, называют годами
максимальной солнечной активности; годы с минимальным значением W —
годами спокойного Солнца. Последний максимум солнечной активности
приходился на 1480 г. Максимальное число пятен равнялось 178. В 1986 г. период
солнечной активности приближается к своему очередному минимуму. В
различные периоды солнечной активности условия распространения коротких волн
отличаются вследствие изменения ионизации ионосферы. Кроме 11-летнего цикла,
состояние ионосферы меняется с 27-дневным циклом — периодом обращения
Солнца вокруг своей оси. Это связано с неравномерным распределением пятен
на солнечной поверхности. Естественно, что уровень ионизации ионосферы
претерпевает и сезонные изменения, связанные с дозой радиации атмосферы
северного и южного полушарий в различное время года.
f/,l/cti*
Рис 6.2. Зависимость электронной
концентрации в атмосфере от
высоты
214
Учитывая указанные причины, можно сделать вывод о непрерывном
изменении состояния ионосферы от часа к часу, изо дня в день, из года в год, что
приводит к соответствующим изменениям условий радиосвязи на КВ.
Неоднородность (слоистость) ионосферы объясняется неоднородностью атмосферы по
высоте как по газовому составу, так и по плотности, а также довольно широким
спектром излучений Солнца, вызывающих ионизацию. На рис. 6.2 на высоте
120—130 км штрихами показан слой Es, называемый спорадическим (т. е.
нерегулярными. Он представляет собой скопление электронных облаков и очень
неравномерен по горизонтали. Время счществования этого слоя различно, но
обычно не превышает нескольких часов. Интересно, что этот слой часто перемещается
вдоль поверхности Земли со скоростью 300 км/ч.
Рассмотрим кратко влияние корпускулярных потоков Солнца на ионосферу.
Потоки корпускул, представляющих собой протоны, постоянно внедряются
в атмосферу Земли, вызывая дополнительною ионизацию, главным образом,
плотных слоев атмосферы в области слоя D. Эти же потоки, отклоняясь в магнитном
поле Земли, создают ионизацию слоев D и Е в полярных зонах до широты 6'i°
с центрами в геомагнитных полюсах Земли.
Увеличение электронной концентрации слоев D н Е приводит к внезапному
увеличению поглощения KB в этих слоях. При этом нарушается радиосвязь на
многих направлениях. Помимо дополнительной ионизации нижних слоев
ионосферы, корпускулярный поток приводит к изменениям магнитного поля Земли,
так называемым магнитным бурям. Магнитная буря, в свою очередь, влияет
на ионосферу. В первой фазе бури происходит уменьшение электронной
концентрации слоя F% за счег увеличения его толщины; во второй фазе отмечено
увеличение ионизации слоев D и Е из за проникновения потока протонов глубоко
в атмосферу. Все это приводит к уменьшению критической частоты слоя г2
и увеличению поглощения в слоях D и Е. ]У[агнитные бури развиваются быстро.
Следует отметить, что магнитные бури начинаются на 18—36 ч позже начала
вспышки на Солнце. Это связано с временем задержки потока прогонов при их
пути от Солнца к Земле, поскольку скорость частиц намного меньше скорости
электромагнитных волн.
Распространение пространственных волн. Пространственная волна,
попадая в ионосферу, меняет направление своего распространения и ослабляется
Механизм преломления волны достаточно сложен и обусловлен взаимодействием
волны со свободными электронами, которые колеблются под влиянием
электрического поля волны. Это приводит к сдвигу фаз между токами смещения и
электронной проводимости и изменению скорости распространения различных частей
фронта волны, в результате чего волна изменяет свой п\ гь.
Чем сильнее ионизация, тем больше угол преломления на данной частоте,
к наоборот, чем меньше частота (больше длина волны) при данной ионизации,
тем больше угол преломления. Поскольку слои ионосферы имеют неодинаковую
электронную концентрацию по высоте, угол преломления различен в каждой
точке пути волны, и волна описывает плавную кривую при своем преломлении.
При расчетах принимают отражение волны в одной точке ионосферы, и путь
волны от Земли к ионосфере и обратно изображают в виде прямых. Высоту этой
условной точки отражения называют кажущейся, или виртуальной.
Рассмотрим два крайних случая преломления волны в ионосфере. При
данной величине ионизации можно найти такую максимальную частоту излечения,
при которой волна, посланная вертикально вверх, отклони[ся к Земле. Эта
частота равна критической частоте ^кр.
Если частсда. излучения велика или ионизация недостаточна, волна,
посланная в ионосферу под максимально острым углом, в силу недостаточного
преломления не вернется к Земле. На рис. 0.3 показана схема распространения KB,
посланных в ионосферу под различными углами.
При частоте изчучения выше критической имеется максимальный
критическая угол излучения фкр, при котором волна еще возвращается к Земле. Чем
меньше угол падения волны на ионосферу, тем больше длина скачка волны на
Земле, т. е. больше дальность радиосвязи. Существует мершая зона, в пределах
которой связь на данной длине волны невозможна, поскольку в ее пределах
земная волна уже затухла, а ионизация ионосферы иедоста точна 'для
отражения волны с углами излучения, больше критического. Чем меньше критически.':
210
угол излучения, тем больше мертвая зона. Очевидно, что с ростом длины волнь
мертвая зона уменьшается из-за увеличения критического угла излучения. При
частоте, равной / мертвая зона исчезает. Следует отметить, что напряженность
поля, создаваемая пространственной волной, обычно гораздо выше, чем напря-
Ионоарера Вщщпмт
Sucom о/примети
земли
Рис. 6.3. Схема распространения KB
женноеть земной волны даже на расстоянии нескольких десятков километров
от передатчиков, несмотря на то что путь пространственной волны во много
раз длиннее.
Связь за счет одного отражения от наиболее высокого слоя F2 при
минимальных углах излучения возможна на расстоянии до 3800 км. При отражении от
других, более низких слоев, это расстояние
уменьшается. Например, в дневные часы роль
отражающего слоя может играть слой Е.
Дальность связи при этом не превышает
2000 км. Однако всем известно о возможности
связи на KB с любой точкой Земли. Такая
радиосвязь возможна при многократном
отражении волны от ионосферы и поверхности
Земли. Например, для достижения антипода
волна должна испытать шесть отражений. Ясно,
что при кажцом отражении волна претерпевает
ослабление, зависящее от состояния
ионосферы и свойств поверхности Земли в зонах
отражения. Чем меньше число отражений
(скачков) волны, тем выше напряженность поля
в месте приема. Поэтому стремятся уменьшить
число скачков за счет излучения энергии под
малыми углами к горизонту. На рис. 6. 4
показан график зависимости длины одного
скачка S от угла излучения ср для средних
значений высоты слоев Fz и Е. Однако слишком
малые углы излучения (меньше 1°)
неэффективны из-за большого ослабления волны
в земной поверхности вблизи передающей
антенны.
В настоящее время принято считать,
что дальнее пространственное
распространение волн KB диапазона обусловлено так называемым рикошетным
механизмом, действие которого состоит в следующем. Волны, излученные под углом
меньше чем <ркр, при определенном состоянии слоя F2He отражаются обратно
к Земле, а продолжают распространяться вдоль слоя^2, испытывая при этом
малое затухание. Часть энергии волны по пути распространения отклоняется
к Земле за счет рассеяния на неоднородностях и вертикальных наклонах ионо-
/
\ £
\ Fi(,
(110км)
TJOkmI
юоо гооо
зооо им
Рис. 6.4. Зависимость длины
одного скачка от угла излучения
для слоев Fa и Е
216
сферы. Такие вертикальные наклоны существуют в зонах восхода и захода
Солнца при изменениях высоты слоя и его ионизации. Именно этим объясняется
улучшение слышимости дальних станций в периоды восхода и захода Солица
в местах расположения корреспондентов, обусловленное также низкой
плотностью поглощающих слоев D и Е в это время.
Подтверждением рикошетного механизма распространения радиоволн
является многократное эхо. Сигнал, обошедший Землю первый раз, ослабляется
примерно на 100 дБ из-за поглощения энергии в слоях D и Е, а вторичное эхо
ослабляется всего на 3—5 дБ, поскольку волна не пересекает указанных слоев.
Рикошетное распространение может сочетаться со скачковым распространением.
При этом, однако, затухание волны гораздо выше.
Для оценки возможности связи уежду двумя пунктами большее значение
имеет максимальная применимая часпапи (МПЧ), чем критическая. МПЧ —
это частота,*на коюрой возможна радиосвязь при угле излучения, необходимом
для получения отраженного сигнала в заданной точке. Очевидно, что при
одинаковом состоянии ионосферы для более дальних связей (при меньших углах
излучения) МПЧ должна быть выше. Только на частотах, равных или меньших МПЧ,
возможна радиосвязь между данными точками. Волна с частотой, большей чем
МПЧ, не возвращается к Земле. Значение МПЧ меняется в течение суток и от
сезона к сезону. Значения МПЧ являются основой для составления прогнозов
распространения KB на различных трассах и приведены в бюллетенях
Института прикладной геофизики гидрометеослужбы СССР (г. Москва). Такие
прогнозы составляют на основе регулярных зондирований ионосферы в различных
точках Земли, при которых определяется / и кажущаяся высота отражающего
слоя. Прогнозы составляют на сроки от одного дня до нескольких месяцев
вперед и используют для разработки расписания частот связи между конкретными
пунктами.
Связь на МПЧ позволяет получить в точке приема максимально возможную
напряженность поля. Если частота приема уменьшается по сравнению с МПЧ,
снижается и напряженность поля. Объясняется это увеличением поглощения
энергии радиоволны в слоях D и Е, которое обратно пропорционально квадрату
частоты. Ослабевая по мере снижения частоты, уровень полезного сшнала
понижается до уровня помех и шумов в месте приема, и связь становится
невозможной. Таким образом, можно ввести понятие о минимальной применимой
частоте, которая, естественно, зависит от мощности передатчика и коэффициента
усиления антенны, так как при прочих равных условиях более мощный
передатчик с остронаправленной антенной может работать на более низкой
минимальной применимой частоте.
В профессиональной радиосвязи существует понятие оптимальной
применимой частоты (ОПЧ), которая на 10—15 % ниже МПЧ. Указанный запас
выбирается для увеличения надежности связи при внезапных изменениях МПЧ.
ОПЧ меняют в течение суток согласно прогнозу МПЧ.
Радиолюбители-коротковолновики не имеют возможности произвольно изменять частоту своих
передатчиков, так как работают в пределах отведенных диапазонов. Поэтому они
планируют время для связи с данным районом Земного шара на данном диапазоне,
если МПЧ равна илн превышает частоту данного диапазона для дайной трассы.
4. ТРОПОСФЕРНОЕ РАСПРОСТРАНЕНИЕ КОРОТКИХ ВОЛН
Работая на высокочастотных 10- и 15-метровых диапазонах,
коротковолновики иногда сталкиваются с явлением прохождения земной волны на
расстояния, намного превышающие обычные. Причина этого — преломление и
отражение волны, излучаемой под низким углом к горизонту, в нижнем слое атмосферы
Земли, называемом тропосферой.
Преломление и отражение радиоволн в тропосфере связано с так называемой
температурной инверсией. Суть этого явления состоит в следующем. При
нормальном состоянии атмосферы температура ее нижних слоев изменяется в
среднем на 1 °С на каждые 100 м высоты. Однако в результате локальных
атмосферных процессов, вследствие неравномерного нагревания воздуха, плавное
изменение температуры атмосферы нарушается. В тропосфере появляются области
воздуха с различными температурой н давлением с четко очерченными
границами. Электрические характеристики таких областей (главным образом диэлектри-
217
ческая проницаемость) различные, в результате электромагнитная волна
претерпевает изменения при переходе в среду с отличными характеристиками. При
благоприятных условиях волна, излученная под низким углом к горизонту,
вновь отклоняется к Земле. Благодаря этому возможна связь иа расстояния до
нескольких сот километров.
Следует отметить, что степень преломления и отражения на неоднородно-
стях тропосферы увеличивается с частотой, в отличие ог прохождения волны
в ионосфере. Этим объясняется возможность дальней тропосферной связи на
наиболее высокочастотных KB диапазонах. Дальняя тропосферная связь на
УКВ — довольно частое явление, хорошо знакомое ультракоротковолновикам.
В связи с нестабильностью процессов в тропосфере связь за счет
тропосферного распространения характеризуется значительными изменениями уровня
принимаемого сигнала, частыми и глубокими замираниями. Кроме того, условия
тропосферного прохождения изменяются от часа к часу, изо дня в день. Наиболее
благоприятным для тропосферной радиосвязи считают вечернее и
предрассветное время в начале лета и ранней осенью, но бывает и в-другие периоды года.
Более часто тропосферное прохождение наблюдается вблизи границы суши
с-большим водным бассейном.
С температурной инверсией в тропосфере связано также волноводное
распространение. Суть его состоит в том, что в тропосфере на различных высотах
образуются два слоя с различными характеристиками, один из которых отклоняет
волну вверх, а другой — вниз. Благодаря этому волна распространяется на
большие расстояния с незначительным ослаблением. Такое прохождение волн
наблюдается в районах, где температурная инверсия проявляется на большой
территории (в 1ропических районах Земли, над морями и океанами).
5. ХАРАКТЕРИСТИКА ЛЮБИТЕЛЬСКИХ KB ДИАПАЗОНОВ
160-метровый диапазон (1,85—1,95 МГц) является типичным ночным
диапазоном, и прохождение на нем во многом сходно с прохождением на
средневолновом вещагельном диапазоне. В дневное время дальность связи не превышает
200—^00 км из-за большого поглощения в нижних слоях ионосферы. В ночное
гремя дальность связи сильно зависит от времени года и уровня солнечной ак-
1ьвности. Наиболее благоприятны для дальних связей зимние ночн в периоды
минимума солнечной активности, когда уверенная связь может проводиться на
несколько тысяч километров. Особо дальние связи (более 10 000 км) обычно
возможны лишь в периоды восхода и захода Солнца, причем'если они совпадают
по времени у обоих корреспондентов. Это связано с рикошетным механизмом
распространения радиоволн и наличием наклона ионосферы в зонах восхода
и захода, обеспечивающим отражение восходящих и снижающихся лучей
волны к Земле и кратчайшую длину пути волны через поглощающие слои. Диапазон
сильно подвержен атмосферным помехам особенно в лежее время года.
80'-метровый диапазон (3,5—3,65 МГц) пригоден для дальней связи в ночные
часы. В дневное время дальность связи не превышает 300 км, что объясняется
большим поглощением энергии волн в слое D. Дальняя связь в ночное время
также более трудна, чем на других диапазонах, из-за малого уровня сигналов
дальних станций, вследствие существенного отличия частоты этого диапазона
от МПЧ для слоя F2, а также из-за сильных помех от ближних радиостанций.
В летнее время на этом диапазоне мешают помехи от статических разрядов в
атмосфере. Лучшее время для наиболее дальних связей — рассветные часы и
время сразу же после захода Солнца. Дальнее прохождение на этом диапазоне
улучшается в зимнее время и в периоды минимума солнечной активности.
40-метровый диапазон (7—7,1 МГц). Характеристики этого диапазона во
много': схожи с характеристиками 80-метрового диапазона с тем отличием,
что проведение дальних радиосвяэей менее трудно. В дневное время возможна
связь до 2000 км, мертвая зова при этом отсутствует или составляет несколько
десятков километров. В ночные часы возможна связь ка любые расстояния,за
исключением пределов мертвой зоны, которая увеличиваете» до нескольких сот
километров. Часы смены темного периода суток на светлый, и насборот, наиболее
удобны для дальних связей, так как частоты диапазона приближаются к МПЧ
для слоя Рг и плотность слоев D и Е в это время далеха от максимума.
Атмосферные помехи ме»ее выражены, чем в 80-метрсвом диаиазоие.
218
20-метрояый диапазон (14—11,35 МГц) считают наиболее популярным для
связей на средние и дальние расстояния. В периоды максимумов солнечной
активности на нем ложно проводить связи со всеми точками земного шара
практически крупосуточно. В остальное время возможность установления дальних
связей с тем или иным районом зависит от времени суток и состояния ионосферы.
Летом продолжительность прохождения на этом диапазоне круглосуточная,
за исключением отдельных дней. Ночью возможны только дальние радиосвязи,
так как мертвая зона достигает 1,5—2 тыс. км. В дневное время размер мертвой
зоны уменьшается до 500—1000 км. При этом ухудшаются условия для дальних
связей, хотя на некоторых трассах прохождение остается достаточно хорошим.
Зимой в годы минимального и среднею уровней солнечной активности
диапазон «закрывается» спустя несколько часов после наступления темноты из-за
недостаточной остаточной ионизации слоя F2 и «открывается» вновь после
рассвета. При этом в дневное время возможно устойчивое дальнее прохождение на
многих направлениях из-за близости МПЧ к частоте диапазона. Атмосферные
помехи проявляются лишь при близости грозы к месту приема сигналов.
Благодаря своей относительной регулярности 20-метровый диапазон наиболее
популярный.
15-метровый диапазон (21—21,45 МГц) характеризуется большой
зависимостью условий от солнечной активности. В периоды максимума солнечной
активности диапазон «открыт» большую часть суток, в периоды минимума связь
возможна лишь в светлое время суток, но не во всякий день. Особенностью
этого диапазона является то. что во время дальнего прохождения возможно
установление уверенных радиосвязей при минимальной мощности передатчика,
равной единицам ватт. Это обьясняется малым отличием частоты диапазона от МПЧ.
В дни «среднего» прохождения наиболее устойчивые связи осуществляются
вдоль меридиана из северного полушария в южное, и наоборот, в светлое время
суток — на расстояние до 5000—6000 км. Это объясняется уменьшением степени
поглощения в ионосфере радиоволн, распространяющихся вдоль магнитных
силовых линий Земли (так называемый гиромагнитный эффек1).
Ближние связи до 2000—3000 км возможны также за счет отражения от
слоев Е и £5. При этом ширина мертвой зоны от 100—150 до 600—800 км. Связь
на расстояние до 1500 км возможна также за счет тропосферного
распространения.
Ю-метровый диапазон (28—29,7 МГц) наиболее нестабильный из всех KB
диапазонов. Он пригоден для дальней связи в дневные часы. В периоды
максимума солнечной активности дальняя связь может осуществляться и в темное
время суток. В остальное время диапазон обычно «открывается» на несколько дней
или недель при смене сезонов, т. е. весной и осенью. Мертвая зона достигает
2000—2500 км.
Поскольку этот диапазон граничит по частоте с УКВ диапазоном, многие
свойства распространения ультракоротких волн характерны и для
распространения волн этого диапазона. Ближние связи могут осуществляться земной
волной (до нескольких десятков километров) за счет отражения от слоя F.s и
тропосфер ного прохождения (до 3000 км), а также за счет отражения от ионизировзь-
ных корпускулярным излучениям Солнца полярных областей ионосферы (зоны
полярных сияний или так называемых зон Авроры) и рассеивания на неодно-
родностях тропосферы.
Согласно решению Всемирной административной конференции по
радиосвязи 1979 г., радиолюбителям, начиная с 1982 г., по мере освобождения другими
радиослужбами диапазонов выделяются новые участки KB диапазона:
30-метровый ("10,1 — 10,15 МГц), 17-метровый (18,068—18,168 МГц) и 13-метровь-й
(24,89—2*1,99 МГц), занимающие промежуточное по частоте положение между
традиционными любительскими диапазонами. Очевидно, что характеристики
прохождения на этих диапазонах во многом сходны с характеристиками
соседних традиционных любительских диапазонов. Вместе с тем применение этих
диапазонов наряду со старыми позволит радиолюбителям более точно выбирать
диапазон для работы с дальними станциями благодаря приближению его
частоты к МПЧ для данного времени суток.
219
6. ОСОБЕННОСТИ РАСПРОСТРАНЕНИЯ KB
Кроме циклических изменений характеристик ионосферы, а также неожи-
данных возмущений в ионосфере или магнитном поле Земли, распространение
KB сопровождается замиранием сигналов. Замирание сигналов (или фединги)
проявляются в непрерывном изменении уровня принимаемых сигналов. Глуби
на замираний сигналов может достигать нескольких десятков децибел, а частота
замираний колеблется от долей до десятков герц. Различают два вида
замираний общие, когда меняется уровень сигнала в целом, и избирательные, когда
замиранию подвергается узкая полоса частот сигнала, что при телефонной
передаче приводит к частотным искажениям.
Причиной замирания являются одновременно два фактора: многолучевость
распространения волны, т. е. отражение волны в разных точках ионосферы, и
непрерывное изменение характеристик (например, высоты отражения)
ионосферы в этих точках. В результате в место приема приходит несколько лучей,
длина пути которых меняется, что приводит к изменению фаз приходящих сигналов.
При сложении лучей с различными фазами
происходит непрерывное взаимное усиление
или ослабление сигнала. Замирания ухудшают
s~ JK^1"""^^^^ n качество связи, вызывают пропадание знаков
/ /WA В~^\\ \ телеграфной азбуки или отдельных слов и фраз
ff [ к Земля я I \3 ПРИ телеФ°нн°й работе. Часто глубокие и
продолжительные замирания полностью нарушают
связь на несколько минут.
В профессиональных условиях для борьбы
с замираниями на KB прием сигналов ведется
одновременно на две антенны, разнесенные
в пространстве на расстояние не менее !0 длин
Рис 6 5. Ход радиоволн при яв- волн' или ">'тем пеРеДачи сигналов одновре-
ленип эха и связи между точка- менн0 на ДВУХ частотах. При этом измене-
ми Л и В ния УР0ВНЯ сигналов во времени в первом
и втором приемных трактах не совпадают,
благодаря чему имеется возможность
автоматически выбирать более сильный сигнал и тем самым повысить качество
и надежность связи. В любительских условиях такая возможность отсутствует.
В ьтом сл\чае можно несколько ослабить замирания, принимая сигнал по двум
каналам на две не разнесенные в пространстве антенны, но с различной
поляризацией (например, с вертикальной и горизонтальной). Волна, отразившись
от ионосферы, меняет свою поляризацию в зависимости от характеристики
ионосферы в данный момент времени и длины хода луча сквозь нее. Уровень сигнала
различных лучей, имеющих различную поляризацию, изменяется, что позволяет
выбирать в каждый момент времени наиболее сильный сигнал, уменьшив тем
самым время или глубину замираний. Интересно отметить, что при приеме на
антенны с перпендикулярной поляризацией (например, с вертикальной и
горизонтальной) при минимуме сигнала одной поляризации обычно наблюдается
максимум сигнала с другой поляризацией.
Вторая особенность распространения KB — явление эха. Различают два
вида эха ближнее и кругосветное. Ближнее эхо связано с отставанием сигнала,
идущего по более длинному пути при многолучевом распространении во
времени, от сигнала, идущего по короткому п>ти. Ближнее эхо заметно лишь прн
передаче очень коротких импульсов. В любительской связи ближнее эхо
практически незаметно из-за незначительного сдвига во времени и перекрытия обоих
сигналов.
Как известно, связь с любым пунктом на Земле (за исключением антиподов)
возможна лишь двумя путями — коротким или длинным, т. е по кратчайшей
или наиболее длинной дугам, лежащим в одной плоскости, проходящей через
центр Земли. Обычно в течение суток наблюдаются более благоприятные
условия прохождения радиоволн для связи с дальними станциями по длинному
или короткому пути. Иногда дальние станции слышны одновременно с двух
направлений, причем сигнал, идущий по длинному пути, запаздывает по
отношению к сигналу, идущему по короткому пути. Этот эффект называют дальним
5X0.
220
Дальнее эхо заметно при работе на высокочастотных KB диапазонах.
Существуют два пути распространения волны: по короткому, наименьшему пути
между двумя точками А и В (кривая / на рис. 6.5) и по длинному пути вокруг
Земного шара (кривая 2). Это так называемое обратное эхо. Возможно также
и прямое эхо Скривая 3), когда волна приходит в пункт приема В вторично,
обогнув Землю в прямом направлении. При определенных условиях отмечается
многократное эхо, когда волна несколько раз огибает Землю с незначительными
потерями. Основной способ борьбы с дальним эхо — это применение антенн
направленного действия.
Иногда направление прихода волны отличается до ±10° от плоскости,
проходящей через точки корреспондентов и центр Земли и образующей с поверх»
ностью Земли так называемую большую окружность. Это объясняется
непараллельностью различных участков ионосферы поверхности Земли и,
следовательно, отклонением волны не строго вниз.
7. ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ
Линии передачи служат для передачи энергии высокочастотных колебаний.
Их используют для соединения антенны радиостанции с передатчиком и
приемником и отдельных узлов радиоаппаратуры между собой. Кроме того, линии
передачи могут работать как резонансные элементы: в колебательных контурах,
фильтрах, согласующих устройствах, резонансных изоляторах и т. п. Наиболее
часто в технике KB связи применяют коаксиальные, двухпроводные и полосковые
линии. .Пинин передачи должны удовлетворять следующим требованиям:
обладать минимальными потерями энергии; не должны излучать или принимать
электромагнитные волны, т. е. антенный эффект должен отсутствовать; иметь
достаточную электрическую прочность.
Параметры линии передачи аналогичны параметрам колебательного
контура, но в отличие от него не являются сосредоточенными, а равномерно
распределены по длине линии- L — индуктивность проводников; С — емкость между
проводниками; R — активное сопротивление проводников; О — проводимость
диэлектрика линии. Параметры L и С характеризуют резонансные свойства
линии, a R и G определяют потери (затухание) в ней. Чем меньше R и G, тем
меньше затухание, и свойства линии ближе к идеальной.В реальной линии от
параметра R зависят потери на нагревание проводников, от G — потери в
диэлектрике. Кроме перечисленных четырех первичных параметров линии вводятся два
вторичных параметра, имеющих важнейшее значение: волновое сопротивление
линии Z0 и коэффициент затухания а.
Волновое сопротивление линии не зависит от ее длины (предполагается,
что геометрические и электрические параметры линии неизменны по всей ее
длине) и на радиочастотах равно Z « У L/C. Чем меньше индуктивность и
больше емкость, приходящиеся на единицу длины линии, тем меньше волновое
сопротивление (характеристический импеданс). Оно имеет размерность ом.
Коэффициент затухания обычно выражается в децибелах на метр, дБ/м,
а = R/2Z0 + GZ0/2.
Для двухпроводной открытой линии в воздушной среде Z0 = 276 lg 2S/d
(при условии S/d >2,5), где S — расстояние между осями проводников; d —
диаметр проводников. Для однопроводной воздушной линии, расположенной на
расстоянии h над плоским проводящим экраном, Z„ = 138 lg khld. Для
коаксиальной линии с воздушным диэлектриком Z0 = 138 \gDld, где D — внутренний
диаметр наружного проводника; d — диаметр внутреннего проводника.
Если пространство между проводниками линии передачи заполнить
диэлектриком с относительной диэлектрической проницаемостью е, волновое
сопротивление уменьшится в j/s раз по сравнению с воздушной линией тех же
размеров. Скорость распространения электромагнитных волн в такой линии (длина
волны) также уменьшается Bj/e раз. В коаксиальных кабелях с изоляцией из
полиэтилена (е = 2,25) длина волны уменьшается в 1,5 раза по сравнению с
длиной волны в воздухе, т. е. электрическая длина такого кабеля в 1,5 раза больше
геометрической. Соответственно коэффициент укорочения /Су = 0,66...0,67.
221
Ленточные кабели имеют Ку = 0,78....0,82, так как не все пространство между
проводниками заполнено диэлектриком. У воздушных линий Ку »* 0,98.
К одному концу линии передачи подключают источник радиочастотных
колебаний, к другому — сопротивление нагрузки ZH. Если 2Н = 20, отражения
от конца линии не происходит, и такой режим называется рсоюимом бегущей
К SB'О
К'5В-1/3
ZfO
?„'Но
I U
ЬоЬОс
ИБВЧ
[W
IV
Кб В =1/3
НВВ'О
Н6В=0
h
К6В-0
ъ*°
Li^/rUL
JLZirl/ыс
V I
у*-** уо^уСх:
Ж i
Рис. 6.6. Распределение напряжения и тока в линии при
различном импедансе нагрузки
волны. В этом случае напряжение и ток вдоль всей линии постоянны по величине
(рис. 6.6, в) (предполагается, что затухание линии равно нулю).
Если линия на конце разомкнута (ZH — со, рис. 6.6, д) или замкнута
накоротко (ZH = 0, рис. 6.6, а), вея поступающая в линию энергия отражается от
конца линии и возвращается ко входу. Линия полностью рассогласована с
нагрузкой. В результате взаимодействия падающей и отраженной волн в линии
образуются стоячие волны (режим стоячей волны). При этом в определенных точках
линии наблюдаются максимумы (пучности) и минимумы (узлы) напряжения и
тока. Стоячие волны напряжения и тока в линии сдвинуты относительно друг
222
друга на 90° (на четверть длины волны), что свидетельствует о реактивном
характере мощности стоячей волны. В пучности тока имеется узел напряжения,
и наоборот. Положение узлов и пучностей зависит от длины волны и от того,
замкнута или разомкнута линия.
Когда сопротивление нагрузки больше нуля и меньше бесконечности, но
не равно волновому сопротивлению линии, падающая волна частично отражается
ог конца линии и в ней устанавливается режим смешанных (комбинированных)
волн.
Если нагрузка имеет активный характер и сопротивление нагрузки больше
сопротивления линии, фаза отраженной волны такая же, как и при разомкнутой
линии, но амплитуда отраженной волны меньше (рис. 6.6, б). Если же
сопротивление нагрузки меньше волнового сопротивления линии, распределение волн
напряжения и тока соответствует распределению волн в короткозамкнутой линии,
но резонансные явления менее выражены (рис. 6.6, г).
Для оценки режима работы линии используют коэффициент бегущей волны
(КБВ), показывающий степень приближения режима линии к режиму бегущей
волны, в котором КБВ = 1. В этом случае отражения падающей волны не
происходит. В режиме стоячей волны КБВ = 0. Радиолюбители чаще пользуются:
коэффициентом стоячей волны (КСВ). Соотношение между ними следующее:
КСВ = 1/КБВ.
Если максимальное напряжение в линии (в пучности) обозначить UwaKC, а
минимальное- иммИ, то КСВ = UumJUmH, или КСВ =/макс//мин, где /макс „
/мии—соответственно максимальный и минимальный токи в линии. Если
сопротивление нагрузки больше сопротивления линии (ZH>Z0), КСВ = ZH/Z0. Если же
гя < z9, то ксв = z0/za.
Мощность передается по реальной линии с наименьшими потерями, когда
КСВ = 1, т. е. в отсутствие стоячих волн. С ростом КСВ растут и потери, так
как ток и напряжение увеличиваются одновременно с ростом КСВ.Возрастание
тока увеличивает омические потери в проводниках, а возрастание напряжения —
потери в диэлектрике. При КСВ= 1 коаксиальные кабели диаметром!) = 4...5мм
имеют затухание 0,06 дБ/м на частоте 28 МГц. Увеличение диаметра кабеля
снижает потери. На частоте 3,5 МГц потери примерно втрое меньше, чем на частота
28 МГц. Наиболее часто радиолюбители применяют кабели диаметром 4—10 мм.
Отрезки такого кабеля длиной 25—30 м при КСВ = 1 имеют затухание 1—2 дБ
на частоте 23 МГц. При КСВ = 2 потери в таком отрезке кабеля возрастают всего
на 0,2—0,3 дБ, а при КСВ = 3 — на 0,5—0,8 дБ. Поэтому КСВ < 2 приемлем
для получения заданного КПД линии передачи. Допустимы н более высокие
значения КСВ, если используют линии с малыми потерями — коаксиальное
кабели большого диаметра нли воздушные линии (последние имеют затухание
0,03 дБ'м на частоте 28 МГц, т. е. на порядок меньше, чем коаксиальные кабели).
При высоких значениях КСВ (5—10) режим работы линии близок к режиму
стоячей волны. В этом случае для согласования с выходом передатчика длину
фидера нельзя выбирать произвольно, она должна удлле-вэрягь определенны л
требозаниям, зазисящим ог конкретных условий, т. е. от величины выходного
сопротивления передатчика и входного сопротивления антенны. Длина
фидерной линии, работающей в режиме бегущей волны, не оказывает влияния на
работу антенно-фидерной системы и может быть произвольной.
Поскольку радиолюбитель является разработчиком антенно-фидерных
устройств своей радиостанции, он должен ясно представлять явления,
происходящие в линии, особенно в режиме смешанных (комбинированных) волн.
Например, должен знать, что мощность, отраженная от несогласованной нагрузки,
нигде не теряется, за исключением потерь в линии на обратном пути к ее входному
концу. Отраженная волна возвращается в источник колебаний (вычитается из
падающей волны), и действие ее заключается только в уменьшении мощности,
потребляемой ог источника колебаний. Это равносильно рассогласованию
между выходным сопротивлением источника колебаний и сопротивлением на входных
зажимах линии. Чтобы добиться максимальной мощности в нагрузке,
необходимо отрегулировать связь источника с линией, чтобы активная мощность,
подводимая к линии и далее к нагрузке, стала такой же, какой должна быть при
согласованной нагрузке.
223
Коэффициент отражения Ктр, показывающий отношение напряжения (тока)
отраженной волны к напряжению (току) падающей волны, можно определить через
КСВ и КБВ:
К ^ КСВ — 1 1 _ КБВ
0ТР КСВ + 1 ~ 1 + КБВ '
Рассмотрим эти явления иа примере. Предположим, передатчик имеет
выходную мощность Р = 200 Вт и выходное сопротивление REax = 50 Ом. Он
связан с нагрузкой сопротивлением Za = 50 Ом отрезком коаксиального кабеля
с волновым сопротивлением 70 = 50 Ом. Затухание в кабеле для простоты
примем равным нулю (это допустимо, так как в реальных фидерах потери редко
превышают 20 %). Линия работает в режиме бегущей волны (КСВ = 1).
Напряжение в линии
U0 = yPZ0 = 1/200 • 50 = 100 В;
ток в линии
/0 = УР/г0 = К200/50 = 2 А.
Предположим, что по какой-то причине сопротивление нагрузки уменьшилось
в 3 раза (Z'H = 16,7 Ом). Тогда КСВ = Z0IZ'n = 50/16,7 = 3.
Коэффициент отражения
_ КСВ—1 _ J_
/<:отр - ксв + i - 2 •
Напряжение отраженной волны
tforp = Wo = -jlOO = 50B.
Максимальное и минимальное напряжения в линии
UMKC=U0 + Uorp= 100+50=150 В; £/мин = £/0-£/отр=100-50 = 50В.
Ток отраженной еолны
_1_
'отр '^отр'° 2
Л™ = *«„Л = -гг-2=1 А.
Максимальный и минимальный токи в линии
Л.аКс = 'о + /0тР = 2+1=3 А; /мин=/„-/отр = 2-1 = 1 А.
Мощность отраженной волны, возвращаемая в генератор,
Ротр = *о2трР=(1)2.200 = 50Вт.
Мощность в нагрузке
^агр=^-^отР = 200-50=15°Вт.
Коэффициент использования падающей мощности
*вд=Янап,/Р= 150/200 = 0,75.
Таким образом, при КСВ = 3 нагрузка поглощает только 75 % мощности
падающей волны из-за рассогласования передатчика с линией, так как входное
сопротивление фидера не равно 50 Ом (оно может быть в данном случае 16,7
или 150 Ом или комплексным в зависимости от отношения длины линии к
длине волны). Поэтому необходимо отрегулировать связь передатчика с линией (а
также скомпенсировать возможную реактивную часть входного сопротивления
линии) таким образом, чтобы нагрузка по-прежнему поглощала 2С0Вт, как при
КСВ = 1.
224
Если проводить расчет с учетом потерь в линии (например, 10 %),
необходимо помнить, что снизится не только мощность падающей волны, достигающей
конна линии, но также снизится на 10 % и мощность отраженной волны,
вернувшейся к началу линии. При использовании длинных фидеров значение КСВ,
измеренное в линии возле передатчика, вследствие ослабления отраженной
волны, заметно меньше значения КСВ, - измеренного у нагрузки (антенны). КСВ
обычно измеряют в помощью рефлектометров или мостовым методом [5, 6].
Если линия без потерь нагружена на индуктивность (рис, 6.6, е) или
емкость (рис. 6.6, ж), в линии устанавливается режим стоячей волны. Положение
максимумов тока и напряжения зависит от индуктивного или емкостного
сопротивления на конце линии. В реальных схемах нагрузка (входное сопротивление
антенны) часто бывает комплексной. Ее можно представить как последовательное
соединение активного и реактивного сопротивлений, причем реактивное обычно
меньше активного. Поэтому распределение тока и напряжения в линии
приближается к распределению при активной нагрузке. Если в линии существуют
стоячие или смешанные волны, линия по отношению к генератору имеет различное
входное сопротивление.
Разомкнутая линия длиной меньше четверти волны (/ < Я/4) имеет
емкостное входное сопротивление, т. е. эквивалентна емкости, подсоединенной к
входным зажимам. При /= Я/4 она эквивалентна последовательному колебательному
контуру, сопротивление которого минимально при резонансе (максимум точа
и минимум напряжения). При / > Я/4 входное сопротивление становится
индуктивным, и при длине, равной половине Я, разомкнутая линия эквивалентна
параллельному колебательному контуру, имеющему максимальное сопротивление
при резонансе (наблюдается максимум напряжения и минимум тока).
В короткозаминутой линии той же длины, что и разомкнутая, картина
меняется на обратную. Нетрудно заметить, что входное сопротивление полуволиовс-
го отрезка линии (без потерь) равно сопротивлению, включенному на ее конце.
Это справедливо не только для случая, когда полуволновой отрезок на коиче
замкнут или разомкнут, но для любого сопротивления нагрузки. Поэтому такой
отрезок линии называется также полуволновым повторителем: ZBX = ZH при
любом значении Z0.
Четвертьволновый отрезок обладает трансформирующим действием: если
сопротивление нагрузки меньше волнового сопротивления отрезка линии, то
^вх>^о и 2ВХ = Zl/ZH. Волновое сопротивление четвертьволнового отрезка линии,
необходимое для согласования заданных сопротивлений ZBX н Zn, Z0 = ~\/rZbXZn-
Таким же точно трансформирующим действием обладает отрезок длиной 3/4Я, 5/4Я
и т. д., что равносильно последовательному включению четвертьволнового
трансформатора и одного или нескольких полуволновых повторителей. Отрезок линии,
в котором укладывается целое число полуволн, также обладает свойствами
полуволнового повторителя.
8. KB АНТЕННЫ
Параметры антенн. Антенны служат дтя преобразования энергии токов
высокой частоты в энергию электромагнитного поля при передаче и обратно при
приеме. По назначению антенны подразделяют на приемные, передающие и прием-
ио-передающие. Все характеристики антенн одинаковы при приеме и передаче,
поэтому любую передающую антенну можно использовать как приемную. В то
же время не все приемные антенны можно эффективно использовать при
передаче из-за малых размеров и высоты установки, нз-за ограничений по допустимому
напряжению.
При подведении к антенне энергии ВЧ колебаний в ней протекает ток,
а между разными точками антенны возникает разность потенциалов. Вследствие
этого вокруг антенны в пространстве создается электромагнитное поле.
Антенна характеризуется поляризацией поля излучения. Если вектор электрического
поля вертикален (излучающий проводник антенны расположен вертикально),
волна называется вертикально-поляризованной. Если излучатель горизонтален,
волна имеет горизонтальную поляризацию. При радиосвязи земной волной,
особенно Ь пределах прямой видимости, сведениям поляризации необходимы для
225
взаимного согласования положения передающей и приемной антенн. Если
проводник приемной антенны перпендикулярен вектору электрического поля
падающей волны, ЭДС в антенне ие наводится. Вертикальные передающие аитениы
создают значительно меньше помех телевизионным приемникам, имеющим
антенны с горизонтальной поляризацией. При дальней KB связи поляризация
принимаемого поля различна, так как вследствие отражения от ионосферы
поляризация поля изменяется зо воемени случайным образом.
Антенна представляет собой цепь с распределенными постоянными:
индуктивностью, емкостью, сопротивлением. Поэтому в общем случае распределение
гока в антенне подобно распределению тока в длинной линии. Антенны можно
разделить на две группы, резонансные, в которых величина тока по длине
антенны изменяется, и нерезонансные (антенны бегущей волны), в которых
величина тока вдоль антенны примерно постоянна. Если удаленный конец антенны
нагружен на активное сопротивление (второй вывод которого заземлен), равное
по величине волновому сопротивлению провода антенны, в ней устанавливается
бегущая волна, т. е. если пренебречь потерями энергии, ток по всей длине
антенны будет иметь одинаковую величину. Однако антенна излучает энергию,
поэтому по мере удаления от точки питания ток в антенне снижается.
Если удаленный конец антенны свободен, в ней устанавливается режим
стоячей волны, для которого характерны пучности и узлы тока и напряжения.
На конце антенны ток равен нулю, а напряжение максимально. Антенна
считается резонансной, если но ее длине укладывается целое число полуволн (для
заземленного вертикального вибратора — целое число четвертей волны).
Распределение тока в резонансной антенне практически не отличается от
распределения тока в длинной линии- ток и напряжение вдоль линии изменяются Г'о
синусоидальному закону, а их максимумы сдвинуты на расстояние, равное 1/4А,.
Сопротивление излучения антенны — это отношение напряжения U0 к току
/„ в пучности тока. Сопротивлепие излучения антенны можно представить как
сопротивление, которое, будучи внесено в пучность тока, рассеивает такую же
^.ощность Рнзл, какая излучается антенной,
^изл = Р*зп;1о = UJfo<
Напряжение и rose вдоль резонансной ачтенны изменяются, поэтому и
сопротивление антенны в разчьк точках будет различным. 1Чощность, излучаемую
антенной, можно вычисли!ь, определив действующее значение тока в пучности
^о и зная сопротивление излучения,
Входное сопротивление антенны ( в точке питания)
2а = Я„зл + Яп + /*а>
где Rn — сопротивление потерь, вызванное сопротивлением проводника току
высокой частоты (с учетом скин-эффекга), утечкой в изоляторах, вихревыми
токами в мачте, у вертикальных антенн — потерями в земле; Ха — реактивное
сопротивление антенны. Если антенна резонансная, Xа = 0. Ток в антенне
при этом максимален, а сопротивление антенны чисто активное. В этом случае
входное сопротивление обозначают как Ra.
КПД антенны v ., ,
1а = Яиз.Ж,зл + Яп)-
У горизонтальных антенн KB диапазона via обычно близок к 1. В то же время
сопротивление потерь вертикальных заземченных антени (в радиолюбигельском
исполнении) не менее нескольких ом при сопротивлении излучения 30 Ом,
поэтому их t}a < 1.
Ширина полосы пропускания антенны — полоса частот, в которой антенна
сохраняет достаточно высокие эксплуатационные свойства. Она определяется
заданными пределами неравномерности частотной характеристики антенны,
т. е. зависимостью ее полного входного сопротивления от частоты (отношением
226
Ха//?изл'). Чем больше R„3J1, тем шире полоса пропускания антенны. Поэтому
петлевой ьибратор (Дизл = 300 Ом) является широкополосной антенной, а короткие
виЗраторы (длиной менее !y4?i) являются нязкоэмными и потому узкополосными.
С другой стороны, толстый вибратор (диполь Надененко), имеющий меньшую
реактивность при одинаковых расстройках, чем обычный диполь, значительно
превосходит диполь в широкополосности. Ширину полосы пропускания антенны
определяют и по другим критериям, например, по допустимому снижению
коэффициента, усиления или отношению вперед-назад у направленных антенн.
Диаграм иа направленности передающей антенны показывает зависимость
напряженности поля, создаваемого антенной, от направления. При приеме
диаграмма направленности такая же, как и при передаче. Диаграммы
направленности KB антенн обычно определяют в двух плоскостях' горизонтальной и
вертикальной. Шириной диаграммы направленности (главного лепестка) называют
угол между направлениями, в которых излучаемая мощность уменьшается рдвсе
(а напряженность поля — в 1,41 раза) по сравнению с максимальным значением.
SO' 00° 70° SO' 90' 80' 70' SO' 50°
Рис. 6.7. Полуволновая антенна (ди- Рис. 6.8. Диаграммы излучения в
поль) вертикальной плоскости
горизонтально расположенного диполя при
Коэффициент настеленного действия различной высоте подвеса:
(КНД) передающей антенны D показы- — -*=VA ft =
вает, во сколько раз мощность, излучае- ~ '№• ft = A
мая антенной в главном направлении,
больше мощности, излучаемой (при одинаковой подводимой мощности) в этом
же направлении изотропным излучателем — антенной, имеющей сферическою
диаграмму направленности. Нередко КНД указывают относительно диполя, у
которого КНД равен 1,64 (2,15 дБ) по сравнению с изотропным излучателем.
Чтобы получить КНД направленной антенны относительно диполя, необходимо из
КНД по изотропному излучателю вычесть 2,15 дБ.
Коэффициент усиления антенны (G) меньше ее КНД и определяется с
учетом ее КПД:
G = D%,
где D — КНД. У направленных KB антенн обычно Па ~ '> поэтому G ~ КНД.
Коэффициент защитного дейст.ия антенны F — отношение ЭДС антенны
при ориентации максимума ее диаграммы на источник сигнала к ЭДС,
создаваемой антенной при ориентации ее определенным образом (например, отношение
вперед-назад, вперед-вбок).
Полуволновая антенна, или диполь (рнс. 6.7), является наиболее
распространенной, используемой либо самостоятельно, либо как составная часть
других, более сложных антенн. Она представляет собой прямой проводник,
электрическая длина которого равна половине длины волны. Физическая длина диполя
несколько меньше Я/2 из-за конечной толщины проводника и связанной с этим
емкостью антенны по отношению к окружающим предметам, в первую очередь,
по отношению к земле. Дополнительная емкость антенны приводит к снижению
ее резонансной частоты.
Длина антенчы, м, с учетом необходимого укорочения I •— 142 500//, где
f — средняя частота рабочего диапазона, кГц.
На рис. 6.7 показано распределение тока и напряжения вдоль антенны.
Входное сопротивление диполя, если питание подводится к середине диполя,
лежит в пределах от 60 до 80 Ом в зависимости от толщины проводника и
высоты подвеса h антенны над землей (при h больше 1/4А). Поэтому для диполя
227
удобно подводить питание через коаксиальный кабель с волновым
сопротивлением 75 Ом.
Теоретическая диаграмма направленности диполя в горизонтальной
плоскости представляет собой восьмерку с максимумами излучения,
перпендикулярными линии антенны. Практическая диаграмма зависит от конкретных условий
работы антенны, обычно имеет слабовыраженные нули вдоль линии антенны и
тем больше отличается от идеальной восьмерки, чем больше проводящих
(переизлучающих) предметов находится в непосредственной близости к антенне.
Несимметричность питания антенны также искажает диаграмму
направленности, смещая ее лепестки в сторону половины диполя с большим током.
Диаграмма направленности в вертикальной плоскости зависит от высоты
подвеса антенны над землей. Это связано с тем, что земля отражает часть
электромагнитной энергии, падающей на нее. Поле при удалении от антенны епреде-
ляется суммой прямых и отраженных волн. В точках пространства, где фазы
прямой н отраженной волн имеют один знак, поле усиливается; при сложении
волн с противоположными фазами поле ослабляется. На рис. 6.8 показаны
диаграммы направленности в вертикальной плоскости для различных высот
антенны над землей.
Рис. 6.9. Антенна «перевернутая V» Рис. 6.10. Длиннопроводная антенна
Разновидностью диполя является антенна «перевернутая V» (рис. 6.9),
часто используемая для работы на 40- и 80-метровых диапазонах.
Преимущества этой антенны — наличие лишь одной опоры в середине антенны; концы
антенны приближены к земле. Длина антенны выбирается короче длины диполя на
5—10 % из-за значительной емкости концов антенны по отношению к земле.
Входное сопротивление меньше, чем сопротивление диполя, и приближается
к 50 Ом, поэтому для питания антенны рекомендуется 50-омный коаксиальный
кабель.
Длиннопроводиые антенны. Иногда радиолюбители применяют наиболее
простые антенны — отрезок провода, длина которого больше, чем Х/2. Такие
антенны принято называть длинкопроводными (рис. 6.10). Диаграмма
направленности в горизонтальной плоскости таких антенн и входное сопротивление
зависят от соотношения длины антенны и длины волны. С увеличением длины
антенны по отношению к длине волны диаграмма направленности все более отличается
от характерной для диполя восьмерки, количество лепестков диаграммы
увеличивается, и главные из них становятся более прижатыми к оси антенны. Иными
словами, антенна приобретает все более выраженные направленные свойства.
Определить входное сопротивление длиннопроводной антенны можно,
учитывая распределения напряжения и тока вдоль ее длины. Как известно, ток на
конце антенны разан нулю, а напряжение максимально. Откладывая значения
напряжения и тока по длине антенны, начиная от ее конца, получаем значения
напряжения и тока на входных зажимах антенны (UBX, /BX). Их отношение
с учетом угла сдвига фаз между ними определяет комплексное входное
сопротивление. Величина и знак фазового угла между напряжением и током
определяют индуктивную или емкостную составляющую входного сопротивления
антенны. Реактивную составляющую можно уменьшить или свести к нулю, если
длина антенны близка к величине, кратной Я/2. В общем случае входное
сопротивление длиннопроводной антенны растет с увеличением ее длины, начиная от
90 до 170 Ом при питании антенны в пучности тока. Это связано с тем, что
значение тока равно сумме токов: передатчика и тока отраженной волны от конца
антенны, который уменьшается по мере увеличения длины антенны. При
питании антенны в других точках, и особенно в пучностях напряжения, входное
сопротивление антенны может достигать 2 кОм.
228
Длиннопроводную антенну подключают непосредственно к выходу
передатчика (если предусмотрено согласование выходного контура с антенной в
указанном диапазоне сопротивлений) или через согласующий колебательный контур.
При работе с длиннопроводными антеннами необходимо обеспечить хорошее
заземление передатчика, поскольку земля является вторым «антенным проводом»,
создающим электромагнитное поле.
Вертикальные антенны. Среди вертикальных антенн радиолюбители
наиболее часто используют антенны, высота которых Я/4 или Я/2 (рис. 6.11).
Вертикальные антенны такой длины имеют прижатое к земле излучение в
вертикальной плоскости при расположении антенны непосредственно над землей, что
является их положительным качеством при дальней радиосвязи и особенное диа-
пазонах 40 и 80 м, где получение прижатого к земле излучения с помощью
горизонтальных антенн невозможно из-за ограниченной высоты подвеса. В
горизонтальной плоскости диаграмма направленности представляет собой окружно0ть8
Н-1'-
7№
н-т
/I
14 МГц
H-3/U
21МГц
Рис. 6.11. Распределение тока в вертикальной
антенне и диаграммы направленности в
вертикальной плоскости:
а — на 7 МГц; б — на 14 МГц; в — на 21 МГц
Рис. 6.12. Схема питания аи«
тенны в диапазоне 14 МГц
т. е. антенна всенаправленная. КПД вертикальной антенны высокий, если
проводимость земли вблизи антенны достаточно высока. Поэтому при
невозможности установки антенны на поверхности хорошо проводящей земли применяют
«искусственную землю», представляющую собой ряд радиально расходящихся
из-под основания антенны проводников длиной не менее Я/4 каждый. Антенна
с «искусственной землей» носит название Ground Plane.
Входное сопротивление четвертьволновой вертикальной антенны равно
37 Ом. При высоте антенны Я/2 оно достигает нескольких сот или тысяч ом (в
зависимости от диаметра вертикального проводника). Поскольку вертикальные
антенны обычно питают через коаксиальный кабель с волновым сопротивлением
50 или 75 Ом, для получения небольших КСВ в фидере необходимо применять
согласующее устройство. Например, при высоте антенны Я/4 можно применить
схему у-согласования, при высоте антенны Я/2—согласующий параллельный
контур (см. рнс. 6.19, б). При многодиапазонной работе можно также
использовать несколько вертикальных проводников, включенных параллельно, настроив
каждый из них в резонанс на среднюю частоту диапазона.
Вертикальную антенну для работы на трех диапазонах разработал Л. Яй-
ленко1)Т5АА. Антенна предназначена для работы в диапазонах 7, 14 и 21 МГц.
Она проста в конструктивном отношении. Вертикальный излучатель,
изготовленный из дюралюминиевой трубы диаметром 40 мм, имеет высоту 9,9 м.
Распределение тока в антенне, а также диаграммы направленности в
вертикальной плоскости в зависимости от диапазона (т. е. от соотношения высоты антенны
и длины волны) показаны на рис. 6.11. На 14 МГц антенна благодаря сужению
диаграммы в вертикальной плоскости дает усиление 1,8 дБ, на 21 МГц для
определенных углов излучения усиление достигает 2,5—3 дБ.
229
В диапазонах 7 и 21 МГц антенна питается током, в диапазоне 14 МГц —
напряжением, поэтому иа 14 МГц при непосредственном питании коаксиальным
кабелем КСВ будет недопустимо большим. В данной конструкции согласование
антенны с фидером в диапазоне 14 МГц осуществляется путем применения
несимметричного четвертьволнового трансформатора фис. 6.12).
Волновое сопротивление применяемого кабеля 50 Ом. а сопротивление
питаемого с конца полуволнозого вибратора при его диаметре 40 мм составляет
примерно 1230 Ом Поэтому волновое сопротивление согласующего
трансформатора должно быть 250 Ом Можно применять симметричный ЗСО-омный кабель
с учетом его коэффициента укорочения 'обычно 0,77—0,82 ) или воздушную
линию. В диапазонах 7 и 21 МГц необходимо непосредственно соединять жилы
кабеля с основанием антенны.
Точки В и Г (рис. 6 12) можно соединить, согнув согласующий трансформа-
гор в круг или треугольник с плавными закруглениями. При соединении точек
В и Г работа трансформатора улучшается. Такое соединение оказалось
возможным потому, чго трансформатор питается несимметрично (при несимметричной
нагрузке) и нижний его провод служит в основном длясоз-
— " дания постоянной погонной емкости по отношению к
верхнему проводу трансформатора. Рели точки ,А и Б замкнуть,
трансформатор закоротится. В таком положении антенна
работает на 7 и 21 МГц. Согласующий трансформатор
закорачивается с помощью реле, расположенного у основания
антенны и заключенного в герметичную коробку. Антенна
установлена на фарфоровом изоляторе высотой 12 см. На
диапазоне 14 МГц в основании антенны развивается большое
9 напряжение (сотни вольт), поэтому изолятор должен иметь
I . малые потери и небольшую емкость. Антенна укрепляется на
Рис 6 13 Ппо- опорной мачте высотой не менее 5 м над землей или над
крысой „и™,,,,, „I шеи> так как она относится к разряду антенн Giound P1a-
160 м пе' работающих с «искусственной землей». Противовесы чис-
д лом не менее 4 (лучше 6—10) имеют длину 10,2 м, диаметр
провода 2 мм. При возможности рекомендуется добавить
несколько противовесов длиной 15,3 м. Это улучшит КПД антенны.
Согнутый в плазный треугольник согласующий трансформатор
поддерживается в пространстве (лучше под противовесами) с помощью двух деревянных
реек длиной 2 м. КСВ при питании 50-омным кабелем составляет менее 1,5 на
всех грех диапазонах.
Простая антенна для 160-метрового диапазона показана на рис. 6.13. Оиа
представляет собой отрезок провода длиной около 38 метров (что соответствует
Х/4 на 160-метровом диапазоне), часть которого подвешена горизонтально.
Причем, чем большая часть общей длины антенны приходится на вертикальную
часть, тем выше эффективность антенны. Эффективность антенны зависит и от
качества заземления. Лучше всего использовать специальное заземление:
вбитый в сырую землю штырь, закопанный лист оцинкованного железа и т. п.
В крайнем случае можно использовать закрепленные в грунте металлические
конструкции. Недопустимо использовать в качестве заземления трубопроводы
водопровода и отопления, так как помимо низкого качества такого заземления
возможны сильные помехи приему радио и телевидения, а также ожоги высокой
частотой при прикосновении людей к трубопроводам.
Входное сопротивление антенны колеблется в пределах 20—50 Ом а
зависимости от конфигурации антенны к ее расположения по отношению к другим
токопроводящим конструкциям.
Антенны направленного действия применяют все шире, поскольку они
позволяют сконцентрировать большую часть излучаемой энергии в определенном
направлении, увеличивая тем самым напряженность поля в месте приема и
уменьшая помехи в других направлениях, а также получать больший уровень
сигнала при приеме с этого направления. Радиолюбители наиболее широко
применяют два типа антенн направленного действия: тина «волновой канал»
и с рамочными вибраторами, среди которых чаще всего — антенны с
вибраторами в форме квадрата.
Антенна типа «волновой канал» представляет собой два или более
полуволновых вибраторов, расположенных параллельно друг другу вдоль оси излуче*
230
ния антенны (рис. 6.14). Один из вибраторов активный, т. е. к нему подводится
(или от него отводится) высокочастотная энергия. Остальные вибраторы
пассивные, и ток в них создается за счет электромагнитной индукции полем
активного вибратора. Изменяя длину пассивного вибратора и его расстояние от
активного вибратора, можно менять относительную фазу тока в нем. На этом и
основан принцип концентрации электромагнитной энергии в определенном
направлении. Фазу тока в [пассивном вибраторе устанавливают так, что его
собственное поле компенсирует поле активного вибратора при сложении в
направлении пассивного вибратора и оно ослабляется, а результирующее поле
в направлении активного вибратора усиливается. В этом случае принято
говорить, что пассивный вибратор работает как рефлектор. Если же фаза тока в
пассивном вибраторе такова, что результирующее поле в направлении этого
вибратора увеличивается, а в противоположном уменьшается, пассивный вибратор
работает как директор. Очевидно, что фаза тока в директоре должна отличаться
от фазы тока в активном вибраторе на угол Лф, равный отношению расстояния
между вибраторами S к длине волны X, т. е. Лф = .S . 360°'Я. При этом
направленное действие антенны максимальное.
Антенна типа волновой канэл может иметь один рефлектор или один
директор (двухэлементная), или один рефлектор и один или более директоров (трех-
и многоэлементная). Более одного рефлектора не применяют, поскольку поле
за первым рефлектором ослаблено насюлько, что вклад дсполнителььых
рефлекторов в диаграмму направленности антенны несущественен. Увеличение
числа директоров позволяет повысить коэффициент усиления антенны. Однако
количество директоров более четырех-пяти на KB применяют сравнительно редко
из-за больших размеров антенн и замедления роста усиления антенны и~
коэффициента направленного действия по мере увеличения их числа. Так, у
двухэлементной антенны типа «волновой канал» коэффнциен! усиления G по сравнению
с диполем равен 5 дБ, и отношение уровней сигналов вперед-на'ад F = 15...
17 дБ, у трехэлементной антенны G = 7,5 дБ и F = 20..,24 дБ, у четырехэле-
ментной О = Э дБ н F = 24...28 дБ, у пятиэлементной G = 10 и F — 28...
30 дБ.
Полоса частот, в которой антенна работает удовлетворительно, составляет
2—2,5 % рабочей частоты для двухэлементной антенны и уменьшается до 1 %
для четырех- и пятиэлементной, что соответствует полосе всею 2S0 кГц на
10-метровом диапазоне. Для расширения рабочего диапазона (за счет некоторого
снижения коэффициента усиления антенны го сравнению с максимально
достижимым) рекомендуется настраивать директор на наивысшей частоте рабочего
диапазона, а рефлектор — на самой низкой.
Как уже отмечалось, необходимую фазу тока в вибраторах антенны можно
устанавливать, изменяя расстояние между вибраторами или их длину.
Оптимальные характеристики антенны получаются, когда расстояние между
активным вибратором и рефлектором 0,15—0,25 К, а между активным вибратором и
виректором 0,1—0,2А. При расположении вибраторов на больших расстояниях
231
иастроЯка антенны (регулировка длины вибраторов) менее критична, а входное
сопротивление антенны больше, что облегчает согласование антенны с фидерной
линией. При максимальном разносе элементов КПД антенны и, следовательно,
коэффициент усиления более высоки. Однако при этом продольные размеры
антенны значительны, что затрудняет ее конструирование и использование на
20-метровом и более длинноволновых диапазонах. Поэтому большая часть
коротковолновиков использует трех- и четырехэлементные ангеины с расстоянием
иежду элементами меньшим, чем показано на рис. 6.И.
с
Ь
•ч
1 *
■I)
Ж Он
d
е
i
•*
«ч
е
с
■■"")
Amulmtl
Рнс. 6.15.
Log-Yagi
Антенна типа
Рис. 6.16. Двухэлементная
рамочная антенна
Согласование антенны с фидером (коаксиальным кабелем) осуществляют
обычно с помощью схем у- или Q-согласование, поскольку входное
сопротивление антенны 20—10 Ом. Для осуществления радиосвязей в различных
направления антенну выполняют вращающейся. Среди радиолюбителей в последнее вре-
»ы стали популярными многоэлементные антенны типа «волновой канал» с
двухэлементным активно питаемым возбуждающим вибратором. Такие антенны часто
Таблица 13
Диапазон,
МГц
23—29
28,5—29,5
29—30
21—21,5
В 5—14,5
а
430,5
422,9
416,56
588,3
893,4
ь
504,2
495,3
487,7
650, °
987,4
с
530,86
520,7
513,1
737,7
1123,9
Размеры, см
а \ е t
471,2
462,9
455,3
649,6
987,4
481,3
472,4
464,8
638,3
970,3
461
452,8
445,6
—
—
k
102
—
143
213
1 т. J n
97
—
256
382
318
352
525
230
—
1
84
—
105
157
называют Log-Yagi, поскольку в них сочетаются принципы работы антени Yagi
((•волновой канал») и логарифмически периодических антенн (возбуждающий
элемент) (рис. 6.15).
Как показывают расчеты и многочисленные эксперименты, такие антенны
имеют преимущества по сравнению с обычными типа волновой канал: большой
рабочий диапазон и снижение критичности настройки при согласовании с
фидером, повышенный КПД и, следовательно, большее усиление при равном числе
элементов. Входное сопротивление антенны приблизительно равно 200 Ом. Его
удобно согласовывать с 50-омным коаксиальным кабелем через согласующий
трансформатор (4 : 1).
В табл. 13 приведены размеры антеии типа Log-Yagi, оптимизированные
для различных участков 10-метрового диапазона (шестйзлементкых) и пятиэле-
232
ментных антенн для 15- и 20-метровых диапазонов, рассчитанные В. Давыдовым
(UW9WR).
Антенны направленного действия с вибраторами, имеющими длину, равную
длине волны, и выполненными в виде рамки, широко применяют на КВ. Рамки
вибраторов располагают параллельно друг дру1 у, перпендикулярно оси
излучения антенны на тех же расстояниях, что и у антенны типа «волновой канат»
Как известно, входное сопротивление рамочного вибратора ^а длиной к
:ущественно выше, чем линейного полуволнового вибратора. Это означает, что
в многоэлементной антенне на основе рамочных вибраторов #а больше, чем для
антенны типа волновой канал, а следовательно, КПД и полоса рабочих частот
шире, чем у антенны с равным числом линейных вибраторов. Многоэлементные
антенны на основе квадратных вибраторов имеют недостаток- антенна занимает
в пространстве определенный объем (в отличие от волнового канала, который
является плоской антенной); это затрудняет крепление мачты антенны с помощью
оттяжек. Кроме того, для поддержания рамок антенны, обычно выполняемых мз
провода, необходимо применять достаточно длинные н прочные шесты из
хорошо изолирующего материала, не подверженного влияниям погодных условий.
Эти недостатки в значительной мере устранены в рамочной антенне,
предложенной С. Буниным UB5UN.
Антенна состоит из двух рамочных элементов, выполненных в виде
греческой буквы Д (рнс. 6.16). Вибратор образован горизонтальной трубой А А
(диаметром 15—30 мм) и проводами, соединяющими концы трубы АА с концом В
трубы ВС (того же диаметра, что и труба АА), укрепленной перпендикулярно
трубе АА в ее центре. При горизонтальной поляризации и симметрии тока в
антенне не требуется изоляции вибратора от несущих элементов в точках В и С,
поскольку в этих точках имеются узлы напряжения. Однако если уверенности
в полной симметрии нет, то для исключения шунтирующего действия трубы ВС
достаточно изолировать провод ABA в точке В.
Труба СС является несущим элементом (бумом) антенны. Траверса DD'
предотвращает опрокидывание антенны. Питание активного элемента антенны
осуществляется с помощью схем у- или Q-согласования коаксиальным фидером
сопротивлением 75 или 50 Ом.
Геометрические размеры антенны: периметр вибратора равен 1,1 Я, рассто: ниа
между вибраторами 0,1 IX. Пассивный вибратор используют как директор. Рели
стороны вибратора равны, то длина трубы ВС равна 0,285А.
Настройку антенны удобно проводить в перевернутом ее положении С
помощью гетеродинного индикатора резонанса настраивают активный вибратор
на среднюю частоту рабочего диапазона, а частоту директора на 2—3 % выше.
Подстройку в резонанс производят скручиванием зачищенных проводов
вибраторов в точке В. Затем с помощью испытательного генератора с горизонтально-
поляризованной антенной, отнесенного на расстояние 5—10 X, настраивают
антенну на прием по максимальному отношению сигнала вперед-назад или
максимальному усилению также путем скручивания или раскручивания проводов
директора в точке В''. После настройки провода пропаивают и окончательно
закрепляют на трубе ВС и В'С'. Далее антенну возвращают в рабочее положение
и закрепляют траверсу DD'. Последним этапом в настройке антенны является
подгонка элементов согласующего устройства по минимуму КСВ
Антенну можно сделать многодиапазокной, поместив внутри основных
вибраторов на наиболее низкочастотный диапазон проволочные Д-вибрагоры на более
высокочастотные диапазоны, накрепив их верхним углом на трубе ВС и растянув
нижние углы с помощью капроновых веревок, прикрепленных к трубе АА.
Параметры данной антенны не отличаются от параметров антенн на основе квадратных
вибраторов (0 = 55 дБ, Р = 20дБ). Добавляя рефлектор и
дополнительные директоры, можно получить многоэлементную Д-антенну с более высокими
характеристиками.
При настройке антенн направленного действия следует иметь в виду, что
максимум коэффициента усиления не совпадает с максимумом отношения вперед-
назад. Обычно настройку антенн ведут на максимальное отношение сигнала
вперед-назад, так как ослабление сигналов с боковых и заднего направлений
позволяет дополнительно отстраиваться от помех при приеме путем
пространственной ориентации антенны. Проигрыш в усилении антенны при этом
незначителен (0,51 дБ).
9 4-618
233
Повысился интерес радиолюбителей к широкополосным антеннам
направленного действия с логарифмически-периодической структурой (рис. 6.17),
позволяющей сохранить параметры антенны в широком диапазоне частот (10—
30 МГц). Антенна имеет следующие параметры: коэффициент усиления 6 дБ,
входное сопротивление 200 Ом, F — 17 дБ. Как видно, параметры этой антенны
близки к параметрам трехэлементного
волнового канала. Значения параметров ъ'ожно
приблизить к параметрам многоэлементных од-
нодиапазонкых антенн, уменьшая угол а при
вершине антенны, увеличивая длину антенны
и число ее элементов, однако, при этом
увеличиваются ее металлоемкость и масса.
Ограниченность пространства для
установки антенн нередко заставляет
радиолюбителей конструировать антенны с
уменьшенными линейными размерами
вибраторов. Электрическое удлинение
вибраторов, т. е. компенсацию реактивной
составляющей на заданной частоте, осуществляют
включением индуктивности в разрыв
вибратора в п>чносги тока или вблизи от нее (при
этом величина индуктивности должна быть
больше) или подключением емкости между
точками пучностей напряжения, имеющими
противоположные знаки (рис. 6.18). В
линейном вибраторе емкость между его концами
можно увеличить с помощью проводящих
кругов или звездочек на его концах либо просто
утолщением вибраторов. Применяют и
комбинированное удлинение вибратора с
использованием обоих способов. Емкостное удлинение
предпочтительнее индуктивного, так как
позволяет получить эффективную длину
вибратора больше физической.
Укороченный вибратор при любом
способе электрического удлинения имеет меньшее
сопротивление излучения, чем
полноразмерный. Сопротивление излучения укороченного
настроенного вибратора (т. е. со
скомпенсированной реактивностью)
Рис. 6.17. Логарифмически-пе
риодическая антенна на диапа'
зон 10—30 МГц
R,
изл. у
Оу/1)2,
где ^изл—сопротивление излучения полноразмерного вибратора; I и I—длина
укороченного и полноразмерного вибраторов соответственно.
Уменьшение сопротивления излучения приводит к уменьшению КПД и,
следовательно, к снижению коэффициента усиления антенны. Сравним работу двух
диполей: иолноразмерного, у которого сопротив- j ^^
ление излучения равно 73 Ом, и укороченного, ^" ~~-~^
у которого / = 0,5/ . Допустим, что
сопротивления потерь одинаковы для обоих диполей
и равны Rn = 5 Ом, тогда
Яизл у ■= 73 С°.5)2 = 73 • °'25 = 13-25 Ом-
КПД укороченного и полноразмерного диполей
= 15,25/(18,25-4-5) = 0,78;
■п
а. у '
г,а = 73/{73 + 5) = 0,93.
Как видим, КПД укороченной антенны
заметно ниже полноразчерной. Существенно
снижается и коэффициент усиления укороченных
направленных антенн, особенно многоэлементных,
Рис. 6.18. Способ
электрического удлинения
укороченной антенны:
о — с помощью индуктивности в
пучности тока; 6 — с помощью
емкости в пучности напряжения
234
поскольку их сопротивление излучения и без того понижено влиянием
пассивных элемент?..
Вообще говоря, уменьшение размеров антенны неизбежно приводит к
уменьшению энергии, отбираемой или отдаваемой антенной в пространство. Потерю
энергии невозможно компенсировать никакими ухищрениями в самой антеюе.
Эго следует иметь в виду при конструировании укороченных (уменьшенных)
антенн.
Укороченные антенны обладают большей зависимостью входного
сопротивления от частоты Эго означает, что входное сопротивление укороченной ач-
тенны согласуется с сопротивлением фидерной линии лишь в узком диапазоне
частот. Для расширения рабочего диапазона следует применять согласующие
устройстг-а с перестройкой.
Питачие антенн. Высокочастотная энергия от передатчика к антенне и от
ашенны к приемчику передаете? с помощью фидерной (питающей) линии. Фи-
z-еэные линии бывают двух типов: открытые и закрытые. Открытые фидерные
линии представляют собой линию из двух или четырех параллельных проводов,
диаметр которых и расстояние между ними определяют волновое сопротивлеьие
линии. В качестве закрытых фидерных линий чаще Есего использиог
коаксиальные кабели Несмотря на iO что потеря высокочастотной энергии в
коаксиальных кабелях значительно больше, чем в открытых линиях с воздушным
диэлектриком, коаксиальные кабели применяют в качестве фидерных линий в
подавляющем большинстве случаев. Это связано с тем, что при правильном подключении
фндера к антенне все электромагнитное поле заключено внутри кабеля, и кабель
можно прокладывать вблизи других проводов и проводящих сред. Согласование
аятенны с фндером считают удовлетворительным, если К.СВ фидерной линии не
превышает 2. Это соответствует отклонению величин входного сопротивления
антенны от волнового сопротивления фидера не более чем в два раза.
Согласование входного сопротивления антенны с волновым сопротивлением фидера
осуществляют следующими способами.
Включают между фидером и антенной согласующую линию (рис. 6.19, а),
длина которой равна Я<4, а волновое сопротивление — среднему
геометрическому между волнозыл сопротивлением фидера и входным сопротивлением
антенны, т. е. Zc = У /фЯа Такой способ согласования применяют при работе в
узкой полосе частот. Применяют согласующий (настроенный) контур (рис. 6.19,6;.
Контур настраивают на рабочую частоту. Отводы от катушки L выполняют в
точках, в которых сопротивление контура соответствует сопротивлению антенны
и фидера. Широкополосные трансформаторы позволяют согласовать
сопротивление в широкой полосе частот. На рис. 6.19,в и г показаны схема и способ
выполнения широкополосного трансформатора для согласования сопротивлений
с соотношением 1 : 4 Трансформатор намотан на ферритовом кольце с и = 50...
150 одновременно в два провода, концы которых соединяют, как показано на
рис. 6.19, в, число витков 15—20.
Применяют схемы у- (см. рис. 6.14) или Q-согласования антенны с фидером.
Изменяя длину согласующей линии х, находят точку подсоединения этой линии
к вибратору, в которой сопротивление антенны соответствует сопротивлению
фидера. Конденсатор С служит для компенсации индуктивной состгвляющей
согласующей линии. Схема Q-согласования (рис. 6.19, д) позволяет выполнять
согласование без изменения длины линии путем изменения соотношения емкости
конденсаторов С/ и С2. Длина линии х = 0,05...0,06Я. Диаметр провода
(трубки) согласующей линии в обеих схемах в 2—5 раз меньше диаметра провода
(трубы) вибратора.
Cor тасование можно выполнить с помощью специальной линии, сопротпг-
ление которой меняется от Z& до R плавно по экспоненциальному закону
(рис. 6.19, г). Этот способ в любительской практике применяется редко из-за
большой требуемой длины линии и конструктивных сложностей ее изготсь-
лгния.
Часто кроме согласования сопротивлений возникает также необходимость
в питании антенны строго противофазными токами (в симметрировании питания
антенны). Симметрирование необходимо для устранения искажений диаграммы
направленности антенны за счет излучения фидера. Симметрирование можно
осуществить с помощью одной из схем, показанных на рис. 6.20. Схемы рис. 6.20, а
235
Вибратор С2 220
Ж
a/so
Рис. 6.19. Схема питания антенн:
а — через четвертьвольовый трансформатор; б — с помощью
настроенного контура; в — через широкополосный трансформатор;
г—зскиз намотки трансформатора; д — схема £?-согласования;
е — согласование с помощью экспоненциальной линии
Металлическая
мент поверх
ш
а
Ra.cm "Zip
< 4-1 < ■
2<р,жси»
'д
Ra.ctm 'Zip
Zg>MCUM
Zip несин
Ra.ctm '?Ф
—-• •
Zpmam
Рис. 6.20. Способ симметрирования питания антенн:
а — четвертьволновым стаканом; 6 — четвертьволновым отрезком линии; в —фер-
ритовым кольцом; г — с помощью U-колена; д — настроенным симметричным
контуром; е — широкополосным трансформатором без трансформации
сопротивления
и б представляют собой четвертьволновые линии, подключенные к aiiTCi'i'o и
закороченные на конце. Такая линия обладает большим входным
сопротивлением, препятствующим появлению тока во внешней оплетке кабеля, что
равнозначно созданию симметричных токов в обеих частях диполя. Четвертьволновый
запирающий отрезок работает лишь в узкой полосе частот.
Симметрирование в широкой полосе частот гожно осуществить, если по
внешнюю оплетку включить большое индуктивное сопротивление. Не рис. 6.20,
в такое сопротивление выполнено за счет намотки кабеля на ферритовое кольцо
с магнитной проницаемостью в несколько сотен единиц. Этот способ
симметрирования предложил в 1959 г. Ю. Мединец (UBCUG) Схема рис. 6.20, г не только
изменяет фазу во втором проводе вибратора на 180°, но и трансформирует
сопротивление антенны в четыре раза. Симметрирование можно гыполнить и с
помощью согласующего колебательного контура или широкополосного
трансформатора (рис. 6.20, д и е). В широкополосном трансформаторе обмотки /, // и ///
одинаковы и наматываются одновременно тремя проводами на ферритовом
кольце со эцчч«>ниями ц до нескольких сотен. Число витков 15—25. Концы обмоток
сгзя
Рис. 6.21. Схема \нивер
салоного согласующего
ус тройства
Несимчеош'/тй
html
{Симметричный
с выыд
со тиняют, как показано на схеме. Трансформатор хорошо работает в полосе
частот 3—30 МГц.
Выходной каскад передатчика или входной каскад приемника (тганспгера)
обмчно рассчитывают на согласование с активным сопротивлением 50—75 0м.
Радиолюбители часто применяют антенны, входное сопротивление которых
неизвестно и содержит реактивную составляющую (длинный провод случайной
д.тны, антенну другого диапазона и т. п.). Подключать такую антенну
непосредственно к передатчику, во-первых, бессмысленно из-за низкой эффективности
передачи энергии в антенну, а, во-вторых, небезопасно из-за возможности гы-
хода из строя деталей выходного каскада за счет перенапряжений при высоком
КСВ фидера. Совершенно недопустимо подключение случайной нагрузки к
транзисторному передатчику, где имеется опасность выхода нз строя мощных
транзисторов.
На рис. 6.21 показана схема универсального устройства для согласовангя
выходного сопротивления передатчика и входного приемника с комплексным
входным сопротивлением любой антенны. Устройство трансформирует актиьнсе
сопротивление в сопротивление 50—75 Ом и компенсирует реактивною
составляющую в диапазоне 3—30 МГц. Согласование контролируют КСВ-метрсм,
вктюченным между передатчиком и согласующим устройством по минимуму
стоячей волны. В согласующем устройстве использованы два конденсатора
переменной емкости (один — сдвоенный) и катушка индуктивности с плавно
перемещаемым или переключаемым отводом. Она содержит 40 витков провода
диаметром 2,2 м, намотанных на каркасе диаметром 80 мм с шагом 1 мм. Можно
использовать подходящую катушку с роликовым перемещаемым отводом от
промышленных радиопередатчиков.
Симметрирующий трансформатор Т1 применяют для подключения
симметричного фидера. При этом замыкают переключатель .S. Трансформатор 11
конструктивно не отличается от трансформатора на рис. 6.19, в , г. Его выполняют
на нескольких (в зависимости от мощности передатчика) ферритовых кольцах
с магнитной проницаемостью [i = 50...400. Согласующее устройство
располагают в металлическом ящике подходящих размеров.
237
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Айзенберг Г, 3. Коротковолновые антенны.— М.: Связь, 1962.— 815 с.
2. Баранульхо В. А. Особенности распространения радиоволн.— М.: Веек-
издат, 1964 — 192 с.
3. Долуханов М. П. Распространение радиоволн.— М.: Связь, 1965.— 400 с.
4. Калинин А. И., Черенкова Е. Л. Распространение радиоволн и работа
радиолиний — М • &ннь, 1971.— 439 с.
5. Ротхаммель К. Антечны.— М.: Энергия, 1969.— 311 с.
6. The ARRL Antenna Book. USA, ARRL Inc., I960.—320 p.
Глава 7
ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
1. ПОЛУАВТОМАТИЧЕСКИЙ ТЕЛЕГРАФНЫЙ КЛЮЧ
В настоящее время большинство полуавтоматических ключей для передачи
телеграфной азбуки строят с использованием элементов цифровой техники.
Наиболее широко применяют две схемы ключей. Первая содержит мультивибратор,
вырабатывающий меандр (прямоугольные колебания со скважностью 2).
Мультивибратор запускается при нажатии манипулятора и является генератором
точек. Иногда предусматривается регулировка скважности в небольших
пределах, позволяющая изменять характер телеграфного сигнала по желанию опера-
гора. Для формирования тире импульсы с мультивибратора подают на триггер,
на выходе которого вырабатывается импульс длительностью в две точки. Затем
выходное напряжение мультивибратора и триггера подается на схему сложения
(схема ИЛИ), и на выходе ее получаются импульсы длительностью в три точки
с паузой длительностью в одну точку, т. е. последовательность тире. Схема
ключа обязательно содержит также кепи, обеспечивающие при
кратковременном нажатии манипулятора формирование точек и тире нормальной
длительности («самоподхват»). Скорость передачи регулируется путем изменения
частоты колебаний мультивибратора.
Вторая схема ключей содержит генератор коротких импульсов с
регулируемой частотой, которые подаются на два последовательно включенных триггера.
На выходе первого триггера образуются точки, на выходе второго— импульсы
длительностью в две точки. Тире формируется схемой сложения, как и в
предыдущем случае. Такой ключ обеспечивает телеграфный сигнал со стандартным
соотношением длительностей тире и точек: 3 • 1.
Ключи выполняют на интегральных микросхемах, иногда с применением
транзисторов. Ключи на бипотярных транзисторах и микросхемах типа ТТЛ
нередко даюг сбои в условиях высокочастотных наводок от передатчика. Сбои
объясняются детектирующими свойс1вами переходов транзисторов, низким
уровнем порога переключения микросхем и их высоким быстродействием. Поэтому
ключи следует тщательно экранировать и блокировать по ВЧ соединительные
провода.
В схемах полуавтоматических телеграфных ключей предпочтительнее
применять элементы с более высоким пороюм срабатывания, с малыми
быстродействием и потреблением энергии, например, элементы с МОП-сэрукхурой
(микросхемы серии КД76), на которых можно построить ключ с автономным питанием,
что удобно как в стационарных, так и в полевых условиях. Кроме того, питание
схемы ключа от встроенной в корпус батареи или аккумулятора устраняет
ВЧ наводки на соединительные провода.
На рис. 7.1 показана схема полуавтоматического ключа, разработанная
В. Кононовым (UY5VJ). Ключ содержит управляемый генератор импульсов с
регулируемой частотой на элементах DL1—D1.3, триггер D2.1 (формирователь
точек), триггер D2.2, схему сложения на диодах VD5, VD6, эмитгерный
повторитель на транзисторе VT1 и ключевой каскад на транзисторе VT2, а
коллекторную цепь которого включено электромагнитное реле или непосредственно мани-
пулируемый каскад передатчика. Схема работает следующим образом. При ней-
238
тральном положении манипулятора S/ на вход / элемента D 1.2 поступает ло-
; ическая «1» через резистор R1. Генератор заторможен: на выходе 11 инвертора
D 1.3 «Ь, на входе С триггера D 2.1 «(?». Логическая «1» нз входе R триггера
D 2.2 устанавливает «О» на его выходе (вывод 13). При переводе манипулятора
в положение «точки» на вход / элемента D1.2 поступает «О», генератор начинает
I аботать. Импульсы подаются на вход триггера D2.1, который формир\ет
точки, поступающие через диод VD5 н транзистор VT1 на вход ключевого кгс-
када. Триггер D 2.2 при этом удерживается в исходном состоянии уровнем «!»,
г.оступающим на его вход R через резистор R 2. Цепь с диодами VD1 и VD2
обеспечивает передачу точки нормальной длительности даже при
кратковременном замыканри манипулятора.
При переводе манипулятора в положение «тире» генератор импульсов
и триггер D 2.1 работают как и в положении «точки», однако со входа R
триггера D 2.2 снимается запрет, и он изменяет свое состояние под действием импуль»
па микросхемах Дг
соч с триггера D 2.1. Цепь с диодами VD5 и VD6 образуе! схему ИЛИ, импульсы
с выходов триггеров D 2.1 и D 2.2„суммируются на входе транзистора VT1,
ф)рмируя гире. Цепь с диодами VD1 — VD4 обеспечивает передачу тире даже при
кратковременном замыкании манипулятора. Ключ формирует стандартный код
Морзе на всех скоростях.
Схема ключа потрс-блгет ток менее 0,1 мА в паузе" и около 1,5 мА в мо\ент
передачи знака (при манипуляции передатчика с помощью ключевого каскада).
Если напряжение и юк в манипулируемой цени превышают соответственно 30 В
и 100 мА, транзистор VT2 следует заменить на более высоковольтный (например,
КТ605Б). При необходимости в цепь коллектора транзистора VT2 можно
включить электромагнитное реле (на рис. 7.1 показано пунктиром). Реле располагают
или в корпусе ключа, и тогда оно питается от батареи ключа (показано на
схеме), или в корпусе передатчика (тогда оно питается от цепей передатчика). В
схеме ключа можно использовать реле РЭС-41 — РЭС-44, РЭС-55 с потреблением
юка 5—20 мА или самодельное с магнитоуправляемыы коптактгм КЭМ 3,
расположенным в катушке, содержащей 5—б тыс. витков провода диаметром
0,1—0,14 мм. Такое реле имеет ток срабатывания ие более 5 м А, что обеспечивает
работу ключа ог двух батарей 3336 (К.БС) в течение нескольких месяцев при
ежедневной работе.
2. ЧАСТОТОМЕР — ЦИФРОВАЯ ШКАЛА НАСТРОЙКИ
Использование частотомера в качестве шкалы настройки дзет следующее
преимущества по сравнению с механическими и оптическими шкалами' высокую
г)'шость отсчета частоты (0,! хГ:х и выше); чеп^льзоачгьче одной шкалы для дв^х
и более ГПД, что важно, когда прием и передача ведутся на разных частотах;
возможность «запоминания» определенной частоты (например, частоты редкой
2S9
ЦирроВые индикаторы
Б \
Дешифраторы
X
Запоминающее
устройство
X
Десятичные
счетчики
\
Управляющее
устройство
\
Делитель
КВарцеВый генератор
дальней станции) с последующей ее индикацией по желанию оператора:
отсутствие субьективной ошибки в отсчете частоты и необходимости в
периодической корректировке шкалы, что предотвращает случайный выход за пределы
выделенных радиолюбителям частот.
Однако связная любительская аппаратура с цифровым отсчетом частоты
нередко для удобства снабжается также грубой стрелочной (аналоговой) шкалсй
с делениями по 50—100 кГц. Такая шкала видна полностью или в большей чгсти
и позволяет наглядно представить любительский диапазон как участок, отрезок
шкалы частот, а не как разность цифр, а также дает оператору мгновенное
представление о положении частоты радиостанции в пределах диапазона. Это
объясняется тем, чю человеку свойственно мыслить ье
цифрами, а полуколичественными представлениями
типа больше-меньше, ближе-дальше и т. п. Следует
отметить также, что долго смотреть на цифровую
шкалу утомительно, цифры отвлекают внимание
оператора, что бывает помехой в тяжелых условиях
приема. Поэтому аналоговая шкала размещается
обычно непосредственно возле ручки настройки,
а цифровая — выше или в стороне и служит для
справок о точном значении частоты.
Частота настройки приемника (передатчика)
определяется частотами его гетеродинов. При
однократном преобразовании сигнала необходимо учитывать
частоты двух гетеродинов, при двойном
преобразовании — трех. В соответствии с этим
частотомер — цифровая шкала настройки имеет два или
три входа (рис. 7.2). Число разрядов панели
индикации обычно на один меньше числа разрядов
счетчика, так как в связи с неопределенностью (на ±1)
состояния младшего разряда счетчика оно не
индицируется. При цене единицы младшею разряда
шкалы в 1 кГц период накопления импульсов
составляет Юме, при цене 0,1 кГц— 100 мс. После
окончания счега информация из счетчика переписывается
в запоминающее устройство и индицируется.
Счетчик переводится в нулевое состояние, и начинается
новый цикл счета.
Работа всей цифровой шкалы управляется
устройством, которое получает тактовые импульсы
с частотой 10—100 Гц через делитель от кварцевого
генератора, работающего на частоте 0,1 или 1 МГц. Точность показаний
цифровой шкалы и стабильность их во времени определяются точностью и
стабильностью кварцевого генератора, который калибруется по образцовому источнику
частоты или по заводскому частотомеру.
Большинство схем современной любительской приемно-передающей
аппаратуры в одних диапазонах использует сложение частот гетеродинов, в других—
вычитание или то и другое. Частоты всех гетеродинов считаются поочередно.
Например, в первые 10 мс иа счетчик поступают колебания кварцевого
гетеродина, в следующие 10 мс — плавного, затем — опорного. Сложение или
вычитание частот (т. е. числа импульсов) выполняется непосредственно в реверсив1 ом
счетчике. Дтя учета знака действия (плюса или минуса) управляющее устройст?о,
коммутирующее прямой и обратный входы реверсивного счетчика с выходами
ге;еродинов, соединяют с переключателем диапазонов.
Следует отметить, что при приеме ТЛГ сигналов показания цифровой писаны
отличаются от истинной частоты сигнала на величину частоты звуковых биений
(0,7—1 кГц). Это необходимо помнить или вводить в счетчик соответствующую
поправку. При приеме ОМ сигналов, если приемник настроен точно,
индицируется частота подавленной несущей сигнала.
Цифровая шкала — довольно сложное устройство: содержит 25—30
микросхем средней и малой степеней интеграции.
Существуют способы, позволяющие упростить цифровую шкалу.
Необязательно подсчитывать частоту колебаний кварцевых генераторов приемника или
Г
Ри.\
схема
Формирующее
устройство
Входы
7.2. Структурная
ЦИфрОВОЙ Ш1ЭЛЫ
240
передатчика: она достаточно стабильна (необходимо только убедиться, что
частота их соответствует заданной, и в случае необходимости подстроить ее). Bivcc-
то измерения частоты кварцевого генератора ее значение искусственно вводится
в счетчик, и можно ограничиться одним входом.
Предположим, необходимо разработать пятиразрядную цифровую шкалу
с ценой младшего разряда 1 кГц для трансивера с плавным первым гетеродином
и промежуточной частотой 5300 кГц, в котором в диапазонах 10, 15 и 20 м
частота колебаний 5300 кГц при передаче добавляется к частоте колебаний ГПД,
а в диапазонах 40 и 80 м — вычитается. При работе в диапазонах 10, 15 и 20 м
после сброса в счетчик перед началом счета записывается промежуточная частота
5300 кГц. Тогда счет начинается не с нуля, а с этого значения, и счетчик
показывает соответственно не частоту ГПД, а рабочую. Для работы шкалы в
диапазонах 40 и 80 w (прн вычитании частот) необязательно применять реверсивный
счетчик. Достаточно ввести в обычный счетчик число, которое необходимо
добавить к значенио промежуточной частоты, чтобы получить 100 000 кГц
(дополнительное число). В нашем примере оно составит 94 700. При работе, например,
на частоте 7020 кГц частота плавного гетеродина (12 320 кГц) складывается
с дополнительным числом. Счетчик должен показать 107 020, но евпду
переполнения цифра шестого разряда теряется и счетчик покажет частоту 07 020 кГц.
В диапазонах 40 и 80 м цифру десятков мегагерц можно вообще гесить (тогда
дополнительное число будет '1700).
Используя то обстоятельство, что ширина диапазонов любительской сеяз-
ной аппаратуры менее 1 МГц Собычно 500 кГц), в большинстве случаев можно
упростить счетчик, отказавшись от счета единиц и десятков мегагерц и
устанавливать их значения с помощью переключателя диапазонов. Если
промежуточная частота равна целому числу мегагерц (например, 5 или 9 МГц), счетчик
можно еще упростить, так как кет необхогиуости загисквать в него дополнительнее
число. Дальнейшего упрощения счетч1ка можно добиться, исклк^ив запом1 на-
ющее устройство и применив дешифраторы с пагятью (например, К176ИД2).
Можно и другим способом обойтись Сез запоминающего устройства, чередуя
периоды счета и индикации, причем во время счета индикация гасится. Если
периоды индикации следуют достаточно часто (25 раз в секунду или чаше), и.1 ь-
кания цифр незаметно, а падение яркости по сравнению с непрерывной
индикацией можно компенсировать некоторым увеличением тока или напряжения на
индикаторах.
На рис. 7.3 показана схема частоюмера для трансичера с промежуточной
частотой 9 МГц, разработанная UY5VJ. Частотомер имеет четыре счетных и три
индицируемых разряда: единицы, десятки и сотни килогерц. Цифра мегагерц
определяется положением переключателя диапазонов и добавляется «в уме*.
В 10-метровом диапазоне трансивер перекрывает частоты 28—29 МГц. Транси-
вер имеет также простую аналоговую шкалу, связанную с осью переменною
конденсатора. По этой шкале можно определять цифру мегагерц (28 или 29),
если потребуется полное перекрытие диапазона 28—29,7 МГц,
Кварцевый генератор частотомера собран на элементах D 1.1 и D1.2.
Точное значение частоты устанавливается подбором конденсатора С. Элемент
D1.3 — инвертор-формирователь, D2—D5 — линейка делителей, на выходе
которой получаются импульсы длительностью 0,5 мке и частотой 100 Гц. Сьч
поступают на триггер D6.1, на выходах которого поочередно получаются импульсы
длительностью 10 мс (второй триггер микросхемы D6 не используется). Выход
Q соединен со входами гашения дешифраторов D10, D12, D14. С выхода Q
триггера D6.1 импульс длительностью 10 мс подается на вход 8 счетчика D8 и
разрешает счет импульсов измеряемой частоты, поступающих на вход 9 этого же
счетчика с формирователя, собранного на транзисторе VT1. В счетчиках D9, D11,
D13 накопляются значения сотен, десятков и единиц килогерц. Во-время
набора импульсов индикация отсутствует, так как дешифраторы погашены.
Через 10 мс триггер D6.1 опрокидывается, счет импульсов прекращается, на
входы 4 дешифраторов поступает разрешающий нмпульс, и на индикаторах
отображается записанное значение частоты (число мегагерц теряется). Период
индикации длится также 10 мс. В конце его с выходов микросхем D5 и D6.1 с
помощью элементов D1.4, D7.1 и D7.2 формируется импульс сброса длительностью
0,5 мке, устанавливающий счетчики в нулевое состояние, затем цикл
повторяется. Длительность цикла 20 мс, т. е. информация обновляется 50 раз в секунду.
241
IE
^2| S^j £r S
4 as
Jeezi
.! I
ч so
к
^
=4
lJ-J
bu
§5
§
^ ^ ^ ^
KJ ад & S3 —
^ Ci S cs ^
- £ g =-- a?
4^- c\. <0 s*T ^"
(5, гсЗ ^ £=> £=}
s
о
X
U
со
При работе в диапазоне 10 v частота ГПД достигает 20 МГц, что превышает
паспортное значение максимальной частоты счета (10 МГц) для iv-икрссхеуы
К155ИЕ1 (D8). Большинство таких микросхем, однако, работают до частот
18—20 МГц, некоторые и ьыше. Для счетчика необходимо подобрать такую
микросхему, которая работает на частотах 20—21 МГц, подав на вход счетчика
сигнал с ГСС напряжением 200—300 мВ. Счетчик собран на двух печатных
платах размером 55 X 70 мм. На одной установлен кварцевый резонатор и
микросхемы D1—D7, на второй — микросхемы D8—D14, формирователь входного
сигнала и индикаторы типа АЛС324Б. Платы соединяют стойками на
расстоянии 10 мм друг от друга и устанавливают за передней панелью трансивера так,
чтобы цифры были видны в окне панели.
Описанный счетчик можно приспособить для трансиверов с промежуточной
частотой 5 МГц, добавив между входным формирователем и микросхемой D8
еще одну микросхему — быстродействующий триггер К131ТВ1. Диапазон
счетчика расширится до 30—35 МГц. Поскольку число импульсов в счетчиках
уменьшается вдвое, необходимо вдвое увеличить время счета (и индикации). Для
этого после триггера D6.1 включают неиспользуемый триггер D6.2 и снимают
управляющие импульсы с его выходов. Полный цикл измерения (счет, индикация
и сброс) составит 40 мс, т. е. информация обновляется 25 раз в секунду.
В счетчике вместо светодиодных индикаторов АЛС324Б и дешифраторов
К514ИД2 можно применить более распространенные газоразрядные индикаторы
ИН-12, ИН-17 и дешифраторы К155ИД1, выполнив схему гашения на
транзисторных ключах по одному на каждый индикатор.
Поскольку цифровые устройства обычно имеют низкое входное
сопротивление и соединяются с гетеродинами отрезками коаксиальных кабелей,
необходимо подсоединять их через согласующие устройства, например, истоковые
повторители. Цифровые устройства генерируюггширокий спектр помех
радиоприему и сами подвержены влиянию ВЧ наводок от радиопередающей аппаратуры,
приводящих к сбоям. Поэтому необходимо тщательно экранировать цифровые
устройства и осуществлять ВЧ развязку проводов питания.
3. ИЗМЕРИТЕЛЬ КОЭФФИЦИЕНТА СТОЯЧЕЙ ВОЛНЫ
ДЛЯ ЛИНИЙ С ВОЛНОВЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ 50 И 75 Ом
Прибор дтя измерения КСВ, разработанный Э. Гуткиным (UB5CE),
представляет собой одну из разновидностей рефлектометров с токовым
трансформатором. Схема прибора показана на рис. 7.4. Прибор работает следующим образом.
С делителя С1СЗ снимается часть ВЧ напряжения, действующего в линии, и
подается на среднюю точку вторичной обмотки токового трансформатора 77. Во
вторичной обмотке наводится ВЧ напряжение, пропорциональное току в лиг ил.
Напряжения на концах вторичной обмотки противофазны по отношению к
средней точке. Если нагрузка согласована с линией, напряжение и ток в линии
совпадают по фазе, поэтому на одном конце вторичной обмотки будет сумма
напряжения емкостного делителя и обмотки, на другом — разность. Регулируя
выходное напряжение делителя подбором его емкостей, можно эту разность свести
к нулю, т. е. сбалансировать схему.
Схема позволяет измерять КСВ в фидерах с сопротивлением 50 и 75 Ом с
применением одного балансировочного конденсатора. Прибор используется
в линиях сопротивления 50 Ом при разомкнутом переключателе S1. В линиях
сопротивлением 75 Ом при одной и той же мощности напряжение выше, поэтому
для снижения выходного напряжения делителя параллельно конденсатору СЗ
подключают конденсатор С2. Трансформатор 77 изготовлен на ферритовом
кольце размером к20 X 10 X 5 мм с проницаемостью 20—30. Первичная обмотка
представляет собой короткий отрезок (до 10 см) коаксиального кабеля,
продетого в кольцо и соединяющего разьемы XI и Х2. Наружная изоляция с кабеля
не снимается, а оплетка соединяется с латунным корпусом прибора только с
одной стороны и служит электростатическим экраном. Вторым проводником линии
служит корпус прибора. Вторичная обмотка содержит 2 X 24 витка провоза
ПЭЛШО0Д5, намотанных по всей окружности кольца. В приборе использ\ют
микроамперметры на 50—200 мкА.. Прибор можно выполнить в одном корпусе,
однако иногда целесообразно микроа.мперметр, переключатель S2 н регулятор
R3 поместить в отдельный блок (индикатор), а остальную часть схемы (ВЧ
головку) вынести в удобьое место (антенный щит, выход передатчика) и соединить
с индикатором экранированным кабелем.
Вначале прибор настраивают при нагрузке 50 Ом (переключатель S/
разомкнут). Для настройки достаточна мощность 10—20 Вт. Нагрузка (например,
10 г араллельно соединенных резисторов МЛТ-2 по 510 Ом) подключается к
разъему Х2, передатчик — к разъему XI; можно и наоборот, так как схема
симметрична. Изменяя емкость конденсатора С/ изолированной отверткой, добиваются
нулевых показаний микроамперметра в одном из положений переключателя S2,
например, «отраженная волна» — «Отр.». В другом положении («падающая
волна» — «Пад.») напряжение с катушки и делителя суммируется, поэтому
нулевых показаний получить невозможно. Затем прибор настраивают при нагрузке
75 Ом (переключатель S1 замкнут) В качестве конденсатора С2 временно
короткими проводниками подсоединяют переменный конденсатор емкостью 150—
200 пФ и изменением его величины добиваются нулевых показаний
микроамперметра, не трогая конденсатора С1. Затем
измеряют емкость переменного
конденсатора и заменяют его постоянным такой же
емкости. Конденсатор CI должен быть
воздушным, конденсаторы С2—С6 —
керамическими.
Для измерения КСВ в реальной линии
ее подключают к прибору, подают ВЧ
мощность от передатчика и снимают показания
прибора: ипая и Uот„ в соответствующих
положениях переключателя S2. Тогда
КСВ =
+ ^отр/^п
Рис. 7.4. Схема
измерителя КСВ
с токовым
трансформатором
микроамперметра
1
' отр' ^пад
Шкалу микроамперметра
целесообразно оцифровать от нуля до единицы через
0,1. Определение КСВ упрощается, если
в положении S2 «падающая волна» стрелку
установить регулятором R3 на максимум показаний, т. е.
установить U . = 1. В этом случае
'пад
ксв = 1±^
1
■и,
отр
Измерения КСВ таким способом не учитывают нелинейности диодов. Более
точно откалибровать прибор можно, подключив к линии при согласованной
нагрузке ВЧ вольтметр. Регулируя мощность передатчика, уточняют
градуировку прибора. Измеритель КСВ можно также откалибровать непосредственно
в единицах КСВ, нагружая его на безындукционные резисторы различной
величины. Калибровку производят на частоте, близкой к верхнему частотному
пределу прибора, т.е. на частоте 14 или 21 МГц. Ее удобно вести, установив
переключатель S1 в положение «50 О.м». После балансировки прибора на
согласованной нагрузке (50 Ом) к нему подключают нагрузку 75 Ом и устанавливают
переключатель S2 в положение «падающая волна». Стрелку прибора регулятором
R3 устанавливают на 1, переводят S2 в положение «Отр.» и отмечают иа шкале
значение КСВ = 1,5. Затем подключают нагрузку 100 Ом, переключатель S2
переводят в положение «Пад», стрелку микроамнерметра устанавливают на 1,
переводят S2 в положение «Отр.», отмечают значение КСВ =—2 и т. д. При
таком методе калибровки погрешность измерения КСВ на коротких волнах не
более 10 %.
4. КВАРЦЕВЫЙ КАЛИБРАТОР
Кварцевый калибратор (рис. 7.5) предназначен для первоначальной
градуировки шкалы при настройке приемопередающей аппаратуры и для
периодического контроля и коррекции при эксплуатации. Основой калибратора являет-
244
ся автогенератор на кварцевом резонаторе, обладающий высокой стабильностью
частоты и широким спектром гармоник основной частоты В схеме используют
кварцевый резонатор на частоту I МГц. Это позволяет калибровать начало
любительских диапазонов на 7, 14, 21 и 28 МГц. Для получения частотных меток
интервалом 100 кГц колебания с частотой 1 МГц подают на интегральную
микросхему D2, представляющую собой делитель на 10. Еще один делитель на
10 (D3) позволяет получить метки с интервалом 10 кГц. Включив в схему
дополнительный делитель, можно получить частоты для калибровки с интервалсм
1 кГц, что не всегда требуется для калибровки любительской аппаратуры.
Выбор шага калибровочных частот осуществляется переключателем 67.
Подстроечный конденсатор, включенный последовательно с кварцевым
резонатором, служит для подстройки частоты колебаний автогенератора по
эталонному сигналу, например, принятому от станции, передающей эталонные
частоты Схему можно использовать также с кварцами на частоты 5—10 МГц.
VI К1Л5553
41 1 - l_i,
Чооо
Вг,ВЗ К1ИЕ551
Рис. 7.5. Схема кварцезою калибратора
(") ^Вьшд
Глава 8
БОРЬБА С ПОМЕХАМИ ТЕЛЕВИЗИОННОМУ
И РАДИОПРИЕМУ ОТ ЛЮБИТЕЛЬСКИХ РАДИОСТАНЦИЙ
1. ПОМЕХИ ПРИЕМУ ТЕЛЕВИДЕНИЯ
При эксплуатации любительской радиостанции в населенном пункте
иногда возникают помехи от передатчика приему телевизионных и радиовещательных
передач Борьба с ними является одной из задач как радиолюбителей,
эксплуатирующих радиостанции, так и радиоспециалистов, разрабатывающих бытовую
радиоаппаратуру. Помехи по своему характеру разнообразные и являются
следствием не только явных неисправностей радиостапчии, но и связаны с побочными
излучениями передатчиков и наличием внеполосных каналов приема приемных
устройств. При поязлении помехи телевизионному или радиоприему
радиолюбителю прежде всего необходимо убедиться, что причина помехи связана с
работой его радиостанции. При жалобе на помеху радиолюбитель должен прекра
тнть работу на передачу, выяснить причины и устранить помехи. Необходимо
определить время возникновения и исчезновения помехи, ее характер (помеха
изображению или звуку, в чем выражается — срыв изображения, искажения
изображения, искажения звука и т. д.), а также степень ее выраженности. ?ти
данные следует сравнить с записями в журнале радиостанции, что позволит
определить связь помехи с работой на том или ином диапазоне, видом
модуляции и используемой антенной.
Отметим некоторые немаловажные психологические особенности отношений
между радиолюбителями и телерадиослушателями, жалующимися на помехи.
Независимо от того, считает ли радиолюбитель, что причиной помехи является
его радиостанция или нет, он должен внимательно выслушать жалобу и проявить
такт даже в случае, если жалоба была высказана в нетактичной форме. Никогда
245
sie следует категорически отрицать всякую возможность помехи. Следует тут же
проявить за 'птересовапность в выяснении причины помехи и ее устранении и
просить пострадавшего оказать любезность в содействии этому. Хорошие
взаимоотношения помогают устранить помехи и необходимость вовлечения в конфликт
представителей государственной инспекции электросвязи, осуществляющих
контроль за уровнем радиопомех. К тому же не исключено, что помеха возникает
гстедстви° несовершенства или неисправности телевизора или радиоприемника,
и радиолюбителю придется устранять ее с разрешения владельца.
Большое значение имеет характер поведения радиолюбит*- -я при
возникновении помехи. Совершенно недопустимыми являются попытки ьекоторых
радиолюбителей скрыть свою причастность к источнику помех и нежелание
контактировать с радиослушателями по этому вопросу. Не говоря о том, что сам
радиолюбитель проявляет нечестность и ограничивает свои возможности работы в
Ефяре, сн бросает тень на своих коллег. Каждый радиолюбитель перед выходом
ь эрир должен быть уверен, что его радиостанция не создает помех. Это в первую
очередь относится к случаям, когда испытывается вновь созданная передаю-
Несишая
Спектр Шеосигна/т
Шеосигнапа
Поднесушая цвета
Сильная помеха
Умеренная
помеха
Несущая
зЦна
Спетр
звукового
сигнала
(сильная помет
звуку) \
4 4,4 5
S 6,5 7
i,№
Рис. 8.1. Относительный уровень помех телевизионному приему в
зависимости от частоты мешающего сигнала
щая аппаратура, антенны, новые виды модуляции, переключатели
«прием-передача» и т. п.
В общем случае основным методом борьбы с помехами является метод проб
и ошибок. Это обусловлено тем, что причины помех и их проявления весьма
разнообразны и зависят от конкретных условий, типа приемной и передающей
аппаратуры, уровня их внеполосиых излучений, каналов приема, взаимного
расположения пораженного помехой приемника и передатчика и т. д. Видимый
эффект от помехи на экране телевизора зависит от вида и уровня помехи.
Канал изображения более чувствителен к помехам, чем канал звукового
сопровождения, так как последний имеет узкую полосу частот и работает с частотной
модуляцией, обеспечивающей более высокую помехоустойчивость.
Полное пропадание изображения или звука в результате помехи
происходит в том случае, когда телевизор и передатчик находятся в непосредственной
близости, т. е. когда уровень помехи намного превышает уровень
телевизионного сигнала. Обычно помеха проявляется в уменьшении контрастности
изображения или перехода его в негативное, в наложении на изображение сетки,
вертикальных или наклонных полос, а также в нарушении строчной или кадровой
синхронизации. Иногда помеха на экране проявляется в виде белых или черных
точек или горизонтальных штрихов, совпадающих во времени с моментами
манипуляции передатчика или переключения его с приема на передачу, и наоборот.
Нередки также помехи, вследствие которых изменяется размер растра, а также
яркость и контрастность изображения. Цветные телевизоры дополнительно
подвержены помехам, искажающим цвет изображения.
Изменения контрастности изображения и переход его в негативное связаны
с перегрузкой входа телевизионного приемника сильным мешающим сигналом.
Наклонные полосы на экране телевизора являются следствием биений между
несущими видеосигнала и помехи. Полосы широки и редки, когда частота биений
низкая, т. е. когда частота помехи близка к частоте несущей видеосигнала;
узкие и частые, когда частота биений высока.Обычно чем ниже частота биений,
тем сильнее выражена помеха. На рис. 8.1 показан относительный уровень
помех в зависимости от частоты мешающего сигнала в пределах телевизионного
канала. Если частота помехи 3,5—5 МГц, то на экранах черно-белых телевизо-
246
ров она выражена слабо (мелкая сетка на изображении), но нарушает
цветопередачу цветного телевизора из-за биений с цветовой поднесущей (искажения цвета,
яркие цвеювые полосы). Если мешающий сигнал проыодулирован (проманипу-
лирован) по амплитуде, помеха на экране меняется в такт с частотой модуляции.
При этом в громкоговорителе телевизора помеха обычно не прослушивается, за
исключением случаев, когда помеха очень сильная или ее частота лежит вблизи
несущей, а также когда помехе подвержены непосредственно УПЧ звука или
УНЧ телевизора.
Синхронизация нарушается в случаях импульсных помех, возникающих
вследствие «жесткой» манипуляции передатчика или других причин, связанных
с переключением токонесущих цепей. В моменты переключения возникают
кратковременные переходные электрические процессы, приводящие к излучению
в пространство электромагнитной энергии в широком спектре частот. Эти помехи
просматриваются на экране в виде точек или горизонтальных штрихов.
Изменение размеров изображения с одновременным изменением его яркости
и контрастности вызвано падением напряжения в сети, питающей телевизор.
В этом случае изображение на экране «дышит» в такт с манипуляцией или
модуляцией передатчика. Эта помеха устраняется путем стабилизации напряжения
питания телевизора.
Высокочастотные помехи приему телевидения обычно связаны с двумя
причинами' побочными излучениями передатчика, попадающими в пределы
телевизионного канала, и недостаточной избирательностью телевизионных
приемников, в том числе наличием побочных каналов приема. В первом случае
борьба с помехами должна осуществляться на радиостанции, во втором — в
месте установки телевизионного приемника. р ■
Помехи, связанные с побочными излучениями передатчика. В большинстве
случаев источником помех приему телевидения являются побочные излучения
передатчика и, в первую очередь, гармоники основного сигнала, попадающие
в телевизионный канал. Степень проявления помехи зависит не только и не
столько от ее интенсивности, сколько от соотношения уровня помехи и
телевизионного сигнала в месте приема. Поэтому чем слабее напряженность поля
телевизионного сигнала и чем ближе телевизионный приемник к передатчику,^тем
вероятнее и сильнее помеха.
Согласно современным требованиям, средняя мощность любого из побочных
излучений KB передатчика должна быть на 40 дБ (в 10 000 раз) меньше средней
мощности на основной частоте и в любом случае не более 50 мВт. Столь высокие
требования удается удовлетворить путем комплексных мероприятий,
сводящихся к борьбе с возникновением побочных колебаний или понижением их уровня
в передатчике и обеспечению электромагнитной герметичности передатчика на
всех частотах, кроме рабочей.
Побочные колебания в передатчике можно разделить на следующие группы:
колебания самовозбуждения различных каскадов передатчика, колебания,
появившиеся в результате линейного преобразования частоты в^передатчике,
и гармоники основного сигнала.
Самовозбуждение каскадов передатчика. Появление колебаний
самовозбуждения связано с недостатками схемы илн конструкции передатчика или его
неправильной настройкой Колебания самовозбуждения обычно имеют
нестабильные параметры (частоту, амплитуду) и искажают сигнал передатчика. С точки
зрения помех приему телевидения особенно опасны самовозбуждение в УКВ
диапазоне н гармоники колебаний самовозбуждения KB диапазона, попадающие
в пределы или лежащие вблизи телевизионных каналов. Способы борьбы с
самовозбуждением разнообразны и»зависят ог конкретной схемы возбуждающихся
каскадов. Обычно передатчик исследуют на наличие самовозбуждения в процессе
первоначальной настройки и устраняют его. В дальнейшем, особенно при
внезапном возникновении помех, необходимо учитывать возможность
самовозбуждения в результате изменения схемы, замены ламп, транзисторов н других
элементов и принимать меры по его устранению.
Побочные сигналы преобразования частот. Борьба с побочными продуктами
преобразования сводится к оптимальному выбору частот преобразования,
снижению уровней сигналов, подаваемых на смеситель и снимаемых с него,
применению балансных схем, подавляющих наиболее нежелательные сигналы, и
улучшению фильтрации преобразованных сигналов (см, гл. I и 3).
С47
Гармочики
йиапазонсй
tm
50
ВО
70
00
90
180
ТВ
чатлы
ж
ТВ
1
Ш
ТВ
2
Р
I
ТВ
тв
<
S
Юм
7
Км
Г
I
20/
I
I
Е
по
дл/гтояоб
канат' Юм /5м
Гармоники основного сигнала передатчика являются наиболее
распространенной причиной помех телевизионному приему, так как они являются наиболее
интенсивными побочными сигналами передатчика, и частоты некоторых из них
совпадают с частотами телевизионных каналов или лежат вблизи них.
На рис. 8.2 показана связь между частотами телевизионных каналов
метрового диапазона, наиболее подверженных помехам, и гармониками сигналов трех
любительских диапазонов. Например, 3-я гармоника сигнала передатчика,
работающего в 10-метровом диапазоне, 4-я гармоника сигнала в 15-метровом
диапазоне и 6-я гармоника сигнала в 20-метровом диапазоне попадают в 4-й
телевизионный канал, вызывая сильную помеху (см. рис. 8.1).
В последние годы в связи с развитием однополосной телефонии
передатчики и трансиверы строят по схемам с преобразованием, а не с умножением
частоты, и каскадами усиления мощности, работающими в линейных режимах А:В
и В. Такие передатчики создают меньший
уровень гармоник, чем телеграфные и AM
передатчики с умножителями частоты и
оконечными каскадами, работающими в
режиме С. Тем не менее острота проблемы
борьбы с помехами от гармоник передатчиков
не снизилась из-за непрерывно
увеличивающегося парка телевизионных приемников,
увеличения их чувствительности и
расширения в связи с этим зон приема
телевидения.
Для определения того, является ли
гармоника передатчика причиной помехи,
необходимо выяснить: 1) попадает ли
гармоника сигнала передатчика в
телевизионный канал, поражены ли другие
телевизионные каналы, связанные с
гармониками сигнала передатчика на данном
диапазоне (если да, то вероятной причиной
помехи являются гармоники); 2) меняется ли
характер помехи (число мешающих полос
на экране) при перестройке телевизионного
приемника в пределах данного канала
ручной настройки гетеродина телевизора. Если
нет, то это также подтверждает наличие
помехи от гармоники.
Если же помехе подвержены и другие телевизионные каналы и характер
помехи меняется в зависимости от настройки телевизора, более вероятной
причиной является перегрузка входа телевизора основным сигналом передатчика или
проникновением помехи в УПЧ изображения. Не исключен также прием на вне-
полосных каналах телевизора.
Борьба с гармониками ведется следующим образом: 1) уменьшением уровня
гармоник в передатчике; 2) экранировкой передатчика и развязкой цепей
питания и других цепей по высокой частоте; 3) фильтрацией гармоник на выходе
передатчика)^) исключением всякого рода нелинейностей в цепях фидера и антенны.
Уменьшение.уровня гармоник в передатчике достигается снижением уровней
сигналов, подаваемых и снимаемых с каскадов усиления, умножения и
преобразования частоты. Поскольку все эти каскады являются 1енераторами гармоник,
важно, чтобы в схемах каскадов не было цепей, резонирующих на ненужных
гармониках и усиливающих их. Такие цепи образуются индуктивностями
соединительных проводов и паразитными емкостями, в том числе емкостями электродов
ламп и транзисторов. Во многих случаях паразитные резоиансы можно
обнаружить с помощью гетеродинного индикатора резонанса, который, кроме основной
частоты, индицирует побочные. Если частота резонанса совпадает с частотой
мешающего колебания, необходимо устранить резонанс или, по крайней мере,
изменить его частоту, изменяя параметры элементов, вызывающих его.
Например, можно изменить длину проводов или заменить конденсаторы. Включение
антипаразитных сопротивлений и контуров, помимо устранения
самовозбуждения, снижает и уровень гармоник.
гоо
210
220
230
Рис. 8.2. Диаграмма частот
телевизионных каналов и гармоник
сигналов с частотами любительских
диапазонов
-
1
ТВ
S
ТВ
7
ТВ
8
ТВ
9
ТВ
'1
ТВ
и_
ТВ
12
6
7
В
9
То
248
Как уже отмечалось, уровень гармоники зависит от режима работы
каскада и наличия сеточных токов. Разработаны генераторные лампы малой и средней
мощностей с «левыми» анодно-сеточными характеристиками, обладающие
высокой линейностью амплитудной характеристики и работающие без сеточных
токов (например, ГУ-ЗЗБ, ГУ-34Б и др.). Применение этих ламп в оконечных
каскадах также снижает уровень гармоник.
Экранировка передатчика является необходимым условием его
эксплуатации. Обычно схему передатчика или трансивера заключают в металлический
корпус для создания электромагнитной герметичности, т. е. условий, при которых
предотвращается выход электромагнитной энергии. Некоторые радиолюбители
пренебрегают экранировкой, эксплуатируя передатчики без всякого корпуса.
Такая эксплуатация совершенно недопустима с точки зрения техники
безопасности и возможности создания помех. Наилучшим высокочастотным экраном
является однородный металлический ящик, выполненный из хорошо проводящего
металла достаточной толщины и не имеющий каких-либо отверстий, щелей и т.п.
В большинстве случаев экранировка достаточно эффективна, если размеры
отвертим и щелей невелики и в соединениях элементов корпуса имеется хороший
электрический контакт.
Электромагнитную герметичность передатчика легко проверить
чувствительным резонансным волномером. Перемещая волномер вокруг работающего
передатчика, можно заменить точки (области), где проникновение
высокочастотных полей наружу максимально — это плохо подогнанные крышки и стенки
корпуса, отверстия для размещения приборов, органов управления, выводов
проводов и т. п. Для уменьшения излучения в каждом отдельном случае следует
принимать меры в зависимости от конструкции. Например, при значительном
излучении через приборные отверстия можно поместить сзади измерительных
головок П-образный экран или отгородить переднюю панель передатчика от
остальной схемы дополнительным плоским экраном.
Уровень высокочастотной энергии быстро уменьшается при удалении от
элементов колебательных контуров, ламп и т. д. Поэтому более эффективно
применять экраны, удаленные or этих деталей. Полезно дополнительно
экранировать отдельные каскады передатчика, так как это не только улучшает
электромагнитную герметичность, но и уменьшает вероятность самовозбуждения
каскадов.
Причиной помех телевидению во многих случаях является недостаточная
высокочастотная развязка выходящих из передатчика проводов и особенно
провода сетевого питания. Высокочастотная энергия передатчика, попадая в
питающую сеть, подводится через провода этой сети к телевизорам и радиоприемникам,
включенным в нее, а также излучается в пространство. Для высокочастотной
развязки проводов, выходящих наружу от передатчика, применяют дроссели,
резисторы и конденсаторы, образующие цепи, шунтирующие на землю высокочас-
тотныг сигналы в проводах или образующие заградительные фильтры для
высоких частот. В зависимости от номиналов применяемых деталей и частоты
сигнала уровень ослабления меняется. Существенно улучшает развязку на высоких
частотах применение проходных конденсаторов вместо обычных или
конденсаторов опорного типа, поскольку у проходных конденсаторов паразитная
индуктивность сведена к минимуму. При выборе типа проходного конденсатора
необходимо учитывать допустимый ток, пропускаемый внутренним проводком
конденсатора.
Хорошую блокировку проводов по высокой частоте можно обеспечить, если
поместить их в заземленный экран. Экран создает распределенную емкость вдоль
провода и таким образом шунтирует провод на высокой частоте по всей длине.
Увеличить сопротивление провода на высокой частоте можно путем увеличения
его погонной индуктивности. Для этого на провод одевают ферритовые кольца
соответствующего типоразмера с магнитной проницаемостью порядка нескольких
сот. Если требуется локально увеличить индуктивность провода, его несколько
раз продевают сквозь ферритовое кольцо, образуя таким образом
тороидальную катушку с необходимой индуктивностью. Осуществляя развязку сетевого
провода передатчика, следует помнить, что ток в нем может быть значительной
величины. Это накладывает дополнительные требования к катушкам фильтра,
индуктивность которых не должна существенно изменяться под действием тока.
В противном случае характеристики фильтра будут меняться в зависимости от
24Э
нагрузки. Это относится к катушкам с сердечниками из магнитных материалов.
Для исключения влияния тока подмагничивания катушку наматывают в два
провода, в результате чего магнитное поле тока компенсируется. На рис. 8.3
показана схема сетевого фильтра передатчика с такой катушкой. Катушка
намотана на плоском ферритовом сердечнике размерами 120 X 20 X 10 мм с
магнитной проницаемостью 400.
Фильтрация гармоник на выходе передатчика. Для подавления гармоник
на одном телевизионном канале параллельно выходу передатчика подключают
последовательный коьтур, резонансная частота которого равна частоте
мешающей гармоники
передатчика. Вместо контура
можно включить
четвертьволновый (для данной
гармоники) отрезок
коаксиального кабеля, разомкнутый на
конце (рис. 8.4, о).
Настройку контура или""
подбор длины кабеля проводят
по минимуму помехи на
экране телевизора. Кабель
можно настроить также
с помощью подстроечного
конденсатора емкостью 20—
30 пФ, включенного на конце кабеля несколько меньшей длины, чем четверть
длины волны (рис. 8.4, б). Кабель и подстроечный конденсатор рассчитывают на
выходное напряжение передатчика с учетом КСВ (сотни вольт при мощности
передатчика 200 Вт).
Эффективно подавить гармоники можно, включив на выход передатчика
ФНЧ. Такой фильтр должен без существенного ослабления пропускать сигнал
с частотами до 30 МГц и ослаблять сигналы более высоких частот. При этом его
входное и выходное сопротивления должны быть согласованы с волновым
сопротивлением фидерной линии. На рис. 8.5 покачяна схема ФНЧ и его частотная ха-
5/ш
питния
Рис. 8.3. Схема
сетевого
фильтра передатчика
rw~\
¥
J
Ф
С„мс-30пФ
Рис. 8.4. Схема антенного фильтра передатчика
рактеристика. Конструктивно фильтр выполняют в металлической коробке,
поделенной на отсеки. Каждую секцию фильтра (катушку) располагают в
отдельном отсеке для исключения влияния взаимной индуктивности между
катушками. Конденсаторы фильтра должны иметь рабочее напряжение не ниже 500 В.
Собранный фильтр проверяют с помощью измерителя частотных характеристик,
нагрузив вход и выход на сопротивление, равное волновому сопротивлению
фидера, или с помощью ГСС.
Если такой возможности нет, то настройку фильтра осуществляют
следующим образом. Закорачивают разъем XI и настраивают контур L/C/ на частоту
44,4 или 47 МГц для 50- и 75-омпого фильтра соответственно, растягивая или
сжимая витки катушки L/. Затем также настраивают контур L5C4,
закорачивая разъем Х2. Далее отсоединяют временно катушки L2 и L4 и настраивают
катушку L3 так, чтобы контур C2L3C3 резонировал на частоте 25,5 МГц (для
50 Ом) или 25,2 МГц (для 75 Ом). Эту настройку выполняют с помощью гетеро-
250
'данного индикатора резонанса, связанного с L3. Эгн частоты составляют 0, 7)
ог частоты «Cjvsa» фильтра.
При отсоединенной катушке L3 подстраисают L2 до тех пор, пока контур
C1L1L2C2 не будет настроен на частоту 3?,5 МГц (для 50 Ом) или 31,8 МГц
(дли 75 Ом) с разомкнутыми разъемами. Катушку L4 настраивают таким же
образом для получения резонанса контура C3L4L5C4 на этих же частотах. При
этом не трогают катушки L1 и L5, поскольку они были настроены ргнее. Катушку
L3 запаивают в схему, и фильтр готов к эксплуатации. Гетеродинный индикатор
5-
у
Ги^
I 17^^
2 3 v sto 20mwaiwflm
h
Риг. 8.5. Схема ФНЧ дтя подавления гармонях выходного сигнала
передатчика (а) и характеристика ослабления в зависимости от
частоты (б)
резонан;а, связанный с любым из входов ненагруженного фильтра, должен
показывать резонанс на частоте среза фильтра, равной 36 МГц (для 50 Ом)
и 35,5 МГц (для 75 Ом).
Далее фильтр подключают к передатчику через измеритель коэффициента
стоячей волны. Выход фильтра нагружают на эквивалент антенны
(безындукционный резистор 50 или 75 Ом). Если волновое сопротивление фильтра близко
к номиналу резистора, показания измерителя
коэффициента стоячей волны будут близки к 1.
Такой фильтр не ухудшает согласования
антенны с выходом передатчика. При измерении
следует поменять вход и выход фильтра
местами. Показания прибора при этом не
должны изменяться.
При работе фильтр подключают к
фидерной линии в качестве последнего из устройств,
подключенных к выходу передатчика (т. е.
после КСВ-метра, антенных реле,
переключателя «прием-передача» и т. п.). При этом
фильтр ослабляет возможные гармоники
сигнала передатчика, появившиеся из-за
нелинейности характеристик этих устройств. Параметры
элементов фильтра приведены в табл. 14.
Недостаток фильтра — возможность появления
перенапряжений на его элементах за счет
энергии гармоник, генерируемых передатчиком.
Для токов гармоник элементы схемы
представляют реактивные сопротивления
различной величины, которые определяют значения
напряжений и токов. Кроме того, поскольку энергия гармоник не
поглощается и не изл\чается, она отражается на выход передатчика, изменяя режим
работы выходного каскада. Это особенно опасно для транзисторных
передатчиков, в которых в результате этого возможен выход из строя выходных
тванзисторов.
На рис. 8.6 показана схема антенного фильтра, лишенного этого недостатка.
Па схимэ изображены два фильтра: ФВЧ и ФНЧ. ФНЧ с частотой среза 40 МГц
пропускает основной сигнал в антенну и задерживает гармоники с частотами
ьыше частоты среза. ФВЧ с той же частотой среза пропускает колебания
гармоник к балластному резистору /?, где поглощается их энергия, и предотвращает
попадание сигнала на резистор R. В результате передатчик работает на активное
с/.
С2,
Параметры
С4 пФ
СЗ пФ
Количество вит-
коз
U:
L2,
L3
*.
L5
L4
Таблица 14
Волновое
сопротивление
фидера,
50
50
170
3,5
8
9
Ом
75
40
1£0
6
11
13
* Провод ПЭВ-2 1,2 мм, диа«
метр катушки 12,5 мм, шаг намотки
3 ым.
251
сопротивление независимо от диапазона частот и уровня генерируемых гармоник
(при условии согласовани4 с антенной). При правильной настройке фильтра
показания КСВ-метра, включенного между передатчиком и фильтром, во всем
ди. пазоне частот при нагрузке ФНЧ на эквивалент антенны близки к 1.
Мощность балластного резистора R составляет 10 % от выходной мощности
передатчика. Фильгр собирается в металлической коробке с четырьмя отсеками для
взаимной экранировки секций.
Генерация гармоник элементами фидерной линии и антенны ФНЧ,
включенный на выходе передатчика, не устраняет генерацию и изл\ кние гармонгк
за счет возможных нелинейных характеристик э!емеитов фидерной линии и
антенны. Часто при окислении проводов фидерной линии в местах соединения,
ухудшения контактов в вибраторах антенны, пробоя изолирующих материалов
появляются контакты, сопротивление которых меняется в зависимости от
проходящего по ним тока или приложенного напряжения. В результате искажается
форма ВЧ сигпз ia и увеличивается уровень излучаемых гармоник. Опасны
также плохие контакты в проводящих материалах, находящихся вблизи антенны,
Ри_ 8.6. Схема антенного 4ильтРа с рассеиванием
энергии гар:,.оник
поскольку в них мо1ут наводиться значительные токи Известны случаи, когда
причиной генерации гармоник являлись плохие контакты в железной кровле
крыш домов, на которых располагались передающие антенны.
Такие помехи появляются при увеличении мощности передатчика, на пиках
модуляции и обычно связаны с работой на конкретную антенну. При уменьшении
мощности или смене антенны помеха пропадает. Борьба с помехами,
появившимися в результате указанных причин, сводится к обеспечению надежных
контактов в токонесущих цепях антенно фидерных устройств, в защите контактов от
окисления, в очистке изоляторов для уменьшения токов утечки и возможности
электрического пробоя.
Помехи, связанные с побочными каналами приема телевизионных
приемников. Бели помеха возникает в результате попадания побочного излучения
передатчика в пределы принимаемого телевизионного канала, ее устраняют
путем уменьшения уровня этого излучения на передающей стороне до пределов,
при которых обеспечивается необходимое соотношение сигнал/помеха на входе
телевизора. Можно также использовать пространственную избирательность
направленной телевизионной антенны, ориентировав ее таким образом, чтобы
указанное соотношение было максимальным. На практике встречаются случаи,
когда побочные излучения передатчика не попадают в пределы телевизионного
канала или они незначительны и тем ие менее помеха приему телевидения
существует. Для выяснения причин появления таких помех рассмотрим кратко
принцип работы телевизионного приемника.
В настоящее время все выпускаемые телевизионные приемники построены
по супергетеродииной схеме. Принимаемый телевизионный сигнал, выделенный
и усиленный УРЧ, переносится на промежуточную частоту в пределах 31 —
40 МГц путем преобразования принимаемых частот. После усиления сигнал
промежуточной частоты детектируется. В результате этого выделяется видеосигнал
с частотами от 0 до 6,25 МГц, подаваемый на видеоусилитель с той же полосой
252
пропускания, и сигнал промежуточной частоты звука на частоте 6,5 МГц с
полосой пропускания 250 кГц, получаемый в результате биений несущих
изображения и звука (несущая изображения выполняет роль колебаний ге1ероцина).
Видеосигнал с ви (еоусилителя поступает на кинескоп в цепи синхронизации
течевизора Сигнал промежуточной частоты звука детектируется и через УНЧ
поступает на громкоговоритель.
Таким образом, телевизор имеет ряд усилителей, работающих на
различных частотах от нуля до десятков или сотен мегагерц в зависимости от частоты
принимаемого сигнала Кроме того, как всякий супергетеродинный приемник,
теяевизор имеет побочные каналы приема на зеркальной частоте, лежащей на
76—84 МГц выше частоты принимаемого сигнала, а также и менее ярко
выраженные каналы приема на высших частотах, обусловленные гармониками частоты
гетеродина (рис. 8 7).
Конструктивно схемы современных телевизоров выполнены методом
печатного монтажа. Корпус телевизора выполняет главным образом декоративные
Чувствительность
телевизионного
приемнике
Принимаемый
ТВ нона/: IУВЧ)
Частота
гетеродина
I 2 3 4 5 6,5 Ю
30 40 50
200 300 400 600 ЬМГц
Рис. 8.7. Частотная характеристика возможных каналов
приема телевизора
функтии и практически не защищает узлы и блоки телевизора от внешних
электромагни1Ных полей. В результате вся схема телевизора как бы находится
в свободном пространстве, заполненном электромагнитными волнами. Если
энергия поля превышает некоторый уровень, соответствующий чувствительности
телевизора на дайной частоте, на экране телевизора или в громкоговорителе
появляется помеха
Кроме помехи по основному каналу приема, наиболее вероятны помехи от
сигналов на зеркальных каналах, на промежуточных частотах изображения
(31 —-40 МГц) и звука (6,5 МГц), а также на частотах ниже 6 МГц. Когда
напряженность поля сигнала телецентра обеспечивает па входе телевизора сигнал,
намного превышающий предельную чувствительность телевизора, срабатывает
автоматическая регулировка усиления телевизионного приемника, и
коэффициенты усиления усилителей высокой и промежуточной частоты понижаются.
Это уменьшает вероятность помехи от посторонних сигналов. В случае приема
сигналов датьних телецентров, когда напряженность поля мала,
чувствительность телевизора максимальна, и ои становится более восприимчив ко всякого
рота побочным сигналам. При расположении телевизора в непосредственной
близости от передатчика или передающей антенны помеха может наводиться на
любой участок схемы При более удаленном расположении помеха улавливается
телевизионной антенной и фидером, а также проводами сети переменного тока.
Учитывая рабочие частоты любительских KB передатчиков, вероятно
возникновение помех за счет приема но следующим внеполосиым каналам: 1) по
каналу УПЧ изображения прн работе передатчика на 15-метровом диапазоне;
вторая гармоника сигнала передатчика (42—42,9 МГц) лежит вблизи полосы
пропускания УПЧ изображения; 2) по каналу УПЧ звука при работе
передатчика иа 40-метровом диапазоне; основной сигнал (7—7,1 МГц) лежит вблизи по-
25 3
лосы пропускания УПЧ звука; 3) по каналу видеоусилителя при работе
передатчика на 80-мегроаом диапазоне, поскольку рабочая частота передатчика (3,5—
3,65 МГц) попадает в поюсу пропускания видеоусилителя. Каналы перечислены
по мере уменьшения возможности появления помехи, поскольку
чувствительность на входе усилителей различна.
Необходимо отметить возможность появления помехи звуку за счет наводки
ВЧ сигнала передатчика на УНЧ телевизора. Такая помеха, характерная и для
других звуковоспроизводящих электронных устройств, появляется в
телевизорах, имеющих ламповый УНЧ. Ока является результатом наводки
высокочастотных сигналов на провода, идущие к громкоговорителю, и по цепи обратной
связи подводится ко входу УНЧ, детектируется и усиливается. Уровень помехи
не зависит от положения регулятора громкости и увеличивается с повышением
частоты рабочего диапазона передатчика. Помеха устраняется путем
шунтирования цепи обратной связи УНЧ конденсатором 3000—5000 пФ [2].
В общем случае обнаружить енеиолосные каналы приема нетрудно,
отключая по очереди каскады телевизора. Проще всего это сделать путем
поочередного извлечения ламп телевизора или отключая транзисторы, начиная с его
входа вдоль тракта прохождения сигнала до пропадания помехи.
Поскольку помехи возникают
вследствие недостаточной экранировки или
избирательности телевизора, то ьногда меры
борьбы сводятся к возможной
дополнительной экранировке схемы ог
электромагнитных высокочастотных полей и устранению
помех, проходящих по сети переменного то-
ка, а также к повышению избирательности
Рис. 8.8. Схема ФВЧ телевизора за счет включения на его вход
ФВЧ. Практически трудно осуществить
полную экранировку телевизора, поэтому обычно экранируют отдельный
каскад или функциональный блок в зависимости от конструкции телевизора. Нг-
пример, можно экранировать участок печатной схемы с помощью кусочксв
одностороннего фотьгированного гетинакса, плотно прижатых к схеме со сю-
роиы пайки изолирующей стороной и припаянных короткими отрезками
проволоки к общему проводу платы.
Иногда причиной помехи является высокочастотная наводка на провода,
соединяющие плати и узлы телевизора. В этом случае этн провода заключают
в экран или плотно укладывают их вдоль заземленных участков шасси
телевизора. Во многих случаях полезно заземление шасси телевизора.
Высокочастотную развязку сетевого провода легко осуществить,
пропустив сетевой шнур нескотько раз через ферриговое' кольцо (и >■ 100) диаметром
30—40 мм и зашунтиронав сетевые провода на шасси через конденсаторы 1000—
10 000 пФ.
Включение на вход телевизора ФВЧ, пропускающего сигналы с частотами
1-го и более высокочастотных телевизионных каналов, позволяет уменьшить
влияние основного сигнала передатчика н его гармоник низкого порядка. На
рис. 8.8 показана схема простого ФВЧ. Фильтр размещают в металлической
коробке размерами 30 X 30 X 45 мм, спаянной из белой жестн, латуни и т. п.
Коробку разделяют перегородкой на две части для размещения катушек. Каждая
катушка диаметром 12 мм состоит из 5 витков провода 01,5 мм. Длина намотки
27 мм. Фильтр подключают ко входу телевизора и фидеру с помощью
стандартных высокочастотных разьемов. Для увеличения избирательности фильтра
число его секций можно увеличить. При этом емкость межсекционных
конденсаторов 51 пФ.
Рассмотрим последовательность действий, которой следует придерживаться
коротковолновику для обнаружения и устранения причин помех приему
телевидения.
1. Новый передатчик необходимо проверить на возможность создания: помех
перед «официальным» выходом в эфир. Для этой цели используйте имеющийся
телевизор. Просмотрите все программы при различных видах модуляции
передатчика при работе на разных диапазонах и на различные антенны. Начинайте
регулярную работу в эфире после полного устранения помех приему на
собственный телевизор.
254
2. Если помеха возникла при работе с передатчиком, который ранее не
создавал помех, проанализируйте все изменения в схеме или конструкции,
выполненные за последнее время. Выясните, что именно явилось причиной
помехи.
3. Проанализируйте передатчик с точки зрения возможности генерации
побочных сигналов, достаточной экранировки и высокочастотной развязки
проводов питания.
4. С помощью гетеродинного индикатора резонанса проверьте резонансные
системы передатчика, особенно его выходные каскады. Если обнаружите резо-
нансы в пределах частот телевизионных каналов, переделайте схему или
конструкцию так, чтобы эти резонансы были устранены.
5. Подключите передатчик к эквиваленту антенны (нагрузочному
сопротивлению) и с помощью волномера исследуйте наличие гармоник основного сигиа-
лз илн других побочных частот на нагрузке и вблизи корпуса передагчиха. До-
бгйтесь того, чтобы экранировка была достаточно эффективной. Волномер
должен индицировать только основной сигнал на нагрузке без гармоник.
6. Если помехи наблюдаются на собственном телевизоре, то учитывая
рабочий диапазон передатчика и частоту телевизионного канала, определите
причину помехи (помеха от гармоники, перегрузка входа, помеха по промежуточной
частоте и т. д.). Примите соответствующие меры. Чем слабее принимаемый
телевизионный сигнал, тем более тщательные меры должны быть приняты для
устранения помехи.
7. Периодически проверяйте наличие помех на своем телевизоре. Делайте
это обязательно при любых изменениях в передающем тракте радиостанции.
2. ПОМЕХИ ПРИЕМУ РАДИОВЕЩАНИЯ
При работе любительской радиостанции возникают помехи приему
радиовещания на расположенные вблизи радиоприемники. Причиной таких помех
могут быть как побочные излучения, так и недостаточная реальная избирательность
приемника. Значительные помехи, проявляющиеся в виде щелчков на частотах,
далеко отстоящих от основной, создаются при «жестком» телеграфном сигнале.
Аналогичныг помехи возникают при ограничении телефонного сигнала на пиках
модуляции за счет перемодуля лчи при AM и нелинейном усилении при ОМ.
И хотя искажения основного сигнала на слух малозаметны, спектр сигнала
расширяется и прослушивается на различных частотах в виде хрипов и шумов.
Таким образом, передатчик занимает в эфире широкую полосу частот,
перекрывая порой соседние по частоте вещательные диапазоны. Указанные помехи
проявляются и на частотах, близких к частотам гармоник.
Большинство современных радиовещательных приемников имеет
невысокую избирательность по зеркальному каналу. Если передатчик работает на
частоте, близкой к зеркальной, его сигнал принимается как помеха.
Например, приемник, имеющий промежуточную частоту 465 кГц и частоту гетеродина
выше частоты сигнала, будучи настроенным на частоту 6070 кГц (49 м), примет
также сигнал передатчика, работающего на частоте 7000 кГц. Аналогично,
хотя и слабее, выражен эффект приема на гармониках гетеродина. Исключить
п эмехи такого рода очень трудно, поскольку помеха обусловлена недостаточной
и >.5ирательностью приемника. Иногда помеха уменьшается при снижении уровня
мешающего сигнала, например, за счет отключения от приемника внешней
антенны и ориентировки магнитной антенны по минимуму помех.
При работе передатчика в телефонном режиме помеха иногда
прослушивается на фойе сигналов принимаемой вещательной станции. Такая помеха
обусловлена перекрестной модуляцией принимаемого сигнала мощным
сигналом передатчика. Помеха не прослушивается при настройке приемника между
станциями или пропадании принимаемое станции. Иногда помеха возникает
вследствие перегрузки УНЧ приемника. Прн этом усилительный элемент УНЧ
детектирует ВЧ сигнал, после чего ои усиливается. Регулятор громкости
приемника не влияе1 на уровень помехи. Такая помеха устраняется путем
блокирования сигнальных цепей УНЧ по высокой частоте или установкой в УНЧ про-
ciefluiHx LC- или RC-фильтроз. В ботьшинстве случаев достаточно зашунтиро-
взть конденсатором емкостью 500—1000 нф ту или иную точку схемы,
найденную опытным путем.
255
Операции для определения причины помехи приему радиовещания следует
проводить в следующем порядке. Прослушать работу приемника при
включенном передатчике на всех диапазонах. Если помеха проявляется в виде сигналов
на определенных частотах, причина ее — прием иа зеркальных каналах и
каналах, обусловленных гармониками гетеродина приемника илн сигнала
передатчика. Если помеха прослушивается только при настройке на какую-либо веща-
т-льиую станцию, причина — перекрестная модуляция. Если помеха слышна
i ри любой настройке и уровень громкости при этом не меняется, она вызвана
наводками сигнала передатчика иа низкочастотные каскады приемника.
Во всех случаях следует разъяснять владельцу приемника, что причина
помехи связана с несовершенством конструкции приемника (если передатчик
исправен) и рекомендовать ему меры для уменьшения уровня сигнала помехи.
Например, не применять наружных антенн, установить сетевой фильтр (в случае
сетевого приемника) и т. д. Необходимо также оказать практическую помощь
для устранения помехи.
3. ПОМЕХИ ЗВУКОВОСПРОИЗВОДЯЩЕЙ АППАРАТУРЕ
Любительские радиостанции могут создавать помехи звуковоироизводящей
аппаратуре: магнитофонам, электрофонам. Причины помехи — наводки ВЧ
сигнала, которые затем детектируются и усиливаются.
В магнитофонах наиболее подвержены наводкам магнитные головки и
входные цепи, особенно чувствителен микрофонный вход. Помеху устраняют
тщательной экранировкой блока головок и входных цепей, а также блокировкой
различных точек схемы, найденных экспериментально, конденсаторами
достаточно большой емкости (3000—5000 пФ).
В электрофонах ВЧ сигнал наводится обычно на звукосниматель и провода,
уединяющие усилитель с громкоговорителями. Во многих случаях
высокочастотный сигнал может проходить по проводам сети питания. Поэтому
необходимо заземлять все указанные устройства (проигрыватель, усилитель,
громкоговорители) или шунтировать на корпус с помощью конденсатора 3000—10 ОООпФ
оба сетевых провода. В серьезных случаях необходимо установить сетесой
фильтр и усилить экранировку тех блоков, иа которые наводится
высокочастотный сигнал. Точку схемы, в которой происходит детектирование сигнала, можно
определить следующим образом: если при регулировании усиления уровень
помехи ие меняется, помеха поражает каскады, следующие за регулятором
усиления, если уровень помехи изменяется, помеха возникает в предыдущих
каскадах.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Бунин С. Г. О борьбе с помехами телевидению.— Радио, 1972, №8,
с. 45.
2. Князев А. Д., Пчелкии В. Ф. Проблемы обеспечения совместной работы
радиоэлектронной аппаратуры.— М.: Сов. радио, 1971.— 200 с.
3. Пчелкин В. Ф. Электромагиитнан совместимость радиоэлектронных
средств.— М.: Знание. 1971.— 64 с.
4. Rand Ph. Television Interfeience Handbook. USA. Publishing Co., p. 58.
ПРИЛОЖЕНИЯ
Таблица ill
Классификация любительских KB радиостанций
Категория KIJ радиостанции
IV
Индивидуального пользования
III
Индивидуального и коллективного
пользования
II
Индивидуального и коллективного
пользования
II
Коллективного пользования
I
Индивидуального н коллективного
пользования
Мощность,
Вт
5
5
10
5
40
40
10
200
Полоса частот,
разрешенная для работы, кГц
1850-1950
1875—1950
1Р00—1950
1850—1950
1875—1950
1900—1950
3500—3650
7000-7100
28 000—29 700
7010—7075
28 200—29 700
1850—1950
1875—1950
1900—1950
3500—3650
7000—7100
14 000—14 350
28 000—29 700
3600—3650
28 2С0—29 700
7040—7100
14110-14 350
1850—1950
1875—1950
1900—1950
35С0—3650
7000—7100
14 000—14 350
2! 0С0—21 450
28 000—29 700
3600—3650
7040—7100
14 110—14350
21 150-21 450
28 200—29 700
Внд
излучения*
ТЛГ
ОМ
AM
ТЛГ
ом
AM
ТЛГ
ОМ, AM
ТЛГ
СМ
AM
ТЛГ
ОМ, AM
ОМ, AM
ТЛГ
СМ
AM
ТЛГ
ОМ, AM
* Вид излучения.- ТЛГ (С,!А!) — телегргфния емплитуднея манипуляция с шириной
полосы излучения 0,1 кГц; ОМ (3A3J)— однополоспая модуляция с подавленной несущей,
ширина полосы излучения 3 кГц; AM (6A3) — амплитудная модуляция с шириной полосы
излучения 6 кГц.
257
Г-811
*
1500
1
1
сл
сл
150
ОО
сл
СЛ
6,2
5
о
200
ГУ-74Б
АВ,
2000
300
-32
300
500
СО
to
о
со
550
1
ГК-71
юсо>
* W
to— —
О СЛ СЛ
ооо
о о о
>*>. ст>
о о
ооо
|1
ото
о сл сл
— CD ~J
00 О О
to to —
too с»
ооо
со to о
Со сл сл
со
010 0
р\&* СЛ
Со to —
о о *-
ооо
со
81 1
ГУ-50
сашю>
* * со
ю so оо о
о о о о
о оо о
ю ю to
сл сл сл
о о оо
1 1 1
CD СЛ .й.
о оо ся
>— — fj^. СЛ
сл сл О о
to to to со
сл сл о о
1 aioj»
1 о о ся
о р>о о
о "о
CD CD >** bf^.
— — о со
о о сл to
to to
СЛ ~-1 I I
о о 1 1
ГУ-43Б
АВ,
3000
350
—50
330
006
сл
о
о
to
1600
1
ГУ-34Б"
ся
2000
о
о
—25
200
009
к
°
to
720
1
ГУ-ЗЗБ
>
от
сл
о
о
to
сл
со
—20
100
200
to
о
о
"оо
175
1
-1
to
СО
*
*
со
~-1 CD
ело
О О
to to
to to
СЛ от
1 I
to i—
О 00
CO CD
ОО
to —
о со
о о
со~
о со
о о
to to
Vooo
О СЛ
О О
1 1
<<
со
•X
га
600
250
-20
сл
о
125
to
о
о
ю
Хо
сл
о
1
ГУ-13
со о>>
v •> га ся
ю м to to
ся о сл сл
о о о о
о о о о
~J -.1
сл сл
о о о о
1 1
со со
ООСЛСЛ
со ю to to
о •£• слел
ОЮ05*
с*-осд
сЗоо — со
-J -J 00 О
to —
ело о о
"to
Сл'Ьо^Со'Ъ}
со — со to
4^ СЛ tO ^
сл со сл сл
СО СО
ся сл 1 |
6П45С
ся
350
175
1
СЛ
со
о
о
350
СЛ
00
о
0,7
СО
о
1
6П41С
ш
500
175
-35
сл
о
со
о
4*.
со
о
1
Класс
усиления
Напряжение
анода, в
Напряжение экран-
нон
сетки, в
Напряжение упраи-
ляющеЙ
сетки, В
Ток покоя
анода, мА
Ток анода
(максимальный
сигнал),
мА
А мплш у -
да
напряжения
возбуждения,В
Мощность
возбуждения, Вт
Сопротивление
нагрузки,
кОм
Полезная
мощность,
Вт
п>
S
ч
орн
ламп д
3
Ьа
S
п>
иного
■•■г
S
а
О
3»
гна
О
ы
ч
&
сл
й
О
Входное
сопротивление, Ом
Со
^<^Crt^WW~Oc£>Oo--'JCr>Cn»^COtO'--0
^ЪгЪ^о^"^^"^ oo'c7i"to'coV.i*cn'"^'Vo — о
ДО ►— t-O >— —1 ДО Сл О Ю — 4>- CO 00 GO — OJtCO
елсосоюю — — —
О CO —* СЛОСПЮО -0_0_СЛ_СО jjj tO »—^**ir**J~*
"—"оос^"— о со'en"о "о со о "to ^— 'сд'со'сл to о
4* •—. _00СТ)-— СО 00 О") О
СОСОСОООСОЮЮЬ.'ЗЬЭЮКЗЮЬЭЮК') — -
ОООЗ^ЮООССЧОО! 4- СО Ю — О tO С
-^ ст> сл со со to to to — — — _-_-—._.
со со о со "-,00 oijo ^Oj^S^J^ '^ Г" ° Р° Г"*1
"^ "— ">— до *сг> "to "— "*- "'О Vi со "— "ел "to "о со со
СЛООСЛСОСОЮО —- ■£>
СТ> СО (О ■— —
СО CD СЛ СП О -О О СЛ СО СО Ю — — *~* ^Г
.— со — оо О со Сл: О О — Сл СО СЛ Ю О ^ гъ
ооо ело л*. — ^J^j^^j^^ccj^10^^0
"— Ъ "to сл oi Ъ о ■&» —•
OOOOOOO00C5 4.vt-0OCca54>.t0O
_- ~ .-- ^Г .-- „>--. ---з стэ сл со со to >-* ~ — •—
о^о^о^о^соою- сп со сл to о
те . сп . ** . ~^_— ^— оор>^ ^эрэ 5ЛС=>
_ _- _ "со о "to"*— "to 1о сл "сл со
О О О О О ;'
т со to — —
со со сл сл о
, ^_сО—'OOOOiCOtO1— *—
) СО CD СЛ От О
, — оо — оо о
, _^ о о о сл о
оооооооооо
Децибелы
Отношение
напряжении
Отношение
мощностей
Децибелы
Отношение
напряжений
Отношение УОЩ'
ностей
Децибелы
Отношение на-
пряженпГ
отношение
мощностей
Характеристики коаксиальных кабелей Таблица П4
Марка кабеля
РК 50-2-12
РК 50-3-13
РК 50-4-11
РК 50-7-И
РК 50-9-12
РК 50-11-11
РК 75-2-12
РК 75-3-13
РК 75-4-11
РК 75-4-13
РК 75-4-16
РК 75-4-21
РК 75-7-11
РК 75-7-12
РК 75-7-22
РК 75-7-39
РК 75-7-43
РК 75-9-12
РК 75-9-14
РК 75-9-23
РК 75-9-35
РК 75-9-41
РК 75-13-32
РК 75-17-22
РК 75-17-31
РК 75-24-41
РК 100-7-11
Затухание, дБ v,
на
юо ;
0,4
0.15
0,11
0,09
0.07
0,06
0,24
0.11
0,1
0,13
0,1
0,1
0,05
0,09
0,07
0,05
0,05
0,06
0,05
0,05
0,04
0,03
0.02
0,03
0.003
0,025
0,08
частоте МГц :
1000 | ЗООО |
0,7
0,65
0,5
0,4
0.35
0.29
0,75
0,5
0,4
0,55
0,5
0,4
0,21
0,4
0,3
0,18
0,2
0,26
0,24
0,21
0,14
0,18
0.11
0,!
0,075
0,088
0,11
1.3
1.3
0,95
0,8
0,75
0,55
1,3
0.9
1,0
1.0
1,0
0,8
0,4
0,9
0,6
0,3
0.4
0,6
0,46
0,4
0,24
0,42
0.35
0,23
0,17
0,16
0.9
Допусти
на
100
0.2
0,27
0.4
0,6
0,9
1,3
0,23
0,29
0,38
0,3
0,32
1,3
0,9
0,6
3,0
0,8
3,2
0,9
1,0
4,0
1,0
5,1
1.5
9,0
2,9
5,6
0,41
мая мощность, кВт,
частоте МГц
\ 1000
0,05
0,07
0,1
0,14
0,22
0,33
0,04
0,07
0,09
0,08
0,08
0,35
0,22
0,14
0,9
0,25
1,1
0,26
0,3
1,1
0,3
1,1
0,4
2,0
0,8
2,4
0.13
3000
0,02
0,04
0,05
0,07
0,11
0,19
0,02
0.04
0,04
0,04
0,04
0,2
0.!2
0.07
0,5
0,16
0.6
0,13
0,16
0,6
0,17
0.5
0,24
1.0
0,46
1,4
0,08
Литература по вопросам конструирования KB аппаратуры
Приемники
Активный фильтр для телеграфа.— Радио, 1979, № 6, с. 61.
Грушин В. Перестройка вещательных приемников на 160 м.— Радио, 1981,
№ 7—8, с. 22.
Дроздов В., Глухов С. Высокоэффективный преобразователь частоты.—
Радио, 1982, № 11, с. 21.
Жалнераускас В. Выбор резонаторов для кварцевых фильтров.— Радио, 1983,
№ 5, с. ! 6.
Жалнераускас В. Кварцевые фильтры на одинаковых резонаторах.— Радио,
1982, № 1, с. 18; № 2, с. 20.
Жалнераускас В. Кварцевые фильтры с переменной полосой пропускания.—
Радио, 1982, № 6, с. 23.
Жалнераускас В. Согласование кварцевых фильтров.— Радио, 1983, № 7, с. 20.
Куриный Ю. Улучшение параметров радиоприемника Р-250 М2.— Радио, 1983,
№ 8, с. 17.
Лаповок Я. Базовый приемник KB радиостанции.— Радио, 1978, № 4, с. 19;
1979, № 4, с. 62.
Малошумящий предварительный усилитель.— Радио, 1979, № 6, с. 61.
Мединец Ю. Фильтры на гармоииковых кварцах.— Радио, 1980, № 9, с 17.
Нечаев И. AM-SSB-CW детектор —Радио, 1982, № 2, с. 24.
Параметрический преобразователь.— Радио, 1982, № 6, с. 58.
Поляков В. О реальной селективности KB приемников.— Радио, 1981, № 3,
с. 18; № 4, с. 21; № 7—8, с. 19.
Поляков В. Приемник на 160 м.— Радио, 1980, № 6, с. 20.
Поляков В., Степанов Б. Смеситель гетеродинного приемника.— Радио, 1983,
№ 4, с. 19.
Руднев А. Преобразователь частоты.— Радио, 1982, № 8, с. 22.
Скрышшк В. Блок кварцевых фильтров.— Радио, 1982, № 9, i 19.
Малышев Л. Любительский связной KB приемник.--Радио, 1982, № 10, с. 17.
Шарнин И. Входной блок KB приемника.— Радио, 1980, № 7, с. 13.
QUA. Небалансный смеситель.— Радио, 1984, № 1, с. 23.
Передатчики
Бунин С. Несколько советов коротковолновикам.— Радио, 1980, № 5, с. 14.
Васильев В. Формирователь двухполосного сигнала.— Радио, 1981, № 10, с. 22.
Голованов А., Ефимов А. Формирователь сигнала.— Радио, 19°4, № 3, с. 22.
Грушин В. Простой AM передатчик.— Радио, 1979, № 9, с. 19.
Гуткин Э. Автоматическая настройка П-контура.— Радио, 1981, № 5—6, с. 26.
Двухтактный оконечный усилитель передатчика — Радио, 1983, № 5, с. 61.
Евтеева Л. Холодная настройка П-контура передатчика.— Радио, 1981, № 2,
с. 20.
Жалнераускас В. О качестве работы SSB передатчика.— Радио, 1979, № 12,
с. 10.
Катков С. Генератор плавного диапазона с ФАПЧ.— Радио, 1981, № 10, с. 20.
Кобзев В., Рощин Г., Севостьянов С. Линейный усилитель.— Радио, 1980,
№ 11, с. 18.
Комаров С. Простой одиодиапазонный телеграфный передатчик.— Радио,
1982, № 7, с. 25.
Медведев Р. Телеграфная манипуляция в кварцевом гетеродине.— Радио, 1981,
№ 4, с. 22.
Петропавловский Ю. Ограничитель речевого сигнала.— Радио, 1981, № 4, с. 20.
Погосов А. Модуляторы и детекторы на полевых транзисторах.— Радио, 1981,
№ Ю, с. 19.
Поляков В. Балансный модулятор.— Радио, 1981, № 9, с. 23.
Поляков В. Фазовые ограничители речевых сигналов.— Радио, 1980, № 3, с. 22.
Поляков В. Формирователь SSB сигнала — Радио, 1983, № 3, с. 21.
Шульгин Г. Формирователь SSB сигнала.— Радио, 1982, № 6, с. 24.
QUA. Защита мощных выходных транзисторов. В передатчике — лампа
строчной развертки.— Радио, 1982, № 4, с. 22.
QUA. Идеи, эксперименты, опыт.— Радио, 1980, № 11, с. 20.
QUA. Система ALC— Радио, 1982, № II, с. 22.
Трансиверы
Бунин С, Из приемника Р-250 — трансивер.— Радио, 1983, № 10, с. 21.
Васильев В. Обратимый тракт в KB трансивере.— Радио, 1980, № 10, с. 20.
Васильев В. Реверсивные узлы в KB трансивере.— Радио, 1980, № 7, с. 19.
Гетеродин для KB трансивера.— Радио, 1979, N° 3, с. 61.
Губар С. Реверсивный смеситель.— Радио, 1979, № 7, с. 16.
Дроздов В. Одиодиапазонный телеграфный KB траисивер.— Радио, 1983,
Hi 1, с. 18.
Дроздов В. Узлы современного трансивера.— Радио, 1984, № 3, с. 20.
Жалнераускас В. Трансивер радиолюбителя-коротковолновика.— М.: Энергия,
1977—98 с.
Кобзев В., Рощин Г., Севостьянов С. Трансивер КРС-78.— Радио, 1979, № 4,
с. 19; № 5, с. 22; № 6, с. 17.
Колодка А. Диапазон 160 м в трансивере UW3DI.— Радио, 1980, № 5, с. 24.
Коробко С. Диапазон 160 м в трансивере.— В помощь радиолюбителю, 1981,
вып. 73, с. I.
Лаповок Я. Трансивер охотника за DX.— Радио, 1983, Hi 5, с. 14; № 6, с. 17;
№ 7, с. 18.
260
Лаповок Я. Трансивер с панорамным индикатором — В помощь
радиолюбителю, 19/7, вып. 57, с. 34.
Лаповок Я. Трансивер с цифровой шкалой ДЛ-79.— В помощь
радиолюбителю, 1981, вып. 74, с. 1.
Лаповок Я. Я строю KB радиостанцию.—М.: Изд-во ДОСААФ, 1983.—107 с
Лукашов В. Стабильный генератор плавного диапазона.— Радио, 1979 № ю
с 13. '
Медведев Р. Как выбрать частоту преобразовании.— Радио, 1979, № 8, с. 22.
Медикец Ю. QRPP трансивер.—Радио, 1984, № 1, с. 22.
Посол Ю. Модернизация «Радио-77».— Радио, 1981, № 4, с. 23.
Пьяных Ю. Трансивер прямого преобразования.— Радио, 1979, № 7, с. 14.
Скрыпннк В. Одноднапазонный телеграфный трансивер.— Радио № 1981
№ 12, с. 30.
Степанов Б., Шульгин Г. Трансивер «Радио-76 М2».— Радио, 1983, № 11,
с. 20; № 12, с. 16.
Степанов Б. О трансивере «Радио-76».— Радио, 1981, № 9, с. 18.
Суховерхое Е. Передающая приставка к Р-250 М2.— Радио, 1980, Л1» 1, с. 19;
К* 2, с. 19; № 10, с. 63; 1981, № 7—8, с. 78.
Терещук В. Гетеродин любительского трансивера.— Радио, 1982, № 12, с. 20.
Трифонов Н. Балансный преобразователь для трансивера.— Радио, 1981,
№ 7—8, с. 22.
Фирсов Е. Микросхемы К122 (К118) в KB аппаратуре.—Радио, 1980, № 8,
с. 20.
Шульгин Г. Транспверная приставка.— Радио, 1981, № 10, с. 17.
QUA. Из приемника Р-250 — трансивер.— Радио, 1982, № 3, с. 19.
Антенны
Алябиев В. Двойная треугольная антенна.— Радио, 1980, № 12, с. 19.
Беньковскнй 3., Липинский Э. Любительские антенны коротких и
ультракоротких воли.— М.: Радио и связь, 1983.—479 с.
Бунин С. Цельнометаллическая дельта-антенна.— Радио, 1979, № 2, с. 24.
Гссорсв Б., Шубин И. Бесконтактный антенный переключатель.— Радио, 1980,
№ 12, с 20
Гребнев Ю. Простые антенны диапазона 160 м.— Радио, 1980, № 12, с. 18.
Григорьев Б. «Тихая» настройка аитениы.— Радио, 1981, № 10, с. 57.
Громов В. Антенны диапазона 160 м.— Радио, 1979, № 10, с. 14.
Две простые KB антенны.— Радио, 1979, № 6, с. 61.
Двухэлементная KB аитеииа.— Радио, 1982, № 5, с. 58.
Депутатов В., Александров Ю. Питание антенны T2FD.— Радио, 1982, № 2,
с. 24.
Ерин Е. Антенны на диапазон 160 м.— Радио, 1983, № 9, с. 15.
Золотарев Ю. Многодиапазонная экспоненциальная антенна.— Радио, 1981,
Л'о 9, с. 22.
Кавецкнй И., Гохберг С. Настройка антенн с помощью измерителя АЧХ.—
Радио, 1980, № 1, с. 22.
Малогабаритная рамочная аитеииа для KB диапазона.—Радио, 1983, № 6,
с. 61.
Медведев Р. Антенный фильтр НЧ.— Радио, 1981, № 7—8, с. 22.
Спичак Г. «Двойной квадрат» с укороченной траверсой.— Радио, 1979, № 5,
с. 26.
Старостин В. Антенна на 160 м.— Радио, 1982, № 11, с. 20.
Трехдиапазонная KB антенна.— Радио, 1983, N° 7, с. 58.
Тыдыков Н. Эффективная антенна на JO-метровый диапазон.—- Радио, 1981,
№ 4, с. 23.
Узун В. Совмещенные «волновые каналы».—Радио, 1979, № 10, с. 14.
Универсальное согласующее устройство.— Радио, 1983, № 10, с. 61.
Фирсов С. Антенна на диапазон 80 м.— Радио, 1983, N° 5, с. 25.
Харченко К. Настройка антенны «волновой канал».— Радио, 1981, № 7—8,
с. 19.
Харченко К. Проводники с укорочением в антеннах.— Радио, 1979, № 8, с. 20.
Эдельман С. «Волновой канал» с логопериодическим излучателем.— Радио
1981, № 7—8, с. 17.
261
QUA. Антенный переключатель. Кодифицированная антенна.— Радио, 1932,
№ 11, с. 22.
QUA. «Волновой канал» с вертикальными вибраторами.— Ради, 1981, № 5—5,
с. 25.
QUA. Несколько антенн на одной траверсе. Экономичная конструкция
«двойного квадрата». Антенна на 160-метровый диапазон.— Радио, 1981, № 11, с. 19.
QUA. Резонанс траверсы — испорченная диаграмма направленности.
Антенный переключатель?—Радио, 1982, № 3, с. 19.
QUA. Фильтры-пробки для антенн.— Радио, 1982, № 4, с. 22.
Измерительная аппаратура и вспомогательные устройства
Багдян В. Блок обработки CVV и RTTY сигналов.— Радио, 1982, № 8, с. 17.
Багдян В. Любительский дисплей.— Радио, 1982, Кз 5, с. 19.
Безруков А. Калибратор связного приемника.— Радио, 1979, № 11, с. 15.
Бирюков С. Цифровая шкала.— Радио, 1982, Л"° 11, с. 18; № 12, с. 28.
Васильев В. Простои манипулятор.— Радио, 1979, № 8, с. 23.
Гречихин А. Измерение параметров любительских передатчиков.— Радио, 1981,
№ 9, с. 20.
Гречихкн А., Морозкин В. Комбинированный прибор радиоспортсмена.—
Радио, 1979, № 2, с. 22.
Гохберг С. Пульт управления вращением антенны.— Радио, 1980, № 5, с. 24.
Гуржуенко И. Простой электронный ключ — Радио, 1984, № 3, с. 23.
Иванов Г. Бестрансформаторный блок питания.— Радио, 1979, № 11, с. 13.
Кошевой В. Телеграфный ключ с магнитом.— Радио, 1979, № 6, с. 21,
Кононов В. Электронные телеграфные ключи на микросхемах
МОП-структуры.— Радио, 1982, № 9, с. 14.
Кургин Е. Автоматический ключ с памятью.— Радио, 1981, № 2, с. 17.
Куриный Ю. О помехах телевидению.— Радио, 1983, № 10, с. 17.
Лаповок Я- Универсальный прибор коротковолновика.— Радио, 1979, № 11,
с. 19; № 12, с. 13.
Мацаков Л. Блок памяти для автоматических телеграфных ключей.— Радио,
1980, № 1, с. 22.
Мешковец А. Высокочастотный амперметр.— Радио, 1980, № 5, с. 23.
Румянцев С. Коаксиальный эквивалент нагрузки,— Радио, 1983, № 3, с. 17.
Скочко А. Электрический привод в согласующем устройстве.— Радио, 1982,
№ 8, с. 22.
Стандарты IARU для S-метров.— Радио, 1979, № 2, с. 25.
Степанов Б., Шульгин Г. Анализатор спектра передатчика.— Радио, 1983,
№ 9, с. 17.
Терещук В, Несложный панорамный индикатор.— Радио, 1981, № 5, с. 24.
Толкушев А., Хонин Г. Подъемно-поворотный узел антенны.— Радио, 1980,
№ 7, с. 17.
Тыдыков Н. Мостовая система управления поворотом антенны.— Радио, 1981,
№ 3, с. 21.
Ферсенко А., Хроменков А. Цифровая шкала трапсивера.— Радио, 1981, № 12,
с. 33.
Члиянц Г. Низкочастотное коммутирующее устройство.— Радио, 1983, № 10,
с. 20.
Шульгин Г. Двухтональный генератор.— Радио, 1981, № 4, с. 18.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Введение ,.,.,. 3
Глава 1. Узлы коротковолновой аппаратуры , . 5
1. Колебательный контур 5
2. Электрические фильтры 12
3. Усилители .... - 25
4. Смесители 3!
5. Автогенераторы . , 37
6. Умножители частоты , 44
7. Делители частоты . 45
6. Синтезаторы частот , , . . 46
Список литературы 53
Глава 2. Коротковолновые радиоприемники 54
1. Типы коротковолновых приемников 54
2. Параметры KB приемников 56
3. Структурные схемы супергегеродинных приемников 72
4. Каскады KB приемников 75
5. Налаживание KB приемников • <?6
6. Вседиапазонный KB приемник 87
7. Приемник прямого преобразования 89
Список литературы 91
Глава 3. Коротковолновые передатчики 92
1. Параметры любительских коротковолновых передатчиков 92
2. Структурные схемы любительских коротковолновых передатчиков ... 93
3. Усилители мощности радиолюбрпельских передатчиков ...... 94
4. Транзисторные усилители мощности высокой частоты ....... 124
5. Прогежуточные каскады передатчика 164
6. Теле>рафная манипуляция 165
7. Обеспечение устойчивости усилителей мощности 167
8. Обеспечение надежности передатчиков , . 168
9. Тепловой режим передатчиков 170
10. Практические конструкции , » 171
Список литсра1уры , . , • . 178
Глава 4. Однополосная модуляция , . 179
!. Преимущеава однополосной модуляции 179
2. Методы формирования ОМ сшнала . 180
3 Трансиверы 184
4. Повышение эффективности однополосной передачи 188
5. Налаживание одиополосной аппаратуры 1&9
Список литературы 1S9
Глава 5. Источники сетевого электропитания 200
1. Схемы выпрямителей 2О0
2. Выпрямительные диоды 201
3. Трансформаторы 202
4. Расчет выпрямителя при работе на емкость 204
5. Работа выпрямителя на индуктивность 208
6. Стабилизация питания усилителей мощности 2К1
Список литературы 21!
263
hi
Глава 6. Распространение радиоволн. Антенны 2li
1. Радиоволны .,,,,.... 211
2. Поверхностное распространение радиоволн .,..,,,.,. 213
3. Ионосферное распространение радиоволн ■ ...»»>•>.. 213
4. Тропосферное распространение коротких волн ,.,..,.., 217
5. Характеристика любительских KB диапазонов .,.>,.,.. 218
6. Особенности распространения KB ,,.,....,.... 220
7. Линии передачи ..,.,......»>• 221
8. KB антенны 225
Список литературы ................... 238
Глава 7. Вспомогательные устройства ............. 238
1. Полуавтоматический телеграфный ключ ,.,.......- 238
2. Частотомер — цифровая шкала настройки 239
3. Измеритель коэффициента сюячей волны для линий с волновым содрвтив-
лением 50 и 75 Ом 243
4. Кварцевый калибратор 244
Глава 8. Борьба с помехами телевизионному и радиоприему от
любительских радиостанций ...... 245
1. Помехи приему телевидения 245
2. Помехи приему радиовещания 255
3. Помехи звуковоспроизводящей аппаратуре 256
Список лшературы . . • , 256
Приложения .............. 257
Сергей Георгиевич Бунин, канд. техн. наук
Леонид Петрович Яйлеико
СПРАВОЧНИК РАДИОЛЮБИТЕЛЯ-КОРОТКОВОЛНОВИКА
Редакторы Н. М. Корнильева, О. П. Веремейчик
Оформление художника Л. А. Дикарева
Художественный редактор В. С. Шапошников
Технический редактор //. А. Бондарчук
Корректоры Л. В. Ляшенко, Н.В. Тарабан
Информ. бланк № 2229
Сдано в набор 27,12.83, Прдписано в печать 07.06.84. БФ 32223, Формат 60x90Vn.lByMara тпогр.
№2. Гарн. лит. Печ..вЬ1с. У<ми.печ. л. 16,6. Усл. кр.-отт. 16,75. Уч.-нзд. л. 26,18. Тираж
220000 (2-й завод 100 001—220 000) экз. Цена 2 р. ю к, Зак. 4-518.
Издательство «Тэхника», 2 52601, Киев, 1, Крещатик 5.
Книжная фабрика им. М. В. Фрунзе, 310057, Харьков-57, ул. Донец-Захар жевского, 6/8,