Ю. И. СУДАКОВ
АМПЛИТУДНАЯ
МОДУЛЯЦИЯ
и авто-
модуляция
ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ
(методы, теория, расчет)
Scan Pirat
«Э Н Е Р Г И Я»
МОСКВА 1969
6Ф2.12
С 89
УДК 621.373.01
Судаков Ю. И.
С 89 Амплитудная модуляция и автомодуляция тран-
зисторных генераторов, М., «Энергия», 1969.
392 с. с илл.
В книге рассматриваются методы, способы и схемы осуществле-
ния простой и комбинированной амплитудной модуляции транзистор-
ных генераторов и передатчиков. Большое внимание уделено теоре-
тическому и экспериментальному исследованиям новых, оригиналь-
ных и энергетически наиболее эффективных способов и схем автома-
тической коллекторной модуляции (автомодуляции). Изложение тео-
рии каждого метода и основных схем амплитудной модуляции и
автомодуляции заканчивается подробным разбором методики рас-
чета и примерами.
Книга рассчитана на инженеров, занимающихся проектированием
и разработкой радиопередающей и генераторной аппаратуры, и сту-
дентов старших курсов радиотехнических факультетов.
6Ф2.12
332-68
СУДАКОВ ЮРИИ ИВАНОВИЧ
Амплитудная модуляция и автомодуляция транзисторных генера-
торов
Редактор Н. М. Изюмов
Переплет художника В И. Карпова
Технический редактор В. В. Зеркаленкова
Корректор Е. X. Горбунова
Сдано в набор 29/VII 1968 г. Подписано к печати 17/1 1969 г. Т-02512
Формат 84X108’/м	Бумага типографская № 1
Усл. печ. л. 20,58	Уч.-изд. л. 21,73
Тираж 12 000 экз.	Цена 1 р. 34 к.	Зак. 1406
Издательство «Энергия*. Москва, Ж-114, Шлюзовая наб., 10.
Московская типография № 10 Главполиграфкрома
Комитета по печати при Совете Министров СССР.
Шлюзовая иаб., 10.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Последнее десятилетие характеризуется необычайно
быстрым развитием полупроводниковой техники и широ-
ким применением полупроводниковых приборов в самых
различных отраслях радиоэлектроники.
Среди большого многообразия полупроводниковых
приборов одно из центральных мест занимают транзи-
сторы и полупроводниковые диоды. Широкому распро-
странению этих полупроводниковых приборов в различ-
ных электронных схемах содействуют непрерывное улуч-
шение технологии изготовления и, как следствие, повы-
шение их качественных характеристик; совершенствова-
ние способов применения их, а также и увеличивающая-
ся с каждым днем изученность схемных решений.
Накопленный и обобщенный к настоящему времени
теоретический и экспериментальный материал по расче-
ту, проектированию и разработке транзисторных схем
позволяет проводить все более сложные и глубокие тео-
ретические и экспериментальные исследования в области
схемных решений различных транзисторных радио-
устройств, а освоение и серийный выпуск высокочастот-
ных транзисторов на повышенную мощность открывают
возможность проектирования и разработки транзистор-
ных многокаскадных передатчиков, а также возможность
перевода ламповых передатчиков различных радиостан-
ций служебной радиотелефонной связи на полупровод-
никовые приборы.
Замена ламп транзисторами позволяет улучшить тех-
нические данные разрабатываемой радиоаппаратуры и
повышает ее транспортабельность, что особенно важно
для нестационарных радиоустройств. Для наиболее эф-
фективного повышения промышленного к. п. д., технико-
экономических показателей и надежности при эксплуа-
3
тации транзисторных радиопередающих устройств с ам-
плитудной модуляцией, а также для существенного вы-
игрыша по габаритам и весу благодаря использованию
в них полупроводниковых приборов необходимо вместе
<с этим применять оптимальные (простые схемно и обес-
печивающие высокие энергетические показатели) методы
амплитудной модуляции.
Однако литература, в которой высказывается ряд со-
ображений о возможности осуществления модуляции или
приводятся некоторые материалы по амплитудной моду-
ляции транзисторных генераторов [Л. 1—12], крайне сла-
бо и неполно, а подчас и не совсем правильно освещает
эти вопросы. Упомянутые материалы весьма разрознены
и совершенно не позволяют сделать необходимую оценку
и сравнить те или иные методы и способы модуляции
между собой. Расчет модуляционных режимов ампли-
тудно-модулированных транзисторных генераторов в ли-
тературе практически отсутствует. Кроме того, ряд эф-
фективных способов осуществления амплитудной моду-
ляции и особенно коллекторной автомодуляции в техни-
ческой литературе не рассматривался вообще.
Настоящая книга посвящена систематизированному
рассмотрению и развитию методов, способов и схем ам-
плитудной модуляции и автомодуляции транзисторных
передатчиков, изложению и развитию теории и методики
расчета амплитудно-модулированных и автомодулиро-
ванных транзисторных генераторов. Большое внимание
уделено вопросам, слабо или вовсе не освещенным в ли-
тературе, но важным и необходимым для радиоспециа-
листов и проектировщиков радиоаппаратуры на полупро-
водниковых приборах.
Основная задача, которую ставил перед собой автор
при написании книги, состояла в том, чтобы изложить
в удобной для инженерной практики форме методику
анализа и расчета транзисторных генераторов с самыми
разнообразными методами, способами и режимами
амплитудной модуляции и автомодуляции. При этом
предполагалось, что читатель знаком с теорией радио-
передающих устройств, общей теорией амплитудной мо-
дуляции и основными вопросами теории транзисторных
генераторов.
Несмотря на это, в гл. 1 приводятся ежа гое изложе-
ние теории транзисторных генераторов и основные поня-
4
тия, а также определения, относящиеся к вопросам ге-
нерации и амплитудной модуляции.
В гл. 2 рассмотрены энергетические показатели гене-
раторов на транзисторах, а также метод и порядок рас-
чета максимального (критического) режима транзистор-
ных амплитудно-модулированных (или автомодулирован-
ных) генераторов.
Теоретический анализ и расчет каскадов с базовой и
эмиттерной модуляцией смещением (гл. 3), базовой и
эмиттерной модуляцией возбуждением, т. е. УМК (гл. 4),
позволяют оценить возможности, достоинства, недостат-
ки и практические свойства .режимов УМК, базовой и
эмиттерной модуляции смещением, а также уяснить воз-
можности их применения в разнообразных схемах комби-
нированной модуляции и автомодуляции транзисторных
генераторов и передатчиков.
Теория простой и комбинированной коллекторной мо-
дуляции, основные способы и схемы осуществления,
а также расчет транзисторных генераторов с одинарной,
двойной и тройной коллекторной модуляцией изложены
в гл. 5.
При проведении исследований и решении вопросов
повышения энергетических показателей, снижения веса
и уменьшения габаритов транзисторных радиопередат-
чиков и устройств с амплитудной модуляцией автором
в последние годы были предложены, теоретически раз-
работаны и экспериментально проверены новейшие ком-
бинированные энергетически выгодные методы и спосо-
бы коллекторной автомодуляции как одиночных транзи-
сторных генераторов [Л. 13], так и передатчиков в целом
[Л. 14—18]. К ним относятся такие, например, методы,
как: автоматическая коллекторная модуляция (АКМ)
с автоматическим и скользящим смещением; АКМ с при-
нудительным и принудительно-скользящим смещением;
диодно-автоколлекторная модуляция (ДАКМ); много-
каскадная автоколлекторная модуляция (МАКМ). При-
менение МАКМ позволяет осуществить «безмодулятор-
ный» передатчик, т. е. такой передатчик, в котором вме-
сте с обеспечением повышенного промышленного к. п. д.
и практически любого уровня выходной полезной мощ-
ности модуляторный тракт может не содержать усили-
тельных элементов [Л. 16—18] и представлять собой толь-
ко датчик передаваемых сигналов, например микрофон
Или ларингофон.
5
Рассмотрению методов, способов, схем и наиболее
важных вопросов теории автомодуляции посвящена
гл 6, а методика и порядок инженерного расчета тран-
зисторных генераторов с АКМ приводится в гл. 7.
Теоретические исследования всех основных методов
и способов амплитудной модуляции и автомодуляции за-
канчиваются подробным разбором методики, порядка
расчета и соответствующими примерами, что облегчает
их освоение и практическое использование.
Выполненные исследования и полученные расчетные
формулы (с точки зрения знаков в них) соответствуют
транзисторам типа р-п-р. В необходимых местах делает-
ся оговорка о знаках в случае использования формул для
расчета схем на транзисторах типа п-р-п.
Автор выражает искреннюю благодарность редактору
доктору техн, наук, проф. Н. М. Изюмову и рецензенту
канд. техн, наук доц. Б. С. Агафонову за высказанные
ими замечания и пожелания, которые были полностью
учтены при окончательной доработке рукописи, инж.
В. Д. Судаковой за оказание помощи при подготовке
рукописи в печать и студентам старших курсов радио-
технического факультета и факультета конструирования
радиоаппаратуры РРТИ — членам студенческого научно-
го кружка за выполнение весьма обширных и всесторон-
них поверочных расчетов режимов амплитудно-модули-
рованных и автомодулированных генераторов на отече-
ственных транзисторах по методам, разработанным авто-
ром в данной книге.
Автор представляет, что впервые выполненные теоре-
тические исследования и предложенные методы расчета
транзисторных генераторов с амплитудной модуляцией
и автомодуляцией, возможно, не лишены некоторых не-
достатков. За все критические замечания и пожелания
автор будет весьма признателен и просит направлять их
в адрес издательства: Москва, Ж-П4, Шлюзовая набе-
режная, 10, изд-во «Энергия».
Ю. И. Судаков
ГЛАВА ПЕРВАЯ
НЕКОТОРЫЕ ВОПРОСЫ ТЕОРИИ ГЕНЕРАТОРОВ
НА ТРАНЗИСТОРАХ И ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
ОБ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
1-1. ТРАНЗИСТОР — ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЭНЕРГИИ
ПОСТОЯННОГО ТОКА В ЭНЕРГИЮ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Генератором высокой частоты называется устройство,
служащее для (преобразования электрической энергии
постоянного тока (или энергии тока низкой частоты)
в энергию высокой частоты. Указанное преобразование
энергии в генераторе с независимым возбуждением осу-
ществляется при подаче внешнего переменного напря-
жения. Частота колебаний генератора может быть рав-
ной или кратной частоте переменного напряжения внеш-
него источника.
Выявление принципа построения схем транзисторных
генераторов высокой частоты удобно начать с рассмот-
рения физических процессов в схеме (рис. 1-1,а), содер-
жащей источник постоянного тока с напряжением Е,
ключ К и активное сопротивление нагрузки /?н.
При замыкании и размыкании ключа в этой схеме бу-
дут протекать импульсы тока (рис. 1-1,6) с длительно-
стью, равной времени нажатия ключа, и определенной
частотой следования 77сл= 1/Т, где Т — период следова-
ния импульсов
Поскольку в рассматриваемой схеме сопротивление
нагрузки является чисто активным, то форма напряже-
ния Un = iaRB, выделяемого на этой нагрузке, будет со-
впадать с формой тока (см. рис. 1-1,в).
7
Разлагая импульсы тока (и напряжения) в ряд
Фурье, будем иметь:
к=сс
/и “ Апк COS (к<- t -j-
кг=0
К ='О)
ик = £ t7mKcos(KW4-'p'b).
К=;0
Выше <ри и ср'к — начальные сдвиги фаз.

Рис 1-1 К рассмотрению процесса генерации колебании
высокой частоты
Замечаем, что импульсный ток, а равно и импульс-
ное напряжение, выделяемое па сопротивлении нагрузки
схемы (рис. 1-1,п) содержат составляющие всего спектра
высоких частот, включая и постоянную составляющую.
а)	б)
Рве 1-2 Принцип генерации колебаний высокой частоты.
Для выделения определенной частоты или узкого диа-
пазона частот (что требуется при создании генераторных
схем) активное сопротивление схемы (рис. 1-1,а) сле-
дует заменить избирательный (резонансной) нагрузкой.
8
В схеме на рис. 1-2,а в качестве нагрузки использу-
ется не (как в схеме рис. 1-1,а), а параллельный ко-
лебательный контур. При работе ключом в схеме
(рис. 1-2,а) протекает, как и раньше, импульсный ток
(рис. 1-2,6). Поскольку сопротивление нагрузки (кон-
тура) зависит от частоты ZH = cp(co) (рис. l-'З), то при
определенных значениях емкости контура С и индуктив-
ности L сопротивление контура будет максимальным для
резонансной частоты
, ш,	1
1	2T.VLC '	" Z V {
Это эквивалентное со-	/	\ кэ
противление контура на	/ V ।
частоте fi будет чисто ак-	л—
тивным. Обозначим его
через 7?э. Из-за большой Ри, i_3 Зависимость 2п = <р(<о).
добротности контура его
сопротивление для ча-
стот, отличных от резонансной частоты, имеет реак-
тивный характер и малую величину, а поэтому на кон-
туре схемы (рис. 1-2,а) создается падение напряжения
только одной резонансной частоты /i = wi/2jt. Это напря-
жение определяется как сопротивлением Ra, так и зна-
чением амплитуды тока резонансной частоты (или той
гармоники, на которую настроен контур). В случае на-
стройки контура на частоту fi, т. е. первую гармонику,
напряжение на нагрузке
Uw = Imt cos («4 «pj Ra = Uml cos (2irf4 4~ ?,),
где /mi — амплитуда тока первой гармоники, на которую
настроен параллельный контур;
£7mi — амплитуда колебательного напряжения на кон-
туре при резонансе;
Ф1 — начальный сдвиг фазы (примем дальше cpi = O).
Графическая иллюстрация переменного напряжения,
выделяемого на нагрузочном контуре схемы рис. 1-2,а,
показана на рис. 1-2,в.
В схеме рис. 1-2,а при плавной перестройке частоты
контура с помощью емкости С (или индуктивности L)
на контуре можно получить напряжение желаемого диа-
пазона высоких частот. Таким образом, с помощью весь-
ма несложной схемы (рис. 1-2,а) мы получаем возмож-
ность генерации колебаний высокой частоты. Чтобы сде-
9
лать такой принцип и схему генерации пригодными для
инженерных целей, необходимо в качестве ключа ис-
пользовать безынерционный элемент, способный замы-
кать и размыкать цепь источника питания схемы, подоб-
ной рис. 1-2,а. Таким безынерционным прерывателем
(кроме электронной лампы) может служить транзистор.
Рис 1 4 Принципиальная схема
а — транзисторного генератора с внешний! возбуждением б — тран
зисторпого автогенератора с трансформаторной обратной связью
Схема рис. 1-4,а аналогична схеме рис 1-2,а, но в ней
в качестве ключа используется транзистор типа п-р-п,
которому, как и лампе, свойственна электронная про-
водимость.
Для того чтобы транзистор схемы на рис. 1-4,а смог
выполнить функции ключа, между базой и эмиттером
прикладывают (чаще всего запирающее) напряжение
смещения Eq, а от внешнего источника колебаний высо-
кой частоты на входные зажимы база-эмиттер подается
переменное напряжение UQf==Um6fcos®/ с рабочей ча-
стотой /=/р. Это напряжение обеспечивает на переходе
10
база-эмиттер транзистора напряжение Ug = Umo cos со/,
где UmQ^UmQf. Снижение амплитуды напряжения на
входном переходе транзистора по сравнению с амплиту-
дой напряжения на зажимах (клеммах) входных элек-
тродов обусловлено частичным падением напряжения
источника внешнего сигнала на распределенном сопро-
тивлении слоя базы транзистора, т е па гд, и рядом
других причин (подробнее об этом см. в гл. 2).
Рис 1-5 Режим работы транзисторною генератора с отсечкой токов
коллектора н базы.
С приходом положительной полуволны напряжения
возбуждения Ucf и при условии, что Umg>E$—|£б.в|
в цепи коллектора протекает импульс тока, по форме
близкий к косинусоидальной (см. рис. 1-5), т. е. транзи-
стор работает в режиме с отсечкой коллекторного тока.
Угол отсечки этого тока обозначим через 0К, а угол от-
сечки базового тока через 0g.
Выше через Едъ~ЕдЪ обозначено напряжение сдвига
или отсечки коллекторного тока транзистора. Если сме-
щение Еб=Ебв = Ебв, a t/m6>0, то в генераторе устано-
вится режим колебаний класса В.
11
Настраивая колебательный контур схемы на опреде-
ленную (например, первую) гармонику импульса коллек-
торного тока, получим на контуре колебания высокой ча-
стоты (при начальном сдвиге фазы q>i = 0):
UК = /тК1 COS	-- ^тк COS ы/,
где /тК] — амплитуда первой гармоники импульса кол-
лекторного тока;
UmK— амплитуда колебательного напряжения в точ-
ках подключения контура к коллектору тран-
зистора, т. е. на коллекторе.
Таким образом, схема рис. 1-4,я представляет собой
высокочастотный транзисторный генератор с внешним
возбуждением.
Схема рис. 1-4,6 аналогична схеме рис. 1-4,я с той
лишь разницей, что если в схеме рис. 1-4,я напряжение
возбуждения V6f (и £7б) подается от внешнего источника
(контура предыдущего каскада, см. рис. 1-4,я), то в схе-
ме рис. 1-4,6 оно обеспечивается за счет обратной связи,
созданной через индуктивность Лсв, непосредственно
с коллекторного контура этой же схемы. Обеспечив до-
статочную связь цепи базы с контуром, т. е. необходи-
мую амплитуду напряжения UmQ (рис. 1-5), и выполнив
фазовые соотношения, мы получим автономный транзи-
сторный генератор — автогенератор колебаний высокой
частоты, работающий в стационарном режиме.
Генераторные схемы, представленные на рис. 1-4,
можно выполнить и на транзисторах типа р-п-р. При
этом следует изменить на обратную полярность источни-
ков питания. Основные особенности практических схем
транзисторных генераторов и автогенераторов излага-
ются в § 1-4 настоящей главы.
В заключение заметим, что свойства и энергетические
показатели любого генераторного каскада определяются
его основными элементами. К ним в транзисторном гене-
раторе, кроме источников питания, относятся транзи-
стор— как нелинейный элемент схемы, а также нагру-
зочный колебательный контур.
1-2. КРАТКИЙ АНАЛИЗ СТАТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК
ТРАНЗИСТОРА
Основной задачей при анализе режима и расчете лю-
бой радиотехнической схемы, включая и схему генера-
тора, является установление связи между токами, теку-
12
щими в цепях отдельных электродов нелинейного усили-
тельного элемента, и напряжениями на этих электродах.
Такая связь для транзисторов, так же как и для электро-
вакуумных ламп, может быть установлена с помощью
семейств статических характеристик.
Для дальнейших теоретических исследований следует
провести краткий анализ статических характеристик,
рассмотреть параметры и 'выявить специфику транзисто-
ра как генераторного (или усилительного) элемента схе-
мы по сравнению с электровакуумной лампой. Это весь-
ма важно для уяснения некоторых особенностей режи-
мов, а также модуляционных и качественных характе-
ристик амплитудной модуляции транзисторных генера-
торов вообще и автоматической коллекторной модуляции
(АКМ) в частности.
Свойства транзистора и его параметры в основном
достаточно полно передаются двумя семействами: семей-
ством входных и семейством выходных статических ха-
рактеристик, снимаемых экспериментально.
Можно встретить различные суждения о принципе
построения входных и выходных статических характери-
стик транзистора. Дело заключается в том, что в соот-
ветствии с z-, у- и /i-параметрами транзисторов при по-
строении их характеристик за независимые переменные
возможно соответственно принимать или токи, или на-
пряжения, или одновременно и токи и напряжения. При
этом для каждого случая входные и выходные характе-
ристики будут представлены в несколько различных си-
стемах координат.
Выбор той или иной системы координат определяется
удобством анализа и расчета каждой конкретной схемы.
Большинство авторов [Л. 16, 19] при анализе гене-
раторных режимов и выводе основных формул для рас-
чета транзисторного генератора используют статические
характеристики в системе у-параметров, где независимы-
ми переменными являются напряжения, т. е. при анализе
генераторных схем (а равно и любых схем с настроенной
резонансной нагрузкой) обычно приходится иметь дело
со следующими семействами статических характеристик:
г'к = ф(вб, ек) —выходные;
Гб=ф(вб, ек) —входные;
гэ=<р(еб, ек) —эмиттерного или суммарного тока.
13
Выбор «/-системы (и «/-параметров) при построении
статических характеристик в данном случае обусловлен
тем, что высокочастотное напряжение возбуждения, по-
даваемое на входные зажимы генераторного каскада,
обычно подводится с параллельного колебательного кон-
тура, являющегося нагрузкой предыдущего каскада
(возбудителя). При условии слабого шунтирования этого
контура нелинейным сопротивлением входной цепи тран-
зистора можно считать, что питание ее осуществляется
синусоидальным напряжением. Это соответствует реаль-
ным условиям работы как ламповых, так и транзистор-
ных генераторов.
К тому же функциональная связь приведенного выше
вида является наиболее распространенной в практике
электровакуумных ламп и позволяет лучше выявить от-
личительные особенности транзистора по сравнению
с лампой.
На основании экспериментов, выполненных авторами
ряда работ [Л. 1, 2, 5, 6], можно утверждать, что стати-
ческие выходные характеристики сплавных и дрейфовых
транзисторов, выпускаемых отечественной промышленно-
стью, имеют практически одинаковый характер. Поэтому
анализ, опирающийся на статические характеристики,
одинаково пригоден как для сплавных, так и для дрей-
фовых транзисторов. Некоторые особенности режима и
расчета базовой цепи генератора на сплавных (по мето-
ду изготовления) транзисторах частично рассмотрены
ниже. На рис. 1-6 показаны статические характеристики
i,,	«б = ф(еь) при в5 = пост.;
6, /б = ф(вб) при е„ = пост.
Заметим, что ток эмиттера определяется как сумма то-
ков коллектора и базы, т. е. «э = «к + «б.
Знакомство с характеристиками рис. 1-6 и анализ
их позволяют сделать следующие выводы:
1.	По внешнему виду статические характеристики ih,
«б = ф|(ек) при бб = пост. (рис. 1-6,а) транзистора похожи
на аналогичные статические характеристики пентода,
т. е для транзистора, так же как и для пентода, харак-
терны большая крутизна линии критического режима и
слабая зависимость коллекторного тока от напряжения
на коллекторе. Последнее свидетельствует о большом
внутреннем сопротивлении транзистора по постоянному
току.
14
2.	Веерообразность характеристик транзистора, пока-
занных на рис. 1-6,6, также является характерной осо-
бенностью аналогичных характеристик пентода.
3.	Плоскость характеристик рис. 1-6,а можно разбить
на две области — область больших и область малых то-
ков базы. Первой соответствует — перенапряженный,
а второй — недонапряженный режим работы транзистор-
ного генератора. Пограничный режим является критиче-
ским и определяется линией критического режима ОА.
Рис 1-6. Статические характеристики плоскостного транзистора.
4.	В области малых токов базы значения iK и ig мало
или почти не зависят от напряжения ек, т. е. реакция
коллектора на цепь базы в транзисторе мала. Очевидно,
также, что амплитудная модуляция за счет изменения
только коллекторного напряжения (простая или одинар-
ная коллекторная модуляция, см. § 1-8) возможна только
в перенапряженном режиме работы транзисторного гене-
ратора
5.	Возрастание тока базы всегда связано с уменьше-
нием тока коллектора.
Положения, отмеченные выше, говорят о том, что
между плоскостным транзистором и электровакуумной
лампой (пентодом) имеется существенное сходство.
15
Рис 1-7. К опре-
делению напряже-
ний отсечки (или
сдвига) токов кол-
лектора и базы
Вместе с этим статические характеристики транзисто-
ров достаточно существенно отличаются от ламповых ха-
рактеристик.
1.	Прежде всего коллекторные характеристики тран-
зистора являются всегда «правыми» характеристиками
(рис. 1-6,6), т е. при бб = 0 коллекторный ток равен ну-
лю, тогда как в лампах при еа=0 анодный ток имеет
определенное значение и основная часть его характери-
стик проходит в отрицательной области сеточных на-
пряжений, где сеточный ток отсутствует. Отмеченное
свойство характеристик плоскостного транзистора при-
водит к тому, что ток базы существует почти во всей об-
ласти изменения коллекторного тока, что увеличивает
мощность возбуждения при работе транзистора в гене-
раторном режиме и практически ис-
ключает возможность создания иде-
ального буферного усилителя на тран-
зисторе.
2.	Очевидно, что для установления
исходной рабочей точки на входной
р-н-переход транзистора в ряде случа-
ев может потребоваться подача не за-
пирающего (обратного), а отпирающе-
го транзистор (прямого) напряжения
смещения.
Следовательно, орган автоматиче-
ского смещения базовой цепи транзи-
стора, аналогичный обычно используе-
мому для подачи отрицательного (за-
пирающего) напряжения смещения на
управляющую сетку лампы, в таких
случаях не применим. Для подачи прямого (отрицатель-
ного по знаку для р-п-р и положительного для п-р-п
транзисторов) напряжения смещения на базу чаще всего
используется или потенциометр, или делитель (см. § 1-5)
на резисторах, включаемый параллельно источнику кол-
лекторного питания. Можно использовать и отдельную
батарею смещения базовой цепи. Таким образом, при-
менение автоматического смещения за счет постоянного
тока базовой цепи в транзисторных генераторах возмож-
но только в том случае, когда требуется обратное (запи-
рающее) напряжение смещения, что имеет (или может
иметь) место в схемах рис 1-4 и обычно характерно для
нижнего угла отсечки тока коллектора 0, ^85°.
16
3.	Следующей особенностью статических характери-
стик транзистора является поведение коллекторных то-
ков при малых абсолютных значениях напряжения на
коллекторе |eh|. Если у лампы при еа=С0 ток /а = 0, то
у транзистора коллекторный ток становится равным ну-
лю (рис. 1-6,а) при |ек| = jESJ >0. Напряжение Е'к, при
котором ток коллектора принимает нулевое значение,
обычно близко по величине
к напряжению геометрического
смещения ЕбВ. На рис. 1-7 по-
казаны методы приближенного
определения параметра тран-
зистора Ебв. При уменьшении
абсолютной величины обратно-
го коллекторного напряжения
после |ек| = |Е/к|^|Ебв) до ну-
ля и при наличии прямого на-
пряжения на коллекторном пе-
реходе характеристики коллек-
торного тока переходят в об-
ласть отрицательных значений
тока коллектора. Эти особен-
Рис 1-8 Форма импульса
коллекторного тока для
сильно перенапряженного
ности характеристик тока гк режима
приводят к тому, что при
|ек|^|Ебв1 * характеристики гк=ф(^б), ПРИ ек = посг.
имеют (см. рис. 1-6,6) падающие участки. Это связано
с появлением перенапряженного режима и ростом тока
базы. Появление и рост отрицательного тока коллектора
при наличии прямого напряжения на коллекторе связа-
ны с тем, что коллекторный переход транзистора в этом
случае включается в пропускном направлении н основ-
ные носители заряда — дырки (для р-п-р-транзистора)
из коллектора и электроны из базы — создают отрица-
тельный ток, возрастающий с увеличением абсолютной
величины прямого коллекторного напряжения, т. е. кол-
лектор начинает выполнять функции эмиттера. Это об-
стоятельство существенно изменяет форму импульса кол-
лекторного тока (рис. 1-8). Оно имеет место при работе
транзисторного генератора в сильно перенапряженном
режиме. Из характеристик рис. 1-6,а легко видеть, что
в этом случае значительно возрастает ток базы. Возрас-
* Напряжение Ев в~ ± (0,1 -^0,2) в для маломощных и Ев в®3
«±(0,3 —0,7) в для транзисторов повышенной мощности
2—1406	17
напряжения ек,
Рис 1 9 К вопро-
су появления от-
рицательного об-
ратного тока кол-
лектора
гание коллекторного отрицательного и базового положи-
тельного токов при прямом коллекторном напряжении
чаще всего выводит транзистор из строя. Поэтому во из-
бежание гибели транзистора нельзя допускать появления
большого по величине и прямого по знаку коллекторного
а вместе с этим нельзя признать пра-
вильным применение в транзисторных
генераторах сильно перенапряженного
режима работы.
Появление отрицательного коллек-
торного тока при ек—Ек^0 можно по-
яснить следующим образом. При Ек = 0
к переходу (рис. 1-9) коллектор-база
приложено базовое напряжение такой
полярности, при которой этот переход
(как диод) способен проводить ток
в прямом для него направлении. Ука-
занное направление тока, однако, про-
тивоположно направлению нормалного
(положительного) коллекторного тока транзистора типа
р-п-р. Следовательно, для того чтобы в цепи коллектора
мог протекать ток прямого (для транзистора) направле-
ния, необходимо между коллектором и базой приложить
напряжение |е1л| > \Е'!!\>0, т. е. обратное напряжение,
которое способно преодолеть действие базового напря-
жения еб = £'б, являющегося прямым на переходе коллек-
тор-база. Становится также ясно, что коллекторный пе-
реход трудно запереть полностью, а это осложняет осу-
ществление 100 %-'ной амплитудной модуляции.
4.	Последней особенностью характеристик транзисто-
ра, на которой мы здесь останавливаемся, является не-
которая специфика поведения тока базы. При малых аб-
солютных значениях прямого напряжения на базе (на-
пример, при |бб| = |£б|<0,3 в в случае маломощных тран-
зисторов) ток базы изменяет направление. Это частично
обусловлено тем, что ток транзистора состоит из тока
рекомбинации и обратного тока электронов (для р-п-р-
транзистора) с коллектора на базу. При малом значении
эмиттерного тока рекомбинация уменьшается, а вслед-
ствие этого суммарный ток базы снижается и может
стать отрицательным.
Как видно из рис. 1-6,6, величина отрицательного то-
ка базы зависит от коллекторного напряжения. Напря-
жение базы, при котором ток базы становится равным
18
нулю, будем в дальнейшем обозначать Eso и называть
напряжением отсечки (или сдвига) тока базы. Это на-
пряжение с достаточной для практики точностью можно
легко найти по характеристикам Гб = ф'(<3б) при ек=посг.
(см. рис. 1-7). Чаще всего
£б0~ (1,5-5-2)£бв,
а 0к>0б, т. е угол отсечки коллекторного тока больше
угла отсечки базового тока. Это характерно для боль-
шинства транзисторов и только для некоторых из них
можно принять:
Ебо~ (1 — 1,25)£б в~£б в; 0к^0б.
Заметим, что наличие заметного по величине отри-
цательного тока базы наиболее характерно для сплавных
транзисторов. Форма импульсов тока базы, построенных
для таких транзисторов по статической (она же и дина-
мическая) характеристике,
показана на рис. 1-10.
Рассмотренная особенность
характеристик тока базы
предопределяет некоторую
трудность использования
транзисторов, изготовленных
методом сплавления (и им
подобных с точки зрения
характеристик тока базы),
в режиме автоколебаний, т. е.
в транзисторных автогене-
раторах (см. ниже), дополни-
Рис 1-10 Форма импульсов то-
ка базы сплавного транзистора
тельно затрудняет примене-
ние автосмешения в цепи базы, вызывает некоторые не-
желательные процессы в генераторных каскадах с базо-
вой и эмиттерной модуляцией смещением, а также кол-
лекторной и автоматической коллекторной модуляцией и
усложняет проведение расчета режима базовой цепи
транзисторного генератора вообще. На этих вопросах мы
подробнее останавливаемся ниже при рассмотрении со-
ответствующих разделов.
Достаточная для практических целей точность расче-
тов генераторного режима может быть получена на
основе аппроксимированных статических характери-
стик Кусочно-ломаная линейная аппроксимация стати-
ческих характеристик транзистора с точки зрения самого
2*	19
принципа ничем не отличается от подобной аппроксима-
ции ламповых статических характеристик (см. § 1-3).
По линейным участкам аппроксимированных харак-
теристик коллекторною (эмиттерного) и базового токов
можно определить параметры транзистора (см. § 1-4)
так же, как это делается при определении параметров
ламп. Однако следует иметь в виду, что поведение ста-
тических характеристик транзистора существенно зави-
сит от температуры. Эти вопросы изложены в [Л. 1, 2], и
мы на них не останавливаемся.
1-3. АППРОКСИМАЦИЯ СТАТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК
КОЛЛЕКТОРНОГО ТОКА ТРАНЗИСТОРА
Как установлено выше, ток коллектора определяется
напряжениями еь и ед, а также зависит от температуры,
при которой работают р-л-переходы (т. е. кристалл)
транзистора. Температура переходов зависит не только
от режима работы транзистора и окружающей темпера-
туры, но и от теплоотводящей способности корпуса (или
корпуса с радиатором) транзистора.
Следовательно, в общем случае
щ=Ф(еб, ек, f).
На рис. 1-11 показана зависимость гк = ф(вд, /°) при
ек — пост, транзистора типа
Рис 1-11 Зависимость iK =
= ф(еб, t°) при ек = пост
р-п-р для двух значений тем-
пературы. При нормальной
температуре ^норм = Тн = 20±
±5° С линейно аппроксими-
рованная характеристика
коллекторного тока транзи-
’стора пересекает ось абсцисс
при е$~Ебв. С ростом тем-
пературы ток коллектора
возрастает (за счет, напри-
мер, разрыва ковалентных
связей в кристалле транзи-
стора и увеличения при этом
свободных носителей тока),
а упомянутая характеристи-
ка перемещается влево. При некоторой так называемой
стартовой температуре (Ост>^норм аппроксимированная
характеристика коллекторного тока пройдет через нача-
ло координат. Этот случай и приведен на рис. 1-11.
20
Малые приращения тока коллектора из (1-1) опреде-
ляются полным дифференциалом вида
<Ь2>
Учитывая, что статическая крутизна коллекторного тока
SK = — при ек = пост., будем иметь:
di^sj-de^-^de^-^dt0 (1-3)
Используя понятие проницаемости транзистора
два
D — -^-npn tK = nocm.,
а также вводя понятие коэффициента температурного
смещения (или сдвига)
(1-4)
из выражения (1-3) для абсолютных значений получаем:
diK = SK(—de6 — DdeK-\-Dtdt).	(1-5)
В случае линейно-аппроксимированных характеристик
коллекторного тока 1 для области правее линии критиче-
ского режима (рис. 1-6,а) интегрирование выражения
(1-5) дает уравнение
гк = SK (—Cq — DeK Dd0 -j- С).	(1-6)
Окончательное определение аналитического выраже-
ния для семейства аппроксимированных характеристик
тока коллектора по (1-6) требует определения постоян-
ной интегрирования С. Очевидно, что при ек — —Ек и ед =
=0 ток коллектора достигает нуля при стартовой тем-
пературе, т. е. при /° = /°ст. Подставим эти начальные
условия в уравнение (1-6) и получим выражение
= SK (0 DEK Ditir С) = 0.
1 Когда SK = nocT и D — nocr.
21
Поскольку 5ь-У=0, то для постоянной интегрирования
имеем выражение
Подставляя значение постоянной интегрирования С
в (1-6), получим:
/к = Зь [-еб - D (eJt + Еh) + Dt (Ц - Гт)]. (1-7)
Стартовая температура у транзисторов обычно бывает
равной нескольким десяткам градусов по Цельсию.
В (1-7) последнее слагаемое в квадратных скобках
Dt (7°	^(Т) — £б.5 =
— представляет собой напряжение отсечки (или сдвига)
с учетом t°— температуры кристалла транзистора в рас-
четном режиме. Учитывая это, выражение (1-7) можно
записать в виде
+	+	(1-8)
Это и есть окончательное уравнение семейства линейно
аппроксимированных характеристик коллекторного тока.
1-4. ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА В ГЕНЕРАТОРНОМ
РЕЖИМЕ И ИХ ОПРЕДЕЛЕНИЕ С ПОМОЩЬЮ
АППРОКСИМИРОВАННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
Известно [Л. 19], что для транзистора характерно со-
отношение вида
S^RtD =	(1-9)
а поэтому любую из величин левой части последнего
уравнения можно определить через две другие.
Статическая крутизна коллекторного тока может
быть найдена по аппроксимированным характеристикам,
так как
при £?ь = постх. (1-Ю)
Из (1-9) очевидна и формула вида
51;==7ЦТ-
* Индекс к говорит о принадлежности данной величины к кол-
лекторной, а б—к базовой цепи транзистора.
22
Значение крутизны SIt у большинства транзисторов
на один-два порядка больше статической крутизны анод-
ного тока ламп и может достигать у мощных транзисто-
ров до пяти-—десяти (и более) ампер на вольт.
Внутреннее сопротивление транзистора согласно (1-9)
будет определяться выражением
(М2)
Его можно найти и по характеристикам транзистора, так
как
ПрИ е6=пост.	(1-13)
Сопротивление Rt имеет величину единицы, десятки и
даже сотни килоом. Однако у некоторых транзисторов
с большой крутизной сопротивление Ri имеет малую ве-
личину.
Проницаемость транзистора по коллектору
D=:^~ при iK = nocm.,	(1’14)
а по (1-9)
Проницаемость имеет величину, не превышающую 10-2—
10-3, т. е. с точки зрения величин Rt и D транзистор по-
добен тетродам и пентодам.
Крутизна линии критического режима транзистора
при еб = пост.	(1-16)
является одним из расчетных параметров и может быть
найдена по наклону линии критического режима (пря-
мой ОА), приведенной на плоскости (рис. 1-6,а). Кру-
тизна S, 1ф транзистора также много больше крутизны
линии критического режима анодного тока электроваку-
умных триодов, тетродов, пентодов. Учитывая (1-15) и
(1-16), получим:
Siv.Kp = Ь-D', з
n_SIKP*	!>	(1-17)
D	J
* Формулу этого вида можно использовать только при точно
известных или измеренных величинах SK Кр и SK (на рабочей час-
тоте).
23
Как отмечалось выше, справа от линии ОА располагает-
ся область недонапряженного, а слева — перенапряжен-
ного режима. В области недонапряженного режима в ка-
честве параметров семейства статических характеристик
целесообразно использовать статическую крутизну Sh и
проницаемость транзистора по коллектору D.
По аналогии с рассмотренными выше параметрами
можно записать выражения для параметров транзистора,
характеризующих работу базовой цепи. Последние мож-
но найти по спрямленным характеристикам базового
тока.
Сопротивление участка эмиттер-база транзистора
определяется выражением
Ra5=z~ при е^=-пост.	(1-18)
0Z б
Для большинства транзисторов это сопротивление име-
ет величину нескольких десятков [Л. 19] и реже сотен ом.
Это является характерной особенностью транзисторов,
которая часто неблагоприятно сказывается на генера-
торном режиме, потому что транзистор с малым сопро-
тивлением /?эб требует значительную мощность для воз-
буждения.
Крутизна статической характеристики тока базы мо-
жет быть определена по выражению
о 1 di6
ек=-пост.,
(1-19)
а на частотах [ >(0,1 ч- 0,3) fa, когда
’«Кб,
R-.,6 — Ria.o —Гб
s6 ^—^4
° Го г'с
В области недонапряженного режима крутизна Зб<
<^>SK. В перенапряженном режиме, когда г'б~гэ, а гк~0,
(1-20)
где S3 — крутизна эмиттерного тока. В общем случае
При больших токах базы, т. е. в области перенапря-
женного режима, семейство характеристик положитель-
24
кого тока базы образует (см. рис. 1-6,6) как бы свое-
образное продолжение характеристик положительного
тока коллектора (или суммарного, т. е. эмиттерного то-
ка) транзистора. Поэтому по аналогии с параметром
электровакуумных ламп р,с = |т«, называемым рефлекс-
ным множителем или коэффициентом реакции, для тран-
зисторов можно ввести параметр Цб, который удобно на-
звать коэффициентом реакции транзистора по базе и
определять с помощью выражения вида
ПРИ 1б = пост.	(1-21)
По своему месту в уравнении базового тока коэффи-
циент реакции транзистора по базе подобен [Л. 18] про-
ницаемости транзистора по коллектору в уравнении кол-
лекторного (эмиттерного) тока.
1-5. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ И ОСОБЕННОСТИ
ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ И АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Между электровакуумной лампой и транзистором
имеется глубокое различие во внутренних физических
процессах. Несмотря на это, доказно [Л. 1—5], что при
анализе процессов, связанных с внешней цепью транзи-
сторного генератора, можно использовать хорошо разра-
ботанную и практически проверенную теорию ламповых
генераторов. Основой для такого обобщения теории, ана-
лиза и расчета является то, что как ламповый, так и
транзисторный генератор можно рассматривать как
активный четырехполюсник, внутри которого имеется ис-
точник энергии (см. гл. 2).
Схемы генераторов с внешним возбуждением на тран-
зисторах в основе своей строятся по таким же принци-
пам, что и схемы на электровакуумных триодах. Соот-
ветственно их можно классифицировать по признаку об-
щего электрода, т. е. способу включения транзистора
в схему1. На рис. 1-12 показаны три возможные схемы
транзисторного генератора с внешним возбуждением.
Генераторный режим, как отмечалось выше, создает-
ся подачей на управляющий электрод (базу) транзи-
1 Хотя общий электрод обычно заземляется, тем не менее тер-
мин «заземленный» нельзя признать удачным, так как принципиаль-
ные различия схем генераторов обусловлены не тем, какой из элек-
тродов заземлен, а тем, какой из них является общим.
25
стора (рис 1-12,а) таких значений напряжения смеще-
ния £б и напряжения возбуждения U^— Um5f cos at, при
которых коллекторный ток и ток базы протекают в тече-
ние некоторой доли периода переменного напряжения
17б/ В этом случае транзистор работает в нелинейном
Рис 1 12 Основные схемы
транзисторных генераторов с
внешним возбуждением
а — с общим эмиттером (ОЭ) б —
с общей базой (ОБ) в — с общим
коллектором (ОК)
режиме с отсечкой тока.
Любой из генераторов
(рис. 1-12) можно выпол-
нить по параллельной и
двухтактной схемам. Двух-
тактный генератор по схеме
с ОЭ с одним транзистором
в плече показан на рис 1-13.
Все схемы рис 1-12 с оди-
наковым успехом могут при-
меняться на практике. Одна-
ко предпочтение (и особенно
В выходных каскадах радио-
устройств и генераторных
каскадах повышенной мощ-
ности) отдается схеме с ОЭ,
так как в ней коэффициент
усиления по мощности зна-
чительно выше, чем в двух
других схемах. Из-за отме-
ченного преимущества схе-
ма с ОЭ (рис. 1-12,а и 1-13)
нашла широкое применение
в транзисторных генерато-
рах с внешним возбуждени-
ем. На рис. 1-14 приведена
параллельная схема генера-
тора с ОЭ на транзисторах
типа п-р-п Из нее видно, что
в генераторных схемах при
замене транзисторов типа
р-п-р транзисторами типа
п-р-п нужно сменить полярность источников питания.
В мощных и особенно выходных каскадах весьма
удобно использовать схему с ОЭ и заземленным коллек-
тором (рис 1-15) В этой схеме коллектор (т е корпус
и радиатор, если последний используется) транзистора
может быть соединен с корпусом устройства, а это об-
легчает крепление транзистора, уменьшает паразитную
26
емкость в цепи коллектора и тепловое сопротивление
между корпусом транзистора и теплоотводом Очевидно,
что при этом может полностью отпасть необходимость
Рис 1 13 Двухтактный генератор по
схеме с ОЭ
применения специально изготовленного радиатора, так
как его роль может выполнить корпус устройства, а это
существенно уменьшает вес и габариты радиоустройств.
Как показала практика [Л. 20], если генератор работае!
на частотах выше 60 Мгц, то наиболее универсальной и
удобной (до частот 130 Мгц) будет схема, показанная на
рис. 1-15,6. Методика расчета П-образного контура
[Л. 21] такой схемы не обладает достаточной точностью,
а поэтому С], С2 и должны иметь элементы подстрой-
Рис 1-14 Схема генератора с параллельным
включением транзисторов п-р-п-типа
27
ки. На частотах выше 20 Мгц емкость контура С\ в по-
добного рода схемах может отсутствовать. Очевидно, что
генераторам, схемы которых приведены на рис. 1-15, ха-
рактерны все свойства, которыми обладают генераторы
с ОЭ.
В транзисторной радиоаппаратуре в настоящее время
наиболее широкое применение получили автогенераторы
с внешней положительной обратной связью с использо-
ванием кварца или без него. Схемы таких транзисторных
автогенераторов также строятся по схемам, аналогичным
Рис. 1-15. Схемы генераторов с ОЭ и
заземлением коллектором.
а — с обратным по знаку смещением: б —
с нулевым смещением
схемам ламповых автогенераторов, т. е. с трансформа-
торной, автотрансформаторной и емкостной связями.
Вместе с этим транзисторные автогенераторы по срав-
нению с ламповыми имеют ряд схемных особенностей,
вызванных спецификой транзистора как генераторного
элемента схемы.
Выясним некоторые из них. На рис. 1-16 показаны ти-
повые принципиальные схемы транзисторных автогенера-
торов с основным способом включения транзистора, т. е,
28
по схеме с ОЭ. В них напряжение смещения на базу по-
дается с помощью сопротивления базового автосмещения
и имеет величину Еб=1'воЯб*- Назначение всех эле-
ментов схем то же, что и
подобного типа [Л. 3, 4].
При использовании
только базового автосме-
щения (режим самовоз-
буждения автоколебаний
будет жестким. Для объ-
яснения этого факта об-
ратимся к статическим
характеристикам плоско-
стного транзистора типа
р-п-р (рис. 1-17,а).
В самом деле, в мо-
мент покоя в схемах на
рис. 1-16 мгновенное на-
пряжение на базе eg = 0.
Ток коллектора тоже ра-
вен нулю.
При малом импульсе
(толчке) энергии, посту-
пившем в контур в ре-
зультате включения или
каких-либо других при-
чин, на базе (вернее на
входном р-п-переходе)
создаются колебания с
амплитудой итб, (рис.
1-17,6), недостаточной для
возбуждения автогене-
ратора, так как при
-ST-1 импульс кол-
в ламповых автогенераторах
Рис. 1-16. Транзисторные автогене-
раторы по схеме с ОЭ.
а — с трансформаторной связью: б —
индуктивная трехточка; в — емкостная
трехточка.

лекторного тока отсут-
ствует.
При такой (правой) характеристике, какой обладает
плоскостной транзистор, для самовозбуждения автогене-
ратора необходимо подать в коллекторный контур срав-
нительно большой импульс энергии, чтобы на базе (вход-
ном р-п-переходе) транзистора возникли колебания сдо-
* Как отмечалось в предисловии, знаки во всех расчетных фор-
мулах соответствуют транзистору типа р-п-р. Здесь /'во — реальная
величина постоянного тока базы (см. гд. 2).
29
статочной амплитудой, равной Um62 (рис. 1-17,6). Эго и
соответствует жесткому режиму самовозбуждения.
Для маломощных транзисторов прямое напряжение
смещения на базе, при котором начинает появляться
(или отсекается) ток коллектора, лежит в пределах
±(0,1 -4-0,3) в (знак минус указан для р-п-р, а плюс —
Рис. 1-17. к рассмотрению самовозбуждения транзисторных авто-
генераторов.
для п-р-п-транзисторов). Следовательно, для обеспече-
ния мягкого режима самовозбуждения транзисторного
автогенератора на базу транзистора необходимо подать
небольшое прямое напряжение (рис. 1-18) и тем самым
обеспечить в начальный период самовозбуждения угол
отсечки коллекторного тока 0КНач>90°. Для получе-
ния оптимального (в энергетическом отношении) значе-
ния угла отсечки в установившемся режиме работы
0куст<9О° необходимо наличие и базового автосме-
щения.
Таким образом, в транзисторных автогенераторах
должна быть предусмотрена подача комбинированного
(фиксированного и автоматического) смещения на базу.
Автосмещение может быть или базовым, или эмиттер-
ным. В схемах на рис. 1-18 используется базовое авто-
смещение за счет цепи 7?бСб.б- При больших углах дрей-
фа фда (или блоьших пролетных углах 0>1 [Л. 19])
реальная постоянная составляющая тока базы /'бо может
изменить направление, а напряжение, снимаемое с цепи
30
базового автосмещения в таких случаях, также меняет
знак на обратный, т. е. будет прямым — отпирающим.
Вследствие этого угол отсечки 0к.уСт в схемах вида
рис. 1-18 будет больше 90°
ратора в установившемся
В подобного рода случаях
режима целесообразно
автосмещение осущест-
влять не за счет реальной
постоянной составляющей
тока базы, а за счет
постоянной составляющей
эмиттерного тока /эо, как
показано, например, па
рис. 1-19,а. В этой схеме
независимо от полярности
тока 1'бо цепь RaCa (эмит-
терное автосмещение) со-
здает на базе обратное
напряжение н обеспечива-
ет 0К—ек.уст^бо-7о°.
Очевидно, что автогенера-
тор можно выполнить и по
схеме рис. 1-19,6, т. е.
с одновременным базо-
вым и эмиттерным авто-
смещениями.
Все сказанное выше
относительно построения
цепей смещения автогене-
раторов без кварцев в
равной степени относится
и к кварцевым автогене-
и заданный режим автогене-
состоянии не обеспечится,
для обеспечения заданного
раторам на транзисторах, Рис t 18 практические схемы
которые могут ВЫПОЛ- транзисторных автогенераторов.
няться по осцилляторным
схемам (рис. 1-20,а) и схемам с кварцем, работающим
на частоте последовательного резонанса в цепи обратной
связи (рис. 1-20,6). Построение других схем кварцевых
транзисторных автогенераторов в основе своей не отли-
чается от построения подобных ламповых схем.
В заключение параграфа остановимся на некоторых
вопросах стабилизации режима работы и особенностях
построения цепей питания транзисторных генераторов.
31
Стабильность режима транзисторных генераторов и
автогенераторов в значительной степени определяется
постоянством положения начальной рабочей точки ха-
рактеристики, коюрая устанавливает величину исходных
токов транзистора Недостатками транзисторных усили-
тельных и генераторных каскадов являются сильная за-
висимость токов в цепях транзистора от температуры
а)
Рис 1 19 Схемы транзистор
ных автогенераторов, испоть
зующие эмпттерное автосме
щение
Рис 1 20 Два варианта схем
транзисторных автогенераторов
с кварцевой стабилизацией
а — осцилляторная схема, б — схе-
ма с кварцем в цепи обратной
связи
внешней среды и разброс токов при замене одного об-
разца транзистора другим.
Наиболее значительным разбросом и изменением об-
ладает обратный ток коллекторного перехода транзисто-
ра /ок (ток 7ок=-/кобр, является параметром транзи-
стора) .
Известно, что ток /ок с ростом температуры растет
по экспоненциальному закону. Кроме того, различие
в значениях /ок Для разных образцов одного и того же
типа транзисторов при определенной температуре может
быть весьма существенным.
32
Поскольку между постоянными токами транзистора
существуют зависимости вида
J __ “о/'бо + /о к . J _ I'бо + А>1
/ко —	, /эо— !_Яо
(здесь и дальше а0 = а— коэффициент усиления по току
в схеме с ОБ), то всякие изменения тока /Оц вызывают
изменения как коллекторного, так и эмиттерного тока.
Видно также, что в случае, когда /Ок<^бо> Для постоян-
ства токов коллектора и эмиттера необходимо обеспе-
чить постоянство тока базы транзистора.
Если же ток /ок соизмерим с током базы в рабочей
точке (а также в случае, когда током /ок пренебречь
нельзя), то изменение тока /ок приводит к дополнитель-
ным изменениям напряжения на базе за счет падения
напряжения от обратного тока коллектора на сопротив-
лениях в цепи базы. Очевидно, что это приводит к до-
полнительным изменениям и без того изменяющегося
тока коллектора.
В силу отмеченных особенностей изменения токов вы-
зывают изменения параметров транзистора в схеме и
энергетических показателей транзисторного каскада. Та-
ким образом, при питании транзисторных операторов от
источников постоянного напряжения постоянство напря-
жения смещения и напряжения на коллекторе не обеспе-
чивают стабильного положения начальной рабочей точки
и постоянства показателей работы выходной (коллек-
торной) цепи транзисторного каскада. Очевидно, что при
разработке транзисторных генераторов необходимо так
выполнить цепи по постоянному току, чтобы была снята
(или резко ослаблена) зависимость постоянных токов
всех электродов транзистора от температуры и других
дестабилизирующих (рабочую точку) факторов. Этого
можно достичь применением различных схем стабилиза-
ции, широко рассмотренных в периодической печати и
учебной литературе.
Для генераторных и автогенераторных схем на тран-
зисторах как схем, использующих резонансную нагруз-
ку, предпочтительней является схема стабилизации (или
термокомпенсации, см. ниже) с тремя стабилизирующи-
ми резисторами 7?ь /?2, /?3 (рис. 1-21). С помощью дели-
теля из резисторов /?2 на базу подается прямое
напряжение смещения, а на резисторе Д3 выделяется
обратное смещение, т е. напряжение, подзапирающее
3—1406	33
входной р-п-переход транзистора. Через резистор
всякое приращение тока коллектора (эмиттера) создает
отрицательную обратную связь по току, которая ком-
пенсирует упомянутое приращение, т. е. обеспечивает
необходимую стабилизацию тока коллектора и выход-
Рис 1-21 Схемы с наличием элемен-
тов термокомпеисации (стабилиза-
ции) .
а — транзисторного генератора; б — тран-
зисторного автогенератора.
ных показателей генераторного каскада. Резисторы R\ и
делителя можно заменить потенциометром
(рис. 1-18,а). При правильном выборе стабилизирующих
сопротивлений схема стабилизации по рис. 1-21,а дает
хорошие результаты при значительных изменениях тем-
пературы и т. п. Нетрудно усмотреть, что эта схема ста-
билизации весьма удобна для использования ее в тран-
зисторных автогенераторах (рис. 1-21,6), так как может
34
обеспечить и мягкое самовозбуждение и термокомпенса-
цию, что важно с точки зрения постоянства колебатель-
ного напряжения на контуре автогенератора.
Заметим, что в случае необходимости вместо рези
стора Т?2 в схемах, подобных рис. 1-21, можно исполь
зовать температурнозави-
симую цепочку сопротив-
лений, содержащую в ка-
честве нелинейного эле-
мента или терморезистор,
или полупроводниковый
диод (рис. 1-22). Анало-
гичным путем можно
обеспечить не только
термокомпенсацию, но и
компенсацию влияния
влажности. Для этого
вместо термозависимых
элементов необходимо
Рис 1-22 Варианты тсрмоком-
пепсирующих цепочек, исполь-
зуемых в транзисторных схемах
использовать сопротивления, меняющие свою вели-
чину при изменении влажности [Л. 2]. Можно выполнять
одновременно и термо-, и влагокомпенсацию. Как пра-
вило, такое схемное решение наиболее целесообразно ре-
комендовать для автогенераторов.
1-6. ОСНОВНОЕ УРАВНЕНИЕ ТРАНЗИСТОРНОГО
ГЕНЕРАТОРА, РАБОТАЮЩЕГО В ОБЛАСТИ
НЕДОНАПРЯЖЕННОГО И КРИТИЧЕСКОГО РЕЖИМОВ
Для генератора — усилителя, выполненного на тран-
зисторе типа р-п-р, при малом значении угла дрейфа,
т. е. при работе на достаточно низких частотах, спра-
ведливы выражения вида
— Д б ДтбСОЭсч/,	(1 22)
—Дк + Дтк COS <>/, j
где Сб и ек — мгновенные напряжения на базе и коллек-
торе соответственно.
Используя уравнение (1-8) семейства аппроксимиро-
ванных статических характеристик коллекторного тока
для области недонапряженного (в пределе критическо-
го) режима работы генератора и выражения (1-22), лег-
ко получить соотношение
/к ~ Д == 5к [(Дщб ZX7rnv) COS (»t	Еб -ф- Дб.в]> (1 -23)
3*	35
которое представляет собой уравнение для мгновенного
значения коллекторного тока транзистора, работающего
в схеме высокочастотного генератора при условии, ког-
да угол дрейфа транзистора имеет малую величину.
По аналогии с подобным уравнением анодного тока ге-
нератора на электровакуумном триоде выражение (1-23)
будем называть основным уравнением транзисторного
генератора для области недонапряженного (в пределе
критического) режима работы. Здесь же уместно заме-
тить, что (1-23) для случая работы транзистора в обла-
сти достаточно высоких частот запишется в виде [Л. 1]
ih=SKpm6cosW—Wmhcos(«)/ — <рс) —	(1-24)
т. е. при этом в выражении коллекторного тока появля-
ется угол сдвига фс.
Этот угол согласно [Л. 1] характеризует сдвиг фаз
между напряжением возбуждения входной (базовой)
цепи и первой гармоникой тока коллектора. Такой сдвиг
фаз обычно представляется в виде суммы двух фазовых
углов, а именно:
Фс = фэб + срдр.	(1-24а)
Здесь фьб — угол, обусловленный влиянием сопротивле-
ния слоя базы Гб, поскольку оно «включено» последова-
тельно со входным сопротивлением эмиттерного (вход-
ного) р-п-перехода транзистора Известно, что сопро-
тивление р-п-перехода имеет комплексный характер,
а величина реактивной составляющей этого сопротивле-
ния с ростом частоты резко уменьшается, что и вызы-
вает изменение угла ф^б- Очевидно, что на высоких ча-
стотах входное сопротивление транзистора 7?вха=^вх:=а
«Гб^'б [Л. 20], т. е. имеет чисто активный характер.
Угол ф|др обусловлен тем, что носители тока переме-
щаются (дрейфуют) от эмиттерного до коллекторного
перехода транзистора в течение некоторого (обычно
усредненного) времени, которое называется временем
дрейфа и обозначается tw. Соответственно этому и вве-
дено понятие угла дрейфа
?др — “р^др = 2т/р^Др.
Более подробно эти вопросы разбираются в гл. 2 при
рассмотрении энергетических показателей транзисторно-
го генератора.
36
В (1-23) и (1-24) напряжение геометрического сме-
щения £б в определяется выражением [Л. 18, 19]
Еб в = D (£к + Еко) = DEb + Е'х б. в. (1 -25)
Как показано в § 1-3, в общем случае напряжение
£бв=ф(/°), так как £'бв = ф(Н-
Из сравнения выражений (1-23) и (1-24) легко за-
ключить, что по своей структуре они практически не от-
личаются, а это позволяет при дальнейших исследова-
ниях амплитудной модуляции в интересах упрощения
выкладок использовать в качестве основного уравнения
выражение 1-23, а не (1-24).
Полагая в (1-23) при co/ = 0K tK = 0, получаем:
•SK [(Птб — DUmK) cos 6Ь — £б 4-Еб.в] = 0.	(1-26)
Из (1-26) имеем выражение для косинуса нижнего угла
отсечки коллекторного тока в виде
cos 0К
(—Ев + Ее в)
тб — DU
(1-27)
Заметим, что в зависимости от выбранного исходного
режима транзистора (т. е. питающих напряжений £к и
£б) угол отсечки 0К может быть меньше, равен и боль-
ше 90°. При at = 0 косинусоидальный импульс коллектор-
ного тока достигает своей максимальной величины, ко-
торая равна:
г'к. макс == [(Пщб EUщк) Еб Еб .в] •	(1 -28)
По аналогии с (1-28) можно записать уравнение для
тока эмиттера
2*0. МРКС —“ !-[(Um6~DU
wih)-Еб + £б.в),
ао
где
Sh/a=S3^Sh.
Вычитая из (1-23) выражение (1-26), находим второй
возможный вид уравнения для мгновенного значения
коллекторного тока генератора в динамическом режиме
/к = 5к(Птб — DUmK) (cos<oZ — cos9K). (1-29)
* Приближенно можно принять E’e ^ = DEK^~ (0,25-т-0,5)	в.
37
При at=O будем иметь-
/к.макс —- (П?пб DUml) (1 cos 9Ь).	(1-30)
По аналогии с (1-30) можно записать уравнение для
тока эмиттера в виде
is. макс =: Sa (Um6 DUmi,) (1 COS 9jt) ~
~ (Un6 - DUinv) (1 - cos 6K).
0
Третий возможный вид основного уравнения, т. е. урав-
нения для мгновенного значения коллекторного тока
транзисторного генератора при условии неполного
использования транзистора по току коллектора, полу-
чаем, если в (1-29) подставим из (1-30) величину
Slt ( Uтб DUnin)
.  .	cosco/—• cos 9К	,,
гк — /к.макс ] _cos g •	' l-ol)
Выражения (1-23), (1-29), (1-30), (1-31) и известные и
подобные им выражения для триодного лампового гене-
ратора формально совпадают. В связи с этим гармони-
ческий анализ косинусоидального импульса коллектор-
ного тока будет таким же, как и анализ, используемый
в ламповых генераторах для косинусоидального импуль-
са анодного тока. При этом можно широко привлекать
таблицы коэффициентов разложения А. И. Берга (см.
приложение и [Л. 22]).
1-7. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ТРАНЗИСТОРНОГО
ГЕНЕРАТОРА, РАБОТАЮЩЕГО В ОБЛАСТИ
НЕДОНАПРЯЖЕННОГО И КРИТИЧЕСКОГО РЕЖИМОВ
Максимальное значение косинусоидального импульса
коллекторного тока определяется формулой (1-30). Под-
ставляя в нее величины
Ёк. макс ~ И U
«1К
получим уравнение, решение которого относительно ампли-
туды первой гармоники коллекторного тока /тК1 приводит
к выражению
/тк1 =-------------------------*.	(1 -32)
	— cos 9К) +
* Здесь /?э — сопротивление нагрузочного контура в точках под-
ключения его к коллектору транзистора, a |i=SK7?,=	1
(см. § 1-4).
38
Последнее можно представить в следующем виде:
где
г	~ Я гпч й\ ~~й	> а1К = ? (®к)
— коэффициент разложения импульса тока коллектора
по первой гармонике
Выражение (1-33) позволяет транзисторный генера-
тор, работающий колебаниями второго рода в недона-
пряжепном (вплоть до критического) режиме, заменить
эквивалентной схемой, представленной на рис. 1-23,а.
Рис 1 23 Эквивалентные схемы транзи-
сторного генератора в недонапряженном
режиме
а — попная. б — приб тженная
В ней [лПтб есть эквивалентная э. д. с. генератора, a R'i
его эквивалентное внутреннее сопротивление. По анало-
гии с ламповыми генераторами это сопротивление мож-
но назвать приведенным внутренним сопротивлением
транзистора при колебаниях второго рода в недонапря-
женном режиме. При этом коэффициент ат будет
являться коэффициентом приведения внутреннего сопро-
тивления, и как функция 0F он возрастает при умень-
шении нижнего угла отсечки коллекторного тока 0К
(рис. 1-24,а), вызывая при этом увеличение R'i.
Эквивалентная схема на рис. 1-23,а справедлива при
косинусоидальной форме напряжения возбуждения, ко-
лебательного напряжения на коллекторе и первой гар-
моники коллекторного тока. Она связывает последнюю
через (1-32) и (1-33) с параметрами транзистора, ампли-
тудой напряжения возбуждения, эквивалентным сопро-
тивлением нагрузки и со всем остальным режимом ге-
нератора вплоть до формы импульса коллекторного тока.
39
При этом влияние режима учитывается коэффициентом
приведения внутреннего сопротивления а1К, т. е. в неяв-
ном виде. Последнее является некоторым недостатком
эквивалентной схемы (рис. 1-23,а.) В связи с этим пред-
ставляет интерес заменить эту схему другой, несколько
приближенной эквивалентной схемой, в которой зависи-
мость амплитуды первой гармоники коллекторного тока
Рис 1 24 Графические зависимости
а — а1К = <р(0Е); б — ₽JK = 4>(cos 0К).
а)
Это можно сделать, но только в известных пределах
и в случае косинусоидального импульса коллекторного
тока.
На рис. 1-24,6 для такого случая представлена гра-
фическая зависимость коэффициента put=^-=ip(cos0F).
Эту зависимость в первом приближении можно
аппроксимировать прямой линией, совпадающей с каса-
тельной к кривой В(К = -Д- =<p(cos0K) в точке ее переги-
ба, т. е. при cos 0К=О.
Можно показать, что уравнение такой прямой будет
иметь вид:
₽iK=^=4(l-4cose4	п-34)
В интервале —0,5 cos 0К^О,5 аппроксимированная
прямая (пунктирная на рис. 1-24,6) хорошо совпадает
с реальной кривой.
40
Таким образом, выражение (1-33) с учетом (1-34)
запишется в виде
7mK1 ~------R\-----=-------2Ri ' V “ “ У
Подставляя в него выражение для cos 0R из (1-27) и
учитывая, что Пт1,==/„1К1/?Э, получим уравнение, решение
которого относительно амплитуды первой гармоники
коллекторного тока приводит к следующему соотно-
шению:
р. j U„ б + — (Ее.® — Еб)
2Ri + Ra'
(1-35)
Последнее в окончательном виде можно записать так:
j	р»£7п(б0
тК1~ 2^ + %’
где
4
Um6a == ТЛпб -1 “ (£б.И	^б)-
(1-36)
(1-37)
Уравнение (1-36) позволяет изобразить эквивалент-
ную схему транзисторного генератора для первой гармо-
ники коллекторного тока в виде, представленном на
рис. 1-23,6. Таким образом, мы получили схему, элементы
цепи в которой не зависят от напряжений Ек, Eq и Ume,
подаваемых на электроды транзистора извне и опреде-
ляющих при данной нагрузке весь режим генератора.
Это обусловлено тем, что в схеме на рис. 1-23,5 вместо
приведенного внутреннего сопротивления транзистора
стоит просто удвоенное статическое внутреннее сопротив-
ление его.
Величина ц •	характеризующая амплитуду
эквивалентной э. д. с., действующей в данной схеме, це-
ликом определяется внешними питающими напряжения-
ми Ек, Eq и амплитудой напряжения возбуждения Ums,
причем согласно (1-37) и (1-25) легко усмотреть, что
она зависит от этих напряжений линейно.
Формула (1-35) с учетом (1-25) позволяет сделать
заключение о том, что у транзисторов за счет сравни-
тельно малой проницаемости D * (см. § 1-4) первая гар-
* Обычно из-за большой крутизны SK проницаемость D состав-
ляет тысячные доли.
41
моника коллекторного тока в педонапряженном (вплоть
до критического) режиме весьма мало зависит (практи-
чески не зависит) от постоянного коллекторного напря-
жения. Однако в этом режиме она сильно зависит от
напряжения смещения fg и от амплитуды напряжения
возбуждения цепи базы Um6f (и Um§) и в первом при-
ближении изменяется пропорционально им. Из (1-35)
легко видеть, что приращение напряжения смещения це-
пи базы на величину 1АЕбГ’ эквивалентно приращению
амплитуды напряжения возбуждения этой же цепи на
величину
|Д1/тб|=А|Д£'б|^ 1,25| Д£б|.	(1-38)
Таким образом, очевидно, что в области недонапря-
женного режима можно получить линейную и глубокую
амплитудную базовую (эмиттерную) модуляцию как
смещением, так и возбуждением. Во избежание ампли-
тудных искажений максимальный режим модуляции при
этих методах модуляции (см. гл. 3 и 4) следует прини-
мать в точке критического или слегка недонапряженного
режима работы генератора.
Вместе с этим очевидно, что простая (одинарная)
коллекторная модуляция, при которой изменяется толь-
ко напряжение питания коллектора, в недонапряжен-
ном режиме будет мало эффективной и возможна только
в перенапряженном режиме.
Следует заметить, что эквивалентная схема, изобра-
женная на рис. 1-23,6, а равно и на рис. 1-23,а, с кото-
рыми связаны формулы (1-36) и (1-35) соответственно,
справедлива с достаточной точностью только в том слу-
чае, если нижний угол отсечки коллекторного тока 0К
изменяется в пределах (60—120)°, так как только для
таких углов отсечки справедливо выражение (1-34).
При выходе 0К из указанных пределов пользование
эквивалентной схемой (рис. 1-23,6) неизбежно вызывает
некоторую ошибку, которая не меняет, однако, принци-
пиального существа наших выводов.
* Приращение ДЕб мы взяли по абсолютной величине, так как
оно для транзисторов р-п-р и п-р-п будет разным по знаку.
42
1-8. МЕТОДЫ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
И АВТОМОДУЛЯЦИИ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
И ПЕРЕДАТЧИКОВ
Известно, что любой, в том числе и транзисторный,
радиопередатчик кроме функции генерирования колеба-
ний высокой (или сверхвысокой) частоты выполняет
функцию модуляции этих колебаний в такт с первичны-
ми (или передаваемыми низкочастотными) сигналами.
Необходимость осуществления в радиопередатчике
модуляции вызвана тем, что передача информации на
расстояние возможна с помощью излучения колебаний
высокой частоты, в которых отображен закон передавае-
мых сигналов. Таким образом, модуляция — это процесс
управления одним или несколькими параметрами коле-
баний высокой частоты в соответствии с законом пер-
вичного (передаваемого) сигнала или сообщения.
Передаваемый сигнал называется модулирующим,
управляемый высокочастотный сигнал — модулируемым.
Передаваемые сигналы представляют собой сложные
электрические колебания, соответствующие речи, музы-
ке, условным знакам кода Морзе и т. д. Эти колебания
могут быть изображены в виде определенного спектра
простых гармонических колебаний различных частот,
амплитуд и фаз. Частотный состав модулирующих, т. е.
передаваемых колебаний, различен в зависимости от их
характера.
Высокочастотный коллекторный ток, вырабатывае-
мый транзисторным радиопередатчиком (или выходным
генератором схемы), имеет три основных параметра —
амплитуду, частоту, фазу колебаний и записывается
в виде
г'к = ImKi COS («jZ <р) = IтК1 нес COS (wt -)- <f), (1 -39)
где /тК1=/тк1нес — амплитуда первой гармоники коллек-
торного тока (амплитуда колебаний при отсутствии мо-
дуляции); <Bi = <B = 2nf — угловая частота колебаний; <р —
начальная фаза (обычно можно принять ср = О).
В зависимости от того, какой параметр высокочастот-
ного колебания изменяется при модуляции, различают
три простейших вида модуляции: амплитудную, частот-
ную и фазовую. К более сложным относятся различные
виды импульсной модуляции, при которых в такт с пе-
редаваемым сигналом изменяются несколько параметров
43
модулируемого сигнала одновременно, а также переда-
ча с одной боковой полосой.
В транзисторных передатчиках длинных, средних,
промежуточных и коротких воли применяется преимуще-
ственно амплитудная модуляция. Часто этот вид модуля-
ции используется и в маломощных связных передатчи-
ках УКВ (Л. 20]. В настоящей работе мы рассматриваем
только амплитудную модуляцию и автомодуляцию.
При амплитудной модуляции амплитуда тока высо-
кочастотных колебаний отклоняется от своего среднего
значения пропорционально значению (в каждый данный
момент времени) модулирующего напряжения, пропор-
ционального в свою очередь значению первичного или
передаваемого сигнала.
Основное преимущество такого вида управления ко-
лебаниями высокой частоты — простота схем модуляции
при возможности получения достаточно малых (или
допустимых) искажений. Следует заметить, что в интере-
сах передачи информации с небольшими искажениями
необходимо, чтобы высшая частота спектра модулирую-
щего сигнала /д, определяемая характером передавае-
мого сообщения, была минимум в 10 раз (на порядок)
ниже частоты модулируемого высокочастотного сигнала
/в, т. е. необходимо выполнение условия Кв<§;/в.
Амплитудная модуляция осуществляется, как прави-
ло, в выходном или предокоиечном каскадах передат-
чика. Генераторный каскад, в котором осуществляется
амплитудная модуляция, называется модулируемым ка-
скадом. Если модуляции подвергается только предоко-
нечный каскад транзисторного передатчика, то выходной
каскад его работает или в режиме усиления модулиро-
ванных колебаний (УМК — см. гл. 4), или в режиме
автоматической коллекторной модуляции (АКМ — см.
гл. 6). Можно осуществить одновременную модуляцию
предоконечного и выходного каскадов (см. гл. 5, 6).
Как отмечалось выше, из-за работы -с отсечкой кол-
лекторного тока транзисторные генераторы с внешним
возбуждением являются нелинейными устройствами.
Амплитудная модуляция таких устройств связана с из-
менением (принудительным или автоматическим) напря-
жения на одном или нескольких электродах транзистора.
При этом изменяются параметры импульса коллектор-
ного тока модулируемого каскада и как следствие из-
меняются амплитуда первой гармоники высокочастотно-
44
го тока, амплитуда тока в контуре и антенне передат-
чика. Напряжение генератора, которое подвергается
изменению в целях осуществления амплитудной модуля-
ции, принято называть модулирующим фактором.
Методы обеспечения амплитудной модуляции тран-
зисторных генераторов можно разделить на простые и
комбинированные. К простым (одинарным) методам
амплитудной модуляции, когда принудительному изме-
Рис. 1-25. Блок-схема транзисторного передат-
чика с амплитудной модуляцией.
1 — автогснсраюр; 2, 3, 4 — промежуточные каскады
высокой частоты, 5 — выходной каскад передатчика;
6 — оконечный каскад модулятора; 7, 8 — промежу-
точные каскады низкой частоты; 9 — датчик переда-
ваемых сигналов (микрофон), 10 —- источник питания.
нению в соответствии с передаваемым сигналом подвер-
гается напряжение только одного электрода транзисто-
ра, относятся базовая ,и эмиттерная модуляция смеще-
нием, базовая и эмиттерная модуляция возбуждением
(режим УМК) и одинарная коллекторная модуляция.
К комбинированным методам амплитудной модуля-
ции прежде всего следует отнести коллекторную комби-
нированную модуляцию. Примерами ее могут служить
двойная и тройная коллекторная модуляция.
Характерной особенностью коллекторной (простой и
комбинированной) модуляции является наличие прину-
дительной модуляции коллекторной цепи модулируемого
генератора. При коллекторной комбинированной моду-
ляции за счет одновременного принудительного и авто-
матического изменения двух или трех напряжений пи-
тающих транзистор удается обеспечить более высокие
энергетические показатели передатчика и лучший тепло-
вой режим модулируемого транзисторного генератора
45
(см. гл. 5), чем это имеет место при простой или оДинар-
ной коллекторной модуляции.
Таким образом, любой транзисторный радиопередат-
чик с амплитудной модуляцией должен включать в себя
(кроме источников питания) генераторный (высокоча-
стотный) и модуляторный (низкочастотный) тракты.
В ряде случаев неотъемлемой и весьма важной частью
передатчика являются элементы автоматики, управле-
ния, блокировки и сигнализации.
Основу передатчика составляют каскады и элементы
генераторного и модуляторного трактов (рис. 1-25).
Генераторный тракт начинается автогенератором,
а заканчивается выходным каскадом, работающим на
оконечную нагрузку (антенну) передатчика.
Качественные требования, предъявляемые к совре-
менному передатчику, очень высоки; удовлетворение их
почти всегда требует применения генераторного тракта,
состоящего из нескольких каскадов (рис. 1-25).
Модуляторный тракт начинается датчиком первичных
или передаваемых (низкочастотных) сигналов (напри-
мер, микрофоном или ларингофоном) и заканчивается
оконечным каскадом, выходные (нагрузочные) цепи ко-
торого часто являются неотъемлемой частью схемы мо-
дулируемого высокочастотного каскада. Мощность око-
нечного каскада модуляторного тракта для разных ме-
тодов модуляции и передатчиков с разной выходной
мощностью резко различна. Эту мощность принято на-
зывать мощностью модулятора. Очевидно, что последняя
определяет как схему, так и количество каскадов моду-
ляторного тракта передатчика.
Главным энергетическим показателем радиопередат-
чика является промышленный к. п. д., определяемый как
отношение мощности, передаваемой в антенный контур
в режиме несущей волны, к мощности, потребляемой
всеми каскадами и элементами передатчика от источни-
ков питания. Величина промышленного к. п. д. во мно-
гом определяется к. п. д. наиболее мощного, т. е. выход-
ного каскада передатчика.
В транзисторном выходном каскаде нужно различать
к. п. д. по коллекторной цепи — т]к, полный к. п. д. — Т]п
и общий к. <п. д. — т]общ, учитывающий и потери в эле-
ментах нагрузки. Обычно полный к. п. д. меньше, чем
к. п. д по коллекторной цепи, так как последний не учи-
тывает потребления энергии цепью базы транзистора.
46
Если транзисторный каскад работает в режиме с нуле-
вым смещением [Л. 6, 20] и без термостабилизирующих
(или компенсирующих) элементов, то можно считать, что
т]к = т]п. Последнее равенство примерно справедливо и
для транзисторных генераторов повышенной мощности.
В амплитудно-модулированном выходном каскаде
значения только что упомянутых к. п. д. принято отно-
сить к максимальному режиму, режиму несущей волны
(режиму без модуляции) и минимальному режиму мо-
дуляции. Поскольку к. п. д. режима несущей волны (или
частоты) определяет величину среднего и промышлен-
ного к. п. д., то в выходном каскаде необходимо стре-
миться к повышению к. п. д. в режиме несущей волны,
а также к снижению потерь в нагрузочных контурах схе-
мы выхода, что повышает общий к. п. д. выходного ка-
скада.
Очевидно, что в случае применения в передатчике
мощного модулятора промышленный к. п. д. передатчи-
ка будет в значительной степени зависеть от общего
к. п. д. оконечного каскада модуляторного тракта. Сни-
жение мощности, требуемой от модулятора, и повышение
к. п. д. мощных каскадов модуляторного тракта повы-
шают величину промышленного к. п. д. радиопередаю-
щего устройства. Таким образом, задача получения вы-
сокого промышленного к. п. д. радиопередатчика при
выполнении необходимых качественных требований ре-
шается рядом мероприятий, из которых основными
являются назначение (или выбор) оптимальных режи-
мов работы наиболее мощных каскадов как генератор-
ного, так и модуляторного трактов радиопередатчика,
обеспечение добротных контуров, применение модуля-
ционных трансформаторов с малыми потерями и энерге-
тически выгодных методов амплитудной модуляции.
Автором настоящей книги показано, что в ряде слу-
чаев при разработке малогабаритных радиоустройств и
особенно в транзисторных передатчиках радиотелефон-
ной связи наиболее перспективной с точки зрения повы-
шения промышленного к. п. д. и снижения габаритов и
веса радиоаппаратуры являются автоматическая коллек-
торная модуляция (АКМ) или диодно-автоколлекторная
модуляция (ДАКМ) выходного каскада [Л. 13—15],
а также многокаскадная АКМ (МАКМ) (Л. 16, 17]. Та-
ким образом, в передатчиках такого типа и назначения
эффективной является не модуляция, а автомодуляция,
47
при которой один из простых методов амплитудной (ба-
зовой или эмиттерной) модуляции смещением или
амплитудной диодной модуляции используется для осу-
ществления первичной принудительной модуляции, на-
пример предоконечного каскада. От коллекторной АКМ
отличается тем, что при АКМ модулятор не осуществля-
ет непосредственного воздействия на коллекторную цепь
автомодулируемого, например, выходного каскада и
является поэтому маломощным. Вместе с этим каскад
с автомодуляцией имеет высокий и неизменный за пе-
риод модуляции к. п. д., что обеспечивает высокие энер-
гетические показатели. Применение МАКМ, а иногда и
ДАКМ позволяет осуществить «безмодуляторный пере-
датчик», т. е. такой передатчик, в котором обеспечен вы-
сокий промышленный к. п. д. и при любом уровне вы-
ходной полезной мощности модуляторный гракт нс со-
держит усилительных элементов (транзисторов) и пред-
ставляет собой только датчик первичных низкочастот-
ных (или передаваемых) сигналов, например микрофон
или ларингофон. Как отмечалось выше, вопросы АКМ,
ДАКМ и МАКМ транзисторных генераторов и передат-
чиков изложены в гл. 6 и 7 настоящей книги.
Заканчивая рассмотрение методов амплитудной мо-
дуляции транзисторных передатчиков, необходимо оста-
новиться еще на одном из них — амплитудной модуля-
ции с помощью варикапов [Л. 23—25]
Известно [Л. 22, 23], что в транзисторных УКВ и
СВЧ передатчиках промежуточные каскады — умножи-
тели частоты часто выполняются не на транзисторах,
а варикапах (полупроводниковых диодах). Варикапы
(или варакторы) могут широко использоваться [Л. 23] и
в выходных каскадах передатчиков для повышения
(умножения) рабочей частоты (рис. 1-26). Это особенно
48
важно, если учесть, что верхний потолок частоты серий-
но выпускаемых транзисторов (и особенно большой
мощности) все еще не соответствует требованиям инже-
нерной практики.
В [Л. 24] установлено, что при создании передатчи-
ков по блок-схеме, изображенной на рис. 1-26, в оконеч-
ном умножителе частоты варикап (как емкость) может
выполнять и функции модулятора, если менять на нем
смещение, и таким образом может отпасть необходи-
мость в формировании амплитудно-модулированного
сигнала в предварительных каскадах и сохранении его
неискаженным при последующем усилении и преобразо-
вании. При осуществлении модуляции с помощью вари-
капа (вернее, в умножителе на варикапе) обычно также
требуется маломощный модулятор. В предельном случае
нелинейная емкость варикапа может вообще не потреб-
лять мощности от модулятора и, являясь элементом свя-
зи нагрузки с мощным транзисторным усилителем, позво-
ляет в последнем получить выгодный (с точки зрения
к. п. д.) режим работы. Очевидно, что этот метод моду-
ляции вместе с АКМ, ДАКМ и МАКМ может найти ши-
рокое применение при проектировании бортовой или дру-
гой мобильной радиоаппаратуры. При модуляции с по-
мощью варикапа [Л. 24] в качестве подмодуляции, на
наш взгляд, (выгодно использовать АКМ и ДАКМ.
1-9. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ И КАЧЕСТВЕННЫЕ
ПОКАЗАТЕЛИ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
С АМПЛИТУДНОМ МОДУЛЯЦИЕЙ
Режим, при котором модуляция отсутствует, называ-
ется режимом молчания или режимом несущей волны.
В этом режиме (рис. 1-27,а) ток коллектора согласно
(1-39) при ср — О имеет выражение
1'к = 7т1(1нес COS 0)/,	(1-40)
где /тК1пес — амплитуда первой гармоники коллекторно-
го тока в режиме несущей волны.
При модуляции 1т1А — амплитуда первой гармоники
тока коллектора изменяется, а поэтому
1‘к = [Лик! нес + ? (01 COS оК = Лпк cos <4,	(1-41)
где ф(/)—закон, по которому изменяется амплитуда
первой гармоники коллекторного тока 7mKi,
т. е. закон модуляции;
4—1406
49
ImK— амплитуда тока высокой частоты амплитудно-
модулпрованного сигнала.
С целью упрощения допустим, что модуляция осуще-
ствляется синусоидальным сигналом с угловой часто-
той Q при условии линейной зависимости между ампли-
тудой тока и величиной модулирующего фактора. В та-
ком случае
А: = ImK COS	(Лш.1 нес АЛпыиес COS Qf) COS <0/, (1-42)
где А/тц1пес — максимальное изменение амплитуды /mKi
при модуляции;
Q = 2nF — угловая частота модуляции;
<jj = 2nf — высокая (несущая) угловая частота;
t — время.
Рис 1-27 Форма амплитудно модулированных сигналов при различ-
ной глубине модуляции.
Выражение (1-42) можно записать в виде
in = 1тк COS <*>t =	нес (1 + ttl COS Qi1)] COS о/,
где
♦v,	нес
ГГЬ—. .
* mKi нес
(1-43)
(1-44)
— коэффициент глубины модуляции.
50
Величина т является важной характеристикой гене-
ратора (и передатчика) с амплитудной модуляцией. На
рис. 1-27 показаны графики амплитудно-модулированных
колебаний при различной глубине. Как видно из
рис. 1-27,а, амплитуда тока 1тк (при изменении значения
cos со/ в пределах ±1) изменяется в пределах от Дпк маис
ДО Алкин, Причем /ткмакс —Атк1пес(1+/И), Л/и< мни
=/тК1нес(1—т)- Среднее значение амплитуды 1тк за пе-
риод частоты модуляции (низкой частоты)
I _______ макс -р /тк мни J	__ /
Jmir.cp----------2	—Лпк.иес — 1 тК1 нес
Максимальное приращение амплитуды модулированного
тока
д j	A-к макс /с.г.мим
*** тк1 нес —	g	>
а поэтому значение глубины модуляции т согласно (1-44)
можно представить в виде такого выражения:
__ 1	/тв.макг Тти.мии  /гпи.магс ^пж.мин
2	/ткнес	/ть.макс "Ь/щи.мин
т. е. через амплитуды коллекторного тока в максималь-
ном и минимальном режимах модуляции (за последние
принимаются точки 1 и 3 на рис. 1-27,а соответственно).
Точка 2 является точкой режима несущей волны. При
глубине модуляции т>100% (рис. 1-27,в) появляются
заметные нелинейные искажения при приеме. При несим-
метричной модуляции максимальные отклонения зна-
чения 7mKi в сторону увеличения и в сторону уменьше-
ния (при модуляции «вверх» и «вниз» соответственно)
имеют разные значения (рис. 1-27,г). При этом разли-
чают верхний и нижний коэффициенты глубины модуля-
ции, а именно:
Д/ткщ .	_ Д/ти1Н
---у	, //лн  у	.
* mKiHec	1 mKi нес
Несимметричность модуляции также вызывает иска-
жения амплитудно-модулированного сигнала, что про-
является при приеме.
В интересах повышения энергетических показателей
радиоустройств коэффициент глубины модуляции т дол-
жен быть (см. ниже) достаточно высоким. Транзистор-
ные генераторы позволяют осуществить модуляцию (см.
ниже) с глубиной т = 90-г-95 и даже 100%.
4*	51
Для уяснения частотного состава амплитудно-моду-
лированного колебания преобразуем выражение (1-5)
к виду
/к = вес COS +	COS (» + О) +
т!т^ COS (ш — О) /.
(1-45)
Первое слагаемое правой части выражения (1-45)
представляет незатухающие колебания несущей частоты,
второе — незатухающие колебания верхней боковой ча-
стоты, а третье—нижней боковой частоты. Боковые ча-
стоты, как и несущая, являются высокими. Частотный
hnк)нес
mlmul нес	т!тк1 нес
2 2 -f
О
I	I
t—»— л/ —<-<
<У
Рис. 1-28. Частотный спектр амплитудпо-модулировашюго сигнала.
а — при модуляции чистым тоном; б — при модуляции спектром частот.
спектр амплитудно-модулированного сигнала при моду-
ляции чистым тоном показан на рис. 1-28,а, а при моду-
ляции спектром частот — на рис. 1-28,6. Таким образом,
на выходе амплитудно-модулированного генератора (или
в антенне передатчика) имеет место сигнал, состоящий
из несущей частоты и двух боковых полос частот моду-
ляции.
Очевидно, что спектральный состав амплитудно-мо-
дулированного высокочастотного колебания зависит от
формы и состава первичного низкочастотного, т. е. Пере-
даваемого сигнала. Для безыскаженного приема и пере-
дачи при амплитудной модуляции полоса пропускания
устройства должна быть равна:
Af>2FB,	(1-46)
где FB^3-e6 кгц.
Однако на практике в целях размещения большего
количества работающих радиостанций полосу Af из
(1-46) часто сужают в 1,5—2 раза без существенного
ущерба качественным показателям канала связи. Это
52
особенно целесообразно и возможно при проектировании
аппаратуры низовой радиотелефонной связи.
Из (1-45) видно, что амплитуды боковых частот про-
порциональны коэффициенту глубины модуляции т. Оче-
видно, чем больше \т, тем большая часть энергии про-
модулированного высокочастотного сигнала сосредоточе-
на в боковых составляющих и тем больше полезный
сигнал, принимаемый приемником. При этом также уве-
личивается помехоустойчивость радиолинии. Однако обе-
спечение т больше единицы (перемодуляция) приводит
к искажениям. Поэтому тмакс^Ю0%-
Рассмотрим энергетические показатели амплитудной
модуляции транзисторных генераторов для основных ре-
жимов модуляции, т. е. максимального, несущей волны,
минимального и среднего или телефонного.
В соответствии с изменением амплитуды тока высо-
кой частоты [см. (1-43)] изменяется и мощность коллек-
торной цепи при амплитудной модуляции.
Пусть г—активное сопротивление контура, в кото-
ром существуют модулированные колебания. При моду-
ляции различают среднюю мощность режима:
а)	молчания (режима несущей волны) за период вы-
сокой ЧаСТОТЫ—Р ~молч = Р~вес,
б)	модуляции за период высокой частоты —
== Patent
в)	.модуляции за период низкой частоты — P^j=
Р~тел-
Мощность режима несущей волны Р~пес, развиваемая
в сопротивлении г, определяется выражением
2 тс
J
О
2тс
=^- f izrd<at=~I2 г,	(1-47)
] ь	2 гны нес ’	/
О
где рк и zK — мгновенные значения мощности и тока кол-
лекторной цепи транзисторного генератора.
При модуляции за счет изменения амплитуды коллек-
торного тока 1тк [см. (1-43)] соответственно изменяется и
53
средняя мощность за период высокой частоты, т. е. те-
кущая мощность будет равна:
2к
Р _ = Р = 4- С /2 „ (1 -Pmcos^ltYcos2 (atr dwt.
~тек ~м 2ти ] Нес v	'
О
Поскольку о)3>й, то cos й/ за период высокой частоты
почти не меняется. Тогда
^~тек =	= J°~Hec (1 + m COS й/)2.	(1-48)
Из последнего выражения видно, что Р^ек (с учетом
равенства соэй^=±1) меняется в значительных преде-
лах. Наибольший интерес представляют максимальное
и минимальное значения мощности, когда
Р~макс = Р'^№ = Р~нес (1 + т)2;	(1-49)
Р~мИн = Р”^ = Р^нес (1-/П)2.	(1 -50)
Первая из этих мощностей соответствует режиму ма-
ксимальной (пиковой) мощности, а вторая — минималь-
ному режиму. Пиковая мощность Р~макс и мощность
Р~мн зависят от коэффициента глубины модуляции.
При m = l(i/n=100%) Р^тек изменяется в пределах от
Романс — 4Р~нес до Р~мин =0. Для инженерной прак-
тики и расчета теплового режима элементов схемы боль-
шой интерес представляет средняя мощность за период
низкой частоты или средняя мощность режима модуляции
(телефонного режима). Несмотря на то что при модуля-
ции коллекторный ток симметрично изменяется относи-
тельно значения /тК1.нес, средняя мощность в режиме
модуляции не равна мощности режима несущей волны.
Действительно, учитывая, что при модуляции в выход-
ной (коллекторной) цепи генератора текут токи трех
частот [см. (1-45)] — несущей с амплитудой /тК1нес и двух
боковых с равными амплитудами	и основы-
ваясь на принципе наложения или суперпозиции, сред-
нюю мощность за период низкой частоты можно опреде-
лить сложением мощностей несущей частоты и двух бо-
ковых частот, т. е.
р __ р _______ р I О —1— / иАп1<1Ясг \2 __
~ср г~тел ^~1ес-Г	2 1	2	1 '
= + (Ь51)
54
Г)
Рис 1-29 Качественные харак-
теристики амплитудной моду-
ляции.
а —частотная модуляционная ха-
рактеристика; б — динамическая
(или амплитудная) модуляцион-
ная характеристика; в — характе-
ристика нелинейных искажений.
Следовательно, средняя мощность в режиме модуляции,
т. е. мощность телефонного режима/Дт(;л^-Р~ср=/Хве<Х
X	, т. е. в (1-1-	раз больше мощности ре-
жима несущей волны. При z?z=100% Р = Р^теп =
= 1,5Р~нес. Значит, транзистор амплитудно-модулиро-
ванного генератора должен
обеспечивать не только крат-
ковременную максимальную
(пиковую) мощность, опре-
деляемую (1-49), но и сред-
нюю мощность режима мо-
дуляции (1-51) в течение
длительного времени.
В заключение рассмот-
рим основные качественные
характеристики амплитуд-
ной модуляции. Для получе-
ния неискаженной модуля-
ции необходимо, чтобы фор-
ма огибающей амплитуды
тока в выходном контуре
(антенне) полностью соот-
ветствовала форме первич-
ного сигнала. При практиче-
ском осуществлении модуля-
ции это соответствие часто
нарушается: появляются ча-
стотные и нелинейные иска-
жения. Частотные искаже-
ния заключаются в неравно-
мерном усилении различных
составляющих спектра моду-
лированных колебаний и по-
являются, когда сопротивление нагрузки модулируемого
каскада или элементов, связанных с ней, зависит от ча-
стоты. Поэтому нарушаются соотношения амплитуд со-
ставляющих сигнала.
Для правильного воспроизведения необходимо, что-
бы различным звуковым частотам при одинаковом уров-
не модулирующего сигнала (напряжения) соответство-
вал один и тот же коэффициент глубины модуляции,
иначе одни частоты будут слышны громче, другие сла-
бее. Частотные искажения характеризуются частотной
55
модуляционной характеристикой (рис. 1-29,а), под кото-
рой понимают зависимость
m = <?(F) при Es = Ums = пост.
На рис. 1-29,а пунктиром показаны возможные «за-
валы» или низших, или высших частот модуляции.
Сплошная кривая с точки зрения частотных искажений
характеризует передачу, близкую к идеальной в полосе
частот модуляции /„—FB.
Нелинейные искажения при модуляции имеют гораз-
до большее значение, чем частотные. Они заключаются
в таком несоответствии форм огибающей и модулирую-
щего сигнала, при котором в спектре огибающей появля-
ются новые частотные составляющие (гармоники часто-
ты модуляции), а в составе модулированного колеба-
ния— новые боковые частоты, соответствующие этим
гармоникам.
Нелинейные искажения возникают в том случае, ког-
да коэффициент глубины модуляции не прямо пропор-
ционален амплитуде модулирующего сигнала, т. е. ког-
да зависимость т = ф (£й) = ?(£Лпй), при F = nocr.
(рис. 1-29,6) нелинейна. Такая зависимость называется
амплитудной или динамической модуляционной характе-
ристикой.
Из рис. 1-29,6 видно, что до >т = 70 = 80% модуляция
линейна. Вообще в идеальном случае модуляция может
быть достаточно линейной вплоть до т=100%, т. е. и
при 771= 1.
О нелинейных искажениях можно также судить и по
статической модуляционной характеристике, представ-
ляющей зависимость или амплитуды пер-вой гармоники,
или постоянной составляющей коллекторного тока, или,
наконец, амплитуды контурного тока от амплитуды мо-
дулирующего напряжения, т. е.
Линь ^ко> Лсонт = ? (Дй ) = ? (^тй)
при Q = 2nF = пост.
Графическое представление статической модуляцион-
ной характеристики любого вида различно для разных
методов амплитудной модуляции (см. ниже), однако
всегда желательно иметь эту характеристику линейной.
Для уменьшения нелинейных искажений режим несущей
волны модулируемого генератора необходимо установить
56
В средней точке линейного участка статической модуля-
ционной характеристики, а максимальный и минималь-
ный режимы — в крайних точках его.
При линейном детектировании сигнала в приемнике
детектированный ток будет иметь такую же форму, как
огибающая промодулированного тока в антенне передат-
чика (на выходе модулируемого выходного генератора),
т. е. он будет отображать имеющие место искажения
формы амплитудно-модулированного высокочастотного
колебания.
Искаженный ток звуковой частоты можно разложить
на составляющие. Помимо тока основной частоты /1Й он
будет содержать высшие гармонические /Зй и т, д
Величину нелинейных искажений принято характеризо-
вать коэффициентом нелинейных искажений («клирфак-
тором»), определяемым формулой вида
/ /2	1/2 I
К! ~ 1/ ——1ОО»/0.
С ростом глубины модуляции величина Kj растет
(рис. 1-29,в). Нелинейные искажения слабо ощущаются
ухом при /<fsC4-r-5%. В транзисторных генераторах при
правильном выборе режима модуляции значение К/ при
/и = 80т-95% на средней частоте модуляции может ле-
жать в пределах 3—10%, что вполне удовлетворяет тре-
бованиям инженерной практики и позволяет вести раз-
работку амплитудно-модулированных транзисторных пе-
редатчиков радиотелефонной связи самого разнообраз-
ного назначения и применения.
1-10. ЗАДАЧИ АНАЛИЗА ТРАНЗИСТОРНОГО
ГЕНЕРАТОРА С АМПЛИТУДНОМ МОДУЛЯЦИЕЙ
И АВТОМОДУЛЯЦИЕЙ
Анализ транзисторного генератора при любом методе амплитуд-
ной модуляции или автомодуляции должен прежде всего преследо-
вать решение следующих основных вопросов
I.	Рассмотрение физических процессов в транзисторном генера-
торе при модуляции и автомодуляции
2.	Вывод уравнений модуляционных характеристик и выявление
путей обеспечения или повышения линейности модуляд-ти.
3.	Установление энергетических соотношений в амплитудно-мо-
дулированном или автомодулированном транзисторном генераторе.
4.	Выявление преимуществ и недостатков того или иного ме-
тода модуляции или автомодуляции и сравнение разлитых методов
между собой с точки зрения энергетических и качественных показа-
57
телей, а также схемного решения и теплового режима работы тран-
зисторов модулированного генератора.
5.	Разработка методики инженерных расчетов модуляционных
режимов амплигудно-модулированного или автомодулированного
транзисторного генератора.
Из бесконечного ряда мгновенных режимов модуляции, в ко-
торых оказывается модулируемый генератор в процессе модуляции
за период, для инженерной практики (и техники вообще) главный
интерес представляют крайние—максимальный и минимальный,
а также режим несущей волны, т. е режим молчания.
Максимальный режим часто называют пиковым, а минимальный
режим при 100%-ной модуляции — нулевым режимом. Каждому
из упомянутых режимов модуляции и автомодуляции генератора
соответствуют свои мощности, причем они представляют собой не-
которые мгновенные значения, через которые проходит средняя
мощность за период высокой частоты в процессе модуляции.
Средняя колебательная мощность амплитудно-модулированного
сигнала (колебания) за период низкой частоты называется мощ-
ностью режима модуляции. Она характеризует энергетику модули-
руемого генератора в среднем или телефонном режиме. Таким обра-
зом, в задачу расчета амплитудно-модулированного транзисторного
генератора при любом методе модуляции и автомодуляции будет
входить определение энергетических показателей генератора в ма-
ксимальном режиме, режиме несущей волны, минимальном режиме
и среднем режиме модуляции. Расчет генератора в максимальном
режиме является основным.
Из перечисленных выше вопросов, которые решаются при ана-
лизе амплитудно-модулированного генератора, кроме расчета моду-
ляционных режимов, достаточно важным является вывод уравнений
статических модуляционных характеристик, под которыми (в широ-
ком представлении) понимаются зависимости всех токов, напряже-
ний и мощностей транзисторного генератора от модулирующего сиг-
нала (фактора). При наших дальнейших исследованиях нам чаще
и больше всего придется иметь дело с такими характеристиками
для амплитуд первых гармоник и постоянных составляющих токов
различных цепей транзистора и прежде всего коллекторной цепи,
поскольку она является выходной цепью генератора.
Для вывода уравнений статических модуляционных характери-
стик первой гармоники и постоянной составляющей коллекторного
тока необходимо располагать выражением, связывающим мгновен-
ное значение этого тока с напряжениями, питающими транзистор,
т. е. основным уравнением транзисторного генератора. Выше (см.
§ 1-6) было показано, что ею можно записать для:
а)	случая работы транзистора на достаточно низких и средних
рабочих частотах в виде выражения (1-23);
б)	случая работы транзистора на достаточно высоких рабочих
частотах в виде выражения (1-24).
В § 1-6 настоящей главы было установлено, что во втором слу-
чае по сравнению с первым в уравнение коллекторного тока гене-
ратора вводится угол хрс, т. е. угол сдвига фаз между напряжением
возбуждения входной (базовой) цепи и первой гармоникой тока
коллектора.
На низких частотах рабочего диапазона транзистора в основном
уравнении (1-23) углом Фс [см. (1-24а)] без ущерба для точности
анализа и расчета пренебрегают, а на высоких частотах, особенно
58
когда срдр>10°, им пренебрегать не рекомендуется. Для упрощения
выкладок при дальнейших теоретических исследованиях каскадов
z модуляцией и автомодуляцией (см. гл. 3, 4) мы используем основ-
ное уравнение коллекторного тока генератора для случая, когда
<[с~б, т. е. уравнение (1-23). Однако это никак не мешает пра-
вильному решению основных вышеотмеченных вопросов, составляю-
щих задачу анализа амплитудно-модулированного транзисторною
генератора с любым методом модуляции и автомодуляцни. К тому
же при рассмотрении и расчете энергетических показателен и рас-
чете транзисторных генераторов (см. гл. 2) нами учитываются как
срдр, так и <рс.
ГЛАВА ВТОРАЯ
ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ МАКСИМАЛЬНОГО
(КРИТИЧЕСКОГО) РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРНОГО
ГЕНЕРАТОРА С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
И АВТОМОДУЛЯЦИЕЙ
2-1. ВВОДНЫЕ ЗАМЕЧАНИЯ
Как в ламповых, так и в транзисторных передатчиках
при проведении технического расчета генераторов с лю-
быми методами амплитудной модуляции и автомодуля-
ции основным является энергетический расчет режима
максимальной (пиковой) мощности. При этом режим
транзисторного генератора в точке максимальной мощ-
ности обычно выбирается (см. ниже) критическим или
близким к нему, рассчитывается на соответствующую
(требуемую) для него мощность на высшей частоте ра-
бочего диапазона при выбранном (из определенных пре-
делов) угле отсечки коллекторного тока 0к=9кмакс. Ве-
личина этого угла для разных методов модуляции и
автомодуляции берется разной в интересах обеспечения
линейности модуляционных характеристик.
За последнее десятилетие в СССР как отдельными
авторами, так и коллективами авторов исследовались
вопросы создания инженерных методов расчета крити-
ческого режима транзисторных генераторов и автогене-
раторов [Л. 1—6, 20, 26—30].
В результате этого в технической литературе был
опубликован ряд методов расчета не модулированных по
амплитуде транзисторных генераторов, а также было
установлено, что основная трудность заключается в раз-
работке расчета базовой цепи с точностью, необходимой
для инженерной практики.
60
В настоящее время при проектировании транзистор-
ных генераторов с внешним возбуждением наибольшую
популярность получили методы расчета, предложенные:
а) в работах [Л. 1, 2] — С. М. Герасимовым; б) в рабо-
тах [Л. 6, 30] — коллективом авторов МЭИ. Необходимо
отметить, что авторами в работах [Л. 6, 20, 30, 31] уста-
новлены существенные недостатки теории и метода рас-
чета по [Л. 2], а поэтому можно считать, что на воору-
жении инженеров сейчас в основном находится два ме-
тода расчета немодулированных транзисторных генера-
торов. Первый из них изложен в [Л. 1], а второй наибо-
лее подробно и доступно рассмотрен в [Л. 30,], а также
в [Л. 20]. Расчет по [Л. 2], видимо, можно использовать
в тех случаях, когда [Л. 31] рабочая частота f=fp>
> (0,25 н-0,3) fa.
Занимаясь вопросами повышения точности расчетов
и разработкой методов расчета максимального режима
амплитудно-модулированных генераторов, автор настоя-
щей книги в последние годы произвел проверку методов
расчета, разработанных и предложенных в [Л. 1] и [Л. 30,
20], применительно к транзисторным генераторам
с внешним возбуждением при различных методах ам-
плитудной модуляции и АКМ. Проверке подверглись ге-
нераторы, (использующие типовые серийно выпускаемые
транзисторы) на разных частотах, при разных уровнях
мощности и т. п.
При этом было установлено [Л. 31, 32], что как впер-
вой {Л. 1], так и во второй [Л. 20, 30] методике расчета
имеются определенные недочеты, снижающие точность
расчета. Было также установлено, что методы расчета
из 1[Л. 1, 20, 30] без доработки и развития использовать
для расчета максимального режима амплитудно-моду-
лированных и автомодулированных транзисторных ге-
нераторов нельзя.
В данной главе мы поставили цель рассмотреть неко-
торые вопросы теории, вывести основные расчетные фор-
мулы и разработать методику и порядок проведения
энергетического расчета максимального (или пикового)
режима транзисторных генераторов, изложив соображе-
ния по выбору предельно допустимых данных генератор-
1 В этой работе автору была оказана большая помощь студен-
тами старших курсов радиофакультетов РРТИ, занимавшимися
научной работой под руководством автора в течение 1966—1968 гг.
61
ного транзистора с учетом особенностей режима работы
транзисторов в каскадах с амплитудной модуляцией
и АКМ.
2-2. НЕКОТОРЫЕ ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ
ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА
Чтобы разработать основы энергетического расчета
максимального режима транзисторного генератора не-
обходимо рассмотреть энергетические соотношения во
(входной и выходной цепях генераторной схемы.
Рис 2-1 Схема транзисторного тенератора с ОЭ
а нагрузке
Начиная с более простых и в дальнейшем переходя
к более сложным понятиям, в настоящем параграфе рас-
смотрим некоторые интересующие нас физические про-
цессы, происходящие во входной и выходной цепях гене-
ратора, применительно к случаю достаточно низких
частот, т. е. без учета угла дрейфа и других особенно-
стей (см. ниже), характерных для работы транзистора
на повышенных и высоких частотах.
На рис. 2-1 приведена схема транзисторного генера-
тора с внешним возбуждением с основным способом
включения усилительного элемента, т. е. генераторный
каскад по схеме с ОЭ. На этой схеме показаны элементы
генератора и нанесены обозначения основных электриче-
ских величин, которыми в дальнейшем будем пользо-
ваться.
62
Напряжение на р-га-йереходе эмиттер-база транзисто-
ра обозначено через
^6=^m6COS(j)Z.
(2-1)
Оно является напряжением возбуждения транзисторного
генератора по схеме с ОЭ. От фазы вектора этого на-
пряжения производится отсчет
фаз векторов всех других токов и
напряжений (рис. 2-2). <
Известно, что слой базы кри-
сталла транзистора представляет
собой некоторое (объемное или
распределенное) сопротивление гб
(рис. 2-1), на котором падает
определенная часть напряжения,
подаваемого в качестве возбуж-
дающего от внешнего источника
(контура предыдущего каскада)
на зажимы входных электродов
транзистора схемы рис. 2-1. Оче-
видно, поэтому, амплитуда на-
пряжения на переходе эмиттер-
база, т. е. из (2-1), будет
меньше амплитуды Um6f напря-
жения, подаваемого на входные
зажимы транзисторного генерато-
ра. Это напряжение с учетом ска-
занного нами обозначено через
^б/ — Umfif COS ((В^ + фэб) •	(2-2)
Требуемая амплитуда Um6f пе-
ременного напряжения зависит от
частоты колебаний, вырабатывае-
мых транзисторным генератором.
С ростом частоты она растет.
Растет и угол сдвига фазы <рЭб
между векторами напряжений 11б
и Ue/.
Рис 2-2 Фазовые соот-
ношения в транзистор-
ном генераторе.
U6— вектор переменного на-
пряжения на переходе эмит-
тер база, ибу —ректор пе-
ременного напряжения на
зажимах входных электро-
дов генератора, 1;лЭ1 —век-
тор первой гармоники тока
эмиттера (принят совпадаю-
щим по фазе с U6), ImK1 —
вектор первой гармоники то-
ка коллектора, UK — вектор
переменного напряжения иа
коллекторе, ФОб = Фпер'~
угол сдвига фаз между U6
и Нв/; фдр-угол сдвига
фаз между током эмиттера
и коллектора (по первым
гармоникам)
Очевидно, что даже на сравнительно низких частотах
"7-- ^тб.
(2-3)
С ростом частоты генерации 'неравенство вида
Um6f>Um6	(2"4)
63
усиливается. Поэтому для транзисторного генератора
можно ввести понятие о коэффициенте передачи напря-
жения с зажимов входных электродов схемы с ОЭ на
переход эмиттер-база транзистора, а именно:
(2-5)
и б/
На низких частотах можно пренебречь сдвигом фаз
между векторами напряжений U& и U&f и считать, что
Фэб~0, а Кпер—величина вещественная1. При этом
(2-6)
m б/
На базу (а равно и 'Входной p-w-переход) генератора
по схеме рис. 2-1 подается, кроме напряжения возбужде-
ния t/б, постоянное напряжение Eq. Оно позволяет осу-
ществить выбор исходного местоположения рабочей
точки. Это напряжение в случае р-п-р-транзистора обыч-
но бывает положительным (обратным) по знаку отно-
сительно эмиттера и его называют напряжением смеще-
ния. Напряжение Eq может быть и отрицательным
(прямым) по знаку. В транзисторных генераторах часто
напряжение Eq имеет величину, близкую .к величине на-
пряжения отсечки коллекторного тока Ебв (см. § 1-2),
а также £б~0.
Результирующее напряжение
бб = £"б Птб cos<^t —[-/б1р^"б	(2'0
будем называть мгновенным напряжением на входном
р-п-переходе транзистора. Здесь /бор— реальный посто-
янный ток базы.
Очевидно, что мгновенное напряжение па входных
зажимах схемы рис. 2-1 будет определяться выражением
(при фэб~0)
<?б/ ~- Еб	COS (’Jt ] ЕборГб
= £6-^-cosU + /60pr6.	(2-8)
ЛI ер
Здесь Кпер — модуль коэффициента передачи, определяе-
мый по (2-6).
1 Очевидно, что угол сдвига фаз дне можно обозначить и как
Cfnep, Т е (рэб — (рпер-
64
В (2-7) и (2-8) слагаемое /бОрГб учитывает падение
напряжения на сопротивлении rG при протекании по
нему реального (или суммарного, см. § 1-2) постоянного
тока базы. Ток /бор= /'со'- обычно очень мал (см., на-
Рис. 2-3. К рассмотрению режима.
а — колебаний первого рода; б —колебаний второго рода в ре-
жиме С.
пример, расчет, приведенный в § 2-8), а поэтому в (2-7)
и (2-8) третьим слагаемым можно пренебречь и счи-
тать, что,
&Q— Eq VmQ COS О)/;
P^-Eq UmQf COS (tit.
5—1406	65
В транзисторном генераторе ,в зависимости от выбора
нижнею угла отсечки коллекторного тока 0К [см. (1-27)]
можно обеспечить режим колебаний первого рода
(рис. 2-3,а), т. е. режим А. В силу малой энергетической
эффективности этого режима он не может быть рекомен-
дован для транзисторные генераторов. Что касается
Рис 2-4 К анализу режима колебаний второго
рода в транзисторном генераторе
а — в режиме В б—в режиме ЛВ
колебаний второго рода, то здесь можно говорить о ре-
жиме С (рис. 2-3,6), когда угол отсечки 0К<9О°, режи-
ме В, когда 0ц=9О° (рис. 2-4,а), и режиме АВ, когда
0К больше 90°, но меньше л, т е. при 18О°>0К>9О°
(рис. 2-4,6)
В транзисторных генераторах наиболее предпочти-
тельными являются режимы В и С, и только в некото-
рых режимах амплитудно-модулированных генераторов
66
И генераторов с АКМ берется 0К>9О°, т. е. применяется
режим АВ.
На рис. 2-3,6 показаны импульсы тока коллектора и
базы, получаемые в процессе генерации в схеме на
рис 2-1 при работе ее с колебаниями второго рода, т. е.
с отсечкой коллекторного тока на низких частотах. Пе-
риодическую последовательность косинусоидальных им-
пульсов коллекторного и базового токов можно пред-
ставить в виде суммы элементарных гармонических ко-
лебаний, т. е. при фдр~0
/'к = Ato “К I mi 1 C°s 4“ АлЮ COS 2<о^	...,	(2-9)
ir, — Або + ^m6i cos 4“ Апба COS 2<nt -|- ....	(2-Ю)
Здесь	Л о — постоянная составляющая то-
ка коллектора;
Iso— постоянная составляющая по-
ложительного импульса тока
базы (с ростом частоты ре-
альная величина постоянного
тока базы уменьшается, см
§ 2-6 и 2-8);
Апкь 1тк2, .  1тб1, 1тб2 — амплитуды гармонических со-
ставляющих токов коллектора
и базы соответственно.
В зависимости от настройки коллекторного контура
схемы на рис. 2-1 (с помощью емкости или индуктив-
ности Л1() в контуре и нагрузке можно выделить первую
гармонику или одну из высших гармоник коллекторного
тока (2-9). В первом случае генератор называется уси-
лителем, а в остальных — умножителем частоты В даль-
нейшем будут рассматриваться транзисторные генерато-
ры-усилители, т. е. режимы усиления, при которых кон-
тур LKCK схемы (рис. 2-1) настраивается на частоту воз-
буждающего напряжения, т. е. на частоту сй=2л^=2л/7'.
При этом сопротивление контура в точках подключе-
ния его в цепь коллектора будет равно:
— /Ю?э.маъс = AKPQ>	(2-11)
где рк — параметр включения контура в цепь коллек-
тора.
Неполное включение контура в цепь коллектора
уменьшает шунтирование выходного нагрузочного кон-
тура относительно малым выходным активным сопротив-
5*	67
пением транзистора ns ослабляет влияние выходной ем-
кости транзистора на общую емкость коллекторного
контура. Заметим, что неполное включение базовой цепи
транзистора в контур предыдущего каскада приводит
к аналогичным последствиям, но уже во входном кон-
туре.
Поскольку для генераторов обычно применяются кон-
туры с достаточно большой добротностью, то падение
напряжения UK на сопротивлении нагрузки Ra (и конту-
ре) схемы (рис. 2-1) определяется только первой гармо-
никой коллекторного тока, т. е.
Un = RglmKi COS mt — Umn COS <o/*.	(2-12)
Напряжение будем называть колебательным на-
пряжением на коллекторе транзистора. Очевидно, что
Ums— есть амплитуда переменного напряжения на кол-
лекторе в режиме генерации. Полное колебательное на-
пряжение на контуре схемы будет равно (при фДР~0):
UK,K = U„m -д- COS mt = UmK.K COS О)/1,	(2-13)
Р«
где UmKK— амплитуда колебательного напряжения на
коллекторном контуре.
Поскольку рк<С1, то Umn ;3> UmK.
Очевидно, что мгновенное напряжение на коллекто-
ре относительно эмиттера будет равно (при фДР~0):
ек=— EK+Un = ~Eh+UmKcos s>t.	(2-14)
Минимальное значение мгновенного напряжения на
коллекторе еКМин (или еКОст) называется остаточным
напряжением на коллекторе
Ot МИН= ОСТ=: EK+UmK.	(2-15)
Уместно еще раз заметить, что определение гармони-
ческих составляющих импульсов коллекторного тока
(см. (2-9)] может быть выполнено так же, как опреде-
ляются составляющие анодного тока, т. е. через коэффи-
циенты разложения А. И. Берга. Это относится и копре-
делению составляющих положительного импульса базо-
* При <рДР=0
Г/к — /?э/тк1 COS [mt фДр) — UmK cos [mt Фдр) (2 12a)
68
вого тока транзисторного генератора, т. е. составляю-
щих ряда (2-10).
Мы убедились, что в транзисторном генераторе при
его работе можно говорить о процессах, происходящих
внутри транзистора как активного элемента схемы,
а также и о процессах во внешней и особенно выходной
цепи генератора, поскольку она связана с полезной на-
грузкой.
Краткое рассмотрение физических процессов в каска-
де по схеме с ОЭ на низких частотах (с учетом внутрен-
них процессов в транзисторе) позволяет заключить, что
в транзисторном генераторе, аналогично тому, как это
бывает в ламповом генераторе, процесс преобразования
электрической энергии постоянного тока в энергию токов
высокой частоты основан иа взаимодействии поля коле-
бательной системы, т. е. нагрузочного контура, с пото-
ком электронов. Источник постоянного тока затрачивает
энергию на ускорение движения носителей тока (в р-п-р-
транзисторе — дырок) внутри транзистора и ускорение
движения электронов через контур При этом энергия
источников превращается в кинетическую энергию элек-
тронов. В процессе взаимодействия электроны тормо-
зятся высокочастотным полем, в результате этого часть
приобретенной ими кинетической энергии передается
полю колебательной системы (контуру). Торможение
электронов происходит только за половину периода ко-
лебания, когда мгновенное коллекторное напряжение,
будучи обратным по знаку, уменьшается, т. е. когда
cos®^>0, а ек=—£к + UmK cos at. Эту фазу коллектор-
ного напряжения следует назвать «тормозящей фазой».
Процесс взаимодействия потока электронов с колеба-
тельным контуром регулируется транзистором как
активным элементом генераторной схемы.
2-3. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ ФИЗИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
ПЛОСКОСТНОГО ТРАНЗИСТОРА И ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ
ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА
Современные плоскостные транзисторы [Л. 33, 34],
используемые в генераторных схемах, по принципу дей-
ствия можно разделить на диффузионные и дрейфовые
[Л. 35] В первых эмиттерный и коллекторный переходы
разделены базовым слоем с равномерно распределенны-
ми примесями атомов. При этом внутри однородного
69
полупроводника электрическое поле практически отсут-
ствует. Из-за особенностей технологии производства
диффузионных транзисторов они обычно имеют довольно
толстую базу, и поэтому время запаздывания тока кол-
лектора по отношению к току эмиттера (см. ниже) в них
довольно велико, а это понижает их рабочую частоту.
Рис. 2-5. Сплавной транзистор.
а — схематическая структура кристалла: б — основ-
ные элементы эквивалентной схемы.
В дрейфовых транзисторах примеси атомов в слое
базы распределены неравномерно, что способствует обра-
зованию внутреннего электрического поля, ускоряющего
вводимые из эмиттера носители тока [Л. 35]. Технология
производства дрейфовых транзисторов позволяет полу-
чить значительно более тонкую базу. Оба эти фактора
во много раз уменьшают время запаздывания тока кол-
лектора (см. § 2-6) и тем самым расширяют диапазон
рабочих частот до сотен мегагерц.
70
Транзистор, как и лампу, можно представить эквива-
лентной схемой, содержащей сосредоточенные параметры
сопротивлений, проводимостей, емкостей и управляемый
входным напряжением (т. е. зависимый) генератор элек-
тродвижущей силы пли тока.
Расположение внутр шних проводимостей, емкостей и
сопротивлений плоскостного сплавного транзистора по-
Рис. 2-6. Эквивалентные физические схемы
плоскостного транзистора.
а — П-образная схема Джаколетто с ОЭ: б — Т-об-
разная схема Притчарда с ОБ.
казано схематически на рис. 2-5, а его физические экви-
валентные П-образная и Т-образная схемы приведены
на рис. 2-6.
Схема Джаколетто с ОЭ (рис. 2-6,а) справедлива
для частот f<0,5fa. Существенным ее недостатком явля-
ется то, что генератор тока SKUs зависит не от входного
напряжения U^f, выделяемого на входных зажимах, а от
напряжения [Уб между точками б' и э, т. е. от напряже-
ния, выделяемого на переходе база-эмиттер. Точка б'
является условной внутренней точкой.
Несмотря на этот недостаток, схема Джаколетто
с ОЭ широко применяется при анализе транзисторных
генераторных и усилительных каскадов.
71
Эквивалентная схема лампы отличается от физиче-
ской эквивалентной схемы (рис. 2-6,а) транзистора толь-
ко тем, что в ней отсутствует последовательное сопро
тивление Гб (слоя базы) и проводимость £бк- Это (часто
весьма несущественное) отличие и позволяет применять
методы расчета усилителей на лампах для расчета тран-
зисторных усилителей. Эквивалентная схема на рис. 2-6,а
называется физической, так как она получена из рас-
смотрения физических процессов в транзисторе.
Поясним «физический смысл» элементов этой схемы,
т. е. эквивалентной схемы Джаколетто:
Гб — распределенное сопротивление слоя (матери-
ала) базы;
£эб = £'бэ — активная проводимость база-эмиттер;
С’Эб = С’бэ — емкость база-эмиттер;
ёбк—‘активная проводимость база-коллектор;
СбК — емкость база-коллектор;
gK0 — активная проводимость коллектор-эмиттер;
—крутизна транзистора.
Ряд рассмотренных выше элементов схемы рис. 2-6,а
будут использоваться при энергетическом расчете тран-
зисторного генератора (см. ниже).
Однако, как увидим ниже, кроме них при расчете
генератора на транзисторе приходится использовать не-
которые параметры и Т-образной эквивалентной схемы
Притчарда (рис. 2-6,6), соответствующей каскаду с ОБ.
Рассмотрим и эти параметры.
Коэффициент усиления по току схемы с ОБ (или
коэффициент передачи эмиттерного тока) на низких ча-
стотах
а0=А,	(2-16)
где гк и гэ — токи коллектора и эмиттера транзистора.
Коэффициент cto уменьшается с повышением частоты
и будет равен:
i + /’7~
’ а
(2-17)
Граничной частотой по коэффициенту передачи эмит-
терного тока (по коэффициенту усиления а) называется
частота f, при которой |а[ = а/=0,707ао.
72
Здесь и далее через а/ обозначен модуль коэффициен-
та усиления по току схемы с ОБ на рабочей частоте f
(выше было f=fa)-
Для схемы с ОЭ на низких частотах пользуются
коэффициентом передачи базового тока (коэффициентом
усиления по току схемы с ОЭ)
Ва=±.	(2-18)
I б
Обычно ВоД?25-е5О.
Связь между Во и а0 (на низких частотах) имеет вид:
=	(2-19)
1 «о
Коэффициент передачи базового тока с повышением
частоты также уменьшается. При этом
В=------(2-20)
1 + /-F-
>в
Граничной частотой по коэффициенту передачи ба-
зового тока (по коэффициенту усиления В) называется
частота fB, при которой \В\ =Bj=0,707Bo.
Здесь и дальше через Bf обозначен модуль коэффи-
циента усиления по току схемы с ОЭ на рабочей частоте
f (выше было f=fB).
Частоты fa и fB связаны следующим приближенным
соотношением:
[в^(1-а0)[а.	(2-21)
Таким образом, на высоких частотах
<2-22)
и соответственно
=	(2-23)
[см. также (2-74а)[.
Для характеристики частотных свойств транзисторов,
помимо частот fa и [в, указывают максимальную частоту
генерации [макс и частоту [т.
Максимальная частота генерации является предель-
ной частотой, при которой коэффициент усиления каска-
73
да по мощности равен единице. Для бездрейфовых
транзисторов связь между fa и /макс имеет вид [Л. 36]:
^макс у зоЛск ’	<2‘24)
где fa — Мгц\
г' б — ом\
Ск — пф;
/макс Ггц.
Для дрейфовых транзисторов знаменатель подкорен-
ного выражения в формуле (2-24) имеет вид:
(30 + 4,5т]) г'бСю
где 1]-”+ 1,5-т-4 — характеристика дрейфового поля.
Параметры г'$ и Ск (см. ниже) принадлежат схеме
на рис. 2-6,6.
Частота /т— это частота, на которой модуль коэффи-
циента усиления по току схемы с ОЭ, т. е. величина
Bf=\B\ достигает единицы.
Частота /т может быть определена эксперименталь-
но или рассчитана по формуле вида
/т = МС/а,	(2-25)
где /<=0,6 — для дрейфовых и Д=0,82 — для бездрей-
фовых транзисторов.
Частоту fT можно рассчитать и по формуле [Л. 36]
t *
с ___________________ ' а
1 + Шд па0
где а0 — согласно (2-16) параметр транзистора;
+ п — коэффициент дрейфового поля транзистора.
Этот коэффициент для сплавных (по методу изготов-
ления) транзисторов остается постоянным в широком
интервале частот и бывает равен [Л. 31, 36]:
тАТ1 = 0,2.	(2-26)
Для дрейфовых транзисторов его можно брать рав-
ным:
тдп = 0,8.	(2-27)
* См. (2-72), (2-73).
74
Статическая крутизна коллекторного тока транзисто-
ра {см. § 1-4 и формулу (1-Ю)] с повышением частоты
также уменьшается. При этом на определенной рабочей
частоте
SK/=—(2-28)
1 + / ~т~
's
Модуль крутизны SK будет равен:
<2'29)
У i +
а фаза
= —arctg	.	(2-30)
В формулах (2-28) —(2-30) частота fs является гра-
ничной частотой транзистора по крутизне. На частоте
f = fs
SK/=0,707SK.
Связь между частотой f8 и fa описывается соотноше-
нием
Для многих и особенно маломощных транзисторов
оказывается справедливой приближенная формула вида
f L__________	(2-32)
‘S (20-н 30)
Параметры П- и Т-образной схем, показанные на
рис. 2-6, связаны следующими зависимостями [Л. 36]:
r6 — r'^'i СЭб Са; gg6 — ———-; СбК~ Ск; 1
„	1	0,5	°	(2-33)
ёбк^—ёка ~ /1 1 „ » •
<К	Щ1 --- “о)	'
Если высшая рабочая частота генератора f = /р = f а <С
<^0,3fa, то оказывается справедливым выражение вида
(2-34)
75
Очевидно, что при этих условиям

(2-35)
(l-oQS,
“о
(2-36)
Иногда приходится прибегать и к таким формулам:
(2-37)
Все основные высокочастотные параметры транзисто-
ра, рассмотренные в данном параграфе, совместно с низ-
кочастотными его параметрами, проанализированными,
в § 1-4 и определяемыми по аппроксимированным ста-
тическим характеристикам, ‘будут широко использовать-
ся при расчете энергетического режима транзисторного
генератора (см. § 2-7, 2-8).
2-4. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ В ЦЕПИ
КОЛЛЕКТОРА ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА
Энергетические показатели коллекторной цепи гене-
ратора. Коллекторная цепь транзисторного генератора
является выходной цепью. Она связана с полезной на-
грузкой.
Если в транзисторном генераторе с ОЭ, т. е. основной
схеме генератора, используется недонапряженный или
критический режим с колебаниями второго рода класса
С, то коллекторный ток по форме близок к косинусои-
дальным импульсам и описывается выражением (2-9).
Таким образом, как и раньше, будем считать срдР = О.
Коллекторный контур, настроенный на первую гар-
монику этого тока, представляет малое реактивное со-
противление для всех высших гармоник ряда (2-9).
Если полная мощность переменных токов (полная
мощность всех гармоник) в коллекторной цепи в общем
случае равна:
76
2те к—оо
Рг.п j У] У'тк.к C0S Ы 1тк.к COS (fe<o/;+ <рК) d —
О к=1
= 0,5	—|— UCOS <Р | “ • • • | U mK,idmK.n COS ^Рк],
(2-38)
то полезная мощность в генераторе-усилителе будет
определяться только амплитудой тока первой гармони-
ки, т. е. с учетом (2-9) и (2-38) имеем:
J72
Р„ = 0,5ZmK1Z/mK = 0,5Z* kiR8 = 0,5	(2-39)
Так как в режиме генератора-усилителя
ек — —/Гк + О'тк COSiot = —Ее	COS со/j =
= — Ек(1 — 5к cosco/),	(2-40)
то в (2-39)
UmK = lK\EK\,	(2-41)
где gK — коэффициент использования напряжения источ-
ника питания коллекторной цепи.
Коэффициент
'«=Ш	(2-42)
можно назвать и коэффициентом напряженности режи-
ма работы генератора, так как сопротивление нагрузки
г)	^пгк
Кэ---~j
1 ШК1
Bk|Fk/
ЛпК1
(2-43)
Подводимая мощность, затрачиваемая источником кол-
лекторного питания, определяется напряжением источ-
ника |ЕК| и током коллектора как средняя мощность за
период колебания
Лик. к COS (W-}-?„)
d (co/) = ZK0|£’K|.
(2-44)
Мощность Ррк, рассеиваемая на коллекторе, затра-
чивается на разогрев корпуса транзистора. Мгновенное
77
значение мощности, рассеиваемой на коллекторе, опре-
деляйся как произведение юка и напряжения.
Ррк м = Чек.	(2-45)
Разогрев коллектора определяется средней мощно-
стью за период колебаний высокой частоты. Если учесть
(1-31) и (2-40), то из (2-45) имеем:
+ вп
•Pj)K=="2^' J | El | (1 COS <i/) staKc X
v cos at — cos 9K , . .	.	। ,, ।
zx i рЩГй ® Щ 4 — ао14к. макс с к |
—= pko _	(2-46)
Видим, что мощность, рассеиваемая
на разности подводимой и полезной
Если учесть, что в (2-39), (2-44)
7цо— Кок^к макс;
7тк1 = ИпДк макс.
на коллекторе, рав-
мощностей.
и
(2-46)
(2-47)
(2-48)
то мощности, Рко и PVK зависят от угла отсечки тока
коллектора, так как коэффициенты разложения аок,
си,, —ф(бк). Чем больше 01(, тем больше Р1(о, а посколь-
ку к. п. д. по коллекторной цепи генератора
т]к = —.	(2-49)
1	ко
то с ростом б,, к. п. д. снижается и наоборот.
Если выражение для у]ь переписать в виде
Р~  0,5/mviU пгП 
__0,5<Ци^цЫ,макг | Ек |  q gg а1в	(2-50)
аокЫ мак< \Еь |	’ К аок
то легко усмотреть, что к. п. д. по коллекторной цепи
растет с ростом величины коэффициента gK, а также ве-
личины отношения коэффициента разложения по первой
гармонике к коэффициенту постоянной составляющей
коллекторного тока. Величина aiK/aoK=YK растет
с уменьшением угла отсечки 0К.
78
Становится очевидным, что энергетические показа-
тели генератора улучшаются при снижении угла отсечки
по току коллектора, т. е. 9К.
Однако идти на резкое снижение нижнего угла от-
сечки коллекторного тока в генераторах — усилителях на
транзисторах нельзя, так как при 01><8О° начинает резко
снижаться коэффициент первой гармоники aiK, а это
снижает ток ImKi из (2-48) и
полезную мощность (2-39).
Кроме этого, при малых 0Н
требуется большое обратное
напряжение смещения Еб и
увеличенная амплитуда напря-
жения возбуждения Uml- и
Um^j. Увеличение этих напря-
жений может привести к сни-
жению коэффициента усиления
каскада по мощности и к завы-
шению обратного напряжения
на эмиттере еЭдоп = еЭбДоп до
такого значения, при котором
может нарушиться режим ра-
Рис 2-7 к определению ghl)
боты по этому предельному па-
раметру транзистора.
Определение коэффициента
напряженности режима работы транзисторного генерато-
ра. В заключение данного параграфа обратимся к вопро-
су определения или расчета gK = gKKp. Из рис. 2-7 с уче-
том (2-40), (2-42) и (1-16) имеем:
ii	, маис кр — б,, (ф • др,’
Z> ______ Р / Г У?пк.кр\ _________
Ск.кр — Ск 1 г~р -г- I------------
£Д1-кнр)- (2-51)
Решение уравнения, полученного от совместного рассмо-
трения двух последних выражений, относительно вели-
чины |кЬр приводит к формуле
.кр — 1
ма*с ьр
кр |£ь|
(2-52)
Поскольку
Р*. — 0>'3^1нК1ьрПтк.кр — 0>5Я1к5к.кр^ь.макС.ьр |7?к|,
7?
то высота импульса тока коллектора в критическом ре-
жиме равна:
_	2Р~
6<. макс.up —'	~ ТТГГ
«к.ирЯ1к|Ск|
(2-53)
Подставив значение гк.макс.вр в (2-52), будем иметь:
^к.кр -- 1
2Р~
Л1к5к.кр^к .пр
(2-54)
Решая последнее уравнение относительно £к.кр, получим:
(2-55)
Формулой (2-55) следует пользоваться в тех случаях,
когда £ккр мало (порядка 0,5 или меньше^. При
Вккр>0,5 выражение (2-55) можно упростить и записать
в виде
1	2Р-
5к.кр ~ 1	—
1*1кОк.кр13к
(2-56)
Формула (2-56) приближенная, но она достаточно точно
определяет критический режим. Легко видеть, что фор-
мулы (2-55) и (2-56) подобны аналогичным формулам
для ламповых генераторов.
2-5. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ В ЦЕПИ БАЗЫ
ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА НА ДОСТАТОЧНО
НИЗКИХ ЧАСТОТАХ
Базовая цепь является входной цепью транзисторного
генератора. Режим этой цепи в значительной степени
определяется напряжением возбуждения, поступающим
от внешнего источника.
Если транзисторный генератор работает па достаточ-
но низких частотах, то угол дрейфа [фДР, см. рис. 2-2]
имеет малую величину и им можно пренебречь. Обычно
это пренебрежение допустимо, если фдР<10о. На рис. 2-8
показана эквивалентная схема входной (базовой) цепи
транзистора (или генератора) по переменному току для
случая работы на низких частотах. Она получена из схе-
80
6 ’б б'
&
мы, изображенной на рис. 2-6,а, но без учета обратной
связи из цепи коллектора в цепь базы, так как для низ-
ких частот она будет мало эффективной и ею можно
вполне пренебречь.
Как отмечалось выше (см.
§ 2-2), для области достаточно
низких частот U^ = Um§ cos at,
a UfSf = Um5f cos at. При этом
амплитуда напряжения Um6f>
>Um6, НО поскольку СОПрОТИВ-
ление Гб— Кб будет мало по
сравнению с сопротивлением
входного р-п-перехода, то с не-
большой погрешностью можем
считать, что
u6f б
0-1----------
<?
Рис. 2-8. Упрощенная экви-
валентная схема входной
цепи транзистора на низких
частотах.
Um6~ итб}, (2-57)
а полное (кажущееся) сопротивление входного р-п-пере-
хода определяется двумя сопротивлениями (гЭб= 1/йэб и
ХЭб = 1/юСэбЛ соединенными параллельно.
Модуль этого полного сопротивления

(2-58)
При строгом выполнении (2-57) будем иметь:
I 2дб I	Гб '— Г б.
(2-59)
При работе генератора на низких частотах модуль коэф-
фициента передачи тока эмиттера а, —«о, а поэтому
Bf ~ Во, io — io.
Принимая в пределе <рдР ~ О, из уравнения (1-30) мо-
жем найти амплитуду переменного напряжения возбуж-
дения, необходимую для установления требуемого ре-
жима генерации, а именно:
Щб Um5f = 	(2.6О)
Напряжение смещения цепи базы генератора низких ча-
стот определяется формулой
Кб = Еб. в + (Um6 - DUmv) cos 0к,	(2-61)
которая получена из (1-26) и не учитывает падение на-
пряжения на сопротивлении Гб за счет протекания по
нему реальной постоянной составляющей тока базы
6-1406	81
/бор. При учете его в правой части (2-61) появится
третье слагаемое /боргб [см. (2-7)], т. е.
Еб—	4" ( U-тб П//тк) COS 0ц±/бОрГб. (2-61а)
В (2-61) и (2-61а) при использовании транзистора
n-p-n-типа перед вторым слагаемым правой части, т. е.
перед скобкой, ставится знак минус.
Примечание 2-1. Величина реального постоянного базового
тока /вор определив 1ся через а0 И постоянную составляющую кол-
лекторного тока |[см. (2-65а)]. В (2-61а) (Л. 2] перед третьим слагае-
мым правой части берегся знак минус при транзисторе р-п-р и знак
плюс при транзисторе п-р-п.
С помощью напряжения Eq выбирается начальное
положение рабочей точки и (в определенной степени)
обеспечивается необходимый угол отсечки 0К [так как
0к = ф(Еб), см. (1-27)]. При действии напряжений сме-
щения Ее и возбуждения U^f— — cos со/ во вход-
ной цепи протекает импульсный ток, определяемый урав-
нением вида (2-10).
Составляющие ряда (2-10), как отмечалось выше, мо-
гут быть рассчитаны через коэффициенты А. И. Берга
и максимальную высоту тока 1'б.макс по известным фор-
мулам:
/бо == аоб/'б. ыанс,
I тб1 ^'-^чб А .макс,
тпбк — акб^б.макс>
где аоб, а1б,... , акб = <р(6б).
Угол отсечки Об можно найти из условия (см.
рис. 2-3,б)
бб=Еб— Um6 COS <nt = Еб0,
т. е.
Об = arccos---^—-,	(2-63)
V тб
а ток /б.макс—по характеристикам при
^к==^к.мин==	1	(2 64)
б* б == ^б.макс ' Еб Ещб- >
Мощность Р~в частично расходуется в цепях источника
смещения, а основная ее часть составляет мощность рас-
сеивания, выделяемую в цепи базы (на входном р-п-пе-
реходе).
8?
В элементах смещения тратится мощность
Рбо = 1бо\Еб\ =7бор|£'б| *,	(2-65)
а мощность рассеивания цепи базы будет равна:
Рр5 = Р~в-Р50,	(2-66)
где, как вполне очевидно,
/>~6=0,5/m61t/m6-	(2-67)
Зная мощность возбуждения Р~б и имея полезную мощ-
ность Р~ на выходе генератора, можно найти коэффи-
циент усиления каскада по мощности с помощью фор-
мулы
=	(2-68)
Коэффициент усиления каскада по мощности является
связующим параметром в расчете коллекторной и базо-
вой цепей генератора. На низких частотах обычно
имеет большую величину, чем на высоких. В интересах
обеспечения устойчивой работы отдельных каскадов и
схемы многокаскадного передатчика при Кр>80-н 100
следует принимать:
КРПк.пк^40 + 50,	(2-69)
где т]1{пк—к. п. д. контура предыдущего каскада (к. п. д.
контура возбудителя).
Зная Р~ и учитывая (2-69), можно определить рас-
четную мощность транзистора предыдущего каскада
(мощность возбудителя).
Следует заметить, что гармоники базового тока
(2-10), протекая по элементам входной цепи, создают
на них дополнительное падение напряжения, которое,
складываясь с напряжением возбуждения, искажает
форму последнего. Особенно резкое искажение формы
напряжения возбуждения происходит в случае, когда
базовая цепь является резонансной цепью для второй
гармоники тока базы.
* Где по [Л. 2]
6*
.	___ п —
* бор — / бо —	п
(2-65а)
83
Средняя (за период) величина входного сопротивле-
ния выражается формулой
=	(2-70)
р т 61	' д 61
Суммарная мощность рассеивания, выделяемая
в транзисторе, будет равна.
Рр—Рр^-= Ррк + Р216 — Д/i треб- (2-71)
2-6. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ В ЦЕПИ БАЗЫ
ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА НА ДОСТАТОЧНО
ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
Общие замечания. Здесь следует сразу оговориться,
что количественный анализ физических явлений в цепи
базы транзистора на диапазоне высоких частот весьма
сложен, а некоторые явления вовсе не поддаются учету.
Упомянутая сложность вызвана, как отмечалось выше
(см. § 2-2, 2-3), наличием в слое базы транзистора явле-
ний дрейф-диффузии носителей тока, наличием сопро-
тивления /"б~г'б в эквивалентной схеме (рис. 2-6) тран-
зистора, влиянием выходной цепи на цепь базы, своеоб-
разным поведением и значительной нелинейностью ха-
рактеристик тока базы (см. § 1-2), а также сильной за-
висимостью формы импульсов тока базы от частоты (см.
рис. 2-18).
Для упрощения и большей наглядности разрабаты-
ваемой здесь методики расчета базовой цепи транзистор-
ного генератора мы иногда будем уходить от строгого
учета некоторых второстепенных факторов, что в инже-
нерной практике, как правило, оправдано.
При работе генератора в области достаточно высо-
ких частот угол дрейфа срдр (см. рис. 2-2) может превзой-
ти величину 10°, а поэтому им пренебрегать нельзя. С ро-
стом частоты у импульсов базового тока возрастает от-
рицательная часть, т. е. эффективно проявляется отрица-
тельный «хвост» (см. § 1-2 и рис. 2-18), а это 'В значи-
тельной степени влияет па составляющие базового тока
и прежде всего на постоянную составляющую и первую
гармонику, т. е. /бо и /,иб1. Реальная величина постоян-
ного тока базы, как правило, резко снижается (см. ни-
же), a 7m6i наоборот возрастает.
Кроме отмеченного, в области высоких частот при
расчете напряжения возбуждения, подаваемого па вход-
84
Мой р-п-переход транзисторного генератора, в (2-60)
следует уже руководствоваться не значением /«макс,
а максимальным значением эмиттерного тока транзисто-
ра, т. е. подставлять не гКмакс, а 1амакс, поскольку (2-60)
характерно при работе генератора только на низкой ча-
стоте, когда CCjf — CCo, а ТОК макс макс. На достаточно
высоких частотах справедливость этих равенств нару-
шается, перестает быть справедливым выражение
(2-57), а также и формулы (2-59) — (2-61).
Выясним эти вопросы и получим расчетные форму-
лы, характеризующие работу цепи базы транзисторного
генератора на высоких частотах.
Влияние процессов дрейф-диффузии на частотные
свойства плоскостного транзистора. Известно, что в тран-
зисторах носители тока (заряда) распространяются в на-
правлении от эмиттера к коллектору через слой базы
путем диффузии — в диффузионных или дрейфа — в дрей-
фовых.
Средние скорости движения, которыми обладают от-
дельные носители тока, будут, очевидно, отличаться друг
от друга. По этой причине группа носителей тока, одно-
временно вошедших в область базы, достигнет коллек-
торного перехода в разное время. Если эмиттерный ток
имеет форму идеального прямоугольного, например,
одиночного импульса, то у импульса тока коллектора
появятся передний фронт, спад и уменьшится амплиту-
да. Это относится и к периодически повторяющимся им-
пульсным или синусоидальным сигналам.
Для простоты рассмотрим влияние диффузионного
характера распространения носителей тока на прохож-
дение через транзистор некоторого периодического сиг-
нала импульсной формы.
Если амплитуду импульсов тока в эмиттере принять
за единицу, длительность импульсов (специально взятую
больше времени фронтов) принять равной интервалу
между импульсами (рис. 2-9,а), то из-за рекомбинации
основных носителей тока в слое базы амплитуда импуль-
сов коллекторного тока будет в а0 раз меньше
(рис. 2-9,6). Временная диаграмма тока коллектора
сдвинется по оси t на время ^Др=^зап, соответствующее
среднему времени перемещения (или запаздывания) но-
сителей тока транзистора. На рис. 2-9,6 время нараста-
ния и спада импульса принято одинаковым и равным
tl = /2 <7 Тимп-
85
Если уменьшить тимп — длительность импульсов эмйт-
терного тока и соответственно интервал между ними до
величины, равной 2/( = 2^2 (рис. 2-10,а), то форма им-
пульсов тока коллектора будет искажена более значи-
тельно, чем раньше, по их величина может остаться по-
прежнему равной а0. Дальнейшее уменьшение длитель-
Рис. 2-9. Временные диаграммы из-
менений (приращений) токов эмитте-
ра и коллектора на сравнительно низ-
ких частотах.
ности и интервалов между импульсами тока эмиттера,
т. е. дальнейшее увеличение частоты повторения импуль-
сов входного сигнала, величина импульсов коллекторно-
го тока будет снижаться в а/ раз (см. рис. 2-11), где
а/ — модуль коэффициента передачи тока эмиттера [см.
(2-17) и (2-23)]. Аналогичная картина будет наблюдать-
ся и в случае синусоидального сигнала (рис. 2-12),
а также периодической последовательности импульсов,
например, косинусоидальной формы (рис. 2-13). Вели-
чина а/ = ср([). Чем толще слой базы, тем больше с ро-
стом частоты снижается величина а/.
Теперь обратимся к фазовому сдвигу между током
эмиттера и током коллектора. Очевидно, что любые
изменения коллекторного тока будут происходить позд-
нее вызвавших их изменений тока эмиттера на среднее
время распространения (запаздывания) процесса диф-
86
фузии или дрейфа носителей тока через слой базы. Вы-
ше мы обозначили это время через £др=£3ап- Величина
времени дрейфа /др определяется толщиной базы, ско-
ростью распространения диффузии1 (или дрейфа) и ча-
Рис. 2-10. Временные диаграм-
мы изменений токов коллекто-
ра и эмиттера на умеренно низ-
ких частотах.
Рис. 2-11. Временные диаграммы
изменений токов эмиттера и кол-
лектора на высоких частотах.
стотой сигнала. Пока частота сигнала f=l/T (рис. 2-9)
невелика, а период повторения Т значительно превосхо-
дит £др, можно считать, что изменения тока коллектора
практически мгновенно следуют за изменениями тока
эмиттера (рис. 2-9). Запаздыванием на величину
/дрСГ можно пренебречь. Это и имелось ввиду при рас-
смотрении режима работы базовой цепи в предыдущем
параграфе, т. е. на низких частотах.
С ростом рабочей частоты (например, частоты гене-
рации транзисторного генератора) период Т уменьша-
ется и может быть соизмеримым с временем /Др = ^ап-
Сигнал в цепи коллектора будет отставать от сигнала
в цепи эмиттера на угол <р = (рдр, величина которого опре-
деляется частотой колебаний a = 2nf = 2л-у и временем
1 Коэффициентом диффузии.
87
ip#. Величина t№ является поэтому одним из высокоча-
стотных параметров транзистора.
Мы установили, что с ростом частоты модуль коэф-
фициента передачи тока эмиттера, т. е. величина а/
уменьшается, а это вызывает уменьшение величины [см.
(2-22)]
В/ = \В\
а!
1 — а/
т. е. коэффициента передачи тока базы схемы с ОЭ, так
как согласно (2-20) и (2-23) В = ср(а). Следует иметь
в виду, что снижение В/='|В| с ростом частоты вызвано
Рис. 2-12. К прохождению через
транзистор на высоких частотах
сигнала гармонической формы
(виден фазовый сдвиг).
Рис. 2-13. К прохождению че-
рез транзистор на ВЧ одиноч-
ных импульсов косинусоидаль-
ной формы.
не только (и не столько) снижением а/ = |а|. Основной
причиной этого является увеличение с ростом частоты
фазового угла срдр.
На рис. 2-14 показана векторная диаграмма токов
транзистора при работе его на низкой (рис. 2-14,а) и на
высокой (рис. 2-14,6) частотах. На низких частотах /к
практически совпадает по фазе с 1Э. Так как величина «о
близка к единице, то для синусоидального сигнала
амплитуда /тоК1 (или действующее значение) тока кол-
лектора будет также весьма мало отличаться от ампли-
туды Imai (или действующего значения) тока эмиттера.
В схеме с ОЭ ток базы (входной ток) представляет
собой разность между током эмиттера и коллектора.
Если ток эмиттера принять за единицу, то ток коллек-
88
тора будет равен ао, а ток базы (1—ао)- На рис. 2-14,а
ток базы показан равным (1—ао) — 0,1.
С ростом частоты ток коллектора будет отставать
(рис. 2-14,6) от тока эмиттера. Так как на основании
закона Кирхгофа сумма всех трех токов должна быть
равна нулю, то векторы этих токов образуют замкнутый
треугольник.
а)
Рис. 2-14. Векторная диаграмма то-
ков транзистора.
а — на низкой частоте; б — на высокой ча-
стоте.
На частоте f fa (о> ®а) векторы 1тЭ1 и 1тК1 будут
сдвинуты на угол 'рдр'^бО’. Модуль вектора /тК1 на осно-
вании определения частоты Д [см. выше (2-17)] будет равен
а/ = О,7О7ао, а модуль вектора переменного тока базы
/тб1 возрастет в несколько раз и будет больше /тк1.
Очевидно, что величина Bf = | В | = на частоте
» тб1
f = fa падает значительно сильнее, чем а/. Ясно, что здесь
Bf<l.
Таким образом, основной причиной быстрого сниже-
ния модуля коэффициента усиления по току в схеме
с ОЭ с ростом частоты является не падение а/=|а|,
а нарастание фдр (см. рис. 2-14,6). Поскольку ao=0,95-j-i
0,99, a So = 25 4-50, то всегда коэффициент
Частота Д, введенная в § 2-2, соответствует условию,
когда Bf = | В | — 1.
89
Очевидно, что fT < fa. В [Л. 36] установлено, что
=	= —--------- (2-72)
При Bf = | В | = 1 будем иметь:
/т=г-г-^------•	(2'73)
'	1 + /Ид.1,«о	v ’
т. е. становится очевидным выражение со сноской на стр. 74.
Кроме этого, в [Л. 31, 36] показано и отмечается, что по
сравнению с fa параметр fT наиболее удобен для оцен-
ки частотных свойств транзисторов. Указывается, что
это особенно соответствует и будет характерно случаю
работы транзистора при больших уровнях сигналов, т. е.
тому, что имеет место при работе транзисторов в гене-
раторных схемах и режимах колебаний второго рода.
Аналогичные выводы даются и в [Л. 37, 38].
Очевидно, что на высшей рабочей (текущей) часто-
те f=fp=fo из (2-72) — (2-73) имеем:
= = (2-74>
Учитывая (2-74), перепишем (2-23), а именно:
•< = 1‘1 = Т^=Ж	<2-74а>
В работе [Л. 31] автором книги установлено, что сред-
нее время запаздывания носителей тока, т. е. время
дрейфа (или диффузии) современных транзисторов
кроме экспериментального и трудоемкого измерения его
(например, методами, предложенными в {Л. 2]) с доста-
точной для инженерной практики точностью можно
определить аналитически с помощью формулы
G.P
1
а>т
1
2л/д ’
(2-75)
где fT частота, -рассчитанная по (2-25) или с помощью
формулы (2-73). Зная tap, можно рассчитать величину
угла дрейфа на рабочей (высшей) частоте f=fp=fB
с помощью формулы [Л. 1] вида
?.’|р —	— 2ltfZap.
(2-76)
90
Таким образом, становится очевидным, что первая
гармоника тока эмиттера (см. также рис. 2-14,6) бу-
дет равна:

moi
(2-77)
где а/ — модуль коэффициента а на высшей рабочей ча-
стоте f=fp=fB с учетом влияния <рдр, а 1тк1 — первая
гармоника тока коллектора. Зная 1тэ1, можно найти вы-
соту импульса тока эмиттера
г0.макс = 4^	<2’78)
а постоянная составляющая этого тока будет равна
4)0— Л)о/яо-
(2-79)
В (2-78), (2-79) Яоэ и щэ— коэффициенты разложения
импульса тока эмиттера. Они находятся с помощью таб-
лиц (см. приложение или [Л. 22, 39]) по углу отсечки
эмиттерного тока
0э~9к—0,5фдР. (2-80)
Справедливость последней
(несколько приближенной)
формулы установлена в [Л. 2].
Ее можно усмотреть и из
осциллограмм импульсов то-
ков эмиттера и коллектора
(при работе генератора на,
высоких частотах), показан-
ных на рис. 2-15. Таким об-
разом, мы действительно убе-
дились в том, что для тран-
зисторного генератора высо-
ких частот (с учетом изло-
женного выше) вместо (2-60)
следует использовать рас-
четную формулу вида
Г 7	г©.максао I rJT
иб ;^ .Sl;(l-cos.9a) -Т-^тк,
u/t
Рис. 2-15. Осциллограммы им-
пульсов токов эмиттера и кол-
лектора.
а — на низкой частоте; б — на вы-
сокой частоте.
(2-81)
т. е. амплитуда напряжения возбуждения генератора
определяется не током гк.макс, а током 1'э.макс-
91
Учитывая, что на достаточно высоких частотах кру-
тизна коллекторного тока может значительно умень-
шиться [см. (2-28)], в (2-81) вместо SK следует подста-
вить величину SK/, т. е. модуль этой крутизны из (2-29).
Тогда
DUmK=
j j	1&.маьсао
Um6/ ~ 5К/ (1 - coslj
SK (1 — cos 9O)
]~ Djjтк-
(2-82)
Если в правой части (2-82) пренебречь вторым слагаемым
(это возможно при малых величинах проницаемости тран-
зистора О), то будем иметь:
U^f ----------S-7T- c-os-A	(2’83)
Ок (1 — cos иэ)	Апер
где
I ,Q	*э.максур____,
Dтъ ~ sK (1 — cos 60) ’
(2-85)
возбуждения
входной р-п-
— коэффициент передачи напряжения
от входных зажимов транзистора на его
переход эмиттер-база [см. также (2-5) и (2-6)].
Если в (2-82) вторым слагаемым пренебрегать неже-
лательно, то
Umtf = Um6~D-mK--{-DUmK.	(2-86)
АПер
При этом Um5 берется по (2-81), а Афер — по (2-85).
Из формулы (2-29) следует, что фазовый сдвиг меж-
ду напряжениями Uq и £7б/ следует рассчитать, если это
необходимо (см. § 2-8 и примечание 2-3), по формуле
(2-30), т. е.
?эб = ?пеР= —arctg
/ ЛЛ
92
По аналогии с выражением (2-61а) формула для
расчета напряжения смещения в рассматриваемом час-
тотном диапазоне работы транзисторного генераюра
будет иметь вид:
— Eq.h (Um6 DUmh) cos 0а	1 qqjjI'б-	(2-87)
Последнее слагаемое в (2-87) обычно имеет малую ве-
личину и его можно не учитывать [сравните (2-87)
с (2-61)], а плюс перед скобкой следует заменить на ми-
нус, если используется транзистор п-р-п типа.
Дг'б
расчету входного сопротивле-
ния транзистора на высоких
частотах.
Агер	,
,	-< ? (Кгер)«
Г'б	1 — Дпер т
из цепи коллектора в цепь базы (см. рис. 2-16), то для
области достаточно высоких частот сопротивление вход-
ного р-п перехода, состоящее из параллельно включен-
ных сопротивлений ХЭб = 1/®Сэб и r36=l/go6, будет иметь
малую величину по сравнению с сопротивлением Гт,---
~г'г, (на низких частотах было наоборот, см. § 2-5).
Если общее входное (кажущееся или среднее за пе-
риод) сопротивление транзистора на высшей частоте
обозначить через /?Вхвч, то из рис. 2-16
^ех.вч ~	~ гб = f'e Ч- ^г'б>	(2-88)
/ пг 61
где Аг'б^Агб — величина сопротивления р-н-перехода
транзистора на высокой частоте (см. рис. 2-16).
93
На рис. 2-17 приводится зависимость	~
=5= -^- = <р (Дпер). Если по (2-85) /<пер найден, то по гра-
f б
фику рис. 2-17 можно найти Кк, а потом и
Льх.вч ~ ^б б ' г'б	(2-89)
Если известно входное сопротивление, то
(2-90)
Лвх.вч
Очевидно, что па высшей рабочей частоте от предыду-
щего каскада базовая цепь потребляет мощность, ве-
личина которой равна:
(72
^б/ = о₽^ = 0,5Птб//тб1.	(2-91)
Зная /тбь можно определить максимальную высоту по-
ложительного (кажущегося) импульса тока базы
/б.Макс^О^^Т1-’	<2'92)
“16
а также постоянную составляющую этого импульса
/бо аоб^'б.маКс.	(2-93)
Выше
«об, ®1б ==	(®б).
Однако реальная величина постоянного тока базы не
будет равна величине из (2-93), так как импульс тока
базы на высоких частотах кроме положительной имеет
и отрицательную часть (рис. 2-18,6). С ростом частоты
отрицательный «хвост» импульса тока базы, как отме-
чалось выше, увеличивается. В [Л. 2] для расчета ре-
альной постоянной составляющей базового тока приво-
дится формула вида
= Гбо =	•	(2-94)
Поскольку при Um6f>Um6 мощность Р~б/ по (2-91)
имеет значительно бблыпую величину по сравнению
с мощностью (2-67), то на высоких частотах коэффи-
циент усиления каскада по мощности резко снижается
94
й будет равен:
Кр — -р	(2-95)
[сравните (2-95) и (2-68)]. Увеличивается и мощность
рассеивания в цепи базы, так как она здесь будет равна:
pp6 = pp6f=p^-P6<).	\(2-96)
Величины
Рг Р ---- Р --- Р ------ Р
с'бо. гр — грЪ — г р треб — г р„ треб
в рассматриваемом случае
ляются как и раньше, т. е.
соответственно.
В заключение заметим,
что при анализе осцилло-
грамм импульсов токов
эмиттера (рис. 2-18,а) и
импульсов токов базы
(рис. 2-18,6) легко усмот-
реть, что 0б<0э- Посколь-
ку из (2-80) 0э<9к> то
всегда 0б<Ок- Этот факт
подтверждается в расче-
тах транзисторных гене-
раторов по разработанной
в данной книге методике
(см. § 2-8 и примеры рас-
четов в других главах).
работы транзистора опреде-
по формулам (2-65) и (2-71)
АДД
Рис. 2-18. Осциллограммы импуль-
сов токов транзистора па высоких
частотах.
а — эмиттера; б — базы.
2-7. ВЫБОР ТИПА ТРАНЗИСТОРА ДЛЯ ГЕНЕРАТОРА
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Общие замечания. «Пределы» работы транзистора.
В большинстве случаев в техническом задании на рас-
чет транзисторного генератора (или передатчика)
с амплитудной модуляцией указывается выходная ко-
лебательная мощность /ДзадВ режиме несущей волны,
температура окружающей среды Тс ° С, а также высшая
(максимальная) частота рабочего диапазона fB=fp=f-
По /Дзад с учетом потерь в нагрузочных контурах и не-
которого запаса по мощности определяется требуемая
от транзистора (ров) мощность/Дт.т. Часто эта мощ-
ность является и расчетной, равной Потреб-
95
Зная Р~т.т (или Р~Треб) и fB, выбирают тип транзи-
стора, и, проверив его по частоте, мощности рассеивания
при температуре Тс° С и другим предельно допустимым
данным, производят расчет на требуемую мощность
^°~треб, задавшись (см. ниже) углом отсечки коллектор-
ного тока 0К.
Поскольку энергетические показатели транзисторного
генератора зависят от рабочей частоты, а также и по-
тому, что с ростом частоты показатели генераторного
каскада ухудшаются, то всегда расчет режима транзи-
сторного генератора следует производить на высшей ча-
стоте рабочего диапазона, т. е. на частоте f=fp = fB-
Выбор транзистора и проверка пригодности его для
работы в схеме, обеспечивающей требуемые по техниче-
скому заданию (ТЗ) или техническим условиям (ТУ)
энергетические показатели, составляют первую часть
инженерно-технического расчета транзисторного гене-
ратора.
Известно, что каждому транзистору свойственны
некоторые максимально возможные или предельные дан-
ные режима работы, нарушение которых может приве-
сти к выходу транзистора из строя. К этим предельным
данным, обычно указываемым в справочниках, отно-
сятся:
Ек.коп — максимально допустимое напряжение пита-
ния коллекторной цепи для соответствующей схемы
включения;
/Кдоп— максимально допустимый ток коллектора;
•Рр.доп—предельно допустимая мощность рассеива-
ния корпуса транзистора при нормальной температуре
окружающей среды или при Тс° С>/Норм = 20±5°С =
= 7’Н°С;
^?Bioxr—предельно допустимая мощность рассеива-
ния транзистора с радиатором при Тп или при 7’с>7’н;
бэб.доп — предельно допустимое обратное напряжение
на эмиттере;
Т’п.доп — допустимая температура переходов транзи-
стора в градусах Цельсия.
Очевидно, что при разработке транзисторных гене-
раторов желательно назначить такой режим, при кото-
ром обеспечивается некоторый запас по каждому из упо-
мянутых «пределов» работы транзистора. Это положение
необходимо учитывать и при расчете. Следует заметить,
96
что в ряде случаев можно допустить работу генератора
в режиме с полным предельным показателем по какому-
либо параметру. Если такой режим задать по двум и
более предельным параметрам, то снизится надежность
генератора в эксплуатации, а в некоторых случаях из-за
специфики работы аппаратуры это просто является не-
целесообразным или недопустимым.
Раньше мы установили, что чем выше частота гене-
рируемых колебаний, тем меньше величина коэффици-
ента усиления генератора по мощности. Поскольку на
частоте генерации транзистора /макс=/ген [см. (2-24)]
/Ср= 1, то высшая частота fB генерируемых в схеме коле-
баний должна быть заметно ниже частоты /макс- Обычно
при выборе транзистора производится сравнение fB
с частотойД [см. (2-17) и (2-25)], а с точки зрения уси-
лительных свойств генератора следует стремиться к то-
му, чтобы в каскаде обеспечивался Кр^5-^-7 дб. Обыч-
но этого можно достичь, если высшая рабочая частота
генератора fB в несколько раз ниже частоты Д транзи-
стора.
Если из ТУ и ТЗ известна полезная мощность /Дзад,
то в каждом конкретном случае по ней можно найти
Р„т.т мощность, требуемую от транзистора, а также
Рр треб — требуемую мощность рассеивания.
Так, для случая немодулированного по амплитуде
генератора
Р и ----- Р 1 ~~
^ртреб —^треб ^Кз .
(2-97)
(2-98)
где Кп.3^1,05—1,15 — коэффициент производственного
запаса [см. также (3-74)];
т]к.к — к. п. д. нагрузочного колебательного контура
(или контуров в случае сложной схемы выхода);
цк=0,65н-0,75 — к. in. д. генератора по коллекторной
цепи;
К3 — коэффициент запаса на неизбежные тепловые
потери, выделяемые в цепи базы транзистора.
Располагая P~t.t (ИЛИ /ДТреб), Рр треб и fB, можно
осуществить подбор необходимого транзистора по спра-
вочнику или каталогу. Очевидно, что номинальная мощ-
ность Р~ном транзистора, который выбирается для рас-
7—1406
97
считываемого генератора, должна быть не ниже мощ-
ности -Р~т.т (или .Р~треб) fa>h, а Р-р требС Рр дош соот-
ветствующей заданной Тс°С.
Очень часто .в справочных данных на транзисторы
номинальная мощность, необходимая при расчете тран-
зисторных генераторов и передатчиков, не указывается.
Получим формулу для ее расчета по другим данным ре-
жима работы транзистора, обязательно приводимым
в справочниках.
К расчету номинальной мощности транзистора в гене-
раторном режиме. Известно [см. (2-39)], что полезная
колебательная мощность транзисторного генератора
Р 7-- 0,5Uml'l	| P-к I ®1К^К. макс- (2-99)
Очевидно что P~=q>(EK, гк.Макс). Если при выборе [Ек]
учесть рекомендации, изложенные в [Л. 20, 30], т. е.
в (2-99) задать
| Ек | = 1^5221 ~	.1.	(2-100)
1 “Г чк
(выше мы приняли gK~l), а вместо тока гк.макс в (2-99)
подставить его величину, равную
________ Ео /ко маис	/Q <ni\
^к.макс -— ~Z	Z	9	v^“1 /
aQK	аоК
то для расчета полезной мощности получим выражение
р = о,55к	/Ео 0,5 екТк/ко =
— 0,25$кук | Ек.доп I Aso макс-	(2-102)
Если принять 0к=90° и £к=0,9, то максимальная полез-
ная мощность транзистора на нагрузке по (2-102) ока-
жется равной
Р~ н.макс = 0,25 • 0,9 • 1,57 [Ек.доп] At доп~
~ 0,35 | Ед.ДОП I /к.доп-	(2-103)
Как видно из (2-103), при расчете Р_ „н.макс КОЛЛОК-
торное напряжение питания |ЕК| нами ограничено до ве-
личины, определяемой [2-100). Однако высота импульса
тока коллектора гК11акс найдена через коэффициент раз-
ложения постоянной составляющей аок и величину ма-
ксимально возможного постоянного коллекторного тока
98
/комакс- За ток /комакс мы приняли предельно допустимый
ток коллектора /КДоП, указываемый в справочниках, т. е.
приводимый в справочниках допустимый коллекторный
ток /к доп нами рассматривается ,не как максимальный
ток в импульсе, а как максимально возможный (предель-
но допустимый) постоянный ток коллекторной цепи. Это
соответствует реальным условиям работы коллекторной
цепи транзисторного генератора и может быть подтвер-
ждено экспериментально.
Если бы за ток гк.макс принять (как это делают ав-
торы [Л. 1, 2, 6, 20, 30]) непосредственно ток /к.доп, то
мощность Р^н.макс была бы крайне (в 2—3 раза) зани-
женной, что не является реальным практически для
всех типов транзисторов.
Известно [Л. 2, 33, 34], что для транзистора П602
(£к.доп1 ==30 в; /Кдоп=1 а. Тогда расчет Р^п.макс по
(2-103) приводит к Т’~нмакс = Ю,5 вт. Известно также,
что Р~ н.макс можно еще найти через Р^ДОп* и Тк —
к. п. д. по коллекторной цепи. Приняв iqK = 0,68** и имея
для П602 Р s доп =5 вт, получим:
Р -^^—Р,	^10,6 etn. (2-104)
~ н.макс 1__Р"доп ’	v
Видим, что результаты расчета Р~ н.макс оказались
практически одинаковыми, а поэтому формулу (2-103)
можно считать вполне приемлемой для оценки мощно-
сти Р _нмакс-
Удобство этой формулы заключается в том, что по
ней мощность Р~ н.макс [а также и номинальная мощ-
ность транзистора, см. (2-112)] рассчитывается через до-
статочно точно измеряемые параметры транзистора
Рк ДОП И /к доп-
Если максимальную высоту импульса тока коллек-
тора в (2-99) ограничить предельно допустимым током,
т. е. принять
^к.макс = Л<. доп,	(2-105)
то в таких случаях транзистор представляется возмож-
ным полностью использовать по коллекторному напря-
жению, т. е. вместо (2-100) принимать
|Рк| == |-Е'к.макс| = |Рк.доп| •	(2-106)
* PjoSjon—допустимая мощность рассеивания корпуса транзи-
стора П602 с радиатором. Она равна 5 вт.
** Обычно т]к=0,65-т-0,75.
7*	99
Учитывая (2-105) и (2-106), из (2-99) имеем:
Р~, — 0,5UmiJmKi — O,5;h [ fit. доп
К. доп. (2-107)
Из (2-107) при 0к=90° и £к~0,9 получим:
Р~н.макс = 0,225 |ДЬ доп| Д доп.	(2-108)
В транзисторном генераторе с приближением ек мин
к еКост [см. (2-15)] и возрастанием тока коллектора зна-
чительно уменьшаются внутреннее сопротивление Ri
транзистора и выходное сопротивление каскада. Чаще
всего при этом бывает Rt<R0 (R3— сопротивление на-
грузочного контура в точках подключения его к коллек-
тору) и нагрузка резко шунтируется. Очевидно, что это
не позволит выделить на выходе (нагрузке) генератора
полную мощность Д—и макс, а поэтому мощностью
^н.макс руководствоваться при выборе типа транзисто-
ров практически нельзя.
Для ориентировочной оценки номинальной мощности
генерации транзистора, как показывает опыт разработки
и проектирования генераторов, можно использовать фор-
мулу
Д~иом- (0,75-0,8) Р^н.макс, (2-109)
с учетом которой (2-103) и (2-108) запишутся в таком
виде:
Р~ном« (0,2-0,25) |£к.доп| Д д0П;	(2-110)
Д~Ном~ (0,15-:-0,18) |£к.доп| /к.доп.	(2-111)
Становится очевидным, что окончательная формула для
расчета номинальной мощности транзистора (и выбора
по ней типа и количества транзисторов) в общем случае
может быть записана в следующем виде:
Р_ном~ (0,15 К-0,2) |Ек.доп|/кдоп. (2-112)
Она и приводится в тексте настоящей книги. В (2-112)
меньшие пределы постоянного коэффициента будут со-
ответствовать (чаще всего) наиболее мощным транзи-
сторам. Для некоторых транзисторов (с малым |£к|,
большим /к и малым R3) этот коэффициент может быть
меньше, чем он указан в (2-112).
На основании изложенного выше можно сделать сле-
дующие выводы:
100
а)	Для проверки пригодности транзисторов в генера-
торных режимах по допустимому току коллектора нужно
сравнить с допустимым током 7Кдоп, приводимым в спра-
вочнике, не максимальную высоту импульса тока коллек-
тора, а полученную в расчете постоянную составляющую
импульса этого тока, т. е. До-
Справедливость такого положения легко подтвержда-
ется и экспериментально (см. данные режимов работы,
заключенные в скобках табл. 1, приведенной в приложе-
нии к работе [Л. 6]).
б)	Если максимальный ток коллектора по каким-либо
причинам ограничивается током /к.доп, то в генераторе
при расчете можно и следует назначать полное (вернее,
почти полное) использование транзистора по коллектор-
ному напряжению [см. (2-106)].
в)	Режим с полным (или почти полным) использова-
нием транзисторов по коллекторному напряжению воз-
можен (см. ниже) и крайне желателен в генераторах
с амплитудной модуляцией вообще и с комбинированной
коллекторной модуляцией и автомодуляцией в частно-
сти. При этом повышается коэффициент усиления выход-
ных модулируемых каскадов по мощности, т. е. увели-
чивается КР и улучшаются другие энергетические пока-
затели радиоустройства.
К выбору типа транзистора. Рассмотренные выше по-
ложения и опыт разработки и проектирования транзи-
сторных генераторов позволяют заключить, что при вы-
боре типа транзистора и определении пригодности его
для работы в рассматриваемом генераторе необходимо
(и достаточно) выполнение следующих условий:
fa>(4+-10)fB;	(2-113)
Р~ НОМ = (0, 15 н- 0,2) Ек.ДО1Г! • ^К.ДОП^зР^Т. т!	(2-114)
Кр=	(0,4+0,7)Яр макс>5-7	дб;	(2-115)
ГДе	Рр треб '< Рр доп,	(2-116)
^Ртреб = -Р„треб	(2-117)
^-треб—см. ниже;
КРмакс=(^У*.	(2-117а)
* Выражение для Л1рмакс, а равно и (2-115), справедливо
[см. Л. 36] при условии
0,1	<0,5.	(2-1176)
/ а
101 
В (2-117)	— величина к. п. д каскада по коллек-
торной цепи, равная 0,6—0,75, если рассчитывается недо-
модулированный генератор или генератор с коллектор-
ной модуляцией и АКМ, а для каскада с модуляцией
смещением и УМК гр, ~ 0,4 л-0,45; К3~0,9— коэффициент
запаса на мощность рассеивания, выделяемую в цепи
базы
В (2-114) и (2-117) мощность Р~т т (или Р~треб)
находится по формуле (2-97), если рассчитываемый ге-
нератор не модулируется по амплитуде. Формулы для
расчета Р_т.т (или Р~треб Для генераторов с ампли-
тудной модуляцией, УМК и автомодуляцией нами приве-
дены в соответствующих главах книги Обычно Р~чреб^
Р~ч.т-
Вместо формулы (2-115), заимствованной из [Л. 31],
для оценки коэффициента усиления каскада по мощно-
сти можно использовать и формулу вида [Л. 20] (для без-
дрейфового транзистора)
КР^-^->(5-7) дб, (2-118)
но при этом нужно уже на этом этапе расчета хотя бы
ориентировочно задаться нижним углом отсечки тока
коллектора 0R, так как коэффициент разложения импуль-
са тока коллектора по первой гармонике |31к=сык(1—
—cos 0Ь) =ф(0к).
Таким образом, при выборе транзистора (указанным
выше методом) одновременно производится проверка
пригодности его: по частотным свойствам, по номиналь-
ной мощности, по усилительным свойствам на высшей
рабочей частоте и по допустимой мощности рассеива-
ния, соответствующей температуре окружающей среды
Те0 С
2-8. МЕТОД, ПОРЯДОК И ПРИМЕР ЭНЕРГЕТИЧЕСКОГО
РАСЧЕТА МАКСИМАЛЬНОГО (КРИТИЧЕСКОГО)
РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА
Вводные замечания. Как отмечалось выше, при любых
методах амплитудной модуляции и коллекторной авто-
модуляции основным расчетным режимом является ре-
102
жим максимальной (пиковой) мощности, который, как
правило, выбирается критическим.
Анализ, выполненный в предыдущих параграфах на-
стоящей главы, позволяет разработать метод энергети-
ческого расчета максимального (критического) режима
транзисторного генератора, пригодный для инженерной
практики и обеспечивающий необходимую при проекти-
ровании и разработке точность.
Энергетический расчет критического режима транзи-
сторного генератора включает в себя:
1.	Выбор типа (и количества) транзисторов по ис-
ходным данным, определяемым ТЗ или ТУ (см. § 2-7),
а также уточнение некоторых данных режима работы
цепи коллектора и разработку принципиальной схемы
рассчитываемого каскада.
2.	Расчет коллекторной цепи.
3.	Расчет базовой цепи
В результате энергетического расчета должны быть
определены оптимальные условия работы генератора,
при которых были бы обеспечены максимальный к. п. д.
по коллекторной цепи, максимальный коэффициент уси-
ления то мощности, заданная по ТЗ или ТУ полезная
мощность.
В зависимости от задания порядок первой части рас-
чета может быть различным. Однако все случаи задания
исходных данных могут быть сведены к случаю расчета
на полезную мощность /Дмакс или ^-треб- Максималь-
ный (критический) режим транзисторного генератора
рассчитывается на высшей частоте рабочего диапазона
при напряжении питания коллекторной цепи Дкмакс (или
Вк) и выбранном из определенных пределов (см. ниже)
угле отсечки коллекторного тока Экмакс (или 0К).
В дальнейшем мы предполагаем именно такой слу-
чай, когда при расчете исходной является мощность ге-
нерируемых колебаний и, например, из соображений
обеспечения линейности модуляции или автомодуляции
выбран угол отсечки коллекторного тока. Другие воз-
можные виды заданий на расчет генератора, в том числе
и аналогичные известным из теории ламповых генера-
торов, в настоящей книге не рассматриваются Однако
заметим, что использование их в ряде случаев может
обеспечить пои расчете транзисторного генератора опре-
103
деленный энергетический выигрыш или позволяет упро-
стить схему генератора *.
С учетом ограниченной выходной мощности транзи-
сторов весьма часто в интересах получения необходи-
мой полезной мощности на выходе рассчитываемого кас-
када (или передатчика) в последнем приходится приме-
нять параллельное или двухтактное включение транзи-
сторов, т. е. использовать количество транзисторов п^2.
Если генератор выполняется по параллельной схеме,
то, как и в ламповой технике, расчет производится сна-
чала на мощность одного транзистора, а потом делается
пересчет с учетом п транзисторов схемы. Если рассчи-
тываемый каскад выполнен по двухтактной или двух-
тактно-параллельной схеме, то расчет осуществляется
сначала на мощность одного транзистора, потом выпол-
няется пересчет на количество транзисторов п'=п!2, па-
раллельно включенных в плечо, а также и пересчет на
два плеча, т. е. на п транзисторов схемы. Пересчет мож-
но выполнить и -сразу на п транзисторов, используя со-
ответствующие расчетные формулы.
При работе транзисторов на сравнительно низких ча-
стотах1 2 методика расчета энергетических показателей
транзисторного генератора (в критическом и погранич-
ном с ним режиме работы) [Л. 1—3, 13, 18] достаточно
проста и мало отличается от расчета лампового триодного
генератора в подобных режимах работы. Ниже мы бу-
дем рассматривать метод и порядок расчета генератора
на повышенных и высоких частотах, так как он являет-
ся наиболее полным и широким3.
К выбору величины напряжения питания коллектора
транзисторного генератора. Обратимся к вопросу выбора
величины напряжения питания коллекторной цепи тран-
зисторного генератора немодулированных колебаний во-
обще и генераторов с амплитудной модуляцией и авто-
модуляцией в частности. В ряде работ {Л. 2, 6, 20, 30]
критический режим генератора рекомендуется осуществ-
1 Последнее имеет место, например, в случае, когда расчет ге-
нератора ведется так, чтобы иметь режим нулевого смещения [Л. 30].
2 Достаточно низкими являются такие частоты [Л. 1], на кото-
рых можно пренебречь явлением запаздывания тока коллектора по
отношению к току эмиттера, т. е. когда фдр^Ю", а а/«ао
(см. § 2-5).
3 А особенности расчета на достаточно низких частотах можно
выявить из расчета генератора на высоких частотах с учетом ряда
формул из § 2-5.
104
генераторном (и тем бо-
Рис 2-19. Зависимость
КР =ф(£«)
лять и рассчитывать при существенно сниженном напря-
жении питания коллектора
I г- | р	| _ I Доп | _ , 1 ДОП {
I С к | — I С к. макс I — 1	" —	2	’
(где принят с,, — 1), т. е. по аналогии с усилителями низ-
кой частоты. Однако это не совсем правильно. В ряде
работ [Л. 6, 19, 29] показано, что транзисторы в генера-
торах синусоидальных колебаний могут работать при
|£к| = |£ кмакс| — (В'кдоп|, т. е. спосооны выдерживать на
пиках (в короткое время) напряжение на коллекторе
с величиной
I I — [ Ев. ДОП | -у- Етк	[ £'к.ДОП I Ч-
+ ] £к. доп I М1 >8 - 2) | Ек.доп ].	(2-119)
Учитывая, что KP=q>(EK) и с ростом |£к|-Кр растет
(см. рис. 2-19), к выбору Ек в
лее мощном) каскаде следует
относиться очень внимательно
и ни в iKoeft мере не стремить-
ся к его значительному сниже-
нию, если этого не требуют
другие обстоятельства.
На рис. 2-20 представлены
осциллограммы мгновенных
напряжений на коллекторе: не-
модулированного генератора
(рис. 2-20,а), генератора с ба-
зовой (эмиттерной) модуляци-
ей смещением (рис. 2-20,6) и
генератора с коллекторной или
автоматической коллекторной
модуляцией (рис. 2-20,в). Во всех случаях взят одинако-
вый интервал времени, равный периоду низкой частоты
(частоты модуляции). На рис. 2-20,6 ирис. 2-20,в в точке
максимального режима (и только) режим работы тран-
зистора по коллекторному напряжению точно соответ-
ствует обычному и длительному режиму работы транзи-
стора в схеме немодулированного генератора
(рис. 2-20,а).
Из анализа осциллограммы на рис. 2-20 очевидно, что
в генераторе с амплитудной модуляцией или автомоду-
ляцией режим работы транзистора по коллекторному
напряжению будет более легким, чем в немодулирован-
ном генераторе. Поскольку в немодулированном гене-
раторе режим с |ек| из (2-119) возможен, то заключаем,
105
к
что при расчете макси-
мального режима транзи-
сторного генератора не-
зависимо от метода ам-
плитудной модуляции и
автомодуляции в случае
даже достаточно полного
использования транзисто-
ра по номинальной мощ-
ности Р~ном (2-112) мож-
но принимать:
Ij = макс| ~ доп| •
(2-120)
Существенное сниже-
ние |£к| против \Ек доп|
следует (предпочтитель-
но, но не обязательно)
осуществлять в том слу-
чае, если ^_Треб замет-
но в (1,5—3 раза) мень-
ше Р~ном , т. е. при ча-
стичном использовании
транзистора по номиналь-
ной мощности. Это отно-
сится как к генераторам
с модуляцией, так и к не-
модулированным генера-
торам.
Поскольку в генера-
торах с модуляцией сме-
щением и возбуждением
Рис 2-20 Осциллограммы
мгновенных напряжений на
коллекторе транзисторного ге-
нератора
а — в режиме усиления высокой ча-
стоты (немодулированного по ам-
плитуде генератора); б — в режиме
с базовой, эмиттерной модуляцией
смещением, а также УМК в —
в режиме с коллекторной модуля-
цией а также автоматической кол-
лекторной модуляцией (АКМ).
1Q6
(УМК) напряжение питания коллектора Е,. в процессе
модуляции за период остается постоянным, то при рас-
чете максимального режима генераторов с базовой и
^миттерной модуляцией смещением, а также генераторов
с режимом УМК (в ряде случаев) целесообразно допу-
стить некоторое снижение Ек против Екяоп.
Без заметного уменьшения Кр, т. е. коэффициента
усиления каскада по мощности, можно брать
£к «(0,7-0,75) £к доп	(2-121)
Если принять
Ек« (0,5 —0,6) Ек доп,	(2-122)
то обычно достаточно резко падает к. п. д. каскада по
коллекторной цепи в максимальном режиме и величина
КР, т. е. усиление генератора по мощности. Снижение
Нкмакс ведет к снижению цкнес и цкср модулируемого ге-
нератора, а такой энергетический режим работы особен-
но невыгодно иметь в мощных каскадах (например,
предоконечном и выходном каскадах передатчика).
В генераторах с коллекторной модуляцией и автомо-
дуляцией, как установлено в гл. 5, 6, при полном (или
почти полном) использовании транзистора по номиналь-
ной мощности Р~ном необходимо принимать
Ек. макс =	-ТГ1Й°Г;2~5 =	0 +"0*- (2-123)
В настоящем параграфе приводится метод (и поря-
док) проведения энергетического расчета режима тран-
зисторного генератора, который можно использовать при
расчете как критического режима немодулированных
транзисторных генераторов, так и максимального режима
генераторов с простейшими и комбинированными спосо-
бами амплитудной модуляции (см. гл. 3—5) и автомоду-
ляции (см. гл. 6, 7).
Поскольку расчету режима максимальной мощности
предшествуют выбор типа (или типа и количества) тран-
зисторов, а также и разработка схемьГ генератора, то
при расчете максимального режима модулируемого кас-
* В пределе возможно брать = 1,
107
када мы располагаем статическими характеристикам!!,
основными справочными параметрами и предельными
данными работы выбранного транзистора.
После этих замечаний можно перейти непосредствен-
но к рассмотрению метода и порядка энергетического
расчета транзисторного генератора. Для большей нагляд-
ности и экономии места будем сразу иллюстрировать
этот расчет числовым примером.
Расчет критического (максимального) режима транзи-
сторного генератора. Пусть по мощности /?~треб=^>~маьс =
= 4,25 вт с учетом высшей частоты рабочего диапазона
/в = 3 Мгц по (2-113) — (2-116) выбран транзистор типа
П602, у которого !°^ПОм = 4,5 вт. Весь дальнейший расчет
выполняется с помощью формул, выведенных в преды-
дущих параграфах данной главы, применительно 'к схеме
с ОЭ на транзисторе p-n-p-типа (см. примечание 2-2
в конце главы).
Расчет коллекторной цепи. 1. Из справочника или ка-
талога выписываются необходимые для расчета парамет-
ры, данные и предельные данные режима работы вы-
бранного транзистора и заимствуются его характеристи-
ки. Уточняются величина напряжения питания коллекто-
ра Ек или Дкмакс [см. (2-120) — (2-123)] и расчетная
мощность генератора.
В нашем случае для транзистора типа П602 имеем
[Л. 2, 33, 34]: 5К=5О = 4,5 a/e; SKI,p=0,4 a/в; fa =20 Мгц-,
Ебо = —0,3 в [см. § 1-2 и (3-97а)]; /мапс = 36 Мгц [см.'
(2-24)], /"п= [3-г!) ом; Ддоп= 30 в; 71(Д0Г[=1
ЛРДоп=1 вт (без радиатора); Р^Доп=5 вт (с радиато-
ром); .0 = 0,003; Ск = 200 пф- а=«о = О,99; Еф = Е^ в =
= —0,2 в] 7?п с=^пв = 45з-50 °С1вт [см. (2-163)]; допусти-
мая температура переходов Tn доп=85° С; максимальная
температура окружающей среды Тс = 25° С = ТН.
Примем в дальнейшем расчете Ек=—16,7 в. Выбор
столь заниженного |£к| наиболее типичен при УВЧ, УМК
и модуляции смещением. Считаем, что генератор выпол-
нен по схеме с ОЭ.
Как отмечено выше, уточняя расчетную мощность,
следует иметь в виду, что при расчете максимального
режима генератора с коллекторной и АКМ
Р-треб = ^макс = т С1 +
а во всех других случаях из-за того, что берется Ек~
__ Еу.дрп
2 ’
108
(2-125)
(2-125а)
р = р "=р
-«треб ~макс —т т
Считаем, что у нас
Р = р = 4,25 вт.
~треб ~т.т ’
2.	Задаются значением нижнего угла отсечки коллек-
торного тока в максимальном режиме 0КМакс из пределов
0к макс = 60 4-120°.	(2-124)
Для разных методов и схем модуляции и автомодуляции
угол Экмакс будет разным (см. гл. 3—7). Если ведется
расчет режима УВЧ, т. е. немодулированного генерато-
ра, то угол отсечки принимается равным:
>0К = 60 -ь 90°,
а для каскадов умножения частоты
f __ 100 -.-120°
«к.умн — Яу
где «у = 2, 3, 4 и т. д. — коэффициент умножения. Пусть
принят 0К макс = 80°.
3.	По таблицам А. И. Берга (см. приложение) для
принятого угла 0КМакс находятся коэффициенты разло-
жения aOK = 0,286, aiK = 0,472, ук= aiK/a0K= 1,65 импульса
коллекторного тока и величина cos 0К макс = 0,174.
4.	Определяется коэффициент использования коллек-
торного напряжения в критическом режиме по формуле
?K.KI.= 1-----— = 0,838.	(2-126)
°п Si .1 р£к макс
Величину 5ккр, приведенную в справочнике, в случае не-
обходимости можно уточнить по статическим характе-
ристикам (см. § 1-4).
Если в рассчитываемом генераторе критический ре-
жим не используется, то для слабо недонапряженного
режима следует принять
£к макс ~ (0,97 н- 0,99) gKhp,	(2-126а)
а для слабо перенапряженного
5к макс ~ (1,01 4-1,03) ёккр.	(2-1266)
5.	Определяется амплитуда напряжения на коллекто-
ре (при ^Кмакс = ?ккр, т. е. принимается критический
режим)
Б'тк.макс = ^к.макс | Дк.макс I — 14 в.	(2-127)
109
6.	Определяется первая гармоника коллекторного тока
9Р
макс = 77—^- = 0,607 а. (2-128)
(-7Л(К,мгьс
7.	Определяется максимальный коллекторный ток (вы-
сота импульса тока коллектора)
:	___ ImKlMVlK _ 1 Оо ^/к.ДОл /0 19Q1
*к. макс, макс—	„	' — 1^0 а
«1К	аок
8.	Определяется постоянная составляющая коллек-
торного тока
^кОмакс = Иок бсмакс. макс = 0,368 й<С/кдоп- (2-130)
Как видно, выше была выполнена проверка транзистора
по допустимому току коллектора.
9.	Определяется эквивалентное сопротивление коллек-
торной нагрузки, обеспечивающее рассчитываемый
режим,
/?э.Ма1с-4^^ = 23ол.	(2-131)
* wiki макс
10.	Определяется мощность, потребляемая от источ-
ника питания коллекторной цепью транзистора,
0 макс — ^к 0 макс|^к макс| = 6,14 вТ.	(2-132)
11.	Определяется полезная колебательная мощность
на коллекторной нагрузке (как проверка проделанного
расчета)
^-.треб 0,5/тк1 макс^тк.макс = 4,25 вШ. (2-133)
12.	Определяется мощность рассеивания, выделяемая
на коллекторе транзистора,
Рр к макс = Рк 0 макс Р~макс=1>89 ВТ.	(2-134)
13.	Определяется к. п. д. генератора по коллекторной
цепи
Т]к.макс — р---— — 0,5$к ыакс — — 0>5’К.максУк — 0,69.
i I о макс	wok
(2-135)
Расчет базовой цепи. 14. Определяется угол дрейфа
используемого транзистора на рабочей частоте в следую-
щем порядке:
110
а)	Находится максимальная частота усиления тран-
зистора, при которой коэффициент усиления по току
в схеме с ОЭ (параметр = большого сигнала) ра-
вен единице. Для этого используется формула
/т = а0Д/а==12	(2-136)
где ао — коэффициент усиления транзистора в схе-
ме с ОБ [см. (2-16)];
Х=0,6 — для дрейфовых транзисторов;
К=0,82 — для без дрейфовых транзисторов.
Для расчета частоты Д можно использовать и фор-
мулу (2-73).
б)	Рассчитывается время дрейфа используемого тран-
зистора
= —==-Л- = 0,0133.10-6^.	(2-137)
(от 2л/’т	'
в)	Определяется угол дрейфа на рабочей частоте
?др=24Ддр = 360ДДдр= 14°*.	(2-138)
15.	Определяется нижний угол отсечки положитель-
ных импульсов эмиттерного тока
0э макс ~ 0к макс 0,5фдр = 73	(2’139)
и по таблицам А. И. Берга находятся коэффициенты
разложения аОэ=0,263, cti3=0,448 импульса тока эмиттера
и величина cos 0Э макс = 0,292.
16.	Определяется модуль коэффициента усиления
транзистора по току на рабочей частоте с помощью фор-
мулы
где
= fr- у-А4.	(2-141)
(1 + йгД.гао) I в Д
В последнее время нами рассмотрены пути повышения
точности расчета коэффициента af, но эти вопросы вы-
ходят за рамки данной книги.
* Здесь /в — в герцах, а — в секундах.
111
17.	Определяется первая гармоника тока эмиттера
1тэ1 макс = /т^а- = 0,76 а. (2-142)
18.	Определяется высота (максимальное значение)
положительного импульса эмиттерного тока
/э.макс.макс^	= 1,7 О.	(2-143)
19.	Определяется постоянная составляющая импуль-
са тока эмиттера
/э о макс = -^^- = 0,365 а.	(2-144)
ао
20.	Определяется амплитуда переменного напряжения
на переходе эмиттер-база транзистора, обеспечивающая
вышерассчитанный ток /э.Макс.макс
Г 7	__ гэ .макс.маис ао
'-'тпб.МаКС --- о	п„ а \
Ок ц — cos Оэ.макс}
•|- DUmK^Iavc— 0,582 в. (2-145)
21.	Определяется модуль коэффициента передачи на-
пряжения возбуждения с зажимов входных электродов
на переход эмиттер-база транзистора [см. (2-85)]
* При расчете /(пер транзисторов с заниженной <SK и малым со-
противлением г'6 = г6 для определения частоты правильнее
использовать формулу (2-31), а не (2-32). Тогда вместо (2-146) бу-
дем иметь формулу
(2-146)
(2-146а)
которую желательно применять, если для используемого транзистора
величина
SKrz6^104-12.	(2-1466)
Если fs известна, то более точной будет не (2-146), а (2-85) или
равноценная ей формула (2-146а)
112
22.	Определяется амплитуда напряжения возбужде-
ния, требуемая от внешнего источника (с нагрузки пре-
дыдущего каскада) на рабочей частоте
т j	_ макс — DUщк.макс	rtf I	__ О 11
Ь'тб/макс—----------г	’ “р £УС/тк.маьс—^,11 о •
Л вер
(2-147)
23.	По графику (рис. 2-17) находим величину коэф-
фициента 7Сл=ф(Лпер)  При /Спер=0,258 /Сн = 0,35.
24.	Определяется приближенное значение входного
(активного кажущегося) сопротивления каскада по высо-
кой частоте
^вч.вч — г'б	— г5„-\~^гб,— 4 ОМ.
(2-148)
0,53 а.
25.	Определяется мощность возбуждения цепи базы
(мощность, поступаемая на входные зажимы) транзи-
стора на высшей рабочей частоте
7/2
=	=	(2-149)
26.	Определяется первая гармоника тока базы (ампли-
туда кажущегося переменного тока, нагружающего внеш-
ний источник)
/тб1 макс =	= 0,53 а.	(2-150).
Абх, вч
27.	Определяется реальная величина постоянного тока
базы [см. (2-65а)[
^бо.р.макс = макс = I бо макс ~
_ Ломаьс(1^«о) = 0;0037 fl	(2-151)
ао
28.	Определяется напряжение смещения, обеспечиваю-
щее заданный угол отсечки положительных импульсов
тока эмиттера, по формуле (см. примечание 2-1 на
стр. 82).
^б.макс == Еб.ъ “Ь (О^тб .макс DUtiiK.макс) COS бэ.макс
— 7бо,р.максгб ~—0,034 в**	(2-152)
(для п-р-п-транзистора перед скобкой и третьим слагае-
мым знак изменяется на обратный).
* См. примечание 2-3 в конце данного параграфа.
** При малом токе /бор.макс (и особенно, если и г б мало) мож-
но использовать формулу вида
/^б.макс =/-б в4" (//тб.макс DUтк макс)соЗ Оэ.макс* (2-152а)
8-1406	ИЗ
29.	Определяется угол отсечки положительных им-
пульсов тока базы
Об.макс-arccos ^^^ = 55°	(2-153)
(-/?7гб.манс
(для п-р-п-транзистора перед величинами, стоящими
в числителе дроби, следует сменить знаки на обратные)
и по таблицам А. И. Берга находятся коэффициенты
разложения «об=0,201 и «16 = 0,366 импульса тока базы
И COS Об макс = 0,575.
30.	Определяется максимальное значение (высота)
положительного импульса тока базы
/б.макс макс = 7--6'--= 1,45 а. (2-154)
»1 б
31.	Определяется постоянная составляющая положи-
тельного импульса тока базы
Д">0 макс =|Орб ’ ^'б.макс.макс = 0,29 й.	(2-155)
32.	Определяется мощность, теряемая в цепях базо-
вого смещения (мощность, затрачиваемая в источнике
смещения),
Рб 0 макс = -^б 0 р.макс  |-^б.макс| ~0,001 ВТ. (2-156)
33.	Определяется мощность рассеивания, выделяемая
в цепи базы.
Рр б макс = Р~ б f макс Рб 0 макс ~ 0,555 ВТ. (2-157)
34.	Определяется коэффициент усиления генератор-
ного каскада по мощности
(2-158)
6f макс
[при значениях следует обратить внимание на воз-
можность применения при расчете /Спор формулы
(2-146а), а при Кр > 80100 необходимо руководство-
ваться формулой (2-69)]. Обычно К.р<Кр макс [см.
(2-117а)] и зависит от величины Гб. Если взять Гб = 4 ом,
то получим Кр~ 11.
Вместо (2-152) и (2-152а) при малых срдр можно использовать фор-
мулу
£б макс ~ Бб р + (17т б макс—/5(7 тк макс)С05 0,- макс. (2-1 526)
114
35.	Определяется суммарная мощность рассеивания,
выделяемая в корпусе транзистора (требуемая мощность
рассеивания)
Рр макс = Рр треб Рр\==' Ррк.макс']-
+ 7\б.макс^ 2,45 вт	(2-159)
и проверяется выполнение условия
Р К ------ Р < Р
г р треб — гр'~ * Р доп>
(2-160)
если рассчитывается немодулированпый по амплитуде ге-
нератор, т. е. УВЧ.
При этом допустимая мощность, рассеиваемая корпу-
сом транзистора без радиатора (если она не указана
в справочнике) при заданной в ТЗ температуре окружаю-
щей среды Тс°С, -находится по формуле [Л. 31]
Ррдои~ 0,9\ДпО7~?г -1 = 1,2 вт (2-161)
(по справочнику для транзистора П602 при Тс = Тн=20±
±5°С Рр доп=1 вт).
Здесь Тпдоп — допустимая температура переходов
в °C;
Рпс^Ртъ-—тепловое внутреннее сопротивление
транзистора (сопротивление переход-
среда).
Если условие (2-160) не выполняется, то можно при-
менить теплоотводящий радиатор. При этом надо вместо
(2-160) иметь выполненным
еб = Р „ R<p „ ,	(2-162)
р треи р£ треб р-доп’	V •'
где Р z доп — мощность, рассеиваемая корпусом транзистора
с радиатором (при соответствующей температуре Т° С
из ТЗ).
Мощность Рръ,10п обычно приводится в справочниках
[см. также (2-164)].
Если бы приведенный выше пример расчета относил-
ся к немодулированному генератору, то, как следует из
(2-159) — (2-161), условие (2-160) не выполняется, но
зато выполняется условие (2-162), поскольку
Рр треб = 2,45 вот <5 вт = Рр„_ доп.
Если же данный пример расчета относится к генера-
тору с амплитудной модуляцией или автомодуляцией, то
8*	115
Мощность Ррмакс из (2-159) является мгновенной для
точки максимального (пикового) режима, а поэтому
окончательную оценку теплового режима работы тран-
зистора необходимо осуществить по мощности рассеива-
ния средней за период частоты модуляции. Методика та-
кой проверки и необходимые расчетные формулы приме-
нительно к каждому конкретному способу модуляции и
автомодуляции приведены в соответствующих главах
книги.
Здесь же заметим, что при известной (из справочных
данных) мощности PPRon можно определить величину
Рпс (если она не приведена в справочнике) по формуле
/?и.с = Ят.в	« (48 -- 52)° С.!вт. (2-163)
Очень часто при расчете транзисторных генераторов
мощность рассеивания PpTI>e6, найденная по (2-159), ока-
зывается больше мощности рассеивания корпуса тран-
зистора Ррдоп, но значительно меньше мощности рассеи-
вания корпуса этого же транзистора с радиатором стан-
дартного (рекомендованного для него) типа, т. е.
мощности Р,5доп-
Очевидно, что в таких случаях применять рекомен-
дуемый в справочнике радиатор с излишне большой пло-
щадью поверхности Sp не совсем целесообразно, а по-
этому возникает задача расчета требуемой площади по-
верхности радиатора ЗрТреб Для конкретно полученной
мощности рассеивания Рртреб- Это можно легко решить.
Из формулы (2-161) следует, что для увеличения
мощности рассеивания Рряоп до Рр треб нужно уменьшить
тепловое внутреннее сопротивление Ri1C = Rtb до такой
величины (разумной, конечно), которая бы обеспечила
рассеивание не мощности РРЛОт1> а мощности Рртреб^
^Ррй доп-
Это и решается введением дополнительного теплоот-
водящего радиатора с тепловым наружным сопротивле-
нием -Л?тнтреб> снижающим ранее «заложенное» в конст-
рукцию транзистора сопротивление R^ c = Rtb-
Учитывая сказанное, из (2-161) имеем:
116
Тогда требуемое тепловое наружное сопротивление н Tpeg
будет иметь величину
/?т.н.треб /?в.с -	(О с/бОТ]. (2-165)
tp треб
В пределе в (2-165) вместо Рр треб можно подставить
-Р,-л доп И НаЙТИ Рт н доп-
Зная Ртп [°С/вг], можно найти 5рТреб— требуемую
площадь радиатора, а также рассчитать и разработать
его конструкцию. Например, известно, что при естествен-
ном воздушном охлаждении поверхность вертикального
металлического радиатора
5рТреб~ ятнтреб [°С/М ’ см2'	(2-166)
Примечание 2-2. Если сравнить схему на
рис. 1-15,а со схемой, например, на рис. 1-12,а, то легко
заметить, что между ними нет никакой принципиальной
разницы. Отличаются они только конструктивным реше-
нием, что важно в интересах теплоотвода. Обе назван-
ные схемы генераторов являются схемами с ОЭ. Если
смещения входных цепей в них одинаковы, а также оди-
наковы все другие питающие напряжения, элементы на-
грузки и напряжения возбуждения, то при идентичных
транзисторах режим работы этих схем абсолютно ничем
отличаться не будет. Очевидно, что расчет энергетиче-
ских показателей этих генераторов будет одинаков. Все
это обусловлено тем, что электрические и энергетические
свойства и показатели генератора определяются не тем,
какой электрод заземлен, а тем, какой электрод являет-
ся общим.
Таким образом, предлагаемый в данной главе метод
(и порядок) энергетического расчета максимального
(критического) режима транзисторного генератора по
схеме с ОЭ полностью пригоден и для расчета энерге-
тических показателей генераторов по схеме с ОЭ и за-
земленным коллектором. Это мы используем в дальней-
ших примерах расчетов.
Примечание 2-3. Расчет базовой цепи по п.п. 23—
26, т. е. с помощью формул (2-148) — (2-150), можно за-
менить нижеследующим расчетом.
23х. Определяется фаза коэффициента передачи на-
пряжения на рабочей частоте [см. (2-30)]
?эб = ?пер = - arctg (А) 2= arctg [-20у30) f?j2,	(2-167)
117
а также угол <рс (см. § 1-6) по формуле
?с = | ?эб i + I ?др | = ( ?пер I -Н Тдр I 	(2-168)
В (2-167) при выполнении условия (2-1466) и исполь-
зовании в расчете (2- 146а) 'следует подставить f8 соглас-
но формуле (2-31).
242 Определяется первая гармоника тока базы по
формуле (см. рис. 2-14)
Iтб1 макс — Л>.э1 макс COS ^Рпер miti макс COS <?с.	(2-169)
252 Определяется мощность возбуждения цепи базы
(мощность, поступаемая на входные зажимы) транзисто-
ра на высшей рабочей частоте
б / макс ~ 0,5Um б максим, б 1макс«	(2-170)
262 Определяются активная и реактивная составляю-
щие входного сопротивления транзистора по формулам
[Л. 1, 31]
Кьл.э - <jKcp (cos ?iep_ 0/cos в,)’	171)
Авх, э - ё---г-----5-----=--г ,	(2-172)
sr.<p (sin «Риер— “/ Sin ?<)	V '
где SK о = /mB-l.yav£-средняя крутизна транзистора в те-
р Um6f маис
нераторном режиме.
Как видно из этого примечания, применение расчета
по формулам (2-167) — (2-172) вместо расчета по
(2-148)— (2-150) позволяет найти как активное, так и
реактивное входные сопротивления транзистора.
Если необходимо располагать как /?вх.э, так и Хвх.э,
т. е. входной емкостью генераторного каскада, то это
удобно решить с помощью формул (2-167), (2-168),
(2-171) и (2-172).
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
ТЕОРИЯ И РАСЧЕТ БАЗОВОЙ И ЭМИТТЕРНОЙ
МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ
3-1. ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ В ТРАНЗИСТОРНОМ
ГЕНЕРАТОРЕ ПРИ БАЗОВОЙ И ЭМИТТЕРНОЙ
МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ
На рис. 3-1,а показан -вариант осуществления базо-
вой, а на рис. 3-1,6 — эмиттерной модуляции смещением
в транзисторном генераторе с внешним возбуждением,
выполненном по схеме с ОЭ. Примеры схем модуляции
смещением в каскадах с ОБ показаны на рис. 3-2,
а с ОК — на рис. 3-3. Аналогично осуществляется моду-
ляция смещением и в автогенераторах на транзисторах
[Л. 18].
Дальнейшее рассмотрение вопросов базовой и
эмиттерной модуляции ведется применительно к схемам,
приведенным на рис. 3-1.
Как следует из этих схем, при модуляции смещением
в такт с модулирующим сигналом изменяется напряже-
ние смещения входной цепи, а амплитуда напряжения
возбуждения и коллекторное -напряжение питания
в процессе модуляции остаются постоянными (не зависят
от модулирующего сигнала). Таким образом, в режиме
базовой модуляции смещением (рис. 3-1,а), например,
синусоидальным сигналом с круговой частотой Q базовое
смещение Eq и мгновенное напряжение на эмиттерном
/э-я-переходе транзистора соответственно будут опреде-
ляться следующими выражениями (для случая, когда
1б о р • гб ~ 0):
Е б — Аб.нее ^-goCOSQ/,	(3 1)
<?б=Дб.нес — Е5(г COS Qt~Um6 COSo/, j
где E6a cos £lt — модулирующий гармонический сигнал.
И9
С точки зрения режима работы транзистора эмиттер-
ная модуляция смещением по схеме на рис. 3-1,5 и ба-
зовая модуляция по схеме на рис. 3-1,а ничем не отли-
Рис. 3-1. Практические схемы генера-
торов с модуляцией смещением в кас-
каде с ОЭ.
а — случай базовой модуляции; б — случай
эмиттерной модуляции.
чаются. Действитель-
но, при эмиттерной мо-
дуляции, так же как и
при базовой, модули-
рующее напряжение с
амплитудой Дэ 2 = Дб я
создаваемое на моду-
ляционном трансфор-
маторе, включенном в
цепь эмиттера, изменя-
ет напряжение -смеще-
ния входной цепи тран-
зистора, т. е. на базе
транзисторного генера-
тора. В обеих схемах
модуляции смещением
в режиме -несущей вол-
ны (режиме молчания)
смещение на базе рав-
но Дб.нес-
Из с-равнения схем
(рис. 3-1,а и 3-1,5) лег-
ко усмотреть, что в схе-
ме на рис. 3-1,5, имею-
щей эмиттерную моду-
ляцию, модулятор на-
гружен звуковой со-
ставляющей не базово-
го, как в схеме на
рис. 3-1,а, а эмиттер-
-ного тока транзистора.
Вследствие этого (с
учетом, что /бС^'э) при
эмиттерной модуляции
мощность модулятора
(при определенной глубине модуляции) значительно пре-
восходит (см. § 3-8) по величине мощность модулятора,
требуемую для осуществления базовой модуляции смеще-
нием. В этом заключается недостаток эмиттерной моду-
ляции перед базовой.
Однако, как показывают эксперименты (Л. 8, 18],
эмиттерная модуляция смещением обладает несколько
лучшей линейностью, чем базовая, и особенно при глу-
0)
Рис. 3-2. Примеры схем моду 1яции смещением в генераторе
с ОБ.
б)
бине модуляции, превышающей 0,7—0,75. Повышенная
нелинейность базовой модуляции, видимо, связана с рез-
кой нелинейностью статических характеристик тока базы,
что отмечалось в § 1-2.
Ниже показано, что как базовая, так и эмиттерная
модуляция смещением обусловливает одновременное из-
менение величины нижнего угла отсечки и высоты им-
пульса коллекторного тока (рис. 3-4), что приводит
Рис. 3-3. Примеры схем модуляции смещением в генераторе
с ОК.
121
К эффективному изменению первой гармоники и посто-
янной составляющей коллекторного тока Отсюда стано-
вится ясно, что базовая и эмиттерная модуляция сме-
щением в режиме колебаний первого рода невозможны,
так как при этом будет меняться лишь постоянная со-
Рис 3-4 К рассмотрению
метода амплитудной моду-
ляции смещением в транзи-
сторном генераторе при ко
лебапиях второго рода
ставляющая коллекторного тока (вследствие изменения
местоположения, т. е. «переноса» рабочей точки), в то
время как амплитуда первой гармоники его будет оста-
ваться постоянной.
Наоборот, в режиме колебаний второго рода при
остроконечной форме импульса коллекторного тока (т. е.
без захода в область насыщения) и в области недона-
пряженного режима базовая (или эмиттерная) модуля-
ция смещением может быть обеспечена вплоть до глуби-
ны 0,9—1. Заметим, что при базовой модуляции линей-
ность сохраняется примерно до глубины т^О,74-0,8.
Дальнейшее рассмотрение вопросов базовой и эмиттер-
ной модуляции смещением будет относиться именно к ге-
нератору с внешним возбуждением, работающему коле-
баниями второго рода в области недонапряженного
(вплоть до критического) режима при остроконечной
форме импульса коллекторного тока.
На рис. 3-5 представлена физическая картина процес-
сов базовой модуляции смещением в генераторе по схеме
с ОЭ, выполненном на сплавном транзисторе типа р-п-р.
Мы взяли сплавной, а не дрейфовый транзистор с той
целью, чтобы вскрыть особенности режима работы базо-
вой цепи генератора с модуляцией смещением, обуслов-
122
ленные спецификой (см. § 1-2) его характеристик тока
базы, показанных на рис. 3-5,а
Рис. 3-5,а относится к тому случаю, когда па базу по-
дано только напряжение смещения ЕбПесх. Коллектор-
ный ток при этом отсутствует, ибо рабочая точка нахо-
дится левее начала характеристики этого тока, располо-
женного при Цб^-Ебв В цепи же базы при этом проте-
кает отрицательный постоянный ток /табп (рис. 3-5,и)
Рис. 3-5,6 относится к случаю совместного действия
постоянного напряжения смещения Ед нес и модулирую-
щего напряжения с амплитудой Евя- Коллекторный ток
и здесь практически отсутствует, а в цепи базы протекает
тот же отрицательный ток, что и в первом случае
(рис. 3-5,и).
Рис. 3-5,в относится к случаю, когда на базу (эмит-
терный переход) подано постоянное напряжение смеще-
ния Ебнес и высокочастотное синусоидальное напряжение
возбуждения с амплитудой При этом в коллектор-
ной цепи протекает импульсный (косинусоидальный по
форме) ток с постоянной высотой импульса, равной
/к нес, и ПОСТОЯННЫМ НИЖНИМ углом отсечки бьнес, а в цепи
базы протекает также импульсный (для нашего случая
отрицательный) ток. Рис. 3-5,6 ввиду отсутствия на базе
модулирующего напряжения характеризует работу гене-
ратора в режиме несущей волны. Следует заметить, что
в этом режиме высота импульсов коллекторного тока
«кнес должна быть меньше того максимального значе-
ния, которое будет достигаться при модуляции.
Рис. 3-5,г характеризует совместное воздействие на
цепь базы (эмиттерный переход) трех напряжений Ебнес,
Ебй и 17тб, т. е. относится к случаю, когда напряжение
на переходе (базе) определяется выражением (3-1).
Благодаря модуляции напряжения смещения рабочая
точка для разных периодов высокой частоты находится
на разных участках характеристики, что и дает импульсы
коллекторного тока разной высоты и с разными углами
отсечки (рис. 3-5,6).
При т<1 на рис 3-5,е приведена осциллограмма
первой гармоники тока коллектора. Такая же форма
будет у коллекторного и контурного переменных напря-
жений. Ток базы, как и коллекторный ток, в этом слу-
* Имеется в виду смещение ЕбЯес=Ебио1ч на входном р-п-пе-
реходе, а не на внешних зажимах эмиттер-база транзистора.
123
чае ^протекает импульсно в положительный полупериод
модулирующего напряжения, меняя свой знак
(рис. 3-5,ж), и остается постоянным и отрицательным
в отрицательный полупериод.
Ясно, что постоянная составляющая тока базы при
базовой (а равно и эмиттерной) модуляции смещением
не остается постоянной, а изменяется по закону, который
для сплавного транзистора представлен на рис. 3-5,з.
Если в каскаде с базовой или эмиттерной модуляцией
смещением используется 'дрейфовый транзистор, то на
рис 3-5 следует исключить те части, которые обусловле-
Рис. 3-5 Физическая картина процессов
124
ны «хвостом» отрицательного тока базы, т. е. ряд осцил-
лограмм упростится или будет отсутствовать вообще.
Рассмотренные выше положения позволяют заклю-
чить, что:
1. При базовой модуляции смещением статическими
модуляционными характеристиками коллекторного тока
будут являться зависимости первой гармоники и посто-
янной составляющей коллекторного тока от напряжения
смещения, т. е. InKi, 1ко=Ч>(Еб).
Примерная форма этих характеристик показана на
рис. 3-6. При разных углах отсечки 0Кмакс точка £бмин
будет занимать разные положения на оси абсцисс.
2. Модуляционными характеристиками коллекторного
тока при эмиттерной модуляции смещением будут соот-
базовой модуляции смещением.
125
ветственно зависимости ImKi, 7ко —ф(-Е'э) =ф(£б), которые
по форме не отличаются от кривых, представленных на
рис. 3-6.
3. В силу идентичности базовой и эмиттерной модуля-
ции смещением (с точки зрения физических процессов)
свойства, особенности и характеристики режима работы,
Рис 3-6. Примерная форма мо-
дуляционных характеристик
коллекторного тока при базо-
вой (эмиттерной) модуляции
смещением.
а также энергетические по-
казатели и порядок расчета
транзисторного генератора
с базовой модуляцией (см.
рис. 3-1,а) и эмиттерной мо-
дуляцией (см. рис. 3-1,6),
смещением будут практиче-
ски одинаковыми.
4. Некоторой особен-
ностью расчета транзистор-
ного генератора с эмиттер-
ной модуляцией смещением
по сравнению с расчетом ге-
нератора с базовой модуля-
цией является определение
мощности модулятора (см.
§ 3-8).
3-2. ВЫВОД И АНАЛИЗ УРАВНЕНИИ
МОДУЛЯЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ПРИ БАЗОВОЙ
И ЭМИТТЕРНОЙ МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ
В настоящем параграфе приводятся вывод и анализ
уравнений модуляционных характеристик базовой моду-
ляции смещением руководствуясь допущениями, приня-
тыми в § 1-10. Поскольку эмиттерная модуляция с точки
зрения физических процессов не отличается от базовой,
то этот анализ и модуляционные характеристики будут
справедливы и для случая эмиттерной модуляции сме-
щением.
Из (1-30) как основного уравнения транзисторного
генератора формулу для расчета амплитуды напряжения
возбуждения, подаваемого на эмиттерный переход,
можно записать в виде (как отмечалось выше, при
малой или равной нулю величине угла фдр)
11 ‘«= & (1'""Д О + ОЦ, „ = 5^- +	(3-2)
* Как и раньше, Р1к = ащ(1—cos 9К)—коэффициент разложе-
ния импульса коллекторного тока по первой iармонике
126
а с помощью уравнения (1-26) легко получить выраже-
ние, определяющее напряжение смещения,
Еб = Еъ.в (Uтб —-DUin,K) cos 6К.	(3-2а)
С учетом величины Um6—DUmK из (3-2) выражение
(3-2а) запишется так:
Решая последнее уравнение относительно амплитуды
первой гармоники коллекторного тока, получим выраже-
ние
1тК1 = (Еб-Еб^	(3-3)
CUo vj<
которое формально дает функциональную зависимость
Лпк1 = ф(£'б), т. е. модуляционную характеристику в ана-
литической форме.
Теоретическое исследование уравнения (3-3) весьма
затруднительно, так как коэффициент р1к и величина
cosQk также зависят от напряжения смещения [см.
(1-27)] базовой цепи.
Для удобства анализа будем рассматривать относи-
тельную величину первой гармоники коллекторного тока,
а именно:
ЛпК1
S^U тб
Pm /£"б.в — Еб
— cos 6к ( итб
(3-4)
Определим зависимость

Ra
при
Ki

(3-5)
кривые которой и представляют собой в относительных
масштабах семейство модуляционных характеристик
1т к! = Ф (Еб) .
Действительно, если считать все величины, кроме Ев,
постоянными, левая часть уравнения (3-5) будет прямо
пропорциональна первой гармонике коллекторного тока,
а аргумент правой части будет линейно зависеть от
напряжения смещения цепи базы.
Напишем зависимость (3-5) в параметрической фор-
ме, выбрав в качестве вспомогательной величины (ма-
тематического параметра) величину (—cos0K). Найдем
функциональную зависимость от последнего левой и ар-
гумента правой части выражения (3-5).
127
Поделив уравнение (1-32), выведенное при анализе
эквивалентной схемы транзисторного генератора, на
SKUm6, после несложных преобразований получаем вы-
ражение
=-----% =?,(—cos 6К) при= пост., (3-6)
дающее функциональную зависимость левой части урав-
нения (3-5) от (—cos0K), которую можно построить на
основании кривой Р1к=ф(—cos0K). Последняя приведена
на рис. 3-7.
Подставляя (3-6) в (3-4) и решая полученное урав-
нение относительно аргумента, найдем для него выра-
жение
Еб.в — Eq	(	Еб । Еб.з
^тб	\	^тб
— COS Ок
1 + ₽1К п“
£\г
В б I	\
-п----h пост. =
* J
И
<р(—cos6K) при пост., (3-7)
по которому тем же способом (на основании кривой [Фк
рис. 3-7) можно построить графическую зависимость.
128
Используя выражение (3-6) и (3-7) или их кривые,
можно построить искомое семейство модуляционных ха-
рактеристик (3-5) для разных значений параметра
RJRt=Z. Такое обобщенное семейство представлено на
рис. 3-8. Характеристики его имеют общую точку мини-
мального режима с относительными координатами
у ___ R'Kt ___п.
' 1 - <? U г - ’’
•—* I <-/ т б
£*б.в Eq мин	1 , у ______ /ко
' —	1 > * о — ~ё~п
то	ОкС' т б
Из (3-8) следует, что в минимальном режиме
Е& мин = £'б в+ б.	(3-9)
Геометрические места точек с различными, но по-
стоянными значениями угла отсечки коллекторного тока
Рис. 3-8. Семейство модуляционных характеристик базовой (эмнг-
терной) модуляции смещением.
9—1406	"	129
(при Вк=пост.) представляются на рис. 3-8 в виде вееро-
образного семейства прямых, расходящихся из начала
координат. На плоскости рис. 3-8 это семейство показано
пунктирными линиями
На практике зачастую можно судить (приближенно)
о форме модуляционных характеристик по изменению
в процессе модуляции постоянной составляющей коллек-
торного тока. Определим и эту зависимость, воспользо-
вавшись соотношением, справедливым из гармонического
анализа импульса коллекторного тока, а именно.
Л11К1 _Р1К	а1И__ а1к(1	COsOk)___у 4	/3-1 04
Л 0	Рок	аок	аок (1	COS 6к)
Подставляя (3-10) в (3-4), получим в относительных
координатах модуляционные характеристики для посто-
янной составляющей коллекторного тока
Л о_____ Рок	/ Е(> & Е б
SK(7ra6 — COS 6к ( б/б
* Как н раньше, аок и рок — коэффициенты разложения импуль-
са коллекторною тока по посюяниои состав тяющеи
130
(3-11)
Последние для сравнительного анализа следует пред-
ставить в виде семейства кривых
—= ?	при ^- — пост. (3-12)
тб J	Аг
Воспользуемся и здесь той же параметрической фор-
мой функциональной зависимости с параметром
(—cos9K).
Выражение для ординаты кривой можно найти из
уравнения (3-6), если подставить в него /ко в соответст-
вии с формулой (3-10). При этом получим:
------— — ср (__ cos 0F) при = пост.
ЪнУтб	. Ао	“г
1 +К
(3-13)
Выражение для абсциссы кривой останется, естественно,
прежним, т е. будет иметь вид (3-7).
Построенное на основании уравнений (3-13) и (3-7)
обобщенное семейство модуляционных характеристик
постоянной составляющей коллекторного тока (3-13) по-
казано на рис. 3-9.
Для инженерной практики наибольший интерес пред-
ставляет семейство кривых У] = ф(Х), а поэтому рассмот-
рим модуляционные характеристики, представленные на
рис 3-8, более подробно с точки зрения их линейности.
Параметром упомянутых кривых является отношение
вида R3[Rt=Z.
В транзисторных генераторах при достаточно полном
(или полном) использовании транзисторов по коллектор-
ному напряжению и gK~Кр~0,8ч-1 (это условие пол-
ностью соответствует максимальному режиму генерато-
ров с амплитудной модуляцией) величина Z, как пока-
зывают расчеты, может принимать значения
Z = 0,02-e2,5.
(З-И)
Большие значения Z соответствуют более мощным тран-
зисторам высокой частоты.
Как видно из рис. 3-8, форма кривых У1 = ф(Х) [или
/шк1 = ф(Б'б)] при величинах параметра Z, взятых из
(3-14), свидетельствует о том, что модуляция базовым
(эмиттерным) смещением не обеспечивает идеальную ли-
нейность модуляционных характеристик на всем их про-
тяжении. Видно также, что при правильном выборе ма-
9*	131
ксимального режима линейность характеристики У1 = ф(Х)
[или /ТОК1 = ф(£б)] может быть значительно улучшена
путем исключения работы на верхнем весьма нелиней-
ном участке характеристик транзистора. С учетом этого
следует считать нерациональным, например, в интересах
повышения к. п д (и вообще энергетики) генератора или
снижения мощности модулятора уменьшение [Л. 28] угла
отсечки коллекторного тока в максимальном режиме
бкмакс. Например, если угол будет выбран порядка 70°,
то, как легко видеть из рис. 3-8, основная часть модуля-
ционной характеристики У1 = ср(Х) будет нелинейной,
это значит — будет нелинейной и зависимость ZmKi =
= ср(£'б).
Режим несущей волны, обеспечивающий наименьшие
искажения при малой и средней глубине модуляции, бу-
дет находиться на одной из точек прямой АВ (рис. 3-8).
При этом максимальная мощность будет отдаваться при
угле отсечки 0цмакс=18О°, а в режиме несущей волны
в зависимости от величины параметра Z угол отсечки бу-
дет лежать в пределах 90—65°. К тому же только такой
выбор режима несущей волны генератора может обес-
печить наибольшую протяженность линейного участка
модуляционной характеристики и достаточно симметрич-
ную модуляцию смещением вплоть до глубины т=1.
Однако, учитывая вопросы наилучшего использования
транзистора по выходной (коллекторной) мощности и
одновременного обеспечения высокого к. п д. т]кмакс и
хорошей линейности базовой (эмиттерной) модуляции
смещением, угол отсечки коллекторного тока в макси-
мальном режиме модуляции должен выбираться равным
0,. макс = 100-120°,	(3-15)
а режим несущей волны — на прямой CD или EF
(рис. 3-8). Об этом подробно говорится в следующем
параграфе.
3-3. АНАЛИЗ ОСНОВНЫХ ПРИЧИН, ВЫЗЫВАЮЩИХ
НЕЛИНЕЙНОСТЬ МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ. МЕТОДЫ
КОМПЕНСАЦИИ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
Причины нелинейности модуляции смещением. Можно
указать на ряд причин или факторов, вызывающих от-
клонение формы реальных модуляционных характери-
стик коллекторного тока от теоретических, показанных
на рис. 3-8 и 3-9.
132
Прежде всего следует отметить известное несоответ-
ствие реальных статических характеристик транзисторов
принятой системе их линейной аппроксимации При этом
необходимо иметь в виду:
а)	фактическую криволинейность статических харак-
теристик коллекторного тока транзистора гк=ф(бб) при
е^ = пост. за счет наличия нелинейности в верхней и ниж-
ней частях;
б)	изменение проницаемости на протяжении статиче-
ских характеристик транзистора, т. е. изменение кру-
тизны коллекторного тока при изменении коллекторного
напряжения (или веерообразность семейств характери-
стик) .
Вполне ясно, что криволинейность нижнего участка
характеристик гк = ф(бб) при ек = пост. несколько пони-
жает крутизну модуляционных характеристик, увеличи-
вая протяженность нижнего изгиба последних.
Криволинейность верхнего участка статических ха-
рактеристик транзистора практически можно не прини-
мать во внимание, так как она имеет место при доста-
точно малых абсолютных величинах напряжений на кол-
лекторе, а поскольку при базовой модуляции смещением
используется недонапряженный режим работы, то выбо-
ром определенного значения |кмакс^^ккр< 1 в макси-
мальном режиме можно обеспечить условие
Iвк мин| — |	к макс| |бк доп ост[>	(3-16)
в котором под напряжением ек доп ост понимается такое
мгновенное коллекторное напряжение, при котором толь-
ко что намечается спад коллекторного тока. Таким обра-
зом, за счет недоиспользования транзистора по коллек-
торному напряжению или подбора нагрузки можно снять
(частично или совсем) влияние криволинейности верх-
него участка характеристик коллекторного тока на фор-
му реальных модуляционных характеристик.
Из-за малого значения проницаемости транзисторов
веерообразность статических характеристик коллектор-
ного тока выражена незначительно, и она обычно мень-
ше веерообразности ламповых (и особенно тетродных и
пентодных) характеристик анодного тока. В амплитудно-
модулированных ламповых генераторах с веерообраз-
ностью характеристик в большинстве случаев не счита-
ются [Л. 39], так как эта причина не вызывает заметного
отклонения реальных модуляционных характеристик от
133
теоретических. Очевидно потому, что для транзисторных
генераторов это допущение тем более оправдано.
Далее, кроме отмеченных причин, отклонение реаль-
ных модуляционных характеристик коллекторного тока
могут вызывать изменения коллекторного напряжения
Ек, напряжения смещения цепи базы в режиме несущей
Рис. 3-10. Варианты практических схем с базовой и
эмиттерной модуляцией смещением.
а, в, д — базовая модуляция; б, г, е — эмиттерная модуляция.
волны Ебнес, а также изменение напряжения базового
возбуждения Um6, частично происходящее в генераторе
в процессе амплитудной модуляции вообще и при пере-
ходе с волны на волну в частности.
Поскольку коллекторные напряжения транзисторов
обычно малы, а токи велики, то в транзисторный генера-
тор с амплитудной модуляцией смещением крайне не-
желательно включать заметные по величине активные
сопротивления в цепь коллектора или эмиттера, так как
их наличие может заметно снижать напряжение Ек
134
в максимальном режиме и повышать в минимальном, что
может привести к нарушению условия (3-16) и другим
нежелательным последствиям. Увеличение напряжения
возбуждения Ums, подаваемого на переход эмиттер-база,
против требуемого также может нарушить выполнение
неравенства (3-16) и вызвать заметную нелинейность мо-
дуляционных характеристик.

Рис 3-11 Практические схемы амплитудио-мо-
дулированных генераторов, использующих мо-
дулятор с дроссельной нагрузкой.
а — базовая модуляция смещением; б — эмиттерная
модуляция смещением.
Что касается напряжения смещения цепи базы в ре-
жиме несущей волны Ебнес, то оно в процессе модуляции
должно оставаться 'фиксированным, и поэтому его сле-
дует обеспечивать от отдельного (независимого) источни-
ка питания. Если все или часть напряжения смещения
в режиме несущей волны создается автоматически за
счет постоянных составляющих эмиттерного или базо-
вого токов, то обязательно повышаются (или появляют-
ся) и искажения модулированного сигнала на выходе
135
Генератора. Эти искажения будут сводиться прежде
всего к демодуляции. В некоторых режимах, помимо
частичной демодуляции, могут появиться дополнительные
и подчас весьма заметные нелинейные искажения, обус-
ловленные изменением за период модуляции постоянной
составляющей тока базы, а также нелинейностью харак-
теристик (и сменой полярности) этого тока в недонапря-
женном режиме, т. е. можно считать, что эти искажения
вызваны спецификой и особенностями поведения харак-
теристик тока базы транзистора. Очевидно, что чем боль-
ше ток /бор, тем больше величина нелинейных искаже-
ний. Известно [см. (2-151), (2-151а),], что ток /бор обычно
мал.
С учетом сказанного схемы модуляции базовым и
эмиттерным смещением, приведенные на рис. 3-10, из-за
наличия в них активных сопротивлений с точки зрения
линейности модуляции будут уступать схемам, приведен-
ным на рис. 3-1. В последних без ущерба качеству мо-
дуляции можно вместо модуляционного трансформатора
использовать дроссель низкой частоты, т. е. выполнить
выходной каскад модулятора с дроссельной нагрузкой
(рис. 3-11).
При экспериментальном исследовании 'базовой моду-
ляции смещением [Л. 15, 40] отмеченные выше теоретиче-
ские положения полностью подтверждаются. При глубо-
кой модуляции появляются заметные нелинейные иска-
жения. Поэтому на практике в ряде случаев, особенно
когда глубина модуляции иг > 0,75 ч-0,8, помимо рацио-
нального выбора режима модулированного генератора,
построения его схемы и т. п., необходимо прибегать
к специальным мерам, обеспечивающим компенсацию
указанной нелинейности.
Методы компенсации нелинейности модуляционных
характеристик. Компенсация нелинейности модуляцион-
ных характеристик 1тк] = ср(2?б) в генераторах с модуля-
цией смещением может быть обеспечена (по аналогии
с ламповыми генераторами при модуляции сеточным сме-
щением) либо при помощи противосвязи ’, либо путем
создания обратных искажений на нижнем участке
основной модуляционной характеристики при последую-
щем усилении модулированных колебаний, т. е.
1	Это весьма эффективный способ компенсации искажений.
136
в последующем каскаде УМК, работающем с 0кмакс>9О°
(см. § 4-3) и выпуклой нижней частью характеристики
/тк1 = ф(^тб). Оба отмеченные выше вида компенсации
искажений, т. е. противосвязь и обратные искажения
в каскаде УМК, требуют выбора в генераторе с моду-
ляцией смещением оптимального в энергетическом отно-
шении угла отсечки коллекторного тока в максимальном
режиме 6КМакС = 9к.опт~ (Ю0ч-120)°), так как при этом
значении угла отсечки обеспечивается линейная верхняя
часть модуляционной характеристики; это важно потому,
что влияние .нелинейности верхнего участка не может
быть эффективно устранено даже таким универсальным
методом компенсации искажений, как противосвязь.
В гл. 6 и 7 установлено, что при АКМ за счет
Ок.макс904-100° модуляционная характеристика также
имеет выпуклость в нижней части, а поэтому каскад
с АКМ может быть использован, как и каскад УМК, для
компенсации искажений, появляющихся в генераторе
с модуляцией смещением.
Видимо, этот третий метод компенсации для транзи-
сторных генераторов и передатчиков является оптималь-
ным, так как он позволяет избавиться в передатчике от
энергетически невыгодных каскадов с режимом УМК-
Кроме того, как показано в гл. 6, при осуществлении
глубокой АКМ в выходных каскадах транзисторных
передатчиков в основных схемах АКМ в качестве пред-
варительной модуляции предоконечного каскада прихо-
дится использовать базовую или эмиттерную модуляцию
смещением с глубиной, не превышающей 0,7—0,8, а по-
этому в таких случаях при АКМ в предоконечных кас-
кадах с модуляцией смещением можно обойтись без
дополнительных мер компенсации нелинейности харак-
теристик.
К выбору точки режима несущей волны. Наличие не-
линейных искажений, сопутствующих глубокой базовой
(и эмиттерной) модуляции смещением, требует рацио-
нального выбора точки режима несущей волны на моду-
ляционной характеристике /mKi—ф(^б), т. е. на кривой
K = (pi(X) (семейства на рис. 3-8), соответствующей опре-
деленному параметру Z. При этом для каждого указан-
ного выше и пригодного на практике метода компенса-
ции искажений должна быть двоя специфика выбора и
определения координат точки режима несущей волны
по рис. 3-8.
137
Выясним эти вопросы сначала для случая /п = /пк=1.
При 100%-ной глубине модуляции, т. е. при т,л=1
(индексом к подчеркивается тот факт, что этот коэффи-
циент характеризует модуляцию сигнала коллекторной
цепи) и наличии противосвязи, когда компенсация нели-
нейности нижнего участка модуляционной характеристи-
ки производится путем дополнительного увеличения
напряжения смещения цепи базы на этом участке харак-
теристики (в целях более быстрого уменьшения тока),
наиболее рационально выбрать коллекторный ток режи-
ма несущей волны вдвое меньше тока в точке макси-
мального режима (расчет этой точки модуляции счита-
ем выполненным). Таким образом,
7mi;i нес — - j = 0>5/тК1 Маьс* ^1нес-.О^Уциакс- (3’17)
Рабочая точка режима несущей волны при этом
в зависимости от величины параметра Z будет находить-
ся при 0Кмакс=12О° на прямой CD (рис. 3-8).
Все это обеспечивает симметрию в изменении кривой
тока 1тк\ за период модуляции. Однако при такой ком-
пенсации искажений напряжение смещения Ебнес не
будет равно среднему арифметическому значению напря-
жений смещения в крайних точках модуляционной ха-
рактеристики, а определится абсциссой Х11ес выбранной
рабочей точки с ординатой Р1нес = 0,51/1макс, т. е.
Еб нес ==7?б в ИтобХпес.	(3-18)
При компенсации искажений в последующем каскаде
с УМК или с АКМ (последним характерен выпуклый
начальный участок модуляционной характеристики)
результирующая модуляционная характеристика окажет-
ся линейной. Это потребует такого выбора точки режима
несущей волны, при котором смещение Еб нес будет равно
среднему арифметическому значению смещений в край-
них точках модуляции, т. е. Ебнес берется равным
г-	Еб МЯ1 < + Еб мин	-I
С б.нес =-----2------’
При 0Кмаьс=12О° это соответствует выбору тока Лпкиюс
на прямой EF (рис. 3-8). Очевидно, что глубокая (т~1)
модуляция смещением будет в данном случае компен-
сации искажений более асимметричной, чем в предыду-
щем, а ток 7mKi нес<0,5/?}Ц[1 нес, т. е. кривая тока Лпк1
138
в каскаде с модуляцией смещением станет асимметрич-
ной. Эта асимметрия, однако, не имеет значения, так как
полученные за счет ее искажения скомпенсируются
в последующем каскаде с режимом УМК или АКМ. При
рассматриваемых способах компенсации искажений рас-
чет тока /тК1пес производится по ординате У1пес модуля-
ционной характеристики, полученной для значения -Мкс,
соответствующего выбранному напряжению смещения
£бпес и равному
__ Умав< Ч~ Амин	(2 2Q)
Поскольку абсцисса Анес =—cos0KHec, то, зная 0Кнес,
легко найти Хнес. По величине Хнес из (3-20) и кривой
на рис. 3-8, соответствующей определенному значению
параметра Z, находится ордината Уцгес и ток
1тк1 нес—SKUmf)YiiKC
(3-21)
точки режима несущей волны.
Таким образом, заключаем, что точка режима несу-
щей волны каскада с модуляцией смещением будет ле-
жать па месте пересечения кривой }Т = ф(Х), соответ-
ствующей найденному параметру Z (рис. 3-8), с прямой
CD при противосвязи и прямой EF при компенсации
искажений последующим каскадом с режимом УМК
или АКМ.
Теперь обратимся к случаю, когда m=mK<l. Если
глубина модуляции смещением меньше единицы, то
ордината модуляционной характеристики У1иес = ф(-^) при
наличии в схеме противосвязи определяется по формуле
[IAki 1
__ ____________________ sKum б J макс	(3-22)
2	1нес [ JHci. 1+»г	1 + да
Зная У1нео, по характеристике на рис. 3-8, соответствую-
щей найденному параметру Z, определяются точка режи-
ма несущей волны и абсцисса ее Xne0. Зная Унес, находим
бкнсс, а по рис. 3-9 и Уонес- По Einec и Уопес можно рас-
считать все остальные данные режима этой точки.
Поскольку при т<1 (и особенно, когда т^0,6-;-'0,8)
нелинейность характеристик модуляции смещением про-
является значительно меньше, чем при /п=1, то в таких
случаях, осуществляя компенсацию искажений в после-
дующем каскаде с режимом УМК или АКМ, без сравни-
139
тельно большой погрешности координаты точки режима
несущей волны также можно определить, исходя из
(3-22).
Итак, мы рассмотрели вопросы выбора и определения
координат точки режима несущей волны (рабочей точ-
ки) каскада с модуляцией базовым или эмиттерным
смещением при с учетом условия обеспечения по-
вышенной линейности модуляционных характеристик
(при различных методах компенсации искажений).
Практически с этого и начинается (см. § 3-9) расчет
режима несущей волны транзисторного генератора
с модуляцией смещением
3-4. АППРОКСИМАЦИЯ СТАТИЧЕСКИХ
МОДУЛЯЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК БАЗОВОЙ
(ЭМИТТЕРНОЙ) МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ
Теоретические исследования формы модуляционных
характеристик коллекторного тока при модуляции сме-
показывают, что на основ-
щением, приведенные выше,
Рис 3 12 Линейно аппроксимиро
ванные модуляционные характери-
стики в абсолютной системе ко-
ординат
ном рабочем участке мо-
дуляционные характери-
стики практически прямо-
линейны. Это подтвер-
ждается и данными рас-
четов и экспериментов
[Л. 18, 40]. В связи с этим
в ряде практических слу-
чаев, особенно когда тре-
буется приближенный
анализ или упрощенный
расчет, модуляционные
характеристики можно
аппроксимировать в виде
прямых линий.
Линейно аппроксими-
рованные модуляционные характеристики /тк1, /к0 =
= ф(£б) при базовой (или эмиттерной) модуляции сме-
щением показаны оплошными линиями на рис. 3-12. На
рис. 3-13 те же характеристики приведены в относитель-
ной системе координат. Из рис 3-12 и 3-13 видно, что эти
характеристики представляют собой линии, соединяю-
щие точки максимального и минимального режимов
140
Точ^а максимального режима при заданном угле
отсечки бкмаьс определяется либо аналитически- расче-
том в этом режиме, либо графически по кривым рис. 3-8
и 3-9, а точка минимального режима — условием (3-9)
в абсолютной системе координат, т е.
Е-б мин ~ •^бв+^тб ПрИ Апк! мин — 4о мин — О
или условием (3-8) в относительной системе коорди-
нат, т. е.
__Eg в Еб мин __
Етб
при
У   Лп! I   А'О   У   Q
1 S, (/,, б SJJтб 0
При такой аппроксимации уравнения модуляционных
характеристик будут, очевидно, иметь вид:
в абсолютной системе координат
/ко— *SM0(Z?(5	/?б.мин), Ani:i— 3М1 (f б Еб мин)!
в относительной системе координат
Г0 = 5М0(Х + 1), yi = SM1(V+ 1),	(3-24)
где Зч0 и SM1 — крутизны модуляционных характеристик
соответствующих составляющих коллекторного тока,
являющиеся постоянными величинами, а именно:
ио макс
Smo = ,р '"v"7---------г = пост.;
1 £б макс — £б мин |
(3-25)
SM1 = — м;с-----------г = пост.
| £б макс — £б мин |
Из уравнений для модуляционных характеристик
определить следующие коэффициенты:
С	5м1/?а /р р .
к “ 1	|	| Ек | — | Е,< |	£б мин),
(3-26)
можно
(3-27)
1к=--^^~^ = 1г.^ = пост.-, (3-28)
/ко Омо
1	*$2 R
Ч» —	= 2SM0 I Ек I	Ми1’)'	(3-29)
141
Модуляционные характеристики этих коэффициентов
нанесены на рис. 3-12 и 3-13 1акже сплошными линиями.
Как видно из этих уравнений и рисунков, коэффициенты
и г|к меняются линейно с напряжением смещения,
начиная от нуля в минимальном режиме. Коэффициент
yR получился независимым от напряжения смещения
цепи базы, что явилось следствием принятой линейной
аппроксимации характеристик токов Дю и
Рис. 3-13. Линейно аппроксимппо
ванные модуляционные характери-
стик в относительной системе ко-
ординат.
Риз J Н Кривые изменения
мощностей транзисторного ге-
нератора при базовой (эмиттер-
ной) модуляции смещением.
В действительности же при увеличении (в область
запирания эмиттерного р-п-псрехода) смещения на базе
транзистора угол отсечки уменьшается, а коэффициент
ук увеличивается. Поэтому если «привязать» характери-
стику ук в точке максимального режима, то реальная
характеристика ук=<р(Еб) (см. пунктирная линия на
рис. 3-12) пойдет выше аппроксимированной ук=пост.
(сплошная линия на том же рисунке). Последнее внесет
соответствующую поправку и в к. п. д., величину которого
во всех точках, кроме точки максимального режима
(в частности, в режиме несущей волны), следует ожи-
дать выше по сравнению с найденной по аппроксимиро-
ванной характеристике. Этот вопрос нами несколько
подробнее рассматривается в § 3-6, посвященном энер-
гетическим соотношениям в транзисторном генераторе
с модуляцией смещением.
Уравнения модуляционных характеристик для мощно-
стей: подводимой к коллектору, колебательной и рас-
сеивания на коллекторе будут иметь следующий вид:
Дю = ДюДк, =Змо|Ек| Дб—ЕбМИП|,	(3-30)
142
Y = т	= т s» А	~ £б-ы™)2; (3’31)
Р pH = РКО Р~ — 5мо I Рк [ (Р б	Рб. Мии)
—уС^^б-^б^ии)2,	(3-32)
а графическая иллюстрация этих модуляционных харак-
теристик представлена на рис. 3-14.
Подводимая в коллекторную цепь генератора мощ-
ность Рм меняется практически линейно с напряжением
базового смещения, а мощности колебательная Р~ и
рассеивания па коллекторе Ррр меняются квадратично.
Наибольшее рассеивание на коллекторе создается не
в точке максимального режима, а левее. Практически
такой точкой будет являться точка режима несущей
волны (см. ниже).
3-5. АНАЛИТИЧЕСКИЙ МЕТОД РАСЧЕТА
МОДУЛЯЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ГЕНЕРАТОРА
С БАЗОВОЙ И ЭМИТТЕРНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
СМЕЩЕНИЕМ
Рассмотренные в § 3-3 и 3-4 модуляционные характе-
ристики и семейства кривых рис. 3-8 и 3-9 позволяют
произвести (графо-аналитическим методом) полный (т. е.
по всем показателям) расчет реальных модуляционных
характеристик транзисторного генератора с модуляцией
смещением. Кривые на рис. 3-8 и 3-9 можно широко
использовать при расчете генераторов, если <рдр=С10.
При <рдр> 10-ч-15° следует учесть, что 9к=И=9э, а поэтому
для расчета модуляционных характеристик нужна связь
тока /ток! с углами отсечки 0к и 0Э, т. е. необходимо рас-
полагать другими расчетными формулами.
Для первого ознакомления и оценки линейности мо-
дуляции важно иметь модуляционные характеристики
вида /ть!, /ко = ф'(£'б). Покажем, как можно рассчитать
для генератора высоких частот (т. е. при фдр=И=0 вообще
и в частности при срдр> 10-ь 15°) упомянутые зависимости,
не прибегая к кривым па рис. 3-8, 3-9.
Из формулы (1-32) ( с учетом ц = 5кКг=	получим
выражение
/тК1 =-------------------—> (3‘33)
1 1"
КЯ)Д1-соз 9,.) +	"ST +
143
связывающее ток Z„(Ki с величиной cos 0К При модуляции
смещением 0К изменяется и обеспечивает изменение тока
Таким образом, формула (3-33) является одним из
видов аналитического выражения для модуляционной
характеристики 1тк1=ф(Еб) [Л. 18, 40], а использование
ее позволяет наметить следующий порядок расчета и
построения модуляционных характеристик /mKi, /ко =
= у(Еб) в случае, когда 0ц=И=0э и фдр> 10ч-15°:
1.	Формула
агз = —z,	(3-34)
<Чб (1 — COS 0э)	af v '
полученная из (3-33), позволяет по известным (и посто-
янным в процессе модуляции) величинам Птб, и пара-
метрам транзистора а/, SK и D определить приведенный
коэффициент а(Э для любого наперед принятого (задан-
ного) значения тока 1тк\-
2.	Зная агэ, по таблицам (см. приложение) находят
угол отсечки 0Э, соответствующий току /шм, а также
величину cos 0Э.
3.	Определяют угол отсечки коллекторного тока по
формуле [см. (2-139)]
0к = 0э + О,5срдР,	(3-35)
а по углу 0к с помощью таблиц находятся коэффициенты
разложения сток и ащ или отношение этих коэффициен-
I аок
тов, равное величине —==-—.
’ ‘	“1к
4.	Подставляя значения Лпю и величину cos 0Э в урав-
нение [см. (2-152а)]
ZTd =£'б.в’+ (Ртб'—,DImvlRa) cosOa, (3-36)
определяют напряжение смещения Е5, которое будет
соответствовать ранее принятому значению тока Irma-
В (3-36) знак перед скобкой соответствует транзистору
р-п-р-типа.
* Если <РдР«О, то 0к«0э, а/ = ао~1, поэюму из (3-34) будем
иметь выражение
к = „ п ‘.„.Д, =	- SkDRb ,	(3-34а)
а1К V   tOb Uk)	1 7ПК1
которое получается также из (3-33). Таким образом, справедливость
(3-34) стала вполне очевидной.
144
5.	Определяется постоянная составляющая коллек-
торного тока (для заданного тока /тК1) по формуле
=	= nJ-	(3-37)
а1К	|К
6.	При /тк1 = 0, т. е. в точке минимального режима,
для расчета напряжения смещения следует использовать
выражение (3-9), а не (3-36).
Таким образом, задавая различные значения для
тока /тм и рассчитывая соответствующие этим значени-
ям напряжения смещения £'б и тока коллектора /ко, по-
лучаем необходимое число точек модуляционных харак-
теристик /mKi, /к0 = ф(£’б)- Результаты этих расчетов
позволят составить таблицу с графами для /тм, а1Э,
0Э, cos 0Э, 0К,	/к0, Еб и построить интересующие
нас зависимости
Дпк1,	= <р(£'б)-
Расчет статических модуляционных характеристик
по предложенной здесь методике можно выполнить сра-
зу же после расчета максимального режима и достаточ-
но дополнительно определить данные режима в точках,
где
Лпк1 0>75ZmK] макс, ImKi=;^mKi	макс [СМ. (3-117)],
ЛнК1 = 0,257тК1 макс! /ти = 0,1/тк1 макс; 7тК1 = 0.
Несмотря на это, в целях сохранения единых реко-
мендаций расчет и построение модуляционных характе-
ристик целесообразно проводить после расчета режима
несущей волны.
Очевидно, что формулами (3-34) — (3-37) можно вос-
пользоваться и при расчете характеристик, когда срдр~О.
При этом в них а(Э=а1К; 0Э = 0К и т. д.
3-6. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ
В ТРАНЗИСТОРНОМ ГЕНЕРАТОРЕ ПРИ БАЗОВОЙ
И ЭМИТТЕРНОЙ МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ
Рассмотрим энергетические соотношения в генераторе
при непрерывной базовой или эмиттерной модуляции
смещением, осуществляемой синусоидальным напряже-
нием с круговой частотой Q.
Без учета (вернее при отсутствии) напряжения воз-
буждения высокой частоты напряжение на базе модули-
10—1406	145
руемого генератора будет равно £'б = £'б.иес— Еба cos Ш *,
при этом амплитуда моделирующего напряжения
£«2 = 1^
б.маис
!+£
б. нес-
(3-38)
Считая модуляционные характеристики линейными,
можно записать следующий закон изменения составляю-
щих коллекторного тока и амплитуды переменного на-
пряжения на коллекторной нагрузке:
— Ляшпес-!’ ^тк IВ	Й/-—Лпк1 пес	COS Q/), (3-39)
I № = I ко нес + ^ой COS = Л™ нес (1 + П COS Q/);	(3-40)
U тк. Annika - О^щн.нес (1 —р COS О/),	(3-41)
где
Аля “ т^1'0 пес = SMaE6il',	(3-42)
Анк1я ~ т1ты пес = SK1E№i.	(3-43)
При длительной модуляции с постоянной ее глубиной
уровни мощностей в транзисторном модулируемом кас-
каде будут равны среднеинтегральным значениям за
период модулирующей частоты, характеризующим так
называемый «средний» режим модуляции (телефонный
режим). Рассмотрим эти значения мощностей.
Из общей теории амплитудной модуляции (см. § 4-9)
известно, что среднее значение колебательной мощности
коллекторной цепи в режиме амплитудной модуляции,
независимо от метода и схемы модуляции, определяется
выражением
Р -=Р	(1 +	(3-44)
-~ср '->нес \	1	2 У	v '
Среднее значение подводимой к коллектору мощности равно:
2 тс
Рко ср	J I Ец | W (^) ~~~ I | /ко нес " Рко нес “ ПОСТИ.,
О
(3-45)
т. е. оно сохраняется таким же, как и в режиме несущей
волны.
* Как и раньше, здесь не учтено слагаемое /боргб, так как со-
ставляющая /вор имеет (см. § 2-8) весьма малое значение,
Ий
ИзвестнЬ, что основную часть мощности рассеиваний,
выделяемой в корпусе транзистора, составляет мощность
рассеивания на коллекторе. Среднее значение этой
мощности
Р коср Р^.ер ~~ Ррк.нес 2~Р^тс. (3-46)
Из (3-46) видно, что чем больше глубина модуляции,
тем меньше мощность рассеивания Ррк.ср, и наоборот.
При m = Q, т. е. режиме несущей волны Ррг; максимальна
и равна:
Р рк.ср = Р рк. макс, макс = Р рк.нес'	(3'47)
Если в транзисторном генераторе с модуляцией сме-
щением по мощности рассеивания наиболее тяжелым
является режим несущей волны, то по напряжению на
коллекторе наиболее тяжелым будет максимальный ре-
жим. Действительно, в точке максимального режима
мгновенное коллекторное напряжение определяется
выражением
^к.макс — ^к.макс.макс — | Рк |	^Лик.макс — |£к!(1 +
(3-48)
Принимая (с запасом) Вк.макс = 1 и учитывая, что при
модуляции смещением коллекторное напряжение (остаю-
щееся постоянным) может быть принято [см. (2-120)]
получим:
К.НОМ I -- |Дк.ДОП !>
^к.Макс — 2 | Дк.пом | —' 2 | Дц.доп It
(3-49)
(3-50)
что, вообще говоря, характеризует нормальный номи-
нальный режим транзистора, при котором, как показы-
вает опыт [Л. 1, 6, 18, 19, 29], транзисторы в генератор-
ном режиме могут работать достаточно устойчиво и без
пробоев коллекторного перехода. Кроме того, заметим,
что поскольку [см. (3-27)] при базовой и эмиттерной
модуляции смещением коэффициент в процессе моду-
ляции изменяется линейно с изменением модулирующего
фактора, имея максимум в максимальном режиме, то
при т=1 в режиме несущей волны
^и.манс___^и.макс
;к.нес —
(3-51)
10*
147
а эФо, естественно, уменьшает амплитуду переменного
напряжения t/тк.нес на коллекторе транзистора относи-
тельно величины Umv макс и обеспечивает достаточно
легкий режим работы транзистора по коллекторному
напряжению в режиме несущей волны.
Более того, из (3-41) имеем ^тк.макс= ^ткнесХ (1+
+т). Если принять m = mcp = 0,2—0,3 [Л. 3, 39], то в ре-
жиме модуляции
Um.it ср = 1^тк.нес ( 1 4“ ^ср) = (1,2 1,3) ^тк.нес- (3-52)
Из (3-48) с учетом (3-52) и (3-50) для режима моду-
ляции
^к.макс ср = (+] £Лпк.ср|) <2|£к доп|•	(3-53)
Значит, при модуляции смещением величину питаю-
щего напряжения на коллекторе вполне возможно при-
нимать по (3-49).
Однако с целью предосторожности и для облегчения
условий работы транзисторов при модуляции смещением
даже в случае полного (или почти полного) использова-
ния их по номинальной мощности Р~Ном (2-112), можно
отдать предпочтение выбору Ек по формуле [см. (2-123)J
£„=^£11,	(3-54)
где Ks— коэффициент запаса из пределов 1,1-н 1,25.
(3-54а)
Можно также руководствоваться (2-121) и (2-122).
Чаще всего при выборе Ек используется (2-122).
Известно [Л. 1, 18, 19], что к. п. д. по коллекторной
цепи в максимальном режиме
',Г.чз1:с=:~у ^к.макс ==~2~ ^к.маКсТк макс, (3-55)
а поэтому учитывая, что при модуляции смещением
с 0к.макс = 110-4-420° угол отсечки существенно изменяет-
ся (см. § 3-1) ив режиме несущей волны бывает равным
Ок.нес~60-=-80°, при определении величины т]к.нес вместо
широко известной формулы
<к.нее=^	(3-56)
148
следует воспользоваться	формулой вида
„	___Дв.маы	Тъ.нес   г д	\	>	/О cfx
^к.нес—' । ।	  к.песЛ	„>	7] к.нес-	(O-OI)
1 -j- т Ть.макс
Зная т]к.нес, получим к. п. д. в среднем режиме модуля-
ции
Чк.ер^^^каЦ’ + т-)-	(3’58)
При т=\ Цк.ср в 1,5 раза выше т]к.Нес- Однако с учетом
того, что средняя статистическая глубина модуляции
в радиотелефонии редко бывает выше тср=0,2-г-0,3
[Л. 3, 39], получим:
( тг? \
Т)к.ср = Т]к.нес ( 1 Н-0 ’02 -р 1,05) 7]к.нес- (3-59)
Отсюда видно, что величина цк ср полностью опреде-
ляется значением т]к.нес-
Тот факт, что при базовой и эмиттерной модуляции
смещением в процессе модуляции за период угол отсеч-
ки по коллекторному току изменяется и 0к.макс>9к лес,
в (3-57) отношение уКнес/ук.макс=^>1 и ведет к увели-
чению т]к-нес против его обычной величины (3-56), харак-
терной для случая ук = пост. и ®к = пост. Это повышает
средний к. п. д. (3-58), (3-59) и промышленный к. п. д.
радиоустройства, а также облегчает тепловой режим
работы транзисторов мощного модулируемого каскада
и устройства в целом.
Если согласно (3-15) принять 0к.макс=12О° (при этом
Укмакс= 1,32), а в режиме несущей волны 0Кнес = 7О°
(когда укнес = 1,73), то в (3-57) отношение
’iZ|= 1,3 раза.	(3-60)
Полагая 7]К.макс = 0,75 и т=\, из (3-57) с учетом
(3-60), получим:
71к.нес = ^	=	1,3 = 0,5,	(3-61)
1 -j- т. дь.макс
что можно подтвердить и экспериментальным путем.
В реальных схемах обычно имеем:
Г)к.нес ~ 0,4 4-0,45.	(3-62)
Заниженное значение величины Цк.нсс является одним из
недостатков модуляции как базовым, так и эмиттерным
смещением.
149
Если при модуляции угол отсечки изменяется мало,
то величина А из (3-60) мало отличается от единицы, а
f	^к.макС	/о £0_\
7]к.нес — к.нес— j । т •	(o-OZa)
Однако это характерно не модуляции смещением, а мо-
дуляции возбуждением т. е. генераторам с режимом
усиления модулированных колебаний (УМК) рассматри-
ваемым в гл. 4.
3-7. ВЫБОР ТРАНЗИСТОРОВ ПРИ БАЗОВОЙ
И ЭМИТТЕРНОЙ МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ
Как при базовой, так и при эмиттерной модуляции
выбор транзисторов по колебательной мощности следует
производить из условия, чтобы в максимальном режиме,
который принимается критическим или слегка недона-
пряженным, генератор, работающий с номинальным кол-
лекторным напряжением, определяемым (3-49) или
(3-54), смог отдать соответствующую колебательную
мощность. При этом она должна быть не ниже мощности
максимального режима А-макс, т. е. мощности, опреде
ляемой выражением (1-49). Кроме того, транзистор
должен удовлетворять требованиям по рабочей частоте,
а также и допустимой мощности рассеивания.
Чтобы произвести выбор типа транзистора (или типа
и количества транзисторов при «2г2) для генератора
с базовой или эмиттерной модуляцией смещением, необ-
ходимо по мощности /-’„зад, заданной ТУ, определить
колебательную мощность несущего режима по формулам
Р -
р ____ ~зад
‘пес— „ „
Дп.кЛа.к
— для сложной схемы выхода (величинами к. п. д. про-
межуточного контура т]пк и к. п. д. антенного контура
Т|ак, если они не заданы в ТУ, можно задаться из преде-
лов 0,7—0,9);
р	р
р	___ —зад .	р __ —6fMaKc
‘	----П ’	—нес—	„
с	аал к	Лк.тт.т;
(3-63)
(3-64)
* Если по ТУ задана мощность Р тел = Р ср, то для опреде-
ления /3„зад необходимо воспользоваться формулой
Р 'Р~'гел2--	(З-бЗа)
— зад	т2	\	!
1
150
— первая из этих формул соответствует простой схеме
выхода, а вторая — тому случаю, когда модулируемый
генератор является промежуточным каскадом передат-
чика. В последнем случае к. п. д. контура промежуточ-
ного каскада г]к.п.к ориентировочно можно принять рав-
ным 0,2—0,5, а Р /макс определяется по (2-91) или
(2-149).
По Р~час и заданной ТУ глубине модуляции коллек-
торной цепи т = тк необходимо определить колебатель-
ную мощность j°~ Треб, требуемую от транзисторов моду-
лируемого генератора.
При использовании в модулируемом генераторе одно-
го транзистора (п=1) требуемая колебательная мощ-
ность с учетом специфики модуляционных характеристик
анализируемых методов амплитудной модуляции смеще-
нием может быть определена с помощью выражения
Л.треВ = *п.зКф^макс = /<п	(1 +<, (3-65)
где
/Сп.з== 1,05-н 1,15	(3-66)
— коэффициент производственного запаса;
L 1 ^1,4.	(3-67)
У 1 niKiHec J к 1 “Г
Коэффициент /Сф условимся в дальнейшем называть
коэффициентом формы модуляционной характеристики
7тк1 = ф(£'б). Введение его в (3-65) обеспечивает запас
по мощности, который необходим в силу изменения вели-
чины мощности генератора в точке максимального ре-
жима от обычного ее значения Р~ыакс=Р~нес(1-|-т)2,
определяемого (1-49), за счет нелинейности модуляци-
онной характеристики 1тл = ф(£'б) базовой или эмит-
терной модуляции смещением.
Величина коэффициента Кф в каждом конкретном
случае определяется выбором местоположения точки
режима несущей волны, например, по рис. 3-8 (см.
§ 3-3) и практически почти не зависит от параметра Z
(3-14). Так, при выборе режима по рис. 3-8 на прямой
АВ или CD (0к.макс= 120° и наличии противосвязи)
вследствие симметричных искажений в первом случае
и спрямления модуляционной характеристики во втором
первая гармоника тока коллектора в режиме несущей
151
волны определяется выражением (3-17). Это позволяет
принять
/Сф=1.	(3-68)
При выборе несущего режима на прямой EF (0кмакс =
= 120° и компенсация нелинейности с помощью после-
дующего каскада УМК)
Кф= 1,3-61,4.	(3-69)
Если в выходном каскаде передатчика используется
АКМ (см. гл. 6 и [Л. 18]), то в таких случаях при рас-
чете мощности, требуемой от транзистора предокоиеч-
ного каскада с базовой или эмиттерной модуляцией, по
(3 65) можно принимать
К,ь= 1,1 = 1,2.	(3-70)
Если в каскаде с базовой или эмиттерной модуляцией
смещением предполагается использовать несколько тран-
зисторов, работающих на общую нагрузку по параллель-
ной, каскадной, двухтактной или двухтактно-параллель-
ной схемам, то для определения колебательной мощ-
ности, требуемой от одного транзистора, можно
воспользоваться следующей приближенной формулой:
Р'	Р’
п	—треб	тг ~макс _
Г~тре5~ п К п.зЛф ~
= [ 1 +’(0,1 0,3) 4] Ki>P’^±mL, (3-71)
где п—количество транзисторов;
Кф — коэффициент формы [см. (3 67) — (3-70)],
^_треб = л/+треб - мжс (3-72)
—	мощность, требуемая от п транзисторов схемы;
Ермаке " Р'~ нее (1 + W) 2	(3-73)
—	мощность максимального режима, обеспечиваемая п
транзисторами;
Р'~ нес — заданная по ТУ (или рассчитанная, исходя
из данных ТУ) мощность несущего режима п транзи-
сторов;
К'а 3= [1 +(0,1 -.0,3)4]	(3-74)
152
— коэффициент производственного запаса по выходной
мощности каскада (см. рис. 3-15) д 1я случая, коща
п^2.
Из (3-71) и (3-74) видно, что К'аз характеризует
(приближенно) величину принимаемого в расчет запаса
по колебательной мощности из-за неизбежного снижения
Зависимость
рассчитанная
(3 74)
Рис 3-15
К'пз = <р(«),
по формуле
полезной мощности каждого транзистора за счет раз-
броса их параметров и неиден-
тичности режима работы в схе-
ме.
При этом минимальное сни-
жение мощности одного тран-
зистора согласно (3-74) и рис.
3-15 принято 5%, а максималь-
ное 15% (см. величину /Спз
при п = 2). Большие значения
упомянутого снижения (и со-
ответственно большие величи-
ны K's з) будут иметь место: при
значительных разбросах пара-
метров применяемых транзи-
сторов от образца к образцу;
в случае, когда п>4; при на-
личии в схеме модулируемого
генератора параллельного сое-
динения транзисторов и в слу-
чае использования в плечах
двухтактных каскадов транзи-
сторов разного типа проводимости (р-п-р в одном плече
и п-р-п — в другом), так как последние практически
бывают не идентичными.
В обычных двухтактных каскадах, т. е. двухтактных
генераторах без дополнительной симметрии, снижение
мощности на один транзистор приближенно можно при-
нять 5% при /г = 2 и 10%—при п = 4. Исходя из этого,
и следует принимать величину /С'пз. Зона для выбора
К'пз показана па рис. 3-15.
Из (3-71) замечаем, что чем больше п, тем больше
К'пз и как следствие больше /’„треб и номинальная
мощность транзисторов, установленная в модулируемом
каскаде. Это в свою очередь облегчает тепловой режим
работы каждого транзистора и иногда (см. ниже) по-
зволяет обойтись без теплоотводящих радиаторов или
значительно уменьшить их площадь поверхности.
153
Очевидно, что формула (3-71) будет справедливой
и при п=1, так как в этом случае, учитывая, что по
(3-74) /Спз= 7СПз= 1,05-01,15 [см. (3-66)], она практиче-
ски не отличается от (3-65).
Выбор подходящего типа транзистора по колебатель-
ной мощности производится путем сравнения мощности
найденной по (3-65) или (3-71), с номинальной
МОЩНОСТЬЮ Р~НОМ, которая обычно приводится в спра-
вочных данных на транзисторы (см. ниже). Очевидно,
что при выборе необходимо выполнить неравенства вида
(см. § 2-7)
fa^(4^10)fD;	(3-75)
Р _ < Р	(3-76)
где /в = /р=/—высшая (рабочая) частота заданного по
ТУ диапазона частот.
Очень часто в паспортных данных на транзисторы,
помещенных в каталогах и справочниках, не указывает-
ся величина номинальной мощности. В этом случае при-
ближенную оценку мощности Р~ Пом рассматриваемого
транзистора, работающего в генераторе-усилителе, мож-
но произвести по формуле (2-112).
По этой формуле определяется колебательная номи-
нальная мощность транзистора и в том случае, если
напряжение на коллекторе выбирается не номинальным,
а заниженным, т. е. при
| Рк | < | Рк ном| — |7^к доф •
Если в генераторе с модуляцией смещением намеча-
ется использовать несколько транзисторов определенно-
го типа (случай, когда тип транзисторов известен), то
их количество п можно определить по формуле
п =
Р"
~треб
Р\,Р"-нес (* + тУ
(3-77)
где
=	(3-78)
— мощность, требуемая от всех транзисторов
без учета запаса на неидентичность их ре-
жима работы;
Р~ ном — номинальная мощность используемого тран-
зистора, взятая из справочника или рассчи-
танная по (2-112);
154
Р"~квс — заданная .по ТУ (или рассчитанная, исходя
из данных ТУ) мощность несущего режима
п транзисторов [см. (3-63), (3-64)];
Ксн=0,85н-Ю,95	(3-79)
— коэффициент, учитывающий снижение поминальной
мощности каждого транзистора в схеме с п транзисто-
рами.
Значение п, найденное по (3-77), округляется до це-
лого большего числа, а в случае использования двухтакт-
ной схемы — до целого большего четного числа. После
этого находим требуемую от одного транзистора мощность
Р
~треб
--треб
п
(3-80)
Необходимость подбора и проверки транзисторов для
генератора с базовой и эмиттерной модуляцией смеще-
нием по мощности рассеивания обусловлена тем, что
транзисторы весьма чувствительны к превышению допу-
стимой мощности рассеивания (указываемой в справоч-
никах для случая работы транзистора с радиатором и
без него).
Как отмечалось выше, к. п. д. генератора по коллек-
торной цепи в процессе модуляции за период изменяется
и в режиме несущей волны будет наименьшим, а мощ-
ность рассеивания на коллекторе Ррк (и в корпусе тран-
зистора)— наибольшей [см. (3-47)].
Рассмотрим затронутые вопросы более подробно.
Мощность рассеивания на коллекторе транзистора в ре-
жиме несущей волны будет равна:
^2Ж.нес = Рконес —Р„нес = —^^-^„нес-	(3-81)
Если в (3-76) принять знак равенства и учесть при этом
выражение (3-65), то (3-81) можно записать в следую-
щем виде:
р ________ р ________1 не<_________
^к.нес — ^„ном	(1 + ту
(3-82)
Данная формула соответствует случаю, когда в генера-
торе используется один транзистор. Очевидно, что в слу-
чае, когда п^2, по аналогии с (3-82) будем иметь:
Р'щ{.нес= /г^к.нвс = /’Lhom <НеЛ'п.вКф (1 + т?’ (3‘83>
155
где Р'рь пес = пРрь пес — полная мощность рассеивания
на коллекторах п транзисторов;
Л~ном, ^>'~ном = «-Р_ном—номинальная полезная мощ-
ность одного и п транзисторов
соответственно;
1']ь.нес = 0,4—0,45 — к. п. д. генератора в режиме не-
сущей волны [см. (3-62)].
Итак, выражения (3-82) и (3-83) позволяют оценить
величину максимально возможной мошности рассеивания
на коллекторах транзисторов модулируемого генератора.
Для окончательного определения требуемой величины
мощности рассеивания в (3-82), (3-83) необходимо вве-
сти некоторый (например, 10—20%)* запас на неизбеж-
ные тепловые потери, выделяемые на входном (эмит-
терном) р-/г-переходе, т. е. в базе транзистора. Тогда
а) при использовании одного транзистора
р „_____ ^рк.нес __р	1—Т]к.нее	. /о о41
^утреб— Кз	— ^ном Чи.несКп.3КфКз(1+7И)г ’
б)	при использовании в каскаде двух и более транзи-
сторов
рг , — „р , — Р'ру-вее —
* ртреб—пгдтрсб—	—
(3-85>
где —коэффициент запаса по мощности рассеивания,
значение которого, согласно указанному выше, должно
быть принято:
/С3=0,8-10,9.	(3-85а)
Выбор транзистора (ров) по мощности рассеивания сле-
дует считать возможным, если допустимая мощность
рассеивания транзистора Ррдоп или п транзисторов
доп=«Дрдоп превосходит соответственно требуемые
мощности рассеивания, т. е. необходимо, чтобы
> Дртреб = Р„к0№ нес/сп.3кХеС(1 + /и)2 ’ (3’86)
Р' ______ пр	Р' , ---- Р __________1 — ’Мес______
РДОП — П^рдоп -- Г ртреб — ^вом Чн_не1К'п.3Кф/Сз (1 + и2) 
(3-87)
* При модуляции смещением можно брать минимальный запас,
если fa >(10т-20)[в. Если fa =fB, то потери на базе могут резко
возрасти.
156
Если неравенства (3-86), (3-87) не выполняются, то
выбранные транзисторы при базовой и эмиттерной моду-
ляции смещением можно использовать не на ранее при-
нятую ^(рассчитанную) колебательную мощность, а лишь
на величину не превышающую:
а) при одном транзисторе в каскаде
р ______ р	КзРрдОп  р Кп (1 Ц- т)2 ^и.нег ,
'ДОП~ -НОМ Ррннес	1— 7]к.нес
(3-88)
б) при двух и более транзисторах
Р' _______ пр	Р' ^з^'рдоп ____
-доп	-доп -ном р^Де(,
___ pf К'п.зУфУз (1 “Ь ^)" .нес	/Q QQ\
—1 Рдоп	1	‘	{o-ov)
1 I 'р .Нес
В формулах (3-86) — (3-89) величина Рряоа есть допусти-
мая мощность рассеивания корпуса транзистора при
нормальной температуре среды. Однако для выполнения
условий (3-86), (3-87) можно применить теплоотводя-
щие радиаторы [см. гл. 2 и формулы (2-164) — (2-166)].
Следует также иметь в виду, что если максимальная
рабочая температура среды Тс много больше нормаль-
ной температуры 7’н=20±5°С, то в (3-86) — (3-89) необ-
ходимо подставлять Рр доп при заданной по ТУ темпера-
туре среды Тс.
На основании изложенных выше рассуждений можно
заключить, что условия выбора транзисторов по частоте
и колебательной номинальной мощности (3-71), (3-75),
(3-80) необходимо дополнить условиями выбора по рас-
сеиваемой мощности (3-86), (3-87).
'При этом в ряде случаев требуемая мощность рассеи-
вания транзистора может существенно повлиять на вы-
бор типа и количества транзисторов для генераторов
с рассматриваемыми здесь методами модуляции смеще-
нием.
Так, если принять К3=0,85, а Лк нес = 0,45, то при
пг—\ из (3-86) — (3-89) получим выражения вида
Р'рдоп =='Р'у.треб ~ IPJP ^-ном>	(3-90)
р> _____пр -s?P'	R — пР	к Ж  Р’
Г рдоп —	У ртреб—дтрсб/У'пз/Сф -ном’
(3-91)
^-ДОП ~	J )Доп!	(3-92)
^'-доп “ ^-доц ^^б/Сп.зЛф-Р'рдоп- (3-93)
157
В приведенных выше формулах коэффициенты Кп 3> Кф,
К'а з определяются по (3-66), (3-67), (3-74) соответственно.
Если в (3-90) и (3-92) принять	(1,05-4- 1,15)Х
X (1 -4- 1,4) = 1,05 -4- 1,6, то
Р1>роа >(0,22-4- 0,33) Р^ох	(3-94)
Р~поп—(3 : 14,5) Рр доп.
(3-95)
Формулу (3-95) можно использовать для оценки макси-
мально возможной мощности транзистора в генераторе
с базовой и эмиттерной модуляцией смещением, что тре-
буется (см. § 2-7) при расчете максимального режима
работы генератора.
Если в (3-94) доп — есть мощность рассеивания
корпуса транзистора без радиатора, то с точки зрения
Р~дои = Р„»ом формула (3-94) не противоречит (2-112).
Для выбранного типа транзистора из справочника и
каталога выписываются данные режима (см. § 2-8),
а также заимствуются статические характеристики.
3-8. ОПРЕДЕЛЕНИЕ МОЩНОСТИ ВОЗБУДИТЕЛЯ
И МОДУЛЯТОРА ПРИ БАЗОВОЙ И ЭМИТТЕРНОЙ
МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ
Случай базовой модуляции. Сначала определим мощ-
ность модуля гора Постоянная составляющая базового
Рис 3-16 К расчету тока, нагру-
жающего модулятор при базовой
и эмиттерной модуляции смеще-
нием
тока I go транзистора мо-
дулируемого каскада из-
меняется в такт с часто-
той модулируемого сиг-
нала, т. е. при базовой
модуляции смещением
ток /'б0 (или средний ток
Гбо ср) не остается по-
стоянным, а имеет вид
отдельных импульсов
с амплитудой /'бомакс и
9бй (рис 3-16) *. Импульсы
углом нижней отсечки
этого тока можно разло-
бй
жить в ряд Фурье по частоте модуляции
£бо== ^'боср = 7б0 й -ф- 76IS cos Clt -ф- /б2й cos 2(h -Д •• + •• • •
Па рис 3-16 отрицательная часть импульса тока базы не
учтена На высокой «асготе она будет (см рис 2-13,6) значительно
'ПРОЯВЛЯТЬСЯ И ВЛИЯТЬ На ВеЛИЧИНу ТОКа /бОмакс
158
Максимальная мощность, потребляемая от модулятора,
при базовой модуляции смещением равна.
Р о. = 0,5Д,оЛо	(3-96)
Величина Д.а была найдена выше [см. (3-38)], а для
определения тока, нагружающего модулятор, т. е. тока/бй;
необходимо найти угол отсечки 0 импульса постоянной
составляющей базового тока (рис. 3-16). Это связано с тем,
что [Л.18]
k=x
= ^61 я 4"	“ а1ба^'бзмакс +	/бкй =
k=-2
= ^бомгкс(1 аобй)’	(3-97)
т. е. модулятор нагружается как первой гармоникой,
так и всеми высшими составляющими импульса «посто-
янного» тока базы. Через Д/ба нами обозначена сумма
всех высших гармоник тока 1'с>0.
В (3-97) высота импульса /До макс является реальной
постоянной составляющей тока базы максимального или
пикового режима работы модулируемого каскада и опре-
деляется при расчете базовой цепи в максимальном
режиме.
Ток 7'бомакс рассчитывается по формуле (2-151). Угол
0бв находится из условия, [что базовый ток прекращается
(следовательно, и /До=О) в тот момент '[Л. 18], когда
мгновенное или результирующее напряжение на базе
<?б [см (3-1)] будет равно значению £б0 (/До— напряже-
ние отсечки тока базы). Для большинства транзисторов,
как отмечалось в гл. 1 (см. § 1-2),
£б0=(1,25-Д2)£бв.	(3-97а)
Там же мы отмечали, что ряд авторов принимают:
£'бо=£’бв-	(3-976)
С учетом сказанного и выражения для [см. (3-1)]
имеем:
— Дб.нес	Дбд COS 0ga	/Даб Дбо-
Тогда находим косинус угла
п ___ Еб.нег —ит б + |ЕбоI Еб.нег — б'тб + |Еб.в|
cos °бй —	щ	~	Е,„
(3-98)
159
При использовании (3-98) для п-р-п транзистора перед
/Уб.пес следует поставить знак (минус.
Определив 9бй из (3-98), по таблицам коэффициентов разло-
жения находим а05я> После чего, используя (2-151), а так-
же (3-97), (3-38) и (3-96), определяем требуемую мощ-
ность модулятора. На эту мощность и надлежит рас-
считывать оконечный каскад модуляционного устройства
при базовой модуляции. С небольшим запасом мощность
модулятора можно рассчитать и по формуле
р^5.м - 0,5f 6S /'боср = 0,5f62 Гбомакс,	(3-99)
т. е. без определения угла отсечки 0Пд , а считая /б2^
S I боер == ^^омакс-
Очевидно, что в первом приближении величину вход-
ного сопротивления генератора для модулятора (нагруз-
ку модулятора) можно определить по формуле
Зная P~S5 м, E6S и R м, легко рассчитать модулятор.
Заметим, что поскольку ток базы и напряжение на вход-
ном р-м-переходе транзистора имеют малую величину,
то при базовой модуляции смещением требуется мало-
мощный модулятор. В этом, как отмечалось выше, за-
ключается основное преимущество данного метода
модуляции.
В заключение энергетического расчета каскада с базо-
вой модуляцией смещением определяется мощность воз-
будителя (предыдущего каскада) по формуле
р =Р —	(3-Ю1)
-П.К -возб	V ’
где Т]к.п.к=0,24-0,5 — к. п. д. контура предыдущего кас-
када (возбудителя);
В~б^мако — мощность возбуждения цепи базы
модулируемого генератора, най-
денная при расчете режима макси-
мальной мощности [см. (2-149)].
Случай эмиттерной модуляции. Как отмечалось выше
(см. § 3-1), при эмиттерной модуляции смещением моду-
лятор нагружается звуковой составляющей не базового,
160
а эмиттерного тока, а поэтому мощность модулятора
определяется по формуле
^Еэ.м = <ЖЕ4Е,	(3-102)
где Еэа £’бн — амплитуда модулирующего напряжения,
определяемая выражением вида (3-38), т. е.
^-\Е —l-fs.MaKcl
+£б .НССТ
/э2 — звуковая составляющая эмиттерного тока.
Величина последней слагается из суммы звуковых
составляющих коллекторного и базового токов транзи-
стора модулируемого каскада
= Irs + 761й.	(3-103)
Здесь
~ Лммаке конес>	(3-104)
а для определения тока /б1Е можно воспользоваться форму-
лой
АяЕ = а1бй^ бомакс,	(3-105)
в которой «1бВ = ? (6бй), т. е. коэффициент разложения
(для первой гармоники) импульса „постоянной" составляю-
щей (или среднего) тока базы по частоте модуляции, а ток
^'бомакс рассчитывается по (2-151). Определив угол 6бЕ
[см. формулу (3-98)], находим а[бй и ток /б1Е.
Входное сопротивление генератора для модулятора
при эмиттерной модуляции в первом приближении опре-
деляется формулой
р
/'ЯЭ.М	„
1 ЭЙ 7 эй
(3-106)
а зная Р,йзу/>зЕи /?2эм> можно рассчитать модулятор.
Сравнивая (3-96) с (3-102), замечаем, что мощность
модулятора при эмиттерной модуляции может оказаться
заметно больше мощности модулятора, требуемой для
осуществления базовой модуляции. Расчеты показывают,
что они разнятся примерно в Во раз (см. § 3-11).
В конце расчета каскада с эмиттерной модуляцией
смещением определяется мощность возбудителя (преды-
дущего каскада). Если модулируемый генератор выпол-
нен по схеме с ОЭ, то, как и ранее, следует использовать
формулу (3-101).
11—1406	161
3-9. ТЕХНИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРА С БАЗОВОЙ
И ЭМИТТЕРНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ СМЕЩЕНИЕМ
ГРАФО-АНАЛИТИЧЕСКИМ МЕТОДОМ
а)	Общие замечания и исходные данные на расчет.
Основными исходными данными (данными ТУ) на рас-
чет являются:
1.	-Р~аадзаданная выходная мощность (обычно
в режиме несущей волны). Иногда задается средняя
мощность режима модуляции Л~ср = Л-тел-
2.	/н—— диапазон частот или рабочая частота
3.	m = mv — максимальная глубина модуляции кол-
лекторной цепи;
4.	Тс — температура среды, при которой должен
работать генератор.
Расчет необходимо осуществить таким образом, что-
бы модулируемый генератор и модулятор обеспечили
заданные по ТУ как энергетические, так и качественные
показатели. Из последних наиболее важным показате-
лем является линейность модуляционных характеристик,
определяющая уровень нелинейных искажений.
В настоящей главе рассматриваются два метода (или
варианта) технического расчета генератора с базовой
(или эмиттерной) модуляцией смещением. Первый из
них, наиболее полный, обеспечивая высокую точность,
включает в себя строгое построение модуляционных
характеристик каскада по данным режима, рассчитан-
ным для двух крайних и нескольких промежуточных то-
чек модуляции. В этом случае широко используются
модуляционные характеристики, показанные на рис. 3-8
и 3-9, а поэтому такой метод расчета можно назвать
графо-аналитическим. Порядок его выполнения изложен
в данном параграфе, а пример расчета дан в § 3-11.
На основании аппроксимированных модуляционных
характеристик (см. § 3-4) можно выполнить несколько
упрощенный и полностью аналитический расчет генерато-
ра с модуляцией смещением. При таком методе расчета
(см. § 3-10) использование кривых (рис. 3-8, 3-9) не
предусматривается, а построение модуляционных харак-
теристик можно произвести:
по данным двух точек — максимального режима и
режима несущей волны;
162
по данным режимов крайних и нескольких промежу-
точных точек модуляции (в порядке, изложенном в § 3-5).
Первым этапом любого расчета генератора с базовой
п эмиттерной модуляцией смещением является выбор
типа и количества транзисторов и разработка принци-
пиальной схемы модулируемого каскада. Второй этап
является основным и включает в себя расчет режима
максимальной мощности (пиковой точки); третий — рас-
чет в точке режима несущей волны, а также в других
промежуточных точках модуляции и построение модуля-
ционных характеристик; четвертый этап связан с расче-
том среднего режима модуляции и определением мощ-
ности модулятора и возбудителя (предыдущего каскада).
В заключение производится расчет теплоотводящего ра-
диатора, элементов колебательной системы и вспомога-
тельных элементов схемы модулируемого генератора.
Рассмотрим порядок графо-аналитического расчета
генератора с модуляцией смещением.
б)	Выбор типа и количества транзисторов . Разра-
ботка схемы генератора и модулятора. Выбор типа и
количества транзисторов для генератора с базовой и
эмиттерной модуляцией смещением производится по
упомянутым выше исходным данным ТУ согласно реко-
мендаций, изложенных в § 3-7. После этого разрабаты-
вается полная принципиальная схема модулируемого ге-
нератора и оконечного каскада модулятора (т. е. здесь
может устанавливаться и способ введения модулирую-
щего напряжения).
в)	Расчет максимального режима *. Максимальный
режим транзисторного генератора с модуляцией смеще-
нием рассчитывается на высшей частоте заданного диа-
пазона на мощность Л-треб из (3-65), (3-71) или (3-80)
при напряжении питания коллекторной цепи согласно
(3-49), (3-54), ,(2-122).
Рациональный выбор угла отсечки коллекторного
тока Окмакс в этом режиме во многом определяет качест-
венные показатели модулируемого генератора и прежде
всего величину нелинейных искажений.
В предыдущих параграфах данной главы установле-
но, что в интересах повышения линейности модуляции
желательно принимать угол отсечки в максимальном
* Одинаков как для графо-аналитического, так и аналитическо-
го (см. § 3-10) расчетов генератора.
11*	163
режиме согласно (3-15). Такой выбор бкмакс устранит
искажения, вызванные верхним нелинейным участком
характеристики, однако не позволит полностью изба-
виться от искажений за счет нелинейности нижнего
участка ее (при 0Ь<6О°). Эти искажения при т = тк~1
можно уменьшить, применив отрицательную обратную
связь или используя в последующем каскаде режим УМК
с 0к.макс>9О°, когда модуляционная характеристика
УМК имеет начальный выпуклый участок (см. гл. 4).
Для этих же целей энергетически более выгодно исполь-
зовать не УМК, а последующий каскад с режимом АКМ
(см. гл. 6), когда, кроме компенсации, нелинейность сни-
жается и вследствие того, что требуемая глубина
первичной базовой или эмиттерной модуляции смеще-
нием в этом случае не превышает 0,75—0,8 при глубине
АКМ т,к^1.
Полный расчет максимального режима модулируе-
мого генератора включает в себя расчет как коллектор-
ной, так и базовой цепей и выполняется по методике,
рассмотренной в § 2-8 или в 1[Л. 31, 32].
Если в рассчитываемом каскаде используется коли-
чество транзисторов п^2, то после такого расчета про-
изводится пересчет на п транзисторов, соединенных в па-
раллельной схеме, а в случае двухтактной схемы пере-
счет производят сначала на п' = п/2 транзисторов, рабо-
тающих в плече схемы, а потом — пересчет на два
плеча, т. е. на п транзисторов. Пересчет выполняется
обычным методом, который используется при расчетах
ламповых генераторов с количеством ламп га^2.
г)	Графо-аналитический расчет режима несущей
волны и построение модуляционных характеристик. Как
отмечалось выше (см. § 3-3), из-за наличия нелинейных
искажений, часто сопутствующих глубокой базовой и
эмиттерной модуляции смещением, требуется рациональ-
ный выбор точки режима несущей волны на модуляци-
онной характеристике Лпк1=ф(Еб), т. е. на кривой Ei =
= ф(Х) (рис. 3-8), а иногда и специальные меры ком-
пенсации искажений.
Строгий графо-аналитический расчет режима несу-
щей волны, учитывающий упомянутую выше нелиней-
ность нижнего участка модуляционной характеристики
и методы компенсации нелинейных искажений, оказыва-
ется различным при разных методах компенсации. Это
как раз и определяется тем, что для каждого пригодного
164
на практике метода компенсации искажений есть своя
специфика выбора и вычисления координат точки режи-
ма несущей волны на модуляционной характеристике
У1 = ф,(Х), соответствующей полученному в расчете пара-
метру Z и представленной на рис. 3-8.
Можно принять следующий порядок расчета режима
несущей волны:
1.	Находится параметр семейств модуляционных ха-
рактеристик
Z = ^3рмаК1 =4 ,	(3-1 Оба)
где Rt—внутреннее сопротивление транзистора,
а -^эмакс=1^э — сопротивление нагрузки, найденное при
расчете максимального режима генератора. При отсут-
ствии Rt в справочнике его следует найти по характери-
стикам (см. § 1-4) или приближенно рассчитать по
формуле
(3’107)
Окь' Ок.кр
Заметим, что выданном случае крайне желательно более
точно определить величину
2.	По кривым (рис. 3-8) определяются координаты
точки пересечения модуляционной характеристики У1 =
= ф(Х), имеющей найденный выше параметр Z, с пунк-
тирной прямой ДЛЯ принятого угла отсечки бк.макс-
Обозначим эти координаты ZMaKC и У1Маг;с. Для неко-
торых транзисторов и режимов параметр Z может ока-
заться достаточно малым Z~0,1 4-10,05. В таких случаях
-^макс и Ушакс более удобно определять не по кривым
рис. 3-8, а аналитическим методом по формулам
АГмакс '= COS 6ft,макс!
У 1макс Р1К, макс == а1К (1	' COS @к. макс,
3.	Производится (по рис. 3-8) выбор координат точ-
ки режима несущей волны согласно рекомендациям,
изложенным в § 3-3. При этом становятся известными
^|иес И У1нес •
4.	Определяется угол отсечки 91(Нес в точке режима
несущей волны. Это можно сделать непосредственно
с помощью рис. 3-8, так как на него нанесены линии,
соответствующие разным углам отсечки 0К. Угол 9Кнес
можно найти через У1нес по таблицам А. И. Берга (см.
165
(3-108)
приложение), поскольку коэффициент У1нес = ₽1кпес =
== СС1к(1— COS 0к).
5.	По модуляционной характеристике У0 = ср(Х)
(рис. 3-9) с ранее найденным параметром Z определяет-
ся соответствующая абсциссе Хнес ордината Уонее-
6.	По значениям ординат YiHec и УОнес определяются
составляющие коллекторного тока:
а)	/тк1нес —ПО (3-17) или формуле
7да к] нес	У1 нес, .	(3-109)
полученной из выражения (3-82), если компенсация
искажений модуляции смещением осуществляется за счет
противосвязи;
б)	/ткигес — по формуле (3-21) или (3-109) в случае
компенсации искажений последующим каскадом, с ре-
жимом УМК или АКМ;
в)	/конес — во всех случаях по формуле
7конес
5кИтобУо
пес?
(3-110)
полученной из (3-12).
7.	По величине абсциссы Хнес определяется напряже-
ние смещения в режиме несущей волны из формулы
(3-18).
8.	Далее, как правило, только для режима несущей
волны определяются:
амплитуда колебательного напряжения на коллектор-
ной нагрузке и коэффициент напряженности режима
t/тк.нес == ЛпК1нес'Лэ! ^к.нес =	(3-1 11)
значения мощностей
^Нее = 0Х1Нес^;	t3'1^)
Дконес == |ДК| ^копес!	(3-113)
Т^конес Дкопес ^~nec ^РР.оа	(3-114)
и к. п. д. по коллекторной цепи
р	*
~нес	’'/к.мавг e Тв не t /Ц 1 1 Щ
^к.нес—р	'’Ik.нес —“	—	(0-110/
1вонес	1 -f-т Ук.макс
* При расчете несущего режима УМК величина щ >,ег рассчи-
тывается по первой формуле из (3-115), так как при УМК (см. гл 4)
угол отсечки fl к —пост
166
Другие данные режима базовой цепи в силу резко пе-
^донапряженного режима работы транзисторного генера-
тора в режиме несущей волны можно не определять.
9.	Для строгого и полного построения модуляционных
характеристик генератора с модуляцией смещением не-
обходимо задаться некоторыми промежуточными значе-
ниями ординат У1<У1Макс и методом, аналогичным толь-
ко что рассмотренному, рассчитать по п. п. 3—7 (или
3—8) режим в нескольких промежуточных точках моду-
ляции и выполнить графическое построение необходимых
(или полностью всех) модуляционных характеристик.
Обычно достаточно рассчитать дополнительно сле-
дующие точки: У1 = 0,75 У1Макс; У1=0,25 У]Макс; У> =
= 0,1 У1макС; У1 = 0. Для построения характеристик /ткь
А<о=ф(-Ёб) расчет промежуточных точек можно выпол-
нить только по п.п. 3—7 с привлечением рис. 3-8 и 3-9.
д)	Расчет среднего режима модуляции *. Расчет
среднего режима модуляции (телефонного режима)
можно выполнить в следующем порядке.
1.	Полагая, что характеристика /к0=ф(Еб) линейна,
определяются ток, потребляемый коллекторной цепью
модулируемого каскада от источника питания по фор-
муле
Доср == Лтотел = /коиес,	(3-116)
и среднее значение подводимой к коллектору мощности
по формуле (3-45).
2.	Определяется среднее значение колебательной
мощности (мощность телефонного режима) согласно
(3-44).
3.	Определяется средняя мощность, рассеиваемая на
коллекторе, по формуле (3-46).
4.	Определяется средний к. п. д. модулируемого кас-
када по (3-58) [и (3-59), если это необходимо].
5.	Определяется амплитуда модулирующего напряже-
ния по формуле (3-38).
е)	Определение мощности модулятора и возбудителя
(предыдущего каскада)*. Эта часть расчета при базовой
модуляции отличается от расчета при эмиттерной моду-
ляции и выполняется согласно рекомендаций, изложен-
ных в § 3-8, т. е. расчет 7’~п.к = Л~гозб ведется по
(3-101), а Л-й—по (3-96) или (3-102).
* См. сноску на стр. 163.
167
Из-за ограниченного объема книги здесь не рассмат-
риваются расчеты элементов нагрузки, элементов цепей
питания, вспомогательных элементов схемы модулируе-
мого генератора и конструкции теплоотводящего радиа-
тора. При выполнении данной части расчета следует
руководствоваться соответствующей литературой по этим
вопросам.
3-10. ПОРЯДОК АНАЛИТИЧЕСКОГО РАСЧЕТА
ГЕНЕРАТОРА ПРИ БАЗОВОЙ И ЭМИТТЕРНОЙ
МОДУЛЯЦИИ СМЕЩЕНИЕМ
Рассмотренная выше (см. § 3-4) линейная аппрокси-
мация статических модуляционных характеристик для
токов, напряжений и мощностей транзисторного генера-
тора позволяет выполнить расчет генератора с базовой
или эмиттерной модуляцией смещением по несколько
упрощенной методике, которую можно использовать для
инженерных расчетов, не требующих подробного вычис-
ления и построения полностью всех модуляционных
характеристик. Упрощенный или аналитический метод
расчета содержит те же этапы, что и графо-аналитиче-
ский, и во многом совпадает с ним
а)	Исходные данные ТУ — те же, что и раньше (см.
§3-9).
б)	Выбор типа и количества транзисторов и разра-
ботка принципиальной схемы производится, как и рань-
ше (см. § 3-9).
в)	Расчет максимального режима ничем не отлича-
ется от подобного расчета, рассмотренного в § 3-9.
г)	Расчет режима несущей волны.
С учетом линейно аппроксимированных характери-
стик расчет этой точки модуляции легко произвести по
заданной глубине модуляции т = тк без привлечения
кривых на рис. 3-8, 3-9, пользуясь следующими прибли-
женными соотношениями:
Т ______Лмкшес,	/о 1 171
‘гаииес—j । т ,	V-*-111)
TJ	Ртк.макг .	/о 1 1 О\
и тк. нес — 1 т I	(О-1 1 <Э)
4онес = у»;	(3-И9)
168
[заметим, что при определении /копес в случае модуляции
смещением, но не возбуждением, можно и наиболее удоб-
но воспользоваться формулой
/Миес==-^Ч	(3-120)
jh.Hec
в которой величина уКнес находится по графикам или
таблицам после расчета коэффициента
Р1а.нее = «1Э нес (1 - COS 6э.нес)	, (3-121)
Оь тб — ьи mi) v-f
определения угла отсечки эмиттерного тока в режиме
несущей волны 0ЭНес, а также расчета 0к11ес по формуле
нес '=: ^э.нес “И 0>5<рдр,
полученной из (2-139), см. также (3-35)];
Л(оиес=4¥^;	<ЗЛ22)
нес =	(3-122а)
jKHec
^.ее=-Й^:	•	(3-123)
/5рк.„ее = /5конее-/3„пес;	(3-124)
^.Hec~?S;	(3-125)
мак/ Yi не< , *1к.НСС		 1 |	> 1 -f- т ук макс	(3-125а)
^'б.нсс-^ ^б.в Н“" (^тб	DUиш.нес) COS 63.нес	(3-126)
[см. также (2-152б)[ или
£7	£б мй! С 4~ тЕъ мин	/о I рук
Сб.пес—	। т >	(0-12/)
где fg мин — напряжение смещения в точке минимально-
го режима, определяемое по (3-9), а величина
Л>0 р нес Г б=0.
По данным расчета максимального режима и режима
несущей волны производится (если это необходимо)
построение модуляционных характеристик. Поскольку
это построение осуществляется по двум точкам, то зави-
симости /ткь /ко = Ф'(£'б) будут представлять собой пря-
мые линии. В случае необходимости построение моду-
ляционных характеристик /mKi, /ко=<р(^б) можно выпол-
нить с учетом нескольких дополнительно рассчитанных
169
промежуточных точек, т. е. более строго и точно. При
этом следует воспользоваться рекомендациями, изло-
женными в § 3-5.
г) Дальнейший расчет предусматривает определение:
показателей среднего режима модуляции, мощности мо-
дулятора, мощности возбудителя (предыдущего каска-
да), а также расчет теплоотводящего радиатора, элемен-
тов нагрузки и вспомогательных элементов схемы моду-
лируемого каскада. Порядок проведения этой части
расчета ничем не отличается от расчета, изложенного
в пп. «д» и «е» предыдущего параграфа.
3.11.	ПРИМЕР РАСЧЕТА ГЕНЕРАТОРА С БАЗОВОЙ
(ЭМИТТЕРНОЙ) МОДУЛЯЦИЕЙ
Исходные данные. После расчета выходного каскада с режимом
УМК получена мощность, требуемая для возбуждения его базовой
цепи. В точке максимального режима, по которой следует рассчи-
тать предоконечный каскад, она оказалась равной-
Р ~ б/макс =0,04 ЗТ.
Рассчитать предоконечный каскад с базовой (эмиттерной) моду-
ляцией смещением, если
Т^^аад макс= Р ~ б/макс ~ 0,04 вТ",
fB=fp=f=25 Мгц- Тс°-Тн = 25°С.
В выходном каскаде с УМК можно осуществить компенсацию иска-
жений предоконечного каскада.
Выполним расчет предоконечного каскада по методике, изло-
женной в § 3-9, т. е. графо-аналитическим методом.
Выбор типа и количества транзисторов. Разработка схемы гене-
ратора и модулятора.
1.	Руководствуясь рекомендациями, изложенными в § 3-7,
с учетом исходных данных и приняв к. п д контура предоконечно-
го каскада 11к.п.к=0,5, определяем по (3-65) требуемую от транзи-
стора колебательную мощность
^треб = Кп.зКф^макс=К,..зКф	=
0,04
= 1,05 х 1,3-0^-^ 0,11 вт.
2.	По Р^тр..6 = 0,11 вт и (в=25 Мгц, руководствуясь (2-113)—
(2-116), выбираем транзистор типа 1Т308Б [Л. 34], у которого со-
гласно (2-112)
Р~пом ^0-2 /и.дод | 5к.доп [ = 0,2-50-10-М2 =
= 0,12 в/п > Р_треб= 0,11 вт.
170
3.	Для окончательной проверки пригодности выбранного тран-
/150\2
зистора определяем по (2-115) ^p = 0,6	/	>10 дб и по (3-84)
________1 —• Тр;,нес________
Д'Р'-Ч = Р~треб т}к.не^п.зКфКз (1 + «)2
= 0,И -0Д5.1,05.1,з.0;9.з1бТ=’= 0,031 в'я<рг>доп = 0,10 вт.
4.	Для транзистора 1Т308Б из справочников, а также частично
и по характеристикам имеем следующие параметры и данные ре-
жима:
“о = 0,98;	[а= 150 Мгц; fMai«-=^150 Мгц; Сб.к<8 пф;
Г' бС б и
£б — 0,25 в; г'бСбк = 400 псек; гъ^г'6= л- '- = 50 ом, при-
I- б. к
мем гъ (1,5 -г- 2) г'п-я 100 ом; Ебо = (1,25 -- 2) £б.в — 0,3 в;
Л'.доп--50 ма; Дк.доп = —12 в; Рр.доп == 0,15 в///; =- .S'„->0,5 а/в;
SK.Bp = SKp ss 30 ма/в; D ~~ 0,006.
5.	Разрабатываем принципиальную схему модулируемого предо-
конечного каскада с модулятором. Можно остановиться на схеме,
изображенной на рис. 3-11, обеспечив в ней смещение Еб.нес, полу-
ченное в дальнейшем расчете.
Расчет максимального режима. Примем этот режим критическим
и выполним его расчет по методу, рассмотренному в § 2-8.
Расчет коллекторной цепи:
1.	Принимаем [см. (3-54)] £‘к = £'к.макс =—6 в*. Расчет выпол
няем на P~Tpe6 = 0,11 вт, которая была найдена выше.
2.	Задаемся по (3-15) углом отсечки 0к.макс = 12О°.
3.	По таблицам А. И. Берга находим: а0к=0,405; а1к=0,54;
cos 0к.макс = О,5. Дальнейший расчет ведем по формулам (2-126) —
(2-159) без пояснении определяемых величин, так как они подробно
обсуждались раньше (см. § 2-8).
it- <	, ^^~треб	0,22	„
4.	$K.I!P = U a. = I - ;ibSkkp£2 = 1 - 0,54.0,03-36	°’62;
5.	^7тк.мак< '— £к.макс j Лк | — 0,62-6 — 3,7 5;
6	/	_ ^£2ДР£5_._?д^ = 0,06 a.
о mH.макс
_ .	Дпкшакс ___0,06
'• ^в.маж.макс = a	0 54 = И
3- /ьомакс — аокО<,макс.маке — 0,405*0,11 — 0,0445 <^/к.доп*
МЯКГ' 3.7
9. Рэ.маке = щ- ----=^ = 62 ом.
'тк1макс	V, ии
* При базовой модуляции для выбора Ек можно воспользовать-
ся и выражением (3-49), что вызовет повышение Кр.
171
*10. ^Цщакс—0,51/тк.мак<Ттк1макс—0,5-3,7-0,06^0,11 В/Й.
11-	^ьомакс ~ I £ь | /комакс — 6*0,045 = 0,270 64??.
12,	75jJl;_MaKC = Рх 0Mai с — Р^ макс= 0.27— 0,11=0,16 в/и.
1В.	^ь.макс — 0,5^1:>маьс~ = 0,5'0,62-1,33= 0,41
“ок
(снижение к. п. д. обусловлено не только повышенным углом отсёЧ*
ки, но и, как отмечалось ранее, заниженной величиной напряжений
питания коллектора).
14.	Расчет базовой цепи Находятся
а) /т = а0К/а= 0,98-0,6-150-106 = 88 Мгц;
1 1
= 2п/т — 2,28-88-10® = 1’81'10 9 сек’
в) <рдр = 2nfBt№ = 360°- f„t№ = 360° • 25 106 • 1,81 • 10-9 =& 16°.
15.	0э макс~0к.ма к с О,эсрд р — 120 —8 —112, э коэффициенты
ССОэ = 0,38, aia’=0,53 И COS 0э макс=—0,37.
Bf	3,52
16-	“/= i+B/ 1 + 3,52 =0’78’
где Bf =	= 88/25 = 3,52.
17	.	Лишмакс__0,06
!*• /п/п1маь< =	Q ?g := 0,077 и.
-о .	/тэ1ма«( ___0,077
lo. I а макс.мане —	“	A Vo = 0,145 d.
. q .	/комакс
1У« 'эо.макс = п
0,0445
0,98
= 0,045 а.
г г	гэ.макс.максао , ^гг
20.	С/щб.макс ~ 5i (1 __COS 90)	* тк.макс —
0,145-0,98
= ~0,5 (1+0+7)- + 0’006'3’7 ==0’2'3 е-
_______________________1________________________1____________
21' Лпе₽ = Ц1 + (Msy ~	+ j (20<^бГр
= ’+25’ = °’235‘
б^тб.макс — О6+н.маьс
22. C/wб/макс—	7Z	+ г2С/тк.макг — 0,41 в.
Апер
23. По графику на рис. 2-17 находим величину коэффициента
КV (Л'пер).
Дг'б
При Кпер = 0,235 КЛ= угу- = 0,3. 24
24. /?вх.вч = г'ъ + Дг'б = г'в + КдГ'б = 50 + 0,3-50 = 65 ол(.
172
n	0,912
25 P «с =	~ 0,0064 em.
^•^~б/макс	2-/?вх,вч	2-65
лг> г	б/макс 0,91
^6. Дпбшаьс=	р	се =	0,014 а,
лзвх.вч	u<j
97	{	__ j, __ Ермаке (1 — ко)
• I бор.макс—/б)г — / бома»с—	а
0,02
= 0,045 q~93^ 0,001 а.
28.	£б.маьС — Еб в 4" (^Лпб макс 4“ DU mi:.макс) COS Оо.макс +
±/бор.максГб= —0,25+(0,23 — 0,022) - (— 0,37) + 0,001 -100= -0,23 в
QO fl	£б.мак(-£б0	-0,23 + 0,3
29.	Об.макс = arccos-г-,-------- = arccos-------й-йй----^72°,
С/щ б.макс	U,ZO
а аоб —0,26; а1б —0,44 и величина cos бб.маьс — 0,31.
30 :	/тб1маис —°’014 — 0 039 а
Ом. I б.макс.макс =	д	g щ — и,ио_. и.
31.	/бомакс = аоб^б.макс.макс ~ 0,26 0,032 = 0,0083
32.	Р6омаьс = /бор.макс I Еб | = 0,001-0,23 = 0,00023 вт.
33.	Ррб.макг = /макс — Романе	риакс3^ °’006 ЫП.
Q. is _ 'Р~тгеб 0,11	(fмакс \	„
34.	Кр - р~0Гмакс - 0:<W64— 17<Л	J,-36’
35.	Рр макс = Р ргиакс~= ^рь.макс + Ррб.маьс = 0,16 +
+ 0,006 =5г0,166 вт.
Графо-аналитический расчет режима несущей волны
и построение модуляционных характеристик
В нашем примере расчета фдр = 16°, а поэтому дальнейший рас-
чет можно вести или по методике из § 3-9, или по методике из
§ 3-10. Проведем расчет в порядке, изложенном в § 3-9.
1.	Находится параметр семейств модуляционных характеристик,
приведенных на рис. 3-8 н 3-9,
Z =^+^£ = /?3SbD = 62-0,5-0,006 = 0,186.
Г\г
2.	По кривым на рис. 3-8 определяются координаты точки пе-
ресечения модуляционной характеристики У, = ср(Л'), имеющей пара-
метр Z = 0,186, с пунктирной прямой для ранее принятого Ок.макс =
= 120°. Они оказались такими:
-Vмакс ~0,44;	У1маКс«0,71.
3.	По рис. 3-8 производится выбор координат точки режима не-
сущей волны согласно рекомендаций, изложенных в § 3-3. В нашем
* Выражение для КР макс нами приводилось в гл. 2 [см. (2-117а)
и обязательно (2-1176)].
173
Случае mK = m^.l, 0К макс = 120°, а рассчитываемый генератор воз-
буждает транзисторный УМК. Учитывая это, производим/следующие
расчеты:	'
а) По (3-22) находим:
У1макс 0,71________-0 374-
Миес- 1+да-.1 + 019 =40,374,
б) Зная У1нес, по кривой У1 = ср(Х), соответствующей Z = 0,186,
определяем точку режима несущей волны и абсциссу ее Унес- В на-
шем случае
А нес — —0,15.
4.	В точке режима несущей волны на рис. 3-8 угол отсечки
0к нес — 81°.
5.	По кривой У0 = ср(Х) с параметром 2 = 0,186 (см. рис. 3-9)
определяется соответствующая абсциссе Хнес ордината Уонес- В на-
шем случае
Уонес = 0,23.
6.	По значениям ординат Утес и Уонес определяются состав-
ляющие коллекторного тока:
а)	по формуле (3-109)
7тк1Иес = 5кПтбУ1нос = 0,5-0,23-0,374«0,043 а;
б)	по формуле (3-110)
/конес = 5кПт6Уонес = О,5 • 0,23 • 0,23 = 0,0265 а.
7.	По формуле (3-18) определяется:
£б пес = £б в—ПтбХнсс=—0,25+0,23 • 0,15=—0,21 в *.
8.	Далее (для режима несущей волны!) определяются [по
(3-111) —(3-115)]:
Птк нес“7тК1Нес/?э — 0,043 • 62=2,7 в;
[.	_ Птог,нес ___2,7__
?к.нес -	| Ev |	6 — 0,45,
Р~иес=°-5/тк1пес	= 0,5 • 0,043г • 62 = 0,057 вот;
РкоИес — | Ди | Лсонес — 0 ‘ 0,0265 = 0,158 вт;
Ррк.пес = Нионес — д_нес= 0,158 — 0,057 = 0,101 вт<РрдоП=0,15 вт-,
'Чк.макс Тк.нес _0,41 1,64
7)к.нес =
* Поскольку при расчете максимального режима напряжение
смещения Ев макс определено с учетом слагаемого /вор макете
[см. (2-152) и (2-152а)], то для построения характеристик величину
смещения в рассматриваемой точке следует рассчитать по формуле
Р'б.нес = Рб.нес + I бор.несТ б =
= £б.Нес + —-,?е‘!д1-~а|') гв = —0,21 + 0,053 = -0,147 в.
174
Для строгого и полного построения модуляционных характери
стик генератора с базовой (эмиттерной) модуляцией смещением
нужно повторить только что проделанный расчет для промежуточ-
ных точек модуляции, взяв значения У1 = 0,75У1макс‘, У1 = 0,25У1макс;
У1~0,1У1маке И Ущ-О.
Из-за ограниченного объема книги эти расчеты мы не выпол-
няем, а поэтому и не приводим графические зависимости Ди, /ко,
U,„к, ?к, Р^,Рко, Ррк, 1]к = ср(£6). Правда, по двум рассчитанным
точкам (пиковой и точке режима несущей волны) уже возможно
построение, но только спрямленных модуляционных характеристик.
Для нашего случая из-за 0кмакс = 120° модуляционные характери-
стики будут располагаться полностью в области, где £'б<0, а не
так, как показано на рис. 3-6.
Заметим, что для построения только /Я1К1, /ко = ф(£'б) расчет
промежуточных точек производится по пп. 1—7, т. е. не полнощью.
Расчет среднего режима модуляции. В этой части расчета опре-
деляются:
/кос р — /коте л — /колес ~ 0,0265 1Г,
/*k0cр —/^кОнес — 0,158 в?;
f тг \	/	0,81\'
^ер=Р~нес( 1 + "Y ) = 01057 ( 1 +“) = °,080 вт-,
/и=	0,81
^рк.ср = /’рк.нес — -у Р.,,,ес= 0,101 — — -0,057= 0,078 вт;
/ тср\	/	0,04\
Т)к.ср = TjK.Hecl I + -у '=0,27	+ -у- ) Дд0,28 (при т=глср=0,2);
I мак с 5 + /-Д.нес = 0,230 — 0,147 = 0,083 в.
Определение мощности модулятора и возбудителя (предыдущею
каскада. Этот расчет выполняется в порядке и по формулам, рас-
смотренным в § 3-8.
Случай базовой модуляции. В виду весьма малого значения
тока базы / еомакс=/бор макс, полученного в расчете максимального
режима, рассчитаем мощность модулятора по (3 99), т. е. с некото-
рым запасом
/э~йб.м— 0,5£бй/б0р.макс = 0,5• 0,083• 0,001 S? 42 мквт.
При этом сопротивление нагрузки модулятора из (3-100)
/^бй ^бй 0,083
м=	/бор масс = Оо1 = 83 0М-
Мощность предыдущего каскада (возбудшеля) определяется
формулой (3-101) н будет равна:
= Ргб/макс 0.0064 ^0 02] вт.
~пк Т)к.п.к — 0,3
На нее и'следует вести расчет (и выбор) транзистора предыдущей
каскада. Очевидно, что им может быть автогенератор.
175
Случай эмиттерной модуляции. Для определения мощности мо-
дулятора и его нагрузки следует воспользоваться (3-102) — (3-105).
Расчет, который здесь не приводится, позволил убедиться в том,
ЧТ0	мвт> 3 Яйэ.м^2 0М> Т- е-	1
^\~ЙЭ.М	~Йб.М 1 _____ а0 2б.М>
а Яйэ.м'^ Рйб м • Мощность Р_Пк останется прежней.
Дальше следует расчет колебательной системы, вспомогатель-
ных элементов и элементов цепей питания модулируемого генера-
тора, а также разработка и расчет схемы модулятора по найден-
ным выше исходным данным.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
ТЕОРИЯ И РАСЧЕТ БАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИИ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ (УМК)
4-1. ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ В ГЕНЕРАТОРЕ
С БАЗОВОЙ модуляцией возбуждением
(ТРАНЗИСТОРНОМ УМК)
При базовой модуляции возбуждением, т. е. в каскаде усиле-
ния модулированных колебаний (УМК), в такт с модулирующим
сигналом изменяется амплитуда напряжения возбужения цепи базы.
Напряжение базового смещения и коллекторное напряжение в про-
цессе модуляции остаются постоянными (не зависят от модулирую-
щего сигнала).
Изменение амплитуды напряжения базового возбуждения в про-
цессе модуляции, как и при базовой модуляции смещением, приво-
дит к изменению величины первой гармоники коллекторного тока
в общем случае за счет изменения как высоты импульса, так и
нижнего угла отсечки коллекторного тока.
В частных случаях, когда угол отсечки в режиме несущей вол-
ны 6Кнес = 90° (или 180°, т. е. в режиме без отсечки), работа гене-
ратора с базовой модуляцией возбуждением протекает без измене-
ния угла отсечки, т. е. Ок пес = 0к макс = пост., а эффект модуляции
вызывается изменением только высоты импульса коллекторного
тока.
Базовая модуляция возбуждением, в отличие от базовой моду-
ляции смещением, возможна как при режиме колебаний второго
рода, так и при режиме колебаний первого рода, причем в послед-
нем случае можно получить хорошую линейность и наибольшую
крутизну модуляционной характеристики. Однако режим колебаний
первого рода в транзисторных генераторах будет иметь общеизвест-
ные (из ламповой генераторной техники) энергетические недостатки.
В силу этого его применять нецелесообразно, и весь дальнейший
анализ в этой главе будет касаться УМК в генераторе, работающем
колебаниями второго рода и использующем область недонапряжен-
ного (в пределе критического) режима, поскольку только в ней рас-
полагаются линейные участки модуляционных характеристик.
Под модуляционными характеристиками каскада УМК следует
понимать зависимости /mKi, /ко = Ф(Птб). Один из частных случаев
таких характеристик приведен на рис. 4-1,
12-1406	J77
При соответствующем подборе режима генератора с базовой
модуляцией возбуждением эти модуляционные характеристики кол-
Рис. 4-1 Реальные модуля-
ционные характеристики кол-
лекторного тска генератора с
базовой модуляцией возбужде-
нием (УМК).
лекторного тока могут оказаться
значительно более линейными, чем
при базовой модуляции смеще-
нием.
В заключение заметим, что
каскад УМК при определенных
условиях может обладать рядом
ценных качеств. Например, в зави-
симости от выбранного режима
(см. § 4-3) он может как воспроиз-
вести (усилить) без искажений и
изменений подводимые на вход
амплитудно-моАудированные коле-
бания, так и усилить их с до-
статочно заметным углублением
предшествующей (предваритель-
ной) модуляции. Кроме того,
в случае необходимости каскад
УМК может быть использован для
компенсации нелинейности (см.
§ 4-3) модуляционных характеристик предшествующего каскада
с базовой или эмиттерной модуляцией смещением.
4-2. ВЫВОД И АНАЛИЗ УРАВНЕНИЯ
МОДУЛЯЦИОННОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ТРАНЗИСТОРНОГО УМК
Метод вывода и анализа уравнения модуляционной характери-
стики при базовой модуляции возбуждением аналогичен рассмотрен-
ному в § 3-2, т. е. при исследовании базовой и эмиттерной модуля-
ции смещением.
ГД - б
—___£_ , получаем
искомое уравнение модуляционной характеристики в относительных
величинах
____I ml 1______ {'ll:	____Г7„,. б
SK(£6.B — £6)	(Дб.в— Еб) •	'4' '
Если по этому уравнению построить семейство кривых
Гак, умножая уравнение (3-6) на дрооь тг-
£б
то указанное семейство будет представлять собой в относительных
координатах семейство модуляционных характеристик УМК Епк1 =
= ср((7тб) с параметром	так как левая часть его пропор-
циональна току а правая — напряжению возбуждения цепа
базы итб-
Для построения такого семейства характеристик запишем урав-
нение (4-1) в параметрической форме, приняв р качестве математи-
ческого параметра величину (—cos0K). С этой целью выражение
173
и получим уравнение для орди-
(3-3) умножим на дробь уг-
нать!
у _	/"‘11	=	^1К______________ (4 Q\
у 1 - S„(£6.B- Ее)	/?э (£б.в-£б) 	>
1+ Р1К
Из выражения (3-27) непосредственно потучаем уравнение для
абсциссы
Ro
итб 1 + М &	R-,
х = £0,в-7Гй= — cos0h = ¥ (-cos 9-') п₽и яг =- 2 =-/10ст-
(4-4)
Вспомогательные зависимости (4-3) и (4-4), вычисленные при
помощи таблиц значений (или графика, см. рис. 3-7) 0iK =
= ср(—cos 0к) создают возможность построения искомого семейства
модуляционных характеристик (4-2).
Для анализа представляет интерес средняя крутизна SMi моду-
ляционной характеристики, г. е. отношение ее ординаты к абсциссе.
В обеих системах координат — абсолютной и относительной — эта
крутизна, равная отношению амплитуды первой гармоники тока кол-
лектора к амплитуде напряжения возбуждения, как видно из фор-
мул (4-3) и (4-4), определяется выражением
Лпш _ SkPik___________
SM1 -- Т]	П ------ Зд^к,	(4-5)
(-'7пб	ЛЭ
1 г Р1К
где 5Д — крутизна динамической характеристики транзистора, опре-
деляемая выражением
В связи с тем что коэффициент (31к растет (см. рис. 3-7) моно-
тонно с ростом угла отсечки 0к от 0 до 180°, из (4-5) заключаем,
что чем больше угол огсечки 0К, тем больше средняя крутизна мо-
дуляционной характеристики SMt. Наибольшая крутизна 5М1 = 5д
будет соответствовать 0к=180°.
При УМК в зависимости от выбранного режима возможны раз-
личные формы основной модуляционной характеристики. Качествен-
но они характеризуются углами огсечки, например (и прежде всего)
нижним углом отсечки коллекторного тока в точке максимального
режима, т. е. 0К макс. Рассмотрим эти вопросы.
4-3. ВЛИЯНИЕ ВЕЛИЧИНЫ НИЖНЕГО УГЛА ОТСЕЧКИ
КОЛЛЕКТОРНОГО ТОКА НА ФОРМУ МОДУЛЯЦИОННОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРНОГО УМК
Режим УМК при 0К макс = 180°. Легко видеть (рис. 4-2,а), что
данный режим представляет собой режим колебаний первого рода
во всех точках модуляционной характеристики, т е. здесь 0Кмакс =
= 180°=пост.
12*	179
Несмотря йа абсолютную линейность Модуляционных характе-
ристик (рис. 4-3) и максимальную их крутизну, такой режим УМК
нельзя рекомендовать к применению вследствие низкого к. п. д.
Рис. 4-2 К рассмотрению режима транзисторного УМК.
а-при 0К макс“180’; б-при ек макс=90”, в - при
0КМаКс<9°’-. г-в«ма.<с>М'
Режим УМК При 0к макс —90°. В этом режиме (рис. 4-2,6) ба-
зовой модуляции возбуждением угол отсечки во всех точках моду-
ляционной характеристики остается постоянным, т. е. 0к=90°=пост,
а Р1к = 0,5=пост. Учитывая постоянство 0к и (31к = О,5, из (4-1)
имеем:
/пгы	__ 0,5 С
5к (Еб.а — £б)	_ (Еб.в £б)
1 + °’5 R?
(4-6)
180
Илй
^miti —
0’55к-^--с/т6*
1+°,5^
(4-7)
Следовательно, и в данном случае модуляционные характери-
стики при различных значениях параметра Z = R4IRt будут представ-
лять собой семейство прямых, расходящихся веерообразно из на-
чала координат (рис. 4-4).
Рис. 4-3 Семейство модуля-
ционных характеристик транзи-
сторного УМК при 0Кмакс =
= 180°.
Рис 4-4 Семейство модуляцион-
ных характеристик транзисторно-
го УМК при 0кмакс=9О°
Вследствие линейности характеристик и достаточно высокого
к. п. д. каскада УМК такой режим можно считать одним из основ-
ных рабочих режимов транзисторных УМК-
Режим УМК при 9кмакс<90°. В режиме УМК при 0кмакс<9О°
(рис 4-2,в) с изменением в процессе модуляции амплитуды напря-
жения возбуждения Um6 угол отсечки будет меняться, монотонно
уменьшаясь при снижении амплитуды Umg от величины Umg маке
до 0 Вследствие изменения угла отсечки 0К модуляционные харак-
теристики будут здесь нелинейными в своей нижней части (рис. 4-5).
Угол отсечки, а следовательно, и первая гармоника коллектор-
ного тока приобретают нулевое значение при некоторой минималь-
ной (не нулевой) амплитуде базового возбуждения Um6 мнн, кото-
рую легко определить из выражения (4-4), если учесть, что при
этом |31к = 0. Очевидно, что
мин —^б Eg в-	(4-8)
Эта амплитуда соответствует относительной абсциссе
Um0 мин
^мин = £б ;-£б==“ h	<4’9>
Таким образом, режим генератора при 0Кмакс<9О° приводит
к углублению модуляции, так как позволяет получить глубину мо-
* Последнее уравнение в данном частном случае можно полу-
чить непосредственно из выражения (4-5).
181
дуляции коллекторЯой цепи т,;=1 при глубине модуляции напря-
жения базового возбуждения /Пб<1.
Семейство модуляционных характеристик при различных значе-
ниях параметра Z в данном случае будет представлять собой
(см. рис. 4-5) веер кривых, расходящихся из точки с относительны-
ми координатами (—1; 0).
Углубление модуляции транзисторным УМК при таком режиме
позволяет уменьшить глубину модуляции в предшествующем кас-
Рис. 4-5. Семейство модуляционных характеристик транзистор-
ного УМК при 0кмакс<9Оэ
каде, а следовательно, уменьшить в нем искажения и снизить на-
пряжение и мощность модулятора. Это важно всегда, особенно если
предшествующий каскад имеет базовую модуляцию смещением. Не-
сомненно, что способность углублять модуляцию является достоин-
ством режима УМК с 0К макс<90°. Однако следует иметь в виду,
что при этом модуляционные характеристики приобретают отмечен-
ный ранее нижний изгиб, который будет тем больше, чем больше
угол 9к макс отличается от 90°. Кроме того, в практических схемах
нелинейные искажения при УМК с углублением могут значительно
увеличиться вследствие наличия нижнего изгиба выходных статиче-
ских характеристик транзистора, который при базовой модуляции
возбуждением искажает аппроксимированные модуляционные харак-
теристики (см. § 4-4) сильнее, чем при базовой модуляции смеще-
нием.
182
Рассмотрим ряд соображений по выбору и определению истин-
ного значения угла отсечки коллекторного тока в максимальном
режиме, т е. 0К макс<90° при тъ<тк=\ Такой именно случай изо-
бражен на рис. 4-6 Из рисунка видно, что амплитуда напряжения
возбуждения, в минимальном режиме УМК определяемая выраже-
нием (4-8), в точке максимального режима будет определяться фор-
мулой
'этхб.ыах с — £Лгсб,м’1Н ।	(4-10)
нли с учетом (4-9) в относительном масштабе
— б\пб.макс _ —^тб.чиН 1 + Иб ___________
— Лмакс = —Еб о_£б	£б в —£б 1 — /77б
_ V l+w6 _ 1 + Иб
А мин ] -- те ] - тв
(4-11)
В интересах максимального 'Использования линейного верхнего
участка модуляционной характеристики коллекторного тока жела-
тельно иметь наибольшей глубину модуляции то сигнала, подавае-
Рис 4-6 К рассмотренью про-
цесса углубления модуляции
в каскаде транзисторного УМК
С 0ц маххс <90 .
мого во входную цепь (цепь базы). Однако в интересах снижения
нелинейных искажений, создаваемых нелинейностью нижнего участ-
ка модуляционной характеристики предшествующего каскада с ба-
зовой модуляцией смещением, величину то приходится снижать.
При правильном выборе режима предшествующего каскада
в нем без особого труда можно получить линейную базовую (или
эмиттерную) модуляцию смещением с глубиной порядка
m б = 0,7 н-0,75.	(4-12)
При /Пб = 0,7 по (4-11) относительная абсцисса основной моду-
ляционной характеристики в максимальном режиме будет равна
—Умакс~6, а это значение абсциссы позволяет оценить величину
угла отсечки в этом режиме с помощью графика на рис. 4-5.
183
Оказывается, что 9It = 80° для Z = -£- = 0 и 9К = 75° при
Z=~~= 1,5.
1\г
Таким образом, мы убедились в том, что при /Иб = 0,7 и /Ик = 1
Ок. макс — 75 -г- 80°.	(4-13)
Значение угла отсечки коллекторного тока в максимальном ре-
жиме 0к.макс при заданных тк н тг, можно найти и из выражения
п (т., — ms) * **
cos вк.мавс = 4тк(1 +Иб)‘	(4’14)
Соответствено, имея заданными 9К макс и, например, /ив, можно
определить обеспечиваемую при этом глубину модуляции тк с по-
мощью выражения
тк = тб------.	(4-15)
1 —	(1 4“ И? г,) COS бк.макс
Обозначив относительные координаты точки максимального режима
через
,,	£7тб.макс t ,,	7тк1мавс
^маке = £б в _ £б > У такс = $„ (£б.в — £б)
и решая полученную систему уравнений относительно /7тб.макс и
£б=£'б.макс=пост., найдем для них следующие расчетные формулы:
..	/тК1маьс Хмакс .	.
^тб.макс ~ q V ’	(4-1/)
Ок / шанс
_ Uwi6.m&kc
Еб макс == -Ьб.® — v
Л макс
Режим УМК при 0Макс>9О°. В этом режиме (рис. 4-2,г), как и
в предыдущем, угол отсечки коллекторного тока в процессе моду-
ляции также будет меняться, но в обратную сторону: с уменьшением
амплитуды напряжения базового возбуждения угол отсечки будет
монотонно расти, пока не дойдет до 1806 Это произойдет при ам-
плитуде возбуждения (7тб мин, которая определяется из выражения
(4-4) при 0к=18О° и р1к = 1,
/ Re \
^'тб.мИН (£б.в	£б) ( 1 "Ь 1 •
Она соответствует относительной абсциссе, равной
_	_ Re
л мин - Еб.в — £б “ 1 + Ri '
* Формула характерна для лампового и транзисторного УМК.
** Обращаем здесь внимание на знаки числовых значений X и Yt
для случаев 90°<0к.макс>90°. Из сравнения (4-3) и (4-4) и рис. 4-5
и 4-7 легко установить, что при 0к.макс<9О° как Амане, так и
У1макс отрицательны, а при 0К макс>90°, наоборот, эти координатц
оказываются положительными.
184
При дальнейшем снижении амплитуды угол отсечки будет оставать-
ся постоянным и равным 180°. Следовательно, по мере опускания
вниз по модуляционной характеристике от точки максимального ре-
жима с итв = итб.макс До точки, где итд=.и'тб.м'ля, средняя кру-
тизна SMi (4-5) соответствующего ее участка (считая от рассматри-
ваемой точки до начала координат), а следовательно, и дифферен-
циальная крутизна dImKi/dUm(j будут плавно расти до значения
При дальнейшем снижении амплитуды Umt> до нуля они останутся
постоянными и равными значению из (4-19) 3М1=Зд, а амплитуда
первой гармоники коллекторного тока быстро спадает до нуля
(рис. 4-7).
Рис. 4-7. Семейство модуляционных характеристик транзисторного
УМК. при 0к.макс>90э.
Таким образом, в этом режиме модуляционные характеристики
транзисторного УМК будут состоять из двух участков:
а)	верхнего участка от Птб.макс ДО Н'тб.мив, почти линейного
с медленно нарастающей книзу крутизной;
185
б)	нижнего участка от U'm(> мпи до 0, плавно сопряженного
с верхним с постоянной крутзнои При этом образуется нижннй
изгиб, обращенный выпуклостью кверху.
Такая форма модуляционной характеристики приводит к умень-
шению глубины модуляции. Однако она представляет большой прак-
тический интерес при компенсации обратных нелинейных искажений
предшествующего каскада с базовой или эмиттерной модуляцией
смещением, имеющего нижний изгиб (см. § 3-2, 3-3, 3-9) модуля-
ционной характеристики с понижающейся книзу крутизной.
4-4. АППРОКСИМАЦИЯ СТАТИЧЕСКИХ
МОДУЛЯЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
ТРАНЗИСТОРНОГО УМК И ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ
Принятый в § 3-4 метод рассуждений позволяет провести ли-
нейную аппроксимацию модуляционных характеристик и для каска-
да УМК, т. е. линеаризовать характеристики Im«i, /ко = ф(^тб) •
Однако, в отличие от аппроксимации модуляционных характеристик
при базовой (эмиттерной) модуляция смещением, для транзистор-
ного УМК придется применить два вида аппроксимации. 1-й вид —
при угле отсечки 0К мак с 90° (рис. 4-8,а), когда минимальный ре-
жим соответствует (или характеризуется) U тб мин = 0, а характери-
стики начинаются из начала координат, и 2-й вид — при угле отсеч-
ки 0Кмакс<90° (рис. 4-9,а), когда характеристики начинаются не
из начала координат, а в точке на оси абсцисс с Um6 Мин>0
Характеристики рис. 4-8,а и рис. 4-9,а в относительной системе
координат показаны соответственно на рис. 4-8,6 и 4-9,6.
В обоих случаях аппроксимации, т. е. для абсолютной и отно-
сительной систем координат, аппроксимированные модуляционные
характеристики УМК представляют собой, как и при базовой (эмит-
терной) модуляции смещением, прямые, соединяющие точки макси-
мального и минимального режимов.
Точка максимального режима определяется либо аналитически—
расчетом в этом режиме, либо графически — по кривым (рис. 4-5 и
4-7) в зависимости от утла отсечки 0к макс- Точка минимального
режима при 0К макс ^90° в любой системе соответствует началу
координат, а при 0к макс<90° — точке (4-8) с координатами
мип'-£'б Tig в,/тк1~/к0 = 0	(4-20)
в абсолютной системе координат и точке (4-9) с координатами
—Х=-1,	У1=-Уо = О	(4-21)
в относительной системе координат.
Очевидно, что для случая 0К макс>90° такая упрощенная аппрокси-
мация будет тем точнее, чем ближе 0К макс к 90°. К тому же погреш-
ность будет больше в нижних участках характеристик и особенно
для постоянной составляющей коллекторного тока /ко, которая, как
известно, при Um6=0 в этом случае в нуль не обращается. Однако
с учетом того, что в транзисторных УМК угол отсечки 0к.макс мо-
жет отличаться от 90° всего лишь на несколько градусов (можно
показать расчетом) погрешность количественно получается неболь-
шой, а указанную аппроксимацию можно считать вполне приемле-
мой для упрощенного или аналитического расчета (см. § 4-6).
186
Поскольку уравнения модуляционных характеристик при УМК
будут несколько отличаться для случаев 9К макс^ЭО0 и0Кмакс<90°,
то приходится рассматривать эти случаи отдельно Остановимся
сначала на характеристиках для случая 9К макс^90°.
Модуляционные характеристики для постоянной составляющей
11 первой гармоники коллекторного тока можно записать
в абсолютной системе координат
/к0 — 5мо//тб, /тк1—тб,
(4 22)
в относительной системе коор тпнат
(4-23)
Уо = 5мОХ,	У1 = 5м1М
Здесь, как и ранее [см (3-25) и (3-26)], SM£) и SMi — значения
крутизны модуляционных характеристик являю 1СЯ постоянными ве-
Рис. 4-8. Аппроксимированные мо-
дуляционные характеристики кас-
када УМК при 0к.макс>9О° (пунк-
тиром показаны реальные харак-
теристики).
Рис. 4-9. Аппроксимированные
модуляционные характеристи-
ки каскада УМК при 0к.Мако<
<90° (пунктиром показаны
реальные характеристики).
187
(эмиттерной) модуляции смещением Их значения будут определять-
ся выражениями
_	Ломакг	_ /пичмакс
>Sj4Q — ту	—— пост.,	- г г	пост.
С'тб.макс	С'тб.макс
(4-24)
Располагая (4-22) — (4-24), можно определить модуляционные харак-
теристики коэффициентов gK, ук и Т|к.
Они имеют вид:
17тК 7,/(]]/?г,_ 5М1/?Э , ,	,.
'ь “ | | = ] £ь | ~ | £к | тб’	(
Хи “ 7 с" == Хк.макс — ПОСт.	(4-26)
'ко “ИО
s2 Rs
т]к = 0,5^. = ?' Um6.	(4-27)
Заметим, что независимость коэффициентов ук по (4-26) от напря-
жения возбуждения 77„, б совершенно строго будет выполняться
в УМК лишь при 0кмакс = 9О° (или 180°, т. е. при колебаниях без
отсечки). При других углах 0В макс У>; будет в определенной степе-
ни зависеть от амплитуды С7тб. Однако погрешность такой аппро-
ксимации при УМК количественно получается значительно меньше,
чем при базовой или эмиттерной модуляции смещением, так как
при УМК угол отсечки коллекторного тока 9К меняется в гораздо
меньших пределах, чем при модуляции смещением.
Зависимость мощностей Рко, Р~ и Ррк от амплитуды напряже-
ния возбуждения определяется следующими выражениями:
Р ко — | £к 17К о — 5мо^7?к!47тб;
(4-28)
^ = 0,57^^=0,552,!^ ^б;
(4-29)
Ррк = р, о - Р~ = SM01 а, I ит6 - 0,552 ! Ra и2т6.	(4-30)
По аналогии с выражениями (4-22) — (4-30) модуляционные ха-
рактеристики для случая работы транзисторного УМК с 0К макс<90°
запишутся соответственно в виде
/ко— 5мо(С/тб—С/щб мин);	(4-31)
/тк1 — SmI	б ^тб мин);	(4-32)
4 XI S 2 СО со 'I	(4-33) (4-34)
„	ЛоматС	(4-35)
»^М0 — л	И „	’ ^?иб.макс ”—с-'гиб.мин	
о	Анн макс	,	(4-36)
UM1 	 П .	IJ	’ <-/ ni 6.M8I с 	 С7 TH б .мин	
Rs । р i (Um6 ^тлб.мин)!	(4-37)
Хи = Хи макс = пост.;	(4-38)
188
S*fR„
Т|1 = no (Р-тб— ^тб.мив),
— V5
Р ьо ” 5мо I £\,| * {Р,,, б	1-Лпб. мин);
Р “ 0,5 • S^i Rs {Pm б ^тб.мин)2;
Ррк — Smo |	| {Ртб Итб.мин)
— 0,5S^| /?8 {Р-т б — Рт б.мин)2*
(4-39)
(4-40)
(4-41)
(4-42)
Характеристики gK, ук = ф(Е'тб) =|ф(л) приводились на рис. 4-8.
4-9, а модуляционные характеристики для коэффициента т]к и мощ-
ностей Рко, Р~ и Ррк приведены для случаев 0К.макс ^90° и
9кмакс<90° соответственно на рис 4-10,а и 4-10,6.
Максимальная величина мощности рассеивания Ррк будет со-
ответствовать режиму несущей волны транзисторного УМК.
На основании проведенно-
го анализа, а также сравнения
уравнений всех модуляцион-
ных характеристик при УМК
с таковыми при базовой и
эмиттерной модуляции смеще-
нием можно убедиться, что все
модуляционные характеристики
по своему виду качественно
получились совершенно одина-
ковыми. Поэтому все основные
соотношения и выводы, полу-
ченные для базовой или эмит-
терной модуляции смещением
(см. гл. 3), будут справедли-
выми и для каскада УМК.
Этого н следовало ожи-
дать, поскольку изменение как
напряжения возбуждения Рт б,
так и напряжения смещения Еъ
вызывает (см. § 3-1) одинако-
вое по характеру изменение ре-
жима транзисторного генера-
тора.
4-5. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ
СООТНОШЕНИЯ
В ТРАНЗИСТОРНОМ
ГЕНЕРАТОРЕ ПРИ УМК.
ВЫБОР ТИПА
ТРАНЗИСТОРОВ
При УМК, как и при мо-
дуляции смещением (см. гл. 3),
выбор транзисторов следует
производить из условия, чтобы
в точке максимального режима
генератор, работающий с кол-
Рис 4-10. Аппроксимированные
модуляционные характеристики
мощностей коллекторной цепи и
к. п. д. транзисторного УМК.
а-при 0к.мако>»°; б-при
0	<90°
ии.макс 	
189
лекторным напряжением из (3-49) или (3-54), смог отдать
требуемую колебательную мощность, определяемую выражениями
(3-65), (3-71) или (3-80) (см. § 3-7).
Однако для УМК при расчете /’„трое по (3-65) п (3-71) сле-
дует принимать:
Кф = 1ч-1,1.	(4-43)
Поскольку при УМК, как и в каскаде с модуляцией смещением
(см. гл. 3), мощность рассеивания будет наибольшей в режиме не-
сущей волны, то для оценки пригодности выбранных транзисторов
по мощности рассеивания следует пользоваться выражениями
(3-84) — (3-87). При этом, учитывая, что в большинстве случаев
в каскаде УМК в первом приближении угол отсечки можно принять
примерно равным в к = 90°=поств (3-84) — (3-87) (при т=тк = 1)
величину к. п. д. режима несущей волны в общем случае необходи-
мо брать не из (3-57), а из (3-56), т е равной
Т]к.не( — <1 в.Иос ~ I | т 0,35 -т- 0,4.	(4-44)
Упомянутое выше постоянство угла отсечки 0к в процессе мо-
дуляции несколько нарушается в нижнем участке характеристики
УМК, если 9кмакс<90° (режим углубления). В режиме УМК с ком-
пенсацией угол 0кма1.с>9О° и обычно (см. выше) бывает равным
95—100°. Здесь, как и ранее, в процессе модуляции происходят
сравнительно малые изменения угла отсечки и 0К нее»9к макс — пост.
Вместе с этим следует заметить, что в режиме УМК с 0кмакс>9О°
угол отсечки 0к нес>0к макс, Я ЭТО Обеспечивает Ук нес<уК макс и
,,	маь< Укпе< ,	,, , ,	,л
T]K.Hei =7)' >.пе<	< Т]',.не, .	(4-45)
1 ~г "I Тк.макс
Некоторое снижение к. п. д г|к нес против величины его из
(4-44) увеличивает мощность рассеивания на коллекторе транзисто-
ра каскада УМК. Но обычно это снижение т]к нес будет весьма не-
значительным, а поэтому можно считать справедливым выражение
(4-44).
Мощности рассеивания на коллекторе (3-82) — (3-83) и в кор-
пусе транзистора (3-84)—(3-85) при учете (4-45) возрастут, т. е
тепловой режим работы транзисторов в каскадах УМК будет не-
сколько более тяжелым, чем в каскадах с базовой илн эмиттерной
модуляцией, где справедливо не только (4-44), но даже и (3-57).
Заметим, что поскольку при УМК (независимо от угла отсечки
9к макс) коэффициент использования коллекторного напряжения
изменяется согласно (3-51), то режим несущей волны с точки зре-
ния напряжения, действующего на коллекторе транзистора, будет
достаточно легким.
В заключение данного параграфа рассмотрим энергетические со-
отношения в транзисторном каскаде УМК, если непрерывная моду-
ляция осуществляется синусоидальным напряжением с круговой ча-
стотой Й.
Напряжение возбуждения при этом будет изменяться по закону
тб ‘ t/щбнес + ^тбй cosSf = (7„1в.нес (1 + тб cosfi/), (4-46)
где
^тб2 “ ^тб.макс — С^тб.вес ^б (^Лнб.вес t/щб.мив). (4-47)
190
Считая модуляционные характеристики линейными, для каскада
УМК можно записать следующий закон изменения составляющих
коллекторного тока /ко п /тки
/ко — /коПес + COS 2/ = Л онес (1 4" tn^ cos 2/);	(4-48)
/тК1 =~ /mniHec +	COS 2/ = /mi iHec (1 4" COS ^0»	(4-49)
где
^кОЙ = т14 понес = 5МоЦ„бй;	(4-50)
/т1<1 = tris!mKiHec = S№lUm^_	(4-51)
При длительной модсляцни с постоянной глубиной ее /пк уровни
мощностей изменятся и будут равны среднеинтегральным значениям
за период частоты модуляции, характеризующим так называемый
«средний» режим (режим модуляции).
Рассмотрение данных этого режима каскада УМК приводит
к выражениям, аналогичным (3-44) — (3-47) (в последних для УМК
m=mH), т. е. энергетические соотношения при базовой модуляции
возбуждением (при УМК) и базовой (эмиттерной) модуляции сме-
щением являются практически одинаковыми.
4-6. МЕТОД И ПОРЯДОК ТЕХНИЧЕСКОГО РАСЧЕТА
ГЕНЕРАТОРА С БАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ (ТРАНЗИСТОРНОГО УМК)
Общие замечания и исходные данные на расчет. При расчете
транзисторного генератора с базовой модуляцией возбуждением
(каскада УМК) основными исходными данными являются;
1.	Колебательная мощность несущего режима Р~пес, рассчитан-
ная по заданной в ТУ (см. § 3-9) мощности Р~зВд с помощью
(3 63) —(3-64).
2.	Диапазон частот fB—fB или рабочая частота fp=fB=f-
3.	Глубина модуляции в коллекторной (выходной) цепи каска-
да УМК — «к.
4.	Глубина модуляции в базовой (входной) цепи каскада
УМК — «б.
5.	Температура окружающей среды — Тс° С.
Величину то следует непременно задавать в том случае, когда
при УМК требуется получить углубление модуляции, т. е. прн
/Иб<Щн. Во всех других случаях, как правило, подразумевается
/Пб = тк, и поэтому в исходных данных глубина модуляции т6 мо-
жет отсутствовать.
Расчет транзисторного УМК включает этапы, которые характер-
ны расчету генератора с модуляцией смещением (§ 3-9—3-10),
а именно:
1)	выбор типа транзисторов, определение их количества и раз-
работка полной принципиальной схемы каскада УМК;
2)	расчет режима максимальной мощности;
3)	расчет режима несущей волны (а также расчет режима
в других промежуточных точках) и построение модуляционных ха-
рактеристик;
4)	расчет режима модуляции;
5)	определение мощности предшествующего каскада (возбуди-
теля) ;
191
6)	расчет радиатора, элементов колебательной системы и вспо-
могательных элементов схемы генератора.
По аналогии с расчетом транзисторного генератора с модуля-
цией смещением (см. § 3-9—3-10) расчет каскада УМК можно вы-
полнить графо-аналитическим или аналитическим (упрощенным) ме-
тодом. Причем, как и при базовой (эмиттерной) модуляции смеще-
нием (см. § 3-9), наиболее полным является графо-аналитический
метод. Аналитический метод расчета УМК обеспечивает достаточно
высокую точность, является более простым и поэтому наиболее при-
годным для инженерной практики Порядок такого расчета мы и
приводим ниже.
Выбор типа и количества транзисторов. Разработка принципи-
альной схемы транзисторного УМК. При выполнении этого этапа
расчета следует руководствоваться исходными данными, а также
положениями, изложенными в § 4-5 и 3-7.
Для выбранного типа транзистора выписываются данные режи-
ма, параметры, а также заимствуются из справочников или ката-
логов статические характеристики После этого окончательно уточ-
няется величина коллекторного напряжения Ек [см. (3-49) и (3-54)]
и разрабатывается полная принципиальная схема рассчитываемого
каскада УМК-
Здесь уместно заметить, что во время модуляции в каскаде
УМК, как и в каскаде с модуляцией смещением (см. § 3-8), зави-
симость постоянной составляющей базового тока от времени имеет
вид импульсов (рис. 3-16) с углом отсечки 9бй (угол отсечки по
частоте модуляции).
В связи с тем что постоянная составляющая тока базы при мо-
дуляции возбуждением меняется, в базовую цепь каскада УтМК
нельзя (или весьма нежелательно) включать заметные по величине
активные сопротивления во избежание повышения нелинейных иска-
жений (см. § 3-3). Очевидно также, что в каскаде УМК крайне не-
желательно применение базового, а равно и эмиттерного автосме-
щения.
Расчет режима максимальной мощности. Расчет максимального
(обычно критического или слабо недонапряженного) режима каска-
да УМК производится на мощность Р~ треб, т. е. мощность, отнесен-
ную к одному транзистору генератора. Если //Дз2, то после этого
расчета производится пересчет на п транзисторов обычным поряд-
ком. При выборе угла отсечки коллекторного тока в максимальном
режиме следует руководствоваться соображениями, изложенными
в § 4-3.
1.	Так, в том случае, когда к каскаду УМК не предъявляется
никаких специальных требований по углублению модуляции или
компенсации нелинейных искажений, для максимального режима ге-
нератора следует выбирать угол отсечки 9К макс = 90°=геост
2.	Если в генераторном каскаде при УМК должно быть осуще-
ствлено углубление модуляции, то принимают 9К макс <90°. При
этом, как указывалось выше, принято считать тк=1, а глубину мо-
дуляции сигнала в цепи базы /Пб, заданной и равной тв<1
(см. рис. 4-6). При задании 0К макс можно руководствоваться выра-
жением (4-13), т. е. при /Пб = 0,7 и тк=1 9К макс~75-г-80°. При не-
обходимости следует воспользоваться формулами (4-14)—(4-15).
3.	Если в каскаде УМК должна происходить компенсация не-
линейности нижнего участка модуляционной характеристики пред-
шествующего каскада (с базовой или эмиттерной модуляцией сме-
192
щепием), то 0кмакс>9О°. При этом величина 0ь макс в таком слу-
чае определяется заданной формой модуляционной характеристики
предшествующего каскада и может колебаться в пределах
0к макс =95= 100°
В зависимости от выбора угла отсечки 0КМакс порядок расчета
режима максимальной мощности несколько варьируется.
1.	При 0К макс = 90° = пост’, (нормальный режим УМК) графо-
аналитический метод расчета по модуляционным характеристикам
(порядок которого мы не рассматриваем) особых преимуществ не
дает. Поэтому для расчета данных точки максимального режима
следует всегда использовать аналитический метод (см. § 2-8), т. е.
метод расчета критического (или близкого к нему) режима тран-
зисторного генератора Расчету подлежат как цепь коллектора, так
и цепь базы.
2.	При 0к макс<90° (режим углубления модуляции) для расчета
необходимого значения 0к макс можно использовать метод последо-
вательных приближении. Для этого, задавшись в первом приближе-
нии 0кмакс = 9О°, по известным параметрам транзистора и величи-
нам Ек и -Р^тгеб = -Р~макс по (2-49, определяется |к кр = Вк макс,
а также UmK, 7% и величина параметра Z=Ra!Rt. По параметру Z
с помощью графика (рис. 4-5) при известной абсциссе Лмакс
[см. (4-11)] находится второе приближение 0к макс (используются
пунктирные линии на рис. 4-5). Это значение практически можно
считать истинным, так как дальнейшее уточнение обычно дает нич-
тожную поправку (меньше 0,5%), и можно принять его в качестве
исходного для окончательного дальнейшего аналитического расчета,
который производится обычным порядком (см. § 2-8) и начинается
с определения (по Р~треб — Р~ макс, 0к макс, сик и параметрам
выбранного транзистора) величины £к кр. После этого для |КМакс^
сДе,- кр выполняется полный расчет коллекторной цепи, т. е. нахо-
дятся Uтк макс, ^тпкмакс, Гк макс.макс, Ra (уточняется Z = RslRd),
7к0макс, ДкОмакс, Ррк макс, 0 к макс и У1Макс [см. (4-3)]. Затем рас-
считывается цепь базы
3	При 0кмакс>9О° (режим компенсации искажений предшест-
вующего каскада, например, с базовой модуляцией смещением)
определение истинной величины угла огсечки коллекторного тока
0к макс можно выполнить методом последовательных приближений,
о котором только что говорилось, но с использованием модуляцион-
ных характеристик (рис. 4-7).
После определения истинного значения угла отсечки 0К макс
производится полный окончательный расчес коллекторной и базовой
цепей УМК в режиме максимальной мощности в том же порядке,
как и в предыдущем случае, т е. в зависимости от рабочей частоты,
одним из методов, рассмотренных в § 2-8 или в [Л. 31, 32].
Расчет режима несущей волны и посюоение модуляционных ха-
рактеристик. Прежде всего заметим, что порядок расчета этого ре-
жима в основном будет одинаковым при всех ранее указанных, т. е.
исходных углах отсечки 0К макс за исключением случая 0кмакс>9О°,
когда требуется произвести расчет каскада УМК по исходным дан-
ным компенсируемого каскада и совместно с ним Из-за ограничен-
ного объема книги этот совместный расчет здесь не приводится. Для
всех других случаев при расчете режима несущей волны принимает-
ся порядок, аналогичный используемому при расчете режима несу-
13—1406	193
щей волны генератора с базовой и эмиттерной модуляцией смеще
нием, приведенный в § 3 10, т е используются формулы (3-117) —
(3 119), (3-122), (3-123),—(3-125), а вместо определения вес по
(3 126) или (3 127) при УМК определяется амплитуда напряжения
возбуждения цепи базы в режиме несущей волны по формуле, ана-
логичной (3-127),
Um6 макс +	мин
£/т6.нес = ------------------->	(4-52)
где Um5 миа — амплитуда напряжения возбуждения цепи базы
в точке минимального режима, определяемая формулой
17тбмин~0 — при 0кмакс^90° И (4-8)—при 0кмакс<90
По данным расчета максимального режима и режима несущей
волны можно построить модуляционные характеристики.
Расчет среднего режима модуляции Расчет режима модуляции
с учетом линейноегн модуляционных характеристик можно выпол
нить в порядке и по формулам, которые используются для расчета
режима при базовой и эмиттерной модуляции смещением [см § 3 10],
с той лишь разницей, что для УМК в формулы подставляется m вме
сто тк, а также то, что модулятор воздействует на один из предыду
щих каскадов, а следовательно, при выполнении расчета исключает
ся определение амплитуды модулирующего напряжения по (3 38),
не рассматривается вопрос о нагрузке модулятора и не рассчиты-
вается мощность модулятора вообще
Определение мощности предшествующего каскада (возбудите-
ля) В § 3-8 мы рассмотрели вопросы, связанные с определением
мощности возбуди 1еля для каскада с базовой и эмиттерной моду-
ляцией смещением Все рассуждения остаются в силе и для каска-
да УМК, т. е и здесь мощность возбудителя определяется форму-
лой (3 101) и данными режима работы базовой цепи УМК в точке
максимальной мощности.
Вопросы расчета теплоотводящего радиатора, элементов коле-
бательной системы н вспомогательных элементов принципиальной
схемы каскада 1/МК из-за ограниченного объема книги здесь не
рассматриваются
ГЛАВА ПЯТАЯ
ТЕОРИЯ И РАСЧЕТ ПРОСТОЙ
И КОМБИНИРОВАННОЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ
МОДУЛЯЦИИ
5-1 НЕКОТОРЫЕ ОСОБЕННОСТИ ПЕРЕНАПРЯЖЕННОГО
РЕЖИМА РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА
В транзисторном генераторе эффективную ампли-
тудную модуляцию за счет изменения только коллектор-
ного напряжения можно осуществить [Л 1, 2, 4, 18] в том
случае, когда используется область перенапряженного
режима работы По этой причине для анализа и теоре-
тических исследований (схем и способов) коллекторной
модуляции крайне желательно выяснить некоторые осо-
бенности перенапряженного режима работы транзистор-
ного генератора Обратимся к краткому рассмотрению
этих вопросов
Перенапряженному режиму работы транзисторного
генератора свойственны значительные величины базовых
токов Очевидно, что для перевода генератора из недо-
напряженного в перенапряженный режим необходимо
или увеличить амплитуду напряжения возбуждения цепи
базы, или уменьшить абсолютную величину коллектор-
ного напряжения |Fb|, или увеличить прямое напряжение
смещения на базе Перенапряженный режим можно так-
же обеспечить и за счет увеличения эквивалентного со-
противления коллекторной нагрузки, поскольку в этом
случае возрастает амплитуда Umi колебательного напря-
жения на коллекторе и уменьшается остаточное коллек-
торное напряжение Уменьшение последнего в свою оче-
редь приводит к нарушению условия (3-16), а так как
при этом прямое мгновенное напряжение на базе тран-
13*	195
зистора будет максимальным, то неизбежно увеличива-
ется высота импульса положительного тока базы.
Импульс коллекторного тока при таком режиме приоб-
ретает провал (рис. 5-1) и даже в течение некоторого
времени вместо положительного тока в цепи коллектора
может протекать заметный отрицательный коллекторный
ток. Эти особенности формы импульса тока коллектора

Рис. 5-1 К рассмотрению перенапряженного ре-
жима работы транзисторного генератора.
были впервые отмечены и экспериментально исследованы
А. Ф. Пащевским, а в последнее время они изучались
С. М. Герасимовым [Л. 1, 2] и другими авторами
[Л. 19, 28].
При работе транзисторного генератора в перенапря-
женном режиме (по аналогии с ламповыми генератора-
ми) в принципе можно говорить о слабо перенапряжен-
ном и сильно перенапряженном режимах.
Однако трактовка и выделение зон этих режимов
в генераторах на транзисторах, на наш взгляд, несколь-
ко отличается от трактовки подобных вопросов в лампо-
вых генераторах.
С целью уяснения этого на рис. 5-2 показаны харак-
теристики токов коллектора и базы [гк, г’б = ф(^б) при
ек=Ек=пост.]* для случая, когда остаточное (но обрат-
* Заимствованы из [Л. 19] и соответствуют транзистору П16.
Однако такого вида характеристики для транзисторов являются
типовыми.
196
ное) напряжение на коллекторе приближается к нулю
от своего значения примерно равного напряжению Е50
[см. (3-97а)].
Из рис. 5-2 легко усмотреть, что если при Ек1=Ебо~
~-0,2 в режим генератора при соответствующем на-
пряжении возбуждения будет критическим с косинусо-
идальным или частично уплощенным импульсом коллек-
торного тока, то при напряжении Ек2~Ед.в = — (0,15-5-
0,1) в (т. е. за счет весьма небольшого снижения абсо-
лютной величины коллекторного остаточного напряже-
ния ек = —EK+UmK) может наступить режим с почти
полным провалом в импульсе положительного коллек-
торного тока и даже режим с появлением отрицатель-
ного тока коллектора.
Привлекая одновременно к рассмотрению нагрузоч-
ные характеристики и осциллограммы импульсов кол-
лекторного тока для характерных точек нагрузочной
характеристики (заимствованные также из [Л. 19], они
представлены на рис. 5-3 и 5-4), легко установить, что
область слабо перенапряженного режима (под которой
в ламповой технике принято понимать зону от точки
197
критического режима до точки, где полезная мощность
генератора падает примерно на 10—20%, по сравнению
с оптимальной, а импульс тока выходной, т. е. анодной
цепи имеет провал, не превышающий половины его
максимального значения) в транзисторном генераторе
будет весьма узкой. От критического режима (при
Рис. 5-3. Примерный вид нагрузочных
характеристик транзисторного генера-
тора.
ек.ост = £к.кр~£бо=£к1, см. рис. 5-2) генератор быстро
переходит к режиму сильно перенапряженному (при
ек.ост = £б.в= см. рис. 5-2), при котором, кроме появ-
ления полного провала и отрицательного импульса тока
коллектора, в дополнение ко всему резко снижается
примерно в 2 раза) высота положительного импульса
этого тока.
Впо тче ясно, что для определения зон слабо и сильно
перенапряженного режимов работы транзисторного
генератора совсем нельзя применять трактовку подобных
вопросов напряженности режима работы, используемую
в ламповых генераторах и заключающуюся в том, что
перенапряженный режим соответствует такому случаю,
когда напряжение на аноде лампы становится равным
нулю или отрицательным, т. е. баостСО, а величина ко-
эффициента использования анодного напряжения £=
J98
Дело в том что в генераторе на транзисторе сильно
перенапряженный режим (за который можно, как и
в ламповых генераторах, принять зону, где полезная
мощность снижается на 30—50% от оптимальной и имеет
место полный провал в импульсе тока выходной цепи)
возникает при обратном (а не нулевом или прямом) кол-
лекторном остаточном напряжении ак.ост~£б.в~£к2, где
|Дкг|>0 (см. рис. 5-1 и 5-2). При этом коэффициент
использования коллекторного напряжения по величине
АМЙМЙлШ
il	п	!|	"
Рис. 5-4. Осциллограммы импульсов коллекторного то-
ка для критического (1,2) и перенапряженного (3, 4, 5)
режимов работы генератора (импульсы 1, 2, 3, 4, 5 со-
ответствуют режиму в точках 1, 2, 3, 4, 5 па рис. 5-3).
будет близок к единице, но все же меньше ее. При
= gI(^ 1 положительный коллекторный ток резко снижа-
ется по величине или может отсутствовать вообще (см.
характеристики при ак = £к4 =—0,05 в на рис. 5-2),
а коллектор начинает выполнять роль эмиттера. При
этом, как отмечалось выше, базовый ток становится
наибольшим и резко возрастает отрицательный коллек-
торный ток. Такой режим может оказаться опасным для
транзистора и не рекомендуется для применения.
Таким образом, особенностью режима работы тран-
зисторных генераторов является наличие весьма узкой
зоны слабо перенапряженного режима, а также возмож-
ность появления (наличие) сильно перенапряженного
режима даже при £к<1.
Резкое снижение полезной мощности при переходе
из критического или слабо перенапряженного режима
в область сильно перенапряженного режима связано с
наличием в этом режиме отрицательного коллекторного
тока в течение определенной части периода действия вы-
ходного напряжения высокой частоты. Ничего подобного
рассмотренному не бывает в триодном ламповом гене-
раторе, если даже еа=С0.
Другими причинами более резкого спада полезной
колебательной мощности транзисторного генератора
в области перенапряженного режима являются:
199
а)	более резкий спад максимального значения им-
пульса коллекторного тока из-за большей, чем у ламп,
крутизны линии критического режима транзисторов;
б)	уменьшение амплитуды первой гармоники коллектор-
ного тока из-за снижения величины средней крутизны |£Ср|=
1
= Scp [1 4- (0')2] 2 , обусловленное возрастанием в перена-
пряженном режиме угла пробега 0/ = 0(1 +0,5^к) [Л. 19].
Вполне ясно, что провал в импульсе коллекторного
тока пропорционален высоте положительного импульса
тока базы. Последний с появлением и ростом провала
резко растет (рис. 5-5).
Рассмотрение нагрузочных характеристик транзистор-
ного генератора, представленных на рис. 5-3, позволяет
заключить, что в перенапря-
женном режиме к. п. д. и по-
лезная мощность транзистор-
ного генератора заметно па-
дают при сравнительно неболь-
шом превышении эквивалент-
ного сопротивления нагрузки
над критической величиной
^э.кр. Этот спад связан с рез-
ким снижением амплитуды
первой «гармоники коллектор-
ного тока при увеличении эк
Бивалентного сопротивления,
Рис 5-5 Импульс коллек- так как даже незначительное
торного тока для слабо пе- (в процентном отношении)
ренапряжепного режима увеличение колебательного на-
пряжения UmK* на коллектор-
ной нагрузке может сопровождаться (при |аКОСт|<
<|£к.кр| <0) весьма заметной деформацией импульса
коллекторного тока, поскольку в большинстве случаев
величина £к.кр^1-
Из рис. 5-3 видно, что в перенапряженном режиме
снижается мощность рассеивания на коллекторе,
а максимум к. п. д. генератора по коллекторной цепи
находится в области слабо перенапряженного режима.
Закономерности хода нагрузочных характеристик,
представленных на рис. 5-3, в транзисторном генерато-
* В рассматриваемом режиме рост напряжения UmK с ростом
происходит весьма незначительно.
200
ре с автоматическим базовым смещением будут выраже-
ны еще более отчетливо, так как с ростом напряжен
ности режима за счет автоматического изменения смеще-
ния уменьшается (в дополнение ко всему) угол отсечки
коллекторного тока, а это вызывает более быстрый спад
тока /тК1 по сравнению со случаем, когда генератор
имеет фиксированное (или независимое) базовое смеще-
ние. Вместе с этим следует заметить, что автосмещение
в цепи базы может весьма эффективно препятствовать
возникновению в генераторе сильно перенапряженного
режима, ограничивая рост максимального значения
импульса и составляющих базового тока.
Таким образом, можно отметить, что основным тех-
ническим преимуществом перенапряженного режима
по сравнению с недонапряженным следует считать воз-
можность обеспечения постоянства амплитуды напряже-
ния UmK на коллекторе (и контуре) при изменении со-
противления нагрузки и снижение мощности рассеива-
ния, выделяемой в корпусе транзистора. И то, и другое
является достаточно важным при разработке и создании
транзисторных радиоустройств.
К недостаткам перенапряженного режима работы
следует отнести некоторое увеличение мощности, требуе-
мой для возбуждения, по сравнению с величиной этой
мощности, необходимой в случае использования недона-
пряженного режима. Однако применение автосмещения
в базовой цепи позволяет снизить высоту импульса по-
ложительного тока базы и существенно уменьшить мощ-
ность возбуждения. К тому же автосмещение позволяет
избавиться от специального отдельного источника смеще-
ния, который, как легко понять, для случая перена-
пряженного режима может оказаться достаточно мощ-
ным.
Следует заметить, что в генераторе с автосмещением
в цепи базы, работающем в области перенапряженного
режима, с точки зрения мощности рассеивания (или
потерь) в цепи базы в еще большей степени, чем в недо-
напряженном режиме, нерационально работать с нижним
углом отсечки коллекторного тока, существенно
меньшим 90°.
Однако заметное увеличение этого угла нецелесо-
образно, так как оно может привести к нулевому или
даже отрицательному (для транзисторов р-п-р-типа)
напряжению смещения цепи базы, а последнее нельзя
201
получить автоматически за счет положительной постоян-
ной составляющей базового тока, т. е. реального тока
/бор>0. Расчетные соотношения, характеризующие пере-
напряженный режим работы транзисторного генератора,
из-за ограниченного объема книги здесь не рассматри-
ваются.
5-2. ОСНОВНЫЕ СПОСОБЫ И СХЕМЫ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ
КОЛЛЕКТОРНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Коллекторная модуляция по сравнению с режимом
УМК, базовой и эмиттерной модуляцией смещением
имеет как преимущества, так и недостатки. К преимуще-
ствам (см. ниже) относятся возможность обеспечения
сравнительно высокого и постоянного (в процессе моду-
ляции за ее период) к. п. д. модулируемого генератора,
повышенное использование транзистора по мощности и
коллекторному напряжению и как следствие возмож-
ность реализации повышенного коэффициента усиления
каскада по мощности, сниженная мощность рассеивания
и облегченный тепловой режим работы транзисторов;
недостатком же является необходимость применения
сравнительно мощного модулятора, поскольку последний
воздействует на одну из наиболее мощных цепей тран-
зисторного модулируемого генератора.
Коллекторная модуляция должна осуществляться
на высоком уровне мощности, т. е. в выходных каскадах
радиоустройств, поскольку после каскада с коллектор-
ной модуляцией ставить каскады УМК, имеющие
(см. гл. 4) низкий к. п. д. в несущем (и среднем) режиме,
энергетически крайне невыгодно. Поэтому в дальнейшем
подразумевается и рассматривается коллекторная моду-
ляция применительно к выходным (и отчасти предоконеч-
ным)1 каскадам радиоустройств.
Из физических процессов, происходящих в транзи-
сторном генераторе при изменении питающих напряже-
ний [Л. 1, 18], легко установить, что коллекторная
модуляция возможна только при колебаниях второго
рода, а ее эффективность будет тем больше, чем сильнее
коллекторное напряжение влияет на положение харак-
теристики и форму импульса коллекторного тока.
1 Когда имеем дело с двойной и тройной коллекторной моду-
ляцией выходного каскада устройства.
202
Можно указать на четыре основных способа осуще-
ствления коллекторной модуляции, отличающихся как
схемно, так и по энергетическим и качественным показа-
телям. Два из них позволяют реализовать энергетиче-
ские показатели в том случае, когда в модулируемом
каскаде в процессе модуляции за период используется
область перенапряженного режима работы, а два
других комбинированных способа могут применяться
в генераторах, работающих как в перенапряженном, так
и в недонапряженном режимах.
Рис 5-6. Схема транзисторного .енера-
тора с одинарной (простой) коллектор-
ной модуляцией.
На рис. 5-6 приведена схема однотактного транзи-
сторного генератора с одинарной (пли простой) коллек-
торной модуляцией. При дапно.м способе модуляции
в модулируемом выходном каскаде должен обеспечи-
ваться перенапряженный режим работы, так как здесь
в такт с частотой Q модулирующего сигнала изменяется
только коллекторное напряжение £к. Очевидно, что
в такой схеме с уменьшением абсолютной величины
коллекторного напряжения и возрастанием перенапря-
женное™ режима, т. е. увеличением провала в импульсе
коллекторного тока, соответственно уменьшаются состав-
ляющие коллекторного тока и растут составляющие ба-
зового тока, т. е. происходит перераспределение тока
203
эмиттера между коллектором и базой (рис. 5-7). Ясно,
что в процессе модуляции нагрузка базы изменяется.
При Ек = Екмшя;Е5.в, когда весь ток эмиттера поглоща-
ется базой транзистора, нагрузка базовой цепи на кон-
тур предоконечного каскада будет максимальной.
Рис. 5-7 К рассмотрению физических процессов в генераторе с оди-
нарной коллекторной модуляцией в перенапряженном режиме.
а — импульсы тока коллектора; б — импульсы тока базы; в — изменение со-
ставляющих коллекторного и базового токов при модуляции за период.
Одинарная коллекторная модуляция по схеме на
рис. 5-6 имеет ряд существенных недостатков, обуслов-
ленных в основном сравнительно большими токами ба-
зы выходного модулируемого каскада, поскольку в нем
используется область перенапряженного режима. К ос-
новным из этих недостатков следует отнести:
204
1.	Необходимость иметь мощный предшествующий
(для схемы на рис. 5-G предоконечный) каскад вслед-
ствие того, что в перенапряженном режиме первая
гармоника тока базы /тб1 имеет большую величи-
ну(см. § 5-1).
2.	Необходимость иметь отдельный источник смеще-
ния с большим и сильно меняющимся током потребле-
ния, которым является постоянная составляющая тока
базы.
3.	Резкое изменение за период модуляции мощности,
отбираемой от предшествующего каскада, а также
изменение входного сопротивления модулируемого
каскада.
Очевидно, что наибольшая мощность от предше-
ствующего (у нас предоконечного) каскада потребуется
в случае использования в выходном модулируемом
каскаде схем с ОК и ОБ. В схеме с ОЭ, как легко видеть
из рис. 5-7, мощность возбуждения определяется точкой
минимального (при т = 1 — нулевого) режима, так как
в этой точке импульс тока базы и его первая гармоника
Im5i достигают наибольшего значения, т. е.
Р~б/макс .макс	бриии 2 ^”,б/^тб1Мип •
==-9-^тб/^щб1МаКс. макс-	(5’1)
Очевидно также, что из-за сильно меняющегося тока
базы выходного каскада схемы на рис. 5-6 заметно
изменяются как входное сопротивление этого каскада,
так и сопротивление, вносимое в контур предоконечного
каскада, и в такт с модуляцией появляется расстройка
его контура. В свою очередь расстройка контура пред-
оконечного каскада неизбежно вызывает паразитную
частотную или фазовую модуляцию, а это особенно не-
желательно, если возбудителем модулируемого выходно-
го каскада является автогенератор, т. е. в случае двух-
каскадного передатчика.
Действительно, входное сопротивление выходного
каскада (например, при работе генератора на низких
частотах)
гЕ35 = /?вд.э = /?б.э^-^-	(5-2)
* т 61
205
в процессе одинарной коллекторной модуляции будет ме-
няться в	^1Мии а это весьма заметн0
' т б 1 МИН. мин	' т б 1 ма Кг
сказывается на работе предоконечного каскада.
Несмотря на то что в перенапряженном режиме рабо-
ты в выходном генераторном каскаде для получения
Рис. 5-8 С>ема транзисторного генератора с двой-
ной коллекторной модуляцией с постоянным воз-
буждением (с U тц~ПОСТ.) .
достаточной линейности модуляции принципиально мож-
но обойтись одинарной коллекторной модуляцией, по-
следняя не является оптимальной с точки зрения энер-
гетических показателей и мощности предшествующего
(чаще предоконечного) каскада передатчика. Дополни-
тельное осуществление при коллекторной модуляции
автоматической модуляции базовым смещением (см.
§ 5-7), или базовой модуляции возбуждением (см. § 5-5—
—5-6), или одновременно и тон и другой (см. § 5-8—
206
—5-9) позволяет улучшить как энергетические показа-
тели устройства, так и качество модуляции.
В схеме коллекторной модуляции, представленной на
рис. 5-8, кроме изменения коллекторного напряжения
Ек, в модулируемом выходном генераторе в такт с моду-
лирующим сигналом автоматически (но противофазно
основной модуляции на коллектор) изменяется и на-
пряжение смещения. Это обеспечивается за счет введе-
ния цепочки базового автосмещения R^Cq, на которой
создается низкочастотное напряжение с амплитудой E5Q.
Очевидно, что автоматическая модуляция базовым сме-
щением является как-бы внутренней, а основная коллек-
торная—-внешней, т. е. принудительной. Дополнительная
модуляция базовым смещением приводит к такому изме-
нению угла отсечки, которое обеспечивает углубление
основной модуляции на коллектор '. Амплитуда напря-
жения возбуждения при модуляции по схеме рис. 5-8,
как и при одинарной коллекторной модуляции, остается
неизменной (независимой от модулирующего сигнала).
Коллекторную модуляцию по схеме рис. 5-8 в силу
отмеченных ее особенностей будем называть двойной
коллекторной модуляцией с постоянным возбуждением
(с ит5 = пост.). Очевидно, что этот способ коллекторной
модуляции является комбинированным. При нем в гене-
раторе также желательно иметь перенапряженный
режим, однако за счет автоматически создаваемой
модуляции базовым смещением здесь существенно
снижается степень напряженности режима, уменьшается
высота импульса тока базы и максимальные значения
его первой гармоники и постоянной составляющей, а это
в свою очередь [см. § 5-7] значительно ослабляет (почти
исключает) недостатки, свойственные одинарной коллек-
торной модуляции.
Полное же исключение этих недостатков можно
обеспечить переходом к тройной коллекторной модуля-
ции. Один из вариантов такой схемы модуляции одно-
тактного выходного каскада представлен на рис. 5-9.
При этом способе комбинированной модуляции, как вид-
но из схемы (рис. 5-9), модулятор непосредственно
1 При желании или в случае необходимости в данной схеме
автоматическую базовую модуляцию смещением можно заменить
принудительной или внешней, т. е. осуществить ее непосредственно
от модулятора Однако это часто заметно снижает энергетические
и качественные показатели устройства, а также усложняет схему.
207
воздействует на коллекторную цепь не только выходного,
но и предоконечного (предшествующего) каскада, т. е.
здесь синфазно с коллекторным напряжением изменяется
и амплитуда напряжения возбуждения цепи базы выход-
ного каскада, в котором к тому же сохранена и цепочка
Рис. 5-9 Схема тройной коллекторной модуляции вы-
ходного каскада транзисторного передатчика
базового автосмещения ReCfj. Таким образом, в каскаде
с тройной коллекторной модуляцией используются две
внешние принудительные модуляции (коллекторная мо-
дуляция питанием и базовая модуляция возбуждением)
и одна внутренняя автоматическая модуляция (базовым
смещением).
При осуществлении тройной коллекторной модуляции
возможны два резко различных физических принципа
получения модуляции выходного, т. е. коллекторного
тока модулируемого каскада. Они существенно отли-
чаются друг от друга.
208
Первый принцип заключается в том, что модуляция
коллекторного тока происходит за счет перераспределе-
ния тока эмиттера между коллектором и базой транзи-
стора, когда уменьшение коллекторного тока происхо-
дит за счет повышения тока базы, как это имеет место
при одинарной и отчасти двойной коллекторной модуля-
ции с итб = пост. в перенапряженном режиме.
Второй принцип заключается в том, что модуляция
происходит за счет уменьшения коллекторного тока
генератора вследствие постепенного запирания транзи-
стора по току эмиттера в результате базовой модуляции
(в основном возбуждением). Коллекторная модуляция
по этому принципу может быть обеспечена в генерато-
ре, имеющем любой, включая и недонапряженный,
режим работы. Как правило, в качестве максимального
режима здесь выбирается критический или слабо пере-
напряженный режим.
Таким образом, из-за модуляции напряжения воз-
буждения тройная коллекторная модуляция не критич-
на к режиму работы модулируемого генератора. Кроме
того, в такой схеме в процессе модуляции за период
остается практически неизменной относительная или
динамическая напряженность режима генераторного
каскада, а поскольку основной режим выбирается близ-
ким к критическому, то ток базы при комбинированной
коллекторной модуляции с L7m6 = var будет иметь ма-
лую величину, а это снижает требуемую мощность пред-
шествующего (предоконечного) каскада до такой вели-
чины, которая характерна предоконечному каскаду пере-
датчика, имеющего в выходном каскаде модуляцию ба-
зовым смещением (см. § 5-8). Далее, поскольку
t/m6 = var, то в схеме на рис. 5-9, т. е. при тройной кол-
лекторной модуляции, можно создать (см. § 5-8—5-10)
такой режим работы, при котором постоянная составляю-
щая тока базы модулируемого выходного каскада будет
иметь не только малую, но и практически неизменную
(в процессе модуляции за ее период) величину. В таких
случаях автоматическая базовая модуляция смещением
или исчезает, или оказывается малоэффективной, а по-
этому базовое автосмещение в таких случаях можно за-
менить фиксированным смещением от отдельного источ-
ника, который в силу малого значения постоянной со-
ставляющей тока базы будет достаточно маломощным по
сравнению со случаем одинарной коллекторной модуля-
14—1406	209
ции. Вполне ясно, что при использовании отдельного
источника смещения тройная коллекторная модуляция по
схеме вида рис. 5-9 как бы вырождается в двойную кол-
лекторную модуляцию с постоянным смещением (с Еб =
— пост.) Это и есть четвертый способ осуществления кол-
лекторной модуляции'. Следует иметь в виду, что по
своим свойствам двойная коллекторная модуляция с Е5 =
= пост. мало отличается от тройной, но достаточно суще-
ственно она отличается от двойной коллекторной моду-
ляции с Um§= пост.
К недостатку способа комбинированной коллекторной
модуляции с Em6 = var следует отнести необходимость
модуляции предшествующего и выходного каскадов по
коллекторным цепям, что связано с дополнительным
(по сравнению со случаем, например, одинарной модуля-
ции) увеличением мощности модулятора и частичным
усложнением схемы двух мощных каскадов радиоуст-
ройства.
Модуляция коллекторной цепи предшествующего кас-
када при двойной с Еъ = пост. и тройной коллекторной
модуляции выходного каскада передающего устройства
может быть обеспечена или от основного модуляцион-
ного трансформатора выходного каскада передатчика
(рис. 5-9), или с помощью дополнительно включенных
для этого элементов (трансформатора, дросселя и т. п.).
В работе [Л. 10] указывается, что для осущест-
вления глубокой и достаточно линейной амплитудной
коллекторной модуляции L. Е. Geisler предложил но-
вый метод или систему, при которой модуляция про-
изводится одновременно на коллектор и на эмиттер
выходного каскада, выполненного по схеме с ОЭ. При
этом модуляция на эмиттер осуществляется со сдви-
гом по фазе на 180°. Схема каскада с таким спосо-
бом комбинированной модуляции, заимствованная из
[Л. 10], приведена на рис. 5-10. Весьма кратко эта
схема описана в работе [Л. 11]. Из последней сле-
дует, что при глубине модуляции около 100% со-
противление R, введенное в цепь эмиттера, подбиралось
экспериментально по минимуму искажений формы
амплитудно-модулированного сигнала на выходе. Отме-
чается, что в интересах обеспечения повышенной линей-
1 Схема двойной коллекторной модуляции с Ев=пост. из-за
ее очевидности на отдельном рисунке здесь не приводится. Анализ
ее приведен в § 5-5 п 5-10
210
ности модуляции можно допустить нс более чем 10%-ный
разброс величины упомянутого сопротивления. Никаких
других результатов ни теоретических, ни эксперименталь-
ных исследований модуляции по схеме рис. 5-10
в [Л. 10, 11] не приводится.
Остается отметить, что для осуществления модуляции
по схеме рис. 5-10 требуется наибольшая (из всех воз-
можных методов амплитудной модуляции одиночного
Рис. 5-10. Вариант
коллекторной мо-
дуляции.
транзисторного генератора с внешним возбуждением)
мощность модулятора, так как здесь модулятор воздей-
ствует на две самые «сильноточные» цепи тоанзистоца.
Очевидно также, что модуляция по схеме рис. 5-10 отно-
сится к двойной коллекторной модуляции с ит^ = пост.
и, в отличие от схемы на рис. 5-8, в схеме на рис. 5-10
смещение входной цепи модулируется в основном не
автоматически, а принудительно, и не в цепи базы, а за
счет внешнего воздействия модулятора на цепь эмит-
тера.
Учитывая, что работа транзисторов в сильно пере-
напряженном режиме сопряжена с рядом трудностей
(см. § 5-1), при осуществлении коллекторной модуляции
в выходном каскаде весьма желательна предваритель-
ная модуляция предоконечного каскада, т. е. режим,
когда l/m6 = var.
С учетом этой специфики транзисторов как усили-
тельных элементов заключаем, что из всех способов кол-
14*	211
лекторпой модуляции для выходных каскадов транзи-
сторных передатчиков наиболее приемлемыми и энергети-
чески наиболее эффективными будут тройная и двойная
коллекторная модуляция с Е^ = пост
Двойная коллекторная модуляция с Um^-noci
может найти широкое применение в предоконечных кас-
кадах передатчиков и радиоустройств, использующих
в выходных каскадах комбинированную двойную с Eq —
=пост. или тройную коллекторную модуляцию, а оди-
нарная модуляция является менее перспективной '.
Следует также иметь в виду, что в ряде случаев
в передатчиках с комбинированной коллекторной моду-
ляцией выходного каскада в интересах снижения мощ-
ности модулятора и отказа от перенапряженного режи-
ма в предоконечном каскаде в последнем можно исполь-
зовать базовую или эмиттерную модуляцию смещением.
Однако это неизбежно снизит средний к. п. д. предоко-
нечного каскада, а вместе с этим и промышленный
к. п д. радиоустройства
Такое схемное решение можно считать совершенно
непригодным, когда от предоконечного каскада требуется
большая мощность. Последнее характерно для устройств,
в которых выходной каскад выполнен по схемам
с ОБ или с ОК- В настоящей главе приводится теорети-
ческий анализ и рассматриваются методы расчета
наиболее перспективных схем простой и комбинирован-
ной коллекторной модуляции в недонапряженном (см.
§ 5-5 и 5-6) и перенапряженном (см § 5-7—5-10) режи-
мах
5-3. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ
В ТРАНЗИСТОРНОМ ГЕНЕРАТОРЕ
ПРИ КОЛЛЕКТОРНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Независимо от способа и схемы осуществления кол-
лекторной модуляции, в модулируемом каскаде в такт
с модулирующим сигналом изменяется коллекторное
напряжение. На рис 5-11 показан примерный вид моду-
ляционных характеристик /тк1, /ho—^(^ь) коллекторной
модуляции. При осуществлении коллекторной модуляции
по любой схеме необходимо прежде всего стремиться
к обеспечению прямо пропорциональной зависимости
амплитуды тока первой гармоники от напряжения
1 Легко усмотреть, что в автогенераторах на транзисторах
возможно осуществление или простой, или двойной с итб*=пост
коллекторной модуляции
212
на коллекторе Eh, т. е к линейности статической моду-
ляционной характеристики ZmRi = cp(£K). Это в свою
очередь обеспечит линейную зависимость /ьо = ф(£и)-
Линейность коллекторной модуляции можно повы-
сить за счет установления исходного режима (точки
молчания или режима несу-
щей волны) в середине пря-
молинейного участка стати-
ческих модуляционных ха-
рактеристик (рис. 5-11) пу-
тем подачи на коллектор
постоянного напряжения
определенной величины,
равной £Кнес (индекс «нес»
характеризует величину на-
пряжения Ек в режиме не-
сущей волны, т. е. при мол-
чании), и подбором в гене-
раторе величин других пи-
тающих напряжений, а так-
тических модуляционных ха-
рактеристик /тк1, 11<0 — У(Ек).
же напряжения возбуждения.
В настоящем параграфе приводятся основные энерге-
тические соотношения в генераторе с коллекторной мо-
дуляцией, осуществляемой синусоидальным напряжением
с круговой частотой Q = 2nF.
В процессе модуляции упомянутым гармоническим
сигналом коллекторное напряжение модулируемого
(например, выходного) генератора будет изменяться по
закону
£'к = £’к в к = |£’к.нес]+£’к2 cos О/ ==|£’к.нес| (1 -(-/nKcosQ0>
(5-3)
где ЕкВ =тк |Z?K.Hec| — амплитуда модулирующего напря-
жения;
Е
т = тк =	----коэффициент глубины модуляции кол-
tb.Hec
лекторного напряжения (глубина модуляции по коллек-
торной цепи).
У только что упомянутого коэффициента индекс к
введен для того, чтобы в случае двойной (с Еб=пост.)
и тройной коллекторной модуляции, когда (/m6 = var, раз-
личать глубину модуляции тк и глубину модуляции
напряжения базового возбуждения тб = ткпк, где
213
Шк.тт — глубина модуляции по коллекторной цепи пред-
шествующего (предоконечного) каскада.
При линейной комбинированной коллекторной моду-
ляции генератора как lmKi и Л.о, так и амплитуда контур-
ного тока 7КОтгт меняются пропорционально изменению
Ек, а коэффициент их глубины модуляции практически
будет такой же, как и у коллекторного напряже-
ния, т. е.
I^?пк1нес ~COS £1/ === Легшее (1 COS £1/), (5-4)
/ко = Л<о нес +Л/Е0 COS £1/ = ЛюнесО Ц-ШкСОзП/); (5-5)
Л;о = Ли нес + ^кй COS Qt = 1К0 нес (1 -ф- Шк COS Dt): (5-6)
/копт Лсонт.нес I ^7копт COS £1/ Iьонт.нес (1 “Л COS £1/)»
(5-7)
где
__ ДДпК1 ___ ^Atp __ Д/юнт  Ля •
/ткхнес /i онес Л онт.нес /понес
/кй “ т^ко нес — амплитуда низкочастотного тока модуля-
тора, потребляемая коллекторной цепью транзистора
модулируемого каскада.
Для получения 100%-ной модуляции, т. с. при тк=1
модулятор должен обеспечить
/ф(й — П1К |Дц.нес| = |Дц.иес|>	(5’8)
7КЙ = отДко нес = 7К0 нес-	(5-9)
Очевидно, что требуемая мощность модулятора в общем
случае будет определяться выражением
Р =—Е I =
J —Як.м! 2 кЯ кя
=-Ьт>инес=1И^=Р_йв/. (5-10)
2	z 7]к.нес
Приняв 7/г,, = 1 и 7]к.н0с = 0,75 [см. (5-20)], получим:
Р„ ,^0,7Р	(5-11)
т. е. убеждаемся, что при коллекторной модуляции мощ-
ность модулятора соизмерима с полезной мощностью
Р~-нес модулируемого генератора. В этом заключается
* Т’-яв.к — мощность модулятора при модуляции выходного
каскада устройства.
214
основной недостаток коллекторной модуляции. При трой-
ной и двойной (с Еб = пост.) коллекторной модуляции,
когда модулятор воздействует на выходной и предо-
конечный каскады (на два каскада), он проявляется
наиболее резко, так как в этих случаях мощность моду-
лятора (см. § 5-11)
Р =Р -Д-Р = Р -Д-Р
^~йк.м2	-2Г..К ' ~Рп.к	— Рк.м1 ' Ж?п.к
^-гес ч к -Р^нсс-	(5-1 1 а)
Учитывая (5-8) — (5-9), замечаем, что при коллектор-
ной модуляции нагрузкой модулятора в первом прибли-
жении можно считать чисто активное сопротивление кол-
лекторной цепи генератора току звуковой частоты, т. е.
п _______ ^'ко ____|£в.нР1 I_____ |£к.не< I
^2к-м ~~ "ЛйГ — тс/ко нес ~ Л<0 Нес
(5-12)
В интересах снижения искажений и повышения энер-
гетических показателей устройства оконечный каскад
модулятора желательно выполнять по двухтактной схеме
с режимом В или АВ (это учтено нами в схемах на рис.
5-8—5-9).
В интересах повышения линейности модуляции в ре-
жиме максимальной мощности независимо от схемы и
способа осуществления коллекторной модуляции за
оптимальный угол отсечки коллекторного тока 0к.макс
следует принимать
0,. макс ~ 80 Ж 100°.
(5-13)
При этом меньшие значения угла отсечки (порядка
70—85°) следует брать для генераторов с тройной кол-
лекторной модуляцией и двойной с ит^ = пост. и особен-
но в том случае, если используемый в схеме транзистор
имеет большое значение |£б.в1- Последнее характерно
более мощным транзисторам.
Коллекторное напряжение согласно (5-3) будет рав-
но:
Ек.макс—Ак.пес (1 ”К	(5’14)
где
| ^к.нес
|/ы.доп|
(1 +ик)!К2 '
(5-15)
215
В свою очередь коэффициент
К9~ 1,1-5-1,25;	0,8 н-0,9.	(5-16)
Величина 1/Кй характеризует степень недоиспользования
транзистора по коллекторному напряжению Ек.лоа. В (5-15)
Ек дои — допустимое напряжение между коллектором и
эмиттером для схемы с ОЭ.
Используя (5-4) — (5-7), легко получить выражения
для основных энергетических показателей максималь-
ного (пикового) режима выходной цепи генератора
с коллекторной модуляцией
^МаКС==^ес(1 + 'М2;
(5-17)
Pro макс — | f к.макс | Л;о макс — Pro нес (1 “4“ '’M'l	(5-18)
Т^рк.макс — Pro макс Р~макс Рръ.нес (1 “Ь ^к) i (5’19)
Р с
Л]к. макс == п :=Т]к.нес == 4к == ПОС Ш. (5-20)
! I омаьс
Работа модулируемого (выходного) каскада с посто-
янным к. п. д. — важное преимущество коллекторной
модуляции по сравнению с базовой, эмиттерной моду-
ляцией и режимом УМК-
Поскольку генератор с коллекторной модуляцией
в максимальном режиме должен отдавать мощность
Р~шкс> определяемую (5-17), то эта мощность является
основополагающей при выборе транзистора (ров) по
колебательной мощности (см. § 5-4).
При длительной коллекторной модуляции с постоян-
ной ее глубиной уровни всех мощностей будут равны
средним интегральным значениям за период (П( = 2л)
модулирующей частоты, характеризующим «средний»
режим модулируемого генератора. Средине значения
некоторых мощностей при коллекторной модуляции ко-
личественно отличаются от таковых для УМК, базовой
и эмиттерной модуляции смещением.
Если величина средней колебательной мощности
амплитудно-модулированного сигнала, независимо от
метода модуляции, определяется выражением (см.
§ 1-9)
216
(и с Этой точки зрения не отличается от Р~ср Для дру-
гих методов модуляции), то средняя подводимая к гене-
ратору мощность (т. е. средняя мощность питания в ре-
жиме модуляции) при коллекторной модуляции нахо-
дится по формуле
р =—
^коср— 2я
и
и с учетом (5-3) и (5-5) будет равна:
т
7
|£к|
РКО ср--Рко нес
Выражение для мощности Ркоср можно записать и в виде
Рко ср — Рка тел
^к.теЛ
Рко нес +Р
—Як.м! >
Р	РП?" Р
J ~нес । к J — нес
“ty.Hec	S^H.Hec
(5-23)
где
Т(к.тед —	—- Т^к.нес — ^к.иакс —	>
Рко нес	|£*к.нес, ^ко нес»
Р о t	—ci-	РКО НРС*
—2к м! 2 Б b(J нес
(5-24)
Мощность рассеивания на коллекторе в режиме моду-
ляции равна разности РкОср и Р~ср, а поэтому
Р ук.ср—Р ^к.тел — Р рк.нес
(5-25)
Выше установлено, что при коллекторной модуляции
к. п. д. генератора по коллекторной цепи в процессе
модуляции не изменяется, а поэтому к. п. д. в среднем
режиме будет равен:
___ 1 —ср ____	___ ____________
*Пк.ср— о —*Чк.нес — 'Пк.макс—"^к*
коср
(5-26)
Таким образом, в режиме модуляции по сравнению
с режимом несущей волны все мощности генератора
/	т2\
с коллекторной модуляцией увеличиваются в М _|_ -JL j
раз, т. е. при тк=1 в 1,5 раза.
217
Из (5-22) и (5-23) видно, что средняя мощность, по-
требляемая модулируемым генератором в режиме мо-
дуляции, слагается из мощности Рконес, расходуемой
в цепи коллектора источником постоянного коллектор-
ного напряжения питания, и мощностиР~8кМ1 .подводи-
мой модулятором [сравните (5-10) и третье выражение
(5-24)].
Ввиду того что к. п. д. генератора с коллекторной
модуляцией не изменяется, подводимая к генератору
мощность при увеличении полезной мощности Р~с₽ за
счет мощности боковых частот возрастает только за счет
мощности, подводимой от модулятора.
Поскольку к. п. д. генератора т|к<1, ю мощность,
подводимая к генератору модулятором, расходуется не
только на создание боковых частот (полос), но и на до-
полнительные потери в транзисторе.
Действительно, с учетом (5-21) и (5-25)
2	2
р _________ к р ____________к р
~йк м1 2 / Е'шес 2 ‘
к.нес-
Значит при модуляции потери на коллекторе возрас-
тают [это видно и из (5-21)], а максимальное мгновенное
значение Ррк соответствует максимальному режиму мо-
дуляции и определяется выражением (5-19). Очевидно,
что чем выше к. п. д. модулируемого каскада по кол-
лекторной цепи, тем большая часть энергии модулятора
затрачивается на создание боковых частот (полос) и
меньшая часть идет на увеличение потерь. Данное явле-
ние принципиально отличает коллекторную модуляцию
(одинарную и комбинированную) от базовой, эмиттер-
ной модуляции и режима УМК.
Как установлено выше, например, при базовой мо-
дуляции смещением мощность боковых частот (полос)
создается не за счет энергии модулятора, а за счет сни-
жения тока (т. е. токовой разгрузки) коллекторной цепи
транзистора модулируемого каскада. Поэтому мощность
рассеивания в режиме модуляции (средняя мощнощь
рассеивания) при базовой модуляции смещением мень-
ше, чем мощность рассеивания в режиме несущей вол-
ны [см. (3-46)].
Максимальная мощность рассеивания на коллекто-
ре, определяемая (5-19) и наблюдаемая в режиме ма-
ксимальной мощности, не опасна для транзистора, гак
как выделяется в весьма короткие (мгновенные) проме-
218
жутки времени, поскольку	Очевидно, что наибо-
лее тяжелым тепловым режимом работы транзистора
будет режим модуляции, а мощность рассеивания (5-25)
следует принимать за основу при выборе и проверке
транзистора по мощности рассеивания (см. § 5-4).
Если сравнить средний режим генератора с коллек-
торной модуляцией с режимом транзисторного генера-
тора немодулированных колебаний при условии работы
их с полным или одинаковым использованием транзи-
сторов по мощности и коллекторному напряжению, то
легко убедиться, что при mls=l в режиме модуляции
колебательная мощность и мощность рассеивания на
коллекторе модулируемого генератора будет много
меньше, чем у транзисторного генератора немодулиро-
ванных колебаний, т. е. для транзисторов любой дли-
тельный режим коллекторной модуляции генератора
с точки зрения мощности рассеивания является более
легким, чем обычный режим генератора немодулирован-
ных колебаний, работающего с тем же к. п. д., на тех же
транзисторах при одинаковом использовании их по мощ-
ности и коллекторному напряжению.
Действительно, в режиме несущей волны с учетом
одинакового использования транзисторов сравниваемых
генераторов по мощности модулируемый генератор будет
отдавать колебательную мощность, в (1+тк)2 раз мень-
шую, чем мощность Р~ генератора немодулированных
колебаний, и, следовательно, иметь во столько же раз
меньшую мощность рассеивания на коллекторе.
Поэтому при тк= 1 для модулируемого генератора
имеем:
р / пг2 \ ч	а
(б-28)
где Р~ и Ррк — колебательная мощность и мощность
рассеивания на коллекторе генератора немодулирован-
ных колебаний.
219
Представляет также интерес сравнить генератор
с коллекторной модуляцией и транзисторный генератор
немодулированных колебаний с точки зрения величины
наибольших мгновенных напряжений, действующих на
коллекторе при полном использовании транзисторов по
коллекторному напряжению.
Наибольшее (по абсолютной величине) мгновенное
напряжение на коллекторе модулируемого генератора
соответствует точке максимального режима и определя-
ется формулой
| ^к.макс.макс | == | ^к.макс | "ф I ^тк.макс |
=* I ^к.нес| ( 1 /Иь) 4' ^ть.вес (1 -ф тк) —
= (1 +mIt) (1 +^к) |£к.нес | « 41 Ек.нес I, (5-29)
т. е. при т^=1 и gK=l с учетом (5-15) будем иметь:
| ^к. макс, макс |	2 | ^к.доп |*-	(5-30)
У генератора немодулированных колебаний в цепи кол-
лектора при gK=l и £К = £1(ПОМ = £К доп наибольшее на-
пряжение равно:
| О,,макс.макс| == I Ек 1Ю+^)]<2|£’
К.доп I- (5-31)
Таким образом, сравнение режимов работы генера-
тора с коллекторной модуляцией и генератора немоду-
лированных колебаний с точки зрения коллекторных
напряжений в наихудшей мгновенной точке модуляции
позволило уяснить, что при коллекторной модуляции
выбор величины коллекторного напряжения в несущем
режиме согласно условию (5-15) позволяет создать та-
кой режим работы транзисторов модулируемего каскада,
при котором значение е1: макс макс не выходит за величи-
ну 2£Кдоп, т. е. за величину, при которой, как отмечалось
в гл. 2, транзисторы обеспечивают устойчивую работу.
Очевидно, также, что при коллекторной модуляции ра-
бота транзистора по коллекторному напряжению будет
более легкой, чем в немодулированном транзисторном
генераторе, где Е^ = пост.
* ^к.доц —вам.
220
5-4. ВЫБОР ТИПА И ОПРЕДЕЛЕНИЕ КОЛИЧЕСТВА
ТРАНЗИСТОРОВ ДЛЯ ГЕНЕРАТОРА С КОЛЛЕКТОРНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ
При рассматриваемом методе модуляции исходными
данными, определяемыми ТУ, являются те же данные,
что и при модуляции смещением (см. § 3-9, п. «а»).
Выше установлено, что при коллекторной модуляции
напряжение на коллекторе в режиме несущей волны при-
нимается согласно (5-15). При этом в максимальном
режиме Вкмакс определяется по (5-14) и приближается
к величине максимально возможного коллекторного
напряжения ЕЪДОТ[. Поскольку при базовой и эмиттерной
модуляции смещением приходится ограничивать Ек и
иногда принимать Еь Ек ДОп [см. (2-122)], то это по-
зволяет заключить, что при коллекторной модуляции
с Екнос— 2~Ек доп установленная номинальная мощность
транзисторов (при одинаковой выходной мощности) бу-
дет значительно меньше (в 1,75—2 раза)1, чем при УМК,
базовой и эмиттерной модуляции смещением. Кроме
того, из-за повышенного коллекторного напряжения
питания (при тк=1 в 2 раза) в максимальном режиме
заметно повышается (примерно тоже в 2 раза) коэффи-
циент усиления по мощности модулируемого на коллек-
тор генератора1, так как ftp = <p(EK) [см. рис. 2-19].
При коллекторной модуляции, как и при других ме-
тодах амплитудной модуляции, выбор типа и определе-
ние количества транзисторов следует производить из
условия, чтобы в точке максимального режима, который
принимается критическим или слабо перенапряженным,
генератор, работающий с коллекторным напряжением,
определяемым по (5-14), смог обеспечить на выходе
колебательную мощность, равную мощности максималь-
ного режима модуляции.
При использовании в модулируемом генераторе одно-
го транзистора эта мощность с учетом специфики рабс^
1 Это преимущество коллекторной модуляции характерно и для
АКМ (см. гл. 6).
221
ты выходных транзисторных генераторов и производст-
венного запаса может быть определена по формуле
^Треб =Хп.зКйР„нес ++О+	(5-32)
где Р Нес—мощность, рассчитанная по (3-63) или
(3-64);
тк— заданная по ТУ глубина модуляции коллек-
торной цепи;
Кпз—коэффициент производственного запаса, оп-
ределяемый согласно (3-66);
— коэффициент, учитывающий неравномер-
ность отдаваемой мощности по диапазону
волн из-за колебаний в диапазоне волн
сопротивления нагрузки модулируемого ге-
нератора, а также и выходного сопротивле-
ния используемого транзистора. Можно
принять:
Кд= 1,05^-11,1	45-33)
—	при использовании в модулируемом генераторе слож-
ной схемы выхода;
Кд= 1,1-=-<1,25	(5-34)
—	в случае применения в модулируемом генераторе про-
стой схемы выхода, а иногда и при работе в качестве
мощного промежуточного, например, предоконечного
каскада устройства.
Если модулируемый генератор работает на фикси-
рованной частоте, то
Дд=1	(5-35)
и в формуле (5-32) не учитывается.
Если в генераторном каскаде с коллекторной моду-
ляцией будет использоваться несколько транзисторов,
работающих на общую нагрузку, и количество их п^2
* При этом для случая, когда напряжение Ек макс принято со-
гласно (5-14) и (5-15) максимально возможным (что, как правило,
и следует принимать), выбор транзистора осуществляется на мощ-
ность (см. § 5-11 и 5-12)
Р^ *= =Ки.»КдР~нес (1 +	(5-32а)
Если же Ек макс s=0,5£K доп, то при выборе транзистора надо исхо-
дить из (5-32), т. е. здесь мощности Р~т.т и Р~Треб будут равны.
222
известно, то для определения мощности, требуемой
в точке максимального режима от одного транзистора,
следует воспользоваться формулой
р _ Р'~тре,б _^'п.зКд^нес(1 +т-)2
— треб	п	П
= [1 + (0,1 -0,3)	(1 +®к)2*, (5-36)
в которой введены обозначения:
п—количество транзисторов;
^4₽еб = «Р~тРе5 = *	(1 + «к) 2 =
— Кп.зКд^'~макс
(5-37)
— максимальная мощность, требуемая от п транзи-
сторов схемы, с учетом потерь в нагрузочных контурах
и производственного запаса;
Р' нес—мощность режима несущей волны, требуе-
мая от п транзисторов и определяемая по заданной в ТУ
мощности с помощью формул (3-63)—1(3-64);
К'п.з — коэффициент производственного запаса, опре-
деляемый по (3-74) или с помощью рис. 3-15 по значе-
нию п;
т1х — заданный по ТУ коэффициент глубины модуля-
ции колебаний коллекторной цепи;
— коэффициент, определяемый по (5-33) — (5-35).
По мощности Р~т.т из (5-32а) или (5-36а) [а возмож-
но и из (5-32) или (5-36)], учитывая высшую частоту
fB заданного по ТУ диапазона рабочих частот, выбираем
(по справочнику или каталогу) такой тип транзистора,
для которого удовлетворяется условие (3-75), а также
1 Р~иомР~т.т,	(5-38)
где Р~ном— номинальная мощность транзистора, при-
веденная в справочнике или найденная по (2-112).
* И здесь при Ек.макс, взятом согласно (5-14) и (5-15) макси-
мально возможным по величине, выбор транзистора осуществляют
на мощность (см. § 5-11)
Р-т.т И + тб~~ = К'п-зКд 'Р (1 + т)’	(5’36а)
3 при ^к.макс—0,5£к.доп^\.т.т будет рЗВНЗ /^^треб ИЗ (5-36).
223
Если в модулируемом на коллектор генераторе
Екмакс принимается согласно (5-14) и (5-15) и намеча-
ется использовать несколько транзисторов определенно-
го типа (случай, когда тип транзисторов задан или
выбран, исходя из специальных требований), то их ко-
личество п можно приближенно определить по формуле
Р'„тт
Л''11
КцР'~„е(. (1 + тк)
^сн
(5-39)
где
Р'^ т=«^т.т = V-necO +™к)	(5-40)
— номинальная мощность, требуемая от п транзисторов
без учета запаса на неидентичность их режима работы;
Р'~иес—мощность, определенная по (3-63) — (3-64);
Р~ном — номинальная мощность применяемого в моду-
лируемом генераторе транзистора, взятая из
справочника или рассчитанная по (2-112);
К,п— коэффициент, учитывающий снижение номиналь-
ной мощности каждого транзистора в схеме
с п транзисторами. Этот коэффициент опреде-
ляется по (3-79).
Значение /г, найденное по (5-39), округляется до
целого большего числа, а в случае использования двух-
тактной схемы округление производится до целого боль-
шего четного числа. Если при расчете напряжение Е к макс
было взято по (5-14) и (5-15), после определения п
окончательно уточняется величина той мощности, кото-
рая должна отдаваться одним транзистором в схеме, но
уже в точке максимального режима, т. е. расчетная
мощность одного транзистора. Для этого используем
формулу
(5-41)
Для окончательного выбора типа транзистора необ-
ходимо осуществить проверку пригодности его по мощ-
ности рассеивания. Выше отмечалось, что при коллектор-
ной модуляции тепловые потери характеризуются сред-
* Очевидно, что здесь
Р'
* М-.Т Т •
Р^=—п— РДТТ = «^Т.
(5-41а)
224
ней мощностью рассеивания в режиме модуляции, опре-
деляемой по (5-25). С учетом (3-81) выражение (5-25)
можно записать в виде
(2 ,
(«2)
Если в (5-38) принять знак равенства, учесть это в вы-
ражении (5-32) и найденную из него при этих условиях
мощность Р~1ЮС подщавить в (5-42), то получим:
= ( 1 +	!Г К Tl+m)- <5-43)
1	*	\	'	2 / ^к.нес ЛлзЛд (1 т тк)
Выражение (5-43) характеризует мощность рассеива-
ния, выделяемую на коллекторе транзистора в (режиме
модуляции или) телефонном режиме при коллекторной
модуляции С учетом потерь в цепи базы транзистора
(потерь во входном переходе) и (5-20) требуемая
(общая) мощность рассеивания транзистора, работаю-
щего в генераторе с коллекторной модуляцией, может
быть рассчитана по формуле
Р Ррх.ср — Л I 2(1 1 — 71к Р-тт . . /5.44ч
^р.треб— д-з —	2 ]	,]К ЛУ.зКдКз (1 + тк) ’
Здесь коэффициент Кз принимается согласно (3-85а) и
учитывает запас на мощность рассеивания, выделяемую
в цепи базы.
Выбор транзистора (ров) по мощности рассеивания
будет удовлетворять требованиям в том случае, если
/Эр.доп	/Эр.треб,
(5-45)
где — допустимая мощность рассеивания транзи-
стора для соответствующей температуры;
Рр треб — мощность рассеивания, определенная по
(5-44).
Если условие (5-45) не выполняется (даже с приме-
нением радиатора), то выбранный транзистор нельзя
использовать на полную номинальную мощность. Вели-
чину предельной колебательной мощности, которую мо-
жет обеспечить транзистор в таком случае, можно опре-
делить по формуле
р	п 2т]кЛп,зКдКз (1 -р/Пк)
^доп-^-ДОП +	(1 _
15—1406
225
Полученной из (5-44). Все величины, входящие в (5-46),
уже упоминались выше.
Очевидно также, что если мощность Р~т.т найдена
по (5-41 а), то, подставляя ее в выражение (5-44), можно
по (5-45) осуществить проверку пригодности заданного
(ранее выбранного) транзистора по мощности рассеива-
ния. Следует заметить, что в каскаде с коллекторной
модуляцией даже при выборе ^к.макс из (5-14) и (5-15)
условия работы транзисторов по мощности рассеивания
не будут тяжелее, чем при других методах модуляции,
рассмотренных в предыдущих главах.
Чтобы убедиться в этом, можно сравнить выражение
(3-84) и величину мощности Рр.Треб, рассеиваемой одним
транзистором в каскаде с базовой (или эмиттерной)
модуляцией смещением, с выражением (5-44) и величи-
ной мощности Рр.треб рассеиваемой также одним тран-
зистором, но в каскаде с коллекторной модуляцией.
Если в (3-84) принять: т]к.неС=0,45 [это достаточно
большое значение, см. (3-57) и (3-62) и сравни с (3-56)];
Кп.з=1,1; Кф = 1,2; К3 = 0,75 и т=\, то мощность рас-
сеивания транзистора в каскаде с базовой (эмиттерной)
модуляцией смещением будет равна:
Рр.треб —^р.б.м ~ 0,31Р^ном
При т]к = 0,75; Кп.3=1,1; /Сд=1,1; К3=0,75 и тк=1 по
(5-44) мощность рассеивания транзистора каскада с
коллекторной модуляцией окажется равной:
Рр.треб = Рр.км ~ 0,27Р_ном	0,27Р„т т.
Выше мы уже показали, что Р~т.т ^Р~пом- С учетом
этого можно заключить, что при коллекторной модуля-
ции -(и АКМ, см. § 6-6) вполне возможен форсированный
режим транзистора по коллекторному напряжению в точ-
ке максимального режима, т. е. на пиках модуляции.
5-5. КОЛЛЕКТОРНАЯ МОДУЛЯЦИЯ ТРАНЗИСТОРНОГО
ГЕНЕРАТОРА, РАБОТАЮЩЕГО В НЕДОНАПРЯЖЕННОМ
РЕЖИМЕ
Модуляционные характеристики. Как отмечалось
в § 5-3, модуляционными характеристиками коллектор-
ной модуляции являются зависимости /тк1, /ко=ф(£к).
В недонапряженном (в пределе критическом) режиме
226
импульс коллекторного тока транзисторного генератора
имеет косинусоидальную форму. Если при этом осуще-
ствить питание базовой цепи от отдельного источника
смещения, то режим генератора с одинарной коллектор-
ной модуляцией не будет отличаться от режима, в кото-
ром обычно работает генератор при базовой или эмит-
терной модуляции смещением.
В связи с этим для исследования коллекторной моду-
ляции в недонапряженном (вплоть до критического)
режиме можно воспользоваться аналитическими зависи-
мостями, полученными в гл. 3 при анализе базовой (или
эмиттерной) модуляции смещением.
Так, характеристика /тК1 = ф(£к) генератора с кол-
лекторной модуляцией будет определяться в относитель-
ных координатах тем же уравнением (3-4), что и харак-
теристика /ТОк1 = ф(Е'б) при базовой модуляции смеще-
нием, т. е.
/mKi   (йк	/Еб в
-- COS 6,;	7/m6 J
или с учетом (1-24)
__ Pin Г £"б — В (£У Ei 0)
COS I	U тб
(5-47)
Метод анализа с помощью параметрической записи
функциональной зависимости, который мы использовали
при исследовании базовой модуляции смещением, позво-
ляет и здесь получить уравнение для относительных зна-
чений ординаты и абсциссы модуляционной характери-
стики. Эти уравнения не отличаются от ранее получен-
ных уравнений (3-6) и 3-7), т. е.
<5-48)
х=^=тт^=’<“*в«)- <5-«)
По уравнениям (5-48) и (5-49), используя для расчета
параметр cos 0К, можно вычислить и построить обобщен-
ное семейство кривых (3-5)
„ 7 Ег, в — Еб _
Si7/m6 у В г,. б	у
D(Ev.+ E^)-E6 4	Rs _
------й^б----- ПРИ-^-
(5-50)
пост.,
15*
227
которое по существу уже приведено на рис. 3-8. Из
(5-50) легко видеть, что при одинарной (простой) кол-
лекторной модуляции обобщенное семейство кривых
(5-50) в относительных координатах представляет семей-
ство модуляционных характеристик (см. рис. 3-8) кол-
лекторной модуляции, так как здесь абсцисса зависит
от коллекторного напряжения, а ордината пропорцио-
нальна первой гармонике тока коллектора.
Этот вывод полностью относится и к семейству (см.
рис. 3-9) модуляционных характеристик /к0 = ф(£’к),
описываемому уравнением (3-11). Последнее для случая
коллекторной модуляции удобно записать в таком
виде
Ео___Рок Г Ев — D (Е-, -р Exo) 1	(5-51)
*51.1^77.6 COS 6ц р	UJ
По (5-51) можно найти зависимость, аналогичную (3-13)
г° = TZG “ Т+ТЖЖ = w	“s е») "Р" 4- = "жт-
(5-52)
Выражением для абсциссы кривой семейства (5-52),
представленного на рис. 3-9, будет являться, естествен-
но, (5-49).
Таким образом, при одинарной коллекторной модуля-
ции в недонапряженном режиме форма модуляционных
характеристик 1тк\ = ф(£к) и /к0=ф(£'к) будет в точности
соответствовать форме зависимостей /тК1 = ф(£'б) и /ко=
= ф(£’б), характерных для базовой (или эмиттерной)
модуляции смещением. В нижней части характеристик
Imai, /ко=ф(£'к) имеется изгиб (рис. 5-11), направленный
выпуклостью вниз4. Кроме того, особенностью этих
модуляционных характеристик является то, что они вы-
ходят не из начала координат, а из точки на оси абсцисс,
соответствующей коллекторному напряжению £к.мин~
— Eg в- Именно при этом >(а не при нулевом) напря-
жении коллекторный ток по аппроксимированным (да и
реальным) характеристикам становится равным нулю,
а поэтому при Ек=Ек.тп^Еб.в будут равны нулю и со-
1 Рис. 5-11 соответствует генератору на транзисторе р-я-р-типа
с одинарной коллекторной модуляцией. Модуляционные характери-
стики для других способов коллекторной модуляции рассмотрим
ниже.
228
ставляющие 1к0 и Imia импульса этого тока. Итак, в точке
минимального режима при тк=1 имеем:
Ек.шш=Ек~	(5-53)
Однако из-за малости [Вб.в) (в случае необходимости
и с целью упрощения анализа) без существенных по-
грешностей можно считать
£к.мин~0-	(5-54)
Анализ одинарной коллекторной модуляции. При оди-
нарной коллекторной модуляции в модулируемом гене-
раторе коллекторное напряжение изменяется согласно
(5-3), и в минимальном режиме при тк=1 это напряже-
ние имеет значение, определяемое выражением (5-53)
или (5-54). Коллекторный ток в минимальной точке ра-
вен нулю на протяжении всего периода высокой частоты,
и, следовательно, ордината этой точки модуляционной
характеристики будет
у ______ /П1К1МИН   /л
хмин -“ о~П ~
ОьС'тб
Очевидно, что 0к.мин = О, Р1Кмин=0, а абсцисса соглас-
но (3-8) с учетом (1-24) определится выражением
у — DEk .мин DEno — Ев
Л Мин -- Т~!
тп б
По (5-55) находим выражение
^б.мин == Еб UmQ = ^б.макс.макс ==
= D (£к.мип + Ека) ~ £'б.в = пост., (5-56)
из которого видно, что напряжение на базе в минималь-
ном режиме, имея максимальное прямое значение, рав-
ное бб.макс.макс, зависит от проницаемости транзистора D.
Последняя имеет малую величину (0,01—0,001), а по-
этому значение прямого напряжения еб.мин=^б.макс.макс
также будет иметь малую абсолютную величину |еб.мин|
и обеспечит малый ток коллектора при модуляции.
Выражение (5-56) справедливо, конечно, для всех
точек модуляционной характеристики, а не только для
точки с £k=£i,.miih~^6.b, применительно к которой оно
выведено. Становится очевидным, что глубокая одинар-
ная коллекторная модуляция возможна в недонапря-
женном режиме лишь при незначительном использова-
229
1.	(5-55)
Нии транзистора по току коллектора и мощности. В этом
заключается недостаток данного способа коллекторной
модуляции транзисторного генератора, и он не является
перспективным для области недонапряженного режима.
Анализ двойной коллекторной модуляции. Комбиниро-
ванная двойная коллекторная модуляция в выходном
каскаде с ОЭ, как указывалось выше, представляет собой
сочетание одновременной модуляции на коллектор и на
базу. Последняя является дополнительной и может быть
обеспечена за счет изменения или напряжения смещения,
или амплитуды напряжения возбуждения.
Очевидно, что при двойной коллекторной модуляции
форма модуляционных характеристик зависит от коллек-
торного и базового напряжений. Однако, как указы-
валось выше, в недонапряженном режиме работы базо-
вая модуляция будет определяющей из-за того, чго
влияние коллекторного напряжения на импульс коллек-
торного тока (по сравнению с влиянием базового напря-
жения) получается ничтожным, так как проницаемость
транзисторов D весьма мала, а это приводит к тому, что
D\к |< I Штб1, D | Д£к |< | Д£б (5-57)
где IABkI, |Л£б|, |А£7тб)— изменения соответствующих
напряжений при модуляции, взятые по абсолютной
величине.
Поскольку в недонапряженном режиме работы посто-
янный ток базы транзистора мал, а также и потому, что
здесь обычно эффективно проявляется нелинейность
характеристик и смена полярности базового тока, за
счет базового автосмещения получить дополнительную
(и к тому же линейную) базовую модуляцию смещени-
ем затруднительно. Поэтому последняя более приемлема
при двойной коллекторной модуляции с ит6 = пост.
в перенапряженном режиме (см. § 5-7), когда ток базы
заметно возрастает.
С учетом этих особенностей при использовании недо-
папряженного режима работы двойная модуляция по
схеме рис. 5-8 нерациональна. При выполнении двойной
коллекторной модуляции в таких случаях в качестве
дополнительной правильнее использовать базовую моду-
ляцию не смещением, а возбуждением, т. е. одновремен-
но синхронно и синфазно воздействовать на коллектор-
ное напряжение и напряжение базового возбуждения
модулируемого генератора (см. § 5-2 и рис. 5-12). При
230
этом можно обеспечить глубокую двойную коллекторную
модуляцию генератора, работающего в недонапряжен-
ном режиме с постоянным смещением (с £б = пост.).
Рассмотрим основные расчетные соотношения, свой-
ственные, как показано выше, наиболее перспективному
в рассматриваемом режиме работы генератора, способу
двойной коллекторной модуляции с Ев=пост., и уясним
его возможности и преимущества.
Рис 5-12. Схема двойной коллекторной модуляции с постоян-
ным смещением (с Еъ = пост.).
Модуляционные характеристики для такого способа
коллекторной модуляции, определяющиеся в основном
процессом базовой модуляции возбуждением, будут по
форме подобны характеристикам УМК в режиме углуб-
ления (см. § 4-3), так как здесь углубление предвари-
тельной модуляции, осуществленной в предшествующем
каскаде, будет неизбежно, даже если в максимальном
режиме выбран угол отсечки коллекторного тока
231
Ок макс = 90°. Это связано с тем, что уменьшение кол-
лекторного напряжения в процессе модуляции приведет
к частичному снижению Окмакс и может обеспечить ве-
личину 0к<90°, что свойственно каскаду УМК с углуб-
лением. К тому же угол отсечки 0Кмакс всегда можно
ограничить величиной 80—85°.
В связи с этим здесь уместно говорить об ограни-
чении глубины модуляции возбуждения, т. е. об умень-
шении величины т<-,. В самом деле, как видно из (5-47),
(3-8) и обобщенных кривых рис. 3-8, первая гармоника
тока коллектора обращается в нуль при абсциссе [см.
(5-49) и (3-8)]
У ____Ев р — Ев  РЕъ мия + ОЕЬ0 —Еб __1
МИН -- ТТ	~	[I	1 •
’Апб.мин	^тбмпн
Принимая за нижнюю, т. е. минимальную, точку
модуляционной характеристики точку с Екмин—Ебв и
учитывая (5-56), получим:
Um6. мин В (Ек. мин	Еко)	~ ЕЕко
-£б = £'б.В-£*б
или окончательно
£Лпбмин = ^'б Е б в-	(5-58)
Таким образом, точке минимального режима при
тк= 1 должно соответствовать напряжение возбужде-
ния, определяемое из (5-58).
Последнее выражение для предельной величины воз-
буждающего напряжения Ume пред = Етв мин можно полу-
чить из условия запирания генератора (по положитель-
ному току коллектора) в минимальном режиме, т. е.
аналитически, воспользовавшись формулой (1-27) для
cos0K. Причем в ней следует принять 0кмив=О;
cos0kmhh=1; £Лпк=0-
Если в предшествующем каскаде осуществить более
глубокую, чем предельная, модуляцию, т. е. если
£7тб.мин<£б—£'б.в, И, например, модуляцию до Птоб.мин=
= 0 (тб = 1), то при mlt=l в модулируемом выходном
каскаде может (при некоторых режимах работы) воз-
никнуть перемодуляция с характерными для нее
искажениями.
* Где £z0.B = £>(£0 в + £к<>)-'-(0,25-0,5)Е6 в.	(5-58а)
232
Эксперименты показывают, что для обеспечения
тк= 1 при двойной коллекторной модуляции выходного
каскада с Eq —пост. требуемая глубина модуляции
в предшествующем каскаде может быть порядка т=
= Щб = И1кпк=0,б4-0,7. Ее предельное значение можно
определить по вполне очевидной формуле
-- Uтб мин
''иэ.п’ред — "77	। и	—
и тб макс ~г и тб.миН
__ ^тбмакс— £6 + О (£КМИН 4~ £кр) _
^тб макс + E6-D(EK .мин + Екц)
__Етв маис Ев -р Е'б.ь	59)
U тв маш “р Ев Е'в.1в
[см. (5-58а)].
Выше отмечалось, что при двойной коллекторной
модуляции с Еъ = пост. предшествующий (предоконеч-
ный) каскад модулируется на коллектор от общего
с выходным каскадом модулятора. Значит, при измене-
нии коллекторного напряжения выходного каскада по
(5-3) напряжение на коллекторе предшествующего или
предоконечного каскада, а следовательно, и амплитуда
напряжения возбуждения выходного каскада изменяют-
ся следующим образом:
Е-к.тг	f к.нес,пк [ (1 ~^б COS Cltj,	(5-60)
Um5 =17тб.нес(1 4-m6 cos Lb), (5-61)
где Иг, пред — глубина модуляции напряжения воз-
буждения цепи базы выходного каскада \ а индекс пк
говорит о принадлежности соответствующей величины
предоконечному каскаду.
Является очевидным, что при работе выходного ге-
нератора с двойной коллекторной модуляцией с Eq =
— пост, каждой точке модуляционной характеристики
с заданным коллекторным напряжением ЕКвк1 2 соответ-
1 Для упрощения анализа и получаемых расчетных соотноше-
ний предполагается, как видно из сравнения (5 60) и (5-61), линей-
ная модуляция предшествующего каскада и отсутствие в нем ампли-
тудно- и главным образом фазово-частотных искажений по частоте
модуляции.
2 Напряжение Ек в.к изменяется при модуляции согласно (5-3).
Индекс в к говорит о принадлежности этой величины выходному
каскаду.
233
ствует [см. (5-59) — (5-61)] вполне определенная ампли-
туда напряжения возбуждения Um<s-
Обычно основным расчетом модулируемого выход-
ного генератора является расчет в точке максимального
режима (см. § 5-6), из которого определяется макси-
мальная амплитуда напряжения возбуждения итбмакс,
равная согласно (5-61)
Um6.макс[— ^тб. нес (1	®б)'
(5-62)
Это значение амплитуды напряжения возбуждения
и целесообразно принять за исходную величину в даль-
нейших соотношениях.
Из (5-61) и (5-62) легко получить выражение
Um5 =	(1 + cos Qt). (5-63)
1 -J- f/16
Исключая cos Q/ из (5-63) за счет подстановки его зна-
чения из уравнения (5-3), получим выражение для на-
пряжения Um§ как функцию величины коллекторного
напряжения выходного каскада.
Оно имеет вид:
----Л1. (5-64)
1 + т6 1	£в.нес.в.к J J v ’
Окончательная расчетная формула для амплитуды на-
пряжения возбуждения, соответствующей заданному
значению коллекторного напряжения ТГк.в.к при щк= 1
примет вид:
=	l+/«6	----01. (5-65)
1 -f- triQ j	JSb.Hec.-B.K	J J
Проанализируем режим генератора, работающего
с двойной коллекторной модуляцией при Еб = пост.,
с точки зрения его относительной (или динамической)
напряженности, характеризуемой отношением
^-Ко.в.р.	(5-66)
СК.нр
Здесь и дальше До.н.р — коэффициент относительной
напряженности режима. Очевидно, что для анализируе-
мого способа модуляции в недонапряженном режиме
[см. (2-126а)]
5™с<(0,97- 1)!1к.кр, =Ко.н.р< 1. (5-67)
5к.кр
234
Можно показать, что критический коэффициент
использования коллекторного напряжения в генераторе
с двойной коллекторной модуляцией при Е^пост.
в случае предельной глубины модуляции базового воз-
буждения является величиной постоянной, не завися-
щей от точки модуляционной характеристики.
Если бы модуляционная характеристика на всем
своем протяжении была линейна, то во всех ее точках
выполнялось бы условие вида
= Ra = SK.MaKC = пост.=£ (£к),	(5-68)
I I
а напряженность режима (и величина Лоп.р) также
оставалась бы постоянной (см. § 5-8).
Однако в действительности постоянство коэффици-
ента использования коллекторного напряжения с,; на
некоторых участках модуляционной характеристики не
сохраняется.
Это связано с тем, что модуляционная характеристи-
ка /тк1 = ср(Ек) в недонапряженном режиме, как пока-
зывают расчеты, в нижней части имеет небольшой изгиб,
выпуклостью обращенной вниз (см. рис. 5-13), а поэтому
Рис. 5-13. Модуляционные характери-
стики комбинированной коллекторной
модуляции в недонапряженном режиме.
по мере уменьшения абсолютной величины коллектор-
ного напряжения |ЕК| (модуляция «вниз») снижается
значение коэффициента использования коллекторного
напряжения gK. При этом постепенно уменьшается отно-
сительная напряженность режима и коэффициент Ло.н.р,
235
Особенно в области, где начинается изгиб характери-
стики	= ф|(£ь). В точке минимального режима при
мин ~	коэффициент «Онр будет иметь
наименьшее значение.
5-6. ПОРЯДОК РАСЧЕТА ТРАНЗИСТОРНОГО
ГЕНЕРАТОРА С ДВОЙНОЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ В НЕДОНАПРЯЖЕННОМ РЕЖИМЕ
Выбор типа, определение количества транзисторов и
разработка принципиальной схемы. Прежде всего заме-
тим, что при полном расчете генератора с рассматри-
ваемым способом модуляции для расчета промежуточ-
ных точек приходится использовать графо-аналитиче-
ский метод (см. гл. 3 § 3-9).
Выбор чипа и определение количества транзисторов
производится ПО ОСНОВНЫМ ИСХОДНЫМ данным Р~зап, ГПк,
f3 и Тс°, определяемым ТУ, руководствуясь соображе-
ниями, изложенными в § 5-4.
После решения этого вопроса намечается способ со-
единения транзисторов (если их количество njs2) для
работы на общую нагрузку и разрабатывается полная
принципиальная схема модулируемого выходного
каскада.
Располагая МОЩНОСТЬЮ 7’~треб= Р~чакс [см. (5-32) и
(5-36)] или пР~треб=/3'^реб [см. (5-37)] и принимая
(или задаваясь ориентировочно) /<рви— коэффициен-
том усиления выходного каскада по мощности на часто-
те fB * и к. п. д. контура предоконечного каскада — т]КПк
[см. (3-81)] по формуле
р —р — ^-треб	(5-69)
-треб.пк -макс пк Урик7]к.1к
находим мощность максимального режима, требуемую
от транзистора(ров) предоконечного каскада, и выби-
раем его тип (и количество) согласно рекомендаций
§ 5-4. После этого окончательно отрабатывается прин-
ципиальная схема двух мощных высокочастотных кас-
кадов (и оконечного каскада модулятора) проектируе-
мого устройства. При этом в предоконечном каскаде,
* Величину Крв к, если она не приводится в справочнике на
транзисторы, можно ориентировочно определить по формуле (2-115)
или (2-118), причем в (2-115) КРМакс= ((макс//в)2 справедливо при
(в^ (0,5н-0,1 )(макс.
236
если нет никаких ограничений, в большинстве случаев
лучше использовать не одинарную, а двойную с Um<5 —
= пост. коллекторную модуляцию и слабо перенапря-
женный режим работы (см. § 5-7). Для дальнейшего
расчета выходного каскада необходимо располагать ста-
тическими характеристиками и всеми параметрами и
данными режима работы выбранного транзистора (см.
§ 2-8), включая и предельные данные. Они заимствуют-
ся из справочников. В ряде случаев некоторые пара-
метры и данные приходится получать за счет дополни-
тельных экспериментов или приближенно рассчитывать
по известным формулам (см. § 2-8).
Расчет режима максимальной мощности. Расчет режи-
ма максимальной мощности транзисторного генератора
с двойной коллекторной модуляцией (при Еб = пост.)
производится на высшей частоте заданного диапазона
Д, на мощность P~Tpeб = Д-маис одного транзистора,
определяемую выражением (5-32) при п=1 или рассчи-
танную по (5-36) или (5-41) при п^2. Напряжение
питания коллекторной цепи принимается согласно (5-14)
бкмакс по (5-13) а £к.макс по (2-126) или (2-126а). В хо-
де расчета режима максимальной мощности подробно
рассчитывается коллекторная и базовая цепи генератора
по методу, рассмотренному в § 2-8. Если в модулируе-
мом каскаде количество транзисторов п^2, то после
такого расчета следует произвести пересчет на п тран-
зисторов. В случае двухтактной схемы пересчет произ-
водят сначала на п' = п!2 транзисторов, работающих
в плече схемы, а потом пересчет на два плеча, т. е. на
п транзисторов. Пересчет выполняется обычным по-
рядком.
Расчет режима в нулевой точке *. Модуляционная
характеристика /тк1=ф(£'к) пересечет ось абсцисс в ну-
левой точке (точке минимального режима при тк=1),
соответствующей Ек=Е'к.мино~Е'б.в = О, т. е. с относи-
тельной абсциссой [см. (5-50) и (5-55)]
vz ____ ГЕб.з — Еб  DEv мино 4“ EEhq — Еб /£
-л мино— тгт--------------m
6> Тпб.МИН0	V тп б.мино
Поскольку с учетом (5-55) при Ея = Ек№ш0 предельное
(наименьшее) значение амплитуды напряжения возбуж-
дения Птбмино будет определяться (5-58), то очевидно,
1 Расчет выполняется и при тк<1, а все величины, характери-
зующие режим нулевой точки, будем обозначать индексом мин 0.
237
что нулевой режим соответствует относительной абсцис-
се (5-70), равной Хмипо = —1. Ясно, что здесь /тК1мино =
= 0, /кОМИН 0 = 0, 7/ткмИН0 = 0.
Расчет в нулевой точке поэтому сводится к опреде-
лению:
1) ^тб.мин= ^Лпб.мин о по (5-58);
2) предельного коэффициента глубины модуляции
напряжения возбуждения (глубины модуляции предоко-
нечного каскада) /??б.пред— по (5-59).
Графо-аналитический расчет режима в промежуточ-
ных точках модуляции и построение модуляционных
характеристик. После расчета режима генератора в край-
них точках модуляции следует перейти к расчету его
в промежуточных точках. Как и при модуляции смеще-
нием (см. § 3-9), режим в промежуточных точках рас-
считывается графо-аналитическим методом с использо-
ванием кривых на рис. 3-8 и 3-9. Рассмотрим порядок
этого расчета.
Поскольку точка режима несущей волны является
наиболее характерной промежуточной точкой между
крайними точками модуляции, то данный расчет наибо-
лее удобно начинать именно с точки режима несущей
j—.	j—.	j—.	^К.эдакс
волны, где •cK = .Ci(.MrH=.cI{ нес = . ,	.
1 *Т" Г/*к
1.	Принимаем коэффициент глубины модуляции
базовым возбуждением /Иб^^б.пред [см. (5-59)] и за-
даемся промежуточным мгновенным значением напря-
жения на коллекторе рассчитываемого генератора. Учи-
тывая вышесказанное, примем Еа = Екмн = Еал1ес — Ек^.к.
2.	Определяется по (5-65) амплитуда напряжения
возбуждения, соответствующая выше принятым
Л7б^‘^б.пред И Ек в к = -Ек.гмн* = -^к.нес.в к.
3.	Определяется для рассматриваемой точки моду-
ляционной характеристики (у нас точки режима несу-
щей волны):
а)	относительная абсцисса Х = Хнес по формуле [см.
(5-49)]
V  V   COS 01(.маке ,
Л — А нес— [ + ^Rg/Rt >	Р-'1)
б)	соответствующая этой абсциссе относительная
ордината У1=У1Нес- Значение У1 = У1Нес легче всего
* Индекс мгн отражает тот факт, что Ек.в к изменяется в такт
с модулирующим сигналом, т. е. этим подчеркивается мгновенность
по частоте модуляции.
238
найти по кривой с параметром 2 семейства, представ-
ленного на рис. 3-8, с привлечением абсциссы 2=2Нес-
Величина Z = /?э.макс/^, [см. (3-106а)].
4.	Определяется амплитуда первой гармоники кол-
лекторного тока
= ^тктес =L 2	= 2 15к{7тд.	(5-72)
5.	Оценивается относительная напряженность режи-
ма в данной точке, т. е. рассчитывается величина коэф-
фициент по (5-66)
ъ- ____ Дпк1Иес^?й ____ ____________ ^к.Нес /г
Ао.н,р ~t I р	। t । р Г “ё	*
§к.кр | л-к.нес.в.к | ък.нр | х-к.э.к | чк.кр
Для точки режима несущей волны (и только!) необ-
ходимо найти все другие данные режима работы кол-
лекторной цепи
(До, Uтн, Р^, Рко, Ррк И Эк)’
руководствуясь (3-110) — (3-115).
6.	В случае необходимости по только что изложен-
ной методике, т. е. по п. п. 2—5, можно определить
основные рассмотренные выше данные режима в любых
других промежуточных точках модуляционной харак-
теристики. Представляет интерес расчет точек, соответ-
ствующих Ек=0,75Дк.макс? £к = 0,25£к.макс и •Ек~(0,1-'-
0,15) Дд.макс-
Результаты выполненных расчетов для ряда точек
модуляционной характеристики, включая и данные для
двух крайних и точки режима несущей волны, удобно
свести в таблицу с графами: £к; Um6; X; Kj; ImKi;
Ло.н.р. По данным такой таблицы можно построить
в абсолютной системе координат модуляционные харак-
теристики Im-Ki, Ко.н.р=ф(£к), а также И /тк1 = ф(Птб) •
Расчеты и построение таких характеристик показы-
вают, что: двойная коллекторная модуляция с Е^ = пост.
достаточно линейна; модуляционная характеристика
7тк1==ф(Дк) может иметь небольшой нижний вогнутый
участок; напряженность режима и величина До.н.р по
мере модуляции «вниз» снижается; зависимость 7mKi =
= ф(Птб) по своему виду практически не отличается
от подобной характеристики для УМК с углублением
(см. гл. 4).
7.	По данным режима несущей волны производится
пересчет данных на п транзисторов, работающих в мо-
239
Аудируемом генераторе. Ясно, что сопротивление на-
грузки для л ^2 транзисторов рассчитывается по /?э.макс-
Расчет среднего режима модуляции. Вследствие ли-
нейности модуляционных характеристик коллекторного
тока для расчета данных среднего режима (индекс ср
или тел) можно воспользоваться формулами (5-21),
(5-22), (5-25) и (5-26). Эти формулы для данного слу-
чая можно записать так:
Р / т2 \
= (5‘74)
D	\
Ркоер = Pmren =	1 + -у J >	(5‘75)
(2 \
1 I Шк V- Р* • Л5-761
1 ”]-/ Г З-'Дой)
р
_______	' __ср______	__ (5-77}
"Лк.ср — ^к.тел— ~Б ~— ^к.макс — “Пк.нес’ \	'
* коср
Здесь Романс, РкО макс, ^рк.макс— МОЩНОСТИ КОЛЛеКТОрНОЙ
цепи, взятые из расчета максимального режима. Если
количество транзисторов пДг2, то следует выполнить
пересчет данных режима модуляции на п транзисторов.
Определение исходных данных для расчета предшест-
вующего каскада и модулятора. При двойной коллек-
торной модуляции с Еб = пост. для определения колеба-
тельной мощности, требуемой от транзистора (ров)
предшествующего каскада в максимальном режиме,
можно воспользоваться формулой
р « = р
~треб пк ~макс.пк
•б^макс
(5-78)
где P~6f макс — мощность возбуждения выходного кас-
када, отнесенная к входным зажимам
транзистора(ров) и найденная при
расчете максимального режима (для
всех п транзисторов);
•г]кпк=0,2н-0,5 — к. п. д. контура предшествующего
каскада.
* Суммарная мощность рассеивания Pp-£w> выделяемая в кор-
пусе транзистора, в силу малой величины Ррбмакс, будет примерно
равна Ррк ср- При желании неравенство (5-76) может быть уточне-
но [см. § 5-7 и формулу (5-138)].
240
На мощность (5-78) и производится расчет предше-
ствующего каскада, т. е. возбудителя. При большой
мощности 7J~TPe6ni< здесь также может быть п>1.
При рассматриваемом способе коллекторной модуля
ции модулятор питает энергией низкой (модулирующей)
частоты не только выходной, но и предшествующий, т. е.
предоконечный каскад (рис. 5-12), который удобнее
модулировать на коллектор по схеме не одинарной,
а двойной коллекторной модуляции с итб = пост. С уче-
том сказанного требуемая колебательная мощность
модулятора состоит из двух слагаемых, а именно:
Р = Р -РР -
—'2к.м2	—2в к । —2пк
— 0,5/72^РКЭиес в>ь -|— 0,5/7ZqPцОнес пн
9	9
==—?—Р _1------------L-P ==
2т]к.не< -нес в к । 2г,ь.пес -нсс.пк
tPl^ Р	tTP^ Р
__ ‘к —hcc.br t "Чг —макс.пк	/г yq\
“ 2^	"* (1 +m6)22rJK '	[ J)
Здесь /э~нес в к — мощность несущего режима всех п
транзисторов выходного каскада, а г]Кнес = 11к — к. п. д.
по коллекторной цепи выходного (и предоконечного)
каскада. Эту величину для предоконечного каскада мож-
но принять равной той, которая получена при расчете
выходнго каскада, поскольку величины к. п. д. обоих
каскадов будут примерно одинаковыми; /Цмакспк—
мощность, определяемая по (5-78); т5 — глубина моду-
ляции предоконечного каскада, найденная в ходе расчета
выходного каскада. Цифра 2 в индексе к левой части
(5-79), т. е. мощности модулятора, говорит о принадлеж-
ности ее случаю двойной коллекторной модуляции
с £7m6 = var, когда принудительно модулируются два
мощных каскада устройства.
Мощность, на которую необходимо рассчитывать мо-
дулятор (с учетом потерь в модуляционном трансфор-
маторе), будет равна:
Р — р —	,	(5-80)
— й'1	7]тр
где ?1тр = 0,750,95 — к. п. д. модуляционного транс-
форматора, а Р „„ находится по (5-79).
Очевидно, что оконечный каскад модулятора должен
обеспечивать два выходных напряжения: одно из них
для модуляции выходного каскада, равное Екйвк (5-8)
16—1406
241
и выделяемое на нагрузке (5-12), а второе — для моду-
ляции предоконечного каскада (возбудителя), равное
Е-кЯпк — От-б |/-к.нис.пк ]	(5-81)
и выделяемое на сопротивлении нагрузки
^йк.м.пк
__ ^кйпк_____^к2пк	I Ев.нес.вк |	(g g2)
^кйпк /ЛбЛоНес.ьк	/конес.гк
Величины fb-.иес.пк, /юнес.пк, ЕкВпк и RSnK будут известны
только после расчета предоконечного каскада высоко-
частотного тракта устройства, а поэтому только после
этого расчета можно выполнить полный расчет оконеч-
ного каскада модуляторного тракта и все предваритель-
ные каскады усиления низкой частоты.
Расчет элементов схемы. После энергетического рас-
чета генератора производится определение электриче-
ских величин элементов нагрузки и всех вспомогатель-
ных элементов схемы. Здесь же рассчитывается и кон-
струируется радиатор, если он применяется. Из-за
ограниченного объема книги эти вопросы нами не
рассматриваются.
5-7. АНАЛИЗ И МЕТОД РАСЧЕТА ДВОЙНОЙ
КОЛЛЕКТОРНОЙ МОДУЛЯЦИИ С ПОСТОЯННЫМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ В ПЕРЕНАПРЯЖЕННОМ РЕЖИМЕ
Преимущества коллекторной модуляции в генераторе
с автосмещением в цепи базы. В § 5-2 установлены не-
достатки одинарной коллекторной модуляции транзи-
сторного генератора, которые не позволяют говорить
о перспективности этого способа модуляции для пере-
напряженного режима работы генератора. Поэтому ни-
же мы рассматриваем только оптимальные способы кол-
лекторной модуляции в этом режиме. Простейшим из
них является энергетически выгодный способ, когда
в процессе модуляции за период напряжение цепи базы
не остается постоянным, а автоматически изменяется
(см. рис. 5-8) при принудительном изменении коллек-
торного напряжения.
242
Таким образом, это будет двойная коллекторная мо-
дуляция с итб = пост., при которой
fK^O^^var; £б = /б0/?б =
= <р(£'к) = var; Um§ = пост. фу(Ек), (5-83)
где /бо — постоянная составляющая положительного им-
пульса базового тока;
/?б — сопротивление автосмещения цепи базы.
Рис. 5-14. К рассмотрению физических
процессов при двойной коллекторной мо-
дуляции С I)тЪ=ПОСТ.
Как отмечалось в гл. 1 и 2, на повышенных частотах
из-за появления у импульса тока базы отрицательного
«хвоста» суммарный или реальный постоянный ток базы
/бор =/б№ <;/бо, а поэтому будем иметь:
R6 р=‘4^-.	(5-83а)
* бор
Очевидно, что ток /бор и является основным током базы,
определяющим величину автосмещения.
Из физических процессов, происходящих в генера-
торе с двойной коллекторной модуляцией при Um6—
16*	243
= пост. (см. § 5-2), очевидно, что наименьшее (обратное
по знаку, т. е. запирающее) смещение на переходе база-
эмиттер соответствует точке максимального режима и
имеет величину (при /бор = ^бо)
^б.макс — Е б. мин. мин — I бомакс^б •
(5-84)
Здесь /бомакс — постоянная составляющая тока базы
в максимальном ре?киме, /бомакс^—-Абомин.мин, т. е. имеет
наименьшее значение, так как в пиковой точке почти
весь ток эмиттера поступает на коллектор транзистора.
В (5-84) и дальше мы считаем /бомакбГб—О.
Рис. 5-15. К выявлению роли автосме-
щения в генераторе с двойной коллек-
торной модуляцией.
----------ПрИ Е^=пост.,-------при
==var.----‘
По мере снижения напряжения ]ЕК\ от ^.макс! до
|£к.мин| (см. рис. 5-14) обратное смещение Ег, на вход-
ном р-п-переходе транзистора будет возрастать за счет
возрастания постоянного тока базы и достигнет наи-
большей величины £б.макс.макс = £б.мин в точке минималь-
ного режима *. Заметим, однако, что возрастание базового
тока вообще и его постоянной составляющей в ча-
стности в рассматриваемом случае коллекторной моду-
1 Смещение Ев макс в зависимости от угла отсечки 0к макс мо-
жеть быть (см. рис. 5-14) как обратным, так и прямым, а Вб.мин—
только обратным.
244
Ляции будет меньше, чем при одинарной коллекторной
модуляции (сравните кривые для £б = ^аг и Е§ = пост. на
рис. 5-15).
Меньшие пределы изменения базового тока в процес-
се модуляции, а также и ряд других особенностей двой-
ной коллекторной модуляции с ит^ = пост., т. е. комби-
нированной коллекторной модуляции с автоматической
базовой модуляцией смещением, определяются наличием
в генераторе своеобразной противосвязи по постоянному
току. Действительно, уменьшение величины коллектор-
ного напряжения от |£к.макс| ДО |Дк.мин|л приводящее
к повышению перенапряженности режима, увеличивает
постоянную составляющую тока базы и абсолютную ве-
личину напряжения смещения [£б|- Последнее же, воз-
действуя на режим генератора в обратную сторону,
вызывает уменьшение импульса базового тока г’б и его со-
ставляющих /бор, До, ^m6i, т. е. сужает пределы измене-
ния составляющих базового тока в процессе модуляции
(см. рис. 5-15) *. Поскольку в точке максимума режим
генератора с модуляцией по схеме рис. 5-7 выбирается
слабо перенапряженным или критическим, то он не отли-
чается от режима максимальной точки генератора с оди-
нарной коллекторной модуляцией. Если режимы
в максимальных точках для этих способов модуляции
совершенно одинаковы, то по мере удаления от макси-
мального режима к режиму несущей волны (и мини-
мальному) будет иметь место существенное расхожде-
ние режимов генератора с одинарной и здесь анализи-
руемой двойной коллекторной модуляцией.
При двойной коллекторной модуляции с Ums-nocr.
в выходном каскаде (или любом другом промежуточном,
обычно предоконечном каскаде передатчика) в режиме
несущей волны и минимальной точке за счет наличия
цепочки автосмещения коэффициент относительной или
динамической напряженности Ко.н.р будет расти медлен-
нее, чем при одинарной коллекторной модуляции (см.
рис. 5-15), а поэтому здесь можно говорить о большем
постоянстве (или почти постоянной в процессе модуля-
ции за период) напряженности режима модулируемого
каскада. Очевидно, что при двойной коллекторной мо-
1 Как показывает практика проектирования, иногда при этом
методе модуляции режим базовой цепи бывает таким же (за пе-
риод модуляции), как и при тройной коллекторной модуляции
(см. § 5-12).
245
Дуляции за счет наличия автоматической (как-бы вто-
ричной) базовой модуляции смещением модуляционная
характеристика /тк1=ф(^к) пойдет несколько ниже, чем
при одинарной коллекторной модуляции (см. рис. 5-15),
когда смещение Eq —пост. При этом в верхней части мо-
дуляционной характеристики, где разница в перенапря-
женности на величине базовых токов сказывается мало,
эти модуляционные характеристики почти совпадают.
В нижней части, где перенапряженность велика, основ-
ная модуляционная характеристика для двойной кол-
лекторной модуляции пойдет заметно ниже, чем при
одинарной коллекторной модуляции. Этот факт и вы-
зывает сглаживание выпуклости нижней части и таким
образом обеспечивает спрямление модуляционной ха-
рактеристики /тпк1 = ф (£к)  Описанное качественное влия-
ние автосмещения в генераторе с двойной коллекторной
модуляцией полностью распространяется и на модуля-
ционную характеристику /к0=ф(£,к)-
Поскольку автосмещение сглаживает изменения базо-
вого тока во всех точках характеристик, начиная от ма-
ксимального и кончая минимальным режимом, то вели-
чины составляющих /бо, /бор и /тб1 в телефонной точке
(и всех других промежуточных точках) будут меньше
чем при одинарной коллекторной модуляции, а это при-
водит к значительному ослаблению недостатков, харак-
терных для одинарной коллекторной модуляции (см.
§ 5-2).
Кроме того, двойная коллекторная модуляция
с пост, обеспечивает, как показано выше, более
линейную модуляцию, а также и повышенный к. п. д.
генераторного каскада за счет снижения угла отсечки
коллекторного тока в режиме несущей волны.
Основные соотношения и методика расчета режима
генератора в крайних точках модуляции. Расчет режима
максимальной мощности.
Прежде всего заметим, что в начале расчета произ-
водится определение типа (или типа и количества) тран-
зисторов для рассчитываемого генератора. Как и рань-
ше, при этом следует руководствоваться исходными
(из ТУ) данными и положениями, изложенными в § 5-4.
После выбора пригодного типа транзистора (а при п>1
и определения их количества) разрабатывается полная
принципиальная схема модулируемого каскада. Как от-
мечалось выше, в качестве максимального должен при-
246
ниматься слабо перенапряженный или в крайнем слу-
чае критический режим работы.
Расчет максимального режима производится на ко-
лебательную мощность Р^Треб =-Р-макс, определяемую
(5-32) или (5-36) (мощность одного транзистора), при
коллекторном напряжении (5-14), угле отсечки по (5-13)
и ^к.макс из (2-1266). Зная верхнюю частоту рабочего
диапазона fB; £>~треб=-Р~ыакс, Ек.макс’, бк.макс И ^к.макс,
можно (и наиболее удобно) произвести расчет коллек-
торной и базовой цепей в точке максимального режима
аналитическим (см. § 2-8) методом.
В конце такого расчета определяется величина сопро-
тивления автосмещения Ре по формуле
Рб =	(5-85)
/ бомакс
а также и величины Рб.р по (5-83а).
Заметим еще раз, что напряжение смещения цепи
базы определяется током /бОр и сопротивлением Рб =
= Рб.р- Если в точке максимального режима модуляции
напряжение смещения Еб.макс, найденное в ходе расче-
та, окажется прямым по знаку, то, как очевидно, его
нельзя обеспечить за счет цепочки базового автосмеще-
ния. В таком случае надо или уменьшить угол отсечки
бк.макс до величины (см. выше), при которой смещение
Еб.макс будет обратно по знаку, или выполнить комбини-
рованное смещение базовой цепи модулируемого генера-
тора. При этом можно, например, за счет делителя обес-
печить прямое по знаку, смещение с величиной ЕПр =
= 2Еб.макс и обязательно ввести цепь базового автосме-
щения, в задачу которой будет входить снижение |£Пр|
в точке максимального режима до величины £б.макс =
= |Епр|/2. Расчет ведется по току /еор.макс, а не /бомакс-
Если количество транзисторов п^2, то, учитывая, что
расчет максимального режима выполнен с учетом толь-
ко на один транзистор, здесь сразу можно произвести
пересчет данных на п транзисторов.
Расчет режима нулевой точки1. Известно, что точка
минимального режима является крайней точкой при мо-
дуляции «вниз». При этом если глубина модуляции
/пк=1, то точку минимального режима принято называть
нулевой точкой модуляции. При тк<1 минимальный ре-
жим не совпадает с режимом нулевой точки.
1 Расчет этого режима производится даже и в случае, когда
/чк<1, так как данные этой точки модуляции потребуются для рас-
чета режима несущей волны и минимального режима.
247
Очевидно, что в точке минимального режима при
100%-ной глубине модуляции, т. е. в нулевой точке,
имеем:
Ек — /7 К.Мин	Ек. мино Еб. q О, Uтк —Uтк. Мино ==: О,
f — г ________fi. j ___г	__О*
2 ко — 2 комино — v’ 1 ™к1 — 2 тК1Мино — v »
а напряжение цепи базы, вернее на переходе база-эмит-
тер, генератора (по схеме с ОЭ)
где
еб = Еб — Um6 cos <о/,
Еб — ^бо^бу Еб = /бор^б.р
(5-86)
(5-87)
соответственно в случае достаточно низких и достаточ-
но высоких частот.
Основной целью расчета в нулевой точке (как и точ-
ке минимального режима) является определение состав-
ляющих импульса базового тока, т. е. токов Ео, /бор и
1тб1, так как последний характеризует мощность возбуж-
дения, т. е. мощность предшествующего каскада. Кроме
того, зная /оо и Im6i, а также /бор, можно определить и
Рис 5-гб Типовая характе-
ристика i’e = <pfee) при ек —
= 0 для транзистора типа
П601
все другие данные точки нуле-
вого режима работы базовой
цепи генератора с двойной
коллекторной модуляцией.
Расчет транзисторного гене-
ратора в нулевой точке из-за
вторичной автоматической мо-
дуляции базовым смещением,
аналитически весьма сложно
связанной с первичной модуля-
цией на коллектор, в значи-
тельной мере затруднен. Наи-
более просто и целесообразно
здесь пользоваться не аналити-
ческим, а графо-аналитическим
методом, представляющим со-
бой сочетание аналитических
зависимостей и графического способа решения систем
уравнений. Получим необходимые выражения и рассмо-
трим порядок такого расчета.
* При дальнейшем анализе индекс мин 0, характеризующий дан-
ный режим, отбрасываем.
248
Поскольку в нулевой точке для рассматриваемого
случая
бкмип=—ЕиЕтк~Еб в~0,	(5-88)
то динамическую характеристику тока базы в системе
координат 1б = ф(еб) при ек=пост., можно считать совпа-
дающей со статической при ек«Ебв = 0.
Учитывая это, для расчета режима базовой цепи в ну-
левой точке, видимо, можно привлечь характеристику
1б = ф(бб) при ек=Ек мин — Е'б в~0, тем более, что такого
вида характеристики (рис. 5-16), как правило, приво-
дятся в справочниках практически для транзисторов
всех типов.
Анализ этих характеристик для самых разнообраз-
ных (по мощности и частоте) транзисторов показывает,
что они с точки зрения конечных результатов (расчета
величин /бо, Еор и /тб1) могут быть аппроксимированы
прямой линией (с эквивалентной крутизной So), пересе-
кающей ось абсцисс (рис. 5-16) в точке с напряжением
= Еб° ~Е'б в, определяемым чаще всего (5-58а). В этом
легко убедиться по типовой характеристике 1б = ф(бб)
при Ек = ек=0 для транзистора, например, типа П601,
представленной на рис. 5-16, где с учетом масштабов
осей a = arctgS6.
Уравнение такой аппроксимированной характеристи-
ки будет:
гб = S6 (<?б — Е'б.в)*.	(5-89)
С подачей на базу (эмиттерный переход) транзистор-
ного генератора напряжения (5-86) получим косинусо-
идальный (положительный) импульс тока базы с макси-
мальной высотой
ЙЦмакс 1=3 Еб (Еб Е б. в Uтб)	(5-90)
и углом отсечки, определенным из выражения
Cos66 = —•	(5-91)
Используя выражения (5-90) и (5-91), можно полу-
чить достаточно простой и удобный графо-аналитический
метод расчета базовой цепи. Убедимся в этом.
* Крутизна So определяется по (5-102) или (5-157), а £'б.в—по
(5-58а) или Е'ц.-в^Ег, в для мощных транзисторов в режимах с вы-
соким использованием их поР~ном.
249
Очевидно, что составляющие положительного Им-
пульса тока базы имеют величины:
^бо — аобг'б.макс = роб^б>	(5-92)
Дпбх == ®1б^'б .макс рхб^б-	(5-93)
Здесь аоб, «1б и рОб, Pic — коэффициенты разложения ко-
синусоидального импульса базового тока, определяемые
с помощью таблиц (см. приложение) по углу 06 из
(5-91), а /б — образующая амплитуда положительного
импульса тока базы (высота импульса при 06 = 90°), рав-
ная
(5-94)
Поскольку при расчете точки нулевого (или минималь-
ного) режима обычно предусматривается определение
таких величин как:
Рис. 5-17. Графики (Зо, ф —<р(—cosO).
E§, Об, ie.MaKci /бо, бар? m6ii Р^р.б> ТО КЭК уСТЭНО-
вим ниже, указанную задачу можно свести к определению
двух основных величин [—cos 0g] и Г-^|—1. С этой це-
I O6L/m6j
лью составим систему двух уравнений относительно двух
упомянутых выше неизвестных и решим ее.
250
Поделив (5-92) на (5-94), получим первое уравнение
/ Со
б
Роб = ?(— cos66),
(5-95)
которое представляет собой кривую ₽о = ф(—cos0)
(рис. 5-17).
Подставляя (5-87) в (5-91) и решая полученное вы-
ражение относительно	найдем второе уравне-
ние системы, связывающее две искомые нами величины:
/ бо
8 б
1
8б/?б
COS 6о
। Е' б.в \
^тб у
(5-96)
Поскольку полученные уравнения (5-95) и (5-96) ока-
зались трансцендентными, решим их графически. Для
этого на стандартный график (см. рис. 5-17)
₽о = ср(—cosO)	(5-97)
коэффициента разложения, соответствующий косинусо-
идальному импульсу (где в данном случае 0 = 0б и р0 =
= ₽об), наносим прямую (5-96). Это построение выполне-
но на рис. 5-18 по точкам а и б прямой (5-96), имеющим
координаты:
точка а
точка б
абсцисса [—соз9б] =
ордината
1 / б°
[ StjUm6
|£'бв|
б
абсцисса [—cos Об] =— 1,
ордтата	_
1
J. (5-98)
]
1Р...Л
у /
Знаки в формулах (5-98) —(5-99) справедливы как для
р-п-р, так и для п-р-п транзисторов.
= роб в нулевой точке
Координаты точки пересечения в прямой (5-96) с кривой
(5-97), соответствующей уравнению (5-95), и дадут иско-
мые значения | — cos 0б I и I -J, ° -
модуляции.
В ряде случаев при малых /?б [см. (5-85)] ордината
точки б имеет большую величину, что вызывает некото-
рые неудобства в деле построения прямой (5-96) и на-
251
хождения точки в на рис. 5-17 или 5-18. Учитывая это,
рекомендуется следующий путь расчета:
1)	после нахождения координат и построения точки я
на рис. 5-17 или 5-18 находится а= arctg 1/Зб^б— угол,
5-18 К определению cosOe и
в нулевой точке модуляции
Рис
Зоб
графическим методом
характеризующий наклон
прямой (5-96) к оои абс-
цисс;
2)	зная координаты
точки (5-98), т. е. точки а
и угол а, проводим (см.
рис. 5-17) прямую аб.
3)	в точке в пересече-
ния прямой аб с графи-
ком Ро = ф(—COS0) нахо-
дим интересующие нас ве-
личины.
Зная cos Og, по табли-
цам для косинусоидаль-
ного импульса тока (ом.
приложение) определяем
Об и находим коэффици-
ент Р1б, соответствующий углу Об (при отыскании вели-
чины Pig можно воспользоваться непосредственно
рис. 5-17).
После этого составляющие положительного импульса
базового тока генератора определяются по формулам
/бо >5б6/тб%б;
/бо/	Sб^тб/Роб >
Im6t	*5б^тбР1б,
— 5б6/тб/Р1б-
(5-100)
(5-100а)
(5-101)
(5-101 а)
В этих выражениях крутизну 5б можно определить по
характеристике (рис. 5-16) или принять меньше вели-
чины SK, т. е.
56<SK,	(5-102)
так как 5б~5к в случае сильно перенапряженного режи-
ма работы генератора, т. е. будет справедливо (см.
гл. 1) только при одинарной, а не двойной коллекторной
модуляции.
При расчете транзисторного генератора, работающе-
го в диапазоне достаточно высоких частот, ток /бо не ра-
вен току /бор, а поэтому для расчета тока /бор в нулевом
252
(или минимальном) режиме следует повторить построе-
ние прямой (5-96), подставив в (5-98) и (5-99) вместо
2?б из (5-85) величину 7?бр, найденную по (5-83а) при
расчете максимального режима. Получив новую точку в
и ее координаты [—созббр] и Робр, находим реальный
постоянный ток
^бор = Sg 6/тб|3|)бр	(5-102а)
в нулевом (или минимальном) режиме.
Таким образом, можно принять следующий порядок
расчета транзисторного генератора в нулевой точке (или
минимальном режиме при 100%-ной модуляции). У ве-
личин индекс мин 0.
1.	Наносим на стандартный график (5-97) прямую
(5-96) по двум ее точкам (5-98) и (5-99), приняв крути-
зну Sg по (5-102) или определив ее по характеристике
/б = ср(бб) при ек = 0. Сопротивление R& определяется по
(5-85).
2.	Определяется cos Об мин о и Робмино в точке пересе-
чения упомянутой прямой с графиком (5-97) и нахо-
дится Об минО И Р1б минО-
3.	Вычисляются составляющие /бо^ино и 7тб1мино базо-
вого тока по формулам (5-100) — (5-101).
4.	Повторяется построение по п. 1, но при этом
в (5-88) и (5-89) вместо R§ из (5-85) следует подставить
7?бр из (5-83а). По формуле (5-100а) определяется зна-
чение реального постоянного тока базовой цепи в нуле-
вом режиме.
5.	По формуле вида (5-84) определяется Темино —
напряжение автосмещения в нулевой точке и рассчиты-
ваются мощности в цепи базы
б минО == О>56/тбДиб1Мино>	(5-103)
^б/миноО,577тб/^тб1мино>	(5-103а)
Р _6Умин0 = О,577тб/^тб1/минО	(5-1036)
(величины UmQf и Urn'> нами обсуждались в § 2-2, 2-5
и 2-6);
Pj б. Мино ^%б/мин0 I б. ь иио^бомино | >	(5-104)
^рб.мино = Л-б/минО ЛорминА’' (5-104а)
Эти мощности, как правило, являются наибольшими
(для базовой цепи генератора) за период двойной кол-
лекторной модуляции с итб = пост. Исключение из этого
253
могут составить генераторы с низким использованием
транзисторов по номинальной мощности и иногда гене-
раторы на транзисторах с крайне правыми характери-
стиками (большими £бв). В этих частных случаях мо-
жет оказаться, ЧТО Лпб1/минО<Лпб1МакС| Р бГмиьО < Д~б/макс,
а поэтому -Р_б;-чакс будет определять и мощность преды-
дущего каскада.
Расчет режима несущей волны (режима молчания).
При комбинированной двойной коллекторной модуляции
с итб = пост. строгий расчет режима несущей волны ока-
зывается также достаточно кропотливым. Это объясня-
ется наличием в генераторе цепочки автосмещения и об-
ратной связи по постоянной составляющей базового
тока. В ходе расчета с учетом отмеченных выше особен-
ностей, пришлось бы прибегать к весьма трудоемкому
графическому методу двойных последовательных при-
ближений (для первой гармоники коллекторного тока
1тК1 по сопротивлению нагрузки R-} и для постоянной со-
ставляющей базового тока по сопротивлению автосме-
щения). Ввиду значительной сложности этот достаточно
точный и строгий расчет не может считаться пригодным
для инженерной практики и здесь не рассматривается.
Учитывая сравнительно высокую линейность двойной
коллекторной модуляции с итб = пост. и допуская весь-
ма незначительную погрешность по сравнению с точным
графическим расчетом, расчет режима молчания при
этом способе коллекторной модуляции можно выполнить
по данным максимального режима (индекс макс) и ре-
жима нулевой точки (индекс минО), используя следую-
щие соотношения, очевидные из линейной аппроксима-
ции модуляционных характеристик:
/комолч^-j^—- *; ,	(5-105)
г	___ /тммаис .	'	/сг
'ткшолч — ।	»	(O-LUOJ
т]	___ ЕЛпР.макс .	/Г |Л7\
<^ПШ.М0ЛЧ--	)
(5-108>
1 “Г
^к.молч ^к.макс»	(5-109)
* Эту и все другие величины данного режима можно снабдить
вместо индекса молч индексом нес.
254
р	—\р	it	— Л,омав< .	/с <|,у,
комолч — | к. молч I 1 комолч — (14- тку ’	1	
Р
р =—~чакс ;	(5-111)
-молч (1 - т,)2	'	'
р	_ р	р _________ />гк.мак< . zcr j j су,
Ок.молч— ^комолч г„ЧОЛч ~(1 + Оть)2’ P-11Z)
тщ. молч 777 '^н.макс,	(5-113)
г	/бомавс + /Иь/бомино .	/сг 1 1 л\
1 бомолч =----------ГТ55------------> Iй’114)
1 -f- mK
т	__1бо/макс -J- /Пн/бор.мино	/д I I д _ \
-* бомолч —	1 । м	»	(р" 1 14aj
1 -f“ ГПк
Т	___ /тибшакс 4" ^К^7пб]/МИНо .
2тб1Молч —-------------< \~Z.------->
(5-115)
(5-116)
0,5/7тб/тб1МОЛЧ, (о-117)
Дпбпчолч	ОДСДпбДтбпиолч, (5-1 1 8)
(5-119)
(5-120)
^б.молч 77 ЛэормолчДб.р»
б молч == 0>5[/тб.молчЛпб1молч ==
•Р„б/молч ~ 0,5[Jтб/молч-'тбимолч 2777 v,uu m6fJ тбчмолч
73 ^б.молч — ^-.б/молч |^б.молч^бор.молч1>
РрМОЛЧ == РрК.МОЛЧ ~Ррб.МОЛЧ-
Для режима нулевой точки и режима молчания, если «2^2,
здесь удобно выполнить пересчет данных на п транзисто-
ров.
Расчет минимального режима. Расчет по данному
пункту выполняется в том случае, когда тк<1, т. е. ко-
гда точки нулевого и минимального режимов не совпа-
дают. Значение тк, меньшее единицы, обычно принима-
ется в предоконечных каскадах передатчиков и радио-
устройств с тройной и двойной (с Е^ = пост.) коллектор-
ной комбинированной модуляцией, осуществляемой
в выходных каскадах. При этом расчет минимального
режима выполняется с помощью простых формул линей-
ной аппроксимации модуляционных характеристик в сле-
дующем порядке:
^КО'ЧШ -^КОМОЛЧ (1	^к)>	(5-121)
^ткичин7=2 Лпшмолч О	ttlu)',	(5-122)
мин 7=7 Дэ.маКсЛпшмин == молч (1 tnK), (5-123)
Ек.мин 7772 Ек.молч (1	(5-124)
^к.мин 7=7 I (Г —Г — ^к.молч 777 ^к.макс, (5-1 25)
| £к.мин j
255
^НОМИН 	 ^КОМОЛЧ (1	^К) >	(5-126)
^мин = ^молч(1 ~^к)2;	(5-127)
^рК.Мин -РрК.МОЛЧ (1	^к) >	(5-128)
^к.мии ^к.молч '^к.мако	(5-129)
^бомин	2/бомолч	^бомакс»	(5-130)
Л)ор.мин 2/бор.молч -^бор.макс»	(5-130а)
^тпб1 мин 27^61 молч ^тб1 мано	(5-131)
7^6. мин 7?бр/бОр<Мин1	(5-132)
^~б.мии — 0»5(7тб-^тб1 Мин>	(5-133)
P~6f МИИ ~ Q^UmQfImQ1 Мин;	(5-134)
16.Мин	мин — 1 -^-б.МИН-^бор.МИН I»	(5-135)
Мин	7^рк.мин	Т^рб.МИН*	(5-136)
Величины (5-130) и (5-136) желательно определить и для
п транзисторов, если п => 2.
Расчет режима модуляции (среднего режима). При
двойной коллекторной модуляции с итб = пост. вследст-
вие линейности модуляционных характеристик данные
коллекторной цепи для среднего режима модуляции (те-
лефонного режима) можно рассчитать, используя обще-
известные формулы (5-74) — (5-77). Суммарная мощ-
ность рассеивания, выделяемая в корпусе транзистора
в среднем режиме, определяется мощностью РрК.ср из
(5-76), и также мощностью рассеивания базовой цепи
Ррб.с-р- Можно показать, что
Ррб.сф — Ррб.нес — Ррб.молч-
(5-137)
Поэтому для окончательной оценки теплового режима
работы транзистора в схеме модулируемого каскада
здесь следует воспользоваться не формулой (5-76), а вы-
ражением
РРрк.ср Ррб. МОЛЧ	.ср -Рр.ДОП- (5-138)
Здесь Рр.доп — допустимая мощность рассеивания корпу-
са транзистора [или корпуса транзистора с радиатором,
см. (2-164) — (2-166)]. В данном режиме модуляции при
п^2 также желательно выполнить пересчет на п тран-
зисторов, с обязательным нахождением величин Ra и
Рб~Рб.р-
256
Определение исходных данных для расчета предшест-
вующего каскада и модулятора. Для определения мощ-
ности, требуемой от предшествующего каскада, можно
воспользоваться формулой
р	р
р	* мин — г макс
—Т1СО.ПК	^И.ЛЕ
где т]к.пк = 0,2н-0,5 — к. п. д. контура предшествующего
каскада; Р~б?мин— мощность возбуждения модулируе-
мого каскада, отнесенная ко входным зажимам (для п
транзисторов) и найденная, как правило, в ходе расчета
минимального (или нулевого при тк=1) режима моду-
ляции, поскольку в этом режиме мощность возбуждения
имеет максимальное значение.
Как указывалось выше, иногда мощность Р~б/мин<
Р^б/макс- Это и учтено в (5-139). На мощность
Р„треб.пк и рассчитывается предшествующий каскад вы-
сокочастотного тракта передатчика. Здесь, как и в вы-
ходном каскаде, может быть п>1.
Мощность модулятора (с учетом потерь в модуляци-
онном трансформаторе) рассчитывается по. формуле
Р	(5-140)
— 2	М	7jTp
в которой обозначены через:
Ркопес=Ркомолч — мощность питания коллекторной це-
пи в режиме несущей волны (для п транзи-
сторов) ;
т]тр = 0,75 ч-0,95 — к. п. д. модуляционного транс-
форматора;
Р йк Mi —мощность согласно (5-10). Цифрой 1 в ин-
дексе отмечается тот факт, что здесь прину-
дительно модулируется один выходной кас-
кад.
Амплитуда модулирующего напряжения EKts=mK | ZTK.Hec |
должна выделяться на нагрузке (5-12). Зная Р~д, ЕкВ
и ^йк.м Гсм- (5'12)], легко рассчитать режим оконечного
каскада модуляционного устройства и все предваритель-
ные каскады низкочастотного тракта передатчика.
После энергетического расчета производится опреде-
ление электрических величин элементов нагрузки и всех
вспомогательных элементов схемы.
17—1406	257
5-8. АНАЛИЗ ОСНОВНЫХ СООТНОШЕНИЙ
ПРИ ТРОЙНОЙ И ДВОЙНОЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ
МОДУЛЯЦИИ С ПОСТОЯННЫМ СМЕЩЕНИЕМ
В ПЕРЕНАПРЯЖЕННОМ РЕЖИМЕ
Выше отмечалось, что тройная и двойная (с Е^ =
— пост.) коллекторная модуляция, по сравнению с дру-
гими способами ее осуществления, наиболее пригодна
для применения в выходных каскадах радиоустройств.
В настоящем параграфе приводится анализ и рас-
сматриваются основные расчетные соотношения для
этих способов коллекторной модуляции применительно
к выходному транзисторному генератору, работающему
в перенапряженном режиме (случай недонапряженного
режима рассмотрен в § 5-5 и 5-6).
В выходном транзисторном генераторе с тройной
коллекторной модуляцией, помимо внешней модуляции
коллекторного напряжения и внутренней автоматической
модуляции смещением, добавляется еще внешняя моду-
ляция возбуждением. Она производится синхронно и
синфазно с основной модуляцией коллекторного напря-
жения.
Для обеспечения такого способа модуляции предше-
ствующий (у нас предоконечный) каскад модулируется
на коллектор (см. рис. 5-9) синхронно и синфазно с мо-
дуляцией (коллекторной цепи) выходного каскада, т. е.
изменению коллекторного напряжения выходного каска-
да по (5-3) соответствует изменение коллекторного на-
пряжения предоконечного каскада по (5-60) и как
следствие по (5-61)—изменение амплитуды напряжения
возбуждения цепи базы выходного каскада.
Как и ранее (см. § 5-5), предполагается линейность
модуляции предоконечного каскада, а также отсутствие
в нем частотных и фазовых искажений. Выражения
(5-62) — (5-65), характеризующие напряжение возбуж-
дения, будут справедливы и для данного способа кол-
лекторной модуляции.
Осуществление режима коллекторной модуляции
с t/m6=var, т. е. добавление модуляции возбуждением,
меняет как количественно, так и качественно процессы,
происходящие в транзисторном генераторе при его мо-
дуляции. Из изложенного выше известно, что при оди-
нарной и двойной с итб=пост. коллекторной модуляции
с изменением напряжения на коллекторе меняется отно-
сительная или динамическая напряженность режима
258
(см. рис. 5-15), характеризующаяся для каждой точки
модуляционной характеристики конкретной величиной
коэффициента /С0Нр. В перенапряженном режиме коэф-
фициент Лонр>1 (рис. 5-19) и определяет величину про-
вала в импульсе коллекторного тока. Чем больше вели-
чина Конр преобладает над единицей, тем больше про-
вал в импульсе и величина отрицательного импульса
Рис 5-19 Примерный вид модуляцион-
ных характеристик одинарной коллек-
торной модуляции в перенапряженном
режиме
тока коллектора (если такой импульс появляется).
Обычно в точке максимального режима при ЕК = ЕККЯКС
коэффициент Лонр близок к единице и может превы-
шать ее на сотые доли. При этом провал получается
сравнительно небольшим, т. е. коллекторный ток, как
правило, не заходит в область отрицательных значений.
В максимальном режиме можно осуществлять и более
перенапряженный режим.
При тройной кллекторной модуляции по мере умень-
шения |ЕК| в совокупности с изменением других напря-
жений происходит сложное изменение режима генера-
тора. При этом меняется и величина /<0Нр, т. е. напря-
женность режима работы генератора. Характер
изменения напряженности и коэффициента КОнр для
коллекторной модуляции с ите = пост. (например, двой-
ной коллекторной модуляции с итб=пост.) и с Ume =
=var (например, тройной коллекторной модуляции) бу-
дет резко различным.
17*	259
к
К ML Н
к макс
Рис 5-20 Зависимости
Ко Н р — ф (£к)
а — при Um5=nocr , б — при
(/„)r = var
При двойной модуляции с итб = пост. по мере умень-
шения \ЕК\ напряженность и величина Конр растут
(рис. 5-20,я), вызывая иногда резкое увеличение глуби-
ны провала в импульсе коллекторного тока (рис. 5-21,я)
и даже появление отрицательного импульса этого тока.
Очевидно, что такой процесс сопровождается возраста-
нием базовых токов транзистора модулируемого каска-
да. Перераспределение тока
эмиттера между коллекто-
ром и базой является, как
установлено выше, физиче-
ской сущностью процесса
одинарной и отчасти двой-
ной (при итъ = пост.) кол-
лекторной модуляции в рас-
сматриваемом режиме рабо-
ты генератора.
При тройной модуляции
(и двойной, но с Е5 = пост ,
a £/m6 = var) с уменьшени-
ем |ЕК| относительная напря-
женность режима (и коэф-
фициент	возрастает
весьма слабо даже при до-
статочно 1малой ( — 0,1—0,2)
глубине модуляции т^. При
больших значениях
вследствие быстрого умень-
шения Um5 /(онр может со-
храняться неизменным (рис. 5-20,6) и даже (что бывает
чаще) может падать, т. е. провал в импульсе коллектор-
ного тока сохраняется неизменным (рис. 5-21,6) или ис-
чезает совсем. Значит можно считать, что при тройной
(и двойной с Ег.^пост.) коллекторной модуляции тран-
зисторный каскад работает во всех точках модуляцион-
ной характеристики в режиме, близком к критическому,
имея мало искаженный (или совсем неискаженный) им-
пульс тока коллектора. Физический процесс такой моду-
ляции обусловлен не перераспределением эмиттерного
тока, а просто его ограничением при запирании транзи-
стора за счет уменьшения амплитуды напряжения воз-
буждения По этой причине при средних и больших
значениях m6(mg^0,30,4) характер изменения состав-
ляющих базового тока здесь будет обратным тому, кото-
260
рый свойствен одинарной и двойной (с итб = пост ) кол-
лекторной модуляции.
Кроме сказанного, способам коллекторной модуля-
ции с L'm6 = var характерно сравнительно малое измене-
ние (в процессе модуляции за период низкой частоты)
угла отсечки коллекторного тока. В первом приближении
Рис 5-21 Изменение формы импульсов токов коллек-
тора в процессе коллекторной модуляции
а — при Пп1б = пост б — при UmB = va
можно считать, что этот угол остается постоянным и
равным значению его в точке максимального режима
Ок — Ок макс ~ ПОСТ.	(5-141)
Поскольку постоянная составляющая тока базы (при
соответствующих величинах mg) практически не зависит
от модулирующего и коллекторного напряжений, т. е.
^бор == ^бор.макс пост. ф (fn),	(5-142)
/бо=: /бо маис ~ пост. f (Ек),	(5-142а)
то напряжение смещения модулируемого выходного кас-
када, обеспечиваемое цепочкой автосмещения, также
будет постоянным и равным:
Е-, = макс-ПОСТ. ф(£к).	(5-143)
Таким образом, при соблюдении (5-142) и (5-143) трой-
ная коллекторная модуляция превращается практически
в двойную, состоящую из двух внешних — коллекторной
питанием и базовой модуляции возбуждением, т е.
в двойную коллекторную модуляцию с Е§ = пост.
Ясно, что при рассматриваемых здесь способах ком-
бинированной модуляции максимальное значение «мощ-
ности возбуждения (отмечаемое нами индексом
макс макс) и максимальная нагрузка предоконечного
261
(предшествующего) каскада будут иметь место в макси-
мальном режиме работы [сравните с (5-1)], т. е.
макс.макс	макс	маьсЛпб! макс >	144)
причем мощность возбуждения в процессе модуляции
будет меняться весьма значительно. Однако это несу-
щественно, так как уровни мощности вследствие малых
токов базы будут здесь сравнительно небольшими.
Изменение в модулируемом каскаде входного сопро-
тивления [гвх=^вхэ, определяемого по (5-2)] за период
частоты модуляции будет зависеть от выбора величины
т^. Однако влияние изменения сопротивление гВх с точ-
ки зрения появления паразитной частотной или фазовой
модуляции здесь значительнб меньше, чем при одинар-
ной и двойной коллекторной модуляции с Umt>=nocT.,
при которых пиковые уровни тока базы бывают значи-
тельно большими.
Низкие уровни составляющих тока базы при тройной
(и двойной с Еа=пост.) коллекторной модуляции вы-
ходного каскада в перенапряженном режиме создают
исключительно благоприятные условия для работы пред-
оконечного (предшествующего) каскада, позволяя су-
щественно (в несколько раз) снизить мощность послед-
него и довести ее (если выходной каскад передатчика
выполнен по схеме с ОЭ), как упоминалось в § 5-2, до
уровня, соответствующего уровню мощности предоконеч-
ного каскада передатчика с базовой модуляцией смеще-
нием в выходном каскаде.
Это может вполне окупить то небольшое усложнение
схемы и некоторое увеличение мощности модулятора,
которые связаны с коллекторной модуляцией предоко-
нечного (предшествующего) каскада при осуществлении
в выходном каскаде передатчика режима тройной (иди
двойной с Е^пост.) коллекторной модуляции. По-
скольку суммарный или реальный постоянный ток базы
/б05, транзистора в режиме, близком к критическому,
а также на повышенных частотах может изменять свою
полярность (см. гл. 1), то от базового автосмещения
(и особенно, если передатчик работает в резко изме-
няющихся климатических условиях) при анализируемых
способах коллекторной модуляции, видимо, выгоднее
* Соответственно Р~ б макс макс — Р~б макс —
= 0,5С7тб.макс^тб1макс,	(5-144а)
262
отказаться и обеспечить фиксированное смещение цепи
базы от отдельного источника или с помощью делителя
от общего источника питания выходного каскада. Вполне
ясно, что из-за малого тока базы IqOp здесь можно обой-
тись весьма маломощным отдельным источником базово-
го смещения (или делителем с весьма малыми потерями).
Таким образом, в слабо перенапряженном (в пределе
критическом) режиме работы генератора тройная и
двойная коллекторная модуляция с Е^ = пост. практиче-
ски одинаковы.
Обратимся теперь к анализу коэффициента глубины
модуляции те, т. е. глубины модуляции предоконечного
(предшествующего) каскада. Сразу заметим, что пре-
дельная глубина модуляции предоконечного каскада
здесь также определяется выражением (5-59). Однако
с учетом автоматически изменяющегося напряжения
смещения цепи базы при тройной коллекторной модуля-
ции (5-59) будет иметь вид:
тб.маье + Р(Ек.мин + а<о) - Ев .мин ,_,
б.пред С7тоб.маи< — £> (Ekmwh + 7io) *Ь Яб.мин
^’гкб.маьг + Е' £б.мин	(g 145)
Uтпб.макс Е'б.в 4~ £б.мин
Как и раньше (см. § 5-5)
те пред-0,74-0,8.	(5-146)
Однако следует заметить, что при тройной (и двойной
с Ее = пост.) коллекторной модуляции влияние величи-
ны те на режим модулируемого выходного каскада
весьма некритично (из-.за наличия основной модуляции
его на коллектор), а поэтому этой величиной можно
варьировать в широких пределах. Следует также иметь
в виду, что при большей величине те, когда ток
^бОр.мип —^бОмин —0 И £'б.мин = /бор мин ‘ Re~ 0, ИЗ формулы
(5-145) [с учетом того, что [ТКб.в, £Лпб макс] выражение
для реально возможной глубины модуляции запишется
в таком виде:
___ Uгмб.макг	Uтб.мин
"'б. пре л — fj	I и ~
'-'7нб.мак< i" с*б мин
^тпб.макс — | Е' б. в |*
^пгб.макс + |£'б.в|
0,95-г- 1.
(5-147)
* См. (5-58а).
263
Рабочее значение коэффициента /Ид с учетом выяв-
ленных особенностей рассматриваемых способов моду-
ляции и в зависимости от поставленной цели выбирается
по следующей формуле:
тб= (0,5-1) тб пред,	(5-148)
которая с учетом (5-147) окончательно принимает такой
вид
тб«0,5-И.	(5-149)
Меньшие значения mg принимаются в тех случаях,
когда желательно поддержать постоянство режима ра-
боты или снижение мощности рассеивания на переходе
эмиттер-база транзистора (ров) модулируемого выход-
ного каскада, а большие в случае, когда, кроме отмечен-
ного, ставится задача наибольшего уменьшения мощно-
сти, требуемой от предоконечного каскада, т. е. когда
в предоконечном каскаде желательно иметь меньшую
номинальную мощность транзисторов или менее мощ-
ный транзистор, если предоконечпый каскад выполня-
ется на одном транзисторе.
В связи с тем, что как при тройной, так и при двой-
ной (с £д = гаост.) комбинированной коллекторной моду-
ляции величина f/mg = var, то мощность рассеивания на
базе за период частоты модуляции (в среднем режи-
ме) следует находить как среднюю интегральную вели-
чину, т. е.
Ррб/ ср :== Pp6f тел	[О,5£7тб/ (^0 ?тб1 (^0
+ ^б(£)/)/б0р(Ш)]^.	(5-150)
При больших значениях mg характеристики /дор,
/таб1==ф(П/) будут достаточно линейными, а глубина мо-
дуляции этих составляющих тока базы примерно будет
равной глубине модуляции напряжения возбуждения,
т. е.
тб0==тб1 = т5.	(5-151J
При этих условиях для тройной коллекторной моду-
ляции в интеграл (5-150) следует поставить величины
U<mQf (О/) = Um6f нес -ф- UQJJ COS Q (/) =
= йтЫ нес (1 + Кпер^б COS Qt)*;	(5-152)
* Это выражение можно переписать и так:
t/щб/ (Qt) = нес (1 4- б cos £Д),
264
/бор (^/) — ^бор.нес (1 1 ^бо COS Of) —
— /бор.нес (1 -rm6 cos £10;	(5-153)
/тб1 (£^0 ~~ /тб1 нес (1 "Н ^б COS О/) =
= ^m6i нес (1+^6 COS Qf),	(5-154)
где ^тб/нес — амплитуда напряжения возбуждения,
подаваемая на входные зажимы тран-
зистора в режиме несущей волны (см.
гл. 2);
Кпер — коэффициент передачи напряжения от
входа на переход эмиттер-база транзи-
стора;
тб0 = тб1 = щб— коэффициенты глубины модуляции то-
ков и напряжения соответственно.
В отличие от двойной коллекторной модуляции
с Um5 = nocr. коэффициенты т50 и Шб1 здесь будут поло-
жительными, а это говорит за то, что модуляция Um$,
Im6i, /во и /бор производится в фазе с основной модуля-
цией напряжения Еквъ выходного каскада.
Исходный интеграл (5-150) после подстановки в него
(5-152) — (5-154) и несложных преобразований позво-
ляет получить выражение для мощности рассеивания
в цепи базы транзистора модулируемого каскада в сред-
нем режиме модуляции, совершенно аналогичное выра-
жению для мощности рассеивания на коллекторе,
а именно:
— -Ррб.молч 4 2/*	(5-155)
Выражение (5-155) отражает тот факт, что при трой-
ной и двойной (с Еб = пост.) коллекторной модуляции,
в отличие от двойной коллекторной модуляции с f/m6=
= по.ст. (см. § 5-7), мощность рассеивания на базе
в среднем режиме по сравнению с режимом несущей
волны (режимом молчании) увеличивается. При Шб~
«=0,74-1, взятом по (5-149), относительное приращение
мощности рассеивания получается достаточно заметным,
где
т'е
^бй
нес
= Ki.ep«6 < Я?б =
^6Я
265
особенно если имеет место нелинейность модуляционных
характеристик составляющих базового тока Дор, До,
Лпб1 = ф(^0 =ф(»М'. Однако все это не вызывает суще-
ственных трудностей, так как при t/mg = var абсолют-
ные уровни мощностей рассеивания Ррб.иес и Ррб / ср
будут весьма низкими, а тепловой режим работы
транзистора более легким, чем в случае, когда Um6 =
= пост.
Очевидно, что средний режим модуляции по коллек-
торной цепи при способах коллекторной модуляции
с Um5 = var ничем не отличается от подобного режима
других изложенных выше способов этой модуляции как
в перенапряженном, так и в недонапряженном режимах.
Обратимся к рассмотрению расчета генератора
с тройной и двойной (с Е-,=пост.) коллекторной моду-
ляцией.
5-9. МЕТОД РАСЧЕТА ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА
С ТРОЙНОЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
В ПЕРЕНАПРЯЖЕННОМ РЕЖИМЕ
Расчет максимального режима. По исходным данным,
определяемым ТУ, сначала производится выбор типа и
количества транзисторов и разрабатывается полная прин-
ципиальная схема. При этом руководствуются положе-
ниями, изложенными в § 5-4 и 5-6.
Расчет режима максимальной мощности генератора
с тройной коллекторной модуляцией совпадает с соот-
ветствующим расчетом при двойной модуляции
с Um6 = nocr. (см. § 5-7), поскольку и в том и в другом
случаях эти точки модуляции характеризуют один и тот
же слабо перенапряженный (близкий к критическому)
режим работы генератора. Вместе с этим следует иметь
в виду, что амплитуда напряжения возбуждения будет
теперь также меняться [см- (5-61) и (5-152)], и поэтому
найденное при аналитическом расчете значение Птб.макс
И ( U-щб f маис ) будет справедливо лишь для точки макси-
мального режима. При расчете максимального режима
тройной коллекторной модуляции дополнительно необ-
ходимо рассчитать по (5-83а) и (5-85) сопротивления
автосмещения, по (5-147) величину Щб.пред, а по (5-148)
рабочее значение тб, т. е. глубину модуляции предоко-
нечного каскада. Для расчета mg можно сразу восполь-
зоваться (5-149).
266
Расчет режима нулевой точки. 1. Определяется ампли-
туда напряжения возбуждения в нулевой точке (или
минимальном режиме) по формуле
^Лпб.Мино — ^Лпб.макс ГдГ"™ ’>	(5-156)
1 “Г '^б
U?n6f мино Um$f макс 1 1 ,и •	(О-15бй)
*	1 “Г
Дальнейший расчет выполняется в полном соответ-
ствии с описанным в § 5-7 расчетом аналогичного режи-
ма для двойной коллекторной модуляции с Um6 = nocr.,
т. е. графо-аналитическим методом с использованием
Дтб=Дтб.мино из (5-156) и графика (5-97) (см.
рис. 5-17), на который по двум точкам а и б— (5-98) —
(5-99) наносится прямая (5-96). Далее, привлекая
(5-100), (5-101) и (5-103) — (5-104а), рассчитываются
все необходимые данные базовой цепи. Такой метод
расчета применяется при /Лб<тд.пред и обеспечивает до-
статочно высокую точность в этом случае.
При больших тб(тб>0,6н-0,7), когда токи /бор.мпн,
/бомин и />тб1мин малы, при данном методе расчета отно-
сительная погрешность возрастает, поскольку в основу
вывода расчетных формул (5-100) и (5-101) положена
(см. § 5-7) линейная аппроксимация характеристики ба-
зового тока г’б = ф(вб) при ек = Дк.мин~Дб.в~0. Очевидно,
что при больших тб за счет малых токов /бор.миц и
Лпб1мин, а также и стремления к нулю величин Птб.мин0
и Дб.мино аппроксимированная прямая будет отличаться
от реальной для данного случая. Крутизна Sg реальной
характеристики тока базы здесь также будет соответ-
ствовать условию (5-102), но для повышения точности
расчета режима нулевой точки в таком случае необхо-
димо принимать:
S0~ (0,2 4-0,5)SI(,	(5-157)
а в ряде случаев, когда генератор выполняется на мало-
мощных транзисторах:
Sg~SKKp.	(5-157а)
Очевидность этого вполне выявляется при анализе кри-
вой, представленной на рис. 5-16, с учетом отмеченных
выше особенностей. Ясно, что в случае, когда /Пд>0,6н-
0,7, весь порядок расчета в нулевой точке сохранится,
но только в формулах (5-96) — (5-101) следует исполь-
зовать Sg из (5-157)—(5-157а), а не из (5-102).
267
Заметим, что при mg^0,9 базовые 'токи /бомипо,
/бормино и /тб1мшо в нулевой точке очень малы и практи-
чески их можно считать равными нулю, а поэтому расчет
в нулевой точке по формулам (5-103) — (5-104а) при этом
приводит к величинам, равным нулю. Таким образом,
здесь расчет нулевой точки может быть снят совсем.
Расчет режима несущей волны (режима молчания).
Ввиду линейности статических модуляционных характе-
ристик тройной коллекторной модуляции расчет коллек-
торной цепи при молчании можно с достаточно высокой
точностью провести по приведенным выше формулам ли-
нейной аппроксимации (5-105) — (5-113).
Для расчета базовой цепи можно также воспользо-
ваться формулами линейной аппроксимации (5-114) —
(5-120), справедливыми при mg 0,3-:--0,5, учитывая при
этом формулу (5-160) (см. ниже).
Однако при больших тб появляется некоторая нели-
нейность (вогнутость) модуляционных характеристик со-
ставляющих тока базы До, /бор и /тб1 в нижней части.
Поэтому при Шб>0,5 с целью уточнения /бомолч,
/бор молч И /тб1молч В (5-114) — (5-115) следует ввести не-
который коэффициент меньший единицы, а в ходе расчета
базовой цепи вместо величин по (5-114) и (5-115) сна-
чала найти:
/бо молч ~ (0.8 - 0,9)  /с°мам + т;/б° мин° ; (5-158)
/бор.молч ~ (0,8 - 0,9)	(5-158а)
1 -j-
/б1 молч ~ (0,8 - 0,9)	. (5.159)
^б.молч=^^,	(5-160)
1 “Г
а потом продолжать расчет величин по формулам
(5-116) —(5-120).
После этого производится пересчет данных режима
несущей волны на п транзисторов и по Дэмакс опреде-
ляется требуемое для п транзисторов сопротивление на-
грузки Дэ, а также сопротивление автосмещения /?б =
— Re р-
Расчет минимального режима. Порядок расчета мини-
мального режима „(если он проводится, т. е. в случае
268
тк<1) ничем не отличается от подобного расчета при
ДВОЙНОЙ коллекторной модуляции С Um6=tlOCT. (см.
§ 5-7). Однако для расчета напряжения Птбмин> через
которое определяются величины (5-133) и (5-134), здесь
следует воспользоваться (5-156), а пересчет на п тран-
зисторов можно не производить.
Расчет среднего режима модуляции. Для расчета кол-
лекторной цепи в режиме модуляции, очевидно, можно
воспользоваться формулами (5-74) — (5-77), справедли-
выми при любом способе коллекторной модуляции.
Однако для тройной коллекторной модуляции оконча-
тельную проверку по мощности рассеивания следует
провести не по формуле (5-76), а по формуле вида
^ср = ^к.ср+^б/ср<Р,гД0П ,	(5-161)
где ср — суммарная мощность рассеивания, выделяемая
в транзисторе;
Ррк.ср— мощность рассеивания на коллекторе, найден-
ная по (5-76);
Ррб/ср — мощность рассеивания на базе, найденная по
(5-155);
Р v — допустимая мощность рассеивания транзистора
Р (см. (2-164)-(2-166)].
Здесь необходимо произвести пересчет на п транзи-
сторов.
Определение исходных данных для расчета предоко-
нечного (предшествующего) каскада и модулятора. Рас-
чет по данному пункту полностью совпадает с подобным
расчетом для двойной коллекторной модуляции с посто-
янным смещением (см. § 5-6).
Практика расчетов показывает, что здесь в отличие
от других способов коллекторной модуляции мощность
^>~треб.пк== Романе пк снижается в несколько раз, а до-
полнительная мощность Рэ~йпк, требуемая от модулято-
ра для модуляции предоконечного каскада, имеет малую
величину по отношению к основной ее части, равной
Р^вк = ^йкмДсм. (5-10) и (5-79)].
Пример расчета тройной коллекторной модуляции см,
в § 5-11.
269
5-10. РАСЧЕТ ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА
С ДВОЙНОЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
С ПОСТОЯННЫМ СМЕЩЕНИЕМ
В ПЕРЕНАПРЯЖЕННОМ РЕЖИМЕ
Если в каскаде с рассматриваемой здесь двойной кол-
лекторной модуляцией в качестве максимального при-
нять критический или близкий к нему, по слегка перена-
пряженный режим, то, как установлено выше (см.
§ 5-8), принятая напряженность режима будет сохра-
няться во всех точках модуляции за период низкой ча-
стоты.
Это позволяет заключить, что расчет транзисторно-
го генератора с двойной коллекторной модуляцией при
Е§ = пост. в перенапряженном (близком к критическому)
режиме ничем не будет отличаться от расчета, изложен-
ного в § 5-6. Однако при расчете коллекторной цепи, как
очевидно из сказанного выше, следует принять
^к.макс~ёк.кр или использовать формулу (2-1266).
Если же в качестве максимального принимается не
критический, а перенапряженный режим (что обеспечи-
вает некоторое повышение к. п. д. и снижение мощности
рассеивания), то можно воспользоваться порядком рас-
чета, изложенным в предыдущем параграфе, исключая
в соответствующих местах определение напряжения
смещения, так как последнее здесь будет постоянным и
принимается из расчета максимального режима.
Поскольку для транзисторных генераторов сильно
перенапряженный режим не вполне желателен (см.
§ 5-1), то становится очевидным, какой методике расче-
та следует отдать предпочтение при расчете генератора
с двойной коллекторной модуляцией при Ев-пост. Одна-
ко и та и другая методики расчета будут вполне при-
годны.
5-11. ПРИМЕР РАСЧЕТА ТРАНЗИСТОРНОГО
ГЕНЕРАТОРА С ТРОЙНОЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ
Рассчитать модуляционные режимы выходного каскада тран-
зисторного передатчика с тройной коллекторной модуляцией ( в пе-
ренапряженном режиме), обеспечивающего в антенне в режиме
несущей волны А~зад=14 вт и работающего в диапазоне частот
25—35 Мгц, при Тс = 60° С и тк=1-
Выполним расчет по методике, рассмотренной в § 5-9, используя
при расчете максимального режима метод, приведенный в § 2-8.
270
Технический расчет начинается с выбора типа \ и количества
транзисторов и разработки принципиальной схемы двух мощных
модулируемых каскадов проектируемого передатчика. Поскольку
заданная мощность достаточно велика, то в передатчике рациональ-
нее использовать сложную схему выхода. Перестройку частоты осу-
ществим с помощью конденсаторов переменной емкости.
По (3-63), задавшись т|а к1]пк = 0,78, находим:
_	^~зад 14
р =---------------=	= 18 вт.
нес Ца.к^пк	0,78
Ориентируясь на предельное использование транзисторов по коллек-
торному напряжению, в рассчитываемом выходном каскаде примем
режим с Ек Нес из (5-15) и Ек макс из (5-14). Тогда при расчете
мощности, требуемой от транзистора выходного каскада передатчи-
ка, можно (и нужно) воспользоваться формулой (5-32а), т, е.
Р~т.т =КпзКдР~Вес(1+тк) = 1,05-1,05-18(1 + 1)«39,5 вт.
По Р~т.т=39,5 вт и fB = 35 Мгц выбираем такой транзистор,
для которого выполняются условия (3-75) и (5-38) или (2-113)—
(2-116).
В [Л. 20] приведены параметры и данные отечественного УКВ
опытного транзистора второго типа, который удовлетворяет усло-
виям (2-113)—'(2-116), а именно:
= 140 Мгц = 4/,в;
7\.ном = 0,2 | Е„.д01, l-Л-.доп = 0,2-100-2 = 40 ем >/'_гг = 39,5 вт-,
ЛР = ЛР.в.к = (0,4 4- 0,7)	=
/150Х2
= (0,4 4-0,7) Ьг) = (7 4- 13) > 5 Об,
\ J
где /макс = 150 Мгц— максимальная частота генерации выбранного
транзистора, приведенная в [Л. 20].
Для окончательного выбора упомянутого транзистора проверим
выполнение условия (5-45), используя (5-44),
A mK \ 1 —/)!<	Р-ИОМ _
ЛртРеб-^1+ 2 у	7<пзКд/<3(1 + тк)
г 0,3	40	_
~ 1,5‘0,7’1,05-1,05-0,8-2 = 15 вт <
30 вт (см. [Л. 20], стр. 229).
Таким образом, и но мощности рассеивания для каскада с трой-
ной коллекторной модуляцией этот транзистор вполне подходит. По
формуле (5-69) (пока ориентировочно) определяется мощность, тре-
буемая от транзистора предоконечного каскада с учетом применения
в нем двойной коллекторной модуляции с итв = пост. (ом. § 5-2):
Р
_:39,5
7,,	7-0,5
Ар.в,к^и.ш<	’
11 вт.
(5-162)
271
Очевидно, что и в предоконечном каскаде передатчика также не-
обходимо использовать упомянутый выше опытный транзистор вто-
рого типа. Он обладает электронной проводимостью, т. е. и-р-и-типа.
Выходной и предоконечный каскады выполним по схеме с ОЭ
и с заземленным коллектором. О преимуществах таких схем говори-
лось в § 1-5, о расчете — в § 2-8 (см. примечание 2-2, стр. 117).
Из схемы (рис. 5-22) видно, что транзистор 7\ имеет параллельную,
а транзистор Т2 — последовательную схемы питания коллекторной
цепи. Смещение базовых цепей комбинированное '(см. § 5-7).
Рис. 5-22. Принципиальная схема двух мощных каскадов передатчи-
ка с тройной коллекторной модуляцией.
Расчет максимального режима выходного каскада. Коллектор-
ная цепь. Как отмечалось выше, при расчете режима максимальной
мощности будут использоваться метод и порядок расчета, рассмо-
тренные в § 2-8, с учетом того, что в модулируемом выходном кас-
каде применен транзистор и-р-и-типа (а не р-п-р, для которого при-
водились знаки в расчетных формулах).
1.	Для выбранного опытного транзистора второго типа из [Л. 20]
выписываем параметры, данные режима и предельные данные рабо-
ты, а именно-.
s„ кр«0,1 -г-0,2 а[в', Дк доп'= дin~ ^00 в\
*Sk—5о —6 а!в\ /к.доп~2 ст,
В ~ 0,64 в‘, вд ДОП“ (6Н~7)
£во=(1,25ч-2)Ев.в; Тп Доп= 150° С;
[макс —150 Мгц; Кпс = 3° С/вт;
fa«140 Мгц;	доп = 2£к дon — cZK доп~200 в;
Гб'=7 ом; /’рДоп = 25 вт [при Тс°=+60°С, см. формулу (2-161)];
Ск«30 пф; a = ao=O,98 (принимаем ориентировочно);
С3 «350 пф.
272
Экспериментально измеренная частота fs = 3,l Мгц (см. [Л. 20],
стр. 227). Расчет fs по приближенной формуле [Л. 6] приводит к ве-
личине
fa =1£°
Гs Ю—20	20 — 7—14 Мгц.
Примем при расчете f„~5 Мгц.
2.	Задаемся углом огсечки коллекторного тока 0К макс =85° и
по таблицам А. И. Берга (см. приложение) находим:
аок = О,3; а1ь = 0,49, ук = 1,61; р1к = 0,445 и cos 9К макс = 0,087.
3.	При коллекторной модуляции из-за возможности обеспечения
[см. (5-30) и (5-31)]
Ех макс макс — Бк доп(14~^к) - Бк макс(14-Щк) ~
Е к.доп;'-2Бр доп
(5-163)
мощность в точке максимального режима будет в (14-тк) раз боль-
ше мощности Р~т т, по которой производился выбор типа транзи-
стора, т. е. мощность, на которую необходимо вести расчет макси-
мального режима выходного каскада, находится по формуле
Р~ треб к м = Р'—;макс = Б	т (1 4- И?к) = 39,5 ( 1 4- 1)'---' 79 вш. (5-164)
4.	Принимаем при расчете
•
£к.макс — Дк.макс..в,к — Бк,нес (1 4~ И1к) —
Бк.доп  —ЮР
где Ая=1,25 [см. (5-16)].
Дальнейший расчет производим по формулам (2-126)—(2-135)
без дополнительных пояснений.
2Р
г	.	— треб.км
О-	5к.кр = 1 — —“Г	Д2 ' =
“1кС>к.кр£кл1акс
0,49-0,2-6400
где крутизна транзистора SK кр принята равной SK кр = 0,2 а/в.
С целью обеспечения слабо перенапряженного режима примем
согласно (2-1266) макс — 0,77.
6. 14тк.макс = ^к.макс - )Ек макс|= 0,77 • 80 = 61,5 в.
2Р	9.79
7 I	— ~трео.к.м	__ Q п
'• <тимавс------тс--------= Ri К — и.
Птк.макс 01 > °
о .	Дишмане ___2,56_ г	/р.доп
<к.мак(.макс= И1к ~0,49~	а<- «Ок ’
9.	/ вомаьс — аоЛ.м&кс.макс — 0,3’5,2 — 1,56 а <^ / к .дол*
1Л г.	^шк.макс ____61,5
10,	/?е.манс — г	л кс — 24 ОМ,
*тпк1маьс
И. Ркомакс —^комакс |£к.макс | = 1,56 • 80= 125 вТ.
12.	/'’^макс — 0,5£7пгк.макс/тпк1макс “0,5 • 61,5 * 2,о6 —79 вТ,
13.	/’’рк.макс “-^кОмакс—Романс — 125—79 = 46 вТ,
18—1406	2?3
(эта мощность рассеивания в мгновенной пиковой точке и не опас-
на для транзистора, см. ниже).
Базовая цепь. Расчет базовой цепи выполняется по формулам
(2-136)—'(2-159). При этом определяются величины:
15.	a) fT = aoK/a = 0,98-0,6-140 =а83 Мгц;
б) 2nfT ='б,28-83-106 = 1’92'10"’ сек.
. 16. <рДр='йв/Др=2л/в/др = 360° • 35  10° • 1,92- 10-'-*-24°.
17. Од. мак с = Ок.м ак с—0,5(рДр — 85—12 — 73 , а по таблицам
А. И. Берга находим:
аоэ=О,263; aia=0,45; cos 03.макс =0,292.
В, 2,38
!8. “/= j + В/ —i + 2,38 ==0'71’
Гт 83
где BS = \B \ =77='з5 = 2,38.
.„	.	7 тк1мав<  2,56 
1У. /тумане— a о 71 —а*
Л .	Дп»э1макс __ 3,6
Ли- Iв.макс.макс = a	g 45 — о Л.
21. /®омакс =/комакс/ао»
99 J]	__ ^.макс.мак<ао I	_
ZZ. С/пгб.макс— о /1	о \ ~£71-/тк.макс —
*^к \1 — СОЗ Ов.макс)
6(Г=Ъ92Г + 0’005-61’5 = 2>15 8
(обычно D = 0,001 -j- 0,01).
n, TJ	7/m6iMaK<-—ЮТ7тк.макс ।
24, С/тб/макс =	м-	1
Апер
2,15-0,005-61,5 ,	_ о
+^Апк.макс== р	+ 0,005-61,5 ^13,3 в.
0,142.
25. По графику на рис. 2-17 при Клер = 0,142 находим Л^=0,2,
26. Ягх.вч^г'б + ^г'б ^7 + 0,2-7 = 8,4 ом.
^тб/макс   13,32
27- P~6fMaKc=*= 2Р.ПХ,(ВЧ	2-8,4 = 10,5 вт-
я .	П,пб/Макс 13,3
2°. Лабшакс =	8j4
1,585 а.
274
29.	/бор,макс — АбОЗ — Рбомакс —
1,56
(1—%) = ^(1 —0,98) = 0,032 а.
30.	Еб.макс—Еб.в—(Птб маке—DUmx маке) COS 0э.макс “6
+ /бор макс • Гб = 0,64— (2,15—0,005 • 61,5) • 0,292 + 0,032 • 7 = 0,32 в (см.
примечание 2-1 на стр. 82).
Напряжение смещения получилось положительным, а поэтому
при тройной коллекторной модуляции для сохранения в схеме
(рис. 5-22) цепочки базового автосмещения в цепь базы выходного
каскада через делитель из резисторов Ri, Rz, Rz подается дополни-
тельное прямое смещение Env. В пиковой точке оно равно 2Еб.макс
(см. § 5-7).
q. „	— Еб.макс 4-Ебо	—0,32+1
31. 0б.макс = arccos----------ту--------------= arccos —5——• =710,
О' тпб.макс	Z, 10
а по таблице А. И. Берга (см. приложение) находим:
“об = 0,256; а1б = 0,44; cos Об.мавс = 0,325.
,п .	Лпбшакс ___ 1,585
^б.макс.макс — а	0 44 —
33.	Iбомакс = “об! б.макс.макс — 0,256*3,6 = 0,92 Ц.
34.	РбОмакс —/бОр.макс [Еб.макс j — 0,032 • 0,32 = 0,007 ВТ.
35.	Ррб.макс — Р~б/макс— Рбомакс — 10,5—0,007~10,4 ВТ.
р	р
„„	„ ~макс ___________ ~треб.км _____ 'У
ОО. Лр— р	р	,л j-
1 — б/макс	[макс lv,o
[экспериментально установлено (см. ниже), что Кр = 6].
37. Ррмакс — Р^Вмакс = рк.макс + Ррб.макс — 46 +
+ 10,4 =5: 56,4 вт.
Как отмечалось выше, при коллекторной модуляции проверка по
мощности рассеивания ведется в режиме модуляции, т. е. мощность
Ррлоп (или Рр£доп) сравнивается с Ррср = PpzCp (см- ниже), а не
с Ррмакс = РгЕМакс, которая является мгновенной величиной.
38. В заключение расчета режима максимальной мощности опре-
деляются:
по (5-83а)
„ Еб.макс __________ 0,32
/?®-Р= /бор.макс “0Ж=1° °М'’
по (5-85)
_ |£б.макс| ______0,32
Re = г---------- +77; =4:0,33 ом;
1 бомакс
по (5-147) —(5-149) и (5-58а)
/Л 4Ч	/Л -	1Ч ^Либ.макс— |£Z6.®|
тъ - (0,5 - 1) Иб.пред - (0,5 — 1) UmS Mai(t+|^6 s I -
9 1 к__л Q9
МО,5-1) 2;15Т0’з2^0,38-+0,74.
Примем в дальнейшем расчете те =0,7.
18*	275
Можно Легко показать, что величина резко зависит от ча-
стоты /ь. Например, если в нашем случае принять fs~
L, 140
? Мгц, то получим КР (см. рис 5-23) в несколь-
ко раз больше Кр при fs = 3^-5 Мгц.
При расчете генератора крайне важно располагать более точ-
ным значением параметра f8 (о чем отмечалось в § 2-8). Сравнение
расчетного значения Кр (рис. 5-23) с экспериментальным (на /в =
=35 Мгц) для используемого транзистора (см. [Л 20], стр 224)
Рис 5-23. Зависимости
Кр, Umdf == ср (Js) •
Рис 5-24. К определению и
расчету данных точки нулево-
го режима выходного каскада
с коллекторной модуляцией.
позволяет заключить, что данные расчета при ^«Зч-б Мгц и дан-
ные эксперимента достаточно близки и, видимо, можно признать
более приемлемой (2-31) или формулу вида
f------_______*.	(5-171)
7s = 20-7-30
Расчет режима нулевой точки. Как установлено в § 5-7, в ну-
левой точке, т. е. в минимальном режиме при тк=1, /тк1 мипо = О;
7ко мино = О; Птпк миио = О; Ек мино^^б в ~0, а напряжение Umn мино
определяется формулой (5-156) и будет равным
1—• «о	1 — 0,7
^Лпб.мино === ^Апб.макс ।	== 2,15 । ,07 = ^>38 в.
При этом итъ) мипо=2,35 в [см. (5-156а)].
Дальнейший расчет выполняется в полном соответствии с опи-
санным в § 5-7 методом расчета режима нулевой точки, т. е. гра-
фо-аналитическим методом при Um6=,Um6 Миио.
1.	На график (5-97), представленный на рис. 5-24, по точкам а
(5-98) и б (5-99) наносят прямую (5-96), учитывая что для нашего
* Эта формула приводится в гл. 2 [см. (2-32)].
276
случая справедливо (5-157). Так, имея Зб~0,3 SK~2 a/в, найдем
координаты (ниже знаки соответствуют транзистору п-р-/г-типа):
|£'бв|	0,32
абсцисса 1— со^ 9б1 = — ~п--------,==л оо = —-0,84,
1>тб.МИНо 0,60
точка а
Г /б0
ордината с н--------------
[_ обС/jj)б мино
абсцисса [—cos 0б] = — 1,
точка б •j
Г U
ордината -7777----------
Об^ттгб.мИНо
S6R6 у1 *
Ут б МИНО
1	/	0,32\ Л
2.о,зз~	°’244,
2.	Точка в на рис. 5-24 имеет координаты [%б мипо = О,О2 и
cos Об мино ——0,85. Из таблиц А. И. Берга имеем Об мино=32° и
[-46 мино=О,О35.
3.	/бомино~*^б^тбмипоРобмино== 2  0,38 • 0,02—0,0152 <z.
4.	/щб! ми но= S&Um б миноР1б млно —2 • 0,38 * 0, 03 о = 0,0266 о
5.	/тб1/ минО”*$бНтб/ минО * Р1б мино = 2 • 2,35  0,035 = 0,165 6Z.
6	Повторяя построение согласно п 1 для Rs=Re р и используя
(5—100 а), получим:
^бОР минО ~ 0,003 ct.
7.	По формуле вида (5-84) находится величина
Еб мино — Rgр^бормино 0,10 • 0,003 = 0,03 в.
Поскольку токи /бо мино и /тб1 мино для тройной коллекторной мо-
дуляции оказываются всегда меньшими соответствующих токов мак-
симального режима, т. е. токов /бо макс и Imai макс, то расчет по
(5-103) и (5-104) можно опустить1, а определение мощности, требуе-
мой от предыдущего каскада, следует произвести через величину
Расчет режима несущей волны (режима молчания). Из положе-
ний, изложенных в <§ 5-9, следует, что расчет коллекторной цепи
в режиме молчания выполняется по формулам (5-105) — (5-113). При
расчете базовой цепи с учетом того, что у нас те>0,5, следует вос-
пользоваться формулами (5-158) — (5-160) и (5-116)—1(5-120). Учи-
тывая вышесказанное, для режима несущей (волны имеем:
.	.	/комикс _ 1,56
1. /1 овес = ‘ комолч — j ।	j _|_ j — и, /о а.
_ /тмча./ _ 2,56 _
с. /апынес— j тк ! _|_ 1 -	«•
J,	Umx ма> < _ 61,5
з.	и,„к нес — ! +	1 + 1 ~ 30,75 8‘
л I-,	^К.МЗКС ___ 80
4-	--------------------1+Л = -40 в-
1 Если эти данные не требуются для построения модуляцион-
ных характеристик.
277
5.	Вг.вес = Вк.макс = 0,77.
6.	РкоНег = | £ь.не< 1 /ъонес = 40-0,78 = 31,2 Bfli,
Р	79
7-	19J5 вт.
8.	Ррк.нес- Рнонес — Р~нес= 31,2 — 19,75- 11,45 вт.
9.	^к.нес = ^к.мак< = 0,63.
1П Т	л /бомакг +^ь/бомино
10.	/5он.с =0,9	------ =
0,9 (0,92 4-0,0152)
1 I f	= 0,1 а. /боР.Нес 0,02 Ц.
11* 1тбте0,9
7т 61МЙКГ 4“ ^ь/тпб1/МИНО
1 4- тк
1,585 4-0,165
1 4- 1
0,725 а.
, „ ,,	{7отв.мак< _ 2, 15	„„
12.	[7тоб.нее = H +44Z' ~ ТфЛ = 1’0® в-
13.	ТГб.нес—7бо р нес-Рбр —0,02  10 — 0,2 в.
14.	Р~ 5 тте с — 0,51+б .Ite+m б 1 нес=0,5- 1,08-0,725 = 0,39 вт.
1 к г>	_ п г Гтб/Маи<
10- л+бЩес ~ и’° 1 + z-/?,.
= 0,5
13,3-0,725
----ПИ------= 2,32 вт.
16. Ррб.нес— Р~б/нес—| Рб.нес^бо р.нес |—2,32—0,004 — 2,3 вТ.
17. РрНе< = Р^днес = Ррк.нес 4~ Ррб.нес	1 1 >45 + 2,3 = 13,75 8ГИ.
г) Расчет минимального режима. Поскольку тк=1, то мини-
мальный режим совпадает с режимом нулевой точки.
Расчет среднего режима модуляции. Расчет по формулам (5-74),
(5-75), (5-161) и (5-77) приводит к следующим данным режима мо-
дуляции:
i р _р - f 1 +	) 71.15_ 29 6 вот
* '—-ср 7+тел— (1 + т^У\* 1 + 2 у” 4 *’	29, вт'
Риомах.с „l^. Wk _____125
2- Рио р = РкотеЛ — (1 । ;W]j2	2 /	4 ’ >5 — вт'
^/>'-ср = ^рк.ср 4* Грб/cp = 17,25 + 2,86 =
= 20,11 вт < Ррдои = 25 вт,
где
(2 \
, . тк I_ 46
1 + g ]	4 '1,5 — 17,25 вт,
0,49\
—ту— ) =5= 2,86 вт.
2
278
Р-ср _29,6
4-	"Qit.cp — ^и.тсл — ^к.маис— р	47 —0,63.
' го ср
Определение исходных данных для расчета предоконечного кас-
када и модулятора. 1. По формуле (5-78) находится
р	= р	=£Хб2ма№ =^ = 21 вт_
—треб.пк	~макс пк 7)ь пк
На эту мощность требуется рассчитать максимальный режим предо-
конечного каскада (см. § 5-12) с двойной коллекторной модуляцией
при Uтб = пост.
2.	По формуле (5-79) определяется
77?^ /Э
р _______ р f р __________ к 1 * нес.в к  б — макс пк ____
' ~ОК.М2- '	-йпк 21)к вк -Н (1 + тб)227)ьл,.к ~
1-19,75 ,	0,72-21
2-0.58 +(1 4-0,7)2-2-0,5 = 15,7 + 3,6—19,3 em’
Видим, что Р„йв.к = 15,7 вт>Р~йпк, а ^Ek.m2S Р„нес вк =
= 19,75 вт.
3.	Мощность, на которую необходимо рассчитать модулятор,
находится по (5-80) и равна:
Р м2 19,3
Р =Р =------------------= о g 24 -4- 25 вт.
«**ЙМ	— М	*лтр	V, О
4.	Оконечный каскад модулятора дожен обеспечить для мо-
дуляции выходного каскада напряжение (5-8)
£кйв.к = тк | £к.нес | = 1 - 40 = 40 в,
на нагрузке (5-12), равной
| £к.не( | _ 40
^км.в.к=	OJ8 = 51 ом-
5.	Величины £кйпк и Кйкм пк рассчитываются по (5-81), (5-82)
но только после расчета режима предоконечного каскада с двойной
коллекторной модуляцией (при итб = пост.). Последний расчет (для
нашего случая) следует произвести по методике, изложенной в § 5-7.
Пример расчета предоконечного каскада схемы рис. 5-22 приведен,
в § 5-12. Очевидно, что после расчета £кЕпк 11 ^якм.пк можно при-
ступить к расчету модулятора, но, как правило, этот расчет выпол-
няется после расчета всех каскадов генераторного тракта передат-
чика.
Из-за ограниченного объема мы не приводим расчет элементов
колебательной системы, вспомогательных элементов и элементов це-
пей питания.
Заключение по расчету. Вышерассмотренный пример расчета
(дополненный расчетом предоконечного каскада, см § 5-12) практи-
чески можно отнести к расчету экспериментально отработанной схе-
мы передатчика, приведенной на рис. 7 в [Л. 20]. Можно усмотреть
(с учетом § 5-12, т. е. при полном расчете двух мощных каскадов
передатчика), что данные расчета режима для схемы на рис. 5-22 и
экспериментально полученные показатели для передатчика по схе-
279
ме рис. 7 из [Л. 20] (по Р~нсс~20 вт, количеству каскадов, типу
транзисторов, напряжению питания ЕКНес = 40 в, Кр и к п. д.
отдельных каскадов, общему к. п. д., равному ~50%, и т. п ) прак-
тически совпадают.
5-12. ПРИМЕР РАСЧЕТА ТРАНЗИСТОРНОГО
ГЕНЕРАТОРА С ДВОЙНОЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ ПРИ <7тв = пост
Требуется рассчитать предоконечный каскад схемы (рис. 5-22),
имеющий двойную коллекторную модуляцию с постоянным возбуж-
дением.
Из расчета, приведенного в § 5-11, известно, что предоконеч-
ному каскаду соответствуют: Р треб пк=21 вт; ^в = 35 Мгц; =
= 0,7=т„пк = т; Т'о = 60°С.
Из рис. 5-22 видим, что транзистор предоконечного каскада пи-
тается от общего источника радиопередатчика и имеет в несущем
режиме Ек нес—Як нес пк— 40 в. Это необходимо учесть в дальней-
шем при выборе Ек.макс пк'-Ек макс и расчете мощности для вы-
бора транзистора, т. е. при определении Р~т т пк.
Выполним расчет по методике, рассмотренной в § 5-7, используя
при расчете максимального режима метод, приведенный в § 2-8 *.
При двойной коллекторной модуляции и достаточно полном ис-
пользовании транзистора по напряжению Е„ в точке максимального
режима [при выборе предельного Ек макс по (5-14)] выбор транзи-
стора следует производить на мощность (5-32а)
р
1 —треб пк
~т.т.пк= 1 4- Wlt rIt
р
1 ~макс.пк
1 + m
21
j q у = 12,4 вт. (5-172)
В § 5-11 при ориентировочном расчете и разработке схемы мо-
дулируемых каскадов мы показали [см. (5-162)], что в предоконеч-
ном каскаде схемы (рис. 5-22) требуется применение опытного оте-
чественного транзистора второго типа из [Л. 20]. Определив
Р^т.т.пк по (5-172), мы видим, что это подтверждается и здесь,
когда уже подробно рассчитан выходной каскад. Вопросы выбора
транзистора при коллекторной модуляции нами пояснены в § 5-11
и здесь не рассматриваются. Очевидно, что использование опытного
транзистора второго типа в предоконечном каскаде обеспечит как
условия (2-113) — (2-116), так и требуемые электрические показатели
схемы. При этом транзистор будет недоиспользован по мощности
Р—пом ~ 40 вТ.
Расчет максимального режима. Примем этот режим критическим.
Расчет ведем на Р~Треб пк= Е’~Макс.пк = 21 вт при определенных
Ек.макс и 0к.макс (см. ниже) по методике, изложенной в § 5-7.
Расчет коллекторной цепи. 1. Параметры, данные и предельные
данные режима работы опытного отечественного транзистора вто-
рого типа приведены в § 5-11. С учетом (5-14), и того, что ЕКНес =
= 40 в, уточняем величину напряжения питания коллектора в мак-
симальном режиме. Очевидно, что
Е
Як.макс = Як.макс.пк ”	— Як.нес(1 4“	= 40 (1 —{— 0,7) = 68 в.
См. примечание 2-2 в конце гл. 2.
280
2. В интересах линейности модуляции по (5-13) примем
0кмакс = 8О° и по таблицам А. И. Берга находим: аок = О,28; сцк=
= 0,47; ук=1,65; cos 0к Макс’=0,174.
Дальнейший расчет выполняется
(2-126) —(2-135); (2-136) —(2-159) и
данных режима работы коллекторной
ном режиме, а именно;
последовательно по формулам
сводится к определению всех
и базовой цепей в максималь-
3-	— ^в.ма! с —
4.
5,
6.
7.
8.
2Р
—-треб пк
“1ь5ц,ьрД2.макс
2'21
= Г ~ 0,47-0,2-4624 = °’91,
^тв.макс ~ £к.макс | £к.макс | ~ 0,91-68 — 62 в.
2^—макс .ПК	2-21
/шымакс— т1	R9 —и,оо	а,
’-'тк.макс
/пиамакс	0,68	./к.	доп
«к.маис.маке =	“	0,47 = 1,44 а <	.
/комаьс		аОк — бс.манс.маьс	= 0,28• 1,44 =	0,404 (I	к,доп == 2
п	^Лп.к.макс	02	Г1, _ .
1x0.макс — ~г	--л со — 91 ОМ.
Лтксмаьс и,ио
Р ко макс — | Т^к.макс | /ко макс — 68-0,404 = 27,5 в/77«
0,5//тк.макс/ткшакс	0,5 • 62 • 0,68 = 21 ши.
= 27,5—21 = 6,5 вт.
9.
10.	/^^.макс~ О,оитк.макс1тк1макс
11.	Рр к м акс = Лкомакс—Д-чск.
Р	21
,	—макс _	1 _ л 7R
12.	^ь.макс = ~р-------	27,5
л комакс ’
Расчет базовой цепи.
13.	1лр= '= 1,92-10-8 сек (заимствуем из § 5-11). При рас-
чете fTa=cio=0,98 был принят ориентировочно, так как в справоч-
ных данных [Л. 20] величина ао отсутствует.
14.	<р д р = со в (др == 360° • 35 • 106 • 0,192 • 10-«=24°.
15.	9э.макс~9макс—0,5флр = 80—12=68°,	а по таблицам
А. И. Берга находим; Яоэ = О,246; aio = 0,427; cos 00 макс = 0,375.
1R Bf
16-	а/ = ГТ-
0,71,
fT 83
где Bt = | В | = ^7= 35- = 2,38,
/т = 83 Мгц (взята из § 5-11).
)7 ,	___ Апямивс __0,68
iZ* /««1макс—	q — и,УО (I.
1О .	ЛпЭГмакс _ 0,96
10. 'е.макс.макс = в1в ~0,427
2,25 a.
281
,п г7	*е,.макс.максао ,
1У, С/ягб.макс — о /1	g \ “Г тпк.мйкс —
Ок V — cus о©.,маке/
225-0 98
6 (1-0,375)+ 0.005-62 ^0,9 в.
0,142.
,	^Лпб.макс — .макс
тпб./макс =	is
Апер
“Ь РРтк.макс — 4,15 4- 0,31 — 4,46 в.
22.	По графику (рис. 2-17) при ЛПер =0,142 имеем Кд= 0,2.
23.	Явх.вч = г'в + Кг'ъ = 7 -}- 0,2-7 = 8,4 ом.
24- ^-б/макс—	Н^б/макс	_ 4,462	= 1,2 вт.
	2/?вХ.(ВЧ	2-8,4	
QK J ,	Ртпб/маке	_4,46	-0,532 а.
im ошакс —	Rbx .вч	8,4 “	
ОЙ z	_ г,	Л-омагг (1 ао) _
20.	/ бор.маке — / бомакс —	«
0,404 (I — 0,98)
= ------у д8-’ ’ = 0,00825 а.
27.	£с.маке — £б, в— (^Лпб.мак< — ^^Лпк.макс) COS 9|3 .мак, -\-1 бор.макс^б—
= 0,64 — (0,9 — 0,31).0,375 + 0,00825-7 = 0,5 в.
по а	^б0 — ^б.макс	1 —0,5
28.	Уб макс = arccos------77---------— arccos —тг-к-------= 5/ ,
б.макс	о,у
а по таблицам А. И. Берга (см. приложение) находим:
ссоб^О,2; ccj6 = 0,37; cos 0б.макс = О,55.
QQ .	____/тб1макс __ 0,532
^б.маке.макс —	а	0 37	а'
30.	/бо макс — ССоб^б.макс.макс = 0,2 • 1,4» 0,28 Л.
31.	/^бо ма кс — Л'О р. м акс |-Сб. мак с | “ 0,00825 • 0,5 0,004 вт.
32.	Рр б.макс Р б/ макс—Рбомакс = 1,2 0,007» 1,2 8Т.
33.	^=^^=^=17,5
'^—б/макс L,z
(окончательное значение Кр будет установлено ниже).
34.	Рр макс = Рр к.макс ~VPp б.макс = 6,5+ 1,2=7,7 вТ.
Заметим, что из-за сниженного использования транзистора по
мощности Р ном здесь даже в максимальном режиме Рр.макс’-
•=7,7 вт<Рр.дОП~30 вт [см. (2-161)].
Обычно D—0,001 = 0,01.
228
35.	По (5-85) определяется сопротивление
|	| ___ 0,5	4 о
б ~ I	Л QQQ	1 »О ОМ,
'боманс	0,
а по (5-83,а) имеем /?,- Р~60 ом.
Расчет режима нулевой точки (см, § 5-7). В нашем случае
мк.пк=0,7<1 и казалось бы, что расчет точки нулевого режима
можно не -производить, так как при осуществлении модуляции эта
точка не используется. Однако данные режима нулевой точки нам
потребуются для расчета режима молчания и минимального ре-
жима.
Расчет нулевой точки выполняется в следующем порядке.
1.	По (5-102) принимается	a/в. Учитывая заниженное
использование транзистора по мощности согласно (5-58а) примем:
Е'б.в^=0,25Еб.в = 0,16 в.
2.	На стандартный график (5-97) наносится (см. рис. 5-25)
прямая (5-96) по двум ее точкам (5-98) и (5-99) *, а именно:
(	„	|£'бв|	0,16
I абсцисса [—cos 9б]=—-ут---------— ТГо — 0,18;
1	U rn.fi МЯК(	и, У
точка а <
Г /б« 1 о
| ордината -уу-------= 0;
|	I ‘ЗбС/гпб.МЯК( J
I абсцисса [— cos 0б] = — 1
I Г /«о	1_ 1 Л	\
I ордината on	I cd — ~ тт I
ТОЧКа б 4	| ° б*-7тп б.макс J ОбЛб	Ь'тб.макс J
I	1
|	=|7г§ (1 —0,18) = 0,456.
3.	Из рис. 5-25 для точки в имеем:
Роб.мииО 0,14', COS Об.минО^—0,42.
По таблицам А. И. Берга находим: Об.мино=65°; Р1б.мино»О,24.
4. По (5-100)—(5-101а) определяем:
/60 минО“‘5б^/тб.маисРоб.минО = 1 * 0,9 *0,14 = 0,125 я;
^60 мино = *$б^Лпб.макс/Роб.мино^ 1 * 4,46 • 0,14 = 0,625 fl.
^б0р.МИн0 = *5б^ТП бмаксфбОр МНН0 = 1 -0,9-0,012=0,011 а-,
мжнОб.максР10.мжнО = 1 • 4,46 • 0,24“ 1,08 и.
Поскольку только что полученные токи больше соответствую-
щих токов базовой цепи в максимальном режиме (и это вполне
нормально и возможно), то логично найти и другие данные, т. е.
выполнить полный расчет нулевого режима, а вместе с этим опреде-
лить и данные всех других модуляционных режимов генератора.
* Со знаками в формулах для п-р-п транзистора.
283
5. По формуле вида (5-84) определяем
/7б.мив0 = /60 р мино/?б р = 0,011  60 = 0,66 в.
8.	Рассчитываются мощности цепи по формулам (5-103) и
(5-104)
• б мино — 0,5С7тб/тб1/ мино — 0,5 * 0,9 • 1,08 — 0,485 вт\
Р	мино = 0,5(7 тб/ мино^т 61/ мп но — 0,5 • 4,46 • 1,08 = 2,4 вт;
Ррб.мино = Р~ъ; мино—\Ее миноИбо р мино = 2,4—0,66 • 0,011 =2,4 вт.
Таким образом, мы убедились, чго
Р~ 6f макс === 1,2 вТ< Р ~ с, ; ми но — 2,4 вТ.
Реальная мощность возбуждения (при тк пк<1) будет соответство-
вать минимальному режиму. По ней, т. е. по P~5fm и опреде-
ляется мощность возбудителя (см. ниже). Очевидно, что
Р^ С/ макс 1,2 6Т<Z Р^бу мин <2,4 ВТ— Рмино.
Рис. 5-25. к определению и
расчету данных точки нулево
го режима предоконечного кас-
када с коллекторной модуля-
цией.
предоконечного каскада схемы
Дальнейший расчет генератора
с двойной (при итб = пост.) кол-
лекторной модуляцией осуществля-
ется по методике § 5-7.
При выполнении этой части
технического расчета затруднений
встретиться не может, и поэтому
в целях экономии места резуль-
1аты расчетов режима несущей
волны (индекс нес или молч), ми-
нимального режима (индекс мин)
и среднего режима (индекс ср)
приводятся нами в табл. 5-1.
В заключение расчета энерге-
тических показателей генератора,
пользуясь табл. 5-1, определя-
ются’
1.	По формуле вида (5-140)
[см. также (5-79)] точная величи-
на той части мощности модуля-
тора, которая дополнительно по-
требуется для осуществления кол-
лекторной модуляции (только)
(рис. 5-22).
т2/Э-Нес - ^-онес 0,7й
^-йпк.м” г^к.нес^тр 2''ТР	— 2-0,8
2.	По (5-81) амплитуда модулирующего напряжения, подавае-
мого на предоконечный каскад,
Дсйпк =«г|а,не( | = 0,7-40^ 28 в.
3.	По (5-82) сопротивление генератора для модулятора (нагруз-
ка последнему со стороны предоконечного каскада)
Rs!™ !1К /юнее "=(Г238= 168 0Мг
284
4.	В случае необходимости по данным режима четырех рассчи-
танных точек модуляции (данные двух течек заключены в табл. 5-1)
можно построить модуляционные характеристики рассчитанного ге-
нератора.
5.	Расчет минимального режима позволил выявить требуемую
мощность взбуждения предоконечного каскада. Она оказалась рав-
ной	б/мин = 2,14 ет<2,4 вт= Р~61 мино-
6.	Очевидно, что усиление предоконечного каскада по мощности
будет равно:
^-макс 21
Л р — р	914 — 3,0
“~мин
(экспериментально по [Л. 20] Кр=9).
В передатчике по схеме на рис. 5-22 третьим каскадом может быть
автогенератор, обеспечивающий мощность 2,14 вт и напряжение
Um6f~i,5 в в оконечной нагрузке (цепи базы) предоконечного кас-
када. При этом в нем также можно использовать и кварцевую ста-
билизацию, а расчет режима и выбор типа транзистора автогенера-
тора следует производить на мощность из (5-139), равную
Р	Р
D	—б/мин	б/мин
~зг гл = -треб зг 7)К11И	= ~У)К ЗГ	—
2,14	2,14
= 0,2 -у- 0,4вт'
Очевидно, что в автогенераторе требуется достаточно мощный тран-
зистор УК.В диапазона и вполне обосновано применение отечествен-
ного опытного транзистора п-р-п второго типа, что и сделано в схе-
ме на рис. 7 из [Л. 20].
Для питания цепи коллектора транзистора автогенератора в схе-
ме на рис. 7 из [Л. 20] использован общий источник с £к~40 в.
Это не случайно, так как при таком напряжении питания автогене-
ратора будет легко обеспечить в цепь базы предоконечного каскада
достаточно большую амплитуду напряжения возбуждения, равную
4,46 в.
Результаты, полученные при расчете предоконечного каскада
схемы на рис. 5-22, и экспериментальные данные, установленные
в схеме на рис. 7 из [Л. 20], практически совпадают.
Таблица 5-1
Рассчиты- ваемые величины	Режим несу- щей волны	Минималь- ный режим	Средний режим	Рассчиты- ваемые величины	Режим несу- щей волны	Минималь- ный режим	Средний режим
/к0, а	0,238	0,071				0,76	0,76	0,76
/mhj, Cl	0,4	0,12	—	/б 0»	0,425	0,57	—
в	36,5	11,0	—	/бор,	0,0095	0,01	—
Е1, в	40	12,0	—		0,75	0,96	—
	0,91	0,91	—	£б, в	0,57	0,6	—
/'го, вт	9,5	0,852	9,05	Р~б, вт	0,336	0,43	—
Р~, вт	7,25	0,66	11,9	Р~ър вт	1,67	2,15	—
Pph, вт	2,25	0,19	2,85	Рр5, вт	1,65	2,146	1,65
				Рр^Рр^ вт	3,9	2,336	4,5
285
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ТЕОРИЯ АВТОМАТИЧЕСКОЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ
МОДУЛЯЦИИ (АКМ) ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ И ПЕРЕДАТЧИКОВ
6-1. ОСНОВНЫЕ СПОСОБЫ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ АКМ.
БЛОК-СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
С АКМ
Теоретические и экспериментальные исследования
простых и комбинированных методов амплитудной мо-
дуляции транзисторных генераторов, выполненные в пре-
дыдущих главах, позволили установить, что при глубине
модуляции ^90-4-100% базовая и эмиттерная модуля-
ция смещением (модуляции на низком уровне мощности
с маломощным модулятором) обеспечивают низкий
к. и. д. несущего режима модулируемого выходного ка-
скада передатчика по коллекторной цепи ( — 35—40%),
а коллекторная модуляция (модуляция на высоком уров-
не мощности), обеспечивая этот к. п. д. порядка 70—
75%, требует мощный модулятор. Как то, так и другое
увеличивает мощность, требуемую от источника питания
транзисторного передатчика, снижает его промышленный
к. п. д. и надежность в эксплуатации, увеличивает габа-
риты и вес, а также номинал установленной в передат-
чике мощности транзисторов.
Таким образом, очевидно, что базовая, эмиттерная и
коллекторная модуляции применительно к выходным ка-
скадам радиоустройств не являются оптимальными, а вы-
явление и исследование энергетически более выгодных
методов амплитудной модуляции является актуальным и
представляет определенный интерес для развития совре-
менной радиопередающей техники, использующей полу-
проводниковые приборы.
286
При изыскании путей повышения энергетических по-
казателей модулируемых каскадов транзисторных пере-
датчиков автором настоящей книги были предложены
[Л. 13-17], теоретически и экспериментально исследо-
ваны и изучены основные способы (режимы) и схемы
осуществления автоматической коллекторной модуляции
(АКМ) применительно к каскадам, выполненным по схе-
мам с ОЭ, ОБ и ОК-
Рис. 6-1. Блок-схема передатчика с указа-
нием основных режимов или способов обес-
печения АКМ в выходном каскаде.
При решении этих вопросов было установлено, что
АКМ объединяет в себе положительные свойства базо-
вой модуляции смещением (малая мощность модулято-
ра) и коллекторной (высокий к. п. д. модулируемого
каскада) модуляции. Установлено также, что при осуще-
ствлении АКМ можно использовать ряд способов ее вы-
полнения. Рассмотрим те из них, которые наиболее при-
годны для инженерной практики.
На рис. 6-1 представлена блок-схема четырехкаскадно-
го передатчика с указанием основных способов или режи-
мов осуществления АКМ. Из нее видно, что при режиме 1
модулятор М производит первичную или предваритель-
ную амплитудную модуляцию (ПАМ) колебаний высокой
частоты в предоконечном каскаде ПК1 передатчика.
В интересах снижения мощности модулятора в качестве
ПАМ при этом следует использовать базовую (или эмит-
терную) модуляцию смещением. На вход выходного ка-
скада ВК передатчика поступает промодулированное вы-
сокочастотное напряжение возбуждения. За счет введе-
ния в схему выходного каскада такого передатчика эле-
ментов автомодуляции (обычно за счет включения в цепь
коллектора по постоянному току низкочастотного дрос-
287
селя LKM, а в цепь базы — элемента автосмещения 2бм
или /?бм, см. рис. 6-2), в нем при этом можно обеспечить
режим АКМ, т. е. коллекторную модуляцию, но без при-
менения мощного модулятора. Назовем такой способ ав-
томодуляции передатчика — АКМ с автоматическим сме-
щением, а схемы, использующие этот способ, будем отно-
сить к схемам АКМ первой группы. Очевидно, что эти
схемы возможны только в трех и более каскадных пере-
датчиках, так как осуществлять первичную амплитудную
модуляцию смещением в автогенераторе на транзисторе
крайне нежелательно, поскольку при этом может увели-
читься нестабильность частоты.
На рис. 6-1 нами показан режим 2 осуществления
АКМ, при котором модулятор воздействует одновремен-
но на входные цепи (и изменяет смещение) предоконеч-
ного и выходного каскадов. При этом в выходном каска-
де, как и раньше, включены элементы автомодуляции.
Такие схемы АКМ можно назвать схемами АКМ с при-
нудительным смещением выходного каскада и ПАМ, т. е.
подмодуляцией предоконечного каскада.
В выходном каскаде с введенными в его схему эле-
ментами автомодуляции режим АКМ можно обеспечить
(см. ниже) за счет осуществления первичной модуляции
только во входной цепи выходного каскада, т. е. за счет
принудительного воздействия (с помощью модулятора)
на смещение, но уже только выходного каскада (см. Ре-
жим 3 на рис. 6-1).
При этом способе АКМ входная цепь выходного ка-
скада будет вносить переменную реакцию в контур пред-
оконечного каскада, что вызывает сопутствующую предва-
рительную амплитудную модуляцию (СПАМ) напряже-
ния возбуждения. Глубина СПАМ в реальных схемах,
как правило, не превышает 5—10%, а в ряде случаев она
настолько мала, что практически как бы отсутствует.
Схемы АКМ, в которых модулятор воздействует на
входную цепь (и смещение) только выходного каскада
{Режим 3 на рис. 6-1), будем относить к схемам АКМ
второй группы и называть схемами АКМ с принудитель-
ным смещением и СПАМ (или просто схемами АКМ
с принудительным смещением). Вполне очевидно, что
осуществление АКМ согласно Режиму 2 схемно является
наиболее сложным, а поэтому этот способ осуществления
АКМ с принудительным смещением является менее пер-
спективным по сравнению с двумя другими способами.
288
Схемы АКМ первой группы (Режим 1 на рис. 6-1),
а также и схемы АКМ второй группы, использующие
только СПАМ (Режим 3 на рис. 6-1), являются простей-
шими и составляют основу метода АКМ транзисторных
передатчиков.
В § 6-4, посвященном развитию метода и схем АКМ
первой и второй групп, нами рассмотрены схемы АКМ
третьей группы (с гак называемым скользящим смеще-
нием), а также схемы АКМ четвертой группы (с так на-
зываемым принудительно-скользящим или комбиниро-
ванным смещением), которые несколько сложнее, но
энергетически значительно выгоднее, чем простейшие схе-
мы АКМ первой и второй групп.
Даже из этих весьма кратких замечаний о методе и
способах АКМ становится ясно, что в передатчике с про-
стейшими схемами АКМ первичная (или предваритель-
ная) модуляция, осуществленная от маломощного моду-
лятора или во входной цепи только предоконечного ка-
скада, или во входной цепи только выходного каскада,
вызывает в выходном каскаде автоматическую коллек-
торную модуляцию, т. е. амплитудную модуляцию наибо-
лее мощной цепи транзисторного выходного каскада пе-
редатчика.
При этом в случае использования на выходе, напри-
мер, однотактной схемы (см. рис. 6-2) транзистор выход-
ного каскада передатчика с АКМ наряду с генерирова-
нием колебаний высокой частоты выполняет (см. § 6-2)
одновременно функции коллекторного модулятора, т. е.
более полно используется.
Таким образом, при АКМ автомодулируемый выход-
ной каскад транзисторного передатчика будет работать
с таким же высоким к. п. д. по коллекторной цепи и от-
давать такую же мощность, как и при коллекторной мо-
дуляции, но без применения мощного громоздкого и
сложного модулятора, всегда характерного для коллек-
торной модуляции.
Применение АКМ, как показано ниже, по сравнению
с УМК и базовой или эмиттерной модуляцией смеще-
нием позволяет (при одном и том же транзисторе) при-
мерно в 2 раза увеличить полезную выходную мощность
передатчика, а по сравнению с коллекторной модуляцией
примерно вдвое уменьшить номинал установленной в пе-
редатчике мощности транзисторов без снижения полез-
ной мощности на выходе передающего устройства. Ста-
19—1406	289
новится ясно, что использование АКМ позволяет: изба-
виться от недостатков, свойственных базовой, эмиттер-
ной и коллекторной модуляции и значительно (не менее
чем в 1,75—2 раза) повысить промышленный к. п. д.
передатчика; достаточно эффективно сократить вес и
габариты и повысить транспортабельность современных
транзисторных амплитудно-модулированных нестацио-
нарных передатчиков.
Прежде чем перейти к исследованию схем АКМ, рас-
смотрим физические процессы, происходящие в генера-
торах с АКМ, а также основные варианты схем АКМ,
например, на транзисторах типа р-п-р.
6-2. СХЕМЫ АКМ С АВТОМАТИЧЕСКИМ СМЕЩЕНИЕМ
И ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ В НИХ
Полная практическая схема АКМ с автоматическим
смещением приведена на рис. 6-2,в. Выходной каскад,
имеющий режим АКМ, выполнен по схеме с ОЭ на тран-
зисторе Режим работы этого каскада желательно
брать критическим или слабо перенапряженным, а ниж-
ний угол отсечки коллекторного тока при молчании, как
будет установлено ниже, следует принимать равным
НО—130°. Первичная (или предварительная) амплитуд-
ная модуляция базовым смещением осуществляется
в предоконечном каскаде передатчика, выполненном по
схеме с ОЭ на транзисторе Т2.
Оконечный каскад маломощного модулятора выпол-
нен по трансформаторной схеме на транзисторе T?J.
Отличие выходного генератора с АКМ на транзисто-
ре Т\ от обычного однотактного генератора с внешним
возбуждением (см. рис. 1-12,а) вызывается, как отме-
чалось выше, наличием в схеме генератора дополнитель-
ных элементов автомодуляции. Первым и основным из
них является низкочастотный дроссель LK.M, включенный
в цепь коллектора по постоянному току (см. рис. 6-2),
а вторым — элемент автосмещения Zg.M, в качестве ко-
торого может выступать низкочастотный дроссель 7.е.м
или чисто активное сопротивление автосмещения 7?б.м-
Рассмотрим физические процессы при АКМ в выход-
ном каскаде (см. рис. 6-2,в), использующем в качестве
элемента автосмещения, например, дроссель Ьб.м (при
наличии сопротивления автосмещения Rs.m физические
процессы в основе своей ничем не отличаются).
290
6)
Как следует из схемы рис. 6-2,в, на базу (а вместе
с этим входной р-п-переход) транзистора 7\ подается
промодулированное высокочастотное напряжение воз-
буждения (рис. 6-3,а)
Uтб нес (1 —|—ZZZq sin £1/) COS	= £7rrt6 COS ,	(6-1)
где
t/m6 = t4i6.Hec(l H-/n6sin£)0;	(6-la)
ms — глубина модуляции напряжения возбуждения ба-
зовой цепи (глубина ПАМ).
Рис. 6-3. Временные зависимости напря-
жений генератора с АКМ с автоматиче-
ским смещением на транзисторе типа
р-п-р.
а, б — на базе, в — на коллекторе.
Это напряжение, если оно повышается (положитель-
ная полуволна промодулированного напряжения воз-
буждения, см. рис. 6-4) стремится увеличить ток базы
транзистора 1\ вообще и его реальную постоянную со-
ставляющую /бор = /бо в частности1. Но увеличению то-
1 В даной главе под током Zoo мы подразумеваем реальную ве-
личину постоянного тока базы.
292
Рис. 6-4. К выявлению процессов
в цепи базы генератора с АКМ
при наличии дросселя автосмеще-
ния.
ка /бо будет препятствовать дроссель автосмещения Lg м,
обладающий достаточно большой индуктивностью (та-
кому процессу будет препятствовать и активное сопро-
тивление /?б.м, если оно
используется вместо ин-
дуктивности дросселя
/-б.м> (см. рис. 6-2,в при
положении / переключа-
теля ПК).
Практическое прояв-
ление этого выразится в
том, что при положитель-
ной полуволне промоду-
лированного напряжения
возбуждения на дросселе
Аб.м автоматически по-
явится напряжение -f-'fes
(см. пунктир на рис.
6-3,6), приложенное плю-
сом к базе транзистора.
Значит напряжение сме-
щения на базе транзисто-
ра (у нас p-n-p-типа) ста-
новится более положи-
тельным, т. е. автомати-
чески модулируется, а
благодаря этому постоян-
ная составляющая тока базы /д0 практически остается
неизменной.
При подаче с дросселя Аб м на базу транзистора Т\
положительного автосмещения	уменьшается
угол отсечки импульса тока коллектора (рис. 6-4) вы-
ходного каскада. Последнее должно обусловить сниже-
ние величины постоянной составляющей коллекторного
тока /ко*
Прежде чем перейти к дальнейшему описанию физи-
ческих процессов при АКМ с автоматическим смещени-
ем, заметим, что в критическом (или слабо перенапря-
женном) режиме, в котором должен работать каскад
с АКМ на транзисторе Т\, первая гармоника тока кол-
лектора /тк1 пропорциональна коллекторному напряже-
нию |ЕК| и менее существенно зависит от величины на-
пряжения возбуждения и смещения в цепи базы (вход-
ной цепи). Изменение возбуждения и смещения приво-
293
дит только к изменению тока базы и постоянной
составляющей /к0 импульса коллекторного тока транзи-
стора.
«Появляющемуся» уменьшению постоянной состав-
ляющей коллекторного тока /ко, о чем говорилось выше,
будет препятствовать низкочастотный дроссель А,
включенный в цепь постоянного коллекторного тока ка-
скада с АКМ.
Практическое проявление этого процесса выразится
в том, что на дросселе Li!M автоматически возникнет на-
пряжение— Ека, приложенное минусом к коллектору,
т. е. абсолютная величина напряжения, подаваемого на
коллектор транзистора, начнет
увеличиваться (см. рис. 6-3,в)
до такой величины, пока «по-
явившееся» уменьшение тока
/Ео, вызванное уменьшением
угла отсечки, не будет ском-
пенсировано увеличением кол-
лекторного тока за счет умень-
шения провала в его импульсе
при росте абсолютной величи-
ны коллекторного напряжения
ДО |/?к макс I = 1^к нес I + ErS, Т. е.
пока постоянная составляю-
щая коллекторного тока /к0 не
Тк=?(Х) = ¥
\ J
примет прежнюю величину.
Коэффициент ук, характеризующийся отношением ви-
да Ук=Лпк1Дко, при этом значительно возрастает, так
как с уменьшением провала в импульсе (и ростом им-
пульса вообще) значительно увеличивается первая гар-
моника коллекторного тока 1тм, в то время, как ток
/ко остается почти постоянным (здесь нами подразуме-
вается постоянство глубины модуляции). Таким образом,
дроссель LKm обеспечивает автоматическую коллектор-
ную модуляцию выходного каскада, а зависимость ук =
= <р(итб) представляет собой модуляционную характе-
ристику АКМ (рис. 6-5). Степень линейности изменения
ук за период модуляции характеризует линейность моду-
ляционной характеристики АКМ (см. § 6-6).
Очевидно, что при поступлении на базу (и входной
р-п-переход) транзистора отрицательной полуволны
промодулированного напряжения возбуждения процессы
в генераторе с АКМ будут обратны разобранным, т. е.
294
на дросселе EgM появится отрицательное по отношению
к базе напряжение— E6S (см. рис. 6-3,6), а на дроссе-
ле АКм положительное по отношению к коллектору на-
пряжение + ExS (см. рис. 6-3,в).
Из описанных физических процессов и рис. 6-3,6 и
6-4 видно, что смещение на базе в данной схеме (и груп-
пе схем) АКМ изменяется автоматически и противо-
фазно огибающей высокочастотного напряжения возбуж-
дения. Поэтому дроссель £бм (или сопротивление R^m)
нами и назван элементом автосмещения, а схемы АКМ,
использующие этот элемент и первичную модуляцию
только предоконечного каскада, мы отнесли к схемам
АКМ с автоматическим смещением.
Дроссель Лкм, осуществляющий АКМ, с учетом его
функций условимся в дальнейшем называть дросселем
АКМ.
Таким образом, первичная или предварительная ам-
плитудная модуляция (ПАМ) напряжения возбуждения,
осуществленная в предоконечном каскаде, вызывает
в выходном каскаде передатчика с АКМ (рис. 6-2,в) две
автоматические модуляции:
а)	изменением смещения на базе (на входе) за счет
появления на элементе автосмещения низкочастотного
переменного напряжения с амплитудой Еев> противофаз-
ного 1 модуляции напряжения возбуждения U& (огибаю-
щей напряжения (Д);
б)	изменением коллекторного напряжения за счет
выделения на дросселе АКМ переменного низкочастотно-
го напряжения с амплитудой EKSS и синфазного с моду-
ляцией напряжения возбуждения Ur,.
Очевидно, что ЕкВ представляет собой'усиленное тран-
зистором Т1 напряжение Дбй.
Если вместо дросселя Дм в схеме рис. 6-2,в исполь-
зуется активное сопротивление R§ м, то процессы при
АКМ полностью сохраняются, но автосмещение будет
изменяться по закону, близкому к синусоиде (см. сплош-
ные кривые на рис. 6-3,6).
Из § 1-2 и гл. 2 известно, что в транзисторных гене-
раторах с внешним возбуждением, работающих в кри-
1 С учетом воздействия входного напряжения на ток коллек-
тора.
295
тйческом или близком к нему режиме, из-за наличия
отрицательного «хвоста» (см. § 1-2) импульса базового
тока реальная или суммарная постоянная составляющая
тока базы /бор = /хбо [см. (2-151)] имеет обычно весьма
малую величину.
В связи с этим в каскадах с АКМ для получения
противофазной модуляции изменением напряжения сме-
щения E&s целесообразно, а вернее, как правило, прин-
ципиально необходимо применять вместо дросселя авто-
смещения Лб.м активное сопротивление автосмещения
7?б.м (см. рис. 6-2). Как отмечалось выше, в таких слу-
чаях на протяжении модуляционной характеристики сме-
щение цепи базы будет практически пропорционально
амплитуде [см. (6-1а)] напряжения возбуждения
(6-1) и изменяется противофазно модуляции, осущест-
вленной в предоконечном каскаде.
После описания физических процессов при АКМ ста-
новится очевидным, что в максимальном режиме моду-
ляции импульсы коллекторного тока будут иметь наи-
меньший по величине угол отсечки 0к.макс = 80 ~ 90°,
а в несущем режиме они расширяются и могут иметь
значение 0к.МОЛч = 110 ч- 13О°=0к.нес.
При приближении к минимальному режиму модуля-
ции за счет еще большего расширения импульсов из ре-
жима с отсечкой каскад с АКМ постепенно переходит
в режим без отсечки коллекторного тока, т. е. в режим
колебаний первого рода или в режим А (см. рис. 6-4).
В минимальном режиме при тк=1 в коллекторной цепи
практически может протекать только одна постоянная
составляющая тока коллектора /к0 [Л. 18].
Нетрудно также усмотреть, что в максимальном ре-
жиме АКМ к. п. д. каскада по коллекторной цепи, ви-
димо, должен быть (и будет) максимальным (за период
модуляции). Это вызывается уменьшением нижнего
угла отсечки коллекторного тока в этом режиме АКМ.
Обеспечение в автомодулируемом каскаде критическо-
го или близкого к нему режима с 0к.молч= 110-5-130° и
Ок.макс = 80-5-90° необходимо для повышения к. п. д. вы-
ходного каскада с АКМ с автоматическим смещением и
уменьшения тепловых потерь в режиме молчания, а так-
же с целью снижения нелинейных искажений {повышения
линейности кривой ук = ф(^тб)], о чем более подробно
сказано ниже.
296
Следует также заметить, что ток /к0 в процессе АКМ
при использовании в схеме дросселя £бм не меняет сво-
ей величины только в пределах периода модулирующей
частоты, т. е. при данной и постоянной глубине АКМ.
Если, например, в каком-либо последующем периоде мо-
дуляции глубина модуляции увеличится, то постоянная
составляющая /к0, оставаясь неизменной в пределах пе-
риода, будет больше постоянной составляющей за пре-
дыдущий период, т. е. с увеличением глубины АКМ рас-
тет потребление мощности коллекторной цепью каскада
от источника питания.
Это увеличение потребления мощности источника пи-
тания в точке максимального режима при тк=1 может
обеспечить в этом режиме дополнительное увеличение
мгновенной колебательной мощности по сравнению
с мощностью в точке несущего режима (или с мощно-
стью при молчании).
Автоматическое увеличение уровня потребления
с увеличением глубины модуляции при АКМ обеспечи-
вается за счет специфики формы напряжения смещения
и только в том случае, когда в схеме АКМ используется
дроссель автосмещения £б.м- Из рис. 6-3,6 (пунктир)
можно усмотреть, что форма полупериодов переменного
(автоматического) напряжения смещения при наличии
Еб.м такова, что усредненная величина напряжения сме-
щения за период модулирующего напряжения делается
(в случае транзистора р-п-р) более отрицательной и тем
больше, чем больше глубина модуляции.
Однако следует заметить, что режим работы каскада
с АКМ, как установлено в [Л. 15, 18] таков, что повы-
шение глубины модуляции от 0 до 70—80% происходит
без существенного увеличения потребления мощности.
В дальнейшем при повышении глубины модуляции (или
при изменении эквивалентного сопротивления коллектор-
ной нагрузки) потребление мощности автоматически воз-
растает, а режим работы устанавливается близким
к наиболее экономичному, обеспечивающему в точке
максимального режима АКМ величину ук.макс, близкую
к максимально возможному значению.
Поскольку при наличии 7?б.м (а не Еб.м) в генерато-
ре с АКМ форма автосмещения практически соответст-
вует закону модуляции (см. сплошные кривые на
рис. 6-3,6% то вполне очевидно, что в этом случае по-
требление мощности будет оставаться неизменным, так
297
как только дроссель £б.м может обеспечить нелинейное
напряжение смещения цепи базы и переменное потребле-
ние.
В схемах АКМ, использующих сопротивление авто-
смещения Лб.м, как показывают эксперименты (см.
§ 6-10), ток /к0 действительно остается постоянным не
только за период модуляции, но даже и при возрастании
глубины модуляции от нуля до 90—100%.
Рис. 6-6. АКМ с автоматическим смещением
в выходном каскаде с ОБ.
Поэтому изменение уровня потребляемой мощности
в схемах АКМ, использующих /?б.м (а не £б.м), прихо-
дится обеспечивать, если это необходимо, внешними ме-
рами, например созданием дополнительной цепи сколь-
зящего смещения. Такие схемы АКМ рассматриваются
нами в § 6-4.
Далее необходимо заметить, что в каскадах с АКМ
с автоматическим смещением, кроме схемы с ОЭ можно
использовать схемы с ОБ и ОК (см. рис. 6-6—6-8).
В них, как и во всех ранее рассмотренных схемах
АКМ, можно применять транзисторы как р-п-р, так и
п-р-п-типа.
На рис. 6-6 представлена схема, в которой АКМ
с автоматическим смещением осуществляется в каскаде,
выполненном по схеме с ОБ на транзисторе р-п-р.
И здесь функции элемента автосмещения также может
298
успешно выполнять активное сопротивление /?б.м. Более
того, в схеме рис. 6-6 роль элемента автосмещения мо-
жет выполнять только резистор R2 делителя сопротив-
лений из Ri и R2, используемого для питания входной
цепи. С учетом этого и
переноса в таких случаях
элементов смещения и со-
противления /?б.м в цепь
эмиттера базовый элек-
трод транзистора каскада
с АКМ может соединять-
ся непосредственно с кор-
пусом, как это сделано
в выходном каскаде экс-
периментально отрабо-
танной схемы рис. 6-7,
т. е. схема каскада с ОБ
с АКМ также упрощает-
ся, а базовый электрод

транзистора этого каска-
да может иметь потенци-
ал корпуса устройства
как по постоянному, так
и по переменному токам.
Последнее выгодно с точ-
ки зрения снижения воз-
действий самых различ-
ных дестабилизирующих
факторов на стабильность
положения рабочей точки
и режима каскада с АКМ,
так как известно, что
схема с общей и зазем-
ленной по постоянному
току базой с точки зрения
ется наилучшей.
Рис. 6-7. Практическая схема
АКМ в каскаде с ОБ.
Рис. 6-8. АКМ с автоматиче-
ским смещением в каскаде
с ОК-
стабильности работы явля
Вариант схемы АКМ с автоматическим смещением
в выходном каскаде с ОК приведен на рис. 6-8.
При необходимости выходные каскады с АКМ мож-
но выполнить по двухтактной схеме с одним или не-
сколькими транзисторами в каждом плече.
Примеры двухтактных каскадов с АКМ по схеме
с ОЭ с последовательным и параллельным питанием
коллектора представлены на рис. 6-9,а, б.
299
В параллельной схеме транзисторного генератора
вообще и генератора с АКМ в частности, как правило,
больше трех-чегырех транзисторов включать параллель-
но нецелесообразно.
При большой емкости коллекторного перехода, ис-
пользуемого в схеме транзистора, параллельная схема
Рис 6 9 Схемы АКМ
двухтактных каскадов
с автоматическим смещением
с ОЭ
генератора может оказаться неустойчивой даже при на-
личии в ней трех транзисторов. Пример генератора, вы-
полненного по параллельной схеме и имеющего АКМ
с автоматическим смещением, приведен на рис. 6-10.
Из рассмотренного выше следует, что АКМ с авто-
матическим смещением возможна только в трех- и более
каскадных передатчиках, поскольку осуществление ПАМ
Рис 6-10 АКМ с автоматическим смещением в генераторе по
параллельной схеме
смещением в автогенераторе с точки зрения обеспечения
стабильности частоты радиоустройства является неже-
лательным.
В заключение заметим, что принцип использования
индуктивного элемента (дросселя) в цепи постоянного
тока анода лампового генератора в качестве как бы на-
копителя энергии переменного тока, а практически прин-
цип автомодуляции ламповых генераторов, был описан
советским радиоспециалистом (см. [Л. 41], стр. 396,
[Л. 42] и [Л. 43], стр. 208—213) Б. С. Агафоновым
в 1939 г. Высказанная им в [Л. 43] идея нашла свое
подтверждение в схемах автоанодной модуляции (ААМ)
[Л. 44—48] ламповых передатчиков.
6-3. СХЕМЫ АКМ С ПРИНУДИТЕЛЬНЫМ СМЕЩЕНИЕМ
И ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ В НИХ
Как отмечалось в § 6-1, АКМ в выходном каскаде
радиопередатчика можно выполнить и в том случае,
если с помощью модулятора непосредственно изменять
(модулировать) смещение выходного (с включенными
в его схему элементами автомодуляции) и предоконечно-
301
го каскадов (см. Режим 2 на рис. 6-1) или только на-
пряжение смещения цепи базы (входной цепи) транзи-
стора выходного каскада ВК схемы (см. Режим 3 на
рис. 6-1). Очевидно, что при этих режимах АКМ изме-
нение смещения выходного каскада (по закону модули-
лирующего сигнала) должно быть, как следует из пре-
дыдущего параграфа, противофазным огибающей промо-
дулированного напряжения возбуждения, подаваемого
Рис. 6-11. Принципиальная схема осуществления АКМ
с принудительным смещением и ПАМ.
с нагрузочного контура предоконечного каскада (см.
рис. 6-11). Очевидно также, что в Режиме 3 АКМ (см.
рис. 6-1) утрачивается необходимость применения эле-
мента автосмещения (Абм или 1?бм), а если подобного
рода элемент и остается в схеме, то он выполняет при
этом несколько иную функцию (см. ниже), чем в схеме
АКМ с Режимом 1 (см. рис. 6-1).
Схемы, в которых модулятор непосредственно воз-
действует на входную цепь выходного каскада с АКМ,
изменяя принудительно смещение на базе (входе) тран-
зистора, мы условились (см. § 6-1) называть схемами
АКМ с принудительным смещением и относить к схемам
АКМ второй группы.
На рис. 6-11 представлена одна из схем АКМ выход-
ного каскада, в которой первичная модуляция от моду-
лятора, выполненного на транзисторе Т$, осуществляет-
ся одновременно во входных цепях предоконечного и
302
выходного каскадов (т. е. здесь используется блок-схема
с Режимом 2, см. рис. 6-1). Поэтому, а также и в инте-
ресах обеспечения противофазности модуляции напря-
жений смещения упомянутых каскадов модулятор вы-
полнен по схеме с коллекторно-эмиттерной нагрузкой.
Нетрудно усмотреть, что основные физические про-
цессы в выходном каскаде с АКМ по схеме рис. 6-11
будут в основе своей аналогичны процессам, имеющим
место в выходном каскаде с АКМ по схеме рис. 6-2,в.
Правда за счет принудительной модуляции базовой це-
пи выходного каскада с АКМ по схеме рис. 6-11 в до-
полнение ко всему можно существенно изменять высоту
и форму импульса коллекторного тока транзистора
Легко также усмотреть, что автомодуляцию, т. е. до-
статочное изменение смещения и необходимое изменение
коэффициента ук, в схемах АКМ с принудительным сме-
щением (при наличии дросселя АКМ в выходном ка-
скаде) в принципе можно обеспечить не за счет подачи
на базу каскада с АКМ промодулированного напряже-
ния возбуждения, как это сделано в схеме рис. 6-2,в,
а за счет непосредственной модуляции только смещения
каскада с АКМ, т. е. за счет только принудительной мо-
дуляции входной цепи выходного каскада передатчика.
Это говорит о том, что глубину предварительной мо-
дуляции mg* в каскаде на транзисторе Т2 схемы рис. 6-11
можно значительно снизить. Если непосредственную
(явную) модуляцию предоконечного каскада схемы
рис. 6-11 исключить вообще, то при этом за счет пере-
менного затухания, вносимого в контур предоконечного
каскада входной (у нас базовой) цепью выходного ка-
скада (схемы рис. 6-11), будет создаваться, как отме-
чалось в § 6-1, автоматическая модуляция напряжения
возбуждения выходного каскада, которая нами названа
сопутствующей предварительной амплитудной модуля-
цией (сокращенно — СПАМ).
Способ АКМ с принудительным смещением и СПАМ
(Режим 3 на рис. 6-1) с точки зрения физических про-
цессов коротко можно описать следующим образом. От
предоконечного каскада или возбудителя (рис. 6-12)
через разделительную емкость Cpi во входную цепь вы-
ходного модулируемого каскада поступает высокочастот-
* т6 — глубина модуляции напряжения возбуждения, посту-
паемого в цепь базы (входную цепь) каскада с АКМ.
30 3
a)
Рис. 6-12. Схемы АКМ выходного каскада
с принудительным смещением и СПАМ.
а — в каскаде с ОЭ; б — в каскаде с ОБ; в — в кас-
каде с ОК-
ный сигнал. Усиленный транзистором этот сигнал выде-
ляется на коллекторном контуре как высокочастотный
нагрузке.
От модулятора через разделительную емкость СР2
с помощью резистора Т?2 во входную цепь транзистора
выходного каскада вводится модулирующий низкочастот-
ный сигнал, т. е. осуществляется первичная или предва-
рительная принудительная модуляция входной цепи вы-
ходного каскада. Транзистор этого каскада, выполняя
функции не только генератора, а и коллекторного моду-
лятора, вместе с высокочастотным сигналом усиливает
и низкочастотный сигнал. На низкочастотной нагрузке
выходного каскада, представляющей собой низкоча-
стотный дроссель Цт (дроссель АКМ), выделяется уси-
ленное низкочастотное модулирующее напряжение
с амплитудой ЕкВ. Последнее и является напряжением
автомодуляции коллекторной цепи выходного каскада.
Конденсаторы Сб1 и С^2 в схемах рис. 6-12 являются
блокировочными по высокой частоте.
Из приведенного выше рассмотрения следует, что
если в схеме АКМ с автоматическим смещением
(рис. 6-2) во входной цепи выходного каскада низкоча-
стотное напряжение Еба выделяется на сопротивлении
автосмещения Rs.m, то во входной цепи выходного каска-
да схем АКМ с принудительным смещением и СПАМ
(рис. 6-12) напряжение подается на сопротивление R2
(оно же частично и сопротивление автосмещения) непо-
средственно от модулятора. С точки зрения других фи-
зических процессов, происходящих в коллекторной цепи
каскада с АКМ, схемы рис. 6-2 и 6-12 практически дей-
ствительно не отличаются.
Если в схеме АКМ с принудительным смещением
в качестве выходного применяется каскад с ОБ (см.
рис. 6-12,6), то в этом случае автоматическая амплитуд-
ная модуляция напряжения возбуждения за счет пере-
менного затухания, вносимого в контур предоконечного
каскада входной (эмиттерной, а не базовой, как в двух
других схемах рис. 6-12) цепью выходного каскада, т. е.
СПАМ, может быть более глубокой, чем в других ва-
риантах схем АКМ данной группы. Ясно поэтому, что
АКМ с принудительным смещением и СПАМ в каскаде,
выполненном по схеме с ОБ, представляет весьма пер-
спективную схему АКМ второй группы.
20—1406	305
Экспериментально установлено (см. ниже), что при
осуществлении АКМ с принудительным смещением и
СПАМ {Режим 3 на рис. 6-1) в выходном каскаде, вы-
полненном по схеме с ОЭ (рис. 6-12,а), требуемая мощ-
ность модулятора оказывается в 5—10 (и более) раз
меньшей, чем при осуществлении в этом же каскаде
базовой модуляции смещением с глубиной, равной глу-
бине АКМ, т. е. АКМ с СПАМ требует самую наимень-
шую мощность модулятора, если модулируется одиноч-
ный каскад.
Для транзисторных передатчиков малой и средней
мощности способ АКМ с принудительным смещением,
использующий СПАМ, является весьма желательным и
перспективным, так как ему свойственна простота и
ясность схемы, а также легкость выполнения и настрой-
ки выходного модулируемого каскада и передатчика
в целом (сравните схемы рис. 6-12 со схемами на рис. 6-2
и 6-11). К тому же, как отмечалось выше, схемы АКМ
с принудительным смещением и СПАМ, как не требую-
щие модуляции напряжения возбуждения, открывают
возможность создания режима АКМ не только в много-
каскадных, но и в двухкаскадных транзисторных пере-
датчиках. Если эти схемы АКМ применяются (вместо
схем АКМ первой группы или вместо схем АКМ, ана-
логичных представленной на рис. 6-11) в выходных ка-
скадах трех- и более каскадных передатчиков, то за
счет отсутствия базовой или эмиттерной ПАМ может
быть повышен (примерно в 2 раза) к. п. д. предоконеч-
ного (обычно достаточно мощного) каскада, а вместе
с этим и промышленный к. п. д. передатчика с АКМ.
Известно, что при создании ламповых передатчиков
с автоанодной модуляцией (ААМ) [Л.44—47] из-за те-
пловых перегрузок управляющей сетки выходного каска-
да с ААМ при ААМ ламповых передатчиков принципи-
ально необходимо осуществлять первичную или предва-
рительную модуляцию напряжения возбуждения выход-
ного каскада. Таким образом, эффективная ААМ лампо-
вых передатчиков возможна только в трех и более ка-
скадных передатчиках.
Возможность осуществления режима АКМ с прину-
дительным смещением и СПАМ, т. е. эффективной АКМ,
в двухкаскадных транзисторных передатчиках связана
со спецификой и отличием конструкции транзисторов от
конструкции ламп. Известно, что эмиттер, база и коллек-
306
тор транзистора монолитны, имеют тепловой контакт и
не разделены вакуумом подобно тому, как разделены
катод, управляющая сетка и анод, например, электро-
вакуумного триода. По этой причине транзистор нагре-
вается суммарной мощностью потерь, выделяемой на
всех его электродах (см. гл. 1 и 2). Вполне ясно, что
ни о каких тепловых перегрузках только базы транзи-
стора каскада с АКМ с принудительным смещением и
СПАМ говорить не приходится, так как они могут воз-
никнуть только в том случае, если суммарная мощность
рассеивания Рр = Ррь + Ррв = PpZ [см. гл. 2 и (2-159)],
выделяемая в корпусе транзистора этого каскада, превы-
сит предельно допустимую мощность рассеивания кор-
пуса или корпуса транзистора с радиатором, т. е. Рряор
или Р 1доп [см. 2-165)]- Это при АКМ позволяет пол-
ностью исключить предварительную амплитудную моду-
ляцию (ПАМ) предоконечного каскада, т. е. модуляцию
напряжения возбуждения, и поэтому выполнить режим
АКМ и в двухкаскадных транзисторных передатчиках.
6-4. СХЕМЫ АКМ СО СКОЛЬЗЯЩИМ
И ПРИНУДИТЕЛЬНО-СКОЛЬЗЯЩИМ СМЕЩЕНИЕМ
И ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ В НИХ
При теоретическом и экспериментальном исследова-
нии схем АКМ с автоматическим смещением и АКМ
с принудительным смещением и СПАМ установлено
(см. § 6-6, а также [Л. 15, 18]), что модуляция получа-
ется более линейной с увеличением степени напряжен-
ности режима работы выходного каскада, а при опре-
деленной напряженности режима — с увеличением ниж-
него угла отсечки коллекторного тока в максимальном
режиме-—0кмакс- С целью уменьшения нелинейных ис-
кажений идти по пути увеличения напряженности режи-
ма каскада с АКМ не совсем целесообразно, так как
возникает опасность выхода транзистора из строя из-за
отсутствия (в сильно перенапряженном режиме работы)
необходимой электрической прочности его переходов.
К тому же в сильно перенапряженном режиме может
значительно снизиться использование транзистора моду-
лируемого выходного каскада по току коллектора и мощ-
ности (см. § 5-1).
Увеличение же угла отсечки бкмакс, а вместе с этим
и 9к нес = 0к молч снижает к. п. д. каскада с АКМ по кол-
20*	307
Лекторной цепи при молчании и увеличивает мощность
потерь, выделяемую в корпусе транзистора этого каска-
да. Кроме отмеченного ухудшения теплового режима
работы с ростом 0Кнес, в выходном каскаде с АКМ в от-
сутствии модуляции иногда может появиться текучесть
коллекторного тока транзистора. В связи с этим в тран-
зисторных передатчиках весьма перспективным является
создание такого режима работы выходного каскада
с АКМ, при котором в режиме молчания (режиме не-
сущей волны) нижний угол отсечки коллекторного тока
бк.молч = бк.иес был бы Снижен, а К. п. Д. Цк.нес П0ВЫ-
шен (обычно достаточно обеспечить 0К нес = 80-е 100°),
а при модуляции увеличение угла отсечки в этом
каскаде (до 0к.макс>0к.нес в максимальном режиме)
должно вызвать незначительное снижение величины
к. п. д. против значения цк,Нес- Подобную регулировку
можно обеспечить, используя в каскаде с АКМ режим
скользящего смещения.
Способ обеспечения скользящего смещения во вход-
ной цепи выходного каскада с АКМ, выполненного, на-
пример, по схеме с ОЭ, приведенной на рис. 6-2,а, за-
ключается в следующем. Прежде всего в режиме несу-
щей волны (при молчании) искусственными методами,
а в основном за счет снижения величины прямого сме-
щения на базе выходного каскада, т. е. подзапирания
транзистора, уменьшается угол отсечки коллекторного
тока 0к.Нес- Это вызывает увеличение к. п. д. выход-
ного каскада в отсутствие модуляции и облегчает
тепловой режим работы транзистора (ров) каскада
с АКМ.
В режиме модуляции с ростом глубины АКМ прямое
смещение увеличивается, приоткрывая транзистор, а угол
отсечки повышается и в максимальном режиме доходит
до 0к.макс>9кнес. Ясно, что с увеличением прямого сме-
щения на базе возрастает ток, потребляемый от источ-
ника коллекторного питания, и использование транзи-
стора по мощности.
В связи с изложенным применительно к таким схемам
можно говорить о коэффициенте скольжения по напряже-
нию смещения базы—/<„ = -, а также и о коэф-
Е I Сб.Нес I
фициенте скольжения по току коллектора—Ki = - ма—.
308
Практическое осуществление скользящего смещения
в цепи базы транзистора каскада с АКМ можно выпол-
нить путем одновременного использования источника по-
стоянного прямого смещения, обеспечивающего напря-
жение Смещения £об = £бнес и УГОЛ ОТСеЧКИ 9к.нес * и
источника (отрицательного для /?-п-/?-транзистора) на-
пряжения, величина которого Д£б при отсутствии моду-
ляции равна нулю и возрастает пропорционально глуби-
не АКМ.
Рис. 6-13. Практическая схема АКМ со
скользящим смещением.
Таким образом, при молчании на базе каскада такой
схемы АКМ обычно действует заниженное, но прямое
смещение £б.нес = £об, а во время 100%-ной (или мак-
симальной) модуляции прямое смещение |£g| = i'jS’oo! +
+ |Д£б| увеличивается до своего нормального значения,
обеспечивающего угол 9Кмакс при £б = £бмакс-
Скользящее смещение Д£б в цепи базы каскада
с АКМ наиболее просто получить путем выпрямления
напряжения модулирующих частот с помощью дополни-
тельной, специально введенной в каскад с АКМ выпря-
мительной схемы, напряжение низкой частоты на кото-
рую можно подать от модулятора через специальный
усилитель, но гораздо удобнее его получить с помощью
дополнительной обмотки, помещенной на дросселе АКМ
* Прямое напряжение ЕОб = £'бнес можно обеспечить через де-
литель от источника питания колекторной цепи.
309
(рис. 6-13, 6-14) или с помощью трансформатора, питае-
мого промодулированным (с достаточной глубиной) кол-
лекторным током предоконечного каскада (рис. 6-15).
Для снижения величины нелинейных искажений и осо-
бенно при неглубокой АКМ в любой из таких схем же-
лательно иметь малой постоянную времени цепи сколь-
зящего смещения.
Рис. 6-14. Схема АКМ со скользящим (при
ПК — в положении 1) и с принудительно-
скользящим (при ПК — в положении 2) сме-
щением.
В выходных каскадах с АКМ, использующих сколь-
зящее смещение, за счет повышенного использования
транзисторов по мощности (см. ниже) может быть обес-
печен достаточно высокий к. п. д., а поэтому в таких
схемах АКМ угол отсечки 9кмакс в модулируемом вы-
ходном каскаде можно увеличивать до ПО—120°. Это
значительно уменьшает нелинейные искажения при
АКМ.
Очевидно, что схемы для осуществления скользяще-
го смещения, представленные на рис. 6-13, 6-14, мож-
но использовать как при АКМ с автоматическим сме-
щением, так и при АКМ с принудительным смещением
310
и СПАМ, а схему па рис. 6-15, требующую наличия пер-
вичной амплитудной модуляции предоконечного каскада
при АКМ с СПАМ применить не представляется воз-
можным.
Таким образом, мы установили, что в выходных ка-
скадах с АКМ режим скользящего смещения можно
осуществить, используя как ПАМ, так и СПАМ в пред-
оконечном каскаде.
и6 (w,
Рис. 6-15. Практическая схема АКМ со скользящим
смещением.
Схемы АКМ со скользящим смещением и ПАМ будем
относить к схемам АКМ III группы и называть схемами
АКМ со скользящим смещением.
При АКМ с предварительной принудительной моду-
ляцией только входной цепи выходного каскада, исполь-
зующего и цепь скользящего смещения, смещение в ка-
скаде с АКМ будет принудительно-скользящим (комби-
нированным), а поэтому схемы АКМ со скользящим сме-
щением и СПАЛ! отнесем к схемам АКМ IV группы и
будем называть схемами АКМ с принудительно-сколь-
зящим или комбинированным смещением.
Во всех вышерассмотренных схемах АКМ, как это
бывает и при коллекторной модуляции, к. п. д. выходно-
го каскада в процессе АКМ практически не изменяется,
.а его величина может доходить до 70—80%.
311
Таким образом, при введении цени скользящего сме-
щения, т. е. за счет некоторого усложнения схем АКМ 1
и II групп, в каскаде с АКМ удается понизить 0Кмолч,
повысить Эьмакс и к. п. д., произвести автоматическую
компенсацию искажений, существенно облегчить тепло-
ЯКМ
Рис. 6-16. Классификация схем АКМ.
вой режим работы транзистора в отсутствие модуляции,
обеспечить повышение потребления мощности коллек-
торной цепью в точке максимального режима и за счет
этого эффективно повысить использование транзистора
выходного каскада с АКМ по току коллектора и мощно-
сти. Установлено [Л. 15, 18] (см. также § 6-10), что при
одинаковой линейности АКМ использование транзистора
схемы на рис. 6-14 * по мощности растет в 1,5—1,6 раза
по сравнению с использованием его в схеме на
рис. 6-2,о**.
На рис. 6-16 представлена простейшая классифика-
ция схем АКМ.
6-5. ОБ АКМ ТРАНЗИСТОРНЫХ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Из рассмотрения основных схем и способов АКМ
легко уяснить, что в автогенераторном (одиночном) ка-
скаде как с кварцем, так и без кварца (см. гл. 1) прин-
* При ПК в положении 1.
** При ПК\ в положении 2.
312
ципиально можно осуществить АКМ с принудительным
смещением (рис. 6-17,а) и АКМ с принудительно-сколь-
зящим смещением (рис. 6-17,6). Поскольку в этих схе-
мах имеет место принудительная базовая и автоматиче-
ская коллекторная модуляции, то из положений, обос-
Рис. 6-17. Варианты осуществления АКМ в автогенераторе по схе-
ме с ОЭ.
нованных в [Л. 4, 8, 18], вытекает, что АКМ в автогене-
раторе позволяет повысить как энергетические показа-
тели, так и стабильность частоты автоколебаний. По-
этому, если в силу каких-либо причин приходится на-
значать амплитудную модуляцию в автогенераторе, то
оптимальной в этом случае будет автомодуляция по схе-
мам на рис. 6-17. По этой причине мы в предыдущих
главах не рассматривали вопросы амплитудной модуля-
ции транзисторных автогенераторов ни на базу, ни на
эмиттер, ни на коллектор, хотя они в принципе также
возможны [Л. 1—4, 7, 8], но менее эффективны, чем
АКМ.
6-6. АНАЛИЗ И РАСЧЕТ МОДУЛЯЦИОННОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ АКМ С АВТОМАТИЧЕСКИМ
СМЕЩЕНИЕМ
а) Общие замечания. Нами выше установлено, что:
1) основу метода АКМ составляют схемы АКМ с авто-
матическим смещением и АКМ с принудительным сме-
щением и СПАМ; 2) с точки зрения физических процес-
сов и режима работы выходного каскада с АКМ эти
313
схемы практически не отличаются; 3) схемы ARM III
группы получены за счет некоторого усложнения схем
АКМ с автоматическим смещением, а схемы АКМ IV
группы являются развитием схем АКМ с принудитель-
ным смещением и СПАМ.
Известно, что в транзисторной технике наиболее ши-
рокое применение в силу положительных свойств полу-
чила схема с ОЭ. Особенно часто эта схема использу-
ется в выходных каскадах транзисторных передатчиков
и радиоустройств.
Отсюда делаем вывод, что: 1) основные особенности
и свойства АКМ можно определить на основе анализа
схем АКМ любой группы; 2) желательно, прежде всего,
провести анализ АКМ в каскаде с ОЭ.
В связи с отмеченным выше, в дальнейшем мы рас-
сматриваем теорию АКМ каскада с ОЭ применительно,
например, к одной из ее основных схем — АКМ с авто-
матическим смещением, представленной на рис. 6-2,а.
Исходным модулирующим фактором для выходного ка-
скада с АКМ здесь является напряжение базового воз-
буждения [/б=Пб(®, й), определяемое уравнением
(6-1).
Краткий анализ физических процессов, происходя-
щих в транзисторном каскаде с АКМ по этой схеме, по-
казал (см. § 6-2), что форма модуляционной характери-
стики каскада с АКМ определяется в основном харак-
тером изменения коэффициента ук~1тм11кй за период
модуляции (здесь /тк1 и /«о—-первая гармоника и по-
стоянная составляющая коллекторного тока соответ-
ственно) и, что, следовательно, для обеспечения линей-
ной модуляции необходимо так управлять режимом
транзистора выходного каскада с АКМ, чтобы в первом
приближении коэффициент ук (рис. 6-5) изменялся ли-
нейно в зависимости от модулирующего фактора, подчи-
няющего закону mg sin Qt, т. е. необходимо иметь
Тк=7ок(1 + »1к8тОО»	(6-2)
где уок в общем случае зависит от глубины АКМ, т. е.
тк, а также от глубины предварительной (первичной)
амплитудной модуляции, так как тк пропорциональна
последней [см. (6-17)]. При т-,;--=пост., у0к=пост. Это
условие мы и будем иметь в виду дальше.
Способы изменения ук связаны с изменением высо-
ты и формы импульсов коллекторного тока транзистора
314
каскада с АКМ и, как нетрудно усмотреть, могут быть
различными. Для АКМ важно лишь одно, чтобы они
обеспечивали надлежащее изменение коэффициента ук
внутри периода модуляции, т. е. линейный закон кривой
(рис. 6-5).
Справедливость упомянутого требования можно обос-
новать, исходя в основном из двух следующих предпо-
сылок: 1) постоянная составляющая коллекторного тока
До неизменна внутри периода модуляции, т. е. До=пост.
при mIt= пост.-, 2) коэффициент использования коллек-
торного напряжения 1к=Д)Пк/|Дк| постоянен на протя-
жении модуляционной характеристики.
Действительно, из упрощенной принципиальной схе-
мы АКМ (рис. 6-18) видно, что внутри периода модуля-
ции ток До не может сколько-нибудь существенно изме-
няться, так как для переменной составляющей низкой
Рис. 6-18. Простейшая схема АКМ с автоматическим
смещением.
частоты цепь, состоящая из последовательно соединенных
генератора и низкочастотного дросселя LK.M, представ-
ляет сопротивление, во много раз большее, чем для по-
стоянной составляющей. Поэтому можно пренебречь пе-
ременной составляющей по сравнению с постоянной и
считать:
До ~ До= ~ пост.
Это положение при АКМ подтверждается экспери-
ментально, а в схемах АКМ I группы, использующих
в качестве элемента автосмещения сопротивление Дб.м,
ток До практически остается постоянным даже и в том
случае, когда глубина АКМ изменяется от нуля до 95—
100% Дм. § 6-10).
315
Поскольку, далее, каскад с АКМ подобно каскаду
с тройной коллекторной модуляцией (см. гл. 5) на всем
протяжении модуляционной характеристики должен ра-
ботать в критическом или слабо перенапряженном ре-
жиме, то величина коэффициента |к не будет сильно от-
личаться от единицы и к тому же будет сохраняться
практически постоянной. Ниже это также подтверждено
экспериментально'.
Следовательно, исходя из этих двух предпосылок,
можно утверждать, что в схеме АКМ, например, на
рис. 6-18 имеют место следующие закономерности:
^ткх — Iко'Гк — Лго/к — Тю
I г- ( U
С к — “г — Е —
£к	!к
__	V .____ Ra J v _ „
— ? |к—“t- J ко I к = |к>
(6-3)
(6-4)
т. е. что первая гармоника коллекторного тока и напря-
жение на коллекторе каскада с АКМ изменяются про-
порционально ук (и, следовательно, по линейному зако-
ну, если ук изменяется линейно) и совпадают по фазе
друг с другом.
Известно (см. гл. 5), что при коллекторной модуля-
ции ток 1тк1 и напряжение |£к| изменяются точно так
же, но постоянная составляющая коллекторного тока
Л(0 не остается постоянной, а изменяется в такт с мо-
дулирующим фактором, т. е. в фазе с изменением ImKi
и |ЕК|.
Подобного рода картина имеет место при АКМ толь-
ко со скользящим и принудительно-скользящим смещени-
ем, т. е. в том случае, когда смещение на базе автомодули-
руемого каскада подвергается эффективному изменению,
вызывающему более полное открытие транзистора с ро-
стом глубины модуляции и, наоборот, прикрытие транзи-
стора с уменьшением глубины модуляции.
Учитывая, что за период модуляции
11Л = пост., 1ъо = пост.,	(6-5)
рассмотрим модуляционные характеристики как для не-
донапряженного (вплоть до критического), так и для
перенапряженного режимов работы транзисторного ге-
нератора с АКМ.
1 О близости Еи к единице отмечается и в работах [Л. 1, 2].
316
б) Модуляционная характеристика генератора с АКМ
для неоднонапряженного и критического режимов. Пола-
гаем, что в цепи базы генератора с АКМ роль элемента
автосмещения ZgM выполняет чисто активное сопротив-
ление автосмещения, основную часть которого состав-
ляет (см. рис. 6-2,а, б) сопротивление или i/?2, или Д3,
или (сопротивление Дб.м) •
Поскольку в области недонапряженного и критиче-
ского режимов работы генератора [и особенно в случае,
когда фдр^ (10-ь 15)°] ток базы сравнительно мал, то его
пока учитывать не будем, но будем считать D=^Q. По-
следнее вызвано тем, что DUmK (см. формулы ниже)
может быть соизмеримо с Um^.
Для такого случая ток коллектора будет равен току
эмиттера, а составляющие коллекторного тока опреде-
ляются следующими выражениями:
Дши — 5ц ({7тб	DUтк) (1	COS 9ц) <Х1К—
r= Sk (jjm6 D[jmv) Pin*!
7 ко:= 5К (Uтб	Duтк) (1	cos 9ц) <хок =
== (итб ' DUтк) Рок,
где
COS 0 к —
(6-6)
(6-7)
(— £б + £g,в) .
А'б.в — D (Дк-|- ДД.
(6-8)
Подставляя в уравнение (6-6) значение колебатель-
ного напряжения на коллекторной нагрузке Umit—
= Лик1Дэ коэффициент Ук = /тк1/Л;0 И разделив Ha SI;Urn6,
получим:
L + YkjS>3SkD	(6-9)
'ВО РОК
или окончательно
(б-]о)
где
Z's = /?8SK£);	=	(6-11)
Ров	но
* SH=So — статическая крутизна коллекторного тока транзи-
стора.
317
Уравнение (6-10) представляет модуляционную ха-
рактеристику ук = ф(£Лпб), где Z'x— параметр.
На рис. 6-19 представлена зависимость ук = ф(Х) для
различных значений Zzx. Из этого рисунка видно, что
модуляционные характеристики обладают определенной
Рис. 6-19. Зависимость уи = <р(Л') при
Z'x=nocT.
нелинейностью1. Однако с ростом величины Z'x =
—RsSKD они постепенно спрямляются. Поскольку ве-
личина Z'x зависит от R3, то в интересах обеспечения
линейности (большего значения R3) в генераторе с АКМ
следует полностью использовать транзисторы по напря-
жению, принимая в максимальном режиме модуляции
в пределе максимально допустимое значение коллектор-
ного напряжения. Если же учесть (5-14) — (5-16), то
в режиме несущей волны при АКМ будем иметь:
^к’нес " Rs (1 + «к) ~ (1 + т«) ка ’	’
где Kffi=l или определяется по (5-16).
Известно также, что крутизна SK (а также и SK.Kp)
транзисторов имеет большую величину, а поэтому это
свойство транзистора благотворно влияет на линейность
модуляционной характеристики при АКМ.
Поскольку крутизна коллекторного тока, соответст-
вующая критическому режиму, с повышением рабочей
частоты транзистора снижается, в генераторах с АКМ
в интересах получения высокой линейности модуляции
желательно иметь высшую рабочую частоту fB заметно
ниже критической частоты транзистора по коэффициенту
1 Так как В'х = ф(Х).
318
а, т. e. при выборе транзистора надо обеспечить f а-=
= fKpa >fB- Эти вопросы более подробно рассматрива-
ются в § 6-9.
При малых значениях X транзистор генератора
с АКМ работает колебаниями первого рода (см.
рис. 6-4), а поэтому составляющие коллекторного тока
(с учетом, что 0К=18О°) будут определяться выраже-
ниями
Iтк1 —	(Uтб — DUщк) >
До — 5К (£б.в — Еб).
(6-13)
Поскольку в цепи базы используется сопротивление
автосмещения /?бМ, то Еб = ^итб* Тогда, считая Д=
= иост., из (6-13) находим:
. . SvDEkv
УА V -f- 1 — г
Yk =--------Т,- -° -• 5к.	(6-14)
Из полученных выражений видно, что в области, где
0К<18О°, модуляционная характеристика нелинейна.
В режиме А (режиме генератора с колебаниями пер-
вого рода) функция ук = <р(А) представляет прямую,
причем модуляционная характеристика начинается при
у]: = 0, т. е. при
Xv = — 1—^2^ •	(6-15)
J ко
Последнее говорит о том, что Х=£0 (начало харак-
теристики выходит не из нуля), т. е. в каскаде с АКМ
проявляется своеобразное углубление модуляции, осу-
ществленной в предыдущем каскаде (углубление ПАМ).
Из (6-15) очевидно, что степень углубления ПАМ зави-
сит от параметров транзистора SK, Ек0, D, а также от
величины тока 1к0 и коэффициента у. Для р-п-р-транзи-
сторов, которые мы рассматриваем, напряжение /До
является отрицательным по знаку, а поэтому с умень-
шением тока До абсолютная величина X из (6-15) уве-
личивается.
Легко убедиться, что углубление ПАМ в каскаде
с АКМ аналогично углублению предшествующей моду-
ляции в каскаде УМК на транзисторе (см. гл. 4). Это
и понятно, так как каскад при АКМ с автоматическим
* Где v=S6R6.Mpo6~cos бе.
319
смещением можно рассматривать как своеобразный
транзисторный УМК-
Из (6-10) видно, что степень углубления ПАМ опре-
деляется условием Yi=0, при котором
Х =	=	(6-16)
Рок
Ясно, что степень углубления определяется значением
угла отсечки коллекторного тока. Поскольку 0К [см.
(6-7)] можно изменить любым питающим транзистор
напряжением, то степень углубления ПАМ, видимо, воз-
можно регулировать изменением напряжений Ек, Um6,
Eq, а также изменением сопротивления R3 коллекторной
нагрузки.
Экспериментальные исследования подтвердили эти
положения теории и показали, что в каскаде при АКМ
с автоматическим смещением происходит углубление
предшествующей ПАМ в 1,2—1,35 раза, т. е.
Отб~ Уугл — 1,2-г- 1,35 •	(6‘17)
При этом указанное углубление не связано со сни-
жением энергетических показателей и качества АКМ.
При желании углубление ПАМ можно довести до 1,5—2
и более раз, но это будет сопровождаться частичным
снижением использования транзистора каскада с АКМ
по мощности. Наиболее рационально величину рас-
считывать по (6-17).
Рассмотрим, по какому закону должно меняться на-
пряжение возбуждения или, что то же самое, напряже-
ние смещения цепи базы генератора с АКМ для полу-
чения линейной модуляции в области недонапряженного
(вплоть до критического) режима работы.
С этой целью преобразуем выражение (6-7), учиты-
вая при этом (6-8),
(6-18)
X — Z' xYk
Еб -- DEkq п /?э5к^/тк1	r7/ Yk
г	—	7 t	£/х— Zxe
д	'кочк	'
C0S °к =	^S.DZmK1
ко
/ко
где	„ _ (£е-Р£.о)	. Ул —	j	’ 1 КО ^='г^т;	<6Л9) | ьк j	2ко
320
Полученное для cos"6K выражение позволяет найти вели-
чину у:,
У* = Z's-f- + (Л' - Z'^) cos 0К.	(6-20)
Для генератора с режимом колебаний первого рода
из второго уравнения (6-13) с учетом (6-8) и (6-19)
можно получить:
!/„	- 1.	(6-21)
Таким образом, уравнения (6-10), (6-20), (6-21) да-
ют возможность рассчитать необходимый закон измене-
ния напряжения смещения, чтобы получить линейную
зависимость ук = ф(Х).
Поскольку генератор с АКМ работает в близком
к критическому режиме, то приближенно можно считать,
что ^ = пост.
Рис 6-20 Зависимость Ух = <р(Х) при Z/x =
= пост.
На рис. 6-20 представлены зависимости Ух = ф(Х)
для разных значений параметра Z'x при =пост.
Из них видно, что чем меньше Z'x, тем более сложно
должна изменяться функция Ух = ф(Х) или базовое сме-
щение автомодулируемого генератора Eq. Как и рань-
ше [см. кривые ук = ф(Х) на рис. 6-19], с увеличением
Z'x функция Ух = ф(Х) становится более линейной.
Экспериментальные исследования АКМ показали, что
в генераторах с АКМ благодаря большим значениям
крутизны SI; и коэффициента Z'x можно обеспечить до-
статочно высокую (см. § 6-10) линейность модуляции,
используя схемы АКМ без каких-либо существенных
усложнений и, что самое главное, без применения ООС,
которая всегда используется в схеме ААМ ламповых пе-
21—1406	321
редатчиков [Л. 44—47] для снижения нелинейных Иска-
жений.
в) Модуляционная характеристика генератора с АКМ
в перенапряженном режиме. Как и раньше, полагаем,
что условие (6-5) выполнено и в схеме АКМ на рис. 6-2,а
используется чисто активное сопротивление авгосмеще-
пия цепи базы, основную часть которого представляет
сопротивление или R?, или R3, или Rt (сопротивление
Re м) 
В перенапряженном режиме работы ток базы генера-
тора может иметь заметную величину, а поэтому им пре-
небрегать нельзя. Можно показать, что в этом случае
для составляющих коллекторного тока (и особенно
в случае, когда <p,IP=C Юж 15°) справедливы следующие
выражения:
• /mb'i	/maj /тб1 SK[Jтд (р1Э	Р 1б)
— SbUmx(Dfiia—РбР1б);	(6-22)
^ко 1 эо /бо ==	(^оэ роб)
-SbL'mIt(Dp03-P6po6),	(6-23)
где t'6 = -^-| —коэффициент реакции транзистора по
вк \i6=nocm базе (см. § 1-4).
Учитывая, что Umv, — /тК1/?э, ф--- = и разделив ле-
Л о
вые и правые части уравнении (6-22) и (6-23) на величину
SK[7m6, можно найти уравнение абсциссы модуляционной
характеристики в таком виде:
Д_
\ D J , Роа
X = 1KR3SKD Ц-—7+ 1-^7,	(6-24)
где
р __Роб _Iбр
Роэ /эо
— коэффициент перепапряжепности режима генератора
с АКМ.
Выражение (6-24) с учетом ранее принятых нами
обозначений (6-11) запишется так:
/1р\
* =Т” = T,Z',(-5^-) +в\	(6-26)
322
а уравнение модуляционной характеристики
с АКМ в перенапряженном режиме примет
Zx
генератора
вид:
(6-27)
где
1 — L)
z*=z\
1
(6-28)
?оВ(1-Р)
' в°1: 1
хров 1-Р’
(6-29)
Выражение (6-27) по форме напоминает собой урав-
нение (6-10), соответствующее недонапряженному ре-
жиму. Очевидно, что (6-27) следует считать более об-
щим уравнением модуляционной характеристики АКМ,
так как (6-10) получается из (6-27) при условии Р = 0
и 0К~0Э.
Поскольку в транзисторном генераторе при наличии
тока коллектора обычно имет место и ток базы, урав-
нение (6-27) модуляционной характеристики является
более точным и для случая недонапряженного режима.
Однако, как указывалось выше, в недонапряженном ре-
жиме из-за малого значения тока базы им вполне мож-
но пренебречь и использовать уравнение
а (6-10).
Коэффициенты Роэ и 0ок зависят от углов
и 0к соответственно, т. е.
Роэ = ? (COS %), p0I( = <Р (COS 0К).
Принимая 0Э л; 0к* и учитывая выражение
О' m б
замечаем, что Роэ—Рок = ф(£'б) •
Поскольку при АКМ с автоматическим
смещение цепи базы, например, имеющей
ние автосмещения /?бм, изменяется по закону £,6 = vl7m6,
где v = q>(t), то в случае отсутствия в цепи базы посто-
роннего смещения независимая переменная уравнения
(6-27) будет определяться выражением
_____________________	1	 Uтб
cos 8К—v —£б.в’
не (6-27),
отсечки 6Э
смещением
сопротивле-
(6-30)
где Еб.в = пост, и определяется по (6-8).
* Справедливо для области частот, где углом дрейфа (фдр^
=С10ч-15°) можно пренебречь (см. § 1-10 и гл. 2).
21*	323
Для АКМ с автоматическим смещением, использую-
щей дополнительный посторонний источник с напряже-
нием смещения Ег>:1 (в схеме на рис. 6-2,а им может
являться и источник питания коллекторной цепи), об-
щее смещение цепи базы будет равным
А'б — Дб.п 4~ Vf/тб,	(6-31)
а независимая переменная запишется в виде
И здесь напряжение Еба—Ее в = пост.
Степень перенапряженности режима в уравнении
(6-27) зависит от величины коэффициента Р. Для слабо
перенапряженного режима величина коэффициента Р
практически не влияет на линейность АКМ, определяе-
мую (6-27).
Можно показать, что и в перенапряженном режиме
в выходном каскаде с АКМ также возможно углубление
ПАМ, осуществленной в предоконечном каскаде. Это
углубление 1 увеличивается с увеличением степени пере-
напряженности режима каскада с АКМ (что хорошо
подтверждается экспериментально [Л. 18]), поскольку
при этом растет величина Р, заметно снижается ток
1ко, а это вызывает увеличение значения X.
Поскольку в транзисторных генераторах с внешним
возбуждением сильно перенапряженный режим работы
использовать не рационально, то в генераторных каска-
дах с АКМ за максимальый режим работы следует при-
нимать слабо перенапряженный (близкий к критическо-
му) или критический режим. Это также хорошо под-
тверждается экспериментально. В схемах АКМ с авто-
матическим и принудительным смещением угол отсечки
в максимальном режиме должен приниматься равным:
Ок макс = 90 4-100°.	(6-33)
В § 6-4 отмечалось, что в схемах АКМ, использующих
цепь скользящего смещения, угол отсечки 0к.макс мож-
но повышать до
еь макс = 110-120°.	(6-33а)
1 Как следует из (6-27), характеризуется величиной
Х=В* (1 - Р) •
324
6-7. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ГЕНЕРАТОРА С АКМ
ПО НИЗКОЙ (МОДУЛИРУЮЩЕЙ) ЧАСТОТЕ
Если рассмотреть схему АКМ, например, на рис. 6-18
по низкой частоте, то можно установить, что между ней
и дроссельным каскадом УНЧ на транзисторе имеет ме-
сто существенная аналогия. Эта аналогия, как показа-
но ниже, позволяя уяснить некоторые весьма важные
вопросы теории АКМ, имеет глубокий смысл.
Действительно, подобно тому, как это происходит при
базовом детектировании (аналог сеточного детектиро-
вания), при АКМ на базе транзистора выходного каска-
да (рис. 6-18) за счет элемента автосмещения Дбм (или
Дм) и детекторных свойств входного />-/г-перехода вы-
деляется низкочастотное напряжение Дб2*.
Напряжение Д62 усиливается транзистором выходного
каскада с АКМ так же, как оно бы усиливалось в тран-
зисторном дроссельном УНЧ. Отличие этого низкоча-
стотного усиления каскадом с АКМ от усиления дрос-
сельным каскадом состоит в том, что при АКМ наличие
напряжения высокой частоты на коллекторе транзистора
влияет на величину и линейность его эквивалентных па-
раметров по низкой (модулирующей) частоте. Эти пара-
метры могут быть определены, исходя из физических
свойств схемы каскада с АДМ для низкой частоты. Рас-
смотрим такую эквивалентную схему и выясним причи-
ны, вызывающие искажения при АКМ.
Для ламповых передатчиков эквивалентная схема
каскада с ААМ по низкой частоте рассматривалась
в [Л. 45, 48]. Работе [Л. 48] А. Д. Артыма следует отдать
предпочтение, так как приведенный в ней метод анализа
наиболее нагляден, физически ясен и пригоден в инже-
нерной практике. Нами установлено, что основу этого
метода можно использовать и при анализе транзистор-
ных генераторов с АКМ.
Поскольку в цепь базы каскада с АКМ кроме высо-
кочастотного напряжения вводится (или автоматически
выделяется) низкочастотное напряжение Дб2, а в кол-
лекторную цепь включен низкочастотный дроссель АКМ,
* При некоторых способах осуществления АКМ напряжение
низкой частоты £бй додается извне, т е непосредственно во вход-
ную цепь каскада с АКИ, а з некоторых оно состоит из продетек-
тированного и поданною извне (см §63).
325
реагирующий на токи низкой частоты, то схему генера-
торного каскада с АКМ (рис. 6-18) по низкой частоте
можно представить в виде эквивалента, показанного на
рис. 6-21, где Lj,m — дрессель АКМ, а Ск.м— суммарная
емкость выходной (коллекторной) цепи, включающая
в себя и междуэлектродную емкость Скэ транзистора.
Рис. 6-21. Эквивалентная схема каскада с АКМ по низкой
частоте.
Выходное внутреннее сопротивление транзистора для то-
ка низкой частоты согласно определению выходного со-
противления найдется через отношение изменения на-
пряжения, прикладываемого к коллектору, к изменению
коллекторного тока, т. е.
р . I I
Д/10 ’
В нелинейных схемах значение R. может зависеть от
режима работы, в частности от напряжений на электро-
дах транзистора. При АКМ генератор работает в слабо
перенапряженном (близком к критическому) режиму.
В этом режиме при изменении коллекторного напряже-
ния |£K| на величину |ДЕц|, т. е. при коллекторной мо-
дуляции генератора, как известно (см. предыдущую
главу), возникает такое изменение постоянной состав-
ляющей коллекторного тока /1(о, что величину Ris с до-
статочной точностью можно считать неизменной и рав-
ной отношению и 11Л в режиме несущей волны, т. е.
=	(6-34)
во /ко вес
Таким образом, эквивалентную схему на рис. 6-21
для тока низкой (модулирующей) частоты можно пред-
ставить в более явном виде так, как показано на
рис. 6-22.
Далее будем предполагать, что глубина модуляции
тк остается неизменной, т. е. возможные переходные
326
R
Рис. 6-22. Развернутая эквива-
лентная схема каскада с АКМ по
низкой частоте
процессы, связанные с изменением глубины АКМ, спе-
цифические для некоторых режимов работы и схем АКМ,
в дальнейших рассуждениях рассматривать не будем.
При этих условиях, как указывалось выше, величина
Ris, определяемая по (6-34), в процессе АКМ не изме-
няется. Из схемы (рис. 6-22) становится ясно, что не-
линейные искажения при
АКМ следует учитывать,
считая нелинейным в про-
цессе модуляции коэффи-
циент усиления транзисто-
ра цэ=1/£) (здесь D—про-
ницаемость транзистора
по коллектору). Для тех
модулирующих частот, на
которых можно прене-
бречь влиянием проводи-
мостей LKM и Ск.м, мгно-
венное значение величины
жима или момента модуляции можно найти (пользуясь
обычными методами расчета проницаемости D генерато-
ра) через отношение приращения коллекторного напря-
жения |Д£К1 к соответствующему приращению базового
напряжения IЛАД при неизменном токе коллектора. Та-
кими частотами, как нетрудно видеть из схемы на
рис. 6-22, будут являться средние (модулирующие) ча-
стоты звукового диапазона.
Величина обычно нелинейно зависит от напряже-
ния смещения Еб базовой цепи транзистора и в меньшей
степени от напряжения Ек. Поскольку в эквивалентной
схеме на рис. 6-22 рэ и Дбй входят только в виде про-
изведения, то появляется возможность создания таких
режимов АКМ, при которых кривая напряжения E6S
в процессе модуляции искажается так, что произведение
в целом остается линейно зависящим от исходно-
го модулирующего фактора. В таких случаях можно
условно считать, что напряжение Дбя является по-преж-
нему неискаженным, соответствующим исходному моду-
лирующему фактору, а цп = пост.
Таким образом, специальные меры линеаризации мо-
дуляционной характеристики АКМ приводят к линеари-
зации (за период модуляции) параметров эквивалент-
327
ной схемы (рис. 6-22) и прежде всего к линеаризации
рэ. Это аналогично схемам ААМ на лампах.
Мы установили, что схема генератора с АКМ (см.
рис. 6-18) по низкой частоте аналогична транзисторному
дроссельному У'Н’Ч, а физические процессы в каскаде
с АКМ весьма (а в ряде схем АКМ полностью) сходны
с процессами, имеющими место при коллекторной мо-
дуляции.
Для дальнейшего и более полного выяснения осо-
бенностей схемы на рис. 6-18 целесообразно сравнить ее
со схемой параллельной однотактной коллекторной мо-
дуляции с дроссельным модулятором, представленной на
рис. 6-23.
Рис. 6-23. Схема параллельной одпотактпой коллектор-
ной модуляции с дроссельным модулятором.
Единственное существенное внешнее различие схем
рис. 6-18 и рис. 6-23 состоит в том, что при АКМ, т. е.
в схеме рис. 6-11, функции модулятора (транзистора 7'2
схемы на рис. 6-23) и генератора (транзистора Т\ схемы
на рис. 6-23) выполняет один и тот же транзистор, воз-
буждаемый напряжением £7б(<о, Q), за счет которого на
базе этого транзистора выделяются как напряжение вы-
сокой частоты Кб (и), так и напряжение Ебв низкой
(модулирующей) частоты.
Представляя схему на рис. 6-23, за исключением
внешних элементов LKM и Ск.м, для низких частот в ви-
де четырехполюсника, очерченного на рис. 6-23 пункти-
ром, мы придем к той же эквивалентной схеме на
рис. 6-21, к которой приводит АКМ. Если считать, что
в схеме на рис. 6-23 дроссель Лкм достаточно велик,
а емкость СКм мала, так что постоянная составляющая
тока /ь0, проходящая через дроссель LKM (равная сумме
328
токов модулятора и генератора, т. е. сумме постоянных
составляющих коллекторных токов транзисторов Т\ и
Т2), внутри периода модуляции не изменяется, то усло-
вие модуляции первой гармоники коллекторного тока
высокой частоты
Iimsir — Imnir нес (1 Ч- 8Ш ЕН)
сводится, как и при АКМ, к условию
=	= Yok(1 +mKsin Of).
I М.Г
Поскольку при АКМ в генераторе величина
= Д?т остается
I Ек |
—
практически неизменной, то мгновенный
к. п. д., равный
"Пк.Г --------------
(c-35)
(6-36)
(6-37)
зависит только от величины уЕГ = ую определяемой из
уравнения (6-36). Отсюда, в частности, следует, что та-
кие схемы модуляции (см. рис. 6-18 и 6-23), для которых
Укг изменяется по одному и тому же закону, энергети-
чески эквивалентны при условии, что потребляемые ими
мощности Рко—Лю।Ек| одинаковы.
Найдем условия, при которых схема АКМ (см.
рис. 6-18) и схема коллекторной модуляции (см.
рис. 6-23) энергетически эквивалентны в отношении их
коллекторных цепей.
При АКМ коэффициент ук, изменяясь по закону (6-2),
достигает (при sinQZ=l) максимальной величины, рав-
ной ук.макс== Yok(1 +шк). Генератор Г в схеме рис. 6-23,
выполненный на транзисторе 1\, при модуляции рабо-
тает практически с неизменным коэффициентом укг (см.
гл. 5), который может быть выбран равным
YK.r = YF.MaKc=^ Yok(1 +^н).	(6-38)
Постоянная составляющая коллекторного тока гене-
ратора при учете (6-35) равна:
/ког =	= IVOr.Hec (1 + mv sin Q0-	(6-39)
Тк.г
Поскольку ток через дроссель £кы (рис. 6-23) при
модуляции считаем неизменным, то увеличение постоян-
ной составляющей коллекторного тока генератора от ве-
Индекс «г» характеризует величину, относящуюся к генератору.
329
личины Люг.иес в режиме несущей волны (при mKsinQ/ =
= 0) до величины /ког.нес(1 4~Шк) в точке максимального
режима модуляции (при mKsinQ/=/nK) можно объяс-
нить за счет уменьшения тока через модулятор М вы-
полненный на транзисторе Т2. Для того чтобы транзи-
стор Т2 модулятора М при переходе от режима несущей
волны к максимальному режиму модуляции обеспечил
уменьшение тока, равное
/ког. нес (1 Д' ^к)	/ког. нес = IThsIкот.нес.
постоянная составляющая коллекторного тока модуля-
тора /И в режиме несущей волны должна быть не менее
/кОм.нес = ИтДкОг.пес- Если принять /кОм.нес— Шк/кОг.нес, Т. е.
что модулятор М полностью используется по току кол-
лектора, то сумма токов генератора Г и модулятора М,
остающаяся неизменной при модуляции, равна:
/ко —’ / ко нес —~ /ког. нес Д" /ком. нес ~~ (1 Д" ^к) /ког. нес-	(6-40)
Согласно (6-36) коэффициент для общей коллек-
торной цепи генератора и модулятора схемы на рис. 6-23
равен:
(6-41)
Учитывая (6-38), имеем окончательно:
Yk = Yok(1 -|-mKsinQ/),	(6-42)
что совпадает с исходным выражением (6-2) для АКМ.
Таким образом, при равном потреблении мощности
питания коллекторной цепи схема коллекторной моду-
ляции (рис. 6-23) энергетически эквивалентна схеме
АКМ (рис. 6-18). Такая эквивалентность получится при
условии, что при данном потреблении мощности глуби-
на модуляции тк является для обеих схем предельной—
для схемы АКМ (рис. 6-18) потому, что в точке макси-
мального режима коэффициент ук принимает максималь-
но возможное значение, а для схемы колекторной моду-
ляции (рис. 6-23) потому, что в точке максимального
режима транзистор Т2 модулятора М полностью заперт,
т. е. в сущности также потому, что для общей коллек-
торной цепи генератора Г и модулятора М коэффициент
330
Рис. 6-24. Эквивалентная схе-
ма по низкой частоте для ге-
нератора с коллекторной моду-
ляцией по схеме на рис. 6-16.
Yk принимает в точке максимального режима модуляции
максимально возможное значение.
Если в схеме АКМ для создания напряжения Ебв
используется дроссель автосмещения £б.м, то полная
энергетическая эквивалентность схем модуляции на
рис. 6-18 и рис. 6-23 будет иметь место в том случае,
когда смещение базовой цепи модулятора, подаваемое
от постороннего источника с напряжением Ёб.п (см. сме-
щение транзистора Т2 на рис. 6-23), с изменением глуби-
ны модуляции изменяет-
ся так, что мощности, по-
требляемые обеими схе-
мами остаются при этом
равными ’, а модулятор М
работает в режиме А.
Из положений, указан-
ных выше, следует, что
схема АКМ, использую-
щая активный (или реак-
тивный) элемент автосме-
щения, может быть заме-
иена энергетически экви-
валентной (по коллекторной цепи) схемой коллек-
торной модуляции с дроссельным модулятором, рабо-
тающим в режиме А (рис. 6-23), в том случае, если
потребление мощности обеими схемами изменяется оди-
наково с изменением глубины модуляции.
Эквивалентность обоих методов (или схем) модуля-
ции (рис. 6-18 и 6-23) позволяет обобщить и их
эквивалентные схемы. Эквивалентная схема, соответст-
вующая схеме модуляции на рис. 6-23, т. е. схеме парал-
лельной однотактной коллекторной модуляции с дрос-
селем, будет иметь вид, показанный на рис. 6-24.
Очевидно, что схема на рис. 6-24 эквивалентна схеме
на рис. 6-22 при условиях
=	'	(М3)
R[S	iR Л
ь " Иэм RTS + Riu ~ Rfa ’	(6’44)
1 Режим с изменением потребления коллекторной цепью моду-
лятора можно обеспечить или модуляцией смещения транзистора Та
(рис. 6-23) извне, или методом, аналогичным используемому в кас-
каде АКМ с дросселем Lt.*.
33|
где — сопротивление коллекторной нагрузки модуля-
тора, т. е. /?ак„.
Из уравнения (6-43) получаем, что для эквивалент-
ности схем па рис. 6-18 и 6-23 сопротивление модулято-
ра в схеме на рис. 6-23 должно быть равно:
При этом в последнем выражении величина RiS}
определяется формулой (6-43). С помощью эквивалент-
ной схемы (рис. 6-22) можно легко рассчитать ампли-
тудно-частотные искажения АКМ. При этих расчетах
(см. § 6-8) параметр RlS схемы на рис. 6-22 определяет-
ся, как и в выражении (6-45), равенством (6-34).
Сравнение коллекторной и АКМ позволило устано-
вить, что:
а)	Коллекторная и АКМ с точки зрения основных
энергетических показателей одинаковы.
б)	К преимуществу схемы АКМ (рис. 6-18), исполь-
зующей сопротивление автосмещения Rr, ч, перед схе-
мой параллельной однотактной коллекторной модуляции
(рис. 6-23) относится сниженное в 2 раза значение уста-
новленной номинальной мощности транзисторов за счет
исключения мощного модулятора, т. е. транзистора Т2.
в)	Рассмотрение энергетических показателей каска-
да с АКМ можно не производить, так как они в основе
своей совпадают с показателями и соотношениями для
коллекторной модуляции (приведенными в § 5-3). Прав-
да, при АКМ за счет применения цепи скользящего сме-
щения, при желании, можно увеличить использование
транзистора по мощности (см. ниже) за счет повыше-
ния потребляемой (и отдаваемой колебательной) мощ-
ности в точке максимального режима.
6-8. АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ ПРИ АКМ
В устройствах радиотелефонной связи, где может
эффективно применяться метод АКМ, обычно исполь-
зуется сравнительно небольшая полоса модулирующих
звуковых частот.
Обычно эта полоса захватывает область нижних (ча-
стично) и средних звуковых частот. Очевидно, при этих
условиях в схеме АКМ наибольшие частотные искажения
332
будут в области нижних модулирующих частот переда-
ваемого спектра, а анализ возможных искажений АКМ,
свойственных области верхних звуковых частот, из рас-
смотрения можно исключить вообще.
Учитывая вышеизложенное и используя эквивалент-
ную схему на рис. 6-22, исследуем амплитудно-частотные
искажения в транзисторном генераторном каскаде
с АКМ, рассмотрим метод расчета амплитудно-частотных
искажений и выведем формулу для расчета дросселя
АКМ, т. е. основного элемента АКМ.
В § 6-6 нами установлено, что пока транзистор каска-
да с АКМ (рис. 6-2,работает в режиме А, модуля-
ционная характеристика практически линейна. При этом
на дросселе АКМ (Акм) относительно корпуса устрой-
ства действует звуковое, т. е. низкочастотное напряже-
ние
= | ^к.нес| (1 4- тк cos Qt) = I ^к.нес I + E KS costit,
(6-46)
где Z?K2 =mK|£,KHec| — амплитуда низкочастотного на-
пряжения на зажимах (клеммах) дросселя АКМ. Оче-
видно, что напряжение (6-46) является (текущим на-
пряжением питания коллектора генератора с АКМ.
Внутреннее сопротивление Ris транзистора для зву-
ковой частоты в эквивалентной схеме на рис. 6-22 опре-
деляется выражением (6-34), а на средних звуковых ча-
стотах параметр упомянутой эквивалентной схемы
Рэ =	= К = Киэ = пост, (6-47)
'-бй
т. е. коэффициент цэ (усиление по напряжению низкой
частоты) остается постоянным и равным коэффициенту
Киэ усиления транзистора
На других частотах звукового диапазона будем
иметь:
К =	,	(6-48)
1 Зависимость коэффициента усиления транзистора по низкой
частоте от частоты модуляции F представляет частотную характери-
стику модулятора, т. е. характеризует частотные искажения в схеме
АКМ.
333
где

_______^ьм
jC„M ^SLK.M —
Подставляя значение Z в выражение для К, получим:
К =------- ---------------.----
Ь<м + / I 2Ь«.м — ЬС1,.М ] Ск-М
В области низших звуковых частот
/Сн =-----.	(6-49)
1 +/2LK.M
Отношение коэффициентов усиления (6-49) и (6-47)
определяется выражением
ИЗ КрИВОЙ /Ив = <?	(рис. 6-25) При 0к.макс —
= 180° (режим А) видно, что в области, где—^--м н >2*,
/Ин практически не меняются, т. е. процессы аналогичны
обычному транзисторному УНЧ в режиме А.
В действительности, при АКМ транзистор работает
с углами отсечки коллекторного типа 0к.макС<18Оэ и ана-
лизируемый нами УНЧ может оказаться не в режиме А,
т. е. для ЕбВ также может появиться угол отсечки.
£КЙ
В этом случае параметр схемы на рис. 6»22 рэ =
о	П	Г>
будет нелинейным, а величина параметра
* См. (6-51а).
334
Соответствующая 6I5 AlaItc — 18CP, т. e. режиму А, увели-
чится до значения
D' !gb I 1^1
J’ 1,„ SA*/
Можно показать, что
R in_ 1 Risi (
?0K ^iS\
(6-51)
т. e. чем меньше угол отсечки 6к.МаКС, тем больше R'ia и
тем меньше отношение
^Тк.м.н _	 % Тк.м.н — % Тк.м.н
(6-51а)
Таким образом, при меньших углах отсечки на ниж-
них частотах модуляции амплитуда напряжения па
дросселе будет уменьшаться, а искажения будут увели-
чиваться
вид:
(6-52)
Кривые Мн = ф(/?вн) представлены на рис. 6-25 для
случаев 0к,макс = 90°, 120° и 180°. Последний случай от-
335
носится к ранее рассмотренному выражению (6-50), со-
ответствующему режиму А с рОц = 1. Ясно, что выраже-
ние (6-52) по сравнению с (6-50) является более общим.
Из кривых на рис. 6-25 замечаем, что при уменьше-
нии угла отсечки 0]:,макс для сохранения постоянства
Л4П следует увеличивать сопротивление ХДи.м.н, т. е. уве-
личивать индуктивность дросселя LKM. Например, при
0к.манс = 120° для получения на низшей частоте Л4н = 0,9
(что для 9к.макс=180° обеспечивается при XLKW.„IRis=
= Мйна = 2,1) необходимо обеспечить nRa = X'LK м.н/R-s =
= 3,4, т. е. увеличить в 1,75 раза величину индуктивно-
сти дросселя АКМ по сравнению с величиной LK.M, со-
ответствующей режиму С 0к.маас= 180°.
Поскольку при малых значениях Хьк.м.н или пДн от-
ношение Мп (6-50) или (6-52) резко падает, то на низ-
шей звуковой частоте следует принимать величину.
у	V	у г
__л L к.м.и  Л£к.м.к а  А L к.м.н п //? го\
— W' — Р	Рок — р	А (О-Оо)
а в связи с тем, что при больших пДп частотная характе-
ристика не улучшается, задавать
nRn > 5 -= 6	(6-54)
вряд ли целесообразно, так как это увеличивает габа-
риты дросселя АКМ и вес автомодулируемого генерато-
ра и передатчика, что явно нежелательно. К тому же
при чрезмерно большой величине индуктивности дроссе-
ля АКМ могут появиться искажения за счет значитель-
ного повышения инерционности схемы АКМ, подобно то-
му как это бывает в ламповых передатчиках с ААМ.
Теоретически и экспериментально (см. ниже) уста-
новлено, что амплитудно-частотные искажения приАКМ
с автоматическим смещением в диапазоне звуковых ча-
стот от 200 до 5 000—10 000 гц не будут превышать
+ (1,0 = 2,5) дб, если сопротивления дросселя АКМ на
низшей звуковой частоте (Х'Ьк.м.н) выбирать с учетом
условий
(6-55)
“{Я
Из последнего выражения получена следующая фор-
мула для расчета индуктивности дросселя АКМ (в слу-
чае однотактной схемы с одним транзистором):
336
где
<0,3 4-0,8) /£в.Нес| __ (0.3 -4- 0,8) 7?za ,
F н/вомслч	F H
in ।	| £«.макс 1
1С«-нес|'-	1+/Лк
I Дв.доп I .
1 + mK ’
гн*,
(6- 56)
(6-57)
Ris —B «мах;
Fu— низшая частота модулирующего сигнала, гц.
Из-за малого коллекторного напряжения и больших
коллекторных токов транзисторов повышенной мощно-
сти индуктивность LI(.M дросселя АКМ имеет во много
раз меньшую величину, чем величина низкочастотного
дросселя ААМ маломощных ламповых передатчиков,
Рис. 6-26. К рассмотрению частот-
ных искажений АКМ в области выс-
ших звуковых частот.
а это в схемах АКМ транзисторных генераторов и пе-
редатчиков практически снимает инерционность автомо-
дуляции, свойственную большинству схем ААМ лампо-
вых передатчиков [Л, 45]. Видно также, что для генера-
торов с АКМ желательно выбирать транзисторы, обес-
печивающие большой коллекторный ток и имеющие не-
большое напряжение |£кдс>п|.
Не вдаваясь в подробности расчета частотных иска-
жений АКМ на верхних звуковых частотах, отметим,
что в этой области модулирующих частот главным
источником искажений является конденсатор Ск м (см.
рис. 6-22). В случае большой емкости Ск.м коэффициент
усиления высших звуковых частот может значительно
уменьшиться, так как при этом шунтируется дроссель
7-К.М-
* В двухтактной или параллельной схемах с п транзисторами
в знаменатель формулы (6-56) необходимо ввести п^2.
22—1406	337
При параллельной схеме питания коллекторной цепи,
использующей блокировочный дроссель высокой частоты
Абл (рис. 6-26), и в других подобных случаях построения
цепи коллектора каскада с АКМ по постоянному току
частотные искажения АКМ в области верхних звуковых
частот будут зависеть и от величины блокировочного
высокочастотного дросселя Абл- Для снижения искаже-
ний АКМ желательно, чтобы
бьв =	< (4—г)	•	<6-58)
Отсюда с учетом (6-56) и (6-57) можно получить формулу
1«Л - 4^!.	(6-59)
где FB — высшая модулирующая частота.
6-9. О РАБОТЕ ГЕНЕРАТОРА С АКМ В ДИАПАЗОНЕ
ВОЛН И В ДИАПАЗОНЕ ТЕМПЕРАТУР
О диапазонных свойствах АКМ с автоматическим сме-
щением. Как показано выше, АКМ, подобно тройной кол-
лекторной модуляции, вполне осуществима при работе
генератора как в недонапряженном, так и в перенапря-
женном режимах. При этом модуляционная характери-
стика (6-27) для слабо перенапряженного режима весь-
ма несущественно зависит от коэффициента перенапря-
женности режима. В связи с этим АКМ возможно ис-
пользовать не только в генераторах с фиксированными
рабочими частотами, но и в транзисторных генераторах
и передатчиках с плавным диапазоном частот. Однако
представляет интерес рассмотреть и уяснить некоторые
особенности работы каскада с АКМ в диапазоне волн,
связанные с частотными свойствами транзисторов.
Известно [Л. 1, 2], что в генераторах на транзисторах
при повышении частоты снижается полезная колебатель-
ная мощность. Это, а также и изменение сопротивления
нагрузки каждого каскада передатчика приводит к то-
му, что напряжение А7б(со, й) [см. (6-1)] возбуждения
цепи базы выходного каскада с АКМ, поступающее
с предоконечного каскада (см. схему на рис. 6-2,в),
с переходом на более высокую частоту рабочего диапа-
зона может существенно снизиться.
Этот процесс, кроме снижения выходной полезной
мощности устройства, снижает напряженность режима
338
выходного каскада с АКМ, повышает (при наличии
в схеме АКМ сопротивления автосмещения) величину
п'рямого смещения на базе и увеличивает угол отсечки
0ь макс- С ростом 0К макс снижается к. п. д. выходного
каскада с АКМ.
Поскольку с ростом частоты угол отсечки 0К макс уве-
личивается, это ведет к улучшению линейности модуля-
ционной характеристики АКМ. Вместе с этим рост ча-
стоты снижает крутизну транзистора К. и значение Z'x,
входящее в выражения (6-11) и (6-28), а это наоборот
ухудшает линейность модуляционной характеристики
АКМ. Если степень воздействия на линейность харак-
теристики АКМ от первого и второго факторов будет
примерно одинаковой, то можно ожидать примерное по-
стоянство линейности модуляционной характеристики и
величины нелинейных искажений АКМ в диапазоне ча-
стот. Проверка работы основных схем АКМ при пере-
крытии по частоте, равном 1,5—2, показала [Л. 15], что
если /в = /раб(0,1 -4-0,2) /а, то качественные характе-
ристики АКМ мало изменяются. С переходом на более
высокую частоту диапазона нелинейные искажения не-
сколько увеличиваются. При работе каскада с АКМ на
частоте /в> (0,24-0,3) fa кроме снижения энергетических
показателей АКМ, может снизиться и линейность АКМ,
т. е. основной ее качественный показатель. В таких слу-
чаях, видимо, необходимо применять ООС, добиваясь сни-
жения нелинейных искажений. Однако эти вопросы вы-
ходят за рамки настоящей книги.
О работе схемы АКМ с автоматическим смещением
в диапазоне температур. Известно, что параметры тран-
зисторов и энергетические показатели транзисторных
генераторов существенно зависят от температуры
р-д-переходов [Л. 1, 2]. Повышение температуры вызыва-
ет рост обратного (неуправляемого или теплового) тока
/ок перехода коллектор-база транзистора и изменяет
картину расположения семейств входных и выходных
статических характеристик.
Вопросы влияния изменений температуры на тран-
зисторные генераторы с внешним возбуждением доста-
точно подробно рассмотрены в периодической литерату-
ре, а поэтому мы рассмотрим некоторые присущие
только генераторному каскаду с АКМ особенности ра-
боты в условиях изменяющейся рабочей температуры
р-п-переходов транзистора.
22*	339

На рис. 6-27 представлена типичная графическая за-
висимость основных расчетных параметров сплавных и
дрейфовых транзисторов от температуры. Из кривых
этого рисунка видно, что при изменении температуры
существенно изменяются крутизна коллекторного тока
5К и напряжение геометрического смещения £б.в- Закон
изменения этих величин примерно одинаков.
Из выражений (6-9) — (6-11) и (6-26) — (6-29) видно,
что повышение температуры и снижение крутизны
снижает величину коэф-
фициентов Zzx и Zx, т. е.
ухудшает линейность мо-
дуляционных характери-
стик АКМ.
Согласно (6-7) коси-
нус нижнего угла отсечки
коллекторного тока опре-
деляется выражением
cos 0К ~	+	. (6-60)
Ь’пгб
Из (6-60) следует, что
с уменьшением |£б.в| угол
отсечки растет, а это, как
Рис. 6-27. Типовые зависимости Указывалось выше улуч-
основных параметров транзистора	шает линейность АКМ.
от температуры.	С ростом температуры
и сопровождающимся рос-
том тока /Ок растет постоянная составляющая /к0 коллек-
торного тока транзисторного генератора. Этот процесс
в каскаде с АКМ снижает к. п. д., а при больших тем-
пературах может вызвать текучесть тока /ко (последнее
особенно свойственно схеме с ОЭ) и как следствие выход
транзистора каскада с АКМ из строя.
В [Л. 15, 18] установлено, что поскольку с ростом тем-
пературы изменение величин 5К и |£б.в| имеет один и
тот же закон (рис. 6-27), а также и потому, что их изме-
нения противоположно влияют на линейность АКМ, при
изменении температуры в широких пределах линейность
АКМ не претерпевает существенных изменений. При
идеальной компенсации влияний изменений Зк и [Еб.в;
на линейность АКМ линейность последней в диапазоне
температур должна оставаться практически постоянной,
поскольку все другие факторы, воздействующие на ли-
340
йейность, являются менее важными и с ними можно не
считаться.
Если же компенсация не достигается, то в схеме
АКМ, работающей в условиях изменяющейся темпера-
туры (изменяющихся величин SK, Eg.b и других пара-
метров транзистора), для обеспечения линейности АКМ
особенно важно поддержать постоянство нижних углов
отсечки бк.макс коллекторных токов модулируемых
(предоконечного и особенно выходного) каскадов пере-
датчика с АКМ. Решение подобного рода задачи рас-
смотрено в [Л. 1, 2].
Для того чтобы при повышенной температуре из-
бежать текучести тока /ко и исключить возможность вы-
хода из строя транзистора (ров) каскада с АКМ, в по-
следнем желательно, а иногда просто необходимо, ис-
пользовать термостабилизацию тока Л.омолч, соответст-
вующего нормальной температуре.
Разносторонние экспериментальные исследования
АКМ, включая и исследования в диапазоне температур,
подтвердили все основные теоретические положения, из-
ложенные выше, и позволили полностью выяснить прак-
тические свойства основных схем и способов АКМ.
Остановимся па некоторых результатах экспериментов.
6-10. НЕКОТОРЫЕ ДАННЫЕ ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОГО
ИССЛЕДОВАНИЯ ГЕНЕРАТОРОВ С АКМ
И КАЧЕСТВЕННЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АКМ
При проведении экспеоиментов в каскаде с АКМ на
транзиторах П601—П602 питающие напряжения Ек.исс,
•Еб.нес, Нтб.нес и индуктивность Ек.м дросселя АКМ изме-
нялись в широких пределах, что позволило достаточно
легко выяснить желаемый (с хорошей линейностью и
высокими энергетическими показателями) режим рабо-
ты выходного каскада с АКМ, подтвердить основные
рассмотренные выше положения теории АКМ и изучить
практические свойства схем АКМ всех четырех групп.
По результатам экспериментальных данных одного
из режимов каскада с АКМ с автоматическим смещени-
ем (случай Дэ~Дэ.ир) были построены и представлены:
а)	на рис. 6-28 зависимости
итб1 Етк, 77к.к,	Д;о, /д0, к/к	? (^и)’
б)	на рис. 6-29 зависимости
т-0,тк =^(£бй);
23—1406
341
в)	на рис. 6-30 зависимости
Л<0> Л>о, &п.б —
г)	на рис. 6-31 зависимости (сплошными линиями)
РцО, T]i = Ф (7^i ) 
Из экспериментальных зависимостей видно, что при
АКМ с автоматическим смещением:
1.	Токи /ь0 и /бо в процессе АКМ остаются постоян-
Рис. 6-28. Зависимости Um6, UmKt UK к, £к£2, /во,
Ао, А/к = ф(?Пк) Для АКМ с автоматическим сме-
щением.
2.	Глубина ПАМ т<, (глубина первичной базовой мо-
дуляции смещением в предоконечном каскаде) сущест-
венно меньше глубины АКМ тк, причем свойство углуб-
лять ПАМ сохраняется как при мелкой, так и при глубо-
* Здесь и дальше E6S — напряжение низкой (модулирующей)
частоты, подаваемое на входные клеммы предоконечного каскада
схемы.
342
кой АКМ, а также и при изменении напряженности ре-
жима каскада с АКМ.
3.	Линейность модуляционных характеристик АКМ
сохраняется до глубины тк~90%-
4.	При тк~95% коэффициент нелинейных искаже-
ний KfK не превышает 8—10%, а при тк = 50%
К/к^Зн-4%.
Рис. 6-29. Зависимости memK =
= ф(£бй) для АКМ с автома-
тическим смещением.
Рис. 6-30. Зависимости /ко, /во,
итв = (р (£оЯ) для АКМ с авто-
матическим смещением.
5.	Величина в процессе АКМ остается постоянной
и равной 0,95—0,98.
6.	К. п. д. т]к в процессе АКМ практически не изме-
няется и бывает не менее 65—75%.
На рис. 6-32—6-36 и на рис 6-31 представлены экспе-
риментальные кривые, типичные для схемы АКМ со
скользящим смещением. Анализ этих кривых показы-
вает, что при АКМ со скользящим смещением:
1.	С ростом тк растет ток 1ко, т. е. потребление мощ-
ности коллекторной цепью не остается постоянным (см.
пунктирную линию Рц0 на рис. 6-31).
2.	Уровень мощности, потребляемой коллекторной
цепью в максимальном режиме, можно регулировать
выбором напряжения Еоъ, а коэффициенты скольжения
(см. § 6-4) по току и напряжению можно принимать по
рис. 6-36 соответственно из пределов
Ki= 1-2,5, Ке= 14-1,757%.	(6-61)
23*	343
3.	К. п. д. — г]к й величина SK В процессе АКМ не из-
меняются и имеют ®ри- скользящем смещении такую же
величину, как и в ранее рассмотренных схемах АКМ
(см. сплошные кривые gIt и т]к на рис. 6-31).
Рис. 6-31 Зависимости Р„о, gI(, г)к = <р(тк) для
АКМ с автоматическим (сплошные) и АКМ со
скользящим (пунктирная линия) смещением.
Рис. 6-32. Зависимость /ко=ф(»1к) при Еов =
—пост, для АКМ со скользящим смещением.
344
Рис 6-33 Зависи-
мость £б = <р(«к)
при Еаа=пост. для
АКМ со скользя-
щим смещением.
Рис. 6-34. Зависи-
мости Ume, u„jV,
U кв, £кй> Е/к —
= f(mu) Для АКМ
со скользящим сме-
щением.
345
4. При Kt = 2 и Ке=1,5 нелинейные искажения рав-
ны 2—3°/0 при тк = 50% и 4—8% при /и,. = 70-е90%.
Указанные величины для Ki и Ке можно считать опти-
мальными для схем АКМ как III, так и IV групп, если
Рис. 6 35 Зависимости т,, тв =
= f (Ебя) при АКМ со скользя-
щим смещением
Установлено, что АКМ
женном (с £к<1),
так и в
тк — 0,9 -ь 1.
Экспериментальные ис-
следования показали, что
при АКМ с автоматическим
смещением и с принудитель-
ным смещением и СПАМ
использование транзистора
(ров) по мощности состав-
ляет 0,7—0,9 от Р~ном, а
при АКМ со скользящим и
принудительно - скользящим
смещением использование
(при допустимом для тран-
зистора с радиатором тепло-
вом режиме) возрастает в
1,3—1,6 раза Меньшие зна-
чения упомянутого использо-
вания соответствуют схемам
АКМ II и IV групп,
возможна как в недонапря-
(с £„>1)
перенапряженном
режимах, а в диапазоне волн энергетические и качест-
венные показатели каскада с АКМ варьируются в впол-
не допустимых пределах, если не нарушается режим ра-
боты транзистора по частоте (см. § 6-9).
Рис 6-36. Зависимости Ке = ф(«к) для
АКМ со скользящим и принудительно-
скользящим смещением в каскаде с ОЭ
346
Рис 6-37 Экспериментально снятые частотные характе-
ристики каскада с АКМ с автоматическим смещением
по схеме с ОЭ на транзисторах типа П601—П602
Рис 6 38 Экспериментально снятая частотная
характеристика каскада с АКМ с принудитель-
ным смещением по схеме с ОЭ на транзисто-
рах типа П601—П602.
Рнс. 6-39. Экспериментально снятые частотные характе-
ристики каскада с АКМ со скользящим смещением по
схеме с ОЭ на транзисторах тнг«а П601—П602.
347
Результаты экспериментального исследования ампли-
тудно-частотных свойств АКМ представлены кривыми
на рис. 6-37—6-40 для схем АКМ I, II, III, IV групп
соответственно. Установлено, что АКМ будет обладать
допустимыми для связанной радиоаппаратуры амплитуд-
но-частотными искажениями [Л4Н= ± (1 — 2,5) дб,
К/к 84-10% при тк~90н-95%] и высокими энергети-
ческими показателями, если используемый режим рабо-
ты транзисторного выходного каскада с АКМ (в пико-
Рпс 6 40 Экспериментально снятые частотные
характеристики каскада с АКМ с принудитеть
но скользящим смещением по схеме с ОЭ на
транзисторам типа П601—П602
Рис 6-41 Изменение данных режима каскада с АКМ с авто-
матическим смещением в интервале температур (пунктирные
кривые соответствуют случаю применения термокомпенсации).
348
вой точке) близок к критическому, а индуктивность
дросселя АКМ — определена по формуле (6-56)
Из рис 6-41 видно, чго при повышении температуры
от 25 до 75° С коэффициент нелинейных искажении АКМ
(К/к) имеет тенденцию к снижению (на рис. 6-41 пунк-
тирные кривые относятся к случаю работы с термоком-
пенсацией за счет изменения напряжения смещения).
Если температура окружающей среды, изменяясь, мо-
жет достигать 7’с>50°С, то в каскаде с АКМ необходи-
мо выполнять термокомпенсацию, назначение которой
должно сводиться к автоматическому поддержанию
в диапазоне температур постоянства тока Лопес, соответ-
ствующего нормальной температуре.
6-11. ПУТИ РАЗВИТИЯ МЕТОДА АКМ И ВОПРОСЫ
ПОСТРОЕНИЯ «БЕЗМОДУЛЯТОРНЫХ»
ТРАНЗИСТОРНЫХ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Выше установлено, что при АКМ с автоматическим
и АКМ со скользящим смещением выходного каскада
передатчика в предоконечном каскаде, осуществляется
базовая или эмиттерпая модуляция смещением, т. е.
в качестве предварительной или первичной модуляции
предоконечных каскадов используются методы модуля-
ции па низком уровне мощности, а это обеспечивает
низкий к. п. д предоконечного (обычно достаточно мощ-
ного) каскада, увеличивает поминал установленной мощ-
ности транзисторов и занимает промышленный к. п д.
передатчиков и радиоустропсгв с автомодуляцией вы-
ходных каскадов.
В связи с этим автором настоящей работы были
предложены новые способы осуществления амплитудной
автомодуляции [Л. 16, 17, 19], позволяющие пзжигь от-
меченные выше недостатки.
Так, рассмотренный в [Л. 16, 17] способ автомодуляции
многокаскадных передатчиков отличается тем, что пер-
вичная предварительная модуляция от маломощного мо-
дулятора или микрофона, ларингофона и т п датчика пе-
редаваемых сигналов осуществляется (рис. 6-42) во вход-
ной цепи одного из маломощных промежуточных каска-
дов (в пределе каскада, следующего непосредственно
за автогенератором или возбудителем) передатчика,
а в коллекторную пепь по постоянж му току транзистора
первично модулируемого промежуточного каскада и
каждого следующего за ним более мощного высокоча-
349
стотного каскада включается низкочастотный дроссель
АКМ. За счет такого схемного решения в выходных це-
пях этих каскадов передатчика создается напряжение
автомодуляции, а также происходит углубление первич-
ной предварительной модуляции, так как в каждом ка-
скаде, использующем низкочастотный дроссель, имеет
место режим АКМ.
Рис 6-42. Блок-схема передатчика с многокаскадной АКМ
(МАКМ).
Применение такого способа автомодуляции много-
каскадных передатчиков (за счет использования в наи-
более мощных каскадах устройства режима АКМ) по-
зволяет эффективно повысить промышленный к. п. д.,
существенно снизить номинал установленной мощности
транзисторов и глубину первичной предварительной мо-
дуляции, значительно (практически до минимума) сни-
зить мощность модулятора и при необходимости исклю-
чить из него усилительные каскады, имея необходимый
уровень выходной полезной мощности.
Как ясно из изложенного, рассмотренный способ
амплитудной автомодуляции может найти применение
в передатчиках, выполненных как на транзисторах, так
и на лампах, а передатчики с таким методом модуляции
можно назвать передатчиками с многокаскадной АКМ
(МАКМ) или многокаскадной ААМ (МААМ). Учитывая,
что в таких передатчиках требуется весьма маломощ-
ный модулятор (чаще модулятор без усилительных ка-
скадов) их еще можно назвать «безмодуляторными».
В выходных каскадах связных транзисторных радио-
телефонных передатчиков с МАКМ весьма желательно
использовать режим АКМ со скользящим смещением,
а индуктивности низкочастотных дросселей автомодули,
350
руемых каскадов следует рассчитывать по формуле
(6-56) или (7-45).
Эксперименты показывают, что качественные харак-
теристики МАКМ полностью отвечают требованиям,
предъявляемым к транзисторным амплитудно-модулиро-
ванным передатчикам радиотелефонной связи (см.
§ 1-3).
Рис. 6-43. Блок-схемы передатчиков с диодно-автоколлектор-
ной модуляцией (ДАКМ).
а — блок ДАКМ на выходе передатчика; б — блок ДАКМ в качестве
предоконечного каскада передатчика.
В работе [Л. 14] применительно к выходным каскадам
радиоустройств нами рассмотрены схемы осуществления
АКМ (или ААМ) с автоматическим и скользящим сме-
щением, в которых не требуется осуществления предва-
рительной амплитудной модуляции предоконечного ка-
скада устройства. Особенностью таких схем является
осуществление от модулятора М (рис. 6-43,а) первич-
ной или предварительной модуляции в модуляторной
ячейке, включенной между предоконечным и выходным
каскадами передатчика и представляющей собой или
емкостной делитель, использующий одну или две управ-
ляемые емкости р-/г-перехода полупроводникового диода,
351
или мостовую схему, два или четыре емкостных плеча
которой используют управляемые емкости р-п-перехо-
дов полупроводниковых диодов {Л. 49, 50].
Применительно к транзисторным передатчикам та-
кой способ автомодуляции назван диодно-автоколлек-
торной модуляцией (ДАКМ), а к ламповым — диодно-
автоанодной (ДААМ). Блок ДАКМ включает в себя
модуляторную ячейку и каскад с АКМ. Модуляторную
ячейку в интересах снижения мощности модулятора
можно поместить перед любым промежуточным каска-
дом (рис. 6-43,б), используя во всех каскадах после
нее режим АКМ. Каскад, работающий в блоке ДАКМ
(или ДААМ), должен иметь такой же режим, как и
каскад с АКМ (или ААМ соответственно).
В передатчиках с ДАКМ модуляторная ячейка из
полупроводниковых диодов требует маломощный моду-
лятор, в качестве которого часто может использоваться
микрофон или ларингофон.
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
ИНЖЕНЕРНО-ТЕХНИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ
ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
С АВТОМАТИЧЕСКОЙ КОЛЛЕКТОРНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ
7-1. ВВОДНЫЕ ЗАМЕЧАНИЯ, ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ
НА РАСЧЕТ И ОСНОВНЫЕ ЭТАПЫ РАСЧЕТА
ГЕНЕРАТОРОВ С АКМ
В предыдущей главе мы установили, что в транзи-
сторных радиоустройствах с АКМ, ДАКМ и МАКМ
в выходном генераторном каскаде имеет место режим
автомодуляции коллекторной цепи. В связи с этим об-
ратимся к расчету выходного транзисторного каскада
при использовании в нем АКМ1.
Известно, что основная задача выходного каскада
радиопередатчика заключается в обеспечении заданной
или максимально возможной колебательной мощности
в оконечной нагрузке (обычно в антенне) при наличии
приемлемых (обычно максимально возможных) значе-
ний к. п. д. по коллекторной цепи и общего к. п. д. ка-
скада (см. § 1-9).
Одновременно с этим в выходном каскаде должны
не выходить за допустимые ТУ искажения передавае-
мого сигнала и мощность излучения высших гармоник
(с последней приходится считаться в случае проектиро-
вания мощных передатчиков).
1 Порядок расчета каскада с ДАКМ не отличается от расчета
каскада с АКМ, а знзя порядок расчета выходного каскада с АКМ,
легко выполнить расчет любого промежуточного каскада передатчи-
ка с МАКМ.
353
С учетом вышесказанного можно говорить о расче-
те режима транзисторного выходного каскада с АКМ:
а)	на полное использование транзистора (транзисто-
ров, если их несколько) по мощности;
б)	на заданную колебательную мощность.
В инженерной практике чаще всего приходится про-
водить расчет генератора на заданную колебательную
мощность. Расчет на полное использование транзистора
(ров) выходного каскада практически можно рассматри-
вать как частный случай расчета па заданную колеба-
тельную мощность.
Как и при других методах амплитудной модуляции,
полный инженерно-технический расчет транзисторного
каскада с АКМ включает в себя две части. Первая из
них содержит расчет режима и энергетических показа-
телей генератора, а также расчет и построение качес-
твенных характеристик автомодуляции, а во второй ре-
шаются вопросы, связанные с определением элементов
АКМ, элементов нагрузочных контуров, вспомогательных
элементов принципиальной схемы генератора с АКМ,
а также конструируется и рассчитывается радиатор.
Поскольку мы рассматриваем расчет генератора
с АКМ, который используется в качестве выходного ка-
скада радиоустройства, то исходными данными па рас-
чет будут являться:
1.	Мощность в антенне передатчика (па выходе
устройства) в режиме несущей волны /Г_3ад или в те-
лефонном режиме А*_тел.
2.	Диапазон рабочих частот fH—fB или рабочая часто-
та fp = fB.
3.	Глубина модуляции по коллекторной цепи тк.
4.	Диапазон модулирующих частот Fn—FB и требова-
ния к частотной харкатеристике, т. е. допустимые ча-
стотные искажения Л4Н и Мв.
5.	Допустимая величина коэффициента нелинейных
искажений К7к-
6.	Данные оконечной нагрузки. Обычно задаются или
сопротивление /?н и емкость Сн, или параметры антенны
га и Ха, или, наконец, сопротивление кабеля или фидера,
ведующего к антенне.
7.	К. п. д. антенного контура ца.к.
8.	К- п. д. промежуточного контура т]Пк (при слож-
ной схеме выхода).
354
9.	К. п. д. нагрузочного контура Промежуточного
каскада г)к 11К (только для случая, когда генератор с АКМ
является промежуточным каскадом передатчика
с МАКМ).
Значением т]КПк ориентировочно можно задаться из
пределов 0,3—0,5.
10.	Максимальная рабочая температура (температу-
ра окружающей среды) Тс.
Расчету энергетических показателей генератора
с АКМ по приведенным выше данным предшествуют:
выбор варианта схемы АКМ, выбор типа транзистора,
определение количества п выбор способа соединения
транзисторов (если их несколько) для работы на общую
нагрузку, а также разработка полной принципиальной
схемы генераторного каскада с АКМ.
С учетом отмеченных особенностей можно принять
следующий порядок расчета каскада с АКМ:
I.	Выбор варианта схемы АКМ, выбор типа, количе-
ства и способа соединения транзисторов каскада с АКМ
для работы на общую нагрузку и разработка полной
принципиальной схемы рассчитываемого генератора.
II.	Расчет режима максимальной (пиковой) мощно-
сти
III.	Расчет режима молчания или режима несущей
волны.
IV.	Расчет и построение модуляционной статической
и частотной характеристик каскада с АКМ.
V.	Определение мощности возбудителя (предыдуще-
го каскада) и мощности модулятора при АКМ1.
VI.	Расчет элементов АКМ, элементов цепи сколь-
зящего смещения (если она используется), нагрузочных
контуров, вспомогательных элементов схемы, элементов
цепей питания и теплоотводящего радиатора автомоду-
лируемого каскада.
Некоторые из упомянутых этапов расчета генератора
с АКМ являются общими для схем АКМ всех четырех
групп, а некоторые имеют свою специфику применитель-
но к каждой группе схем АКМ (см. ниже).
Рассмотрим основные расчетные формулы, особен-
ности и порядок проведения такого расчета транзистор-
ного каскада с АКМ.
1 Мощность модулятора на данном этапе расчета находится
только при использовании в выходном каскаде схем АКМ // и
IV групп (см § 7-8).
355
7-2. ВЫБОР ВАРИАНТА СХЕМЫ АКМ, ВЫБОР ТИПА
И ОПРЕДЕЛЕНИЕ КОЛИЧЕСТВА ТРАНЗИСТОРОВ,
РАЗРАБОТКА ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ КАСКАДА
С АКМ
При выборе варианта схемы АКМ следует руковод-
ствоваться характеристикой схем АКМ, изложенной
в § 6-1—6-4 предыдущей главы, и иметь в виду, что
в двухкаскадных радиоустройствах возможно примене-
ние только схем АКМ II или схем АКМ IV группы,
а в устройствах (передатчиках) с тремя и более каска-
дами можно использовать схемы АКМ всех четырех
групп. Следует также иметь в виду, что в схемах АКМ
III группы обеспечивается более качественная модуля-
ция и может быть осуществлено наиболее повышенное
использование транзистора (ров) по мощности. Однако
эти схемы являются более сложными, чем схемы АКМ
II и даже IV группы. Как отмечалось в § 6-10, исполь-
зование транзистора (ров) по мощности в схемах АКМ
III и IV групп в 1,3 —1,6 раза выше, чем в схемах АКМ
I и II групп, где оно равно 0,7—-0,9 от Р~НОм-
Выбор типа и количества транзисторов для выходно-
го каскада с АКМ производится по значению номиналь-
ной колебательной мощности коллекторной цепи —
и значению допустимой мощности рассеивания—
•Ррдоп с учетом критической частоты /а транзистора.
При выборе транзистора (ров) по колебательной
мощности следует исходить из условия, чтобы в макси-
мальном режиме (а последний при АКМ принимается
критическим или слабо перенапряженным) генератор,
работающий с коллекторным напряжением, определяе-
мым по (5-14) *, смог обеспечить на выходе колебатель-
ную мощность Романе, соответствующую этому режиму.
При использовании в автомодулируемом генераторе
одного транзистора эта колебательная мощность с уче-
том режимной особенности АКМ (как и коллекторной
модуляции, см. § 5-4) использования транзистора каска-
да с АКМ по мощности Р~тм, производственного запа-
са и т. п. может быть определена с помощью выражения
(5-32), а выбор транзистора необходимо осуществлять
на мощность
Рт.т= Кп.зКдР^ес (14-ОТк)	-1^-,	(7-1)
ск.мавс
* См. также (6-12).
356
при,_[£‘к.макс|<|£'к.доП|, т. е. при Кв>1 [см. (5-16)];
Р~т.т = Кп.зКд Р ~пес (1 +/ПК)Кисп	(7-2)
при
Яй = 1.	(7-3)
Здесь
КВсп — коэффициент, учитывающий в выбранной схеме
АКМ использование транзистора по мощности
р
* ~ном»
Значение этого коэффициента можно принять:
КЛСп=1,1 -1,3	(7-4)
— для схем АКМ с автоматическим смещением и с при-
нудительным смещением и СПАМ (последним соответст-
вуют большие значения Кисп);
К„Сп=0,65 -0,75	(7-5)
— для схем АКМ со скользящим и принудительно-сколь-
зящим смещением (для последних соответствуют боль-
шие значения КИСп).
Ка.3— коэффициент производственного запаса, опре-
деляемый по (3-66).
Кд — коэффициент, учитывающий неравномерность
излучаемой мощности по диапазону из-за колебаний
в диапазоне волн величины нагрузочного сопротивления
генератора /?э и определяемый выражениями (5-33) —
(5-35)
Кв = -/^>1 [см. (5-16)].
Ьн.макс
Р~пес — мощность, требуемая от транзистора в ре-
жиме несущей волны. Она рассчитывается по мощности,
заданной ТУ, с помощью формул (3-63) — (3-64).
Если в каскаде с АКМ предполагается использовать
несколько транзисторов, работающих на общую нагруз-
ку по параллельной, двухтактной, двухтактно-параллель-
ной и т. п. схемам, и их количество п^2 известно, то
для определения колебательной мощности, требуемой
в точке максимального режима от одного транзистора,
можно воспользоваться формулой (5-36), а выбор тран-
357
зистора осуществлять на мощность, определяемую фор-
мулой
р _	к к	к Р'«^сК„слКа _
^~Т.Т—(1+ mB)wABcnA2 —Л п.зЛд (1+тк)/г	—
= [ 1 + (0,1 + 0,3) К, -^-H-g + WK) КИСПКЙ,
(7-6)
где п — количество транзисторов, используемое в каска-
де с АКМ (при двухтактной схеме п = 2, 4, 6);
Т5 ~треб == AP~Tpeg = К п.зАдВ ~макс	(7"7)
— мощность, требуемая от п транзисторов схемы
в максимальном режиме;
/>,~маКе = /5,~нес(1+тк)2	(7-8)
— мощность максимального режима, обеспечивае-
мая п транзисторами на выходе устройства, т. е.
антенне, фидере и т. п.;
Р’~нес = Р-пос — выходная мощность, обеспечиваемая п
транзисторами в режиме несущей волны, рас-
считанная по данным ТУ с помощью формул
(3-63) —(3-64);
Аисп — коэффициент, найденный согласно (6-64) —
(6-65);
К'пз — коэффициент производственного запаса, рассчи-
танный по (3-74) или принятый по рис. 3-15
при известном п;
Кя — коэффициент, определяемый по (5-33) — (5-35);
К& ^1—коэффициент, определяемый отношением
Ак.доп/fh макс [см. (5-14) — (5-16) ].
Выбор типа транзистора производится путем сравне-
ния мощности Р~т.т, найденной по (7-1), (7-2) или
(7-6), с номинальной мощностью /-’„пом, указанной
в справочных данных на транзисторы или рассчитанной
по (2-112). Выбору подлежит тот тип транзистора, для
которого обеспечивается выполнение неравенств (2-113),
(2-116), а также условие
Р-ном-	(7-9)
При АКМ, как и при коллекторной модуляции, наи-
большая мощность рассеивания, выделяемая в корпусе
358
транзистора, соответствует режиму модуляции, т. е. сред-
нему режиму. Основную часть этой мощности состав-
ляет мощность рассеивания, выделяемая на коллек-
торе.
Поскольку РРк.ср определяется по (5-76), то будет
справедливым требование [см. также (5-42)]
/	2
Ррк.т₽еб=Ррк.срД 1 + I	(7-Ю)
\ z / Чь.моЛч
Из (7-1) находим величину мощности
Р —________________________.	(7-111
Г~нес— (1-f-Ик) ^.3Кд^(1Лй '	4
Подставив ее в (7-10), получим:
( тк\
I 1 4" 2 J U — молч)
Ррк.треб= ^моаЛТ.зК>1 (1 + /иь) КксЛй Р~т-т- (7’12)
Если в (7-9) принять знак равенства и подставить
Р_ном = Р~т.т в (7-12), то для окончательного опреде-
ления требуемой мощности рассеивания, которую дол-
жен обеспечить транзистор (или транзисторы, если их
несколько) автомодулируемого каскада, следует восполь-
зоваться формулами:
при п — 1
р _р	(1 — ^.молч) (2 + м2к)
^ртреб—^ном г^.молчКг.зКд (1 + «,)	‘ 1	’
при П" 2
п, _ г>	п/	(1 — ^к.молч) (2 + И2)
г ртреб — пнр^е5—Р ~ном 27)кл10Лч7Сп зКд (1 + Ик) Кяспр^3 
(7-14)
В выражениях (7-13) — (7-14)
Лк.молч = Т]к.нес = 0,6 — 0,7	(7-15)
— к. п. д. каскада с АКМ по коллекторной цепи в режи-
ме молчания;
Кз = Ррк треб/Рр греб — коэффициент, введение которого
в формулы учитывает запас на неизбежные тепловые по-
359
тери в базе, т. е. на входном р-/г-переходе транзистора.
Величина К3<1 и принимается согласно (3-85);
Р^вом—номинальная мощность транзистора, указан-
ная в паспортных данных или рассчитанная по
(2-112);
Р'~ном = пР~ъом—номинальная мощность п транзи-
сторов.
При частичном использовании транзистора (ров) по
колебательной мощности Р-Ном в (7-13), (7-14) вместо
Р _ном следует подставить величину мощности, которая
найдена по (7-1) или (7-6).
Выбор транзистора (ров) по мощности рассеивания
будет возможен, а выбранный ранее транзистор можно
использовать, если допустимая мощность рассеивания
транзистора Ррд0п или транзисторов Р'рдОъ=пР pvsm пре-
восходит соответственно требуемые мощности рассеива-
ния, т. е. необходимо чтобы
Ррдоп-'5' Рртреб!
(7-16)
Р РДОП
— ПР рдоп
Р ртреб
(7-16а)
Здесь величина Ртоп есть допустимая мощность рас-
сеивания транзистора при рабочей температуре среды
Т —t °C
Если условие (7-16) не выполняется, то выбранный
транзистор полностью использовать по колебательной
мощности Люм без теплоотводящего радиатора нельзя.
Величину предельной колебательной мощности, которую
может обеспечить транзистор в таком случае, можно
определить по формуле, полученной из (7-13) и имею-
щий вид:
/’—ДОП РРДОП
27]к.МОЛчК"п.зК"д (1 /Иц) К”исп^2^3
(1 -— 7)р.молч) (2 4" Wr)
(7-17)
Величины, входящие в (7-17), упоминались при рассмот-
рении и анализе формулы (7-13).
Если в каскаде с АКМ намечается использовать не-
сколько транзисторов определенного типа (случай, когда
тип транзисторов известен), то их количество п можно
определить по формуле
___ Р~"тл______^д/’~"нес(14-/Ик) Лиепой
Е~номМн________7>~вомМн
(7-18)
360
где
Р J'T. т=КдР +/МКисПКя (7-1 9)
— мощность, требуемая от всех транзи-
сторов без производственного запаса;
Р~ноы— номинальная мощность используемого
транзистора, найденная по справочни-
ку или рассчитанная по (2-112);
/э^нес=/э/^нес — мощность режима несущей волны п
транзисторов, рассчитанная с по-
мощью формул (3-63) — (3-64) по мощ-
ности, заданной в ТУ;
Кси — коэффициент, учитывающий снижение
номинальной мощности каждого тран-
зистора в схеме с п транзисторами за
счет неидентичности их параметров и
режима работы.
Согласно (3-79) Ксн=0,85н-0,95. Меньшие значения
принимаются при «^4, в случае параллельного соедине-
ния транзисторов и в двухтактных каскадах с дополни-
тельной симметрией, использующих р-п-р- и п-р-п-типы
транзисторов одновременно.
Значение п, найденное по (7-18), округляется до це-
лого большего числа или до целого большего четного
числа в случае применения в каскаде к АКМ двухтакт-
1ой схемы. Определив по (7-18) количество транзисторов
п, окончательно уточняем /величину мощности, отдавае-
мую в точке максимального режима одним транзистором
(расчетную мощность):
р ______КдР,Д'пес(1 + тР)г	„л.
<~треб—	•	(/-^U)
Как и ранее, проверку используемого типа транзисто-
ра по мощности рассеивания здесь следует производить
по формуле (7-16) с привлечением (7-13).
Для выбранного транзистора из справочника или ка-
талога выписываются параметры, данные режима и за-
имствуются статические характеристики коллекторного и
базового токов. Если полных справочных данных или
характеристик транзистора нет, то их необходимо вос-
полнить экспериментальным путем или рассчитать. Пос-
ле этого разрабатывается полная принципиальная схема
выходного каскада согласно выбранному варианту схе-
24—1406	361
мы АКМ. При необходимости (см. § 6-10) в схему вво-
дятся и элементы термокомпенсации. Как предыдущие,
так и дальнейшие рассуждения относятся к расчету АКМ
в каскадах без дополнительной симметрии, т. е. каска-
дах, использующих транзисторы только р-п-р- или толь-
ко ге-р-ге-типа (см. также предисловие автора.)
7-3. РАСЧЕТ РЕЖИМА МАКСИМАЛЬНОЙ (ПИКОВОЙ)
МОЩНОСТИ ГЕНЕРАТОРА С АКМ
Выбрав тип транзистора и уточнив схему каскада
с АКМ, необходимо произвести расчет режима макси-
мальной мощности.
В предыдущей главе было установлено, что в интере-
сах повышения линейности АКМ и обеспечения высоких
энергетических показателей за основной расчетный ре-
жим каскада с АКМ, т. е. режим максимальной мощ-
ности, выполняемый на высшей частоте fB рабочего диа-
пазона, должен приниматься критический (или слабо
перенапряженный) режим работы. Причем, Екиакс реко-
мендуется принимать по (5-14), т. е. как и при коллек-
торной модуляции, а угол отсечки коллекторного тока
0ь макс —90-е 120°, руководствуясь (6-33), (6-33а).
Максимальный режим при п=1 рассчитывается на
мощность, определяемую выражением (5-32), т. е. в ра-
счете принимается Р~№акс = Р~треб. Если количество
транзисторов п>2, то расчет производится сначала на
мощность, требуемую от одного транзистора и определя-
емую выражением (5-36) или найденную по формуле
(7-20).
После расчета режима одного транзистора произво-
дится пересчет на п' транзисторов, работающих в плече
двухтактной схемы («'—п/2), а потом и пересчет на два
плеча, т. е. п транзисторов. При использовании парал-
лельного соединения пересчет производится сразу на п
транзисторов схемы генератора.
Порядок расчета максимального режима транзистор-
ного генератора на известную мощность A~Tpe6 —
= А~МаКС при выбранном угле отсечки 0к макс И задан-
ной высшей частоте рабочего диапазона fB подробно рас-
сматривался в гл. 2. Как и при других методах модуля-
ции, для определения данных этого режима каскада с
АКМ можно использовать метод расчета, приведенный
в § 2-8 (пример расчета каскада с АКМ см. в § 7-10).
362
7-4. РАСЧЕТ РЕЖИМА МОЛЧАНИЯ (РЕЖИМА НЕСУЩЕЙ
ВОЛНЫ) ТРАНЗИСТОРНОГО ГЕНЕРАТОРА С АКМ
СО СКОЛЬЗЯЩИМ И С АКМ С ПРИНУДИТЕЛЬНО-
СКОЛЬЗЯЩИМ СМЕЩЕНИЕМ
Расчет режима молчания (режима несущей волны)
каскада с АКМ при использовании в нем цепи скользя-
щего смещения можно произвести по данным расчета
максимального режима с привлечением коэффициентов
глубины модуляции mv и т&. Глубина ПАМ, т. е. глубина
модуляции /Пб, напряжения базового возбуждения, опре-
деляется через тк по формуле (6-17).
Можно принять следующий порядок расчета режима
молчания рассматриваемых схем АКМ.
а)	Определяется постоянная составляющая коллек-
торного тока по формуле
г	__с/иомаьс	?7 Qi\
2комолч-1	9
где Ki — коэффициент скольжения по току, найденный
по рис. 6-36 для используемого значения тк,
можно брать Kj = 2.
б)	Определяются:
К]' молч по (5-108); Дим молч по (5-106); ПткМолч
по (5-107)); Вк.молч —по (5-109); Ркомолч —по (5-110);
Р^молч ПО (5-111); Ррк.молч ПО (5-112) И Цьмолч
по (5-113).
в)	Соотношения, характеризующие режим молчания
цепи базы каскада с АКМ:
Рф.молч — Р'об -
£"б.макс
(7-22)
смещением
(7-23)
где /<е— коэффициент скольжения по напряжению сме-
щения, найденный по рис. 6-36 для используе-
мого значения mv или Кг-
При АКМ с принудительно-скользящим
Ктб.молч~ ^Лпб.макс ~ПОСТ.,
а при АКМ со скользящим смещением
Г 7	_ Стб.макс
гиб.молч —  \+,Пб 
Токи базы в режиме молчания
г ^7 бомакс.
^бомолч —'	>
Г	__ 7тпб1макс
2тб1МОЛЧ--- j I •
1 -f- иц
(7-24)
(7-25)
(7-26)
24*
363
Мощность возбуждения в режиме молчания
^^б.ЫОЛЧ Р~ВОЗб.МОЛЧ---- 2 ^Лпб.МОЛчЛпб1МОЛЧ' (7-27)
Для полной характеристики работы коллекторной це-
пи каскада с АКМ и проверки теплового режима работы
каскада по данным режима молчания следует опреде-
лить «средние» мощности и к. п. д., т. е. следующие ве-
личины режима модуляции:
— Лк. тел — Лк.молч!
Лк.ср —
(7-28)
73/jk.cp — Р;рк.тел — Рр к.молч
Зная Ррк.ср, можно произвести проверку транзистора
по мощности рассеивания, а именно:
I ,___ П | Р _______ Ррк.ср_____Рук.ср < П
^ср-^;.к.срТгр.б ~	— (0,854-0,95)	рдоп'
(7-29)
Часто для выполнения условия (7-29) приходится
применять теплоотводящий радиатор. При в конце
расчета этого режима необходимо осуществить пересчет
всех основных данных на п транзисторов.
7-5. РАСЧЕТ РЕЖИМА МОЛЧАНИЯ КАСКАДА С АКМ
С АВТОМАТИЧЕСКИМ И С АКМ С ПРИНУДИТЕЛЬНЫМ
СМЕЩЕНИЕМ И СПАМ
1.	Определяется: Екмолч=Ек.тс—по формуле (5-108);
Лпкшолч — по формуле (5-106); 77тк.Молч —по формуле
(5-107); ^к.молч —по формуле (5-109).
2.	Принимается угол отсечки коллекторного тока в
режиме молчания (см. § 6-2)
©К.МОЛЧ®3 1 10-140°
(7-30)
364
и по соответствующим таблицам (см. приложение) для
этого угла находятся величина cos 0к.молч и коэффици-
ент
'Р1К.МОЛЧ =<Хк1 ( 1 COS Ок.молч) ,
а также определяется [по (2-80] 0э.молч и находится ко-
эффициент Уэ.молч
„	__ а1Э (бв.МОЛч)
Ъ.МОЛЧ — aog (вэ.молч) •
3.	Определяются (по данным расчета максимального
режима):
а)	коэффициент Pi, характеризующий напряженность
режима каскада с АКМ, по формуле
___аоб * б.макс  р
1 —~ ;	— г 1расч>
иоэ ‘.’э.макс
б)	. коэффициент разложения импульса тока базы
Тб =	=~ ? (^б.макс)-
«об
4. Определяется постоянная составляющая коллек-
торного тока в режиме молчания
г	__ Атамане ГI	(Гб — Гэ.молч)-^о 1
'КОМОЛЧ   и J- FW \ v	I1	V	Р *
U ф 1Пн) Т®,.молч I	Ге.молч — 'о	J
(7-31)
где коэффициент
р ___
'« — г
/эо
5.	Определяется мощность, потребляемая от
ка питания коллекторной цепью транзистора
Р к0молч==/к0молч[-£'к.молч|-
6.	Определяется полезная колебательная
в режиме молчания
п	__, ^^.макс
Г~М°ЛЧ—	•
7.	Определяется мощность рассеивания на
ре транзистора
РpKMOjn — РКОМОЛЧ-Р ~ МОЛЧ-
S. Определяется к. п. д. по коллекторной цепи
_	__ Р~М0ЛЧ	г-7
Ок.молч— ~Б •
* КОМОЛЧ
Р1 — Р 1расч-
источни-
(7-32)
мощность
(7-33)
коллекто-
(7-34)
36&
Обычно
Т]к.молч<1']к.макс-
(7-36)
9. Определяется напряжение возбуждения, поступаю-
щее на переход база-эмиттер в режиме молчания по
формуле
а)	при АКМ с автоматическим смещением
гт	___ /щьтмолч Г, ,	ЧвРо	[ ^?е о
С'тб.молч со	1 “г v	„ р "Г р. Р1К.МОЛЧ •
Р1К.М0ЛЧ |_	J-Э.МОЛЧ -- j 6*0 i\l
(7-37)
При этом в (7-37) Ri — внутреннее сопротивление тран-
зистора. Если Ri в паспортных данных отсутствует, то
оно или находится по соответствующим характеристикам
(см. § 1-4), или определяется приближенно по формуле
=	(7-38)
б)	При АКМ с принудительным смещением и СПАМ
^Лпб.молч ~ ^Лпб макс ~ ПОСТ.
(7-39)
10. При необходимости через величину иткМолч, най-
денную по (7-37) или (7-39), можно определить
U TTlftfмолч, т. е. напряжение на зажимах входных электро-
дов транзистора и мощность Р~б/молч (см. § 2-8).
И. Определяется напряжение смещения в режиме
молчания, как среднее значение напряжения за период
частоты модуляции
£б.макс + Ев .нес
• МОЛЧ ~	9
(7-40)
где [с учетом (6-13) и (6-2)]
р _______ р   Iкрнес.
Сб*нес — ^бв с ,
ок
Лонес == Ломакс ПОСГП.
12. Определяются по (7-28) «средние» величины
Р~0-р, РкосрСЦк.ср, ЕрКСр в режиме модуляции и произво-
дится оценка теплового режима работы каскада, т. е.
проверка по мощности рассеивания с помощью прибли-
женного выражения (7-29), а также пересчет на п тран-
зисторов, если п~^2,
366
7-6. РАСЧЕТ И ПОСТРОЕНИЕ ЧАСТОТНОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ КАСКАДА С АКМ
Как установлено в § 6-7 предыдущей главы, ампли-
тудно-частотные искажения генератора с АКМ в основ-
ном определяются величиной индуктивности дросселя
АКМ.
Расчет и построение частотной характеристики мож-
но выполнить, используя формулу (6-52), в следующем
порядке:
1.	Определяется величина сопротивления
<7'42)
где /конес = Ломакс —для схем АКМ I и II групп;
Лонсе = Л<омолч = ——для схем АКМ III и IV групп.
2.	Определяется величина индуктивности дросселя
АКЛ4 по формуле (6-56), в которой большие пределы
постоянного коэффициента берутся для схем АКМ II
группы и при меньших ©кмакс [см. (6-33)].
3.	Определяется величина
|3ок.макс= ССок ( 1 COS ©к.манс) •	(7-43)
4.	Определяется вспомогательная величина
1^' — й
^ок.макс
5.	По формуле (6-52) для нескольких точек заданной
по ТУ полосы частот модуляции рассчитываются частот-
ные искажения.
6.	По данным расчета строится частотная характери-
стика и сравниваются заданные по ТУ величины Л1н и
Мв с полученными в рассчитываемом каскаде с АКМ.
Примечание. При построении частотной характеристики же-
лательно использовать логарифмический масштаб, а поэтому при по-
лосе частот модуляции, например, 200—3 500 гц расчет частотных
искажений по (6-52) удобно выполнить для точек 200, 400, 800,
1 600, 3 200 гц.
Если требования ТУ на частотные искажения не вы-
полняются, то следует несколько увеличить индуктив-
ность дросселя АКМ и повторить расчет по приведенным
выше пунктам (5 и 6), добиваясь того, чтобы величина
амплитудно-частотных искажений не превышала задан-
ную по ТУ.
367
Если построение частотной характеристики не произ-
водится, то по (6-52) следует определить величину иска-
жений Мн и Мв для низшей и высшей частот модуляции
соответственно и обеспечить (подбором величины Лк.м)
требования ТУ на частотные искажения.
Очевидно также, что формула (6-52) позволяет по
заданной величине искажений Мн сразу рассчитать тре-
буемую индуктивность дросселя АКМ, а именно:
Ria /" Л1н
Дк'м~	V 1-Л12 ’
г«;
(7-44)
7-к.м
| Дв.иес|
понес
гн.
7-7. РАСЧЕТ И ПОСТРОЕНИЕ СТАТИЧЕСКОЙ
МОДУЛЯЦИОННОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ КАСКАДА
С АКМ
К вопросу построения статической модуляционной ха-
рактеристики АКМ со скользящим и с принудительно-
скользящим смещением. Если в каскаде с АКМ использу-
ется скользящее или принудительно-скользящее смеще-
ние (см. § 6-4), то, рассчитав режим максимальной мощ-
ности и режим молчания, статические модуляционные
характеристики /ш1, /ко=ф(Ек) и зависимость |Egl =
— <р(Ек) можно построить по двум точкам. В этом слу-
чае они будут линейными.
Расчет и построение статической модуляционной хара-
ктеристики АКМ с автоматическим смещением. В § 6-5
установлено, что при АКМ с автоматическим смещением
под статической модуляционной характеристикой моду-
лируемого каскада понимается зависимость ук=<р(-5()
ИЛИ Ук:=ф(6^щб),
где
 SuUт б
ВО
При расчете такой статической модуляционной ха-
рактеристики прежде всего находятся (с привлечением
таблиц коэффициентов разложения, см. приложение):
1.	Коэффициент Тб =-^- = Тб.макс —ПО углу бб.макс
из максимального режима.
368
2.	Параметр Pt = — *6мавг-макс-------тоже по данным мак-
аоэ ^ю.мавс.маьс
симального режима.
3.	Произведение Ртуб-
4.	Далее, задаваясь величиной угла отсечки 0К в пре-
делах 70—180° С (через 10—20°) и зная фда, определяют-
ся:
а)	коэффициент уа=<р(0к) [см. (2-86) и (3-35)];
369
6)	Ya-PxYs; В) Воб и 1/₽ок; г) -^^-(T8_piY6);
Д) X = ------(Тэ “ Pi Тб) =	(абсцисса ха-
Poi,	At	/комакс
рактеристики);
е)	=	(ордината характеристики);
ж)	Um6 =	-- (абсцисса характеристики);
ок
з)	/тк1=Тк/ьомакс (ордината характеристики).
Данные расчета по этому пункту удобно свести в таб-
лицу с величинами от а до з (табл. 7-1).
5. По данным такой таблицы строится статическая
модуляционная характеристика ук = ф(А). Очевидно, что
по этой таблице можно построить и зависимость ImKi =
= ф(^тб), которая, как и зависимость ук=ф(А), также
является основной модуляционной характеристикой.
7-8. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПРИ АКМ МОЩНОСТИ
ПРЕДШЕСТВУЮЩЕГО КАСКАДА (ВОЗБУДИТЕЛЯ)
И МОЩНОСТИ МОДУЛЯТОРА
К расчету мощности предшествующего каскада (воз-
будителя). При расчете мощности предшествующего ка-
скада, т. е. каскада, который возбуждает генератор
с АКМ, в качестве исходной используется мощность воз-
буждения входной цепи Р~б/макс, полученная в расчете
максимального режима каскада с АКМ (для п транзи-
сторов). Например, если контур предшествующего каска-
да имеет к. п. д., равный цк.пю то мощность этого каскада
для максимального режима с учетом частотных свойств
и режима работы транзистора (ров) возбуждаемого ка-
скада с АКМ будет равна:
Р~треб.Пк=Р~м,Кс.ИК=£=^	(7-45)
фС.ПК
—	для схем АКМ I и III групп;
Р^треб.пк ~ (1,5 -V- 2)	(7-46)
'h .ПК
—	для схем АКМ II и IV групп.
Увеличение мощности возбудителя (7-46) по сравне-
нию с (7-45) связано с тем, что в схемах АКМ как II,
так и IV группы в минимальном режиме автомодуляции
370
по коллекторной цепи [при Е'к.мин—Дб.в^О, см. (5-53),
(5-54)] имеет место (из-за отсутствия модуляции напря-
жения возбуждения) максимальный режим предвари-
тельной принудительной модуляции по цепи базы. По
этой причине мощность возбуждения вследствие своеоб-
разного распределения тока эмиттера между коллекто-
ром и базой (обусловливающего повышение уровня тока
базы транзистора каскада с АКМ при Ек ,МИН~ Аб.в~0)
увеличивается. В каскадах с АКМ на транзисторах по-
вышенной мощности (типа П601—П609) мощность уве-
личивается примерно в 1,5—2 раза. Это и учтено в фор-
муле (7-46).
Если к тому же в предшествующем каскаде (возбуди-
теле) используется режим умножения частоты, то для
выбора транзистора по номинальной мощности найден-
ную по (7-45) или (7-46) мощность следует увеличить
примерно во столько раз, во сколько раз происходит ум-
ножение частоты. По мощности Р-~Треб.пк (с учетом по-
следних уточнений) и следует подбирать тип транзистора
для каскада, возбуждающего генератор с АКМ.
К вопросу определения мощности модулятора при осу-
ществлении АКМ с принудительным смещением и СПАМ
и с принудительно-скользящим смещением. Из § 6-1—6-4
предыдущей главы следует, что входная цепь каскада
с АКМ непосредственно подвергается воздействию моду-
лятора только в схемах АКМ II и IV групп, т. е. при
АКМ с принудительным смещением и СПАМ и при АКМ
с принудительно-скользящим смещением. Для таких
схем (на этом этапе расчета) необходимо определять
мощность модулятора.
Практикой расчета, проектирования и разработки ам-
плитудно-модулированных транзисторных генераторов
установлено [Л. 18, 31, 32], что мощности модуляторов
при коллекторной, эмиттерной и базовой амплитудной
модуляции находятся приблизительно в следующем со-
отношении:
Р о Р о : Р о, ^ 203:8:1.	(7-47)
~Як.м1 ~&э.м ~йо.м г г	\	/
Выше (см. § 6-1) отмечалось, что мощность модуля-
тора при АКМ с принудительным смещением и СПАМ
не менее чем в 5—10 раз меньше мощности модулятора
при базовой модуляции смещением, т. е.
<7-®)
371
Располагая Р йкм1 из (5-10) и учитывая, что в (7-47)
а “о	“
р = t д = j	можно выполнить совместное решение
уравнений (7-47), (7-48) и (5-10). Оно приводит к сле-
дующей приближенной формуле для расчета мощности
модулятора при АКМ с принудительным смещением и
СПАМ:
_	^(1-«)Р~МоЛч .
а4]к.молч (200-i-400)	V
При АКМ с принудительно-скользящим смещением
модулятор частично будет нагружаться и цепью сколь-
зящего смещения, а поэтому для этой схемы АКМ мощ-
ность модулятора можно принять несколько большей,
чем (7-49). С запасом примем:
Р'	-	.
г -да.к.м — ат]к.молч (ЮО -т- 200)	'	>
Мощности (7-49) и (7-50) являются исходными для ра-
счета модулятора радиоустройства с АКМ по схемам II
и /V групп соответственно. На этом энергетический рас-
чет каскада с АКМ можно считать полностью закончен-
ным. Как видно, мы рассмотрели эту часть расчета при-
менительно к схемам АКМ всех четырех групп.
7-9. РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ И ВСПОМОГАТЕЛЬНЫХ
ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ КАСКАДА С АКМ
И КОНСТРУКЦИИ РАДИАТОРА
Как указывалось выше, к основным элементам схемы
каскада с АКМ относятся: элементы АКМ, элементы
цепи скользящего смещения (если она используется)
и элементы нагрузочных контуров. Все другие элементы
схемы, включая и элементы цепей питания, являются
вспомогательными, но не второстепенными.
Последним этапом (или второй частью) расчета ка-
скада с АКМ и является расчет основных и вспомога-
тельных элементов схемы генератора с АКМ. Эту часть
расчета можно выполнить в следующем порядке:
1.	Определяется индуктивность дросселя АКМ —
основного элемента АКМ — по формуле (6-56)* и бло-
* Если она не находилась раньше, что бывает при отсутствии
расчета и построения частотной характеристики каскада с АКМ.
37
Кировочного дросселя высокой частоты (если он входит
в схему) —по (6-59).
2.	Определяется напряжение низкой (модулирую-
щей) частоты, выделяемое на дросселе АКМ,
I-^к.нес Ь	(7-51)
3.	Определяется (только для схем АКМ, использую-
щих цепь скользящего смещения) абсолютная величина
дополнительного прямого смещения, обеспечиваемого
цепью скользящего смещения (см. рис. 6-6),
j\Eq— |£б.макс1 1-Еб.молч1 *	(7’52)
4.	Зная EKS и &Еб, можно рассчитать катушку связи
Асв цепи скользящего смещения и выпрямитель этой
цепи на соответствующих полупроводниковых диодах.
5.	Расчет каскада с АКМ заканчивается полным рас-
четом элементов нагрузочных контуров, вспомогатель-
ных элементов цепей питания, а также конструкции теп-
лоотводящего радиатора. Подобного рода вопросы из-за
ограниченного объема книги здесь не рассматриваются.
7-10. ПРИМЕР РАСЧЕТА ГЕНЕРАТОРА С АКМ
Требуется разработать схему и рассчитать энергетические по-
казатели выходного каскада с режимом АКМ, если согласно данным
ТУ: Р зад=0,25 вт — выходная мощность в режиме несущей волны;
тк = 1 — глубина модуляции; Еп—Ев=300-г-4 000 гц— полоса моду-
лирующих частот; /в=/р=(=24 Мгц — высшая рабочая частота;
Т’с = 50°С — температура окружающей среды.
Выбор варианта схемы АКМ. При заданных ТУ частоте и мощ-
ности в выходном каскаде радиоустройства более целесообразно
ориентироваться на транзисторы, требующие низковольтное напря-
жение питания коллекторной цепи. В таком случае из-за ограничен-
ной мощности транзисторов передатчик с рассчитываемым выходным
каскадом будет (с учетом умножения частоты) иметь не менее
трех-четырех каскадов, а поэтому в нем можно осуществить АКМ. со
скользящим смещением. Такая схема АКМ, как установлено выше,
наиболее выгодна энергетически и позволит обеспечить более каче-
ственную модуляцию при столь большой (предельной) величине /ик.
Выбор типа и количества транзисторов. Разработка принци-
пиальной схемы. Для выбора типа транзистора необходимо найти
мощность или по (7-1), или по (7-2), нли воспользоваться выраже-
нием (7-19), предварительно выбрав тип транзистора по частоте и
усилению по мощности. Используем последний путь решения во-
проса.
* Данная формула соответствует случаю, когда Ев.яолч = Е06
является прямым напряжением, т. е. отпирающим транзистор сме-
щением.
373
При анализе справочных данных на транзисторы замечаем, что
в выходном каскаде можно использовать транзисторы типа Пб09,
поскольку (имея=100 Мгц, ^Макс = 125 Мгц и заданную по ТУ
высшую рабочую частоту /4 = 24 Мгц) для них выполняются усло-
вия (2-113) и (2-116). Тогда по (7-19) находится мощность
Р"тл — Кд ~ Д (1 + тк) KzcaK^—
Да.кДп.к
0,25
= 1,05- 0 8 Q э-(1 4- 1) 0,7-1=0,51 вт.
По (2-112) для транзистора П609 находится величина Р~Ном-
Р~ном = (0,15 — 0,2)/к доп|£к ДОп| = (0,15 = 0,2)0,2 - 15= (0,46 = 0,6) вт.
Примем дальше Р~Ном = 0,45 вт.
По (7-18) определяется требуемое количество транзисторов типа
П609 для выходного каскада
Р ~-т.т	0,51
П =	0,45-0,9 = 1 ’25-
Округляя, примем п=2 н применим в выходном каскаде с АКМ
двухтактную схему (см. рис. 7-1).
По (7-6) определяется мощность
Г	п 1	Р'~.нес(1 "Ь OT«)
p~r.r =[1 + (0,1 = 0,3) т ] Кд---------------КиспКй=
= [14- (0,1—0,3)1]-1,05 о’-0,7-1 = 0,28 — 0,33 вт.
Считаем £~т.т =0,3 вт.
По (7-13), учитывая неполное использование транзистора по
Р~ном> находится требуемая мощность рассеивания одного тран-
зистора
(1 — ^в.мОЛч) (2 4“ /7?к )	__
£ртреб Т.Т 2'»)к.моЛчКп.зКд (14" от«) ^и< пКдКз
=	0,3(1-0,6) (2 4-1)________. _
2-0,6-1,1 • 1,05-(1 4- 1)-0,7-1 -0,8 — и’ ° вт‘
При Т’с = 50°С у транзистора П609 /’г>Доп(50° С)=/’рДоп(зо° с>—
Д/° С	„
-----1Q- 0,3= 1,5—0,6=0,9 вт, где Д/=ТС—30 С=50—30=20°С,
АрдопСЗО' С)—допустимая мощность рассеивания транзистора П609
при температуре 30° С, взятая из справочника.
Замечаем, что условие (7-16) выполняется, т. е.
Ррдоа (50° С) Рртреб-
Таким образом, два транзистора типа П609 вполне удовлетво-
ряют требованиям ТУ по выходной мощности. Принципиальная схе-
ма выходного каскада с АКМ приведена на рис. 7-1.
374
Расчет режима максимальной мощности. При выполнении этого
расчета будем руководствоваться рекомендациями § 7-3 и 2-8. В ка-
честве максимального примем критический режим работы генератора.
Приняв по (5-16) Кй = 1,25 и руководствуясь (5-14), для тран-
зистора типа П609 получим:
£"к.макс = £'к.нес (1 + Щк)	6(1+1) = 12 в.
По (5-36) определяется мощность, которую должен обеспечивать
один транзистор в ючке максимального режима:
'—треб
п ] , -^-зад (1 +	=
^°’3) 2
0,25 (1 + I)2
= (1,1 — 1.3)• 1,05= °’8 — °.95 вт.
Примем в дальнейшем pacneie Р~треб = •£’~макс = 0,9 вт.
Расчет коллекторной цепи. 1. Из справочников выписываются
параметры, данные и предельные данные режима работы транзи-
Рис. 7-1. Принципиальная схема двух мощных каскадов пере-
датчика с АКМ со скользящим смещением.
стора типа П609, а ряд необходимых для расчета величин нахо-
дится по статическим характеристикам.
Итак имеем:
5k = So = O,7 a/а; SH.Kp = 0,15 а/а; £> = 0,003; Гб'з г'б=7н-10 ом;
Ев в = Еа = —0,25 в; £бо =—0,3 в; Сн = 30 пф; Е1; доп =—15 в; /к доп =
=0,2 а; ао=О,99; Гс=50°С; РРДоп(50"с) = 0,9 вт; = 100 Мгц;
/макс = 125 Мгц.
Как установлено выше, расчет максимального режима следует
вести На МОЩНОСТЬ £^треб=-£^макс =0,9 вт при £к.макС“ —12 в.
375
2. Прн АКМ со скользящим смещением согласно (6-33а) примем
Ок макс 10°.
3. По таблицам А. И. Берга (см. приложение) для 0К = 110° на-
ходятся:
Оок = 0,378; ctiK = 0,534; ук=1,41.
Дальнейший расчет, выполненный по формулам (2-126) —(2-159),
приводит к следующим данным максимального режима:
.макс~^к.вр= 0,843;	Г/щк.м акс = 10,1 0;	7тк1 макс — 0,178 U*,
.	/к. 011
2к.макс макс - 0,344	—		= 0,53 О; /ко макс= 0,127
“ ок
0,2 СГ, Вэ.макс—56,7 ОЖ; ВкОмакс—1,53 вТ; Р~ треб — ^~макс—
=0,9 вт\ Ррк.макс == 0,63 вт\ т]к макс = 0,6; /т=59,5 Л1сщ;
= 2,68-10-9 сек; _<рдр = 23о; 9э.макс=98о; В/ = 2,48; а/ = 0,71;
7щэ1 макс = 0,25 СГ, Гэ.макс макс=0,484 О; Ртб.м акс = 0,63 в', Кпер^^
= 0,64 ’; Um 6f макс =0,97 в; -Кн = ф (Клер) =0,6 (при /Опер =0,61);
7?вх.вч='11,2 ОМ\ Р_б/макс =0,042 вТ\ 7тоб1 макс=0,087 (X; Iбо р макс —
— 7 бо макс = 0,0013 О; Вб.макс = —0,324 в; 0б.макс = 92 ; Jg.макс.макс =
= 0,173 G; 7б0макс = 0,056 о; РбО макс —0,00032 вт/ Врб.макс-—
«Ре/макс = 0,042 вт; Ррмакс = 0,675 вт<Ррдоп = 0,9 вт; /Cp = 21.
Пересчет на два плеча (два транзистора) приводит к данным:
7 тк1 макс = 0,178 О; 7zKo макс = 2 * 0,127 = 0,254 в; U' те .макс==2 • 10,1 =
= 20,2 в; Рд м а к с — 2/?э м а к с =4:13,4 OM't Р1_треб—=7'> _макс = 2-0,9
= 1,8 вт; U'm6f макс = 2  0,97= 1,94 в; 7 тб1 макс =0,087 в; 7/бор.макс =
= 2-0,0013 = 0,0026 а; РРв/макс = 2 • 0,042=0,084 вт.
Расчет режима несущей волны и среднего режима модуляции.
В интересах экономии места расчет этого режима выполним сразу
с учетом на два плеча. Используя рекомендации § 7-4 [согласно
(6-17) и (7-21) — (7-29)[, определяем:
1. По рис. 6-36 при тк=1 находим коэффициенты скольжения:
/G~2,54; 7<e=l,78. Здесь можно принимать и меньшие значения
коэффициентов скольжения, но если взять, например, 7(\ = 2, то из
рис. 6-36 имеем К«=1,5.
2. Глубина модуляции напряжения базового возбуждения по
(6-17)
/Щ.	1
We== Клрл	Й25- = °’8-
-	/'номаке___0,25
‘ КОМОЛ ч = is .	‘ п ГД = о, 1 CL
.	£к.макс   —12
4. £к.молч= j + Отк - t + ! = — 6 в.
с г	_! ™кумак£	— 0 089 а
i ТОИ1МОЛЧ -	| |	1 -f- 1 - u'
д JJ,	и'ткмаке _____ 20,2
о. и тк.молч — J " 1	1 —	1 °’
* При расчете Апер по формуле (2-146) величина fs определя-
лась не по (2-32), а по (2-31) как более точной для данного транзи-
стора.
376
7.	^к.молч — ^г.макс — 0,843.
8.	.РЗ'ОМОЛЧ	| Ек.МОЛЧ I /'комолч == 6*0,1 = 0,6 вт.
о ги	^"-макс =	I’8
9-	Р -МОЛЧ—	(1 + I)2 —°’45 вт-
10.	Т^^рк.молч — /'’'ьомолч — ^/^молч” 0’6	0Д5 — 0,15 вт. Р' ,т 0,45
11.	г	-молч —Х12--	л К.МОЛЧ 	 Df	0 6	’ 'КОМОЛЧ	’
12.	Р	__ р	£б-мавс 	 — 0,324 £б.молч /Зоб	। yg	V, loZ о»
13. С/'тб/моЛч :	^^тб/мэке  	1,94 “ 1 + отб	14.0,8 -1’08 б'
14. /'бор.молч^	/'бор.макс 0,0026 = Кг	2,54 -°’00102 а-
15. /' -Л/61МОЛЧ
т б шаге
1 +тъ
0,087
1 4- 0,8 = 0,048 а-
16.	/^л^б^молч —	2 рГтб{моз1ч1'тбхмолч—
у-1,08.-0,048 = 0,026 вт.
/ тк \	/	1 \
17.	Р:.ср=/\Ц1+уJ=0,45 ^14-^ = 0,675 вт.
/	9 \
/ тк I	/	1 \
18.	Р'коср = /"^иомолчу 1 4~ 2 у:==z 0.6 (14- 2 1== 0,9 вт.
^-ср 0,675
19.	1)'к.<р- рио р - 0>9 =0,75.
20. Р' рк.ср — Р' рк.тел
рк.молч
тк
Т
) = 0,225 вт.
91 р,
21 • УР-с|. — Ка
0,225
—Q-g- = 0,25 вт.
/Дер
22 Р v
/Дер
0 25
п =-у- = 0,125 вт < Ррдоп (50° С),
а поэтому теплоотводящий радиатор не требуется.
25—1406
377
Построение статической модуляционной характеристики. При
АКМ со скользящим смещением статические характеристики
Imvi, Iro, |£б | =<р(£'к) можно построить (см. § 7-7) по данным
максимального и несущего режимов. В нашем случае эти зависимо-
сти (для одного плеча) приведены на рис. 7-2.
Рис. 7-2. Модуляционные статические ха-
рактеристики /mKi, /ко, |£б | =<р(£к) АКМ со
скользящим смещением.
Расчет и построение частотной характеристики выходного кас-
када с АКМ. Руководствуясь положениями, изложенными в § 7 6,
расчет частотной характеристики можно выполнить в следующем
порядке (для одного плеча):
1.	Определяется по (7-42) величина сопротивления.
R	| Вв.молч I  I .моля \Ki_ \Е, ,молч |2 
/Я /томолч	Аомакс	/Ломолч
6-2
= о”Т = ом'
2.	Легко установить, что индуктивность LK м по (6-56) может
быть принята равной £Км~0,125 гн.
3.	По углу бкмакс находится Рок маке = 0,507 [см. (7-43)], а так-
же определяются вспомогательные величины:
120
507-235 ом’
Хлк.м __2Дк.м	м __2п-0,125	1
235~f = 300Л
4.	С учетом рекомендаций § 7-6 легко рассчитать значения пп,
(llnR)2=q>(Fj, а по (6-52) рассчитать и построить кривую Мн =
= Ф(А), т. е. частотную характеристику выходного каскада с АКМ.
В случае необходимости можно воспользоваться формулами
(7-44), (7-45).
Дальнейший расчет передатчика производится в том порядке,
как это рекомендовано в § 7-8, 7-9.
373
ьэ СП •			 Коэффициенты остроконечного (косинусоидального) импульса							Приложение	
е’	cos 0 1	®о	а2	«2	а3	а/	₽0		7	tg о-е к
0	1,000	0,000	0,000	0,000	0,000	СО	0,000	0,000	2,00	0,0000
1	1,000	0,004	0,007	0,007	0,007	890 000	5,5-10-’	1,1-10-“	2,00	0,0000
2	0,999	0,007	0,015	0,015	0,015	110 000	4,5-10-'	9,0-10-6	2,00	0,0000
3	0,999	0,011	0,022	0,022	0,022	33 000	1,5-10-'	3,0-10-'	2,00	0,0000
4	0,998	0,015	0,030	0,030	0,030	13 900	3,6-ю-5	7,2-10-'	2,00	0,0000
5	0,996	0,018	0,037	0,037	0,037	7 100	7,0-10-'	0,00014	2,00	0,0001
6	0,994	0,022	0,044	0,044	0,044	4 130	0,00012	0,00024	2,00	0,0001
7	0,992	0,026	0,052	0,052	0,051	2 600	0,00019	0,00038	2,00	0,0002
8	0,990	0,029	0,059	0,059	0,058	1 750	0,00028	0,00057	2,00	0,0003
9	0,988	о,изз	0,066	0,066	0,065	1 230	0,00041	0,00082	2,00	0,0004
10	0,985	0,036	0,073	0,073	0,071	890	0,00056	0,0011	2,00	0,0005
и	0,982	0,040	0,080	0,080	0,078	715	0,00075	0,0015	1,99	0,0007
12	0,978	0,044	0,088	0,087	0,085	500	0,0010	0,0020	1,99	0,0010
13	0,974	0,047	0,095	0,094	0,092	417	0,0012	0,0024	1,99	0,0012
14	0,970	0,051	0,102	0,101	0,098	333	0,0015	0,0030	1,99	0,0015
15	0,966	0,055	0,110	0,108	0,104	263	0,0019	0,0038	1,99	0,0019
16	0,961	0,059	0,117	0,115	0,110	217	0,0023	0,0016	1,98	0,0024
17	0,956	0,063	0,124	0,121	0,116	182	0,0028	0,0055	1,98	0,0029
18	0,951	0,066	0,131	0,128	0,122	156	0,0032	0,0064	1,98	0,0034
19	0,945	0,070	0,138	0,134	0,127	133	0,0038	0,0075	1,98	0,0040
20	0,940	0,074	0,146	0,141	0,132	114	0,0045	0,0088	1,97	0,0047
21	0,934	0,078	0,153	0,147	0,137	100	0,0052	0,0100	1,97	0,0055
22	0,927	0,082	0,160	0,153	0,142	85,5	0,0060	0,0117	1,97	0,0064
23	0,920	0.085	0,167	0,159	0,147	75,3	0,0068	0,0133	1,96	0,0073
сч 379	0,914	0,089	0,174	0,165	0,151	66,8	0,0077	0,0150	1,96	0,0084
Продолжение прилож
9’	cos 9		«1	а2	аз	а.		?!	Т	tg 9-9 К
25	0,906	0,093	0,181	0,171	0,155	64,8	0,0087	0,0170	1,96	0,0096
26	0,899	0,097	0,188	0,177	0,159	52,9	0,010	0,019	1,95	0,011
27	0,891	0,100	0,195	0,182	0,162	47,7	0,011	0,021	1,95	0,012
28	0,883	0,104	0,202	0,188	0,166	41,7	0,012	0,024	1,95	0,014
29	0,875	0,108	0,209	0,193	0,169	38,5	0,013	0,026	1,94	0,015
30	0,866	0,111	0,215	0,198	0,172	34,5	0,015	0,029	1,94	0,017
31	0,857	0,115	0,222	0,203	0,174	31,3	0,017	0,032	1,94	0,019"
32	0,848	0,118	0,229	0,208	0,176	28,6	0,018	0,035	1,93	0,021
33	0,839	0,122	0,235	0,213	0,178	26,3	0,020	0,038	1,93	0,024
34	0,829	0,125	0,241	0,217	0,180	24,4	0,021	0,041	1,93	0,026
35	0,819	0,129	0,248	0,221	0,181	22,2	0,023	0,045	1,92	0,028
36	0,809	0,133	0,255	0,226	0,182	20,4	0,025	0,049	1,92	0,031
37	0,799	0,136	0,261	0,230	0,183	18,9	0,027	0,053	1,92	0,034
38	0,788	0,140	0,268	0,234	0,184	17,6	0,030	0,057	1,91	0,038
39	0,777	0,143	0,274	0,237	0,185	16,4	0,032	0,061	1,91	0,041
40	0,766	0,147	0,280	0,241	0,185	15,2	0,034	0,066	1,90	0,045
41	0,755	0,151	0,286	0,244	0,185	14,3	0,037	0,070	1,90	0,049
42	0,743	0,154	0,292	0,248	0,184	13,3	0,040	0,075	1,90	0,057
43	0,731	.0,158	0,298	0,251	0,183	12,5	0,042	0,080	1,89	0,058
44	0,719	0,162	0,304	0,253	0,182	11,8	0,046	0,085	1,88	0,064
45	0,707	0,165	0,310	0,256	0,181	11,0	0,049	0,091	1,88	0,068
46	0,695	0,169	0,316	0,259	0,180	10,4	0,052	0,096	1,87	0,074
47	0,682	0,172	0,322	0,261	0,178	9,83	0,055	0,102	1,87	0,080
48	0,669	0,176	0,327	0,263	0,176	9,27	0,058	0,108	1,86	0,087
49	0,656	0,179	0,333	0,265	0,174	8,70	0,062	0,115	1,85	0,094
50	0,643	0,183	0,339	0,267	0,171	8,28	0,065	0,121	1,85	0,101
Продолжение прчлож -
6*	COS 6	а0	«1	а2	аз		₽0		7	tgP-9 я
51	0,629	0,187	0,344	0,269	0,169	7,83	0,069	0,128	1,84	0,110
52	0,616	0,190	0,350	0,270	0,166	7,42	0,073	0,135	1,84	0,119
53	0,602	0,194	0,355	0,271	0,163	7,10	0,077	0,141	1,83	0,129
54	0,588	0,197	0,360	0,272	0,160	6,76	0,081	0,148	1,82	0,139
55	0,574	0,201	0,366	0,273	0,157	6,42	0,086	0,156	1,82	0,150
56	0,559	0,204	0,371	0,274	0,153	6,10	0,090	0,164	1,81	0,162
57	0,545	0,208	0,376	0,275	0,150	5,85	0,095	0,171	1,81	0,174
58	0,530	0,211	0,381	0,275	0,146	5,60	0,099	0,179	1,80	0,187
59	0,515	0,215	0,386	0,275	0,142	5,35	0,104	0,187	1,80	0,202
60	0,500	0,218	0,391	0,276	0,138	5,10	0,109	0,196	1,79	0,218
61	0,485	0,222	0,396	0,276	0,134	4,90	0,114	0,204	1,78	0,237
62	0,469	0,225	0,400	0,275	0,129	4,72	0,119	0,212	1,78	0,254
63	0,454	0,229	0,405	0,275	0,124	4,50	0,125	0,221	1,77	0,275
64	0,438	0,232	0,410	0,274	0,12	4,36	0,130	0,230	1,77	0,297
65	0,423	0,236	0,414	0,274	0,116	4,19	0,136	0,239	1,76	0,322
66	0,407	0,239	0,419	0,273	0,111	4,04	0,142	0,248	1,75	0,349
67	0,391	0,243	0,423	0,272	0,106	3,88	0,148	0,258	1,75	0,378
68	0,375	0,246	0,427	0,270	0,101	3,74	0,154	0,268	1,74	0,411
69	0,358	0,249	0,432	0,269	0,096	3,62	0,160	0,278	1,74	0,447
70	0,342	0,253	0,436	0,267	0,091	3,48	0,166	0,288	1,73	0,486
71	0,326	0,256	0,440	0,266	0,087	3,36	0,172	0,298	1,72	0,527
72	0,309	0,259	0,444	0,264	0,082	3,26	0,179	0,307	1,71	0,579
73	0,292	0,263	0,448	0,262	0,077	3,17	0,186	0,317	1,70	0,636
74	0,276	0,266	0,452	0,26	0,072	3,07	0,192	0,327	1,70	0,696
75	0^259	0,269	0,455	0,258	0,067	2,97	0,199	0,337	1,69	0,765
76	0,242	0,273	0,459	0,256	0,062	2,88	0,207	0 348	1,68	0,859
Продолжение прилож-
в’	cos 6	ао	ах	«2	a8		₽0		7	tg а — в тс
77	0,225	0,276	0,463	0,253	0,057	2,79	0,214	0,359	1,68	0,951
78	0,208	0,279	0,466	0,251	0,052	2,72	0,221	0,369	1,67	1,063
79	0,191	0,283	0,469	0,248	0,047	2,63	0,229	0,380	1,66	1,2
80	0,174	0,286	0,472	0,245	0,043	2,57	0,236	0,390	1,65	1,365
81	0,156	0,289	0,475	0,242	0,038	2,5	0,244	0,401	1,64	1,599
82	0,139	0,293	0,478	0,239	0,033	2,42	0,252	0,412	1,63	1,818
83	0,122	0,296	0,481	0,236	0,029	2,37	0,259	0,423	1,63	2,125
84	0,105	0,299	0,484	0,233	0,024	2,3	0,267	0,434	1,62	2,554
85	0,087	0,302	0,487	0,230	0,02	2,25	0,276	0,445	1,61	3,168
86	0,070	0,305	0,490	0,226	0,016	2,19	0,284	0,456	1,61	4,074
87	0,052	0,308	0,493	0,223	0,012	2,14	0,293	0,467	1,60	5,598
88	0,035	0,312	0,496	0,219	0,008	2,09	0,301	0,478	1,59	8,602
89	0,017	0,315	0,498	0,216	0,004	2,05	0,309	0,489	1,58	17,709
90	0,000	0,318	0,500	0,212	0,000	2,00	0,318	0,500	1,57	+оо
91	—0,017	0,322	0,502	0,208	—0,004	1,96	0,327	0,511	1,56	— 18,223
92	—0,035	0,325	0,504	0,205	—0,007	1,92	0,336	0,522	1,55	—9,656
93	—0,052	0,328	0,506	0,201	—0,010	1,88	0,345	0,532	1,54	—6,591
94	—0,070	0,331	0,508	0,197	—0,014	1,84	0,354	0,543	1,53	—5,075
95	—0,087	• 0,334	0,510	0,193	—0,017	1,81	0,363	0,554	1,53	—4,279
96	—0,105	0,337	0,512	0,189	—0,02	1,77	0,372	0,566	1,52	—3,568
97	—0,122	0,34	0,514	0,185	—0,023	1,73	0,381	0,577	1,51	—3,126
98	—0,139	0,343	0,516	0,181	—0,025	1,70	0,391	0,588	1,50	—2,810
99	—0,156	0,347	0,518	0,177	—0,028	1,67	0,401	0,599	1,49	—2,563
100	—0,174	0,35	0,52	0,172	—0,03	1,64	0,411	0,611	1,49	—2,366
101	—0,191	0,353	0,521	0,168	—0,032	1,61	0,420	0,622	1,48	—2,201
102	—0,208	0,355	0,522	0,164	—0,034	1,58	0,429	0,632	1,47	—2,068
Продолжение прилож
8°	cos е	ао	а2	а2	“3		₽о		7	tg 9 — 9 я
103	—0,225	0,358	0,524	0,16	—0,036	1,56	0,438	0,642	1,46	—1,957
104	—0,242	0,361	0,525	0,156	—0,038	1,53	0,448	0,652	1,45	—1,856
105	—0,259	0,364	0,526	0,152	—0,039	1,51	0,458	0,662	1,45	— 1,769
105	—0,276	0,367	0,527	0,147	—0,041	1,48	0,468	0,672	1,44	— 1,694
107	—0,292	0,37	0,528	0,143	—0,042	1,47	0,478	0,682	1,43	—1,631
108	—0,309	0,373	0,529	0,139	—0,043	1,45	0,488	0,692	1,42	—1,579
109	—0,326	0,376	0,53	0,135	—0,044	1,43	0,498	0,702	1,41	—1,529
ПО	—0,342	0,379	0,531	0,131	—0,045	1,40	0,508	0,712	1,40	— 1,488
111	—0,358	0,382	0,532	0,127	—0,045	1,38	0,518	0,722	1,39	— 1,441
112	—0,375	0,384	0,532	0,123	—0,046	1,37	0,528	0,731	1,38	— 1,418
113	—0,391	0,387	0,533	0,119	—0,046	1,35	0,538	0,741	1,38	— 1,377
114	—0,407	0,39	0,534	0,115	—0,047	1,33	0,548	0,751	1,37	—1,347
115	—0,423	0,392	0,534	0,111	—0,047	1,32	0,558	0,760	1,36	—1,323
116	—0,438	0,395	0,535	0,107	—0,047	1,3	0,568	0,769	1,35	— 1,294
117	—0,454	0,398	0,535	0,103	—0,047	1,28	0,579	0,778	1,34	— 1,275
118	—0,469	0,401	0,535	0,099	—0,047	1,27	0,589	0,787	1,33	—1,255
119	—0,458	0,404	0,536	0,096	—0,046	1,26	0,599	0,796	1,33	—1,238
120	—0,500	0,406	0,536	0,092	—0,046	1,24	0,609	0,804	1,32	—1,218
121	—0,515	0,408	0,536	0,088	—0,045	1,23	0,619	0,812	1,31	— 1,200
122	—0,53	0,411	0,536	0,084	—0,045	1,22	0,629	0,820	1,30	— 1,187
123	—0,545	0,413	0,536	0,081	—0,044	1,21	0,639	0,828	1,30	— 1,171
124	—0,559	0,416	0,536	0,078	—0,043	1,20	0,649	0,836	1,29	— 1,161
125	—0,574	0,419	0,536	0,074	—0,042	1,19	0,659	0,843	1,28	— 1,149
126	—0,588	0,422	0,536	0,071	—0,042	1,18	0,67	0,85	1,27	— 1,139
127	—0,602	0,424	0,535	0,068	—0,041	1,17	0,679	0,857	1,26	— 1,128
128	—0,616	0,426	0,535	0,064	—0,04	1,16	0,689	О; 864	1,25	— 1,114
£о	Продолжение прилож
6°	COS 6	«о	..	а2	аз	аг	₽0		т	tge-e т:
129	—0,629	0,428	0,535	0,061	—0,038	1,15	0,698	0,871	1,25	— 1,103
130	—0,643	0,431	0,534	0,058	—0,037	1,14	0,708	0,878	1,24	— 1,101
131	—0,656	0,433	0,534	0,055	—0,036	1,13	0,718	0,884	1,23	— 1,093
132	—0,669	0,436	0,533	0,052	—0,035	1,12	0,728	0,890	1,22	—1,088
133	—0,682	0,438	0,533	0,049	—0,034	1,11	0,737	0,896	1,22	—1,081
134	—0,695	0,44	0,532	0,047	—0,032	1,1	0,746	0,902	1,21	— 1,075
135	—0,707	0,443	0,532	0,044	—0,031	1,1	0,756	0,908	1,20	— 1,069
136	—0,719	0,445	0,531	0,041	—0,03	1,09	0,765	0,913	1,19	— 1,063
137	—0,731	0,447	0,53	0,039	—0,028	1,09	0,774	0,918	1,19	— 1,058
138	—0,743	0,449	0,53	0,037	—0,027	1,08	0,783	0,924	1,18	— 1,053
139	—0,755	0,451	0,529	0,034	—0,026	1,08	0,792	0,929	1,17	— 1,048
140	—0,766	0,453	0,528	0,032	—0,024	1,07	0,801	0,934	1,17	— 1,044
141	—0,777	0,455	0,527	0,03	—0,023	1,07	0,809	0,938	1,16	—1,041
142	—0,788	0,457	0,527	0,028	—0,022	1,06	0,817	0,942	1,15	—1,037
143	—0,799	0,459	0,526	0,026	—0,020	1,06	0,825	0,946	1,15	— 1,033
144	—0,809	0,461	0,526	0,024	—0,019	1,05	0,834	0,951	1,14	— 1,030
145	—0,819	0,463	0,525	0,022	—0,018	1,05	0,842	0,955	1,13	—1,028
146	—0,829	0,465	0,524	0,020	—0,017	1,04	0,851	0,958	1,13	— 1,025
147	—0,839	0,467	0,523	0,019	—0,016	1,04	0,859	0,962	1,12	— 1,023
148	—0,848	0,468	0,522	0,017	—0,014	1,04	0,866	0,965	1,12	— 1,020
149	—0,857	0,47	0,521	0,015	—0,013	1,03	0,873	0,968	1,11	— 1,018
150	—0,866	0,472	0,520	0,014	—0,012	1,03	0,881	0,970	1,10	—1,016
151	—0,875	0,474	0,519	0,013	—0,011	1,03	0,888	0,973	1,09	—1,014
152	—0,883	0,475	0,518	0,012	—0,010	1,02	0,894	0,975	1,09	—1,013
153	—0,891	0,477	0,517	0,010	—0,009	1,02	0,902	0,978	1,08	—1,011
154	—0,899	0,479	0,516	0,009	—0,008	1,02	0,910	0,980	1,08	—1,010
Продолжение прило ж
6*	COS 6	а0	ах	аа	аз	а1	₽0		т	tg 9-е я
155	—0,906	0,480	0,515	0,008	—0,008	1,02	0,917	0,983	1,07	— 1,009
156	—0,914	0,481	0,514	0,007	—0,007	1,02	0,923	0,984	1,07	— 1,008
157	—0,920	0,483	0,513	0,007	—0,006	1,01	0,929	0,985	1,06	— 1,007
158	—0,927	0,485	0,512	0,006	—0,005	1,01	0,935	0,987	1,06	— 1,006
159	—0,934	0,486	0,511	0,005	—0,005	1,01	0,940	0,988	1,05	— 1,005
160	—0,94	0,487	0,510	0,004	—0,004	1,01	0,945	0,989	1,05	— 1,004
161	—0,946	0,488	0,509	0,004	—0,004	1,01	0,949	0,991	1,04	— 1,004
162	—0,951	0,489	0,509	0,003	—0,003	1,01	0,954	0,993	1,04	— 1,003
163	—0,956	0,490	0,508	0,003	—0,003	1,01	0,959	0,994	1,04	— 1,003
164	—0,961	0,491	0,507	0,002	—0,002	1,01	0,963	0,995	1,03	— 1,002
165	—0,966	0,492	0,506	0,002	—0,002	1,01	0,967	0,996	1,03	— 1,002
166	—0,97	0,493	0,506	0,002	—0,002	1,0	0,971	0,997	1,03	— 1,001
167	—0,974	0,494	0,505	0,001	—0,001	1,0	0,975	0,997	1,02	— 1,001
168	—0,978	0,495	0,504	0,001	—0,001	1,0	0,979	0,997	1,02	— 1,001
169	—0,982	0,496	0,503	0,001	—0,001	1,0	0,982	0,998	1,02	— 1,001
170	—0,985	0,496	0,502	0,001	—0,001	1,0	0,985	0,998	1,01	— 1,0
171	—0,988	0,497	0,502	0,0	—0,0	1,0	0,988	0,998	1,01	— 1,0
172	—0,990	0,498	0,501	0,0	—0,0	1,0	0,991	0,998	1,01	—1,0
173	—0,992	0,498	0,501	0,0	—0,0	1,0	0,993	0,998	1,01	—1,0
174	—0,994	0,499	0,501	0,0	—0,0	1,0	0,995	0,999	1,0	— 1,0
175	—0,996	0,499	0,5	0,0	—0,0	1,0	0,997	0,999	1,0	—1,0
176	—0,998	0,499	0,5	0,0	—0,0	1,0	0,998	0,999	1,0	— 1,0
177	—0,999	0,5	0,5	0,0	—0,0	1,0	0,999	0,999	1,0	—1,0
178	—0,999	0,5	0,5	0,0	—0,0	1,0	1,0	1,0	1,0	— 1,0
179	—1,00	0,5	0,5	0,0	—0,0	1,0	1,0	1,0	1,0	—1,0
180	—1,00	0,5	0,5	0,0	—0,0	1,0	1,0	1,0	1,0	—1,0
ЛИТЕРАТУРА
1.	Герасимов С. М., Ми гул ин И. Н., Яковлев В. Н.,
Расчет полупроводниковых усилителей и генераторов, Гостехиздат,
УССР, 1961.
2.	Герасимов С. М., Мигу л ин И. Н., Яковлев В. Н.,
Основы теории и расчета транзисторных схем, изд-во «Советское
радио», М., 1963.
3.	Нейман М. С., Курс радиопередающих устройств, изд-во
«Советское радио», М., 1965.
4.	Радиопередающие устройства, под ред. Б. П. Терентьева,
Связьиздат, М., 1962.
5.	Акулов И. И. и др., Теория и расчет основных радиотех-
нических схем на транзисторах. Под общей редакцией Н. И. Чистя-
кова, изд-во «Связь», М., 1963.
6.	Богачев В. М., Куинна С. Л., Петров Б. Е., П о-
п о в И. А., Расчет каскадов полупроводниковых передатчиков (по-
собие по курсовому проектированию), МЭИ, М., 1964.
7.	Rheinfelder W. A, Design ol Transistorized СВ Trans-
mitters, Electronics World, February, 1962.
8.	Shea, Transistortechnik, Veb Verlag Technik, Berlin, 1962.
9.	Nowicki I. R., An Introduction to Transistor Transmitters,
Electronic Engineering, November, 1962.
10.	Hawker, Technical Topics, RSGB Bulletin, December, 1962,
Journal of the Radio Society of Great Britain.
11.	Ideas for Design, Linear Modulation of Transistor Power
Amplifiers, Electronic Design, October, 11, 1962.
12.	Пахло вян A. H., Радиопередающие устройства, изд-во
«Связь», М., 1967.
13.	Судаков Ю. И., Авторское свидетельство № 174223. При-
оритет от 9.07.1962 г., Бюллетень № 17, август 1965.
14.	Судаков Ю. И., Некоторые вопросы автоколлекторной
модуляции в радиопередатчиках на полупроводниковых триодах.
Научная сессия, посвященная Дню радио, Изд-во НТОРиЭ
им. А. С. Попова, М., 1962.
15.	Судаков Ю. И., Теоретическое и экспериментальное ис-
следование автоколлекторной модуляции выходного каскада тран-
зисторного передатчика. XX Всесоюзная научная сессия, посвящен-
ная Дню радио. Секция передающих устройств, Изд-во НТОРиЭ
им. А. С. Попова, М., 1964.
16.	Судаков Ю И., Авторское свидетельство № 167528.
Приоритет от 28.03.1963 г., Бюллетень № 2, январь 1965.
386
17.	Судаков Ю. И., Об одной возможности повышения энер-
гетических показателей и сокращения веса габаритов многокаскад-
ных транзисторных и ламповых передатчиков. XX Всесоюзная науч-
ная сессия, посвященная Дню радио. Секция передающих устройств,
Изд-во НТОРиЭ им. А. С. Попова, М., 1964.
18.	Судаков Ю. И., Амплитудная модуляция транзисторных
генераторов, Изд-во НТО приборостроительной промышленности, М.,
1966.
19.	Денисов И. Д., Генераторы и усилители колебаний ра-
диочастот, Госэнергоиздат, М.—Л., 1963.
20.	Евсеенков П. Т., Мельников В. В, Усилители мощ-
ности КВ и УКВ диапазонов на новых отечественных транзисторах,
сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред.
Я. А. Федотова, Вып. 15, изд-во «Советское радио», М., 1966.
21.	RF Large-Signal Transistor Power Amplifiers, EDN, 1965, 10,
№ 8, p. 66—89.
22.	Каганов В. И., Радиопередатчики малой и средней мощ-
ности, изд-во «Энергия», М.—Л., 1964.
23.	П о п о в И. А., Полупроводниковые приборы в радиопере-
дающих устройствах, «Радиотехника», 1966, № 12.
24	Терешина Г. Н., Вопросы использования варикапа в ка-
честве амплитудного модулятора радиопередатчика. XXII Всесоюз-
ная научная сессия, посвященная Дню радио. Секция радиопередаю-
щих устройств, Изд-во НТОРиЭ им. А. С. Попова, М., 1966.
25.	Терентьев Б. П., Эльдаров М. А., Амплитудная мо-
дуляция изменением связи при использовании компенсации УРЭ,
Радиотехника, т. 23, № 4, 1968.
26.	3 а д е р е й Г. П., Метод расчета энергетического режима
генераторов и автогенераторов гармонических колебаний на транзи-
сторах. XXI Всесоюзная научная сессия, посвященная 70-летию изо-
бретения радио А. С. Поповым. Секция радиопередающих устройств,
Изд-во НТОРиЭ им. А. С. Попова, М, 1965.
27.	С у д а к о в Ю. И., К расчету цепи базы генераторов сину-
соидальных колебаний на полупроводниковых триодах. Научная сес-
сия, посвященная Дню радио, Изд-во НТОРиЭ им. А. С. Попова,
М, 1962.
28.	К у н и н а С. Л., и др., Расчет генератора на кристалличе-
ском триоде, сб. «Полупроводниковые приборы и их применение»,
под ред. Я. А. Федотова, вып. 1, изд-во «Советское радио», М.,
1956.
29.	Кунина С. Л., Расчет низкочастотных автогенераторов на
плоскостных полупроводниковых триодах, Изв. вузов МВО СССР,
«Радиотехника», вып. III, 1958.
30.	Б о г а ч е в В. М., Попов И. А., Оптимальный режим ге-
нератора с внешним возбуждением на транзисторе и его расчет,
сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред.
Я- А. Федотова, вып. 13, изд-во «Советское радио», М., 1965.
31.	Судаков Ю. И., К расчету транзисторных передатчиков
с амплитудной модуляцией и автомодуляцией (Пособие по курсово-
му и дипломному проектированию), РРТИ, Рязань, 1965.
32.	Судаков Ю. И., Уточненный энергетический расчет тран-
зисторного генератора, сб. «Вопросы применения полупроводниковых
387
приборов в радиоприемных и радиопередающих устройствах», под
ред. В. А, Болгова, Труды РРТИ, вып. 14, 1968.
33.	Транзисторы и полупроводниковые диоды, Справочник, под
ред. И. Ф. Николаевского, изд-во «Связь», М., 1964.
34.	Справочник по полупроводниковым диодам и транзисторам,
под ред. Н. Н. Горюнова, изд-во «Энергия», М.—Л., 1964.
35.	С п и р и д о н о в Н. С., Вертоградов В. И., Дрейфовые
транзисторы, изд-во «Советское радио», М , 1964.
36.	Федотов Я. А., Основы физики полупроводниковых при-
боров, изд-во «Советское радио», М., 1964.
37.	Т и ш е и к о А. М.. и др., Расчет и проектирование импульс-
ных устройств на транзисторах, изд-во «Советское радио», М., 1964.
38.	Расчет транзисторных цепей, под общей редакцией Р. Ф. Ши,
изд-во «Энергия», М., 1964.
39.	П е р с о н С. В. и др., Теория и расчет амплитудно-моду-
лированных ламповых генераторов, изд-во «Советское радио», М.,
1955.
40.	Судаков Ю. И., Расчет статической модуляционной ха-
рактеристики генератора с базовой и эмиттерной модуляцией сме-
щением, сб. «Вопросы применения полупроводниковых приборов
в радиоприемных и радиопередающих устройствах», под ред.
В. А. Волгова, Труды РРТИ, вып. 14, 1968.
41.	Агафонов Б. С., Теория и расчет радиотелефонных ре-
жимов генераторных ламп, изд-во «Советское радио», М., 1955.
42.	А г а ф о н о в Б. С., Теория и расчет радиотелеграфных ре-
жимов генераторных ламп, изд-во «Советское радио», М., 1954.
43.	А г а ф о н о в Б. С., Теория расчета маломощных генератор-
ных тетродов, Изд-во МИИС, 1939.
44.	Круглов Н. Г., Автоанодная модуляция радиовещатель-
ных передатчиков, «Радиотехника», 1949, № 12.
45.	Круглов Н. Г., Некоторые вопросы автоанодной модуля-
ции, «Радиотехника», 1954, № 4.
46.	М о д е л ь 3. И. и др., К вопросу о теории автоанодной мо-
дуляции, «Радиотехника», 1954, № 4.
47.	Мир ошин А. И., Настройка радиопередатчиков с авто-
анодной модуляцией, Связьиздат, М., 1959.
48.	А р т ы м А. Д„ Эквивалентная схема автоанодной модуля-
ции. Труды ЛПИ, «Радиотехника», 1958, № 194.
49.	Судаков Ю. И., Новые способы амплитудной модуляции
транзисторных и ламповых радиопередатчиков, сб. «Вопросы при-
менения полупроводниковых приборов в радиоприемных и радиопе-
редающих устройствах», под ред. В. А. Волгова, Труды РРТИ,
вып. 14, 1968.
50.	Самойленко В. И. Особенности работы полупроводнико-
вых диодов и триодов при больших напряжениях, Оборонгиз М.,
1959.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие................................................. 3
Глава первая. Некоторые вопросы теории генераторов
на транзисторах и общие сведения об амплитудной мо-
дуляции транзисторных генераторов ........................ 7
1-1. Транзистор—преобразователь энергии постоянного
тока в энергию высокой частоты......................... 7
1-2. Краткий анализ статических характеристик транзи-
стора .................................................12
1-3. Аппроксимация статических характеристик коллектор-
ного тока транзистора..................................20
1-4. Параметры транзистора в генераторном режиме и их
определение с помощью аппроксимированных харак-
теристик ...............................................22
1-5. Основные схемы и особенности транзисторных гене-
раторов и автогенераторов..............................25
1-6. Основное уравнение транзисторного генератора, рабо-
тающего в области недонапряженного и критического
режимов................................................35
1-7. Эквивалентная схема транзисторного генератора, ра-
ботающего в области недонапряженного и критиче-
ского режимов ........................................ 38
1-8. Методы амплитудной модуляции и автомодуляции
транзисторных генераторов и передатчиков ...	43
1-9. Энергетические и качественные показатели транзи-
сторных генераторов с амплитудной модуляцией .	.	49
1-10. Задачи анализа транзисторного генератора с ампли-
тудной модуляцией и автомодуляцией ....	57
Глава вторая. Энергетический расчет максимального
(критического) режима транзисторного генератора с ам-
плитудной модуляцией и автомодуляцией ............... 60
2-1. Вводные замечания.............................60
2-2. Некоторые особенности работы транзисторного гене-
ратора ................................................62
2-3. Эквивалентные физические схемы плоскостного тран-
зистора и высокочастотные параметры	транзистора	.	69
2-4. Энергетические соотношения в цепи коллектора тран-
зисторного генератора..................................76
2-5. Энергетические соотношения в цепи базы транзистор-
ного генератора на достаточно низких	частотах	.	.	80
389
2-6. Энергетические соотношения в цепи базы транзистор-
ного генератора на достаточно высоких частотах .	.	84
2-7. Выбор типа транзистора для генератора с внешним
возбуждением............................................95
2-8. Метод, порядок и пример энергетического расчета ма-
ксимального (критического) режима транзисторного
генератора.............................................'"2
Глава третья. Теория и расчет базовой и эмиттерной
модуляции смещением........................................119
3-1. Физические процессы в транзисторном генераторе при
базовой и эмиттерной модуляции смещением .	.	.	"9
3-2. Вывод и анализ уравнений модуляционных характе-
ристик при базовой и эмиттерной модуляции смеще-
нием ..................................................126
3-3. Анализ основных причин, вызывающих нелинейность
модуляции смещением. Методы компенсации нелиней-
ных искажений..........................................'32
3-4. Аппроксимация статических модуляционных характе-
ристик базовой (эмиттерной) модуляции смещением .	'40
3-5. Аналитический метод расчета модуляционных харак-
теристик генератора с базовой и эмиттерной модуля-
цией смещением.........................................'43
3-6. Энергетические соотношения в транзисторном гене-
раторе при базовой и эмиттерной модуляции смеще-
нием ..................................................'45
3-7. Выбор транзисторов при базовой и эмиттерной мо-
дуляции смещением......................................'50
3-8. Определение мощности возбудителя и модулятора
при базовой и эмиттерной модуляции смещением .	'58
3-9. Технический расчет генератора с базовой и эмиттер-
ной модуляцией смещением графо-аналитическим ме-
тодом .................................................'62
3-10. Порядок аналитического расчета генератора при ба-
зовой и эмиттерной модуляции смещением .	.	.	168
3-11. Пример расчета генератора с базовой (эмиттерной)
модуляцией..........................................170
Глава четвертая Теория и расчет базовой модуляции
возбуждением (УМК).........................................177
4-1. Физические процессы в генераторе с базовой моду-
ляцией возбуждением (транзисторном УМК) .	.	.	177
4-2. Вывод и анализ уравнения модуляционной характе-
ристики транзисторного УМК..........................178
4-3. Влияние величины нижнего угла отсечки коллектор-
ного тока на форму модуляционной характеристики
транзисторного УМК.....................................179
4-4. Аппроксимация статических модуляционных характе-
ристик транзисторного УМК и основные соотношения 186
4-5. Энергетические соотношения в транзисторном генера-
торе при УМК. Выбор типа транзисторов .	.	.	189
4-6. Метод и порядок технического расчета генератора
с базовой модуляцией возбуждением (транзисторного
УМК) ...............................................191
390
Глава пятая. Теория и расчет простои и комбинирован-
ной коллекторной модуляции.............................195
5-1. Некоторые особенности перенапряженного режима
работы транзисторного генератора ..................... 195
5-2. Основные способы и схемы осуществления коллектор-
ной модуляции..........................................202
5-3. Энергетические соотношения в транзисторном гене-
раторе при коллекторной модуляции .................... 212
5-4. Выбор типа и определение количества транзисторов
для генератора с коллекторной модуляцией .	.	.	221
5-5. Коллекторная модуляция транзисторного генератора,
работающего в недонапряженном режиме ....	226
5-6. Порядок расчета транзисторного генератора с двой-
ной коллекторной модуляцией в недонапряженном
режиме.................................................236
5-7. Анализ и метод расчета двойной коллекторной моду-
ляции с постоянным возбуждением в перенапряжен-
ном режиме.............................................242
5-8. Анализ основных соотношений при тройной и двойной
коллекторной модуляции с постоянным смещением
в перенапряженном режиме...............................258
5-9. Метод расчета транзисторного генератора с тройной
коллекторной модуляцией в перенапряженном режиме 266
5-10. Расчет транзисторного генератора с двойной коллек-
торной модуляцией с постоянным смещением в пере-
напряженном режиме.................................270
5-11. Пример расчета транзисторного генератора с трой-
ной коллекторной модуляцией........................270
5-12. Пример расчета транзисторного генератора с двой-
ной коллекторной модуляцией при	Птб,= пост	. 280
Глава шестая. Теория автоматической коллекторной мо-
дуляции (АКМ) транзисторных генераторов и передатчи-
ков ...................................................286
6-1. Основные способы осуществления АКМ. Блок-схемы
транзисторных передатчиков с АКМ.......................286
6-2. Схемы АКМ с автоматическим смещением и физиче-
ские процессы в них  ..................................290
6-3. Схемы АКМ с принудительным смещением и физиче-
ские процессы в них....................................301
6-4. Схемы АКМ со скользящим и принудительно-скользя-
щим смещением и физические процессы в них .	.	307
6-5. Об АКМ транзисторных автогенераторов ....	312
6-6. Анализ и расчет модуляционной характеристики АКМ
с автоматическим смещением.............................313
6-7. Эквивалентная схема генератора с АКМ по низкой
(модулирующей) частоте.................................325
6-8. Амплитудно-частотные искажения при АКМ .	.	.	332
6-9. О работе генератора с АКМ в диапазоне волн и
в диапазоне температур ............................... 338
6-10. Некоторые данные экспериментального исследования
генераторов с АКМ и качественные характеристики
АКМ................................................341
6-11. Пути развития метода АКМ и вопросы построения
«безмодуляторных» транзисторных передатчиков .	349
391
Глава седьмая. Инженерно-технический расчет транзи-
сторных генераторов с автоматической коллекторной мо-
дуляцией ..............................................353
7-1. Вводные замечания, исходные данные на расчет н
основные этапы расчета генераторов с АКМ .	.	.	353
7-2. Выбор варианта схемы АКМ, выбор типа и определе-
ние количества транзисторов, разработка принци-
пиальной схемы каскада с АКМ.......................356
7-3. Расчет режима максимальной (пиковой) мощности
генератора с АКМ..................................362
7-4. Расчет режима молчания (режима несущей волны)
транзисторного генератора с АКМ со скользящим
и с АКМ с принудительно-скользящим смещением .	363
7-5. Расчет режима молчания каскада с АКМ с автома-
тическим и с АКМ с принудительным смещением и
СПАМ...........................................364
7-6. Расчет и построение частотной характеристики ка-
скада с АКМ........................................367
7-7. Расчет н построение статической модуляционной ха-
рактеристики каскада с АКМ.........................368
7-8. Определение при АКМ мощности предшествующего
каскада	(возбудителя) и мощности модулятора	.	.	370
7-9. Расчет основных и вспомогательных элементов схемы
каскада	с АКМ н конструкции	радиатора	....	372
7-10. Пример расчета генератора с	АКМ............373
Приложение...........................................379
Литература...........................................386