Сухов Н. Е.
РАДИОХОББИ
ЛУЧШИЕ КОНСТРУКЦИИ
УНЧ И САБВУФЕРОВ
СВОИМИ РУКАМИ
Наука и Техника, Санкт-Петербург
2012

Сухов Н.Е.
РАДИОХОББИ. Лучшие конструкции УНЧ и сабвуферов своими руками. —
СПб.: Наука и Техника, 2012. — 272 с.
ISBN 978-5-94387-839-8
Современная элементная база предоставляет широкие возможности радиолюбителям и
любителям качественного звука для выбора и сборки своими руками усилителей звуковой
частоты, сабвуферов, акустических систем. Основное внимание в книге уделено наиболее
интересным схемным решениям усилителей мощности звуковой частоты. Полезен
материал по созданию сабвуферов своими руками, которые дополнят качественный усилитель
звуковой частоты, обеспечив натуральное звучание любимой музыке.
Материал систематизирован по главам в соответствии с элементной базой усилителя:
на транзисторах, на микросхемах, на лампах и гибридные схемы. Рассмотрены практические
описания десятков конструкций усилителей звуковой частоты и электронных сабвуферов
разной степени сложности, даны практические советы как схемного так и конструктивного
характера.
Николай Сухов, автор-составитель книги, очень авторитетен среди радиолюбителей. Его
журнал «Радиохобби» по рейтингу не уступает лучшим журналам для радиолюбителей, а в
ряде случаев их превосходит. В книге систематизированы наиболее интересные
конструкции, опубликованные в журналах «Радиохобби».
Книга предназначена для широкого круга радиолюбителей и для тех, кто умеет держать в
руках паяльник и любит музыку.
ISBN 978-5-94387-839-8
Автор и издательство не несут ответственности
за возможный ущерб, причиненный в ходе
использования материалов данной книги.
Контактные телефоны издательства
(812)412-70-25,412-70-26
(044)516-38-66
Официальный сайт: www.nit.com.ru
О Наука и Техника (оригинал-макет), 2012
ООО «Наука и Техника».
Лицензия № 000350 от 23 декабря 1999 года.
198097, г. Санкт-Петербург, ул. Маршала Говорова, д. 29.
Подписано в печать 22.11.2011. Формат 70x100 1/16.
Бумага газетная. Печать офсетная. Объем 17 п. л.
Тираж 1500 экз. Заказ № 512.
Отпечатано с готовых диапозитивов
в ГП ПО «Псковская областная типография»
180004, г. Псков, ул. Ротная, 34

СОДЕРЖАНИЕ
Глава 1. Мультимедийные УМЗЧ и сабвуферы 6
Репетиционный и эстрадный УМЗЧ Fender 65 TWIN 6
Мультимедийный УНЧ Т. Гизбертса с БАРУ-лимитером 7
Схема учетверения выходной мощности «слабых» автомобильных,
переносных, мультимедийных УНЧ 9
Кроссовер для активного сабвуфера с дополнительным регулятором 9
Мостовой 240-ваттный эстрадный УНЧ 10
Мощный автомобильный УНЧ класса Н на Philips TDA1560 13
Мощный (2x180 Вт) УМЗЧ на Philips TDA2030 для озвучивания дискотек .. 16
Мощный 2x50 Вт импульсный УНЧ класса D Philips TDA8920 16
Активный кроссовер на фильтрах
с конечной импульсной характеристикой 20
Сверхмощный автомобильный УМЗЧ класса Н PhilipsTDA1562Q 22
Фазолинейный активный кроссовер 24
Адаптивная высококачественная 3-полосная активная АС 26
ШИМ УНЧ на специализированной MMCTDA7481 30
Суперсабвуфер 31
Мультимедийный УМЗЧ с сабвуфером 34
Фильтры дополнительной функции (ФДФ)
в активном кроссовере двухполосной АС, трехполосной АС
и мультимедийного усилителя с сабвуфером 36
Полный УМЗЧ в формате 5,25-дюймового отсека
персонального компьютера 37
УМЗЧ класса Т с выходной мощностью 2x300 Вт 41
Электронный сабвуфер на принципе MaxxBass® 44
Глава 2. Транзисторные и Hi-Fi УМЗЧ 48
УМЗЧ на полевых транзисторах Иво Линненберга 48
High-End УМЗЧ на полевых транзисторах HEXFET Карела Бартона 48
УМЗЧ Иштвана Урбана на четырех парах HEXFET 52
Hi-Fi ПРАВДА и High-End СКАЗКИ от Н. Сухова 52
Схема выходного каскада УМЗЧ с линейностью класса А,
но термостабильностью и экономичностью класса В 59
УМЗЧ на биполярных транзисторах с изолированным затвором (IGBT) ... 61
УМЗЧ А-9510 фирмы Onkyo 61
Мостовой УМЗЧ мощностью 180 Вт 64
Полный Hi-Fi УМЗЧ на микросхемах 64
High-End УМЗЧ Джованни Сточино 66
«Полевой» УМЗЧ Эндре Пирета 67
Стереоусилитель 2x40 Вт на ИМС LM3886 67
Эстрадные УМЗЧ повышенной (300 и 550 Вт) мощности 72
Двадцативаттный УМЗЧ с оригинальной раскачкой выходной ступени ... 72
Компенсатор акустических кабелей
для усилителя «TECHNICS SE-A900S» 76
УМЗЧ с плавной амплитудной характеристикой на БСИТ транзисторах ... 78
YAMAHA Н7000 — 2000 ватт на 8 Ом в мостовом включении 82

Симметричный Hi-Fi УМЗЧ с низким уровнем нечетных гармоник
и высокой термостабильностью 84
УМЗЧ 2x150 Вт на ИМС STK4048 XI 84
УМЗЧ на ИМС TDA7294V 84
Пятидесятиваттный транзисторный УМЗЧ 89
NAD 314 — английский стереофонический полный усилитель 92
Мощный УМЗЧ с работой всех каскадов в режиме класса А,
обеспечивающий на 8-омной нагрузке 32 Вт
при потрясающе высоком реальном КПД 45% 93
Мощный УМЗЧ с индуктивной фазовой коррекцией 96
Новый подход к схемотехнике транзисторных УМЗЧ класса АВ 97
Высоколинейный УМЗЧ с внутренним истоковым повторителем 99
Метод снижения эффекта Миллера и связанных с ним т. н.
«автоинтермодуляционных» искажений входного каскада УМЗЧ 101
Эстрадный/Hi-Fi усилитель мощности (1550 Вт) 102
High-End усилитель End Millennium 107
УМЗЧ Дугласа Селфа с минимизированными искажениями выходных
транзисторов 107
УМЗЧ Penultimate Zen Нельсона Пэсса 110
Дуглас Селф о ранее никем не замеченном источнике существенной
нелинейности транзисторных УМЗЧ 113
Транзисторный УМЗЧ Мэтта Такера 115
«Суперсимметричный» Zen amp 115
Глава 3. Ламповые и High-End УМЗЧ 119
Лампы и звук: назад, в будущее или новое —
это хорошо забытое старое? 119
Однотактный каскад — SE: достоинства и недостатки 119
Практические схемы SE усилителей 120
Двухтактный каскад — РР: достоинства и недостатки 123
Практические схемы РР усилителей 124
Бестрансформаторная схема — OTL: достоинства и недостатки 139
Практические схемы SE OTL усилителей 139
Практические схемы РР OTL усилителей 140
Практические схемы SE РР OTL усилителей 140
Практические схемы Futterman OTL усилителей 142
Практические схемы CIRCLOTRON OTL усилителей 142
Лампы для звукового High-Enda (минисправочник) 148
Ламповый УМЗЧ А3550 фирмы LUXKIT 160
Однотактный ламповый УМЗЧ на триоде ГМ70
с выходной мощностью 20 Вт 160
Однотактный ламповый УМЗЧ на пентоде 6П45С
с управлением по второй сетке и выходной мощностью 10 Вт 160
Сорокаваттный ламповый УМЗЧ 163
Ламповый двухтактный УМЗЧ на PL500/504 164
Ламповый УМЗЧ на 807 167
Питание анодов ламп триодов раскачки повышенным напряжением
от отводов первички выходного трансформатора 170
Гибридная «полупроводниково-вакуумная» схема выпрямителя
анодного напряжения мощного лампового УМЗЧ 171

Однотактный ламповый УМЗЧ на квартете 6П45С
с выходной мощностью 68 Вт 171
Шестидесяти ваттный ламповый УМЗЧ Дьеря Плахтовича на 807 173
Однотактный ламповый усилитель на триодах по схеме Loftin-White 175
УМЗЧ на «ТВ-строчных» лучевых тетродах 6LW6 Сильвио Манжини
в необычном ультралинейном режиме 180
Тетродный/ультралинейный/триодный однотактник на 6П7С 182
Цирклотрон Монни Найсела с катодином Вильямсона 199
Ламповый УМЗЧ Йозефа Норвуда Стилла 201
УМЗЧ с выходным каскадом на пентодах по малоизвестной схеме
«с единичной связью» Эндре Пирета 203
УМЗЧ небольшой мощности Евгения Комиссарова 205
Цепи накала ламп вместо резистора автоматического смещения 207
Восьмиваттный SE Дона Кэнга 208
Тридцати ваттный ламповый УМЗЧ Джона Стюарта 212
Усилитель по схеме Лофтин-Уайт на прямонакальных триодах 2АЗ 217
УМЗЧ неортодоксального аудиофила на ГУ50 219
Зарубежные аналоги отечественных радиоламп
звукового применения 246
Глава 4. Гибридные УМЗЧ 247
Гибридный лампово-полевой УМЗЧ 247
Транзисторный биполярно-полевой УМЗЧ класса А 247
Гибридный лампово-полевой High-End УНЧ с разделительным
трансформатором 251
Гибридный полевой-биполярно-ламповый УМЗЧ
с предельной симметрией всех каскадов 252
Лампо-поле-биполярно-микросхемный
бестрансформаторный УМЗЧ без ООС 253
Гибридный УМЗЧ Уим де Джегера 256
Гибридный фазоинвертор А. Д. ван Дорна для лампового УМЗЧ 258
Гибридный УМЗЧ Джеффа Маколэя 259
Гибридный УМЗЧ Сатору Кобаяши 261
Литература 264

ГЛАВА 1
МУЛЬТИМЕДИЙНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ И САБВУФЕРЫ
Репетиционный и эстрадный УМЗЧ Fender 65 TWIN
Внимание.
Принципиальные схемы для этого раздела из соображений
оптимизации объема книги приведены на сайте издательства www.nit.com.ru:
Рис. 1.1. Схема «репетиционного» УМЗЧ с небольшой (15 Вт)
выходной мощностью
Рис. 1.2. Схема лампового эстрадного усилителя Fender 65 TWIN
Среди музыкантов-профессионалов наиболее популярны усилители
фирмы Marshall. Но лидер The Beatles Джон Леннон предпочитал более
известную своими гитарами Fender. На рис. 1.1 изображена схема
«репетиционного» УМЗЧ с небольшой (15 Вт) выходной мощностью, в
котором, однако, есть все атрибуты эстрадного — ревербератор,
трехполосный регулятор тембра и OVERDRIVE.
Основной канал состоит из входного фильтра (U1B), активного тонком-
пенсированного регулятора громкости R13 (U1A), пассивного регулятора
тембра ВЧ (R28), НЧ (R30), СЧ (R29) и собственно УМЗЧ на ИМС U4.
Канал эффектов содержит OVERDRIVE (U2), который состоит из
усилителя с полосовым фильтром и регулятором усиления R20 (U2B) и
каскада с нелинейной обратной связью (U2A).
При малых уровнях сигнала U2A работает как линейный
инвертирующий усилитель с коэффициентом передачи = -R22/R2. При
достижении выходным напряжением порога открывания светодиодов LD1, LD2:
мгновенный коэффициент передачи этого каскада снижается;
амплитудно-амплитудная характеристика UBbIX = f(UBX)
приобретает плавный «загиб»;
при этом спектр сигнала насыщается нечетными гармониками.
Примечание.
В зависимости от глубины эффекта (R20, R24) можно получить любое
звучание гитары от «блюзового» до «металлического».
Ревербератор состоит из предусилителя для пружинного излучателя
(U5B) и предусилителя для приемника задержанного сигнала (U5A).

Собственно задержку вносит электромеханический блок. В него входит
излучатель, аналогичный применяемому в громкоговорителях, но
механически соединенный не с бумажным диффузором, а с одним концом
металлической пружины. Второй конец этой прижины закреплен в еще
одном преобразователе, аналогичном микрофону. Уровень реверберации
регулируется R50. Чувствительность усилителя 5 мВ.
На рис. 1.2 приведена схема лампового эстрадного усилителя Fender
65 TWIN. Он имеет два микшируемых канала NORMAL и VIBRATO. В
каждом из них имеются:
раздельные пассивные регуляторы громкости (RIO, R21);
пассивные регуляторы тембра ВЧ (R7, R18), СЧ (R9, R20), НЧ (R8, R19).
В канале VIBRATO дополнительно есть ревербератор. Он состоит из
драйвера пружинного излучателя на двойном триоде V3 и
трансформаторе Т1, а также усилителя задержанного сигнала на V4A с регулятором
глубины реверберации R29.
Эффект VIBRATO (амплитудная модуляция) реализован на оптроне
ОР1. Резистор этого оптрона через регулятор глубины эффекта VIBRATO
R64 шунтирует анодную нагрузку усилителя на лампе V4B. Управляет
оптроном НЧ генератор на V5A с усилителем V5B, частоту которого
можно изменять регулятором R56.
Сигналы обоих каналов суммируются посредством R34 и R35 на
управляющей сетке V6A фазорасщепителя с катодной связью. Парафазные
сигналы с анодов V6A и V6B подаются на включенные попарно пентоды
V7—V10 выходного двухтактного каскада, работающие с
фиксированным смещением на управляющих сетках (R71).
С вторичной обмотки выходного трансформатора Т2 через цепочку
R39C39 на сетку второй лампы V6B фазорасщепителя подается
напряжение ООС.
Усилитель обеспечивает в нагрузке 4 Ом мощность 85 Вт при
коэффициенте гармоник не более 5%. Чувствительность входа NORMAL —
12 мВ, входа VIBRATO - 37 мВ [61].
Мультимедийный УНЧ Т. Гизбертса с БАРУ-лимитером
Мультимедийный УНЧ Т. Гизбертса (рис 1.3) отличается наличием
лимитера (быстродействующей АРУ). Лимитер позволяет защитить
слух и динамики акустических систем от случайных пиковых помех, а
также устранить изменения громкости звука при запуске разных
программ/игр.
Он выполнен на ИМСIC1, IC2 TDA1013B, которые, кроме собственно
УМЗЧ с выходной мощностью до 4 Вт, содержат предусилитель с
электронной регулировкой усиления.

Рис. 1.3. Схема мультимедийного УНЧ Т. Гизбертса

Для ограничения излишне громких и усиления слишком тихих звуков
выходные сигналы обоих каналов подаются на выпрямители (IC3, IC4b,c)
со сглаживающей цепью R23—R25C19C20, а через дифференциальный
УПТ (IC4d) — на входы управления IC1, IC2.
Желаемый уровень громкости устанавливают PL Кроме выходов на
акустику КЗ LSP с коэффициентом гармоник 0,25% линейные выходы К2
LINE с коэффициентом гармоник менее 0,05% и отношением сигнал/шум
80 дБ [42].
Схема учетверения выходной мощности «слабых» автомобильных,
переносных, мультимедийных УНЧ
Для учетверения выходной мощности «слабых» автомобильных,
переносных, мультимедийных УНЧ без увеличения питающих
напряжений Иштван Кирали
предлагает не требующее
налаживания и переделок
в исходной схеме
квазимостовое включение
дополнительного усилителя
(рис 1.4).
В качестве усилителя
можно применить не только
TDA2030, но и другие ИМС
УНЧ, мощность которых
сопоставима с мощностью
«родного» УНЧ [69].
Рис 1 А. Квазимостовое включение
дополнительного усилителя
Кроссовер для активного сабвуфера
с дополнительным регулятором
Малогабаритные «полочные» (bookshelf) и мультимедийные
акустические системы (АС) имеют невысокую цену. В последнее время они
получили широкую популярность.
Но сравнительно высокая (100 Гц и выше) нижняя граница их
частотного диапазона требует для эффективного воспроизведения басов
применения третьей АС, воспроизводящей только суммарный НЧ канал
(т. н. Subwoofer или, попросту, саб).
Отдельный саб НЧ канал имеется и в системах «Домашнего театра» —
DolbyAC-ЗиТНХ.
Кроссовер (разделительный фильтр) для активного саба Р. Тирнэна
(рис 1.5) содержит дополнительный регулятор, позволяющий оптими-

Рис. 1.5. Схема разделительного фильтра для активного сабвуфера
с дополнительным регулятором
Рис. 1.6. АЧХустройства при разных положениях движка регулятора boost
зировать акустическую АЧХ на самых низких частотах. Тем самым
удается получить максимально верное звучание в условиях реальной жилой
комнаты. АЧХ устройства при разных положениях движка регулятора
boost показаны на рис. 1.6 [25].
Мостовой 240-ваттный эстрадный УНЧ
Мостовой 240-ваттный эстрадный УНЧ Дьеря Плахтовича (рис 1.7)
на нагрузке 4 Ом обеспечивает коэффициент гармоник не более 0,7% при
выходном сопротивлении 0,1 Ом и чувствительности 100 мВ. Он состоит
из двух идентичных усилителей, один из которых (верхний) неинверти-
рующий, а второй — инвертирующий.
Резисторами Р1/Р101 при налаживании устанавливают нуль на
выходах обоих усилителей относительно общего провода, а Р2/Р102
-начальные токи выходных транзистров (по падению напряжения 100 мВ на
R33/R133).

Рис. 7.7. Схема мостового 240-ваттного эстрадного УНЧ (начало)

Рис. 1.7. Схема мостового 240-ваттного эстрадного УНЧ (окончание)

Рис. 1.8. Схема автоматического включения вентилятора
принудительного обдува радиаторов выходных транзисторов
На рис. 1.8 показана схема автоматического включения
вентилятора принудительного обдува радиаторов выходных транзисторов.
Терморезисторы ТЫ—4 размещаются в непосредственной близости от
транзисторов Т22/Т23, Т122/Т123. Порог включения терморезисторов
регулируют потенциометром РЗ при разогреве корпусов транзисторов
до 80 °С.
Блок питания — нестабилизированный с мостовым выпрямителем
±38 В (электролитические конденсаторы по 22000 мкФ) и отдельный
стабилизатор (7824) на 24 В для питания вентилятора и схемы его
включения [34].
Мощный автомобильный УНЧ класса Н на Philips TDA1560
ИМС Philips TDA1560 содержит один канал мощного мостового УНЧ,
разработанного специально для автомобильных применений. При
мощности до 10 Вт схема функционирует как обычный мостовой усилитель.
Для достижения повышенной выходной мощности до 40 Вт на
сравнительно высокоомной 8-омной нагрузке при ограниченном бортовой
сетью автомобиля напряжении питания в усилителе применен новый
режим работы класса Н.
Для его организации в микросхеме имеются дополнительные
драйверы SUPPLY, заряжающие внешние конденсаторы большой емкости
(между выводами 5-8 и 10-13) и практически удваивающие напряжения
питания выходных ступеней основного усилителя (POWER STAGE).
Типовая схема включения предельно проста (рис. 1.9). Коэффициент
усиления равен 30 дБ и задан внутренними резистивными цепями, как и
смещение входного каскада. Усилитель имеет эффективную встроенную

Рис. 1.9. Типовая схема включения мощного автомобильного УНЧ класса Н на TDA1560
систему защиты всех входов и выходов от электростатики, перегрузок
(макс, выходной ток 6 А), К.З. выхода и перегрева.
«Диагностический» выход (вывод 14) в нормальном режиме имеет
потенциал шины питания (Vp), а при любом из нештатных режимов его
потенциал снижается до Vp/2.
Примечание.
TDA1560 также может быть применен и как обычный усилитель
класса АВ с выходной мощностью 10 Вт, для этого достаточно не
монтировать конденсаторы и резисторы к выводам 5-8 и 10-13.
Для принудительного включения режима класса В вывод 17
необходимо соединить через открытый кремниевый диод с источником питания
Vp, а для принудительного поддержания режима класса Н даже в случае
перегрева — с «землей».

Если вывод 17 оставить свободным, то при тепловой перегрузке из-за
недостаточно эффективного теплоотвода усилитель до охлаждения
автоматически переходит в режим класса В с выходной мощностью 10 Вт.
Управляющее напряжение на выводе 16 задает:
режим ожидания с микропотреблением не более 50 мкА (U16=0—
1,2 В);
режим приглушения (U16=2,6—3,5 В);
режим класса АВ (U16=4,5—7 В);
режим класса Н (U16=8,5—Vp В).
Рис. 1.10. Зависимость полной выходной мощности на НЧ
в зависимости от емкости конденсаторов (между выводами 5-8 и 10-13)
Рис. 1.11. Типовые зависимости коэффициента гармоник
от выходной мощности для разных звуковых частот

Типовый коэффициент подавления помех питающего напряжения
55 дБ, входное сопротивление 300 кОм (без учета резистора Rex),
напряжение шумов на выходе 100 мкВ. Допустимый диапазон напряжения
питания от 8 до 18 В. Полоса полной мощности по уровню -1 дБ от 40
до 15000 Гц.
На рис. 1.10 приведена зависимость полной выходной мощности на
НЧ в зависимости от емкости конденсаторов (между выводами 5-8 и
10-13), а на рис, 1.11 — типовые зависимости коэффициента гармоник
от выходной мощности для разных звуковых частот [38].
Мощный (2x180 Вт) УМЗЧ на Philips TDA2030
для озвучивания дискотек
С Сыч на базе 15-ваттных ИМС А2030 (TDA2030) сконструировал
мощный УНЧ, не требующий налаживания (рис 1.12) и пригодный для
озвучивания больших залов (дискотек и т. п.). Его выходная мощность
2x90 Вт на 8-омной нагрузке и 2x180 Вт — на 4-омной при коэффициенте
гармоник не более 1%. Регуляторы громкости (R1), баланса (R2), тембра
ВЧ (R3) и НЧ (R4) выполнены на ИМС стереопредусилителя DAL
Каждый из каналов усилителя мощности выполнен по мостовой схеме
на DA3, DA4. При малых мощностях они работают непосредственно на
нагрузку ВА1, а при больших — раскачивают по цепям своего питания
(через резисторы R9, R10, R16, R17) мощные транзисторы VT1—VT4 (их
необходимо установить на радиаторах площадью 200—300 см2).
Диоды VD1—VD4 защищают VT1—VT4 от обратного напряжения
при нарушениях в индуктивной нагрузке, это могут быть любые диоды
средней мощности, например Д223 [36].
Мощный 2x50 Вт импульсный УНЧ класса D Philips TDA8920
ИМС TDA8920 содержит два независимых УНЧ мощностью по 50 Вт,
отличающихся высоким КПД (не менее 90%), низкими нелинейными
искажениями и потребляемым током. ИМС может быть
сконфигурирована как:
монофонический мостовой УНЧ с максимальной выходной
мощностью 190 Вт, рис 1.13;
стереоусилитель мощностью 2x50 Вт, рис. 1.14.
В обоих случаях подразумевается нагрузка 8 Ом. Каждый из
усилителей имеет дифференциальные входы.
Усилители могут работать в трех режимах, управляемых потенциалом
U17 на выводе 17 относительно общего провода (MODE):

энергосберагающем (Standby, 0< U17 <1 В), это типовый
потребляемый ток в этом режиме 0,2 мкА;
приглушение (Mute, 2 В < U17 < З В). Усилитель в рабочем
состоянии, но звуковой сигнал на выходе отсутствует. Типовый
потребляемый ток совпадает с током в режиме молчания и не превышает
50 мА;
нормальная работа (On, 4 В < U17 < 5,5 В).
Для исключения «хлопка» при включении усилитель принудительно
удерживается примерно 500 мс в режиме приглушения, в течение этого
времени все переходные процессы заряда конденсаторов
заканчиваются.
На выходе ИМС формируется ШИМ-напряжение с частотой
повторения 500 кГц, среднее значение которого соответствует аналоговому
звуковому сигналу. Пассивные LC ФНЧ второго порядка подавляют
несущую частоту таким образом, что на акустическую систему приходит уже
практически чистое звуковое напряжение.
Частота генерации задается внешним резистором Rosc,
включенным между выводами OSC и SGND и может быть оценена по формуле
Примечание.
Предусмотрена синхронная работа нескольких микросхем на одной
частоте. Для этого достаточно соединить выводы OSC всех
параллельно работающих ИМС (на них присутствует напряжение
амплитудой 1,75 В от пика до пика).
ИМС имеет три встроенные системы защиты:
от перегрева (при температуре перехода Tj > 150 °С автоматически
переходит в режим приглушения до охлаждения);
от статического электричества (модель «человека» — 3000 В)
защищены все выводы;
от перегрузки по току и КЗ выхода.
Максимальный выходной ток «по умолчанию» равен 7 А. Он может
быть уменьшен до значения Io(max)= 7х104/(104 + RLIM) внешним
резистором RLIM (см. рис 1.13 и рис 1.14).
Основные параметры: напряжения питания ±15...±30 В, коэффициент
усиления 36 дБ (моно-мостовой), 30 дБ (стерео), входное сопротивление
> 80 кОм, напряжение-шума на выходе < 100 мкВ, коэффициент
подавления пульсаций питающих напряжений > 60 дБ, разделение между
каналами > 50 дБ, максимальная рассеиваемая мощность 60 Вт, напряжение
смещения нуля на выходе < 50 мВ, коэффициент гармоник 0,1% (1 кГц),
0,2% (10 кГц, 1 Вт) [37].

Рис 1.12. Схема мощного УМЗЧ на TDA2030 для озвучивания дискотек

Рис. 1.14. Схема стереоусилителя мощностью 2x50 Вт

Активный кроссовер на фильтрах
с конечной импульсной характеристикой
Пассивные LCR-разделительные фильтры (кроссоверы), применяемые
в большинстве многополосных акустических систем низкой и средней
ценовой категории, не всегда корректно выполняют свои функции.
Ведь применямые в них компоненты должны пропускать большую
мощность. А это накладывает ограничения на сложность фильтров,
их точность и линейность. В системах High-End все чаще применяют
активные маломощные кроссоверы, нагружаемые на индивидуальные
для каждого динамика УМЗЧ («активные» многополосные акустические
системы).
При этом появляется возможность применить прецизионные
маломощные компоненты и специальные схемотехнические решения
(основанные на активных элементах), обеспечивающие лучшие фильтрующие
свойства при меньших фазовых и временных искажениях.
На рис. 1.15 показана схема активного кроссовера Билла Хардмана.
В этой схеме привычные активные ФНЧ и ФВЧ Баттерворта второго
порядка с частотой среза 1,5 кГц (крайние справа ОУ) дополнены менее
известными фильтрами Бэйнтера (три левых ОУ).
Эти фильтры формируют нули передаточной функции и тем самым
резко улучшают селективность как ФЙЧ (на выходе Low-pass output), так
и ФВЧ (High-pass output).
Рис. 1.15. Схема активного кроссовера Билла Хардмана

Рис, 1.16. Схема фильтра с конечной импульсной характеристикой
Эквивалентная крутизна среза АЧХ становится сравнимой с
обычными фильтрами 6—8 порядка. Но, в то же время, фильтры Бэйнтера не
нарушают линейности ФЧХ
и ГВЗ, т. е. дополнительно не
«жуют» звук.
Проверка кроссовера
осуществлялась:
и программой HSPS Filter
Designer (www.dialspace.
dialpipex.com/hsps/);
и на практике в
самодельной полочной (bookshelf)
АС на основе НЧ
динамика Morel MW142 и ВЧ
MDT29.
Эти проверки подтвердили
отличные характеристики:
суммарная АЧХ имеет
неравномерность менее
1дБ;
крутизна спада сразу за
граничной частотой
соответствует обычным
фильтрам 8-го порядка.
Герд Шмидт предлагает для
построения активных
кроссоверов применять т. н.
фильтры с конечной импульсной
Рис. 1.17. Частотные характеристики фильтров:
а—АЧХ ФВЧ; б — ФНЧ; в — комбинированный вариант

характеристикой (FIR — Finite Inpulse Response). Они имеют линейную
ФЧХ и постоянное ГВЗ независимо от других характеристик.
Практическая реализация (рис. 1.16) в зависимости от сопротивления
Rl—R4 может быть оптимизирована по разным критериям —
максимальной крутизны АЧХ ФВЧ (рис. 1.17, а), ФНЧ (рис. 1.17, б) или и той,
и другой, но не гладкой АЧХ ФНЧ (рис. 1.17, в).
Достоинством схемы (рис. 1.16) является автоматическое
согласование частот среза ФНЧ (Vlp) и ФВЧ (Vhp), а также возможность их
изменения простым изменением емкости конденсаторов в цепях неинверти-
рующих входов всех ОУ [8].
Сверхмощный автомобильный УМЗЧ класса Н Philips TDA1562Q
Невероятно, но факт: эта микросхема при однополярном
«автомобильном» напряжении питания 14,4 В способна отдавать в 4-омную
нагрузку до 70 Вт музыкальной мощности без дополнительных внешних
преобразователей напряжения!
Это почти вдвое больше, чем обеспечивает TDA1560Q. Хотя внешних
элементов в типовой схеме включения (рис. 1.18) стало вдвое меньше —
всего 9 вместо 18, вспомогательные корректирующие цепочки на этот раз
«спрятаны» внутри микросхемы.
Как и все современные автомобильные УНЧ, TDA1562Q построена
по мостовой схеме. Она содержит два усилителя, работающих противо-
фазно на одну нагрузку. Это позволяет подключать нагрузку RL без
электролитического разделительного конденсатора.
Для достижения повышенной мощности выходной каскад POWER
STAGE работает в режиме класса Н с динамической вольтодобавкой.
Имеется в виду «плавающее» в такт со звуковым сигналом питание,
практически удваивающее «эффективное» напряжение на выходной ступени
на пиках мощности.
Этот процесс обеспечивают специальные каскады LIFT SUPPLY,
накапливающие энергию на внешних конденсаторах 4700 мкФ (выводы 3-5,
15-13). Помимо грандиозной мощности такое построение при
линейности, эквивалентной режиму класса АВ, обеспечивает в режиме
максимальной мощности КПД выходного каскада на 50% больше, чем даже у
«самого экономичного» класса В.
Усовершенствованная система управления, диагностики и защиты
включает в себя:
схемы переключения режимов CLASS-B/CLASS-H/FAST MUTE
(вывод 16), в последнем из которых схема включена, но звук
приглушен (типовый ток потребления ПО мА);

Рис. 1.18. Типовая схема включения

схемы приглушения STANDBY (схема выключена, ток потребления
1 mkA)/MUTE (приглушение)/(Ж (нормальная работа) — вывод 4;
диагностический выход — вывод 8 (открытый коллектор,
допустимо объединение до 10 усилителей), имеющий высокий потенциал в
штатном режиме и нулевой при ограничении выходного
напряжения, К.З. нагрузки или соединении любого из выходов с «землей»
или шиной питания (LOAD DETECTOR, CURRENT PROTECTION,
LOAD DUMP PROTECTION), а также перегреве свыше 120 °С
(TEMPERATURE SENSOR).
Примечание.
За этим следит схема Dynamic Distortion Detector.
Все системы защиты автовосстанавливающиеся. В частности, при К.З.
нагрузки защита от перегрузок отключает выходной каскад, а затем в
течение 50 мкс через каждые 20 мс проверяет, не устранены ли причины К.З.
Система управления также обеспечивает бесшумное включение
усилителя и его выключение при снижении напряжения питания ниже 7 В.
Типовые параметры: коэффициент гармоник 0,03% (1 Вт), 0,06%
(20 Вт), 0,5% (55 Вт), 10% (70 Вт), коэффициент усиления 26 дБ,
дифференциальное входное сопротивление 150 кОм, подавление входного
синфазного напряжения 80 дБ, подавление пульсаций напряжения питания
70 дБ, подавление входного сигнала в режиме MUTE 90 дБ, напряжение
собственных шумов на выходе (20 Гц—20 кГц) 100 мкВ, завал АЧХ на
частоте 20 кГц не более 1 дБ [62].
Фазолинейный активный кроссовер
Питер Латски обращает внимание, что в большинстве кроссоверов
(разделительных фильтров для многополосных акустических систем) на
частоте раздела НЧ/ВЧ наблюдается значительный (обычно от 45 до 90
электрических градусов в зависимости от порядка фильтров) фазовый
сдвиг между напряжениями на НЧ и ВЧ выходах.
Это приводит к существенным нарушениям целостности звуковой
картины на средних частотах (ответственных за передачу голоса и
основной части спектра большинства музыкальных инструментов), поскольку
один и тот же сигнал излучается дважды: ВЧ звеном и НЧ звеном с
большей или меньшей временной задержкой.
Условие, необходимое для идеальной звукопередачи, — постоянство
характеристики группового времени задержки (ГВЗ). Т. е. линейная
фазовая характеристика принципиально может быть получена только при

использовании в кроссовере: ФНЧ Бесселя и всепропускающего (фазо-
корректирующего) фильтра Делияниса.
ФВЧ для формирования АЧХ для ВЧ звена вообще не могут быть
применены. Ведь они формируют фазовое опережение, принципиально не
стыкующееся, каким бы оно ни было, с фазовым запаздыванием ФНЧ и
фазокорредстора Делияниса.
В фазолинейном активном кроссовере Питера Ласки (рис. 1.19)
формирование сигнала для НЧ звена (выход Low) выполняет ФНЧ Бесселя
четвертого порядка (ОУ А4, А5). На ОУ А2 выполнен фазокорректор
Делияниса второго порядка, который имеет линейную АЧХ, но такую же
ФЧХ и ГВЗ, что и ФНЧ Бесселя четвертого порядка.
Дифференциальный усилитель на ОУ A3 вычитает из сигнала на
выходе A3 сигнал на выходе ФНЧ и таким образом формирует сигнал
сопряженного с последним по частоте раздела ФВЧ (выход High),
подаваемый на ВЧ звено акустической системы. При этом фазы напряжений на
обоих выходах практически совпадают, что обеспечивает точную
передачу пространственной звуковой картины.
С показанными на схеме номиналами элементов кроссовер
применяется для акустической системы из электростатического ВЧ звена и
изобарического («компрессионного») НЧ динамика. Частота раздела НЧ/ВЧ
может быть легко скорректирована для других динамиков одновременным
изменением емкости конденсаторов С21, С22, С41, С42, С51 и С52 [89].
Рис. 1.19. Схема фазолинейного активного кроссовера

Адаптивная высококачественная 3-полосная активная АС
Адаптивную высококачественную 3-полосную активную АС
создал Кристоф Хензерлинг. Система имеет возможность подстройки под
характеристики как комнаты, так и используемых динамиков. Она
способна реально воспроизводить самые низкие звуковые частоты вплоть до
20 Гц в условиях жилой комнаты.
Акустически система (рис 1.20) состоит из
отдельных шаровых корпусов из пенополисти-
рола толщиной 1,5—2 см:
для ВЧ динамиков (диаметр шара
8—10 см, динамик в авторском варианте
4,8 см GRADIENT HK10-UF8);
для СЧ динамиков (диаметр шара 15—
25 см, динамик в авторском варианте —
8 см GRADIENT ТРС80 RW-4).
Примечание.
Снаружи шаровые корпуса покрыты
минеральной грунтовкой (цементом) и
оклеенны папье-маше, обеспечивающих
отсутствие дифракции.
НЧ звено АС выполнено в виде закрытого ящика (рис. 1.21), на
фронтальной и тыловой стенках которого установлены «спина к спине» два
НЧ динамика (в авторском варианте — MONACOR SPH-135TC с
диаметром диффузора 13 см, объем ящика 21 л).
Электрически они соединены противофазно,
поэтому диффузоры двигаются в одном и том же
направлении, но в конкретный момент времени
один — на вытягивание, другой — на втягивание.
Это обеспечивает эффективную компенсацию их
нелинейности.
Панель D выполнена из
двухсантиметровой фанеры, а остальные — из 1,5-см
древесностружечной плиты. Рекомендуемые размеры
ящика для разных динамиков приведены в
табл. 1.1.
Электрическая часть состоит из активного
разделительного фильтра («кроссовера», рис. 1.22) с
настраиваемым суб-НЧ-компенсатором и трех
идентичных усилителей мощности на ИМС
TDA1514A (рис. 1.23), раздельных для ВЧ, СЧ и
НЧ звеньев.
Рис. 1.20. Внешний вид
акустических систем
Рис. 1.21. Чертеж НЧ звена
АС, выполненного в виде
закрытого ящика

Рекомендуемые размеры ящика для разных динамиков Таблица 1.1
Диаметр динамика, см
13,8
16,6
21
Панель А, см
14x20
17x25
21,5x25
Панель В, см
80x20
98x25
110x25
Панель С см
80x17,2
98x20,2
110x24,7
Панель D, см
82x19,2
100x22,2
112x26,7
Объем, л
21,5
40,3
57,4
Размер Е, см
примерно равен диаметру динамика
Рис. 1.22. Схема активного разделительного фильтра
с настраиваемым суб-НЧ-компенсатором
Разделительный фильтр состоит из буфера U1А и трех ФВЧ Баттерворта
2-го порядка с частотами среза 4 кГц (U1B), 400 Гц (U2B), и 20 Гц (U3B).
Выход первого ФВЧ через резистор R9 подается непосредственно на
усилитель мощности ВЧ звена (TREBLE, 4 кГц — 20 кГц), в то время как
сигнал для СЧ звена (MIDDLE, 400 Гц — 4 кГц) формируется алгебраиче-

Рис. 1.23. Схема 3 усилителей мощности на ИМС TDA1514А
ским сумматором U2A из напряжений на выходах 4-х килогерцового и
400-герцового ФВЧ.
Примечание.
Такое схемное решение обеспечивает «автоматическое» идеальное
фазовое и амплитудное согласование на границах ВЧ/СЧ диапазонов
без какого-либо подбора элементов.
Аналогично на резисторе R11 формируется сигнал НЧ звена (BASS,
20—400 Гц). Универсальность такого решения заключается в том, что
резисторами R9, R10 и R11 можно независимо и оперативно подобрать
оптимальный (соответствующий линейной АЧХ по звуковому
давлению) уровень напряжения в каждой из полос (практически под любые
динамики), не нарушая линейности фазовой характеристики. Это очень
важно для точной передачи звуковой картины.
Кроме того, в НЧ канале имеется активный НЧ-компенсатор на ОУ
U4A, расширяющий нижнюю границу акустической АЧХ с 63 Гц до 25 Гц.
Принцип действия НЧ-компенсатора основан на том, что
собственная АЧХ АС закрытого типа имеет добротность QTC=0,66 и ниже частоты
среза fc (тонкая линия на рис. 1.24) имеет спад 12 дБ/октава.
В разумных пределах этот спад весьма точно компенсируется «зади-
ром» АЧХ с крутизной 12 дБ/октава, электрически формируемым
каскадом U4A (EQUALIZATION RESPONSE на рис. 1.24).
Примечание.
В результате АЧХ всей системы оказывается линейной до 25 Гц
(«жирная» линия на рис. 1.24).

Рис. 1.24. АЧХ исходной АС (тонкая линия), корректора (средняя)
и результирующая (толстая)
Рис. 1.25. Компенсация стоячих акустических волн гулкого помещения
Необходимо заметить, что аналогичная компенсация в системах с
фазоинвертором намного сложнее. Ведь последний сам по себе является
фильтром с собственной АЧХ и ФЧХ, учесть которые без тщательных
акустических измерений невозможно. Да и вряд ли это целесообразно из-за
существенно большей крутизны спада АЧХ ниже граничной частоты.
Последний каскад в НЧ канале — темброблок субнизких частот на
U4B. Он предназначен для компенсации подъема/завала акустической
АЧХ, вызываемого акустическими свойствами комнаты.
Резистором R28 DEEP BASS, регулирующим АЧХ в диапазоне от 94
до 23 Гц на ±12 дБ, можно скомпенсировать негативные последствия
стоячих акустических волн как маленькой комнаты, так и большого зала
(рис. 1.25).

Усилители мощности (рис. 1.23) выполнены по типовой схеме
включения TDA1514A. При питании от нестабилизированного источника
±23 В они обеспечивают до 28 Вт на нагрузке 8 Ом и до 48 Вт на нагрузке
4 Ом при нелинейных искажениях менее 0,003% и диапазоне частот от
3,2 Гц до 100 кГц. В статье, указанной далее, приведены все необходимые
соотношения и формулы для расчета аналогичных систем с
произвольными динамиками и параметрами [7].
ШИМ УНЧ на специализированной ИМС TDA7481
ШИМ УНЧ на специализированной ИМС TDA7481 (рис. 1.26)
разработал Клаус Сандер. При напряжениях питания VCC, -VCC ±18 В
(максимально допустимое ±25 В) он развивает до 15 Вт в нагрузке 8 Ом при
типовом коэффициенте гармоник 0,1%.
Частота встроенного генератора треугольного напряжения (120 кГц)
определяется номиналами цепочки R4C5, и обеспечивает совместно с
выходным П-образным C10L1C11 фильтром полосу по звуковому
сигналу до 22 кГц. В режиме приглушения (MUTE) потребляемый ток
молчания снижается с 35 до 3 мА [94].
Рис. 1.26. ШИМ УНЧ на специализированной ИМС TDA7481

Суперсабвуфер
Многие, кто играет и работает на компьютере, наверняка замечали,
что звучание мультимедийных колонок (если они, конечно, не куплены за
«бешеные деньги») сильно отличается в худшую сторону от более-менее
приличного стационарного комплекта бытовой аудиоаппаратуры.
Те колонки, которые обычно покупаются к компьютеру, отличаются
небольшими размерами, соответственно, размер динамика в них
ограничен конструктивно, а, значит, и воспроизведение низкочастотной
составляющей звукового сигнала практически недоступно.
Обычно на колонках «китайского» производства написан
частотный диапазон 20—20000 Гц и мощность в несколько сот ватт «РМРО».
Поздравим изготовителей с хорошим чувством юмора. В лучшем
случае колонки в ценовой группе $25—$30 могут воспроизвести от 100
до 14000 Гц при весьма большой неравномерности в этом диапазоне, а
«настоящая» синусоидальная мощность от 5 до 15 Вт.
Основная же мощность звукового сигнала (около 70%) лежит в
низкочастотной области ниже 200 Гц. И обычно при игровом процессе именно
НЧ-составлющая создает эффект присутствия (взрывы, выстрелы, удары,
гул мотора). Дешевые мультимедийные колонки лишают слушателя всех
этих прелестей, просто не воспроизводя звуки ниже 100 Гц.
Предлагаемая конструкция поможет устранить указанные недостатки.
Достаточно добавить к обычным дешевым колонкам сабвуфер, как
звуковая картина преобразится. Появляется четко очерченный «низ», взрывы
действительно давят на грудь и чуть ли не сшибают с ног!
В чем же «изюминка» предлагаемого сабвуфера? Прежде всего, в
высоком КПД — применена новая микросхема интегрального усилителя
класса D. КПД у данной микросхемы превышает 80%, а отдаваемая
мощность при мостовом включении — 180 Вт.
Основные характеристики. Потребляемая мощность (при
максимальной громкости) — 230 Вт. Коэффициент гармоник при 20 Вт — 0,3%, а
при 180 Вт — 10%. Уровень входного сигнала — 1 В. Частотный
диапазон — 18—100 Гц.
Принципиальная схема сабвуфера приведена на рис. 1.27. Входной
сигнал от звуковой карты компьютера подается на разъемы J1 и J3, а
дальше проходит на выходные разъемы J2 и J4. К ним подключаются
штатные мультимедийные колонки.
Примечание.
Вторая пара J3 и J4 применяется, если у вас звуковая карта Creative SB
Live! или Diamond МХ300 и им подобные — с выходами на
фронтальные и тыловые колонки.

Рис. 1.27. Принципиальная схема сабвуфера

Просуммированный сигнал поступает на предусилитель,
собранный на сдвоенном операционном усилителе TL072 (U2A). Переменным
резистором R1 регулируется коэффициент усиления, и, соответственно,
уровень громкости сабвуфера. Далее усиленный сигнал поступает на
НЧ-фильтр (функция Баттерворта 3-го порядка, U2B, частота среза
100 Гц). После фильтра НЧ сигнал попадает на ИМС усилителя мощности
Ul (TDA8920), включенную по мостовой схеме.
Цепочка Dl, RIO, С13 создает необходимую задержку включения
усилителя при включении питания для устранения щелчка при подаче
питающего напряжения на сабвуфер. Стабилитрон D2 ограничивает
напряжение на управляющем выводе усилителя до допустимого уровня.
По умолчанию максимальный выходной ток усилителя ограничен на
уровне 7 А. При необходимости его можно ограничить на меньшей
величине резистором Rl 1.
Усилитель мощности нагружен на два включенных последовательно
динамика 100ГДН-3 (в авторской конструкции были использованы
«ремонтные» 100ГДН-3 с перемотанными катушками) для получения
сопротивления 8 Ом. В принципе, сабвуфер работоспособен при
использовании акустики от 8 до 16 Ом.
Детали и конструкция. Гнезда Jl—J4 — это стандартные mini-jack
3,5 мм. Для владельцев карт с обыкновенными RCA разъемами можно
порекомендовать эквивалентную замену одного стерео миниджека на два
«тюльпана». Резистор R1 — любой с линейной характеристикой и
повышенной износоустойчивостью. Резисторы желательно использовать с
точностью не хуже 1% (хотя бы в фильтре НЧ). Операционный
усилитель TL072 можно заменить на два одиночных операционника. TDA8920
необходимо разместить на радиаторе площадью около 100 см2.
Основное требование по разводке земли — сигнальная земля самого
усилителя мощности, блока фильтров и конденсаторов CI, С2, СЗ, СЮ,
С12, С15, С16, С17 должны быть соединены строго в одной точке, в
противном случае будет неприятный фон с частотой питающей сети.
Катушки индуктивности L1 и L2 — рекомендованные
производителем. Усилитель не критичен к реальной индуктивности таких изделий и
допускает применение самодельных с индуктивностью от 20 до 150 мкГн.
Один из возможных вариантов — 25 витков на оправке диаметром 15 мм
проводом ПЭВ-1 01,2 мм. После намотки катушку необходимо залить
эпоксидной смолой.
Рекомендуемый источник питания приведен на рис. 1.28.
Трансформатор намотан на тороидальном магнитопроводе ОЛ64/100-64.
Первичная обмотка содержит 520 витков провода диаметром 0,8 мм, а
вторичная — по 57 витков на секцию проводом 1,8 мм.

Рис. 1.28. Схема рекомендуемого источника питания
Рис. 1.29. Схема
параметрического
стабилизатора
В источнике питания D2 — импортный
сильноточный мост (8 А, 100 В). Но его можно
заменить на отдельные диоды типа Д242 и
им подобные с прямым током не менее 8 А.
Стабилизаторы +15Ви-15В могут быть
без радиаторов — ток, потребляемый TL072,
очень мал.
Для упрощения конструкции (при
небольшом возрастании фона) можно применить
более простой — параметрический
стабилизатор, изображенный на рис. 1.29 [66].
Мультимедийный УМЗЧ с сабвуфером
Схему мультимедийного УМЗЧ с сабвуфером разработал Павел
Хоржинек (рис. 1.30). УМЗЧ сателлитных (левого и правого) каналов
имеют мощность по 15 Вт (RH=4 Ом) и выполнены на ИМС Ю7, Ю9
TDA2030, а сабвуферного — 50 Вт (RH=4 Ом) на Ю8 TDA2052.
Сигналы левого и правого каналов поступают на входы Ю7, Ю9 через
ФВЧ второго порядка (крутизна спада АЧХ 12 дБ/октава) Ю1В, Ю4В с
частотой среза около 350 Гц.

Рис. 1.30. Схема мультимедийного УМЗЧ с сабвуфером
Для формирования сигнала для сабвуфера левый и правый каналы
суммируются на Ю2А (R10R18R11), а затем пропускаются через ФНЧ
второго порядка Ю2В с триммером чувствительности Р1 сабвуферного
канала.
Этим регулятором добиваются желаемого баланса НЧ/(СЧ+ВЧ) при
прослушивании фонограммы реальными акустическими системами.
Сетевой трансформатор блока питания — 100 ваттный с двумя
вторичными обмотками по 18 В [41].

Фильтры дополнительной функции (ФДФ)
в активном кроссовере двухполосной АС,
трехполосной АС и мультимедийного усилителя с сабвуфером
Иржи Мицек применил
фильтры дополнительной
функции (ФДФ) для
формирования согласованных АЧХ
кроссовера ФНЧ/ФВЧ, при-
чем без фазовых искажений
на границах раздела:
в схеме на рис. 1.31
такое решение
использовано в активном
кроссовере двухполосной
AC (VYSKY — ВЧ
канал, HLOUBKY — НЧ
канал);
в схеме на рис. 1.32 —
трехполосной АС
(STREDY — СЧ канал);
в схеме на рис. 1.33 —
мультимедийного
усилителя с сабвуфером о,1.
(SUBWOOFER).
Особенностью
примененных схемных решений
является возможность
изменения частоты среза фильтров
триммерами R4 от 1 до 8 кГц
в схеме на рис. 1.31 [90].
Рис. 1.31. Схема активного кроссовера
двухполосной АС
Рис. 1.32. Схема активного кроссовера
трехполосной АС

Рис. 1.33. Схема активного кроссовера мультимедийного усилителя с сабвуфером
Полный УМЗЧ в формате 5,25-дюймового отсека
персонального компьютера
Полный УМЗЧ, управление
которым так же легко, как любым Hi-Fi
усилителем, разработал Йено Кесели.
Но выполнен он в формате 5,25-
дюймового отсека персонального
компьютера (рис. 1.34) и поэтому
является альтернативой
мультимедийным УМЗЧ, располагаемым
внутри активных АС и потому не всегда
имеющим достаточное охлаждение.
Основная часть устройства (рис. 1.35) выполнена на трех ИМС:
IC1 NE5532 (Texas Instruments) — предусилитель;
IC2 TDA1524 (Philips Semicunductors) — регулятор громкости и
тембра;
IC3 TDA7375A (STMicroelectronics) — усилитель мощности.
Входной сигнал с линейного выхода звуковой карты ПК подается
на входной разъем К1, а далее на входные трансформаторы TR1, TR2,
Рис. 1.34. Внешний вид усилителя
в 5,25-дюймовом отсеке ПК

Рис. 1.35. Схема полного УМЗЧ (начало)

Рис. 1.35. Схема полного УМЗЧ (продолжение)

Рис. 1.35. Схема полного УМЗЧ (окончание)

обеспечивающие гальваническую развязку и компенсацию синфазных
помех, которыми изобилует ПК.
Автор (Йено Кесели) в качестве TR1, TR2 применил самодельные
малогабаритные трансформаторы с коэффициентом трансформации
1:1 (600/600 Ом; выполнен на ферритовом кольце EF-20 N27 Siemens-
Matsushita Cat.# B66311-G90-X127, намотано 2x600 витков ПЭЛ-0,1).
Предусилитель IC1 кроме собственно усиления, выполняет
коррекцию АЧХ на НЧ (C32R9, C33R11), возникающую из-за входных
трансформаторов. Вход AUX-INP (К7) введен для подключения внешней
стационарной аудиотехники — CD-плееров, магнитофонов, тюнеров и др.
Регулировку тембра НЧ (Р4), тембра ВЧ (РЗ), баланса (Р2) и
громкости (Р1) выполняет каскад на IC2, дающий дополнительное усиление на
20 дБ. Усилитель мощности выполнен на ИМС IC3. Причем для
достижения приемлемой (2x20 Вт) выходной мощности на нагрузке 4 Ом при
малом напряжении питания 12 В, передаваемого от блока питания ПК,
нагрузка включена по мостовой схеме.
Такое включение также позволяет обойтись без крупногабаритных
разделительных конденсаторов на выходе усилителя. На IC3 установлен
радиатор размерами 140x36 мм.
В устройстве также предусмотрены:
отдельный усилитель для головных телефонов — IC4 TDA2822M
(SGS-Thomson);
буфер-повторитель линейного входа/выхода до блока регулировок
IC6;
буфер линейного выхода после регулировок IC5.
Потребляемый ток по шине +12 В не превышает 120 мА (в паузе) или
3,5 А на пиках громкости. Полоса частот 20—20000 Гц, выходная
мощность 2x15 Вт (Кг<0,5%), вход PC-input имеет чувствительность 400 мВ и
сопротивление 600 Ом, вход AUX — 250 мВ 47 кОм) [52].
УМЗЧ класса Т с выходной мощностью 2x300 Вт
УМЗЧ класса Т (рис. 1.36) с выходной мощностью 2x300 Вт
разработал Тон Гизбертс. Он выполнен на ИМС драйвера IC1 ТА3020 фирмы
Tripath и двух парах мощных n-канальных МОП-транзисторов ТІ—Т4.
Входная аналоговая ступень ИМС обеспечивает усиление, равное
отношению R3/R2 (R24/R23 для второго канала). Конденсатор С2 (С 15)
ограничивает полосу частотой примерно 240 кГц, подавляя
радиочастотные помехи. CI (С14) определяет нижнюю граничную частоту, в данном
случае 2,5 Гц.

Рис. 1.36. Схема УМЗЧ класса Тс выходной мощностью 2x300 Вт (начало)

Рис. 1.36. Схема УМЗЧ класса Тс выходной мощностью 2x300 Вт (окончание)

Цепочка R4R5P1 в комбинации с блокирующим СЗ (R25R26P2C16)
позволяют минимизировать (свести к практическому нулю) постоянное
напряжение на выходе усилителя.
Усилитель класса Т относится к импульсным, по типу ШИМ. Но
только частота несущей изменяется (в данном случае, от 200 кГц до
1,5 МГц, в режиме паузы — около 700 кГц) для достижения минимума
искажений и максимума эффективности.
Процессор и модуляторы, встроенные в ИМС, обеспечивают
формирование напряжений прямоугольной формы, управляющих мощными
МОП-транзисторами, с небольшим «зазором», исключающим
возможность протекания «сквозных» токов.
Выходные ФНЧ второго порядка L1C9 (L2C22) подавляют несущую
ШИМ-колебания, пропуская на выход только звуковое напряжение.
Цепочки Зобеля R14C10 (R35C23) включены параллельно выходу для
обеспечения нормального функционирования усилителя при
отключенной нагрузке.
Усиление модулятора и всего усилителя определяется резистором ОС
R15 (R36) и делителем напряжения R18/R20 (R39/R41): KUM=(R15/Rp) + 1,
где Rp=R18R20/(R18 + R20).
Конденсаторы СП и С24 фильтруют и задерживают сигнал ОС для
модулятора. Они определяют частоту модулятора и не случайно выбраны
разными по емкости (С11=100 пФ, а С24=270 пФ): это надо для разноса
частот модуляторов левого и правого каналов примерно на 40 кГц, что
исключает нежелательные явления, связанные с биением близких частот.
Резисторы R6 и Rll (R27 и R32) используются встроенной системой
защиты от перегрузок, допускающей максимальный выходной ток до
20 А [79].
Электронный сабвуфер на принципе MaxxBass®
Технологии психоакустического расширения полосы акустических
систем в области низших звуковых частот MaxxBass®, запатентована
фирмой Waves, Inc. (пат. США №5,930, 373, http://www.maxx.com/objects/
MaxxBassAESPaper.pdf). Основываясь на этот патент, Рон Типтон создал
электронный сабвуфер, расширяющий субъективно воспринимаемую
границу акустической АЧХ от 2/3 до 1,5 октав ниже физической
(фактической на синусоиде) граничной частоты сабвуфера без перегрузки или
изменения его размеров.
Принцип MaxxBass® заключается в формировании по специальному
алгоритму серии гармоник, имитирующих благодаря особенностям
человеческого слуха т. н. «потерянную первую гармонику».

Рис. 1.38. Схема входного сумматора U1
и активного ФНЧ Саллена-Ки четвертого порядка U4

Рис. 1.39. Процессор U5, буферные усилители U6, U7, ступенчатый S3 и плавный R22 регуляторы уровня
и инвертор фазы выходного сигнала U8, S4

Рис. 7.40. Схема магазина конденсаторов
Реализовано устройство на специализированной ИМС MX3000AS,
содержащей АЦП, сигнальный процессор и ЦАП и с минимумом
внешних элементов. ИМС обеспечивает работу как с Hi-Fi АС с нижней
граничной частотой 50 Гц, с автомобильными с граничной частотой 120 Гц,
так и с мультимедийными микрогабаритными АС с граничной частотой
250 Гц.
Во всех случаях ощущается значительное улучшение звучания самых
низких звуковых частот, которые без MaxxBass конкретной АС вообще
почти не воспроизводятся. На рис. 1.37 показана блок-схема
электронного сабвуфера.
Здесь входной суммирующий усилитель INPUT AMPLIFIER
объединяет левый и правый каналы, ФНЧ LOWPASS FILTER подавляет средние
и высшие звуковые частоты, выходящие за пределы рабочего диапазона
сабвуфера и нежелательные для проникания на вход ИМС MaxxBass-
процессора MX3000AS. Далее следуют 2 буфера и регулятор уровня
VOLUME.
На рис 1.38 приведена схема входного сумматора U1 и активного
ФНЧ Саллена-Ки четвертого порядка U4, которая принципиальных
особенностей не имеет. Рис. 1.39 представляет собственно процессор U5,
буферные усилители U6, U7, ступенчатый S3 и плавный R22 регуляторы
уровня и инвертор фазы выходного сигнала U8, S4.
Переключатель S2 позволяет выбрать латентность (скрытый период
физиологических реакций) в пределах от 10 до 50 мкс под
индивидуальные предпочтения слушателя. Магазин конденсаторов (рис 1.40),
подключаемый к разъему Н9/Р9 схемы рис. 1.39 позволяет изменять
«виртуальную» граничную частоту от 20 до 50 Гц [95].

ГЛАВА 2
ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
УМЗЧ на полевых транзисторах Иво Линненберга
Построение усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) на
полевых транзисторах привлекает разработчиков возможностью достижения
«ламповой» мягкости звучания (вольтамперные характеристики полевых
транзисторов очень похожи на аналогичные характеристики вукуумных
ламп) и в то же время дает возможность отказаться от «камня
преткновения» ламповых усилителей — выходного трансформатора.
В УМЗЧ Иво Линненберга (рис. 2.1) для усиления по напряжению
применен специально разработанный для звуковых применений мало-
шумящий с низким коэффициентом гармоник ОУ NE5534 и
симметричный усилитель на биполярных транзисторах Т5—Т8. Усиление по току
выполняет комплементарная пара мощных комплементарных полевых
транзисторов Т9, Т10.
Примечание.
Полевые транзисторы менее чувствительны к перегрузкам, чем
биполярные, поэтому для защиты от замыкания нагрузки оказалось
достаточно установленных в цепях затворов 12-вольтовых
стабилитронов, ограничивающих выходной ток до 8 А.
Усилитель имеет чувствительность 0,7 В, номинальную и
максимальную выходную мощность на нагрузке 8 Ом соответственно 80 и 120 Вт,
частотный диапазон от 7 Гц до 50 кГц [83].
High-End УМЗЧ на полевых транзисторах
HEXFET Карела Бартона
Карел Бартон построил свой High-End УМЗЧ (рис 2.2) на полевых
транзисторах с гексагональной структурой (HEXFET фирмы International
Rectifier). Входные каскады выполнены на дискретных биполярных
транзисторах с использованием симметричной дифференциально-каскодной
схемотехники (ТІ—Т12) с активными генераторами тока (Т14, Т16, Т18,

Рис. 2.1. Схема УМЗЧ ИвоЛинненберга
Т19). Благодаря этому практически устранены проявления
нелинейности, связанные с зависимостью коэффициента передачи и емкостей р-п-
переходов от тока коллектора и напряжения коллектор-база.
Высокая эффективность термостабилизации режимов мощных
полевых транзисторов достигнута благодаря применению в качестве датчика
температуры полевого транзистора Т22. За «нулем» по постоянному току
на выходе следит специальный каскад на ОУ 101.
На нагрузке 4 Ом усилитель развивает номинальную мощность 350 Вт
при коэффициенте гармоник не более 0,05% в диапазоне частот 20 Гц —
20 кГц, неравномерности АЧХ не более 1 дБ в диапазоне от 2 Гц до 350 кГц,
отношении сигнал/шум ПО дБ, коэффициенте демпфирования на
частоте 1 кГц не менее 400, скорости нарастания выходного напряжения
400 В/мкс и максимальном импульсном выходном токе 150 А [3].

50

Рис. 2.2. Схема High-End УМЗЧ Карела Бартона

УМЗЧ Иштвана Урбана на четырех парах HEXFET
УМЗЧ Иштвана Урбана (рис. 2.3) построен на четырех парах полевых
транзисторов HEXFET. Классическая схемотехника:
с токовым зеркалом (Т2, ТЗ) в качестве нагрузки первого дифкаска-
да (Т4, Т5);
с активными генераторами тока (Т13, Т8);
с каскодным усилителем напряжения (Т6, Т7).
Усилитель дополнен оригинальным каскадом на ОУ IC1, который для
звуковых частот является повторителем напряжения (100%-ная местная
ООС через С4). Поэтому он не входит в петлю общей ООС УМЗЧ, но, в
то же время, через резистор R15 замыкает петлю ООС по постоянному
току и зорко следит за нулем на выходе УМЗЧ.
На IC2, терморезисторе R30 и транзисторах ТІ, Т14 выполнена схема
автоматического приглушения (MUTING), срабатывающая при
перегреве выходных транзисторов. На нагрузке 4 Ом усилитель развивает
постоянную синусоидальную мощность 225 Вт и пиковую 300 Вт при
коэффициенте гармоник не более 0,1% во всем звуковом диапазоне
частот [78].
Hi-Fi ПРАВДА и High-End СКАЗКИ от Н. Сухова
Можно определенно сказать, что в группе усилителей до 1500$ УМЗЧ
ВВ просто нет равных. Стоимость комплекта деталей такого
«любительского» усилителя не превышает 50$ (без корпуса). Выводы делайте сами.
УМЗЧ ВВ разрабатывался по заданию одной из испытательных
лабораторий как оконечное звено стенда для субъективной экспертизы
звучания CD-плейеров. Он должен был быть выполнен на отечественной
элементной базе и обеспечивать 100 Вт на нагрузке 8 Ом (студийные
мониторы JBL) при уровне искажений и шумов на 10—20 дБ ниже, чем у
CD-плейеров.
Повторив на отечественных элементах до десятка схем УМЗЧ
ведущих западных фирм, автор (Н. Сухов) убедился, что на КТ818-19 с низкой
граничной частотой не удастся получить приемлемого (по ТЗ не более
0,001%) уровня нелинейных искажений на высшей частоте звукового
диапазона.
Примечание.
Большой фазовый сдвиг этих транзисторов (на порядок-два больше,
чем у зарубежных) вынуждал для обеспечения устойчивости вводить
более глубокую частотную коррекцию. А это, в свою очередь,
ограничивало глубину ООС на высших частотах и ухудшало линейность.

Рис. 2.3. Схема УМЗЧ Иштвана Урбана

Проблему удалось решить так:
полностью отказаться от включения транзисторов по схеме ОЭ;
ввести коррекцию по опережению, компенсирующую полюс на
АЧХ усилителя с разомкнутой ООС, формируемый транзисторами
выходного каскада.
В результате «требования заказчика» по линейности были выполнены
с большим запасом во всем звуковом диапазоне, и усилитель был принят
в эксплуатацию.
Примечание.
Но тут вдруг обнаружилось, что один и тот же CD, проигрываемый
на одном и том же CD-плейере через один и тот же УМЗЧ и на один и
тот же монитор (студийную акустическую систему), но
соединенный разными кабелями, звучит по-разному!
Было обнаружено, что те тысячные доли процентов искажений,
которые давал УМЗЧ, ничто по сравнению с искажениями, «оседавшими» на
соединительных кабелях и разъемах. Замена разъемов на позолоченные
и обычных соединительных проводов на специальные с
«некристаллической» структурой ($250 за витую пару длиной 4 м) проблему решила лишь
частично — искажения уменьшились в несколько раз, но не исчезли.
Тогда, после ряда экспериментов со студийными усилителями Kenwood
с системой «Sigma Drive», попробовали ввести в УМЗЧ каскады
компенсации полного импеданса проводов и нелинейности «холодных» контактов.
И результат превзошел все ожидания — искажения исчезли, причем
независимо от качества (и цены!) соединительных проводов и разъемов. Так в
результате и родилась схема, описанная в «Радио» №№5—7 за 1989 г.
Совет.
Настоятельно рекомендуется всем любителям высококачественного
звука установить упомянутую схему компенсации в свои УМЗЧ.
Это сделать несложно: потребуются лишь 3 прецизионных резистора
и один ОУ (его тип особого значения не имеет, это может быть и 140УД6,
и К157УД2).
На рис. 2.4 условно показана укрупненная схема типового УМЗЧ:
рис. 2.4, а — с входным каскадом на дискретных элементах, рис 2.4, б —
с входным каскадом на ОУ
Остальные каскады «упрятаны» в блок А2:
вход схемы компенсации соединяют с «земляным» выводом прямо
на корпусе акустической системы;
выход схемы — через резистор RAon, сопротивление которого
должно быть равно сопротивлению резистора цепи общей ООС УМЗЧ
R2 (R2 включен между выходом УМЗЧ и инвертирующим входом

Рис. 2.4. Укрупненная схема типового УМЗЧ:
а — с входным каскадом на дискретных элементах;
б — с входным каскадом на ОУ
входного каскада) — с инвертирующим входом первого каскада
УМЗЧ.
Принцип работы такой схемы — измерение падения напряжения на
одном из соединительных проводов, удвоение его и «добавка» к
обычному сигналу на выходе УМЗЧ.
Примечание.
Это эквивалентно устранению проводов между усилителем и
акустическими системами.
Такое схемное решение не требует какого-либо налаживания при
замене соединительных кабелей или акустических систем. Попробуйте,

и вы убедитесь, что эффект превзойдет все ваши ожидания (конечно,
если ваш усилитель, источник сигнала и особенно акустические системы
достаточно высокого качества).
Говоря о современном высококачественном звуковоспроизведении, не
могу не поделиться некоторыми наблюдениями, которые также не
вписываются в «розовые» оттенки.
Ламповые усилители. Они действительно в большинстве своем
звучат иначе, чем транзисторные. Но «иначе» и даже «приятнее» не значит
«точнее». В действительности выходной трансформатор — устройство с
гораздо большей (в силу петли гистерезиса и конечной индукции
насыщения магнитопровода) нелинейностью, частотными и фазовыми
искажениями, чем транзистор в активном режиме.
Именно из-за больших фазовых искажений ламповые УМЗЧ
невозможно охватить сколь-нибудь глубокой ООС, что и проявляется в
конечном итоге:
в относительно большом (единицы ом) выходном сопротивлении
(у транзисторных — сотые и тысячные доли ома);
в сравнительно плавном ограничении при перегрузке.
На рис. 2.5 изображены типовые амплитудные характеристики
лампового и транзисторного усилителей.
Попробуйте искусственно увеличить выходное сопротивление любого
«среднего» транзисторного УМЗЧ до 2—3 Ом. Для этого достаточно
последовательно с акустической системой включить 10 или 20-ваттный
резистор с таким сопротивлением. И не превышайте 1/5—1/4 его
номинальной мощности, чтобы кратковременные пики сигнала не
обрезались.
Вы убедитесь, что звук в 95 случаях из 100 приобретет «ламповую
мягкость». Причина кроется в том, что многие (но не все!) акустиче-
сике системы обеспечивают минимум интермодуляционных искажений
по звуковому давлению не при нулевом
сопротивлении источника сигнала — RBblx
(УМЗЧ), а при RBbIX = 2—5 Ом.
Сразу вроде бы не очевидно, однако
такое сопротивление нарушает
линейность АЧХ и ФЧХ пассивных
разделительных фильтров акустических систем,
которые проектируются в расчете на RBbIX = 0.
Но ведь это проблемы не УМЗЧ, а
акустических систем! Именно акустики
должны позаботиться при разработке
акустических систем не только о
линейности АЧХ и ФЧХ по звуковому давлению на
Рис 2.5. Типовые амплитудные
характеристики лампового и
транзисторного усилителей

синусоидальном сигнале, но и о минимизации акустических
интермодуляционных искажений при RBbIX = 0. Или, что хуже, нужно нормировать
RBblx, скажем, сопротивлением 3 Ом и расчитывать разделительные
фильтры на такое сопротивление источника.
Примечание.
Кстати, почему-то у аудиофилов укоренилось мнение, что в спектре
ламповых усилителей нет высших гармоник. Это тоже неправда.
На рис. 2.6 приведен реально измеренный Мартином Колломсом
спектр сигнала на выходе типичного современного High-End лампового
усилителя CARY 805с Английского Клуба аудиофилов, в котором есть не
только 2-я и 3-я гармоники, но и 5-я, 6-я, 7-я, 9-я... Причем их уровень не
меньше, а больше, чем в транзисторных УМЗЧ.
Еще одно распространненное «аудиозаблуждение» — в том, что CD
якобы обеспечивают больший динамический диапазон, чем аналоговая
компакт кассета (КК). Учитывая, что у лучших КК отношение сигнал/
шум составляет (без систем шумопонижения) порядка 55 дБ, то и
делается вывод о более чем 40 дБ выигрыше CD. Но нельзя забывать, что
принципы аналоговой КК и цифрового CD в корне отличаются, поэтому
применять для оценки динамического диапазона CD методы измерения
КК некорректно. В КК динамический диапазон снизу действительно
определяется уровнем шумов, но это не значит, что так же обстоит дело
и у CD!
Рис. 2.6. Реально измеренный Мартином Колломсом спектр сигнала на выходе
типичного современного High-Епсіовского лампового усилителя CARY805C

На рис. 2.7 изображены
типовые зависимости
коэффициента КНИ
нелинейных искажений КК и CD в
функции уровня сигнала.
Можно легко заметить, что
в аналоговой записи КНИ с
уменьшением уровня
монотонно убывает, в то время
как у цифровой записи
возрастает, стремясь к 40%
(поскольку увеличивается
относительный размер
«ступеньки» квантования).
Причем если у
аналоговой записи в спектре
искажений преобладают не очень режущие слух 3—5 гармоники, то у
цифровой дело обстоит гораздо хуже. Множество комбинационных
составляющих не образуют привычного для слуха гармонического ряда, и их
действие становится явно заметно уже при уровнях около 1%.
Легко убедиться, что при уровнях сигнала порядка -50 дБ и ниже
искажения CD переходят порог допустимых 1%. То есть снизу
динамический диапазон CD оказывается ограничен не шумами квантования, а
нелинейными искажениями. И из 97,8 теоретических децибел остается
только 50 дБ. Но это еще не все!
При перегрузке КК нелинейные искажения пропорциональны
квадрату уровня записи (при увеличении уровня в 2 раза коэффициент
гармоник возрастает всего в 4 раза). Поэтому их кратковременное
возрастание на пиках сигнала незаметно на слух.
У CD при превышении номинального входного уровня аналого-
цифрового преобразователя (АЦП) всего на 2—3 дБ нелинейные
искажения возрастают в десятки тысяч раз. Поэтому в реальной аппаратуре
цифровой записи за номинальный принимают уровень на 12—15 дБ (т. е.
на пикфактор реального музыкального сигнала) меньше предельного
входного для АЦП.
В результате из исходных 97,8 дБ остается всего 35—37 дБ
реальных, что на 20 дБ МЕНЬШЕ, чем у КК. Вот почему, несмотря на
субъективное отсутствие «шипа», многие фонограммы, воспроизводимые
с CD, приводят к быстрой утомляемости. Они имеют заметно худшую
«глубину стереопанорамы», чем та же фонограмма, воспроизводимая
с аналоговой виниловой грампластинки (современные грампластинки,
выполненные по технологии Direct Metal Mastering высоко ценятся
Рис. 2.7. Типовые зависимости коэффициента
КНИ нелинейных искажений KKuCDe функции
уровня сигнала

аудиофилами и обеспечивают динамический диапазон 60—65 дБ) или
качественной КК.
Достоинства dbx. К числу неоспоримых достоинств dbx
относятся высокая эффективность шумопонижения (до 35—40 дБ против
10/20/24 дБ у Dolby B/C/S). Это происходит не только на высоких («шип»),
но и на средних и низких (сетевой фон, фликер-шум ленты и усилителей,
НЧ 'переходная помеха с соседней дорожки записи) частотах.
Как говорят эксперты, «Dolby
субъективно снижает шумы, а
dbx их полностью удаляет». На
рис. 2.8 для сравнения
графически изображены спектрограммы
шумов кассетного магнитофона
без шумоподавления и с
включенными шумоподавителями.
Предвосхищая вопрос о
схемотехнике dbx, сразу отмечу, что
«родная» схема dbx довольно
сложна и требует применения
нескольких
специализированных ИМС, продающихся только
по лицензии DBX, Inc.
Но мне за последние годы, основываясь на алгоритме работы dbx,
удалось создать dbx-совместимый компандер, названный Универсальным
КОМПандером (сокращенно УНИКОМП).
Стереовараинт УНИКОМПа содержит 7 недефицитных
отечественных микросхем и обеспечивает на любом катушечном или кассетном
магнитофоне динамический диапазон, вдвое (по децибелам) больший
собственного динамического диапазона КМЗВ. Т. е. если собственно
магнитофон обеспечивает 40 дБ, то с УНИКОМПом будет 80 дБ, если 45 дБ,
то с УНИКОМПом будет 90 и т. д. [1].
Рис. 2.8. Спектрограммы шумов кассетного
магнитофона без шумоподавления и с
включенными шумоподавителями
Схема выходного каскада УМЗЧ с линейностью класса А,
но термостабильностью и экономичностью класса В
Известный конструктор высококачественной аудиотехники Майк
Ренардсон изобрел схему выходного каскада УМЗЧ с линейностью
класса А, но с термостабильностью и экономичностью класса В. Принцип
работы схемы поясняет рис. 2.8.
Здесь верхний ОУ как дифференциальный усилитель поддерживает
выполнение равенства V2~V0=Vl-V3. Нижний ОУ на основании
принципа виртуального замыкания его входов V3=V1-Vblas.

Подставляя V3 из последнего
выражения в первое, получаем
V2-V0=Vbias, т. е. ток эмиттера
верхнего транзистора не зависит
от входного напряжения и он
всегда работает в режиме класса
А (без отсечки тока).
С другой стороны, верхний
ОУ и транзистор
сконфигурированы как инвертор сигнала на
эмиттере нижнего транзистора.
Поэтому любая нелинейность
нижнего плеча схемы (оно
работает как в обычном классе В) тут
же с высокой точностью
компенсируется высоколинейным
верхним плечом.
На полной схеме (рис. 2.10) роль ОУ выполняют транзисторы
предвыходного каскада, а конфигурация обратных связей немного изменена,
чтобы разгрузить по току верхнее плечо, сохраняя в то же время его работу
в режиме класса А. Для сравнения нового режима с классическим в схеме
Рис. 2.9. Принцип работы схемы
выходного каскада УМЗЧ с линейностью
класса А
Рис. 2.10. Принципиальнаясхема выходного каскада УМЗЧ

имеется переключатель (в показанном
положении включен описанный новый режим).
На рис. 2.11 в одинаковом масштабе
показаны осциллограммы искажений обоих
режимов при начальном токе коллектора
выходных транзисторов 16 мА [68].
Рис. 2.11. Осциллограммы
искажений обоих режимов
при начальном токе
коллектора выходных
транзисторов 16мА
УМЗЧ на биполярных транзисторах
с изолированным затвором (IGBT)
Алекс Мак разработал УМЗЧ (рис. 2,12) на
биполярных транзисторах с изолированным
затвором (БТИЗ, в английской аббревиатуре
IGBT). Высокая линейность достигнута
благодаря применению в каскадах усиления напряжения схем с ОБ (ТІ, Т2)
и токовых зеркал (ТЗТ4, Т6Т7), токовую раскачку которых осуществляет
ИМС SSM2131.
Оригинально решена и задача поддержания нулевого постоянного
напряжения на выходе усилителя — посредством токового
перераспределения интегрирующего компаратора на ОУ ОР-97.
При напряжениях питания Ut=40 В усилитель развивает 70 Вт на
нагрузке 8 Ом при коэффициенте гармоник 0,001% (1 кГц) и 0,009%
(20 кГц), скорости нарастания 200 В/мкс, полосе частот от 0 до 1 МГц
(-3 дБ). Единственная предусмотренная регулировка — установка
триммером Р1 тока покоя 130—150 мА [81].
УМЗЧ А-9510 фирмы Onkyo
УНЧ А-9510 фирмы Onkyo (рис. 2.13) обеспечивает 60 Вт на нагрузке
8 Ом при коэффициенте демпфирования 150, коэффициенте гармоник не
более 0,06% и 100 Вт на нагрузке 4 Ом. Неравномерность АЧХ на краях
диапазона 15 Гц — 50 кГц не превышает 1 дБ. Отношение сигнал/шум 104 дБ.
Схемотехника усилителя стандартна для аппаратуры среднего класса:
входной дифкаскад ТЗ, Т4 с нагрузкой в виде токового зеркала ТІ, Т2;
каскад усиления напряжения Т7 нагружен на генератор тока Т8;
пара двухтактных эмиттерных повторителей на комплементарных
ТЮ—Т13 в режиме класса АВ с начальным током коллекторов
выходных Т12, Т13 10 мА.
Схема защиты от перегрузок (Т14) совмещена с каскадом защиты от
постоянного напряжения на выходе (Т16, Т17) — общий аварийный
сигнал передается на схему отключения нагрузки (микроконтроллер) через
Т15 [75].

Рис 2.12. Схема УМЗЧ на биполярных транзисторах с изолированным затвором (IGBT)

Рис 2.13. Схема УМЗЧ А-9510 фирмы Onkyo

Мостовой УМЗЧ мощностью 180 Вт
УМЗЧ Дьеря Плахтовича (рис. 2.14) выполнен по мостовой схеме
(верхний усилитель/плечо моста неинвертирующий, нижний —
инвертирующий). Он обеспечивает в нагрузке 8 Ом мощность 180 Вт при
коэффициенте гармоник не более 0,5%, выходном сопротивлении 0,02 Ом,
полосе частот от 20 Гц до 60 кГц (неравномерность АЧХ не более 1 дБ) и
чувствительности 100 мВ.
Резисторами Р1/Р101 при налаживании устанавливают нулевое
постоянное напряжение на выходе каждого из усилителей, а Р2/Р102 —
начальный ток выходных транзисторов Т5, Т12 / Т105, Т112 (50 мА).
Антивозбудные катушки LI, L101 состоят из 12 витков провода
диаметром 0,8 мм на оправке 7 мм.
Схема блока питания показана на рис. 2.15. Сетевой
трансформатор выполнен на магнитопроводе сечением 21 см2, первичная обмотка
550 витков ПЭЛ 0,8, обмотка п2 70 + 70 витков ПЭЛ 1,6, обмотка пЗ —
56 витков ПЭЛ 0,5 [35].
Полный Hi-Fi УМЗЧ на микросхемах
Внимание.
Принципиальные схемы, указанные ниже, из соображений
оптимизации объема книги приведены на сайте издательства www.nitxom.ru:
Рис. 2.16. Предусилитель-корректор с коммутатором входов
Рис. 2.17. Регуляторы громкости и тембра
Рис. 2.18. Мощные УНЧ
Рис. 2.19. Схема управления
Рис. 2.20. Логарифмический светодиодный индикатор уровня
Рис. 2.21. Блок питания
Зденек Затопек разработал полный Hi-Fi УМЗЧ на микросхемах
с выходной мощностью 2x40 Вт на нагрузке 4 Ом в полосе от 30 Гц до
30 кГц при неравномерности не более 1 дБ. Отношение сигнал/шум 65 дБ,
коэффициент гармоник не более 0,2%.
Предусилитель-корректор для магнитного звукоснимателя ЭПУ
выполнен на специально спроектированных для звуковых применений
малошумящих ОУ NE5532 (IO401, рис. 2.16). Электронный коммутатор
IO402 обеспечивает выбор любого из четырех источников —
магнитофона (tape), тюнера (tun), проигрывателя CD (CD) с чувствительностью
100 мВ и ЭПУ грампластинок (phono) с чувствительностью 2,5 мВ.
Выбор входа задают управляющие потенциалы на выводах 11—13
IO402, формируемые схемой управления (рис. 2.19). Регуляторы тембра
НЧ (Р653, рис. 2.17), ВЧ (Р654), стереобаланса (Р652) и громкости (Р651)

Рис. 2.14. Схема мостового УМЗЧ мощностью 180 Вт

Рис. 2.15. Схема блока питания
выполнены на ИМС Ю2. Ключи Т6 и Т7 управляют включением
соответственно режима тонкомпенсации и расширенной стереобазы.
Мощные УНЧ выполнены на ИМС Ю121, Ю71 (рис. 2.18),
имеющих встроенную защиту от перегрузок и перегрева, а на транзисторах
Т51-54, Т1-4 и реле RE51, RE1 построены схемы защиты АС от
аварийного постоянного напряжения на выходах Ю121, Ю71 и щелчков при
включении.
Электронные «защелки» на RS-триггерах Ю2А-В схемы управления
(рис. 2.19) и I02C-D обеспечивают при каждом нажатии кнопок TL5 и
TL6 изменение управляющих напряжений для поочередного включения/
выключения режимов тонкомпенсации и расширения стереобазы. На
двоично-десятичном дешифраторе Ю1, благодаря логическим ОС, через
диоды Dl—D4 сформирована четырехпозиционная «защелка» с
зависимой фиксацией. Защелка обеспечивает фомирование команды
включения соответствующего входа при нажатии кнопок ТЫ—4.
На рис. 2.20 приведена схема логарифмического светодиодного
индикатора уровня, а на рис. 2.21 — блока питания [51].
High-End УМЗЧ Джованни Сточино
High-End УМЗЧ (рис. 2.22) Джованни Сточино обеспечивает 100 Вт
на нагрузке 8 Ом при коэффициенте гармоник 0,002% и скорости
нарастания выходного напряжения 300 В/мкс. Полоса частот по уровню -0,1 дБ
составляет от 1 Гц до 1,3 МГц, отношение сигнал/шум 100 дБ.

С целью минимизации нелинейности его схема полностью
симметрична. Она состоит из:
входных комплементарных дифференциальных усилителей (Тг1Тг2,
ТгЗТг4) с активными генераторами тока (Тг25Тг26, Тг23Тг24) в
эмиттерных цепях и токовыми зеркалами (Тг5Тг6, Тг7Тг8) в
коллекторных цепях;
двухтактного каскодного усилителя напряжения (Tr9TrlO, Trl2Trll);
выходных двухтактных повторителей (усилителей тока) Тг15—Тг22
с комплементарными НЕХБЕТами (полевыми транзисторами с
гексагональной структурой) IRF640/9640.
Начальный ток Тг19—Тг22 на уровне 150 мА устанавливают
триммером R21. Причем термостабилизирующие Тг27—ТгЗО должны быть
установлены на радиаторах Тг19—Тг22.
Катушка L1 выполнена проводом диаметром 1,5 мм на каркасе длиной
45 мм и диаметром 16 мм — 30 витков. Ее индуктивность 3—5 мГн [2].
«Полевой» УМЗЧ Эндре Пирета
«Полевой» УМЗЧ (рис. 2.23) Эндре Пирета заметно проще предыдущего,
но также соответствует нормам высококачественного
звуковоспроизведения. Оригинально (без привычных дифференциальных усилителей) решен
входной каскад — это двухтактный комплементарный каскод (ОЭ-ОБ-ОК
Т2Т1Т5, Т4ТЗТ6), нагруженный на двухтактный усилитель напряжения
(Т7Т9). Выходные двухтактные повторители — биполярно-полевые.
Общая ООС подается через R18 и R20 в эмиттеры входных
транзисторов. Два малозаметных нюанса — дополнительная ОС с выхода
усилителя через R17 и R21 в коллекторы входных транзисторов, а также цепь
высокочастотной ООС через С9 с входа (а не выхода) выходных
повторителей на порядок повышают линейность усилителя без увеличения
глубины общей ООС [50].
Стереоусилитель 2x40 Вт на ИМС LM3886
Схему стереоусилителя мощностью 2x40 Вт разработал Зденек
Затопек (нагрузка 4 Ом) с коэффициентом гармоник не более 0,06%.
Усилитель выполнен на ИМС LM3886 фирмы Motorola, не требует
налаживания и поэтому доступен для повторения даже начинающими
радиолюбителями. В то же время его звучание ничуть не уступает усилителям
промышленного производства стоимостной категории $200—300.
Схема стереоусилителя представлена на рис. 2.24. На транзисторах
и реле RE1, RE51 (напряжение срабатывания 12 В) выполнены схемы

Рис 2.22. Схема High-End УМЗЧ Джованни Сточино

69

Рис. 2.23. Схема «Полевого» УМЗЧЭндре Пирета

Рис. 2.24. Схема стереоусилителя мощностью 2x40 Вт

задержки подключения (T1C6R5, T51C56R55) и защиты акустических
систем от аномального постоянного напряжения (ТЗ, Т4, Т53, Т54).
Дроссели L1 и L51 намотаны проводом 1 мм на оправке 8 мм, содержат
по 10 витков. Блок питания нестабилизированный, тороидальный
трансформатор 75 Вт / 2x17 В, мост на диодах 1N5402, две пары сглаживающих
электролитических конденсаторов по 4700 мкФ х 35 В, зашунтированных
пленочными конденсаторами по 0,22 мкФ [65].
Эстрадные УМЗЧ повышенной (300 и 550 Вт) мощности
Йозеф Седлак предложил схемы двух эстрадных УМЗЧ повышенной
мощности. Первый усилитель (рис. 2.25) выполнен по классической схеме:
дифкаскад с генератором тока (Т1—ТЗ);
усилитель напряжения (Т4) с генератором тока (Т6);
двухтактный составной повторитель (Т9—Т14) с электронной
защитой (Т7Т8) от К.З. нагрузки.
Характеристики. УМЗЧ обеспечивает на нагрузке 4 Ом
номинальную (синусоидальную) мощность 200 Вт, а максимальную
(музыкальную) 300 Вт при коэффициенте гармоник не более 0,5%, полосе частот
5—60000 Гц и относительном уровне собственных шумов и помех
-ПО дБ. Входное сопротивление 6,8 кОм, чувствительность 1,55 В.
Напряжения питания ±50 В, катушка TL1 намотана на резисторе
2 Вт/10 Ом и содержит 20 витков провода 0,8 мм.
Настройка сводится к установке триммером R5 нуля на выходе.
Второй УМЗЧ (рис. 2.26) вдвое мощнее — 400 Вт синусоидальной и
550 Вт музыкальной мощности на 4 Ом. Его схемотехника полностью
симметрична:
входные дифкаскады с каскодным включением (Т5Т7, Т1Т9);
двухтактный каскад усиления напряжения (Til, Т12);
повторитель на составных транзисторах (Т13Т14), нагруженный на
три пары выходных мощных транзисторов (Т16—Т21).
Т22 и Т23 образуют схему защиты от перегрузок. Благодаря полной
симметрии коэффициент гармоник и относительный уровень шумов этого
усилителя ниже, чем предыдущего — 0,2% и -130 дБ. Его входное
сопротивление 10 кОм, чувствительность 6 В, напряжение питания ±70 В [32].
Двадцативаттный УМЗЧ
с оригинальной раскачкой выходной ступени
Аналогичное решение для раскачки транзисторов выходной ступени
применил А. Фефелов. Его УНЧ (рис. 2.27) на нагрузке 8 Ом/ 4 Ом
обеспечивает 20 Вт/ 40 Вт при коэффициенте гармоник 0,01%.

Рис. 2.25. Схема эстрадного УМЗЧ повышенной (300 Вт) мощности

Рис. 2.26. Схема эстрадного УМЗЧ повышенной (550 Вт) мощности

Рис. 2.27. Схема 20-ваттного УМЗЧ с оригинальной раскачкой выходной ступени
DA1 питается через VT1, VT2:
снижающие напряжения питания всего усилителя +U=30 В и
-U=-30 В до допустимых для ОУ ±14 В;
передающие изменения тока потребления ОУ, пропорциональные
входному напряжению, на резисторы R8, R9, задающие ток
выходных транзисторов.
Примечание.
Номинал R8, R9 подбирают при налаживании таким образом, чтобы
в режиме покоя на резисторах R11, R12 обеспечивалось падение
напряжения 0,35—0,4 В.
Внимание.
Транзисторы VT3—VT6 необходимо установить на общий
изолированный теплоотвод площадью 500 см2
АЧХ усилителя при неравномерности 2 дБ простирается от 15 до
30000 Гц, номинальное входное напряжение 0,7 В, входное
сопротивление не менее 47 кОм [20].

Компенсатор акустических кабелей
для усилителя «TECHNICS SE-A900S»
В последнее время очень большое внимание уделяется кабелям,
соединяющим выход УМЗЧ с входом АС. Конечно, кабели имеют большое
значение для получения качественного звука. Но, несмотря на довольно
высокую цену, они принципиально не могут не вносить искажений.
Примечание.
Радикально компенсировать эти искажения можно только с
помощью специальных схемотехнических решений.
Вниманию читателей предлагается устройство компенсации, для
установки которого не требуется вскрытие УМЗЧ. Усилитель «TECHNICS
SE-A900» является двухблочным, т. е. предусилитель выполнен в
отдельном корпусе.
Принципиальная схема-компенсатора приведена на рис. 2.28. В нем
также используется принцип компенсации кабеля — вычитание
удвоенного падения напряжения на «земляном» проводе «усилитель->АС».
Примечание.
Правда, в этом компенсаторе пришлось ввести подстройку, чтобы
учесть реальный коэффициент усиления УМЗЧ.
Рис. 2.28. Принципиальная схема компенсатора

При измерении параметров «TECHNICS-а» было выяснено, что это
неинвертирующий усилитель с коэффициентом усиления 30. Как видно
из схемы (рис. 2.28), на ОУ DA1.1 собран дифференциальный
усилитель.
Причем для основного сигнала он является инвертором (Ku = -1).
Сигнал, снимаемый с «земляного» провода АС, ослабляется делителем
R6—R9 примерно в 30 раз (на величину Ки УМЗЧ), а затем подается на
неинвертирующий вход DA1.1, который этот сигнал усиливает в 2 раза.
В результате ОУ DA1.1 вырабатывает на выходе корректирующий
сигнал, который усиливается УМЗЧ и подается через кабель на АС. Резистор
R5 — предохранительный, чтобы при неподключенных клеммах «А» и
«В» не нарушался режим ОУ
Настройка. Устройство настраивают следующим образом. Ставится
перемычка а-с. Клемму «А» соединяют с выходом УМЗЧ. Клемма «В»
соединяется с «земляной» клеммой выхода УМЗЧ. На вход устройства
подается сигнал от генератора порядка 0,5 В и частотой около 1 кГц.
К точке b подключают осциллограф (или вольтметр). Резисторами R7
(грубо) и R9 (точно) добиваются минимального напряжения в точке Ь.
Окончательную компенсацию осуществляют конденсатором СЗ, который
служит для компенсации фазового сдвига DA1.1, хотя он очень
небольшой. Если полной компенсации не получается, то подбирают емкости С2
и С4. После настройки восстанавливают соединения согласно
принципиальной схеме.
Детали. Резисторы — типа МЛТ-0,25 (0,125). R2 и R3, R1 и R4 должны
быть попарно равны с допуском 1%. В качестве проводника «А» можно
использовать любой тонкий многожильный (например, МГТФ) или
использовать в качестве колоночного кабеля трехжильный силовой,
сечением 1—2 мм2 (для шокирования «подвинутых» на кабелях меломанов.
Конструктивно компенсатор выполнен в виде небольшой коробочки,
в которой размещена плата компенсатора и блок стабилизаторов для
питания DA1. На ней крепятся также входные и выходные разъемы.
Для питания используется БП от калькуляторов (или подобный),
с перемотанной вторичной обмоткой.
Компенсатор можно применить и в одноблочном УМЗЧ, если он
имеет гнезда подключения эквалайзера непосредственно перед
оконечным усилителем, то есть после регуляторов громкости, тембра и т. п.
Примечание.
Компенсатор может применяться и с другими усилителями (но
обязательно неинвертирующими), близкими по параметрам (Ки = 30,
это большинство блочных УМЗЧ).

Необходимо заметить, что данный компенсатор является также
буфером для основного сигнала, поэтому к его выходу можно подключать
любые (в том числе и дешевые) аудиокабели. Компенсатор практически
превращает любой колоночный кабель в сверхпроводник (без
применения криостата с жидким гелием). Качество звука при применении
компенсатора превосходит все ожидания — попробуйте и убедитесь [24]!
УМЗЧ с плавной амплитудной характеристикой
на БСИТ транзисторах
В транзисторных усилителях искажения низки только в рабочей
области амплитуд и резко возрастают при достижении и переходе ее границ.
Характерной особенностью транзисторных усилителей является четкое
ограничение выходного сигнала при перегрузке по напряжению в
результате насыщения транзисторов предвыходного каскада (усилителя ОЭ или
ОБ и его нагрузки — генератора тока). Причем не всегда оно
симметричное. Это приводит к резкому возрастанию высших гармонических
(составляющих до 10—20% и более) и жесткому, «металлическому» звучанию.
Как известно, «меандр» содержит немногим более 30% нечетных
гармоник. При этом полезная информация на вершинах сигнала на время
перегрузки полностью заменяется продуктами искажений в чистом виде.
О демпфировании не может быть и речи, т. к. ООС в эти моменты не
действует. В этом смысле вполне оправдано раздельное 2-х или 3-х
полосное усиление сигналов. Так как уровень ВЧ-составляющих на 10—15 дБ
ниже — их компрессирования и полного пропадания не будет.
Амплитудная модуляция частот вблизи 50,100 и 200 Гц на максимальной
мощности УМЗЧ, питающегося от нестабилизированного источника, также
вносит дополнительные искажения, придающие «басам» жесткость.
Устранить этот вид искажений можно двумя путями:
или питанием УМЗЧ от стабилизированного источника
напряжения с током нагрузки в импульсе 20 А и более;
или увеличением глубины ООС на несколько порядков в области
нижних частот с помощью интегратора.
Дополнительные призвуки может вносить самовозбуждение УМЗЧ
во время переходных процессов и при работе на комплексную нагрузку.
При разработке усилителя были взяты на вооружение следующие
соображения:
усилитель должен быть симметричным;
съем сигнала с дифкаскада должен быть симметричным;
в усилителе должны быть приняты меры для снижения эффекта
Миллера и эффекта Эрли (зависимость выходного тока от
напряжения эмиттер-коллектор);

усилитель должен иметь защиту от короткого замыкания в нагрузке;
защита от короткого замыкания в нагрузке не должна
«подрабатывать» при нормальной работе усилителя на комплексную нагрузку;
усилитель должен иметь высокий коэффициент демпфирования на
инфранизких частотах.
Исходя из перечисленных требований разработан предлагаемый для
повторения усилитель (рис 2.29).
Усилитель охвачен двумя петлями общей ООС:
по переменному току через R6, С6;
по постоянному напряжению с помощью интегратора на DA1.
Примечание.
Применение интегратора автоматически исключает постоянную
составляющую на выходе усилителя даже при ее наличии на входе,
например, из-за утечки переходного конденсатора на выходе тембро-
блока или линейного усилителя.
Такое решение благоприятно сказывается и на демпфировании АС,
т. к. усилитель имеет практически нулевое сопротивление на
постоянном токе, что эквивалентно демпфированию громкоговорителя
выходной обмоткой трансформатора лампового усилителя. Кроме того,
значительно снижается эффект модуляции частот вблизи 50, 100 и 200 Гц при
питании усилителя от нестабилизированного источника.
Частота среза интегратора должна лежать в диапазоне 2—5 Гц,
поскольку он соответствует наименьшей чувствительности слуха к
восприятию амплитудной модуляции.
У дифференциальных усилителей, работающих в режиме большого
сигнала, время нарастания и спада переходных процессов различно из-за
более медленного разряда емкости в момент отключения. В двухтактной
схеме этот недостаток исключается.
Как известно, искажения в коллекторах транзисторов
дифференциального каскада (ДК) взаимнопротивоположны. Поэтому симметричный
съем сигнала с ДК позволяет в значительной степени скомпенсировать
эти искажения и получить вдвое большее усиление с одновременным
уменьшением искажений.
Транзисторы VT7, VT8 работают синфазно, а значит их ток
коллектора постоянен. На диодах VD5—VD10 выполнена схема сдвига уровня.
Суммирование сигналов повторителей на транзисторах VT7, VT9 (VT8,
VT13) происходит на транзисторе VT10 (VT12).
Резисторы R22, R23 являются, с одной стороны, местной ОС для
транзисторов VT10, VT12, включенных по схеме ОЭ, с другой — нагрузкой
эмиттерных повторителей на транзисторах VT9, VT13.

Рис. 2.29. Схема УМЗЧ с плавной амплитудной характеристикой на ВСИТ транзисторах

Примечание.
Применение эмиттерных повторителей в значительной степени
ослабляет эффект Миллера, а применение Б-СИТ-транзисторов
сводит практически на нет эффект Эрли.
Резисторы R24, R28 включены параллельно входу выходного каскада и
предназначены для стабилизации его входного сопротивления.
Ограничение сигнала на выходе второго каскада, а, соответственно, и
усилителя в целом происходит раньше примерно на 3,0 В (за счет падения
напряжения на транзисторах VT10, VT12), чем в обычных усилителях.
При дальнейшем росте входного напряжения не происходит
жесткого ограничения сигнала, т. к. транзисторы VT9, VT13 переходят
в режим плавного донасыщения. Происходит это следующим
образом. Предположим, на выходе усилителя положительная полуволна.
Напряжение на базе транзистора VT9 растет, на базе VT10 падает.
Как только напряжение эмиттер-коллектор транзистора VT10
приблизится к нулю, начнут:
призакрываться диоды VD5, VD6 и транзистор VT7;
максимально открываться транзистор VT9, плавно подключая
верхний вывод резистора R22 к шине питания.
Таким образом, амплитудное значение сигнала на выходе усилителя
такое же, как и при стандартной схеме, но без жесткого ограничения.
Такое схемотехническое решение позволяет получить «монотонные»
искажения при перегрузке, подобно ламповым усилителям. Выходной
каскад выполнен на спаренных Б-СИТ-транзисторах.
Защита усилителя от короткого замыкания в нагрузке выполнена по
традиционной схеме на транзисторах VT15, VT16. Для исключения
подработки в нормальном режиме введены диоды VD13, VD14 и резистор
R32, с помощью которых транзисторы VT15, VT16 переводятся в режим
отсечки при нормальной нагрузке.
Усилитель имеет низкое входное сопротивление (около 5 кОм),
поэтому выходное сопротивление источника сигнала (темброблока или
линейного усителя) должно быть не более 200 Ом, т. е. регулятор
громкости должен стоять до линейного усилителя (темброблока).
Техническая характеристика УМЗЧ. Коэффициент усиления без ООС
(R6, С6) и без О, не менее — 1000. Коэффициент усиления с ООС — 16.
Глубина ООС — 36 дБ. Коэффициент гармоник на частотах 1 и 10 кГц —
0,01%, а на частоте 20 кГц — 0,02%. Номинальная выходная мощность на
нагрузке 4 Ом, — 60 Вт. Полоса пропускания — 130 кГц. Входное
сопротивление — 5,7 кОм.
Конструкция и детали. Усилитель выполнен по схеме «двойное моно»,
т. е. с отдельными блоками питания на тороидальных трансформаторах.

Такая конструкция обеспечивает более высокие динамические
характеристики и позволяет более верно обрабатывать пиковые сигналы и
избежать возникновения перекрестных помех между каналами, что
существенно улучшает пространственную характеристику звукопередачи.
Емкости конденсаторов на выходе источников питания должны быть
не менее 10 ООО мкФ. Индуктивность L1 наматывают на резисторе R41
проводом ПЭВ-2 0,69 виток к витку до заполнения. Конденсаторы С2—С5
типа К50-35. Резисторы R35—R38 изготовлены из манганинового
провода диаметром 0,33.
Транзисторы VT17, VT18 установлены на небольшом радиаторе.
Выходные транзисторы подключают к плате свитыми проводниками
сечением 1 мм2 как можно меньшей и одинаковой длины для каждого
плеча усилителя.
Провода, идущие к источнику ±35 Вик громокговорителю, должны
быть попарно свиты. Транзисторы желательно предварительно
подобрать по парам с разбросом Ь21э не более 20%. В интеграторе применен
операционный усилитель типа КР544УД1.
Налаживание. При исправных деталях и правильном монтаже
налаживание усилителя сводится к установке тока покоя выходных
транзисторов в пределах 60—100 мА с помощью резистора R26 [87].
YAMAHA Н7000 — 2000 Вт на 8 Ом в мостовом включении
Принципиальная схема из соображений оптимизации объема книги
приведены на сайте издательства www.nitcom.ru: рис. 2.30. Схема
одного из самых мощных звуковых эстрадных усилителей — Yamaha
Н7000.
Один из самых мощных звуковых эстрадных усилителей — Yamaha
Н7000 (рис. 2.30). Входной дифкаскад Q2Q3 нагружен на токовое зеркало
Q5Q6. Каскад усиления напряжения выполнен на паре Q9Q10 и
нагружен на генератор тока Q7Q8. Q25 и Q26 (оба установлены на радиаторах
мощных выходных транзисторов) образуют усовершенствованную схему
термостабилизации режима. Далее сигнал через две пары двухтактных
эмиттерных повторителей Q21Q22 и Q27Q28 подается на 6 включенных
параллельно «сигнальных» двухтактных пар на мощных комплементарных
транзисторах Q29—-Q34 (n-p-п) и Q35—Q40 (p-n-р). С общей точки
эмиттерных резисторов R90—R101 напряжение подается в нагрузку и через
цепь общей ООС R12C3C2R3 на базу Q3. Снятое с эмиттерных
резисторов напряжение, пропорциональное току выходных транзисторов, через
R44R46 поступает на схему защиты от перегрузок D9D10Q11Q12.
Внимание.

Примечание.
«Изюминкой» схемы является выходной каскад, обеспечивающий
размах выходного напряжения, почти равный напряжениям питания
(± 150 В) при удивительно малом и к тому же постоянном напряжении
К-Э сигнальных пар Q29—Q34 и Q35—Q40.
Коллекторы этих транзисторов подключены не к высоковольтным
питающим напряжениям, а к дополнительному «внешнему»
двухтактному усилителю на транзисторах Q42—Q45/Q47—Q50, базы которых
через пары эмиттерных повторителей Q41Q46, Q19Q20 и Q17Q18
подключены к тем же точкам усилителя напряжения, что и первые
повторители «сигнальной» ветви.
В эмиттерах Q17 и Q18 установлены 6-вольтовые стабилитроны,
смещающие потенциал баз Q19, Q20, а значит эмиттеров Q42—Q45/Q47—
Q50 и соединенных с ними коллекторов «сигнальных» Q29—Q34 и Q35—
Q40 на 6 вольт относительно выходного напряжения усилителя.
Другими словами, «внешний» усилитель (Q42—Q45/Q47—Q50)
обеспечивает «тепличные» условия «плавающего питания» для основных
сигнальных транзисторов, принимая на себя рассеивание лишнего тепла,
напряжения и предоставляя возможность разгруженным по мощности
транзисторам Q29—Q34/Q35—Q40 работать в высоколинейном режиме
с практически постоянным напряжением коллектор-эмиттер.
На пиках мощности в подмогу к Q42—Q45/Q47—Q50 подключаются
еще 5 комплементарных пар Q52—Q56/Q58—Q62. Происходит это в те
моменты, когда суммарный ток коллекторов выходных.транзисторов,
протекая через R114 и R116, начинает приоткрывать Q51 и Q57.
Примечание.
Такая довольно «навороченная» схемотехника при сравнительно
небольших габаритах (48x10x45,5 см) и массе (26,5 кг) позволила
достигнуть рекордной выходной мощности 1900 Вт на нагрузке 8 Ом
(в мостовом включении) при высокой линейности — коэффициенте
гармоник на уровне нескольких сотых долей процента.
АЧХ усилителя имеет завал в 1 дБ на частотах 10 Гц и 90 кГц, скорость
нарастания выходного напряжения 50 В/мкс, относительный уровень
шумов ПО дБ (взвешенный по IHF-A), коэффициент
интермодуляционных искажений 0,01% при половинной выходной мощности, демпинг-
фактор на частоте 1 кГц — 200.
В стереорежиме усилитель развивает 2x750 Вт на нагрузке 8 Ом и
2x950 Вт на нагрузке 4 Ом.
Блок питания нестабилизированный, каждый канал питается от
собственного выпрямителя: мостик и 5600 + 5600 мкФ / 180 В [6].

Симметричный Hi-Fi УМЗЧ с низким уровнем
нечетных гармоник и высокой термостабильностью
Симметричный Hi-Fi УМЗЧ (рис. 2.31) Димитра Костова и Йона
Имануела отличается низким уровнем нечетных гармоник и высокой
термостабильностью (VD3, VD4 монтируют в тепловом контакте с VT13, VT14).
В отличие от большинства аналогичных схем в нем даже отсутствует
триммер установки тока покоя — единственный подстроечный элемент
R9 устанавливает ноль на выходе.
Из схемных особенностей можно отметить:
охват выходных каскадов на VT7—VT14 местной ООС через
R19R20R17R22, повышающей линейность и снижающей глубину
общей ООС;
включение выходных транзисторов по схеме с общим эмиттером,
означающее на практике электрическое соединение коллекторов и
позволяющее монтировать их на общий радиатор.
При чувствительности 1 В и полосе частот 10 Гц — 100 кГц (-3 дБ)
УМЗЧ развивает 32 Вт на 8 Ом и 55 Вт на 4 Ом при коэффициенте
гармоник не более 0,06% и 0,08%. 10 витков L1 намотаны поверх R36 (МЛТ —
2 Вт) проводом ПЭЛ-0,8, выходные транзисторы монтируются без
изоляторов на общий радиатор площадью 650 см2 из 5-миллиметрового
алюминия [63].
УМЗЧ 2x150 Вт на ИМС STK4048 XI
УМЗЧ Антона Космела выполнен на ИМС STK4048 XI фирмы Sanyo
и вообще не требует подстроек (рис. 2.32). Он развивает 2x150 Вт на
нагрузке 8 Ом и 2x200 Вт на 4 Ом при коэффициенте гармоник не более
0,007% и полосе частот 20 Гц — 50 кГц. На ОУ 102 выполнена схема
защиты акустических систем. LI, L101 намотаны на 10-мм каркасах,
содержат по 18 витков ПЭЛ-1,2. Ю 01 и Ю 101 посажены на радиатор из
алюминиевого П-образного профиля 210x11x25 мм.
На рис. 2.33 показан один канал предусилителя, содержащий
регуляторы тембра НЧ (BASS) и ВЧ (TREBLE), а также баланса (BALANCE) и
громкости (VOLUME). Его питание осуществляется от отдельного двух-
полярного стабилизатора +15/-15 В на LM7815/LM7915 [74].
УМЗЧ на HMCTDA7294V
Деметр Барнабаш выполнил свой УМЗЧ на ИМС TDA7294V фирмы
SGS-THOMSON. При предельно простой схеме (рис. 2.35) он
обеспечивает на нагрузке как 8 Ом, так и 4 Ом музыкальную мощность до 100 Вт

Рис. 2.31. Схема симметричного Hi-Fi УМЗЧ

Рис 2.32. Схема УМЗЧ 2х 150 Вт на ИМС STK4048 XI

87

Рис. 2.33. Схема канала предусилителя, содержащего регуляторы
Рис. 2.34. Схема УМЗЧ на ИМС TDA7294V
(номинальную на стационарной синусоиде — 70 Вт) при типовом
коэффициенте гармоник 0,005% (8 Ом) и 0,01% (4 Ом). Полоса усиливаемых
частот по уровню -1 дБ от 30 Гц до 110 кГц.
Благодаря применению в выходной ступени мощных биполярно-
полевых транзисторов, изготовленных по фирменной технологии
BCD 100, усилитель надежно защищен от перегрузок и обеспечивает

Рис. 2.35. Схема блока питания
высококачественное звучание, близкое к звучанию ламповых УМЗЧ.
Предусилитель на ОУ IC1 повышает чувствительность до 200 мВ.
Схема блока питания изображена на рис. 2.35. Микровентилятор Ml
(«кулер» от процессора Пентиум) применен для принудительного обдува
мини-радиаторов площадью 12 см2, которые смонтированы на TDA7294
обоих стереоканалов. Такое конструктивное решение значительно
уменьшило габариты всего устройства в целом. Переключателем К1/а
включается режим приглушения [82].
Пятидесятиваттный транзисторный УМЗЧ
Транзисторный УМЗЧ (рис. 2.36) Юрия Ежкова отличается высокой
скоростью изменения выходного напряжения — 50 В/мкс. Хотя для
обеспечения выходной мощности 90 Вт в нагрузке 4 Ом на высшей частоте
звукового диапазона 20 кГц вполне достаточно 4 В/мкс, Юрий считает,
что 10-кратный запас по скорости позволяет практически избавиться от
генерации гармоник высших порядков в усилителе с общей ООС.
Входной дифкаскад выполнен на паре полевых транзисторов (КП103)
в каскодном включении с биполярными Тг4Тг5. Высокая линейность и
перегрузочная способность этого каскада обеспечены генератором тока
ТгЗ и стабилизатором напряжений сток-исток, выполненном на TrlDl.
Активная нагрузка первого каскада Тгб обеспечивает переход от
дифференциального выхода на однотактный без потери коэффициента
передачи и с компенсацией шумов генератора тока ТгЗ.

Рис 236. Схема 50-ваттого транзисторного УМЗЧ

Tr1,Tr2 KT31025(2SC945L)
ТгЗ КТ313Б (2N3672, 2SA537, 2SA720, 2SA731)
Тг4,Тг5 KT310r75(BS416P)
Тгб Kn307(SMP5103, TMPF5103, ТР5103, JF1033Y)
Тґ7 КТ644Г (MPS2907A, ТІР62В)
Tr8 КТ602АМ (BFS99, BF411)
Тг9 КТ315Б (2N3293, 2N3294)
TrW КТ3102ГМ (2SC900, 2SC923)
Тг11 КТ3107К (2SA1409L, MPS6519)
Тг12,ТП4 KT815B(NB313K,NB313M)
Тг13,ТП5 KT814B(MJE711)
Тг16,ТП9 KT639A(2SA968)
Тг17,ТП8 KT9615(2SC2238Y)
Tr20, Tr22 КТ818Г (RCA1C08, BD500B)
Тг21.Тг23 KT819r(22N6110,BDT95)
D3-D8 А5236 (1 N4148, 1S1555)
D12, D13 1N4001
D14, D15 Fast recovery diode MR821
Пояснения к рис. 2.36
Второй каскад на Тг8 выполнен по схеме с общей базой и нагружен на
генератор тока Тг7. Стандартная схема термостабилизации тока
смещения выходных транзисторов выполнена на Тг9 (монтируется на
радиаторе Тг22/Тг23), резистором R18 при налаживании устанавливаются токи
эмиттеров Тг22 и Тг23 120 мА.
Симметричная двухтактная выходная ступень содержит 3 каскада.
Первый — каскодный усилитель напряжения TrlOTrl2 (Тгі ІТгІЗ) с
местной ООС R33 || (R27+0,5R28), второй — усилитель тока с повышенной
линейностью Trl6Trl8 (Тг17Тг19) и также местной ООС через R40 (R43),
третий — каскад с ОЭ на параллельно включенных Tr20Tr22 (Тг21Тг23).
Местную линеаризацию этого каскада выполняет ООС по току
коллектора Тг20Тг22, выделяемому на R44 и подаваемому в противофазе на
базы Тг20Тг22 через Тг18. Вся выходная ступень также охвачена местной
ООС через R36, R33 || (R27+0,5R28), которая задает ее коэффициент
усиления (с базы ТгЮ) 4,7. Транзистор Тг14 с диодом D12 обеспечивают для
Тг20Тг22 режим неотключаемого генератора минимального тока,
предотвращая отсечку тока коллектора и возникновение «переключательных»
искажений.
Резистором R28 при налаживании минимизируют уровень четных
гармоник, a R8 устанавливают нуль на выходе. Линеаризация всех
каскадов местными ООС позволила снизить глубину общей ООС, а также без
негативных последствий ввести в нее регуляторы тембра НЧ (R10 в
нижней части схемы) и ВЧ (R6). Регулятор тембра можно отключить
переключателем обшей ООС. Коэффициент гармоник усилителя при выходной
мощности 10 Вт не превышает 0,03% в диапазоне частот 20 Гц — 20 кГц.
Максимальная выходная мощность 90 Вт на нагрузке 4 Ом и 50 Вт на
нагрузке 8 Ом [60].

NAD 314 — английский стереофонический полный усилитель
Внимание.
Принципиальные схемы из соображений оптимизации объема книги
приведены на сайте издательства www.nitcom.ru. На сайте издательства
на рис.237 приведена схема предусилительной части, на рис.2.38 —
схема усилителя мощности, а на рис. 2.39—схема блока питания.
NAD, ARCAM и CREEK — небольшие английские фирмы, усилители
которых в сравнительных тестах последних нескольких лет обыгрывают
знаменитых японцев. Предусилительная часть (рис. 2.37) содержит ММ
винил-корректор на дифкаскаде Q101Q103 и усилителе напряжения
(Q105) с динамической нагрузкой Q107. RIAA коррекция формируется
OOCC113C117R119R121.
Отключаемый (SW4) активный темброблок (ВЧ — RV103, НЧ —
RV105) выполнен с двухтактным выходом (Q113Q115) и нормально
работает на кабель с любой емкостью. C201R201 — компенсатор,
улучшающий межканальное переходное затухание на ВЧ.
Усилитель мощности (рис. 2.38) выполнен по симметричной
дифференциально-двухтактной схеме. Входные дифкаскады (Q301Q305,
Q303Q307) и двухтактный каскад усиления напряжения (Q313Q315)
вместе с первым из двухтактных повторителей (Q319Q321) питаются
стабилизированным напряжением ±56 В. Второй (Q323Q325) и выходной
(Q323Q325) каскады усилителя тока питаются от нестабилизированного
источника ±38 В, а на пиках сигнала через каскады разгрузки по
мощности Q327Q335Q343D331 и Q333Q339Q345D333 получают подпитку от
источника ±54 В.
На IC701 собрана схема защиты АС, а на Q701—Q706 — отключаемая
(SW701) «фирменная» схема мягкого ограничения («Soft Clipping»),
которая через диоды D301D302 плавно шунтирует вход УМ при приближении
как к максимальному выходному напряжению (через детекторы на D705
D706), так и току (сенсоры тока на Q337 Q347).
Блок питания (рис. 2.39) — чисто аналоговый, с двуполярными
стабилизаторами ±56 В (Q901—904) ±26 В (для питания предусилителя,
Q905Q906). Оригинально решено получение двух двухполярных
напряжений — конденсаторы «внешнего» источника ±56 В С803С806,
благодаря подключению к конденсаторам «внутреннего» источника ±38 В
могут быть рассчитаны на меньшее напряжение (56-38=16 В).
Номинальная синусоидальная мощность усилителя 35 Вт (8 Ом),
максимальная 42 Вт при коэффициенте гармоник в диапазоне частот 20 Гц —
20 кГц не более 0,03%, кратковременная импульсная (IHF dynamic power)
мощность на нагрузке 8 Ом — 120 Вт, 4 Ом — 160 Вт, 2 Ом — 200 Вт.
Скорость изменения выходного напряжения 20 В/мкс, чувствитель-

ность УМ 1 В (Line — 170 мВ ,RIAA — 2,5 мВ), относительный уровень
собственных шумов 115 дБА (УМ, по отношению к номинальной
мощности), 103 дБА (Line) и 76 дБА (RIAA, оносительно 5 мВ), глубина
регулировки тембра ВЧ ±7 дБ @10 кГц, НЧ ±10@50 Гц. Масса 6,9 кг, габариты
435x110x310 мм, ориентировочная розничная цена в СНГ $350 [5].
Мощный УМЗЧ с работой всех каскадов в режиме класса А,
обеспечивающий на 8-омной нагрузке 32 Вт
при потрясающе высоком реальном КПД 45%
Ричард Барфут обращает внимание, что в обычном резистивном
усилительном каскаде с ОЭ и разделительным конденсатором (рис. 2.40)
теоретически максимальный КПД в режиме класса А составляет всего
8,33%, а коэффициент использования напряжения питания Ки
(отношение размаха выходного напряжения к
напряжению питания) едва дотягивает до 67%.
Простейшая и давно применяемая в
радиочастотных усилителях модификация —
применение индуктивности вместо резистора сразу же
повышает КПД до 50%, а Ки — до 200%.
Ричард решил использовать это преимуще- Рис 2.40. Варианты
ство и разработал мощный УНЧ (рис 2,41), включения транзистора
который при напряжении питания 12 В и работе всех каскадов в режиме
класса А обеспечивает на 8-омной нагрузке 32 Вт при потрясающе
высоком реальном КПД 45%!
Входной дифкаскад на Тг2, Тгб имеет индуктивную нагрузку L1. Она
здесь (кроме не имеющих решающей роли во входном каскаде КПД и Ки)
хороша тем, что падение постоянного напряжения на ней близко к нулю
и, следовательно, исчезают проблемы с балансировкой «нуля». Даже при
резком разбалансе плеч Тг2/Тг6 постоянное напряжение между базами
эмиттерных повторителей второго каскада Trl, Тг7 равно нулю.
Кроме того, индуктивная нагрузка дает гораздо больше свободы в
выборе и управлении выходным постоянным напряжением этого каскада
(коллектор Тг5). Это дало возможность организовать на Тг8, Тг9 и Тг5
схему стабилизации тока покоя выходной ступени.
Примечание.
Принцип ее работы основан на том, что на сопротивлении обмоток
реальной индуктивности 12 падает напряжение, пропорциональное
току покоя TrW, Trl 7. Это падение сравнивается дифкаскадом Тг8, Тг9
с опорным на делителе R13/R14 и через Тг5 возвращается на базы Тг1,
Тг7, управляющих смещением Trl0, Trl 1 и таким образом замыкающих
петлю автостабилизации.

Рис 2.41. Схема мощного УМЗЧ с работой всех каскадов в режиме класса А

С эмиттеров Trl и Тг7 противофазные напряжения поступают на
двухтактный выходной каскад на полевых ТгЮ и Trll, смещение на затворах
обеспечивает постоянный ток стока каждого транзистора 3 А.
Индуктивность L2 на звуковых частотах представляет собой
генератор тока (3 А), а на постоянном токе — короткое замыкание. Поэтому
потенциал обеих клемм акустической системы LS и стоков ТгЮ, Trll в
режиме покоя равен потенциалу «земли» — плюсовому зажиму
аккумуляторной батареи В2.
При наличии сигнала такой же полярности, что на затвор ТгЮ
приходит, скажем, положительная полуволна. Ток его стока повышается
(допустим, на 1 А), но L2, являясь генератором тока, не допускает изменения
мгновенного тока через себя. Поэтому этот дополнительный 1 А
начинает вытекать из LS.
Trll управляется противофазно с ТгЮ, поэтому ток его стока в этот
момент уменьшается на 1 А, и правая половина L2, также
поддерживающая через себя неизменный ток 3 А, согласно закону Кирхгофа заставляет
избытку в 1 А втекать в LS. То есть мгновенные токи стока 1с ТгЮ = 4 А,
Ic Trl 1 = 2 А, ток через акустическую систему ILS = 1 А, а ток через левую и
правую половинки L2 неизменен и равен, как и в режиме молчания, 3 А.
Границы линейной работы такой системы простираются от 1с ТгЮ = 6 А,
Ic Trll = О А до 1с ТгЮ = О A, Ic Trll = 6 А, при этом амплитуда тока в
нагрузке LS равна Ін макс = 3 А.
Максимальная мощность теоретически Рн = RH Рн макс / 2 = 36 Вт при
теоретических КПД = 50% и Ки = 400%. В реальной схеме из-за
неидеальной индуктивности L2 достигнуты Рн = 32 Вт, КПД = 45% и Ки = 377%.
Примечание.
Интересно отметить, что благодаря индуктивности 12 и
двухтактной схеме размах мгновенного напряжения на нагрузке
достигает 48 В при 12-вольтовом питании без применения повышающих
преобразователей напряжения.
В качестве L2 необходимо использовать катушку, способную
пропускать ток 3 А, индуктивностью не меньше L2 > Rh/(2kFh), где FH — нижняя
граничная частота, RH — сопротивление нагрузки. Типовым FH = 40 Гц и
RH = 8 Ом соответствует L2 > 32 мГн.
Автор Ричард Барфут применил в качестве L2 вторичную обмотку
(2x15 В) 50-ваттного сетевого трансформатора, первичную оставив «в
воздухе». В качестве L1 применена первичная обмотка выходного
трансформатора Farnell 189-840 от маломощного двухтактного
транзисторного УНЧ.
Входное сопротивление усилителя — 15 кОм, чувствительность —
750 мВ, потребляемый ток — 6 А. Измерение коэффициента гармоник не

проводилось, однако звучание усилителя соответствует лучшим
ламповым. Это объясняется:
наличием на его выходе индуктивности L2, эквивалентной по
своей сути выходному трансформатору;
близостью характеристик полевых транзисторов и ламп.
Во всяком случае, свойственное ему «мягкое» ограничение при
перегрузке точь-в-точь такое же, как и у ламповых УНЧ [40].
Мощный УМЗЧ с индуктивной фазовой коррекцией
Индуктивность в цепи фазовой коррекции применил в своем
мощном УНЧ (рис. 2.42) В. Левицкий. Усилитель абсолютно симметричен и
состоит из входного истокового повторителя (VT1, VT2), двухтактного
комплементарного усилителя напряжения («каскоды» VT3VT5, VT4VT6)
и трехкаскадного усилителя тока VT7—VT12.
Последний из эмиттерных повторителей VT11VT12 работает в режиме
класса С с отсечкой тока коллектора, обеспечивая высокую
термостабильность. В то же время, пара VT9VT10, питая нагрузку через
небольшие резисторы R20R21, гарантируют достаточно высокую линейность.
Рис. 2.42. Схема мощного УМЗЧ с индуктивной фазовой коррекцией

Коэффициент гармоник усилителя 0,01%, выходная мощность на
нагрузке 4 Ом — 70 Вт, чувствительность 2 В. В качестве L1
использованы два включенных последовательно дросселя ДМ-0,1 по 200 мкГн.
При налаживании резистором R3 устанавливают «нуль» на выходе [39].
Новый подход к схемотехнике транзисторных УМЗЧ класса АВ
Новый подход к схемотехнике транзисторных УМЗЧ класса АВ
продемонстрировали Вим де Джагер, Эрик ван дер Вен и Эд ван Тьюль
(университет г. Энсхеде, Голландия). Критикуя наиболее
распространенные выходные каскады с общим коллектором, они отмечают, что в таких
каскадах режим задается напряжением на эмиттерных переходах,
которое сильно зависит от температуры.
Схемы термостабилизации с внешним термочувствительным
элементом (обычно транзистором, монтируемом на радиаторе или корпусе
выходных транзисторов) имеют значительную инерционность и часто не
успевают отслеживать динамично изменяющиеся звуковые сигналы. Это
вынуждает устанавливать последовательно в цепь эмиттеров
дополнительные резисторы.
Однако напряжение на этих резисторах усугубляет вероятность
запирания транзистора по цепи базы при усилении высокочастотных
сигналов (болезнь многих двухтактных транзисторных УНЧ —
«переключательные» искажения). Для принципиального решения этих проблем
авторы предложили выполнять выходные каскады в виде усилителей
ТОКА по схеме с ОЭ. Упрощенная схема транзисторного УМЗЧ предст-
влена на рис. 2.43.
На упрощенной схеме (рис. 2.43) первый дифкаскад (Тг1Тг2 с
токовым зеркалом ТгЗТг4) преобразует разность напряжений между базами
Тг1Тг2 в выходной ток, втекающий в базу Тг9 и через каскад с ОБ (Тг8) —
в базу ТгЮ. Эмиттерные токи этих транзисторов являются базовыми для
транзисторов выходного каскада Trl 1Тг12.
В полной схеме (рис. 2.44) дополнительный транзистор Тг5
модифицирует соотношения токов таким образом, что
Ток коллектора Тг14, выполняющего функции генератора тока и
задающего начальный режим выходных транзисторов (1К12 = 100 мА),
регулируют при налаживании резистором R7.
Как натурные испытания, так и анализ схемы программой PSpice
показали очень близкие результаты и подтвердили отсутствие
«переключательных» искажений и гармоник высших порядков, а также высокую
стабильность.

Рис. 2.43. Упрощенная схема транзисторного УМЗЧ
Рис. 2.44. Полная схема транзисторного УМЗЧ
При сравнительно низковольтном питании усилитель обеспечивает
на нагрузке 8 Ом выходную мощность 40 Вт в полосе до 40 кГц (скорость
нарастания 6 В/мкс). А благодаря отсутствию резисторов в эмиттерно-
коллекторных цепях усилитель имеет очень высокую токовую
перегрузочную способность.
При этом неискаженный выходной ток достигает 15 А (он
практически равен 1Е х Ь21э(Тг9) х Ь21э(Тг11)). А это обеспечивает
кратковременную мощность почти 200 Вт на нагрузке 2 Ом. Выходное сопротивление
усилителя не более 30 миллиом во всем звуковом диапазоне [43].

Высоколинейный УМЗЧ с внутренним истоковым повторителем
В усилителе, схема которого изображена на рис. 2.45, высокая
линейность даже без ООС достигнута благодаря внутреннему истоковому
повторителю на VT11. Этот повторитель удачно согласует большое (более
1 МОм) выходное сопротивление каскада усиления напряжения на VT9 с
существенно меньшим и нелинейным входным сопротивлением
выходных каскадов на VT13, VT15—VT18.
Собственное выходное сопротивление VT11 имеет порядок 100 Ом,
что значительно меньше пересчитанного к его истоку сопротивления
нагрузки RHh2l3minVT15h2l3minVT17=4x30x25=3000 Ом.
Поэтому коэффициент усиления каскада VT9 не зависит ни от реак-
тивностей сопротивления реальной акустической системы, ни от
изменений, вызванных зависимостью Ь21э выходных транзисторов от
мгновенного тока их коллекторов.
Рис. 2.45. Схема высоколинейного УМЗЧ с внутренним истоковым повторителем

Кроме того, этот же каскад отрезает от каскада усиления напряжения
и довольно значительную суммарную емкость коллекторов выходных
транзисторов.
Примечание.
Благодаря этому даже без ООС выходное сопротивление усилителя
составляет 0,5 Ом, а частота среза 15 кГц.
Входной дифференциальный каскад на полевых VT2VT8 с крутизной
1 мА/В через каскодную схему VT4VT7 и токовое зеркало VT3VT6
преобразует входное напряжение в ток уже с крутизной 2 мА/В (благодаря
VT3VT6), который втекает в эмиттер VT9.
Такое построение также обеспечивает высокую исходную (без ООС)
линейность, поскольку VT9 работает в режиме с общей базой (его
характеристики намного линейнее, чем в схеме с ОЭ). Резистором R4
устанавливаем ток покоя VT9.
Совет.
Для этого целесообразно заранее, перед установкой в плату
транзистора VT1 и резистора R4, настроить пару VT1R4 при питании от
источника напряжением 15 В, контролируя ток стока VT1
миллиамперметром (необходимо установить 5 мА).
R8 — установка «нуля» на выходе, R17 — установка тока покоя
выходных транзисторов VT17--VT20 (по 300 мА). Транзисторы VT11, VT12
расположены на небольших теплоотводах площадью 25 см2, a VT15, VT16
могут быть размещены на общем теплоотводе с VT17—VT20. Транзистор
VT13 обязательно через слюдяную прокладку монтируют на теплоотводе
выходных транзисторов.
Конденсаторы CI, С4 — неполярные, из лавсана или фторопластовые
К71, К72, К73, например, К73-9, К73-17, К71-7, остальные — любых типов.
Резисторы МЛТ или ОМЛТ (кроме R21—R24 типа С5-16).
Коэффициент усиления усилителя по напряжению Ku=l+R12/R10=30,
номинальное входное напряжение 650 мВ, выходная мощность 80 Вт на
нагрузке 4 Ом, коэффициент гармоник ниже 0,03%. Порог
чувствительности измерителя коэффициента гармоник С6-5 [11].
Советы от редактора.
1. Весьма желательны отдельные резисторы, по 3,9 Ом от VT15/VT16
к базам каждого из VT17—VT20, которые выровняют токи и повысят
«живучесть» усилителя в целом.
2. Цепочка Бушеро (параллельно соединенные резистор 10 Ом 2 Вт и
конденсатор 0,1 мкФ, включенные параллельно выходу усилителя)
должна присутствовать обязательно. Иначе при нагрузке с низким

импедансом (большой емкостью) высока вероятность
самовозбуждения на частотах порядка мегагерца, что может привести к сквозным
токам через выходные транзисторы и их выходу из строя.
Метод снижения эффекта Миллера
и связанных с ним т. н. «автоинтермодуляционных»
искажений входного каскада УМЗЧ
Для снижения эффекта Миллера и связанных с ним т. н.
«автоинтермодуляционных» искажений входного каскада Клэс Уэннинг предлагает
как частные (местные), так и общую петли ООС УНЧ. Рекомендуется так
же входной сигнал сводить в одну точку.
В предложенном им симметричном инвертирующем усилителе
(рис. 2.46) две местные цепочки ООС с выходов второго каскада
(коллекторов 2N6180 и 2N6178) подаются в общую точку затворов входного
каскада.
Этим достигается линеаризация двух первых каскадов. Это
происходит как вследствие собственно местной ОС, так и устранения синфазного
входного напряжения, возникающего в «обычных» входных дифкаска-
Рис. 2.46. Схема симметричного инвертирующего усилителя

дах с подачей входного сигнала и ООС на разные входы. Одновременно
имеет место существенное ограничение глубины общей ООС с выхода
усилителя через цепочку 80k/PS в эту же суммирующую точку [33].
Эстрадный/Hi-Fi усилитель мощности (1550 Вт)
Усилитель мощности «SK-2,4/2» предназначен для построения
звуковых малогабаритных комплексов повышенной мощности.
Технические характеристики. Количество каналов — 2. Диапазон
частот (-1 dB) — 20...20000 Гц. Выходная мощность одного канала,
ограниченная коэффициентом гармоник 1%, при сопротивлении нагрузки:
2 Ом — 1550 Вт, 4 Ом — 1000 Вт, 8 Ом — 600 Вт. Коэффициент гармоник
в рабочем диапазоне частот — 0,1% (при 1 кГц 8 Ом 400 Вт — 0,008%).
Скорость нарастания — 25 В/мкс. Уровень входного напряжения
составляет +4,5 dBm (1,3 В). Коэффициент демпфирования — регулируемый.
Минимальное сопротивление нагрузки — 1,8 Ом. Отношение сигнал/
взвешенный шум составляет -100 дБ. Питание — 220 В (±20%) 50—60 Гц.
Размеры — 450x450x132 мм. Вес — 33 кг.
Усилитель содержит стандартный набор защит, обеспечивающий
высокую надежность для применения в составе звукоусилительных
комплексов:
система «мягкого» включения и отключения акустических систем
при аварии, при превышении питающего напряжения допустимых
пределов;
защита от короткого замыкания.
Примечание.
Особенность данной разработки— наличие системы «мягкого»
демпфирования (http://www.members.tripod.com/~sakevich/dempfer.
htm) динамических головок, позволяющей снизить мехднические
потери в динамических головках и примерно на 50% поднять предел
безопасной мощности, подаваемой на динамики.
Эта система позволяет также несколько расширить частотный
диапазон акустических систем и улучшает их фазовую характеристику,
уменьшая сдвиг фазы тока. Это позволяет в некоторых случаях обойтись без
среднечастотной головки (в случае построения недорогих
широкополосных акустических систем) и плавно изменять характер звучания
акустических систем.
Применение двух вентиляторов обеспечивает достаточное
охлаждение при температуре окружающей среды до +60°С Вход 1А-дюймовый
jack или «сапоп XLR», выход — клеммы. Наиболее полно возможности
аппарата реализуются при работе на качественные широкополосные

акустические системы номинальной мощностью не менее 800 Вт/ 4 Ом и
имеющие чувствительность не менее 94 дБ/Вт/м.
Схемные решения приведены на сайте издательства www.nit.com.ru:
на рис 2.47 — плата усилителя мощности, на рис. 2.48 — плата
индикации и коммутации, а на рис. 2.49 — схема соединений.
Главное внимание вначале было уделено построению выходного
каскада, ведь стояла задача разработать конструкцию, основанную
целиком на отечественной элементной базе. Традиционный вариант
параллельного включения выходных транзисторов здесь не подходил — при
мощности 1000 Вт на 4 Ом размах выходного напряжения составляет
90 В, т. е. изменение напряжения на транзисторах составит 180 В.
А если учесть все падения напряжений, работу без нагрузки,
колебания питающего напряжения, индуктивные выбросы — очевидно, что
транзисторы выходного каскада должны иметь максимально допустимое
напряжение К-Э 220—240 В минимум.
Наилучшие отечественные КТ8101 и 8102 имеют предельно
допустимое UK3 = 160 В. В результате выходной каскад спроектирован по
смешанной последовательно-параллельной схеме (см. схему усилителя на
рис 2.47—2.49).
Схема состоит из трех частей — схемы плат усилителей мощности,
схемы платы БП и реле задержки включени/отключения акустики, общей
схемы коммутации.
Это решение имеет следующие преимущества:
можно увеличивать размах выходного напряжения до любого
необходимого значения;
возможность продолжения работы при выходе из строя одного или
нескольких выходных транзисторов;
уменьшение вероятности возникновения сквозных токов при
работе на высоких частотах, что весьма благоприятно сказывается на
надежности работы при возникновении нештатных ситуаций;
использование транзисторов в наиболее оптимальном режиме
путем снижения действующего напряжения.
Как известно, область безопасных режимов максимальна при
небольших напряжениях, а при повышении рабочего напряжения свыше
определенной величины предельно допустимая мощность линейно снижается.
Например, у транзисторов КТ864(865) при температуре 25°С сужение
области безопасных режимов выглядит следующим образом (UK3 / 1кмакс
/ Рмакс): 10 В / 10 А / 100 Вт, 25 В / 4 А / 100 Вт, 100 В / 0,2 А / 20 Вт, 140В /
0,025 А / 3,5 Вт. При температуре корпуса 90°С мощность дополнительно
снижается в 2 раза.
Смещение. Транзисторы выходного каскада (VT15—VT26 и VT30—
VT42) работают без смещения, чистый режим В. Однако на нагрузку

работает раскачивающий каскад (VT13, VT14, VT29, VT36) через
резисторы R48, R61 (1 Ом). Они же являются рассасывающими для базовых
емкостей выходных транзисторов.
Примечание.
Малая величина этих резисторов уменьшает время выключения
выходных транзисторов, и соответственно, снижаются
коммутационные искажения.
Смещение транзисторов раскачивающего каскада основано на
разности величин падения напряжений на переходах б-э транзисторов разных
типов, например:
для КТ8101(02) эта величина (Ткорп=20°С, 1к=100мА) составляет
520—530 мВ;
для КТ814(815) при 1к=200 мА — 670 мВ.
Таким образом, распределение напряжений смещения выходного
каскада выглядит следующим образом (относительно «0» в режиме
покоя): эмиттер VT43 — 0 В, база VT5 — 650 мВ, база VT12 — 1320 мВ,
база VT14 — 785 мВ, эмиттер VT14 — 220 мВ.
Падение напряжения на R48 220 мВ и определяет ток покоя
раскачивающего каскада 220 мА, Эта величина мало зависит от температуры (при
Т=65°С транзисторов раскачивающего каскада, что обычно является
пределом в наиболее тяжелых условиях работы ток покоя повышается
всего до 260 мА).
Такое решение позволяет избавиться от термокомпенсирующих цепей и
необходимости применения подстроечных резисторов. Это положительно
сказывается на повышении надежности работы усилителя.
Дополнительно хотелось бы заметить, что было опробовано много
других решений смещения выходного каскада. Однако этот вариант
показал себя лучше других за много лет производства и эксплуатации
этих усилителей. Например, схемы динамического смещения
(«экономичный» режим А) также динамически изменяют входное
сопротивление выходного каскада. А т. к. каскад усилителя напряжения имеет, как
правило, большое выходное сопротивление, то эта особенность
приводит к искажению формы сигнала, заметную даже невооруженным глазом
при отключении цепи общей ООС.
В этом случае спектр гармоник переносится в более низкочастотную
область, где они более эффективно подавляются цепью общей ООС, хотя
в целом результат практически одинаков при прочих равных условиях.
Защита от коротких замыканий выхода. Сначала за основу была
принята схема, аналогичная «Dynacord-1200». Однако у нее был выявлен ряд
недостатков (например, повышение КНИ усилителя на высоких
частотах), и выбор был остановлен на симметричной триггерной схеме защиты

(VT7, VT8 и VT9, VT10, соответственно). Это решение имеет следующие
преимущества:
невнесение искажений вследствие полностью закрытых
транзисторов защиты в рабочем режиме;
полное выключение выходных транзисторов до окончания
действия соответствующей полуволны сигнала, при котором
включилась защита.
Пример.
Общий ток потребления выходного каскада в режиме покоя
составляет 340 мА, а в режиме КЗ. при любом уровне входного напряжения —
240 мА.
Раскачка. Сначала использовалась симметричная раскачка,
аналогичная «Dynacord-880», с той разницей, что входные дифф. пары питались
от генераторов тока и каскад усиления напряжения был выполнен по
каскодной схеме ОЭ-ОБ.
Однако симметричная раскачка при общеизвестных достоинствах
имеет и недостатки. Главный из них — два пути усиления сигнала.
Вследствие этого на АХЧ каскада усиления напряжения (без ООС)
появляется два первых полюса (два каскада усиления напряжения,
работающих параллельно, полюс ОУ условно не учитываем). Поэтому ввести
оптимальную коррекцию на опережение и запаздывание сложно.
Используемая сейчас схема раскачки заимствована из очень удачного
УМЗЧ высокой верности — она проста, имеет предельно высокие
объективные характеристики, хорошую повторяемость и субъективно
обеспечивает безукоризненное звучание. Применение высокоскоростного
ОУ на входе обеспечивает достаточно высокую глубину ООС на высоких
частотах и быстродействие.
Это сводит к минимуму возможность возникновения перегрузки по
скорости и связанных с этим динамических искажений. А работа
выходного каскада ОУ со смещением рабочей точки относительно 0 приводит
к работе выходного каскада ОУ в режиме А, что способствует
дополнительному снижению КНИ.
Такая схемотехника обеспечивает высокое качество звука. Поэтому
усилитель отлично вписывается не только в рамки эстрадного, но и Hi-Fi.
В последнем случае его можно упростить, уменьшив напряжения
питания и количество параллельно включенных транзисторов выходного
каскада (для «дома» более чем достаточной будет мощность 200 Вт).
Блок питания. Традиционный двуполярный, в фильтре питания
применены конденсаторы К50-21, 16000x160 В. Трансформатор имеет
ленточный магнитопровод общим сечением 40 см2 и выходное
сопротивление около 0,18 Ом.

Вышеперечисленное привело к необходимости введения схемы
«мягкого» включения питания, т. к. пусковой ток очень велик и определяется
в основном выходным сопротивлением питающей сети, и при небольшой
этой величине может достигнуть многих десятков ампер. Это может
привести к срабатыванию сетевых защитных устройств.
Система «мягкого» включения выполнена традиционно, путем
включения в момент подачи питания токоограничивающих резисторов в цепь
первичной обмотки силового трансформатора.
Конструкция. При создании конструкции использовалось
максимальное число унифицированных элементов (радиаторы, магнитопро-
вод). Это дало возможность дополнительно снизить себестоимость.
Конструктивно усилитель состоит из двух плат усилителей, на которых
полностью смонтированы усилители правого (А) и левого (В) каналов, и
платы БП, на которой также смонтированы блоки защит от постоянного
напряжения на выходе, блок «мягкого» включения, индикация. Также
в схему платы БП введена система отключения выхода усилителей при
повышении питающего напряжения до 250 В (если переключатель
установлен на 220 В) или 280 В (если переключатель установлен на 250 В).
Вентиляторы типа ВВФ-112 (или 1,0 ЭВ-1,3) расположены сзади, для
уменьшения акустического шума и максимального охлаждения
радиаторов. Конструкция в целом достаточно простая и легко разбирается для
проведения профилактики или ремонта.
Применение. Применение этого усилителя имеет свои особенности,
связанные в основном с регулированием выходного сопротивления и
высокой мощностью. Так как при высоком выходном сопротивлении
электрическое демпфирование минимально, демпфирование АС для
достижения высоких качественных показателей приходится выполнять
акустическими способами.
Разумеется, выбор АС для этого усилителя должен быть достаточно
тщательным хотя бы в плане номинальной мощности динамиков. Диапазон
изменения выходного сопротивления лежит в пределах 0,5—25 Ом.
Повышение этой величины выше 25 Ом на палитре звука уже не
отражается, однако имеет технологические сложности. Применение
лабиринтных АС требует установки сопротивления в пределах 3—6 Ом, у
фронтальных эту величину можно повысить до 6—20 Ом.
Низкокачественные динамики, имеющие многочисленные резонансы,
требуют также некоторого снижения RBblx. Впрочем, любой пользователь
этого усилителя сможет установить оптимальное звучание АС,
сообразуясь со своими требованиями и вкусами.
Также необходимо особо тщательно следить за качеством
соединительных кабелей, т. к. при недостаточно хорошем экранировании вход-

ных цепей возможно возникновение высокочастотной генерации и
соответственно быстрый выход из строя высокочастотных излучателей [97].
High-End усилитель End Millennium
Схема High-End усилителя End Millennium небольшой датской
фирмы LC Audio (http://www.lcaudio.com) приведена на рис. 2.50 (см. на
сайте издательства). Усилитель хорошо иллюстрирует типовые схемные
решения философии УМЗЧ без общей ООС.
Симметричный вход выполнен на двух комплементарных дифкаска-
дах (Т15—Т18), балансировку которых обеспечивает триммер Р2,
корректирующий режим генератора тока на Т4.
Дифкаскады через эмиттерные повторители Т19, Т20 нагружены на
второй (также двухтактный и симметричный) каскад усиления
напряжения — ТЮ, Т12 с довольно глубокой местной ООС (R17, R19).
Далее следует четверка (вместо обычных двойки-тройки)
соединенных последовательно двухтактных эмиттерных повторителей (Т11Т14,
Т7Т8, Т5Т6, Т1Т2) с двумя цепями, задающими и стабилизирующими
смещение (Т9, Т24) и все — дальше только нагрузка.
Из вспомогательных узлов (только в них применены ИМС) имеются:
триггерная защита от перегрузок по току (сенсор тока выходных
транзисторов на Т23 — триггер на интегральном таймере С555 —
ключ Т22, через Т21 закрывающий транзисторы всех выходных
каскадов, начиная с ТІ—Т12);
САР поддержки нуля на выходе (R41 — активный интегратор на
IC2 — пассивный ФНЧ R44C14), «заходящая» через R43 в каскад,
задающий смещение (а не как обычно, во входной).
На пути звукового сигнала нет ни одного конденсатора.
Заявленные разработчиком параметры более чем впечатляют.
Выходная мощность — 120 Вт/8 Ом, 240 Вт/4 Ом, 300 Вт/3 Ом. АЧХ
(-3 дБ) — 0...500 000 Гц. ФЧХ (20 кГц) составляет -2°. Коэффициент
гармоник — 0,0017%. Выходное сопротивление — 0,15 Ом. Импульсный
(1 мс) выходной ток — 46 А. Отношение С/Ш — 110 дБА [4].
УМЗЧ Дугласа Селфа с минимизированными искажениями
выходных транзисторов
Исследуя причины возрастания нелинейности на большом сигнале,
Дуглас Селф обнаружил, что, во-первых, акустическая система в
некоторых условиях требует существенно больший ток, чем рассчитанный
по закону Ома с подстановкой в знаменатель паспортного номинального

сопротивления АС. 8-омная АС, в
частности, иногда выглядит для
усилителя как 3—4-омный эквивалент.
Во-вторых, исследуя ряд
современных мощных транзисторов,
применяемых в выходных каскадах
УМЗЧ, он выявил весьма сильное
падение коэффициента передачи тока
базы Ь21э при увеличении тока
коллектора.
На рис. 2.51 приведены результаты
измерений этой зависимости для
распространенного 2N3055
(комплементарная пара с 2N2955), новых Мотороловских MJ15024 (пара с MJ15025),
MJ2194 (пара с MJ2193) и Тошибовских 2SC3281 (пара с 2SA1302).
Для сопоставимости все графики нормированы к значению Ь21э при
токе коллектора 0,5 А. Как видно, у 2N3055 коэффициент передачи падает
в 3-4 раза при пиковом токе в 4—5 А. Это в реальном УМЗЧ приводит к
такому же значительному снижению мгновенного коэффициента
усиления предшествующих каскадов усиления напряжения, т. е. росту
нелинейности.
Для решения этой проблемы в своем новом усилителе (рис. 2.52)
Дуглас применил транзисторы 2SA1302/2SC3281, причем для
дополнительной разгрузки — по 2 пары в параллель (больше не рекомендует,
поскольку при этом становится значительной суммарная емкость
соединенных параллельно р-п-переходов).
На рис. 2.53 показана зависимость коэффициента гармоник от частоты
при разной нагрузке (8/4/3 Ом), но одинаковом выходном напряжении
(выходной мощности 20 Вт/8 Ом, 40 Вт/4 Ом, 60 Вт/3 Ом). Из нее видно,
что линейность уже очень слабо зависит от нагрузки.
Усилитель нормально работает с любым напряжением питания в
диапазоне от ±20 до ±40 В, развивая в последнем случае на 8-омной нагрузке
55 Вт, а при кратковременной «просадке» нагрузки до 2 Ом — 210 Вт.
Еще одно новшество — усовершенствованная схема
термостабилизации режима на Q8, дополнение которой диодом D5 и двумя
дополнительными резисторами R19, R20 увеличило температурную
чувствительность термодатчика до 4 мВ/°С Это повысило точность поддержания
тока покоя выходных транзисторов Q14—Q19 [80].
Рис. 2.51. Результаты измерений

Рис. 2.52. Схема УМЗЧ Дугласа Селфа

Рис. 2.53. Зависимость коэффициента гармоник
от частоты при разной нагрузке (8/4/3 Ом)
УМЗЧ Penultimate Zen Нельсона Пэсса
Нельсон Пэсс, идеолог УМЗЧ по топологии Zen (далее усилители
Зена) и руководитель Pass Labs, подводя итог восьмилетнего развития
Zen-овской философии однокаскадных УМЗЧ, предложил Penultimate
Zen (рис. 2.54).
Нельсон отмечает, что в нем устранены некоторые принципиальные
ограничения первых усилителей Зена:
низкое входное сопротивление;
высокая чувствительность к пульсациям питающего напряжения;
слабоватая линейность.
Низкое входное сопротивление было обусловлено тем, что в
инвертирующем однокаскадном усилителе затвор полевого транзистора является
«виртуальной землей». Входное сопротивление при этом определяется
резистором между входом усилителя и затвором (который вместе с
резистором с выхода на затвор образуют цепь ООС и определяют
коэффициент передачи усилителя).
Вообще говоря, входное сопротивление полевого транзистора на
постоянном токе практически равно бесконечности, поэтому входной
резистор, казалось бы, можно увеличить до любой требуемой
величины.
Однако, емкость затвор-сток мощного (и единственного активного
элемента в первых усилителях Зена), умноженная в коэффициент
усиления раз эффектом Миллера, да еще и нелинейно зависящая от
напряжения исток-затвор, заставляет ограничивать сопротивление несколькими
килоомами. Все это во избежание завала АЧХ и появления сильных
нелинейных искажений на высших звуковых частотах.
А это для большинства источников звукового сигнала слишком мало.
В Penultimate Zen проблема решена дополнительным буферным каска-

Рис. 2.54. Схема УМЗЧ Penultimate Zen Нельсона Пэсса
дом на маломощном транзисторе Q4, собственные емкости которого на
полтора-два порядка меньше, чем у мощного Q1.
Это дало возможность применить R2=RBX=47 кОм, что приемлемо
для любых источников сигнала. Кроме того, Q4 — это р-канальный, а
Q1 — это n-канальный транзистор. Поэтому их суммарная амплитудная
характеристика становится даже линейнее ввиду частичной
компенсации нелинейности n-канального транзистора обратной нелинейностью
р-канального.
Q2 и Q3 образуют улучшенный генератор тока — активную нагрузку
Q4 по переменному току, обеспечивая ему также стабильный режим
класса А по постоянному току
На Q5 выполнен стабилизатор и активный фильтр пульсаций
напряжения питания. Для достижения номинальной выходной мощности
25 Вт на 8-омной нагрузке начальный ток стока Q1 (и Q2) выбран 2 А.
Это означает рассеивание на этих транзисторах по 40 Вт — их следует
установить на эффективных радиаторах с тепловым сопротивлением не

более 0,3 °С/Вт. Кроме указанных на схеме, в качестве Q1 можно
использовать IRFP140 и IRFP240, тоже от International Rectifier.
Блок питания (рис 2.55) выполнен на трансформаторе мощностью
300 Вт с двумя 18-вольтовыми вторичными обмотками. Налаживание
сводится к установке резистором R4 на стоке Q1 постоянного
напряжения, примерно на 2 В большего половины питающего (после
стабилизатора на Q5), т. е. 22 В.
Рас. 2.55. Схема блока питания
Penultimate Zen обеспечивает равномерную АЧХ от 5 Гц до 100 кГц,
коэффициент гармоник на уровне десятых долей процента (рис. 2.56) и
напряжение шумов на выходе не более 35 мкВ.
Это заметно лучше, чем у первых «настоящих» (т. е. однокаскадных
и на одном усилительном элементе) усилителей Зена. Но улучшение-то
достигнуто введением дополнительных каскадов и активных элементов.
Круг Зена замкнулся, и спираль диалектического развития, сделав
очередной виток, вернулась к многокаскадной схемотехнике, отвергнув
основной принцип Зеновской философии [76].
Рис. 2.56. АЧХ УМЗЧ Penultimate Zen

Дуглас Селф о ранее никем не замеченном источнике
существенной нелинейности транзисторных УМЗЧ
Известный английский разработчик высококачественной аудиотех-
ники Дуглас Селф неожиданно наткнулся на ранее никем не замеченный
источник существенной нелинейности транзисторных УМЗЧ.
При расчете и испытаниях вход УМЗЧ обычно подключают к источнику с
нулевым или малым выходным сопротивлением (популярная Audio Precision
System One имеет RBMX = 50 Ом). Но реальное внутреннее сопротивление
источника сигнала УМЗЧ чаще всего значительно больше. Например,
тривиальный 10-килоомный пассивный регулятор громкости в среднем
положении движка имеет = 5 кОм, т. е. на 2 порядка больше расчетного.
Спектральный анализ искажений типового УМЗЧ (рис. 2.57) при
разных Rs от 50 Ом до 3,9 кОм совершенно неожиданно засвидетельствовал
(рис 2.58) увеличение искажений чуть ли не на порядок! Невероятно, но
факт: транзисторный УМЗЧ с общей ООС обеспечивает потрясающую
линейность, но только для каскадов/элементов, охваченных этой самой
ООС
Рис. 2.57. Схема типового УМЗЧ

В рассматриваемой схеме — это все элементы от базы TR2 до выхода УМЗЧ.
Однако, ток базы TR2, как и резистор Rs, оказываются вне петли ООС.
А теперь вспомним, что вольтамперная характеристика биполярного
транзистора довольно нелинейна. Т. е. если выходное напряжение
усилителя почти идеально повторяет по форме напряжение на базе TR2
(входное напряжение усилителя при условии Rs=0), то ток базы транзистора
TR4 каскада усиления напряжения, как и токи коллектора и базы TR2,
связаны с этим напряжением довольно нелинейной зависимостью.
Иначе говоря, ток базы TR2 весьма нелинейно связан с напряжением
входного звукового сигнала. Чтобы расставить все точки над і, вспомним
закон Ома и убедимся, что нелинейный ток базы TR2 создает на
резисторе Rs нелинейное напряжение UHen=ITR2„xRs.
Это напряжение суммируется с входным и искажает последнее еще
до поступления на базу TR2 и, кроме того, совершенно не уменьшается
петлей ООС!
Примечание.
Патовость ситуации состоит в том, что отмеченный эффект тем
больше, чем больше ток коллектора транзисторов входного каскада.
А его для обеспечения достаточной скорости нарастания и
исключения динамических интермодуляционных искажений в УМЗЧ выбирают
побольше.
Из всего сказанного Дуглас сделал вывод, что единственным
способом устранения искажений УМЗЧ из-за нелинейности входных токов

является применение во входном каскаде полевых транзисторов («нет
тока — нет проблемы»).
К сожалению, дискретные «полевики» (по сравнению с биполярными
транзисторами) имеют значительно больший разброс как напряжений
отсечки, так и крутизны (что требует применения специальных мер по
поддержанию нуля на выходе усилителя).
Поэтому наиболее целесообразным решением проблемы являются ОУ
с входными каскадами на полевых транзисторах или интегральные пары
полевых транзисторов [22].
Транзисторный УМЗЧ Мэтта Такера
На рис. 2.59 показана схема УМЗЧ, разработанного Мэттом Такером.
Первый дифференциальный каскад выполнен на биполярных
транзисторах Q1Q5 по типовой схеме с токовым зеркалом Q7Q8 в нагрузке, а
каскад усиления напряжения — на Q9Q13 с ОЭ и нагрузкой на генератор
тока Q6Q2.
Последующие эмиттерный повторитель Q10 и выходной истоковый
повторитель Ml оба работают в режиме класса А и нагружены на
генераторы токов соответственно Q14Q11 и Q12M2. Общая ООС передается с
выхода на один из входов дифкаскада через R18R15C1.
На рис. 2.60 изображена зависимость коэффициента гармоник от
частоты при 20-ваттной выходной мощности на нагрузке 8 Ом. Рабочая
полоса частот 1,7 Гц — 200 кГц, чувствительность 275 мВ.
Катушка L1 бескаркасная, намотана на оправке диаметром 1,5 см и
содержит 23 витка провода ПЭЛ 0,8. Ее ориентировочная индуктивность
4 мкГн.
Блок питания — тривиальный, построен на 385-ваттном сетевом
трансформаторе с вторичными 2x36 В, 400 В/ 25 А мосте и паре
электролитов 40000 мкФ 40 В. Транзисторы Ml, М2 выходного каскада должны
быть установлены на штыревые или пластинчатые радиаторы с
эффективной площадью 2300 см2 [72].
«Суперсимметричный» Zen amp
Нельсон Пэсс порадовал новым вариантом своего Zen amp, на этот раз
названного «суперсимметричным», топология которого защищена
патентом США №5376899. Особенность его схемотехники (рис. 2.61) в том, что
в обычный дифусилитель на полевых транзисторах Ql, Q2 (IRF640)
введены 10-килоомные резисторы локальных ОС со стоков в затворы.
В результате создаваемые одним транзистором искажения (для
наглядности на рис. 2,61 изображены условно в виде пика на синусоиде на стоке

Рис. 2.59. Схема транзисторного УМЗЧМэтта Такера

Рис. 2.60. Зависимость коэффициента гармоник от частоты
при 20-ваттной выходной мощности на нагрузке 8 Ом
Рис. 2.62. Полная схема SuperSymmetric Zen

Q2) передаются через эти
дополнительные резисторы на затвор,
повторяются на истоке и инжектируются
в той же фазе на сток второго
транзистора Q1. Это означает
компенсацию искажений между балансными
выходами усилителя. Полная схема
SuperSymmetric Zen приведена на
рис. 2.62.
С питанием ±40 В и начальными
токами стоков по 4 А усилитель на
8-омной нагрузке обеспечивает мощность до 20 Вт при коэффициенте
гармоник до 3% (рис. 2.63) и полосе 70 кГц.
Блок питания — обычный на мостике Греца с CLC сглаживающим
фильтром 30000 мкФ — 2 мГн — 30000 мкФ [67].
Рис. 2.63. АЧХ усилителя

ГЛАВА З
ЛАМПОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
Лампы и звук: назад, в будущее или новое —
это хорошо забытое старое?
История, как известно, развивается по спирали. Лишним тому
подтверждением является нынешнее положение в High-End аудиотехнике.
В начале 21 века вновь особо модны стали раритетные ламповые
усилители и аналоговые проигрыватели виниловых грампластинок.
Пролистывая свежие аудиофильско-меломанские журналы,
убеждаешься, что колесо истории качнулось резко в сторону от цифровых CD,
MD, R-DAT. Радиолюбители со стажем обнаруживают удивительное
сходство нынешних журналов с журналами 60-х, когда даже первые
транзисторные УНЧ и компакт-кассеты были в диковинку.
Ничуть не умаляя транзисторы и «цифру», отдадим дань моде и
покажем кратко, но объективно, что стоит за повальным увлечением —
«откуда растут ноги» ламповизации УНЧ начала XIX века.
Сначала немного о терминологии. Поскольку новая ламповая волна
пришла к нам с англоязычного Запада, этой же волной к множеству
дилеров/дистрибьюторов занесло и названия «кланов» — «трех китов»
ламповой схемотехники SE-PP-OTL. На самом деле тут нет ничего нового
или таинственного:
SE (Single Ended) — это тривиальный однотактный каскад;
РР (Push Pull) — всем известный двухтактный;
OTL (Output Transformer Less) — бестрансформаторный [32].
Однотактный каскад — SE: достоинства и недостатки
Приверженцы однотактной ламповой схемотехники считают себя
самыми последовательными борцами за чистоту звука, утверждая, что
только в однотактном каскаде лампа работает в настоящем режиме класса
А без всяких там отсечек анодного тока, переключений активных
элементов и прочих реальных и мнимых возмутителей монотонности
передаточной характеристики. Все вроде бы правильно, однако критерием истины
является практика, которая быстренько опускает нас с облаков на землю.
Вот только основные недостатки SE.

Недостаток 1 — постоянный ток лампы протекает по первичке
выходного трансформатора, что приводит к подмагничиванию магнитопровода
и резко ухудшает его магнитные свойства — магнитную проницаемость и
линейность. Падение магнитной проницаемости снижает индуктивность
первичной обмотки, что тут же «режет по живому» низкочастотные
сигналы (нижняя граничная частота пропорциональна индуктивности).
Попытка восстановить индуктивность первичной обмотки повышением
числа витков увеличивает и паразитную индуктивность рассеивания,
которая режет уже высшие звуковые частоты — «хвост вытащишь — нос
увязнет, нос вытащишь — хвост увязнет».
Недостаток 2 — анодные характеристики ламп для положительной
полуволны сеточных напряжений длиннее, чем для отрицательной (т. е.
при равных по амплитуде, но противоположных по знаку приращениях
сеточного напряжения изменение анодного тока будет больше для
положительного приращения напряжения на сетке).
В результате в передаточной характеристике имеется довольно
значительная параболическая составляющая, а в выходном сигнале — вторая
и другие четные гармоники.
Недостаток 3 — пульсации питающих напряжений практически без
ослабления передаются в нагрузку, что выдвигает довольно жесткие
требования к качеству (читай — габаритам и стоимости) выпрямителей. Эти
требования еще более возрастают в связи с тем, что в SE усилителях через
источник питания проходит ток основной частоты (сигнала), и если не
предпринять соответствующих мер, то паразитная межкаскадная связь
по питанию может нарушить устойчивость усилителя в целом.
Примечание.
Таким образом, неплохая вроде бы идея обрастает на практике
подводными камнями, поэтому даже у дорогих SE усилителей выходная
мощность редко достигает 10 Вт (следствие очень низкого КПД в
10—20%), а звучание НЧ характеризуется «рыхлостью» и
отсутствием настоящей динамики.
Значительный уровень четных гармоник способен превратить
«прозрачность» в «стеклянность», а ламповую «теплоту» — в «аморфную
вялость». Итого от SE-оптимизма остается, пожалуй, только одна
привлекательная черта — отсутствие необходимости подбора ламп
выходного каскада «по парам» [44].
Практические схемы SE усилителей
Пример практической схемы SE усилителя мощностью 3 Вт показан на
рис 3.1 (В. Большов). Выходной трансформатор выполнен на магнитопроводе

Рис. 3.1. Пример практической схемы SEусилителя мощностью 3 Вт
11116x16, первичная обмотка содержит 3500 витков ПЭЛ 0,15, а вторичная 165
витков (нагрузка 4 Ом; для 8 Ом число витков следует удвоить) ПЭЛ 0,64.
Цепь частотнозависимой ООС C10R14C9R13 и пассивные регуляторы
тембра ВЧ (R4C2) и НЧ (C1R2) обеспечивают диапазон регулировок
±14 дБ на частоте 10 кГц и ±16 дБ на 100 Гц. Коэффициент гармоник при
номинальной мощности не более 1,5%, чувствительность — 100 мВ.
Схема SE на «аудиофильской» лампе 6СЗЗС, отличающейся большой
мощностью анода, высокой линейностью характеристик и низким
внутренним сопротивлением, показана на рис. 3.2 (Д. Андронников). УНЧ
обеспечивает очень большую для однотактных устройств мощность —
20 Вт. Из-за значительного (200 В) требуемого напряжения раскачки
драйвер на 6ПЗС и входные каскады запитаны от отдельного
маломощного, но высоковольтного источника.
Рис. 3.2. Схема SE на «аудиофильской» лампе 6СЗЗС

SE на мощном модуляторном триоде RB300-CX (ранее сугубо
военном, а ныне доступном и для простых смертных на Санкт-Петербургском
ПО «Светлана»), имеющем высокую крутизну (25 мА/В), большое
анодное напряжение (2200 В) и мощность (300 Вт с обдувом, 30 Вт — без
обдува), а также низкое внутреннее сопротивление (500 Ом) разработана
Д. Андронниковым (рис. 3.3).
Выходной трансформатор Tpl имеет коэффициент трансформации
22,6. Таким образом, при сопротивлении нагрузки 8 Ом анод лампы
нагружен на эквивалентное сопротивление 4,08 кОм. Благодаря
применению во входном каскаде лампы 6С4П, нелинейность характеристик
которой близка к нелинейности RB300-CX, а также применению
регулируемого фиксированного смещения на сетки обеих ламп, в данной схеме
удалось реализовать принцип частичной компенсации квадратичной
нелинейности выходной лампы нелинейностью входной.
Примечание.
Суть этого принципа в том, что входная и выходная лампы
работают в «противофазе», поэтому фазы четных гармоник,
генерируемых этими каскадами, оказываются противоположными и частично
компенсируются. В результате без применения ООС коэффициент
гармоник этого УНЧ удается снизить до 2% (при этом собственно
RB300-CXdaem примерно 6%).
Номинальный диапазон частот усилителя 45 Гц — 45 кГц,
чувствительность 0,7 В, выходное сопротивление 1,6 Ом [59].
Рис. 3.3. SE на мощном модуляторном триоде RB300-CX

Двухтактный каскад — РР: достоинства и недостатки
Двухтактные трансформаторные выходные каскады не случайно
наиболее распространены в ламповых УНЧ. Благодаря встречному
протеканию равных постоянных токов анода в двух половинках первичной
обмотки постоянное подмагничивание магнитопровода отсутствует, а
пульсации питающих напряжений компенсируются. Кроме того,
благодаря противофазной раскачке ламп верхнего и нижнего плеча
обеспечивается компенсация четных гармоник.
То есть в РР усилителях схемотехнически устранены основные
ограничения SE усилителей, что на практике выражается:
меньшими искажениями;
более широкой полосой частот;
меньшим уровнем шумов и помех;
более мощным и выразительным звучанием.
Но, к сожалению, все эти достоинства будут реализованы только в
том случае, если:
лампы выходного каскада специально отобраны по параметрам;
число витков, индуктивность и активное сопротивление
половинок первичной обмотки идеально совпадают;
фазоинверсный каскад обеспечивает точное равенство амплитуд и
противоположность фазы напряжений, подаваемых на
управляющие сетки выходных ламп.
Примечание.
На практике подобрать две одинаковые (с отличием вольтамперных
характеристик в рабочем диапазоне токов и напряжений порядка 1 %)
лампы невозможно!!!
Приемлемую симметрию полуобмоток выходного трансформатора
удается получить только применяя специальные технологические
приемы (многосекционная намотка), а для обеспечения
противофазной раскачки приходится вводить ряд подстроечных элементов.
Другими словами, изготовление и налаживание РР усилителей — дело
трудоемкое и довольно тонкое: небольшая небрежность или надежда на
«авось пронесет» почти всегда заканчиваются разоча ованием.
Совет.
Решить легче проблему можно, применив простейший пробник с
двумя миллиамперметрами в анодных цепях сравниваемых ламп:
все остальные электроды которых соединены параллельно и
подключены к источникам номинальных питающих напряжений;
на управляющие сетки подается постоянное напряжение с движка
резистора делителя напряжения.

Изменяя напряжение на сетках от нуля до полностью запирающего,
сравнивают анодные токи, которые не должны отличаться более, чем на
несколько процентов [21].
Практические схемы РР усилителей
Одно из решений, избавляющих от головной боли при подборе пар
ламп, — применить на выходе двойной триод — рис 3.4 (Е. Зельдин).
Правда, особой мощностью при этом похвалиться не удастся.
В данном случае выходная мощность составляет 3,5 Вт при
нелинейных искажениях 4% (ООС отсутствует) и АЧХ от 40 до 15000 Гц. Выходной
трансформатор собран на магнитопроводе Ш 12x20, первичная содержит
2300 витков ПЭВ 0,12, вторичная — 74 витка ПЭЛ 0,74.
Примечание.
Выходной трансформатор является самым нелинейным звеном
лампового УНЧ, и от его качества в решающей степени зависит
качество усилителя в целом. Недаром говорят, что ламповый усилитель
звучит так, как звучит его трансформатор.
Остановимся поэтому несколько подробнее на расчете и конструкции
трансформатора для двухтактного выходного каскада (расчет других
звеньев и каскадов усилителей выполняется по общим для радиотехники
законам Ома и Кирхгофа и поэтому здесь не рассматривается).
Для расчета трансформатора необходимо знать:
тип ламп выходного каскада;
выходную мощность усилителя Рвых.
Рис. 3.4. Схема с применением двойного триода на выходе

Для наиболее распространенного (в силу наименьших искажений и
высокой энергетической эффективности) режима класса АВ можно с
приемлемой точностью считать, что рассеиваемая на аноде мощность лампы
равна мощности, отдаваемой этой лампой, т. е. Ра доп = Рвых л Тогда, зная
выходную мощность усилителя и приняв ориентировочный КПД
выходного трансформатора qTp= 0,85, можно выбрать тип (исходя из Ра доп) и
количество (т) ламп выходного каскада Радоп= Рвых/(2тх г|тр).
Выбрав тип лампы, из справочных данных необходимо определить ее
внутреннее сопротивление Rj. Если этот параметр прямо не указан, его
можно вычислить как Rj=|i/S, где |i — коэффициент усиления лампы, S —
крутизна ее характеристики [мА/В] в рабочей точке.
Rj можно определить и по нагрузочной прямой (динамической
характеристике) на семействе анодных характеристик лампы как Rj=2Uarn/(mxIam),
где Uam — амплитуда анодного напряжения (для прикидочных расчетов
можно принять Uam=Ua макс - 50), Iam — амплитуда анодного тока.
Оптимальное эквивалентное сопротивление между анодами ламп
выходного каскада, обеспечивающее передачу в нагрузку максимальной
мощности RaaonT = 2Ri.
Индуктивность первичной обмотки, при которой завал АЧХ на частоте
fH не превысит 3 дБ Ll=Raa onT/(2nfH).
Коэффициент трансформации n=W2/Wl=(RHarp/(Raa оптх г)тр)Ул.
По этим данным можно выполнить приближенный конструктивный
расчет выходного трансформатора. Поперечное сечение магнитопровода
S=0,4PBbIX/V [см2].
Число витков первичной обмотки Wl=550x(Llx/cp / S)*, где /ср —
средняя длина силовой линии магнитного поля (параметр магнитопровода).
Число витков вторичной обмотки W2=nWl.
Понятно, что все расчеты носят прикидочный характер, и для
достижения высоких характеристик усилителя требуют корректировки.
Совет.
При единичном изготовлении целесообразно делать обмотки с
дополнительными отводами (скажем, через 5% от полного числа витков) для
обеспечения возможности оперативного подбора при налаживании.
Конкретное конструктивное исполнение трансформатора
для.высококачественного УНЧ призвано обеспечить индуктивность первичной
обмотки не ниже заданной в таком случае:
при идеальной симметрии ее половинок;
при минимуме паразитной индуктивности рассеивания (она
ограничивает АЧХ на ВЧ);
при минимуме активного сопротивления обмоток;

непревышения магнитным потоком предельного (обычно порядка
0,5 Тл) значения, выше которого магнитопровод будет вносить
недопустимо большие нелинейные искажения.
Примечание.
Выполнение всех этих требований — искусство на грани Страдивари,
поэтому приведем лишь краткие рекомендации, позволяющие
избежать грубых ошибок.
Прежде всего, нужно учесть, что пластины толщиной 0,5 мм
совершенно непригодны, а толщиной 0,35 мм — нежелательны. Лучше, если
толщина пластин будет 0,2 мм, что минимизирует потери на вихревые
токи (существенные на ВЧ).
Каждую пластину индивидуально надо покрыть цапонлаком или
иным изоляционным лаком, предварительно тщательно зачистив
неровности.
Внимание.
При намотке особое внимание следует уделять полной симметрии
половинок первички (не только числа витков, но и длины провода и
симметрии относительно магнитопровода).
Для этого целесообразно применять трехсекционный каркас, крайние
секции которого отводятся под половинки первичной, а средняя — под
вторичную обмотку.
Для минимизации индуктивности рассеивания часто вторичную
обмотку также секционируют, располагая несколько частей вторички
между подсекциями первичек по типу слоеного пирога или гамбургера
(рис. 3.5). После намотки и сборки
пропитайте весь трансформатор
парафином, воском или
стеарином.
Схемные решения фазоинверс-
ных каскадов двухтактных
ламповых УНЧ — наиболее варьируемая
их часть. Чаще всего применяют:
фазоинверторы с
разделенной нагрузкой (реализация
требует всего один триод,
но неравенство выходных
сопротивлений со стороны
анода и катода заметно
нарушают симметрию
противофазных напряжений);
Рис. 3.5. Секционирование
вторичной обмотки

самобаяансирующийся фазоинвертор (требуется два триода, но
каскад одновременно дает усиление по напряжению);
парафазный фазоинвертор (это, по сути, дифференциальный
усилитель с одним заземленным по переменному напряжению входом;
как и самобалансирующийся, требует два триода, но обеспечивает
усиление).
Споры о преимуществах каждой из схем вряд ли уместны. Ведь для
компенсации разбаланса полуобмоток выходного трансформатора и пар
выходных ламп в высококачественных УНЧ, как правило, предусмотрены
подстроечники. Они слегка асимметрируют фазоинвертор и позволяют
минимизировать уровень гармоник на выходе УНЧ при налаживании
непосредственно по спектру, наблюдаемому в реальном времени на спек-
троанализаторе.
На рис. 3.6 показана схема УНЧ Вильямсона, ставшая классической.
Фазоинвертор с разделенной нагрузкой выполнен на V2, собственно
разделенную нагрузку образуют R7 и R5. В этой схеме балансировка по
минимуму искажений выполняется не в фазоинверторе, а в следующем
каскаде (R17).
Без ООС (R25 разорван) усилитель обеспечивает выходную мощность
15 Вт в полосе от 50 Гц до 20 кГц при коэффициенте гармоник около 1% и
Рис. 3.6. Классическая схема УНЧ Вильямсона

чувствительности 200 мВ. При рекомендуемой глубине ООС 12 дБ
чувствительность падает до 0,8 В, коэффициент гармоник снижется до 0,3%,
а полоса частот расширяется до 30—40000 Гц.
В качестве VI—V4 применены 6SN7 (6Н8С), а на выходе — EL34
(6П27С). Выходной трансформатор намотан на магнитопроводе
английского формата Е-1 150 N (высота 150 мм). Размещение его обмоток
показано выше на рис. 3.5. Каждая из половинок первичной обмотки
содержит по четыре слоя провода диаметром 0,3 мм по 88 витков в каждом.
Между слоями первичной размещены слои вторичной — в каждом по
29 витков провода диаметром 1 мм. Слои вторичной обмотки могут быть
соединены как параллельно (1,7 Ом), так и последовательно (110 Ом) для
нагрузки с практически любым сопротивлением. Индуктивность
первичной обмотки 100 Гн, активное сопротивление 250 Ом, индуктивность
рассеивания 22 мГн.
Фазоинверсный каскад с разделенной нагрузкой и подстройкой
симметрии в цепи катода применен в усилителе Avery Fisher SA-16 (рис. 3.7).
Он выполнен на правом по схеме триоде 12АХ7, а собственно
регулировка выполняется подстроечным резистором 50 кОм.
Типичный представитель УНЧ с самобалансирующимся фазоинвер-
тором — QUAD II (рис. 3.8). Верхний левый по схеме пентод VI — это
обычный усилитель с нагрузкой R5, а собственно инверсию выполняет
нижний левый пентод V2 с нагрузкой R6. Управляющая сетка пентода
соединена как с сеткой первой выходной лампы V3 (через R7), так и с
сеткой второй V4 (через R9, R8).
В современной схемотехнике такие схемы называют инвертирующим
повторителем напряжения. Ведь лампа по схеме с общим катодом, по
сути, и есть операционный усилитель (сетка лампы — инвертирующий
вход ОУ). Коэффициент передачи такого ОУ равен = -(R8+R9)/R7.
А поскольку R9=R7, небольшой довесок R8 компенсирует
неидеальность (небесконечность коэффициента усиления) лампы. Из других
особенностей QUAD II стоит отметить:
довольно глубокую общую ООС (R11R10);
применение автоматического смещения (R12C5);
наличие местной ООС, подаваемой с отдельной обмотки
выходного трансформатора в катоды V3, V4.
Парафазный фазоинверсный каскад сегодня можно назвать
дифференциальным усилителем с заземленным (по переменному току) одним
из входов.
На рис 3.9 показана схема УНЧ Avantic с таким каскадом (лампа V2)
без подстройки. А на рис. 3.10 представлена схема УНЧ Grommes 260А
также со вторым парафазным каскадом и регуляторами симметрии: как в
анодных цепях фазоинвертора, так и в сеточных выходного каскада.

Рис. 3.7. Фазоинверсный каскад с разделенной нагрузкой
и подстройкой симметрии в цепи катода (усилитель Avery Fisher SA-16)

Рис. 3.8. Схема УНЧ с самобалансирующимся фазоинвертором — QUAD II

Рис. 3.9. Схема УНЧАуа拾с с каскадом (лампа V2) без подстройки

Рис. 3.10. Схема УНЧ Grommes 260А со вторым парафазным каскадом и регуляторами симметрии

Рис. 3.11. Схема входного каскада на ЕСС83
В современных схемах для фазорасщепления и одновременно
приложения общей ООС применяются и «чистые» дифференциальные
каскады, которые, кажется, только что перепрыгнули из знакомых
популярных транзисторных УНЧ (рис. 3.11, входной каскад на ЕСС83).
Обзор фазоинверсных ухищрений будет неполным, если не
упомянуть еще одно течение истинных борцов за чистоту звука. На рис 3.12
показана схема «лампового УНЧ на трансформаторах», наглядно
представляющего одну из High-Епсіовских философий «чем меньше
элементов, тем меньше искажений».
Как уже отмечалось, невыразительное звучание ламповых SE
усилителей в НЧ части спектра, обусловленное ограничениями выходного
трансформатора, хоть и в меньшей степени, но касается и РР усилителей.

Рис. 3.12. Схема «лампового УНЧ на трансформаторах»
Решая проблему «в лоб», некоторые изготовители High-End техники
применяют:
параллельное включение до десятка ламп (этим достигается снижение
во столько же раз эквивалентного внутреннего сопротивления R);
трансформаторы немыслимых габаритов и массы. Более
смекалистые разработчики пытаются применить эффективные схемные
решения трансформаторов.
Примером последнего является многополосные УНЧ, НЧ и ВЧ
трансформаторы (рис. ЗЛЗ, радиола «Латвия») или даже раздельные каналы
усиления (рис. 3.14, В. Мощаков) которых оптимизированы для
соответствующей полосы частот.
В схеме рис ЗЛЗ ВЧ выходной трансформатор Tpl выполнен на маг-
нитопроводе 1119x12, первичная 2000 ПЭЛ 0,12, вторичная 23 ПЭЛ 0,51,
НЧ Тр2 — на 11116x24, обмотка I — 2900, II — 90, III — 580 витков ПЭЛ
0,12, обмотка IV — 40 витков ПЭЛ 0,8.
В усилителе рис 3.14 Tpl на магнитопроводе 11122x30 с первичной
1140+860+860+1140 ПЭЛ 0,16, вторичная 140 витков ПЭЛ 0,64. Тр2 —

Рис 3.73. Многополосные УНЧ, НЧ и ВЧ трансформаторы (радиола «Латвия»)
Рис 3.74. Раздельные каналы усиления (В. Мощаков)

Рис. 3.15. Эквивалентная
схема выходного
трансформаторного
каскада для НЧ
Рис. 3.16. Эквивалентная
схема выходного
трансформаторного
каскада для ВЧ
ШТбхЗО с зазором 0,1 мм, первичная 1000 ПЭЛ
0,18, вторичная 20+30 ПЭЛ 0,59.
Еще более интересна находка Джеффа
Маколэя — одно из редких схемотехнических
решений ламповой аудиотехники, разработанное
в наши дни (подавляющее большинство
остальных «современных» ламповых УНЧ выполнены по
схемам, заимствованным из 60-х, 50-х и даже 40-х
годов). Остановимся на ней подробнее.
На рис 3,15 показана эквивалентная схема
выходного трансформаторного каскада для НЧ,
а на рис ЗЛ6 — для ВЧ. Здесь Rp — внутреннее
сопротивление источника (лампы — к{), R^ —
сопротивление первичной обмотки, LG —
индуктивность первичной обмотки, R1 — приведенное к
первичной обмотке сопротивление нагрузки, Lk —
индуктивность рассеивания, С — эквивалентная
емкость обмотки.
Учитывая, что Rp обычно намного больше Rw,
легко убедиться, что снижение внутреннего
сопротивления лампы улучшает АЧХ:
и на НЧ (частота среза здесь fн = Rp / (2nL0),
для упрощения приведенное сопротивление
нагрузки опустим);
и на ВЧ (грубо fB = l/(2nRpC), также для
упрощения опуская нагрузку).
Для снижения Rp обычно:
или загоняют лампу в режим с
максимальным током анода и небольшим анодным
напряжением;
или применяют параллельное включение
однотипных ламп (это «лобовые» решения);
или используют вместо схемы с общим
катодом катодный повторитель (т. е.
местную 100%-ную ООС, снижающую
эквивалентное внутреннее сопротивление лампы,
рис ЗЛ7).
Но такое решение требует очень большого раскачивающего
напряжения на управляющей сетке, которое вдвое превышает анодное Ht. Джефф
решил проблему нестандартно и очень красиво (рис ЗЛ8) — включил
лампу как управляемый током источник напряжения.
Рис 3.17.
Использование
катодного
повторителя вместо
схемы с общим
катодом

Рис. 3.18. Схема включения лампы как управляемого током источника напряжения
Примечание.
Ведь V1R7, V2R8 — это, по сути, операционные усилители на лампах,
выходы которых (аноды) соединены с инвертирующими входами
(сетками) через резисторы ООС R7 и R8.
Таким образом, без общей ООС достигнуто предельно низкое
эквивалентное внутреннее сопротивление ламп. Кроме отличной НЧ
характеристики, это позволило уменьшить и нелинейные искажения,
возникающие в магнитопроводе выходного трансформатора. Напряжение на
вторичной обмотке пропорционально скорости изменения магнитного
потока, а последний в трансформаторе с нелинейным ферромагнитным
магнитопроводом тем ближе к входному напряжению, чем меньше
внутреннее сопротивление источника, питающего первичку.
Входной ток для ламповых каскадов формируют управляемые
напряжением источники тока на ОУ Al, А2 и транзисторах Trl, Тг2,
нагруженные на «виртуальную землю» — токовые входы V1R7 и V2R8 и поэтому
принципиально не искажающие сигнал.
Детальный анализ схемы выявил также оплошность и самого автора —
Джеффа Маколэя: соединение инвертирующих входов ОУ А1 и А2 через
резистор Rl 1 (очень похожее на схемотехнику мостовых транзисторных
УНЧ), на поверку не обеспечивает равенства амплитуд противофазной
раскачки.

Действительно, применив принцип виртуального замыкания входов
ОУ, можно определить, что коэффициент передачи входного сигнала в
эмиттеры транзисторов для каскада на AlTrl равен Kul=l+R2/Rl 1=2,47,
а для каскада А2Тг2 К„2= -R5/R11= -1,47.
Как говорится, налицо асимметрия на 68%. Для ее устранения
достаточно увеличить сопротивление R5 до 16,8 кОм (включить
последовательно 10 кОм и 6,8 кОм) с одновременным увеличением до ПО кОм
сопротивления резистора R13, совместно с R12 задающего режим
генераторов Trl, Тг2 по постоянному току.
Для тех, кто решил повторить эту схему, приводим схему блока
питания (рис. 3.19). Анодная обмотка Т2 должна быть рассчитана на
напряжение 280 В (700 мА), а питание ОУ осуществляется от накальной обмотки
(2x6 В, 4А) через простейшие выпрямители.
Рис 3.19. Схема блока питания
Выходной трансформатор Т1 должен иметь индуктивность первичной
обмотки 8 Гн, коэффициент трансформации — 20:1 и индуктивность
рассеивания — не более 10 мГн. Допуск на все резисторы — 1% [56]
Совет.
Рекомендуется вместо C4uR11 установить два резистора по 3,3 кОм,
в общую точку которых подключить нижний по схеме вывод R12,aR13
из схемы исключить.

Бестрансформаторная схема — OTL: достоинства и недостатки
Как говорил один из сильных мира сего, «нет человека — нет
проблемы». Приверженцы бестрансформаторных решений столь же
категоричны — уж если звучание усилителя определяется качеством его
выходного трансформатора, то, устранив последний, преодолеем последний
рубеж на пути к идеальному звуку!
Но... реалии и здесь приземляют необузданный полет фантазий.
Основное противоречие состоит вот в чем:
лампы — относительно высоковольтные и слаботочные
(следовательно, по закону Ома — высокоомные) устройства;
акустические системы (АС) — низковольтные, сильноточные и
потому низкоомные (за исключением электростатических АС — вот
где «идеальная пара» для ламповых OTL!).
Типовое Rj пентодов и лучевых тетродов составляет десятки килоом,
триодов — единицы килоом, и только у специализированных ламп типа
6СЗЗС Rj=100 Ом. Их непосредственное подключение к 8-омной нагрузке
хоть принципиально и даст звук, но КПД будет настолько мизерным, что
более правильным будет назвать такой агрегат не усилителем, а
калорифером. Даже для 6СЗЗС всего 8/(100+8)х100%=7%, а для других ламп —
доли процента.
Да и звук вряд ли устроит меломана — питание АС генератором тока,
а не напряжения резко подчеркнет всевозможные электроакустические
резонансы и нарушит нормальную работу разделительных фильтров.
Попытки решить проблему с другого конца — увеличением
сопротивления АС с электродинамическими головками предпринимались еще в 40-х
годах и без особого успеха. Создать качественный высокоомный динамик
оказалось не проще, чем низкоомную лампу. Оставим поэтому в стороне
технологию и рассмотрим, что нам предлагает схемотехника [9].
Практические схемы SE OTL усилителей
Практическая схема SE OTL на катодном повторителе представлена
на рис. 3.20. Его выходное сопротивление RBblx=Rj/(l+ (і), где |і —
коэффициент усиления лампы. Из трех возможных схем
включения (общий катод, общая сетка и общий анод-
катодный повторитель) такая схема имеет наименьшее
сопротивление.
Она, в принципе, может быть применена в SE
усилителях. Однако проблемы с протеканием через нагрузку
постоянного тока и крайне малая выходная мощность
являются преградой для ее широкого
распространения [57].
Рис. 3.20. SEOTL
на катодном
повторителе

Практические схемы РР OTL усилителей
Рассмотрим схемотехнику РР OTL. В 1951 г. Флетчер и Кук
продемонстрировали двухтактный бестрансформаторный УНЧ на восьми лампах
6AS7G (6Н13С), который генерировал 6,32 Вт на нагрузку 16 Ом.
Проблема с постоянным током
через нагрузку вроде решена, но
выходное сопротивление такого решения
(рис. 3.21) RBblx=2R/(l+(i) вдвое больше,
чем в однотактном SE варианте. Ведь с
точки зрения нагрузки обе лампы
включены последовательно.
Это означает, что при использовании
четырех 6СЗЗС выходное сопротивление
не удастся снизить менее 27 Ом. Кроме
того, режим ламп может быть только в
классе А. Но это практически исключает
возможность получения значительной
выходной мощности [55].
Рис. 3.21. Решение проблемы
с постоянным током через нагрузку
Практические схемы SE РР OTL усилителей
Рассмотрим схемотехнику SE РР OTL. В том же 1951-м Петерсон и
Синклер предложили схему асимметричного двухтактного каскада,
названного Single-Ended Push-Pull (рис. 3.22), который впоследствии
нашел широкое применение в транзисторной технике. Но это в
транзисторах, которые бывают двух типов проводимости.
Поскольку «позитронны^» ламп,
комплементарных обычным электронным,
не бывает, то в ламповой технике такой
каскад в силу явной асимметрии выходных
сопротивлений верхнего и нижнего плеча,
а также сложности получения напряжений
раскачки, в чистом виде широкого
распространения не получил. Хотя попытки
коммерческого применения и были (рис 3.23,
SEPP OTL с выходом на 600 Ом) [58].
Рис. 3.22. Схема асимметричного
двухтактного каскада, названного
Single-Ended Push-Pull

Рис. 3.23. SEPP OTL с выходом на 600 Ом

Практические схемы Futterman OTL усилителей
Рассмотрим схемотехнику Futterman OTL. В 1954 самоучка из Нью-
Йорка Юлий Футтерман предложил схему раскачки SEPP OTL, в
которой катодный резистор фазоинвертора был соединен не с землей, а с
выходом усилителя (рис. 3.24). В ней 100%-ная ООС катодного
повторителя (верхнее плечо) компенсирована
100%-ной ПОС через катодный резистор
фазоинвертора. Поэтому асимметрия
выходных сопротивлений верхнего и
нижнего плеч устранена. Но на худшем
из двух вариантов уровне — каскада с
общим катодом.
То есть эквивалентное выходное
сопротивление этой схемы RBbIX=R/2 (для
нагрузки обе лампы включены
параллельно). Для нашего примера с четырьмя
6СЗЗС — это соотвествует 25 Ом, т. е.
практически, как и у РР OTL. Но здесь
лампы уже могут работать и в режиме АВ.
Это дает существенный выигрыш по
мощности. Современную практическую
реализацию Футтермана находим в усилителе
Андреа Чуффоли (рис. 3.25).
Вариации на тему Futterman OTL. Если
в предыдущей схеме поменять местами
управляющие напряжения на сетках ламп
(рис. 3.26), то (эврика!) оказывается, что
схема преобразуется в настоящую пару
повторителей напряжения. И выходное
сопротивление уменьшается до
теоретического минимума RBbIX=R/(2+2^), для нашего примера это 6,8 Ом. Очень
близко к тому, что надо [54].
Рис. 3.24. Futterman OTL,
катодный резистор
фазоинвертора соединен
с выходом усилителя
Рис. 3.26. Измененная схема
Futterman OTL
Практические схемы CIRCLOTRON OTL усилителей
Рассмотрим схемотехнику CIRCLOTRON OTL. В 1955 г. фирма
Electro-Voice полностью избавилась от врожденного порока SEPP —
асимметрии — путем введения плавающего питания и переворота в
одном из плеч лампы и источника питания (рис. 3.27).
В конце 80-х фирма Atma-Sphere Music Systems вернулась к «хорошо
забытому старому» CIRCLOTRONy в своем усилителе МА-1. Выходное
сопротивление этой схемы RBbIX=Ri/(2 + (і), для нашего примера с четырьмя

Рис 3.25. Схема усилителя Андреа Чуффоли,
современная практическая реализация Futterman

6СЗЗС — это 10,6 Ом, а в Atma-Sphere МА-1,
выполненном на 12 запараллеленных лампах типа 6AS7G,
это 11 Ом.
Для согласования с нагрузкой в этом усилителе
применен автотрансформатор, согласующий 11 Ом
с нагрузкой в 1, 2, 3 или 4 Ом. Поэтому его нельзя
считать «чистым» OTL.
Рис. 3.27. Circlotron
OTL с плавающим
питанием
Преимущество цирклотрона перед схемами
Футтермана— высокая степень подавления
помех с шин питания, полная симметрия, оба
катода находятся под нулевым потенциалом.
Примечание.
«Чистый» OTL CIRCLOTRON применен в современном усилителе
COVI MARK II (рис 3.28). Его выходное сопротивление снижено до
менее 1 Ом введением в стандартный цирклотрон неглубокой (около
10 дБ) общей ООС с балансных выходов через резисторы R13, R14 в
управляющие сетки ламп входного и по совместительству фазоинверс-
ного каскада V7a, V7b.
Еще из схемотехнических «приколов» СОVI MARK II можно отметить
применение в качестве генераторов тока интегрального стабилизатора
U1 и биполярных транзисторов Ql, Q2, а также довольно мощные низко-
омные каскады раскачки (V5,V6), позволившие загнать лампы выходного
каскада в режим класса АВ2 с сеточными токами.
Благодаря этому усилитель развивает 100 Вт на нагрузке 4 Ом и 125 Вт
на 8 Ом, а амплитуда анодного тока составляет 3,75 А! Схема блоков
питания показа на рис 3.29.
Схемотехника цирклотрона применяется не только в
бестрансформаторных УНЧ. На рис. 3.30 показана схема УНЧ мощностью 30 Вт.
Выходной каскад этой схемы выполнен на квартете EL84 (6П14П) по
схеме цирклотрона (который может быть назван параллельным
двухтактным — Push-Pull Parallel или РРР) с выходным сопротивлением 800 Ом и
согласующим автотрансформатором. Он позволяет подключать нагрузку
16-8-4 Ом.
Парафазный каскад выполнен на ЕСС83 (6Н2П), а общая ООС
подается в катод лампы входного каскада. Объективные параметры усилителя
очень высоки (для ламповых): полоса частот 10 Гц... 70 кГц, коэффициент
гармоник — 0,01%, коэффициент демпфирования — 30, отношение
сигнал/шум — 101 дБА.
Эта схема многократно воспроизведена автором книги, причем всегда
с неизменным успехом.

Рис. 3.28. Схема современного усилителя COVIMARKII («Чистый» OTL CIRCLOTRON)

Рис 3.29. Схема блоков питания COVIMARKII

Рис. 3.30. Схема УНЧ мощностью 30 Вт

Совет.
Рекомендуется выполнять
автотрансформатор этого усилителя на магнито-
проводе Ш40х40 из электротехнической
листовой стали Э310 (или выше—Э320...
Э360) с толщиной пластин 0,2—0,35 мм.
Изолировать пластины следует
фосфатной пленкой, а не лаком,
ухудшающим коэффициент заполнения.
Рис. 3.31. Порядок намотки
обмоток трансформатора
Сначала проводом ПЭВ-2 01,4 мм
наматывают «вторичную» часть (между выводами
2-3-4-5-6 — см. рис. 3.31), а затем — две
секции «первичной» (1-2 и 6-7) проводом ПЭВ-2
00,38 мм.
Обмотки 1-2 и 6-7 содержат по 1122 витка, 2-3 и 5-6 — по 38 витков,
3-4 и 4-5 — по 87 витков. Каждый слой обмоток 1-2 и 6-7 изолируют
тонкой фторопластовой пленкой.
На обе половинки «первички» 1-2 и 6-7 уходит примерно 560 метров
провода. Магнитопровод собирают без немагнитного зазора, поскольку
схема двухтактная и подмагничивания не создает.
Нагрузку 4 Ом подключают к выводам 3-5, а 8 Ом — к выводам 2-6.
При выходной мощности 30 Вт (две пары 6П14П) такой
трансформатор на частоте 20 Гц создает в магнитопроводе индукцию примерно
0,55 Тл [53].
Лампы для звукового High-Enda (минисправочник)
В этой подборке информационных материалов в части предельно
допустимых режимов указаны данные изготовителей электронных ламп
Svetlana, Sovtek, Gold Aero, Sylvania, General Electric, а реальные
измерения вольтамперных анодных характеристик выполнены итальянской
фирмой Аудиоматика.
Для пентодов приведены В АХ для трех режимов включения: пентод-
ного, триодного и ультралинейного.
Примечание.
Напомю, что ультралинейный режим, по сути, является местной
ООС, вводимой в цепь экранирующей сетки.
Пентод или тетрод в таком режиме приобретает свойства лампы,
которая по параметрам занимает промежуточное положение между
пентодом и триодом. Выбором оптимального отношения р между числами
витков первичной обмотки выходного трансформатора, включенной в

цепь экранирующей сетки w3 и в цепь анода wa можно сохранить
присущие пентоду:
высокий КПД;
большое усиление;
большое выходную мощность.
При этом можно получить свойственное триоду малое внутреннее
сопротивление и добиться такой линеаризации ВАХ, при которой нелинейные
искажения становятся меньше, чем даже в самых линейных триодах.
Оптимальное значение р = w3/ wa колеблется от 0,2 до 0,5 и индивидуально
для каждого типа ламп. Его рекомендуется подбирать при налаживании,
сделав отводы от соответствующих обмоток выходного трансформатора.
Характеристики усилительных ламп приведены в табл. 3.1 [31].
Характеристики популярных усилительных ламп Таблица 3.1
I Накал Анод Сетка
2АЗ
2,5
2,5
300
125
15
-
-
-
300В
СП
1,2
450
100
40
-
-
-
6СЗЗС
2x6,3
2x3,3
400
600
60
-
-
-
6С19П
6,3
1
350
140
11
-
-
-
6С41С
6,3
2,7
300
350
30
-
-
-
ЗСХЗООА1
6,3
2,65
1800
470
300
-400
0
1
W30B
5
1,2
550
160
65
-
-
RB300
6,3
2,65
1800
470
300
-400
-
1
6550
6,3
1,6
800
230
40
600
-
7
6L6-GC
5881
6,3
0,9
500
270
30
450
35
5
807
6,3
0,9
400
125
25
400
-
-
EL34
6П27С
6,3
1,5
800
140
25
425
50
00
КТ66
6,3
1.3
550
200
25
550
-
3,5
КТ77
6,3
1,5
800
140
25
425
50
8
КТ88
КТ99А
6,3
1.6
800
(850)
230
40 (50)
600
-
7
5998
6,3
2,4
250
125
13
-
-
-
EL84
6П14П
6,3
0,76
300
65
12
300
-
2

2АЗ
Накал
Напряжение, В
2,5
Ток, А
2,5
Анод
Напряжение, В
300
Ток, мА
125
Мощность, Вт
15
Сетка
Напряжение, В
-
Ток, мА
-
Мощность, Вт
-
300В
Накал
Напряжение, В
5
Ток, А
1,2
Анод
Напряжение, В
450
Ток, мА
100
Мощность, Вт
10
Сетка
Напряжение, В
-
Ток, мА
-
Мощность, Вт
-

6СЗЗС
Накал
Напряжение, В
2x6,3
Ток, А
2x3,3
Анод
Напряжение, В
400
Ток, мА
600
Мощность, Вт
60
Сетка
Напряжение, В
-
Ток, мА
-
Мощность, Вт
-
6С19П
Накал
Напряжение, В
6,3
Ток, А
1
Напряжение, В
350
Анод
Ток, мА
140
Мощность, Вт
11
Напряжение, В
-
Сетка
Ток, мА
-
Мощность, Вт
-

6С41С
Накал
Напряжение, В
6,3
Ток, А
2,7
Анод
Напряжение, В
300
Ток, мА
350
Мощность, Вт
30
Сетка
Напряжение, В
-
Ток, мА
-
Мощность, Вт
-
VV30B
Накал
Напряжение, В
5,0
Ток, А
1.2
Анод
Напряжение, В
550
Ток, мА
160
Мощность, Вт
65
Сетка
Напряжение, В
-
Ток, мА
-
Мощность, Вт
-

ЗСХ300А1
(RB300)
Напряжение, В 6,3
Накал
Ток, А 2,65
Напряжение, В 1800
Анод Ток, мА 470
Мощность, Вт 300
Напряжение, В -400
Сетка Ток, мА
Мощность, Вт 1
8417

6550
6L6+GC

807
EL34

КТ66
КТ77

КТ88
КТ5998

Рис 332. Схема стереофонического лампового УМЗЧ А3550 фирмы ШХКІТ

159

Ламповый УМЗЧ А3550 фирмы LUXKIT
Схема стереофонического лампового УМЗЧ А3550 фирмы LUXKIT
приведена на рис. 3.32. В усилителе предусмотрено переключение в
монорежим (SW1) с удвоением выходной мощности, включение/отключение
ООС (SW2), а также выбор режима работы выходных ламп (тетродный/
триод ный).
Параметры усилителя в разных режимах указаны в табл. 3.2 (ZHarp = 8 Ом).
На рис. 3.33 изображены графики АЧХ и зависимости коэффициента
гармоник от выходной мощности для режима с включенной ООС, а на
рис. 3.34 — то же, но без ООС [27].
Параметры усилителя в различных режимах работы Таблица 3.2
Наименование
параметра
Стереоконфигурация
Моноконфигурация
Тетроидное включение
Триодное включение
Тетроидное Триодное
С ООС
Без ООС
с ООС
Без ООС
Без ООС
Выходная
мощность
50 Вт
50 Вт
30 Вт
30 Вт
1000 Вт
60 Вт
Коэф. гармоник
1%
3%
0,5%
1%
3%
0,5%
Полоса, Гц-кГц
10-40
30-20
10-30
30-18
10-40
10-30
Номин. Ubx
1,1 В
1,1 В
1,0 В
1,5 В
1,1 В
1,0 В
С/Ш
106 дБ
100 дБ
105 дБ
102 дБ
107 дБ
105 дБ
Однотактный ламповый УМЗЧ на триоде ГМ70
с выходной мощностью 20 Вт
Однотактный ламповый УНЧ с выходной мощностью 20 Вт
разработал С. Демченко (рис. 3.35). Усилитель отличается минимальным
количеством переходных разделительных конденсаторов — всего один С1.
Выходной трансформатор выполнен на сердечнике из двух ШЗОхбО
(от выходного трансформатора УМ-50), поставленных друг на друга,
высота окна 106 мм, ширина окна 19 мм. Первичная обмотка содержит
5400 витков ПЭВ-2 0,35, вторичная 138 витков ПЭВ-2 1,4. L1 блока
питания (рис. 3.36) выполнен на сердечнике 11132x50, содержит 3000 витков
ПЭВ-2 0,35, сопротивление постоянному току 150 Ом.
L2, L3 — стандартные по 5 Гн, 150 мА. О — ФЗ, К72-9 или К72-6П,
из фторопласта, на напряжение 300—500 В. С2...С6 — К75-406, МБГВ,
К75-11, С7...С10 — К78-24-16,0 х 500 В, полипропилен [47].
Однотактный ламповый УМЗЧ на пентоде 6П45С
с управлением по второй сетке и выходной мощностью 10 Вт
Вообще не содержит разделительных конденсаторов (правда, имеет
петлю ООС) 10-ваттный однотактный УНЧ (рис. 3.37) Б. Данеляка.

Рис. 3.33. Графики АЧХ и зависимости коэффициента гармоник
от выходной мощности для режима с включенной ООС
Рис. 3.34. Графики АЧХ и зависимости коэффициента гармоник
от выходной мощности для режима без ООС
Рис. 3.35. Схема однотактного лампового УМЗЧ на триоде ГМ70

Рис. 3.36. Схема блока питания однотактного
лампового УМЗЧ на триоде ГМ70
Рис. 3.37. Схема однотактного лампового УМЗЧ на пентоде 6П45С

Такое построение стало возможным благодаря раскачке лампы
выходного пентода не по управляющей, а по второй сетке и тщательному
подбору рабочей точки всех трех ламп на компьютере программой PSpice по
их анодным характеристикам [46].
Сорокаваттный ламповый УМЗЧ
Не содержащий ООС 40-ваттный ламповый УНЧ (рис. 3.38)
предложен Ярославом Влахом.
Парафазный фазоинвертор выполнен на двойном триоде
(отечественный аналог 6Н2С), а выходной каскад — на пентодах в ультралинейном
включении (отечественный аналог 6П27С). Его монтажная схема
показана на рис. 3.39.
Выпрямитель анодного напряжения должен обеспечивать 375 В при
токе 120 мА, а накальная обмотка — 6,3 В при токе 3 А.
Рис. 3.38. Схема 40-ваттного лампового УНЧ,
не содержащего ООС (а) и его блока питания (б)

Рис. 3.39. Монтажная схема 40-ваттного лампового УНЧ
Параметры выходного трансформатора: расчетная мощность 40 Вт,
расчетный импеданс первичной обмотки 4,7 кОм, вторичной 6 Ом,
индуктивность первичной обмотки 320 Гн, коэффициент трансформации (2x14): 1,
отводы для питания второй сетки от 40% первичной обмотки. Мощность
резисторов Rll, R12 составляет 1 Вт, остальных — 0,5 Вт [64].
Ламповый двухтактный УМЗЧ на PL500/504
Ламповый УНЧ (рис. 3.40), разработанный Дьерем Плахтовичем,
при входном сопротивлении 680 кОм имеет чувствительность 250 мВ и
обеспечивает номинальную выходную мощность 15 Вт и максимальную
25 Вт.

Рис. 3.40. Схема лампового двухтактного УМЗЧ на PL500/504
Усилитель отличается довольно широкой для ламповых усилителей
АЧХ — от 20 Гц до 20 кГц (по уровню -3 дБ), что стало возможным
благодаря специальному секционированию обмоток выходного
трансформатора Trl (рис. 3.41), который выполнен на листовом сердечнике SM85b
сечением 8,5 см2.
Каждая из секций первичной обмотки п5...п10 содержит по 350 витков
провода 00,25 мм, а вторичной nl...n4 — по 33 витка 01 мм. На рис. 3.41
показано два варианта соединения секций вторичной обмотки для 4 и
16-омной нагрузки. Для нагрузки 16 Ом сопротивление R8 необходимо
увеличить до 9,1 кОм.
Выходные лампы V2, V3 (отечественные аналоги 6П36С, а также в 1,5
раза более мощные 6П41С) работают в пентодном режиме —
напряжение 150 В на экранные сетки подается с 5 соединенных последовательно
30-вольтовых стабилитронов Dl—D5.
Фиксированное смещение -Ug= -25...-30 В на управляющие сетки
подбирают при налаживании таким образом, чтобы начальные токи
катода обеих ламп были равны 30 мА; для измерения этого тока
предназначены резисторы R20, R21, а выравнивают токи обеих ламп триммером
Р1. Входной усилитель напряжения и фазоинверсный каскад выполнены
на пентод-триоде VI (аналог 6Ф1П).
На рис. 3.42 показана зависимость коэффициента гармоник от
выходной мощности (на частоте 1 кГц) с замкнутой и разомкнутой цепью
общей ООС R8R5R6 глубиной 13 дБ [26].

Рис. 3.41. Специальное
секционирование обмоток
выходного трансформатора Тг1
Рис. 3.42. Зависимость
коэффициента гармоник от
выходной мощности

Ламповый УМЗЧ на 807
Ламповый УМЗЧ (рис. 3.43) Дьеря Плахтовича содержит:
усилитель напряжения (чувствительность 90 мВ, входное
сопротивление 470 кОм) на пентоде VI;
фазоинверсный усилитель на двойном триоде V2 с
симметрирующим триммером Рів анодной цепи;
выходной трансформаторный каскад на пентодах 807 (Г-807) V3,
V4 с фиксированным смещением на сетках (Ug= -15...-47 В).
При выходной мощности 40 Вт на нагрузке 8 Ом коэффициент
гармоник составляет около 1,5%. Типовые зависимости коэффициента
гармоник на разных частотах в функции выходной мощности изображены на
рис. 3.44.
Широкая для ламповой техники полоса усиливаемых частот 20 Гц —
40 кГц (-1 дБ) обусловлена специальной конструкцией выходного
трансформатора Trl (рис. 3.45), выполненного на Ш-образном магнитопро-
воде SM-102:
секции первичной обмотки пб—п13 соединены последовательно и
содержат по 480 витков ПЭЛ-0,25;
секции вторичной nl—п5 соединены параллельно и содержат по
136 витков, причем секции nl и п5 намотаны проводом ПЭЛ-0,8, а
п2—п4 — проводом ПЭЛ 0,4.
Рис. 3.43. Схема лампового УМЗЧ на 807

Рис. 3.44. Типовые зависимости
коэффициента гармоник на разных
частотах в функции выходной
мощности
После изготовления
трансформатора при налаживании усилителя
подбирают емкость конденсатора С*
в диапазоне 10—33 пФ по критерию
минимальной неравномерности
АЧХ в диапазоне 20—40 кГц.
Примечание.
Еще одной особенностью
усилителя является
применение, наряду с цепью общей
ООС (R7C*), регулируемой
ПОС, подаваемой через R26
также в цепь катода VI.
Триммером РЗ можно оптимально согласовать усилитель с конкретной
акустической системой: в крайнем левом по схеме положении движка РЗ
ПОС частично компенсирует ООС и демпфирование АС минимально,
а в правом по схеме положении движка на R26 подается ПОС по току
нагрузки и демпфирование АС максимально.
Рис. 3.45. Специальное секционирование обмоток выходного трансформатора Trl

Совет.
При желании «чистого» управления нагрузкой ПОС можно отключить,
замкнув К1.
Схема блока питания показана на рис. 3.46. С делителя R33R34 через
R28—R31 на накал ламп подается небольшой положительный потенциал,
чтобы запереть паразитную «лампу» катод-подогреватель и тем самым
снизить уровень фона. Задержку подачи анодных напряжений при
включении обеспечивает таймер на транзисторе Т, управляющий реле F типа
OMRON MY4 или аналогичным, рассчитанным на коммутацию
напряжений до 600 В [29].
Рис. 3.46. Схема блока питания

Питание анодов ламп триодов раскачки
повышенным напряжением от отводов первички
выходного трансформатора
Рассмотрим питание анодов ламп триодов раскачки повышенным
напряжением от отводов первички выходного трансформатора,
аналогичных применяемым в «ультралинейных» схемах на пентодах. Ввиду
высокой линейности применение триодов в выходных каскадах High-End
УМЗЧ предпочтительнее, чем тетродов и пентодов. Но мощные триоды,
как правило, имеют очень низкий коэффициент усиления (i=Aua/Auc. Это
требует от каскадов раскачки повышенных выходных напряжений,
которые достигаются обычно их питанием от отдельных высоковольтных
источников анодного напряжения.
Джон Стюарт предложил оригинальное решение проблемы путем
питания анодов ламп раскачки от отводов первички выходного
трансформатора, аналогичных применяемым в «ультралинейных» схемах на
пентодах для питания цепей экранирующей сетки (рис. 3.47).
Соответствующие отводы обычно выполняют от 25—45% каждой
половины всей анодной обмотки. Этого оказывается, в большинстве
случаев, достаточно для динамической вольтодобавки к анодному
напряжению обоих триодов V2.
Показанная на рис. 3.47 двухтактная схема с трансформатором
2150 Ом / 8 Ом обеспечивает в нагрузке 30 Вт, а ее однотактный
вариант с трансформатором 4300 Ом / 8 Ом и пониженным до 350 В
анодным напряжением может развить 10 Вт. В точку X с вторичной обмотки
Рис. 3.47. Схема питания анодов ламп триодов раскачки повышенным напряжением

трансформатора для расширения частотных свойств через
дополнительный резистор может быть подана ООС [49].
Гибридная «полупроводниково-вакуумная» схема выпрямителя
анодного напряжения мощного лампового УМЗЧ
Гибридная «полупроводниково-вакуумная» схема выпрямителя
анодного напряжения мощного лампового УМЗЧ (рис. 3.48), которую
предложил Макольм Ватте, имеет преимущества как по отношению к
чисто полупроводниковым, так и чисто кенотронным выпрямителям.
С одной стороны, применение двух полупроводниковых диодов
благодаря мостовой схеме позволяет обойтись без удвоения числа витков
анодной обмотки сетевого трансформатора.
Примечание.
Типовая чисто ламповая схема с двумя кенотронами требует
заземленного отвода от средней точки.
С другой стороны, как и любой
кенотронный выпрямитель с
непрямонакальными катодами,
рассматриваемая схема
обеспечивает задержку появления анодного
напряжения при включении. Это
крайне желательно для
продления срока службы мощных ламп
выходных каскадов.
При использовании чисто полупроводниковых выпрямителей
приходится для задержки включения анодного напряжения вводить
дополнительный выключатель или реле времени. А это дорого и неудобно [12].
Однотактный ламповый УМЗЧ на квартете 6П45С
с выходной мощностью 68 Вт
Схему однотактного лампового УНЧ предложил Дэвид Вользе.
Усилитель отличается повышенной выходной мощностью (рис. 3.49). Его
выходной каскад выполнен на «строчных» ТВ лампах 6П45С
(производство «Светланы», Санкт-Петербург), необычно управляемых по второй
сетке.
Благодаря этому пентод превращается в высоколинейный квазитриод
с малым усилением и низким (около 2 кОм) внутренним
сопротивлением. При токе катода 150 мА, анодном напряжении 300 В такой «триод»
может отдать в нагрузку 12 Вт при искажениях 1,3%.
Рис. 3.48. Гибридная «полупроводниково-
вакуумная» схема выпрямителя анодного
напряжения мощного лампового УМЗЧ

Рис. 3.49. Схема однотактного лампового УМЗЧ на квартете 6П45С
В качестве выходного трансформатора применен
модифицированный трансформатор двухтактного усилителя мощностью 280 Вт, в
наборе Ш-образных пластин которого ножовкой выполнены 2 пропила
(рис. 3.50). Сопротивление его первичной обмотки — 1,9 кОм.
Налаживание сводится к регулировке триммером Bias Adjust катодных
токов выходных ламп по падению напряжения 500 мВ на катодных
резисторах 4,3 Ом. При этом потребление тока
по шине +330 В составляет 600 мА.
Усилитель охвачен неглубокой (15 дБ)
общей ООС. Максимальная выходная
мощность на нагрузке 8 Ом — 68 Вт,
коэффициент гармоник при выходной
мощности 50 Вт — 1,5% (главным
образом вторая гармоника), 8 Вт — 0,4%.
Полоса при полной мощности 30 Гц —-
20 кГц, при мощности 8 Вт 20 Гц — 50 кГц.
Отечественный аналог триод-пентода
ECL82 — 6ФЗП [45].
Рис. 3.50. Модифицированный
трансформатор

Шестидесятиваттный ламповый УМЗЧ Дьеря Плахтовича на 807
Ламповый УНЧ (рис. 3.51) Дьеря Плахтовича выполнен на двух
двойных триодах VI, V2 (аналог 6Н23П) и двух 807 (аналог Г-807). Левый по
схеме триод Via — усилитель напряжения, нагруженный на фазонвертор
Vlb с разделенной (R5, R6) нагрузкой.
В катод Viae вторичной обмотки выходного трансформатора через
R23 подается напряжение общей ООС глубиной 14 дБ. Высокая степень
симметрии раскачки выходных ламп V3, V4 обеспечена драйвером на V2,
выполненном по схеме дифференциального усилителя с общей катодной
нагрузкой R10.
Такое решение (по сравнению с часто применяемыми двумя
раздельными каскадами усиления) обеспечивает автоматическую
компенсацию неточности фазорасщепления каскада с разделенной нагрузкой.
Выходной двухтактный каскад работает в режиме класса АВ с
начальным анодным током 15 мА и фиксированным сеточным смещением
(регулируется в пределах -25...-62 В триммером R4 — см. далее схему
блока питания на рис. 3.53), анодным напряжением 700 В и напряжением
второй сетки 350 В. В таких условиях крутизна 807 составляет 6 мА/В, а
оптимальная анодная нагрузка (Raa) 7 кОм трансформируется в
стандартную нагрузку 8 Ом посредством Trl.
Конструктивное исполнение обмоток последнего показано на
рис. 3.52. Он выполнен на Ш-образном магнитопроводе SM-102b (пло-
Рис. 3.51. Схема 60-ваттного лампового УМЗЧ

Рис. 3.52. Конструктивное
исполнение обмоток Тг1
щадь около 36 см2). Каждая из
последовательно соединенных
секций первичной обмотки
пб—п13 состоит из 262 витков
ПЭВ-0,3, а каждая из
параллельно соединенных секций
вторичной nl—п5 — по 75
витков ПЭЛ-0,5.
Блок питания (рис. 3.53)
выполнен по классической
полупроводниковой схеме с
задержкой подачи анодных
напряжений (реле времени
на С17/ВС182) и подпиткой
цепей накала небольшим
положительным смещением с
делителя R34R35 через R25—
R28.
Сетевой трансформатор
также выполнен на магнито-
проводе SM-102b:
первичная обмотка nl
содержит 390 витков
ПЭВ-0,7;
вторичные обмотки п2 —
450 ПЭВ-0,35, пЗ — 490
ПЭВ-0,35, п4 и пб — 11
ПЭЛ-1,2, п5— 18 ПЭЛ-
0,5, п7 — 100 ПЭЛ-0,2.
При номинальной
выходной мощности 60 Вт
коэффициент гармоник на частоте
1 кГц чуть больше 1%, АЧХ при
неравномерности -1 дБ
простирается от 20 до 35000 Гц.
Максимальная выходная мощность 75 Вт, входное сопротивление
680 кОм, чувствительность 420 мВ.
Регулировка сводится к установке подстроечником Р4 блока питания
(рис. 3.53) и резистором Р1 (рис. 3.51) такого напряжения смещения на
сетках V3, V4, при котором анодные токи будут равны 15 мА. Измерять
их надо по падению напряжения (оно должно быть равно 15 мВ) на
катодных резисторах R19 и R20.

Рис. 3.53. Схема блока питания
Затем резистором Р1 следует минимизировать коэффициент
гармоник или просто на слух добиться наилучшего звучания, компенсируя
возможные небольшие отличия характеристик V3 и V4 [93].
Однотактный ламповый усилитель на триодах
по схеме Loftin-White
Конструкцию однотактного лампового усилителя на триодах предлагает
Виталий Брусникин, г. Петрозаводск. Несмотря на простоту конструкции
(а во многом — благодаря ней), его звучание отличается хорошей
музыкальностью. Усилитель может быть рекомендован для первого опыта
интересующихся «ламповым» звуком, имеющим скромный бюджет. Собрав эту
схему, вы будете потрясены звучанием любимых записей!

Конструкция аппарата восходит к так называемой схеме Loftin-
White — двухкаскадного усилителя с непосредственной связью.
Отсутствие межкаскадного конденсатора (или трансформатора)
положительно сказывается на линейности, широкополосности и фазовой
характеристике усилителя.
Внимание.
Не следует приступать к изготовлению данной конструкции, не
имея опыта работы с высоковольтными электроцепями (до 1000 В).
Безопасность — прежде всего, соблюдайте осторожность, не
подвергайте себя риску!
Его чувствительность — около 1 В, чего вполне достаточно для
большинства CD-проигрывателей — наиболее массового ныне источника
музыкального сигнала. Заметное на слух ограничение появляется на
уровне выходной мощности около 8 Вт. Но оно настолько «ласковое»,
что, чуть снизив громкость, можно продолжать прослушивание. При
мощности 4 Вт коэффициент гармоник не превышает 0,4%, при 1 Вт —
не более 0,1%. Основной
продукт искажений — 2-я
гармоника сигнала.
В первом каскаде
(рис. 3.54) работает один из
триодов лампы 6Н8С. Лампа
выбрана после
прослушивания в данной схеме
нескольких типов в различных
режимах и имеет на взгляд
(ухо?) автора несколько
преимуществ. Ее звуковая
сигнатура отличается
естественностью, а построение
стереопанорамы —
точностью и глубиной.
Если усилитель изготавливается в виде моноблоков, разумно
применить одиночные триоды 6С2С — даже с несколько лучшим результатом.
Могут подойти также и 6С5 (6С5С).
Примечание.
Возможно, кому-то понравится звук лампы 6Н1П, которая также
неплохо работает в данной схеме, но автор считает ее звучание
здесь резковатым.
Рис. 3.54. Схема «бюджетного» Лофтин-Уайт

Небольшой по величине резистор автоматического смещения не
шунтируется конденсатором, что создает небольшую местную ООС с
линеаризующим действием. Кроме того, отсутствие конденсатора снимает
проблему его влияния на звук, которое почти никогда не бывает
положительным.
Для выходного каскада также после проб выбрана лампа EL34 в три-
одном включении.
Совет.
Постарайтесь ее найти, она порадует вас упругим басом,
гармоничным тональным балансом — прекрасный прибор!
Существовал и ее отечественный аналог, правда,
малораспространенный — 6П27С. Несколько хуже будут 6ПЗС (в этом случае
предпочтительнее 6ПЗС-Е), ГУ-50. При соответствующем перерасчете
выходного каскада можно попробовать 6Н5С (6Н13С), по паре включенных
в параллель EL84 (6П14П), 6П1П, 6П6С (все — в триодном включении)
или 6С19П.
И наконец, кто располагает лампами 6СЗЗС или 6С41С, может и с
ними поэкспериментировать, умощнив источник питания и понизив
анодное напряжение. Хотя, строго говоря, мощность первого каскада в
данной схеме для их «раскачки» недостаточна.
На схеме (рис. 3.54) показана цепь общей отрицательной обратной
связи (резистор R7), введенная с целью снижения интермодуляционных
искажений. Однако в авторском варианте ОС не включена.
Примечание.
Автор настороженно относится к применению общей ООС в
подобных схемах, тем более, что в данном усилителе с выключенной ОС
искажений не слышит. Послушайте и определите, как вам больше
нравится.
Схема содержит совсем небольшое количество элементов, но
качество каждого очень важно. Здесь мы изложим некоторые желательные
«излишества», хотя и в минимальном варианте звучание усилителя вас
не огорчит.
Начнем с регулятора громкости. Если вам доступен дискретный
переключатель высокого качества — лучше применить его, собрав схему
L-аттенюатора. На практике бывает достаточно всего 5-6 положений.
Резисторы R2—R5 типа МЛТ-2. R2 выполняет защитную функцию
при возможном нарушении контакта в движке потенциометра Rl. R6
можно набрать из четырех МЛТ-2 в смешанном соединении или
применить проволочный остеклованный мощностью 10 Вт. Допуск номиналов
всех резисторов — 5%.

Конденсатор для цепи катода выходной лампы лучше приобрести
импортный — из наших деталей подойдет разве что К50-35. Но
наилучшим решением будет применение здесь полипропиленовых или
бумажных (МБГЧ или МБГП) конденсаторов емкостью хотя бы 50—60 мкФ.
Выходной трансформатор заслуживает отдельного разговора. Если
ориентироваться на его самостоятельное изготовление, сечение железа
следует выбрать около 10 см2 (можно немного больше). Намотка
секционированная — чередование 5 слоев «первички» (2500 витков, 00,25 мм)
и 4 слоев «вторички» (300 витков, 00,6 мм). Сделайте отводы от 240-го и
270-го витка для настройки под конкретную акустику.
Автору больше нравится звучание трансформаторов на Ш-железе, но
можно применять и ленточный сердечник. Многое зависит от качества
стали — лучше всего использовать сердечник от какого-либо звукового
трансформатора (кинотеатральная аппаратура, ламповые радиоузлы и
т. д.). Толщина немагнитной прокладки при сборке — около 0,15 мм.
Если применяете межобмоточную изоляцию из конденсаторной
бумаги, то лучше пропитать собранный трансформатор парафином для
повышения электрической прочности и фиксации витков. Автор
использует для изоляции тонкую сантехническую ленту «ФУМ» (белого цвета).
Она хорошо фиксирует витки, обладает свойствами отличного
диэлектрика. И если трансформатор при этом намотан аккуратно (витки по
краям не проваливаются и т. п.), его можно и не пропитывать.
Несколько слов об особенностях монтажа. Лучше, если все
соединения будут наиболее короткими — крепление компонентов «от точки к
точке». Если длина соединительных проводов будет менее 10 см, их
влияние на звук не будет столь ощутимым. Наиболее компактно смонтируйте
катодные цепи, точка заземления всех компонентов должна находиться
вблизи входного разъема. Сюда же подключите общий провод анодного
питания.
Примечание.
Автор
придерживается мнения, что
только питание каналов
усилителя от
отдельных силовых
трансформаторов (рис. 3.55)
полностью реализует
преимущества
однотактного лампового
усилителя в
«деликатности» передачи сте-
реопанорамы.
Рис. 3.55. Схема питания канала
стереоусилителя от отдельного силового
трансформатора

Не жалейте на источник питания
средств и усилий! В крайнем случае —
используйте один трансформатор с
достаточным запасом мощности и раздельные
выпрямители. Представляется также
разумным применение отдельного
трансформатора накала (например, серийных
ТН) — рис. 3.56. Это упростит намотку
анодных трансформаторов и решит проблему предварительного
прогрева нитей ламп перед включением высокого напряжения.
Питание нитей накала выпрямленным напряжением предпочтительно
в отношении уровня фона и качества звучания. Оптимальный
анодный выпрямитель — двухполупериодный (не мостовой!). Такая схема
(рис. 3.55) гасит синфазные помехи из сети, и усилитель получается очень
«тихим», без неприятного фона и рокота.
Для выпрямления лучше применять силовые вентили на токи свыше
5 А с большой площадью кристалла. Обычные диоды при переключении
создают помехи с широким спектром, которые портят звук. Можете
убедиться в этом сами!
Дроссели — от ламповых цветных телевизоров, типа Др-5-0,08. Если
пожелаете, примените в источнике кенотроны (5ЦЗС хорошо подойдут),
бумажные конденсаторы МБГЧ или КБГ-МН в сочетании с большими
дросселями на 10—-15 Гн.
Если не смутят габариты, это будет по-настоящему
«безальтернативный» источник, который, возможно, пригодится вам в будущем, когда
захочется попробовать элитные выходные лампы (6С4С, 300В и другие).
В качестве компромисса предлагается шунтирование конденсаторов
CI, С2 и С4 (хорошо, если они будут импортными) бумагомасляными
(МБГЧ, КБГ) и емкостью не менее 10 мкФ.
Совет.
С целью повышения выходной мощности до 10—12 Вт можно
рекомендовать введение в первом каскаде усилителя фиксированного
смещения величиной 2,5—3 В.
Небольшая мощность усилителя требует чувствительной акустики.
Из отечественных громкоговорителей прошлых лет акустика мощностью
15—30 Вт небольшого размера предпочтительнее, чем клоны S-90. Сейчас
еще можно найти старые кинотеатральные громкоговорители с
головками 4А-32, они хорошо подойдут.
Вариант с 2А-12 и рупорным ВЧ-звеном на базе головки 1А-20 или
подобной — это уже серьезная акустика! После небольшой доработки
получаются громкоговорители с хорошей динамикой, красивым басом
Рис. 3.56. Вариант применения
отдельного трансформатора
накала

и высокой чувствительностью. Если ваши возможности совсем
ограничены — наберите несколько старых 4-ваттных головок с бумажным
подвесом диффузора и разместите их в открытых ящиках большого размера,
добавив, если есть, «бумажные» «пищалки». Для баса хороши 6ГД-2.
Желаю успехов и наслаждения звуком [48].
УМЗЧ на «ТВ-строчных» лучевых тетродах 6LW6 Сильвио Манжини
в необычном ультралинейном режиме
Сильвио Манжини в своем усилителе на «ТВ-строчных» лучевых
тетродах 6LW6 (Ра до 40 Вт, Ua до 990 В, 1к до 400 мА; аналоги 26LW6,
36LW6 отличаются только напряжением накала; близкие по параметрам
эквиваленты 6LF6, EL519) применил модификацию ультралинейного
режима, предложенную в 1996 году Кроухарстом. Суть режима в
приложении примерно 43% переменной составляющей анодного
напряжения не на экранирующую сетку (как в обычном ультралинейном режиме,
рис. 3.57, а, слева), а в соответствующей фазе на катод (рис. 3.57, б,
справа).
Достоинства такого схемного решения:
четверо снижает RaaonT оптимальное эквивалентное сопротивление
между анодами ламп;
существенно улучшает линейность;
Рис 3.57. Обычное ультралинейное включение пентодов (а)
и с подачей напряжения на катоды (б)

♦ предотвращает неконтролируемую перегрузку экранирующей
сетки и преждевременный выход из строя в режиме, близком к
максимально допустимому.
Примечание.
Правда, значительно (а именно, почти на половину анодного
напряжения, прилагаемую к катоду) возрастает и напряжение раскачки,
которое необходимо подавать на управляющую сетку.
В реальной схеме (рис. 3.58, см. на сайте издательства www.nit.com.ru)
амплитуда этого напряжения достигает 225 В. Она обеспечена
катодными повторителями на триодах 12AZ7A с катодной вольтодобавкой
(через С212 10 мкФ 250 В в общую точку R226, R228) от тех же обмоток
выходного трансформатора, что подключены к катодам выходных ламп.
В свою очередь, катодные повторители раскачиваются каскадами
усиления на триодах 7119с анодным напряжением UB3 = 730 В. Много, а что
поделаешь, High-End бескомпромиссность требует жертв.
Зато при выходной мощности 90 Вт коэффициент гармоник
составляет всего 0,16%, граничные частоты по уровню -0,5 дБ простираются
от 10 Гц до 50 кГц.
Вот данные по режимам ламп выходного каскада (в числителе — при
нулевом, в знаменателе — при максимальном сигнале): Ua = 445/412 В;
Ра = 22/26,5 Вт; Uc2 = 250/250 В; 1с2 = 0,8/9 мА; 1к = 50/192 мА; напряжение
смещения на управляющей сетке Ucl = -58 В.
Входные каскады обеспечивают чувствительность 0,43 В и
относительный уровень шумов лучше -100 дБ.
Выходной трансформатор 18TU имеет следующие характеристики:
расчетная мощность/нагрузка 100 Вт/8 Ом;
коэффициент трансформации (вся первичная к вторичной)
16,74:1;
коэффициент трансформации катодных (ультралинейных)
обмоток 1:0,43;
постоянный ток через каждую половину первичной обмотки
300 мА;
индуктивность первичной обмотки 575 Гн;
приведенная собственная емкость/индуктивность рассеивания
150 пФ/1,2 мГн (только ультралинейной обмотки).
Глубина общей ООС в катод Е86С через R206 — 21 дБ. 750-ваттный
сетевой трансформатор имеет следующие обмотки (напряжение/ток):
сетевая 235 В/3,2 А; основная анодная (Bl, В2) 350 В/1,4 А;
дополнительная анодная (ВЗ, В4) 230 В/0,1 А; смещения (CI, С2, S1) 106 В/0,1 А;
остальные обмотки — накальные, 6,3 В (А1—А4), 36 В (А5) [80].

Тетродный/ультралинейный/триодный однотактник на 6П7С
Лучевой тетрод 6П7С является практически полным аналогом
«звуковых» ламп 6ГІЗС, 6L6G, адаптированным для работы в схемах
строчной развертки телевизоров. Он отличается улучшенной изоляцией между
электродами, несколько большим импульсом анодного тока, повышенной
электрической прочностью. Вывод анода вынесен на купол колбы пампы
в виде металлического колпачка (рис. 3.59). В то же время, ВАХ тетрода
6П7С весьма близки к таковым 6ПЗС и 6L6.
Высокое качество ее звучания
приближается к звучанию генераторного тетрода
типа Г-807. Последний заметно превосходит
такую общепризнанную «классику» как
6ПЗС/6Ь6 и 6П27С/ЕЬ34.
При построении выходных каскадов
усилителей 34 можно без особых проблем
воспользоваться электрическими режимами,
принятыми для ламп 6ПЗС/6Ь6 или 6П27С/
EL34.
Рекомендуемые изготовителем
электрические режимы лучевого тетрода 6П7С при
работе в однотактном оконечном каскаде
класса А:
напряжения на аноде Ua = 250 В,
экранной сетке Uc2 = 250 В, катоде Ек = 14 В
(резистор автоматического смещения
RK = 180 Ом 2 Вт);
ток анода 1а0 = 72 мА, экранной
сетки 1э0 = 5,8 мА (гасящий резистор
Rc2 = 2,4 кОм 0,25 Вт);
напряжение возбуждения на управляющей сетке Ucl=10 В.
В таком режиме крутизна лампы S = 5,9 мА, внутреннее
сопротивление Rj = 32 кОм, сопротивление анодной нагрузки Ra = 2,5 кОм,
максимальная (Кг = 10%) выходная мощность 6,5 Вт.
Напряжение/ток накала 6,3 В/900 мА, предельно допустимое
напряжение на аноде 500 В, длительно рассеиваемая на аноде мощность не более
20 Вт.
Пример практической реализации УМЗЧ с однотактным выходным
каскадом на лампе 6П7С при работе в схеме с автоматическим смещением
на управляющих сетках показан на рис. 3.60. Входной сигнал поступает
на резистор R1, выполняющий роль регулятора усиления.
Остановимся на этом элементе подробнее, поскольку входные цепи
во многом определяют качество звучания устройства. Начнем с регули-
Рис. 3.59. Конструкция
тетрода 6П7С

Рис 3.60. Пример практической реализации УМЗЧ
с однотактным выходным каскадом на лампе 6П7С
ровочных характеристик. Для регуляторов громкости общепринятыми
являются резисторы с показательной (обратнологарифмической)
зависимостью сопротивления от угла поворота движка, т. е. необходима
характеристика типа «В».
Конструкция резистора должна обеспечивать надежный
механический контакт между подвижными электродами и токопроводящим
элементом. Объяснение очень простое: в данной зоне происходит
сильнейшая деградация звукового сигнала, не говоря уже о том, что хрипы и
трески в процессе регулировки просто-напросто действуют на нервы.
Для сдвоенных резисторов важным показателем качества является
разбаланс характеристик. Рассмотрим возможные варианты выбора.
Сразу же отклоняем «экстремистский» вариант — применение типично
«хай-эндовских» компонентов, подобных Ricken Ohm, — они мало кому
доступны. Остановим выбор на более распространенной элементной
базе.
Из импортных достаточно качественных и не слишком дорогих
аудиокомпонентов можно рекомендовать резисторы фирм ALPS, Bourns,
Spectroll. Из отечественных неплохо работают объемные
композиционные типа СП4-1 или СПО.
Совет.
Не следует применять металлопленочные и лакопленочные
элементы.
Из дискретных регуляторов возможно использование отечественных
типа РП1-57Е. Желающие могут попробовать поставить проволочные
потенциометры ПТП-21.

Но пора вернуться к нашей схеме. Снимаемый с движка регулятора R1
входной сигнал через антипаразитный резистор R3 подается на
управляющую сетку лампы VL1.1. Дополнительный элемент сеточной цепи
данной лампы — сопротивление утечки R2. С его помощью также
исключается опасность «подвисания» управляющей сетки VL1.1 при обрыве
ползунка потенциометра RL
Первый каскад усилителя собран на одной половинке двойного
«звукового» триода 6Н8С (VL1.1). Он представляет собой
стандартный усилитель напряжения с резистивной нагрузкой и коэффициентом
передачи порядка 11. Рабочий режим лампы VL1.1 задается резистором
автоматического смещения R4, анодной нагрузкой служит резистор R5.
Снимаемый с анодной цепи усиленный сигнал через антипаразитный
элемент — R6 поступает на управляющую сетку лампы второго каскада
VL1.2. Для исключения негативного влияния проходного конденсатора
связь между каскадами непосредственная — гальваническая.
Второй каскад, подобно первому, также является типичным
усилителем напряжения с резистивной нагрузкой R8 в анодной цепи.
Коэффициент его передачи порядка 5.
Примечание.
Единственное отличие второго каскада от «классической» схемы
заключается в увеличенном на порядок сопротивлении
автоматического смещения R9 в цепи катода VL 1.2. Это вызвано необходимостью
установки корректного рабочего режима при большом
положительном потенциале на управляющей сетке триода.
Высокое сопротивление в цепи катода предопределяет большую
глубину местной ООС, которая значительно снижает усиление по
переменному току. Кроме этого, согласно концепции построения High-End
аппаратуры, наличие ООС является нежелательным. В связи с этим резистор
R9 зашунтирован электролитическим конденсатором С2. К его качеству
предъявляются повышенные требования, т. к. этот элемент довольно
сильно влияет на звучание устройства. Специализированные аудиоэлек-
тролиты типа Elna-Gerafine высокого качества имеют не менее высокую
цену и малодоступны.
Совет.
Можно воспользоваться алюминиевыми
оксидно-электролитическими конденсаторами типа К50-24, К50-29; чуть хуже К50-35. Из двух
однотипных компонентов с одинаковыми электрическими
характеристиками, но разными размерами, предпочтение отдать следует
конденсаторам с большими корпусами. Последние обычно лучше
звучат, хотя в каскадах предварительного усиления эта примета
оправдывается не всегда.

Пару слов по поводу шунтирования электролитических
конденсаторов «обычными», т. е. неэлектролитическими. Такое решение
эффективно лишь тогда, когда дополнительная емкость составляет не менее
1% от основной. При использовании высокочастотных конденсаторов с
малой паразитной индуктивностью, в первую очередь, слюдяных,
получаются малоприемлемые габариты.
Попытка зашунтировать С2 пленочными или бумажными
конденсаторами не привела к получению четко выраженного желаемого
эффекта. В качестве С2 не рекомендуется использовать оксидно-
полупроводниковые.
Впрочем, к особенностям выбора конденсаторов, устанавливаемых
в катодной цепи лампы, мы еще вернемся при изучении оконечного
каскада. По переменному току второй и оконечный каскады связаны
между собой разделительным С4.
Этот элемент на качество звучания влияет самым радикальным
образом, поэтому разговор о требованиях к его качеству заслуживает особого
внимания. Сразу отметим, что идеального компонента, который бы
совершенно не портил звук, в природе просто-напросто не существует. К
таковым можно было бы отнести вакуумные либо воздушные конденсаторы.
Однако представить, а тем более реализовать на практике, усилитель с
«проходником» размером с пару танковых аккумуляторов весьма
проблематично. Поэтому выбор типа С4 всегда является компромиссом.
Конечно, можно просто отметить высокое качество
специализированных аудиофильских изделий таких фирм как Jensen Capacitors либо
экзотики «разлива» Audio Note, и на этом поставить точку. Но
запредельная цена таких компонентов моментально переводит их практически для
всех радиолюбителей в разряд столь же запредельных мечтаний.
Остановимся подробнее на реально доступных элементах общего
применения отечественного производства. По мнению многих
разработчиков аудиоаппаратуры наилучшими считаются бумаго-масляные
и бумаго-фольговые изделия типов К40-9-5 (с 5-й приемкой); К40-У9;
К40А-2; КБГ; ОКБГ; БМ-2; БМТ-2.
Чуть хуже металлобумажные вроде МБМ, МБГ, К42-.... Последние
отличаются тем, что их обкладки получают нанесением на бумагу
тонкого, не более 1 мкм, слоя металлизации (для сравнения: толщина
алюминиевой фольги 80 мкм), а после свертывания пакета в рулон
заготовку пропитывают церезином. Вследствие таких конструктивных и
производственно-технологических особенностей металлобумажные
конденсаторы по сравнению с бумаго-масляными и бумаго-фольговыми
имеют пониженную электрическую прочность, которая за счет
диффузии ионов металлизации в диэлектрик в процессе старения уменьшается
еще больше.

Существует некоторая «вязкость» звучания бумажных
конденсаторов в области высоких частот. В то же время «слюдянка», обеспечивая
четкость и прозрачность «верха», не позволяет получать необходимую
пластичность и рельефность звука в области средних частот и мид-баса,
которыми столь славится «бумага».
Примечание.
После ряда экспериментов автору удалось установить, что
параллельное включение бумажного и слюдяного конденсаторов, емкость
последнего должна составлять 1—7% от емкости основного,
позволяет совместить достоинства звучания обоих типов.
Подбором соотношений емкостей можно в некоторой степени
изменять характер звуковоспроизведения. Практика показала следующее:
для разделительного конденсатора емкостью более 0,1 мкФ в случае,
когда входное сопротивление последующего каскада составляет не менее
200 кОм, слюдяной дополнительный конденсатор должен иметь емкость
в пределах 2—10 тыс. пФ.
Таким образом, С4 можно составить из «бумажника», скажем, типа
К40У-9 или БМТ-2 емкостью 0,22—0,25 мкФ с рабочим напряжением не
менее 250 В и слюдяного конденсатора, например, КСО-5, КСО-11,
емкостью 3000—6800 пФ с таким же, либо большим, максимальным рабочим
напряжением.
Примечание.
В случае построения стереофонического варианта усилителя к
подбору конденсаторов, составляющих «проходник» С4, следует
подойти особенно аккуратно.
В первую очередь, из имеющегося запаса однотипных «бумажников»,
причем желательно чтобы они были из одной партии, с помощью
цифрового прибора необходимо отобрать два конденсатора с реально
одинаковой емкостью.
Последнее требование более важно, чем точное соответствие
номинала, указанному на принципиальной схеме.
Поскольку емкость разделительного конденсатора менее критична,
чем в корректирующих цепях, С4 может лежать в пределах 0,17—
0,29 мкФ.
Необходимость использования одинаковых элементов в обоих
каналах аппарата вызвано стремлением получить равные АЧХ и ФЧХ, к
рассогласованию которых стереосистемы очень критичны. А при однока-
нальном звуковоспроизведении даже очень большие фазовые искажения
практически не сказываются.

Совет.
Рекомендуется проверить тангенс угла диэлектрических потерь и
ток утечки при номинальном рабочем напряжении. Они, разумеется,
должны быть минимальными.
Нелишним будет измерить коэффициент собственных нелинейных
искажений конденсаторов с помощью прибора и методики,
предложенных в [Лукин Е. «Комплекс для измерения сверхнизких нелинейных
искажений» — «Радиохобби» №2/2000 с. 40]. Полезно убедиться в том, что
собственный механический резонанс конденсатора не попадает в область
звуковых частот.
Завершив подбор бумажных конденсаторов, аналогичным образом
поступают и со слюдяными. После этого их можно установить в схему.
Из пленочных конденсаторов наиболее пригодными для звукового тракта
считаются фторопластовые типов ФТ-...; К72-..., чуть хуже полистироль-
ные ПМ-...; ПО; К70-...; К71-...; полипропиленовые К78-....
Выходной каскад выполнен на лампе VL2 типа 6П7С по схеме с
автоматическим смещением на управляющей сетке. Цепь первой сетки
содержит антипаразитный резистор Rl 1 и сопротивление утечки R10. От
стандартного варианта его отличает возможность работы выходной лампы
VL2 в тетродном, ультралинейном и триодном включении.
Такая возможность позволяет выбрать наиболее приемлемый
характер звучания аппарата при прослушивании музыкальных программ
различных жанров и направлений. Так, например, для жесткой рок-музыки
в исполнении таких групп, как AC\DC, наиболее подходит тетродное
включение.
Этим жанрам некоторое ухудшение разрешающей способности и
прозрачности не очень вредит, тем более что оно вполне компенсируется
дополнительными «драйвом» и агрессивностью звучания.
Ультралинейный режим более пригоден для шансона, в т. ч.
«русского», некоторых направлений регги и джаза, поп-музыки. Вообще
же, данное включение является своего рода разумным компромиссом,
позволяющим получить вполне приемлемые результаты как для не очень
агрессивного рока, так и целого ряда произведений классики.
Внимание.
Детали, имеющие «механический» резонанс в звуковом диапазоне, для
аудиоаппаратуры не пригодны.
Внимание.
Не следует использовать в аудиотракте полиэтилентерефталат-
ные (лавсановые) конденсаторы типа К73-..., которые портят звук
самым серьезным образом.

И, наконец, триодное включение в наибольшей степени раскрывает
свои возможности при прослушивании классической и некоторых
разновидностей т. н. «акустической» музыки. Впрочем, данные рассуждения
и наблюдения не следует воспринимать как догму, ведь кому как не вам
знать, что вам лучше.
Коммутация режимов осуществляется переключателями SA1.1 и
SA1.2. Лучше всего выбрать сдвоенный галетный, причем двухплатный,
по-другому, двухгалетный. Связано это с тем, что между галетами
необходимо поместить электростатический экран.
Внимание.
Невыполнение этого требования может привести к возникновению
самовозбуждения.
В стереофоническом варианте аппарата SA1 можно выполнить в виде
пары раздельных для каждого канала двухплатных переключателей, либо
воспользоваться одним четырехгалетным.
Совет.
Устанавливать SA1 необходимо как можно ближе к оконечному
каскаду и подсоединять его к соответствующим цепям
проводниками минимально возможной длины. Лучше всего, если это будут
непосредственно выводы резисторов R12—R15.
Качеству контактных групп переключателя SA1 следует уделять самое
пристальное внимание, поскольку они могут стать источником
сильнейших искажений. Недопустимо использовать изделия с контактными
группами, изготовленными из фосфористой бронзы или меди, латуни,
посеребренных металлов:
первый материал имеет высокое переходное сопротивление;
остальные не подходят в связи с их низкой механической
прочностью и склонностью к окислению, а в атмосфере крупных
промышленных городов еще и образованию различных химических, в
первую очередь, сернистых соединений, которые являются
полупроводниками.
Для первых экспериментов можно взять компоненты, у которых
контактные группы выполнены из бериллиевой бронзы или имеют покрытие
из сплава серебра с 40% никеля. Все эти материалы:
хорошо противостоят истиранию;
обладают неплохими электрическими характеристиками;
сравнительно дешевы.
Более дорогой вариант — применение переключателей с
позолоченными контактами. К «элитным» изделиям принадлежат компоненты,
имеющие контактные группы с покрытием из платино-иридиевого

сплава либо родия (применяемый материал указывается в спецификации
предприятия-изготовителя).
И, наконец, даже «самый лучший» материал окажется совершенно
бесполезным, если конструкция изделия не обеспечивает надежного
механического контакта, о чем тоже нельзя забывать. В принципе, SA1 можно
собрать на основе реле с герметичными контактами, для чего придется
организовать систему логического управления. Ее схемное решение для
опытного радиолюбителя трудностей не представляет.
Кратко о цепях, связанных с SA1. Первая галета переключателя SA1.1
связана с цепью экранной сетки оконечной лампы VL2. С ее помощью
выбирается желаемая схема построения выходного каскада:
неподвижные контакты, закрепленные непосредственно на
галете, подключены к соответствующим выводам первичной обмотки
трансформатора Тр. 1 и источнику анодного напряжения;
подвижный контакт, установленный на вращающемся роторе
переключателя, через резистор R15 связан со второй сеткой лампы
VL2.
В тетродном включении R15 служит токоограничивающим
элементом, который предотвращает опасность электрической перегрузки сетки
лампы.
При работе в ультралинейном режиме с помощью R15 в некоторой
степени уравниваются напряжения на экранной сетке и аноде VL2, а
также создается местная ООС умеренной глубины, что повышает
линейность каскада.
В триодном включении основная функция данного элемента —
антипаразитная. Впрочем, эту роль резистор R15 выполняет и в первых двух
случаях.
Вторая секция переключателя SA1.2 связана с цепью катода той же
лампы. К неподвижным контактам подключены катодные резисторы
автоматического смещения R12—R14.
Примечание.
В процессе наладки схемы их сопротивление подбирается таким
образом, чтобы анодный ток покоя выходной лампы во всех трех
включениях лежал в пределах 72—75 мА.
На принципиальной схеме указаны ориентировочные значения R12—
R14. Более точно подбирать их лучше лишь после того, как новые
оконечные лампы будут «прожарены» на холостом ходу в течение хотя бы
20—30 часов.
Подвижный контакт SA1.2 подключен к катоду оконечной лампы. В
эту же точку подсоединен и положительный вывод электролитического
конденсатора С5. Данный элемент схемы исключает возникновение мест-

ной ООС по переменному току за счет падения напряжения на катодных
резисторах. Первоначально емкость конденсатора С5 можно взять
равной 1000 мкФ. Более точное ее значение зависит от целого ряда факторов
и не в последнюю очередь от характеристик ваших акустических систем.
Разумеется, что заранее учесть их влияние в комплексе — задача весьма
сложная, поэтому приходится доводить «до ума» аппарат по результатам
контрольных прослушиваний.
Общепринятой упрощенной формулой для расчета емкости
конденсатора, шунтирующего катодный резистор автоматического смещения,
считается следующая: Ск > 1...2xl06/(FHxRK), где FH — низшая частота
заданного рабочего диапазона в Гц; RK — сопротивление резистора
автоматического смещения в Ом.
Подставив FH = 10 Гц и RK = 200 Ом, получаем Ск=500—1000 мкФ. После
увеличения емкости С5 с 500 мкФ до 1000 мкФ бас становится более
глубоким и объемным, что в принципе можно было предсказать и заранее.
Но вот наращивание ее до 2000 мкФ дает резко отрицательный эффект. В
области нижнего баса появляются гул и характерное «бубнение», а мид-бас
становится «зернистым». В придачу ко всему в среднечастотном регистре
начинают прослушиваться крайне неприятные посторонние призвуки.
Требования к качеству данного элемента уже рассматривались при
описании предварительного усилителя, но в данном случае имеется ряд
нюансов. Здесь специфика связана с большой мощностью звукового
сигнала, которую развивает оконечный каскад. Автором были опробованы
малогабаритные, толщиной не более мизинца электролитические
конденсаторы Nippon, Rec и Rubycon емкостью 1000 мкФ с рабочим
напряжением 63 В, которые звучали, во-первых, по-разному, что не удивительно,
а во-вторых — как-то «плоско».
Замена их на К50-29 с теми же номиналами, но имеющими в несколько
раз больший геометрический объем, привело к положительному результату.
Сразу же появились столь желанные глубина, динамика, а сам бас стал более
собранным, упругим и насыщенным. Объяснение данному эффекту такое.
В оконечных каскадах к катодному конденсатору прикладывается звуковой
сигнал значительной мощности. Поэтому начинают сказываться:
и такая характеристика как максимально допустимое напряжение
пульсации (ее необходимо учитывать и при построении каскадов
предварительного усиления);
и допустимая реактивная мощность, т. е. значительное влияние
оказывают тепловые процессы компонента.
Примечание.
Все рассмотренные выше аспекты выбора комплектующих
актуальны не только для данной конструкции.

Все каскады данного усилителя питаются от одного источника
анодного напряжения. Междукаскадные развязки выполнены в виде
RC-цепочек. Они включают в себя резисторы R7 и R16, а также
электролитические конденсаторы CI, СЗ. По сравнению с цепями, в которых
действует звуковой сигнал, требования к качеству фильтрующих элементов
проще. Здесь вполне возможно использовать конденсаторы типов К50-20,
К50-26, К50-27, К50-31, К50-32, К50-35. Подойдут компоненты и более
ранних разработок К50-3, К50-6, К50-7, К50-12.
На первый взгляд, не имеет никакого значения, куда именно
устанавливать в цепи питания более качественный компонент, ведь он вроде бы не
взаимодействует напрямую со звуковым сигналом. Но это далеко не так.
Изучим влияние оконечного каскада на предыдущие. Для более
простого понимания происходящего будем считать, что междукаскадная
развязка отсутствует. В процессе усиления сигнала полный анодный ток лампы
делится на две составляющие: постоянную и переменную. Генератором
последней служит сама лампа. Если бы источник анодного питания имел
нулевое внутреннее сопротивление, то переменная составляющая
анодного тока выходной лампы пошла бы через тот источник совершенно
«прозрачно», никакого влияния на работу предыдущих ступеней не оказывая.
Однако на практике любой источник питания имеет определенное,
пусть даже небольшое, внутреннее сопротивление. Поэтому часть
переменной составляющей анодного тока оконечной лампы ответвляется в
анодные цепи предыдущих каскадов, собранных на триодах VL1.1 и VL1.2.
При этом данная часть тока проходит через гасящие резисторы R16
и R7 (они устанавливаются, поскольку напряжение питания
предварительных каскадов обычно ниже, чем выходных), анодные нагрузочные
сопротивления R8 и R5, разделительные элементы R6 и С4, а также
резистор утечки R10.
Аналогичное влияние оказывает второй каскад усилителя на первый,
к тому же ситуация здесь усугубляется наличием гасящего резистора
R16. Из-за этого значительно увеличивается эквивалентное внутреннее
сопротивление источника анодного питания.
Таким образом, помеха по питанию, порождаемая последней
ступенью, возвращается на предыдущие, усиливается там, возвращается
обратно и т. д. Данное явление называется паразитной обратной связью.
Для борьбы с ним в схему вводятся фильтрующие элементы, в
рассматриваемой схеме это конденсаторы О и СЗ.
Примечание.
Амплитуда тока в анодной цепи предварительного каскада во много
раз меньше, чем оконечного.

Теперь рассмотрим случай, когда С1 и СЗ, обладая хорошими
формальными характеристиками, имеют неудовлетворительные «звуковые»
свойства.
Распространяясь по шине питания, весь этот «мусор» проходит
описанный выше путь, усиливается, и, примешиваясь к полезному сигналу,
явно не способен украсить музыкальную программу. Весьма
эффективным способом борьбы с данным эффектом является раздельное питание
узлов аппарата — в идеальном случае для каждого каскада отдельный
выпрямитель, широко применяемый в элитной аудиоаппаратуре. В более
простых устройствах приходится идти на компромисс, питая все узлы
схемы от одного источника.
Теперь сделаем выводы. Чем больше усиление имеет вся схема при
разорванной петле ООС, тем более качественные элементы должны
использоваться в цепи питания. Наиболее критичны к качеству
комплектующих изделий первые каскады усиления, в меньшей — выходные.
Поэтому для элементов развязки питания первого каскада УМЗЧ следует
применять компоненты высокого, в идеальном случае «сигнального»
качества.
Помимо этого в ряде случаев хороший эффект дает шунтирование
электролитического конденсатора высокочастотным, подобно тому как
это делают для «проходника».
Последние имеют повышенное, по сравнению с полупроводниковыми,
собственное сопротивление.
Распространенное и довольно эффективное средство снижения
эквивалентного сопротивления выпрямителя — применение на выходе
фильтра очень большой емкости, превышающей, по крайней мере, в
несколько раз необходимую для получения заданного коэффициента
пульсаций.
Здесь особенно хороши импульсные конденсаторы. От аналогичных
изделий общего применения их отличает повышенная энергоемкость,
малое последовательное сопротивление (ESR) и способность отдавать
большие импульсные токи. Из конденсаторов отечественного производ-
Примечание.
В такой ситуации они не только не способны эффективно выполнять
свою функцию — замкнуть на общий провод помеху, но и (что гораздо
хуже) могут сами генерировать дополнительную «грязь».
Примечание.
Особое внимание нужно уделить деталям, входящим в междукаскад-
ную развязку схемы в случае использования кенотронных блоков
питания.

ства в данном применении неплохо зарекомендовали себя К50-23, чуть
хуже К50-17, К50-21, К50-13. Можно воспользоваться комплектующими
более ранних разработок — К50-ЗФ, К50И-3, К50И-1.
Таковы именно общие правила и рекомендации по выбору деталей,
входящих в цепи питания усилителя, поскольку бывают частные случаи,
когда выгоднее и целесообразнее более качественные компоненты
поставить, допустим, во второй каскад. Поэтому не случайно уделено столько
внимания освещению процессов, происходящих в цепях питания схемы.
Остается добавить, что рассмотренные здесь вопросы актуальны и
справедливы применительно не только к ламповой звукоусилительной
технике, но и к полупроводниковой. В последнем случае ситуация
осложняется из-за больших токов, действующих здесь, которые в десятки, сотни,
а порой и в тысячи раз превосходят таковые в ламповой аппаратуре.
Принципиальная электрическая схема. Остальные элементы,
входящие в цепь питания данной конструкции и показанные на
принципиальной схеме (рис. 3.60), содержат выключатель SA2 и резисторы R17,
R18. Остановимся на их назначении. С помощью SA2 разрывается цепь
подачи анодного питания. Это необходимо в трех случаях:
во-первых, в момент первоначального включения усилителя в сеть,
когда катоды ламп еще не успели в достаточной степени
прогреться. Подача полного анодного напряжения в этот момент чревата
пробоем в лампе и/или разрушением катода;
во-вторых, пользоваться выключателем SA2 приходится, и делать
это нужно обязательно, в момент перехода с одной схемы
оконечного каскада к иной. Снятие анодного питания резко снижает
интенсивность переходных процессов, что гарантировано защитит.
АС от выхода из строя во время этой операции;
в-третьих, данный элемент необходим для организации т. н.
дежурного режима Standby.
Этот режим сводится к следующему. В первые секунды после подачи
напряжения накала система подогреватель-катод испытывает
значительные электрические и механические нагрузки. Первые обусловлены
низким сопротивлением холодной нити накала, а вторые — тепловыми
деформациями, возникающими во время разогрева катода.
Разумеется, включения-выключения накала отрицательно
сказываются на долговечности лампы. Поэтому в перерывах прослушивания
продолжительностью до нескольких часов усилитель лучше не
выключать. С другой стороны, держать полностью подготовленным аппарат в
течение 2—3 часов неприемлемо как по экономическим соображениям
(неоправданно повышенный расход электроэнергии и опять же
снижение ресурса ламп за счет износа катодов), так и по соображениям
техники безопасности.

Поэтому при не очень длительных паузах в работе снимают только
высокое анодное напряжение. Резисторы R17, R18 в режиме Standby
образуют делитель анодного напряжения. Его функция связана с тем,
что работа лампы при включенном накале, но без токоотбора считается
более тяжелым режимом по сравнению с номинальным и может
привести к т. н. «отравлению» катода.
Для устранения этой «напасти» достаточно подать на электроды лампы
напряжение, составляющее 7—15% от номинального. К самим R17, R18
каких-либо особенных специфических требований не предъявляется.
Блок питания для первоначальных экспериментов может представлять
собой простейший полупроводниковый выпрямитель с емкостным
фильтром. Он должен обеспечивать выходной ток не менее 120 мА в
монофоническом варианте аппарата при напряжении 290 В. В дальнейшем
желательно собрать блок питания с 4-кратным запасом по мощности.
Совет.
Для сглаживания пульсаций лучше всего подойдет CLC-фильтр,
причем выходную емкость полезно увеличить до 1000—1500 мкФ на
каждый канал.
В случае построения выпрямителя на полупроводниковых приборах
предпочтение следует отдать высокочастотным диодам с большой
площадью кристалла. Сами вентили можно зашунтировать слюдяными
конденсаторами емкостью несколько тысяч пикофарад. Еще лучше собрать
кенотронный выпрямитель. По цепи накала один канал усилителя потребляет
ток около 1,5 А, хотя запас до 1,8—2 А, конечно, не помешает.
Схемы цепей питания подогревателей ламп — стандартные, с
применением обычных противофоновых мер. В идеальном случае это
использование постоянного стабилизированного напряжения.
Выходной трансформатор выполнен на базе серийного «сетевика»
типа ТПП-286У производства Николаевского (Украина)
трансформаторного завода. Такие же типоразмеры, конструктивные элементы и
габариты имеют изделия серий ТПП 283—ТПП 289.
Все эти трансформаторы собраны на основе магнитопровода ШЛМ
25x40. Его конструктивные характеристики: сечение центрального
керна — 10 см2, средняя длина магнитной силовой линии — 16 см,
размеры окна 15x45 мм, толщина ст. ленты 0,35 мм. Во избежание
насыщения сердечника под воздействием постоянного подмагничивания его
собирают с зазором 0,25 мм.
Совет.
При сборке стереофонического варианта усилителя постарайтесь
найти трансформаторы из одной партии или, по крайней мере, с

одинаковой датой выпуска. Это во многом гарантирует
идентичность электрических характеристик магнитопроводов.
Каркас катушки трансформаторов серийного трансформатора имеет
ширину 39 мм и глубину 13 мм.
Перед началом намотки с помощью напильника необходимо придать
ему правильную геометрическую форму, в первую очередь, вывести
прямые углы окна каркаса. В противном случае, необходимое количество
провода может и не вместиться. После этого следует прорезать до
наружной поверхности дна те щели в щечках каркаса, через которые проходят
выводы 1, 2.а—2.6 и 3. Остается удалить заусеницы и слегка закруглить
кромки прорезей, предназначенных для выводов обмоток, во избежание
обрыва провода.
Анодная обмотка содержит 3000 витков, разделенных на 6 равных
секций по 500 витков. Каждая из секций обмотки I выполнена в 5 слоев
по 100 витков. От 1300-го витка сделан отвод 7, который используется
в ультралинейном режиме и обеспечивает коэффициент включения
р=0,43. Вторичная обмотка состоит из пяти однослойных секций по 32
витка, общее количество
витков — 160.
Схема расположения
обмоток и электрических соединений
между их секциями показана на
рис. 3.61.
Указанное соотношение числа
витков обеспечивает оптимальное
согласование выходной лампы с
нагрузкой сопротивлением 8 Ом.
Выбор такого варианта не
случаен, т. к. большая часть
акустических систем высокой
чувствительности имеет именно такое
сопротивление.
Примечание.
Для получения
удовлетворительного звучания
данный усилитель должен
эксплуатироваться с АС
чувствительностью не ниже
92дБ/Вт/м.
Рис. 3.61. Схема расположения
обмоток и электрических соединений
между их секциями

Характерной особенностью конструкции катушки данного выходного
трансформатора является его намотка двумя сложенными проводами.
Выполнение обмоток сигнальных трансформаторов, особенно входных
и междуламповых, жгутом из нескольких сложенных вместе проводов
или литцендратом особой новинки не представляет и встречается
сравнительно часто.
Гораздо реже подобная намотка применяется в мощных выходных
трансформаторах. Таким приемом в некоторых своих моделях
пользуются создатель торговых марок Audio Note и Kondo Хирояши Кондо и
Сусуму Сакума — основатель «культовой» фирмы Tamura.
В рассматриваемой конструкции применение двух параллельных
обмоточных проводов объясняется следующим образом:
с одной стороны, проводник обладает свойством направленности,
поэтому на качество звука влияет «полярность» его подключения;
с другой стороны, катушка выходного трансформатора относится к
числу весьма ответственных и трудоемких узлов ламповых усилителей.
Примечание.
Вместе с тем, сразу же угадать правильное направление включения
провода, а тем более быть в этом абсолютно уверенным,
практически невозможно. Серия же подобных экспериментов — занятие
продолжительное, крайне трудоемкое и дорогостоящее.
Учитывая, что амплитуда переменного напряжения, действующего
в анодной обмотке выходного трансформатора, соизмерима с
величиной анодного питания, а наиболее критичны к направлению включения
проводов именно малосигнальные цепи, в которых одновременно
действует и постоянный ток, было решено воспользоваться предложением
В. И. Горюнова. Эта идея была опубликована в [Горюнов В. Письмо 1,
«А если в параллель?» «Радиохобби» №6/2000, с 42].
Дополнительным аргументом, говорящим в пользу данной
конструкции, можно считать и тот факт, что при использовании двух проводов
удается сэкономить 7—10% площади окна сердечника по сравнению
со случаем, когда применяется один проводник сечением, равным
суммарному, но большего диаметра. Для выполнения первичной обмотки
выбран провод ПЭТВ-1 00,16 мм.
Технологически намотка катушки трансформатора производится
следующим образом. Вначале с катушки с проводом на пустой барабан
перематывается примерно половина, после чего можно приступать к работе.
Использование такого метода, а не применение двух уже готовых бухт:
во-первых, обеспечивает заведомое получение
встречно-параллельного включения;

♦ во-вторых, это гарантирует
однородность химического состава и
кристаллической структуры материала
обоих проводников.
В процессе работы необходимо
внимательно следить за тем, чтобы
провода ложились ровными параллельными
рядами и ни в коем случае нигде не
пересекались. Пример правильной намотки
катушки показан на рис. 3.62.
На нем провода, которые относятся к одному витку, выделены белым/
черным фоном. Между слоями анодной обмотки проложена изоляция в
виде одного слоя бумаги толщиной 10—15 мкм от мощных т. н.
«косинусных» конденсаторов. Активное сопротивление правильно
выполненной первичной обмотки составляет около 220 Ом между выводами
1-14.
Примечание.
Масло, которым пропитана такая
бумага, смущать не должно, т. к. оно
является отличным диэлектриком и,
к тому же, прекрасно растворяется
в парафине и/или техническом воске,
нисколько не мешая нормальному ходу
«проварки» катушки.
Вторичная обмотка выполняется также
двойным проводом марки ПЭВ-1 0,5 мм.
Междуобмоточная изоляция —
комбинированная трехслойная. Нижний и верхний
слой из провощенной кабельной бумаги
толщиной 0,08 мм. Не случится большой беды,
если эта бумага будет пропитана
трансформаторным или конденсаторным
минеральным маслом. Внутренний слой —
фторопластовая лента толщиной 50 мкм. Последняя
секция первичной обмотки изолируется
двумя слоями фторопласта и одним
электротехнического картона толщиной 0,3—0,4 мм.
Схема расположения выводов секций
обмоток на стандартном каркасе от ТПП
показана на рис. 3.63.
Рис. 3.63. Схемы расположения
выводов секций обмоток на
стандартном каркасе от ТПП:
а — первичной; б — вторичной
Рис. 3.62. Пример правильной
намотки катушки

Римской цифрой I указано первоначальное направление укладки
проводов, а II — направление вращения каркаса катушки в процессе намотки.
После намотки катушки и полной сборки всего трансформатора его
следует целиком пропитать парафином либо техническим воском.
При использовании выходного трансформатора рекомендованной
конструкции усилитель имеет следующие характеристики:
максимальная выходная мощность 4—6 Вт при коэффициенте нелинейных
искажений 2,5—6% в зависимости от режима работы оконечного каскада.
Частотный диапазон по уровню 1,5 дБ не уже 40 Гц — 22 кГц вне
зависимости от схемы включения выходной лампы. Номинальная
чувствительность аппарата составляет приблизительно 0,11 В при работе оконечного
каскада в тетродном и ультралинейном режимах, в триодном снижается
до 0,2—0,23 В. Все параметры приведены для случая, когда схема не
охвачена петлей общей ООС.
Предварительная настройка правильно собранного из заведомо
исправных деталей усилителя сложностей не вызывает. Он обычно сразу же
начинает работать. Желательно проверить режимы ламп по постоянному току
и при необходимости подкорректировать их. Целесообразно (при наличии
осциллографа) убедиться в отсутствии самовозбуждения схемы.
После этого усилителю дают «прогреться» в течение 30—40 часов без
подачи полезного сигнала на его вход. Данную операцию можно разбить
на несколько этапов; здесь более важна суммарная наработка. В ходе этой
процедуры происходит окончательное формирование компонентов,
входящих в состав схемы, и принебрегать ею не следует.
Это явление объясняется просто: ориентация магнитных доменов
материала сердечника трансформатора и упорядочение структуры
проводников его катушки не может произойти мгновенно вследствие
наличия «памяти» у металлов.
После предварительного «прогрева» аппарата начинается самый
интересный этап работы — доводка изделия до кондиции «наивысшего
предела». Поэтому столь подробное описание требований, предъявляемых к
деталям, изучение методики их подбора и т. д. не случайно.
На примере предложенного усилителя хорошо видно, что, несмотря
на кажущуюся простоту схемы, при построении аудиотехники имеется
немало «подводных камней». Желающие могут попробовать «поиграть»
с режимами работы триодов предварительных каскадов. Сохраняя преж-
Совет.
«Свежеиспеченным» выходным трансформаторам (особенно четко
данный эффект выражен у однотактных аппаратов) необходимо
дать наработать хотя бы 25—30 часов, только после этого они
начинают «просыпаться».

нюю величину напряжения анодного питания, изменением
сопротивления резисторов в цепях катода и анода можно получить звучание всего
аппарата от «махрово-лампового» до «плоско-транзисторного».
Рекомендаиии о том, каким должен быть «самый правильный/луч-
ший» звук давать не буду, поскольку кто же кроме вас самих, лучше знает
собственные вкусы. На определенном этапе работы вы почувствуете, что
начал «играть» каждый элемент и/или проводок, начнете понимать
влияние применяемых материалов, увидите зависимость полученных
результатов от общей компоновки устройства.
Резюмируя изложенное выше, можно сказать: простое повторение
конструкций по описаниям, приведенным в различной литературе,
обеспечивает получение звучания только некоторого «начального» уровня,
который может быть менее или более высоким. Использование же
полного потенциала, заложенного в ту или иную схему, зависит только от
ваших способностей, вкуса и интуиции [70].
Цирклотрон Монни Найсела с катодином Вильямсона
Выходная ступень, названная цирклотроном, изобретена и
запатентована в 1954 году А. М. Виггинсом на фирме Electro-Voice.
В его упрощенной схеме (рис. 3.64) две лампы
соединены последовательно с двумя источниками
анодного напряжения Ul, U2 и образуют
замкнутую электрическую цепь в виде замкнутого круга.
А нагрузка LOAD включена между катодами ламп.
При равенстве токов ламп 11=12 в нагрузке они
компенсируются. Поэтому единственно
протекающим в схеме током оказывается 1=11=12. Причем
протекает (циркулирует) он по кругу (circle), откуда
и название схемы. Собственно схема УМЗЧ,
предложенного М. Найселом, показана на рис. 3.65.
В ней он постарался:
максимально упростить главную проблему цирклотрона —
необходимость двух независимых источников анодного напряжения;
максимально использовать главное преимущество —
нетребовательность к выходному трансформатору.
Оказалось, что усилитель работает и отлично звучит даже при
использовании в качестве TR3 небольшого (автор применил 80-ваттный Plitron
037013 201 — www.plitron.com) сетевого трансформатора с обмотками,
сконфигурированными под требуемый коэффициент трансформации
примерно 7,5:1 (например, обмотки 2x115 В — первичная/2х15 В —
вторичная).
Рис. 3.64.
Упрощенная схема
цирклотрона

Рис. 3.65. Схема УМЗЧ, предложенного М. Найселом
Входная ступень VIA, фазоинвертор («катодин») V1B и двухтактный
драйвер V2 выполнены на двойных триодах 6SN7.
Примечание.
«Катодин» — такое название дал этой схеме предложивший ее еще
один известный конструктор Вильямсон. В ней, по крайней мере, на
один разделительный конденсатор меньше, чем в других популярных
схемах-аналогах.
Налаживание сводится к установке начальных катодных токов
выходных ламп на уровне ПО—115 мА триммерами Р2 и РЗ. Сначала
резистором Р2 устанавливают постоянное напряжение на резисторе R18 равным

34 В. Затем такое же напряжение устанавливают РЗ на резисторе R19
(измерение напряжений и вращение триммеров следует выполнять
изолированными от земли инструментами).
В УМЗЧ отсутствует ООС, выходная мощность 9 Вт (RH=8 Ом), полоса
рабочих частот 40—20000 Гц по уровню -3 дБ [92].
Ламповый УМЗЧ Йозефа Норвуда Стилла
Йозеф Норвуд Стилл рекомендует лампы выходного каскада своего
лампового УМЗЧ:
для воспроизведения вокальных и джазовых фонограмм
переводить в триодный режим;
для классической музыки и больших оркестров — в ультралинейный.
На рис. 3.66 изображен ультралинейный вариант. Триодное
включение достигается соединением вторых сеток V4—V7 не к специальным
выводам выходного трансформатора, а через 270-омные 2-ваттные
резисторы прямо к анодам соответствующих («своих») ламп.
Разумеется, при этом резисторы R35—R38 из схемы исключают. Кроме
квартета отобранных выходных пентодов схема содержит фазоинвертер
на двойном триоде V3A, V3B, драйвер V2A, V2B и входной усилитель
VIA, V1B по схеме с активной нагрузкой (SRPP).
Такое построение обеспечивает минимальные фазовые задержки и
позволяет безболезненно применить неглубокую (11 дБ в пентодном и
18 дБ в триодном включении) общую ООС с вторичной обмотки
выходного трансформатора Т1 через C5R39 в катод V2A.
Усилитель настолько стабилен, что при прямоугольном входном
сигнале в выходном отсутствуют «выбросы» не только при обычной
нагрузке, но даже при включении параллельно вторичной обмотке
выходного трансформатора конденсатора емкостью 0,1 мкФ. Схема
фиксированного смещения сеток выходных ламп BIAS NETWORK изображена в
составе блока питания на рис 3.67.
Максимальная выходная мощность в триодном включении составляет
60 Вт (Кг=0,21% <§> 1 кГц), в ультралинейном — 100 Вт (К=0,46% @ 1 кГц).
Полоса частот, соответственно, составляет 20 Гц... 20 кГц и 30 Гц... 20 кГц.
Чувствительность — 0,34 В. При выходной мощности 10 Вт полоса частот
в любом включении составляет 20 Гц ... 40 кГц, а коэффициент гармоник
не превышает 0,08% (1 кГц).
Выходной трансформатор Tl — Hammond 120 Вт, 1900 Ом/4-8-16 Ом
типа Р-Т1650Т. В блоке питания применены трансформаторы Т1 —
200 В/870 мА Hammond Р-Т167Н200; Т2 — 6,3 В/10 A Hammond P-T166S6;
ТЗ — 12,6 В/450 мА Hammond 273-1365 (включен «задом-наперед» как
повышающий).

Рис. 3.66. Схема лампового УМЗЧ Йозефа Норвуда Стилла

Рис. 3.67. Схема фиксированного смещения сеток выходных ламп BIAS NETWORK,
изображенная в составе блока питания
Налаживание сводится к установке резисторами R8—Rl 1 блока
питания начальных токов катодов каждой выходной лампы 70 мА, т. е.
постоянного напряжения на каждом резисторе R23-—R26 700 мВ [28].
УМЗЧ с выходным каскадом на пентодах
по малоизвестной схеме «с единичной связью» Эндре Пирета
Схемотехника 10-ваттного лампового УМЗЧ (рис. 3.68) Эндре Пирета
довольно существенно отличается от типовой. Здесь выходной каскад на
пентодах V4, V5 построен по малоизвестной схеме «с единичной связью»,
являющейся комбинацией катодного повторителя с обычным пентодным
усилителем.
Амплитуды напряжений на катодах, анодах и вторых сетках этих ламп
одинаковы, причем фазы анодных напряжений обратны катодным и
второй сетки. Даже без общей ОС такой каскад обеспечивает коэффициент
гармоник не более 0,3% и по характеристикам близок к Цирклотрону
Но их отличие состоит в том, что в Цирклотроне требуется два
изолированных источника питания при одном конструктивно простом
выходном трансформаторе, а здесь — наоборот, один источник питания и два

Рис. 3.68. УМЗЧЭндре Пирета с выходным каскадом на пентодах:
а — схема усилителя; 6—схема блока питания
выходных трансформатора Trl, Тг2. В качестве последних можно
использовать 40—50-ваттные сетевые трансформаторы такой же простой, как
и для Цирклотрона, конструкции, но хорошо согласованные по
характеристикам. Отношение 2Ri/Ra-a для этой схемы точно такое же, как и у
Цирклотрона — равно 0,13.
При самостоятельном изготовлении целесообразно конструктивно
Trl, Тг2 объединить в одном трансформаторе с одной вторичной
обмоткой и двумя тщательно согласованными, но хорошо изолированными
высоковольтными с отводами от середины.
Элементы R23C9, R24C10 образуют цепочки автоматического
смещения, а через R13, R14 заведена ООС в катоды ламп V2a, V2b первого
каскада драйвера. Фазоинвертор выполнен на пентоде VI в триодном
включении по схеме с разделенной нагрузкой [86].

УМЗЧ небольшой мощности Евгения Комиссарова
Приведенная схема довольно формальна и оставляет большую
свободу для творчества, пробуйте сами! Чтобы заставить усилитель хорошо
звучать, надо, прежде всего, позаботиться о максимально возможном
качестве применяемых компонентов, тем более что в этой схеме их совсем
немного.
Объективные достоинства такого схемного решения:
выходная лампа работает с фиксированным смещением;
сетка выходной лампы раскачивается катодным повторителем и
находится в петле местной ОС
Это позволяет получить необычно высокую для 2АЗ мощность и
обеспечить очень плавный и мягкий переход в режим сеточного тока и далее
в ограничение.
Недостатком является то, что истинная «земля» принимается за
виртуальную. Решается с помощью входного трансформатора.
О лампах. Что же можно применить? Выбор довольно большой. На
выход: 2АЗ, 6B4G, AD1,6С4С, 2С4С. Кроме того, есть подходящие лампы
с косвенным накалом, в том числе и пентоды в триодном включении.
Да, тут надо сказать о катодных цепях прямонакальных ламп. Рекомендуется
питать накал выпрямленным и отфильтрованным напряжением,
выпрямитель должен быть собран на «быстрых» диодах, зашунтированных слюдяными
конденсаторами по 1000 пФ. Шоттки шунтировать не надо.
Входная лампа — 6Н23П, 6Н1П, 6922, Е88СС, Е188СС.
Кенотроны — 5ЦЗС и 6Ц4П (6Ц5С).
О пассивных элементах. Основополагающее влияние на звук
окажут конденсаторы питания. Если есть возможность, поставьте BG WKZ,
нет — попробуйте бумагу в масле (если МБГ..., — не забудьте вынуть из
стального корпуса).
Номиналы: на входном каскаде достаточно 68—100 мкФ, а вот на
выходном меньше 150 мкФ не рекомендуется.
Катодный конденсатор должен быть того же типа, что и конденсатор
в питании.
Блоки питания с кенотронным выпрямлением и однозвенными CLC
фильтрами (хотя в «нижнем» можно применить и CRC, но с первым звук
будет лучше).
Смещение выходной лампы задается значениями резисторов 20 кОм
(R4) и переменным 4,7 кОм (R6).
Примечание.
Надо помнить, что напряжение земля-анод «верхней» 6Н23П должно
быть около 400 В, ток при этом составит 4—5 мА, напряжение на
сетке выходной лампы 204 Б.

Схема (рис. 3.69) весьма
рекомендована для тех случаев,
когда достаточно 5—7 Вт
выходной мощности.
При первом запуске
рекомендуется позаботиться о том,
чтобы выходную лампу
заведомо «прикрыть». Выходной
каскад работает с нагрузкой
2,5—3,5 кОм при токе 50 мА,
напряжение катод-сетка около
-45 В, плюс-минус параметры
конкретной лампы.
Точная регулировка тока
покоя 2АЗ (50 мА)
осуществляется переменным резистором.
Контролируется по падению
напряжения на резисторе 1 Ом
(R5).
Выходной трансформатор.
Выбор широк, в порядке
убывания: Tamura, Tango (ISO corp.),
Sowther, AudioNote, Lundahl...
He экономьте, приобретите
хорошие трансы, они не
пропадут, а вы не пожалеете.
Для самостоятельного
изготовления выходного
трансформатора годятся магнитопроводы
от 11125x40 до ШЛ25х50 с
большим окном, т. е. 25x62,5. Можно
и немного побольше, меньше —
нет, и никаких ТВЗ!!! Можно из
болгарских стоек 100 ваттных —
там можно подобрать неплохое
железо.
Короче говоря, нужно размер, как у 160—200 ваттного силовика. Для
подобных трансов первичная обмотка дожна содержать около 3000
витков ±200. Если сердечник побольше, витков поменьше, и наоборот.
Рис 3.69. Схема УМЗЧ Евгения Комиссарова

Примечание.
Самый большой секрет, это то, что практически все однотактные
трансформаторы имеют 2600—3400 витков.
Вторичная обмотка — под нагрузку. Вот один из вариантов: Зк5/4-8 на
ШЛ25х40. Первичка: (все последовательно) 305+610+1220+610+305/0,335,
вторичка 75+150+150+75/0,71; коммутация на 4 Ом 150//150//(75+75), на
8Ом(150+75)//(150+75).
Если нужно, вторичную можно пересчитать под другую нагрузку
простым масштабированием витков и провода. Межобмоточная
изоляция — два слоя кабельной бумаги 0,08 мм, межслойная изоляция —
1 слой конденсаторной 0,02 мм. Толщина немагнитной прокладки
подбирается экспериментально по максимуму индуктивности под током под-
магничивания. Ориентировочно она составляет 0,15 мм. Индуктивность
должна получиться порядка 17—20 Гн [84].
Цепи накала ламп вместо резистора автоматического смещения
Пэтрик Браннер вместо обычного резистора автоматического
смещения R1 (рис. 3.70), зашунтированного по переменному току
конденсатором С1, предлагает использовать цепи накала ламп каскадов предусили-
теля (рис. 3.71).
Такое решение обладает следующими преимуществами:
накал входных ламп питается постоянным током, что снижает фон
и помехи;
разогрев накала ламп происходит плавно, что положительно
отражается на их ресурсе;
упрощение схемы и требований к накальной обмотке сетевого
трансформатора;
тепло выделяется
снаружи шасси (на лампах), а не
внутри (на резисторе).
Единственный нюанс,
который приходится принимать
во внимание — суммарный
катодный ток обеих выходных
ламп VI, V2 должен быть
примерно равен току накала ламп
предусилителя. Если это не так,
то выйти из положения можно
комбинацией последовательно-
параллельного включения цепей
накала [91].
Рис. 3.70. Схема с обычным резистором
автоматического смещения R1

Рис. 3.71. Схема с использованием цепей накала ламп каскадов предусилителя
в качестве резистора автосмещения выходного каскада
Восьмиваттный SE Дона Кэнга
Восьмиваттный SE Дон Кэнг разрабатывал, основываясь на
следующих принципах:
применение прямонакальных триодов;
однотактная (SE) выходная ступень;
отсутствие конденсаторов в сигнальных сеточных цепях;
отсутствие общей ООС;
только один каскад усиления напряжения.
Сначала Дон хотел применить в выходной ступени популярную у
аудиофилов WE300B, но цены на последнюю показались ему настолько
неадекватными, что он остановился на хотя и менее мощном, но зато
доступном по цене ($1) не очень известном пентоде 2Е24 (аналог 6146) в
триодном включении.
Исследовав характеристики 2Е24 с мощностью анода Pd=10 Вт и
анодным напряжением Vp=250 В, он, однако, остался недоволен слишком
малой мощностью, достигаемой в режиме класса А1 (без токов
управляющей сетки, т. е. при неположительном ее мгновенном напряжении) —
всего 1,5 Вт.
Для пояснения на рис. 3.72 показана динамическая характеристика,
на которой точка S как раз соответствует Pd=10 Вт, Vp=250 В, Ір=40 мА, а
площадь заштрихованного треугольника abc соответствует отдаваемой
мощности 1,5 Вт при изменении мгновенного напряжения на
управляющей сетке от 0 до -44 В (рабочая точка -22 В с амплитудой ±22 В).
Очень аккуратно исследовав возможности использования с 2Е24
режима класса А2 с токами управляющей сетки (т. е. часть периода
потенциал управляющей сетки положителен относительно катода), Дон
убедился, что такой режим реально возможен и обеспечит повышение
мощности более чем вдвое.

Рис. 3.72. Динамическая характеристика в режиме класса А
Примечание.
Аккуратность в данном случае подразумевает ограничение
положительного напряжения на управляющей сетке таким значением, при
котором сетка «не выгорает» от начинающего протекать по ней
тока. Причем в момент максимума напряжения на сетке требуется
ограничение минимального напряжения на аноде.
Экспериментально: при напряжении на сетке Vg=+10 В ее
максимальный ток Ig=10 мА не будет превышен, если анодное напряжение не будет
ниже Vp=65 В. Такой режим с кратковременной мощностью рассеивания
на аноде + сетке 12 Вт оказался вполне допустимым.
На динамической характеристике залитый точками треугольник ABC
соответствует такому усовершенствованному режиму класса А2:
анодное напряжение Vp=250 В, ток 1р=45 мА;
смещение на сетке Vg=-20 В;
амплитуда напряжения раскачки на управляющей сетке ±30 В (т. е.
мгновенные значения от +10 до -50 В);
сопротивление нагрузки 3,24 кОм;
выходная мощность 3,92 Вт.

Для достижения желаемой выходной мощности 8 Вт автор применил
параллельное включение двух ламп, при этом сопротивление нагрузки
уменьшилось вдвое — до 1,62 кОм
Из рис. 3.72 также следует, что коэффициент усиления
положительной полуволны (Vg=-20...+10 В) обеспечивает приращение тока анода на
20% больше, чем отрицательной (Vg= -20...-50 В). Это в принципе дает
довольно значительную нелинейность по четным гармоникам.
Однако в данном усилителе входной каскад на триоде VIA (рис. 3.73)
спроектирован так, что дает такую же нелинейность, только с обратным
знаком. Поэтому он обеспечивает почти полную компенсацию общей
нелинейности без применения обратной связи.
Экспериментально оптимальный для этого режим показан на
динамической характеристике рис. 3.74 с анодной рабочей точкой Vp=70 В,
1р=2,2 мА при сопротивлении нагрузки ZL=46 кОм и сеточном смещении
V = -l,5 В.
Рис. 3.73. Схема однотактного УМЗЧ на прямонакальных триодах
Рис. 3.74. Динамическая
характеристика
в оптимальном режиме

Кстати, еще о входном каскаде. При входном напряжении 0,75 В он
должен обеспечить коэффициент усиления 28, что в принципе
достижимо с многими маломощными триодами.
Но проблема в том, что две выходные лампы в режиме А2 требуют
пикового тока на управляющих сетках до 20 мА (а токи анода
большинства маломощных триодов почти на порядок ниже). Причем желательно
от источника с малым выходным сопротивлением.
С этой целью в схему введен катодный повторитель на спаренных
V2A, V2B, который обеспечивает с некоторым запасом ток 20 мА при
приемлемом выходном сопротивлении 32 Ом. Схема блока питания
показана на рис. 3.75.
Рис 3.75. Схема блока питания

Напряжения питания Р2, РЗ двух первых каскадов и накала
стабилизированные, а в качестве источника смещения Р1 входной лампы VIA
применена батарейка Alkaline типоразмера AAA. Ввиду мизерности
потребляемого сеткой тока батарейки хватает без выключения на несколько
лет непрерывной работы.
Цепочка C5R13 обеспечивает задержку подачи анодного напряжения
на выходные лампы примерно на 50 с. Накальный трансформатор Т2
имеет вторичную обмотку 12,6 В/3 А, остальные — 50 ваттные 115/230 В.
Причем для достижения требуемого напряжения Р4 в первичную обмотку
Т4, Т5 введен резистор R23.
Выходной трансформатор TR1 (рис. 3.73) — One Electron UBT-1. На
рис. 3.76 изображена зависимость коэффициента гармоник от выходной
мощности. АЧХ усилителя по уровню -2 дБ линейна от 20 Гц до 50 кГц [10].
ю
Рис. 3.76. Зависимость коэффициента гармоник от выходной мощности
Тридцативаттный ламповый УМЗЧ Джона Стюарта
Идея схемотехники Краухарста в упрощенном виде показана на
рис. 3.77. А Джон Стюарт, основываясь на схемных решениях,
предложенных Норманом Краухарстом в конце 50-х годов прошлого столетия,
разработал 30-ваттный ламповый УМЗЧ, схема которого показана на
рис 3.78.
Необычным является разделение нагрузки выходного двухтактного
каскада на VI, V2 поровну между катодными и анодными цепями
посредством двух одинаковых и хорошо согласованных трансформаторов Т2, ТЗ.

Рис 3.77. Идея схемотехники Краухарста в упрощенном виде
Первичные обмотки этих трансформаторов включены,
соответственно, в катодные и анодные цепи ламп, а вторичные — запараллелены
синфазно. На упрощенной схеме VI, V2 изображены триодами. Но на
самом деле — это пентоды или лучевые тетроды, вторые сетки которых
питаются постояннным относительно общего провода напряжением.
Нетрудно убедиться, что при этом относительно катодов на вторые
сетки оказывается приложенной половина переменного напряжения
катод-анод. Т. е. обеспечивается т. н. «ультралинейный» режим с
коэффициентом напряжения второй сетки р2=50%. Этот режим, по сути,
является местной чисто внутриламповой и потому безболезненной (в
смысле только линеаризующей, т. е. без побочных эффектов) ООС.
Он обеспечен без специальных отводов первичной обмотки
выходного трансформатора и с большим коэффициентом напряжения, чем
классические р2=20—43%. Режим ламп оказывается чуть ближе к триод-
ному, чем к классическому «ультралинейному». А это благоприятно
сказывается на коэффициенте демпфирования нагрузки (меньше выходное
сопротивление без применения ООС).
Примечание.
Назначение полумикрофарадных конденсаторов в этой схеме —
устранение асимметрии на высших звуковых частотах, вызываемой
паразитными индуктивностью рассеивания и распределенной емко-
стью обмоток Т2, ТЗ.
В полной схеме (рис. 3.78) резистор R28=6 Ом введен для
компенсации разности сопротивлений половинок первичной обмотки трансфор-

Рис. 3.78. Схема 30-ваттного лампового УМЗЧ Нормана Краухарста

матора ТІ Hammond 125E и тем самым предотвращения асимметрии
режимов ламп V3, V4.
Кстати, в качестве последних использованы триод-лучевые тетроды
6LU8:
тетродные части (S=9,3 мА/В, UaMaKC=400 В, Рамакс=14 Вт) работают в
выходном каскаде;
триодные части (S=3,6 мА/В, UaMaKC=400 В, Рамакс=2,5 Вт) — в
питающих тетроды катодных повторителях.
Вторичные обмотки двух одинаковых выходных трансформаторов
ТІ, Т2 Hammond 125Е соединяются в соответствии с рис. 3.79 в
зависимости от сопротивления нагрузки — верхний вариант для 4 Ом,
нижний — для 8 Ом.
Входной каскад-фазоинвертор построен на двойном триоде Vla/b. В
катоды этих ламп через R30, R31 непосредственно с катодов выходных
тетродов подаются напряжения неглубокой ООС
Примечание.
А не с анодов, благодаря чему исключаются дополнительные
разделительные конденсаторы.
Глубина этой ООС на ВЧ ослабляется цепочкой C10R34,
компенсирующей завал АЧХ на высших звуковых частотах, обусловленный
неидеальностью выходных трансформаторов.
Эта общая ООС не охватывает трансформаторы и поэтому
свободна от лишних фазовых сдвигов. Этот факт благотворно сказывается
на устойчивости к
самовозбуждению и качестве
звучания. Конфигурация выходного
каскада требует очень большого
напряжения раскачки (200 В
переменного напряжения на
первичной обмотке Т1 — это
примерно 250 В на
управляющих сетках выходных тетродов).
Поэтому драйвер/усилитель
напряжения на двойном триоде
V2a/b выполнен по схеме с воль-
тодобавкой, которая обеспечена
подключением резисторов
анодной нагрузки R13, R14 к анодам
выходных ламп
противоположного плеча двухтактного
выходного каскада.
Рис. 3.79. Варианты соединения
вторичных обмоток в зависимости
от сопротивления нагрузки:
а — для 4 Ом; б — для 8 Ом

На рис. 3.80 изображена схема блока питания. Сетевой 200-ВА
трансформатор — Hammond 274ВХ. Положительное анодное напряжение
+396 В сглаживается активным фильтром на полевых Ql, Q2 (оба
размещены на небольших радиаторах). Напряжение на вторых сетках
выходных лучевых тетродов формируется из анодного питания +396 В
посредством понижения 75-вольтовым стабилитроном Z8 (типа 1N5374B).
Остальные стабилитроны: 100-вольтовые типа 1N5378B, 47-вольтовые
1N5368B.
Напряжение отрицательной полярности -144 В подается на катоды
драйверов V2a/b (рис. 3.78) и через регуляторы смещения Р4 и баланса
смещения РЗ используется для формирования фиксированного
смещения ламп выходного каскада.
Балансировку по постоянному току выполняют при налаживании,
добиваясь триммером РЗ нулевого напряжения между контрольными
точками ТР1, ТР2 (рис 3.78).
Рис. 3.80. Схема блока питания

Триммером Р4 устанавливают начальные токи ламп. Критерий
установки — постоянное напряжение +5,1 В на катоде тетродной части V3
относительно общего провода.
Триммером Р2 симметрируют по переменному току весь усилитель,
минимизируя его коэффициент гармоник при подаче на вход
синусоидального напряжения. Максимальную выходную мощность 30 Вт
усилитель развивает при входном напряжении 0,76 В, обеспечивая
коэффициент гармоник не более 0,25% со следующим «раскладом» по гармоникам:
0,19%; 0,1%; 0,05%; 0,06% соответственно для 2-Й...5-Й гармоник.
Уровень интермодуляционных искажений, измеренный по методике
SMPTE, не превышает -50 дБ. Выходное сопротивление усилителя 2,3 Ом,
что для 8-омной нагрузки соответствует коэффициенту демпфирования
3,5 [73].
Усилитель по схеме Лофтин-Уайт на прямонакальных триодах 2АЗ
Характеристики. Несмотря на кажущуюся простоту схемы, усилитель
имеет хорошее звучание. Чувствительность усилителя — 0,7 В, выходная
мощность — 2,8 Вт при коэффициенте гармоник до 1,5—2%.
Устройство. Усилитель (рис. 3.81) выполнен на лампе 6Г2, которая
служит усилителем напряжения (драйвером) для лампы оконечного
каскада — 2АЗ с непосредственным подключением сетки 2АЗ в анодную
цепь 6Г2.
Нерабочие выводы лампы 6Г2 соединены на корпус. Для соблюдения
рабочего режима выходной лампы 2АЗ питание лампы 6Г2 выполнено
симметричным относительно катода выходной лампы с
«виртуальной землей». Резистор R7 служит для настройки тока покоя выходного
каскада 60 мА, который
определяется по
падению напряжения 0,06 В
на резисторе R6.
Предварительная
настройка делается так:
сетка лампы выходного
каскада отсоединяется от
анода драйвера и через
резистор 200—300 кОм
подключается на корпус.
Можно вообще
выходную лампу вынуть из
панели.
Рис 3.87. Схема усилителя по схеме Лофтин-Уайт
на прямонакальных триодах 2АЗ

На аноде лампы драйвера выставляется напряжение -50...-55 В
относительно точки В (средней точки анодной обмотки силового
трансформатора). Затем сетка выходной лампы подключается к аноду драйвера и
производится окончательная настройка по току анода выходной лампы,
который должен быть порядка 60 мА при падении напряжения 0,06 В на
резисторе R6 номиналом 1 Ом. Диоды Д311 в накально-катодной цепи
лампы 2A3 можно заменить на резисторы 10 Ом.
Схема блока питания (рис 3.82) выполнена на кенотроне 5ЦЗС или
5Ц4С, который служит для выпрямления напряжения по плюсу, и
двойного диода 6Х2П, выпрямляющего напряжение по минусу для питания
лампы драйвера 6Г2. Включение анодного питания тумблером в цепи
накала кенотрона после пятиминутного прогрева ламп.
Элементная база. Усилитель легко настраивается лишь при
применении исправных ламп и деталей. Совет: применяйте детали самого
высокого качества.
Силовой трансформатор выполнен на железе 11130x50. Выходные
трансформаторы выполнены на железе ШЛМ 32x50, анодная обмотка имеет 2502
витка в трех секциях по 834, провод 0,25. Вторичная обмотка для нагрузки
4 Ом состоит из 4 секций по 100 витков провода 0,71. Первая секция
вторичной обмотки разделена пополам для возможности подключения нагрузки
8 Ом. При подключении всех четырех секций параллельно-последовательно
по две возможно подключение нагрузки 16 Ом. Немагнитная прокладка в
зазоре выходных трансформаторов — 0,12 мм.
Рис. 3.82. Схема блока питания

Дроссели Дрі, Др2 — типа Д31: индуктивность 5 Гн, номинальный ток
подмагничивания 0,14 А, обмотки (их выводы 1-2 и 3-6; 2 и 3 соединены
вместе, а вывод 6 — к кенотрону; сопротивление обмотки 1-2 — 200 Ом,
обмотки 3-6 — 23,5 Ом) включены последовательно. Их можно
выполнить на железе Ш, или ШЛ 16x24 от выходных, кадровых
трансформаторов, дросселей питания черно-белых и цветных ТВ.
Первая (слева по схеме) обмотка 250 витков ПЭЛ-0,2, вторая обмотка
2500 витков, провод ПЭЛ-0,2, немагнитный зазор 0,15 мм.
Совет.
Нежелающие мотать дроссели могут поставить дроссели ДР-2,3-0,2
от черно-белых телевизоров, ограничившись обмоткой 1 (выводы
1-2), илиДР-5-0,08 от цветных ламповых ТВ.
В этом случае получится не LCLC, a CLC фильтр по анодному
напряжению, и для увеличения времени заряда конденсаторов анодного питания
после кенотрона нужно поставить резистор 20—30 Ом 2 Вт по одному на
канал.
Усилитель рассчитан на построение любителями, имеющими
некоторый опыт в построении и настройке ламповых конструкций [88].
УМЗЧ неортодоксального аудиофила на ГУ50
Ламповый УМЗЧ на ГУ50 разработал Сергей Кубушин, г. Лас-Вегас
(США). Приведу основные характеристики усилителя. Номинальная
мощность — 2 х 65 Вт. Кг при номинальной мощности — 0,4%. Кг при
мощности 50 Вт — 0,024%. Нелинейность АЧХ в диапазоне от 20 Гц до
20 кГц — 0,01 дБ. Кг при номинальной мощности без ООС — 4%. Кг при
мощности 40 Вт без ООС — меньше 1%. Чувствительность для
номинальной мощности — 3,15 В. Общая потребляемая мощность — 250 Вт.
Алфавитно-цифровая индикация режимов, встроенный измерительный
центр для оперативной настройки. ИК ДУ (включение-выключение,
регулировка громкости). Пиковый логарифмический индикатор выходной
мощности с «отрывающимся» светодиодом.
Принципиальная схема собственно усилителя приведена на рис, 3.83.
Выходной каскад собран по классической двухтактной (Push-Pull, РР)
схеме на лампах ГУ50 в пентодном включении. Экранные сетки питаются
от отдельного стабилизатора напряжением 270 В через резисторы R152
HR161.
Питание анодных цепей осуществляется от нестабилизированного
источника напряжением 800 В. Элементы R153—R160, С116, С117 служат
для подавления «звона» выходного трансформатора и предотвращения
высокочастотной генерации.

Рис. 3.83. Принципиальная схема усилителя

221

Смещение фиксированное, подается в сетки ламп через резисторы
R129 и R138 с регулируемых делителей напряжения на резисторах
R130—R132 и R135—R137. Выходы делителей заземлены по
переменному току через конденсаторы С110—СИЗ. Питание этих делителей
производится от отдельного стабилизатора с выходным напряжением
около -90 В.
Накалы ГУ50 питаются переменным током от общей обмотки на
12,6 В. Для устранения фона, вызванного пролезанием переменного
напряжения через паразитную емкость катод-подогреватель на один из
концов накальной обмотки подано напряжение порядка +80 В с делителя
напряжения в блоке питания.
Входной каскад, он же фазоинвертор, собран на двух триод-пентодах
ECL84 практически по классической схеме самобалансирующегося «see-
saw» фазоинвертора.
Примечание.
Главным отличием является то, что в качестве усилительных
элементов использованы не триоды с резистивной нагрузкой, а так
называемые mu-stage. Практически это те же усилители
напряжения на триодах, только с динамической нагрузкой в виде генератора
тока в аноде.
Такие каскады имеют целый ряд преимуществ перед классическими
триодными усилителями с резистивной нагрузкой (и перед каскадами
типа SRPP, которые часто применяют в ламповых схемах):
более высокий коэффициент усиления, практически равный (д
триода (отсюда и название каскада);
очень низкий коэффициент гармоник;
большой размах выходного напряжения;
низкое выходное сопротивление.
:нератор тока может быть выполнен на чем угодно.
Совет.
Но, практически, для относительно «сильноточных» усилительных
триодов, например, запараллеленых триодов 6Н1П, лучше
использовать полевые транзисторы, а для «слаботочных» — пентоды.
Использованная в усилителе лампа ECL84 очень хорошо
подходит для построения такого каскада. Практическая схема,
примененная в усилителе, имеет коэффициент усиления по напряжению около
70, выходное сопротивление меньше килоома и обеспечивает размах
выходного напряжения 120 В при нелинейных искажениях меньше
0,01% (без ООС).

Примечание.
Идеальный баланс такого фазоинвертора при равенстве
сопротивлений трех плечей делителя напряжения, подключенного к сетке
VL101.2, достигается только при бесконечном усилении верхнего по
схеме усилительного каскада.
Для достижения идеального баланса сопротивление верхнего плеча
делителя должно быть больше остальных в [1 + 6/(2|д - 3)] раз, где (д —
коэффициент усиления верхнего по схеме каскада. Так как величина эта
непостоянна, в схеме предусмотрена подстройка сопротивления
верхнего плеча с помощью потенциометра R126.
Накалы ламп фазоинвертора питаются постоянным током от
стабилизатора на базе ИС UCC383T-ADJ (по одному стабилизатору на канал).
Примечание.
Выбор стабилизатора был обусловлен просчетом автора — силовой
трансформатор был намотан заблаговременно с обмотками
накалов входных каскадов на напряжение 6,3 В.
Именно поэтому для получения постоянного напряжения 6 В
потребовалось применение стабилизатора с очень малым прямым падением
напряжения и конденсаторов фильтра (С 122) емкостью 10000 мкФ.
Можно было бы намотать эти обмотки на большее напряжение и
применить меньшие емкости и более дешевые стабилизаторы, но было уже
поздно...
Хотя, конечно, такой выбор имеет свое преимущество — меньший
нагрев регулирующего элемента.
Для уменьшения фона потенциал накальных обмоток поднят
примерно на 100 В относительно катодов триодов при помощи делителя R165,
R166. Совокупность этих мер позволила получить очень низкий уровень
фона — его практически не слышно при поднесении уха вплотную к
акустическим системам на базе динамиков Fostex FE204 с SPL около 100 дБ.
Кстати, все приведенные величины нелинейных искажений
включают в себя и фон переменного тока, т. к. использованный для измерений
Distortion Meter АА5001 от Tektronix измеряет не THD, a THD+N. Так что
реальный Кг еще ниже.
В принципе, можно было бы питать накалы входных ламп и
непосредственно переменным током. Вряд ли это привело бы к сильному
увеличению фона переменного тока, но автор этого делать не пробовал.
Для достижения низкого Кг, снижения выходного сопротивления
и расширения полосы усилитель охвачен достаточно глубокой ООС с
выхода усилителя в катод VL102.2 через цепочку R120, R121, С107. Так
как каскадов усиления всего два, усилитель очень устойчив и хорошо

переносит введение ООС. Конечно, если следовать канонам High-End
религии, ООС применять нельзя, ибо это величайший грех, но автор, к
счастью, в ту церковь не ходит!
Для оперативной настройки усилителя введены измерительные
схемы. На элементах R122—R125, DA101.1 и R141—R144, DA101.4
собраны измерительные делители для измерения выходных напряжений
на анодах выходных пентодов. Три резистора по 330 кОм использованы
из-за того, что максимально допустимое напряжение рядовых
полуваттных резисторов слишком мало.
На элементах R133, R134, DA101.2 и R139, R140, DA101.3 собраны
измерительные делители для измерения выходных напряжений фазоин-
вертора. DA101 использована в качестве повторителя для согласования
сопротивления делителей с АЦП сервисных блоков.
В катоды выходных пентодов включены измерительные резисторы
R151, R162 сопротивлением 1 Ом, используемые для измерения тока
покоя. Для нормализации уровней, снимаемый с них, сигнал усиливается
ОУ DA102.1, DA102.2, включенными по схеме неинвертирующего
усилителя с Ку=50. Естественно, до прецизионного измерительного усилителя
такой схеме далеко, но для практических целей ее вполне достаточно.
Схема основного блока питания приведена на рис 3.84. Ничего
особенно оригинального в ней нет. Источник анодного питания состоит из
двух последовательно соединенных мостовых выпрямителей на диодах
VD1—VD4 и VD5—VD8 с конденсаторами фильтра С13, С14 и С15, С16.
Диоды мостов зашунтированы керамическими конденсаторами
CI—С8. Электролитические конденсаторы фильтров зашунтированы
полипропиленовыми конденсаторами С17 и С18 относительно большой
емкости и керамическими конденсаторами С19 и С20 меньшей емкости.
Напряжения обмоток II и III одинаковые, 320 В без нагрузки.
Резисторы Rl—R3 служат для разрядки конденсаторов при выключении
питания. Кроме того, R2, R3 образуют делитель напряжения,
используемый для положительного смещения потенциала накалов выходных ламп
относительно катодов.
Со средней точки выпрямителей снимается напряжение +400 В,
используемое для питания входных каскадов. Это же напряжение
подается на вход простейшего параметрического стабилизатора на
элементах R4, R5, С22—С26, VD9—VD11, VT1, который питает экранные сетки
выходных пентодов.
Выходное напряжение стабилизатора около 270 В (определяется
стабилитронами VD9—VD11). Максимальный потребляемый одной
экранной сеткой ток — порядка 30 мА. Так как выходные пентоды работают
в противофазе, максимальный потребляемый от стабилизатора ток не
превышает 60 мА.

Рис. 3.84. Схема основного блока питания
На элементах VD13, С9—С12, С27—С34, R6, R7, VD12, VT2 собран
источник напряжения смещения для выходных ламп. Напряжение
обмотки IV на холостом ходу 95 В, выходное напряжение
параметрического стабилизатора около 90 В.
Все диоды зашунтированы керамическими конденсаторами. Параллельно
стабилитронам включены пары электролит-керамика. Все фильтровые
электролитические конденсаторы зашунтированы относительно большими
пленочными и небольшими керамическими конденсаторами.

Примечание.
Это позволяет добиться практически полного отсутствия
коммутационных помех от выпрямительных диодов и шумов от
стабилитронов на выходе выпрямителей.
Схема дежурного источника питания изображена на рис. 3.85. Этот
источник питает один из трех микроконтроллеров, отвечающий за
включение-выключение усилителя от кнопки на лицевой панели и
дистанционное управление на ИК. От этого же источника, естественно,
питается и обмотка силового реле, включающего усилитель по команде
микроконтроллера, светодиод индикации дежурного режима и ИК-приемник.
Источник собран по классической схеме с понижающим
трансформатором, мостовым выпрямителем и линейным стабилизатором на базе ИС
LM317. Выходное напряжение — 5 В.
Рис. 3.85. Схема дежурного источника питания
Схема основного блока питания логики и вентиляторов приведена
на рис. 3.86. Этот источник обеспечивает:
двуполярное питание ±15 В для операционных усилителей;
+5 В для питания остальных двух микроконтроллеров, индикации,
привода регулятора громкости;
регулируемое подстроечным резистором R605 напряжение до 12 В
для питания двух вентиляторов, нагнетающих воздух во
внутреннее пространство шасси.
Источник +5 В собран на трехвыводном фиксированном
стабилизаторе LM7805KC (корпус ТО-3, рабочий ток до 1,5 А), остальные — на ИС
LM317/LM337 по классическим схемам.
На этой же плате расположено силовое реле К601 с ключевым
транзистором VT601. Так как ни дежурный источник питания, ни основной
блок питания логики не используются для питания каких-либо звуковых
цепей, никакого шунтирования диодных мостов и фильтровых
конденсаторов не производилось.
Схема блока логики приведена на рис. 3.87. Все логические функции
реализованы тремя микроконтроллерами фирмы Microchip.

Рис. 3.86. Схема основного блока питания логики и вентиляторов
Основная часть функций реализована на контроллере DD502. Этот
контроллер питается от дежурного источника питания, так что он
постоянно включен.
Данный контроллер реализует следующие функции:
обработка нажатий выключателя питания VS301. Подавление
дребезга контактов, включение-выключение основного питания
при помощи силового реле К601 в нормальном режиме, переход в
сервисный режим при включении дежурного питания при нажатой
кнопке VS301, выбор некоторых меню и фиксация установок в
сервисном режиме;
прием, декодирование и исполнение команд ДУ. В состоянии
«standby» единственная обрабатываемая команда — включение
основного питания. При включенном основном питании отрабаты-

Рис 3.87. Схема блока логики (начало)

Рис. 3.87. Схема блока логики (продолжение)

Рис 3.87. Схема блока логики (окончание)

ваются команды выключения питания и управления
электродвигателем регулятора громкости М801 (рис. 3.89). В сервисном режиме
команды ДУ игнорируются;
формирование растра, развертка и регенерация матричного
алфавитно-цифрового дисплея, собранного из элементов DA402—
DA407. Знакогенератор находится в ПЗУ контроллера;
управление реле К701— К702 (рис. 3.89) делителя выходного
напряжения для выбора одного из четырех пределов измерения
индикаторов выходной мощности. Выбор осуществляется в
сервисном режиме и сохраняется в ЭППЗУ контроллера;
управление светодиодом VD401 (индикация режима «Standby»);
управление работой двух других микроконтроллеров через
последовательный порт.
ИС DD501 предназначена для коммутации одного из
последовательных портов DD503, DD504 на последовательный порт DD502.
Имеющийся в ИС PIC16F876 АЦП не используется. Все аналоговые
измерения производятся контроллерами DD503, DD504. После этого
часть данных используется ими для самостоятельной индикации
параметров, а часть передается контроллеру DD502 по его запросу через
последовательный порт для дальнейшей обработки и отображения.
Два микроконтроллера DD503 и DD504 исполняют идентичные
функции, каждый для своего канала усилителя. Они содержат одинаковые
программы и включены идентично. Каждый из них использует по семь каналов
АЦП для измерения следующих параметров: Ток катода выходных пентодов
(2 канала) — Выходные напряжения плечей фазоинвертора (2 канала) —-
Переменные напряжения в анодах выходных пентодов (2 канала) —
Выходное напряжение канала усилителя на обмотке 16 Ом (1 канал).
Значения первой пары параметров в сервисном режиме передаются
контроллеру DD502 по его запросу через последовательный порт. Точнее,
передается значение тока катода только одного выходного пентода.
DD502 преобразовывает это значение в отображаемый вид и выводит
его на матричный индикатор соответствующего канала усилителя.
Примечание.
Три верхних, они же первые три в цепочке из последовательно
соединенных индикаторов, относятся клевому каналу усилителя.
Ток катода второго пентода в абсолютном виде не индицируется.
DD503(4) использует его для индикации баланса при помощи десятиэле-
ментной линейной светодиодной матрицы VD402(3). Таким образом, на
дисплее усилителя в режиме установки тока покоя выходных ламп
одновременно отображается абсолютное значение тока покоя одной
выходной лампы и баланс токов обеих ламп.

Рис. 3.88. Схема платы индикации

VD402(3) выбрана с разноцветными светодиодами (К-К-Ж-Ж-3-3-
Ж-Ж-К-К), что делает индикацию очень наглядной. Светящийся
элемент уходит в сторону большего значения параметра (этот же индикатор
используется для балансировки фазоинвертора и сквозной балансировки
усилителя), при идеальном балансе светятся два средних зеленых свето-
диода.
Баланс выходных напряжений плеч фазоинвертора и переменных
напряжений в анодах выходных пентодов индицируется теми же
индикаторами баланса. Нормализация этих напряжений для подачи их на
АЦП контроллеров производится делителями в собственно усилителе и
двухполупериодными детекторами средневыпрямленного напряжения
(Average) на ОУ DA501—DA504.
Выходное напряжение усилителя, снимаемое с обмотки 16 Ом
выходного трансформатора, через измерительные делители с переключаемым
коэффициентом деления (элементы, начинающиеся с 701, рис. 3.90)
подается на пиковые двухполупериодные детекторы, собранные на ОУ DA505,
DA506 с соответствующими элементами обвязки.
Характеристики пикового детектора соответствуют немецкому
стандарту DIN 45406, являющемуся стандартом де-факто для пиковых
индикаторов. ОУ DA505 использованы в качестве буферов для исключения
влияния нагрузки на детекторы.

Рис. 3.89. Схема делителя выходного напряжения
для пиковых индикаторов мощности
Рис. 3.90. Схема управления моторизованным
потенциометром регулятора громкости

Измеренное значение пикового выходного напряжения
логарифмируется контроллером (табличным методом) и отображается на
светодиодных индикаторах VD404—VD415 и VD416—VD427, набранных из
дискретных прямоугольных светодиодов (о них дальше) в виде столбика
переменной длины. Кроме этого, контроллер реализует довольно
простой алгоритм «отрывающегося» светодиода, как бы выталкиваемого
столбиком индикатора уровня и возвращающегося за ним с некоторой
задержкой.
Все измеряемые напряжения поданы на аналоговые входы DD503, DD504
через ограничительные резисторы R561—R574, предназначенные для
ограничения тока при открытии защитных диодов в ИС контроллеров.
Примечание.
Описывать алгоритмы работы и их практическую реализацию автор
не будет, все исходные тексты на языке ассемблера РІС с детальными
комментариями приведены в приложении (доступны с сайта PXhttp://
radiohobby.tk в разделе октябрьского номера за 2004 г.).
Практически все конечные автоматы реализованы в виде машин
состояний с табличными переходами, все преобразования величин
делаются табличным способом. Это позволило избавиться от возможных
мерцаний и нестабильности индикации.
Регенерация матричного дисплея на индикаторах серии HDSP-2000 —
задача, съедающая достаточно много процессорного времени; даже в
таком максимально оптимизированном варианте на нее расходуется
порядка 10% процессорного времени DD502.
Совет.
Для того, чтобы исходные тексты выглядели правильно, необходимо
установить величину табуляции в три пробела.
Все ПО разрабатывалось в среде MPLAB версии 6.0 фирмы Microchip,
доступной бесплатно с их сайта. Программирование микроконтроллеров
производилось программатором PicStart Plus, из-за чего, собственно, и
была выбрана среда программирования.
Схема платы индикации приведена на рис 3.88. Светодиод VD401
индицирует дежурный режим работы. Кнопка S401 используется только
в сервисном режиме для выбора опций меню. Она выведена на переднюю
панель через отверстие в декоративном светофильтре вровень с его
внешней поверхностью так, что ее можно нажимать только чем-то вроде
шариковой ручки. DA401 — интегрированный приемник ИК-сигналов ДУ
Светодиоды VD428—VD451 предназначены для подсветки просветной
шкалы индикатора выходной мощности. VD402 и VD403 — индикаторы
баланса. VD404—VD427 — линейные индикаторы выходной мощности.

DA402—DA407 — матричные светодиодные индикаторы. Каждый
индикатор содержит четыре знакоместа в виде матрицы 5x7 светодиодов.
Индикаторы очень древние, потому особого интеллекта в них нет.
Выводы столбцов (5 штук на знакоместо) всех знакомест соединены
параллельно и выведены наружу пятью выводами. К ним подключены
аноды светодиодов.
Катоды строк подключены к выходам 28-разрядного сдвигового
регистра, по одному на каждую строку каждого знакоместа. Выходы
регистра — генераторы тока, обеспечивающие одинаковую яркость всех
светодиодов матрицы. Выход регистра выведен на вывод индикатора для
каскадирования нескольких индикаторов.
Как уже было сказано, индикаторы эти довольно старые, они не
содержат схем внутренней регенерации, требуют достаточно мощных ключей
для включения колонок. Кроме того, они потребляют довольно
значительный ток и изрядно греются. Однако они имеют три несомненных
достоинства, перевешивающих все недостатки:
требуют всего восьми линий управления;
покупаются по дешевке на eBay;
очень красивы в работе.
Колонки (или столбцы) индикаторов коммутируются ключами на
р-канальных ключевых полевых транзисторах DA408—DA410.
Схема делителя выходного напряжения для пиковых индикаторов
мощности приведена на рис 3.89. Два реле коммутируют отводы
делителя напряжения, выбирая диапазон индикации. Сделано это для того,
чтобы можно было настроить индикатор соответственно
чувствительности конкретной акустики.
Реле управляются контроллером DD502, требуемое их состояние
хранится в ЭППЗУ контроллера. Его можно изменять в сервисном режиме.
ОУ DA701 — буфер для работы на длинный провод.
Схема управления моторизованным потенциометром регулятора
громкости приведена на рис. 3.90. Никаких хитростей: два реле,
управляемых от DD502. К801 переключает направление вращения мотора, К802
включает-выключает мотор.
Конструкция. Усилитель собран на сборном шасси из алюминиевого
сплава. Основу шасси составляют два П-образных профиля шириной 3
дюйма с высотой «ног» в 1 дюйм по наружной стороне. Толщина стенок
профиля — 1/8 дюйма.
Эти два профиля являются передней и задней панелями усилителя.
Они соединены между собой четырьмя уголками со стороной 3/4 дюйма
и толщиной стенок тех же 1/8 дюйма при помощи 16 винтов #8
(примерно М5 по-советски).

Боковые стенки из листового алюминия толщиной 1/8 дюйма
изготовлены точно по размеру с выбранными по углам прямоугольниками по
размеру «ног» передней и задней панели и прикручены к уголкам шестью
винтами #6 (примерно М4).
Уголки закреплены на расстоянии 1/8 дюйма от торцов передней и
задней панели, так что боковые стенки получаются заподлицо с ними.
Получается очень жесткая, хорошо сохраняющая форму конструкция.
Затем с внутренней стороны передней и задней панели прикручивается
полоса из алюминия толщиной 1/8 дюйма и шириной в 1,5 дюйма. Она
образует переднюю и заднюю полку. На них крепятся верхняя и нижняя
панели шасси. Боковые полки образованы уголками.
Нижняя панель сплошная, без отверстий, изготовлена из алюминия
толщиной 1/16 дюйма. В углах нижней части шасси закреплены вставки,
в которые вкручиваются резиновые ножки.
Верхняя панель шасси — несущая. Она изготовлена из алюминия
толщиной 1/8 дюйма точно по размеру выемки в шасси, так что при
установке она получается заподлицо с передней и задней панелью и торцами
боковых стенок.
На верхней панели размещены основные крупногабаритные элементы
схемы — основной силовой трансформатор, два выходных
трансформатора, радиатор транзистора VT1.
Также на верхней панели закреплены все подстроечные резисторы,
что дает возможность производить все регулировки на работающем
усилителе без его разборки. Под выходные лампы в верхней панели
вырезаны квадратные отверстия размером 2,5x2,5 дюйма. Под лампы
фазоинвертора вырезаны отверстия диаметром 1,5 дюйма.
Поле для ламповых схем затем закрывается листами
перфорированного алюминия толщиной 3/32 дюйма. Эти листы закреплены с
внутренней стороны верхней панели. В них вырезаны отверстия для крепления
ламповых панелей.
Ламповые панели закреплены по центрам соответствующих
отверстий снизу перфорированных листов.
Примечание.
Таким образом, вокруг ламп образованы воздушные промежутки из
отверстий перфорации. Именно через эти промежутки и выходит
нагнетаемый двумя вентиляторами внутрь шасси воздух (других
отверстий нет, неплотности не в счет).
Такая организация воздухообмена позволяет достаточно эффективно
охлаждать все теплорассеивающие элементы внутри шасси и
использовать нагретый воздух для охлаждения ламп. Также это резко уменьшает
нагрев самого шасси.

Верхняя панель прикручена к основному шасси винтами с
цилиндрической головкой с внутренним шестигранником. Головки этих
винтов служат направляющими для перфорированного кожуха, которым
закрыто шасси.
Крепление кожуха производится при помощи четырех мебельных
декоративных винтов, вкручиваемых в четыре стойки из алюминиевого
прутка, установленных вблизи углов шасси.
Все установочные изделия (стойки, расшивочные панели и т. п.) и
механические конструкции (уголки, перфорированные листы под
ламповые схемы и т. п.) закреплены при помощи винтов с потайными
головками через раззенкованные отверстия.
Все углубления затем были зашпаклеваны эпоксидной шпатлевкой с
наполнителем из алюминиевой пудры. После этого все внешние
поверхности были выровнены при помощи шлифовальной машинки с
наждачной шкуркой (Finishing Sander), загрунтованы грунтовкой для алюминия
и покрашены черной матовой эмалью.
Практически вся ламповая часть усилителя выполнена навесным
монтажом на выводах элементов, опорных стойках и расшивочных
гребенках. Для ГУ50 использована стандартная советская арматура с литыми
стаканами, для пальчиковых ламп — бакелитовые панели с розетками
опорных стоек (Turret Terminals), закрепленными на панелях при помощи
латунных стоек через центральные отверстия панелей.
Остальная часть элементов размещена на десяти печатных платах,
установленных внутри шасси усилителя.
На двух печатных платах, установленных вертикально между
панелями выходных ламп, собраны измерительные схемы на элементах
DA101—DA102, R122—R125, R133,R134, R139, R140—R144, R146—R149,
R151, R162 (двухсотые номера для второго канала). Все элементы, за
исключением R123—R125 и R142—R144, — в SMD-исполнении.
Все резисторы имеют допуск ±1%. На этих платах также установлено
по три соединенных вместе опорных стойки для подключения
резисторов R152 и R161 к источнику питания экранирующих сеток.
На печатной плате, установленной на относительно высоких стойках
между каналами усилителя, со стороны передней панели собраны:
два стабилизированных источника питания накалов ламп фазоин-
вертора;
элементы R129, С110—СИЗ, R138, R153—R160, СПб, С117.
Под этой платой установлены все шесть подстроечных резисторов
УНЧ, смонтированные на их выводах и двух четырехконтактных
расшивочных гребенках элементы R130, R132, R135, R136. Под этой же платой
располагается отверстие в шасси, через которое проходят выводы
транзистора VTL

Резистор R5 припаян непосредственно к выводу затвора VT1, второй
его вывод зафиксирован на опорной стойке. R5 обязательно должен быть
припаян одним выводом непосредственно к затвору VT1 для исключения
паразитной генерации. То же, кстати, относится и к резисторам R145 и
R150.
На самой большой печатной плате, установленной посреди шасси в
задней его части, собран высоковольтный блок питания. Рядом с ним
установлена плата основного блока питания логики и вентиляторов.
Подстроечный резистор R605 установлен со стороны печатных
проводников, его ось выведена через отверстие на верхнюю панель шасси для
оперативной регулировки оборотов вентиляторов. С
противоположной от этой платы стороны установлены дроссели L101, L201 и входной
фильтр сетевого питания.
Внутри задней панели установлены два 23/в-дюймовых 12 В
вентилятора, нагнетающих воздух внутрь шасси. Вентиляторы закреплены
четырьмя болтами #4 (примерно МЗ) через три резиновых прокладки на
каждый болт (с обеих сторон вентилятора и с наружной стороны задней
панели) для исключения передачи вибрации лампам.
С правой стороны (если смотреть сзади) задней панели закреплены
главный сетевой выключатель S1, стандартный компьютерный разъем для
кабеля сетевого питания и держатель предохранителя F1. С левой стороны
задней панели установлены входные разъемы типа RCA Х101 и Х201.
Разъемы установлены через фторопластовые шайбы, изолирующие их
от корпуса усилителя. Посередине задней панели установлены
золоченые винтовые клеммы (Binding Posts) для подключения нагрузки. Плата
делителя выходного напряжения для индикаторов мощности закреплена
непосредственно на выводах этих клемм внутри задней панели.
С левой стороны передней панели (если смотреть спереди) внутри нее
установлена плата дежурного источника питания. Кнопка выключателя
питания VS301 с встроенным светодиодом VD304 установлена со
стороны печати. Для нее в панели сделано прямоугольное отверстие, через
которое она выведена на лицевую панель.
С правой стороны передней панели установлена плата управления
моторизованным потенциометром регулятора громкости. Выводы
потенциометра впаяны в плату, сам потенциометр закреплен на
передней панели. Больше никакого крепления у этой платы нет.
Посредине передней панели установлена плата индикации. Для
индикаторов и приемника ИК-сигналов в панели вырезано прямоугольное
отверстие соответствующих размеров. Изнутри панели по периметру
отверстия выфрезерована канавка шириной 1/4 дюйма на половину
толщины панели. В это отверстие вставлен светофильтр из дымчатого
оргстекла толщиной 1/8 дюйма.

Наружные размеры светофильтра на 1/2 дюйма больше размера
отверстия, по периметру выфрезерованы углубления шириной 1/4 дюйма и
глубиной в половину толщины фильтра. Таким образом, выступающая
поверхность получается вровень с лицевой панелью.
Светофильтр закреплен с внутренней стороны панели при помощи
термоклея. Около левого нижнего угла видимой поверхности
светофильтра просверлено отверстие для кнопки S401.
Плата логики (номера 5хх) установлена поверх платы индикации,
образуя «бутерброд» из двух плат. Все соединения между этими платами
выполнены в виде разъемных пар, штыревые части которых установлены
на плате индикации, гнездовые — на плате логики. Все соединения
«бутерброда» с остальной схемой производятся при помощи плоских ленточных
кабелей, подключаемых к штыревым разъемам (headers), установленным
на плате логики (по типу широко используемых в компьютерах).
Такие же разъемы использованы как ответные части для подключения
вторых концов кабелей в соответствующих местах схемы. Платы разведены
таким образом, что все соединительные плоские кабели выполнены в виде
классических соединений один-в-один, т. е. на концы плоского кабеля
требуемой длины просто напрессованы соответствующие разъемы, у которых
одноименные выводы получаются соединенными между собой.
Примечание.
Все межсоединения, имеющие отношение к звуку— паяные. На
печатных платах (если элементы не смонтированы навесным монтажом) для
подключения проводов установлены посеребренные монтажные стойки
(turret terminals), к которым припаяны соответствующие провода.
Выводы силового и выходных (вторичные обмотки) трансформаторов
распаяны на три расшивочные гребенки на верхней внутренней части
задней панели, с которых уже разведены проводами по нужным местам.
Первичные обмотки выходных трансформаторов подключены своими
выводами непосредственно к соответствующим точкам схемы.
Все «земляные» провода соединены с шасси в одной точке, на розетке
лепестков под одним из винтов, крепящих сетевой фильтр. Все силовые
цепи переменного тока выполнены свитыми вместе парами проводов.
Детали. Практически все резисторы в звуковых цепях — металлопле-
ночные, фирмы Xicon, с допуском ±1%. Резисторы R153—R160 —
толстопленочные серии ТА205 фирмы Ohmite. R108, R117 — проволочные
фирмы Ohmite.
Практически все остальные резисторы — толстопленочные SMD
фирмы Panasonic, размером 1206. Все резисторы в аналоговых цепях ОУ
имеют допуск ±1%, остальные ±5%. Резисторы в низковольтных
стабилизаторах — с допуском ±1%.

Переходные конденсаторы С108, С109 — полипропиленовые, Solen
Fast. С103, С104, С106 — фольгово-полипропиленовые, Dayton. С101,
С102, С105 — К50-27, СІЮ, CI 12 — К50-24. С116, CI 17 — фольгово-
полипропиленовые, Orange Drop. C17, C18 — полипропиленовые, Solen
Fast. C13—C16 — Nippon Chemi-Con KMH. Все конденсаторы,
шунтирующие диодные мосты — керамические.
Все неэлектролитические конденсаторы большей емкости по выходам
высоковольтных выпрямителей — пленочные, меньшей — керамические.
Остальные конденсаторы — какие попало!
Диоды мостов основного выпрямителя — MUR860. Не оттого, что там
надо именно 8 ампер, и не из-за каких-то особенных характеристик (хотя,
конечно, очень желательно применять именно Ultra Fast), а оттого, что у
автора их в наличии целый мешок!
Транзистор VT1 — MTM4N85 от Motorola. Выбор его диктовался
корпусом и имеющимися в наличии радиаторами. MTM4N85 имеет
корпус ТО-3, именно потому и был выбран. На его месте прекрасно
справится любой N-канальный MOSFET с прямым током не менее ампера
и допустимым напряжением сток-исток не менее 500 В. VT2 — любой
Р-канальный MOSFET с допустимым напряжением сток-исток 200 В.
Все стабилитроны — на напряжение 91В. Естественно, можно набрать
требуемые напряжения и из цепочек других стабилитронов.
Реле К601 — силовое, RTE24005 от Siemens с двумя группами
переключающих контактов, рассчитанных на 277 В, 8 А и обмоткой на 5 В.
Транзистор VT601 — дарлингтон, что следует иметь в виду при замене
на другой. Реле К701 — RA4-5W-K от Takamisawa с четырьмя группами
переключающих контактов (за что и было выбрано) и обмоткой на 5 В.
Остальные реле — FBR12HD03 от Fujitsu с двумя группами
переключающих контактов. Обмотка этих реле рассчитана на напряжение 3 В,
поэтому последовательно с обмотками включены резисторы на 100 Ом.
Примечание.
Они выбраны по двум причинам— за сверхминиатюрность и
потому, что автору посчастливилось купить на eBay тысячу таких
реле за $15!
Моторизованный потенциометр — фирмы Xicon, единственный из
доступных. Куплен у Mouser. Отношение к нему было скептическое,
но оказалось, что он на удивление хорош — очень плавный ход,
отсутствие каких-либо шумов. Если не знать, что там не «голубой ALPS», то по
внешним проявлениям не отличить. И всего за $10. Номер по каталогу
Mouser —316-1020-50К.
Кнопка VS301 с встроенным светодиодом VD301 — тоже от Mouser,
номер по каталогу ME107-6610.

Трансформатор Т301 — стандартный, F16-400 от Magnetek. Две
вторичные обмотки рассчитаны на 8 В 400 мА каждая, соединены в параллель.
Приемник ИК-сигналов взят готовый, GP1U70R от Sharp. Особой
причины для выбора именно его (за исключением случайной покупки
до начала работы над усилителем десятка таких приемников с eBay) нет,
можно использовать любой стандартный.
Светодиодные матрицы VD402, VD403 — MV5B14 от Fairchild.
Выбраны из-за того, что в них разноцветные (К-К-Ж-Ж-З-З-Ж-Ж-
К-К) светодиоды. VD428—VD451 — миниатюрные SMD (1206). Служат
они для единственной цели — подсветки просветной шкалы пикового
индикатора. Размещены в коробке из белой жести с тремя отделениями
(зеленые в левом, желтые в среднем и красные в правом), которая сверху
закрыта матированным оргстеклом с наклеенной на него изготовленной
фотоспособом просветной шкалой с цифрами и делениями.
Светодиодные линейки пикового индикатора, размещенные сверху и
снизу коробки с просветной шкалой (хорошо видны на снимке),
изготовлены из отдельных светодиодов. Светодиоды от Fairchild, они интересны
тем, что представляют собой прямоугольный светодиод, заключенный
в непрозрачный пластмассовый кожух с тонкими стенками. Такая
конструкция позволяет очень легко соорудить из них ровную, очень хорошо
выглядящую линейку с произвольным числом и цветом элементов в
домашних условиях.
Отдельные светодиоды просто склеиваются торцами стандартным
циакриновым клеем в приспособлении из алюминиевого уголка и куска
тефлоновой пленки. Шаг выводов у такой линейки, правда, получается
нестандартным ни в метрической системе, ни в империальной, но это
расплата за простоту и дешевизну.
Такие светодиоды продает, например, Mouser (номера по каталогу
для красных, зеленых и желтых — 512-MV57124A, 512-MV54124A и 512-
MV53124A, соответственно). Автору посчастливилось купить несколько
сотен таких светодиодов разных цветов (в том числе и оранжевого,
отсутствующего среди MV5xl24A) на eBay.
Дроссели L101 (L201) — стандартные, 156G от Hammond, с
индуктивностью 15 Гн и максимальным током подмагничивания 40 мА. L401 —
стандартный SMD-дроссель.
Выходные трансформаторы Т101 (Т201) — заказные. Они рассчитаны на
мощность 100 Вт, межанодное сопротивление первичной обмотки 6,6 кОм,
Примечание.
Привести намоточные данные не представляется возможным, это
know-how изготовителей.

Трансформаторы намотаны вручную, каждый весит чуть более 10 кг.
Мотали их пять месяцев, но результат оказался выше всяких ожиданий.
Силовой трансформатор Т1 — самодельный. Для его изготовления был
использован тороидальный трансформатор мощностью 380 Вт,
купленный на eBay, с которого была удалена вторичная обмотка и намотаны
новые. Обмотки II и III на холостом ходу выдают по 320 В RMS каждая.
Обмотка II намотана проводом 26 AWG, обмотка III — 24 AWG. Обмотка
IV выдает 95 В, намотана проводом 28 AWG. Обмотка V, на 12,6 В,
намотана монтажным проводом 12 AWG, обмотки VI и VII, на 6,3 В каждая —
в два монтажных провода 16 AWG одновременно.
Трансформатор Т601 — тоже самодельный, на базе какого-то
тороидального трансформатора мощностью 50 Вт. Обмотка питания ОУ
(White-Red-White) выдает 36 В, 200 мА с отводом от середины; питания
логики (Bare Wires) — 8 В 2,5 А; питания вентиляторов (Green-Green) —
15 В 800 мА.
Большинство элементов, не входящих в схему собственно
усилителя, —- SMD. DA507 — стандартный полноразмерный кварцевый
генератор на 20 МГц. Кварцевые резонаторы Z501, Z502 — SMD-исполнения,
вместе с соответствующими конденсаторами размещены внутри панелек
DD502 и DD503. ИС DD501 использована в DIP-корпусе, так было
удобнее разводить печатную плату.
Полными советскими аналогами ламп ECL84 являются лампы 6Ф4П.
Настройка. Для настройки правильно собранного из исправных
деталей усилителя никаких приборов не требуется, вполне достаточно
встроенного измерительного центра. Естественно, следует соблюдать
стандартные ритуалы — проверить все напряжения без ламп, посмотреть,
не идет ли дым и т. п. Но описывать всего этого автор не будет, т. к. тем,
кому такое описание нужно, наверное, еще рано собирать конструкцию
с 800-вольтным питанием...
Перед включением необходимо перевести движки подстроечных
резисторов R131, R137 (и, соответственно, R231, R237) в максимально
удаленное от общего провода положение. Затем, держа нажатой кнопку
VS301 на лицевой панели, включить питание усилителя. Таким образом,
схема логики будет включена в сервисный режим. Первое меню —
установка токов покоя выходных ламп. Верхняя строка показывает ток покоя
правой лампы левого канала, нижняя — правого. Светодиодные полоски
слева от матричных индикаторов показывают баланс токов ламп
соответствующего канала. Светящийся штрих на них уходит в сторону лампы
с большим током. Не подавая входного сигнала (достаточно даже
просто выкрутить регулятор громкости до упора), надо дать усилителю
прогреться в течение хотя бы получаса.

После этого вращением подстроенного резистора, подключенного к
сетке правой лампы, выставляют ток покоя лампы около 50 мА,
одновременно стараясь добиться баланса вращением подстроенного резистора,
подключенного к сетке левой лампы.
Признаком точного баланса является свечение двух средних
зеленых штрихов на индикаторе баланса, свидетельствующее о разбалансе
меньше 0,3%. Следует иметь в виду, что система достаточно инерционна,
и все значения устанавливаются несколько секунд. Не стоит стремиться
к идеальному балансу, один зеленый штрих вместо двух индицирует
разбаланс меньше 0,5%, что вполне нормально.
Данную операцию повторяют для второго канала усилителя,
используя вторую пару подстроечных резисторов и индикаторов.
Примечание.
Следует иметь в виду, что настройки первого канала при этом
могут немного уйти из-за просадки анодного напряжения, так что
процедуру можно повторить несколько раз.
Кроме того, следует иметь в виду, что новые лампы в первые
несколько часов работы могут несколько поменять свои
характеристики, так что всю процедуру, возможно, придется повторить после
того, как лампы приработаются, через 20—30 часов работы.
Аноды выходных пентодов при токе 50 мА нагреваются до темно-
красного цвета (пятном напротив катодов), однако родитель этих ламп
(Telefunken, LS50) утверждает, что это типовой режим и бояться этого
не стоит. Если темно-красный цвет анодов влияет на душевный покой,
можно снизить ток покоя до 40—45 мА. Однако при этом несколько упадет
номинальная мощность. У автора в таком режиме лампы уже отработали
больше ста часов, пока все в порядке, и режимы держатся, как вкопанные.
Лампы фазоинвертора тоже производят световые эффекты — в
авторском экземпляре усилителя стекло ламп ECL84 Philips Miniwatt светится
довольно интенсивным фиолетовым светом напротив щелей в анодах
пентодов.
Однако и в данном случае все в порядке, лампы используются в
паспортном режиме при токе покоя пентода 18 мА. Кстати, интенсивное
голубое свечение электронного газа, меняющееся в такт музыке, также
хорошо заметно внутри пентодов ГУ50.
Далее на усилитель, нагруженный акустическими системами или
эквивалентом нагрузки, подают звуковой сигнал.
Внимание.
Без нагрузки не включать!

Это даже не обязательно должен быть сигнал со звукового генератора,
реальный музыкальный сигнал вполне сойдет.
Нажатием кнопки S401 переводят измерительную часть в режим
индикации баланса фазоинвертора. Подстроечным резистором R126
добиваются двух зеленых штрихов на индикаторе баланса, означающих
разбаланс менее 0,1%. Кстати, у правильно собранных каскадов
фазоинвертора на катодах пентодов в покое должна быть примерно половина
напряжения на их анодах.
После этого можно проверить сквозной баланс усилителя, нажав
кнопку S401 еще раз. Измерительная часть при этом индицирует баланс
переменных напряжений в анодах выходных пентодов, т. е. в первичных
полуобмотках выходного трансформатора.
Примечание.
Как показывает практика, данный шаг совершенно необязателен,
ведь пентоды ГУ50 из одной партии практически одинаковы (автор
перепробовал 16 штук в произвольных сочетаниях), но на всякий
случай такой режим введен в измерительную схему.
На этом настройку можно считать законченной. Два оставшихся
пункта меню сервисного режима предназначены для настройки красивости.
Первый — установка уровня 0 dB пикового индикатора мощности.
Нажатие кнопки VS301 позволяет выбрать одно из значений 10, 20, 30,
50 Вт. При ее нажатии текущее значение начинает мигать, каждое
нажатие S401 выбирает новое значение по кругу.
Следующее нажатие VS301 записывает выбранное значение в память
и, соответственно, переключает выходной делитель. Последний пункт
меню позволяет выбрать, что будет отображаться на дисплее в рабочем
режиме. Вариантов три — только пиковый индикатор мощности, он же
вместе с индикатором баланса фазоинвертора или сквозного баланса.
Рекомендуется первый режим.
Выход из сервисного меню не предусмотрен. Для перевода
измерительной схемы в нормальный режим следует выключить усилитель из
сети и включить его, не нажимая никаких кнопок. При этом усилитель
включится в дежурный режим, индикатором которого служит светодиод
VD401. Кнопка VS301 в этом режиме исполняет роль кнопки включения/
выключения основного питания усилителя. Также в этом режиме
работает дистанционное ИК-управление, отключенное в сервисном режиме.
Что касается дистанционного управления — для него выбраны коды
усилителей Linn Waconda. С самого дешевого универсального пульта ДУ
марки Emerson ($4.99) при помощи запоминающего осциллографа были
сняты последовательности ИК-команд для включения/выключения
питания и регулирования громкости.

Эти последовательности декодируются конечным автоматом в
программе DD502. Для реального использования этим же
последовательностям «обучен» единый домашний обучаемый универсальный пульт ДУ,
после чего тот Emerson спрятан на самую далекую полку. Конкретная
марка пульта и код усилителя указаны в исходных текстах программ
контроллера DD502 [85].
Зарубежные аналоги отечественных радиоламп
звукового применения
Отечественная
лампа
Иностранные аналоги
Отечественная
лампа
Иностранные аналоги
2СЗ
2АЗ
6Н23П
Е88СС -ЕСС88,6DJ8 (Ін=0,365 А)
5ЦЗС
5U4G, 5AS4,5Z10, U52, -5AQ4
6Н24П
ECC89.6FC7
5Ц4М
5Z4, 5Y3GT, U50, -GZ30
6Н27П
ЕСС86,6GM8
5Ц4С
5Z4G, 5W4G (1м=1,5 А)
6ПЗС
6L6G 6CN5
6ЕЗП
ЕМ84
6П6С
6V6GT, 6AY5
6Ж1П
EF95,6АК5,6F32
6П7С
6BG6G
6Ж2П
6AS6,6F33
6П9
6AG7,6AK7,6L10
6ЖЗ
6SH7
6П14П
EL84, N709,6BQ5,6L40
6ЖЗП
EF96,6AG5,6BC5
6П18П
EL82, N329,6DY5
6Ж4
6АС7,6AJ7,6F10
6П20С
6СВ5А
6Ж4П
EF94,6AU6
6П27С
EL34
6Ж5П
6АН6,6F36
6П31С
EL36,6СМ5
6Ж6С
Z-62D
6ПЗЗП
-EL86,6CW5 (Ін=0,86 А)
6Ж7
6J7, Z63, ~6W7 (Ін=0,1 А)
6П36С
EL500,6GB5
6Ж8
6SJ7
6С1П
9002
6Ж9П
E180F, EF861, E186F
6С2П
EC98,6C31,6J4
6Ж11П
E280F
6С2С
L63,6J5GT
6Ж32П
EF86, EF866, Z729,6ВК8,6CF8
6С4С
6B4G, AD1
6Ж40П
EF98,6ET6
6С5С
6C5GT
6Н1П
ЕСС87
6С6
6B4G
6Н2П
6СС41,ЕСС41
6С20С
6ВК4
6НЗП
2С51,6СС42
6С51Н
7586
6Н5С
ЕСС230,6AS7-G
6С52Н
7595
6Н7С
6N7GT
6Ф1П
ECF80,6BL8, -ECF82,6АХ8,6U8
6Н8С
В65, ЕСС32,6СС10,6SN7GT
6ФЗП
ECL82,6ВМ8
6Н9С
6SL7,6SU7, ~ЕСС35(1Н=0,4 А)
6Ф4П
ECL84,6DQ8,6DX8
6Н10С
6SC7
6Ф5фП
ECL85,6GV8
6Н13С
ЕСС230,6AS7-G
6Ф5С
H63,6F5GT
6Н14П
ECC84,6CW7
6Ф6С
N63,6F6GT
6Н15П
ECC31,ECC91,6J6
Зарубежные аналоги отечественных радиоламп звукового
применения подготовлены [23].

ГЛАВА 4
ГИБРИДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
Гибридный лампово-полевой УМЗЧ
Гибридный лампово-полевой УМЗЧ, который разработал Э. Винсек,
имеет чувствительность 900 мВ, входное сопротивление 100 кОм,
коэффициент усиления 25 дБ и коэффициент демпфирования 3,2. АЧХ имеет завал
1,7 дБ на частоте 100 кГц, а в звуковом диапазоне укладывается в допуск
0,1 дБ. Максимальная выходная мощность на нагрузке 4 Ом (1 кГц) 265 Вт.
Конструктивное исполнение — двухблочное: ламповый усилитель
напряжения (на рис. 4.1, слева) и усилитель тока на полевых
транзисторах (на рис. 4.1, справа). Усилитель не имеет ни положительных, ни
отрицательных обратных связей, биполярные транзисторы выполняют лишь
вспомогательные функции термостабилизатора смещения (Т1) и
генераторов тока (Т2, ТЗ), а усилительные функции выполняют лампы (каскад
усиления напряжения с динамической нагрузкой) и комплементарная
пара полевых транзисторов.
Такое схемное решение позволило отказаться от главного источника
искажений в ламповых усилителях — выходного трансформатора и
поставить его в один ряд с лучшими усилителями класса High-End [89].
Транзисторный биполярно-полевой УМЗЧ класса А
Колин Вонфор, занимающийся проектированием ламповых одно-
тактных УНЧ с начала 70-х, отмечая высокое качество звучания, все же
пришел к выводу, что они не вполне соответствуют идеалу меломана.
Примечание.
Основная причина этого— недостаточная выходная мощность,
обычно не превышающая 20 Вт, что не позволяет в полной мере
ощутить динамику звука, особенно при использовании акустических
систем с чувствительностью менее 90 дБ.
Наращивание мощности упирается в огромные (даже по
сравнению с трансформаторами аналогичной мощности, но двухтактных
ламповых УНЧ) габариты и массу выходного трансформатора, а также
довольно короткий ресурс ламп, загнанных для получения сколь-

Рис. 4.1. Схема гибридного лампово-полевого УМЗЧ

нибудь приемлемой выходной мощности в весьма напряженный режим.
Пятнадцатилетние эксперименты позволили ему создать транзисторный
биполярно-полевой УНЧ класса А (рис 4.2), свободный от
перечисленных недостатков и в то же время обеспечивающий по уверениям автора
«просто фантастический» звук. Без изменения схемы 5 вариантов
выходного каскада позволяют создавать ряд УНЧ мощностью от 20 до 300 Вт.
Первый каскад — дифференциальный на транзисторах ТгЗ, Тг4 с
генератором тока Тгб, Тг8 в эмиттерной цепи. Второй каскад — усилитель
напряжения на Trl — нагружен на усовершенствованное токовое зеркало
Тг9—-Trll и эмиттерный повторитель Тг2.
Trll и ТгЮ одновременно выполняют функцию генератора
стабильного тока для эмиттерной цепи Тг2, таким образом, все транзисторы
работают в режиме класса А. Выходной каскад также работает в классе А
и выполнен на полевом транзисторе Тг13 с генератором стабильного тока
на составном биполярном транзисторе Тг7 в цепи истока.
Транзистор Тг5 с сенсором тока R10 защищают Тг13 от токовых
перегрузок при К.З. нагрузки, a Trl2-R15-R16 задают начальный ток
выходного каскада. В самом маломощном 20-ваттном варианте выходная сту-
Рис. 4.2. Схема транзисторного биполярно-полевого УНЧ класса А

пень состоит из 5 соединенных параллельно выходных каскадов (каждый
из них содержит «собственные» Тг5, Тг7, Тг12, Тг13 с соответствующим
резисторным обрамлением), подключаемых к основной схеме в точках
Lk3, Lk4, Lk5, Lk6, Lk7.
При этом ток каждого из 5 транзисторов TY13 устанавливается
индивидуальным резистором R15, а резистор R3 — общий для каждой пятерки
выходных каскадов. После установки токов выходных каскадов и
получасового прогрева резистором R11 устанавливают «О» на выходе.
Примечание.
Как и любой усилитель класса А, устройство требует
высококачественного блока питания.
Для 300-ваттного варианта суммарная емкость конденсаторов
фильтра основного (+ve НТ и -ve НТ) выпрямителя должна быть не менее
120000 + 120000 мкФ, а отдельный выпрямитель для питания каскадов
раскачки (НТ +15 В, здесь обозначение +15 В означает не 15-вольтовое
напряжение, а превышение напряжения питания оконечной ступени на
15 В) — 10000 мкФ.
Режимы и количество мощных каскадов в выходной ступени указаны
в табл. 4.1. Типы активных и номиналы пассивных элементов для 5
вариантов усилителя мощностью 20, 50,100,200 и 300 Вт указаны в табл. 4.2.
Режимы и количество мощных каскадов в выходной ступени Таблица 4.1
RanuaHT rvOMKi I 20Вт I 20Вт І 50 Вт І 50 Вт І 100 Вт І 100 Вт І 200 Вт І 200 Вт І 300 Вт І 300 Вт
вариант схемы 8Qm 4Qm 8Qm 4Qm 8Qm 4Qm 8Qm 4Qm 8Qm 4Qm
Рпотребл/Вт 201,21 457,65 802,63 1237,01 1531,37
Ц8ЫХ, В 12,60 8,90 20,00 14,10 28,30 20,00 40,00 28,30 48,98 34,64
1еы„А 1,58 2,23 2,50 3,53 3,53 5,00 5,00 7,07 6,12 8,66
рвы,шакс> Вт 19,91 19,85 50,00 49,77 99,90 100,00 200,00 200,08 299,76 299,98
'начальны* А 5,00 5,00 7,60 7,60 8,89 8,89 10,28 10,28 10,18 10,18
ррасс.на
Тг7(Тг13),Вт, 100,00 100,00 228,00 228,00 400,16 400,16 617,02 617,02 763,87 763,87
суммарная
тгТягТзСТВ0ПаР ~ 5 7s 7s То То Ts Тъ То ТТ~
Грг1СзГвтДНОМТГ7 20'00 20/00 15'20 15/20 20/01 20/01 24/68 24/68 25/46 25/46
Tr7 TIP141 TIP142 TIP142 Т1Р162 Т1Р162
ТгГЗ IRFP048 1RFP140 IRFP240 1RFP250 IRFP264
+ve НТ, В 20 20 30 I 30 45 I 45 60 І Є0 75 75
-ve НТ, В 20 20 30 30 45 45 60 60 75 75
НТ+15У,В 35 35 45 45 60 60 75 75 90 90
ЬЛДДТгЮЬмА 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10
РмссТг2(Тг10),Вт 0>55 0,55 0,75 0,75 1,05 1,05 1,35 1,35 1,65 1,65
І^ТгІДТг^мА 111111 1 1 1 1
РРа<Дг1(Тг9),Вт I 0,055 J 0,055 | 0,075 [ 0,075 | 0,105 [ 0,105 | 0,135 | 0,135 | 0,165 | 0,165

Типы активных и номиналы пассивных элементов
для 5 вариантов усилителя мощностью 20,50, 700,200 и 300 Вт Таблица 4.2
Вариант 20 Вт 50 Вт 100 Вт 200 Вт 300 Вт
Trl BD140 BD140 BD956 2SA968 MJE350
Tr9 BD139 BD139 BD955 2SC2238 MJE340
Tr2 TIP29C TIP29C 2SC2238C 2SC2238 TIP47
ТгЮ TIP29C TIP29C 2SC2238C 2SC2238 TIP47
ТгЗ 2SC2547 2SC2547 2SC3467D 2SC3467D 2SC3467D
Tr4 2SC2547 2SC2547 2SC3467D 2SC3467D 2SC3467D
Tr6,8,11 2SC2547 2SC2547 2SC3467D 2SC3467D 2SC3467D
ТП2,5 ZTX450 ZTX450 ZTX450 ZTX450 ZTX450
R6 feedback 18k 28k 39к 47к 47к
Коэфф.усил. 19 29 40 48 48
R16 0.42 0.83 0.94 1.02 1.24
R10 0.21 0.42 0.48 0.52 0.63
R3 3k9 6k2 9k1 12k 15k
R3(Bt) 0.103 0.145 0.223 0.300 0.375
Каждая пятерка транзисторов (Tr7, ТгІЗ) выходного каскада
установлена на индивидуальном пластинчатом радиаторе размером 300x300 мм,
расположенном на расстоянии 40 мм от других. АЧХ усилителя линейна
в диапазоне от 10 Гц до 65 кГц, коэффициент гармоник 0,01% [71].
Гибридный лампово-полевой High-End УНЧ
с разделительным трансформатором
Гибридные лампово-полевые High-End УНЧ (рис. 4.3) становятся все
более популярными ввиду того, что они обеспечивают более удачное, чем
чисто ламповые, согласование с низкоомной нагрузкой. Такие усилители
не охватываются ООС. Поэтому качество их звучания зависит от
каждого пассивного элемента, в том числе в значительной степени от
разделительных межкаскадных конденсаторов.
Уим де Хэан после длительных экспериментов пришел к выводу, что
лучшим разделительным конденсатором является согласующий
трансформатор, который хорош еще и тем, что позволяет избавиться от также
далеко не улучшающей звук резистивной нагрузки в цепи анода каскада
усилителя напряжения.
В связи с дороговизной согласующих трансформаторов известных
японских фирм Tango и Tamura автор остановился на более приемлемом
по цене шведском Lundahl LL1660 (http://www.lundahl.se). Он выполнен
на витом стержневом с-образном сердечнике с соотношением витков

Рис. 4.3. Схема гибридного лампово-полевого High-End УНЧ
1:(1+1) и первичной обмоткой индуктивностью 33 Гн, допускающей
протекание постоянного анодного тока 20 мА.
Резисторы в цепях затворов полевых транзисторов и параллельные
вторичным обмоткам обеспечивают эффективное подавление побочных
резонансов индуктивности обмоток с их паразитной емкостью и
входной емкостью полевых транзисторов, благодаря чему АЧХ усилителя по
уровню -1 дБ простирается от 14 Гц до 45 кГц. Коэффициент гармоник
при выходной мощности 1 Вт составил 0,26%, 10 Вт — 0,36%, 36 Вт —
0,6%, коэффициент демпфирования 6,8 на частоте 100 Гц [13].
Гибридный полевой-биполярно-ламповый УМЗЧ
с предельной симметрией всех каскадов
Гибридный полевой-биполярно-ламповый УМЗЧ с предельной
симметрией всех каскадов (рис. 4.4) описал Петр Горецки. Входной дифу-
силитель на паре полевых 2SK68A вместе с высоковольтными
биполярными 2SC1941 образуют каскод, одновременно выполняющий функции
фазоинвертора для выходной двухтактной ступени на EL34 в триодном
включении.
Статическую балансировку выполняют триммером 5 кОм в цепи
подачи фиксированного смещения на управляющие сетки, а
динамическую — 2-килоомным триммером в цепи питания коллекторов биполяр-

Рис. 4.4. Схема гибридного полево-биполярно-лампового УМЗЧ
ных транзисторов. Несмотря на наличие транзисторов, усилитель
выполнен без ООС и обладает явно выраженным «ламповым» звуком [15].
Лампо-поле-биполярно-микросхемный
бестрансформаторный УМЗЧ без ООС
Игорь Бондаренко (г. Полтава) разработал усилитель, в которм
предложил заменить выходной каскад лампового однотактника
транзисторным «эквивалентом», как можно точнее сохранив при этом специфику
звучания, а затем и решить, оправдан ли такой подход.

Рис. 4.5. Схема лампо-поле-биполярно-микросхемного
бестрансформаторного УМЗЧ без ООС
Первый каскад усилителя (рис. 4.5) построен на двойном триоде VL1
по схеме SRPP с целью уменьшения собственной нелинейности и
увеличения нагрузочной/перегрузочной способности и особенностей не
имеет.
Выходной каскад построен на полевом транзисторе VT1 по схеме
мощного истокового повторителя, нагруженного на генератор тока на
составном транзисторе VT2VT3 и VT4. «Интуитивно» предполагалось,
что он должен иметь следующие свойства:
обладать высоким входным сопротивлением (т. е. не шунтировать
ламповый каскад);
быть однотактным (работать в классе А);
быть выполненным на полевом транзисторе (близость ВАХ к
таковым у вакуумных триодов);
не иметь сверхнизкого выходного сопротивления (равно как и
выходного трансформатора);
не быть охваченным ООС.
Такое схемное решение, возможно, несколько необычно и не
позволяет достигнуть высокого КПД. Но велик ли КПД у ламповых
усилителей? Зато исключает проблемы, связанные с коммутацией выходных
транзисторов и некомплементарностью их характеристик, что имело бы
место при традиционном исполнении выходного каскада двухтактным

в классе АВ. Особенно, если учесть тот факт, что усилитель не охвачен
ООС, и такая нелинейность не компенсируется.
Несколько слов об «автоматике». Интегратор на DA1 имеет
эквивалентную частоту среза l/(2nR6C3) = 3 Гц. Он поддерживает нулевой
потенциал на выходе усилителя. Иными словами, интегратор уравнивает
постоянную составляющую тока, протекающего через VT1, с током
коллекторов VT2+VT3. Таким образом, ток покоя VT1 равен сумме токов
коллекторов VT2VT3, но противоположен по направлению и
регулируется резистором R9, а переменная составляющая ответвляется в
нагрузку.
На рис. 4.6 показаны АЧХ всего усилителя (сплошная линия) и
выходного каскада (штрих-пунктирная) при выходной мощности -3 дБ от
максимальной, а на рис. 4.7 — снятые на выходе усилителя (на эквиваленте
нагрузки) осциллограммы при испытании его прямоугольными
импульсами частотой 20 кГц и 50 Гц.
Рис. 4.6. АЧХ всего усилителя (сплошная линия)
и выходного каскада (штрих-пунктирная)
Рис. 4.7. Осциллограммы сигнала выходе усилителя
при подаче на вход меандра частотой 20 кГц и 50 Гц
Характеристики. Чувствительность усилителя 0,55 В, максимальная
выходная мощность на нагрузке 4 Ом равна 12 Вт, выходное
сопротивление — около 0,25 Ом.
Настройка. Процедура настройки сводится к установке резистором
R9 необходимого тока покоя (около 2,5 А). Этот ток контролируется по
падению напряжения на резисторе R10 и (более точно) — по
симметричному ограничению полуволн синусоиды ны выходе усилителя при его
испытании на эквивалент нагрузки.
Резистором R7 устанавливают нулевой потенциал на выходе
усилителя, в дальнейшем он поддерживается автоматически.

Питание. Транзисторная часть усилителя (каждый канал) питается от
собственного выпрямителя — мостик и 2x22000 мкФ х 16 В.
При повторении конструкции следует уделить особое внимание
эффективному отводу тепла от транзисторов VT1, VT3, так как
даже в режиме покоя на них рассеивается внушительная мощность
(по 30 с лишним ватт).
Следует отметить, что при замене полупроводниковой части
усилителя традиционным однотактником на вакуумном триоде
субъективное сравнение характеров звучания не выявило существенной разницы.
Разве что в ламповом варианте слегка «подрезался» басовый регистр.
Звук становился более «холодным и рассудительным» при замене
всего комплекта на промышленный JVC А-Х40:
входной дифкаскад;
дифференциально-каскодный усилитель напряжения;
нагруженный на генератор тока;
трехкаскадный двухтактный эмиттерный повторитель с
плавающим смещением «Super А»;
Кг < 0,007%.
И даже увеличение его выходного сопротивления не оказывало
существенного влияния на положение вещей [30].
Уим де Джегер посчитал, что расширение полосы частот
современных цифровых аудиоканалов таких форматов, как SACD и DVD-audio
(частота дискретизации 192 кГц теоретически обеспечивает полосу
96 кГц) не может больше оставаться незамеченным сторонниками High-
End. Ведь большинство ламповых УМЗЧ едва дотягивает до 20—30 кГц.
А если есть хотя бы мизерный полезный сигнал между 20 и 96
килогерцами, то аудиофильский максимализм требует, чтобы он был
воспроизведен или, по крайней мере, не тормозился в усилителе и подводился к
акустической системе.
Разработанный им гибридный УМЗЧ (рис 4.8) обеспечивает полосу
полной мощности 30 Гц — 100 кГц и малосигнальную АЧХ от 10 Гц до
170 кГц. Функции усилителя напряжения и фазоинвертора выполняет
дифкаскад на составных транзисторах Q1Q3, Q2Q4 с генератором тока
(6 мА) Q8 в эмиттерных цепях и усовершенствованным токовым
зеркалом Q5Q6Q7 в коллекторных.
Для непосредственной раскачки ламп требуется значительное
напряжение. Поэтому питание дифкаскада — высоковольтное асимметричное
Внимание.
Гибридный УМЗЧ Уим де Джегера

Рис. 4.8. Схема гибридного УМЗЧ Уим деДжегера
+50 / -100 В. При этом все примененные транзисторы — p-n-p BF423 и
n-p-n BF422 выдерживают UK3=250 В. Парафазные напряжения
поступают на управляющие сетки пентодов Bl, В2 EL34 (отеч. аналог 6П27С) в
ультралинейном включении.
ООС по переменному току глубиной около 15 дБ с вторичной
обмотки выходного трансформатора через R27C10/R24 замыкается на
один из входов дифкаскада. Сюда же через компаратор-интегратор на ОУ
и R26C3R25/R24 заводится напряжение обратной связи по постоянному
току, выравнивающей катодные и анодные токи ламп.

Примечание.
Так устраняется постоянная составляющая магнитного потока в
магнитопроводе выходного трансформатора, и тем самым
предотвращается деградация его магнитных свойств.
Регулировку фиксированного смещения (около -35 В) на
управляющих сетках ламп выполняют резистором R15 так, чтобы начальные токи
анодов составляли 40 мА. Выходной тороидальный трансформатор
VDV3070PP Amplimo доступен в готовом виде за 277 евро (http://www.
amplimo.nl/en-us/dept_l 7.html#item_l73). Его первичная обмотка
рассчитана на Raa=2757 Ом и имеет «ультралинейные» отводы от 40%; диаметр
и высота трансформатора в экране 126 и 66 мм, номинальная мощность
70 Вт. Схема блока питания показана на рис. 4.9.
Рис. 4.9. Схема блока питания
Параметры усилителя: номинальное входное напряжение 170 мВ,
выходное сопротивление 0,9 Ом, коэффициент гармоник при выходной
мощности 40 Вт/ 8 Ом на частоте 100 Гц — 0,35%, 1 кГц — 0,26%, 10 кГц —
0,78%, 100 кГц — 2,6%; АЧХ указана выше; отношение сигнал/шум 88 дБ
невзв. или 95 дБА [18].
Гибридный фазоинвертор А. Д. ван Дорна для лампового УМЗЧ
А. Д. ван Дорн, преодолев предубеждение ламповых аудиофилов,
попробовал на входе фазонверсного каскада лампового УМЗЧ в тандеме
с двойным триодом 6SN7 применить твердотельные, но аудиофильские
ОУ ОР275, и остался очень доволен полученными результатами.
Субъективно такая схема (рис. 4.10) звучит не хуже, чем чисто
ламповая. При этом проблем с разделительными конденсаторами или ком-

Рис. 4.10. Схема гибридного фазоинвертора ван Дорна для лампового УМЗЧ
пенсацией значительного постоянного анодного напряжения (при
непосредственной связи анод-сетка) просто нет.
Драйвер на анодах VIA, V1B развивает напряжение 100 В при
напряжении в точках С и D около 3 В. Поэтому перегрузочной способности ОУ,
питаемых от двухполярного источника ±15 В, с большим запасом хватает
для того, чтобы избежать захода в жесткое «транзисторное» ограничение.
Активный регулятор громкости выполнен ОУ Q1A и переменном
резисторе Р1, а ОУ Q1B совместно с точно (±0,5%) согласованными резисторами
RIO, Rl 1 выполняет функции почти идеального инвертора фазы [19].
Гибридный УМЗЧ Джеффа Маколэя
Джефф Маколэй при разработке гибридного УМЗЧ (рис 4.11)
руководствовался тем, что ламповые усилители обычно звучат лучше
транзисторных на средних частотах, но уступают в детальности и энергетике на
краях звукового диапазона.
Описываемый усилитель обеспечивает 80 Вт на 8-омной нагрузке
при коэффициенте гармоник Kr<0,04% (1 кГц), полосе 5 Гц — 35 кГц
(20 Вт, -3 дБ) и отношении сигнал/шум более 100 дБ.
Единственный каскад усиления напряжения выполнен на биполярном
транзисторе Ql 2SC2547E с динамической нагрузкой (SRPP) на триоде VI
ЕСС88.
Примечание.
Применение транзистора обеспечило значительно большее
(примерно на порядок) усиление каскада, чем у вакуумного триода, а
динамическая нагрузка обеспечила практически «ламповую» линейность.
Выходной каскад сформирован как двухтактный истоковый
повторитель на комплементарной паре мощных полевых транзисторов Q3

Рис. 4.11. Схема гибридного УМЗЧ Джеффа Маколэя
IRF640, Q4 IRF9640. Их рабочую точку (начальный ток покоя)
устанавливают триммером PR1 при налаживании. Причем Джефф не приводит
конкретных цифр начального тока стока Q3, Q4.
Он настаивает на необходимости проведения этой регулировки под
конкретные экземпляры транзисторов на слух до момента исчезновения
искажений при негромком воспроизведении высококачественной
фонограммы. Причем перед первым включением движок PR1 необходимо
перевести в левое по схеме положение, обеспечивающее минимальный
ток покоя.
Термостабилизацию тока покоя обеспечивает монтаж Q2 BD139 на
общем радиаторе Q3/Q4 (площадью не менее 300 см2).
Примечание.
Транзисторы монтируют через изолирующие теплопроводные
прокладки.
Конденсатор С2 и резистор R9 формируют привычную для
транзисторных усилителей цепочку вольтодобавки. В данном случае она
помогает лампе VI обеспечивать нормальную раскачку выходной ступени при
относительно невысоком анодном напряжении.
Кстати, примерно 10-секундный разогрев VI избавляет от броска тока
через С4 и акустическую систему при включении питания усилителя.
R3 замыкает цепь общей ООС как по постоянному, так и по перемен-

ному току. Первая стабилизирует
режимы всех каскадов, а вторая
стабилизирует общее усиление на
требуемом уровне.
Схема блока питания
показана на рис. 4.12. Здесь TR1 — 160-
ваттный сетевой трансформатор с
двумя обмотками по 30 В, a TR2 —
20-ваттный накальный с двумя
обмотками по 6 В [16].
Рис 4.72. Схема блока питания
Гибридный УМЗЧ Сатору Кобаяши
Гибридный УМЗЧ (рис. 4.13) спроектирован Сатору Кобаяши для
работы от широкополосных источников сигнала (SACD, DVD) на
акустические системы с умеренной чувствительностью, требующие
повышенной подводимой мощности.
На входе применен малошумящий КМОП ОУ Texas Instruments TL072
в инвертирующем х10 включении, нагруженный на линейный драйвер с
балансным выходом BurrBrown DRV134PA.
Затем следуют: ламповый дифференциальный усилитель на 6Н1П,
катодные повторители на триодах 12BH7AEG и выходной каскад на
тетродах КТ88 в ультралинейном включении с фиксированным
смещением.
Выходной трансформатор Plitron РАТ414200 (4000 Ом, 70 Вт) —
тороидальной конструкции, благодаря которой без ООС достигнута верхняя
граничная частота около 100 кГц. Графики АЧХ усилителя и его
коэффициента гармоник в функции частоты и мощности приведены
соответственно на рис 4.14 и рис. 4.15. Чувствительность устройства 0,2 В.
Блок питания выполнен по обычной схеме и формирует накал,
анодное +450 В (сглаживающий фильтр 270 мкФ/550 В —
электролитический конденсатор Nichicon), напряжение фиксированного
смещения -45...-60 В/3 мА (подается на VG1, VG2 и регулируется так, чтобы
начальный ток катода ламп выходного каскада составил 50 мА, что
эквивалентно напряжению 50 мВ на 1-омных резисторах в цепях их
катодов), двухполярное ±12 В для микросхем [17].

Рис. 4.13. Схема гибридного УМЗЧ Сатору Кобаяши

Рис. 4.14. Графики АЧХусилителя
Рис. 4.15. Графики коэффициента гармоник усилителя
в функции частоты и мощности

ЛИТЕРАТУРА
1. Hi-Fi ПРАВДА и High-End СКАЗКИ от Н. Сухова // «Радиохобби» №2/1998, с.
18—20.
2. High-End УМЗЧ Джованни Сточино // «Electronics World + Wireless World»
№8/1998, с. 633—637 и «Радиохобби» №6/1998, с. 7, 8.
3. High-End УМЗЧ на полевых транзисторах HEXFET Карела Бартона // «Prakticka
elektronika A Radio» №7/1997, с. 9—13 «Радиохобби» №2/1998, с. 6.
4. High-End усилитель End Millennium // «Радиохобби» №4/2000, с. 58.
5. NAD 314 — английский стереофонический полный усилитель // «Радиохобби»
№5/1999, с. 54, 55.
6. YAMAHA Н7000 — 2000 ватт на 8 Ом в мостовом включении // «Радиохобби»
№3/1999, с. 51,52.
7. Адаптивная высококачественная 3-полосная активная АС // «Electronics World
incorporating Wireless World» №2/2000, с. 105—113, 164 и «Радиохобби» №1/2000,
с. 11—13.
8. Активный кроссовер на фильтрах с конечной импульсной характеристикой //
«Electronics World + Wireless World» №8/1999, с. 652—655, 691—693; №7/1999,
с. 572 и «Радиохобби» №4/1999, с. 14,15.
9. Бестрансформаторная схема — OTL: достоинства и недостатки // Н. Сухову
В. Широков, г. Киеву «Радиохобби» №4/1998, с. 4—13.
10. Восьмиваттный SE Дона Кэнга // «AudioXpress» №3/2004, с. 20—31 и «Радиохобби»
№2/2004, с. 12, 13.
11. Высоколинейный УМЗЧ с внутренним истоковым повторителем // Олег Папушу
г. Херсону «Радиохобби» №2/2000, с. 49.
12. Гибридная «полупроводниково-вакуумная» схема выпрямителя анодного
напряжения мощного лампового УМЗЧ // «Electronics World + Wireless World» №8/1999,
с. 650 и «Радиохобби» №4/1999, с. 13.
13. Гибридный лампово-полевой High-End УНЧ с разделительным
трансформатором // «Electronics World incorporating Wireless World» №3/2000, с. 198, 199 и
«Радиохобби» №2/2000, с. И.
14. Гибридный лампово-полевой УМЗЧ // «Elektor Electronics», September 1997,
с. VI—XI и «Радиохобби» №1/1998, с. 11.
15. Гибридный полевой-биполярно-ламповый УМЗЧ с предельной симметрией
всех каскадов // «Elektronika dla Wszystkich» №7/2000, с. 13 и «Радиохобби»
№4/2000, с. 16.
16. Гибридный УМЗЧ Джеффа Маколэя // «Electronics World» №3/2004, с. 48—51 и
«Радиохобби» №3/2004, с. 10,11.
17. Гибридный УМЗЧ Сатору Кобаяши // «AudioXpress» №6/2004, с. 34—43 и
«Радиохобби» №4/2004, с. 18, 19.
18. Гибридный УМЗЧ Уим де Джегера // «Electronics World» №2/2003, с. 46—48 и
«Радиохобби» №1/2003, с. 16.
19. Гибридный фазоинвертор А. Д. ван Дорна для лампового УМЗЧ // «AudioXpress»
№3/2003, с 72 и «Радиохобби» №2/2003, с 16.
20. Двадцативаттный УМЗЧ с оригинальной раскачкой выходной ступени //
«Радиолюбитель» №4/1999, с. 18,19 и «Радиохобби» №3/1999, с. 8, 9.

21. Двухтактный каскад — РР: достоинства и недостатки // Я. Сухов, В. Широков, г.
Киев, «Радиохобби» №4/1998, с. 4—13.
22. Дуглас Селф о ранее никем не замеченном источнике существенной нелинейности
транзисторных УМЗЧ // «Electronics World» №5/2003, с. 53—56 и «Радиохобби»
№3/2003, с. 10, 11.
23. Зарубежные аналоги отечественных радиоламп звукового применения // Михаил
Косарев (Fido 2:5020/110.39) и «Радиохобби» №3/2000, с. 34.
24. Компенсатор акустических кабелей для усилителя «TECHNICS SE-A900S» //
Евгений Лукин, г. Донецк, «Радиохобби» №3/1999, с. 43.
25. Кроссовер для активного сабвуфера с дополнительным регулятором // «Electronics
World + Wireless World» №7/1998, с. 564 и «Радиохобби» №4/1998, с. 27, 28.
26. Ламповый двухтактный УМЗЧ на PL500/504 // «Radiotechnika» №4/1999, с. 170—
172 и «Радиохобби» №3/1999, с. 8.
27. Ламповый УМЗЧ А3550 фирмы LUXKIT // «Denpakagaku» №626, с. 167—174 и
«Радиохобби» №3/1998, с. 13.
28. Ламповый УМЗЧ Йозефа Норвуда Стилла // «AudioXpress» №6/2003, с. 16—23 и
«Радиохобби» №4/2003, с. 10,11.
29. Ламповый УМЗЧ на 807 // «Radiotechnika» №7/1999, с. 331—334, №8/1999, с. 380—
383 и «Радиохобби» №4/1999, с. 11,12.
30. Лампо-поле-биполярно-микросхемный бестрансформаторный УМЗЧ без ООС
// Игорь Бондаренко, г. Полтава, «Радиохобби» №5/2000, с. 66.
31. Лампы для звукового High-Enda (минисправочник) // «Радиохобби» №4/1998, с.
23-26.
32. Лампы и звук: назад, в будущее или новое — это хорошо забытое старое? // Я.
Сухов, В. Широков, г. Киев, «Радиохобби» №4/1998, с. 4—13.
33. Метод снижения эффекта Миллера и связанных с ним т. н. «автоинтермодуля-
ционных» искажений входного каскада УМЗЧ // «Electronics World incorporating
Wireless World» №4/2000, с. 342 и «Радиохобби» №3/2000, с. 9.
34. Мостовой 240-ваттный эстрадный УНЧ // «Radiotechnika» №10/1998, с. 484—486
и «Радиохобби» №5/1998, с. 9,10.
35. Мостовой УМЗЧ мощностью 180 Вт // «Radiotechnika» №6/1998, с. 274—276 и
«Радиохобби» №4/1998, с. 27.
36. Мощный (2x180 Вт) УМЗЧ на Philips TDA2030 для озвучивания дискотек //
«Радиолюбитель» №3/1999, с. 18 и «Радиохобби» №3/1999, с. 8.
37. Мощный 2x50 Вт импульсный УНЧ класса D Philips TDA8920 // «Радиохобби»
№3/1999, с. 34.
38. Мощный автомобильный УНЧ класса Н на Philips TDA1560 // «Радиохобби»
№2/1999, с. 34.
39. Мощный УМЗЧ с индуктивной фазовой коррекцией // «Радио» №10/1999, с. 18,
19 и «Радиохобби» №6/1999, с. 10.
40. Мощный УМЗЧ с работой всех каскадов в режиме класса А,
обеспечивающий на 8-омной нагрузке 32 Вт при потрясающе высоком реальном КПД 45%
// «Electronics World + Wireless World» №11/1999, с. 934—936 и «Радиохобби»
№6/1999, с. 9,10.
41. Мультимедийный УМЗЧ с сабвуфером // «Prakticka elektronika A Radio» №10/2003,
с. 14—16 и «Радиохобби» №1/2004, с. 12,13.
42. Мультимедийный УНЧ Т. Гизбертса с БАРУ-лимитером // «Elektor Electronics»
№2/1998, с. 24—27 и «Радиохобби» №3/1998, с. 10.

43. Новый подход к схемотехнике транзисторных УМЗЧ класса АВ // «Electronics
World incorporating Wireless World» №12/1999, с. 982—987 и «Радиохобби»
№1/2000, с. 8—10.
44. Однотактный каскад — SE: достоинства и недостатки // Я Сухову В. Широкову
г. Киеву «Радиохобби» №4/1998, с. 4—13.
45. Однотактный ламповый УМЗЧ на квартете 6П45С с выходной мощностью 68 Вт
// «Вестник A.RA. №5/1999, с. 12—14 и «Радиохобби» №5/1999, с. 9, 10.
46. Однотактный ламповый УМЗЧ на пентоде 6П45С с управлением по второй сетке
и выходной мощностью 10 Вт // «Вестник А.Р.А.» №5/1998, с. 8 и «Радиохобби»
№2/1999, с. 12.
47. Однотактный ламповый УМЗЧ на триоде ГМ70 с выходной мощностью 20 Вт //
«Вестник А.Р.А.» №5/1998, с. 9—11 и «Радиохобби» №2/1999, с. 12.
48. Однотактный ламповый усилитель на триодах по схеме Loftin-White //
«Радиохобби» №3/2000, с. 53, 54.
49. Питание анодов ламп триодов раскачки повышенным напряжением от отводов
первички выходного трансформатора // «Electronics World + Wireless World»
№7/1999, с. 570 и «Радиохобби» №4/1999, с. 12, 13.
50. «Полевой» УМЗЧ Эндре Пирета // «НоЬЬу Elektronika» №10/1998, с. 334—336, 339
и «Радиохобби» №6/1998, с. 8.
51. Полный Hi-Fi УМЗЧ на микросхемах // «Prakticka elektronika A Radio» №9/1998,
с. 14—17; №10/1998, с. 18—21 и «Радиохобби» №5/1998, с. 8, 9.
52. Полный УМЗЧ в формате 5,25-дюймового отсека персонального компьютера //
«AudioXpress» №5/2004, с. 36—45 и «Радиохобби» №3/2004, с. 14, 15.
53. Практические схемы CIRCLOTRON OTL усилителей // Я. Сухову В. Широков,
г. Киев, «Радиохобби» №4/1998, с. 4—13.
54. Практические схемы Futterman OTL усилителей // Я. Сухову В. Широков, г. Киеву
«Радиохобби» №4/1998, с. 4—13.
55. Практические схемы РР OTL усилителей // Я. Сухову В. Широков, г. Киев,
«Радиохобби» №4/1998, с. 4—13.
56. Практические схемы РР усилителей // Я. Сухову В. Широкову г. Киеву «Радиохобби»
№4/1998, с. 4—13.
57. Практические схемы SE OTL усилителей // Я Сухов, В. Широкову г. Киеву
«Радиохобби» №4/1998, с. 4—13.
58. Практические схемы SE РР OTL усилителей // Я Сухову В. Широкову г. Киеву
«Радиохобби» №4/1998, с. 4—13.
59. Практические схемы SE усилителей // Я Сухов, В. Широков, г. Киев, «Радиохобби»
№4/1998, с. 4—13.
60. Пятидесятиваттый транзисторный УМЗЧ // «Electronics World + Wireless World»,
September 1999, с. 723—725 и «Радиохобби» №5/1999, с. 10, 11.
61. Репетиционный и эстрадный УМЗЧ Fender 65 TWIN // «Радиохобби» №2/1998,
с. 14—17.
62. Сверхмощный автомобильный УМЗЧ класса Н Philips TDA1562Q // «Радиохобби»
№4/1999, с. 34.
63. Симметричный Hi-Fi УМЗЧ с низким уровнем нечетных гармоник и
высокой термостабильностью // «Радио Телевизия Електроника» №1/1999, с. 6—9 и
«Радиохобби» №4/1999, с. 10.
64. Сорокаваттный ламповый УМЗЧ // «Prakticka elektronika A Radio» №3/1999,
с. 20—22 и «Радиохобби» №2/1999, с. 12, 13.

65. Стереоусилитель 2x40 Вт на ИМС LM3886 // «Prakticka elektronika A Radio»
№12/1998, с. 9—12 и «Радиохобби» №1/1999, с. 11, 12.
66. Суперсабвуфер // Всеволод Марценюк, г. Харьков, «Радиохобби» №2/2000,
с. 50,51.
67. «Суперсимметричный» Zen amp // «AudioXpress» №5/2004, с. 8—13 и «Радиохобби»
№3/2004, с. 12.
68. Схема выходного каскада УМЗЧ с линейностью класса А, но
термостабильностью и экономичностью класса В // «Electronics World + Wireless World» №4/1998,
с. 274-278 и «Радиохобби» №3/1998, с. 11,12.
69. Схема учетверения выходной мощности «слабых» автомобильных, переносных,
мультимедийных УНЧ // «НоЬЬу Elektronika» №4/1998, с. 125 и «Радиохобби»
№3/1998, с. 11.
70. Тетродный/ультралинейный/триодный однотактник на 6П7С // Станислав
Симулкин, г. Алчевск Луганской обл.у «Радиохобби» №2/2003, с. 57—61.
71. Транзисторный биполярно-полевой УМЗЧ класса А // «Electronics World +
Wireless World» №3/1999, с. 188, 189 и «Радиохобби» №2/1999, с. 13—15.
72. Транзисторный УМЗЧ Мэтта Такера // «AudioXpress» №9/2003, с. 6—15 и
«Радиохобби» №5/2003, с. 12, 13.
73. Тридцативаттный ламповый УМЗЧ Джона Стюарта // «AudioXpress» №8/2004,
с. 12—23 и «Радиохобби» №4/2004, с. 16—18.
74. УМЗЧ 2x150 Вт на ИМС STK4048 XI // «Prakticka elektronika A Radio» №6/1999,
с. 9—13 и «Радиохобби» №4/1999, с. 10, 11.
75. УМЗЧ А-9510 фирмы Onkyo // «Radioelektronik Audio-Hi-Fi-Video» №9/1997, с. 32,
33, 44,45 и «Радиохобби» №4/1998, с. 27.
76. УМЗЧ Penultimate Zen Нельсона Пэсса // «AudioXpress» №12/2002, с. 16—23 и
«Радиохобби» №1/2003, с. 17,18.
77. УМЗЧ Дугласа Селфа с минимизированными искажениями выходных
транзисторов // Douglas Self «Audio Power Amplifier Design Handbook», Second edition
2000, c. 113—126 и «Радиохобби» №2/2001, с. 19, 20.
78. УМЗЧ Иштвана Урбана на четырех парах HEXFET // «Radiotechnika Evkonyve»
1997, с. 58—71 и «Радиохобби» №2/1998, с. 7.
79. УМЗЧ класса Т с выходной мощностью 2x300 Вт // «Elektor Electronics» №4/2004,
с. 24—30 и «Радиохобби» №3/2004, с. 16,17.
80. УМЗЧ на «ТВ-строчных» лучевых тетродах 6LW6 Сильвио Манжини в
необычном ультралинейном режиме // «Glass Audio» №3/1999, с. 16—24 и «Радиохобби»
№/2000, с. 14—16.
81. УМЗЧ на биполярных транзисторах с изолированным затвором (IGBT) //
«Radiotechnika» №4/1998, с. 172,173 и «Радиохобби» №3/1998, с. 12.
82. УМЗЧ на ИМС TDA7294V // «НоЬЬу Elektronika» №7/1999, с. 224—226 и
«Радиохобби» №4/1999, с. 11.
83. УМЗЧ на полевых транзисторах Иво Линненберга // «Funkschau» №Т-286, с.
71—74 и «Радиохобби» №2/1998, с. 6.
84. УМЗЧ небольшой мощности Евгения Комиссарова // «Радиохобби» №5/2003, с. 53.
85. УМЗЧ неортодоксального аудиофила на ГУ50 // «Радиохобби» №5/2004, с. 55—62,
№6/2004, с. 54—57.
86. УМЗЧ с выходным каскадом на пентодах по малоизвестной схеме «с единичной
связью» Эндре Пирета // «Radiotechnika» №6/2003, с. 268—270 и «Радиохобби»
№5/2003, с. 9.

87. УМЗЧ с плавной амплитудной характеристикой на БСИТ транзисторах //
А. Петров, г. Могилев, «Радиохобби» №3/1999, с. 50, 51.
88. Усилитель по схеме Лофтин-Уайт на прямонакальных триодах 2АЗ // Анатолий
Манаков, г. Сургут, «Радиохобби» №4/2004, с. 57.
89. Фазолинейный активный кроссовер // «Electronics World + Wireless World»,
September 1999, с. 779 и «Радиохобби» №5/1999, с. 12.
90. Фильтры дополнительной функции (ФДФ) в активном кроссовере двухполосной
АС, трехполосной АС и мультимедийного усилителя с сабвуфером // «Prakticka
elektronika A Radio» №12/2003, с. 29, 30 и «Радиохобби» №1/2004, с. 14,15.
91. Цепи накала ламп вместо резистора автоматического смещения // «AudioXpress»
№10/2003, с. 68,69 и «Радиохобби» №6/2003, с. 8.
92. Цирклотрон Монни Найсела с катодином Вильямсона // «AudioXpress» №4/2003,
с. 32—37 и «Радиохобби» №3/2003, с. 9,10.
93. Шестидесятиваттный ламповый УМЗЧ Дьеря Плахтовича на 807 // «Radiotechnika»
№10/1999, с. 488—490, №11/1999, с. 545—548 и «Радиохобби» №6/1999, с. 8,9.
94. ШИМ УНЧ на специализированной ИМС TDA7481 // «Funkamateur» 8/1999,
с. 892—894 и «Радиохобби» №1/2000, с. 13.
95. Электронный сабвуфер на принципе MaxxBass* // «AudioXpress» №11/2004,
с. 6—17 и «Радиохобби» №6/2004, с. 17,18.
96. Эстрадные УМЗЧ повышенной (300 и 550 Вт) мощности // «Prakticka elektronika
A Radio» №12/1998, с. 18—21 и «Радиохобби» №1/1999, с. 11,12.
97. Эстрадный/Hi-Fi усилитель мощности (1550 Вт) // Сергей Сакевин, г. Луганск,
«Радиохобби» №3/2000, с. 54—57.

Новые книги издательства Наука и Техника
для радиолюбителей
Как создать ламповый усилитель
своими руками
Торопкий М. В.
Книга поможет читателю собрать свой
первый Hi-Fi ламповый усилитель. Это подробное
руководство по конструированию усилительных
каскадов, сопровождаемое обзором наиболее
интересных схемотехнических решений.
Интересны методики расчета и создания
готовых конструкций выходных
трансформаторов. Ряд трансформаторов разработан и
воплощен в опытных образцах с последующим
тестированием специально для читателей этой книги
(публикуется впервые)!
Энциклопедия радиолюбителя.
Современная элементная база
+ 32 цв. вкл. цветовой маркировки
Шмаков С. Б.
Справочник обобщает сведения по
современной элементной базе, которую используют
радиолюбители в своем творчестве или при
ремонте бытовой аппаратуры. Электронные
компоненты рассматриваются в
систематизированных разделах: характеристики, принцип
действия, цветовая и Кодовая маркировка,
обозначения в схемах, рекомендуемые аналоги. Очень
наглядной является большая цветная вклейка.
Справочник по цветовой, Кодовой
маркировке и взаимозаменяемости
компонентов + цветные вклейки
Корякин-Черняк СЛ.
Подробно
рассмотрена цветовая и
КОДовая маркировка
электронных
компонентов: пассивных и
активных, как в
традиционных, так и в SMD
корпусах. Справочник даст
возможность определить, какой компонент
применен на подлежащей ремонту печатной плате.
Это позволит в необходимых случаях принять
решение о замене несправного компонента или
использованию его аналога. А цветные вклейки
дадут наглядное представление по цветовой
маркировке электронных компонентов.
Маркировка, обозначения,
аналоги электронных компонентов.
Карманный справочник
Корякин-Черняк СЛ.
В
систематизированном виде представлены
цветовая, Кодовая
маркировка, графические
обозначения в схемах
и взаимозаменяемость
электронных
компонентов. На цветных
вклейках информация систематизирована, например,
по виду цветной метки на полупроводниковых
приборах. Это позволяет легко определить,
какой электронный компонент применен на
подлежащей ремонту печатной плате, принять
решение о замене несправного компонента или
использовании его аналога.

Новые книги издательства Наука и Техника
для радиолюбителей
Искусство схемотехники.
Просто о сложном
Гаврилов С.
Книга является
путеводителем для
радиолюбителя и начинающего
разработчика в мир
создания электронных схем
на полупроводниковых
элементах. Глубина
рассмотрения сочетается с
предельной
доступностью, использованием
наиболее простых и
«прозрачных» методов синтеза схем и их анализа.
Выдержан принцип пошагового рассмотрения —
от простого к сложному. Радиолюбителям эта
уникальная книга поможет перейти от слепого
копирования схем к созданию собственных
конструкций. Создаются и сравниваются
аналогичные конструкции на различной элементной базе.
Содержится интересный разбор частых
заблуждений и ошибок, много полезного материала из
практики разработчиков электронных схем. Книга
предназначена для радиолюбителей и
начинающих разработчиков. В ряде случаев книга будет
полезна профессиональным разработчикам и
студентам радиотехнических специальностей:
изложение ведется на достаточно серьезном уровне.
Как собрать антенны для связи,
телевидения, Wi-Fi своими руками
Массорин В.В.
Антенны очень
разнообразны. Разобраться
в этом многообразии,
правильно выбирать,
устанавливать и
использовать антенны
поможет эта книга. Полезной
будет глава с небольшим
ликбезом по основам
построения антенн, их
характеристикам и принципу действия. Особое
внимание уделено вопросам самостоятельного
изготовления антенн.
Энциклопедия начинающего
радиолюбителя
Никулин С. А.
Она рассказывает
об азах электроники и
электротехники,
необходимых
радиолюбителю. Теоретические
вопросы
рассказываются в очень
доступной форме и в объеме,
необходимом для
практической работы. Книга
учит правильно паять,
проводить измерения, анализ схем. Ведь основа
книги — радиолюбительские самоделки,
доступные начинающему радиолюбителю и полезные в
быту. Книга предназначена для широкого круга
начинающих радиолюбителей.
АНТЕННЫ.
Практическое руководство
Миллер Г.
Повсеместное
внедрение в наш быт
электроники, связанной с
приемом-передачей
сигнала, подняло
интерес к антенной
тематике. Широко
распространяются
беспроводные Wi-Fi сети доступа
к Интернету,
спутниковое телевидение и Интернет, мобильная связь.
Традиционно радиолюбителям интересна
радиосвязь. Без антенны не обходится ни одно из этих
радиоэлектронных устройств, принимающих и
передающих сигнал. Книга качественно
иллюстрирована, а информация в ней четко
систематизирована. Антенны расставлены по главам в
соответствии с рабочим диапазоном, главы
следуют в порядке роста длины волны. Приведены
конструкции антенн, указаны их параметры и
принципы действия. Книга поможет разобраться
в многообразии антенн, правильно выбирать,
изготовить или приобрести, а также
устанавливать и использовать нужную антенну. Особое
внимание уделено вопросам самостоятельного
изготовления антенн.

Предлагаем широкий ассортимент
технической литературы ведущих
издательств (более 2000 наименований):
Компьютерная литература
Радиоэлектроника
Телекоммуникации и связь
Транспорт, строительство
Научно-популярная медицина,
педагогика, психология
Чем привлекателен наш магазин:
низкие цены;
ежедневное пополнение ассортимента;
поиск книг под заказ;
обслуживание за наличный
и безналичный расчет;
гибкая система скидок;
комплектование библиотек;
обеспечение школ учебниками
по информатике;
возможна доставка.
Наш адрес: п Санкт-Петербург
пр. Обуховской Обороны д. 107
ст. метро Елизаровская
Справки о наличии книг по тел. 412-70-25
E-mail: admin@nit.com.ru
(рассылка ассортиментного прайс-листа по запросу)
Мы работаем с 10 до 19 часов без обеда и выходных
{в субботу и воскресенье до 18 час)

Уважаемые господа!
Книги издательства «Наука и Техника»
Вы можете заказать наложенным платежом
в нашем интернет-магазине
www.nit.com.ru,
а также приобрести
ТД«БИБЛИО-ГЛОБУС»
Московский Дом Книги,
Московский Дом Книги,
Московский Дом Книги,
Дом книги «Молодая гвардия»
Сеть магазинов «Новый книжный»
в крупнейших магазинах г. Москвы:
ул. Мясницкая, д. 6/3, стр. 1,
ст. М «Лубянка»
тел. (495) 781-19-00,
624-46-80
ул.Новый Арбат, 8, ст. М «Арбатская»,
«ДК на Новом Арбате»
Ленинский пр., д.40,
ст. М «Ленинский пр.»,
«Дом технической книги»
Комсомольский пр., д. 25,
ст. М «Фрунзенская»,
«Дом медицинской книги»
ул. Б. Полянка, д. 28, стр. 1,
ст. М «Полянка»
тел. (495) 937-85-81, (499) 177-22-11
тел. (495) 789-35-91
тел. (499)137-60-19
тел. (499) 245-39-27
тел. (499) 238-50-01
в крупнейших магазинах г. Санкт-Петербурга:
Санкт-Петербургский Дом Книги
«Энергия»
«Аристотель»
Сеть магазинов «Книжный Дом»
г. Воронеж, пл. Ленина д. 4
г. Екатеринбург,
ул. Антона Валека д. 12
г. Екатеринбург
г. Нижний Новгород,
ул. Советская д. 14
г. Смоленск, ул. Октябрьской
революции д. 13
г. Челябинск, ул. Монакова, д. 31
г. Хабаровск
тел. (812)448-23-57
Московский пр. 57
тел. (812) 373-01-47
ул. А. Дундича 36, корп. 1
тел. (812) 778-00-95
тел. (812) 559-98-28
в регионах России:
«Амиталь»
«Дом книги»
Сеть магазинов
«100 000 книг на Декабристов»
«Дом книги»
«Кругозор»
«Техническая книга»
Сеть книжно-канцелярских
магазинов фирмы «Мире»
(4732) 24-24-90
(343) 253-50-10
(343) 353-09-40
(831)277-52-07
(4812)65-86-65
(904) 972 5004
(4212) 26-87-30
и на Украине (оптом и в розницу) через представительство издательства
г. Киев, ул. Курчатова 9/21, «Наука и Техника», ст. М «Лесная»
(044)516-38-66
e-mail:'nits@voliacable.com, nJtkiev@gmaH.com
Мы рады сотрудничеству с Вами!