Текст
Е. О. ФЕДОСЕЕВА
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ
УСТРОЙСТВА
Допущено
Главным управлением учебных заведений и кадров
Министерства культуры РСФСР
в качестве учебного пособия для кинотехникумов
ГОСУДАРСТВЕННОЕ И 3 ДАТ’ЕИЧМЯ'ВО
«ИСКУССТВО»
Москва
19 6 1
От автора
Книга «Усилительные устройства» написана в соответствии
с программой одноименного курса, читаемого автором в течение
ряда лет в Ленинградском кинотехникуме.
В книге рассматриваются схемы каскадов усиления напряже-
ния и мощности, обратная связь, коррекция частотной характе-
ристики, входные цепи, а также основные схемы полупроводни-
ковых усилителей и их свойства.
Главное внимание уделено физическим процессам, анализу
достоинств и недостатков различных схем и их сравнению, выбору
величин элементов схемы; изложены основы расчета оконечною,
предоконечного и реостатного каскадов.
Глава VIII написана доц. В. В. Муромцевым.
Замечания по книге просьба направлять по адресу: Москва,
И-51, Цветной бульвар, 25, издательство «Искусство», редакция
литературы по фотографии и кинотехнике,
Глава I
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 1. Назначение усилителен низкой частоты
Усилителем низкой частоты называют устройство, предна-
значенное для усиления электрических колебаний звуковой частоты.
Известно, что человеческое ухо воспринимает как звук коле-
бания частиц воздуха, происходящие с частотой рт 16 до 20 000 гц
(при определенной их интенсивности). Эта область частот носит
название звуковых; любые колебания, не только звуковые, но и
световые, электрические, механические, происходящие с часто-
той, лежащей в этой полосе, называют колебаниями звуковой
частоты. В отличие от высоких частот в сотни килогерц и мега-
герц, применяющихся в радиотехнике, звуковые частоты принято
называть низкими.
Усилители низкой частоты получили широкое распростра-
нение в аппаратуре для записи и воспроизведения звука в звуко-
вом кино, в радиовещании, в телевидении, в телефонии и т. и.
Необходимость применения усилителей вызвана тем,' что непо-
средственно усилить звук или передать его на большое расстояние
невозможно. Задача может быть решена превращением звуковых
колебаний в электрические, усилением этих электрических коле-
баний усилителем низкой частоты, а затем обратным преобразо-
ванием их в звуковые, но значительно более мощные колебания.
Остановимся несколько подробнее на значении усилителя при
воспроизведении звука в кинотеатре. Место усилителя в общем
тракте звуковоспроизведения показано на рис. 1, где даны две
схемы, соответствующие воспроизведению фотографической (а)
и магнитной (б) фонограмм.
При воспроизведении фотографической записи звука световой
поток читающей лампы проходит через фонограмму, в результате
чего он модулируется, т. е. его величина пульсирует с частотой
записанного звука. Пульсирующий световой поток падает на фото-
_5_
Рис. 1. Схемы воспроизведения звука с фотографической (а)
и магнитной (б) фонограмм
элемент, преобразующий световые колебания в электрические
той же частоты.
Однако мощность этих колебаний ничтожно мала (тысячные
доли микроватта), в то время как для создания достаточной гром-
кости звука в зрительном зале мощность электрических колеба-
ний, подводимых к громкоговорителю, должна составлять еди-
ницы, десятки и даже сотни ватт. Требуемое усиление слабых
электрических колебаний, создаваемых фотоэлементом, и осущест-
вляется усилителем низкой частоты.
В системе воспроизведения магнитной фонограммы электри-
ческие колебания звуковой частоты получаются не от фотоэле-
мента, а от специальной магнитной звуковоспроизводящей голов-
ки. Намагниченная в соответствии с записанным звуком лента
проходит мимо зазора в магнитопроводе головки; при этом в об-
мотке головки индуктируется э. д. с. звуковой частоты, которая
подается на вход усилителя.
§ 2. Классификация усилителей
Усилители разнообразны как по назначению, так и по прин-
ципу действия усилительного элемента. Классификация может
быть произведена по нескольким признакам. Основной является
классификация по диапазону
частот колебаний, которые
должен усиливать, или, как
говорят, пропускать, усилитель
в зависимости от его назначе-
ния. По этому признаку разли-
чают усилители низкой часто-
ты, усилители высокой частоты,
широкополосные усилители и
усилители постоянного тока.
Усилители низкой частоты
предназначены для усиления
колебаний звуковой частоты,
однако обычно они проекти-
руются не на всю область зву-
ковых частот от 16 до 20 000 гц,
а на более узкий диапазон (от
404-100 до 60004-12 000 гц),
что значительно упрощает и
удешевляет устройство, не сни-
жая заметно качества воспроиз-
ведения звука. Характерной
особенностью является то, что
отношение верхней усиливав-
। II 111 1111 III IHI lill—1-!--L—- /(gift
О Ю 10г Ю3 7/7* IO5 IO6 IO7
a
i i i_________1----1 11.1—и i—
0 10 Ю2 103 10^ 105 10s IO7
6
s
Рис. 2. Диапазоны частот усилите-
лей низкой частоты (а), высокой
частоты (б), широкополосных усили-
телен (в) и усилителей постоянного
тока (г)
мои частоты /в к нижней /н у усилителей данного типа велико и
составляет десятки или сотни единиц и более.
Усилители высокой частоты применяются в передающих
и приемных устройствах радиовещания и телевидения, где высо-
кая частота используется в качестве так называемой несущей ча-
стоты, с помощью которой различные сигналы передаются на боль-
шие расстояния.
Усилители высокой частоты должны пропускать сравнительно
узкую полосу радиочастот, составляющих сотни килогерц и выше
(например, от 300 до 330 кгц). Для этих усилителей характерна
небольшая величина отношения верхней частоты к нижней (по-
рядка 1,1) при полосе пропускания в 204-30 кгц.
Широкополосные усилители работают в широкой полосе
частот (от нескольких герц до нескольких мегагерц) и приме-
няются в телевизионной аппаратуре.
Усилители постоянного тока (или напряжения) отлича-
ются тем, что могут усиливать изменения электрических вели-
чин, происходящие с малой частотой, и имеют диапазон частот от
/н=0 до /в , составляющей несколько килогерц и выше. Эти уси-
лители применяются в измерительной аппаратуре, автоматиче-
ских устройствах, счетных машинах и пр.
Классификация усилителей по диапазону частот иллюстри-
руется рис. 2.
По принципу действия различают следующие типы усилителей:
Т
1) электронные, или ламповые, принцип действия которых осно-
ван на усилительных свойствах электронных ламп с управляю-
щей сеткой — триодов, тетродов, пентодов;
2) полупроводниковые, основанные на применении полупровод-
никовых триодов — германиевых, кремниевых;
3) магнитные, в которых используются усилительные свойства
дросселя, подмагничиваемого постоянным током (дросселя насы-
щения).
Помимо этого существуют диэлектрические, Электромашинные
и другие типы усилителей.
В настоящей книге рассматриваются главным образом усили-
тели низкой частоты с электронными лампами, применяемые
в современной аппаратуре звукового кино, а также даются неко-
торые представления о свойствах и схемах полупроводниковых
усилителей, получающих все большее распространение.
По назначению различают усилители напряжения, усилители
мощности и усилители тока в зависимости от того, какая из этих
величин на выходе (на нагрузке) должна быть значительно больше,
чем на входе.
Кроме того, усилители отличаются друг от друга построением
принципиальной схемы и режимом работы.
§ 3. Принцип усиления и скелетная схема усилителя
Под усилением понимают увеличение напряжения, тока или
мощности электрических колебаний.
При усилении напряжения или тока (в отличие от увеличения
их с помощью трансформатора) мощность подводимых к усили-
телю колебаний также увеличивается; однако в этих случаях уст-
ройства, включаемые на выход усилителя, потребляют от него
ничтожно малую мощность и поэтому усиление мощности не яв-
ляется конечной целью.
Когда же усилитель должен развивать на выходе определен-
ную мощность, то величиной выходного напряжения обычно не
интересуются и оно может быть даже меньше входного напряже-
ния, если невелико сопротивление нагрузки.
Принцип усиления основан на применении управляемого ак-
тивного или реактивного сопротивления (электронной лампы,
полупроводникового триода, дросселя насыщения), которое вклю-
чается в цепь источника тока последовательно с полезной на-
грузкой. Основное свойство управляемого сопротивления состоит
в том, что при действии в цепи управления слабого электрического
сигнала соответственно изменяется величина его сопротивления
и ток в более мощной цепи, содержащей нагрузку. Колебания
малой мощности, подлежащие усилению, подводятся к управ-
ляющей цепи, а в цепи нагрузки получаются значительно более
мощные колебания.
Вход
gr—
Bex
0—
-----0
Be/j 'x Bb b'XjB
-----#
в
P и c. 3. Каскад усиления (а, б) и скелетная схема усилителя (в)
Таким образом, управляемое сопротивление является усили-
тельным элементом.
Сочетание усилительного элемента с необходимыми для его
работы элементами схемы представляет собой одну ступень уси-
ления, называемую каскадом.
Например, в ламповом усилителе каскад построен на элект-
ронной лампе, в анодную цепь которой включено сопротивление
анодной нагрузки и источник анодного питания, а усиливаемые
колебания подводятся к управляющей сетке (рис. 3, а).
Каскад представляет собой четырехполюсник, т. е. устройство,
имеющее два входных и два выходных зажима (рис. 3,6). Мощ-
ность на выходе каскада больше мощности сигнала на входе.
Увеличение мощности колебаний происходит за счет потребле-
ния каскадом энергии источников питания. Таким образом, уси-
литель является преобразователем энергии постоянного тока в энер-
гию колебаний различной частоты (например, звуковой — для
усилителей низкой частоты).
Если усиление, создаваемое одним каскадом, недостаточно,
то каскады соединяются последовательно, так что колебания, уси-
ленные первым каскадом, поступают на вход второго, со второго —
на третий и т. д. При этом усилитель может быть одно-, двух-,
трех- и многокаскадным.
Скелетная схема многокаскадного усилителя приведена на
рис. 3, в. Элементы, служащие для связи данного каскада с после-
дующим или с внешней нагрузкой, входят в схему данного кас-
када.
Назначение каскадов усилителя различно. Последний каскад,
называемый оконечным, как правило, является усилителем мощ-
ности. К его выходу подключается полезная нагрузка (громко^
О
говоритель, телефон, осциллограф, последующий усилитель
и т. п.).
Оконечный каскад может развивать требуемую мощность
только при подведении к его входу определенного по величине на-
пряжения, называемого напряжением возбуждения, или «рас-
качки».
Это напряжение создается предоконечным (предмощным) кас-
кадом, который отличается специфическими особенностями в за-
висимости от схемы и режима мощного каскада.|?Гак, в некоторых
случаях предоконечный каскад является не усилителем напряже-
ния, а усилителем мощности.
Первые каскады являются каскадами предварительного уси-
ления напряжения, посредством которых напряжение, развивае-
мое источником сигнала, усиливается до такого значения, которое
требуется подать на вход предоконечного каскада.
Источник усиливаемых колебаний (фотоэлемент, фотоэлект-
ронный умножитель, микрофон, звукосниматель, звуковоспроизво-
дящая магнитная головка, предыдущий усилитель и пр.) подклю-
чается к сетке первой лампы с помощью ряда элементов, состав-
ляющих входную цепь.
Входная цепь имеет свои особенности в зависимости от типа и
свойств источника сигнала и играет большую роль в работе
усилителя.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Усилителем называется устройство, предназначенное для усиления
электрических сигналов.
2. Принцип усиления основан на применении управляемого сопротив-
ления, являющегося усилительным элементом.
3. Усиление сигналов происходит за счет энергии источников питания.
Усилитель является преобразователем энергии постоянного тока в энергию
полезного сигнала.
4. Усилители классифицируются по принципу действия усилительного
элемента (ламповые, полупроводниковые, магнитные), полосе усиливаемых
частот (усилители низкой частоты, высокой частоты, широкополосные и по-
стоянного тока), назначению (усилители мощности, усилители напряжения,
усилители тока) и схеме (усилители на сопротивлениях, трансформаторные,
дроссельные).
5. Назначение усилителя при воспроизведении звука в кинематографии
состоит в усилении слабых сигналов звуковой частоты, развиваемых фото-
элементом или магнитной головкой и поступающих после усиления на гром-
коговоритель.
6. Одна ступень усиления, содержащая усилительный элемент и необ-
ходимые для его работы элементы схемы, называется усилительным ка-
скадом. Для увеличения усиления включаются несколько каскадов после-
довательно.
7. Последний каскад, отдающий полезную мощность в нагрузку, яв-
ляется усилителем мощности; остальные каскады служат для увеличения на-
пряжения сигнала до значения, необходимого для возбуждения оконечного
каскада, и являются усилителями напряжения.
Гл а в а II
ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ РАБОТЫ
УСИЛИТЕЛЯ
§ 1. Коэффициент усиления
Технические свойства усилителя характеризуются рядом
электроакустических данных, которые принято называть эксплуа-
тационными и качественными показателями работы.
К эксплуатационным показателям относятся: 1) коэффициент
усиления, 2) мощность на выходе, 3) номинальное входное напря-
жение (чувствительность), 4) коэффициент полезного действия.
Качество работы усилителя характеризуют следующие пока-
затели: 1) диапазон частот, 2) динамический диапазон громкости
и уровень помех, 3) искажения, вносимые усилителем, 4) стабиль-
ность работы.
Кроме этого, всякое усилительное устройство характеризуется
механической и электрической прочностью деталей, особенностями
конструкции, простотой обслуживания и ремонта, весом и разме-
рами.
Коэффициентом усиления по напряжению (току или мощности)
называется величина, показывающая, во сколько раз переменное
напряжение (ток или мощность) на выходе усилителя больше, чем
на входе.
Эта величина имеет наибольшее значение для усилителей на-
пряжения, поэтому в последующем изложении речь идет о коэффи-
циенте усиления по напряжению.
Коэффициент усиления определяется как отношение выход-
ного напряжения к входному:
(1)
^ВХ
Если усилитель состоит из нескольких каскадов, то общий
коэффициент усиления равен произведению коэффициентов уси-
ц
ления отдельных каскадов: Ч
К=К1-Кг-К3...Кп. (2)
Так, для усилителя, скелетная схема которого приведена на
рис. 3, коэффициент усиления первого каскада К3=^, второго —
,, и. т„ ивых и, '
Л,=7Г и т. д., а для всего усилителя Л =
^2 С/ВХ t/j
Легко проверить, что К -К -К,-К.=— • тг • тг • т1 — К,
т. е. справедливость формулы (2) доказана.
Для оценки величины коэффициента усиления удобно поль-
зоваться логарифмическими единицами: децибелами (дб) и непе-
рами (неп).
Более распространенной единицей измерения является деци-
бел. Чтобы выразить усиление в децибелах, слезет коэффициент
усиления по напряжению определять как двадцать десятичных
логарифмов отношения напряжений на выходе и входе:
#06=2Olg^, или #a6=201g#. (3)
Усиление в неперах выражается через натуральный логарифм
отношения выходного напряжения к входному; 1 неп — 8,1дб.
Применение логарифмических единиц усиления обусловлено
физиологическими особенностями человеческого уха. Как пока-
зали исследования Вебера и Лазарева, ухо человека воспринимает
изменение громкости звука пропорционально логарифму измене-
ния звуковой энергии (звукового давления). Это значит, что изме-
нения звукового давления в одно и то же число раз воспринимают-
ся как равные приращения громкости. Например, если звуковое
давление увеличивается в 10 раз сначала от 0,2 до 2 бар, затем
от 2 до 20 бар, то хотя в первом случае абсолютное приращение
его составляет 1,8 бар, а во втором — 18 бар, увеличение гром-
кости в обоих случаях кажется одинаковым.
Если же использовать логарифмические единицы, то увеличе-
ние сигнала на одинаковое число децибел соответственно воспри-
нимается как одинаковое увеличение громкости.
Увеличение напряжения на 1 дб соответствует увеличению его
в 1,12 раза, т. е. на 12%. Действительно, если 7Г0б=1,т. е. 201g#=
=1, ТО 1g#= ~ и #=1,12.
Для определения общего коэффициента усиления всего усили-
теля коэффициенты усиления отдельных каскадов, выраженные
в децибелах, суммируются алгебраически:
#06=2Olg#=2Olg(#,.#2.#3.. ./(„)=
=201g#1+201g#2+201g#,+ • . 4-201g#re =
~^1<?б + ^2с>б + ^з<5б + • • • (4)
12
Пример. Трехкаскадный усилитель имеет коэффициент усиления пер-
вого каскада /<, = 100, второго каскада Кг = 2 и третьего — К, = 20. Найдем
общий коэффициент усиления в относительных единицах и в децибелах:
К = КеК2-Кг = 100-2-20 = 4000.
Кд6 = 20 lg Kt + 20 1gК2 + 20 IgK, = 20 1g 100 + 20 1g 2 +
+ 20 1g 20 = 40 + 6 + 26 = 72 дб.
Проверяем правильность решения:
Кд6 = 20 1g К = 20 1g 4000 = 20-3,6 = 72 дб.
Коэффициент усиления по мощности также может быть выражен в де-
цибелах:
Крдб= Ю 1g
г вх
(следует помнить, что для перехода к децибелам при логарифме отношения
мощностей ставится множитель 10, а при логарифме отношения напряжений —
20, так как мощность пропорциональна квадрату напряжения).
§ 2. Частотные искажения. Диапазон частот
Простой звук представляет собой гармоническое колебание
определенной частоты, (определенного тона). Графически его
можно представить синусоидальной кривой. Чем больше ампли-
туда колебаний, тем больше громкость звука. Сложные звуки
состоят из ряда гармонических колебаний, различных по частоте
и амплитуде, и, следовательно, могут быть представлены как
сумма синусоидальных кривых, т. е. в конечном итоге, как перио-
дические несинусоидальные кривые. От формы кривой зависят
специфические особенности звука.
Для того чтобы звук, воспроизводимый данной установкой,
приближался по качеству звучания к естественному звуку источ-
ника (человеческому голосу, оркестру), устройство не должно
изменять формы кривой передаваемого сигнала. Всякое изменение
формы кривой колебаний является искажением звука.
Если форма кривой на выходе усилителя повторяет форму
кривой на входе (кривые подобны), то усилитель не вносит искаже-
ний; однако в реальных условиях всякий усилитель в какой-то
степени искажает усиливаемые колебания.
Различают следующие виды искажений: а) частотные, б) фазо-
вые, в) нелинейные.
Частотными (или амплитудно-частотными) принято назы-
вать искажения, вызванные неодинаковым усилением колебаний
различной частоты.
Вследствие частотных искажений нарушается соотношение
между амплитудами составляющих различной частоты, входящих
в сложный звук. Поэтому при более слабом усилении верхних
частот звук становится глухим, басящим, лишенным звонкости,
13
Рпс. 4. Частотная характеристика усилителя (а) и построе-
ние ее по заданной величине частотных искажений (б)
и, наоборот, при меньшем коэффициенте усиления в области ниж-
них частот звук получается металлическим, звенящим, лишенным
сочности.
Каждому музыкальному инструменту, как и каждому голосо-
вому аппарату человека, присущи свои обертоны — дц^олнитель-
ные колебания, частота которых в целое число раз больше частоты
основного тона. Они определяют тембр звучания, отличающий
один инструмент (или голос) от другого. При наличии частотных
искажений соотношение между основным тоном и обертонами из-
меняется, следовательно, частотные искажения вызывают изме-
нение тембра звука. При больших частотных искажениях ослаб-
ляется разница в звучании различных инструментов или голосов.
Количественно частотные искажения оцениваются по частот-
ной (или, иначе, амплитудно-частотной) характеристике, кото-
14
рая представляет собой зависимость коэффициента усиления от
частоты усиливаемых колебаний (рис. 4).
При отсутствии частотных искажений характеристика прямо-
линейна и параллельна оси частот (пунктирная прямая 1; К—
= const). Практически в усилителях коэффициенты усиления на
нижних Ка и верхних Кв частотах за счет влияния реактивных
сопротивлений уменьшаются по сравнению с коэффициентом уси-
ления на средних частотах Ко, т. е. частотная характеристика
имеет спад в области нижних и верхних частот (кривая 2). В не-
которых случаях в определенной области частот получается уве-
личение усиления и характеристика имеет подъем (кривая 3,
коэффициент усиления К'в).
Для построения частотной характеристики частота отклады-
вается по оси абсцисс не в линейном, а в логарифмическом мас-
штабе (для каждой частоты фактически по оси откладывается
величина 1g/, а подписывается значение частоты), так как при ли-
нейном масштабе область нижних частот оказывается очень сжа-
той у самого начала координат, а область верхних частот — растя-
нутой, что неудобно для определения частотных искажений.
Величина частотных искажений может быть определена при
помощи коэффициента частотных искажений М, который вычи-
сляется как отношение коэффициента усиления на средних часто-
тах Ко (обычно на частоте 1000 гц) к коэффициенту усиления на
данной частоте К?.
M^f. (5)
Если частотная характеристика в данной области имеет спад,
то коэффициент частотных искажений больше единицы (Л/>1),
а при подъеме частотной характеристики М<1.
Для характеристики, изображенной на рпс. 4,а, коэффициент
частотных искажений в области нижних частот
а в области верхних частот
М = ^>1
в К
Лв
для кривой 2 и
x=4<i
Лв
для кривой 3.
Для усилителей звукового кино допускается неравномерность
частотной характеристики порядка -+-25%, т. е.
0,75^М<1,25.
При большей величине М частотные искажения становятся за-
метными на слух.
Коэффициент частотных искажений многокаскадного усили-
теля равен произведению коэффициентов частотных искажений
отдельных каскадов:
М=М3.Мг-Мг...М„. (6)
Это положение легко доказать, написав выражения для М\,
М2 и т. д. в соответствии с формулой (5) и перемножив их левые
н правые части: М,=^; М=~*-, ... М =^.
ЛГ2 Rfn
К tn ’ ^02'
KKKf,-Kf3
Kfn Kf
M.
Коэффициент частотных искажений так же, как и коэффициент
усиления, удобно выражать в децибелах. При этом
Ma6=201gM=201g f-»=201g^o - 20lgKf=Ked6-Kfd6.
Отсюда следует, что для определения неравномерности частотной
характеристики в децибелах нужно взять разность коэффициентов
усиления на средних частотах и на данной частоте, выраженных
тоже в децибелах.
Если Мае положительно, то частотная характеристика имеет
на данной частоте спад, а при отрицательном Мдб — подъем.
Это следует учитывать при построении частотной характеристики
по заданным частотным искажениям в децибелах, т. е. +Маб
откладывать вниз от уровня, соответствующего усилению на
средних частотах и принимаемого за условный нуль, а — Мдб от-
кладывать от условного нуля вверх.
Пример такого построения дан на рис. 4,6 для случая, когда
задано Мн=+ 2 дб (/„=50 гц), Мъ\=—Ь дб (/в1=4000 гц) и Л/В2=
==-Е 1,5 дб (/в2=8000 гц).
Допустимая величина частотных искажений составляет -4-2 дб.
Общий коэффициент частотных искажений всего усилителя
в децибелах равен алгебраической сумме коэффициентов частот-
ных искажений отдельных каскадов:
Мдб=М\дб~^Мгдб+ +Мпдб- (7)
Если в одних каскадах имеется спад частотной характеристики
(Маб>0), а в других — подъем (Маб<0), то частотные искажения
взаимно компенсируются и общая частотная характеристика ста-
новится прямолинейной. Это используется для коррекции (исправ-
ления) частотной характеристики при помощи специальных кор-
ректирующих элементов.
Пользуясь понятием о частотных искажениях, можно дать
определение терминам диапазон частот, или полоса пропускания.
Диапазон частот (полоса пропускания) усилителя — это та
область частот, в пределах которой частотные искажения не
превышают заданной величины.
16
Частоты, на которых искажения достигают предельно допусти-
мой величины, являются граничными частотами данного диапа-
зона: / — нижняя граничная частота, /в —верхняя граничная
частота. Например, если частотные искажения становятся недопу-
стимо большими на частотах ниже 50 гц и выше 10 000 гц, т. е.
/ =50 гц и /в =10 000 гц, то говорят, что частотный диапазон,
или полоса пропускания усилителя, составляет 504-10 000 гц.
Чем шире полоса пропускания, тем сложнее должен быть усили-
тель и тем труднее добиться уменьшения искажений и стабильной
работы.
Хотя область звуковых частот составляет 164-20 000 гц, неко-
торое сужение частотного диапазона усилителя одновременно со
стороны нижних и верхних частот не дает заметного ухудшения
качества звуковоспроизведения. Можно получить хорошее каче-
ство звучания при передаче полосы от 40—50 до 10 000—12 000 гц
и удовлетворительное при диапазоне от 80 до 6000 гц.
В соответствии с этим диапазон от 40—50 до 10 000—12 000 гц
принят для высококачественного радиовещания, для записи звука
и Для первоклассных звуковоспроизводящих установок, диапа-
зон от 50 до 8000 гц — для массовой стационарной усилительной
аппаратуры, 8O4-6OOO гц — для кинопередвижек и 100-4-5000 гц—
в радиовещании второго класса. В телефонии полоса пропускания
еще более сужена, так как музыка не передается, а для разборчи-
вой передачи речи достаточно иметь частотный диапазон от 300
до 2500 гц.
§ 3. Фазовые искажения
Сущность фазовых искажений заключается в том, что форма
кривой сложного колебания изменяется из-за нарушения фазовых
соотношений между отдельными составляющими различной
частоты.
Фазовые искажения, как и частотные, относятся к линейным
искажениям и вызываются теми же причинами — наличием реак-
тивных сопротивлений.
Реактивные сопротивления — индуктивные и емкостные —
вносят сдвиг по фазе между напряжениями на выходе и на входе,
причем эти сдвиги по фазе различны для колебаний разных ча-
стот, в результате чего относительный сдвиг по фазе между этими
колебаниями изменяется.
На рис. 5 показано, как изменится форма кривой сигнала,
состоящего из двух колебаний с частотами со1 и 2ci)1? если в про-
цессе усиления фаза первого не изменится, а сдвиг фазы для вто-
рого колебания составит 90° (предположим, что обе составляющие
усилены одинаково в два раза).
Чтобы форма кривой не изменилась, по Лазе для каждой
составляющей должен либо отсутствовать^ либо увеличиваться
Рис. 5. Изменение формы кривой за счет фазовых искажений: а — колеба-
ния на входе усилителя; б — колебания на выходе усилителя
пропорционально частоте. Например, если сдвиг по фазе для со-
ставляющей с частотой со, равен ср, = 90°, то для второй составляю-
щей при со2=2о)1 сдвиг по фазе должен быть ср2=2ф,=180°. При
этом, как показано на рис. 6, форма кривой усиленного сигнала
соответствует форме кривой сигнала на входе, так как соотноше-
ние фаз не изменилось (оба колебания одинаково сдвинулись
во времени, и фазовых искажений нет). Однако эти условия в уси-
лителях не выполняются, и фазовые сдвиги непропорциональны
частоте.
Величина фазовых искажений оценивается по фазовой харак-
теристике, которая представляет собой зависимость угла сдвига
по фазе между выходным и входным напряжениями ср от частоты
усиливаемых колебаний (рис. 7). Угол ср для средних частот обычно
равен 0, так как влияние реактивных элементов мало, а для гра-
Р и с. 6. Фазовые искажения отсутствуют, если сдвиг по фазе
пропорционален частоте
ничных частот ср имеет наиболь-
шее значение. В многокаскад-
ном усилителе общий угол сдви-
га фаз для данной частоты равен
сумме фазовых сдвигов, вноси-
мых отдельными каскадами.
Существует связь между вели-
чиной частотных и фазовых
искажений в усилителе, по-
скольку и те и другие вызы-
Р и с. 7. Фазовая характеристика
ваются одними и теми же реак-
тивными элементами схемы. Чем больше частотные искажения, тем
больше и фазовые.
На качестве звучания фазовые искажения не отражаются в
силу физиологических особенностей человеческого уха, которое
реагирует на частоту и амплитуду звуковых колебаний, но не
реагирует на их фазу и воспринимает, таким образом, отдельно
каждую составляющую сложного колебания независимо от фа-
зовых соотношений. Однако фазовые искажения оказывают боль-
шое влияние на устойчивость работы усилителя, создавая пред-
посылки для возникновения генерации на высоких частотах в
усилителях, охваченных отрицательной обратной связью (см.
главу VIII).
В широкополосных телевизионных усилителях фазовые иска-
жения играют очень большую роль, так как приводят к искаже-
нию изображения. Большое значение они имеют также в импульс-
ных усилителях.
§ 4. Нелинейные искажения
Нелинейные искажения представляют собой изменение формы
кривой усиливаемых колебаний, вызванное нелинейными свойствами
цепи, через которую эти колебания проходят.
Источниками нелинейных искажений в усилителе являются
элементы с нелинейной характеристикой, у которых зависимость
между током и напряжением не подчиняется закону Ома. Это,
в первую очередь, электронные лампы, имеющие нелинейные се-
точные и анодные характеристики, затем трансформаторы (и дрос-
сели), вносящие искажения за счет нелинейности кривой намагни-
чивания сердечника.
Причиной появления нелинейных искажений являются также
токи в цепи управляющей сетки электронной лампы, что будет
рассмотрено в дальнейшем.
Остановимся подробнее на искажениях формы кривой вслед-
ствие нелинейности анодно-сеточной характеристики усилитель-
ной лампы (рис. 8). На сетку лампы подано постоянное отрица-
Р и с. 8. Искажение формы кривой анодного тока
вследствие нелинейности характеристики лампы
тельное напряжение Eg , называемое смещением, чтобы не возни-
кали сеточные токи, и переменное синусоидальное напряжение ug~,
подлежащее усилению (полезный сигнал). Если характеристика
лампы прямолинейна (А' В), то синусоидальное изменение сеточ-
ного напряжения приводит соответственно к синусоидальному
изменению анодного тока (пунктирная кривая на правом графике)
и искажения отсутствуют (идеальный случай). Но в действитель-
ности нижний участок характеристики искривлен, в результате
чего синусоидальному изменению сеточного напряжения соответ-
ствует несинусоидальное изменение анодного тока (сплошная
кривая на графике рис. 8) и форма кривой полезного сигнала ис-
кажается.
Как известно, всякую несинусоидальную периодическую кри-
вую с частотой со можно разло-
жить на ряд синусоидальных кри-
вых, из которых одна имеет такую
же частоту со и называется основ-
ной, или первой гармоникой (гар-
монической составляющей), а ос-
тальные имеют частоты в целое
число раз больше, чем основная
(2со, Зсо, 4со и т. д.), и называются
высшими гармониками (в соответ-
ствии с частотой — вторая гармо-
ника, третья и т. д.).
Простейший пример такого раз-
ложения показан на рис. 9, где
кривая, подобная по форме иска-
Рис. 9. Разложение несинусои-
дальной кривой на синусоидаль-
ные составляющие
_ (частота ы)- суммарная
кривая
Первая гармоника
(частота ш)
.Вторая гармони-
Sна (частота
20
женной кривой анодного тока (см. рис. 8), представлена в виде
суммы двух синусоидальных кривых — первой гармоники с ча-
стотой со и второй гармоники с частотой 2<в.
Таким образом, можно сделать вывод, что в результате нели-
нейных искажений на выходе усилителя кроме полезного сигнала
(основная гармоника) появляются высшие гармоники, т. е. совер-
шенно новые колебания, которых не было на входе.
Это же можно доказать с помощью несложных математических выводов.
Из курса электровакуумных приборов известно, что приближенно нижний
криволинейный участок характеристики лампы можно представить квадра-
тичной зависимостью:
ia au2g,
где а — постоянный коэффициент.
Это справедливо, если начало координат находится в точке запирания
лампы (т. е. кривая проходит через начало координат), а в общем случае
следует учесть постоянную величину напряжения запирания, так что
ia = « (Ego+ug)2, (8)
где Egri— абсолютная величина запирающего напряжения (см. рис. 8).
На сетку лампы подается постоянное отрицательное напряжение Eg и
переменное синусоидальное напряжение ug~ = Umg sinwi, где Umg — ампли-
туда усиливаемого сигнала.
Таким образом, на сетке действует пульсирующее напряжение
ug —— Eg + Umg sin at, (9)
где Eg — абсолютная величина напряжения смещения.
Найдем выражение для анодного тока, подставив (9) в (8):
«а = а (Ego + ug)2 = a (Eg<> — Eg + Umg-sin at)2
или, возведя в квадрат, получим
ia = а (Ego —Eg)2 + 2а (Ego —Eg) Umgsinat + aU2mg-sm2 at.
Выразим квадрат синуса через косинус двойного угла:
1 1
bin2 <о t = — — -- cos 2 at.
Тогда
= a (Ego Eg)2 2a (Ego Eg) U^.g sin at -f-
+ mg~ 4 aE2mg-cos2at
ИЛИ
*а = [«(^o-£»2 + 4^J + 2a(^o-^){7^.sincoi-
— 4«^?cos 2<ot.
Из полученного выражения (10) видно, что анодный ток содержит:
1) постоянную составляющую /«ср = а (Ega— Eg)2 + -i aU‘mg (это среднее
значение тока, состоящее из тока покоя Iт = a (Egl) — Е„)2 и приращения
его, зависящего от поданного сигнала);
2) переменную составляющую с частотой полезного сигнала — основную
гармонику lma (1).sin at = 2a (Ega -Eg) Umg sin coi,
гДе •< ma <i) = 2a (Ego — Eg) Umg — амплитуда основной гармоники;
21
Рис. 10. Симметричная (а) и несимметричная (в) характеристики преобразо-
вателя и разложение симметричной (б) и несимметричной (г) несинусоидаль-
ных кривых
3) переменную составляющую с удвоенной частотой — вторую гармонику
1 2
Лва(2)-соз2 coi = — aUmg-C03 2 a>t,
1 2
где Iта (2) = aUmg—амплитуда второй гармоники.
Поэтому выражение (10) можно переписать в следующем виде:
= IaCp + Ima (и bin coi — Iта („-cos 2сог.
Таким образом, в результате нелинейности характеристики появилась
вторая гармоника, которой не было во входном сигнале. Этот вывод получен
в предположении, что характеристика лампы выражается квадратичной за-
висимостью.
В общем случае, при более сложной зависимости, выражающей нелиней-
ную характеристику, появляются различные высшие гармоники.
Следует иметь в виду, что если характеристика преобразова-
теля (лампы, трансформатора, дросселя насыщения) симметрична
относительно рабочей точки Р, т. е. при повороте на 180° вокруг
этой точки она совпадает с первоначальной кривой (рис. 10,а), то
и сигнал имеет симметричную форму кривой относительно оси
абсцисс и содержит кроме основной нечетные гармоники
(рис. 10,6).
Кривая считается симметричной относительно оси абсцисс,
если при наложении отрицательного полупериода на положитель-
ный (путем поворота его вокруг оси времени на 180° и соответ-
ствующего смещения на половину периода вдоль этой оси) они
полностью совпадают.
Если же характеристика несимметрична относительно рабсн
чей точки (рис. 10, в), то и кривая сигнала несимметрична относи-
тельно оси абсцисс и в результате преобразования появляются
главным образом четные гармоники.
Появление высших гармоник воспринимается человеческим
ухом как изменение тембра, так как они суммируются с оберто-
нами естественного источника звука. Чем больше амплитуда, а
следовательно, и мощность гармоник, тем сильнее искажается
форма кривой. Поэтому мерой нелинейных искажений является
коэффициент нелинейных искажений (коэффициент гармоник)
у, который определяется как квадратный корень из отношения
мощности всех гармоник, появившихся в результате нелинейного
усиления, к мощности основного колебания:
_ 1 / Лг)+Р(з)+-Р(4)+- • •
v У pw
(И)
где Р(1) — мощность основной гармоники; Р(2), Р(3), Р(4)... —
соответственно мощности второй, третьей, четвертой и т. д. гар-
моник. Если сопротивление нагрузки для всех гармоник одинако-
во, то коэффициент нелинейных искажений можно выразить через
токи или напряжения высших гармоник и основного колебания:
_ или Y=^)+^)+^)+-. (12)
r /о 1 ^(1)
Таким образом, коэффициент нелинейных искажений равен
отношению действующего значения всех высших гармоник выход-
ного тока (напряжения) к действующему значению тока (напря-
жения) основной частоты.
Если преобладает вторая гармоника, а всеми остальными
можно пренебречь, то коэффициент нелинейных искажений по
второй гармонике определяется как отношение тока (или напря-
жения) этой гармоники к току (или напряжению) основной
частоты:
у(2)=^ или у(2>=^’. • (13,а)
J(i> v а)
Аналогично находится коэффициент нелинейных искажений
по третьей гармонике:
или Y(,r=^ • (13,6)
23
Если учитывать и втррую и третью гармоники,то
(14)
Коэффициент нелинейных искажений выражается в процен-
тах.
Мы рассмотрели сущность нелинейных искажений при усиле-
нии простого звука, когда на вход усилителя подается синусои-
дальное колебание одной частоты. В действительности при вос-
произведении звука на вход усилителя подается совокупность
колебаний различных частот, составляющих сложный звук.
При этом в результате нелинейных искажений возникают зна-
чительно более сложные явления: кроме высших гармоник появ-
ляются так называемые комбинационные тона, которые пред-
ставляют собой колебания суммарных и разностных частот.
Рассмотрим появление комбинационных тонов в случае, когда характе-
ристика лампы квадратична, а на вход усилителя подан сигнал, состоящий
из двух синусоидальных колебаний различной частоты (со, и со2):
ia =а (Eg, + ug?,
где ug = — Eg -f- Umgl sin o>it + Umg2 sin o>2t.
Тогда
ia = a (Ega — Eg-\-U mgl sin + Umg2 sin a>2t )2,
ИЛИ
ia = a [(Egt — Eg? + IZ^gI-sin2 w,t + C/'^-sm2co2«+
“b №g® g^ Umg, * sin <0, t -f- 2 (Eg0 ^g) Umgz ‘ -oi -4-
-f- 2 6 mgi &mgi ‘ sin o),l sin co2^].
2
Учитывая, что
. , 1—cos2<o,Z
sin2 юу =---------------
. , 1 — cos 2<u,z
sm! <o21 ~------5------—
2
cos (<o, — o>2) t — cos (co, + <d2) t
Sin <o,i • Sin (02t = -—--------!—I-----------i'—
получим
ia = a (Eg0 - Egr + | | aU - cos 2^! + | aU*mg2 -
2 m£z *CQS 2o)2<t -j- 2 a (Eg() Eg) Umgi • sin Ю]<t -J-*
“|- 2a (Eg(f Eg) Uijigz • sin fo2^ mg\ ’ &mgz * cos (<D| -f~ 0)2) l Ц-
”h ifigx' mg2 * COS (Wx • (Dg)
После перегруппировки членов получим выражение для анодного тока,
члены которого запишем для наглядности столбиком:
ia = a (Egt) - Eg? J- ~aU2mgl + aU3mgi + (постоянная составляющая)
+ 2а (EgQ — Eg) f’m#rl-sin ш,i -f- (первая гармоника частоты со,)
+ 2а (Ega — Eg) Umgl-sin <о21 — (первая гармоника частоты <о2)
---2~ aU3mgi со«2ш|г—(вторая гармоника частоты 2со,)
— ~ aU3mg2-соь 2co3f (вторая гармоника частоты 2<о2)
24
— aUmgi Umgi-cos (oh+wa) i + (суммарный тон частоты co, -f- и2)
+ aU mgx-Umg:i-cos (ax — o)2) t (разностный тон частоты co, — co2).
Таким образом, мы показали на частном примере, что в результате
нелинейных искажений при условии сложных колебаний появляются ие
только высшие гармоники, но и комбинационные топа (суммарные и разно-
стные), которых не было во входном сигнале.
Чем сложнее сигнал (больше составляющих различных ча-
стот) и чем шире полоса пропускания усилителя, тем больше
комбинационных тонов и сильнее проявляются нелинейные иска-
жения. Субъективно комбинационные тона воспринимаются как
хрипы и дребезжание звука, что значительно более неприятно,
чем влияние гармоник.
Коэффициент гармоник, принятый для оценки величины не-
линейных искажений, не учитывает комбинационных тонов, од-
нако более точного критерия нет, так как результат нелинейности
зависит от характера входного сигнала и от полосы пропускания.
Принимая во внимание, что комбинационные тона тем больше,
чем больше гармоники, т. е. чем более нелинейна система, кос-
венно можно по коэффициенту гармоник судить и о комбинацион-
ных тонах.
Допустимая величина коэффициента нелинейных искажений,
при которой качество звучания остается достаточно хорошим,
зависит от назначения усилителя и диапазона частот (чем шире
полоса пропускания, тем меньше должна быть допустимая ве-
личина у, так как сильнее сказываются комбинационные тона).
По этой же причине при одном и том же коэффициенте гармоник
нелинейные искажения значительно заметнее на слух при игре
оркестра и хоровом пении, чем при исполнении сольных номеров.
Для высококачественных усилителей звукового кино и радио-
вещания допускается коэффициент нелинейных искажений не
выше l-y-2%, для массовой аппаратуры — 2-4-4%, для радиовеща-
ния второго класса — до 8% и для телефонии — до 10-4-15%.
Эти значения относятся к средним частотам. Обычно в техни-
ческих данных усилителей промышленного типа приводят также
величину коэффициента нелинейных искажений для граничных
частот (высшей и низшей), причем эти значения, как правило,
больше, чем для средних частот, что объясняется сложностью
получения малых искажений в области нижних и верхних частот
и нецелесообразностью этого в связи с меньшей чувствительностью
уха к нижним частотам.
Необходимо помнить, что при малых амплитудах сеточного
напряжения, что соответствует тихим звукам, используется не-
большой, приближенно прямолинейный участок характеристики и
нелинейные искажения очень невелики, практически отсут-
ствуют. При больших амплитудах входного сигнала (громкие
звуки) используются и криволинейные участки характеристики
(а в ряде случаев появляются сеточные токи), что приводит к рез-
кому возрастанию нелинейных искажений. Вот почему главным
25
Рис. 11. Амплитудная харак-
теристика усилителя
источником нелинейных искажений
является мощный оконечный каскад
и с увеличением громкости звука
искажения становятся значительно
заметнее.
Для оценки линейности усилите-
ля пользуются амплитудной харак-
теристикой (рис. И), представляю-
щей зависимость напряжения на вы-
ходе усилителя от напряжения на
входе (в амплитудных значениях).
В идеальном случае, если характе-
ристики ламп линейны, искажения
отсутствуют и напряжение на выхо-
де растет пропорционально входному напряжению, так что ампли-
тудная характеристика прямолинейна (кривая а). Наклон харак-
теристики к оси абсцисс определяет величину коэффициента уси-
ления: 7T=tga. Характеристика выходит из начала координат,
если пренебречь помехами на выходе усилителя.
В реальных усилителях увеличение входного напряжения
UBX=Um!r приводит, как было сказано выше, к искажению формы
кривой усиленного сигнала, в результате чего рост амплитуды
выходного напряжения ивых=1та-Ня (где 7?н — сопротивление
нагрузки) замедляется (рис. 12). При этом коэффициент усиления
с увеличением входного напряжения становится меньше, а ам-
плитудная характеристика искривляется (кривая б рис. 11).
Рис. 12. Рост искажений с увеличением входного напряжения
По изгибу амплитудной характеристики можно судить о по-
явлении заметных нелинейных искажений и определить те напря-
жения на входе и на выходе усилителя, при которых это происхо-
дит.
Следует, однако, иметь в виду, что не всегда криволинейность
амплитудной характеристики свидетельствует о нелинейности
системы. Например, при применении компрессии (сужения диа-
пазона громкости) очень громкие звуки специально для уменьше-
ния искажений слабее усиливаются, вследствие чего амплитуд-
ная характеристика не будет прямолинейной даже для линейной
системы.
§ 5. Выходная мощность и к.п.д. усилителя
Одной из основных величин, характеризующих оконечный
усилитель, является выходная мощность, т. е. та полезная мощ-
ность, которую развивает усилитель на сопротивлении нагрузки
U2
р ___ вых ,
^вых ~Р *
Выходная мощность в процессе воспроизведения звука все
время изменяется по величине в соответствии с амплитудой сиг-
нала на входе, или иначе, в соответствии с громкостью записан-
ного звука: в паузе (при отсутствии полезного сигнала на входе)
выходная мощность усилителя, если пренебречь помехами, равна
нулю, а па пиках громкости мощность наибольшая.
Выше уже указывалось, что с увеличением напряжения на
входе растут нелинейные искажения. Следовательно, можно уста-
новить зависимость между коэффициентом нелинейных искаже-
ний и выходной мощности усилителя. Эта зависимость показана
графически на рис. 13, откуда видно, что при малых значениях
мощности на выходе усилителя коэффициент нелинейных искаже-
ний невелик и медленно растет с увеличением РВЬ1Х. Однако
с дальнейшим ростом выходной мощности нелинейные искаже-
ния начинают быстро увеличи-
ваться.
Номинальной выходной мощ-
ностью усилителя., указывае-
мой в его паспортных данных,
принято считать ту наибольшую
мощность, которую развивает
усилитель на нагрузке при до-
пустимой величине нелинейных
искажений.
Однако в ряде случаев для
усиления звуковых эффектов
Рис. 13. Зависимость коэффициен-
та нелинейных искажений от мощ-
ности на выходе усилителя
23
требуется кратковременно получить от усилителя значительно
большую мощность (при воспроизведении звуков взрывов, вы-
стрелов и пр.), причем вследствие того, что эти звуки носят глав-
ным образом шумовой характер, а также из-за их кратковре-
менности, допускается большая (примерно в два раза) величина
коэффициента нелинейных искажений.
Мощность, развиваемая усилителем кратковременно на пиках >
громкости при искажениях, не превышающих допустимой для
звуковых эффектов величины, называется пиковой мощностью.
Чем больше запас пиковой мощности (превышение пиковой
мощности над номинальной), тем лучше качество работы усили-
теля, тем меньшие искажения вносит он при перегрузке со стороны
входа.
Кроме номинальной и пиковой мощности различают еще мак-
симальную мощность усилителя, которую могут развивать лампы
при неограниченной величине нелинейных искажений. Максималь-
ная мощность зависит от типа и количества ламп оконечного кас-
када, а также от его схемы и режима работы и представляет инте-
рес с точки зрения необходимой электрической прочности деталей
в случае генерации усилителя. Под генерацией понимают явление,
при котором усилитель становится источником колебаний опреде-
ленной частоты при отсутствии напряжения этой частоты на входе.
Современные усилители стационарных киноустановок имеют
номинальную мощность 20—40 вт, а передвижные устройства —
10 вт. Пиковая мощность превышает номинальную примерно на
254-50%.
Выходная мощность зависит от напряжения на входе. Поэ-
тому вводится понятие о номинальном входном напряжении, или
чувствительности усилителя.
Чувствительностью называют такое амплитудное значение
входного напряжения, при котором на выходе усилителя разви-
вается номинальная мощность.
Подача на вход усилителя напряжения, превышающего но-
минальное, приводит к значительному увеличению нелинейных
искажений и называется перегрузкой со стороны входа.
Номинальное входное напряжение, на которое рассчитывается
усилитель, зависит от рода источника электрических колебаний,
включаемого на его вход. Фотоэлементы развивают на входном
сопротивлении усилителя напряжение 5-4-16 мв, фотоэлектронные
умножители — 404-200 мв, электродинамические микрофоны —
0,3-4-2 мв, ленточные микрофоны — 0,2-4-! мв, электромагнитные
звукосниматели (адаптеры) — 80-4150 мв, пьезоэлектрические
звукосниматели — 0,34-0,5 в и магнитные звуковоспроизводящие
головки — 0,054-1,5 мв (на частоте 1000 гц).
Если усилитель предназначен для работы от нескольких источ-
ников, то его вход рассчитывается обычно на наименьшее напря-
жение, которое дает один из источников, а другие источники коле-
бания включаются через делители напряжения.
С эксплуатационной точки зрения имеет также значение коэф-
фициент полезного действия (к. п. д.) усилителя, характеризующий
потери мощности в процессе преобразования энергии источника
постоянного тока в электрическую энергию звуковой частоты.
Под электрическим к. п. д. каскада или всего усилителя по-
нимают отношение полезной номинальной мощности, отдаваемой
в нагрузку, к мощности, потребляемой от источника питания анод-
ной цепи:
Па=^1ОО»/о. (15)
1 о
Электрический к. п. д. называют иначе к. п. д. анодной цепи.
В зависимости от схемы и режима работы мощного каскада к. п. д.
анодной цепи достигает 30-4-60%. Электрический к. п. д. учитывает
потери только в анодных цепях каскадов, главным образом мощ-
ность, рассеиваемую анодами электронных ламп. Наибольшую
мощность рассеивают аноды ламп оконечного каскада.
Для того чтобы определить потери во всех цепях усилителя
(в цепях накала, экранных сеток и пр.), вычисляют полный, или
промышленный, к. п. д. каскада или усилителя как отношение
номинальной мощности на выходе ко всей мощности, потребляемой
от источников питания:
юо°/о. (16)
1 потр
Полный к. п. д. обычно составляет 5-4-30%.
§ 6. Помехи. Динамический диапазон громкости
Если усиливаемое напряжение не подано на вход усилителя,
то и на выходе напряжение полезного сигнала отсутствует. Однако
чувствительный прибор, подключенный на выход, покажет нали-
чие переменного напряжения, которое возникает вследствие соб-
ственных шумов усилителя.
, Причины возникновения шумов (помех) на выходе усилителя
различны. Их можно разделить на три основные группы: 1) шумы
сопротивлений, 2) собственные шумы электронных ламп, 3) по-
мехи из-за пульсаций напряжения питания, наводок со стороны
внешних электрических полей и наличия токов утечки между
входными цепями и сетью переменного тока.
Шут сопротивлений обусловлены тепловым движением
электронов внутри вещества, в результате которого на концах
сопротивления, даже не включенного в цепь источника, имеется
разность потенциалов, называемая напряжением теплового шума.
Шум сопротивлений имеет непрерывный спектр частот, поэтому
с увеличением полосы пропускания усилителя он увеличивается.
Кроме того, шум тем больше, чем выше температура и больше
величина сопротивления. ---
29
Напряжение теплового шума сопротивления R при температуре
25° С вычисляется по формуле
Ut = l,3.1Q-^VR(fB-fn)(e). (17,а)
С точки зрения помех на выходе усилителя имеет значение
только шум сопротивления, стоящего на входе, поскольку он уси-
ливается всеми каскадами.
Ёсли, например, усилитель имеет диапазон частот от 50 до
10 000 гц и на входе стоит сопротивление 150 ком, то напряжение
теплового шума на входе равно
t/j = l,3-10~10pr150-10s-104=5-10~e<?—5 мкв.
По сравнению с номинальным входным сигналом 5 мв напря-
жение шума в 1000 раз меньше, т, е. отношение сигнал/шум со-
ставляет 60 дб.
Собственные шумы электронных ламп возникают в основном
из-за так называемого дробового эффекта (непостоянства во вре-
мени эмиссии электронов с катода) и из-за теплового движения
электронов внутри лампы, а также вследствие несовершенства
вакуума и непостоянства перераспределения потока электронов
между электродами лампы.
Все эти причины приводят к апериодическим изменениям анод-
ного тока во времени (флюктуациям), которые создают шум,
имеющий так же, как и шум сопротивлений, непрерывный спектр
частот.
Изменения анодного тока, вызванные дробовым эффектом, уси-
ливаются при уменьшении пространственного заряда и увеличе-
нии тока лампы. Поэтому при пониженном анодном напряжении
и малом анодном токе шум первой лампы усилителя заметно умень-
шается.
В лампах с плохим вакуумом шум больше из-за непостоянства
во времени процессов ионизации, усиливающих флюктуации
анодного тока. Пентоды имеют больший собственный шум, чем
триоды, из-за непостоянства перераспределения электронов между
анодом и экранирующей сеткой.
Величину напряжения шумов лампы можно вычислить по фор-
муле, аналогичной (17,а), если ввести понятие о шумовом сопро-
тивлении лампы Rm. Шумовым сопротивлением лампы называют
такое эквивалентное сопротивление, которое при включении в цепь
управляющей сетки дает напряжение тепловых шумов, равное
напряжению шумов данной лампы.
Для определения шумового сопротивления имеются следующие
приближенные расчетные формулы:
.— для триодов, (18,а)
.— для пентодов, (18,6)
30
где — крутизна характеристики лампы, 1а — анодный ток,
/ _ ток экранирующей сетки.
Зная шумовое сопротивление, можно найти напряжение соб-
ственных шумов лампы по формуле
/а) (в). (17,6)
При определении величины помех следует учитывать только
шум первой лампы, поскольку после первого каскада сигнал во
много раз усиливается, и шумами остальных ламп по сравнению
с сигналом можно пренебречь.
Общий шум первой лампы и входного сопротивления оцени-
вается по общему напряжению шумов на входе /7Швх, равному
ишвк=-/иГ^й1. (19)
Напряжение шумов на выходе усилителя можно найти, зная
общий коэффициент усиления К:
итвт=К.иша^. (20)
Помехи, возникающие в усилителе вследствие пульсаций на-
пряжения, питания, поступающего от выпрямителя, прослуши-
ваются на выходе как гудение низкой частоты, называемое фоном
переменного тока. При двухполупериодпом выпрямлении фон
переменного тока имеет частоту 100 гц. Эти помехи можно умень-
шить применением дополнительных сглаживающих фильтров;
особенно важно уменьшить пульсации напряжения питания первой
лампы и фотоэлемента.
При питании накалов ламп переменным током появляется фон
с частотой 50 гц из-за несовершенства изоляции между выводами
нити накала и сетки лампы и между нитью накала и катодом.
Специальными мерами этот фон также можно уменьшить.
Внешние электростатические и электромагнитные поля могут
вызывать во входных цепях усилителя появление э. д. с. (навод-
ки), создающих значительные помехи на выходе (в виде фона
переменного тока, треска и т. и.), которые уменьшаются при
правильной экранировке входных цепей, дросселей и трансфор-
маторов.
Кроме того, плохие контакты, неисправные сопротивления (осо-
бенно непроволочные) могут привести к появлению шорохов
и треска, т. е. к увеличению помех.
Все помехи, создаваемые пульсациями питающего напряжения,
наводками со стороны внешних полей, недоброкачественными кон-
тактами или сопротивлениями, могут быть значительно умень-
шены при правильном конструировании и эксплуатации аппара-
туры и не должны превышать помех, создаваемых собственными
шумами ламп и сопротивлений.
Величина общих помех на выходе усилителя определяется по
отношению к номинальному сигналу и вычисляется в процентах
I-
/ромшхть
номинального/
сигнала
Громкость
помех
Порог слышимости
Минимальная
громкость
Максимальная граьг-
юьт ономиналь -
кая мощность/
-у - Громкость помех
Порок сль/и/имости
Рис. 14. Г рафик, иллюстрирующий
уровень помех
Рис. 15. Динамический диапазон
усилителя
S
или децибелах. Относительная величина помех называется уров-
нем помех (обозначим его L). Уровень помех можно найти, зная
напряжение помех на выходе усилителя Uа и выходное номиналь-
ное напряжение Ukom:
L=^100%, или L36=201g^_, (21,а)
ином ° ном
или через мощность помех и номинальную мощность:
Z,=fs—100°/о, или L,6=101gJi-. (21,6)
Г ном 'ном
Так как помехи всегда меньше номинального сигнала, то уро-
вень помех в децибелах имеет отрицательный знак.
Например, зная, что для усилителя кинопередвижки «Украина»
номинальная мощность 10 вт, а мощность помех на выходе
0,25 мет, вычислим уровень помех в децибелах:
Ld6= 101g°^25r010~3 = 101g 2,5 • 10-s = 10 (0,4 — 5)= — 46 дб.
Полученный ответ следует читать так: уровень помех данного
усилителя составляет минус 46 дб или помехи лежат на 46 дб
ниже уровня номинального сигнала (рис. 14).
Стационарные усилители киноустановок имеют уровень по-
мех (—50) -4- (—60) дб.
Иногда величину помех оценивают отношением сигнал/шум,
выраженным в дб. Поскольку отношение сигнал/шум есть вели-
чина, обратная уровню помех, то знак минус при вычислении его
в дб отсутствует.
Динамическим диапазоном усилителя, называют отношение
наибольшей амплитуды колебаний, соответствующей максималь-
ной громкости, к наименьшей амплитуде, соответствующей ми-
нимальной громкости.
Динамический диапазон D принято измерять в децибелах:
В = жл%г^, или D = 101g|^, (22)
^МИН *мин
где ?7макс и ?7МИН — амплитуды напряжений сигнала, соответст-
вующего самым громким неискаженным звукам, и сигнала, соот-
ветствующего самым тихим слышимым звукам, Рмакс и Рмин —
соответственно мощности этих сигналов.
Чтобы усилитель при воспроизведении звука не нарушал
естественности звучания, его динамический диапазон должен
быть не меньше динамического диапазона естественных источников
звука (динамический диапазон человеческого голоса составляет
примерно 50 дб, большого симфонического оркестра — 7.0 дб,
а ухо человека способно без боли воспринять на средних частотах
звуковые колебания, громкость которых на 120 дб больше, чем
громкость самых тихих звуков, лежащих над порогом слыши-
мости).
Учитывая, что разница между шепотом человеческого голоса
и фортиссимо оркестра составляет примерно 80 дб, усилитель
должен был бы иметь динамический диапазон такого же порядка.
Однако осуществить это очень сложно, так как динамический диа-
пазон усилителя ограничен сверху номинальной мощностью, пре-
вышение которой ведет к недопустимому росту нелинейных иска-
жений, а снизу — собственными помехами устройства, поскольку
минимальный сигнал не должен заглушаться шумами.
Для выполнения последнего условия напряжение минималь-
ного сигнала должно быть не менее чем на 6-4-10 дб (в два-три раза)
больше напряжения помех.
Принимая во внимание, что максимальный неискаженный сиг-
нал соответствует номинальной мощности усилителя, следует
выражения (22) для динамического диапазона усилителя уточнить:
Z)=201g^, или D-IOlg^. (23)
^МНН *МИ11
Поскольку и минимальный сигнал и помехи относят к номи-
нальной мощности, динамический диапазон усилителя легко опре-
делить, зная уровень помех: динамический диапазон по абсолют-
ной величине меньше уровня помех на 6-4-10 дб (рис. 15).
Современные усилители кинопередвижек имеют динамический
диапазон 35-4-40 дб, стационарных киноустановок — 45-4-55 дб.
Так как динамический диапазон естественных источников звука
больше, чем диапазон тракта передачи, то во избежание боль-
ших нелинейных искажений приходится искусственно сужать ди-
намический диапазон при записи звука, т. е. увеличивать напря-
жение сигнала, соответствующего самым тихим звукам, и, наобо-
рот, уменьшать его для самых громких звуков.
Обычно сжатие динамического диапазона, называемое компрес-
сией, производится с помощью специальных устройств, управ-
ляемых звукооператором. Применение компрессии несколько сни-
жает естественность звукопередачи, однако большого влияния па
качество звучания не оказывает.
Расширение динамического диапазона усилителя возможно
лишь путем уменьшения уровня собственных помех.
К Р(А ТК И Е В ЫВ О Д Ы
1. Усилитель напряжения характеризуется коэффициентом усиления,
который определяется как отношение выходного напряжения сигнала ко
входному и может выражаться в логарифмических единицах — децибелах.
2. Всякий усилитель искажает форму кривой сигнала. Линейные иска-
жения появляются из-за наличия реактивных сопротивлений. Сущность ли-
нейных искажений заключается в неодинаковом усилении частотных состав-
ляющих сложного сигнала (частотные искажения) и в нарушении фазовых
соотношений между пими (фазовые искажения).
3. Нелинейные искажения возникают из-за нелинейности характеристик
ламп и трансформаторов, а также из-за сеточных токов. Сущность нелинейных
искажений заключается в появлении на выходе устройства новых частотных
составляющих — высших гармоник и комбинационных топов.
4. Нелинейные искажения приводят к изменению тембра, хрипению и
дребезжанию звука, частотные — к изменению тембра, а фазовые искажения
человеческим ухом пе воспринимаются.
5. Увеличение амплитуды сигнала приводит к росту нелинейных иска-
жений. Наибольшие нелинейные искажения вносит оконечный каскад. Выход-
ная мощность, при которой нелинейные искажения не превышают допусти-
мой величины, называется номинальной.
6. Диапазон частот, пропускаемых усилителем при допустимой величине
частотных искажений, зависит от выбора элементов схемы и определяется
назначением усилителя. С расширением диапазона частот увеличивается
естественность звучания, по возрастают нелинейное искажения и помехи,
и усилитель становится более дорогим и сложным.
7. Динамический диапазон усилителя меньше динамического диапазона
естественных источников звука; сверху он ограничен ростом нелинейных иска-
жений при перегрузке ламп, снизу — собственными помехами усилителя.
8. Помехи состоят из собственных шумов первой лампы, тепловых шумов
сопротивлений во входной цепи, фона переменного тока из-за пульсаций пи-
тающего напряжения и наводок со стороны внешних электростатических и
электромагнитных полей. Шумы ламп и сопротивлений возрастают с расши-
рением диапазона частот и не зависят от конструкции усилителя; фон и па-
водки можно уменьшить специальными мерами.
Глава III
УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД
§ 1. Схема усилительного каскада
Усилительный каскад может быть представлен в простейшем
случае в виде трехэлектродной лампы Л, в цепь сетки которой
включены источник постоянного отрицательного напряжения Eg
и источник усиливаемого переменного напряжения п а в цепь
анода — источник постоянного напряжения питания са и сопро-
тивление анодной нагрузки Ra (рис. 16). К нити накала лампы
подводится номинальное напряжение накала Uf.
В анодной цепи от положительного полюса (+) источника пи-
тания через сопротивление анодной нагрузки и лампу к отрица-
тельному полюсу (—) источника питания протекает анодный ток
ia, который создает на сопротивлении нагрузки падение напряже-
ния tiR~i„R„.
Рис. 16. Схема простейшего усилительного каскада
6 t
Рис. 17. График, иллюстрирующий появление переменной составляющего
анодного тока при подаче переменного напряжения па сетку лампы
Рассмотрим процесс усиления сигнала электронной лампой.
При отсутствии полезного сигнала на входе каскада (врежиме
покоя, или, как иногда говорят, в паузе) на сетке лампы действует
постоянное отрицательное напряжение Е , которому на сеточ-
ной характеристике лампы соответствует точка Р, а в анодной цепи
протекает постоянный ток /ао — ток покоя (рис. 17). При этом на
аноде лампы напряжение также постоянно и равно разности между
напряжением анодного источника и падением напряжения на со-
противлении анодной нагрузки:
’ Ua=Ea-Iaa.Ra. (24)
Когда на вход подается переменное напряжение ug~=
= U mg^va.(i3t, общее напряжение на сетке и„ становится пульсирую-
щим, оставаясь все время отрицательным, поскольку Eg >Umg,
чтобы не возникали искажения из-за сеточных токов.
Режим работы усилителя при наличии полезного сигнала на
входе называют колебательным режимом, или режимом усиления.
При анализе усилительных схем для простоты считают вход-
ной сигнал синусоидальным, принимая во внимание, что сложный
сигнал состоит из ряда синусоидальных составляющих, для каж-
дой из которых сделанные выводы будут справедливы, а если си-
стема линейна, то выводы останутся справедливыми и для суммы
этих составляющих, т. е. для сложного сигнала в целом.
Чтобы представить, как изменяется во времени анодный ток,
если на сетке действует пульсирующее напряжение п£=Е„-р
36
построить его временную
этот момент и
Рис. 18. Графическое представ-
ление процесса усиления
sincoi, пользуются сеточной характеристикой лампы
(рисЛг17,«) и на том же графике строят временную диаграмму
напряжения на сетке (рис. 17,6). Ось напряжения ug располагают
параллельно оси абсцисс графика сеточной характеристики (или
даже совмещают с ней), а ось времени проводят перпендикулярно
ей вниз, как продолжение оси токов системы координат ia—ug.
Если для любого момента времени величину сеточного напря-
жения, взятую из временной диаграммы рис. 17,6, снести на сеточ-
ную характеристику лампы (рис. 17, а), то можно определить ве-
личину анодного тока в
диаграмму (рис. 17, в).
Из рис. 17 видно,
что с повышением по-
тенциала сетки отно-
сительно катода (умень-
шение отрицате^Жного
напряжения) анодный
ток возрастает, причем
синусоидальному изме-
нению сеточного напря-
жения отвечает синусо-
идальное изменение
анодного тока, если
считать, что Использу-
емый участок характе-
ристики лампы практи-
чески прямолинеен.
В положительный
полупериод сигнала и
(от до t2) анодный ток
увеличивается по сра-
внению с током по-
коя.
Увеличение анодного
тока приводит к увели-
чению падения напря-
жения uR на сопротив-
лении анодной нагруз-
ки (см. рис. 16), что, в
свою очередь, вызывает
такое же по величине
уменьшение анодного
напряжения иа, так как
из постоянного напря-
жения источника пита-
ния Еа вычитается боль-
шее падение напряже-
ния на Ra.
На рис. 18 даны временные диаграммы, иллюстрирующие ре-
жим покоя (от 0 до t,) и процесс усиления. Эти же диаграммы для
наглядности показаны на схеме каскада (см. рис. 16).
В отрицательный полупериод полезного сигнала (от /г до ts)
все процессы происходят в обратном направлении, т. е. сеточное
напряжение понижается (отрицательное напряжение на сетке
увеличивается по сравнению с режимом покоя), анодный ток
уменьшается, падение напряжения на анодной нагрузке умень-
шается и на столько же увеличивается напряжение на аноде
(см. рис. 18).
Таким образом, пульсации сеточного напряжения с частотой
полезного сигнала приводят к пульсациям анодного тока с такой
же часточтой, т. е. к появлению переменной составляющей анод-
ного тока ia^=Ima-sina>t, где Iта — ее амплитудное значение.
В колебательном режиме анодный ток равен
= + + (25)
Этот ток создает на сопротивлении нагрузки Ra пульсирующее
падение напряжения:
u„=ia -Ra—Ia .-R.A-I -R -sin (At,
а напряжение на аноде получим, как разность:
ua=Ea — iaRa, (26)
или ua=Ea — Ia,-Ra — Ima-Ra-sin at.
Следовательно, анодное напряжение в колебательном режиме
тоже пульсирует и может быть представлено в виде суммы постоян-
ной составляющей Uan=Ea—Ia„-Ra и переменной составляю-
щей ua^ = Umasino>t:
4a=Ua9+un~ =UUта-sin at,
где
Uma • sin at = — Iта • R а • sin at.
Таким образом, переменные составляющие напряжения на аноде
и на анодной нагрузке равны по величине и противоположны по
фазе:
Амплитуда анодного напряжения, являющегося усиленным
сигналом, определяется как
Uma=Ima-Ra. (27)
Как видно из сравнения рис. 18, а и г, в процессе усиления
лампа поворачивает фазу усиливаемого сигнала на 180°, так как
гх9_ (входное напряжение) и иа~ (выходное напряжение) по фазе
противоположны.
В результате рассмотренных процессов амплитуда переменного
напряжения на выходе каскада получается значительно больше
38
амплитуды переменного напряжения на входе, в чем и заключается
сущность усиления посредством электронной лампы:
uma> umg.
Это объясняется свойством лампы, благодаря которому с по-
мощью слабых электрических сигналов, подводимых к сетке,
можно управлять током в более мощной анодной цепи и получать
на нагрузке более мощные колебания, чем управляющий сигнал,
так как сетка находится значительно ближе к катоду, чем анод,
и ее влияние на анодный ток велико.
Чем больше крутизна характеристики лампы, тем больше ам-
плитуда анодного тока при той же амплитуде сеточного напряже-
ния (на рис. 17 показано пунктиром). Изменения анодного тока
приводят, в свою очередь, к изменениям падения напряжения
на сопротивлении анодной нагрузки и на аноде, причем эти изме-
нения тем больше, чем больше величина сопротивления Ra.
Таким образом, амплитуда анодного тока, считая характери-
стику приближенно прямолинейной
та ‘-*дин ' mg’
где о дгн — крутизна характеристики в 1—1 при включенном
в анодную цепь сопротивлении нагрузки.
Амплитуда анодного напряжения
Uma=Ima'Ra~Umg'S^.Ra.
(28)
Коэффициент усиления найдем как отношение выходного на-
пряжения к входному:
тг_________________Vта___е о
77 77 *^ДИ11
Ь вх и mg
Пример. Амплитуда входного сигнала Umg = Q,2 в, а крутизна дина-
мической характеристики 8'ДИ11 = 1,5 ~ . В анодную цепь включено сопротив-
ление Ла — 30 ком.
Определить амплитуды анодного тока и напряжения и коэффициент уси-
ления каскада.
1) Амплитуда анодного тока
= £дин-%7 = 1.5-Ю-’.0,2 = 0,3.10-4.
2) Амплитуда анодного напряжения
Uта = Ima-Ra = 0,3-10'3-30-10’ = 9 в.
3} Коэффициент усиления
п о
К = = — = 45.
Vmg 0,2
Таким образом, каскад в 45 раз усилил напряжение. Этот же результат
мы получили бы, если сразу определили коэффициент усиления по фор-
муле (28):
К = 5ДИН-ВО= 1э5-10~’-30-10’ = 45,
или в децибелах:
Кцб = 20 1g 45 = 33 дб.
Роль сопротивления анодной нагрузки заключается в том, что
блаюдаря ему анодное напряжение пульсирует в соответствии
с сигналом и можно получить усиленное напряжение.
Если соединить анод непосредственно с источником анодного
питания (статический режим, Ra=0), то на аноде будет постоянное
напряжение Ua=Ea и переменной составляющей напряжения
в анодной цепи мы не получим, несмотря на пульсации анодного
тока, и, следовательно, не будет усиления.
При Ra — oo между анодом и источником питания имеется
разрыв цепи, и постоянное напряжение на анод не попадает,
вследствие чего лампа не работает.
§ 2. Динамический режим
и динамические характеристики
При включении сопротивления нагрузки в анодную цепь лампы
напряжение на аноде изменяется с изменением сеточного напря-
жения.
Режим работы лампы с нагрузкой в анодной цепи, при котором
анодное напряжение не остается постоянным, а изменяется с из-
менением анодного тока, называется динамическим ре-
жимом.
Характеристики и параметры лампы в динамическом режиме
отличаются от статических анодных и сеточных характеристик
и параметров. Анодный ток в динамическом режиме зависит одно-
временно и от напряжения на аноде и от напряжения на сетке, т. е.
является функцией двух переменных:
J’a = /(“g> иа).
Графически эта зависимость представляется динамическими
характеристиками лампы, которые могут быть построены как
в анодной, так и в сеточной системах координат.
Динамические характеристики используются для графических
расчетов режима работы лампы и позволяют легко определить амп-
литуды анодного тока и напряжения при заданном или выбранном
напряжении на сетке, а также мощность, к. п. д. и нелинейные
искажения, вносимые усилителем.
Вид динамической характеристики для каждого типа лампы,
имеющей определенные статические характеристики и параметры,
зависит от напряжения источника анодного питания Еам величины
и характера сопротивления анодной нагрузки, которая может быть
активной Ra, реактивной ха и комплексной Za.
Рассмотрим динамические характеристики при чисто активной
анодной нагрузке Ra, предположив, что сопротивление нагрузки
одинаково для постоянного и переменного тока.
Для построения динамической характеристики в анодной систе-
ме координат воспользуемся уравнением (26), связывающим анод-
ноо напряжение с напряжением ис-
точника, анодным током и сопротив-
лением нагрузки:
И) решив его относительно тока
получим уравнение динамической
характеристики.
Выражение (29) представляет собой
Р и с. 19. Построение дяна-
мической характеристики в
анодной системе координат
уравнение прямой линии
(рис. 19), проходящей через точку В па оси токов, ордината кото-
рой равна свободному члену ,и составляющей с осью абсцисс
1
тупой угол а, причем tga=——- .
хг - Ja
удооно строить эту прямую не по углу а, а в отрезках, которые
она отсекает на осях: на оси ординат найденный ранее отрезок
__ £
ОВ = ~, который иначе можно определить, положив иа=0, и
__
на оси абсцисс отрезок ОА, величину которого найдем, положив в
уравнении (29) ia=0:
откуда
Таким образом, динамическая характеристика в анодной си-
стеме координат при чисто активной нагрузке представляет собой
прямую, проходящую через точки А (Еа,О) и В (О,—*) и называв-
•“а
мую иначе линией нагрузки.
Точке А соответствует режим, когда анодный ток равен нулю,
падения напряжения на сопротивлении нагрузки нет и анодное
напряжение равно напряжению источника, а точке В — случай,
когда все напряжение источника падает на анодной нагрузке и
напряжение на аноде равно нулю.
Построив динамическую характеристику на семействе анодных
статических характеристик (рис. 20), можно для любого значения
напряжения на сетке определить величину анодного тока и анод-
ного напряжения по точкам пересечения динамической характе-
ристики со статической, соответствующей данному сеточному на-
пряжению. Например, при и =ugt (точка 2), ia=ia2 и иа=иа2.
При изменении величины сопротивления нагрузки изменяется
только наклон характеристики, причем чем больше Ва, тем более
полого идет линия нагрузки и при изменении Ва от 0 до оо угол
изменяется от 90 до 180° (рис. 21,а).
41
Р и с. 20. Определение режима с помощью динамической характеристики
и перенос ее из анодной системы координат в сеточную
Рис 21. Семейство динамических характеристик при различных
значениях Ra (а) и Еа (б)
При постоянном значении На и изменении величины напряже-
ния источника питания динамическая характеристика смещается
параллельно самой себе: вправо при увеличении Еа и влево при
уменьшении Еа (рис. 21,6).
Для получения динамической характеристики в сеточной си-
стеме координат можно воспользоваться двумя способами.
1) Перенос характеристики из анодных координат ^сеточные.
Для этого в системе координат ia—иа строится динамическая пря-
мая по известным На и Еа описанным выше способом, а затем пере-
носится по точкам в систему координат ia—ug (см. рис. 20). Чтобы
получить точку Г, соответствующую ей величину анодного тока
iai откладывают на оси токов при «г1=0; точку 2' можно полу-
чить, отложив величину тока ia2 при ug2 =— 2в и т. д.
2) Построение динамической характеристики в сеточной системе
координат но известным Еа, Ва, и. (коэффициент усиления лампы).
Для этого из семейства
„еточных статических ха-
рактеристик (рис. 22) вы-
бирают ту характеристи-
ку, которая соответствует
анодному напряжению,
равному напряжению ис-
точника питания Еа. В
статическом режиме, когда
Ц отсутствует, различным
значениям анодного тока
=0’ 1аг’ 1аз и т- д- бУДУт
соответствовать точки ста-
тической характеристики
7, 2, 3, 4 и т. д., так как
иа-=Еа=const. В динами-
ческом режиме, когда
Рис. 22. Построение динамической ха-
рактеристики в сеточной системе коорди-
нат
включено сопротивление
нагрузки Ra, с увеличением тока уменьшается анодное на-
пряжение за счет падения напряжения на Ra и поэтому точки дина-
мической характеристики 2', 3', 4' и т. д. лежат правее соответ-
ствующих точек статической характеристики.
Первые точки статической и динамической характеристик (при
га1=0) совпадают, так как падение напряжения на анодной нагруз-
ке равно нулю и иа=Еа. Для получения второй точки возьмем точку
2 на статической характеристике при ia=iat- При этом падение на-
пряжения на Ra составит uR— iai-Ra, а анодное напряжение ста-
нет на эту величину меньше, чем Еа~. , ,
Ча^Еа — га2-Ва-
Таким образом, за счет включения Ra приращение анодного
напряжения при токе iai составило \иаг=— iai-Ra. Это прира-
щение должно быть в р. раз больше приращения сеточного напря-
жения, так как ц=—^2-. Поэтому UЗнак«—»
Г MJ g J g1 р,
показывает, что при уменьшении анодного напряжения по-
тенциал сетки должен повыситься, чтобы ток не изменился. Зна-
чение &.ug2 следует отложить от точки 2 вправо, чтобы полечить
точку 2' динамической характеристики.
Аналогично при ia=ia3 следует от точки 3 статической харак-
теристики отложить вправо величину 3—3', равную A ugi— lm^a-
для получения точки 3' динамической характеристики и т. д.
Например: im = 0, ta2 = 1 ма, ia, = 2 ма, ial = 3 ма и т. д., Ra — 20 ком,
Еа = 160 в, ц = 20.
1) При ial = 0 Auai = iat -Ra = 0, &ugl = 0; 1 — 1' = 0.
pi.. . л ia,-Ra l-10“5-20-105
2) При ia2 = 1 ма \ugl =-----~ = ----—-------— = 1 в, 2—2 = Лк^2—1 в.
Рис. 23. Изменение наклона
динамической характеристики с
изменением Ra от 0 до оо
3) При ias = 2 ма \ug3 = " =
2 10~3-20-103 „ „ Л _
•= 2 в; 3 — 3 =&Ug3—2, в
20
того, при изменении Ra от О
И т. д.
Чем больше сопротивление ано-
дной нагрузки, тем более вправо
отодвигаются точки динамической
характеристики от точек статичес-
кой, следовательно, тем более по-
логой будет динамическая харак-
теристика (рис. 23). При Яа=0
динамическая характеристика
сливается со статической, а при
7?а=оо— с осью абсцисс. Кроме
до оо динамическая характеристика
выпрямляется, так что при том же значении входного сигнала не-
линейные искажения меньше.
Пользуясь динамическими характеристиками в совокупности с
сеточными или анодными статическими характеристиками, можно
определить режим работы лампы как в паузе, так и при подаче по-
лезного сигнала. Режим работы лампы характеризуется величи-
нами анодного тока, напряжения на аноде и па сетке, а для тет-
родов и пентодов — еще и напряжением на экранной сетке.
Все эти величины связаны между собой и зависят от выбора
сопротивления анодной нагрузки Ra, напряжения источника пита-
ния Еа и постоянного отрицательною напряжения смещения на
сетке Eg. Для данной величины Еа и Ra на графике анодных (или
сеточных) характеристик лампы строится динамическая характе-
ристика и выбирается величина смещения Eg из соображения
получения наименьших нелинейных искажений. Тогда режим
покоя будет характеризоваться точкой Р пересечения динамиче-
ской характеристики со статической, соответствующей выбран-
ному смещению (рис. 24).
Точка Р, лежащая на динамической характеристике и опреде-
ляющая режим работы лампы, называется рабочей точкой. В ре-
жиме покоя рабочая точка позволяет определить величину тока
покоя Iао и постоянного напряжения на аноде t/ao. В колебатель-
ном режиме, когда на сетку лампы подается переменное напряже-
ние ug~ = U. sinti)£, рабочая точка совершает колебания по уча-
стку динамической характеристики АВ, называемому рабочим
участком; он заключен между статическими характеристиками,
соответствующими минимальному и максимальному напряжению
на сетке, где
ug мин Eg Umg, а И£Макс Eg~\~E r!lg.
Например, на рис. 2AEg=—10 в, Umg=b в, тогда игмИн=—10—
—5=—15е, ап^макс=—10-{-5=—5в и рабочий участок динамиче-
44
Рис. 24. Графический расчет режима работы каскада
ской характеристики заключен между статическими анодными
характеристиками, снятыми при и =—5 в и ug=—15 в.
Точка А, соответствующая wgMaKC, характеризует величину
гамакс и “амин’ а точка соответствующая «гмин, определяет
г«ми„ И “амакс’ ПрИЧвМ
/а мин ач Iт<г
г'а макс +
“а мин U «о ~ та'
^а макс Вat>A~&та'
Таким образом, проекция половины рабочего участка динами-
ческой характеристики РА на ось ординат дает амплитуду анодного
тока 1та, а на ось абсцисс — амплитуду анодного напряжения Uта.
В нашем примере из графика рис. 24 находим:
/ао=10 ма, Ima=2,i ма, Ua<==$oe и Uma=lAe.
Для того чтобы нелинейные искажения были минимальны, необ-
ходимо правильно выбрать режим работы, который при известных
Еа и Ва определяется величиной смещения Е и амплитудой пере-
менного напряжения на сетке Umg.
При правильно выбранном режиме для усилителя напряжения
рабочая точка в колебательном режиме не должна заходить в об-
ласть криволинейной части статических характеристик лампы и в
область появления сеточных токов (напомним, что токи сетки появ-
ляются при напряжении на ней ug=~(0,54-0,8) в и увеличива-
ются с повышением этого напряжения).
Р и с. 25. Выбор режима усилителя напряжения
Если отметить пунктирными линиями ММ' и NN' (рис. 25)
границы этих областей, то на динамической характеристике опре-
делится возможный рабочий участок MN. Рабочая точка Р должна
лежать в середине этого участка, что достигается выбором величи-
ны напряжения смещения Е .
Амплитуда сеточного напряжения не должна быть больше ве-
личины смещения, пли точнее, если считать, что сеточные токи
появляются при ug =—(0,5-^-0,8)е, то
Ииг<^|-(0,5-0,8)е, (30)
где | Е |— абсолютная величина смещения.
При слишком большом смещении появляются нелинейные иска-
жения из-за захода в нижний криволинейный участок характери-
стики, с дальнейшим увеличением смещения лампа может оказать-
ся запертой (рис. 26, а, б). При слишком малом смещении нелиней-
Р и с. 26. Появление нелинейных искажений при неправильном выборе ре-
жима работы:
а — смещение велико — рабочая точка на нижнем загибе характеристики; б — смещение
еще больше — лампа заперта, в — смещение мало — лампа работает с сеточными токами
ные искажения возникают из-за
появления сеточных токов (рис.
26,в).
Если требуется усилить боль-
шое по амплитуде напряжение, то
необходимо расширить прибли-
женно линейный участок сеточной
характеристики, лежащий в об-
ласти отрицательных напряжений
на сетке. Это достигается выбором
более высокого напряжения на
аноде, поскольку с повышением
анодного напряжения характе-
ристика смещается влево (кривая
II рис. 27). Одновременно требу-
ется увеличить смещение до вели-
чины Eg2, соответствующей поло-
жению рабочей точки Рг в сере-
дине рабочего участка Л2Б2‘
Рис. 27. С повышением анодного
напряжения увеличивается возмож-
ный рабочий участок характерис-
тике и можно увеличить амплиту-
ду сигнала
§ 3. Нелинейные искажения,
обусловленные токами сетки
Ранее несколько раз упоминалось, что сеточные токи приводят
к появлению нелинейных искажений. Рассмотрим, как это происхо-
дит.
На рис. 28,а дана схема усилительного каскада, во входную
цепь которого включен только источник усиливаемых колебаний
ug-, а источник постоянного отрицательного напряжения отсут-
ствует.
Все маломощные источники колебаний (фотоэлементы, фото-
электронные умножители,микрофоны, звукосниматели и др.) имеют
большое внутреннее сопротивление Rig, играющее в данном слу-
чае важную роль (оно условно показано на схеме отдельно от источ-
ника).
В течение положительного полупериода потенциал сетки ста-
новится положительным относительно катода, часть электронов
попадает с катода на сетку и в цепи сетки появляется ток ig, кото-
рый создает на внутреннем сопротивлении источника падение на-
пряжения igRig- В результате этого напряжение и^, приложен-
ное к сетке, не равно э. д. с. источника ug~, а меньше его на ве-
личину igRig:
ug~=ug~ — igRig. (31)
Величина igR;g растет по мере роста сеточного тока, с увели-
чением положительного потенциала сетки (рис. 28,6).
В течение отрицательного полупериода сеточный ток отсут-
ствует, так как сетка остается отрицательной относительно катода.
Поэтому источник колебаний работает без нагрузки (в режиме хо-
лостого хода) и вся его э.д.с. ug~ приложена к сетке.
Таким образом, за счет влияния сеточного тока к сетке лампы
подводится не синусоидальное напряжение источника переменной
э.д.с., а напряжение с искаженной формой кривой, так что даже
при использовании прямолинейного участка характеристики форма
кривой анодного тока i'a~ также оказывается несинусоидальной,
повторяющей форму кривой сеточного напряжения ug~, и сигнал
источника искажается.
Искажения, вызванные сеточными токами, как следует из фор-
мулы (31), тем больше, чем больше внутреннее сопротивление источ-
ника усиливаемых колебаний, так как при нагрузке маломощных
источников напряжение на их зажимах резко падает по сравнению
с режимом холостого хода.
Например, пусть амплитуда э. д. с. источника составляет 5 в,
его внутреннее сопротивление в первом случае 25 ком, а во втором
случае 1 ком, наибольший сеточный ток равен 0,1 ма. Тогда в пер-
Р и с. 29. Влияние внутреннего сопро-
тивления источника сигнала на вели-
чину искажений, вызванных сеточными
токами:
а — Rig велико; б —R мало
вом случае амплитуда напря-
жения на сетке в положитель-
ный полупериод меньше ам-
плитуды э.д.с. источника на
0,1.10~s.25.10s=2,5 в, что
вдвое меньше амплитуды на-
пряжения в отрицательный
полупериод, а во втором слу-
чае—всего на 0,1 • 105 • 1 • 10’=
= 0,1 в, т. е. на 2%, так что
нелинейные искажения почти
незаметны (рис. 29, а. б).
Режим работы каскада с
сеточными токами иногда применяется в оконечных усилителях
большой мощности. В таких случаях во избежание больших не-
линейных искажений нужно иметь источник сигнала, обладающий
малым внутренним сопротивлением, или иначе, мощный источ-
ник. Поэтому предоконечный каскад тоже должен являться уси-
лителем мощности, а не усилителем напряжения.
§ 4. Способы осуществления отрицательного
смещения
Для того чтобы не появлялись сеточные токи, вызывающие не-
линейные искажения, на сетку лампы кроме переменного напря-
жения подается постоянное отрицательное напряжение, называе-
мое напряжением смещения, или просто смещением.
По способу осуществления смещения различают два вида схем:
1) с независимым, или фиксированным, смещением и 2) с автомати-
ческим смещением.
1. Независимое смещение подается от постороннего источника—
батареи гальванических элементов или выпрямителя.
Гальванические элементы дают постоянное по величине напря-
жение, но они дороги и громоздки и поэтому в усилителях звуко-
вого кино не используются.
В качестве источника независимого смещения в стационарных
усилителях звукового кино применяются специальные выпрями-
тели, компактные, дешевые и простые по устройству и эксплуа-
тации.
Принципиальная схема включения источника независимого
смещения в цепь сетки лампы показана на рис. 30, где В — вып-
рямитель, a Rg— сопротивление в цепи сетки лампы (сопротивле-
ние утечки сетки), на котором источник усиливаемых колебаний
(обычно предыдущий каскад) развивает входное напряжение
ug_Источник независимого смещения включается обязательно
последовательно с источником переменного напряжения, так как
иначе (при параллельном включении) вследствие малого сопротив-
ления источника Eg переменному току он зашунтирует источник
Ug~ и входного сигнала на сетке
лампы не будет.
Таким образом, напряжение
смещения подается на сетку лампы
через сопротивление Rg, которое
должно быть достаточно велико
для получения большого входного
сигнала.
Если лампа работает без сеточ-
ного тока, то источник незави-
симого смещения работает в режи-
ме холостого хода, т. е. разность
Рис. 30. Принципиальная схема
включения источника независимо-
го смещения в цепь сетки лампы
потенциалов между сеткой и катодом равна э.д.с. Е . В этом слу-
чае на Rg нет постоянного падения напряжения, и его величина
не влияет на режим работы лампы.
Но независимое смещение применяется главным образом в
оконечных каскадах. В мощных лампах вследствие высокого
анодного напряжения и недостаточно совершенного вакуума про-
исходит ионизация газа; движение положительных ионов к отрица-
тельно заряженной сетке вызывает в цепи ионный сеточный ток
ггион- Ионный ток создает на сопротивлении Rg падение напря-
жения полярность которого, как видно из рис. 30, про-
тивоположна полярности смещения Eg. В результате этого дей-
ствительная величина отрицательного напряжения на сетке Е’
относительно катода уменьшится:
Eg~Eg- ig ион • Rg-
• Чем больше Rg, тем сильнее влияние ионного тока на величину
смещения.
Уменьшение смещения вызывает изменение режима работы лам-
пы, в частности увеличение постоянной составляющей анодного
тока, что, в свою очередь, приводит к увеличению мощности рас-
сеяния на аноде, повышению его нагрева и выделению окклюди-
рованных парами металла газов. При этом вакуум ухудшается,
ионный ток увеличивается и смещение продолжает уменьшаться,
что в конце концов приводит к порче лампы.
Поэтому для уменьшения влияния ионных токов (или несовер-
шенства вакуума) в цепь сетки ламп при независимом смещении
следует включать сопротивление Ra, не превышающее определен-
ной величины (обычно не более 100“кол«).
Если независимое смещение подается от выпрямителя, то по-
следний должен иметь хороший сглаживающий фильтр, так как
пульсации выпрямленного напряжения вместе с постоянным на-
пряжением смещения попадают на сетку лампы, усиливаются этим
и последующими каскадами и создают на выходе усилителя фон
переменного тока. Поэтому пульсации не должны превышать со-
тых долей процента.
2. Автоматическое смещение осуществляется за счет постоян-
ной составляющей анодного тока данного каскада. Для этого между
катодом и общим проводом включается сопротивление смещения
7?см (рис. 31,а). В схеме усилителя общим, или минусовым, назы-
вается провод, к которому подключается отрицательный зажим
источника анодного питания; этот провод обычно бывает общим для
всех каскадов и заземляется.
Анодный ток покоя, проходя через сопротивление смещения, со-
здает на нем постоянное падение напряжения:
= (32)
полярность которого обозначена на схеме (потенциал катода выше
потенциала общего провода).
50
рис. 31. Принципиальная схема автоматического смещения (а, б) и графи-
ки, поясняющие процессы в колебательном режиме (в)
Сопротивление 7?см, включенное в цепь анодного тока, одно-
временно входит и в цепь сетки лампы, где оно соединено после-
довательно с сопротивлением утечки сетки Rg, что видно из рис.
31,6, представляющего собой ту же схему, что и рис. 31,а, но изо-
браженную для большей наглядности несколько иначе.
Таким образом, напряжение Eg (как и входной сигнал) попа-
дает на сетку лампы, вследствие чего она становится отрицательной
по отношению к катоду.
Если в результате графического расчета режима работы опре-
делены Egn 1ай, то величина необходимого сопротивления смеще-
ния находится из равенства (32):
Ясм=^- ‘ (33)
При подаче на сетку лампы переменного напряжения от источ-
ника усиливаемого сигнала описанные выше явления осложняются
тем, что в колебательном режиме анодный ток пульсирует, следо-
вательно, и падение напряжения на RCM становится пульсирую-
щим. Его постоянная составляющая по-прежнему определяется
как Zao.7?CM и представляет собой смещение Е , а переменная со-
ставляющая, равная ia^-RCK, имеет частоту сигнала.
Из схемы рис. 31,6 нетрудно убедиться, что переменная состав-
ляющая напряжения, получающегося на сопротивлении смещения,
приложена к сетке последовательно с усиливаемым сигналом ug~
и в противофазе с ним, в результате чего действительное перемен-
ное напряжение на сетке меньше напряжения источника ug„
(рис. 31,в) и усиление каскада уменьшается.
Рассмотрим подробнее, как это происходит. В положительный
полупериод сигнала — от tt до t2 (рис. 31,в) потенциал сетки по-
вышается по сравнению с режимом покоя и анодный ток увеличи-
вается; увеличивается и падение напряжения на RCK, т. е. его пе-
ременная составляющая имеет ту же полярность, что и постоянная
(условимся на схемах знаки переменного напряжения в рассматри-
ваемый момент времени указывать в скобках). Таким образом, пе-
51
Рис. 32. Схема автоматичес-
кого смещения с блокирующим
конденсатором
Рис. 33. Частотные искажения
при малой величине емкости
блокирующего конденсатора
ременное напряжение на /?см и переменное напряжение источника
па Rg находятся в противофазе.
Явление уменьшения входного сигнала за счет попадания на
сетку переменного напряжения с сопротивления смещения носит
название отрицательной обратной связи по току (см. главу VIII).
Это явление может быть в ряде случаев использовано как положи-
тельный фактор.
Однако если уменьшение усиления нежелательно, то сопротив-
ление Всм шунтируют конденсатором Ссм (рис. 32), называемым
конденсатором смещения, или блокирующим конденсатором.
Емкость конденсатора Ссм должна быть выбрана так, чтобы его
сопротивление для нижней граничной частоты было в 54-10 раз
меньше /?см:
1 Дем
СМ 5 -г- 10
откуда
С^^-^мкф.
шн21см
(34, а)
(34,6)
Тогда переменная составляющая анодного тока, протекая через
конденсатор, имеющий значительно меньшее сопротивление, чем
Ясм, практически не создает между точками а и б переменного па-
дения напряжения, и с /?см на сетку лампы попадает только по-
стоянное отрицательное напряжение.
Если емкость конденсатора мала и величина ее не удовлетво-
ряет условию (34,а), то сопротивление его, оставаясь малым для
верхних и средних частот, может стать заметно большим для ниж-
них частот, в результате чего на этих частотах между точками
а и б появится переменное напряжение, что приведет к уменьшению
усиления. Таким образом, недостаточная величина емкости бло-
кирующего конденсатора приводит к появлению частотных иска-
жений (спад частотной характеристики в области нижних частот—
рис. 33).
Автоматическое смещение значительно проще и дешевле неза-
висимого. Кроме того, при использовании автоматического смеще-
ния происходит некоторая стабилизация постоянной составляющей
анодного тока лампы, что особенно важно при невысоком вакууме.
Если за счет ионных токов на сопротивлении R создается падение
напряжения, вызывающее повышение потенциала сетки, и начи
нает возрастать анодный ток, то возрастает и напряжение на со-
противлении смещения. Вследствие этого практически восстанав-
ливается первоначальная разность потенциалов между сеткой и
катодом, что препятствует резкому увеличению анодного тока
(последнее наблюдалось бы при независимом смещении).
Благодаря свойству стабилизации тока покоя в схемах с авто-
матическим смещением допускается применение больших сопро-
тивлений утечки сетки, чем при независимом смещении (до
14-1,5 мгом для ламп, усиливающих напряжение, и до 0,5 мгом
для мощных ламп, тогда как при независимом смещении R должно
быть менее 0,1 мгом).
К недостаткам автоматического смещения следует отнести воз-
можность появлений частотных искажений при уменьшении емко-
сти блокирующего конденсатора (обычно в качестве блокирующих
применяются электролитические конденсаторы, в которых с тече-
нием времени электролит высыхает, вследствие чего их емкость
уменьшается).
Кроме того, изменение постоянной составляющей анодного тока
вызывает изменение величины смещения. Последнее обстоятель-
ство делает автоматическое смещение неприменимым в некоторых
режимах работы мощных каскадов, когда постоянная составляю-
щая анодного тока в процессе работы значительно изменяется в за-
висимости от амплитуды сигнала.
§ 5. Эквивалентная схема каскада
Сложность анализа работы усилительного каскада состоит в том,
что в нем имеются три цепи — анодная, сеточная и накальная,
и ток в анодной цепи зависит не только от анодного напряжения,
но и от напряжений в цепи накала и сетки. С точки зрения процесса
усиления имеют значение переменные составляющие анодного тока
и напряжения. Так как переменная составляющая тока в анодной
цепи появляется в результате свойств усилительной лампы, то в
этой цепи источником переменного тока можно считать лампу.
Тогда, заменив для упрощения анализа лампу обычным генерато-
ром переменного тока, получим вместо схемы каскада простую
электрическую схему, к которой применимы все законы общей
электротехники. Но для того чтобы эти схемы были равноценны по
результатам работы, или, как говорят, эквивалентны, они должны
Давать одинаковый ток при одинаковом сопротивлении наг-
рузки.
Р и с. 34. Схема усилительного каскада (а) и эквивалентная
ей электрическая схема для переменного тока (б)
Теорема о замене лампы эквивалентным генератором перемен-
ного тока', электронную лампу для переменных составляющих тока
и напряжения анодной цепи можно заменить генератором перемен-
ного тока, э.д.с. которого в р раз больше переменного напряжения
на сетке, а внутреннее сопротивление равно внутреннему сопро-
тивлению лампы в рабочем режиме.
Теорему о замене лампы эквивалентным генератором можно
считать доказанной, если выражения для переменной составляю-
щей анодного тока в усилительном каскаде (рис. 34,а) и в электри-
ческой схеме с генератором (рис. 34,6) окажутся одинаковыми.
Для доказательства теоремы выведем формулу для определения
переменной составляющей анодного тока.
Из курса электронных приборов известно, что результирующее
электрическое поле у катода трехэлектродной лампы, создаваемое
полями анода и сетки, может быть получено путем замены анода и
сетки одним электродом, к которому приложено результирующее
напряжение арез. Если этот электрод находится на месте анода, то
результирующее напряжение равно
<35)
Если все величины изменятся, получат приращения, то прира-
щение результирующего напряжения в соответствии с выражением
(35) можно определить как
Амрез=Дма+Н-Лмг. (36)
Разделим обе части равенства (36) на лампы:
А^рез _ а ,
Ri ~ Я, Т R~ •
Внутреннее сопротивление лампы представляет собой отноше-
ние приращения результирующего напряжения к приращению
анодного тока:
откуда (38)
54
Подставим (38) в (37), получим
Л _• । I1' ^ug
R; R; ‘
(39)
(41)
Приращение анодного напряжения по величине равно, а по зна-
ку противоположно приращению напряжения на сопротивлении
анодной нагрузки:
Диа= —Aia-/?a. (40)
Заменив Еиа в уравнении (39) его значением из (40), получим
Отсюда определим
Д,- _И • kUg
а W
Дальнейшее преобразование справедливо только при условии,
что рабочий участок характеристики лампы прямолинеен; тогда
бесконечно малые приращения Дга и Дгга можно заменить конеч-
ными приращениями. Для пульсирующего анодного тока и напря-
жения на сетке такими наибольшими приращениями за время
т
Д/ = т. е. за четверть периода, являются амплитудные значения
переменных составляющих Iта и Umg (рис. 35).
На основании этого выражение (41) можно переписать для амп-
литудных значений переменных составляющих в следующем виде:
I = vUng. (421
«« Rt+Ra v ’
или для действующих значений
т = g
а Rt+Ra'
Сравнивая выражение (43) для переменного анодного тока уси-
лительного каскада с выражением для тока в электрической схеме
(см. рис. 34,6), написанным в соот-
ветствии с законом Ома для всей цепи:
(43)
Rw+Ra ’
(44)
ЭТИ
Д. c.
СОП-
можно сделать вывод, что
выражения одинаковы, если э.
генератора E~\iUs, а внутреннее
ротивление RlT=ki.
Следовательно, теорема о возмож-
ности замены лампы эквивалентным
генератором нами доказана, и схема
рис. 34,6 является эквивалентной схе-
мой усилительного каскада.
<7
-*~Т
Рис. 35. ПриращенйВ
пульсирующего тока за чет-
верть периода равно ам-
плитуде переменной состав-
ляющей
Эквивалентная схема составляется для переменного тока, по-
этому источник постоянного напряжения Еа, сопротивление ко-
торого для переменного тока мало, на схеме не показывается.
Таким образом, для эквивалентной схемы каскада при допуще-
нии, что характеристики лампы линейны в рабочем участке, спра-
ведлив закон Ома для переменной составляющей анодного тока
(выражения 42 и 43), который следует читать так: амплитуда
переменной составляющей анодного тока прямо пропорциональна
коэффициенту усиления лампы и амплитуде переменного напря-
жения на сетке и обратно пропорциональна сумме внутреннего'
сопротивления лампы и сопротивления анодной нагрузки.
§ 6. Динамические параметры.
Мощность в анодной цепи
Пользуясь эквивалентной схемой для переменной составляю-
щей анодного тока, можно определить параметры лампы в динами-
ческом режиме, а также найти мощность, развиваемую лампой на
анодной нагрузке.
1. Динамический коэффициент усиления ряив определяется как
отношение приращения анодного напряжения к приращению на-
пряжения на сетке в динамическом колебательном режиме:
А“а
^дин~ д„г’
где знак «—» указывает на то, что увеличение сеточного напря-
жения приводит к уменьшению анодного, и наоборот.
Если считать рабочий участок характеристики линейным, что
позволяет заменить бесконечно малые приращения через ампли-
тудные значения переменных составляющих, как указывалось
раньше, и интересоваться только абсолютной величиной коэф-
фициента усиления, то
___
Гдин 1/ >
и mg
где
и —Т .R а Т —
та та а' а та *
Учитывая это, получим
и — mqRq. __ mgRa
ИдНН У mg (R,+Ha) Umg
пли окончательно динамический коэффициент усиления лампы
Идин~ Iх • (45,а)
В простейшем усилительном каскаде (см. рис. 34,а), где анод-
ная нагрузка состоит из одного активного сопротивления Ra,
коэффициент усиления каскада К равен динамическому коэффи-
-5в—
циенту усиления лампы, поскольку UDX = Umg, a UBWX=UmaTi
Uвых и та ___
'К = ^Г'-^-(Хдин-
Поэтому в данном случае
К-^а-
(46, a)
Как видно из формул (45,а) и (46,а), коэффициент усиления
в динамическом режиме всегда меньше статического коэффици-
ента усиления лампы р и зависит от соотношения между сопротив-
лением анодной нагрузки Ra и внутренним сопротивлением лампы
R.. Поэтому удобно ввести понятие о нагрузочном коэффициенте
а, равном отношению сопротивления нагрузки к внутреннему
Ra
сопротивлению лампы: а =
Чтобы выразить р,дин и К через нагрузочный коэффициент а,
нужно числитель и знаменатель выражений (45,а) и (46,а) разде-
лить на Тогда получим
НДЯн=Н^ (45>б)
И а
£ = (46,6)
г 1-)-а '
Зависимость коэффициента усиления каскада от нагрузочного
коэффициента K=f(a.) может быть представлена графически
(рис. 36), для чего удобно составить таблицу значений мно-
жителя
а
щг ПРИ
различных значениях а (табл. 1).
Таблица 1
Таким образом, с увели-
чением а, т. е. с увеличением
сопротивления анодной наг-
рузки, коэффициент усиле-
ния растет сначала быстро,
а затем все медленнее, асим-
птотически приближаясь к
статическому коэффициенту
усиления лампы р.
Действительно, в пределе
при /?а = оо,а=оо и 7Г=ц,
так как множитель
Рис. 36. Зависимость коэффициента
усиления каскада от нагрузочного коэф-
фициента
57
a _ 1 __________1_ <
l+««-»oo ±+1
а от
Это объясняется тем, что с увеличением сопротивления.пагрузки
Ra уменьшается ток Iта, поэтому выходное напряжение Uта~-
—Ima-Ra растет медленнее роста Ra.
Отсюда следует, что нецелесообразно значительно увеличивать
сопротивление анодной нагрузки с целью получить большое уси-
ление, тем более, что увеличение Ra приводит к необходимости
повышать напряжение источника питания. Кроме того, при уве-
личении Ra рабочая точка перемещается вниз по характеристике,
соответствукицей данному смещению (см. рис. 24), где Rt больше,
так что а почти не увеличивается. Поэтому обычно ограничиваются
значениями а — —-=2-у5 (при работе на триодах).
2. Динамическая, крутизна характеристики является кру-
тизной динамической характеристики в сеточной системе коор-
динат (см. рис. 22) и может быть определена как отношение при-
ращения анодного тока к приращению сеточного напряжения
или, для колебательного режима, как отношение амплитуды пере-
менной составляющей анодного тока к амплитуде переменного
напряжения на сетке:
S ~ ? та
дин л"? u*g'
Подставив значение I та из (42), получим
Р
«ин (R,+Ra) ит~ПДНа •
Подставим значение р, выраженное через другие параметры
лампы: р=5Яг.
Тогда
Rt+Ra №
или, разделив числитель и знаменатель на 7?г , выразим динамиче-
скую крутизну через нагрузочный коэффициент а:
(47,6)
с <? а
° дин и 1+а •
Полученное выражение подтверждает сделанные при построе-
нии динамических характеристик (см. рис. 23) выводы о том, что
крутизна динамической характеристики меньше, чем статической,
и тем меньше, чем больше сопротивление анодной нагрузки.
58
Для построения графической зависимости 5Д1П1=/(а) (рис. 37)
дана таблица значений — при различных а (табл. 2).
Таблица 2
ЗНАЧЕНИЯ -г-?— ПРИ РАЗЛИЧНЫХ
a 0 0,25 0,5 1 2 3 4 5 10 20 со
1 14-a 1 0,8 0,67 0,5 0,33 0,25 0,2 0,17 0,1 0,05 0
3. Мощность в анодной цепи лампы — это мощность, выде-
ляющаяся на сопротивлении анодной нагрузки при прохождении
переменной составляющей анодного тока:
P~=IgRa,
где Iа — действующее значение переменной составляющей тока,
или (48)
т 1та
так как 1а —
а р2
Подставив в выражение (48) значение тока из (42), получим
Р .
~ 2(Я;+Да)2
и, разделив числитель и знаменатель на R*, перепишем это вы-
ражение в другом виде:
Ц2 гт-2 Rg
р mS'
~~.(Rl+RaV'
k Rg ;
Учитывая, что ^-== a, a = H™ — uS — G, где G — доброт-
Jit Jit /it
ность лампы, найдем окончательную формулу для мощности в
анодной цепи лампы:»
р __r//! а
2 ^(l+a)2.
(49)
Для того чтобы получить
возможно большую мощ-
ность, необходимо выбрать
лампу с большой доброт-
о Men'll
ностью G=po —и подать
на сетку переменное напря-
жение с той наибольшей ам-
плитудой, при которой нели-
Р и с. 37. Зависимость крутизны дина-
мической характеристики от нагрузоч-
ного коэффициента
вейяые искажения не превышают допустимой величины.
Отсюда следует, что для увеличения допустимой с точки
зрения нелинейных искажений амплитуды сеточного напряжения^
Umg необходимо повышать анодное напряжение, так как при этом
сеточная характеристика смещается влево и рабочий участок уве-
личивается (см. рис. 27). Анодное напряжение не должно превы-
шать максимально допустимой для данной лампы величины.
Кроме того, очень важно правильно выбрать соотношение
между сопротивлением нагрузки и внутренним сопротивлением
лампы. Действительно, мощность равна произведению действую-
щих значений анодного тока и напряжения:
P~=IaUa
или, поскольку* 1а— и Ua = половине произведения их
амплитудных значений:
р та Р та (50)
При слишком малом сопротивлении анодной нагрузки (или
а) мощность будет небольшой из-за того, что мала амплитуда анод-
ного напряжения U ma=KU , так как при этом мал коэффициент
j силения К (см. рис. 36); при слишком большом сопротивлении
Ва (или а) мощность опять-таки будет невелика из-за того, что
мала амплитуда анодного тока I ma=S№s-U mg, так как с увели-
чением а уменьшается крутизна динамической характеристики
(см. рис. 37).
Таким образом, полезная мощность пропорциональна двум
величинам — Uта и Iта, из которых первая с увеличением а
увеличивается, а вторая уменьшается и, следовательно, существует
такое оптимальное, т. е. наивыгоднейшее, значение а, при котором
отдаваемая каскадом мощность максимальна.
Чтобы определить оптимальное значение нагрузочного коэф-
Т V Ct
фициента а, соответствующего максимуму функции у = -т-т—
нужно приравнять нулю первую производную этой функции:
_ 1 (1-j-ct)2 — 2 (1-|-а).а „
da ’
(1+а)'
откуда находим а=1.
Следовательно, при равенстве сопротивления нагрузки и внут-
реннего сопротивления лампы мощность Р~ имеет максимальную
величину, которую можно определить из формулы (49), подставив
а=1:
Р~макс = (51)
Отсюда можно дать определение добротности лампы как пара-
метра, равного увосьмеренной максимальной мощности в анодной
60
цепи при амплитуде напряже-
ния на сетке, равной 1 в:
(для получения добротности
в принятых для нее едини-
цах нужно подставить
мощность в мет}.
Графическая зависимость
полезной мощности в анод-
ной цепи от нагрузочного
коэффициента при неизмен-
Р и с. 38. Зависимость полезной мощ-
ности от нагрузочного коэффициента
при неизменной амплитуде напряже-
ния на сетке
ном значении амплитуды напряжения на сетке приведена па
рис. 38.
Для построения кривой по оси ординат отложена относитель-
ная величина мощности по сравнению с максимальной:
^4 а Р~ макс И-!-»)2 Значения при различных а даются в табл. 3. Таблица 3
а 0 0,2 0,5 1 2 3 4 5 00
4а (l-f-ap 0 0,56 0,88 1 0,88 0,76 0,64 0,56 0
В заключение следует указать, что максимальная мощность получается при а=1 для триодов только при условии, что с изме-
нением а амплитуда сетбчного напряжения сохраняется постоян-
ной. Ранее указывалось, что с увеличением се динамическая харак-
теристика выпрямляется и ее практически прямолинейный уча-
сток увеличивается, что позволяет увеличить амплитуду Umg
без увеличения искажений. При этом мощность незначительно
уменьшается за счет увеличения а, но вместе с тем увеличивается
пропорционально квадрату U , так что максимальная мощность
получается при значениях а>1.
Обычно при работе мощного каскада на триодах выбирается
нагрузочный коэффициент а=24-4.
§ 7. Входное сопротивление каскада
Входным сопротивлением каскада, или динамическим входным
сопротивлением лампы, называется сопротивление между зажима-
ми сетка—катод, на которое нагружен источник переменной э.д.с.
61
Рис. 39. Входное сопротивление
каскада
Рис. 40. Схема каскада с учетом
междуэлектродных емкостей лампы
Если действующее значение переменного напряжения, разви-
ваемого источником на входе каскада (рис. 39) обозначить Ug, а
действующее значение тока, потребляемого входной цепью от
источника 7ВХ, то входное сопротивление определится как отно-
шение напряжения к току:
(52)
(в общем случае оно может быть комплексным сопротивлением).
Следует выяснить вопрос, какой ток потребляет каскад от
источника. При правильно выбранном режиме работы в цепи сетки
не протекает токЛследовательно, промежуток сетка—катод лампы
не нагружает источник. Но между электродами лампы имеются
емкости, сопротивление которых переменному току тем меньше,
чем выше частота. Через эти емкости может протекать ток от
источника.
На рис. 40 показана схема каскада с учетом влияния между-
электродных емкостей, где Cak— емкость анод—катод, Cgk— ем-
кость сетка — катод, Cag—емкость анод — сетка, I k—ток, про-
текающий через емкость сетка — катод, I— ток через емкость
анод — сетка, 1а — сеточный ток проводимости через участок
сетка — катод лампы.
Емкость Cak относится к анодной цепи лампы и на величину
входного сопротивления данного каскада влияния не оказывает.
Поэтому входной ток можно представить в виде геометрической
суммы трех токов:
^вх=g+1 git+iag •
Считая, что сеточный ток равен нулю, получим более простое
выражение для входного тока, так как токи I k и I имеют ем»
костный характер и совпадают по фазе и поэтому их можно скла-
дывать арифметически:
Л«=7gk~^^ag* (53)
Для вычисления каждого из этих токов удобно воспользоваться
эквивалентной схемой входной цепи для переменного тока (рис.
62
Al) где лампа заменена эквива-г
лен'тным генератором, зашунти-
рованным сопротивлением Ra. С
ТОЧКИ зрения входной цепи эти
Р и с. 41. Эквивалентная схема
входной цепи
„ва элемента представляют в це-
лом источник напряжения Ua,
которое в К раз больше, чем нап-
ряжение на сетке: Ua=KUg.
Контур, по которому проте-
кает ток Ig,., состоит из источника
с напряжением Ug и емкости Cgk.
Поэтому ток может быть определен как отношение напряжения
1
источника к емкостному сопротивлению :
Ь (Ob (rh
(54)
Контур, по которому протекает ток I , содержит два источ-
ника напряжения — U и U,=KIJ , и емкостное сопротивление
j Ь *
х —• Источники U и Uа включены согласно, так как пере-
aS C ag ®
менные напряжения на сетке и на аноде находятся в противофазе,
что соответствует полярности, указанной на эквивалентной схеме
для данного момента времени.
Поэтому Ug+Ua=Iag-xag или Ug+KUg=Iag-xag, откуда
(55)
Таким образом, оба тока найдены, причем первый из них—Igk
чисто емкостный; второй — I тоже можно считать чисто емко-
стным, пренебрегая малым активным сопротивлением параллельно
включенных R; и Ra по сравнению с большим емкостным сопро-
тивлением ха , так как междУэлектродные емкости малы.
Исходя из этого, общий входной ток может быть найден как
сумма двух емкостных токов (54) и (55):
+ — (Д+К) Ug.
Подставляя значение 7ВХ в формулу (52), найдем выражение
ДЛя входного сопротивления:
Z_____________
вх aCgkUg+aCag(i+K)Ugl
После сокращения числителя и знаменателя на (J и вынесения ®
за скобки получим:
’ (56)
63
Из полученного выражения (56)
~ 0 видно, что входное сопротивление
"В каскада является емкостным сопро-
t| тивлением, обусловленным действием
,--0 междуэлектродных емкостей сетка—
катод и анод—сетка, причем влияние
Рис. 42. Входная емкость последней усиливается в (1 -}-./£) раз
каскада вследствие того, что она находится
под большим переменным напряже-
нием между сеткой и анодом.
Если переменный потенциал сетки в данный момент на вели-
чину Ug ниже потенциала катода, то переменный потенциал анода
на величину Uа выше потенциала катода и, следовательно, раз-
ность потенциалов между анодом и сеткой составит U-\-Uа~
— Ug(l Таким образом, к емкости Cag приложено переменное
напряжение в (1 -j-Jf) раз большее, чем к емкости С k, а поэтому
и ток, проходящий через нее, больше нагружает источник.
Действие междуэлектродных емкостей можно представить как
действие эквивалентной емкости между входными зажимами, назй-
ваемой входной емкостью каскада Со (рис. 42):
C^Cgk+Cag^+Ky
(57)
Входная емкость нагружает источник на верхних частотах,
так как емкостное сопротивление уменьшается с повышением ча-
стоты. Поэтому напряжение, развиваемое источником непосред-
ственно на входе каскада, с повышением частоты уменьшается, что
приводит к частотным искажениям (рис. 43).
Для всех каскадов усилителя, кроме первого, источником пе-
ременной э.д.с. является предыдущий каскад, так что входная
емкость шунтирует сопротивление анодной нагрузки предыдущего
каскада (рис. 44). Из-за влияния этой емкости с повышением ча-
стоты общее сопротивление нагрузки первого каскада уменьшает-
ся, а значит, уменьшается и коэффициент усиления (см. рис. 43).
При определении величины входной емкости следует учиты-
вать также емкость монтажа, т. е. емкость между входными про-
водниками, которая в
*1
случае длинной линии (например, между
фотоэлементом и усилителем) может
иметь значительную величину. Кроме
Р и с. 43. Частотные искаже- Рис. 44. Схема межкаскадной связи с уче-
ния, вносимые входной ем- том емкости анод—катод, входной емкости
костью следующего каскада и емкости монтажа
64
того, в общую входную емкость последующих каскадов необходимо
включить и емкость анод—катод предыдущего каскада, которая
также шунтирует его анодную нагрузку.
Таким образом, величина входной емкости данного каскада
(все величины, относящиеся к нему, обозначим индексом «2»)
вычисляется по формуле
C92=LCgki-\-Cag2(i-\-Kl)i)-[-Caky-\-CK, , (58)
где Cgki — емкость сетка—катод данного каскада; Cag2— емкость
анод—сетка данного каскада; Caki —емкость анод—катод преды-
дущего каскада; См =10-^~40мкмкф — емкость монтажа; К02 —
коэффициент усиления данного каскада на средних частотах.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Простейший усилительный каскад содержит лампу, источники пита-
ния и сопротивление анодной нагрузки.
2. Усиление возможно благодаря свойству лампы изменять ток в мощ-
ной анодной цепи в соответствии со слабым сигналом в цепи управляющей
сетки; поэтому на нагрузке получаются более мощные колебания, чем управ-
ляющий сигнал.
3. В процессе усиления лампа поворачивает фазу колебаний на 180°.
4. В динамическом режиме с изменением сеточного напряжения изме-
няется не только анодный ток, но и анодное напряжение. Графическая зави-
симость анодного тока от двух переменных — напряжения на сетке и на ано-
де— представляется динамическими жграктеристиками. С помощью динами-
ческих характеристик производится графический расчет режима работы.
5. Токи в цепи сетки приводят к нелинейным искажениям, если источник
сигнала имеет большое внутреннее сопротивление. Усилители напряжения
работают без сеточных токов, для чего иа сетку подается отрицательное на-
пряжение смещения, величина которого обычно несколько больше амплитуды
сигнала. Усилители мощности иногда работают с сеточными токами, и в этом
случае для уменьшения искажений предоконечный каскад должен быть мощ-
ным — иметь малое выходное сопротивление.
6. Смещение может быть автоматическим или независимым. Автомати-
ческое смещение проще, дает некоторую стабилизацию тока покоя при не-
совершенном вакууме ламп и позволяет поэтому включать большее сопротив-
ление в цепь сетки. Автоматическое смещение неприменимо, если постоянная
составляющая анодного тока изменяется в процессе работы.
7 Независимое смещение применяется в основном в мощных каскадах.
При плохом вакууме ламп и большом сопротивлении в цепи сетки независи-
мое смещение приводит к сокращению срока службы ламп. При независимом
смещении величина сопротивления в цепи сетки не должна превышать
100 ком.
8. Отсутствие блокирующего конденсатора автоматического смещения
приводит к уменьшению усиления, а недостаточная емкость его — к час-
тотным искажениям на нижних частотах.
9. Для анализа работы и расчета каскад может быть заменен эквивалент-
ной электрической схемой для переменного тока, в которой лампа представ-
лена как генератор с э. д. с. и внутренним сопротивлением, равным
Л, лампы. Замена справедлива, если предположить, что рабочий участок ха-
рактеристики лииеен.
10. Динамические параметры — коэффициент усиления и крутизна
характеристики — зависят от соответствующих статических параметров и от
~3' <_>. ч?сдисссва 65
соотношения между сопротивлением нагрузки и внутренним сопротивлением
лампы.
С увеличением нагрузочного коэффициента а усиление возрастает, а
крутизна динамической характеристики уменьшается; мощность, развивае-
мая на анодной нагрузке, имеет максимальное значение при а=1, если амп-
литуда сигнала остается неизменной; если с увеличением а увеличивать
Umg, то максимальная мощность получается при сС -2. Практически следует
брать для усилителей напряжения на триодах а=2-?5, для усилителей мощ-
ности на триодах а=2—4.
11. Входное сопротивление каскада обусловлено действием междуэлек-
тродных емкостей и носит емкостный характер. Динамическая входная емкость
Со складывается из входной емкости данного каскада, в которой основную
роль играет емкость анод—катод, выходной емкости предыдущего каскада и
емкости монтажа. Входная емкость вносит спад частотной характеристики в
области верхних частот.
Глава IV
РЕОСТАТНЫЙ КАСКАД
§ 1. Схема реостатного каскада на триоде
Существующие схемы усилителей напряжения отличаются от
простейшего усилительного каскада дополнительными деталями
межкаскадноп связи, необходимыми для подачи переменного на-
пряжения с выхода одного Кесада на вход другого. Поэтому ре-
альные схемы усилителей сложнее, и влияние дополнительных
деталей должно быть учтено при анализе работы и проектирова-
нии усилителей.
Усилители напряжения входят обычно во всякое усилительное
устройство.
Каскад усиления напряжения должен иметь возможно боль-
ший коэффициент усиления, так как это позволяет уменьшить
общее число каскадов предварительного усилителя. Кроме того,
усилитель напряжения должен работать стабильно и вносить
минимальные частотные и нелинейные искажения и помехи.
В зависимости от характера анодной нагрузки имеются три
основных типа схем усилителей напряжения:
1) реостатный каскад — усилитель с активным сопротивлением
анодной нагрузки;
2) дроссельный каскад — усилитель с индуктивным сопротив-
лением анодной нагрузки;
3) трансформаторный каскад — усилитель с трансформатором
в анодной цепи.
Рассмотрим реостатный каскад усиления напряжения (рис. 45).
На вход каскада подается усиливаемое переменное напряже-
ние UBX=U , а с выхода снимается усиленное напряжение
^вых=Пг2, которое подается на вход следующего каскада, пока-
занного на схеме пунктиром.
Основными элементами схемы являются лампа Л1, сопротивле-
ние анодной нагрузки Ra, разделительный (или переходной)
конденсатор Cg и сопротивление утечки сетки Rg.
3* 67
a
Рис. 45. Принципиальная схема реостааного каскада
При подаче переменного напряжения звуковой частоты на
вход каскада возникают пульсации анодного тока, за счет чего
создаются пульсации падения напряжения на сопротивлении на-
грузки Ra и на аноде.
Переменная составляющая пульсирующего напряжения на ано-
де является усиленным сигналом, и, чтобы ее выделить и подать
на вход следующего каскада, необходимо включить разделитель-
ный конденсатор Cg, благодаря которому постоянное положитель-
ное анодное напряжение лампы JIi не попадает на сетку лампы Лг.
Однако включение конденсатора С в цепь сетки следующей
лампы приводит к тому, что эта цепь оказывается разомкнутой
для постоянного тока, и попадающие на сетку Лг заряды — элект-
роны или ионы — не могут стекать на катод. В результате этого
сетка получает случайный потенциал относительно катода, и ре-
жим работы лампы нарушается. Например, при попадании на
сетку электронов опа постепенно заряжается отрицательно до тех
пор, пока лампа Лг окажется запертой и работа усилителя прек-
ратится. Особенно сильно это проявляется, если амплитуда сиг-
нала велика.
Если лампа Л2 имеет плохой вакуум, то на сетку попадают ионы
и она заряжается положительно; в результате увеличивается
анодный ток покоя и мощность рассеяния на аноде, а лампа по-
степенно выходит из строя.
Чтобы цепь сетки следующей лампы была замкнута для посто-
янного тока и случайные заряды, попавшие на сетку, стекали на
катод, служит сопротивление В?, получившее название сопротив-
ления утечки сетки. Оно необходимо еще и для того, чтобы через
него на сетку следующей лампы подавалось напряжение смещения.
В режиме покоя в анодной цепи реостатного каскада протекает
ток покоя /в0 от положительного полюса (+) источника питания
Еа через сопротивление анодной нагрузки, лампу и сопротивление
смещения к отрицательному полюсу (—) источника питания.
Таким образом, при автоматическом смещении э.д.с. источника
Еа затрачивается на создание падения напряжения па анодной
нагрузке, постоянного напряжения на аноде и напряжения сме-
щения Е = Iaa-RCM:
68
в колебательном режиме кроме постоянной составляющей тока
/ появляется переменная составляющая ia~, причем часть ее
ответвляется через цепь Cg—Rg, включенную параллельно Ra и
£ Направление переменной составляющей тока в любой момент
времени определяется в соответствии с фазой переменного напря-
жения на сетке.
Лампа поворачивает фазу сигнала на 180°, так что в положи-
тельный полупериод переменного напряжения на сетке усилен-
ное напряжение на аноде имеет противоположную фазу (отрица-
тельный полупериод) и переменный ток, источником которого
является лампа, течет от катода через Ссм, частично через источ-
ник питания Еа и сопротивление нагрузки Ra, а частично через
сопротивление утечки сетки Rg и разделительный конденсатор
С к аноду лампы.
g На рис. 45 постоянная составляющая тока показана прямой
стрелкой, а переменная — волнистой.
Реостатный каскад имеет очень небольшие нелинейные и ча-
стотные искажения, схема его проста, а детали имеют малый вес,
размеры и стоимость. Частотная характеристика реостатного ка-
скада почти прямолинейна в широко» диапазоне частот, так как
основное сопротивление нагрузки Ra активное п величина его не
зависит от частоты усиливаемых колебаний. Небольшие частотные
искажения, вносимые реостатным каскадом, обусловлены влия-
нием разделительного конденсатора, а также входной емкости
следующего каскада.
К числу недостатков усилителя на сопротивлениях следует
отнести то, что коэффициент усиления его не превосходит 60-?
4-70% от коэффициента усиления лампы:
К = (0,6 ч-0,7) ц,
а также то, что падение постоянного напряжения на анодной на-
грузке сравнительно велико и для получения требуемого анодного
напряжения необходимо иметь высокое напряжение источника
питания.
§ 2. Эквивалентная схема реостатного каскада
Для определения коэффициента усиления и частотных искаже-
ний реостатного каскада удобно воспользоваться его эквивалент-
ной схемой для переменного тока.
Полная эквивалентная схема реостатного каскада приведена
на рис. 46, где лампа Л1 заменена эквивалентным генератором
переменного тока с э.д.с. liUgi и внутренним сопротивлением
Rj, источник питания не показан, элементы Ra, Cg и Rg соответ-
ствуют аналогичным элементам каскада, а влияние следующего
каскада учтено включением в эквивалентную схему его входной
емкости Со, в которую входят также емкость монтажа и емкость
анод—катод лампы Л1 (формула 58).
69
Рис. 46. Полная эквивалентная
схема реостатного каскада
Таким образом, эквивалентная
схема содержит две емкости, одна
из которых — Са — включена пос-
ледовательно с сопротивлением
утечки сетки 7?ff, а вторая —
Сй— параллельно “ ему. Влияние
этих емкостей на величину выход-
ного напряжения, а следователь-
но, и на коэффициент усиления
различно для разных областей
частот. Поэтому для упрощения
анализа удобно весь диапазон частот условно разбить на три
области: 1) область нижних частот от fa до 3004-500 гц, 2) об-
ласть средних частот от 300-4-500 до 20004-3000 гц и 3) область
верхних частот от 20004-3000 гц до /в .
Учитывая, что с понижением частоты емкостное сопротивление
увеличивается, в области нижних частот влияние последовательно
включенного конденсатора С будет сказываться на работе схемы,
а влияние малой емкости Со оказывается несущественным, так как
1
шунтирующее емкостное сопротивление а\=-------тт- значительно
сон
больше сопротивления Rg. Поэтому для области нижних частот
эквивалентная схема может быть изображена без емкости Со
(рис. 47, а).
При переходе из области нижних частот к области средних
частот емкостное сопротивление уменьшается. При этом сопротив-
ление сравнительно большой емкости С становится значительно
меньше, чем Rg, так что его влиянием на величину выходного на-
пряжения можно пренебречь, а сопротивление малой емкости Со
на средних частотах остается еще значительно большим, чем R,r.
Поэтому эквивалентная схема для средних частот получает
дальнейшее упрощение и не содержит реактивных элементов
(рис. 47,6).
В области верхних частот сопротивление емкости Cg еще меньше
сказывается на усилении, но существенное влияние начинает ока-
зывать емкость Со, сопротивление которой становится соизмеримым
с Rg (рис. 47,в).
б
Рис. 47. Эквивалентные схемы реостатного каскада для нижних (а),
средних (б) и верхних (в) частот
§ 3. Коэффициент усиления реостатного каскада.
Динамическая характеристика для переменного тока
Основной величиной, характеризующей реостатный каскад
как усилитель напряжения, является коэффициент усиления.
Коэффициент усиления на средних частотах Ко можно опреде-
лить из упрощенной эквивалентной схемы каскада для средних
частот (см. рис. 47,6). Здесь внешняя цепь эквивалентного генера-
тора состоит из двух параллельно включенных активных сопро-
тивлении Ra и Rg, которые можно заменить одним общим сопро-
тивлением 7?о6щ:
11,_____1_
Н’общ Ra 1 Rg
(59, а)
И
о Rq ‘ Rg
общ Ra+Rg‘
(59,6)
Тогда эквивалентная схема примет вид схемы простейшего
усилительного каскада (см. рис. 34,6), анодной нагрузкой которого
является сопротивление /?о6щ. Для этой схемы справедлива выве-
денная ранее формула коэффициента усиления (46,а), которую при-
менительно к реостатному каскаду можно переписать в следующем
• виде:
К п Rq6w,
° ugl Ияобщ+Л;
(60,а)
К0=ц
пли, разделив числитель и знаменатель па Ro6ui, имеем:
1
1+у?/ ——
^общ
(60,6)
Подставив в выражение (60,6) значение „—- из (59,а), получим:
^общ
*«=---ГГ—г
1+B‘(lTa + irg
или, раскрыв скобки в знаменателе, найдем окончательное вира-*
жение для коэффициента усиления на средних частотах:
И
+Rq + Rg
(61)
Анализируя полученное выражение (61) и эквивалентную схему
Для средних частот, следует отметить, что коэффициент усиления
реостатного каскада всегда меньше р и увеличивается с увеличе-
нием Ra и Rg по сравнению с
(О
Рис. 48. Динамические характеристики
реостатного каскада для постоянного
и переменного (II) токов:
tgP=
ка -“общ
В главе III были даны
динамические характерис-
тики усилительного кас-
када в предположении,
что сопротивление нагруз-
ки активно и одинаково
для постоянного и пере-
менного токов.
В реостатном каскаде
сопротивление нагрузки,
для постоянного тока ак-
тивно и равно величине
Ra, а для переменною
тока оно в общем случае
является комплексным
сопротивлением, состоя-
щим из Ra, Rg, CgTiC^.
Однако для области сред-
них частот, где влиянием
С и С'о можно пренеб-
речь, сопротивление на-
R • R
грузки можно считать чисто активным, равным Rn. „ = па\ % .
Тогда для реостатного каскада можно построить две динамиче-
ские характеристики (рис. 48):
1) динамическую характеристику для постоянного тока (пря-
мая /), наклон которой зависит от величины Ra и по которой рас-
считывается режим покоя;
2) динамическую характеристику для переменного тока (пря-
мая II), наклон которой зависит от величины Ro6ai и по которой
рассчитывается колебательный режим, т. е. определяются значе-
ния амплитуд анодного тока и напряжения и коэффициент нели-
нейных искажений. Эту характеристику следует проводить через
выбранную рабочую точку.
Поскольку Ra6Jl <Ra, динамическая характеристика для пере-
менного тока идет круче, чем для постоянного; поэтому включение
сопротивления Rg, необходимого для нормальной работы следую-
щей лампы, приводит к некоторому уменьшению усиления по
сравнению с простейшим каскадом (см. рис. 34,а). Кроме того,
при той же амплитуде сигнала, при которой динамическая харак-
теристика простейшего каскада (прямая I на рис. 48) не пересекает
криволинейные участки статических характеристик, линия II мо-
жет пересекать их, из-за чего возрастают нелинейные искажения.
Чтобы уменьшить влияние Rg на усиление каскада и на нели-
нейные искажения, следует выбирать его величину в несколько раз
больше величины Ra-, тогда шунтирующее действие Rg невелико и
/?о6ш мало отличается от Ra, а динамические характеристики для по-
стоянного и переменного токов почти совпадают.
Рис. 49. Генератор, зашунтированный сопротивлением R (а),
может быть заменен равноценным незашунтированным генератором (б)
Обычно
Rg=(2 + iO)Ra. (62)
Для анализа работы усилительных схем часто применяют заме-
ну источника, зашунтированного сопротивлением R (рис. 49,а),
равноценным незашунтированным источником с э.д.с. Е' и внут-
ренним сопротивлением ЙДрис. 49,6).
Э. д. с. незашунтированного источника должна быть равна нап-
ряжению между точками а и б при отключенной правой части
схемы, а его внутреннее сопротивление — сопротивлению между
этими точками при том же условии.
Таким образом, внутреннее сопротивление определяется
как общее сопротивление параллельно включенных R( и R:
<63’
где
? = ~ (84)
а его э. д. с. E'=Ua5 может быть найдена из пропорции
откуда
Е = и аб=Е R^Rt~E' Ч-
Применительно к эквивалентной схеме простейшего усилитель-
Тюю каскада (см. рис. 34,6), где R=Ra, E=\lU g и Uав = Uа, этот
метод позволяет сразу определить выходное напряжение как
Ua=[iUg-q и отсюда коэффициент усиления А'= =
где
’тятте- ' <66’
Это соответствует полученным в главе III выражениям для К
(46,а) и (46,5):
К _ п ______ц _Д_
~ Rt-\-Ra~ И 1+а ’
Пользуясь тем же методом для анализа эквивалентной схемы
реостатного каскада для средних частот и считая, что генератор
зашунтировап двумя параллельно включенными сопротивлениями,
имеем:
/?_ „тт Р-н Ra-Rg я'—тт
** 1 s
Ri состоит из трех параллельно соединенных сопротивлений—
R;, На и R и обозначено в данном случае че^ез Ria (назовем его
эквивалентным внутренним сопротивлением):
Vr] £ ‘ (67)*
R^n+lTg
Учитывая выражение (67), для реостатного каскада получим
Ug2=^ugl-Q^
откуда
^0=^=И,
u gt
где ' • ,
Rg
и окончательно
К^^Г-1Г'
1+ir + ir
1Ха
что соответствует полученной раньше формуле (61).
Как видно из приведенного, описанный метод позволяет полу-
чить те же результаты, что п при анализе не упрощенной схемы,
но более коротким путем; это будет нами использовано в дальней-
шем при анализе более сложных схем.
§ 4. Частотная характеристика реостатного каскада
Кроме коэффициента усиления на средних частотах весьма важ-
но знать частотные искажения, или частотную характеристику
каскада. Поскольку емкостное сопротивление плавно изменяется
с изменением частоты, то и коэффициент усиления изменяется плав-
но и деление всего диапазона частот па три области является чисто
условным, облегчающим анализ. Поэтому частотная характери-
стика реостатного каскада представляет собой плавную кривую,
а искажения постепенно увеличиваются по мере изменения частоты
от средних частот к крайним. Наибольшие искажения наблю-
даются па граничных частотах /н и /в, так что для построения ча-
стотной характеристики обычно достаточно определить коэффи-
циенты усиления на средней, низшей и высшей частотах.
р области нижних частот, как видно из эквивалентной схе-
мы на рис. 50, усиленное лампой напряжение Uа с сопротивления
анодной нагрузки Ra попадает на делитель напряжения, состо-
ящий из емкостного сопротивления и активного сопро-
тивления Rg', выходной сигнал снимается с сопротивления Rg.
Очевидно, усиление на нижних частотах отличается от усиле-
ния на средних частотах во столько раз, во сколько напряжение
ц в схеме рис. 50 отличается от напряжения, которое было бы на
выходе на средних частотах; однако последнее с достаточной сто-
пенью точности можно считать равным напряжению Uа. Такое
допущение дает лишь несколько завышенный коэффициент ча-
стотных искажений.
Следовательно
Кд __ Rgz
к9 иа ’
откуда ч
К =к Ug*.
» °Ua
Отношение напряжений можно заменить отношением со-
U а
ответствующпх сопротивлений Rg и последовательно соединенных
R„ и хс :
Rg
U a Vr^
s 1
или, разделив числитель и знаменатель на Rg и подставив хс= ,
получим
1_____
Г 1 V. '
k ®>figRg /
Тогда коэффициент усиления на нижних частотах равен
Кн^——=5=.
н Л / Л \ 2
(69)
г \(£>„CgRgJ
Из этого выражения можно сделать следующие выводы: коэф-
фициент усиления на нижних частотах меньше, чем на средних,
и уменьшается с понижением частоты, а также с уменьшением ем-
кости С и сопротивления Rg.
Физический смысл этого выражения состоит в том, что доля
усиленного напряжения, снимаемая с нижнего плеча делителя Rg,
тем больше, чем больше отношение — =
Произведение СgRg имеет размерность времени* и называется
* Фарада х ом=
ампер х секунда _
ампер J CeI ПДа’
Рис. 50. Усиленное лампой напря-
жение нижних частот распределя-
ется между хс и Kg
Рис. 51. С увеличением постоянной
времени цепи сетки частотные иска-
жения в области нижних частот
уменьшаются
постоянной времени цепи сетки (обозначается греческой буквой
\)-
Постоянная времени xg=CgR характеризует время разряда
конденсатора емкостью Cg через сопротивление Rg.
Коэффициент усиления и коэффициент частотных искажений
в области нижних частот могут быть выражены через постоянную
времени цепи сетки:
Г Шн/
откуда
(71)
н Ка У \®итг/
Из равенства (71) следует, что для уменьшения частотных иска-
жений в области нижних частот нужно увеличивать постоянную
времени т (рис. 51), однако постоянная времени не должна пре-
вышать 0,014-0,02 сек, так как она определяет, как было отмечено,
время разряда переходного конденсатора.
Поясним это положение. При кратковременной перегрузке со
стороны входа, когда на сетку лампы подается сигнал с амплитудой,
превышающей смещение, конденсатор Cg заряжается появившимся
сеточным током; вместе с ним отрицательно заряжается и сетка
следующей лампы, в результате чего лампа может оказаться за-
пертой. При малой величине постоянной времени конденсатор
Cg быстро разрядится через сопротивление Rg, лампа перестанет
быть запертой и следующий за перегрузкой малый сигнал будет
ею усиливаться. Если же постоянная времени велика, то лампа
будет оставаться запертой в течение некоторого времени, пока
не разрядится конденсатор С и сигналы, поданные после крат-
ковременной перегрузки, не будут воспроизводиться.
В области верхних частот коэффициент усиления можно опре-
делить из соответствующей эквивалентной схемы (см. рис. 47,в).
Для упрощения схемы заменим параллельно включенные Ra и
76
рис. 52. Упрощенная
эквивалентная схема для
верхних частот
Р и с. 53. С увеличением входной
емкости и эквивалентного сопротив-
ления частотные искажения на верх-
них частотах увеличиваются
Rg общим сопротивлением, а генератор, зашунтированный этим
сопротивлением,— равноценным незашунтированным генератором
с э.д.с. nqU и внутренним сопротивлением 7?о.
Как было показано в предыдущем параграфе (см. соотношения
67 и 68)
---Т---Г ’ а
R, ! /Ta+R~s
следовательно, э.д.с. aqU —К JUgI.
Тшда эквивалентная схема для верхних частот примет вид, по-
казанный па рис. 52.
Из этой схемы z-z-.f2-
A0(7gi
1 U gz rz
где х=—и =АВ ,
СО в Со С gi
откуда
К =
в у 1+(совС’Л,э)г
(72)
Из этого выражения видно, что коэффициент усиления в области
верхних частот меньше, чем на средних частотах, причем усиление
уменьшается с повышением частоты, а также с увеличением емкости
С„ и эквивалентного сопротивления Rl3 (рис. 53), т. е. с увеличе-
нием параметров схемы I?,-, Ra и Rg.
Напомним, что с уменьшением общего сопротивления нагрузки
в анодной цепи лампы увеличивается ток, а следовательно, и паде-
ние напряжения на ее внутреннем сопротивлении, а напряжение
на нагрузке соответственно уменьшается. Этим и объясняются
полученные из соотношения (72) выводы, так как шунтирующее
влияние емкости Со усиливается при уменьшении ее сопротивле-
77
к
Рис. 54. Частотная характеристика
реостатного каскада
пия с увеличением частоты и емкости, а также при увеличении
сопротивлений, которые она шунтирует (Ra и Rg). Уменьшение на-
пряжения на выходе каскада вследствие влияния Со тем больше,
чем больше внутреннее сопротивление источника R;.
Коэффициент частотных искажений в области верхних частот
из (72) равен
(73,а)
в
Для реостатного каскада на триоде приближенно можно счи-
тать, что Rlt^R{, так как 2?1<Яв<Я ; тогда
’ (73,б)
Общая частотная характеристика реостатного каскада приве-
дена на рис. 54.
В заключение следует обратить внимание на то, что качествен-
ные показатели работы каскада связаны между собой так, что ус-
ловия их улучшения противоречивы. Так, например, увеличение
коэффициента усиления возможно при увеличении Ra и Rg, по это
вызывает увеличение частотных искажений на верхних частотах
или уменьшение полосы пропускания; для уменьшения частотных
искажений па нижних частотах следует увеличивать rg—CaRg,
но это приводит к длительному запиранию лампы после кратко-
временной перегрузки и, кроме того, к увеличению частотных
искажений на верхних частотах из-за увеличения В , а также к уси-
лению паразитной связи через общий источник питания (см. главу
VIII).
Поэтому параметры каскада следует выбирать, учитывая одно-
временно все указанные соображения. Выбор элементов схемы
реостатного каскада и их примерные величины приведены в § 6
( Расчет реостатного каскада»),
-7%
§ 5. Реостатный каскад на пентоде
Применение пентодов, имеющих значительно больший коэф-
фициент усиления (х, чем у триодов, позволяет получить большой
коэффициент усиления каскада. Кроме того, пентоды, являясь
экранированными лампами, обладают малыми междуэлектродными
емкостями, поэтому каскад с пентодом имеет небольшую входную
емкость.
Схема реостатного каскада на пентоде (рис. 55) отличается от
схемы на триоде наличием цепи питания экранной сетки, которая
присоединяется к анодному источнику питания Еа через большое
сопротивление /?э. Назначение этого сопротивления заключается
в понижении напряжения, поступающего на экранную сетку, ко-
торое, как известно, должно быть ниже анодного напряжения.
Напряжение на экранной сетке равно разности между напря-
жением источника питания Еа и падением напряжения на сопро-
тивлении R3. В режиме покоя это напряжение постоянно:
U^Ea-IM.R^
vj\e 7э0— ток экранной сетки при отсутствии переменного напря-
жения на входе.
В колебательном режиме ток экранной сетки, как и анодный
ток, пульсирует, поскольку изменение напряжения на управляю-
щей сетке вызывает соответствующее изменение потока электро-
нов. Если в цепи экранной сетки нет конденсатора Сэ, то ток экран-
ной сетки создает на сопротивлении R3 пульсирующее падение
напряжения, что приводит к изменениям напряжения на экран-
ной сетке в противофазе с сигналом на входе.
Действительно, и3=Еа—i3. R3, причем с повышением потен-
циала управляющей сетки ток i3 увеличивается, падение напряже-
ния на R3 возрастает и напряжение на экранной сетке понижается;
в отрицательный полупериод входного сигнала напряжение па
экранной сетке, наоборот, повышается. Так как анодный ток за-
висит и от напряжения на управляющей сетке и от напряжения
Рис. 55. Принципиальная схема
реостатного каскада па пентоде
Р и с. 56. Влияние пульсации на-
пряжения на экранной сетке на ве-
личину амплитуды переменной сос-
тавляющей анодного тока
на экранной сетке, которые изменяются в противофазе, то резуль-
тирующие пульсации анодного тока происходят с меньшей ампли-
тудой, чем при постоянном напряжении на экранной сетке, в ре-
зультате чего усиление уменьшается.
На рис. 56 показаны диаграммы анодного тока, где тонкой ли-
нией обозначены изменения тока под действием входного сигнала,
если предположить, что экранное напряжение постоянно (с ам-
плитудой 1та), пунктирной линией — изменения анодного тока,
вызванные изменением напряжения на экранной сетке при отсут-
ствии входного сигнала, и жирной линией — результирующие
пульсации анодного тока при одновременном действии входного
сигнала и пульсаций экранного напряжения (с амплитудой пере-
менной составляющей 1та<1т^).
Таким образом, если не принять специальных мер, изменения
напряжения экранной сетки как бы ослабляют влияние сигнала
на анодный ток. Для устранения этого недостатка между экранной
сеткой и общим проводом (или катодом) включается конденсатор
емкостью 0,14-0,25 мкф, являющийся малым сопротивлением
для переменной составляющей тока экранной сетки. При включе-
нии этого конденсатора по сопротивлению проходит только по-
стоянная составляющая тока и напряжение на экранной сетке в
колебательном режиме остается постоянным (на рис. 55 прямой
стрелкой показана постоянная составляющая тока экранной сетки,
а волнистой — переменная, причем взят момент повышения потен-
циала управляющей сетки). Одновременно с этим конденсатор
Сз с сопротивлением R3 составляют фильтр, дополнительно сгла-
живающий пульсации напряжения питания экранной сетки, вслед-
ствие чего уменьшается фон переменного тока.
Анализ работы реостатного каскада на пентоде может быть про-
веден, как и для триода, на эквивалентной схеме, которая ничем
не отличается от схемы, приведенной на рис. 46. Однако следует
учесть, что сопротивление анодной нагрузки для пентодов берется
в несколько раз меньше внутреннего сопротивления лампы, т. е.
нагрузочный коэффициент cc=5i=0,l 4-0,25. Это связано с тем,
Ki
что внутреннее сопротивление пентодов очень велико (для лампы
6Ж7 при различном положении рабочей точки — от 1,0 до 44-
4- 5 мгом).
Если выбрать сопротивление анодной нагрузки соста-
вит несколько миллионов ом, так что, во-первых, придется значи-
тельно повысить напряжение источника питания, чтобы подать тре-
буемое напряжение на анод, и, во-вторых, очень возрастут частот-
ные искажения на верхних частотах.
Коэффициент усиления реостатного каскада можно определить
по формуле (60,а):
К —и - ^-обы_
где • '
D Ra-Rg
+Rg •
80 _
tr0 для каскада на пентоде эту формулу можно упростить, учиты-
вая, что Йобщ<77й<^7?(-, и величиной Яобщ по сравнению с 7?(. в зна-
менателе можно пренебречь.
Тогда
К — |>
ло JR >
а так как
ю
Если Rg в несколько раз больше, чем Ra, то усиление можно оп-
ределить еще проще, считая, что Ro6u( <^Ra; тогда
K0=SRa. (75)
Здесь 5 — крутизна характеристики лампы в рабочей точке, вы-
раженная в амперах на вольт Яв — сопротивление анодной
нагрузки в омах (если 61 выражена в —, то R следует подставлять
в
в ком).
В каскаде на лампе 6Ж7 (ц=1200) можно получить коэффи-
циент усиления от 80 до 200; хотя 7Го=(О,О54-О,15)р,, но по абсо-
лютной величине это значительно больше, чем для триодов, для ко-
торых АГо=(О,б4-О,7)ц.
В связи с тем, что нагрузочный коэффициента меньше единицы,-
работа происходит на восходящем участке кривой K=f{a), рас-
смотренной ранее (см. рис. 36), т. е. вблизи начала координат, где
величина коэффициента усиления в сильной степени зависит от
сопротивления нагрузки.
Для анализа величины частотных искажений в каскаде на пен-
тоде воспользуемся полученной для реостатного каскада общей
формулой коэффициента искажений в области верхних частот
(73,а): ____________
M^V
где
_L— _Lj__L iL
Ri^~ Ri 'Ra 'Rg ’
Так как для каскада на пентоде сопротивление анодной нагруз-
ки в несколько раз меньше, чем внутреннее сопротивление и со-
противление утечки сетки, то можно считать, что и
(76)
Величину сопротивления анодной нагрузки целесообразно вы-
бирать по коэффициенту допустимых частотных искажений в
области верхних частот:
о
а" ®ВСО
(77)
§ 6. Расчет реостатного каскада
При проектировании усилителен низкой частоты необходимо
произвести расчет предварительного усилителя напряжения, со-
стоящего обычно из одного или нескольких реостатных каскадов.
Для расчета реостатного каскада заданными величинами яв-
ляются: напряжение источника питания Еа, данные следующего
каскада, по которым можно определить его входную емкость (коэф-
фициент усиления следующего каскада К,,2 и лампа, для которой
известны междуэлектродные емкости Cagi и Cgk2), диапазон частот
(/н и /в), допустимые частотные и нелинейные искажения (Мн,
Мъ и у), а также амплитуда входного напряжения следующего
каскада Umgli, являющегося напряжением на выходе проектируе-
мого каскада.
В результате расчета должна быть выбрана усилительная лам-
па, определен ее режим работы, т. е. величина напряжения смеще-
ния Е , анодного напряжения С7ао и анодного тока покоя 7а0, а
также найдены параметры схемы — величина сопротивления анод-
ной нагрузки Ra, сопротивления смещения /?см, сопротивления
утечки сетки Rg, емкости переходного конденсатора С и конден-
сатора, блокирующего смещение — Ссм. Для всех элементов схемы
должны быть выбраны промышленные типы деталей в соответствии
с каталогами или справочниками.
В процессе расчета определяется коэффициент усиления кас-
када К ° на средних частотах и амплитуда переменного напряжения
на сетке Umgi, а также проверяется величина действительных час-
тотных и нелинейных искажений.
В некоторых случаях может быть задан определенный тип лам-
пы или не задано напряжение источника питания, а его требуется
выбрать в результате расчета. Если лампа не задана, то ее следует
выбирать по коэффициенту усиления, который она может дать
в реостатной схеме. Ориентировочно коэффициент усиления ка-
скада определяется по коэффициенту усиления лампы: для триодов
7Го=(0,6Ч-0,7)(х, а для пентодов вследствие малых значений на-
грузочного коэффициента Ко=(0,05-4-0,15)р.
В табл. 4 приведены параметры наиболее распространенных
триодов и пентодов, применяющихся в усилителях напряжения,
и дан ориентировочный коэффициент усиления каскада Кй.
Выбор элементов схемы каскада на пентоде несколько отли-
чается от расчета каскада на триоде, поэтому в дальнейшем поря-
док расчета дай отдельно для этих типов ламп.
Порядок расчета реостатного каскада
на триоде
Дано: Еа, fB, f3 , Мн, Мв , а для следующего каскада Umgt, К^,
Cagl, С кг. Требуется определить: тип лампы, режим работы —
Eg, Ua<), 1М. параметры схемы — Ra, Rg, RCM, Cg, Ссм, коэффи-
циент усиления К* и входное напряжение U.
Таблица 4
тиПЫ И ПАРАМЕТРЫ ЛАМП, ИСПОЛЬЗУЕМЫХ В РЕОСТАТНЫХ СХЕМАХ
Марка Тип лампы Эквивалент- ное шумовое сопротивление (ОЛ1) Параметры Ориентиро- вочный коэф- фициент уси- ления Ко
р- S (ма в) Кг (ком)
6С5 Триод 20 2,0 10 12ч-14
6Ф5 (6С4) Триод — 100 1,5 70 604-70
6II7G Двойной триод с общим катодом —1 35 1,5* 22* 204-24
6H8G Двойной триод с раздельными ка- тодами — 20 2,6* 7,7* 124-14
6Н9С То же — 70 1,6* 44* 404-50
6Н2П Двойной триод пальчиковой се- рии с раздельны- ми катодами 1500 97 2,0* 49* 604-70
6НЗП То же .— 35 5,6* 6,25* 204-24
6Ж7 Пентод высокоча- стотный 5500 1200 1,2 1000 804-200
6Ж8 Пентод высокоча- стотный 5840 1600 1,6 1000 1004-240
6Ж4 П ентод высокой а- СТО1НЫЙ 720 9000 9,0 1000 4004-1500
• Параметры даны для каждого триода.
1. Выбирается тип лампы — триод с достаточно большим коэф-
фициентом усиления. Из справочника берутся значения парамет-
ров лампы (х, S, а также емкости анод — катод Саь.
2. Определяется сопротивление анодной нагрузки Ra из усло-
вия получения возможно большего коэффициента усиления ка-
скада Ra=(3-^-5')Ri, где Ri взято из справочника.
При выборе На следует учитывать, что его увеличение дает не
только увеличение усиления, но также уменьшение нелинейных
искажений вследствие спрямления сеточной динамической харак-
теристики и уменьшение постоянной составляющей анодного тока
(рабочая точка располагается ниже при том же смещении). Одна-
ко с увеличением Ra растут частотные искажения на высших
частотах, так что после уточнения параметров в рабочей точке не-
обходимо проверить, не превышают ли искажения допустимой ве-
личины.
Кроме того, значительное увеличение сопротивления анодной
нагрузки не дает большого выигрыша в усилении (см. главу III,
§ 5), а приводит к уменьшению анодного напряжения и увеличе-
нию внутреннего сопротивления в рабочей точке, вследствие чего
еще больше возрастают частотные искажения на высших частотах.
В зависимости от типа лампы величина сопротивления анодной
нагрузки лежит в пределах от 20 до 500 ком.
3»
83
3. Определяется режим работы лампы графическим способом.
Для этого на графике семейства анодных характеристик лампы
(рис. 57) строится динамическая характеристика по заданному
Еа и найденному Ra и на ней выбирается рабочая точка Р так,
чтобы она находилась примерно в середине участка динамической
характеристики АВ, который с одной стороны ограничен статиче-
ской характеристикой, соответствующей Ug—0, а с другой — об-
ластью пересечения динамической характеристики с нижними
криволинейными участками статических характеристик. При
этих условиях лампа будет работать с минимальными нелинейными
искажениями.
Положение рабочей точки на графике позволяет определить ве-
личину смещения Eg как напряжение на сетке, соответствующее
статической характеристике, проходящей через рабочую точку,
анодное напряжение U а!1 (абсцисса точки Р) и ток покоя 1М (ор-
дината точки Р).
Для рабочей точки определяются параметры лампы ц, S и
Rt по параметрическому треугольнику PQN, где PQ=AUa,
QN=Ma, a AUg= Ug -Eg.
Правильность графического выбора смещения ориентировочно
проверяется, исходя из условия, что в колебательном режиме
должны отсутствовать сеточные токи, появляющиеся при напря-
жении на сетке выше — (0,5-4-0,8)е. Поэтому напряжение смещения
по абсолютной величине должно быть больше амплитуды входного
напряжения Umgina (0,54-0,8) ей, хотя Umgy точно еще не вычисле-
Umgz Uтег
так
<\0 Щ,6-гО,7)рА
но, приближенно можно считать, что Umgl
™ |в, +<°.5-ад
При входном напряжении меньшем 0,1 в производить такую
проверку бессмысленно.
1 4 Проверяется величина частотных искажений на верхних
частотах по формуле
гпе ®в=2л/в, Ris & (/?,- —внутреннее сопротивление
лампы в рабочей точке, вычисленное в и. 3),
(См _ емкость монтажа, равная 10-4-40 пф).
Если полученное значение коэффициента частотных искажений
превышает заданную величину, то следует уменьшить Ra и снова
произвести графический расчет (п. 3).
Иногда во избежание ряда повторных расчетов предварительно
определяют максимально допустимую величину сопротивления
анодной нагрузки 7?аМако, исходя из допустимых частотных иска-
жений по соотношениям
У мг — 1
^™с =------И ЯвМакс^(эмаке(1+«),
где а=3-т-5.
Однако это тоже не является однозначным решением,поскольку для
триодов величина Ri3 определяется главным образом величиной
йг- лампы в рабочей точке, так что после графического расчета ре-
жима необходимо проверить -соблюдение условия
R.
19 Оэмакс>
где 7?; — внутреннее сопротивление в рабочей точке.
5. Определяется сопротивление утечки сетки Rg из соотноше-
ния Rg= (24- W)Ra, но не более 14-1,5 мгом.
Последнее условие вызвано тем, что с увеличением сопротив-
ления утечки сетки возрастает влияние тока утечки переходного
конденсатора на режим работы следующей лампы (см. рис. 75).
Поскольку анодное напряжение 1004-150 в распределяется между
сопротивлением изоляции Яиз разделительного конденсатора
и сопротивлением утечки сетки Rg, то постоянное напряжение на
R„ будет тем меньше, чем меньше величина R„ по сравнению с
Яиз.
Если отношение (0,0024-0,003), то положительное паиря-
/1ИЗ
жение, попадающее с Rg на сетку Лг, не превышает 0,24-0,4 в,
что вполне допустимо. Современные конденсаторы имеют 7?вз>
>500 мгом, так что сопротивление утечки сетки не должно превы-
шать 14-1,5 мгом.
Кроме того, при увеличении сопротивления утечки сетки боль-
шое влияние на режим работы следующего каскада окажут ион-
ные токи сетки следующей лампы, которые также создают па R
постоянное напряжение, уменьшающее действительную величину
отрицательного смещения.
Таким образом, величина сопротивления Rg выбирается в за-
висимости от типа лампы — от 50 ком до 1 мгом.
6. Вычисляется постоянная времени цепи сетки, исходя из за-
данной величины частотных искажений на нижних частотах:
где сон=2л/н.
7. Определяется емкость разделительного конденсатора:
С =~- 106л^. ; ”
s P'S
8. Вычисляется коэффициент усиления в области средних час-
тот:
к =_________-
где р. и R; — параметры в рабочей точке.
9. Определяется амплитуда переменного напряжения на сетке:
ТТ ___Р тяг
• “ mgi к •
Ло
После этого следует еще раз проверить правильность графиче-
ского выбора смещения по соотношению
|^|^^г1 + (0,5-н0,8)е.
10. Определяется величина нелинейных искажений графиче-
ским путем (только для случая >(0,1 4-0,5) в, так как при мень-
ших входных сигналах искажения весьма незначительны и невы-
сокая точность графического метода расчета не позволяет их оп-
ределить).
Для этого на графике (см. рис. 57) определяются в мм длины
отрезков а и б динамической характеристики от точки Р до харак-
теристик при Ug=Eg-\-U mgl и U"g =Eg—Umgy и вычисляется ориен-
тировочный коэффициент нелинейных искажений по второй гар-
монике в процентах:
№=4 •1000
Полученный коэффициент нелинейности не должен превышать
заданной величины.
11. Определяется величина сопротивления смещения:
где Zao (в амперах) берется из графика.
12. Определяется минимальная величина емкости конденсатора
смещения из условия, чтобы его сопротивление для нижней гра-
ничной частоты /н было в 5—10 раз меньше сопротивления смеще-
ния:
см ®нлсм
Пример расчета реостатного каскада на триоде.
Дапо: /?а=220 в, /н=50 гц, /„=10 000 гц, Л/в=1,03, Л7Н=1,1, у=1,5%>
Umgr=25g> Cgm=Z пф, Сагг=А пф,
1. Выбираем триод 6П7С, для которою р=35, 7?;=22 ком,
,S'=1’5V’ С"^"3’5
2. Сопротивление анодной нагрузки
Да=5/?;=5'22=110 ком.
Выбираем по табл. 6 сопротивление типа ВС с поминальной величиной
100 ком и допуском ± 2О'/о, так что окончательно Ra=lOQ ком.
3. На семействе анодных характеристик лампы 6Н7С (см. рис. 57) строим
динамическую характеристику по отрезкам па оси абсцисс: Йа=220 в и на
оси ординат: /а=^= ^^з=2,2-1О”3а=2,2 ли.
Отбрасывая часть динамической характеристики, пересекающую статиче-
ские характеристики при напряжениях на сетке — 5, — 6 и — 7 в, выбираем
рабочую точку Р при 65--—2,5 в. Для этой точки /.,=1,1 ма, Па0=112 в,
Eg=2,5 в.
Проверяем правильность выбора смещения:
25
\Е„\ -„--1-0,8, или 2,Ьв>2в, следовательно, смещение вы-
s 0,7-35
брано верно.
Определяем параметры в рабочей точке:
Д7а=0,7 ма; в; AUg—3 — 2,5=0,5 в;
J^Ua_ 05 _ ма. AUa 18
‘ &Ug 0,5 ’ ЛП/~0,5 ’ в ’ ' Д/а 0,7-10~3
=25 700 ом=26 ком.
А. Проверяем величину коэффициента частотных искажений на верхней
граничной частоте:
м,. = / 1+(<овС07?,-э)2 , где сов=2л/в=2-3,14-10\
_ R,-Ra 26-100 „ ,„3
й'^тфга== 26+100 =20 К0М =20'10 0М'
C0=Cak+Csfl2-YCag2 (1+Х02)+См=3,5 + 3+4 (1+14)+30= 100 пф~
= 100-10~12 ф,
Л/в=1'Ч0+2/ЗД4-1 + Д+П+^:+Г++2= У"1+(0Д25р= /1~02=1,01.
Л/в=1,01, что меньше, чем заданное Л/в=1,03. 'х
5. Сопротивление утечки сетки
й^=5На=5-100=500 ком.
выбираем по табл. 6 сопротивление типа ВС с поминальной величиной
470 ком и допуском ± 20°/о; таким образом, 7?г=470 ком.
6. Постоянная времени цени сегки
1
—=:. : — -----=——=0,007 сек.
>_t 2-3,14-50 ]/1, Р - 1
xg~
<0н
7. Емкость разделительного конденсатора
СД= £ . 10е 2^121=0,015 мкф.
Выбираем конденсатор типа КСО-8 емкостью 1500 пф, с Рраб=500 в
(см. табл. 11).
8. Коэффициент усиления на средних частотах
' к = И 36 _
'Ra' Rg ^100^470
9. Амплитуда переменного напряжения па сетке (входной сигнал)
mgi~ ~28~0,9<;-
10. Определяем коэффициент нелинейных искажений.
Для этого находим U'g=;E g-\-Umgi=— 2,5-ф-0,9=— 1,6 в,
U’"=Eg — Umgl=— 2,5 — 0,9=— 3,4 в.
Проводим пунктиром соответствующие статические характеристики'(при
напряжении на сетке —1,6 и —3,4 в) и измеряем отрезки динамической
характеристики от рабочей точки до этих характеристик: а =9 мм,
6=9,5 мм.
1 (L — 6 1 0 е»
Тогда Y=Y2=_„=T . _г_ юо»/^1,3»/0<1,5»/„.
Таким образом, нелинейные искажения не превышают допустимой
величины.
11. Сопротивление автоматического смещения
Выбираем сопротивление типа ВС с номинальной величиной 2,2 ком и
допуском ± 20%.
12. Определяем емкость конденсатора смещения
„ 10-К)6 10’ .
Ссм~ (0HBCM ~ 2-3,14-50-2,2- 10s
Выбираем электролитический конденсатор КЭ-1М. С=20 мкф, Прай=20 в.
Порядок расчета реостатного каскада
на пентоде
Заданными являются те же величины, что и для каскада на
триоде. Расчет ведется в следующем порядке.
1. Определяется величина сопротивления анодной нагрузки
из условия получения допустимых искажений на высших частотах
88
Рис. 58. График к расчету реостатного каскада па пентоде
по формуле (77):
2. Графически определяется режим работы, т. е. Eg, Iatt и U
для чего на семействе анодных характеристик строится динамиче-
ская характеристика по заданным Еа и Ra и выбирается рабочая
точка (рис. 58).
Для рабочей точки определяется крутизна характеристики:
где а
Более точно следует определять крутизну как среднее арифме-
тическое из двух значений, найденных по приращениям тока
Е1а и El'a, отсчитанным вверх и вниз от рабочей точки (рис. 58).
3. Определяется коэффициент усиления каскада на средних
частотах по формуле (75):
K^SRa,
где S — крутизна характеристики в рабочей точке.
4—7. Определяются амплитуда переменного напряжения на
сетке, нелинейные искажения, сопротивление утечки сетки и ем-
кость разделительного конденсатора так же, как для каскада на
триоде.
8. Определяется сопротивление смещения:
R
см ЛигРэ’
89
где I9— ток экранной сетки (берется из справочника или по харак-
теристикам; приближенно можно считать, что /э=(0,05-т-0,1) /а).
9. Емкость конденсатора смещения определяется так же, как
для триода.
10. Определяется величина гасящего сопротивления в цепи
экранной сетки по соотношению
где U3— постоянное напряжение на экранной сетке (для первого
каскада 20+50 в).
Сопротивление в цепи экранной сетки берется 0,5+1,5 мгом.
И. Определяется емкость блокирующего конденсатора в цепи
экранной сетки из условия, чтобы его сопротивление для нижней
граничной частоты было в 10—20 раз меньше сопротивления 7?э:
г (10 = 20) 10" „
мк&
Пример расчета реостатного каскада па пентоде
Задание: рассчитать реостатный каскад на экранированном пентоде 6Ж7,
если напряжение источника питания £а=200 в, диапазон частот от /-н=80г^
до /в=6000 гц; допустимые частотные искажения Л7н=1,05 и Мр=1,1; вход-
ная емкость следующего каскада с учетом емкости монтажа С0=50 пф; вы-
ходное напряжение Uв.
1. Определяем максимальное сопротивление анодной нагрузки:
1/ М2„ — 1 у 1, р _ 1
Дамакс= ^Со = 2-3,14-6-103-50-1(ГТ7=2/±3‘б) * * * 10 й-“=243 ком-
Выбираем сопротивление типа ВС с номинальной величиной 220 ком и
допуском + 20%.
2. Па графике анодных характеристик лампы 6Ж7, снятых при напря-
жении па экранной сетке Рэ=50 в (см. рис. 58), строим динамическую ха-
рактеристику по отрезкам Еа—200 в и =0,9 лта. Выбираем рабочую
точку Р при смещении Eg—-— 2 в. При этом напряжение на аноде Uatt=65 в
и ток покоя 7ао=О,6 ма.
Находим крутизну характеристики в рабочей точке:
а) дЛ = РО'=0,28.ио; &U' =2,5 - 2=0,5 в; 5'21^=0,56—;
4 д(/ 0,о в
б) М"а = PQ"=0.48 ма; Дб'’=2—1,5=0,5 в;
„„ А/« 0,48 . „„ма с S'+S" 0,56+0,96 . .„ма
~—«=тгт“~0,96—; S——--------------т;--=0,76—.
д#" 0,5 ’ в ’ 2 2 в
s
3. Коэффициент усиления на средних частотах
Ко=У-Да=0,76-Ю-5.220-103=167.
90
k. Амплитуда переменного напряжения на сетке
Г/ 5
^ = ir= 167=0'03 *•
Так как Umgl<^.0,i «, то коэффициент нелинейных искажений не опре-
деляем и правильность графического определения смещения не проверяем.
5. Выбираем величину сопротивления утечки сетки по соотношению
Rg=(2 -т-10) Ra 1 = 1,5 мгом.
Берем B?=5Ra=l мгом (сопротивление типа ВС).
6. Постоянная времени цепи сетки
1 1
т,, —------------------------— -=0,063 сек.
<^-1 2.3,14.80/1,05^-1
7. Емкость разделительного конденсатора
С,,= 2/ 1О’лк^=21^_121=о,О63лтк56.
Выбираем конденсатор типа КБГ-М, С=0,07 мкф, О’рав=200 в.
8. Сопротивление автоматического смещения
д«=7-^Г7~=/о яТо^ПТг»^2-5'10* Ли=2.5 ком,
* ЙОТ-'Э W» V'T’",
где 1/— ток покоя, найденный из графика, 7э=0,2 ма — ток экранной
сетки, взятый из справочника.
9. Емкость конденсатора, шунтирующего сопротивление автоматического
смещения
„ (5 — 10)10® 10-10® _ „
~ 2-3,14-80-2,5-10’ 8 М’'$
Берем электролитический конденсатор типа КЭ-1 емкостью 10 мкф и
^раб=20 «
10. Определяем величину гасящего сопротивления в цепи экранной сетки
„ Еа — U„ 200 — 50 .па
Rа= —/------== -—_.-=750-103 o.w=750 ком.
13 0,2-10 3
Берем сопротивление типа ВС с номинальной величиной 680 ком и до-
пуском 4- 20%.
11. Емкость конденсатора в цепи экранной сетки
20-10®
_ (10 = 20)10® .
Сэ шн.7?э 2-3,14-80-680-103 °’ М^’
Выбираем конденсатор типа КБГ-М с номинальной емкостью 0,1 мкф и
рабочим напряжением 200 в. .,
§ 7. Детали реостатного усилителя
Деталями реостатного каскада являются электронные лампы,
сопротивления, конденсаторы, ламповые панельки и другие. Рас-
смотрим различные типы сопротивлений и конденсаторов, их уст-
ройство и свойства, а также требования, предъявляемые к элемен-
там схемы реостатного каскада, так как качество и технические
свойства этих деталей оказывают большое влияние на работу уси-
лителя.
СОПРОТИВЛЕНИЯ
В зависимости от применяемого материала различают прово-
лочные сопротивления, намотанные из высокоомной проволоки,
и непроволочные, в которых имеется угольный или металлизирован-
ный проводящий высокоомный слой. И те и другие могут быть как
постоянными, не позволяющими регулировать величину сопротив-
ления в процессе эксплуатации, так и переменными, величину
которых можно изменять в определенных пределах.
Все сопротивления характеризуются: величиной электрического
сопротивления R, допустимой мощностью рассеяния Р&09, допу-
стимым рабочим напряжением U 6, напряжением собственного
шума, классом точности и стабильностью.
Величина сопротивлений, выпускаемых промышленностью, со-
ответствует определенным стандартным числам (шкала номиналь-
ных значений); эти числа подобраны так, чтобы с учетом класса
точности, т. е. допуска на отклонение действительной величины
от номинальной, перекрыть весь диапазон величин.
Наиболее распространенные классы точности: I — допуск
+5%, II — допуск +10%, III — допуск +20%. Встречаются и
повышенные классы точности, с допусками 0,1; 0,5; 1%.
Допустимой, или номинальной, мощностью называется мощ-
ность, рассеиваемая на сопротивлении, при которой нагрев не пре-
вышает допустимого; эта мощность зависит от условий работы и
поверхности охлаждения. Превышение допустимой мощности,
а также допустимого напряжения приводит к значительному изме-
нению величины сопротивления или выходу его из строя.
Стабильность характеризует постоянство величины сопротив-
ления во времени, а также при изменении температуры и влажности
окружающей среды.
1. Постоянные непроволочные сопротивления широко приме-
няются в усилительной аппаратуре благодаря малым габаритам
и небольшой стоимости.
Углеродистый или металлизированный проводящий слой этих
сопротивлений наносится на изолятор, служащий основанием, и
приобретает требуемые качества в процессе термической обработ-
ки. Величина электрического сопротивления зависит от длины,
толщины и качества проводящего слоя. Иногда для увеличения
сопротивления часть проводящего слоя снимается по винтовой
линии, вследствие чего увеличивается длина пути для тока, или,
иначе, длина проводника.
Эти сопротивления по сравнению с проволочными допускают
меньшую мощность рассеяния, являются менее стабильными, т. е.
в процессе работы их величина необратимо изменяется, и обладают
92
Рис. 59. Устройство и внешний вид постоянных кепровоаочных сопротив-
лений ВС:
а — мощностью до 2 вт включительно; б — мощностью й и 10 вт
несколько большим собственным шумом. Последнее объясняется
тем, что кроме теплового шума, свойственного любым сопротивле-
ниям, в них возникают дополнительные шумы при прохождении
электрического тока вследствие искровых разрядов между ча-
стичками проводящего слоя.
Однако по мере совершенствования технологии изготовления
непроволочных сопротивлений качество их улучшается, а габарит-
ные размеры становятся меньше.
В настоящее время промышленность выпускает несколько ти-
пов постоянных непроволочных сопротивлений с достаточно вы-
сокими техническими показателями.
Большое распространение в усилительных устройствах полу-
чили сопротивления типа ВС (высокостабильные), представляю-
щие собой сплошной или полый фарфоровый цилиндрик, на по-
верхности которого нанесен тонкий проводящий углеродистый
слой, покрытый защитным слоем влагостойкого лака или краски
(рис. 59).
На поверхности краски написана номинальная величина сопро-
тивления, допуск в процентах и допустимая мощность рассеяния.
По мощности рассеяния имеются шесть типов сопротивлений:
на 0,25; 0,5; 1; 2; 5 и 10 вт. Допустимой считается та мощность,
при которой сопротивление перегревается на 50° выше окружаю-
щей температуры.
&ЛГ-2
P и с. 60. Внешний
вид малогабарит-
ных непроволоч-
ных сопротивлений
МЛТ
Данные шести типов сопротивлений ВС при-
ведены в табл. 5, а шкала номинальных зна-
чений для сопротивлений различного класса
точности — в табл. 6.
Сопротивления типа ВС работают в интер-
вале температур от—60 до -р70°С, отклонение
величины сопротивления от номинальной при
£= -4—70°С не превышает 4%; относительное
изменение величины сопротивления при уве-
личении мощности рассеяния в 1,5 раза в те-
чение 100 часов не более 5%.
Напряжение собственных шумов не пре-
вышает 5 мкв.
Помимо сопротивления типа ВС имеются
малогабаритные непроволочные сопротивления
типа МЛТ и УЛМ.
Сопротивления МЛТ (металлизированные лакированные теп-
лостойкие) имеют меньшие габариты, чем сопротивления ВС той же
мощности (рис. 60), и отличаются от сопротивлений ВС тем, что
на поверхность керамического цилиндрика нанесен вместо угле-
рода слой сплава с высоким удельным сопротивлением. Они выпу-
скаются мощностью 0,5; 1 и 2 вт и отличаются высокой теплостой-
костью: выдерживают температуру до -j-100°C и при этом очень
незначительно изменяют свою величину (температурный коэф-
фициент 0,7 -10“3).
Таблица 5
ДАННЫЕ ПОСТОЯННЫХ ПЕНРОВОЛОЧНЫХ СОПРОТИВЛЕНИИ
Тип Допустимая мощность рассеяния (вт) Диапазон номиналь- ных значении со- противления Максималь- ное рабочее напряжение (в) Габаритные размеры (мм)
(<ш) (мгом) диаметр длина
ВС-0,25 0,25 27 5,1 350 5,4 18,5
ВС-0,5 0,5 27 10 500 5,4 28,5
вс-1 1,0 47 10 700 7,2 32,5
ВС-2 ' 2,0 47 10 1000 9,5 53,0
ВС-5 5,0 47 10 1500 17,0 75,0
ВС-10 10,0 75 10 3000 27,0 120,0
Сопротивления УЛМ (углеродистые малогабаритные) имеют
такую же конструкцию, как ВС, п еще меньшие габариты, чем
МЛТ (длина 6 мм, диаметр 2 мм), и могут работать при окружаю-
щей температуре от —60 до -|-100°С;они выпускаются одного типа—
с мощностью рассеяния 0,15 вт. Данные малогабаритных по-
стоянных сопротивлений приведены в табл. 7.
Таблица в
НОМИНАЛЬНЫЕ ЗНАЧЕНИЯ ПОСТОЯННЫХ НЕПРОВОЛОЧНЫХ
СОПРОТИВЛЕНИЙ ТИПА ВС
Г ' Допуск
"±5% ± 1 0% ±20% ±5% ± 1 0% ±20%
1 ком 1,1 » 1,2 » 1,3 » 1,5 » 1,6 » 1,8 » 2,0 » 2,2 » 2,4 » 2,7 » 3,0 » 3,3 » 3,6 » 3,9 » 4,3 » 4,7 » 5,1 » 5,6 » 6,2 » 6,8 » 7,5 » 8,2 » 9,1 » 10 » 11 » 12 » 13 » 15 » 16 » 18 » 20 » 22 » 24 » 27 » 47 ом 56 » 68 » 82 » 100 » 120 » 150 » 180 > 220 » 270 » 330 » 390 » 470 » 560 » 680 » 820 » 1 ком 1,2 » 1,5 » 1,8 » 2,2 » 2,7 » 3,3 « 3,9 » 4,7 » 5,6 » 6,8 » 8,2 » 10 » 12 » 15 » 18 » 22 » 47 ом 68 » 100 » 150 » 220 » 330 » 470 » 680 » 1 ком 1,5 » 2,2 » 3,3 > 4,7 » 6,8 » 10 » 15 » 22 » 30 ком 33 » 36 » 39 » 43 » 47 » 51 » 56 » 62 » 68 » 75 » 82 » 91 » 100 » 110 » 120 » 130 » 150 » 160 » 180 » 200 » 220 » 240 » 270 » 300 » 330 » 360 » 390 » 430 » 470 » 510 » 560 » 620 » 680 » 750 » 820 » 910 5> 1 мгом 1,1 » 1,1 » 1,2 » 1,3 ъ 1,5 » 1,6 » 1,8 » 2,0 » 33 ком 39 у> 47 » 56 » 68 » 82 » 100 » 120 » 150 » 220 » 270 » 330 » 390 » 470 » 560 » 680 » 820 » 1 мгом 1,2 » 1,5 » 1,8 » 2,2 » 2,7 » 3,3 » 3,9 » 4,7 » 33 ком 47 » 68 » 100 » 150 » 220 » 330 » 470 » 680 » 1 мгом 1,5 » 2,2 » 3,3 » 4,7 »
95
Продолжение табл, в
Допуск
Д5% ±10% ±20% : ±5% ±10% | ±20%
5,6 мгом 6,8 » 6,8 мгом 8.2 мгом 10 » 10 мгом
Примечание Сопротивления до 1000 ом и выше 2 мгом с допу-
ском ±5% не выпускаются.
Таблица 7
ДАННЫЕ МАЛОГАБАРИТНЫХ ПОСТОЯННЫХ НЕПРОВОЛОЧНЫХ
СОПРОТИВЛЕНИЙ
Наименование Тип Допустимая мощность (вт) Диапазон номиналь- ных значений сопротивления
(Он) (мгом)
Металлизированные лакиро- МЛТ-0,5
ванные теплостойкие . . . 0,5 100 5,1
То же МЛТ-1 / 1,0 100 10
» » МЛТ-2 V' 2,0 100 10
Углеродистые на логабарит-
ные УЛМ-0,15 0,15 27 1
2. Постоянные проволочные сопротивления применяются в
усилительной аппаратуре в тех случаях, когда вследствие большой
мощности рассеяния (выше 10 вт) нельзя применить непроволочные
или необходима высокая стабильность сопротивления.
Чаще всего проволочные сопротивления ставятся в качестве
делителя для питания экранных сеток мощных ламп, сопротив-
ления автоматического смещения оконечного каскада и эквива-
лентного сопротивления нагрузки, которое включается на выход
усилителя при отключении громкоговорителя.
Промышленность выпускает стандартные проволочные сопро-
тивления типа ПЭ (проволочные эмалированные), которые часто
называют трубчатыми остеклованными (рис. 61). На трубку из
специальной керамики наматывается неизолированный высоко-
омный провод с определенным расстоянием между витками, после
чего она заливается эмалью, застывающей в виде стекловидной
массы. Эмалевое покрытие защищает провод от механических
повреждений и является хорошим изолятором. II основание и
эмаль стойки против резких изменений температуры до 300° С,
поэтому мощность рассеяния, при которой внутри трубки дости-
гается эта температура, считается номинальной.
По мощности рассеяния и габаритам имеются семь типов со-
противлений ПЭ: на 7,5; 15; 20; 25; 50; 75 п 150 вт. Тип со-
96
Р и с. 61. Устройство (а) и внешний вид (б) постоянного проволочного со-
противления ПЭ:
1 — основание; 2 — проволока; 3 — эмалевое покрытие, 4 —► выводы
противления, его номинальная величина и допустимый ток па-
грузки указываются на бумажной этикетке, наклеиваемой на
эмалевое покрытие, или надписываются краской.
Данные сопротивлений ПЭ приведены в табл. 8.
Таблица 8
ДАННЫЕ ПОСТОЯННЫХ ПРОВОЛОЧНЫХ ЭМАЛИРОВАННЫХ
СОПРОТИВЛЕНИИ ПЭ
Тип Допустимая мощность (вт) Пределы номинальных зна- чений сопротивления (ол») Габаритные размеры (мм)
диаметр D длина L
ПЭ-7,5 7,5 5—5 000 10 40
ПЭ-15 15 5—5 000 14 50
ПЭ-20 20 2,5—5 000 18 50
ПЭ-25 25 5—5 000 23 50
ПЭ-50 50 1—15 000 23 90
ПЭ-75 75 1—30 000 23 160
ПЭ-150 150 0,9—50 000 30 215
3. Переменные непроволочные сопротивления, применяются в уси-
лителях для регулирования громкости и тембра звука. Такие по-
тенциометры (рис. 62) представляют собой подковообразное ос-
нование 1 из изоляционного материала — гетинакса, на которое
нанесен проводящий слой углерода 2. По поверхности проводящего
слоя скользит подвижной контакт 3 в виде щеточки из пружиня-
щих проволочек. Потенциометр помещен в плоский цилиндри-
ческий корпус 4. Выводы от концов подковки и подвижного контак-
та (движка) припаяны к трем лепесткам 5; средний лепесток сое-
динен с движком. Для перемещения движка поворачивается
ось 6.
4 Е. О. Федосе< ва
s.
a s
Рис. 62. Переменные непроволочпые сопротивления:
а — устройство и внешний вид сопротивлений ВК; 6 — сопротивление типа ТК;
в— сопротивление типа G1I
В зависимости от угла поворота изменяется величина сопротив-
ления между началом проводящего слоя и движком. Эта зависи-
мость может быть прямолинейной (4), логарифмической (Б) и по-
казательной (/?). Соответствующие характеристики приведены на
рис. 63.
Для регулировки усиления применяются потенциометры с ха-
рактеристикой типа В, так как в соответствии с чувствитель-
ностью уха к изменению громкости важно, чтобы приращение гром-
кости было небольшим при тихих звуках и увеличивалось с увели-
чением громкости. Сопротивления с характеристикой типа А мо-
гут применяться в регуляторах тембра.
Переменные непроволочные со-
Рис. 63. Зависимость величины
переменного непроволочного со-
противления от угла поворота осп
противления выпускаются нес-
кольких типов: ВК и СП — без
выключателя и ТК — с выключа-
телем на общей оси, с помощью
которого устройство может отклю-
чаться от питающей сети.
Сопротивления типа СП (или
СПН) мало отличаются от ВК по
устройству. Они имеют меньший
диаметр корпуса, чем ВК, и мо-
гут быть как одинарными (СП-I и
СП-Н), так и сдвоенными —
СП-HI и СП-IV (два потенциометра
с общей осью для перемещения
движков). Сопротивления типа ТК
98
выключателем сети 7 (см. 62,6) отличаются по внешнему виду
от ВК большей высотой цилиндрического корпуса п добавочны-
ми контактными лепестками 8 для включения в разрыв одного
из проводов сети.
Данные переменных непроволочных сопротивлений типа СП,
ВК и ТК приведены в табл. 9.
Таблица 9
ДАННЫЕ НЕПРОВОЛОЧНЫХ ПЕРЕМЕННЫХ ТОНКОСЛОЙНЫХ
СОПРОТИВЛЕНИЙ
—-— 1 Тип Номинальная мощность (т) Вид зависимо- сти величины сопрошвлеиия от угла по- ворота оси Диапазон номинальных вначеиий сопротивлении №гко1шглъио допустимое рабочее на- пряжение (в)
СП 0,5 1 1 2 А и В А и В А А 22 ком 4- 2, 2 мгом 470 ом ч- 4,7 мгом 400 400 400 500
ВК и ТК 0,2 0,4 0,5 Б В А 2,5 ком—1 ьЬ мгом 350
со о-ops
На корпус наносится маркировка сопротивления, состоящая
из обозначения типа, буквы, характеризующей кривую изменения
сопротивления, величины сопротивления и мощности рассеяния,
например: BK-B-1MQ-O,4.
Кроме перечисленных типов тонкослойных углеродистых пере-
менных сопротивлений в последнее время выпускаются мало-
габаритные объемные непроволочные сопротив-
ления типа СПО (сопротивление переменное объ-
емное), которые обладают значительно большей
теплостойкостью и работают при температуре
окружающей среды до 1304-140°С. Эти сопротивле-
ния выпускаются мощностью 0,15; 0,5 и 2 ада и до-
пускают рабочее напряжение соответственно до
100, 250 и 600 в (рис. 64 и табл. 10).
4. Проволочные переменные сопротивления ти-
па 50-1 изготовляются из высокоомного неизоли-
рованного провода, который наматывается на по-
лоску фибры, согнутую в виде кольца 1 (рис.
65). Слой окиси на проволоке, получающийся
при термической обработке, предотвращает замы-
кание между витками. Выводами от концов про-
волоки служат латунные полоски 2. Фибра с на-
мотанным проводом помещается в металлический
корпус 3, намотка изолируется от корпусапресш-
паном 4. На оси 5, проходящей сквозь корпус, за- противлений СПО
coo-qs
Рис. 64. Внешний
вид малогабарит-
ных непроволоч-
пых объемных со-
4*
Р и с. 65. Внешний вид и устройство переменного проволочного сопротивле-
ния типа 50-1
Таблица 10
ДАННЫЕ НЕПРОВОЛОЧПЫХ ПЕРЕМЕННЫХ ОБЪЕМНЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ
Тип Номинальная мощность при 80°С (rai) Диаметр корпуса (мм) Высота корпуса (мм) Максимальное допустимое рабочее на- пряжение (<?) Диапазон номиналь- ных значений со- противлении
СПО-2 2,0 28 15 600 47 м-г4,7 мгом
СПО-0,5 0,5 15,6 11,2 250 100 ом 1 мгом
СПО-0,15 0,15 9,5 9,5 100 100 ом -г- 1 мгом
крепляется шайба 6 с длинным пружинящим отростком. При
повороте оси этот отросток скользит по торцу намотки, с ко-
торого счищен слой окалины, и является подвижным контактом
(движком). Подвижной контакт и выводной лепесток от него сое-
динены с корпусом.
В усилительных устройствах киноустановок переменные про-
волочные сопротивления применяются в цепи накала первой лам-
пы в качестве потенциометров для уменьшения фона переменного
тока и как реостаты для регулирования накала читающей лампы
в узкопленочной кинопередвижке. Сопротивления типа 50-1
имеют величины 10; 50 и 400 ом с отклонениями до +20% и до-
пускают мощность рассеяния не более 4—5 вт.
Кроме этого в стационарной аппаратуре применяются полу-
переменные сопротивления для установки режима читающей лам-
пы. Они представляют собой керамическую трубку, на которую
намотан провод (рис. 66). Изоляцией витков служит образующий-
ся при отжиге слой окалины. На концах обмотки надеты латун-
ные хомутики, стянутые винтами с ганками и служащие крайни-
100
Р и с. 66. Специальное
лолупеременное проволоч-
ное сопротивление
ми выводами. Между ними имеется тре-
тий хомутик — средний вывод, который
может быть установлен на любом рассто-
янии от конца сопротивления. Для пере-
мещения этого хомутика следует отвин-
тить винт, ослабить обжимку, а после
установки на новое место завинтить его
снова. Средний вывод соединяют с од-
ним из крайних, чтобы при регулировке
не было разрыва цепи.
КОНДЕНСАТОРЫ
В зависимости от рода диэлектрика, различают конденсаторы
бумажные, слюдяные, электролитические, керамические и воздуш-
ные. Последние в усилителях низкой частоты не применяются.
Величинами, характеризующими всякий конденсатор, являют-
ся емкость, класс точности, электрическая прочность, сопротив-
ление изоляции (или ток утечки), угол потерь и стабильность.
Емкость конденсатора прямо пропорциональна площади об-
кладок и диэлектрической проницаемости материала, помещенного
между обкладками, и обратно пропорциональна толщине диэлект-
рика. Таким образом, увеличения емкости можно добиться, во-
первых, увеличением общей площади обкладок путем удлинения
ленты, сворачиваемой в рулон, или за счет увеличения числа плас-
тин, а также соединением нескольких конденсаторных секций
параллельно; во-вторых, выбором диэлектрика с большой диэлект-
рической проницаемостью (например, для конденсаторной бумаги
е=1,7-?-3,5, для слюды — 3,0-г-8,0, адля сегнетокерамики — 3500);
в-третьих, уменьшением толщины диэлектрика (например, тол-
щина конденсаторной бумаги в обычных конденсаторах 6-4-15
микрон, а в малогабаритных 4-ь-5 микрон, что дает при одинаковой
емкости уменьшение размеров конденсатора; применение в ка-
честве диэлектрика тонких пленок оксида дает возможность при
малых размерах конденсатора получить большие емкости — на-
пример, в электролитических конденсаторах).
При выпуске конденсаторов на заводе производится сортиров-
ка их по классу точности, который определяется отклонением
емкости от номинальной величины: I класс — допуск -4-5%,
II класс — -4-10% и III класс — -4-20%. В некоторых случаях
допуск на отклонение величины емкости не превышает 1—2%
(нулевой класс точности — для измерительной аппаратуры), и
наоборот, для электролитических конденсаторов допуск увеличен
до —20-:—)-50%. Конденсаторы более высокого класса точности
имеют большую стоимость.
Электрическая прочность характеризуется напряжением, кото-
рое конденсатор может выдержать без пробоя диэлектрика. Разли-
чают испытательное и рабочее напряжение. Испытательное напря-
жение конденсатор выдерживает при кратковременном воздейст-
вии (обычно в течение 1 минуты испытаний); рабочим напряжением
называют то напряжение, при котором конденсатор может дли-
тельно работать без заметного изменения своих свойств.
В целях запаса электрической прочности рабочее напряжение
выбирается в 2 пли 3 раза меньше испытательною. Исключение
составляют электролитические конденсаторы, которые могут
кратковременно выдержать пиковое напряжение, превышающее
рабочее всего па 10-4-15%.
Диэлектрик конденсатора не является идеальным изолятором,
поэтому сопротивление его постоянному току, называемое сопротив-
лением изоляции конденсатора, представляет собой конечную вели-
чину (для высококачественных конденсаторов — более 500мгож).
От сопротивления изоляции зависит величина тока утечки, кото-
рый оказывает большое влияние на работу усилительного устрой-
ства.
Ток утечки зависит также от приложенного напряжения.
В свою очередь, на величину сопротивления изоляции влияют тем-
пература и влажность окружающей среды, величина и длитель-
ность воздействия напряжения. Конденсаторы большей емкости
имеют меньшее сопротивление изоляции и больший ток утечки. По-
этому принято указывать их допустимые величины соответствен-
но в мегомах пли миллиамперах на 1 микрофараду емкости.
В конденсаторах происходят потери энергии на нагрев диэлект-
рика и обкладок, вследствие чего ток через конденсатор не явля-
ется чисто реактивным и угол сдвига фаз между напряжением и
током отличается от 90° на величину ё, называемую углом по-
терь. В низкочастотной аппаратуре потери в конденсаторах малы
и особой роли не играют.
Стабильность конденсатора характеризуется способностью сох-
ранять постоянство емкости и сопротивления изоляции как во
времени, так и при воздействии температуры и влажности окружаю-
щей среды. Наиболее стабильными являются слюдяные конден-
саторы; достаточной стабильностью отличаются также бумажные
герметизированные конденсаторы, защищенные от влияния влаж-
ности среды герметическим корпусом. Наименее стабильны высоко-
вольтные электролитические конденсаторы.
Для всех конденсаторов, кроме электролитических, темпера-
турный коэффициент емкости (ТКЕ) не превышает 5%, так что
изменение емкости не выходит за пределы, допустимые для
I класса точности.
Рассмотрим устройство и технические свойства различных ти-
пов конденсаторов.
1. Слюдяные конденсаторы изготовляются из отдельных полос
металлической фольги 1, между которыми прокладываются тонкие
слюдяные пластинки 2 (рис. 67). Полученные секции запрессовы-
ваются в пластмассу, и от обкладок делаются проволочные или
пластинчатые выводы. В настоящее время выпускаются про-
102
гышленные конденсаторы типа КСО (конденсатор слюдяной опрес-
сованный в пластмассу) тринадцати подтипов — от КСО-1 до
pjCO-13, в зависимости от конструкции, размеров и технических
данных (табл. И).
Таблица 11
ДАННЫЕ СЛЮДЯНЫХ КОНДЕНСАТОРОВ ТИПА КСО
Тип Номинальные емкости (поЗ) Рабочее на- пряжение (в) Тип Номинальные емьости (пф) Рабочее на- ’ пряжение (в)
КСО-1 51—750 250 ксо-ю 47—1 000 3 000
КСО-2 100—2 400 500 3 600—4 700 5 100—10000 2 500 2 000
ксо-з 470—1 000 500 12 000—15 000 1 500
КСО-4 10—1 000 1 000—2 200 1000 500 18000—20 000 25 000—50000 30000—50 000 1000 500 250
KGO-5 470—6 800 7 500—10000 500 250 KGO-11 10—560 620—3 300 3 600 2000
КСО-6 100—2 700 1000 3 600—6 800 1000
KGO-7 47—1 000 1 100—2 200 2 500 1500 7 500—10 000 6 800—10 000 500 250
2 400—3 300 1000 KGO-12 12—390 5 000
KGO-8 1 000—3 300 3 600—4 300 4 700—6 800 7 500—10 000 12000—30 000 2500 2 000 1500 1000 500 680—1 500 3 300—3 900 6 800—10 000 12 000—20 000 10 000—20000 3000 2 000 1 000 500 250
10 000—30 000 250 KGO-13 10—390 7 000
КСО-9 47—3 300 3 300—3 900 3 300—6 800 6 800—10 000 15 000—20 000 2 500 2 000 1500 1000 500 330—1 800 1500—3900 3 300—10 000 12 000—25 000 20000—50 000 20 000—50 000 5 000 3 000 2 000 1000 500 250
Конденсаторы типа КСО имеют емкость от 10 пф до 0,05 мкф
н рабочие напряжения от 250 до 7000 в.Допуск на отклонение ем-
кости от номинальной для пулевого класса точности ±2%, I класс
±5%, II класс ±10% и III класс ±20%. По температурному коэф-
фициенту емкости они делятся на группы А, Б, В и Г, причем наи-
большее изменение емкости при изменении температуры на 1° С
имеет группа А.
Слюдяные конденсаторы не стареют (в течение многих лет их
емкость и сопротивление изоляции сохраняются постоянными), а
также практически не пробиваются. Их-щ ед остатками являются
высокая стоимость из-за сложности производства и относитель-
но малая емкость вследствие сравнительно большой толщины ди-
электрика.
103
Р и с. 67. Устройство (а) и внешний вид слюдяных конденса-
торов типа КСО (б) и типа СГМ (<?)
Для работы во влажной атмосфере выпускаются слюдяные гер-
метизированные малогабаритные конденсаторы типа СГМ
(рис. 67,<?). Они имеют обкладки из серебра, нанесенного на слюду,
и заключены в керамические влагонепроницаемые корпуса.
2. Бумажные конденсаторы имеют в качестве обкладок длинные
полосы алюминиевой или оловянной фольги 1, а диэлектриком слу-
жит тонкая конденсаторная бумага 2, пропитанная парафином
(рис. 68, а). В бумагомасляных конденсаторах, предназначенных
для работы под высоким напряжением, бумага пропитывается ми-
неральным маслом для повышения электрической прочности.
Полосы фольги, между которыми проложена бумага, сворачи-
ваются в рулон, которому может быть придана плоская форма.
Такая секция пропитывается парафином или минеральным маслом
и помещается в корпус. Для уменьшения индуктивности все вит-
ки каждой полосы с одного торца соединяются вместе и от них дела-
ется вывод. В ряде случаев для увеличения емкости в корпус по-
мещаются две и более секции, соединенных параллельно.
Рис. 68. Устройство секции бумажного конденсатора (а) и внешний вид гер-
метизированных бумажных конденсаторов типа КБГ-И (б), КБГ-М (в),
КБГ-МП (г) и КБГ-М11 (б)
104
По сравнению со слюдяными бумажные конденсаторы меньше
стоят, так как материал, требуемый для их изготовления, дешевле, а
производство проще. Кроме того, за счет уменьшения толщины
диэлектрика и увеличения площади обкладок можно получить
большую емкость. Однако они менее стабильны и надежны в работе.
Высокое сопротивление изоляции и стабильность в совре-
менных конденсаторах достигаются герметизацией. Для этого
все швы корпуса пропаивают, а выводы делают сквозь стеклян-
ные шарики, причем материалы выводов и изоляции должны
иметь одинаковый температурный коэффициент расширения. При
нарушении герметичности сопротивление изоляции снижается.
Промышленностью выпускаются бумажные герметизированные
конденсаторы типа КБГ в нескольких конструктивных оформ-
лениях :
1) КБГ-И — в цилиндрическом корпусе из керамики и такие
же по техническим данным конденсаторы типа КБГ-С — в цилинд-
рическом корпусе из стекла, покрытого эмалью, емкостью от
470 пф до 0,1 мкф па рабочие напряжения 200, 400 и 600 в; испы-
тательное напряжение в два раза выше рабочего.
Габариты: диаметр от 7 до 15,4 мм, длина от 15 до 25 мм;
2) КБГ-Ml и КБГ-М2 — в металлическом корпусе цилиндри-
ческой формы, что дает повышенную механическую прочность по
сравнению с КБГ-И. Корпус покрыт влагостойкой эмалью для
предотвращения коррозии. КБГ-М2 имеет два вывода, изоли-
рованные от корпуса, а у КБГ-Ml один вывод соединен с корпу-
сом, так что при его заземлении корпус является электростати-
ческим экраном. Емкость этих конденсаторов от 0,01 до 0,25
мкф, рабочие напряжения 200, 400 и 600 в. Габариты: диаметр от
10 до 17 мм, длина от 38 до 50 мм.
Маркировка конденсаторов КБГ-И и КБГ-М состоит из обозна-
чения типа конденсатора, рабочего напряжения, емкости и клас-
са точности, например КБГ-М1 — 600-0,25-Ш;
3) КБГ-МП — в металлическом корпусе плоской формы, ем-
костью от 0,01 до 2 мкф;
4) КБГ-МН — в металлическом корпусе нормальной прямо-
угольной формы, емкостью от 0,25 до 10 мкф.
Конденсаторы типа КБГ-МП и КБГ-МН выпускаются на
рабочие напряжения 200, 400, 600, 1000 и 1500 в.
В зависимости от емкости и рабочего напряжения имеется не-
сколько типовых размеров корпусов конденсаторов КБГ-МН;
наименьший из них имеет габариты 20 х 35X60 мм, а наибольший—
63x68x110 мм. На корпусе обозначается марка завода-изгото-
вителя, тип конденсатора, емкость с допуском на отклонение, ра-
бочее напряжение и дата выпуска (квартал и год). Конденсаторы
могут работать при температуре окружающей среды от —40 до
+60°С.
Конденсаторы типа КБГ имеют допуски па емкость, соответст-
вующие I, II и Ill классам точности.
Кроме этих типов выпускаются температуростойкие бумаж-
ные герметизированные конденсаторы КБГ-МТ, работающие при
температуре окружающей среды от —60 до -|-70оС.
Внешний вид и устройство бумажных герметизированных кон-
денсаторов показаны на рис. 68, а их основные технические дан-
ные приведены в табл. 12.
Таблица 12
ДАННЫЕ БУМАЖНЫХ ГЕРМЕТИЗИРОВАННЫХ КОНДЕНСАТОРОВ
Тип Рабочее напряжение (в)
200 400 ьоо 1000 1500
Пределы поминальных емкостен (jwk<j3)
КБГ-И 0,00047—0,1 0,00047—0,05 0,00047—0,025
КБГ-М 0,025—0,25 0,01—0,25 0,01—0,2 — ,
КБГ-МП 0,25—2,0 0,1—1,0 0,01—1,0 0,01—0,5 0,01—0,25
КБГ-МН 1,0—10,0 0,5—8,0 0,5—6,0 0,25—4,0 0,5—2,0
Для работы с полупроводниковыми приборами выпускаются бу-
мажные малогабаритные конденсаторы типа БМ на рабочее напря-
жение 100 в емкостью от 510 до 9100 пф в алюминиевом цилинд-
рическом корпусе диаметром 5 мм, длиной И мм и емкостью от
10 000 до 50 000 пф (0,01—0,05 мкф) в корпусе диаметром 7,5 мм
и длиной 14,5 мм (рис. 69). Кроме того, имеются бумажные гер-
метизированные малогабаритные конденсаторы типа БГМ-1 с
одним изолированным от корпуса выводом и БГМ-2 с двумя изо-
лированными выводами на рабочее напряжение 400 в емкостью
от 920 до 10 000 пф в корпусе диаметром 6 мм и длиной 18 мм
и емкостью от 33000 до 50000 пф в корпусе такой же длины,
но с диаметром И мм. Уменьшение размеров достигнуто приме-
нением очень тонкой (4—5 микрон) высококачественной конденса-
торной бумаги.
Усовершенствование технологии производства конденсаторов
позволило не только получать тонкие пленки диэлектриков, но
и покрывать их тончайшим слоем металла — металлизировать.
В результате появились металло-бумажные конденсаторы значи-
тельно меньших размеров, чем обычные бумажные, при тех же
Рис. 69. Бумажные малогабарит-
ные конденсаторы типа БМ
электрических данных, и обла-
дающие очень важным свой-
ством самовосстанавливаться в
случае пробоя.
В металло-бумажных кон-
денсаторах (рис. 70, а и б) диэ-
лектриком является конденса-
торная бумага 1, которая для
улучшения диэлектрических
106
Рис. 70. Устройство (а, б) и внешний вид металло-бумажных конденсаторов
типа МБГО, МБГП и КМБГ в прямоугольном корпусе (в), типа МБГЦ-1 и
МБГЦ-2 в цилиндрическом корпусе (г) и малогабаритных конденсаторов типа
МБМ(д)
свойств покрывается слоем ацетилцеллюлозного лака, а об-
кладками — очень тонкие слои металла 2, нанесенные на
одну сторону бумаги на слой лака. Слой металла наносится с по-
мощью специальных машин, в которых бумажная лента прохо-
дит внутри разреженной камеры над расплавленным металлом,
так что на ней осаждаются пары олова, а затем цинка (иногда
применяют алюминий).
Металлизированные бумажные ленты имеют с одной стороны
кромку 3, не покрытую металлом, а с другой стороны слой метал-
ла 4 заходит за край бумаги. Две металлизированные ленты
складываются кромками в противоположные стороны и сворачи-
ваются в рулон 7. Для конденсаторов с большим рабочим напря-
жением между лентами прокладываются добавочные слои бумаги 5.
107
Р и с. 71. При пробое металло-бу-
мажного конденсатора металличес-
кий слой расплавляется и место про-
боя самоизолируется кольцом бумаги
Торцы рулона покрываются
сплавом свинца с оловом 6, ко-
торый замыкает все витки дан-
ной обкладки (для уменьшения
собственной индуктивности) и
служит для контакта с ней.
К этим контактным полоскам в
качестве выводов припаиваются
медные луженые проводники.
Одна или несколько секций
заворачиваются в бумагу 8, про-
питываются воскообразным ве-
ществом и помещаются в герметический металлический корпус 9,
от которого изолируются картонными прокладками 10. Выводные
проводники проходят сквозь стеклянные или керамические изоля-
торы 11 и припаиваются к контактным лепесткам 12.
При пробое конденсатора (в местах, где в бумагу вкраплены
электропроводящие частицы металла, угля или ее толщина мень-
ше, чем в других местах) металлический слой вокруг места пробоя
расплавляется в результате прохождения большого разрядного
тока, так что это место оказывается изолированным от обкладок
кольцом бумаги, не покрытой металлом (рис. 71). Это происхо-
дит мгновенно, ток прекращается и конденсатор не успевает раз-
рядиться. Таким образом, пробой не вызывает аварии в устройст-
ве, а конденсатор после самовосстановления сохраняет высокое
сопротивление изоляции и неизменную величину емкости, причем
может выдержать сотни и тысячи пробоев.
В обычных бумажных конденсаторах обкладки гораздо толще
и не расплавляются при пробое, поэтому самовосстановления не
происходит.
Металло-бумажные герметизированные конденсаторы выпуска-
ются промышленностью в прямоугольных корпусах (тип МБГП,
МБГО и КМБГ) емкостью от 0,1 до 30 мкф на рабочее напряжение
от 160 до 1500 в и имеют размеры в 4—6 раз меньшие по объему,
чем конденсаторы типа КБГ-МН той же емкости. В цилиндрических
корпусах изготовляются конденсаторы типа МБГЦ-1 (с одним
изолированным от корпуса выводом) и МБГЦ-2 (с двумя изоли-
рованными выводами) емкостью от 0,025 до 1 мкф на рабочие
напряжения от 160 до 1000 в.
Кроме того, имеются малогабаритные металло-бумажные кон-
денсаторы типа МБМ емкостью от 0,05 до 1 мкф на рабочее на-
пряжение 160 в. Они изготовляются в цилиндрических трубчатых
корпусах диаметром от 6 до 14 мм и длиной 18 или 31 мм с прово-
лочными выводами, проходящими сквозь изолирующие пробки
из пластмассы, которой заливаются торцы корпуса. Эти конден-
саторы рекомендуется применять вместо обычных бумажных,
когда требуется повышенная надежность работы или уменьшение
габаритов аппаратуры.
Металло-бумажные конденсаторы большой емкости по разме-
рам почти не отличаются от высоковольтных электролитических
Гнаиример, конденсатор МБГО емкостью 30 мкф на рабочее на-
пряжение 300 в имеет габариты корпуса 45X55X50 льи). В то же
время они более долговечны, стабильны и надежны в работе, а
также имеют большое сопротивление изоляции (малый ток утечки)
и обладают большей морозостойкостью: при температуре—60°С
йх емкость изменяется не более чем на 10—12% по сравнению с
емкостью при комнатной температуре.
Все конденсаторы этого типа допускают пиковое напряжение,
превышающее рабочее только на 25%.
3. Керамические конденсаторы представляют собой пластинку
или трубочку из керамики, покрытую с двух сторон металлическим
слоем. Керамика является очень хорошим изолятором, вследствие
чего конденсаторы имеют чрезвычайно малый ток утечки.
Толщина диэлектрика-керамики сравнительно велика, а пло-
щадь обкладок мала, поэтому керамические конденсаторы обла-
дают небольшой емкостью — от нескольких пикофарад до несколь-
ких тысяч пикофарад.
Широко распространены конденсаторы типа КДК — конден-
сатор дисковый керамический — емкостью до 130 пф и КТК —
конденсатор трубчатый керамический — емкостью до 1500 пф
на рабочее напряжение 500 в (рис. 72, а, б). В аппаратуре, предназ-
наченной для работы на открытом воздухе, применяются конден-
саторы типа КГК (герметизированные керамические) — рис. 72, в.
В настоящее время выпускается большое количество малогаба-
ритных керамических конденсаторов (рис. 73), в которых приме-
няются изготовленные специальным способом тонкие керамические
пленки толщиной 0,14-0,2 мм (ио сравнению с 0,44-0,5 мм в кон-
денсаторах типа КДК и КТК). Кроме того, используется сегнетоке-
рамика с большой диэлектрической проницаемостью (е=3500),
что также позволило уменьшить габариты конденсаторов.
Из сегнетокерамики изготовлены малогабаритные конденсато-
ры дисковые типа КДС и пластинчатые типа КПС на рабочее на-
пряжение 250 в. Первые имеют емкость от 1000 до 6800 пф
Рис. 72. Керамические конденсаторы дисковые КДК (а), трубчатые КТК (б)
и герметизированные КГК (в)
НДС
кдм
ктм
нла
кпн
Р и с. 73. Малогабаритные сегпетокерамические и миниатюрные
керамические конденсаторы НДС, КПС, КДМ, КТМ, КПМ
при диаметре диска от 4,2 до 12,2 мм, а вторые — от 510 до
40 000 пф при размерах овала от 7x5,5 до 17,5x14,5 мм и вы-
соте от 6 до 8 мм.
Для аппаратуры, работающей на полупроводниках, разработа-
ны миниатюрные керамические конденсаторы типа КДМ — кон-
денсатор дисковый миниатюрный — емкостью от 1 до 1500 пф с
диаметром 4—5 мм, КТМ (то же, но трубчатый) емкостью от 1
до 3000 пф с диаметром 4 мм и длиной 10 мм и КПМ — пакетные
миниатюрные — емкостью от 30 до 3000 на рабочее напряжение
60 в.
4. Электролитические конденсаторы по устройству и свойст-
вам значительно отличаются от всех остальных видов конденсато-
ров. Их изготовляют из длинных полос алюминиевой фольги 2 и 4
(рис. 74, а), между которыми проложена рыхлая бумага, пропи-
танная специальным проводящим ток вязким составом — электро-
литом 3 (в качестве электролита может служить раствор борно-
кислого аммония в глицерине). Вся эта заготовка сворачивается в
рулон и помещается в алюминиевый корпус.
В процессе изготовления к одной из полос фольги подводят
положительный полюс источника постоянного тока, а к другой —
отрицательный. При прохождении тока через электролит проис-
ходит электролиз, в результате которого положительная полоса
алюминия окисляется выделяющимся па ней кислородом. Обра-
зующаяся тонкая пленка окиси алюминия (оксид А12О3) обладает
изоляционными свойствами.
Таким образом, в готовом конденсаторе диэлектриком явля-
ется тончайшая оксидная пленка 1 (толщиной в несколько микрон),
а обкладками — полоса алюминиевой фольги 2, на которой эта
пленка образовалась, и электролит 3, граничащий с оксидной
пленкой с другой стороны и являющийся проводником II рода.
Вторая, неокисленная полоса фольги 4 служит лишь для контакта
с жидким электролитом и соединяется с корпусом 5 конденсатора.
Рис. 74. Устройство (а) и внешний вид электролитических конденсаторов
типа КЭ-1А и КЭ-1Б (б), КЭ-2 (в), КЭ-3 (г), малогабаритного конденсатора
ЭМ (д) и герметизированного типа КЭГ (е)
Вывод от положительной обкладки конденсатора 6 делается
вверху и изолируется от корпуса (рис. 74,6).
Процессы, происходящие при образовании оксидной пленки,
обусловливают определенную полярность электролитического кон-
денсатора — окисленная полоса фольги должна обязательно быть
положительной, а неокислепная — отрицательной. В случае пе-
ремены полярности приложенного напряжения пленка окиси
разрушится, так как процесс электролиза пойдет в обратном на-
правлении; при этом конденсатор будет пропускать большой ток,
что приведет к короткому замыканию цепи, в которую он включен.
Поэтому электролитические конденсаторы могут работать только
в цепи постоянного или пульсирующего напряжения (при пуль-
сациях не более 10—20%).
Свойства конденсатора в сильной степени зависят от качества
электролита и оксидной пленки, толщина которой, в свою очередь,
зависит от происходящих в конденсаторе химических процессов.
Это обусловливает нестабильность свойств электролитических
конденсаторов. Так, например, толщина пленки окиси, а следо-
вательно, емкость и электрическая прочность конденсатора изме-
няются с изменением температуры, количества электролита и
величины рабочего напряжения.
При хранении конденсаторов пленка окиси частично раство-
ряется, а при работе под напряжением восстанавливается благо-
даря происходящему электролизу. Поэтому при включении кон-
денсаторов после длительного бездействия ток утечки очень велик,
но постепенно он уменьшается до нормальной величины (0,5-г-
-4-2 ма). Химические процессы в электролите при работе конденса-
тора являются причиной большого рабочего тока утечки. Кроме
того, ток утечки сильно возрастает при повышений температуры.
Нагрев вызывает интенсивное испарение электролита и выделение
газов, которое может привести к взрыву конденсатора. С пони-
жением температуры емкость электролитических конденсаторов
резко снижается, а при замерзании электролита — падает до нуля.
Оксидная пленка в зависимости от ее толщины выдерживает
определенное напряжение, при незначительном превышении кото-
рого резко возрастает ток утечки и происходит пробой конденса-
тора. Поэтому пиковое напряжение, кратковременно приложен-
ное к конденсатору (например, максимальное значение пульси-
рующего напряжения), не должно превышать рабочее более
чем на 10—15%.
С течением времени, как при работе под напряжением, так и
при хранении конденсаторов, электролит постепенно испаряется
и емкость конденсатора снижается (конденсатор «высыхает»).
При полном испарении электролита емкость падает до нуля. Прак-
тически средний срок службы высоковольтных электролитических
конденсаторов не превышает 2—3 лет, независимо от того, нахо-
дились ли они в работающей аппаратуре или в бездействии. Низко-
вольтные конденсаторы долговечнее высоковольтных примерно
в два раза.
Основное достоинство электролитических конденсаторов то,
что благодаря очень малой толщине диэлектрика они обладают
большой емкостью при сравнительно небольших габаритах. Осо-
бенно это относится к низковольтным конденсаторам, которые не
должны выдерживать высоких напряжений и, следовательно,
могут иметь еще более тонкую оксидную пленку, что значительно
увеличивает их емкость.
Промышленностью выпускаются три типа электролитических
конденсаторов различной конструкции — КЭ-1 (КЭ-1А без фланца
и КЭ-1Б с овальным или квадратным фланцем), КЭ-2 с гайкой
для крепления к шасси аппаратуры и КЭ-3 с двумя выводами,
один из которых соединен с корпусом, а второй, являющийся
«плюсом», обозначен соответствующим знаком или точкой
(рис. 74, б, в, г). По способности выдерживать низкие температуры
имеются две группы конденсаторов: группа М — морозостойкие,
работающие в интервале температур от—40 до -]-60оС, и группаОМ—
особо морозостойкие, для работы при температуре от —60°
до +6О°С.
Допуск на отклонение величины емкости от номинального
значения для электролитических конденсаторов больше, чем для
всех других и составляет —20 —е--|-50% при температуре -]-20°С.
Данные электролитических конденсаторов приведены в табл. 13.
112
Таблица 13
ДАННЫЕ ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИХ КОНДЕНСАТОРОВ
_— Тип Номинальная емкость (мкф) Группа
КЭ-1А КЭ-1Б КЭ-2 5 10 20 30 60 100 200 500 1000 2000 ОМ м ом м ом м ом м ом № м кор- ом пуса м ом м ом м ом м ом м
кэ-з 2 4 8 20 50 100 ом м ом диа- м метр ом кор- м пуса ом {мм) м ом м ом м
Рабочее напряжение постоянного тока (д)
Низковольтные конденсаторы Высоковольтные конден- саторы
8 12 20 | 30 50 60 150 300 400 450 500
-— — — — . — — 4 4 5 5
— — — .— — —— —- 3 3 3 4
-— 1 1 2 — .3 4 4 6 6 7
-— — — — .— 2 3 4 4 4 5
— 1 2 3 .— 3 4 5 7 7 8
— — 1 1 — 2 3 4 4 5 6
— 2 3 3 4 5 6 —
— 1 1 2 3 4 4 — —
2 3 3 4 5 — — — —
— 2 2 3 3 — — — —
3 4 4 5 —' 7 — — —
— 3 3 4 — 5 — — .—
4 5 5 7 .— -— — — — —
— 4 4 6 — — — — -
6 6 7 8 .— — — — - —
— 5 6 7 -— -— — —- —. —
7 8 9 —- — -— — — — — —
— 7 8 — — — — — —- — —
9 9 — — — — — — — —
— 8 9 — — — — — — —
— — — —. — .— 17,5 20,5 20,5
.— — — — — — 1 17,5 20,5 — 20,5
— .— — — — о7,5 20,5 20,5 — —
— — — — — — Z 17,5 20,5 — 20,5
.— —- — —- 17,5 — Чб 25,5 — — —
— — — —— — — 97,5 20,5 25,5 —- 25,5
— 17,5 17,5 20,5 20,5 — — .— — —
—— — — 17,5 — 0,5 25,5 — —
17,5 20,5 20,5 25,5 . — — .— _— — —
— — 17,5 20,5 25,5 — — .— •— -— •—
20,5 —— — — '— — — — — — —
— 17,5 20,5 —. — — — — — —. —
На корпус наносятся обозначения типа и температурной
группы, величина емкости, рабочего напряжения, месяц и год
выпуска. Размеры корпуса зависят от величины емкости и рабо-
чего напряжения. Для конденсаторов КЭ-1 и КЭ-2 существуют
девять типоразмеров корпусов (табл. 14), а для конденсаторов
КЭ-3 — три типоразмера с диаметрами 17,5; 20,5 и 25,5 мм и оди-
наковой длиной 42 мм.
Кроме конденсаторов типа КЭ выпускаются конденсаторы типа
КЭГ (электролитические герметизированные) в герметически за-
паянных прямоугольных корпусах и миниатюрные электролити-
ческие конденсаторы для аппаратуры, работающей на полупро-
113
Таблица 14
РАЗМЕРЫ КОРПУСОВ ЭЛЕКТРОЛИТИЧЕСКИХ КОНДЕНСАТОРОВ
КЭ-1А, КЭ-1Б и КЭ-2
К» корпуса 1 2 3 4 5 6 7 8 9
Диаметр (мм) 16 19 21 26 34 34 34 50 65
Высота (мм) 28 28 35 60 65 90 114 114 114
водниковых приборах, типа ЭМ (электролитический малогабарит-
ный — см. рис. 74, д, е). Корпус конденсатора типа ЭМ имеет фор-
му небольшого цилиндрического патрона из алюминия, плотно
закрытого специальной резиновой прокладкой. Один из двух
выводов конденсатора соединен с корпусом. Около вывода от
положительной (анодной) обкладки стоит знак «
По интервалу рабочих температур имеются две группы: М —
для температуры от —10 до-)-70°С и ОМ — для температуры
от —40 до -}-70оС, причем емкость конденсатора при самой низ-
кой рабочей температуре отличается не более чем на 50—60 ”6
от емкости при температуре 20°С.
ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К ДЕТАЛЯМ
РЕОСТАТНОГО КАСКАДА
При конструировании и ремонте усилительной аппаратуры сле-
дует правильно выбрать тот или иной тип сопротивления или кон-
денсатора по их свойствам и техническим данным, учитывая особен-
ности цепи, в которую они будут включены.
Для выбора типа сопротивления следует учесть не только необ-
ходимую электрическую величину, но также мощность рассея-
ния и напряжение, действующее на данном участке. Допусти-
мая мощность рассеяния для запаса электрической прочности
должна в 2—3 раза превышать действительную мощность, кото-
рую можно вычислить, зная сопротивление и ток или напряжение.
Например, для сопротивления анодной нагрузки P=ll0Ra, для
сопротивления смещения Р=1ао Ясм.
Для сопротивления утечки сетки, по которому постоянный ток
не протекает, величина допустимой мощности и напряжения роли
не играет, так что можно ставить детали самые маленькие по га-
баритам (с минимальной мощностью рассеяния), но большое зна-
чение имеет собственный шум сопротивления, поскольку напря-
жение шума будет приложено к сетке и усилено всеми последую-
щими каскадами. Сопротивления с малым собственным шумом сле-
дует включать также в качестве анодной нагрузки.
114
Для разделительного кон-
денсатора рабочее папряже-
—....а. йттггт. т,о ниже
источника пита-
Р п с. 75. Схема, поясняющая влияние
тока утечки разделительного конденса-
тора на работу усилителя
тока
ние должно быть не
напряжения
нпя каскада Еа, так как при
отсутствии анодного
падения напряжения на анод-
ной нагрузке нет и к конден-
сатору приложено напряже-
ние источника (рис. 75).
Для этого конденсатора очень
большое значение имеет со-
противление изоляции, от
которого зависит ток утечки.
Как видно из рис. 75, ток утечки разделительного конденсатора
создает на сопротивлении утечки сетки постоянное падение напря-
жения, приложенное к сетке следующей лампы; это уменьшает
величину фактически действующего смещения и может привести
к появлению сеточных токов, а значит, к увеличению нелинейных
искажений. Сопротивление изоляции разделительного конденса-
тора должно быть не менее 400 мгом для того, чтобы ток утечки
незначительно влиял на режим работы лампы. Поэтому в качестве
разделительных конденсаторов ставят обычно слюдяные или
бумажные герметизированные конденсаторы.
Конденсатор, шунтирующий сопротивление смещения, дол-
жен иметь большую емкость при невысоком рабочем напряжении,
причем величина тока утечки роли не играет. Поэтому целесооб-
разно применять низковольтные электролитические конденсаторы,
так как они при большой емкости имеют малые размеры.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Реостатный каскад является наиболее распространенной схемой уси-
лителя напряжения благодаря своей простоте и малым частотным и нелиней-
ным искажениям; размеры, вес и стоимость деталей реостатного каскада не-
велики.
2. Динамическая характеристика реостатного каскада для переменного
тока идет более круто, чем для постоянного тока; ее наклон зависит от общего
сопротивления параллельно включенных Ra и Rg.
3. Коэффициент усиления каскада на триоде на средних частотах состав-
ляет примерно (0,6 -4-O,7)ji; он тем больше, чем больше общее сопротивление
нагрузки по сравнению с внутренним сопротивлением лампы.
4. Частотная характеристика реостатного каскада имеет спад в области
нижних и верхних частот.
5. Частотные искажения па ппжних частотах обусловлены влиянием
переходного конденсатора Cg, па котором теряется часть усиленного лампой
напряжения; они увеличиваются с понижением частоты и уменьшением по-
стоянной времени цепп сетки Tg=CgRg.
6. Частотные искажения на верхних частотах вызваны шунтирующим
Действием входной емкости следующего каскада <70; они возрастают с повы-
115
тлением частоты и увеличением емкости Со, а также при увеличении парамет-
рон схемы 77,, Ra и Rg.
7. Требования к элементам схемы для улучшения качественных пока-
зателей противоречивы: увеличение коэффициента усиления путем выбора
больших Raii Rgвызывает сокращение рабочего диапазона со стороны верх-
них частот; расширение диапазона в области нижних частот путем увеличения
постоянной времени цепи сетки приводит к нестабильной работе усилителя
(запирание лампы после перегрузки, генерация на низкой частоте).
8. Сопротивление утечки сетки должно быть в несколько раз больше
сопротивления анодной нагрузки, но пе более 1—1,5 мгом. При меньшей ве-
личине Rg уменьшается коэффициент усиления, возрастают нелинейные
искажения и спад частотной характеристики на нижних частотах; при слишком
большой величине Rg возрастают частотные искажения па верхних частотах,
увеличивается влияние тока утечки переходного конденсатора и сеточных то-
ков на режим работы следующей лампы.
9. Реостатный каскад на пентоде имеет меньшую входную емкость и
дает большее усиление, чем на триоде; коэффициент усиления на средних ча-
стотах K^=SRa~, сопротивление анодной нагрузки выбирается по допусти-
мым искажениям па верхних частотах; отсутствие конденсатора, соединяю-
щего экранную сетку с катодом, приводит к уменьшению усиления.
10. Детали реостатного каскада должны удовлетворять определенным
требованиям: сопротивления выбираются по мощности рассеяния и допусти-
мому рабочему напряжению, переходной конденсатор — по рабочему напря-
жению и сопротивлению изоляции.
jr ji а в a
ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ И ДРОССЕЛЬНЫЙ
КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
§ 1. Схема трансформаторного каскада
Связь между каскадами может осуществляться с помощью тран-
сформатора. В схеме трансформаторного каскада (рис. 76) пер-
вичная обмотка трансформатора включается между положитель-
ным полюсом источника анодного питания и анодом данной лампы,
вторичная — между сеткой п катодом следующей лампы. Иногда
во вторичную цепь трансформатора включается активное сопро-
тивление — шунт Нш, о назначении которого будет сказано ниже.
Принцип действия трансформаторного каскада заключается в
том, что при подаче переменного напряжения на сетку лампы Лг
в ее анодной цепи, а следовательно, и по первичной обмотке
трансформатора протекает пульсирующий ток. В результате этого
на концах первичной обмотки создается пульсирующее напряже-
ние, а во вторичной обмотке индуктируется только переменное
напряжение.
Таким образом, отпадает необходимость применения переход-
ного конденсатора. Сопротивление утечки сетки в этой схеме
также отсутствует, так как гальваническая связь между сеткой
и катодом, необходимая для подачи смещения и стекания случай-
Р и с. 76. Принципиальная схема трансформаторного каскада
117
ных сеточных зарядов на катод, осуществляется через вторичную
обмотку трансформатора.
По сравнению с реостатным усилителем трансформаторный кас-
кад сложнее в выполнении и дороже, так как сам трансформатор —
сравнительно трудоемкая и дорогая деталь, увеличивающая также
вес и размеры устройства. Кроме того, трансформатор является
источником дополнительных нелинейных, фазовых и частотных
искажений, а также помех, появляющихся за счет наводок со сто-
роны внешних магнитных полей. Этим объясняется ограниченное
применение междуламповых трансформаторов в схемах усилите-
лей низкой частоты, в частности в звуковом кино.
Однако трансформаторные схемы усиления напряжения имеют
ряд положительных свойств:
1. Переменное напряжение, развиваемое в первичной обмотке
трансформатора, зависит от величины ее индуктивного сопро-
тивления «Lp и если оно значительно превышает внутреннее
сопротивление лампы, а трансформатор не нагружен (шунт от-
сутствует), то практически можно считать нагрузочный коэффи-
циент а=<х>, а следовательно, усиленное лампой напряжение
в р. раз больше переменного напряжения, подводимого к сетке.
Междуламповый трансформатор выполняется с числом витков
вторичной обмотки в несколько раз большим, чем первичной,
м
и повышает усиленное лампой напряжение в п раз, где п~~---
коэффициент трансформации. Таким образом, коэффициент уси-
ления трансформаторного каскада больше статического коэффи-
циента усиления лампы.
2. Активное сопротивление первичной обмотки мало (сотни
или тысячи ом), а значит, малы потери постоянного напряжения.
Поэтому анодное напряжение приближается по величине к на-
пряжению источника питания, т. е. напряжение источника мо-
жет быть небольшим:
Ua^Ea.
3. Трансформаторный каскад имеет малое выходное сопротив-
ление и поэтому может применяться при работе следующего каска-
да с сеточными токами.
4. Частотная характеристика трансформаторного каскада мо-
жет иметь подъем в области верхних частот за счет резонанса
между входной емкостью следующего каскада, приведенной к пер-
вичной цепи, и индуктивностью рассеяния трансформатора. Это
позволяет скомпенсировать западание частотной характеристики,
вносимое входной емкостью в других каскадах.
5. Трансформатор позволяет получить на выходе каскада два
равных по величине и противоположных по фазе напряжения, если
вывести среднюю точку вторичной обмотки, и поэтому может при-
меняться на входе так называемых двухтактных усилителей
мощности.
118
§ 2. Эквивалентная схема
Для получения эквивалентной схемы трансформаторного кас-
када следует заменить лампу эквивалентным генератором перемен-
ного тока, а трансформатор — его эквивалентной электрической
схемой (рис. 77, а). При этом электромагнитная связь первичной и
вторичной цепи заменяется электрической (гальванической)
связью, а сопротивления, напряжения и токи вторичной цепи пере- '
считываются в первичную цепь с помощью коэффициента трансфор-
мации n=z~~i причем сопротивления и индуктивности делятся
на и2, емкости умножаются на и2, напряжения делятся на п, а
токи умножаются на п.
Соответственно этому на рис. 77,а элементы схемы имеют слс-
дующие обозначения: 1\ — активное сопротивление первичной
обмотки трансформатора; Lsi— индуктивность рассеяния пер-
вичной обмотки; г'=А — приведенное активное сопротивление
2. ft*
вторичной обмотки; Л'2=^-2— приведенная индуктивность рас-
сеяния вторичной обмотки; Lx — индуктивность первичной об-
мотки; г.т — сопротивление, эквивалентное потерям на пере-
ст f Rm
магничивание и вихревые токи в сердечнике; 2—приведен-
ное сопротивление шунта; С'^С^.п2— приведенная входная ем-
Р и с. 77. Полная (а) и упрощенная (б) эквивалентные схемы
трансформаторного каскада усиления напряжения
119
кость следующего каскада, включающая межвитковую емкость
трансформатора Ст=504-100 пф.
Для анализа схемы ее можно упростить, пренебрегая потеря-
ми в сердечнике, а также учитывая малость величин г и L'
Последнее позволяет перенести точку присоединения индуктив-
ности Л, из А в В, после чего можно объединить индуктивности
рассеяния LS1 и L'S1 в общую индуктивность рассеяния трансформа-
тора Bs, а активные сопротивления ri и г'2 присоединить к 7?г ис-
точника. Тогда получим упрощенную эквивалентную схему
(рис. 77,6), где ^=7?,.+^+^ и Ls=LSi+L'st.
§ 3. Частотная характеристика
трансформаторного каскада
Анализируя эквивалентную схему для разных областей частот
подобно тому, как мы это делали для реостатного каскада, можно
найти выражения для коэффициента усиления, или, иначе говоря,
получить уравнение частотной характеристики.
Не рассматривая этого вопроса подробно, выясним, от чего
зависят частотные искажения в области нижних и верхних частот
и какой вид имеет частотная характеристика трансформаторного
каскада. Проанализируем сначала эквивалентную схему без
шунта.
На нижних частотах сопротивление малой индуктивности рас-
сеяния мало, так что им можно пренебречь; одновременно
можно пренебречь шунтирующим влиянием емкости С', поскольку
ее сопротивление в этой области частот велико.
Таким образом, эквивалентную схему можно упростить
(рис. 78, а).
Рис. "8. Эквивалентные схемы трансформаторного каскада без шунта
<и с шунтом для нижних (а, г), средних (б, д) и верхних (в, е) частот
Р и с. 79. Зависимость усиле-
ния трансформаторного каска-
да в области нижних частот от
отношения —-±-
Цз схемы видно, что усиление на
нижних частотах зависит от индук-
тивного сопротивления «£,, которое
с понижением частоты уменьшается.
Эю приводит к увеличению тока в
анодной цепи и падению напряжения
на внутреннем сопротивлении лампы;
следовательно, выходное напряжение
и усиление каскада с понижением
частоты уменьшаются.
Величина частотных искажений
зависит от отношения -ду-: частот-
ные искажения возрастают с умень-
шением индуктивности первичной об-
мотки и увеличением внутреннего сопротивления лампы (рис. 79).
Поскольку получение большой индуктивности связано со зна-
чительными трудностями при выполнении трансформатора, то
для уменьшения частотных искажений следует выбирать лампу
с малым внутренним сопротивлением.
По мере возрастания частоты индуктивные сопротивления <$LS
и (oLj увеличиваются, но сопротивление aLs остается настолько
малым, что его влиянием по-прежнему можно пренебречь; в то же
1
время емкостное сопротивление ” ' уменьшается и становится
соизмеримым с сопротивлением atL,. Поэтому эквивалентная схема
для средних частот выглядит так, как показано на рис. 78,6.
На определенной частоте между индуктивностью Lx и емкостью
1
Со наступает резонанс токов при (л1^ =—Как известно, соп-
ротивление параллельного резонансного контура на частоте ре-
зонанса резко увеличивается, за счет чего ток в цепи становится
минимальным.
Падение напряжения на внутреннем сопротивлении при этом
практически отсутствует, и напряжение на первичной обмотке
трансформатора Ug2 равно э. д. с. источника, т. е. Ugi=^U
Напряжение на выходе каскада (на вторичной обмотке тран^
сформатора) в тг = — раз больше, чем на первичной обмотке, и,
следовательно, равно
Отсюда коэффициент усиления на средних частотах
u gl
(78)
Частота первого резонанса может быть приближенно определе-
на по формуле
__ 1
®°Рез—
-(79)
(обычно <i)0 реэ =5004-1000 гц).
С дальнейшим повышением частоты увеличивающееся сопро-
тивление aLl становится значительно больше, чем сопротивле-
ние емкости Со, которое продолжает уменьшаться; поэтому в об-
ласти верхних частот шунтирующим влиянием индуктивности L
можно пренебречь. В то же время падением напряжения па воз-
росшем сопротивлении a>Ls на верхних частотах пренебречь
нельзя, так что схема принимает вид, показанный на рис. 78, в.
Как видно из схемы, в области верхних частот наступает вто-
рой резонанс — резонанс напряжений между индуктивностью
рассеяния Ls и приведенной входной емкостью Со.
1
Из условия резонанса: <i>Ls=
второго резонанса:
“Bpe3=W
•. можно определить частоту
шс0
(80)
На частоте резонанса общее реактивное сопротивление равно
нулю, поэтому ток в цепи резко возрастает и напряжение на каж-
дом из элементов последовательного резонансного контура (на
L, и на Со) значительно увеличивается. Следовательно, на частоте
резонанса частотная характеристика приобретает пик (рис. 80,
кривая 1).
После резонанса, на более высоких частотах, усиление резко
падает из-за уменьшения сопротивления емкости Со, так что прак-
тически верхняя граничная частота лежит вблизи частоты второго
резонанса.
Найдем величину коэффициента усиления на частоте резонанса.
Напряжение на приведенной емкости Со, или на первичной обмот-
ке трансформатора, легко определить из эквивалентной схемы
рис. 78, в:
(81)
п шв рез q
Сопротивление каждого из элементов последовательного конту-
ра на частоте резонанса, называемое волновым сопротивлением
контура р, можно выразить через параметры контура, учитывая,
1
ЧТО (О в рез = •—7= :
VLA _____
1 V LsC0
Р «врез-с;- Са \ Со ‘ (81 82>
122
Тогда, подставив это
значение в формулу (81),
получим:
u'gi^u^k
Ug^U'g^nUgl-^,
откуда
К =^?=(хп^-. (83)
Л В рез UgI Г Jiti V /
Рис. 80. Частотные характеристики тран-
сформаторного каскада без шунта (1 и 2)
и с шунтом во вторичной цепи (3 и 4)
(Волновое сопротивление р является активным сопротивлением.)
Из этого соотношения можно сделать вывод, что резонансный
пик зависит от отношения волнового сопротивления контура к
внутреннему сопротивлению лампы и уменьшается с увеличением
последнего (/?п).
В радиотехнике принято отношение активного сопротивления
контура 7?п к волновому р называть затуханием д——. Чем боль-
ше затухание, тем меньше резонансный пик.
Если в выражение (83) подставить значение р из выражения
(82), то получим:
rz ___/~ Ls
врез—Я;1 у ’
где
Учитывая последнее, имеем
т/Х
^в рез = Rtl ° • (ЭД
Таким образом, усиление на частоте второго резонанса зависит
от параметров схемы: Ls, Со и Rlt и не зависит от коэффициента
трансформации. При определенном соотношении параметров усиле-
ние при втором резонансе может быть меньше, чем при первом, и
характеристика не имеет подъема (см. рис. 80, кривая 2).
Подробный анализ показывает, что частотная характеристика
не имеет подъема при 6 >1/2.
Частота второго резонанса обратно пропорциональна коэффи-
циенту трансформации.
123
Р и с. 81, Частотные характеристики
трансформаторного каскада без шуита
при различных значениях коэффициен-
та трансформации п
81). Поэтому обычно коэффициент
Действительно
(85)
Отсюда следует, что стрем-
ление повысить усиление на
средних частотах за счет
увеличения коэффициента
трансформации приводит к
снижению частоты резонанса,
а следовательно, к сокраще-
нию диапазона частот (рис.
трансформации междулампо-
вых трансформаторов берут не более 2-у4.
Увеличение индуктивности рассеяния Ls и входной емкости С ,
в которую входит и межвитковая емкость трансформатора, также
сужает полосу пропускания.
Из анализа эквивалентной схемы можно сделать заключение, что
в трансформаторном каскаде получаются значительно большие ча-
стотные искажения, чем в реостатном. Для получения более равно-
мерной частотной характеристики в сравнительно большом диапазо-
не частот следует выбирать лампу с малым внутренним сопротивле-
нием, а трансформатор должен иметь возможно меньшие индук-
тивность рассеяния и межвитковую емкость при сравнительно
большой индуктивности первичной обмотки.
При этом необходимо учесть, что увеличение индуктивности
может быть достигнуто путем увеличения числа витков первичной,
а значит, и вторичной обмотки (поскольку трансформатор должен
быть повышающим), а это влечет за собой увеличение рассеяния и
межвитковой емкости. Следовательно, условия конструирования
трансформатора противоречивы.
Кроме того, коэффициент усиления трансформаторного каскада
практически немногим больше, чем реостатного (хотя К0=цп), по-
скольку лампы с малым имеют небольшой коэффициент усиле-
ния |х, а коэффициент трансформации нельзя брать большим, что-
бы не сокращался диапазон частот. Обычно коэффициент усиле-
ния трансформаторного каскада не превышает 40-у60.
С целью уменьшения частотных искажений, а также для более
устойчивой работы усилителя (поскольку при больших частотных
искажениях велики и фазовые искажения, которые могут привес-
ти к генерации усилителя) вторичная обмотка трансформатора
часто шунтируется активным сопротивлением Rm (на рис. 76 по-
казано пунктиром).
Эквивалентные схемы для нижних, средних и верхних частот
при включенном во вторичную обмотку шунте показаны на
рис. 78, г, д, е (стр. 120).
124
Включение шунта приводит к уменьшению усиления во всем
пазопе частот, но одновременно выравнивает частотную харак-
теристику. Чтобы в этом убедиться, обратимся к анализу эквива-
лентных схем.
В области нижних частот (рис. 78,г) выходное напряжение завп-
ит не только от но и от7?ш, так что понижение частоты меньше
влияет на усиление, чем при отсутствии шунта.
На частоте первого резонанса сопротивление шунта оказывается
значительно меньше сопротивления резонансного контура Л,—
С’о так что последним можно пренебречь. Тогда эквивалентная
схема (рис. 78, д) становится аналогичной схеме простого уси-
лительного каскада.
При этом UgZ=nUgi=[inUgx - ,-ш
и или, обозначив тг<=а:
» bgi nij+Rm Ri,
= (86)
Усиление каскада на средних частотах уменьшается с уменьше-
нием нагрузочного коэффициента а, представляющего собой отно-
шение приведенного сопротивления шунта к внутреннему сопро-
тивлению лампы.
В области верхних частот (рис. 78, е) включение шунта во вто-
ричную обмотку трансформатора увеличивает затухание контура.
С уменьшением сопротивления шунта потери в нем увеличивают-
ся, затухание возрастает и резонансный пик уменьшается. Как уже
указывалось, при частотная характеристика не имеет
подъема, так что подбором величины шунта можно добиться вырав-
нивания характеристики (пунктирные кривые 3 и 4 на рис. 80).
В заключение следует коротко остановиться на особенностях
конструкции междуламповых трансформаторов низкой частоты.
Каркас с обмотками (катушка) помещается на одном из стерж-
ней сердечника броневого или стержневого типа. Для получения
большой индуктивности первичной обмотки (порядка нескольких
генри и больше) сердечник выполняется из высококачественного
ферромагнитного материала. В наиболее ответственных случаях
применяются особые сплавы с большой магнитной проницаемостью
(например, пермаллой).
Для уменьшения индуктивности рассеяния (до сотых долей ген-
ри и меньше) и собственной емкости применяется секционирован-
ная симметричная намотка; при этом секции разных обмоток
чередуются, вследствие чего улучшается магнитная связь и умень-
шаются потоки рассеяния (рис. 82, а). Уменьшение рассеяния
425
{/ромаАни
a d
Рис. 82. Конструкция мсждулампо-
вых трансформаторов низкой частоты:
а— разрез трансформатора с сердечником бро-
невого типа и секционированной цилиндричес-
кой обмоткой, б— дисковая (галетная) обмотка
достигается также путем
уменьшения высоты намотки
и увеличения длины катуш-
ки (соответственно окно сер-
дечника должно быть узким
и высоким).
Кроме изображенных на
рис. 82, а цилиндрических
секционированных обмоток
иногда применяются диско-
вые обмотки (рис. 82, б), по-
зволяющие получить малую
межвитковую емкость и боль-
шую электрическую проч-
ность.
Если трансформатор подмагничивается постоянным током, то
сердечник должен быть выполнен с зазором.
§ 4. Нелинейные искажения
в трансформаторном каскаде
Трансформатор как нелинейный элемент может являться ис-
точником нелинейных искажений в усилителе. Это объясняется
нелинейной зависимостью между напряженностью магнитного
поля в сердечнике трансформатора (или намагничивающим током)
и магнитной индукцией (или магнитным потоком). Как известно
из электротехники, эта зависимость графически выражается кри-
вой намагничивания B = талиФ — ^Г), показанной на рис. 83,а.
Основная кривая намагничивания без учета явлений гистере-
зиса проходит через начало координат и имеет симметричные ветви
в первом и третьем квадрантах.
Рис. 83. Кривая намагничивания (а) и семейство кривых при различной
частоте намагничивающего тока (б)
426—---- - — ~
С учетом гистерезиса кривая образует петлю (показана пунк-
пом). При малых индукциях кривая идет полого, затем ее кру-
зна возрастает и имеет наибольшую величину на приближенно
„ямолинейном участке, а по мере насыщения сердечника кру-
тизна кривой намагничивания снова уменьшается. Наиболее не-
линейными участками являются область малых индукций (изгиб
характеристики вблизи начала координат) и область перехода -
к насыщению.
Величина нелинейных искажений, вносимых трансформатором,
существенно зависит от режима его работы, т. е. 1) от того,
нагружен ли трансформатор или работает вхолостую; 2) от того,
какой участок кривой намагничивания используется (а это в свою
очередь зависит от амплитуды подводимого к трансформатору
сигнала и от того, имеется ли подмагничивание сердечника пос-
тоянным током); 3) от соотношения между внутренним сопро-
тивлением источника сигнала и индуктивным сопротивлением пер-
вичной обмотки; 4) от частоты сигнала: потери на гистерезис и
вихревые токи увеличиваются с повышением частоты и, кроме
того, на форме кривой намагничивания сказывается скин-эффект,
из-за которою с повышением частоты кривые намагничивания ста-
новятся более пологими (рис. 83, б).
Входные и междуламповые трансформаторы первых каскадов
усилителя работают при малых индукциях, так что используется
начальная часть кривой намагничивания, а в трансформаторах,
стоящих на входе и выходе мощных каскадов, используется боль-
шой участок кривой намагничивания и возможен заход в область
насыщения.
Кроме того, входные и междуламповые трансформаторы, как
правило, не нагружены, в то время как выходной трансформатор
работает па нагрузку.
Постоянное подмагничивание сердечника имеется в тех случа-
ях, когда по первичной обмотке трансформатора протекает посто-
янная составляющая анодного тока лампы. При таком режиме
работы трансформатора магнитный поток содержит как перемен-
ную, так и постоянную составляющие.
Рассмотрим работу трансформатора в режиме холостого хода с
точки зрения появления нели-
нейных искажений (рис. 84,а).
Это соответствует режиму ра-
боты междулампового трансфор-
матора без шунта.
На эквивалентной схеме
(рис. 84, б) лампа трансформа-
торного каскада представлена
в виде эквивалентного источ-
ника синусоидальной э. д. с. p.ugl
с внутренним сопротивлением
а трансформатор изображен
а б
Рис. 84. Схема цепи с источником
синусоидальной э. д. с. и ненагру-
женным трансформатором (а) и эк-
вивалентная ей схема (б)
127
Р и с. 85. Графики тока первичной обмотки, магнитного потока и э. д. с. для
случая очень малого внутреннего сопротивления источника
а — без постоянной составляющей тока при больших индукциях; б — то же при ма-
лых индукциях; в — с подмагничиванием___________________________________
--словно как нелинейный элемент 2Т (пренебрегая малы ми актив-
ными сопротивлениями обмоток, индуктивностью рассеяния и меж-
витковой емкостью, можно считать, что это индуктивное сопротив-
ление первичной обмотки юЛ,).
Ток в цепи источника определяется величиной э.д.с. pugl и
полного сопротивления Иобш= У •
P"g-
|/ /f+tcoL,)2 ’
(87)’
где ug,=Umg-swat.
В зависимости от соотношения между индуктивным сопротив-
лением первичной обмотки и внутренним сопротивлением источни-
ка могут быть три случая, в каждом из которых следует различать
условия работы при больших индукциях, при малых индукциях,
а также при подмагничивании сердечника постоянным током.
1) Внутреннее сопротивление источника значительно меньше
индуктивного сопротивления, трансформатора. Тогда ток в цепи
(см. выражение 87) определяется нелинейным сопротивлением
•и является несинусоидальным, но несмотря на это э. д. с. первич-
ной обмотки, уравновешивающая э. д. с. источника, синусоидальна
(падением напряжения внутри источника можно пренебречь).
При этом магнитный поток и э. д. с. вторичной обмотки также
синусоидальны. Сказанное иллюстрируется рис. 85, из которого
видно, что синусоидальному магнитному потоку Ф~ соответствует
несинусоидальный ток первичной обмотки i~ (в данном случае
это ток холостою хода традсформатора). Графики построены без
учета явлений гистерезиса.
На рис. 85, а построение сделано при условии, что работа про-
исходит при больших индукциях (большая амплитуда магнитно-
го потока), но без постоянного подмагничивания. Рабочая точка
находится в начале координат, и рабочие участки кривой намагни-
чивания в положительный и отрицательный полупериоды симмет-
ричны относительно этой точки. Поэтому кривая тока тоже сим-
метрична и в ней кроме основной гармоники присутствует третья.
Чем больше амплитуда э. д. с., тем больше используемый нелиней-
ный участок кривой в области насыщения и тем сильнее искажается
форма кривой тока.
При малых индукциях, что практически встречается в транс-
форматорных усилителях напряжения, где сигнал мал, искажения,
как видно из рис. 85, б, тоже могут быть большими из-за исполь-
зования нижнего изгиба характеристики (здесь для наглядности
начальный участок кривой дан в увеличенном масштабе). При
этом форма кривой тока получается иной, но остается симметрич-
ной и по-прежнему содержит третью гармонику.
При работе с подмагничиванием (рис. 85, в) рабочая точка
перемещается вверх по кривой и может находиться на изгибе харак-
теристики (при переходе к насыщению). Положение рабочей точки
5 Е. О. Федосеева 129
определяется величиной тока подмагничивания /0. Кривая тока
строится по синусоидальной кривой магнитного потока так
чтобы площади, ограниченные кривой тока в положительный и
отрицательный полупериоды, были одинаковыми (поэтому линия
соответствующая среднему значению магнитного потока, смещается
вниз).
Рабочие участки кривой намагничивания в положительный
и отрицательный полупериоды несимметричны относительно ра-
бочей точки, что дает несимметричную кривую тока, содержащую
четные гармоники, главным образом вторую. Однако при малом
В; источника для всех трех графиков рис. 85 э. д. с. первичной, а
следовательно, и вторичной обмоток остаются синусоидальными, и
трансформатор не вносит нелинейных искажений (по напряжению).
При работе с подмагничиванием ток холостого хода значитель-
но больше, чем без подмагничивания, что равносильно уменьше-
нию индуктивного сопротивления трансформатора; поэтому внут-
реннее сопротивление источника должно быть особенно мало, что-
бы его влиянием можно было пренебречь, и э. д. с. вторичной
обмотки сохранилась синусоидальной.
2) Внутреннее сопротивление источника значительно больше
индуктивного сопротивления первичной обмотни. Тогда послед-
ним в выражении для тока (87) можно пренебречь. При этом ток
в цепи зависит только от линейного сопротивления 7?г- и остается
HUgt т . ’
синусоидальным: i~ — ----------, по так что
/X-HcoLj*
sin at =1 -sincoZ.
Ль ill m
На рис. 86 показано, что синусоидальному току соответствует
несинусоидальная кривая магнитного потока, а следовательно,
и э. д. с. первичной и вторичной обмоток несинусоидальны, так что
трансформатор вносит нелинейные искажения.
Чтобы построить кривую э. д. с. ех или е2, нужно учесть, что
э. д. с. является производной от потока Ф, следовательно, ее мгно-
венное значение соответствует крутизне кривой потока (наклону
касательной) в данной точке.
Когда постоянное подмагничивание отсутствует, искаженная
кривая э. д. с. вторичной обмотки симметрична и содержит тре-
тью гармонику (рис. 86, а); при наличии постоянной составляющей
тока используемые участки кривой намагничивания несим-
метричны относительно рабочей точки и кривая э. д. с. содержит
вторую гармонику (рис. 86, б). В целях сокращения изложения
аналогичное построение для работы при малых индукциях опущено.
3) Этот случай соответствует условию, когда внутреннее сопро-
тивление источника и индуктивное сопротивление первичной обмот-
ки соизмеримы, так что ни тем, ни другим нельзя пренебречь.
Этот случай является более общим.
Поскольку ток зависит и от линейного и от нелинейного со-
130---
противлений, он не остается синусоидальным (рис. 87), однако
имеет менее искаженную форму кривой, чем при синусоидальном
магнитном потоке (сравнить с рис. 85, а)— пунктирная кривая
на рис. 87; поэтому магнитный поток и э. д. с. вторичной об-
мотки несинусондальны. Это можно объяснить иначе тем, что не-
синусоидальный ток создает на внутреннем сопротивлении источни-
ка неспнусоидалыюе падение напряжения, которое нужно вычесть
из синусоидальной э. д. с. источника, чтобы получить э. д. с. пер-
вичной обмотки. Следовательно, э. д. с. первичной обмотки также
получается неспнусопдальной.
Как и ранее, постоянное подмагничивание приводит к увели-
чению нелинейных искажений и к появлению второй гармоники в
кривой э. д. с. вторичной обмотки.
Последний из рассмотренных случаев является промежуточным
и практически наиболее распространенным. При увеличении индук-
тивного сопротивления первичной обмотки или уменьшении
внутреннего сопротивления источника условия работы трансфор-
Р и с. 86. Графики тока, магнитного потока и э. д. с. первичной обмотки для
случая очень большого внутреннего сопротивления источника (Я^соЬ,):
а — без подмагничивания; б — с подмагничиванием
Р и с. 87. Если внутреннее сопротивление источника соизмеримо с индуктив-
ным сопротивлением трансформатора, то и ток и э. д. с. первичной цепи носи-
ну соидальны
матора приближаются к первому случаю и нелинейные искажения
уменьшаются. Наоборот, с уменьшением индуктивного сопротив-
ления трансформатора по сравнению с источника (условия
близки ко второму случаю) нелинейные искажения растут. По
этой причине желательно иметь возможно большую индуктивность
L1? как и для уменьшения частотных искажений на нижних часто-
тах, и применять лампу с малым внутренним сопротивлением либо
включать междуламповый трансформатор после каскада с катод-
ной нагрузкой, имеющего малое выходное сопротивление (см.
главу IX).
Из сказанного следует также, что с понижением частоты нели-
нейные искажения, вносимые трансформатором, увеличиваются,
так как возрастают индукция и используемый нелинейный участок
кривой и уменьшается индуктивное сопротивление ®L,.
При рабо’те трансформатора на нагрузку, когда нелинейное соп-
ротивление его зашунтировано активным сопротивлением (на-
пример, при включении шунта в каскаде усиления напряжения
или подключении полезной нагрузки в оконечном каскаде), не-
линейные искажения уменьшаются. Это объясняется уменьше-
нием влияния нелинейного элемента благодаря действию линейно-
го сопротивления шунта.
§ 5. Реостатно-трансформаторный
и дроссельный каскады
В схеме трансформаторного каскада (см. рис. 76) постоянная со-
ставляющая анодного тока проходит через первичную обмотку тран-
сформатора, создавая подмагничивание сердечника. Для разделе-
Р п с. 88. Принципиальная схема реостатпо-
трапсформаторного каскада
ния переменной и постоянной составляющих между анодом и пер-
вичной обмоткой трансформатора включается разделительный кон-
денсатор Cg , а анодная цепь питается через активное сопротивле-
ние анодной нагрузки Ra (рис. 88). Такая схема носит название
реостатно-трансформаторной, или схемы параллельного пи-
тания.
По сравнению с трансформаторной в этой схеме нет постоян-
ного подмагничивания, что позволяет уменьшить вес и размеры
трансформатора, а также получить меньшие нелинейные п частот-
ные искажения. Частотные искажения уменьшаются на нижних
частотах вследствие увеличения индуктивности L, при том же
числе витков, так как при отсутствии подмагничивания магнитная
проницаемость больше.
Если требуется получить определенную индуктивность Lv то
за счет увеличения магнитной проницаемости это может быть до-
стигнуто при меньшем числе витков, что выгодно, так как не
только уменьшает расход меди и вес трансформатора, но позво-
ляет уменьшить межвитковую емкость и индуктивность рассея-
ния. I
Кроме того, в реостатно-трансформаторной схеме можно полу-
чить подъем частотной характеристики в области нижних частот
за счет резонанса напряжений между индуктивностью первичной
обмотки Л, и емкостью разделительного конденсатора Cg. Этот
подъем может быть полезен для компенсации спада, создаваемо-
го другими каскадами или элементами звуковоспроизводящего
тракта.
К числу недостатков этой схемы по сравнению с трансформатор-
ной следует отнести то, что напряжение источника питания долж-
но быть выше требуемого напряжения на аноде из-за падения
напряжения на активном сопротивлении анодной нагрузки; кро-
ме того, уменьшается усиление па средних частотах за счет шунти-
рующего влияния Ra.
Полная эквивалентная схема реостатно-трансформаторного
каскада (рис. 89, а) отличается от схемы рис. 77, а сопротивлением
Ra, шунтирующим источник, и емкостью Cg . Как известно, ис-
точник, зашунтированный сопротивлением Ra, можно заменить
a 0
Рис. 89. Полная (я) и упрощенная (б) эквивалентные схемы
реостатно-трансформаторного каскада
источником с э. д. с. [i2C7gl— 77—77- и внутренним сои-
ротивлеиием R, — Rf ~а1 -; поэтому получаем упрощенную схему,
изображенную па рис. 89,6, где
Эквивалентная схема для нижних частот показана на рис. 90.
Величина подъема характеристики на частоте резонанса (рис. 91)
зависит от соотношения между параметрами схемы: Lt, Сg и
Ri2, причем в некоторых случаях подъем может отсутствовать.
Для средних и верхних частот эквивалентные схемы аналогич-
ны соответствующим схемам трансформаторного каскада. Коэф-
фициент усиления на средних частотах без шунта во вторичной
обмотке
а’о = М'2/7 = М-« , (89)
111 "г"-* 1 а
В
т. е. в —!- раз меньше, чем для трансформаторной схемы.
Общая частотная характеристика реостатно-трансформаторного
каскада приведена на рис. 91. Пунктиром показана характеристи-
ка при большом затухании (подъемы на частоте резонансов отсут-
ствуют). Включение шунта во вторичную обмотку вносит затуха-
ние, уменьшая резонансные выбросы на нижних и верхних часто-
тах, выравнивает частотную характеристику, но одновременно
уменьшает усиление на средних частотах.
Рис. 90. Эквивалентная
схема реостатно-транс-
форматорного каскада
для пижпих частот
Рис. 91. Частотная характеристи-
ка реостатно-трансформаторного ка-
скада
Рис. 92. Принципиальная (а) п эквивалентная (б) схемы
дроссельного каскада
Схема дроссельного каскада изображена па рис. 92, а. По пост-
роению дроссельный каскад отличается от реостатного тем, что
вместо активного сопротивления анодной нагрузки включается
дроссель низкой частоты.
Н а малом активном сопротивлении дросселя почти не происхо-
дят потери постоянного напряжения, так что практически напря-
жение на аноде равно напряжению источника питания: иа<1ягЕа.
Индуктивное сопротивление дросселя может быть значительно
больше внутреннего сопротивления лампы, и в этом случае коэффи-
циент усиления каскада приближается к статическому коэффициен-
ту усиления лампы Ао = (О,8~О,9)ц.
Как и реостатно-трансформаторная схема, дроссельный каскад
может иметь подъем частотной характеристики в области нижних
частот за счет резонанса напряжений между емкостью переходно-
го конденсатора Cg и индуктивностью дросселя La. Это может быть
использовано для коррекции частотных искажений, причем преиму-
щество дроссельного каскада в данном случае заключается в том,
что дроссель по сравнению с трансформатором является менее
сложной и громоздкой деталью.
Эквивалентная схема дроссельного каскада приведена на
рис. 92, б. В целях ее упрощения активным сопротивлением обмотки
дросселя и потерями в стали сердечника можно пренебречь, а соб-
ственную емкость обмотки дросселя следует учесть, увеличив CQ
на 50-у200 пф (меньшие значения относятся к секционированной
обмотке, большие — к простой).
В области нижних частот можно не учитывать влияние шунти-
рующей емкости С . На определенной частоте, зависящей от па-
раметров схемы, между индуктивностью La и емкостью Cg насту-
пает резонанс напряжений. Активное сопротивление утечки сетки
Rs вносит затухание в резонансный контур. На частоте резонанса
получается подъем частотной характеристики при определенном
соотношении параметров схемы и при условии, что Rg<Rj, а
при Rg^zR; подъем отсутствует (рис. 93). Таким образом, для
использования дроссельного каскада в целях коррекции следует
менять лампы с большим Rt (пентоды).
±35-
ристика дроссельного каскада
На частотах ниже резонансной
усиление резко падает за счет
уменьшения индуктивного сопро-
тивления <oLa и увеличения ем-
костного сопротивления -р- По-
o)Cg
этому частота резонанса практи-
чески лежит вблизи нижней грани-
цы частотного диапазона. Чтобы
уменьшить спад нижних частот,
следует увеличивать индуктивность La и емкость Cg.
По мере возрастания частоты индуктивное сопротивление дрос-
селя увеличивается, а емкостное сопротивление^- уменьшается,
и в области средних частот наступает резонанс токов между La и
как и в трансформаторном каскаде. При этом получается наи-
большее усиление сигнала. В эквивалентной схеме для средних
частот можно пренебречь малым сопротивлением емкости С , а
также не учитывать влияния параллельного резонансного кон-
тура La—C^, так как его сопротивление очень велико для частоты
резонанса. Тогда коэффициент усиления определяется только ве-
личинами и, R, и Rg :
В области верхних частот влияние La и Cg становится очень
малым, и усиление, как в реостатном каскаде, уменьшается за
счет шунтирующего действия емкости Со, которое оказывается
тем сильнее, чем больше величина сопротивления Rg и внутрен-
него сопротивления лампы
При использовании в дроссельном каскаде триодов с малым Rt
сопротивление утечки сетки можно брать в 5 — 10 раз больше Rt
(но не более 1--1,5 мгом), чтобы увеличить коэффициент усиления
К^, но при этом уже нельзя получить подъем в области нижних
частот. Кроме того, коэффициент усиления при работе на трио-
дах получается небольшим из-за малой величины ц, так что приме-
нение триодов в этих схемах нецелесообразно.
При использовании пентодов (лампы с большим R() сопротивле-
ние утечки сетки необходимо брать в несколько раз меньше R,
для уменьшения частотных искажений на верхних частотах. При
этом можно получить подъем на нижних частотах, но усиление
на средних частотах получается значительно меньше ц, а диапазон
частот сравнительно небольшим.
Таким образом, дроссельный каскад не имеет особых преиму-
ществ перед реостатным и трансформаторным; по сравнению с пер-
вым он является значительно более громоздким и дорогим и обла-
дает большими частотными искажениями. В усилителях звукового
кино дроссельный каскад не применяется.
4 CV
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Трансформаторная схема усилителя напряжения сложнее реостат-
ной и вносит значительно большие частотные и нелинейные искажения.
2. Коэффициент усиления па средних частотах в п раз больше коэффи-
циента усиления лампы ц, где п — коэффициент трансформации, по поскольку
„ и п невелики (см. пункты 5 и 7), коэффициент усиления обычно не превышает
40-60.
3. Частотная характеристика трансформаторного каскада может иметь
подъем в области верхних частот за счет резонанса напряжений между ин-
дуктивностью рассеяния и приведенной входной емкостью следующего кас-
када при условии, что затухание 0<У 2.
4. Включение шунта во вторичную обмотку трансформатора дает вырав-
нивание частотой характеристики и более устойчивую работу усилителя,
но уменьшает усиление каскада.
5. Частота резонанса в области верхних частот практически является
верхней границей полосы пропускания, она обратно пропорциональна
коэффициенту трансформации п. С увеличением усиления на средних часто-
тах путем увеличения коэффициента трансформации полоса пропускания со-
кращается. Обычно берут /г—2—4.
6. Увеличение индуктивности рассеяния и входной емкости следующего
каскада, а также межвнтковой емкости трансформатора приводит к сокра-
щению полосы пропускания.
7. С точки зрения уменьшения частотных искажений на нижних часто-
тах трансформатор должен иметь большую индуктивность первичной обмотки,
а лампа — малое внутреннее сопротивление. Поэтому в трансформаторном
каскаде целесообразно применять триоды.
8. Условия конструирования междулампового трансформатора проти-
воречивы: при достижении большой ипдук!явности первичной обмотки путем
увеличения числа витков одновременно возрастают индуктивность рассеяния
и межвитковая емкость.
9. В реостатно-трансформаторной схеме пет постоянного подмагничи-
вания сердечника, вследствие чего могут быть уменьшены размеры трансфор-
матора и вносимые им нелинейные искажения.
10. Частотная характеристика реостатно-трансформаторного каскада
кроме подъема па верхних частотах может иметь подъем в области нижних
частот за счет резонанса между индуктивностью первичной обмотки и емкое гыо
разделительного конденсатора.
И. Усиление реостатно-трансформаторного каскада па средних частотах
меньше, чем трансформаторного, из-за шунтирующего влияния сопротивле-
ния анодной нагрузки.
12. Дроссельный каскад может иметь подъем частотной характеристики
в области нижних частот при использовании пентодов (при условии, что
При этом усиление па средних частотах значительно меньше и.
Применение триодов в дроссельном каскаде нецелесообразно.
Глава YT
УСИЛЕНИЕ МОЩНОСТИ
§ 1. Общие сведения об усилении мощности.
Режимы работы мощного каскада
Назначение мощного каскада — создать полезный сигнал опре-
деленной мощности, отдаваемой во внешнюю нагрузку (например,
в громкоговоритель).
Для получения возможно большей полезной мощности стре-
мятся предельно использовать характеристики лампы оконечного
каскада, чтобы создать большие амплитуды колебаний. Поэтому
в отличие от каскадов усиления напряжения, где используется
небольшая область характеристик, в пределах которой их можно
считать прямолинейными, а нелинейные искажения ничтожно
малыми, в оконечных каскадах нелинейные искажения имеют зна-
чительно большую величину.
Используемая область характеристик лампы ограничивается
предельными режимами: максимально допустимыми значениями
анодного напряжения, анодного тока и мощности рассеяния на
аноде, а также заданной величиной нелинейных искажений, от ко-
торой зависит возможная глубина захода в область положитель-
ных напряжений на сетке.
Поскольку мощный каскад — основной потребитель энергии
постоянного тока, важным показателем является к. п. д., так как
он характеризует экономичность устройства. Кроме того, при по-
вышении к. п. д. уменьшаются внутренние потери мощности,
снижается мощность рассеяния на анодах ламп, что приводит к по-
вышению их долговечности и надежности устройства в эксплуата-
ции.
Величина максимальной неискаженной мощности и к. п. д.
оконечного каскада зависят от типа ламп, режима работы и схемы
каскада.
Для усиления мощности применяют мощные триоды, лучевые
138
тетроды и выходные пентоды (лампы с большой крутизной и орав-
нИтельио малым внутренним сопротивлением).
Триоды обладают более линейными характеристиками и поэ-
тому вносят меньшие нелинейные искажения, чем пентоды и луче-
вые тетроды. Однако они имеют меньшую добротность и требуют
большего напряжения на сетке. Это, в свою очередь, приводит
к необходимости значительно повышать анодное напряжение для
получения достаточно «левой» сеточной характеристики.
Пентоды и лучевые тетроды, благодаря особенностям анод-
ных характеристик, позволяют получить большую амплитуду пере-
менного анодного напряжения, следовательно, дают более высокий
коэффициент использования анодного напряжения
у
t —
s Г ’
G ао
от которого, как показано в дальнейшем, зависит к. п. д. каскада.
Таким образом, пентоды п лучевые тетроды могут отдать требуе-
мую мощность при меньшем напряжении на сетке, что снижает
.требования к предоконечному каскаду, более высоком к. п. д.
[и более низком напряжении питания, чем триоды.
[ В современной усилительной аппаратуре киноустановок в ка-
Еестве оконечных ламп в основном используются лучевые тетроды.
Помимо больших нелинейных искажений, обусловленных кри-
олинейностью характеристик, недостатком этих ламп является
(сильная зависимость паралгетров от режима работы и значитель-
ная величина внутреннего сопротивления. Благодаря этому полу-
чается худшая, чем у триодов, стабильность выходного напряже-
ния при изменении сопротивления нагрузки. Если сопротивление
^нагрузки зависит от частоты, то это вызывает дополнительные
^частотные искажения.
: Если при предельном использовании одна лампа не может
(дать требуемой мощности, то в оконечном каскаде применяется
Гесколько ламп, обычно две или четыре.
Схемы оконечных каскадов могут быть различными, в зависи-
мости от способа включения полезной нагрузки в анодную цепь лам-
пы (схема с непосредственным включением нагрузки, схема с дрос-
сельным выходом, трансформаторная схема), а также от способа
включения ламп (однотактная и двухтактная схемы).
В зависимости от положения рабочей точки различают три
возможных режима работы оконечных ламп: 1) режим класса Л,
2) режим класса В, 3) режим класса АВ.
Рассмотрим отличительные особенности этих режимов.
В режиме класса А (рис. 94, а) лампа работает без отсечки то-
ка — ток протекает в анодной цепи в течение всего периода полез-
ного сигнала. Рабочая точка, положение которой зависит от вели-
чины напряжения смещения, находится в середине прямолинейной
части динамической характеристики, лежащей слева от начала
координат, а амплитуда сигнала на сетке не должна превышать
139
Рис. 94. Графики режимов класса А (а), класса В (б) и класса АВ (в)
напряжения смещения. Это обеспечивает работу ламп без сеточ-
ных токов и получение минимальных нелинейных искажений. При
использовании всей левой части характеристики, включая ниж-
ний загиб вплоть до точки запирания лампы, сохранится режим
класса А, но значительно увеличатся нелинейные искажения (в од-
но гактной схеме), так что отпадет главное преимущество этого
режима.
Полезная мощность, развиваемая каскадом в режиме класса А,
невелика, так как сравнительно мала наибольшая возможная ам-
плитуда сигнала на сетке, а следовательно, и амплитуда колеба-
ний в анодной цепи.
В то же время каскад потребляет от источника большую мощ-
ность, так как велик ток покоя Iао. Поэтому режим класса А ха-
рактеризуется невысоким к. п. д. анодной цепи, не превышаю-
щим 20 25 /о.
Этот режим целесообразно использовать в маломощных уси-
лителях, для которых величина к. п. д. не имеет значения, а также
в тех случаях, когда необходимо обеспечить минимальные нели-
нейные искажения.
В режиме класса А работают все усилители напряжения и одно-
тактные усилители мощности, так как для них применение других
режимов невозможно из-за слишком больших нелинейных искаже-
ний.
В режиме класса В (рис. 94, б) рабочая точка выбирается в на-
чале характеристики — в точке запирания лампы. Это достигается
увеличением смещения и позволяет соответственно увеличить амп-
литуду сигнала, а следовательно, и полезную мощность. Ток покоя
равен нулю, поэтому мощность, потребляемая от источника пита-
ния в паузе, равна нулю. В колебательном режиме потребляемая
мощность зависит от среднего значения анодного тока.
Увеличение полезной мощности и уменьшение потребляемой
мощности значительно повышают экономичность усилителя —
к. п. д. достигает 60%. Одновременно снижается мощность рассея-
ния на аноде, причем в паузе она равна нулю. Это облегчает усло-
вия работы ламп и увеличивает срок их службы.
Как видно из графика, ток проходит через лампу в течение по-
ловины периода, а во второй полупериод лампа остается запертой;
таким образом, лампа работает с отсечкой тока.
Половина времени прохождения тока через лампу, выражен-
ного в угловом измерении, называется углом отсечки тока f).
В режиме класса В угол отсечки 9=90°, или
Таким образом, в этом режиме одна лампа воспроизводит толь-
ко половину периода сигнала, вследствие чего получаются очень
большие нелинейные искажения. Поэтому режим класса В может
прилуняться только в двухтактных схемах, где две лампы, рабо-
тая поочередно в течение половины периода каждая, позволяют
воспроизвести сигнал без больших искажений.
Недостатком режима В является необходимость применения
независимою источника смещения. Автоматическое смещение
здесь неприменимо вследствие того, что среднее значение анодного
тока в сильной степени зависит от амплитуды сигнала, а в паузе
оно равно нулю.
Режим В подразделяется на режимы В, и Вг: в режиме В1 лам-
па работает без сеточных токов, так как амплитуда сигнала не пре-
вышает смещения (U mg^Eg), а в режиме Вг допускается заход
в область положительных напряжений на сетке и появление сеточ-
ных токов, т. е. U' m„>Eg. Работа с сеточными токами приводит
к увеличению нелинейных искажений, которые можно уменьшить,
применив источник с малым внутренним сопротивлением,— мощ-
ный предоконечиый каскад. Вместе с тем это позволяет увеличить
амплитуду сигнала и повысить полезную мощность, а следова-
тельно, и к. п. д. каскада.
Режим В2 применяется в двухтактных усилителях большой
мощности, работающих на мощных триодах.
Режим класса АВ (рис. 94, в) является промежуточным между
режимами А и В и наиболее распространенным в промышленной
аппаратуре. Рабочая точка выбирается на начальном участке
динамической характеристики, но не в точке запирания лампы.
Поэтому ток покоя 1М мал, но не равен нулю. Лампа работает
с отсечкой тока, причем угол отсечки
180°>0>90°,
так как ток протекает через лампу больше половины периода.
Полезная мощность и к.п.д. больше, чем в режиме класса А, но
меньше, чем в режиме класса В; к. п. д. составляет 40-?50%.
Нелинейные искажения меньше, чем в режиме В. Этот режим
также может быть использован только в двухтактных каскадах.
Как и режим В, он имеет две разновидности: режим АВ] —
без сеточных токов (U ^Е ) и режим АВ2 — с сеточными то-
ками (U’mg>Eg).
Если используется неглубокий режим АВ, близкий к режиму А,
то среднее значение тока мало изменяется с изменением амплитуды
сигнала и можно применить автоматическое смещение.
Однако чаще применяется более экономичный глубокий режим
АВ, близкий к режиму В, когда ток покоя очень мал, а среднее
значение анодного тока сильно зависит от амплитуды сигнала.
Такой режим невозможно осуществить при автоматическом сме-
щении, поэтому требуется источник независимого смещения.
§ 2. Однотактный оконечный каскад.
Роль выходного трансформатора > >
Простейшим однотактным каскадом является каскад с непосред-
ственным включением полезной нагрузки в анодную цепь лампы
(рис. 95). Эта схема не получила распространения из-за следующих
недостатков:
1) сопротивление нагрузки не может быть согласовано с внут-
ренним сопротивлением лампы;
2) через нагрузку проходит постоянная составляющая анодно-
го тока; это создает дополнительный нагрев звуковой катушки
громкоговорителя и увеличение нелинейных искажений из-за
смещения катушки относительно среднего положения;
3) нагрузка находится под высоким постоянным напряжением
относительно земли, что создает опасность поражения током для
обслуживающего персонала;
142—
Р и с. 95. Схема однотактпого
каскада с непосредственным
включением нагрузки
Р и с. 96. График к расчету опти-
мального нагрузочного коэффициен-
та при неизменной величине анод-
ного напряжения
4) из-за падения напряжения на нагрузке требуется более вы->
сокое напряжение питания.
Рассмотрим вопрос о необходимости согласования сопротивле-
ния нагрузки с внутренним сопротивлением лампы.
1 В главе III была выведена формула (49) для мощности в анод-
инон цепи лампы:
2 (1 +а)2 ’
№ показано, что при неизменной амплитуде напряжения на сет-
рсе Uag лампа отдает максимальную полезную мощность при
рс=1, т. е. при условии, что Ra=R{. Однако это положение спра-
ведливо только тогда, когда используемый участок характеристики
l можно считать прямолинейным, т. е. только для триодов. Для
[пентодов и лучевых тетродов это условие неприменимо.
Г Но и для триодов случай постоянства амплитуды сигнала на
|.сетке не представляет практического интереса, поскольку с уве-
Еличением сопротивления нагрузки динамическая характеристика
[идет более полого и можно использовать больший ее участок при
i такой же величине нелинейных искажений. Поэтому с увеличе-
нием а мощность возрастает за счет возможности увеличения ам-
плитуды сигнала U т„.
< Докажем, что при постоянном анодном напряжении Uмак-
симум мощности получается при а=2. Для этого воспользуемся
рис. 96, па котором через рабочую точку А проведена динамиче-
ская характеристика. Из этого рисунка следует, что
(91)
Иде — отрезок по оси напряжений, соответствующий участку
нижнего загиба характеристики, который не используется, чтобы
нелинейные искажения не превышали заданной величины.
143
Отсюда находим Umg, подставив сначала вместо Uта его выра-
жение через U mg:
(92)
Тогда
^ао + mg = ~'Lt
гт U т и° IzhT /од \
Uw ц ' 2+а ’
Значение Umg подставляем в формулу полезной мощности (49)
п получаем
Р - 1 г((1<№-и«У Р + аУ а
2 ц2 ’ \2+а/ (14-а)2
пли, учитывая, что G = p,5 = получим окончательно:
Р — ~ иоУ а
2Rt ’ (2-га)2 •
Максимум функции
можно найти, взяв первую
произ-
водную этой функции и приравняв ее нулю:
(2-ра)2 — 2 (2-|-а) а
772W ~ ’
откуда а=2.
Таким образом, при постоянном анодном напряжении лампа от-
дает максимальную полезную мощность при а=2 или Ra — 2R, .
С увеличением а больше 2 рабочая точка может быть взята
еще ниже на характеристике, так что постоянная составляющая
анодного тока уменьшается и это позволяет при той же мощности
рассеяния на аноде повысить анодное напряжение, если оно не
было предельным.
Одновременно с увеличением а растет к. п. д. каскада, по-
скольку динамическая характеристика идет более полого и при
том же значении постоянного анодного напряжения увеличивает-
ся амплитуда переменного напряжения U та, следовательно,
повышается коэффициент использования анодного напряжения Е.
Нелинейные искажения для триодов с ростом а уменьшаются за
счет того, что динамическая характеристика выпрямляется.
Учитывая все эти соображения, для триодов целесообразно
выбирать сопротивление нагрузки в 3—4 раза больше внутренне-
го сопротивления лампы (а=34-4).
Для пентодов и лучевых тетродов наивыгоднейший нагрузоч-
ный коэффициент а=0,14-0,2.
Таким образом, в мощном каскаде необходимо иметь определен-
ное соотношение между сопротивлением нагрузки и внутренним
сопротивлением лампы, или, как принято говорить, сопротивле-
ние нагрузки должно быть согласовано с R; лампы.
144
Рис. 97. Схема одпотактного транс-
форматорного каскада
Между тем в схеме рис. 95
сопротивление полезной наг-
рузки R„ является заданным
ji как правило, не отвечает
нёобходимому оптимальному
значению Ra- Для звуковосп-
роизводящей аппаратуры кино-
установок 7?н — это сопротивле-
ние звуковой катушки громко-
говорителя порядка 10 4- 30 ом,
а внутреннее сопротивление
лампы измеряется в килоомах.
При таком соотношении сопротивлений Ra и Rt лампа отдает
ничтожно малую мощность.
Непосредственно в анодную цепь лампы можно включать толь-
ко высокоомную нагрузку.
Для согласования низкоомной нагрузки с внутренним сопро-
тивлением лампы применяется понижающий трансформатор (рис.
97). При этом лампа нагружена на сопротивление, приведенное
к первичной цепи трансформатора, Ra =R'H-
R =~
где п— — коэффициент трансформации, равный отношению
числа витков вторичной обмотки к числу витков первичной об-
мотки.
Выбрав 7?’н = (3-?-4) Rit можно определить необходимый коэф-
фициент трансформации:
или
Обычно требуемый коэффициент трансформации получается по-
рядка нескольких сотых.
В трансформаторной схеме оконечного каскада полезная наг-
рузка изолирована от цепи источника постоянного тока, а напря-
жение на аноде почти не отличается от напряжения источника пи-
тания, так как падение постоянного напряжения на первичной
обмотке трансформатора очень мало:
Ua^Ea.
Трансформаторная схема является основной схемой усилителя
мощности.
Мощность, развиваемую лампой, можно определить графи-
чески, для чего построим динамическую характеристику для
145
Рис. 98. Графическое определение мощ-
ности од нот акт кого каскада
вычислена по площади
переменного тока по выбран-
ному Ra = й'н(рпс. 98) через
рабочую точку,соответствуй,
щую выбранным значениям
Считая Umg = Еа, Из
графика находим амплитуды
анодного тока и анодного
напряжения:
Ima=BC, Um=AC.
Тогда мощность Р~, рав-
ная половине произведения
амплитуд анодного тока и
напряжения, может быть
треугольника АВС-.
P--^maUma=~BC-AC^SiABCi
Отрезки АС и ВС следует брать в масштабе соответствующих осей
координат.
К.п.д. анодной цепи также может быть вычислен графически:
Р~
£ о
где Р~= -imaUma_ полезная мощность; Р„ = Еа • IaaUaa /м —
мощность, потребляемая от источника питания.
Следовательно:
4 ГГ ]
__ 1 v ma £ rna
*1 о II /
'~св *аа
(97)
где^-^- = е— коэффициент использования анодного напряжения,
U ао
или иначе:
(98)
Теоретически максимальные значения отношения и £ рав-
* <20
ны единице и к. п. д, каскада в режиме класса А не может быть
больше 50% (и то при условии, что а-*оо или 0).
Практически <1, так как не используется нижний загиб
2 <20
характеристики, а | для триодов не превышает 0,5, так что к.п.д.
однотактного каскада не превышает 20—25%.
Низкий к. п. д. и сравнительно малая полезная мощность из-за
возможности использовать только режим класса А являются не-
достатками однотактного каскада.
Существенным недостатком сле-
ет считать также то, что сердечник
выходного трансформатора подмаг-
дичивается постоянным током, про-
ходящим по первичной обмотке. Это
приводит к повышению нелинейных
искажений и необходимости приме-
нять более громоздкий трансфорлга-
тор. Рис. 99. Параллельное вклю-
Параллельное включение ламп. чение ламп
Если одна лампа не отдает необ-
ходимой полезной мощности, то можно включить две лампы па-
раллельно (рис. 99). При этом общая крутизна увеличивается вдвое,
коэффициент усиления остается без изменений, а внутреннее соп-
ротивление вдвое уменьшается:
^ОбЩ Нобщ И’ ^,ОбЩ 2 ’
Полезная мощность увеличивается вдвое, так как она пропор-
циональна добротности <7=ц5, a Go6ul=-2jx5.
К недостаткам параллельного включения ламп следует отнести
то, что вследствие разброса параметров лампа с меньшим внутрен-
ним сопротивлением перегружается и быстрее выходит из строя.
Кроме того, прп параллельном включении ламп увеличиваются
междуэлектродные емкости, что приводит к неустойчивой работе
усилителя.
§ 3. Эквивалентная схема и частотная
характеристика оконечного каскада
Полная эквивалентная схема однотактного оконечного каскада
может быть получена так же, как для трансформаторного каскада
усиления напряжения, путем замены лампы эквивалентным гене-
ратором, а трансформатора—его эквивалентной электрической схе-
мой.
Поскольку межвитковая емкость трансформатора п приведен-
ная емкость линии нагрузки очень малы, их влиянием в диапазоне
звуковых частот можно пренеб-
речь.
В данном случае трансформа-
тор нагружен на сопротивление,
которое учтено па схеме как
приведенное к первичной це-
пи (рис. 100):
Дг/ -ж'
Рис. 100. Полная эквивалентная
схема оконечного трансформатор-
оде
Рис. 101. Эквивалентные схемы оконечного трансформаторного каскада
для нижних (а), средних (б) и верхних (в) частот
Произведя те же упрощения, что и в главе V, получим экви-
валентные схемы для нижних, средних и верхних частот (рис. 101).
Эквивалентная схема для средних частот не содержит реак-
тивных элементов, так что усиление в области средних частот
остается неизменным.
Коэффициент усиления на средних частотах Ко легко найти
из эквивалентной схемы рис. 101,6.
л'+й,', ’
причем U' -—-L't"
так что
К
Рпг/вх /1,+Л’н ’
откуда
Р и с. 102. Уп-
рощенная эк-
вивалентная
схема для ниж-
них частот
В области нижних частот (рис. 101, а) на частотную характе-
ристику оказывает влияние индуктивность первичной обмотки
трансформатора Л,.
С понижением частоты индуктивное сопротивление <£>L1 умень-
шается, общее сопротивление нагрузки, состоящей из параллель-
но включенных Л, и К'п, также уменьшается, а ток в цепи возра-
стает, что приводит к увеличению внутреннего падения нап-
ряжения и уменьшению напряжения на наг-
рузке.
Спад характеристики в области нижних час-
тот тем больше, чем меньше индуктивное сопро-
тивление по сравнению с приведенным сопротив-
лением нагрузки и внутренним сопротивлением.
Коэффициент усиления в области нижних час-
тот можно найти, преобразовав эквивалентную
схему рис. 101, а, где источник зашунтировап
сопротивлением /?'н, в схему рис. 102, где
источник не зашунтировап и имеет э.д.с. рс/ Um
148
л внутреннее сопротивление R3=qR\',
гле о——,---,
Тогда
^вых
<a£,
или
^вых
откуда
К
н ^вх
рг//г
(100)
1______
Ж
\ ш^-1
Из формулы (99) видно, что А0=р^лг,
поэтому
н
(101)
Коэффициент частотных искажений в
области нижних
частот
м 1/ 1ч7 -Ь-Y
н Ки~ У +\coL, }
Таким образом, искажения на нижних частотах зависят от Be-
Д. „
личины тназываемой постоянной времени каскада на
^3
нижних частотах. С увеличением тн искажения на нижних часто-
тах уменьшаются, так что трансформатор должен иметь возмож-
но большую индуктивность первичной обмотки (рис. 103). Однако
увеличение индуктивности Lx приводит к увеличению размеров
трансформатора. Поэтому, исходя из заданных частотных искаже-
ний, определяют минимально допустимую величину индуктивности
первичной обмотки.
Рис. 103. Частотная характеристика оконеч-
ного трансформаторного каскада
В области верхних частот (см. рис. 101, в) влияние оказывает
индуктивность рассеяния Ls. С возрастанием сопротивления w.L
по сравнению с сопротивлением нагрузки R'n и внутренним сопро-
тивлением R'{ увеличивается спад частотной характеристики ца
верхних частотах, так как увеличивается падение напряжения
на Ls и уменьшается напряжение на нагрузке.
Йз эквивалентной схемы для верхних частот найдем коэффи-
циент усиления каскада Кв:
/(Я'н+н;)Ч(о>ь5)2
или, подставив значения
получим
СВых__
Р'г'Л,х~~
откуда
Г’ ___
В [Г
с вх
а так как
Р4м=К0,
то окончательно
Отношение тв имеет размерность времени и называ-
ется постоянной времени каскада на верхних частотах.
С уменьшением тн искажения на верхних частотах уменьшают-
ся, поэтому индуктивность рассеяния трансформатора Ls должна
быть возможно меньшей (рис. 103). Стремление уменьшить индук-
тивность рассеяния приводит к усложнению трансформатора (сек-
ционирование обмоток).
Максимально допустимая величина Ls определяется, исходя
из заданных частотных искажений на верхних частотах.
Общая частотная характеристика трансформаторного каскада
приведена на рис. 103.
§ 4. Особенности работы пентодов
и лучевых тетродов в оконечном каскаде
Условие отдачи максимальной мощности, выведенное для трио-
дов, не может быть применено к пентодам п лучевым тетродам.
Характеристики этих ламп (рис. 104) имеют совершенно иную
форму: при больших анодных напряжениях они идут очень по- -
лого, почти параллельно осп абсцисс, и поэтому пентоды имеют
очень большое внутреннее сопротивление. При малых анодных
напряжениях характеристики сильно искривляются и анодный
ток резко уменьшается. Из-за этого пентоды и лучевые тетроды мо-
гут вносить большие нелинейные искажения, которые увеличи-
ваются еще и потому, что характеристики, снятые при различных
напряжениях на сетке, не параллельны и находятся не на одина-
ковом расстоянии друг от друга.
С формой анодных характеристик пентодов и лучевых тетродов
связаны особенности выбора оптимальной нагрузки.
Поскольку Rt очень велико, то при динамическая
характеристика АВ' (рис. 104), проходящая через выбранную ра-
бочую точку А (при данных значениях U а„ и Eg}, пойдет очень
полого и треугольник мощности АВ'С будет иметь малую площадь.
Полезная мощность в этом случае мала из-за того, что при боль-
шом сопротивлении нагрузки слишком мала амплитуда анодного
тока 1та=В'С.
По мере уменьшения сопротивления нагрузки динамическая
характеристика идет все круче, амплитуда тока 1та увеличивает-
ся быстрее, чем уменьшается амплитуда анодного напряжения Uта,
и полезная мощность, характеризующаяся площадью треуголь-
ника АВС, возрастает. Это происходит до тех нор, пока динами-
Р и с. 104. Влияние сопротивления нагрузки па мощность,
отдаваемую пентодом
151
веская характеристика не пройдет через точку В, соответствую-
щую перегибу характеристики
Дальнейшее уменьшение сопротивления нагрузки, не вызывая
существенного увеличения амплитуды тока, приводит к значитель-
ному уменьшению амплитуды напряжения (ДАВ"С"), так что по-
лезная мощность начинает уменьшаться.
Таким образом, наибольшая мощность получается при таком
значении сопротивления нагрузки, при котором вершина треуголь-
ника мощности лежит в месте перегиба характеристики, соответ-
ствующей напряжению на сетке иа==0.
Нагрузочный коэффициент, соответствующий условию получе-
ния максимальной мощности, называется оптимальным и состав-
ляет для пентодов и лучевых тетродов примерно 0,14-0,2.
Не меняя положения вершины В треугольника мощности, мож-
но увеличить полезную мощность путем увеличения сопротивле-
ния нагрузки только при одновременном повышении анодного
напряжения (рабочая точка А и проходящая через нее пунктир-
ная линия нагрузки на рис. 104). Однако если лампа используется
предельно, то это приведет к превышению максимального анод-
ного напряжения или допустимой мощности рассеяния на аноде.
Если выбрать рабочую точку так, что UM= Ua макс, и провести
через нее линию нагрузки в точку В, для которой 1а—1 т, то наи-
большее сопротивление нагрузки можно определить по соотно-
шению
Р _____та Uа макс и а мин 9 «макс
•**амакс / f I •
1 гг а т 1 т
2
Максимальный нагрузочный коэффициент
„ макс
макс ’
ПЛИ
9 П
а а макс
макс Т R *
1 mui
(104)
Поскольку сопротивление нагрузки значительно меньше внут-
реннего сопротивления, то пентоды и лучевые тетроды работают
в режиме, близком к короткому замыканию, что соответствует
Рис. 105. Сравнение режимов
работы триода (точка Т) и пен-
тода (точка П) по величине
нагрузочного коэффициента
начальному участку кривой K=f(a)
(рис. 105).
Коэффициент усиления каскада
в таком режиме (без учета выход-
ного трансформатора) значительно
меньше р, лампы и резко изменяется
с изменением сопротивления наг-
рузки.
Это объясняется тем, что при соп-
ротивлении нагрузки, значительно
меньшем, чем внутреннее сопротив-
пение, стабилизируется ток в цепи
и изменения сопротивления нагрузки
приводят к почти пропорционально-
му изменению напряжения па ней.
Если нагрузка имеет комплексный
характер (например, сопротивление
звуковой катушки громкоговорителя
помимо активной составляющей
имеет индуктивную составляющую),
то с изменением частоты изменяется
сопротивление нагрузки и выходное
напряжение, т. е. появляются час-
тотные искажения.
Особенно сильно изменяется вы-
ходное сопротивление при сбросе на-
Р и с. 10S. Зависимость коэф-
фициента нелинейных искаже-
ний от нагрузочного коэффи-
циента
грузки (в режиме холостого хода). В этом случае а=оо и
коэффициент усиления V—щ, но повышение напряжения Uта
ограничено, так как Uma не может быть больше Uт (в пределе
£=1). Поэтому при установившемся режиме больших перенапря-
жений не возникает.
Однако в момент отключения нагрузки или включения усили-
теля без нагрузки, а также при холостом ходе в режиме с отсечкой
тока и при генерации возможны значительные перенапряжения,
связанные с возникновением противоэлектродвижущей силы в
индуктивности трансформатора.
Это может вызвать пробой изоляции выходного трансформатора
или на цоколе лампы.
Во избежание аварии в аппаратуре принимают меры для защи-
ты каскада от перенапряжений при отключении нагрузки (пере-
ключение выхода каскада на эквивалентное сопротивление, отклю-
чение питающего напряжения, запирание лампы большим смеще-
нием и т. п.).
Кроме того, значительную стабилизацию выходного напряже-
ния дает применение в оконечном каскаде отрицательной обрат-
ной связи по напряжению (см. главу VIII).
С точки зрения нелинейных искажений для пентодов и лучевых
ламп также существует оптимальное сопротивление нагрузки.
Из рис. 104 видно, что при определенном наклоне динамической
характеристики отрезки АВ и AD равны, т. е. амплитуды анодного
тока и анодного напряжения в положительный и отрица-
тельный полупериоды входного сигнала одинаковы. При этом
кривая сигнала симметрична и четные гармоники в пей
отсутствуют, а коэффициент нелинейных искажений минима-
лен и равен коэффициенту искажений по третьей гармонике
(рис. 106).
При меньшем сопротивлении нагрузки отрезки АВ" и AD"
(см. рис. 104) не равны и амплитуда тока в положительный полу-
период больше, чем в отрицательный, т. е. кривая тока несиммет-
153
рична и в ней появляются четные гармоники, что соответствует уве-
личению у.
При увеличении сопротивления нагрузки по сравнению с оп-
тимальным, наоборот, амплитуда тока в отрицательный полуперпод
становится больше, чем в положительный, и искажения также
возрастают.
Значения оптимальной нагрузки с точки зрения максимума
полезной мощности п с точки зрения минимума нелинейных иска-
жений по всегда совпадают и приходится выбирать компромиссное
решение.
§ 5. Двухтактный оконечный каскад
Применение однотактной схемы целесообразно лишь в том
случае, когда требуемая мощность мала — до 14-3 вт — и ее
может обеспечить одна лампа. Если для получения заданной мощ-
ности требуются две или больше дамп, то применяется двухтакт-
ная схема, которая имеет значительные преимущества перед па-
раллельным соединением ламп в однотактнои схеме.
Двухтактная схема (рис. 107) строится на четном числе ламп
п имеет две половины, называемые плечами. При двух лампах
каждая из них со своими цепями составляет плечо каскада. Плечи
должны быть симметричны, иначе говоря, лампы должны иметь
одинаковые параметры и режимы.
Источники анодного питания Еа п смещения Еа общие для
обоих плеч. На сетки ламп подаются равные по величине, но про-
тивоположные по фазе сигналы. Это осуществляется либо с помо-
щью входного трансформатора, имеющего вывод средней точки
вторичной обмотки, либо от так называемых фазоинверспых пре-
доконечных каскадов. Катоды ламп соединяются между собой,
а аноды подключаются к концам первичной обмотки выходного
трансформатора, к средней точке которой подводится напряжение
Р и с. 107. Двухтактный оконечный
каскад
анодного питания.
Поскольку падение постоян-
ного напряжения на активном
сопротивлении половины обмот-
ки трансформатора очень мало,
можно считать, что напряжения
на анодах равны напряжению
питания: U'M=U^=Ea.
В режиме покоя лампы пот-
ребляют от источника питания
равные постоянные токи Г м—
= 1"аа—1аа, так что общий пот-
ребляемый ток составляет I. =
= 21ао.
154
Токи покоя ламп создают в
сердечнике выходного тран-
сформатора постоянные магнит-
ив потоки противоположного
направления, которые взаимно
компенсируются; поэтому в
двухтактной схеме пет постоян-
ного подмагничивания сердеч-
ника. Это является важным
преимущес твом двух тактной
схемы перед однотактной, так
как приводит к уменьшению
нелинейных искажений в вы-
ходном трансформаторе и поз-
воляет сделать его менее гро-
моздким.
Второе преимущество сос-
тоит в том, что схема мало
чувствительна к пульсациям
питающих напряжений.
Обычно пульсации анодного
напряжения и напряжения сме-
щения из-за недостаточной
фильтрации, а также питание
нитей накала переменным то-
ком приводят к появлению фо-
Р и с. 108. Графики работы двух-
тактного каскада
на переменного тока вследствие
пульсаций анодного тока лампы с частотой 50 или 100 гц.
В двухтактной схеме при пульсациях питающих напряжений
токи обеих ламп изменяются одновременно, оставаясь равными
ДРУГ ДРУгу в любой момент времени, а так как эти токи проходят
по половинам обмотки трансформатора в противоположных нап-
равлениях, то создаваемые ими пульсирующие магнитные потоки
в сумме равны нулю.
При подаче на сетки ламп переменных напряжений результи-
рующие сеточные напряжения изменяются в противофазе
(рис. 108, а):
u’g^ Ег+и^ • sin соt;
ug=Eg — u'g_ — Eg — Umg sin <ot.
Поэтому анодные токи ламй также изменяются в противофазе
(рис. 108, б), следовательно, их переменные составляющие i'a~
и i''a~ сдвинуты по фазе на 180°:
— t"a ^1ай — Ima- sin <»/
155
Ток, потребляемый от источника питания в колебательном ре-
жиме, в любой момент времени равен сумме мгновенных значении
токов ламп:
2/aQ.
Таким образом, и в колебательном режиме ток, потребляемый
от источника питания, равен удвоенному току покоя одной лампы
и не содержит переменной составляющей (рис. 108, в).
Из схемы рис. 107 также видно, что переменные составляющие
токов двух ламп проходят через источник питания в противополож-
ных направлениях и компенсируют друг друга.
Это является третьим преимуществом двухтактной схемы, бла-
годаря которому ослабляется паразитная связь через общий ис-
точник питания между оконечным и остальными каскадами, кото-
рая может привести к генерации усилителя на низкой частоте.
Полезный эффект в нагрузке зависит от величины переменного
магнитного потока в сердечнике выходного трансформатора, кото-
рый пропорционален разности пульсирующих токов ламп i’a—i”
(рис. 108, г), проходящих через половины первичной обмотки в про-
тивоположных направлениях:
ia — i«=2Zma-sin coZ;
Ф = а-21 ffla-sin со/,
где a—коэффициент пропорпиональпости.
Отсюда следует, что полезный магнитный поток пропорционален
удвоенной переменной составляющей анодного тока и, следователь-
но, мощность в нагрузке равна сумме мощностей, развиваемых
каждой лампой.
Это видно также из схемы рис. 107, так как переменные со-
ставляющие токов проходят по половинам обмотки трансформатора
в одном направлении и создаваемые ими полезные магнитные по-
токи суммируются.
Четвертым преимуществом двухтактного каскада является зна-
чительное уменьшение нелинейных искажений благодаря компен-
сации четных гармоник в выходном трансформаторе.
На рис. 109,а показано, как исказится форма кривых анодных
токов двух ламп при использовании нижнего загиба характеристи-
ки. Поскольку кривая получается несимметричной, то в ней преоб-
ладают четные гармоники тока. Но переменные напряжения на
сетках ламп сдвинуты по фазе на 180°; поэтому для тока первой
лампы кривая сильно искажена во второй полупериод, а для второй
лампы, наоборот,— в первый полупериод.
При вычитании пульсирующих токов ламп (рис. 109, б) их
переменные составляющие суммируются, причем менее искажен-
ный полупериод тока i'a_ складывается с более искаженным полу-
периодом тока i”a_ и, наоборот, более притупленный полупериод
тока г'а_ складывается с полупериодом более острой формы для
156
Рис. 109. Компенсация четных 1армоник в двухтактном каскаде
тока i"a~. Таким образом, результирующая кривая подучается
симметричной, т. е. не содержит четных гармоник, и нелинейные
искажения значительно уменьшаются.
Это объясняется тем, что токи четных гармоник, как и постоян-
ные составляющие, протекают по половинам первичной обмотки
трансформатора в противоположных направлениях и создаваемые
ими магнитные потоки взаимно компенсируются.
То же самое можно доказать аналитическим путем, написав
выражения для токов каждого плеча при нелинейных искажениях,
с учетом высших гармоник:
la = I ае TTmo(l)' 411 ('>1\1тп I''-}' sin 2 (tift
-]-lma (д • sin 3 (4)• sin 4 ..;
la = I а0~^~1 та (1) ‘ bill (и! Л)-}-(2) • SIH 2 (®^4-ф2 -p h) 4~
~ЬЛяо (i) ’ sin 3 (С0^4-т|13-|-л) + I ma (4) • sill 4 ((Ж -ЬФ4~Ь л) 4* • ••
В этих выражениях ima(2)i Лиа(з)» амплитуды пер-
вой, второй, третьей и четвертой i армоник анодного тока пер-
вой лампы; /та(1)1 1та {а}, 1та{3), 1тП(4) — соответственно ампли-
туды основной и высших гармоник тока второй лампы;
Ф21 Ф3, 'Фл ~ углы сдвига фаз между основной и соответствую-
щей высшей гармоникой, а изменение фазы на величину л для всех
гармоник тока второй лампы учитывает то, что плечи двухтактной
схемы работают в противофазе.
Выражение для тока второй лампы можно написать иначе:
la — Iта (1) ' SIH Л) ~\~1 та (2) S1T1 [2 -[-2л] -ф-
+ (!) • sin [3 (<Х-фф3) фЗл] ф-
тбм (4) ’sin [4 (coZ+4л] +...
Учитывая, что
sin (at + л) =— sin at;
sin [2 (<а/ф-ф2)4-2л] = sin 2 (и? + ф„);
sin [3 (сЩ-ф-ф^-ф-Зл] = —sin 3 (at + фй);
sin [4 (а)/-|-ф4)-ф4л] — sin 4 (al +ф4),
получим
1 !a==7eo — I'ma (i)-sin at+l"ma P)'sin 2 (и<-4-ф2) —
— l"ma (3) sin 3 (at + ФJ+Ca (4) sin 4
Магнитный поток в сердечнике выходного трансформатора
пропорционален разности токов i а—i"a, которая равна
ia--ia — (IaO — i adr(J та (1)4“/та (1)) SIH <1)£-ф-
Ф(^та (2) — Ima (2)) sin 2 (at -{-ф2)-ф(/,ла (3) + Лла (3))Х
х sin 3 (at+^s) + (Ima (4) — 1"та (1)) sin 4 (сЩ-фф.)-ф- ..
Из этого выражения видно, что четные гармоники в двухтакт*
ной схеме ослабляются.
Если схема симметрична, то
1aO~iа()- ^та (fj — ^ma (1)^ та (2) — 1та (2)1
1 та (3} — Ima (3)i I та (2)~1 та (4)-
Тогда
ta — ia=2ImaMsin at+2Ima<Msin 3
Таким образом, четные гармоники полностью компенсируются.
Благодаря тому, что лампы работают в противофазе и нелиней-
ные искажения уменьшаются, в двухтактной схеме возможно при-
менение экономичных режимов классов В и АВ, что позволяет уве-
личить полезную мощность и повысить к. п. д. каскада.
Итак, подводя итог сказанному, можно сформулировать сле-
дующие достоинства двухтактной схемы по сравнению с однотакт-
ной:
1) отсутствие постоянного подмагничивания сердечника выход-
ного трансформатора;
2) значительное уменьшение фона переменного тока, возникаю-
щего при пульсациях питающих напряжений;
3) ослабление паразитной связи между каскадами через общий
источник питания;
4) значительное уменьшение нелинейных искажений вследствие
компенсации четных гармоник;
5) возможность применения экономичных режимов классов
АВ и В.
К недостаткам схемы следует отнести большую сложность,
связанную с применением не менее двух ламп, выводом средней
точки первичной обмотки выходного трансформатора и необходимо-
стью подводить к входу схемы два противофазных напряжения
сигнала.
Кроме того, достоинства схемы сохраняются лишь при симмет-
рии плеч, что требует подбора ламп с одинаковыми параметрами,
симметрии двух половин первичной обмотки выходного трансфор-
матора (не только по величине активных и индуктивных сопротив-
лений и числу витков, но и по рассеянию), а также полной симмет-
рии входных напряжений. Последнее ставит жесткие требования
к схеме предоконечпого каскада.
§ 6. Эквивалентная схема двухтактного каскада
Если заменить лампы эквивалентными генераторами с э. д. с.
и и внутренними сопротивлениями R' { и R"а сопро-
тивлением ^источника питания переменному току пренебречь, то
получим эквивалентную схему двухтактного каскада (рис. 110, а).
Эту схему можно преобразовать двумя способами, в результате че-
го получатся так называемые параллельная и последовательная
эквивалентные схемы (рис. 110, б и в).
В эквивалентной схеме рис. 110, а э.д.с., индуктируемые в по-
ловинах первичной обмотки, одинаковы, так как обмотку прони-
зывает общий магнитный поток. Это позволяет даже при неполной
симметрии схемы разделить контуры токов обеих ламп и получить
две самостоятельные цепи, как показано на верхней схеме рис. 110,6.
С точки зрения величины полезного магнитного потока эта схема
эквивалентна следующей схеме этого рисунка, где два генератора
включены параллельно на общую обмотку трансформатора с чис-
лом витков Дальнейшее преобразование заключается в замене
двух параллельно соединенных генераторов одним с такой же
э. д. с. и внутренним сопротивлением Ris=^, гДе |Х=|х'=|Г
и Д",-.
159
В цени лого генератора протекает суммарный токга,= i'a~+ i"a —
-раним образом, мы последовательно получаем схемы рис. 110, б,
роследняя из которых представляет параллельную эквивалентную
схему Для средних частот.
В этой схеме — сопротивление нагрузки суммарному току,
амплитуда которого Rls — внутреннее сопротивление
для суммарного тока.
Сопротивление нагрузки суммарному току является сопро-
тивлением полезной нагрузки, приведенным к половине первичной
обмотки трансформатора, т. е.
п R« R»
as / 4/12 4
( /
<2/
Эквивалентные схемы для нижнйх и верхних частот можно по-
лучить точно так же, как для однотактного каскада; они имеют
вид, аналогичный схемам рис. 101, а, в,так что частотная характе-
ристика двухтактного каскада ничем не отличается от частотной
характеристики однотактного каскада (см. рис. 103).
В некоторых случаях пользуются последовательной эквивалент-
ной схемой двухтактного каскада, в которой лампы заменены дву-
мя источниками, соединенными не параллельно, а последователь-
но. Эта схема справедлива только для каскада, работающего в
режиме класса А при полной симметрии плеч и абсолютной линей-
ности характеристик ламп, т. е. для идеализированного случая.
Действительно, если в схеме рис. 110,а токи ламп равны:
/'а~ = га~ = го~. то через источник питания ток не проходит и
контурам тока являются две лампы и вся первичная обмотка, как
это показано на верхней схеме рис. 110,6. Два последовательно
соединенных генератора заменяем одним с удвоенными э. д. с. и
внутренним сопротивлением. Нижняя схема рпс. 110, в является
последовательной эквивалентной схемой для средних частот.
В этой схеме Ria_a=2Rj — внутреннее сопротивление между
анодами и Ra_a — сопротивление нагрузки между анодами, рав-
ное приведенному сопротивлению полезной нагрузки R'ц.
Нетрудно установить связь между сопротивлениями, входя-
щими в параллельную и последовательную схемы:
R,s=^, a Ria^a-2Rt, следовательно, Ria_a^^Rls,
Яа4-~Х- а R«-«-R'*’ -'«ачит,
а нагрузочный коэффициент в обоих случаях одинаков:
_
a~RlS~Ria-a\
6 К. О. Федосеева
§ 7. Режимы работы двухтактного каскада
В двухтактном каскаде могут быть применены как режим клас-
са А, так и экономичные режимы классов В и АВ. Рассмотрим осо-
бенности работы двухтактной схемы в каждом из этих режимов.
Режим класса А (рис. 111,а) характерен тем, что обе лампы
работают одновременно весь период, так как каждая лампа рабо-
тает без отсечки тока.
Чтобы получить динамическую характеристику для суммар-
ного тока и кривую суммарного тока, строят совмещенный график
в сеточной системе координат.
Совмещенные графики для двухтактной схемы строят также
в анодной системе координат, что используется при графическом
расчете каскада.
Поскольку переменные напряжения и токи ламп находятся
в противофазе, то удобно график для второй лампы повернуть на
180° и пристроить к графику первой лампы так, чтобы рабочие
точки А' и А" находились на общем перпендикуляре, а расстоя-
ние между началами координат О' и О" было равно двойному сме-
щению. Ось тока для второй лампы пойдет вниз, а отрицательные
значения сеточного напряже-
ния — вправо. Тогда в пер-
вый полупериод напряжения
ug~ анодный ток первой лам-
пы i'a увеличивается, а вто-
рой лампы i"a — уменьшает-
ся, что соответствует процес-
сам, происходящим в кас-
каде.
Рис. 111. Графики работы двухтактного каскада в режимах классов А (а),
В (6) п АВ (в)
164
Динамическая характеристика для суммарного тока строится
путел1 вычитания для каждого значения ug ординаты, соответст-
вующей току i"a, из ординаты i'a. Кривую суммарного тока
можно получить непосредственно построением по данному us~
л динамической характеристике для суммарного тока либо путем
вычитания из тока i'a тока i"а. Поскольку значения i'a и I"а от-
ложены в разные стороны от оси абсцисс, графическое вычитание
дегко произвести.
Из графика видно, что суммарный ток не содержит постоянной
составляющей и амплитуда его равна сумме амплитуд токов ламп.
Динамическая характеристика для суммарного тока менее криво-
линейна, чем динамические характеристики каждой лампы, что
говорит об уменьшении нелинейных искажений в двухтактной
схеме.
Как видно из графика, эта характеристика- симметрична отно-
сительно точки А пересечения ее с осью абсцисс и, следовательно,
суммарный ток не содержит четных гармоник.
Как и для однотактного каскада, режим класса А характери-
зуется сравнительно малой полезной мощностью и низким к. п. д.
Этот режим рекомендуется применять для усилителей небольшой
мощности.
Режим класса В (рис. 111,6) характерен тем, что лампы ра-
ботают поочередно в течение половины периода каждая.
Динамические характеристики обеих ламп сходятся в точке
запирания и составляют вместе динамическую характеристику
для суммарного тока. Эта характеристика симметрична относи-
тельно рабочей точки, но сильно искривлена, поскольку исполь-
зуется полностью весь нижний загиб характеристик лампы. По-
этому кривая суммарного тока, хотя и не содержит четных гармо-
ник, значительно искажена за счет большой величины третьей гар-
моники.
Особенно большие искажения дают в режиме В пентоды и лу-
чевые тетроды, имеющие длинный «хвост» (область нижнего за-
гиба) характеристики. Поэтому режим В применяется только в уси-
лителях большой мощности на триодах. Этот режим характери-
зуется высоким к. п. д. (55—60%), малым потреблением мощности
от источника питания, малой мощностью рассеяния на анодах
ламп и большой полезной мощностью.
К недостаткам этого режима помимо большой величины нели-
нейных искажений следует отнести необходимость применения
независимого смещения, а также то, что от предоконечного каска-
да требуется большая амплитуда выходного напряжения.
Режим класса АВ (рис. 111,в) является промежуточным режи-
мом: часть периода лампы работают вместе, часть периода рабо-
тает одна лампа и остальную часть периода — другая.
Рабочая точка выбирается так, чтобы касательные к динами-
ческим характеристикам каждой лампы, проведенные в точках пе-
ресечения этих характеристик с осями ординат, лежали на одной
прямой. При этом смещение определяется как отрезок, отсекае
мый касательной па осп абсцисс. В этом случае динамическая ха
рактеристика приближается к линейной и искажения получаются
наименьшими.
Режим АВ является наиболее распространенным в промышлен-
ной аппаратуре режимом работы двухтактного оконечного каскада
на лучевых тетродах, так как он позволяет получить достаточно
большую мощность и высокий к. п. д. при сравнительно небольших
нелинейных искажениях и малой мощности рассеяния на анодах
ламп. Кроме того, по сравнению с режимом В требуется меньшая
амплитуда входного сигнала.
Увеличение полезной мощности по сравнению с режимом А
получается вследствие того, что ток покоя значительно меньше
а следовательно, анодное напряжение может быть повышено и
мощность рассеяния на анодах не будет превышать допустимой
величины.
В режиме АВ можно получить коэффициент использования
анодного напряжения £=0,8 и к. п. д. 454-50%.
В режиме АВг полезная мощность может быть увеличена за
счет захода в положительную область напряжений па сетке, что
дает увеличение амплитуды колебаний.
Чтобы сохранить все достоинства глубокого режима АВ,
необходимо применять независимое смещение. Тогда положение
рабочей точки не будет зависеть от среднего значения анодною
тока, которое в режиме АВ изменяется с изменением амплитуды
входного сигнала, и потребляемая мощность, а следовательно, и
мощность рассеяния на анодах ламп в паузе и при малых сигналах
останутся небольшими.
При неглубоком режиме АВ, когда максимальный импульс анод-
ного тока Iт не превышает 3/ао, допускается применение автома-
тического смещения.
§ 8. Основы расчета оконечного каскада
Порядок расчета оконечного каскада зависит от выбранною
типа ламп, схемы и режима оконечною каскада.
Наибольший практический интерес представляет двухтактный
каскад на лучевых тетродах в режиме классов А и АВ.
При расчете мощного каскада заданными являщтся: РВЬ1Х —
полезная мощность на нагрузке; у— коэффициент нелинейных ис-
кажений; — сопротивление нагрузки; /н—/в— диапазон уси-
ливаемых частот; Мн , Мв—коэффициенты частотных искажении
на граничных частотах.
В результате расчета требуется определить тип лампы п ве-
личины, характеризующие режим работы: U аа — анодное нап-
ряжение; Еа — напряжение источника анодного питания; 1а9 —
анодный ток покоя; Es — напряжение смещения; Ра — мощность
ссеяния на аноде лампы; Umg — амплитуду переменного нап-
ряжения на сетке; Uта — амплитуду переменного напряжения
на аноде; Iта — амплитуду переменной составляющей анодного
тока; р, ‘S’, ^1 — параметры лампы в рабочей точке; RCM — сопро-
тивление смещения (если применяется автоматическое смещение),
д — сопротивление анодной нагрузки.
"Порядок расчета двухтактного о к о н е ч- ,
н о г о каскада на пентодах и лучевых тет-
родах в режиме класса А.
1. Мощность Р^, развиваемая лампами оконечного каскада,
должна быть больше мощности Рвт, выделяемой на полезной наг-
рузке, на величину потерь в выходном трансформаторе.
Коэффициент полезного действия трансформатора т]г =
Для усилителей средней мощности от 5 до 100 вт к.п.д.
выходного трансформатора выбирается в пределах тд= 0,85ч-
4-0,93 (трансформаторы меньшей мощности имеют меньший
к.п.д.).
Расчетная мощность усилителя, развиваемая лампами на пер-
вичной обмотке трансформатора
р _
Пг
2. Тип лампы выбирается по мощности рассеяния на аноде.
В режиме класса А среднее значение анодного тока не изме-
няется в колебательном режиме и равно току покоя. Поэтому мощ-
ность рассеяния на аноде определяется в режиме покоя Рай.
Мощность, потребляемая от источника питания Рь, расходует-
ся в режиме покоя на анодах двух ламп:
Р =.2Р
о ао’
откуда Ра<> = -~.
К, п. д. каскада
Р-
1 о
откуда Ра = ~ ;
р .J*'
а0
К.п.д. каскада на пентодах в режиме класса А можно считать
равным
ра=0.25-т-0,35.
3. По найденной мощности рассеяния на аноде Ра0 выбирается
Тип лампы так, чтобы
Р >.Р
«доп Я0’
где Радоа — допустимая мощность рассеяния на аноде.
Р и с. 112. К расчету двухтактного каскада па лучевом тетроде в режиме АВ
4. Выбор режима работы производится графическим методом
на графике семейства анодных характеристик.
Для того чтобы облегчить эту задачу и сделать ее более опре-
деленной, сначала приближенно определяют напряжение па аноде
по формуле
U
ао г >
' т
где Iт — максимальное значение анодного тока лампы в колеба-
тельном режиме берется из справочников или по характеристике,
соответствующей и?=0 (рис. 112).
Выбранное анодное напряжение Uan не должно превышать до-
пустимой для данной лампы величины С7Л„,
? с*Мо,КС
Формула получается из следующих соображений.
1 т
Мощность, развиваемая одной лампой:
Р~ lmg-Uma
2
2
В режиме класса А для пентодов:
^=0,65 н- 0,75;
U ао
у™ = 0,75н-0,8;
•* ао
та । а о пг
5. Величина напряжения смещения может быть определена
графически. Для этого строится статическая сеточная характерис-
тика лампы при Ua= Uat) и проводится касательная к ней (рис. ИЗ).
хбб
Половина отрезка, от-
секаемого касательной на
осн абсцисс, равна напря-
жению смещения:
Eg=ON--=™ .
Восстановив перпенди-
куляр ИЗ точки N до пе-
ресечения с характеристи-
кой, находим рабочую
точку Р и ток покоя /о0
(соответствующим отрез-
ку NPY
Следует иметь в виду,
что сеточная характерис-
Рис. 113. Графическое определение вели-
чины напряжения смещения
тика пентода или лучево-
го тетрода в отличие от триода не имеет приближенно прямо-
линейного участка; поэтому положение касательной, а следова-
тельно, и величина смещения, определенного таким способом,
не являются однозначными.
При меньшей величине смещения уменьшаются нелинейные ис-
кажения, но увеличивается ток покоя лампы и мощность рассея-
ния на аноде, а к.п.д. снижается. Увеличение смещения дает
лучшее использование лампы и облегчение режима ее работы,
однако приводит к росту нелинейных искажений.
Поскольку сеточная характеристика имеет длинный «хвост»,
то практически можно считать лампу запертой при малых токах
порядка 1амИн=24-5 ма (точка К на рис. ИЗ) и рекомендовать для
режима А смещение, равное половине условного напряжения за-
пирания U' (предложено В. В. Муромцевым).
6. На графике семейства анодных характеристик (см. рис. 112)
следует выделить возможную область использования данной лам-
пы (отмечена линиями со штриховкой). Эта область для режима
класса А ограничена следующими линиями:
1) слева — линией минимального анодного напряжения намИН,
отсекающей круто падающие участки анодных характеристик, при
использовании которых резко возрастают нелинейные искажения,
а мощность снижается из-за уменьшения амплитуды тока I та‘,
2) сверху — статической характеристикой при ug = 0, заход
за пределы которой вызывает появление сеточных токов;
3) справа —гиперболой допустимой мощности рассеяния на
аноде Pajmn==^alla и вертикальной прямом, соответствую-
щей максимально допустимому анодному напряжению ^7вмакс>
4) снизу — линией минимального анодного тока гамРн, отсекаю-
щей «хвост» соответствующей сеточной характеристики.
На семействе анодных характеристик отмечается положение
рабочей точки но полученным ранее значениям: Uaa, Eg и Iaa.
Рабочая точка должна находиться в пределах отмеченной допу-
стимой области.
Мощность рассеяния на аноде проверяется также по формуле
Р —U -I
х <20 ао а о
и должна быть не больше Ра,юа.
Если Uao-Iat,>Paw, то нужно изменить режим, выбрав нем-
ного большее отрицательное смещение В,, пли уменьшив напряже-
ние на аноде Uт.
7. Амплитуда переменного напряжения на сетке в целях луч-
шего использования лампы берется равной смещению: Umg= Еа.
8. Наклон динамической характеристики, или, иначе говоря,
сопротивление нагрузки выбирается из условия получения наи-
большей мощности.
Для этого через рабочую точку Р проводится прямая так, что-
бы площадь треугольника АВС была наибольшей (см. рис. 112).
Из графика определяются амплитуды анодного напряжения Uта
и анодного тока 1та. Проверяется мощность, отдаваемая каскадом.
Мощность, отдаваемая одной лампой, равна у Uта I та, а
двумя лампами отдается мощность
р _ TJ Т ^та___
и та-1 та 4 ’
т. е. мощность Р~ равна половине площади треугольника АВС.
Если мощность получилась меньше заданной и изменение нак-
лона динамической характеристики не дает увеличения мощности,
то нужно немного повысить анодное напряжение £7ЙО, но не боль-
ше максимально допустимого для данной лампы.
9. Коэффициент нелинейных искажений определяется графиче-
ским методом:
а) для симметричной двухтактной схемы, в которой четные
гармоники полностью компенсируются, у(2|=0 и у = у( :
1 2с —
Y(3>=2 а-|-6+с ’
отрезки а, Ъ и с определяются из графика рис. 112, однако практи-
чески осуществить абсолютно симметричную схему невозможно;
б) для несимметричной схемы
1 а — Ъ х
Y <2>=у ’ ' ^_р2 ’
где х— коэффициент асимметрии; ж = 0,24-0,3;
__ 1 2с — (я+&)
. Y <«>=='2 ’ a-j-b-j-c
Общий коэффициент нелинейных искажений равен
Y=/Vw+Yb-
10. Определяется сопротивление нагрузки для суммарного
тока:
уэ Р та
‘lai
та
11. Вычисляется величина сопротивления автоматического
смещения:
7? =----_____
см 2(/ао+4) ’
где 7Э — ток экранной сетки одной лампы.
12. Определяются параметры лампы: р, 5 и R{ в рабочей точке.
13. Определяется напря/кение источника анодного питания:
Ea=Um+Eg+Ia^,
где г, — активное сопротивление первичной обмотки выходного
трансформатора (находится в результате электрического расчета
трансформатора).
14. Уточняется к.п.д. каскада:
где Р__— полезная мощность, развиваемая каскадом; — мощ-
ность, потребляемая каскадом от источника питания:
Р = 27 -Е
о ао а*
Порядок расчета двухтактного оконеч-
ного каскада на пентодах и лучевых тет-
родах в режиме класса АВГ
1. Мощность, которую должен развивать усилитель на первич-
ной обмотке выходного трасформатора, как и при работе в режиме
класса А, зависит от требуемой выходной мощности и к.п.д.
трансформатора:
р
р ВЬ1Х
Пт ’
где рт =0,854-0,93.
2. Тип лампы выбирается по мощности рассеяния на аноде.
В режиме класса АВ] наибольшая мощность потерь на аноде будет
при максимальной амплитуде напряжения на сетке, когда уси-
литель развивает номинальную мощность.
При этом мощность, потребляемая каскадом от источника пи-
тания Ро, расходуется па анодах двух ламп и на нагрузке:
^=27>амаки + 7^.
Отношение -р-=ца является коэффициентом полезною леи-
*0
ствия каскада. Отсюда
° Ъа
Тогда ~~=2Patnw+P~, откуда
Ча
р
а макс 9 \ -п
\ Ча J
К. п. д. каскада на пентодах в режиме класса АВ, равен
ц=0,30,5.
3. По найденной наибольшей мощности рассеяния Рамакс вы-
бирается тип лампы так, чтобы
х а доп х а макс1
где РаМ)П~ допустимая мощность рассеяния на аноде.
4. По семейству анодных характеристик лампы графическим
методом производится выбор режима работы (рис. 114).
Прежде всего на графике анодных характеристик отмечается
область использования лампы, ограниченная гиперболой допу-
стимой мощности рассеяния на аноде Pavm=ua-ia, статической
характеристикой при иа~0 (для режима АВ,) и линиями мини-
мального и максимально допустимого анодных напряжений «вми
и U
' г/макс
Рабочая точка в режиме покоя должна находиться в пределах
этой области. В колебательном режиме допускается небольшой за-
170-
Динамическая характеристика (линия нагрузки) для суммарно-
го тока проводится так, чтобы получить от ламп наибольшую мощ-
ность, которая определяется площадью треугольника АВС.
Для этого находят точку D пересечения касательных к круто-
му начальному участку и пологой части статической характеристи-
ки при ug—^-
Из точки D проводят линию нагрузки DB, которая пересекает
эту характеристику в точке А, и из точки А опускают перпенди-
куляр АС на ось абсцисс.
Отрезок АС приближенно равен максимальному суммарному
току Ims, отрезок ВС — амплитуде переменного анодного напря-
жения Uотрезок ОВ — анодному напряжению в режиме
покоя Ua9.
Мощность, развиваемая двухтактной схемой, равна
п ms . С та ms ’ С та
2
т. е. приближенно равна площади треугольника АВС.
Полученное из графика значение полезной мощности Р~ дол-
жно на 10—15% превышать заданную величину, так как в реаль-
ных условиях за счет автоматического смещ ения и падающей внеш-
ней характеристики источника анодного питания мощность ока-
жется меньше.
Если определенная графически мощность получилась на много
больше заданной, то изменяют наклон динамической характери-
стики DB, уменьшая анодное напряжение.
Если полученная мощность меньше заданной, то изменяют нак-
лон линии DB, увеличивая анодное напряжение, но так, чтобы оно
не превышало максимально допустимого для данной лампы,
или, увеличивая напряжение на экранной сетке лампы, пользуют-
ся соответственно другим семейством анодных характеристик лам-
пы, снятом при большем значении U3.
5. Из графика определяют Imf, Uma, Um и сопротивление анод-
ной нагрузки для суммарного тока, которое соответствует выбран-
ному наклону линии нагрузки DB'.
О Ста
11 as J
•* ms
6. Графически определяется величина отрицательного напря-
жения смещения на сетке Е , при котором характеристика сум-
марного тока будет наиболее линейной и нелинейные искажения
наименьшими. Для этого строится статическая характеристика
в системе сеточных координат при Uа= Uпроводится касатель-
ная к ней (см. рис. 113).
Отрезок ОМ, отсеченный касательной на оси абсцисс, харак-
теризует величину Eg, которой соответствует рабочая точка Р'
и величина тока покоя 1ай (отрезок Р'М).
171
Однако, как указывалось для режима А, такое решение не яв-
ляется однозначным и можно рекомендовать выбирать смещение
приблизительно равное условному напряжению запирания, т. е.
напряжению на сетке, при котором ток очень мал, —2-4-5 ма
(таким образом, отсекается длинный «хвост» характеристики).
Положение рабочей точки отмечается на графике анодных ха-
рактеристик. Если она при этом попадает в область Р„>Р
г а аД0'1
пли на границу этой ооласти, то следует увеличить смещение.
7. Амплитуду переменного напряжения на сетке для паилуч-
шего использования лампы принимают равной напряжению смеще-
ния:
8. Коэффициент нелинейных искажений мощного каскада у
определяется также графическим методом:
а) для симметричной двухтактной схемы, в которой четные
гармоники полностью компенсируются, коэффициент нелинейных
искажений равен приближенно коэффициенту нелинейных иска-
жений по третьей гармонике у = у8.
Коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике оп-
ределяется по формуле
Y<3>-2 ’
где величины I и i находятся из графика рис 114 и соответ-
ствуют точкам пересечения линии нагрузки со статическими ха-
рактеристиками при
ug~0, 2 mg 11 Ug~Eg 2 mg-
I
Если характеристики при ug~Eg — ~ Umg нет на семействе
анодных характеристик (в глубоком режиме АВ), то i=0. Тогда
1
7(з>— 2
, ПЛИ у(5, = у
2с — а
a-j-c ’
2-^ 1 ms
I ms"^
б) при несимметричной схеме, что практически всегда имеет
месю, следует учитывать и вторую п третью iармоники, поэтому
где
~ амплитуды первой, второй и третьей гармо-
ник суммарного тока.
Асимметрия схемы учитывается введением коэффициента асим-
метрии х, который следует брать 0,24-0,3.
Тогда коэффициент нелинейных искажений по второй iapuo-
нике определяется как
___1_ х
2 ‘ %+2 ’
а коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике равен
1 2с — а
У(з>='2 ' ' а-\-с ’
Общий коэффициент нелинейных искажений вычисляется по
формуле
9. Производится проверка величины мощности рассеяния па
аноде в режиме покоя Рао и в режиме максимального сигнала Рамакс:
Р =U 1 •
<70 <7 0 «О’
р —jj .J — Р*
а макс «о « ср ’
где Р' — мощность, отдаваемая одной лампой; /аср^-^- —
среднее значение анодного тока одной лампы в режиме максималь-
ного сигнала.
Значения Рт и PavSM. не должны превышать допустимой мощ-
ности рассеяния Ралоп для данного типа лампы.
10. Отрицательное напряжение смещения в режиме класса АВ,,
близком к классу В, когда ток покоя очень мал по сравнению с
максимальным импульсом анодного тока, должно подаваться от
постороннего источника (фиксированное смещение), так как сред-
нее значение анодного тока в колебательном режиме будет сильно
изменяться по величине.
В режиме АВ,, близком к классу А, когда Iт,^Др>1 ао, т. е.
максимальный импульс анодного тока превышает ток покоя не бо-
лее чем в три раза, можно применять автоматическое смещение.
Величина сопротивления смещения определяется для режима
максимального сигнала.
Учитывая, что напряжение смещения создается на /?см по-
стоянными составляющими анодных токов и токами экранной сет-
ки двух ламп
Е
R =-------~s--.
с" 2 [/а Ср+/Э)
В режиме покоя смещение немного уменьшится и мощность
рассеяния па анодах возрастет. Это следует учитывать при выборе
рабочей точки, чтобы иметь необходимый запас по мощности рас-
сеяния.
11. Напряжение источника анодного питания Еа больше анод-
ного напряжения на величину падения напряжения па половине
173
первичной обмотки выходного трансформатора (а при автомати-
ческом смещении — и на величину напряжения смещения).
Поэтому при фиксированном смещении
-р _ ТТ > Т
ZZ/a U а ср ‘ 2 ’
где г, — сопротивление первичной обмотки выходного транс-
форматора. 1\ определяется при электрическом расчете выходного
трансформатора, после чего находится напряжение источника
питания Еа и уточняется к. п. д. каскада ра.
При автоматическом смещении
12. Уточняется коэффициент полезного действия каскада по
анодной цепи ца:
Р~
Jr,
1 о
где — мощность, потребляемая каскадом от источника питания:
Л-27аср-£а.
Расчет электрических параметров вы-
ходного трансформатора. Электрическими парамет-
рами выходного трансформатора являются: коэффициент транс-
формации п, равный отношению числа витков вторичной обмотки
к числу витков первичной обмотки; активные сопротивления пер-
вичной и вторичной обмоток Г[ и г2; индуктивность первичной
обмотки L, и индуктивность рассеяния Ls.
Эти параметры влияют на частотную характеристику каскада, а
также на величину нелинейных искажений, вносимых трансформа-
тором. В свою очередь, электрические параметры зависят ог кон-
струкции трансформатора.
Чтобы правильно сконструировать трансформатор, необходимо
прежде всего рассчитать требуемые электрические параметры,
исходя из данных, полученных при расчете оконечною каскада.
Таким образом, при расчете заданными являются /?н, Ras, цг,
Л/н, Мв, fa, fB ; требуется определить п, гг, L1 и Ls.
1. Требуемый коэффициент трансформации определяется из ус-
ловия получения необходимой величины сопротивления анодной
нагрузки для суммарного тока Яй9 в первичной цепи при включе-
нии во вторичную цепь сопротивления полезной нагрузки /?и.
К. п. д. трансформатора можно выразить через приведенное
сопротивление нагрузки R'a и сопротивления обмоток t\ и
Р R'h
у. _ 1 гмх________11
г Ни + г1+'^
Здесь R +r\ = Ra_a=^Ra,— сопротивление в первичной цепи.
Поэтому пт=^-, нлиг]г=4-^-. откуда
4Л ^as
П = ~^~ 1/ -ту— .
2 г Ц-t^as
В усилителях для воспроизведения звука 0,03<п<0,2.
2. Общее активное сопротивление обмоток трансформатора
г 4~г' легко определить из формулы для к. п. д. трансформатора:
Поскольку
^н+^1 + Г 2>
то /?,',=47? (Tj+t')
т, ~ (Г1 + Г2'>
И =-----47?---- '
откуда
ri + O=4/?«(1 — Пт)’
Наибольший к. п. д. трансформатора получается для режима
класса А при равенстве объемов меди первичной и вторичной об-
моток или при
г5=г; = 27?йД1 —T]t);
r2=r'2-п2—гt -п2.
Для режима класса В наибольший к. п. д. трансформатора по-
лучается при r2=|^2r,.
Поэтому в режиме В и глубоком режиме ABj сопротивления
обмоток следует вычислять по формулам
г,=(1,2-т-1,6)-7?а,(1 — цт);
г2— г2-п2=1 ,41 Tj-п2.
Величина г, бывает порядка десятков и сотен ом, а г2 — по-
рядка единиц или долей ома.
3. Наименьшая индуктивность первичной обмотки трансфор-
матора определяется из условия получения допустимых частот-
ных искажений в области нижних частот:
Д3
®,, 1/м'., — 1
где (он=2л/н — нижняя граничная частота рабочего диапазона;
оконечного каскада в области нижних частот; R3 — эквивалент-
ное сопротивление, состоящее из параллельно соединенных внут-
реннего сопротивления эквивалентного источника с учетом актив-
ных сопротивлений обмоток (или ^JS+G-)-r')
и сопротивления нагрузки в первичной цепи Ra_a=^Ras- 2
Если пренебречь малым активным сопротивлением обмоток и
учесть, что внутреннее сопротивление пентода или лучевого тет-
рода значительно больше сопротивления нагрузки, то можно счи-
тать, что R^Ra_a—4tRas.
Поэтому практически можно определять минимальную индук-
тивность первичной обмотки по формуле
L
В усилителях звукового кино величина индуктивности первич-
поп обмотки выходного трансформатора бывает около десятков
генри.
4. Величина наибольшей допустимой индуктивности рассеяния
L, должна выбираться не только из условия допустимых частот-
ных искажений в области верхних частот, но также с учетом тою,
что с увеличением Ls возрастает общее сопротивление нагрузки
в цепи лампы (за счет увеличения индуктивного сопротивления
("L.j.
Поскольку лампы в оконечном каскаде используются предель-
но, то увеличение сопротивления нагрузки на верхних частотах,
вызывающее возрастание амплитуды анодного напряжения, при-
водит к заходу в область крутого перегиба анодных характеристик
(wa< иаМИН— см. рис. 114), а это сопровождается ограничением
амплитуды анодного напряжения, резким увеличениел! нелиней-
ных искажений и снижением полезной мощности усилителя.
Следует отметить, что снижение мощности на верхних ча-
стотах не может быть скомпенсировано увеличением входною
сигнала, так как лампа используется предельно и это привело
бы только к росту нелинейных искажений без увеличения мощ-
ности.
Чтобы нелинейные искажения на верхних частотах оставались
равными заданной величине, допустимая индуктивность рассеяния
должна определяться из соотношения (предложено В. В. Муром-
цевым):
т ^Ras Ml-i
-----йв----- ’ ИЛИ L*=------’
где MB — коэффициент частотных искажений на верхних часто-
тах — не следует брать больше 1,1, что соответствует уменьшению
мощности на 20%.
Эта формула получается из следующих соображений.
Как видно из эквивалентной схемы оконечного каска па иля
176
хнпх частот (слг. рис. 101,в), сопротивление анодной нагрузки
дамп на верхних частотах является комплексным и равно
za=y/-Ro4- (чАЛ
то время как на средних частотах сопротивление нагрузки мень-
ше, так как оно равно Ra.
Учитывая, что для лучевых ламп R?^>Ra, а такого же
порядка, как Ra, амплитуду анодного тока Iта можно считать
яе зависящей от сопротивления нагрузки и, следовательно, одина-
ковой для средних и верхних частот:
J ~~ mg
1та— R.
Поэтому амплитуда анодного напряжения па верхних частотах
Uma больше, чем на средних Uта:
TJ 7 R •
та * та ' а'
и ma = I >
Т. е.
Но, как уже было сказано, обычно лампа используется па сред-
них частотах предельно, так что увеличение Uma приводит к возра-
станию нелинейных искажений из-за ограничения амплитуды анод-
ного напряжения крутым перегибом анодных характеристик.
Чтобы избежать роста искажений, необходимо уменьшить ам-
плитуду входного сигнала на высоких частотах, а следовательно,
и амплитуду анодного тока 1та так, чтобы Uma не превышало <7 .
Таким образом, должно соблюдаться условие
ита —U та
или Iта ]/ Ra-{-((HRL^2 = lта Rа,
откуда 1та У Rq+^s? 1 та
Отношение одновременно определяет и отношение выходного
t та
напряжения усилителя на активном сопротивлении нагрузки на
средних частотах к выходному напряжению па верхних частотах,
т. е. представляет собой коэффициент частотных искажений Мл.
Поэтому можно написать соотношение
В Ra
откуда Ls
ш
т
Для двухтактной схемы сопротивление нагрузки в первичной п
пИ/?а=Яа_а=47?аг 1е'
При таком выборе индуктивности рассеяния коэффициент рас
сения п=^- получается примерно 0,001. Это требует применения
в выходных трансформаторах высококачественных усилительных
устройств сложного секционирования обмоток.
Однако такое усложнение трансформаторов целесообразно
так как при малом рассеянии одновременно сводятся к минимуму
частотные искажения на верхних частотах и нелинейные искаже-
ния переходных процессов, а также улучшается фазовая характе-
ристика усилителя, что позволяет применять глубокую отрицатель-
ную обратную связь без опасности возникновения высокоча-
стотной генерации.
При определении Ls из условия допустимых частотных искаже-
ний величина допустимой индуктивности рассеяния получается
значительно больше, так как она определяется из соотношения
(Ria-a + Ra-a) VМ* — 1
?----
пйи
где для пентодов и тетродов Ria_^>Ra_a или R^Rn,.
Пример расчета двухтактного каскада на лучевых
тетродах в режиме класса А.
Дано: Рвых=’7вт; у=5°/0; /?н=15о.и; /„=50 «if; /в=10 ООО гц; Мя=1,1;
Мв=1,1.
1. ^Расчетная мощность, которую должны развивать две лампы па пер-
вичной обмотке трансформатора, составляет нри к.п.д. трансформатора
рт=0,9:
,Л=7,8 вт.
Дг °-9
2. Определяем ориентировочно мощность рассеяния па аподе одной
лампы, принимая да=0,25:
3. Выбираем лампы типа 6ПЗС, для которых Р„ ,„,,=20,5 вт,
^„акс=400 в.
li. На графике семейства анодных характеристик лампы 6ПЗС при на-
пряжении на экранной сетке £7э=250 в строим гиперболу допустимой мощ-
ности рассеяния на аноде Раяоп=1аиа (см. Рис- Н2).
5. Приближенно определяем напряжение на аподе, считая /т=150 ма;
6. Строим статическую характеристику лампы в сеточной системе коор-
динат (см. рис. ИЗ) при ua=200e и графически определяем смещение
Es=— 10 в (отрезок ON).
рабочей точке Р соответствует ток покоя 7ЯО=92 ма.
Проверяем величину мощности рассеяния па аноде:
^й(1=/ао.Г7ао=92-10-’.200^18,4 вт < РадО11=20,5 вт.
7 Амплитуду переменного напряжения на сетке берем равной смещению:
t^=V=«* в
8. Через рабочую точку Р в анодной системе координат (см, рис. 112)
оводпм динамическую характеристику так, чтобы площадь треугольника
была наибольшей.
Из графика находим 1та—№ ма\ ита=Шв.
Определяем мощность, отдаваемую двумя лампами:
P-=!ma-Uma=54-10 М60=8,7 вт.
Полученная мощность на 10*+ превышает расчетную, что вполне
приемлемо.
9. Определяем коэффициент нелинейных искажений.
Для этого определяем отрезки а, Ь и с из графика рис. 112: и =27,5 мм-,
Ь=28 мм', с=32 мм.
Принимая коэффициент асимметрии ж=0,3, находим
_ 1
У<2) - - 2
1
Ь>=2
а — Ъ
а-\-Ь
х (27,5 — 28) 0,3
г—2 ~ 2 (27,5+28) (0,3+2)
2с —(«+5)__ 1
=6-10“4=0, О6°/о;
2-32 - (27,5+28)
27,5+28+32 ~Д
048=4.8°+
а +"(? +*с
Так как коэффициент искажений по второй гармонике получился очень ма-
лым, то можно считать
V = Y<s)=4,81>/0 < удоп= б0/,,.
10 Вычисляем сопротивление нагрузки для суммарного тока:
Pas—
160
2-54-10-3
= 1500 ол.
‘>-1та
И. Находим величину сопротивления автоматического смещения:
r ^g 10 ЮТ
“ 2 (7да+7э)“ 2 (92+8) • 10 ~3 °М'
Ток экранной сетки — из справочника: 7Э=8 ма.
12. Параметры лампы в рабочей точке определяются из графика рис. 112:
А/7а=Ш в (W); Л2а=10 ла(ЙУ);
А^=5 в; Л/'а=30ма; (PQ);
S = ; ц=37?, = 6-10-5-12-103=72.
&Ug о «
13. Необходимое напряжение источника анодного питания определяем
по формуле
^0=^0»+^+/^ А.,
179
где rt=2Ras (1 — rjT)=2-1500 (1 - 0,9)=300 ом;
Ea=200+10+92-10~5 .^===225 в.
Л
14. Уточняем к.и д. каскада:
/Д Р~ _ 8,7
Т|в~ Ра 21ал-Еа~~ 2-92-10~3-225=0’21
Пример расчета двухтактного каскада па лучевых
тетродах в режиме класса А Вр
Дало: /’вых=20 вт; -у=5°/0; Лн=30 ом; /н=50 гц; /в=10 000 гц-
Ми=1,1; Мв=1,1.
1. Расчетная мощность усилителя при т}1=0,92:
Р 20
р = £вых= ^L=22 вт.
т]г 0,92
2. Принимая т]а=0,4, находим мощпощь рассеяния на аноде одной
лампы:
7 «макс 2 2 (^0,4 Ч-^.овт.
3. Выбираем лучевые тетроды типа 6ПЗС:
^«4011^20,5 вт, L ,7МаКС—400 в.
i Производим графический расчет режима по семейству анодных харак-
теристик (см. рис. 114).
Для этого определяем возможную область использования характерно пн;
лампы, построив гиперболу допустимой мощности рассеяния па аподе, а
также линии г7датакс и пвмин.
Проводим динамическую характеристику АВ и по треугольнику ЛВС
определяем полезную мощность, развиваемую лампами:
AC=lms=158 ма;
/,C=Uma=308 в,
р = ^s'Uma^ Ь8-_10 3:308=24,4 вт,
2 2
что дает мощность на 10°/0 больше расчетной.
Постоянное напряжение на аноде находим из графика:
Uaij= 05=360 в.
5. Сопротивление нагрузки для суммарного тока:
Л^=^=7^Д^=7==1950 ом.
as ImS 1а8-10 3
6. Строим сеточную статическую характеристику лампы при ua=Uay=
=360 в (см. рис. ИЗ) и определяем смещение:
Eg=— 20 в.
Отмечаем положение рабочей точки Р’ на графике рис. 114 при Uaa=
=360 в и Eg==— 20 в и определяем ток покоя, как ординату этой точки:
7аа=40 ма.
7 Амплитуда переменного напряжения па сетке
^=^=20 в-
8 Чтобы определить величину коэффициента нелинейных искажений,
мечаем на графике рис. 114 точки М и Л' пересечения динамической ха-
___пп ГГЯГИВДРМШИ ппи
раигерпстики со статическими при
ug = Eg 4—(j mg= 20-|-10=— 10 в
и
iig =Eg - | и„г!,— 20-10=- 30 в /
и находим соответствующие этим точкам токи I и it
/-=92 ма, г = 12 ма.
Задаемся коэффициентом асимметрии #=0,2 и вычисляем коэф{.ициенз?
искажений по второй тармопико:
Г»-4 ,^2= Т ОДЦГ0''’45-4'5''’-
Коэффициев i
исктжепий по третьей гармонике:
1
У<”=2
2(/ -;)-7„„_ 1
'Н ms 2
2(92 —12) —158
92 — 124-158
-=0,004=0,4’/0.
Общий коэффициент нелинейных искажений:
y=V" Т(2)+¥(Т)=1Л4,524-О,42= 4,527о.
Найденная величина искажений не превышает заданной величины у=5°/().
9 Проверяем величину мощности рассеяния на аноде каждой лампы
в паузе и при номинальной мощности на выходе:
' б?а.1=40 - Ю-3 360=14,4 вт\
1 24 4
Ратс= иа9-1а^~ — И, = 360-50-10 3 -----^-=5,6 вт>
где /аСр=^=^= бОлта.
Таким образом, мощность рассеяния на аноде не превышает предельно до-
пустимой величины 20,5 вт.
10. Выбираем вид смещения.
п Pms 158 .
Для этого определяем отношение _—=4.
Так как полученное отношение больше трех, то следует применить незави-
симое смещение
И. Напряжение источника анодною пи.аиия:
J? =U 4-1 —
Jja ' «ср 2
где г,=1,8-/г„(1 — т)г)=1,6-1950(1 — 0,92 =250 ом;
£а=3604-50-10"3 ™=366 в.
4Ы
181
Пример расчета электрических параметров выхот
н о г о трансформатора
I. Для двухтактного каскада на лучевых тетродах
врежи ме класса А ’ ' х
Воспользуемся данными, полученными при расчете двухтактного каскада-
тогда для расчета трансформатора дано: “ 1
/?н=15 ом; f^=50 гц; /в= 10 000 гц; Мн=1,1; МЕ=1,1; I?BS=1500 о и-
т]т=0,9.
1 . Определяем коэффициент трансформации выходного трансформатора-
1 т/ 1 т/ 15 ' Л
«=,- 1/ ------Б—=V 1/ ~Ъ"ДГ~Гса7Г=0-°52.
2 r т]т-ЛаЛ 2 г 0,9-1500
2 Вычисляем активные сопротивления первичной и вторичной обмоток:
г1=2Дй, (1 — т)г)=2-1500 (I — 0,9)=300 ом;
г2=г1-л2=300-0,0522=0,81 ом.
3 Находим минимальную индуктивность первичной обмотки из условия
получения допустимых частотных искажений в области нижних частот:
Г 4-1500
L =-------а' ___=------------ =41,5 ги.
®н У М2___1 2-3,14-50 У 1,12 — 1
4 . Определяем максимальную индуктивность рассеяния из условия по-
лучения допустимых нелинейных и частотных искажений на верхних часто-
тах:
iRasVM* — 1
4-1500 Vl, Is — 1
2-3,14-10 000
=0,044 гн.
5. Проверяем величину коэффициента рассеяния:
Г^_0,044
°~L~ 41,5
=0,001.
II. Для двухтактного каскада па лучевых тетродах
в режиме класса АВ
Дано: Лн=30 ом; /н==50 гц; /„=10 000 гц; Ма=1,1; Л1В=1,1; Лв.=1950 ом;
0,92.
1. Коэффициент трансформации:
"4 //тД, -°-ж-
2. Активные сопротивления обмоток:
r1=l,6Kas(l — пг)=1,6-1950 (1 — 0,92)=250 ом;
с2=1,41 г,л2=1,41 • 250-0,0662= 1,4 ом.
3. Минимальная индуктивность первичной обмотки:
г 4ДВ^ 4-1950 г/
тОдУЛГ — ! 2-3,14-50 V 1,12—1
182
4 Максимальная индушивносгь рассеяния:
_/Ro* — 1 _4. Ю50 1,1» — i
Ls ы~в 2-3,14-10 000
5. Коэффициент рассеяния:
^=^=-^=0,001.
=0,056 ш,
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Усилитель мощности должен развивать на нагрузке требуемую мощ-
ность при минимальной величине нелинейных искажений и достаточно высо-
ком к. п. Д-
2. Усилители малой мощности — до 1 = 3 вт — строятся по одпотактнои
трансформаторной схеме. Выходной трансформатор необходим для получения
оптимальной нагрузки оконечных ламп при заданном сопротивлении полез-
ной нагрузки (громкоговорителя и др.).
3. Усилители средней и большой мощности строятся по двухтактной
трансформаторной схеме.
Основными достоинствами двухтактной схемы являются: отсутствие
постоянного подмагничивания трансформатора, уменьшение фона перемен-
ного тока при пульсациях питающих напряжений, ослабление паразитной
связи через общий источник питания, значительное уменьшение нелинейных
искажений и возможность применения экономичных режимов классов В и АВ.
4. Пентоды и лучевые тетроды имеют большую чувствительность по мощ-
ности, чем триоды, и требуют для получения той же мощности меньшей ам-
плитуды напряжения па ветке. Они имеют больший коэффициент использова-
ния анодного напряжения и позволяют получить более высокий к. п. д., но
вносят большие нелинейные искажения.
5. Оптимальное сопротивление нагрузки с точки зрения получения наи-
большей полезной мощности и к. п. д. при наиболее полном использовании
лампы для триодов в 3 = 4 раза больше внутреннего сопротивления лампы, а
для пентодов и лучевых тетродов — в 5=10 раз меньше R,.
6. Выбор рабочей точки и оптимального сопротивления нагрузки оконеч-
ного каскада производится графически из условия предельного использо-
вания лампы для получения требуемой мощности при заданной величине
нелинейных искажений.
7. Индуктивность первичной обмотки и индуктивность рассеяния выход-
ного трансформатора определяются из условия получения допустимых ча-
стотных искажений соответственно на нижних и верхних частотах. Для пен-
тодов и лучевых тетродов максимальная величина индуктивности рассеяния
должна определяться с учетом допустимого снижения мощности и роста не-
линейных искажении на верхних части:ах.
Глава VII
ПРЕДОКОИЕЧНЫЙ КАСКАД
§ 1. Виды предоконечных каскадов
Предокоиечный каскад предназначен для приведения в дейст-
вие оконечного каскада, так как на вход последнего требуется
подать напряжение возбуждения определенной величины. При
этом схема и режим работы оконечного каскада существенно вли-
яют на выбор схемы предыдущего каскада, поскольку предокопеч-
ный каскад оказывается нагруженным цепью сетки усилителя
мощности.
Если оконечный каскад однотактнып, то предокоиечный кас-
кад может быть построен по любой схеме усилителя напряжения —
реостатной, трансформаторной или дроссельной. Наиболее рас-
пространена реостатная схема.
Когда предокоиечный каскад работает на выходной, собран-
ный по двухтактной схеме, к нему предъявляются особые требова-
ния: он должен развивать на выходе два напряжения звуковои
частоты, равные по величине и сдвинутые по фазе на 180° отно-
сительно общею провода.
Такие напряжения можно получить от трансформаторного кас-
када, применив трансформатор с выводом от средней точки вто-
ричной обмотки; однако лучшие результаты дают бестрансформа-
торные схемы, поскольку они проще в производстве, экономич-
нее, вносят меньшие частотные и нелинейные искажения и менее
чувствительны к электромагнитным наводкам.
Схемы реостатно-емкостного типа, позволяющие получить два
равных по величине и противоположных по фазе переменных наи
ряжения, получили название фазоинверсных схем.
В зависимости от режима работы оконечного каскада могут
быть два случая: 1) если оконечный каскад работает в режиме клас-
са А или АВ,, без сеточных токов, то он не потребляет от преды-
дущего каскада замегноп мощности, и предокоиечный каскад рас -
184
читывастся как усилитель напряжения; 2) при работе оконечного
аскада с сеточными токами (режим класса АВ2) его входная цепь
потребляет от источника, т. е. от предыдущего каскада, определен-
ную мощность, вследствие чего предокоиечный каскад должен
быть усилителем мощности.
В последнем случае фазоинверсные схемы неприменимы, так
Как они обладают большим выходным сопротивлением, а при этом,
как известно из предыдущего, сеточные токи вызывают значитель-
ные нелинейные искажения. Поэтому при работе оконечного каска-
да в режиме АВ2 предокоиечный каскад должен быть выполнен либо
по трансформаторной схеме, либо по схеме с катодным выходом.
. Ниже рассматриваются главным образом фазоинверсные схемы,
получившие применение в промышленной аппаратуре для зву-
кового кино.
§ 2. Простая фазоипверсная схема
Принцип действия фазоинверсных схем основан па применении
двух ламп, из которых одна предназначена для усиления напря-
жения, а вторая служит для поворота фазы на 180э.
Простая фазоинверсная схема приведена па рис. 115. На лам-
пе JIj построен обычный реостатный каскад, в котором R'а —
сопротивление анодной нагрузки, C'g — разделительный конден-
сатор, R' — сопротивление утечки сетки, с которого снимается
усиленное напряжение U'g2 на сетку лампы Л3 верхнего плеча
двухтактной схемы, Z?' и С'си — элементы автоматического сме-
щения. На вход этого каскада подается напряжение U’
Сопротивление Rg выполнено в виде делителя напряжения
R—R2, с нижнего плеча которого (/?2) подается напряжение
Рис. 115. Простая фазоипверсная схема
185
Ugi на сетку лампы Л 2, поворачивающей фазу и называемой фа_
зопнвертором. Эта лампа с элементами Ra, Cg и Rg образует
также реостатный каскад с коэффициентом усиления К'о. С выхода
этого каскада напряжение Ug2 поступает на сетку лампы Л
нижнего плеча двухтактной схемы. 4
Таким образом, колебания, попадающие на нижнее плечо
оконечного каскада, проходят через дополнительную лампу Л
инверсной схемы, в результате чего и происходит поворот фазы
на 180° по сравнению с фазой колебаний, поступающих на сетку
Л3. Это нетрудно проследить по схеме.
Предположим, что в данный момент на сетку лампы Лг подает-
ся « +» переменного напряжения, тогда на аноде этой лампы и на
сетке Л} будет «—» переменного напряжения, часть которого со
знаком «—» приложена к сетке Л2; следовательно, на аноде Л2
и на сетке Л* переменное напряжение имеет знак «-ф» (направле-
ние постоянных н переменных токов показано на схеме стрелками:
сплошными — для лампы Лг и пунктирными — для Л2).
Равенство напряжений Ug2 и Ug2 на выходе инверсной схемы
достигается подбором сопротивлений R3 и /<2 делителя напряжения.
Сопротивление R2 должно быть в /\о раз меньше всего сопротив-
ления Rg , тогда
Ugi R2 тт, R2 rf, U
-7-=— и U„„-у- или с/г1—-фт.
р;2 R'g * gRg <
В результате усиления, осуществляемого фазоипвертором, нап-
ряжение U'gt = Ugl-K« или Ug2 = ~^--K0 =^U'g2, таким образом,
соблюдается равенство выходных напряжений верхнего и нижнего
плеча.
К недостаткам этой схемы относится необходимость применения
отдельной лампы, поворачивающей фазу. Обычно применяют двой-
ные триоды типа 6Н7 (с общим катодом) или 6Н8, 6Н9 (с раздель-
ными катодами), в которых один триод используется в качестве ос-
новной лампы JIV а второй — как фазоинвертор Л2. В этом случае
указанный недостаток схемы становитвя несущественным.
Другим недостатком простой инверсной схемы является труд-
ность получения полной симметрии -j- равенства напряжений на
выходе. Симметрия схемы возможна при равенстве и стабильности
параметров ламп Лг и Л2 и соответствующих элементов схемы ниж-
него и верхнего плеча. Иначе говоря, должны соблюдаться следую-
щие условия:
R'.=R-.- R,.^- 1
R^; R^ • (!05)
S'=S"; Cg=C's- R^Rg—R^.j
Р и с. 116. Частотные харак-
теристики верхнего и нижнего
плеча простой фазоинверсной
схемы
Принципиально не обязательно,
чтобы каскады на лампах Лх и Л2
иМели одинаковые параметры, сле-
дует лишь правильно рассчитать де-
литель 7?,— но обычно удобнее
строить каскады на одинаковых лам-
пах и элементах схемы.
Практически эти условия в какой-
то степени нарушаются при подборе
элементов схемы вследствие имею-
щегося разброса параметров, а так-
же в процессе работы из-за неста-
бильности сопротивлений. В результате симметрия на выходе
предокопечного каскада также нарушается, что влечет за собой
асимметрию в режиме работы плеч двухтактного оконечного кас-
када и как следствие — возрастание нелинейных искажений. Од-
нако при применении отрицательной обратной связи по току
в фазоинверторе стабильность симметрии на выходе может быть
значительно повышена.
Третий недостаток рассмотренной схемы заключается в нера-
венстве частотных искажений для сигналов на выходе верхнего и
нижнего плеча. Колебания, поступающие на сетку оконечной лам-
пы Лг, проходят только один каскад на лампе Лг, а колебания, по-
ступающие на сетку Лл, проходят дополнительный каскад на лампе
Л%, так что на частотные искажения, вносимые основным пле-
чом, накладываются искажения, вносимые фазоинвертором. Та-
ким образом, сигнал Ug2 имеет больший спад частотной характе-
ристики на граничных частотах,чем сигнал Ug2 (рис. 116), что при-
водит к появлению асимметрии на нижних и верхних частотах
даже при полной симметрии схемы для средних частот.
Этот недостаток частично может быть устранен включением кон-
денсатора С параллельно сопротивлению делителя 77, (на схеме
рис. 115 конденсатор показан пунктиром). На верхних частотах
сопротивление конденсатора уменьшается, доля напряжения, при-
ходящегося на 7?,, также уменьшается, а на Т?2 — увеличивается,
в результате чего возрастает напряжение U"gt на входе фазоин-
вертора, а значит, и на выходе нижнего плеча — Ugt, и симмет-
рия в области верхних частот сохраняется.
Рассмотренная схема не может быть применена, когда оконеч-
ный каскад работает с независимым смещением, так как большое
отрицательное напряжение смещения оконечных ламп попадет
через сопротивление делителя Т?2 на сетку фазоинвертора 77г и
вызовет запирание этой лампы.
187
§ 3. Простая фазоинверсная схема
с делителем в цепи анода
При работе оконечного каскада в режиме АВ] с независимым
смещением в качестве предоконечного каскада может быть приме-
нен другой вид простой фазоинверсной схемы, где делитель, с ко-
торого снимается напряжение на сетку фазопнвертора, включен
не вместо сопротивления утечки сетки Bg, а параллельно сопро-
тивлению анодной нагрузки основного плеча (рис. 117). Схема
дана на двойном триоде с раздельными катодами. Сопротивление
смещения фазоинвертора может быть не зашуптировано конден-
сатором, который поэтому показан пунктиром.
Принцип действия такой схемы ничем не отличается от прин-
ципа действия схемы рис. 115. Напряжение Ug2, которое разви-
вает на выходе основное плечо, приложено к делителю напряжения
/?1—В2 и часть его Ugi с Н2 снимается па сетку лампы- поворачи-
вающей фазу. Делитель рассчитывается, как п для предыдущен
схемы, так, чтобы соблюдалось условие
Я2=^^), (Л. + «2) = (5-ИОК,
Л
о
где Kf, — коэффициент усиления каскада на лампе Л2.
Конденсатор С, включается последовательно с делителем для
того, чтобы высокое постоянное напряжение из анодной цепи лам-
пы Л, не попало на сетку лампы Л2.
Волнистыми стрелками на схеме показан путь прохождения
части переменной составляющей анодного тока лампы Л, через де-
литель, а знаки в скобках относятся к переменным напряжениям
в рассматриваемым момент времени.
Рис. 117. Простая фазоинверсная схема с делителем в цепи анода
188“
Преимуществом данной схемы по сравнению с предыдущей
вляется лишь то, что она может быть применена при независимом
смещении в оконечном каскаде, причем пульсации напряжения
смещения, получаемого от отдельного выпрямителя, попадают на
сетку фазоинвертора сильно ослабленными вследствие действия
делителя, состоящего из сопротивлений Rg , Rx и Т?2 (напряжение
пульсаций приложено к сумме этих сопротивлений, а на сетку Лг
оно попадает только с сопротивления Т?2).
В этой схеме, как и в схеме рис. 115, возможно улучшение
симметрии на выходе за счет применения отрицательной обратной
связи по току в фазоинверторе (для этого в схеме должен отсут-
ствовать конденсатор смещения Сс„.) Симметрии в области верх-
них частот можно добиться с помощью конденсатора С% (на рис.
117 показан пунктиром), действие которого аналогично действию
конденсатора С на рис. 115.
§ 4. Автобалансные фазоинверсные схемы
Автобалансными называет такие фазоинверсные схемы, в ко-
торых симметрия на выходе поддерживается автоматически при
изменении параметров ламп и величин сопротивлений в некоторых
пределах. Достигается это за счет включения балансирующего соп-
ротивления R6 между точкой соединения сопротивлений утечки
сетки Rg и Rg п общим проводом.
С точки зрения выяснения роли балансирующего сопротивле-
ния интересно рассмотреть принцип действия схемы, изображенной
на рис. 118, хотя в промышленной усилительной аппаратуре рас-
пространение получили автобалансные схемы другого вида.
Схема рис. 118 по построению отличается от простой фазоип-
версной схемы (см. рис. 115) только дополнительных! сопротивле-
нием 7?6, но при этом опа приобретает совершенно новые свойства.
Действительно, через сопротивление /?6 протекают переменные
токи ламп Лг и Л в противоположных направлениях и на нем соз-
1’и с. 118 Автобалапсная фазоинверсная схема
с делителем напряжения Rl—Ri
дается падение напряжения Д77, зависящее от величины разност-
ного тока Д7 = 7\—/г, где7\ и /2 — действующие значения перемен-
ных токов ламп Лх п Л2, проходящих через балансирующее сопро-
тивление:
дс/=7?б (/,-/,).
Если симметрия не нарушена, то токи равны и Д[7=0. Если я:(!
по какой-либо причине возникла асимметрия и, например, U"
стало меньше, чем Ug2, топ I 2</тогда дополнительное напряже-
ние ДС7 прибавляется к напряжению Ugi (в этой схеме на сетку
лампы Лг снимается напряжение с двух сопротивлений — с Д,
и 7?6), так что напряжение на входе, а следовательно, и на выходе
фазоинвертора увеличивается и симметрия восстанавливается.
Аналогично этому восстановится симметрия, если по какой-либо
причине U'gz станет больше Ugi, только в этом случае 7г>7
и знак приращения ДС7 будет противоположным знаку U"gi, так
что результирующее напряжение на входе фазоинвертора умень-
шится, а следовательно, уменьшится и выходное напряжение Ug2,
которое станет равным U g2.
Очевидно, схема тем точнее будет поддерживать симметрию,
чем больше величина сопротивления 7?6, поскольку с увеличением
7?6 схема реагирует на меньшую разность токов, т. е. па меньшую
разбалансировку. Практически величина 7?6 должна быть такого
же порядка, как величина сопротивлений утечки сетки.
В аппаратуре для звуковоспроизведения нашла применение
автобалансная схема без делителя напряжения, называемая иногда
дифференциальной автобалансной схемой (рис. 119). В этой схеме
напряжение на сетку фазоинвертора Лг снимается только с балан-
сирующего сопротивления 7?6, на котором напряжение создается
разностью токов ламп Лг и Л2. Очевидно, для работы данной
схемы разность токов не должна быть равна нулю. Поэтому соп-
ротивление утечки сетки нижнего плеча Hg берется больше, чем
।-------------
Рис. 119. Автобалансная фазоипверсная схема без делителя
(дифференциальная схема)
R' (обычно на 20-^30%); тогда, поскольку Ug2—Ug2, ток первой
лампы всегда больше тока второй лампы и полярность напряже-
ния Ugi, снимаемого с /?б, зависит от направления тока Z, в дан-
лый момент времени. Это обеспечивает поворот фазы напряжения
ц” 2 лампой Л2 на 180° по отношению к U g2.
* Проследим направление токов и знаки переменных напряжений
в какой-либо момент времени по схеме. Предположим, что в рас-
сматриваемый момент потенциал сетки Лх понижается, ее анодный
ток уменьшается и потенциал анода повышается; тогда переменная
составляющая анодного тока лампы Л х протекает от анода к като-
ду и переменное напряжение с 7?6 поступает на сетку лампы Л2
со знаком «-(-». Следовательно, потенциал сетки Л2 повышается, а
потенциал анода понижается. Таким образом, выходные напряже-
ния Ugz и Ug2 приложены к сеткам оконечных ламп в противофазе.
Автоматическое сохранение симметрии происходит следующим
образом. Напряжение на входе фазоинвертора зависит от разности
токов ламп Лх и Л
причем всегда 1х>1г.
При нарушении симметрии величина разности токов (Z\—
изменяется в таком направлении, что вызванное этим изменение
напряжения на входе фазоинвертора приводит к восстановлению
симметрии.
Предположим, что в результате изменения параметров лампы
Лг или сопротивления анодной нагрузки R'i напряжение Ug2
начинает возрастать и симметрия нарушается. Тогда происходит
увеличение тока /2 и уменьшение разности токов Z,—Z2, а значит,
напряжение на сетке лампы Лг начинает уменьшаться; это пре-
пятствует возрастанию выходного напряжения U g2, и симметрия
сохраняется.
Следует иметь в виду, что первоначально симметрия схемы до-
стигается правильным выбором отношения —у-=1,1н-1,3, и кас-
кад может нормально работать только при сохранении постоян-
ным этого отношения.
Преимущество автобалансной схемы по сравнению с простой
фазоинверсной заключается в автоматическом сохранении симмет-
рии не только на средних частотах, но и на граничных, несмотря на
то, что частотные искажения каскада, поворачивающего фазу, и
в этой схеме накладываются на частотные искажения, вносимые
основным плечом. Если асимметрия на граничных частотах возникла
из-за неодинаковых частотных искажений, то для этих частот из-
менится величина разностного тока и произойдет автоматическая
балансировка выходных напряжений. Это положение, однако, не
191
распространяется на частотные искажения, вносимые входной
емкостью фазоинвертора.
К недостаткам схемы следует отнести то, что достаточно боль-
шое балансирующее сопротивление вводится в цепь сеток оконечных
нами последовательно с имеющимся уже сопротивлением утечки
сетки. Чтобы при этом не возросло влияние токов утечки пере-
ходных конденсаторов и токов сетки на режим работы оконеч-
ных ламп, необходимо выбирать сравнительно малые сопротивле-
ния утечки сетки (порядка 50—^-100 ком).
Это вызывает снижение усиления каскада и увеличение нели-
нейных искажений, поскольку динамическая характеристика для
переменного тока с уменьшением суммарного сопротивления наг-
рузки идет более круто и ее рабочие участки при сравнительно
большой амплитуде сигнала пересекают нижние загибы характе-
ристик лампы.
Если же выбрать лампу с малым /?(, то все равно из-за неболь-
шой величины ц для таких ламп в схеме не удается получить боль-
шого усиления.
При независимом смещении в оконечном каскаде автобаланс-
ная дифференциальная схема усложняется дополнительными со-
противлениями R' и R" равной величины (порядка 50 ком) —
рис. 120. Через эт-и сопротивления подается смещение на сетки
оконечных ламп. Так как сопротивления Rg и Rg не равны ме-
жду собой, то при подаче смещения через них возникает асиммет-
рия в оконечном каскаде вследствие того, что имеющиеся в цепи
сеток мощных ламп ионные токи будут создавать на сопротивлениях
Rg и Rg неравные падения напряжения. Кролю того, малое внут-
реннее сопротивление источника смещения для переменного тока
может зашунтировать балансирующее сопротивление.
Чтобы большое напряжение смещения оконечного каскада не
попало на сетку фазоинвертора, включается конденсатор С. Вклю-
чение сопротивлений R' и /?", шунтирующих анодные нагрузки ламп
Рис 120. Автобалансная дифференциальная схема Предокоаечного
каскада при независимости смещения в оконечном каскаде
j[ и Л2, приводит к некоторому уменьшению коэффициента усиле-
ния каскада и увеличению нелинейных искажений.
Основным недостатком автобалансных схем следует считать
т0 что они могут быть причиной нестабильной работы усилителя,
если он охвачен глубокой отрицательной обратной связью. Балан-
сирующее сопротивление 7?6 шунтируется емкостью сетка — катод
фазоинвертора Л2, сопротивление которой с повышением частоты
уменьшается. Это приводит, во-первых, к увеличению частотных
искажений этого плеча, следовательно, к асимметрии выходных
напряжений на верхних частотах, а во-вторых, к увеличению фазо-
вых искажений, что, в свою очередь, может вызвать генерацию
усилителя на высоких частотах при применении глубокой обратной
связи.
Кроме того, в автобалансных схемах плечи имеют неодинаковые
выходные сопротивления из-за того, что в фазоинверторе, по суще-
ству, применена обратная связь, а в основном плече ее нет.
Указанными недостатками объясняется имеющаяся при конст-
руировании новой аппаратуры тенденция к замене автобалансных
схем предоконечного каскада простыми фазоинверсными схемами.
§ 5. Фазоинверсные схемы с разделенной
нагрузкой и с катодной связью
Из схем предоконечных каскадов, которые в настоящее время
не нашли применения в аппаратуре звукового кино, интерес пред-
ставляют схема с разделенной нагрузкой (рис. 121) и схема с ка-
тодной связью (рис. 122).
В первой из них работает одна лампа, сопротивление анодной
нагрузки которой разделено на две части: Ва включено у анода и
Bk — у катода. С каждого из этих сопротивлений, если они равны,
снимается половина усиленного лампой напряжения и через разде-
лительные конденсаторы C'g и Cg и сопротивления утечки сетки
Р и с. 121. Фазоинверсная схема с разделенной нагрузкой
7 Е. О Федосеева 193
a
б
Рис. 122. Фазоинверсная автобалансная схема с катодной связью
7?g и 7?^ подается на соответствующие оконечные лампы, причем
эти напряжения, как видно из схемы, находятся в противофазе
относительно общего провода. В схеме должны соблюдаться усло-
вия:
/?'=/?;,• С'^С”е. ‘
Достоинством схемы является простота и необходимость всего
лишь одной лампы, а недостатком — малый коэффициент усиления
(примерно, вдвое меньший, чем у реостатного каскада на той же
лампе) и то, что развиваемое лампой колебательное анодное напря-
жение делится пополам, поэтому на выходе нельзя получить боль-
шую амплитуду напряжения даже при высоком постоянном напря-
жении на аноде.
Из-за того, что выходное напряжение принципиально не может
быть больше половины колебательного напряжения, развиваемого
лампой в анодной цепи, схема не находит применения в усилителях
сравнительно большой мощности, где от предоконечного каскада
требуется получить большое напряжение возбуждения.
Кроме того, схема получается симметричной лишь в том случае,
если ни один полюс источника входного сигнала U'gl не соединен с
бшим проводом, т. е. не заземлен (например, источником является
звукосниматель или вторичная обмотка трансформатора). В против-
ном случае входной сигнал подается между сеткой Лг и общим про-
водом (показано пунктиром) и половина усиленного напряжения с
сопротивления Rk попадает обратно на сетку Лх в противофазе
с входным сигналом, в результате чего коэффициент усиления ста-
новится меньше двух единиц (К=^8-<2), а симметрия нарушается,
так как Rk шунтируется цепью источника (например, предыдущего
реостатного каскада). В этом варианте выходные сопротивления
плеч не равны (верхнее значительно больше нижнего) и неравенство
входных емкостей оконечного каскада может вызвать значительную
асимметрию схемы на верхних частотах.
Вторая схема является автобалансной, в которой балансирующее
сопротивление называемое иногда сопротивлением связи, вклю-
чено между точкой соединения катодов двух ламп предоконечного
каскада и общим проводом (см. рис. 122, а). На сетку основной
лампы подается входной сигнал, а сетка второй лампы, являющейся
фазоинвертором, соединена с общим проводом. На сетку лампы Лг
снимается напряжение с сопротивления связи где оно создается
разностью токов ламп Л^ и Л2. Как и в дифференциальной схеме
рис. 119, ток первой лампы должен быть больше тока второй лам-
пы, чтобы на сетку фазоинвертора поступал сигнал, не равный ну-
лю, в противофазе с входным сигналом основного плеча.
Для этого при симметрии выходных напряжений общее сопротив-
ление анодной нагрузки лампы Л1 должно быть меньше соответст-
вующего сопротивления для лампы ЛЯ общ общ»
где
„• „ В-
Если это условие не соблюдается и параметры плеч соответствен-
но равны (Ra=Ra, Rg—Rgt Cg=C"s, р'=ц", 7?{=/?{), то
равенство выходных напряжений нарушается, возникает асиммет-
рия, которая тем меньше, чем больше величина сопротивления 7?6.
Можно доказать, что при /?6 =
Я,4-Лобщ
1+|1
выходные напряжения
U’g2
и U g2 почти равны при одинаковых лампах и сопротивлениях на-
грузки.
Преимущество данной автобалансной схемы перед ранее описан-
ной состоит в том, что сопротивление связи /?б шунтируется как
входной емкостью лампы Лг, так и входной емкостью лампы Лх и,
следовательно, влияние этих емкостен определяется величиной раз-
ности емкостных токов ламп, которая весьма мала. Поэтому схема
обеспечивает хорошие частотную и фазовую характеристики в
широком диапазоне усиливаемых частот и, как следствие этого,
высокую стабильность работы и симметрию на высоких частотах.
На рис. 122, б дан вариант этой схемы на двойном триоде с о",
шдм катодом и с автоматическим смещением. Чтобы смещение можНо
было выбирать независимо от величины 7?6, в цепи сеток ламп л
и Л2 стоят разделительные конденсаторы С и Cg2 и сопротивления
утечки сетки Rgl ^Rgl> так что постоянная составляющая напряже-
ния с R. не попадает на сетки ламп и величина смещения зависит
только от Лси и Za0.
§ 6. Основы* расчета фазоинверсных схем
Поскольку фазоинверсные схемы являются схемами реостатного
типа, в основе их проектирования лежит расчет реостатного каска-
да, рассмотренный в главе IV, § 5. В результате этого расчета опре-
деляется режим работы основного плеча и фазоинвертора и нахо-
дятся параметры схемы: 7?а, С , Rg, а также коэффициент усиления
каждого триода. Как правило, соответствующие элементы схемы
обоих плеч выбираются равными: Ra =Ra, Cg—Cg и т. д.
Затем рассчитываются элементы, представляющие специфиче-
ские особенности фазоинверсной схемы данного вида, например
делитель напряжения в простой фазоинверсной схеме или балан-
сирующее сопротивление и отношение сопротивлений утечки сетки
для автобалансной дифференциальной схемы.
Остановимся на особенностях расчета каждой из рассмотренных
фазоинверсных схем.
1. Простая фазоинверсная схема (см. рис. 115). После расчета ре-
остатного каскада следует рассчитать делитель напряжения на выхо-
де верхнего плеча, т. е. определить величину сопротивлений R, и Т?2,
в сумме составляющих известное уже сопротивление утечки сетки
я;
Зная коэффициент усиления каскада, поворачивающего фазу,
находим величину сопротивления R2 по соотношению (105):
R'
R2 = где К'' = Ко ~К0 — коэффициент усиления на средних
х0
частотах, полученный из расчета.
Второе сопротивление делителя напряжения легко вычислить,
зная Rg и R2:
R^R'g — R*.
2. Простая фазоинверсная схема с делителем в цепи анода (см.
рис. 117). Расчет ведется аналогично предыдущему, но полное
сопротивление делителя КдеЛ=К1выбирается в несколько раз
большим Ra, чтобы не уменьшалось усиление основного плеча,
примерно 300-^-500 ком, а затем вычисляется R2 — и 7?,= 7?де1
196
Емкость конденсатора С, должна быть такой, чтобы его сопро-
тивление для нижних частот было во много раз меньше сопротивле-
ния делителя Лде,, последовательно с которым он включается:
при этом отношение сопротивлений плеч делителя мало зависит
от частоты сигнала и частотные искажения фазоинвертора в области
нижних частот увеличиваются незначительно.
Обычно емкость конденсатора С, составляет 0,05-4-0,1 мкф.
3. Автобалансная схема с делителем напряжения (см. рис. 118).
Порядок расчета такой же, как для простой инверсной схемы.
После расчета делителя напряжения Rt—R2 выбирается величина
балансирующего сопротивления R. из следующих соображений: с
точки зрения более точного сохранения симметрии на выходе же-
лательно брать возможно большей величины — в пределах
(14-3) R„, но учитывая, что по проходят ионные токи двух око-
нечных ламп, необходимо, чтобы сумма (2R. \ Rg) не превышала
величину допустимого в цепи сетки мощной лампы сопротивления
порядка 0,5 мгом при автоматическом смещении и 0,1 мгом при не-
зависимом смещении.
Асимметрия на выходе (разность выходных напряжений Ug2
и Ug2) при наличии балансирующего сопротивления R- меньше,
чем без этого сопротивления, в 1-4 —раз (при изменении R() от
2-4
0 до оо эта величина изменяется от 1 до 1 -4 -| А„). Поэтому желатель-
но не только увеличивать отношение но и получить большое
Rg
усиление каскада на лампе Л2.
4. Автобалансная дифференциальная схема (см. рис. 119).
Расчет этой схемы усложняется тем, что для получения симметрии
напряжений на выходе необходимо правильно выбрать отношение
сопротивлений утечки сетки й" и R'„. Чтобы вывести расчетные
Рис. 123. Полная (а) и упрощенная (б) эквивалентные схемы автоба-
лансного фазоинверсного каскада, показанного на рис. 119
197
соотношения, рассмотрим эквивалентную схему каскада для сред-
них частот (рис. 123, а). Эту схему можно упростить, как показано
на рис. 123, б, если по уже известным из главы IV правилам заме-
нить зашунтированный источник незашунтированным с э. д. с.
и внутренним сопротивлением, отличающимися в q раз от э. д. с.
и Ri зашунтированного источника, где д = .
( '‘а
Тогда, анализируя эквивалентную схему, можно составить сле-
дующие исходные уравнения:
Ugi—lг 12)R6', (10G)
(Л (107)
К+ Л - (Л - Л) (108)
(109)
Из первых двух уравнений легко выразить отношение ^g „опо„
~ ЧсиСЗ
I Rg
отношение токов — и R6. Для этого по условию симметрии напря-
^2
жений на выходе приравняем левые и правые части (106) и (107).
Если U’St =ir-v то
Разделив левую и правую части полученного уравнения на/,/^,
будем иметь
_1\2Яб
R,g t* к ’
Обозначим отношение токов А; тогда уравнение (110,а)
'2
перепишется в следующем виде:
(110,а)
^=л+(Л-1)^-6. (110,6)
Rg Rg
Отсюда можно определить сопротивление утечки сетки ниж-
него плеча, зная из расчета реостатного каскада величину сопротив-
ления утечки сетки верхнего плеча R'g=Rg и выбрав предваритель-
но величину сопротивления Rf'.
R"g=AR’g+2R6(A — l). (Ill)
Входящую в это выражение величину Л=^- можно определить,
пользуясь уравнениями (108) и (109). Подставляя в первое из них
значение U"gl из второго, получим
И? 1 Л) ^б=Л C^+S^i) (^1 Л)
(здесь Л~Я- = Я"; р = р' = р'').
Деля левую и правую части на Л и заменив 7?" по выражению
(111) после несложных преобразований, найдем отношение токов
7 2 А=Яб (!Ч ~
дб (И? — В — R’s
(112)
Используя полученные соотношения, можно предложить следу--
ющий порядок расчета дифференциальной автобалансной схемы:
1) рассчитывается реостатный каскад, являющийся основным
плечом фазоинверсной схемы, в результате чего определяются
Cg==C'g=C"g; R^Ri—R” в рабочей точке;
в рабочей точке; Rg=Rg — сопротивление утечки сетки
верхнего плеча; режим работы: Eg, IО0 и Uai);
2) выбирается балансирующее сопротивление 7?6=(14-3)1?g,
причем Rg и R- выбираются так, чтобы 2/?6-j-/??sC(O,l 4-0,5) мгом;
3) вычисляется вспомогательная величина А — ^ из выражения
* 2
(112);
4) определяется величина сопротивления утечки сетки нижнего
плеча R"g из равенства (111) и отношение которое должно
J g
примерно составлять 1,14-1,3.
5. Фазоинверсная схема с разделенной нагрузкой (см. рис.
121). Схема рассчитывается как реостатный каскад, причем
найденное сопротивление анодной нагрузки делится пополам
между Ra и Rk, соответственно делится пополам сопротивление
утечки сетки на R'g и R"g, а переходные емкости берутся вдвое
больше расчетной емкости С .
Коэффициент усиления по одному плечу может быть найден как
к и
где К ==& и определяется по формуле
2 Срг,
к-=-----vA-g., (,,3>
^Ra+Rk+Rg
где Rg=Rg=Rg.
В схеме, работающей от источника, соединенного одним полюсом
с общим проводом, коэффициент усиления меньше 2, т. е. меньше
единицы на одно плечо, и может быть вычислен на одно плечо по
формуле
JT 1 _ U g2 ^0
2 Ugi 2 l-J-A^o 2 + ^o’
где
7Z________________
^Ra+Rk Rg
199
б. Фазоинверсная схема с катодной связью (см. рис. 122)
Элементы схемы определяются, как для реостатного каскада, причем
плечи можно строить на одинаковых лампах с равными нагрузКа_
ми, а для того, чтобы асимметрия на выходе была очень малой
сопротивление связи должно быть выбрано так, чтобы выпод!
нялось условие
где
Ra=R'a=R"a, R^R'^Rg.
Коэффициент усиления каждого плеча определяется при этом
по формуле
2Z'_ZZ "_ 1 Р
°' °~2 ‘ 1_гЛ_Л1 ’
L‘Ra^Rg
(114)
Пример расчетапредоиопечпого каскада
1. Пусть требуется рассчитать простую фазоинверсную схему предокоиеч-
ного каскада на двойном триоде 6Н7С.
Воспользуемся данными, полученными при расчете реостатного каскада
(глава IV, § 5): R’a=R"a=100 ком; C'g=C"g=0,015 мкф; R'g^R"g—'t16 К0М;
Ко=К"=28; Ясм=-у-=1,1 ком (если катод общий, то сопротивление смеще-
ния для обоих плеч тоже общее, а так как по нему протекает постоянны, i
ток двух ламп, то по величине оно должно быть в два раза меньше, чем
сопротивление смещения одного плеча); Ссм=20 мкф; р=36; К, ==26 ком (в
рабочей точке).
Рассчитаем делитель напряжения:
7?2=Г=^У^=16>7-10’ ом’
о
выбираем сопротивление типа ВС-0,25; 16 ком -t- 5%; R,—Rg—Лг=470-10’—
— 16-103 =454-103 ом (ближайшее сопротивление, выпускающееся промыш-
ленностью, имеет номинальную величину 470 ком).
2. По тем же исходным данным, чю и в п. 1, рассчитаем автобалансную
дифференциальную схему, но сопротивление утечки сетки придется умень-
шить, чтобы общее сопротивление в цепи сетки оконечных ламп с учетом
влияния балансирующего сопротивления не превышало допустимой величины
0,5 мгом.
Если смещение в оконечном каскаде независимое, то и эта величина
является недопустимо большой, но, как указывалось, в этом случае схему
надо строить по рис. 120, включая в цепь сетки каждой оконечной лампы
сопротивление порядка 50 ком, а тогда сопротивления Rg и Лб могут иметь
большую величину. Возьмем Ii^=5i ком, а Rg— 56 ком, (эти значения соот-
ветствуют номинальным величинам сопротивлений типа ВС).
Тогда 2Rg-\-Rg=2• 56-]-51=153 колкО,5 мгом.
200
Рассчитаем вспомогательную величину :
_Дб (g? - 1)+?Я,-56 (36-0,8 -1)+0.8-26
Яб(р<?-1)-^ 56 (36-0,8 — 1)— 51
R„ 100 п о
3д6СЬ 9“2?Н^?;_26+100~0,8’
Зная А, найдем величину сопротивления утечки сетки нижнего плеча:
Л"=ЛН^4-2Лб (А — 1)=1,05-51+2-56 (1,05 — 1)=59 ком.
Возьмем в качестве R"g сопротивление типа ВС, равное 62 ком±5%.
Таким образом, все элементы схемы найдены и расчет закончен.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Предоконечный каскад может быть как усилителем напряжения, так
и усилителем мощности. Выбор схемы пред оконечного каскада зависит от
схемы и режима работы оконечного каскада.
2. Наиболее распространенными схемами предоконечного каскада при
работе двухтактного оконечного каскада без сеточных токов являются фазо-
инверсные схемы, дающие на выходе два равных по величине и противополож-
ных по фазе напряжения без применения трансформатора.
3. Различают простые фазоинверсные схемы и автобалансные. В простых
фазоинверсных схемах симметрия на выходе нарушается на нижних и верх-
них частотах, а также с изменением параметров фазоинвертора. Применение
симметрирующих конденсаторов и обратной связи по току в фазоинверторе
частично устраняет указанные недостатки.
4. В автобалансных схемах симметрия выходных напряжений поддер-
живается автоматически при изменении параметров схемы в некоторых пре-
делах.
Недостатком автобалансных схем является увеличение общего сопро
тивления в цепи сетки каждой оконечной лампы за счет включения баланси-
рующего сопротивления п склонность к генерации усилителя, охваченного
глубокой обратной связью, из-за дополнительных фазовых искажений в
фазоинверторе.
Г ла в ci VIII
ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ
§ 1. Виды обратной связи
Обратной связью в усилительных устройствах называют связь
между выходными и входными цепями.
В результате действия обратной связи часть энергии усилен-
ных колебаний обратно поступает с выхода на вход и это приводит
к изменению эффекта усиления. Если при этом эффект усиления воз-
растает, что происходит в том случае, когда приходящие с выхода ,
на вход колебания совпадают по фазе с входными колебаниями, то
такую обратную связь называют положительной. Если в результате
действия обратной связи эффект усиления уменьшается, то такую
обратную связь называют отрицательной.
Обратная связь может быть полезной, если она возникает в ре-
зультате применения специальных схем и служит для придания уси-
лителю лучших свойств, или паразитной, если она возникает за
счет нежелательного влияния различных цепей усилителя друг
на друга. Применение полезной (искусственной) отрицательной об-
ратной связи позволяет значительно улучшить свойства усилителей,
поэтому в современной аппаратуре получили широкое распростране-
ние различные схемы обратной связи.
На рис. 124 приведена скелетная схема усилителя с обратной
связью: Uw— напряжение выхода усилителя; Ug— напряжение
входа без обратной связи; Z7Bx— напряжение входа усилителя с
обратной связью; — напряжение обратной связи.
Отношение
tA =₽ (И5)
и вых
показывает, какая часть выходного напряжения подается обратно
на вход усилителя, и называется коэффициентом обратной связи.
По принципу действия схемы обратной связи подразделяются на:
1) схемы обратной связи по напряжению;
2) схемы обратной связи
по току;
3) схемы со смешанной
связью.
Если напряжение обрат-
ной связи пропорционально
выходному напряжению, то
в этом случае будет обратная
связь по напряжению.
Приведенная на рис. 124
схема и является схемой об-
ратной связи по напряжению.
В более наглядном виде она
Р и с. 124. Скелетная схема усилителя
с обратной связью по напряжению
представлена на рис. 125, где цепь обратной связи состоит из актив-
ного делителя, состоящего из двух сопротивлений: Rt и Д2. В
этом случае коэффициент обратной связи
ивых Ь+К
(116)
следовательно, U$ = UBax д > т- е- напряжение обратной связи
пропорционально выходному напряжению.
Если напряжение обратной связи пропорционально выходному
току, то будет обратная связь по току. На рис. 126 показана в об-
щем виде схема обратной связи по току. Напряжение обратной
связи U? в этом случае представляет собой падение напряжения
на сопротивлении R, через которое проходит ток выхода усилителя
7 ,ь1х (так как это сопротивление включено последовательно с выход-
ной нагрузкой ZH), следовательно, напряжение будет пропор-
ционально выходному току.
Свойства усилителя сильно зависят от схемы обратной связи.
Возможно применение схемы смешанной обратной связи, в ко-
торой напряжение обратной связи состоит из двух составляющих,
пропорциональных выходному напряжению и току. На рис. 127
приведена такая схема.
Напряжение обратной связи Щ состоит из двух напряжений,
включенных последовательно: из падения напряжения на сопротив-
Р и с. 125. Скелетная схема усилителя
с. обратной связью по напряжению с
Р и с. 126. Скелетная схема уси-
лителя с обратной связью по
203 *
Р и с. 127. Скелетная схема усилителя
со смешанной обратной связью
лении R, которое пропорцц.
онально выходному току, ,и
из падения напряжения на
сопротивлении /?2, которое
пропорционально выходному
напряжению Z7BbIx.
Смешанная обратная связь
применяется сравнительно
редко. По способу подачи
напряжения обратной связи
на вход усилителя различают
схемы с последовательной п с параллельной подачей.
Ранее были приведены схемы с последовательной подачей напря-
жения обратной связи по отношению к источнику входного сигнала
и входу усилителя. Схемы с параллельной подачей применяются
редко из-за присущих им недостатков.
§ 2. Свойства усилителя с отрицательной
обратной связью
Применение в усилителе (или в отдельных каскадах) отрицатель-
ной обратной связи позволяет получить весьма ценные свойства
усилителя и улучшение работы приборов, включенных на его выход
(модулятор света при записи звука или громкоговоритель при'
звуковоспроизведении и т. д.). Поэтому в современных усилитель-
ных устройствах отрицательная обратная связь находит широкое
применение.
Рассмотрим кратко основные свойства усилителя (или отдель-
ного каскада) с обратной связью.
1 КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Коэффициент усиления без обратной связи К представляет со-
бой отношение выходного напряжения к входному, т. е. для схем
рис. 125 или 126 , а с учетом действия обратной связи
"г
и &
будет -ySS . Напряжение U „ в общем случае является суммой
р вх *
напряжений Z7BX и ия:
Таким образом,
и знаменатель на Uа,
, или и=и„ — и&.
и “и р
,, выуГ или, разделив числитель
‘ ^LX ug'~~u^
получим:
к К .
i-Kg.
uVs
но отношение можно записать как итак как ~^-=В,
и е иg О вых Ивьы
204
a то Следовательно, усиление усилителя с об-
ратной связью будет равно
<117)
Это соотношение является общим. В случае отрицательной обрат-
ной связи р имеет отрицательный знак и усиление будет равно
—( — р)К = Г+рг' - (118)
Таким образом, при отрицательной обратной связи усиление
уменьшается в 1-}-|37Г раз. Эта величина, которая показывает, во
сколько раз снижается усиление усилителя при введении отрица-
тельной обратной связи, называется глубиной связи. Обозначим
глубину связи через А: А — 1 -ф- Р К.
Часто глубину связи выражают в децибелах. В этом случае
Л0б=2О lgJ=201g (1 + Р7Г).
2. СТАБИЛИЗАЦИЯ УСИЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Усиление усилителя не остается постоянным главным образом
из-за изменения параметров ламп, изменения напряжения источ-
ников питания и т. д. Рассмотрим, как будет влиять отрицательная
обратная связь на изменения усиления. При этом рассмотрении
удобно пользоваться понятием относительной нестабильности уси-
АК
ления, т. е. отношением -тт~.
В случае применения отрицательной обратной связи относитель-
ная нестабильность усиления будет определяться как отношение
ДА% ЛКЛ
или в пределе как —-А-.
К
Так как К^= то, логарифмируя это выражение, получим:
— In (l-J-pTT)
или, после дифференцирования:
dK-. dK d(l+$K) dK $dK / 1 ₽ \
~K^~~ К 1+pK ~~K l-riP<A'-\K *+₽£/’
или
dKti dK 1 /л л q\
Таким образом, относительная нестабильность усиления при
отрицательной обратной связи уменьшается в l-ppjf раз. Иными
словами, при глубокой отрицательной обратной связи усиление
будет сохраняться почти неизменным. К этому выводу можно было
бы прийти, рассматривая выражение К^~ . Действительно,
если связь глубокая, то поэтому единицей по сравнению с
205
$К можно пренебречь, и тогда К
1
, так что Кг> не зависит отК
а следовательно, и от параметров схемы.
3. УМЕНЬШЕНИЕ ЧАСТОТНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Частотные искажения представляют собой не что иное как изме-
нение усиления усилителя в зависимости от частоты. Однако, как
было доказано, отрицательная обратная связь уменьшает всякие
изменения усиления независимо от причины, вызвавшей эти изме-
нения.
В справедливости этого легко убедиться простым способом.
Предположим, что в усилителе создаются частотные искажения,
например, на низких частотах 7WH=^=A1. Предположим, что
А н
Мн>1 или 7f0>A'n (усиление на низких частотах Кц меньше,
чем на средних К^. При отрицательной обратной связи
М по К — я К —
нЗ Ан3’ но Ло?-1+|ЗКо’ а ЛнЗ-1+р7<н>
следовательно:
К,
м _1+рх0_/г0
Н? К- К« ' ‘Ж ’
1+Р^н
ИЛИ
(120)
но отношение 1, так как следовательно, и
1"гР/\0
М^<Мп. Так же как и в предыдущем случае, предположив, что
обратная связь весьма глубокая (рйГ^>1), и пренебрегая единицей
по сравнению как с (3_йГн, так и с в выражении (120), получим
Мн3^1, т. е. частотные искажения отсутствуют.
Все это справедливо лишь при активной обратной связи, если р
не зависит от частоты. В случае применения так называемой компле-
ксной, или частотно-зависимой обратной связи, когда делитель об-
ратной связи состоит не из активных сопротивлений, а содержит и
реактивные элементы, оказывается возможным получать частотную
характеристику усилителя любой формы, в зависимости от схемы.
Этим часто пользуются для коррекции частотных искажений тракта
звукопередачи.
4. УМЕНЬШЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ И ПОМЕХ, ВОЗНИ-
КАЮЩИХ В УСИЛИТЕЛЕ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
При подведении к входу усилителя с усилением К (без обратной
связи) синусоидального напряжения на выходе усилителя появится
некоторое синусоидальное напряжение и высшие гармоники,
206
возникающие из-за нелинейности системы, которые являются
некоторой функцией от f/BHx и обозначены / (Пвых). Кроме того,
в усилителе могут возникать помехи (например, из-за плохой фильт-
рации напряжения источников питания и т. п.), напряжение кото-
рых обозначим через U„.
Введем в усилитель отрицательную обратную связь и одновре-
менно увеличим входное напряжение так, чтобы выходное напряже-
ние осталось неизменным. При этом помехи и гармоники, возникаю-
щие в усилителе, останутся прежними, но напряжение этих состав-
ляющих на выходе будет определяться выражением
f (U^)+UB - $К [f (U^+Urt],
так как выходное напряжение гармоник и помех после введения
обратной связи состоит из напряжения, создаваемого усилителем,
и напряжения, подаваемого обратно в цепь входа (|3-ая часть) и
усиленного в К раз. Решая это выражение относительно /(^вых)?+
-|-Нп3, получим:
<121>
Таким образом, при отрицательной обратной связи нелинейные
искажения и помехи уменьшаются в 1-ррЛГ раз. Необходимо, одна-
ко, отметить, что это справедливо лишь для случая, когда нелиней-
ность невелика и, что самое главное, характеристика нелинейной
системы не имеет резких изломов, приводящих к ограничению тока
или напряжения.
Если характеристика системы имеет такой вид, как на рис.
128, то возникающие нелинейные искажения выходного сигнала
(в данном случае выходного тока) из-за ограничения тока не могут
быть уменьшены обратной связью, так как ни при каком значении
входного сигнала выходной ток не может быть больше ^выхмакс-
В усилительных каскадах с лучевыми тетродами может возник-
нуть режим ограничения напряжения вследствие крутого перегиба
анодных характеристик в области малых анодных напряжений;
возникающие при такой перегрузке
усилителя нелинейные искажения пе-
рестают компенсироваться отрица-
тельной обратной связью.
По этой причине нелинейные ис-
кажения тетродного усилителя с об-
ратной связью могут быть весьма ма-
лыми при малых и номинальных си-
гналах или при максимальном сиг-
нале, при котором еще отсутствует
ограничение, и резко возрастают с
началом перегрузки.
Помехи, возникающие в усили-
теле, компенсируются обратной
Рис. 128. Зависимость выход-
ного тока усилителя от вход-
ного напряжения
связью только в том случае, если источник помех охвачен пенью
обратной связи.
Помехи, возникающие на входе усилителя, ни при каких
условиях не могут быть уменьшены обратной связью, так как
введение отрицательной обратной связи уменьшает усиление в
1 -|-Р7Г раз, т. е. во столько раз, во сколько снижаются и помехи.
Поэтому отношение полезного входного ст нала к входным помехам
не изменяется.
5. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ЛАМПЫ
УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Введение отрицательной обратной связи в усилительном каска-
де значительно изменяет и параметры лампы, что также весьма
важно, так как при этом не только изменяются свойства усилителя,
но и существенно меняется режим работы приборов, включенных
на выход усилителя, например громкоговорителей, модуляторов
света, магнитной головки записи звука и т. д.
Рассмотрим, как изменяются параметры лампы при введе-
нии отрицательной обратной связи как по напряжению, так и по
току.
На рис. 129 приведена упрощенная схема усилительного каска-
да с обратной связью по напряжению. Для простоты источники
питания не показаны.
Без обратной связи усиление каскада равно:
К
Если Ra бесконечно велико, то коэффициент усиления холостого
хода равен:
XX
=ф.
Усиление каскада с отрицательной обратной связью будет
И
1+Рд ’
К л_____
3 1+₽А
р.., следовательно,
Рис 129. Упрощенная схема
усилительного каскада с об-
ратной связью по напряжению
или, для режима холостого хода, /С1КХ
но
эквивалентный коэффициент усиления
лампы с отрицательной обратной свя-
зью по напряжению в 1 раз мень-
ше, чем у лампы без обратной связи,
так как
и
(122)
Точно так же можно определить
эквивалентную крутизну характерис-
тики. Предположим, что Ra стремит-
ся к нулю, тогда 17^->-0, поэтому эк-
вивалентная крутизна характеристики
будет определяться:
208
Sr, =5 <та“
Таким образом, крутизна характеристики лампы с отрицательной
обратной связью по напряжению не изменяется.
Эквивалентное внутреннее сопротивление лампы для рассмат-
риваемого случая будет определяться как отношение или,
подставляя значения и 6^, получим: Р
Л '3 =T+fe • (123)
Таким образом, при отрицательной обратной связи по напряже-
нию эквивалентное внутреннее сопротивление лампы уменьшается в
14-Рр раз. Это свойство особенно важно для практических целей.
Предположим, что в оконечном каскаде работают лучевые тетроды,
внутреннее сопротивление которых велико по сравнению с нагруз-
кой, включенной в анодную цепь. Как известно, коэффициент
нагрузки для таких ламп значительно меньше единицы. Такой
режим работы иначе можно назвать режимом постоянства тока,
когда некоторое изменение нагрузки почти не вызывает изменения
тока, так как полное сопротивление цепи определяется большим
внутренним сопротивлением лампы, которое остается неизменным.
В некоторых случаях необходимо получить режим постоянства
тока, например при магнитной записи звука. Объясняется это тем,
что эффект записи пропорционален току, проходившему через го-
ловку записи, которая имеет не только активное, по и некоторое
индуктивное сопротивление, поэтому полное сопротивление ее на
различных звуковых частотах различно, но если в усилительном
каскаде сохраняется режим постоянства тока, то ток записи будет
сохраняться также постоянным.
Не так обстоит дело при работе громкоговорителей, включаемых
на выход усилителей. Для хорошей работы громкоговорителей необ-
ходимо поддерживать постоянным не ток, а напряжение, так что
усилительный каскад должен работать в режиме постоянства напря-
жения. Иначе говоря, некоторое изменение сопротивления громко-
говорителей на различных звуковых частотах не должно приводить
к изменению выходного напряжения усилительного каскада, так
как напряжение на звуковой катушке громкоговорителя не должно
изменяться.
Это достигается применением отрицательной обратной связи
по напряжению. Действительно, в этом случае значительно умень-
шается внутреннее сопротивление лампы, что и приводит к .посто-
янству выходного напряжения, так как чем меньше сопротивление
источника тока (в нашем случае 7?,^) по сравнению с сопротивлением
нагрузки, тем меньшие колебания выходного напряжения будут
при изменениях величины нагрузки. Если сопротивление источника
очень мало, т. е. стремится к нулю, то выходное напряжение бу-
дет строго постоянным несмотря на изменение нагрузки.
Рис. 130 Упрощенная схема
усилительного каскада с об-
ратной связью по току
каскада с обратной связью
Усиление каскада с
Таким образом, применение отри-
цательной обратной связи по напря-
жению позволяет получить прибли-
жение к режиму постоянства вы-
ходного напряжения, кто является
необходимым для хорошей рабо-
ты некоторых приборов: громкого-
ворителей, модуляторов света ит. д.
Рассмотрим кратко, как изменя-
ются параметры лампы усилительно-
го каскада при введении отрицатель-
ной обратной связи по току.
Упрощенная схема усилительного
по току приведена на рис. 130.
обратной связью равно:
_17
г~и.
^вых _
us-u9~i_^’
так как отношение
S
где К— усиление без обратной связи. Ток в анодной цепи лампы
1 —
в R^R^Rk '
напряжение обратной связи
или
Но, с другой стороны, усиление каскада без обратной связи равно:
тг R„ rz RA-Ra
K=^R^R~a' ИЛН
Подставляя значение р в выражение для получим:
U -___ Т(П Rk (Ri+Rg')
3 ZRatRa+Rt+Rk)
или, подставляя в выражение К^=-—значение (7(
1--?
получим
3 1 , Rk (R.+Rg) к
’1“ла№+я1+яа) 'л
где R — R^R.W
Д р Ra(Rk+R,+Ra)-
Предположим, что Яа-+оо, тогда jl->0 и
=7ГХх = |*.
(124)
Таким образом, коэффициент усиления лампы при ^обратной
связи по току остается неизменным: р. =-ц.
210
рассмотрим теперь, как изменяется крутизна характеристики
пы при введении обратной связи по току. Для упрощения пред-
Л„ложим, что характеристики ламп линейны; тогда вместо прира-
ении тока и напряжения можно брать абсолютные их значения.
Пусть Яа-*0, тогда динамическая крутизна характеристики рав-
статической крутизне и определяется отношением ~ :
с/вх
г» I а а
или, подставляя вместо его значение, равное —IaRk, по-
лучим:
с_____I а
^~uz+iaRk'
Разделив числитель и знаменатель на Ug, получим:
> (125)
т. е. крутизна характеристики лампы при обратной связи по току
уменьшается в 1 +SRk раз. Эквивалентное внутреннее сопротивле-
ние лампы в этом случае будет определяться как
V+SRk)=R< ^+sRk)- (126)
Итак, обратная связь по току приводит к увеличению внутрен-
него сопротивления лампы, что эквивалентно приближению к ре-
жиму постоянства тока.
Таким образом, обратную связь по напряжению следует приме-
нять в тех случаях, когда необходимо на выходе усилительного кас-
када получать постоянство выходного напряжения (несмотря на
изменение сопротивления нагрузки), а связь по току—тогда, когда
нужно получить постоянство выходного тока.
§ 3. Стабильность усилителя с обратной связью
Наряду с положительными свойствами обратная связь в усили-
телях имеет и существенный недостаток, заключающийся в возник-
новении в некоторых случаях так называемого самовозбуждения,
или генерации усилителя.
В случае возникновения положительной обратной связи эффект
усиления возрастает и может стать бесконечно большим, что экви-
валентно возникновению режима генерации. Действительно,
как было получено ранее, коэффициент усиления усилителя с
обратной связью в общем случае равен: Если обратная
связь положительная, то при значении |37Г=1 знаменатель обра-
щается в нуль или Усилитель в этом случае становится
генератором незатухающих колебаний, частота которых опреде^
ется параметрами схемы; при этом нормальная работа усилите.!'
прекращается.
В реальных условиях работы усилителей с обратной связью
генерация, вызванная переходом отрицательной обратной связи в
положительную, обычно возникает па частотах значительно вьщ1е
звуковых, которые лежат в пределах от 40-4-60 килогерц до 1 мега-
герца. Переход отрицательной обратной связи в положительную на
очень высоких частотах происходит из-за неудовлетворительной
фазовой характеристики усилительных каскадов, охваченных об-
ратной связью.
В усилителе, охваченном обратной связью, всегда имеются реак-
тивные элементы: монтажные и динамические емкости, индуктив-
ность рассеяния выходного трансформатора (если выходной транс-
форматор охвачен обратной связью) и т. д., наличие которых и
приводит к возникновению на высоких частотах фазовых сдвигов.
При достаточно больших фазовых сдвигах отрицательная обратная
связь может перейти в положительную.
Иногда возникновение паразитной высокочастотной генерации
носит неустойчивый характер; на практике встречается характерны!!
вид генерации, которую мы будем называть прерывистой генера-
цией: при отсутствии полезного сигнала на входе усилителя пара-
зитной высокочастотной генерации нет; если подавать на вход пере-
менное напряжение, например от генератора звуковой частоты, то
высокочастотная генерация возникает лишь при некоторых значе-
ниях выходного сигнала. Осциллограмма выходного напряжения
в таких случаях имеет вид, показанный на рис. 131.
Паразитные высокочастотные колебания возникают в течение
коротких промежутков времени —tt и £3—Z4. При недостаточно
высокой симметрии усилителя (главным образом из-за плохой сим-
метрии предоконечного инверсного каскада) эффект генерации в
каждой полуволне сигнала может быть не одинаков, т. е. паразитные
колебания, возникающие в течение времени 1,—12, могут быть
больше или меньше колебании,
возникающих в течение другою
полупериода основного сигнала
(в промежутке времени t3— tj.
По этой же причине иногда на-
блюдаются паразитные колебания,
возникающие только в^ течение
одного полупериода.
Возникновение прерывистой ге-
нерации объясняется также изме-
нением фазовой характеристики
усилителя с обратной связью в
режиме покоя и при подаче вход-
ного сигнала. Особенно это резко
выражено в случае применения в
Рис. 131. Осциллограмма вы-
ходного напряжения при возни-
кновении прерывистой генерации
-онечном каскаде лучевых тетродов. В паузе (при отсутствии
входного сигнала) рабочая точка лежит на таком участке харак-
епистик тетрода, где ламп велико и индуктивность рассеяния
БЫходного трансформатора создает небольшой фазовый сдвиг на
высоких частотах, поэтому генерация не возникает.
В колебательном режиме при подведении к входу полезного
сигнала мгновенное значение тока оконечных тетродов достигает
больших значений, а лампы на этих участках резко падает (бла-
годаря нелинейности ламповых характеристик), что и приводит
к ухудшению фазовых характеристик в эти промежутки времени,
т. е. приводит к возникновению прерывистой генерации.
Возникновение прерывистой генерации не приводит к прекра-
щению работы усилителя, однако такой неустойчивый режим рабо-
ты усилителя равносилен работе с большими нелинейными искаже-
ниями. При прослушивании с помощью громкоговорителя выходного
сигнала усилителя с прерывистой генерацией (например, если вы-
ходное напряжение усилителя соответствует кривой рис. 131)
кроме основного тона прослушиваются и побочные колебания,
возникающие в результате нелинейности системы, что несколько
напоминает дребезжание громко!оворителя при плохой центровке
подвижной системы.
Таким образом, в усилителе с обратной связью нельзя допускать
даже незначительной прерывистой генерации.
Рассмотрим, какими же способами можно получить устойчивую
работу усилителя с достаточно глубокой обратной связью. При
разработке усилительных каскадов, в которых должна применяться
глубокая обратная связь, желательно получить возможно лучшую
фазовую характеристику, такую, чтобы ощутимые фазовые сдвиги
возникали на сверхзвуковых и значительно более высоких частотах.
У современных хороших промышленных усилителей (например,
КЗВТ-З) заметные фазовые сдвиги наступают на частотах выше
80—100 кгц. Это может быть достигнуто уменьшением индуктив-
ности рассеяния выходного трансформатора, применяя для этой
цели сложное секционирование его обмоток, а также выбором схемы
и расчета фазоинверсного предоконечного каскада и т. д.
При ремонте усилителя иногда возникает необходимость в
перемотке выходного трансформатора. При этом нарушение не
только способа секционирования, но даже плотности намотки, из-
менение числа витков в слое и т. д. могут вызвать значительное
изменение величины индуктивности рассеяния, что в конечном
случае может привести к возникновению прерывистой генерации.
Кроме того, для получения устойчивой работы усилителя с обратной
связью стремятся уменьшить значение |ЗА7 на сверхзвуковых час-
тотах. В свою очередь, это может быть достигнуто либо уменьше-
нием р на сверхзвуковых частотах, либо уменьшением К. Оба эти
способа, хотя иногда и применяются, но имеют некоторые харак-
терные особенности. Уменьшение на высоких частотах Р (например,
путем шунтирования емкостью сопротивления, с которого снимается
213
напряжение обратной связи) приводит к росту усиления, главным
образом, на сверхзвуковых частотах, но частично и на высоких
звуковых частотах.
В некоторых случаях такая форма частотной характеристики
усилителя с обратной связью является желательной для коррекции
частотных искажений. Однако значительный рост усиления ца
сверхзвуковых частотах крайне нежелателен, так как приводит в
конечном итоге к увеличению помех и нелинейных искажений.
Не следует думать, что значительное увеличение усиления на
сверхзвуковых частотах можно допустить на том основании, что
колебания с этими частотами не воспринимаются ухом. Такое
представление является ошибочным. Если в усилителе возникают
колебания, лежащие выше звуковых частот (например, составляю-
щие шума сопротивлений ламп и т. д.), то при большом усилении
этих колебаний они могут стать значительными, а так как система
не строго линейна, то возникнут комбинационные колебания. Са-
мыми неприятными являются разностные тона, которые могут ле-
жать в полосе слышимого диапазона. Поэтому усилитель с большим
ростом усиления на сверхзвуковых частотах будет иметь больше
результирующих помех на выходе и больший эффект нелинейных
искажений. В современных высококачественных устройствах
такой способ повышения устойчивости усилителя с обратной связью
почти не применяется.
Вторым способом повышения устойчивости усилителя может быть
уменьшение усиления каскадов, охваченных обратной связью на
сверхзвуковых частотах. В этом случае уменьшение глубины связи
($К) не приводит к увеличению усиления.
Уменьшение усиления усилителя за пределами звукового диа-
пазона может быть достигнуто различными способами. Так, напри-
мер, для этой цели анодное сопротивление лампы основного плеча
предоконечного фазоинверсного каскада зашунтировано емкостью,
что и приводит к уменьшению К, на сверхзвуковых частотах. От-
ключение этого конденсатора приводит к возникновению сильно
выраженной прерывистой генерации.
Однако такой способ повышения стабильности имеет также недо-
статок, заключающийся в значительном увеличении нелинейных
искажений на высоких частотах не только из-за уменьшения глу-
бины связи, но и из-за роста нелинейности динамической характе-
ристики лампы (для переменного тока) вследствие уменьшения
полного сопротивления анодной нагрузки, вызванного шунтирую-
щим действием конденсатора.
Наиболее часто для повышения стабильности усилителя с обрат-
ной связью применяется последовательное включение в цепь сеток
ламп каскадов, охваченных обратной связью, активных сопротив-
лений. На рис. 132 пунктиром обозначена динамическая входная
емкость лампы, которая вместе с включенным последовательно в
цепь сетки сопротивлением R^ образует звено фильтра, ослабляю-
щего напряжение на входе (на сетке) лампы на сверхзвуковых час-
"2Й-
рис. 132. Включение фильтра
для устранения высокочастотной
генерации
Рис. 133. Схема обратной связи в око-
нечном каскаде с делителем в первичной
цепи трансформатора
готах. Это ослабление входного напряжения эквивалентно умень-
шению усиления на высоких частотах и способствует повышению
стабильности усилителя.
Обычно сопротивления для этой цели включают в цепь сетки
основного плеча предоконечного каскада и реже в цепь сеток око-
нечных ламп (включение сопротивлений в цепь сеток оконечных
ламп менее желательно, так как может вызвать нарушение надеж-
ности работы мощных ламп при недостаточно высоком их вакууме).
В заключение отметим, что и этот способ уменьшения склонно-
сти к самовозбуждению при больших сопротивлениях может
вызывать рост нелинейных искажений из-за уменьшения глубины
связи не только на сверхзвуковых, но и на высоких звуковых час-
тотах. Однако это наблюдается лишь в том случае, если фазовая
характеристика усилителя плохая, т. е. велико рассеяние в выход-
ном трансформаторе и т. д.
При достаточно хорошей фазовой характеристике усилителя
и при небольших сопротивлениях (до 100 ком) рост нелинейных
искажений усилителя на высоких частотах невелик, поэтому такая
схема повышения стабильности усилителя широко применяется в
современных и особенно в высококачественных усилительных уст-
ройствах.
§ 4. Схемы отрицательной обратной связи
Главной целью применения отрицательной обратной связи в
усилителях является получение малых нелинейных искажений и
режима постоянства выходного напряжения или постоянства тока
оконечного каскада в зависимости от характера и свойств выходной
нагрузки.
Наибольшие нелинейные искажения возникают в оконечном
каскаде, поэтому для получения требуемых свойств усилителя до-
статочно было бы применить отрицательную обратную связь только
Л л
й одном оконечном каскаде. В маломощных однотактных окопечны
каскадах иногда такие схемы применяются. На рис. 133 приведена
такая простейшая схема обратной связи по напряжению, причем
делитель обратной связи, состоящий из сопротивлений 7?, и //
включен в первичную цепь выходного трансформатора. Конден-
сатор С, служит так же, как и в реостатном каскаде усилителя
напряжения, для выделения только переменной составляющей
колебательного анодного напряжения. Источник питания анодной
цепи оконечной лампы имеет постоянное напряжение с некоторыми
пульсациями.
Особенностью этой схемы является, во-первых, то, что искаже-
ния, возникающие в выходном трансформаторе, как нелинейные,
так и частотные (на высоких частотах) не компенсируются обратной
связью, так как выходной трансформатор не охвачен обратной
связью. Для однотактных усилителей это является недостатком,
так как вследствие намагничивания сердечника выходного транс-
форматора возникающие в нем нелинейные искажения значительны.
Во-вторых, помехи, вызванные пульсациями напряжения ис-
точника питания анодной цепи, не уменьшаются обратной связью
по напряжению, а, наоборот, увеличиваются. В этом легко убедить-
ся, рассмотрев простейшую эквивалентную схему каскада для
средних частот, в которой источник питания является одновремен-
но источником пульсаций. Эта схема приведена на рис. 134.
Внутреннее сопротивление источника мало, поэтому им пренеб-
регаем. Так как внутреннее сопротивление лампы с обратной
связью по напряжению значительно меньше, чем без обратной связи
(напомним, что R,3=-т~гъ—), то большая часть пульсаций при вве-
1 1-ГРР
дении обратной связи будет падать на сопротивлении нагрузки,
приведенном к первичной цепи 7?н, т. е. на первичной обмотке
выходного трансформатора.
В соответствии с этим возрастает напряжение помех и на выходе
усилителя. Эффект увеличения помех в результате применения
Рис. 135. Схема обратной связи в оконеч-
ном каскаде с делителем во вторичном цепи
трансформатора
Рис. 134. Лквивалент-
ная схема каскада с об-
ратной связью по напря-
жению
*
братной связи по схеме рис. 133 будет особенно заметным, если
Применяется лучевой тетрод, у которого внутреннее сопротивление
без обратной связи велико, а введение обратной связи вызовет
его уменьшение.
Значительно лучше схема, приведенная на рис. 135, являющаяся
также схемой отрицательной обратной связи по напряжению в
рднотактном оконечном каскаде. В отличие от предыдущей схемы,
делитель обратной связи включен во вторичную обмотку выход-
ного трансформатора; поэтому искажения, возникающие в выход-
ном трансформаторе, и помехи, создаваемые пульсациями источ-
ника питания анодной цепи, уменьшаются, так как выходной
трансформатор и источник питания охвачены обратной связью.
Однако для получения устойчивой работы, т. е. для устране-
ния склонности к самовозбуждению на высоких частотах, к тран-
сформатору в этом случае предъявляются более жесткие требова-
ния: он должен обладать небольшой индуктивностью рассеяния и
малой емкостью между витками.
Рассмотренные две простейшие схемы обратной связи по нап-
ряжению в одном оконечном каскаде имеют общий принципиаль-
ный недостаток, заключающийся в практической невозможности
применения глубокой обратной связи.
Действительно, если было бы необходимо применить в этик
схемах достаточно глубокую обратную связь, например 1
= 104-12, то во столько же раз нужно было бы увеличить и вход-
ной сигнал. Так как амплитуда входного сигнала оконечных луче-
вых ламп достигает 254-35 в (а у триодов еще больше), то необхо-
димо было бы к входу оконечного каскада с обратной связью под-
водить сигнал с амплитудой в 104-12 раз большей (до 400 в), что
практически невыполнимо. При обычных невысоких напряжениях
питания реостатных каскадов усиления напряжения (до 250—
300 в) можно получить амплитуду напряжения полезного сигнала
не более 50—60 в, да и то при заметных нелинейных искажениях.
Таким образом, для рассмотренных простейших схем обратной
связи можно практически применить очень неглубокую обратную
связь — порядка 24-3-кратной величины, что, конечно, недостаточ-
но для получения высоких качественных показателей. Поэтому
схемы обратной связи в одном только оконечном каскаде, не толь-
ко однотактном, но и двухтактном, при достаточно большой глуби-
не обратной связи практически не применяются.
В усилителях звуковоспроизведения, как передвижных, так и
стационарных киноустановок, широкое применение получили схе-
мы обратной связи по напряжению, охватывающей два послед-
них каскада: оконечный и предокоиечный. В этом случае даже
при достаточно большой глубине обратной связи, достигающей
Ю-кратной величины, требуемая амплитуда входного сигнала не
превышает 12 в, что легко может быть получено от простейшего
реостатного каскада усилителя напряжения при еще небольших
нелинейных искажениях
=24?-
Рис. 136. Схема обратной связи в двухкаскадном усилителе
с активным делителем напряжения
На рис. 136 приведена в упрощенном виде одна из таких схем
обратной связи по напряжению с последовательной подачей нап-
ряжения обратной связи относительно источника входного сиг-
нала. Следует отметить, что схемы с параллельной подачей напря-
жения обратной связи практически не применяются, так как при
этом анодная цепь предшествующего каскада будет охвачена об-
ратной связью и в ней нельзя установить регулятор громкости.
Кроме того, в качестве одного из элементов делителя обратной
связи при параллельной подаче будет и нелинейное внутреннее
сопротивление лампы предшествующего каскада, так что делитель
обратной связи будет являться нелинейным сопротивлением. В ко-
нечном итоге это приводит к росту нелинейных искажений.
Как видно из схемы рис. 136, выходное напряжение делится
делителем, состоящим из сопротивлений и К2. Напряжение,
падающее на сопротивлении /?2, и является напряжением обрат-
ной связи. В данном случае обратная связь активная, так как
делитель обратной связи состоит из активных сопротивлений и
напряжение обратной связи не зависит от частоты.
Характерной особенностью данной схемы является то, что
при сравнительно небольших значениях сопротивлений делителя
обратной связи (7?1 рН2) делитель поглощает часть выходной мощ-
ности усилителя, а при высокоомном делителе неизбежно прихо-
дится брать достаточно большое сопротивление /?2, которое одно-
временно является и сопротивлением обратной связи по току для
основного плеча предоконечного каскада, и увеличение этого соп-
ротивления бесполезно снижает усиление предоконечного каскада.
Иногда сопротивление /?2 шунтируют конденсатором; в этом
случае обратная связь будет комплексной и напряжение обратной
связи будет уменьшаться на высоких частотах. При этом можно
получить рост усиления на высоких частотах и меньшую склон-
ность усилителя к высокочастотной генерации, но, как отмеча-
лось выше, при этом будет значительный рост нелинейных иска-
жений на высоких частотах, поэтому в хороших усилителях этого
не делают.
218
Рис. 137. Схема обратной связи В двухкаскадном усилителе
с выводом от вторичной обмотки трансформатора (без делителя)
Иногда вместо делителя напряжения обратной связи делают
вывод от части вторичной обмотки выходного трансформатора.
Такая схема приведена на рис. 137. Применение этой схемы осо-
бенно удобно в упрощенной передвижной аппаратуре при неглу-
бокой обратной связи. Напряжение обратной связи в этой схеме,
так же как и в предыдущей (без шунтирующего конденсатора),
не зависит от частоты.
Получение высокой стабильности двухкаскадного усилителя,
охваченного обратной связью, для схем рис. 136 и 137 достигается
главным образом за счет улучшения фазовой характеристики
оконечного каскада, включая и выходной трансформатор, и пре-
доконечного фазоинверсного каскада.
Схема, приведенная на рис. 138, отличается от двух предыду-
щих наличием отдельной обмотки обратной связи. Это позволяет
получить меньшую склонность усилителя к высокочастотной гене-
рации, так как индуктивность рассеяния между первичной обмот-
кой и ненагруженной обмоткой обратной связи выходного транс-
форматора дает меньшие фазовые сдвиги, однако при этой схеме
некоторые виды искажений, возникающих в выходном трансфор-
маторе, не компенсируются обратной связью, что в конечном итоге
лзеча разопнверс-
ног о предел змеиного g
каснада § £
Рис. 138. Схема обратной связи в двухкаскадном усилителе
с отдельной обмоткой обратной связи
219
приводит к росту нелинейных искажений усилителя на высоких
частотах звукового диапазона.
Если оконечные лампы работают с отсечкой тока в режиме
АВ или В, то анодный'ток каждой лампы имеет импульсный ха-
рактер. Наличие индуктивности рассеяния в выходном трансформа-
торе приводит к искажению формы импульсов тока, особенно на
высоких частотах, так что возникают нелинейные искажения. Эти
нелинейные искажения при наличии отдельной обмотки обратной
связи не уменьшаются в результате действия отрицательной обрат-
ной связи, что и приводит к значительному росту искажений на
высоких частотах.
В высококачественных усилительных устройствах такая схема
также не находит применения.
§ 5. Паразитные связи в усилителях
Обратные связи, особенно в усилителях с большим усилением,
могут возникнуть и при отсутствии специальной цепи подачи части
выходного напряжения на вход, а создаются при наличии между
проводами выхода и входа некоторой емкости, взаимоиндукции
и т. д.
Такие обратные связи, не предусмотренные схемой, носят
название паразитных связей и, будучи в большинстве случаев
частотно-зависимыми, т. е. комплексными, приводят к возникнове-
нию дополнительных частотных искажений, а при достаточно боль-
шой величине паразитной связи может возникать генерация усили-
теля.
Паразитные связи могут существовать не только между эле-
ментами усилительных каскадов, но и между входом усилителя и
различными источниками переменного тока. Такие паразитные
связи не являются обратными связями и приводят к возникнове-
нию дополнительных помех.
Паразитные связи могут возникать:
1) через емкость между элементами схемы усилителя или че-
рез емкость между входом усилителя и посторонним источником
переменного тока — емкостные или электростатические связи;
2) вследствие наличия некоторой взаимоиндукции как между
выходными и входными цепями, так и между входными элементами
и посторонними источниками переменного тока — индуктивные
связи;
3) из-за наличия общих участков цепи либо для различных кас-
кадов усилителя, либо для входной цепи усилителя и посторонне-
го источника тока — гальванические связи;
4) вследствие воздействия звукового давления, создаваемого
громкоговорителем, на лампы, особенно первых усилительных
каскадов,— акустическая связь.
220
Рис. 139. Возникновение емкостной паразитной связи
На рис. 139 схематически показано возникновение емкостной
паразитной связи как между выходом и входом усилителя из-за
паразитной емкости С , так и между посторонним источником
переменного напряжения и входом усилителя из-за наличия ем-
кости СпП.
Рассмотрим, от чего зависит величина паразитной емкостной
связи. Так как паразитные емкости бывают ничтожны по величине
и емкостное сопротивление их даже для высоких звуковых частот
значительно больше входного сопротивления 7?вх, то полное соп-
ротивление цепи паразитной связи будет определяться только
емкостным сопротивлением; следовательно, ток во входной цепи
будет равен:
(ИЛИ JBx=E“Cnn)-
Напряжение паразитной емкостной связи во входной цепи усили-
теля будет равно:
Таким образом, паразитная емкостная связь прямо пропорцио-
нальна величинам входного сопротивления и выходного напряже-
ния усилителя, а также частоте. Поэтому в усилителях с большим
входным сопротивлением (например, у усилителя, работающего
от фотоэлемента) емкостная паразитная связь на высоких часто-
тах может быть большой даже при очень малой паразитной ем-
кости.
Наиболее эффективным средством борьбы с емкостной паразит-
ной связью является применение электростатических экранов;
таким экраном может быть любая токопроводящая оболочка (прак-
тически для этой цели применяется проволочная оплетка, алюми-
ниевая фольга и т. п.). Экранировать нужно такие элементы схемы,
в которых наиболее нежелательно возникновение напряжения
паразитной связи, т. е. входные цепи усилителя.
В таком случае все входные проводники, включая и входное
сопротивление, помещают в экран, который должен быть присое-
динен к общему нулевому проводу усилительной схемы (рис. 140).
Общий нулевой провод присоединяется к корпусу (шасси) усили-
Рис. 140. Электростатическая экранировка входной цепи усилителя
теля и по соображениям техники безопасности заземляется. В этом
случае могут существовать паразитные емкости между выходом
усилителя (или посторонним источником переменного напряжения)
и экранирующей оболочкой С'^ и между внутренней поверхно-
стью экрана и входными проводами Если экран присоеди-
нен к общему проводу, т. е. находится под постоянным потенциа-
лом, то действие емкости будет сведено к нулю. Ток паразит-
ной связи будет проходить через емкость C^i и через экранирую-
щую оболочку, минуя входное сопротивление, поэтому напряже-
ния паразитной связи во входной цепи не будет.
Но если экран не присоединен к общей нулевой точке, то ток
паразитной связи будет проходить через две последовательные
емкости: и и через входное сопротивление, что вызовет
появление напряжения паразитной связи на входе усилителя и
может привести к генерации на высокой частоте.
Индуктивные паразитные связи как между выходом и входом
усилителя, так и между различными источниками переменного
тока, создающими магнитные поля, и входными цепями усилителя
возникают главным образом при наличии в усилителе входного
трансформатора. В этом случае переменное магнитное поле, явля-
ющееся потоком рассеяния выходных или питающих трансформа-
торов, может пересекать витки обмоток входного трансформатора
(рис. 141), наводя в них э.д.с. паразитной связи, что при доста-
точно большом усилении приводит к генерации или помехам.
Если входной трансформатор поместить в массивную желез-
ную коробку (рис. 142), то почти все магнитные силовые линии в
пространстве, окружающем входной трансформатор, будут за-
мыкаться через стенки этой коробки (магнитного экрана), так как
железо обладает значительно меньшим сопротивлением для маг-
нитного потока, чем воздух. Это будет справедливо лишь при дос-
таточной толщине стенок экрана и при большом воздушном зазоре
между трансформатором и магнитным экраном (трансформатор
должен быть укреплен на диамагнитных подставках). В этом случае
Вьяоднои ши питм/ш
щий (силовой)
РиооЗмои транссрорлшпир
МранарорматоО \
Рис. 141. Возникновение индуктивной
паразитной связи между трансформа-
торами
Силовые пинии
внешнего магнит-
ного поля
Магнитный
акрон
Тронсформа-
•тор
Диамагнит-
ная подставка'
Рис. 142. Магнитная экрани-
ровка входных трансформаторов
магнитное поле, создающее паразитную связь внутри экрана, бу-
дет сильно ослабленным, что уменьшит и паразитную связь.
Экранирование в данном случае основано на шунтировании
магнитного потока. Но если частота магнитного потока велика,
то из-за увеличения потерь в железе экрана на гистерезис его
сопротивление для переменного магнитного потока возрастает
и шунтирование становится малым, так что экранирование осла-
бевает.
Лучшие результаты дает применение медных или латунных
экранов, т. е. экранов из металла и сплавов, обладающих малым
удельным сопротивлением. Принцип действия экрана в этом слу-
чае заключается в том, что переменное магнитное поле, пересекая
медный экран, индуктирует в нем вихревые токи, создающие про-
тивоположное магнитное поле (как и все индуктируемые токи),
отчего результирующее магнитное поле, которое проходит за пре-
делы экрана, сильно уменьшается. Чем толще стенка экрана, тем
большие вихревые токи в нем создаются и тем лучше его экрани-
рующее действие. Экран должен быть сплошным, без разрезов и
швов, наличие которых значительно увеличит сопротивление, а
следовательно, ухудшится экранировка.
Для уменьшения паразитной индуктивной связи между транс-
форматорами усилителя необходимо располагать их так, чтобы оси
катушек были взаимно перпендикулярны. Входные трансфор-
маторы иногда экранируют несколькими экранами, причем один
из них делают медным (например, в звукозаписывающих усили-
телях, имеющих очень большое усиление). Следует отметить, что
экранировать нужно главным образом входные цепи и входные
трансформаторы. Экранировка источников магнитного поля не
дает хороших результатов, так как при этом увеличивается общий
поток рассеяния, а поток, выходящий за пределы экрана, умень-
шается незначительно.
Рис. 143. Возникновение паразитной гальванической связи через
общий источник питания в трехкаскадном усилителе
При установке питающих трансформаторов и входных на общем
железном шасси необходимо их удалять от шасси, устанавливая
диамагнитные прокладки; в противном случае паразитная индук-
тивная связь увеличится, что в данном случае приведет к увели-
чению помех.
Гальванические паразитные связи также могут возникать как
между различными источниками тока и входом усилителя, так и
между отдельными усилительными каскадами через общие участки
цепи. В первом случае паразитная связь приводит к увеличению
помех в усилителе, а во втором, если обратная связь положитель-
на, она может привести к генерации усилителя.
Рассмотрим вопрос о паразитной связи через общие источники
питания и о методах борьбы с возникающей при этом генерацией
на низких частотах.
На рис. 143 изображена принципиальная схема трехкаскадного
реостатного усилителя с питанием анодных цепей всех каскадов
от общего источника. Общая анодная батарея или выпрямитель
обладают некоторым внутренним сопротивлением, которое на схе-
ме обозначено Rlo. Это сопротивление и является причиной пара-
зитной связи между каскадами: через него проходят анодные токи
всех ламп.
Анодный ток последней лампы всегда имеет большие колеба-
ния, чем токи предыдущих ламп. Большие колебания анодного
тока последней лампы создают на сопротивлении источника анод-
ного тока некоторое падение напряжения, которое изменяется в
соответствии с колебаниями тока: при увеличении тока происходит
уменьшение напряжения источника, а при уменьшении тока —
увеличение напряжения. Таким образом, во время работы усили-
теля напряжение общего источника питания не останется постоян-
ным, а изменяется в соответствии с колебаниями тока последней
лампы.
224
Так как анодная цепь первой лампы питается от общего источ-
ника, то на анод этой лампы попадут и пульсации напряжения
источника питания. Переменная составляющая пульсаций анод-
ного напряжения первой! лампы через переходный конденсатор
попадает на сетку второй усилительной лампы. Итак, колебания
анодного тока последней лампы вызывают соответствующие коле-
бания напряжения на сетке второй лампы — создается обратная
(связь между каскадами. При трех каскадах обратная связь будет
положительной.
В справедливости этого легко убедиться. Предположим, что
на сетку третьей лампы попадает первичный сигнал и сетка имеет
некоторое положительное приращение потенциала. Тогда анодный
1ток третьей лампы будет увеличиваться. Напряжение общего ис-
точника питания анодных цепей при этом будет уменьшаться,
т. е. получит отрицательное приращение. Это отрицательное прира-
щение напряжения, попадая непосредственно на анод первой лам-
пы и через переходный конденсатор на сетку второй лампы, вызо-
вет уменьшение ее анодного тока. Но уменьшение анодного тока
второй лампы вызовет увеличение ее анодного напряжения; анод
получит положительное приращение потенциала, которое через
переходный конденсатор попадет на сетку третьей лампы. Итак,
вторичный импульс напряжения приходит на сетку третьей лампы
в фазе с первичным, т. е. обратная связь через общий источник
питания в трехкаскадном усилителе будет положительной.
Рассуждая так же, легко убедиться, что в двухкаскадном
усилителе паразитная обратная связь будет отрицательной.
Отметим, что выключение лампы первого каскада в трехкас-
кадном усилителе не только не устранит положительную обратную
связь, но усилит ее. Это происходит потому, что при наличии пер-
вой лампы большая часть пульсирующего напряжения источника
питания падает на анодном сопротивлении, а меньшая — на сетке
второй лампы из-за шунтирующего действия первой лампы. При
вынутой лампе из-за отсутствия ее шунтирующего действия боль-
шая часть пульсирующего напряжения придется на сетку.
Для уменьшения паразитной связи через источники питания
необходимо стремиться к уменьшению внутреннего сопротивления
общего источника. Поэтому особенно ценным является применение
стабилизаторов постоянного напряжения питания (например, газо-
разрядного или электронного), так как в этом случае происходит
значительное ослабление паразитной связи через источники пита-
ния и можно получить большую устойчивость работы усилителя.
Однако применение стабилизаторов усложняет аппаратуру и уве-
личивает ее вес и стоимость; поэтому они применяются лишь в
высококачественной стационарной аппаратуре.
Для ослабления паразитной обратной связи через источники
питания широко применяют развязывающие фильтры.
На рис. 144 приведена принципиальная схема трехкаскадного
реостатного усилителя с развязывающим фильтром. Как видно из
S Е. О. Федосеева 225,,
Рис. 144. Включение развязывающих фильтров
схемы, развязывающим фильтром является ячейка реостатно-
емкостного фильтра (сопротивление и емкость Сф), включен-
ного в анодную цепь первой лампы, колебания напряжения на
общем источнике питания, которые создаются колебаниями анодно-
го тока последней лампы, попадают на анод первой лампы в сильно
ослабленном виде, так как фильтр ослабляет эти пульсации.
В усилителях с большим коэффициентом усиления иногда при-
меняют двухзвенные или даже трехзвенные развязывающие фильт-
ры. В многокаскадных промышленных усилительных устройствах
для питания анодной цепи усилительных ламп часто применяют
кенотронные выпрямители, которые являются источником тока с
достаточно большим внутренним сопротивлением. Поэтому для
получения стабильной работы таких устройств широко применяют
развязывающие фильтры, одновременно служащие дополнитель-
ными сглаживающими фильтрами.
Коэффициент фильтрации одного звена реостатно-емкостного
фильтра RC приближенно равен:
Необходимо отметить, что в качестве развязывающего фильтра
не могут быть применены схемы, содержащие L и С. Для про-
стейшего звена фильтра LC коэффициент фильтрации равен
Ф-<лгГС—1; при уменьшении частоты пульсаций фильтрация
сильно падает. Кроме того, даже при больших значениях L и С
на низких частотах возникает последовательный резонанс. При
этом пульсации будут не ослабляться, а увеличиваться, что приве-
дет к противоположному действию, т. е. к увеличению паразитной
связи.
Даже реостатно-емкостный развязывающий фильтр на низких
частотах ослабляет пульсации хуже, поэтому наибольшая вероят-
ность возникновения генерации усилителя из-за паразитной свя-
зи через источник питания имеется в области очень низких ин-
фразвуковых частот.
Для уменьшения склонности усилителя к такой генерации
необходимо стремиться к тому, чтобы на частотах ниже звуковых
(ниже 40-у50 гц) усиление каждого усилительного каскада умень-
шалось бы достаточно сильно. Практически это достигается путем
выбора небольшой постоянной времени CgRg. Однако в этом слу-
чае придется допускать и некоторый спад частотной характерис-
тики на низких частотах звукового диапазона. По этой причине
получить стабильную работу усилителя с более широким диапа-
зоном в области низких частот (например, у КЗВТ-З частотная
характеристика даже на частоте 20 гц имеет небольшой спад)
с помощью только развязывающих фильтров трудно, так как
пришлось бы применять большие емкости фильтров. В таких уст-
ройствах часто применяют стабилизаторы постоянного напряжения.
Паразитная, акустическая обратная связь возникает из-за
воздействия звукового давления, создаваемого громкоговорите-
лем, включенным на выход усилителя, на электронные лампы
(или на микрофон — при усилении речей); в этом случае при дос-
таточно большой связи возникает генерация. Для борьбы с пара-
зитной связью в первом случае необходимо первую лампу закры-
вать тяжелым колпаком с прокладками из губчатой резины для
уменьшения вибраций лампы и ее электродов; во втором случае
нужно выбирать громкоговорители и микрофоны с более резко
выраженными характеристиками направленности, устанавливая
их так, чтобы на микрофон попало наименьшее излучение громко-
говорителя.
Во избежание генерации общий уровень громкости звукопере-
дачи не следует устанавливать большим.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Отрицательная обратная связь по напряжению применяется в усили-
телях для улучшения их свойств — уменьшения нелинейных и частотных
искажений и помех, а также стабилизации выходного напряжения, эквива-
лентное внутреннее сопротивление лампы в этом случае уменьшается.
2. Отрицательная обратная связь по току стабилизирует выходной ток;
эквивалентное внутреннее сопротивление лампы при этом возрастает.
3. Недостатками отрицательной обратной связи являются уменьшение
усиления и возможность возникновения генерации на высоких частотах при
переходе связи в положительную из-за больших фазовых искажений,
4. Наибольшее распространение получили последовательные схемы от-
рицательной обратной связи по напряжению, охватывающей оконечный кас-
кад с выходным трансформатором и предоконечный каскад.
5. Паразитные обратные связи приводят к увеличению искажений г»
помех, а при достаточно большой глубине могут вызватт генерацию усили-
теля.
6. Мерой борьбы с емкостной и индуктивной паразитными связями яв
ляется применение соответственно электростатических и магнитных экранов
входных цепей и трансформаторов. Для уменьшения связи через общий источ-
ник питания применяются реостатно-емкостные развязывающие фильтры.
8*
Глава IX
КАТОДНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
§ 1. Схема катодного повторителя
Катодный повторитель, пли каскад с катодной нагрузкой
(рис. 145), отличается от обычного каскада — с анодной нагруз-
кой — тем, что сопротивление нагрузки /<н включено между като-
дом и общим проводом; входной сигнал подается между сеткой и
общим проводом.
В обычном каскаде катод является общим электродом для цепей
входа и выхода, так что его можно иначе назвать каскадом с об-
щим катодом. В катодном повторителе общим электродом для вход-
ного и выходного сигналов является анод, так как источник пита-
ния имеет малое сопротивление для переменного тока; поэтому
его называют иногда каскадом с общим анодом.
При различных схемах включения электронной лампы изме-
няются параметры каскада — коэффициент усиления, входное и
выходное сопротивления.
Рассмотрим основные свойства катодного повторителя. При
подаче переменного напряжения на вход анодный ток лампы пуль-
сирует и на сопротивлении нагрузки RH создается пульсирующее
падение напряжения, переменная составляющая которого является
выходным сигналом.
Пусть в рассматриваемый момент времени потенциал сетки
повышается. Тогда анодный ток увеличивается, падение напряже-
ния на сопротивлении Ви возрастает и потенциал катода относи-
тельно общего провода повышается. Таким образом, катодный
повторитель не переворачивает фазу сигнала — напряжение на
выходе совпадает по фазе с напряжением на входе.
Как видно из схемы рис. 145, а, сопротивление нагрузки 7?н
входит также в цепь сетки лампы; в результате этого все выходное
напряжение подается обратно на вход в противофазе с входным
сигналом. Иначе говоря, в катодном повторителе имеется стопро-
228
Р и с. 145. Схемы катодного повторителя на триоде (а) и на пентоде
центная отрицательная обратная связь по напряжению. Это
определяет свойства каскада.
Коэффициент усиления каскада с обратной связью равен:
jz ^вых К /1(>
где 7Г=р, — коэффициент усиления без обратной связи;
0=^-2—— коэффициент обратной связи.
В катодном повторителе напряжение обратной связи равно
выходному напряжению и, следовательно, 0=1.
Поэтому коэффициент усиления катодного повторителя равен:
г /, . Я,+Вн _
рВн -д1+(1+И)Ян
1+ К+Ъ
или, учитывая, что ц^>1 и получим:
SR
(127)
где 5— крутизна характеристики лампы.
Из этого выражения следует, что коэффициент усиления катод-
ного повторителя всегда остается меньше единицы, приближаясь
к ней по мере увеличения произведения SRW; поэтому его иногда
называют не коэффициентом усиления, а коэффициентом передачи.
Таким образом, сигнал на выходе каскада с катодной нагрузкой
как бы повторяет по величине и по фазе входной сигнал, откуда и
происходит название «катодный повторитель».
Чтобы катодный повторитель давал возможно меньшее ослаб-
ление напряжения, в нем следует применять лампу с большой
крутизной характеристики. Для этого целесообразно использовать
пентоды.
8*
Е. О. Федосеева
229
В схеме катодного повторителя на пентоде (см. рис 145, б)
конденсатор экранной сетки Сэ должен быть включен между эк-
ранной сеткой и катодом. При включении этого конденсатора меж-
ду экранной сеткой и общим проводом экранная сетка имеет такой
же потенциал по переменному току, как и анод, соединяющийся с
общим проводом через источник анодного питания. Поэтому для
переменного тока экранная сетка и анод оказываются соединенны-
ми и лампа работает не в пентодном, а в триодном режиме.
§ 2. Свойства катодного повторителя
Выше было сказано, что катодный повторитель не дает усиле-
ния по напряжению, но он дает значительное усиление по току
и по мощности.
Если считать входное и выходное напряжения приближенно
равными, то отношение выходного и входного токов обратно про-
порционально отношению сопротивления нагрузки и утечки сетки,
а последнее значительно больше /?н. (Входное сопротивление
можно считать равным R если внутреннее сопротивление источ-
ника сигнала велико.)
Точнее, коэффициент усиления по току /ф можно найти из
соотношения
ZZ =4ыХ ^ВЫХ Rg Rg __
‘ R* А Д, (1+5Ян)Лн>
или окончательно:
_ SR
‘~l+SRa’
(128)
Так как 57?н^>1 и R^R*, то получается большим.
Коэффициент усиления по мощности Кр равен произведению
коэффициентов усиления по напряжению и по току:
к -к = Х_
р '
УДн
пли К р =
XX
(129)
по мощности получается такого же
как К близок к единице.
Коэффициент усиления
порядка, как по току, так
Если рассматривать катодный повторитель как каскад со сто-
процентной обратной связью, то эквивалентное внутреннее сопро-
тивление каскада в l-j-p раз меньше внутреннего сопротивления
лампы:
1-Н*
(130)
Поскольку Ц>1
1
у, то
£
5 •
R
и
(131)
При выборе лампы с большой крутизной можно получить очень
небольшое внутреннее сопротивление эквивалентною генератора.
Например, если S = 9 (пентод 6Ж4), то Н,= ^-=111 ом.
Эквивалентная схема катодного повторителя приведена на рис. 146.
Эквивалентный генератор с внутренним сопротивлением Z?t
развивает эд.с., равную р'Йвх, где
поскольку в каскаде действует отрицательная обратная связь по
напряжению и (3 = 1.
Приближенно р,'яы1, так как ц£>1.
Выходное сопротивление каскада 2?вых равно сопротивлению
параллельно включенных Вг и 7?н:
R
ВЫХ
Rn-R,
R.+R'c
(133)
Таким образом, катодный повторитель имеет очень небольшое
выходное сопротивление. Его можно выразить через 5 и /?н,
, 1
так как /?,
R
“ 1 \-SRv •
(134)
Емкость С , шунтирующая сопротивление нагрузки, склады-
вается обычно из входной емкости следующего каскада и емкости
монтажа. Последняя в случае длинной линии может достигать
значительной величины. Однако частотные искажения, вносимые
(этой емкостью, невелики, так как мало внутреннее сопротивление
эквивалентного генератора . При этом изменение общего соп-
ротивления нагрузки с повышением частоты из-за шунтирующего
влияния емкости Сн вызывает очень
незначительное изменение падения нап-
ряжения на внутреннем сопротивле-
нии генератора, а следовательно, и на
нагрузке, и частотная характеристика
остается почти прямолинейной.
Это обусловило широкое примене-
Р и с. 146. Эквивалентная
схема катодного повтори-
-----------теля
ние катодного повторителя в качест-
ве каскада, стоящего перед длинной
—тши-тш Нгавдимор
-перед выносным ре-
8--*
231
гулятором громкости или на выходе конструктивно самостоятель-
ного предварительного усилителя, соединяющегося шлангом с
оконечным усилителем).
Катодный повторитель имеет большое входное сопротивление,
следовательно, малую входную емкость. Как и в обычной схеме с
анодной нагрузкой, входное сопротивление каскада определяется
как отношение входного напряжения к входному току, протекаю-
щему через междуэлектродные емкости Cag и С Но здесь к
емкости Cag приложено только напряжение £7ВХ, а к емкости С ,rk
приложено действительное напряжение между сеткой и катодом,
равное разности между напряжением источника сигнала Uвх
и напряжением на нагрузке UBba:
и =t/Bx-nBblx=(i-^)t7BX.
ИХ ВЫХ ' ! вх
Поэтому
у __СВх_________Свх____________
EX^BX -^BX-®Cag + t/BX(l-K)WC’^“
______________________________1_______
® 1 — А )
Отсюда входная емкость катодного повторителя равна:
c^ca&+cg^-K}. (135)
При изменении К от 0 до 1 входная емкость изменяется от
CagJrCgk до Cag, так что по мере приближения коэффициента
усиления к единице входная емкость каскада уменьшается.
Еще одной особенностью катодного повторителя является то,
что к его входу можно подвести значительно большее напряжение,
чем в других схемах, при котором лампа не перегружается и ра-
ботает без нелинейных искажений. Это объясняется тем, что дей-
ствительное напряжение между сеткой и катодом лампы Ug равно
разности между входным и выходным напряжением:
U U
§ вх вых
Следовательно, напряжение на сетке в т раз меньше входного
сигнала, где
Поэтому входной сигнал можно повысить в (1 -{-SR) раз.
Однако на высоких частотах, на которых сопротивление емкости
Сн соизмеримо с сопротивлением нагрузки /?н, может произойти
перегрузка каскада со стороны входа, приводящая к появлению
нелинейных искажений. В этом случае из-за уменьшения общего
сопротивления нагрузки напряжение Пвых падает, так как U
равно произведению максимально допустимого приращения тока,
при котором лампа не перегружается, на общее сопротивление
нагрузки ZH; ток не может быть увеличен, чтобы не возникли
232
искажения, поэтому с уменьшением ZH снижается ивых. Тогда
уменьшается напряжение обратной связи и возрастает напряжение
между сеткой и катодом. Следовательно, при том же входном сиг-
нале лампа может оказаться перегруженной. По этой же причине
нельзя нагружать катодный повторитель на очень малое сопротив-
ление.
Действие глубокой обратной связи стабилизирует выходное
напряжение катодного повторителя при изменении параметров
ламп и нагрузки и при колебаниях питающего напряжения. В
частности, катодный повторитель допускает большие пульсации
напряжения питания.
§ 3. Способы подачи отрицательного напряжения
смещения на сетку лампы
Постоянная составляющая анодного тока 1аа создает на сопро-
тивлении нагрузки 7?н постоянное падение напряжения Za07?H,
действующее между катодом и сеткой (см. рис. 145, а). Это напря-
жение может играть роль автоматического смещения только в
том случае, если оно по величине соответствует требуемому от-
рицательному смещению.
Чаще всего сопротивление нагрузки не равно необходимому
сопротивлению смещения и для осуществления смещения в схему
вводятся дополнительные элементы.
Обычно постоянная составляющая напряжения на сопротив-
лении нагрузки больше требуемого смещения. В этом случае соп-
ротивление нагрузки может быть составлено из двух сопротивле-
ний: и В2, представляющих собой делитель напряжения
(рис. 147, а). Сопротивление выбирается так. чтобы постоянное
напряжение, создаваемое на нем током /й0, было равно необхо-
димому напряжению смещения Eg:
1 ао
Разновидностью такой схемы является схема с делителем
Rj—R„ и развязывающим фильтром /?.,—Ci (рис. 147, б), в которой
глубина отрицательной обратной связи, а следовательно, и входное
и выходное сопротивление не зависят от внутреннего сопротивле-
ния источника сигнала.
Если требуемое смещение больше постоянного падения напря-
жения на сопротивлении нагрузки /?н, то последовательно с ним
включается дополнительное сопротивление /?р зашунтированное
конденсатором С (рис. 147, в). В этой схеме сопротивлением нагру-
зки, с которого снимается сигнал, является только сопротивление
7?н, так как на /?, переменной составляющей напряжения не будет
(емкость конденсатора С, выбирается так, чтобы его сопротивление
233
на низкой частоте было примерно в 10 раз меньше сопротивле-
ния 7?;).
Сопротивлением смещения является сумма сопротивлений 7?х
и 7?н. Расчет сопротивления Rt можно произвести по следующим
соотношениям:
где Eg— требуемое смещение;
Кроме этих схем существует еще много других способов созда-
ния требуемого напряжения смещения на управляющей сетке
лампы катодного повторителя.
§ 4. Применение катодного повторителя
В усилительной аппаратуре стационарных киноустановок ка-
тодный повторитель применяется в качестве каскада, стоящего
перед выносным регулятором громкости (рис. 148, а) или на выходе
предварительного усилителя (рис. 148, б). В этом случае благода-
ря малому внутреннему сопротивлению каскада паразитная
емкость соединительной линии почти не влияет на частотную ха-
рактеристику усилителя в области верхних частот. Кроме того,
уменьшаются помехи, наводимые на линию, поскольку их величи-
на прямо пропорциональна сопротивлению, включенному между
проводами, а выходное сопротивление катодного повторителя
мало.
Катодный повторитель может быть использован в качестве
предоконечного каскада в том случае, когда оконечный каскад
работает с сеточными токами — в режиме класса ЛВ2 или В2.
В главе III рассматривался вопрос о нелинейных искажениях,
вызываемых сеточными токами. Сеточный ток создает падение
напряжения на внутреннем сопротивлении источника сигнала, и
234
в г
Р и с. 148. Схемы применения катод-
ного повторителя:
а — перед выносным регулятором громкости
(10УДС-1, КЗВТ-З); б — перед шлангом,
соединяющим предварительный усилитель с
основным (10} ДО-1, КЗВТ-4); в — в каче-
стве предоконечного каскада с активной наг-
рузкой; г — то же с индуктивной нагрузкой
(показано одно плечо схемы), д — в качестве
оконечного каскада
мгновенное значение переменного напряжения на сетке латы
уменьшается. Так как ток в цепи сетки протекает не весь период,
то в течение части периода входное напряжение равно а. д. с.
источника, а в течение остальной части периода оно меньше а. д. с.
и форма кривой сигнала искажается. Искажения тем меньше, чем
меньше внутреннее сопротивление источника сигнала.
Для оконечного каскада источником сигнала является предо-
конечный каскад, и величина искажений, создаваемых сеточными
токами, зависит от его внутреннего сопротивления. При исполь-
зовании в предоконечном каскаде катодного повторителя, обла-
дающего малым внутренним сопротивлением, получаются очень
незначительные искажения.
По сравнению с трансформаторным каскадом, который также
применяется при работе оконечных ламп с сеточными токами, ка-
тодный повторитель проще, дешевле и компактнее и имеет зна-
чительно лучшие частотную и фазовую характеристики, а также
вносит меньшие помехи и нелинейные искажения.
Следует, однако, иметь в виду, что катодный повторитель не
дает усиления по напряжению, поэтому к его входу должно быть
подведено напряжение сигнала, несколько превышающее требуе-
мое напряжение на входе мощного каскада.
Поскольку в режиме АВ2 или В2 может работать только двух-
тактный каскад, то и предокоиечный каскад должен быть построен
на двух лампах, включенных по схеме катодного повторителя каж-
дая (рис. 148, в).
На вход катодных повторителей сигнал подается с выхода
фазоинверсной схемы.
Иногда в качестве нагрузки катодного повторителя, стоящего
в предоконечном каскаде, включается дроссель (рис. 148, г).
В этом случае можно получить требуемое индуктивное сопротивле-
ние нагрузки и сопротивление постоянному току для создания
необходимого смещения без делителя, путем подбора сопротив-
ления /?, включаемого последовательно с дросселем. В такой схе-
ме действует стопроцентная отрицательная обратная связь не
только по переменному, но и по постоянному току, что дает стаби-
лизацию режима оконечцых ламп при применении независимого
смещения.
Катодный повторитель является усилителем мощности и может
применяться в качестве оконечного каскада (рис. 148, д'). Для
улучшения работы громко!оворителя важно, чтобы усилитель
имел малое выходное сопротивление. Тогда в колебательную сис-
тему громкоговорителя вносится большее затухание и громкого-
воритель меньше подчеркивает отдельные резонансные частоты,
а кроме того, быстрее затухают переходные процессы, т. е. после
прекращения сигнала колебания подвижной системы громкогово-
рителя быстро прекращаются. Это значит, что громкоговоритель
будет вносить меньшие частотные и нелинейные искажения н ка-
чество звучания повысится
Для уменьшения выходною сопротивления усилителя в око
нечном каскаде вводится обычно отрицательная обратная связь
по напряжению.
Использование в оконечном каскаде схемы катодного повтори-
теля позволяет получить наименьшее выходное сопротивление
Кроме того, для согласования сопротивления нагрузки с внутрен-
ним сопротивлением лампы требуется менее громоздкий выходной
трансформатор.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1 . Катодный повторитель представляет собой каскад с катодной нагруз-
кой, охваченный стопроцентной отрицательной обратной связью по напря-
жению
2 . Катодный повторитель усиливает ток и мощность, но не дает усиления
по напряжению, коэффициент усиления катодного повторителя не превышает
единицы.
3 Катодный повторитель имеет малое выходное сопротивление и боль-
шое входное сопротивление, он обладает небольшой входной емкостью
4 . Фаза сигнала на выходе катодного повторителя совпадает с фазой
входного сигнала
5 Катодный повторитель вносит малые частотные, фазовые и нелинейные
искажения
6 Коэффициент усиления катодного повторителя стабилен и практиче-
ски не зависит от колебаний напряжения источников питания и изменения
параметров лампы при смене ламп или со временем.
Глава
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЯ
§ 1. Схемы входа при работе от звукоснимателя
и микрофона
Входом усилителя называется часть цепи, к которой подклю-
чается источник усиливаемых колебаний: фотоэлемент, фотоэлект-
ронный умножитель, магнитная воспроизводящая головка,
микрофон, звукосниматель (адаптер).
Схемы включения источника усиливаемых колебаний в цепь
сетки первой лампы усилителя называются с .темами входа, а со-
ответствующие им цепи — входными цепями.
Различные источники электрических колебаний звуковой
частоты имеют свои особенности включения на вход усилителя.
СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ ЗВУКОСНИМАТЕЛЯ
Наиболее простыми являются схемы включения звукосни-
мателя.
Различают открытые схемы входа и закрытые.
В схеме открытого входа источник сигнала включается непо-
средственно между сеткой и катодом первой лампы. Пример вклю-
чения звукоснимателя по схеме открытого входа дан на рис 149,а.
В этом случае источник сигнала должен обладать гальвани-
ческой проводимостью, чтобы через него на сетку лампы попадало
напряжение смещения, а с сетки на катод стекали случайные за-
ряды, так как в этой схеме не включается сопротивление утечки
сетки.
Кроме того, источник сигнала, включаемый по этой схеме, не
должен требовать питания постоянным током, поскольку для
постоянного тока цепь не замкнута.
По схеме открытого входа можно включить, например, электро-
магнитный звукосниматель; пьезоэлектрический звукосниматель
по этой схеме включать нельзя, так как он не обладает гальва-
нической проводимостью — не проводит постоянный ток.
•ООО _
В схеме закрытого вхо-
да между сеткой и като-
дом включено сопротив-
ление утечки сетки Rg
(рис. 149,6), а звукосни-
матель подключается па-
раллельно этому сопро-
тивлению. По такой схеме
можно включить любой
источник усиливаемого
напряжения, независимо
от того, проводит ли он
постоянный ток.
Разновидностью схемы
закрытого входа являют-
ся схемы включения зву-
коснимателя через дели-
тель напряжения (рис.
149,е) и через потенцио-
метр, являющийся регулятором громкости (рис. 149,г). Эти
схемы применяются, если звукосниматель развивает сигнал,
превышающий номинальное входное напряжение усилителя.
Во входных цепях усилителей, рассчитанных на работу как
от фотоэлемента или фотоэлектронного умножителя, так и от зву-
коснимателя, последний включается через делитель напряжения,
поскольку он развивает напряжение 75—100 мв, а фотоэлектрон-
ный умножитель — 40-у50 мв (фотоэлемент дает еще меньшее
напряжение на входе — 6-4-15 мв).
Электромагнитные звукосниматели имеют внутреннее сопротив-
ление 2-уб ком на средних частотах. Поскольку катушка звуко-
снимателя обладает индуктивностью, внутреннее сопротивление
его увеличивается с повышением частоты. При малом сопротивле-
нии нагрузки это может вызвать значительное уменьшение вход-
ного напряжения усилителя в области верхних частот. Поэтому
сопротивление делителя в схеме рис. 149,в должно быть не ме-
нее 50 ком.
Шнур, соединяющий звукосниматель с усилителем, должен
быть экранирован для защиты от помех. Емкость этой линии не
оказывает влияния на частотную характеристику усилителя, так
как внутреннее сопротивление звукоснимателя сравнительно не-
велико. Поэтому длина соединительных проводов может состав-
лять несколько метров.
Пьезоэлектрические звукосниматели развивают напряжение
1 —1,5 в на рекомендуемом сопротивлении нагрузки О,5-4-1 мгом.
СХЕМА ВКЛЮЧЕНИЯ МИКРОФОНА
Для передачи дикторского текста, перевода кинофильма, уси-
ления речи оратора в фойе и зале на киноустановках используют
239
Р и с. 150. Схемы включения микрофона на вход усилителя
микрофоны. Чаще всего применяются электродинамические микро-
фоны, имеющие высокие качественные показатели и не требующие
питания постоянным током. В корпусе микрофона размещается
микрофонный трансформатор. Сопротивление катушки микрофона
составляет всего несколько ом, но благодаря применению тран-
сформатора выходное сопротивление микрофона составляет 100-4-
4-600 ом, а развиваемая им э.д.с.—2-4-3 мв.
Внутреннее сопротивление очень мало, поэтому распределен-
ная емкость линии микрофона и входная емкость первого каскада
мало влияют на частотную характеристику передачи и линия мо-
жет быть достаточно длинной. Для уменьшения помех линию
следует тщательно экранировать.
Электродинамический микрофон с помещенным в его корпусе
трансформатором может быть включен в цепь сетки первой лампы
либо непосредственно параллельно сопротивлению утечки сетки
Rg (рис. 150,а), либо через трансформатор усилителя (рис. 150,6).
Первая схема отличается простотой, однако напряжение, раз-
виваемое микрофоном на входе усилителя при таком включении,
невелико, поэтому получается относительно большой уровень
помех.
Вторая схема, благодаря применению повышающего трансфор-
матора, позволяет повысить полезный сигнал на входе и тем са-
мым снизить относительный уровень помех.
Кроме того, если применить симметрированный вход, т. е. за-
землить среднюю точку первичной обмотки входного трансфор-
матора, то электростатические помехи, наводимые на оба провода
микрофонной линии при недостаточно хорошей экранировке,
создают в сердечнике трансформатора равные по величине и про-
тивоположные по направлению магнитные потоки, которые взаимно
компенсируются; в результате помехи уменьшаются.
Для защиты входного трансформатора от наводок со стороны
внешних магнитных полей и паразитных связей его помещают в
магнитный экран. Размеры магнитной цепи из этих же соображе-
ний должны быть возможно меньшими.
При анализе работы трансформаторного каскада (см. главу V)
говорилось, что частотный диапазон в области верхних частот
практически ограничен частотой резонанса между индуктивностью
рассеяния и приведенной входной емкостью. Для получения более
равномерной частотной характеристики следует уменьшать соб-
ственную емкость вторичной обмотки трансформатора, входную
емкость лампы и емкость монтажа, а также снижать коэффициент
трансформации и шунтировать вторичную обмотку сравнительно
небольшим активным сопротивлением 7? (100-4-200 ком).
Для уменьшения собственной емкости трансформатора секци-
онируют обмотки; еще эффективнее уменьшение числа витков об-
моток, что благодаря применению сердечников с большой маг-
нитной проницаемостью осуществляется без снижения индуктив-
ности первичной обмотки. Последнее обстоятельство важно потому,
что уменьшение индуктивности ведет к возрастанию частотных
искажений на нижних частотах.
Все эти меры позволяют получить равномерную частотную
характеристику в требуемом диапазоне частот при коэффициенте
трансформации входных трансформаторов порядка 20-4-40.
§ 2. Схемы входа при работе от фотоэлемента
и фотоэлектронного умножителя
Фотоэлемент (или фотоэлектронный умножитель) является
основным источником сигнала для звуковоспроизводящей аппара-
туры, применяемой на киноустановках.
Простейшая схема включения фотоэлемента (рис. 151,а) носит
название схемы последовательного питания. В цепь питания фо-
Р и с. 151. Схемы включения фотоэлемента:
а — схема последовательного питания, б—схема параллельного питания
с нагрузкой со стороны анода, в—то же с нагрузкой со стороны катода
241
тоэлемента постоянным током от источника Еа входит в качестве
нагрузки сопротивление утечки сетки R первой лампы усилителя
При изменении светового потока, падающего на фотоэлемент от
читающей лампы сквозь фонограмму, ток фотоэлемента пульси-
рует и создает на сопротивлении Rg пульсирующее падение на-
пряжения, переменная составляющая которого является поле ь
ным входным сигналом.
Внутреннее сопротивление фотоэлемента очень велико (десят-
ки и сотни мегом), а сопротивление нагрузки Rg не более 1 мгом,
поэтому ток в цепи не зависит от величины сопротивления на-
грузки и входное напряжение пропорционально сопротивлению
на входе усилителя.
Недостаток схемы, из-за которого она не применяется в сов-
ременной аппаратуре, заключается в том, что цепь сетки не отде-
лена от цепи постоянного тока. Поэтому на сопротивлении Ra по-
мимо полезного сигнала создается постоянное падение напряже-
ния, уменьшающее отрицательное смещение на сетке первой
лампы. Это небольшое положительное напряжение можно было бы
скомпенсировать увеличением отрицательного напряжения сме-
щения, но его трудно точно рассчитать, поскольку чувствитель-
ность фотоэлемента изменяется со временем и при замене фото-
элемента из-за разброса параметров.
Еще большее положительное напряжение, изменяющее режим
работы первой лампы и вызывающее увеличение нелинейных
искажений, создается на сопротивлении Rg током утечки I изо-
ляции между выводами катода и анода фотоэлемента, который
значительно возрастает при повышении влажности и загрязнении
панели и цоколя фотоэлемента.
Разделение постоянной и переменной составляющей фототока
возможно в реостатно-емкостной схеме входа, которая иначе на-
зывается схемой параллельного питания и может быть выполнена
в двух вариантах: с включением нагрузки со стороны анода
(рис. 151,6) и со стороны катода (рис. 151,в).
В этих двух схемах постоянное падение напряжения, созда-
ваемое фототоком на сопротивлении нагрузки Ra, не попадает
на сетку лампы из-за включения разделительного конденсатора С .
Для переменной составляющей тока сопротивлением нагрузки,
от которого зависит величина входного сигнала, является общее
сопротивление параллельно включенных Ra и Rg:
р —. Rq'Rg
вх RaA-Rg
(136)
Сравнивая схемы рис. 151,6 и 151,в, можно сделать следующие
выводы:
1. В схеме с нагрузкой со стороны анода к разделительному
конденсатору приложено высокое напряжение, равное напряже-
нию на аноде фотоэлемента (2204-240 в), и, следовательно, к его
изоляции предъявляются_повышенные—требования——сопротив-
242
<3
Рис. 152. К распределению пульсаций питающего напряжения
в схемах с нагрузкой со стороны анода (а) и со стороны катода (б)
тение изоляции конденсатора должно быть 400-4-500 мгом; ина-
че на сетку лампы попадает положительное напряжение, созданное
соком утечки конденсатора на сопротивлении Rg.
В схеме же с нагрузкой у катода ухудшение изоляции пере-
<одного конденсатора не приведет к нарушению режима лампы,
сак как к нему приложено небольшое напряжение, равное падению
напряжения на сопротивлении Ra.
2. Схема с нагрузкой со стороны анода приводит к большей
склонности усилителя к генерации на низкой частоте из-за связи
через общий источник питания (напряжение обратной связи с
внутреннего сопротивления источника питания попадает через
анодную цепь фотоэлемента на сетку лампы). Поэтому необходимо
увеличить развязывающие фильтры. Кроме того, улучшение
фильтрации анодного питания требуется и для уменьшения фона
переменного тока, поскольку пульсации с анода фотоэлемента
попадают на сетку первой лампы.
Из этих соображений желательно выбирать сопротивление
в схеме рис. 151,6 возможно большей величины, так как пульса-
ции питающего напряжения распределяются между Ra и Rt фо-
тоэлемента, причем последнее зашунтировано сопротивлением R,
(рис. 152,а). Поскольку Rg-'CCR;. то фон переменного тока тем
меньше, чем меньше отношение ~-(сопротивлением конденсате-
pa Cg переменному току можно пренебречь).
В схеме рис. 151,в напряжение паразитной обратной связи
через источник питания, а также напряжение пульсаций попадает
на сопротивление R, через большое внутреннее сопротивление-
фотоэлемента (рис. Гэ2.б). Поэтому паразитная связь и помехи
ослабляются в раз, и требования к развязывающим и сгла-
живающим фильтрам снижаются.
Таким образом, схема с нагрузкой со стороны катода обладает
рядом преимуществ и широко применяется при использовании
обычных фотоэлементов.
Фотоэлектронные умножители включаются на вход усилителя
только по схеме с нагрузкой со стороны анода. В этом случае
243
Рис. 153. Схема включения фото-
электронного умножителя
схема усложняется цепью эмит-
тера, на который подается пос-
тоянное напряжение 170 в че-
рез отдельные развязывающие
фильтры (рис. 153). Фототок,
усиленный за счет вторичной
эмиссии, проходит через анод-
ную нагрузку Ra и создает на
этом сопротивлении пульси-
рующее падение напряжения;
переменная составляющая этого
напряжения через раздели-
тельный конденсатор Са пос-
тупает на сетку лампы.“Кон-
денсатор Cg должен иметь высокую изоляцию, а цепи питания
анода н эмиттера — хорошую фильтрацию.
Применение схемы с нагрузкой у катода при использовании
фотоэлектронных умножителей невозможно, так как через катод
протекает только первичный фототок и прибор в этой схеме будет
работать как обычный фотоэлемент, т. е. его чувствительность
резко уменьшится (80-7-120 вместо 400-7-700 1121).
§ 3. Входное напряжение и частотные искажения
при работе от фотоэлемента
Найдем величину напряжения, которое развивает фотоэлемент
на входе усилителя.
Если на фотоэлемент падает световой поток Ф, то в его цепи
протекает фототок:
7ф=5Ф (мка),
г, у МКй
где Л — чувствительность фотоэлемента в
В звуковых киноустановках световой поток читающей лампы
проходит через оптику звукового блока кинопроектора, где
теряется примерно 50%, и через фонограмму, где он модулирует-
ся (изменяется по величине с частотой полезного сигнала).
Глубина модуляции т характеризует отношение переменной
составляющей светового потока к постоянной и в среднем равна
0,15.
Таким образом, переменная составляющая светового потока,
падающего на фотоэлемент через фонограмму, равна:
ф~=0,5 тк Фо,
где к — коэффициент, учитывающий качество печати фонограммы.
При плохой контрастности фонограммы, т. е. недостаточной
244
плотности темных участков и плохой прозрачности светлых участ-
ков, отдача фонограммы уменьшается (к = 0,24-0,4). Это следует
учитывать при определении величины входного сигнала, по-
скольку усилитель необходимо рассчитывать на работу от услов-
но худшей фонограммы.
Обозначим через а — 0,5 тк коэффициент фотоэлектриче-
ской отдачи фонограммы, учитывающий потери в оптике, модуля-
цию и контрастность фонограммы. Тогда
Ф^^аФ^.
Для условно худших фонограмм цветных фильмов а = 0,015-4
4-0,03, а для лучших фонограмм черно-белых фильмов этот коэф-
фициент возрастает в 10-4-20 раз.
Световой поток Фо в стационарной аппаратуре составляет
0,03 лм при мощности читающей лампы 30 вт и 0,05 лм при лампе
50 вт; в передвижной аппаратуре Фо = 0,003-4-0,0005 лм.
Переменная составляющая фототока может быть определена
по формуле
1^-8Ф^а8Ф0.
Входное напряжение равно произведению переменной состав-
ляющей фототока на входное сопротивление усилителя:
Подставив значение получим окончательное выражение
для входного сигнала:
ивх = а8Ф.Ет [ж^] = а5ФЛвх-10-6[Д. (137)
Для получения возможно большего входного сигнала с целью
снижения относительного уровня помех следует увеличивать
входное сопротивление 7?вх.
Однако величина 7?вх ограничена рядом дополнительных тре-
бований.
Главное из них сводится к тому, что входная цепь не должна
вносить заметных частотных искажений. Между тем линия, сое-
диняющая фотоэлемент, который располагается на кинопроекторе,
с усилителем, обладает сравнительно большой распределен-
а
Рис. 154. Эквивалентная схема (а) и частотные искажения (6)
входной цепи в области верхних частот
245
аз8)
ной емкостью (1004-200 пф), которая вместе с входной емкостью
первого каскада создает общую емкость входной цепи Со. Послед-
няя шунтирует нагрузку фотоэлемента (рис. 154,а). Поскольку
внутреннее сопротивление фотоэлемента велико, изменение об-
щего сопротивления нагрузки на верхних частотах из-за шунти-
рующего влияния емкости Со приводит к пропорциональному
изменению входного сигнала.
Частотные искажения во входной цепи в области верхних
частот можно определить по формуле
MB=/l+(aBC02?BX)s,
,, Ra'Rg
где
Как видно из этой формулы, уменьшение ! астотных искажений
при данной входной емкости Со возможно только за счет умень-
шения 7?вх, что одновременно ведет к снижению уровня входного
сигнала (рис. 154,6).
Обычно принимают компромиссное решение — выбирают RBX
так, что частотные искажения составляют 6-у8 дб (Мв = 2-4-3),
а в усилителе предусматривают соответствующий подъем верх-
них частот (см. главу XI).
Кроме этого, при выборе 7?вх следует учитывать, что сопротив-
ление утечки сетки Rg должно быть не более 14-1,5 мгом из-за
влияния ионных токов сетки и что увеличение входного сопротив-
ления приводит к повышению уровня помех и возможности воз-
никновения высокочастотной генерации из-за емкостных пара-
зитных связей.
Сопротивление 7?й берут обычно значительно большим, чем
Rg, чтобы не уменьшить общее входное сопротивление. Так как
фототок очень мал (доли микроампера), то постоянное падение
напряжения на сопротивлении Ra составляет всего 1—2 в при
величине Ra в несколько мегом.
Емкость Со может быть уменьшена за счет особой конструкции
шланга фотоэлемента, уменьшения его длины и применения в пер-
вом каскаде экранированных пентодов с малыми междуэлектрод-
ными емкостями.
Другой способ уменьшения Св, применяющийся в первоклас-
сной аппаратуре, заключается в конструктивном объединении
фотоэлемента или фотоэлектронного умножителя вместе с первым
каскадом усилителя. Такой узел называется фотокаскадом и
устанавливается на проекторе вместо фотоячейки. При этом шланг
фотоэлемента не включается на вход усилителя и емкость Со со-
стоит только из входной емкости лампы и емкости монтажа.
Чтобы уменьшить динамическую входную емкость лампы, берут
небольшое сопротивление нагрузки в ее анодной цепи, за счет
чего уменьшается коэффициент усиления К и емкость С„, так как
C^Cgk + Cas(l+K) + CM.
246
В этом случае емкость Со снижается до 15 4-20 пф и соответ-
ственно можно увеличить 7?вх, получить больший входной сигнал
и понизить относительный уровень помех.
§ 4. Схемы входа при работе от воспроизводящей
магнитной головки
Особенности магнитной головки, являющейся источником сиг-
нала при воспроизведении магнитной фонограммы, заключаются
в следующем:
1. Э. д. с. головки прямо пропорциональна частоте сигнала,
так как по принципу действия головки индуктированная в ее
катушке э.д.с. равна Е = каВ, где ю — частота; В —индукция;
к — коэффициент пропорциональности. На верхних частотах
отдача ее уменьшается вследствие конечной ширины рабочего
зазора, потерь на вихревые токи и неплотного прилегания
головки к фонограмме; в результате этого частотная характе-
ристика головки весьма неравномерна (рис. 155, кривая 1) и
входные цепи усилителя (или первые каскады) должны иметь
частотную характеристику, являющуюся ее зеркальным отображе-
нием (кривая 2), чтобы скомпенсировать частотные искажения.
2. Внутреннее сопротивление головки обусловлено малым ак-
тивным сопротивлением проводов катушки (г = 104-30 ом) и
индуктивностью 0,064-0,14 гн, что соответствует индуктивному
сопротивлению xL = 4004-900 ом на частоте 1000 гц; таким об-
разом, внутреннее сопротивление головки сравнительно невелико
и носит индуктивный характер.
3. Э. д. с. головки невелика — примерно 1,5 мв на частоте
1000 гц.
В зависимости от режима работы магнитной головки схемы
ее включения можно разделить на две категории:
а) схемы входа, в которых
головка нагружена на малое
активное сопротивление и
работает в режиме, близком
к короткому замыканию;
б) схемы входа, в кото-
рых головка не нагружена и
работает практически в режи-
ме холостого хода.
Если нагрузить головку
на активное сопротивление
2? =804-100 ом (рис. 156,а), то
полное сопротивление цепи,
равное
z = /(/-+/?)24-(C!)L)2, (139)
Рис. 155. Частотная характеристика
воспроизводящей магнитной головки
(I) и требуемая частотная характерис-
тика усилителя при воспроизведении
магнитной записи (Д)
Р и с. 156. Схемы включения воспроизводящей магнитной
головки на вход усилителя
на средних и верхних частотах можно считать чисто индуктивным:
z яа иЬ, поскольку г 4-
т Е
1огда ток в цепи 1 — — на средних и верхних частотах не
зависит от частоты, так как и э.д.с.£ и сопротивление z прямо
пропорциональны частоте.
Поэтому напряжение сигнала на сопротивлении R на всех
частотах, кроме самых нижних, одинаково и может быть вычи-
слено по формуле
, (140)
где Е — э.д.с. головки на данной частоте.
Зная э.д.с. головки на частоте 1000 гц — Efa, можно опреде-
лить э.д.с. на частоте / по условию, что э.д.с. пропорциональна
частоте:
р _ Е fo j
1000 ’’ 103 ‘ 2л '
Подставив значение Е в формулу (140), получим:
тт __
U в*~103-2л wL ’
ПЛИ
П -=^^10'3[в].
вх 2л£ 1 1
При
£^ = 1,5 мв; £ — 100 ом, L = 0,14 гн
тт 1,5-10_’-100-10“3 п 4П-, п 17
2-3)14-0,14~~ ~0,17'10 е=0’17лв-
248
(141)
(142)
При таком малом входном сигнале собственный шум первой
лампы дает значительный уровень помех.
Для увеличения напряжения сигнала применяется повышающий
входной трансформатор с коэффициентом трансформации 40.
Напряжение на сетке первой лампы, снимаемое со вторичной
обмотки трансформатора, составляет 6-4-7 мв; при этом уровень
помех, вносимых первой лампой, невелик.
Входной трансформатор, как и в схемах включения микрофона,
должен иметь минимальную собственную емкость и тщательную
экранировку от электромагнитных паводок. Для уменьшения
электростатических наводок на линию, соединяющую головку с
усилителем, линия экранируется, а средняя точка первичной
обмотки трансформатора заземляется.
Такая схема входа с дополнительными элементами коррекции
(см. главу XI) применена в стереофонической аппаратуре для
широкоэкранных кинотеатров типа КЗВТ-4.
Если применение входного трансформатора, сложного в произ-
водстве, нежелательно, то можно использовать бестрансформатор-
ную схему входа (рис. 156,6). В этой схеме увеличение входного
сигнала с целью снижения относительного уровня помех полу-
чается за счет режима холостого хода головки. Поскольку головка
не нагружена, входное напряжение равно э.д.с. головки.
В данном случае входное напряжение изменяется прямо про-
порционально частоте сигнала и, чтобы это скомпенсировать, уси-
ление первых каскадов усилителя должно изменяться обратно
пропорционально частоте. С этой целью применяют либо делитель
напряжения, состоящий из активного сопротивления и емкости
(причем сигнал снимается с емкости), либо частотно-зависимую
отрицательную обратную связь.
, Схема с делителем R — С, называемым интегратором, пока-
зана на рис. 156,в. Делитель включен после первого каскада.
Напряжение сигнала, снимаемое с делителя на второй каскад,
можно вычислить по формуле
U = Е-К , (143)
V
где К — коэффициент усиления первого каскада, хс = —
емкостное сопротивление нижнего плеча делителя.
Для средних и верхних частот R^>xc, поэтому формула
упрощается:
Подставив значение Е из выражения (141), получим:
9 Е. О. Федосеева 249
Таким образом, напряжение на входе следующего каскада не
зависит от частоты сигнала. Только на самых пижних частотах
напряжение немного уменьшается, так как сопротивление ем-
кости становится соизмеримым с сопротивлением R и в знамена-
теле формулы (143) им нельзя пренебречь.
Последовательно с конденсатором С включается сопротивле-
ние Rl для ограничения спада на самых верхних частотах.
Схема непосредственного включения магнитной головки на
вход усилителя с последующим использованием частотно-зависи-
мой обратной связи для выравнивания частотной характеристики
применена в стереофоническом звуковоспроизводящем устройстве
типа 25УЗС-1.
В высококачественных первоклассных комплектах стереофо-
нической аппаратуры применяют схему включения ненагружен-
ной магнитной головки через входной трансформатор для уменьше-
ния уровня помех за счет повышения входного сигнала (рис. 156,г).
Трансформатор имеет коэффициент трансформации 54-10.
§ 5. Экранировка входных цепей
Одной из причин появления помех на выходе усилителя яв-
ляется паразитная связь между входными цепями и посторонним
источником колебаний. Помехи могут наводиться на входные
цепи электростатическим путем (через емкость), электромагнит-
ным (за счет внешнего магнитного поля) или гальваническим (че-
рез общий участок цепи входа и цепи источника помех).
Наиболее распространены электростатические помехи. Их
возникновение объясняется тем, что между проводами входа и
проводами источника помех (чаще всего цепями переменного
тока промышленной частоты) может существовать паразитная
емкость Сп (рис. 157,а). Через эту емкость и входное сопротивле-
ние усилителя проходит переменный ток, который создает на вхо-
де переменное напряжение помех. Так как входное сопротивление
велико, то даже небольшой емкостный ток приводит к появлению
недопустимо больших помех. Величина помех прямо пропорцио-
нальна входному сопротивлению:
Г.-Л,-
V д~+й)
(145)
где U — напряжение источника помех; R
Пусть, например, напряжение источника помех U = 300 в
(на половине вторичной обмотки силового трансформатора),
паразитная емкость всего Са = 0,1 пф и входное сопротивление
RBX = 600 ком.
25$
Подсчитаем напряжение помех:
U = 2л/-С -17•/? =2-3.14-50-300-0,1 • 10~”-600-10’=
= 6 • 10-3<? = 6 мв.
При номинальном входном сигнале 40 мв помехи составят
15%, или в децибелах уровень помех 20 1g А = —16 дб, так что
даже при такой малой паразитной емкости прослушивается недо-
пустимо большой фон переменного тока.
Для защиты от электростатических помех входные цепи усили-
теля (иногда весь первый каскад), источник полезного сигнала
Рис. 157. Электростатические поме-
хи во входных цепях и действие элек-
тростатического экрана
9»
251,
и линию, соединяющую его с усилителем, помещают в электроста-
тический экран. Экран представляет собой тонкостенную алюми-
ниевую или медную коробку, пли, для кабеля, металлическую оп-
летку, которые обязательно должны быть присоединены к общей
точке заземления входной цепи.
Если экран не соединяется с общим проводом усилителя, то
через паразитные емкости между источником помех и экраном
Сп, а также между экраном и входом усилителя Сп (рис. 157,6)
протекают еще большие токи помех, чем при отсутствии экрана,
так как поверхность экрана велика п емкости возрастают.
При правильном подключении экрана к общей точке входной
цепи токи помех проходят через паразитную емкость и экран
на общий провод усилителя, минуя входное сопротивление
(рис. 157,в), так что напряжение помех не попадает на сетку
первой лампы.
Фотоэлемент, заключенный в экранирующий кожух, представ-
ляет собой фотоячейку, которая помещается на проекторе и сое-
диняется с усилителем экранированным шлангом. Фотоячейка
и оболочка шланга изолируются от корпуса проектора и присое-
диняются к общей точке заземления деталей входной цепи
(рис. 157,г).
Не допускается заземление экрана фотоэлемента на проекторе.
Как видно из рис. 157,д, при этом на участке между заземлением
экрана (точка А) и заземлением входных цепей усилителя (точка
В) могут протекать большие токи заземления электросиловых
устройств (двигателя проектора Дв, селеновых выпрямителей
п др.). Эти токи создают на участке АВ заметное по величине
падение напряжения, которое через емкость С’п между экраном
и проводом, идущим к сетке лампы, попадает на вход усилителя.
Таким образом, из-за неправильного заземления помимо элект-
ростатических наводок могут появиться гальванические помехи.
Шланг фотоэлемента представляет собой линию из трех прово-
дов, помещенных в специальную гибкую металлическую оболочку.
Провода изолированы друг от друга и от оболочки.
Емкость между проводом, идущим к сетке лампы, и общим
проводом шунтирует вход усилителя и вызывает частотные иска-
жения в области верхних частот. Для уменьшения этой емкости
провод, соединяющий анод фотоумножителя (или катод обычного
фотоэлемента) с сеткой лампы, изготовляется из тонкой стальной
проволоки диаметром около 0,2 мм. Стальная проволока приме-
няется для большей механической прочности.
Вибрация этого провода при работе проектора может привести
к изменению емкости шланга с частотой механических колебаний,
что, в свою очередь, вызовет прохождение зарядного и разрядного
тока конденсатора через входное сопротивление усилителя
(рис.158), и на выходе установки появятся помехи,прослушивающи-
еся в виде шума работы проектора. Таким образом создастся так
—называемый ми.крофонш>щ^ффект.~Для—его уменьшения нужно
предотвратить вибрации провода,
ведущего к сетке лампы. Для этого
пригоден провод в виде стальной спи-
рали, растянутой вдоль осп шланга.
Индуктивные помехи возникают в
усилителе значительна реже, только
прй использовании входных транс-
форматоров или вследствие воздейст-
вия сильных магнитных полей на
входные цепи.
Для устранения низкочастотных
индуктивных наводок входные тран-
сформаторы помещают в магнитные
экраны, изготовленные из материала
Р и с. 158. Схема возникнове-
ния помех при изменении вход-
ной емкости из-за вибраций
шланга фотоэлемента (микро-
фонный эффект)
с высокой магнитной прони-
цаемостью — мягкой магнитной стали пли пермаллоя.
Экраны защищают обмотки трансформатора от наведения в
них э.д.с. внешними магнитными полями рассеяния, которые за-
мыкаются через стенки экрана.
Для защиты от высокочастотных магнитных полей применяются
экраны с достаточной толщиной стенок из материала с малым
электрическим сопротивлением, например из меди. В стенках
такого экрана внешние поля индуктируют мощные вихревые
токи, магнитное поле которых компенсирует влияние паразитных
полей рассеяния.
В высококачественных устройствах записи и воспроизведе-
ния звука применяются двух- и трехслойные экраны входных
трансформаторов: внутренний экран из пермаллоя помещается
внутри медного экрана, а сверху надевается экран из мягкой
магнитной стали. Экраны изолируются от корпуса усилителя, в
котором могут протекать блуждающие токи, и наружный экран
заземляется в общей точке входной цепи.
Гальванические помехи могут возникнуть, если соединение
элементов входной цепи с общим проводом усилителя выполнено
в разных точках (рис. 159,а). В этом случае по участку АВ об-
щего провода протекает переменная составляющая тока выпря-
Р и с. 159. Схема возникновения гальванических помех (а)
и способ их устранения (б)
253
мителя (ток заряда и разрядка конденсатора фильтра Сф). Падение
напряжения, созданное этим током на участке АВ, действует меж-
ду сеткой и катодом первой лампы, усиливается всеми каскадами
и прослушивается как фон переменного тока с частотой пульсаций.
Для устранения гальванической связи сопротивления входной
цени, а также сопротивление и конденсатор смещения первой лам-
пы необходимо присоединять к общему проводу в одной точке
схемы (точка 0 на рис. 159,6). Поэтому корпус электролитического
конденсатора смещения, являющийся выводом отрицательной
обкладки, изолируют обычно от шасси усилителя и соединяют
с общей точкой входа. По этой же причине все электростатические
экраны и экранирующая оплетка входных проводов присоеди-
няются обязательно к общей точке заземления элементов входа.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Источниками колебаний звуковой частоты па входе усилителя яв-
ляются фотоэлементы, фотоэлектронные умножители, звуковоспроизводя-
щие магнитные головки, микрофоны и звукосниматели.
2. При работе от фотоэлементов следует предпочесть параллельную схему
питания с включением нагрузки со стороны катода. В этой схеме предъяв-
ляются меньшие требования к изоляции переходного конденсатора и к коэф-
фициенту фильтрации сглаживающих и развязывающих фильтров.
3. При работе от фотоэлектронного умножителя единственно возможной
схемой входа'является реостатно-емкостная схема с нагрузкой со стороны
анода, при которой применяются переходные конденсаторы с высоким сопро-
тивлением изоляции и требуется тщательная фильтрация напряжения пи-
тания.
4. Внутреннее сопротивление фотоэлементов велико, и емкость линии
фотоэлемента влияет па частотную характеристику. Уменьшение сигнала на
верхних частотах тем значительнее, чем больше входное сопротивление уси-
лителя. Но так как входной сигнал пропорционален входному сопротивлению,
выбор величины последнего должен быть компромиссным.
5. Звукосниматели развивают больший сигнал, чем номинальное вход-
ное напряжение усилителя при работе от фотоэлемента, и включаются на
вход через делитель напряжения.
6. Электродинамические микрофоны могут включаться па вх од усилителя
непосредственно или через входной трансформатор. В последней схеме уро-
вень сигнала выше и относительная величина помех снижается.
7. При работе от звуковоспроизводящей магнитной головки, отличаю-
щейся малой э. д. с. и большой неравномерностью частотной характеристики,
применяются схемы включения нагруженной головки через входной тран-
сформатор и непагруженной головки непосредственно на сетку лампы или
также через входной трансформатор.
Первая схема позволяет одновременно скомпенсировать неравномерность
частотной характеристики головки, вторая и третья схемы требуют последу ю-
щей коррекции искажений с помощью интегратора или частотно-зависимой
обратной связи.
Наиболее проста вторая схема; минимальный уровень помех дает третья
схема.
8. Входные цепи требуют тщательной экранировки для защиты от элект-
ростатических и электромагнитных помех
Электростатические экраны должны быть заземлены в общей точке цепи
входа.
Глава XI
КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ
§ 1. Назначение и способы коррекции
частотной характеристики
Коррекцией называется исправление или изменение частотной
характеристики усилителя с целью компенсации частотных ис-
кажений, возникающих как в самом усилителе, так и в других
звеньях цепи звукопередачи.
Задачи коррекции могут быть различными: в одних случаях
стремятся получить прямолинейную горизонтальную частотную
характеристику всего усилителя или даже каждого каскада;
в других случаях частотной характеристике усилителя придают
определенный вид — подъемы или спады в некоторых областях
частот, чтобы скомпенсировать соответственно спады или подъемы
в других элементах тракта записи и воспроизведения звука; и,
наконец, часто возникает необходимость в регулируемой коррек-
ции, дающей возможность плавно или скачками изменять форму
частотной характеристики в зависимости от условий.
В усилителях звуковоспроизведения нецелесообразно доби-
ваться получения горизонтальной частотной характеристики,
так как частотные искажения вносятся также при записи звука,
входными цепями, громкоговорителями, и общая частотная ха-
рактеристика всего тракта звукопередачи при этом не прямоли-
нейна; коррекцию же легче всего выполнить именно в усилителе,
а не в других звеньях тракта.
Рассмотрим, какие виды коррекции требуются в различной
звуковоспроизводящей аппаратуре.
В большинстве случаев граничные частоты передаются хуже,
чем средние. Так, например, фонограмма, записанная на узкой
пленке, имеет плохую отдачу на верхних частотах (выше 2000 гц)
и совсем не дает полезного сигнала на частотах выше 5000 гц
вследствие того, что длина волны записываемого на узкую пленку
255
колебания соизмерима на высоких частотах с величиной зерен
светочувствительного слоя пленки. Таким же, примерно, диапа-
зоном ограничена механическая запись.
Емкость линии фотоэлемента пли фотоэлектронного умножи-
теля приводит к уменьшению входного сигнала на верхних ча-
стотах, причем глубина спада частотной характеристики зависит
от длины шланга, соединяющего фотоэлемент или фотокаскад с
усилителем, а также от количества подключенных шлангов (при
работе от двух проекторов включаются два шланга).
Спад в области верхних частот дает также емкость линии вы-
носного регулятора громкости.
Громкоговорители зала (даже двухполосные) обычно имеют
плохую отдачу на нижних частотах, так как улучшение отдачи
этих частот связано со значительным увеличением габаритов ящика
громкоговорителя.
При воспроизведении магнитной записи звука э.д.с., индукти-
руемая в катушке звуковоспроизводящей головки, прямо про-
порциональна частоте; поэтому частотная характеристика имеет,
начиная с нижней граничной частоты, подъем 6 дб на октаву.
На верхних частотах начинается спад частотной характеристики,
обусловленный, во-первых, большим влиянием саморазмагничи-
вания и, во-вторых, конечной шириной зазора в сердечнике
магнитной головки. С повышением частоты ширина зазора стано-
вится соизмеримой с длиной волны записи (с величиной элемен-
тарных магнитиков па пленке) и отдача головки уменьшается;
по мере износа головки от соприкосновения с магнитной лентой
зазор становится шире и спад верхних частот увеличиваете^.
Таким образом, для улучшения качества звуковоспроизведе-
ния в усилителе необходимо создавать подъем частотной характе-
ристики на граничных частотах. Однако при некоторых условиях
подъем граничных частот может оказаться вредным. Выше уже
говорилось, что на фонограмме узкой пленки не записаны частоты
выше 5000 гц, в то же время царапины на пленке (особенно изно-
шенного в эксплуатации фильма) при прохождении ее между
световым штрихом и фотоэлементом модулируют световой поток
и создают высокочастотный шум с непрерывным спектром, за-
хватывающим большую область частот, лежащих как ниже, так
и выше 5000-4-6000 гц. Для уменьшения шума возникает необхо-
димость срезать частоты выше 5000 гц, создавая крутой спад ха-
рактеристики.
В данном случае это происходит без ухудшения качества зву-
ковоспроизведения, поскольку полезного сигнала с частотой
выше 5000 гц нет. То же самое относится к воспроизведению грам-
записи, где на высоких частотах прослушивается только шипе-
ние, создаваемое движением иглы по борозде грампластинки.
Когда усилитель работает в комплекте широкопленочной аппа-
ратуры с диапазоном от 50 до 80004-10 000 гц, также следует
плавно уменьшать усиление па высоких частотам для уменьшения
256
шума, создаваемого царапинами изношенной фонограммы (даже
за счет некоторого ухудшения тембра), причем глубину спада
желательно регулировать в зависимости от степени износа фильма.
Подъем нижних частот недопустим при так называемом буб-
нящем эффекте в зрительном зале, заключающемся в излишнем
подчеркивании нижних частот при плохой акустической обработке
зала, что приводит к неразборчивости речи. В этом случае прихо-
дится уменьшать усиление нижних частот в усилителе.
Регулируемая, или переменная, коррекция применяется не
только для изменения глубины спада при различной степени из-
носа фильма, но также для изменения тембра звучания в зависи-
мости от содержания передачи и акустических особенностей по-
мещения. Кроме того, чувствительность уха к средним и гранич-
ным частотам неодинакова и изменяется с изменением громкости
звука. При тихих звуках ухо менее чувствительно к граничным
частотам, чем к средним, и субъективно воспринимаемый тембр
звука кажется искаженным. Поэтому желательно при пониженной
громкости иметь подъем нижних п верхних частот.
С повышением громкости этот подъем становится излишним,
так как чувствительность уха к различным частотам выравни-
вается.
Устройство, позволяющее плавно изменять форму частотной
характеристики, называется тембр-регулятором или тонконтро-
лем.
Принцип коррекции основан на введении в усилитель коррек-
тирующих каскадов или отдельных корректирующих элементов,
содержащих реактивные сопротивления, величина которых, как
известно, зависит от частоты, что и позволяет изменять коэффи-
циент усиления для разных частот.
По способу осуществления коррекции схемы делятся на три
основные группы:
1) схемы, в которых используется резонанс токов или напря-
жений;
2) схемы, дающие подъем характеристики в одной области
частот из-за подавления усиления в других областях;
3) схемы, в которых изменение усиления получается изме-
нением глубины обратной связи в определенной области частот.
§ 2. Схемы коррекции
К первой группе схем можно отнести каскады с индуктивной
нагрузкой — дроссельный, трансформаторный и реостатно-тран-
сформаторный. В главе V говорилось, что при определенных соот-
ношениях параметров схемы этих каскадов в первом из них можно
получить подъем нижних частот вследствие резонанса напряжений
между La и С , во втором — подъем верхних частот вследствие
резонанса напряжений между Ls и С'а и в третьем — подъем
257
Рис. 160. Принципиальная схема каскада с коррекцией, дающей подъем
верхних частот или спад нижних частот (а) и частотные характеристики этого
каскада (б):
I — при меньшей емкости С; II — при большей емкости С
нижних и верхних частот вследствие резонанса напряжений между
и Cg (на нижних частотах) и между Ls и С0 (на верхних ча-
, стотах).
Кроме того, для коррекции можно ввести в реостатный каскад
индуктивные катушки и получить резонанс в той или иной об-
ласти частот. Например, если включить индуктивность L после-
довательно с переходным конденсатором в цепь сетки следующей
лампы, то из-за резонанса напряжений между L и Со— входной
емкостью следующего каскада — можно получить подъем верх-
них частот (аналогично влиянию резонанса на верхних частотах
в трансформаторном каскаде).
Схемы, использующие резонанс, не получили большого распро-
странения в массовых усилителях для воспроизведения звука вви-
ду громоздкости, сложности изготовления и большой стоимости
дросселей и трансформаторов.
Остановимся подробнее на второй группе схем коррекции,
основанных на подавлении усиления в части диапазона усили-
ваемых частот.
Схема на рис. 160,а представляет собой реостатный каскад с
корректирующим элементом, включенным последовательно с С
и состоящим из параллельно соединенных емкости Ck и сопро-
тивления Rk. С понижением частоты сопротивление емкости
Ck увеличивается и возрастает падение напряжения на корректи-
рующем элементе, а напряжение на выходе каскада уменьшается.
В зависимости от величины емкости Ck можно получить различ-
ные виды частотной характеристики (рис. 160,6).
При малой емкости сопротивление ее велико не только для
нижних, но и для средних частот, в результате чего в этой части
диапазона усиление подавляется и лишь в области верхних частот,
на которых влияние Ck не сказывается, усиление будет нормаль-
ным для данного реостатного каскада (частотная характеристика
каскада без коррекции показана на рис. 160,6 пунктиром). Та-
ким образом, получится относительный подъем верхних частот
(кривая I).
258
Если увеличить емкость Сk, то
ее сопротивление будет сравни-
тельно велико только для ниж-
них частот, а для средних и тем
более верхних частот им можно
пренебречь. Поэтому усиление
подавляется только на нижних
частотах и получается спад ниж-
них частот (кривая II). Благода-
ря сопротивлению Rk этот спад
получается не таким крутым, как
Рис. 161. Схема коррекции, даю-
щая подъем верхних частот
при уменьшении емкости пере-
ходного конденсатора (штрихпунктирная кривая), и самые ниж-
ние частоты не срезаются. Это объясняется тем, что с понижением
частоты, когда сопротивление емкости Ck слишком возрастает
и становится значительно больше Rk, общее сопротивление кор-
ректирующего элемента не может стать больше величины Rk и
спад характеристики ограничивается.
Подъем верхних частот можно получить, если последователь-
но с сопротивлением нагрузки включить индуктивность (пред-
полагается, что источник сигнала имеет большое внутреннее со-
противление). По этому принципу осуществляется коррекция
на входе усилителей воспроизведения магнитной фонограммы
(рис. 161). Сопротивление нагрузки увеличивается с повышением
частоты за счет роста индуктивного сопротивления (оА, а с ним
увеличивается и входной сигнал.
Схема, показанная на рис. 162, а, позволяет получить отно-
сительный подъем нижних частот за счет уменьшения усиления
на средних и верхних частотах (рис. 162,5). В этой схеме часть
сопротивления анодной нагрузки зашунтирована конденсатором
Ck, в результате чего для нижних частот, на которых сопротивле-
ние емкости велико, анодной нагрузкой является сумма сопро-
тивлений: Rai -ф- 2?а2, а для средних и верхних частот — только
Rai, поскольку для этих частот общее сопротивление Ra2 и Ck
очень мало. С уменьшением сопротивления анодной нагрузки
‘ Рис. 162. Схема коррекции, дающая подъем нижних частот
25!)
Р и с. 163. Схема коррекции, дающая спад верхних частот
уменьшается и усиление. Подобная схема также применяется при
воспроизведении магнитной записи звука.
Разновидностью этой схемы является реостатный каскад с
анодным развязывающим фильтром (рис. 162,в); если
емкость фильтра недостаточно велика, то для нижних частот
фактически анодной нагрузкой будет сумма сопротивлений: Ra -|-
+ а для средних и верхних — только Ra. Поэтому фильтр
может вызвать подъем нижних частот.
ТТ
Нетрудно показать, что величина этого подъема т„—уг- за-
•**о
висит от емкости фильтра и частоты, а также от Rt, Ra и
— ~ 1 f +((оСФД<1))г
\ ±li г-^а J
(146)
Западание частотной характеристики в области верхних ча-
стот легко получить, шунтируя анодную нагрузку лампы неболь-
шой емкостью Ск (рис. 163). Действие этой емкости аналогично
влиянию входной емкости следующего каскада: с повышением
частоты емкостное сопротивление уменьшается, ток и внутреннее
падение напряжения на лампе увеличиваются и выходное напря-
жение, а следовательно, и усиление уменьшаются. Схема при-
меняется для срезания высоких частот при воспроизведении грам-
записи, фонограммы 16-Л4Л4 фильма и при наличии царапин на
фотографической фонограмме нормального фильма.
§ 3. Коррекция в цепи обратной связи
Если цепь отрицательной обратной связи сделать комплекс-
ной, введя в нее реактивные сопротивления, то глубина обратной
связи будет зависеть от частоты усиливаемых колебаний.
Рассмотрим в качестве примера схему коррекции в цепи об-
ратной связи по напряжению, охватывающей оконечный и пред-
оконечный каскады (рис. 164,а).
260 = ------ — -—' ------
Р п с. 164. Принципиальная схема коррекции за счет обратной связи по на-
пряжению (а) и возможные частотные характеристики (б):
I — перемычка Я1 разомкнута; II— перемычка замкнута; III—перемычка 113
замкнута; IV — перемычка П2 разомкнута
Схема связи — последовательная, Rx и Лг — сопротивления,
составляющие делитель обратной связи, причем на Rx гасится
излишек выходного напряжения, а с R3 снимается напряжение
обратной связи на сетку лампы (смещение независимое, поэтому
7?см отсутствует).
Последовательно с гасящим сопротивлением может вклю-
чаться конденсатор С1 (для этого надо разомкнуть перемычку П^;
при включенном конденсаторе с понижением частоты увеличи-
вается падение напряжения на нем и напряжение обратной связи
па R2 уменьшается, а усиление возрастает (кривая I рис. 164,6).
Сопротивление R3 ограничивает рост усиления на нижних
частотах, так как общее сопротивление цепи С, и R3 не может
стать больше R3. При замкнутой перемычке Пх коррекция выклю-
чается (кривая II).
Для подъема на верхних частотах параллельно сопротивлению
обратной связи R2 включается конденсатор Сг. С повышением
частоты его шунтирующее действие увеличивается, так как со-
противление становится меньше, напряжение обратной связи
уменьшается и усиление возрастает (кривая III). Сопротивле-
ние Rl ограничивает подъем в области верхних частот, поскольку
общее .сопротивление шунтирующей цепи R3 и Сг не может быть
меньше Re При разомкнутой перемычке II2 коррекция в области
верхних частот выключается (кривая IV).
Аналогичный принцип коррекции применен с некоторыми ви-
доизменениями схемы в ряде комплектов звуковоспроизводящей
промышленной аппаратуры.
Коррекция изменением глубины обратной связи является на-
иболее простой и распространенной, однако в современных уси-
лителях ее проводят не в цепи отрицательной обратной связи,
охватывающей оконечный и предоконечный каскады, а в первом
каскаде, где специально для коррекции вводится обратная связь.
Одна из причин перенесения коррекции в первый каскад в том,
что уменьшение глубины обратной связи в последних каскадах
261
Р и с. 165. Схема коррекции за
счет отрицательной обратной свя-
зи по току (емкость Сн мала)
ристики изменением глубины
приводит к росту нелинейных ис-
кажений и выходного сопротивле-
ния усилителя на граничных час-
тотах, а также ухудшает фазовые
характеристики и стабильность
работы устройства. Кроме того,
с введением обратной связи в
первом каскаде возможно приме-
нение автоматической коррекции,
о которой говорится в § 5.
Весьма распространена так-
же коррекция частотной характе-
отрпцательной обратной связи по
току (рис. 165). Схема представляет собой обычный реостатный
каскад с автоматическим смещением, но емкость конденсатора
смещения взята недостаточно большой. При атом общее сопротив-
ление 7?см и Ск для нижних частот сравнительно велико (см.
главу III) и с _RCM на сетку лампы попадает не только постоянное
напряжение смещения, но и переменное напряжение низкой ча-
стоты, являющееся напряжением отрицательной обратной связи
по току, что приводит к уменьшению усиления (к западанию ха-
рактеристики на нижних частотах — кривая II рис. 160,6).
Если еще уменьшить емкость Ск, то обратная связь по току
будет действовать и на средних частотах, так что усиление умень-
шится для нижних и средних частот, а на верхних — получится
относительный подъем характеристики (см. кривую I на рис. 160,6).
§ 4. Переменная коррекция
Плавное изменение глубины западания или подъема частот-
ной характеристики в той или иной области частот может быть
осуществлено регулируемыми активными и реактивными сопро-
тивлениями (например, переменными сопротивлениями или кон-
денсаторами переменной емкости). В звуковоспроизводящей ки-
Р и с. 166. Схема тонконтроля верхних частот (а) и область регулирования
частотной характеристики (б):
1 — ири выведенном тонконтроле (движок внизу, Нк —введено); II — при полностью вве-
денном тонконтроле (движок вверху, йк — выведено)
262
ноаппаратуре, главным обра-
зом, распространены регуляторы
тембра, представляющие собой
сочетание переменного сопротив-
ления (угольного потенциометра)
с конденсатором небольшой ем-
кости, причем эти корректирую-
щие элементы могут включаться
как непосредственно в анодную
цепь каскада, так и в цепь об-
ратной связи по напряжению или
по току.
Рассмотрим три различные
схемы переменной коррекции в
области верхних частот (тонкоп-
Р и с. 167. Схема переменной кор-
рекции в области верхних частот
в цепи обратной связи по напря-
жению
троль верхних частот), применяемые в промышленной аппаратуре.
На рис. 166,а приведена схема с тонконтролем верхних частот,
состоящим из переменного сопротивления Ва и последовательно
с ним соединенного конденсатора малой емкости Ск. Тонконтроль
включен параллельно сопротивлению утечки сетки реостатного
каскада, или, что для переменного тока то же самое, параллельно
анодной нагрузке.
Принцип действия схемы сводится к следующему: на нижних
и средних частотах сопротивление конденсатора Ск значительно
больше, чем сопротивление Вг, поэтому весь тонконтроль в це-
лом, независимо от положения движка сопротивления Вк, ника-
кого влияния на усиление не оказывает. В области верхних частот
сопротивление конденсатора Ск сравнительно невелико и тем мень-
ше, чем выше частота, так что общее сопротивление тонконтроля
и, следовательно, его шунтирующее влияние зависят от величины
введенной в цепь части сопротивления Вк или от положения
движка. Когда движок находится в крайнем нижнем положении,
все сопротивление BR введено в цепь, а так как оно больше В„,
то тонконтроль и на верхних частотах на усиление не влияет.
По мере перемещения движка вверх величина введенного сопро-
тивления В„ уменьшается, а так как емкостное сопротивление
для верхних частот мало, то тонконтроль, шунтируя анодную
нагрузку, приводит к уменьшению усиления в области верхних
частот, причем западание частотной характеристики тем больше,
чем меньшая доля Вк введена (рис. 166,6). В крайнем верхнем
положении движка спад верхних частот имеет максимальное зна-
чение. (Выражения «вверх» или «вниз», а в следующей схеме —
«вправо» или «влево» относятся только к изображению пере-
менного сопротивления на схеме, а в действительности, как ска-
зано в главе IV, изменение величины переменного угольного
сопротивления производится вращением ручки, сидящей на оси.)
С помощью аналогичных рассуждений нетрудно убедиться в
том, что при включении вместо конденсатора Ск индуктивной
263
a
P п c. 168. Схема переменной коррекции в области верхних частот за счет от-
рицательной обратной связи по току (а) и пределы изменения частотной ха-
рактеристики (б):
I — движок внизу, II — движок вверху
катушки L можно получать регулируемый по глубине спад ча-
стотной характеристики в области нижних частот.
Схема тонконтроля, действующего в цепи отрицательной об-
ратной связи по напряжению, приведена на рис. 167. Здесь пере-
менное сопротивление Нк полностью включено в цепь обратной
связи и вместе с постоянным сопротивлением составляет га-
сящее плечо делителя обратной связи. Переменная часть сопро-
тивления зашунтирована малой емкостью Ск. Для нижних
и средних частот сопротивление Ск значительно больше 7?к,
так что общее сопротивление, включенное в цепь обратной связи,
от положения движка 7?к не зависит и усиление не изменяется.
Но для верхних частот сопротивление С меньше сопротив-
ления параллельно включенной части 7?к, поэтому по мере пере-
мещения движка справа налево общее сопротивление тонконтроля
уменьшается, падение напряжения на нем также уменьшается,
а напряжение обратной связи на Н2 и на сетке лампы увеличи-
вается, что приводит к уменьшению усиления в области верх-
них частот. В крайнем левом положении движка глубина отри-
цательной- обратной связи для верхних частот, а также западание
частотной характеристики максимальны.
Подобная схема применена в комплекте универсального пере-
движного усилительного устройства КПУ-50. Частотные харак-
теристики аналогичны рис. 166,6.
В схеме на рис. 168,а переменная коррекция осуществляется
за счет изменения глубины отрицательной обратной связи по
току и, в отличие от двух предыдущих схем, позволяет получить
не спад, а подъем частотной характеристики на верхних частотах.
Переменное сопротивление Нк включено в качестве сопротивления
автоматического смещения, причем переменная его часть между
движком и общим проводом зашунтирована конденсатором малой
емкости Ск. В нижнем положении движка отрицательная об-
ратная связь по току действует на всех частотах и усиление во
всем диапазоне частот мало.
При перемещении движка вверх часть сопротивления смещения
шунтируется конденсатором, но так как емкость его мала, то для
нижних и средних частот, на которых его сопротивление значи-
264 .
•ельно больше 7?,{, ничего не изменится, а для верхних частот
)трицательная обратная связь по току частично выключается
it усиление возрастает (рис. 168,6). В крайнем верхнем положе-
нии движка подъем верхних частот достигает максимума, так
как связь по току отсутствует.
Эта схема регулируемого подъема верхних частот применена
в предварительном усилителе стереофонического комплекта (на-
пример, КЗВТ-4) для того, чтобы скомпенсировать частотные
искажения, увеличивающиеся по мере износа звуковоспроизво-
дящей магнитной головки.
§ 5. Автоматическая коррекция частотных
искажений в области верхних частот
Выше уже юворилось, что величина спада в области верхних
частот, вносимого емкостью линии фотоэлемента, существенно
зависит от длины и качества шланга, а также от количества шлан-
гов, подключенных к усилителю. Если коррекция осуществляется
каким-либо корректирующим конденсатором, то при смене шлан-
гов фотоэлементов, изменении их длины или колпчепва полной
компенсации частотных искажений не будет. Схема автомати-
ческой коррекции, предложенная В. Муромцевым и примененная
в современных усилителях звукового кино, лишена этого недо-
статка (рис. 169,а). Первый каскад усилителя охвачен отрица-
тельной обратной связью по напряжению, причем схема связи
параллельная. В промышленных устройствах схема связи более
сложная: в ней имеются два делителя напряжения. На рис. 169,а
схема умышленно упрощена, чтобы внимание фиксировалось
только на принципе действия; поэтому показаны не все элементы
входной цепи.
Напряжение обратной связи снимается на сетку лампы с того
же входного сопротивления Л2, что и полезный сигнал от источ-
ника.
Рис. 169. Принципиальная схема автоматической коррекции в области верх-
них частот за счет входной емкости (а) и частотная характеристика (б)
I — спад характеристики за счет уменьшения входною сигнала, II — подъем харак-
т< ристики за счет уменьшения глубины обратной связи, III — результирующая
характеристика
265
Сопротивление Т?2 шунтируется входной емкостью (емкостью
линии), и, следовательно, общее сопротивление на входе умень-
шается с повышением частоты, что приводит, с одной стороны, к
уменьшению полезного сигнала, а с другой — к уменьшению глу-
бины обратной связи, т. е. к увеличению усиления. Эти два про-
цесса, вызванные влиянием одной и той же емкости Свх, взаимно
компенсируются, и частотная характеристика в области верхних
частот автоматически выравнивается (рис. 169,6).
При увеличении емкости Свх в определенных пределах полез-
ный входной сигнал будет иметь большее западание верхних ча-
стот, но и усиление за счет уменьшения обратной связи увеличится
в большей степени, а частотная характеристика останется гори-
зонтальной (для этого обратная связь должна быть достаточно
глубокой).
То же произойдет при уменьшении емкости Свх.
Схема автоматической коррекции действует лишь в том слу-
чае, когда внутреннее сопротивление источника сигнала ве-
лико (это справедливо при включении на вход фотоэлемента или
оU_________I ...... !_______!__________I_____1_____>_
50 JOO 500 WOO 5000 /гц
Рис. 170. Схема I каскада усилителя 90У-2 комплекта
КПУ-50 с коррекцией частотных искажений (а)
и возможные частотные характеристики (б)
266
фотоэлектронного умножителя, внутреннее сопротивление кото-
рых около 10—15 мгом). При включении на вход источника с ма-
лым внутренним сопротивлением, например генератора звуковой
частоты или звукоснимателя, обратная связь полностью выклю-
чается на всех частотах, так как замыкает накоротко сопротив-
ление в результате этого общее усиление увеличивается, а
спад в области верхних частот не компенсируется.
В заключение рассмотрим схему коррекции частотной харак-
теристики в I каскаде усилителя 90У-2 универсальных передвиж-
ных комплектов КПУ-50 и КУУП-56 (рис. 170). В схеме сохранены
заводские номера сопротивлений и конденсаторов, что соответ-
ствует обозначениям на полной принципиальной схеме усили-
теля, по изображение схемы в целях получения большей нагляд-
ности изменено. Малыми сопротивлениями разделительного кон-
денсатора на входе С1 и конденсатора фильтра анодного питания
фотоэлектронного умножителя С3 для переменного тока можно
пренебречь; поэтому дальнейшие объяснения ведутся без учета
их влияния.
Каскад, построенный по реостатной схеме на пентоде 6Ж7,
охвачен отрицательной обратной связью по напряжению. Для
этого выходное напряжение с /?12 подается на первый делитель,
состоящий из сопротивлений Вя, R, и В., а с Вя напряжение сни-
мается на второй делитель, состоящий из сопротивления утечки
сетки Ве и сопротивления нагрузки фотоэлектронного умножи-
теля В3. С сопротивления В3 напряжение обратной связи, как и
входной сигнал, поступает на сетку лампы.
Усилитель предназначен как для работы в комплекте узкопле-
ночной передвижки, так и для работы с однопостной пли двухпо-
стной широкопленочной передвижкой. Поэтому в нем предусмот-
рено несколько видов коррекции (соответствующие частотные
характеристики даны на рис. 170,6).
1. При работе с широкопленочными проекторами на вход
включаются один или два шланга фотоэлементов и за счет их ем-
кости Свх, шунтирующей сопротивление В3, действует автоматиче-
ская коррекция, выравнивающая характеристику на верхних
частотах (кривая I).
2. В случае необходимости регулировать тембр звука или
срезать верхние частоты для уменьшения шума изношенной фо-
нограммы применяется тонкоптроль в. ч., состоящий из перемен-
ного сопротивления Вя п конденсатора С3 (принцип действия опи-
сан в предыдущем параграфе) — пунктирные кривые II.
3. При воспроизведении фонограммы 16-жж фильма проектор
ставится на усилитель и шланги фотоэлементов отсутствуют, так
что автоматическая коррекция не действует, а для создания необ-
ходимого подъема частотной характеристики до 4000-4-5000 гц
параллельно сопротивлениям обратной связи В3 и Вя включается
конденсатор С21 с помощью замыкания перемычкой контактов
1 и 2. С повышением частоты сопротивление конденсатора умень-
267
шается и напряжение обратной связи на Л7и R., а следовательно
и на 7?3 становится меньше, что приводит к увеличению усиле-
ния. Сопротивление /?29 служит для ограничения подъема частот-
ной характеристики на частотах выше 4000 гц, так как общее со-
противление цепи С21 и /?29, шунтирующей часть делителя обрат-
ной связи, не может стать меньше 2?29.
Одновременно замыкается перемычка 3—2, с помощью которой
параллельно выходу каскада включается конденсатор С22, сре-
зающий для уменьшения шума частоты выше 5000 гц, на которых
нет полезного сигнала (кривая III соответствует частотной ха-
рактеристике при работе с узкопленочным кинопроектором).
При большом количестве царапин на фонограмме узкого филь-
ма подъем частотной характеристики может быть уменьшен для
снижения уровня помех с помощью тонконтроля высоких частот
(/?, и Q.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Коррекция частотной характеристики в усилителе служит для ком-
пенсации частотных искажений, возникающих в усилителе и других звеньях
звуковоспроизводящего тракта.
2. Принцип коррекции основан на применении в цепях усилителя реак-
тивных элементов, сопротивление которых зависит от частоты.
3. Наиболее распространены схемы коррекции с использованием ча-
стотно-зависимой отрицательной обратной связи.
4. При воспроизведении фотографической фонограммы подъем нижних
частот используется для компенсации плохой отдачи громкоговорителей,
подъем верхних частот — для компенсации влияния емкости линии фотоэле-
мента или выносного регулятора громкости, а также плохой отдачи фоно-
граммы фильма.
При изношенной фонограмме необходим спад верхних частот; при плохой
акустике зала (неразборчивость речи) — спад нижних частот.
5. При воспроизведении магнитной фонограммы спад усиления на 6 дб
с повышением частоты па октаву (вдвое) необходим для компенсации возра-
стания э. д. с. звуковоспроизводящей головки пропорционально частоте, а
подъем верхних частот — для компенсации искажений, обусловленных ко-
нечной шириной зазора головки.
6. Переменная коррекция (регулятор тембра) позволяет плавно изменять
глубину спада или подъема частотной характеристики в определенной об-
ласти частот.
7. Автоматическая коррекция за счет входной емкости дает стабилизацию
прямолинейной частотной характеристики в области верхних частот при раз-
личной длине шланга фотоэлемента и различном количестве включенных на
вход шлангов. . .
Глава XII
РЕГУЛИРОВАНИЕ УСИЛЕНИЯ
§ 1. Назначение и виды регуляторов усиления
Напряжение звуковой частоты на входе усилителя при вос-
произведении фотографической записи звука в значительной
степени зависит от чувствительности фотоэлемента и контра-
стности фонограммы. Между тем фотоэлементы и фотоэлектрон-
ные умножители отличаются разбросом параметров, а отдача
фонограммы колеблется в больших пределах в зависимости от
ее качества, причем фонограммы цветных фильмокопий имеют
меньшую отдачу, чем черно-белые.
При работе от других источников — звукоснимателя, микро-
фона, магнитной головки — входное напряжение также зависит
от ряда причин: параметров источника, режима его работы, ка-
чества магнитной фонограммы.
Поэтому усилитель рассчитывается на наименьшее возможное
в нормальных условиях входное напряжение, которое принимает-
ся за номинальное. Для предотвращения перегрузки каскадов
при большем входном сигнале, чем номинальный, предусматри-
вается уменьшение усиления с помощью специальных регулято-
ров, которые называются регуляторами усиления, или регулято-
рами громкости.
Регуляторы усиления представляют собой потенциометры
или ступенчатые делители напряжения, с которых на вход кас-
када снимается часть напряжения, развиваемого источником сиг-
нала или предыдущим каскадом.
Назначение регуляторов громкости не ограничивается пре-
дотвращением перегрузки усилителя. С помощью этих регулято-
ров можно устанавливать требуемый уровень громкости в зри-
тельном зале в зависимости от его объема и заполнения зрите-
лями: при большем объеме и заполнении зала для создания од-
ного и того же уровня громкости необходима большая мощность
на выходе усилителя, чем при малом или пустом зале.
Кроме того, регуляторы громкости позволяют изменять гром-
кость звука в зале в зависимости от сюжета фильма и тем самым
расширять или сужать динамический диапазон передачи.
К регуляторам громкости предъявляются следующие требо-
вания:
1) плавность изменения усиления —регулирование должно
производиться без разрыва цепи и резкого изменения громкости
при переходе с одного контакта на другой;
2) минимальный уровень помех (шорохи, трески) при регу-
лировании, а также помех, наводимых на линию регулятора;
3) независимость частотной характеристики усилителя от
положения движка регулятора.
В зависимости от конструкции ригулятора п схемы его вклю-
чения эти требования удовлетворяются в большей или меньшей
степени.
Регуляторы громкости, которые находятся в корпусе усили-
теля, называются внутренними, или установочными. Они имеются
во всех типах усилительной аппаратуры.
В стационарных устройствах кроме установочных применя-
ются выносные регуляторы громкости, которые помещаются на
пульте управления (так называемом микшерском пульте) в зри-
тельном зале и соединяются с усилителем длинной линией.
Необходимость в этих регуляторах вызвана тем, что обслу-
живающий персонал, находящийся в кинопроекционной, отделен-
ной от зрительного зала, не слышит звука в зале и поэтому пе
может правильно регулировать громкость установочным регуля-
тором. В этом случае роль установочного регулятора сводится к
ограничению перегрузки усилителя, о появлении которой сигна-
лизируют специальные указатели (пик-индикаторы).
Чтобы относительный уровень помех, вносимых регулятором,
был мал, напряжение помех должно быть значительно меньше
полезного сигнала на регуляторе громкости. С этой точки зрения
регулятор следует включать в последних каскадах, где сигнал
велик и дальнейшее его усиление сравнительно мало. Однако в
этом случае каскады, стоящие перед регулятором, не защищаются
от перегрузки, что может привести к увеличению нелинейных
искажений.
Поэтому регуляторы громкости включаются обычно после пер-
вого или второго каскада.
§ 2. Установочные регуляторы громкости
В качестве установочного регулятора применяется обычно
непроволочный высокоомный потенциометр типа ВК, ТК или СП
(см. главу IV), позволяющий плавно регулировать усиление.
Потенциометр включается вместо сопротивления утечки сет-
ки на вход второго или третьего каскада (рис. 171),
270
При выборе типа потенцио-
метра необходимо учитывать, что
изменение громкости восприни-
мается пропорционально логариф-
му изменения звукового давле-
ния. Поэтому желательно, чтобы
при малых сигналах, когда движок
потенциометра находится слева
(па схеме рис. 171 — внизу), по-
ворот оси на определенный угол
вызывал небольшое увеличение
напряжения сигнала, а при боль-
ших сигналах такой же поворот давал значительно большее при-
ращение напряжения. Этому условию удовлетворяют потенцио-
метры с показательной характеристикой зависимости сопротив-
ления от угла поворота оси (см. рис. 63, кривая В). При исполь-
зовании такого потенциометра равномерный поворот оси регуля-
тора вызывает равномерное изменение громкости звука.
Рис. 171. Схема включения
установочного регулятора гром-
1 кости (РГ)
§ 3. Выносные регуляторы громкости
Выносной регулятор громкости выполняется в виде ступенча-
того делителя напряжения (рис. 172), который составляется из
проволочных или непроволочных сопротивлений, включенных
между контактами переключателя.
По контактам скользит движок переключателя, конструкция
которого позволяет производить регулировку без разрыва цепи.
Схема делителя, показанная па рис. 172, а, отличается просто-
той и широко применяется в звуковоспроизводящей аппаратуре.
Ее недостаток состоит в том, что при регулировании изменяется
сопротивление в цепи сетки лампы — сопротивление между кон-
тактом 0 и тем контактом, на котором находится движок:
= Н,; Н0_а=Н, + Н2; Н„_3 = R^- Т?2 + В3 и т. д.
а 6
Р и с. 172. Ступенчатый регулятор громкости:
а — простая схема; б — схема с добавочными сопротивлениями
271
Рис. 173. Схема включения вынос-
ного регулятора громкости
Это влияет па частотную
характеристику усилителя: сни-
жение громкости сопровождает-
ся увеличением спада в области
нижних частот вследствие
уменьшения постоянной вре-
мени СgRg, а повышение гром-
кости — “увеличением спада
верхних частот из-за увеличе-
ния сопротивления R .
Д ля устранения этого недос-
татка можно включить между от-
водами от секций делителя и
контактами переключателя до-
бавочные сопротивления R', R"
и т. д. (рис. 172, б). Эти сопро-
тивления, так называемые «довески», рассчитаны так, чтобы общее
сопротивление в цепи сетки при регулировании сохранялось
неизменным:
Л0_1=/?0_2=й0_3 = ...,
где R^=R^R'- R^^R^R^R"-
R^^R.+R.+R.+R"' и т. д.
Поскольку это приводит к усложнению конструкции регулятора,
такая схема применяется редко.
На рис. 173 показана распространенная схема включения вы-
носного регулятора громкости в звуковоспроизводящей аппара-
туре. Если выносной регулятор отключен, то предусматривается
включение его эквивалента R, чтобы не изменился режим работы
предыдущего каскада, в анодную цепь которого входит регуля-
тор. Обычно эквивалентное сопротивление R находится в усили-
теле, и для его включения достаточно поставить перемычку меж-
ду контактами ДС — К — Д, одновременно устраняющую разрыв
между каскадами при отключенном регуляторе громкости.
Линия, соединяющая выносной регулятор с усилителем, об-
ладает распределенной емкостью Сл, которая шунтирует сопро-
тивление регулятора и приводит к уменьшению усиления на верх-
них частотах.
Частотные искажения, вносимые емкостью линии регулятора,
тем меньше, чем меньше эквивалентное сопротивление:
«0 = 4—р • <см- 67)
й, ^RjRg
Для уменьшения Rl3 следует выбирать малое сопротивление
самого регулятора громкости, играющее роль R а также лампу
с небольшим внутренним сопротивлением.
272
В промышленной усилительной аппаратуре, применяемой па
киноустановках, сопротивление выносного регулятора громкости
составляет 104-30 ком. В каскаде перед выносным регулятором
громкости применяются триоды с малым внутренним сопротив-
лением (пли пентоды в триодном соединении; так, например, вклю-
чают лампу 6Ж7 во многих типах промышленных усилителей;
при этом внутреннее сопротивление уменьшается примерно с
1 мгом до 10 ком).
Еще более эффективным, с точки зрения уменьшения частот-
ных искажений, является применение перед выносным регулято-
ром громкости катодного повторителя — каскада с очень малым
выходным сопротивлением (100—300 ом).
При малом выходном сопротивлении каскада уменьшаются
не только частотные искажения, вносимые емкостью линии, на
которую работает каскад, но и помехи, поскольку наводки на
линию прямо пропорциональны этому сопротивлению.
§ 4. Расчет ступенчатого регулятора громкости
Сопротивления, составляющие делитель, рассчитываются так,
чтобы при переходе движка с одного контакта на другой не было
резкого изменения громкости. Человеческое ухо различает из-
менение громкости, если оно превышает 1-4-2 дб; поэтому раз-
ность усиления между двумя соседними контактами, называемую
ступенью регулирования, выбирают 1,54-3 дб.
Разность максимального и минимального усиления, выражен-
ная в децибелах, носит название глубины, или предела регулиро-
вания, и составляет обычно 20—40 дб при числе ступеней от 10
до 20.
Если задаться глубиной регулирования S (в дб) и ступенью
регулирования А5, то, выбрав общее сопротивление регулятора
Рас. 174. К расчету ступенчатого регулятора
громкости с. числом ступеней п
273
громкости, легко вычислить сопротивления, составляющие дели-
тель. Максимальное усиление будет при положении движка на
последнем контакте (рис. 174), а минимальное — на контакте 1
тогда глубина регулирования может быть записана в следующем
виде:
5=201g(147)
Отношение напряжений заменим отношением сопротивлений,
поскольку
где R — полное сопротивление регулятора громкости.
Тогда 5=201g
откуда
(148)
1О20
Каждое следующее сопротивление, включенное между двумя
соседними контактами — 7?s, R3 и т. д.,— можно рассчитать, зная
требуемую ступень регулирования.
Если первая ступень регулирования Д51( то при переходе движ-
ка с контакта 1 на контакт 2 усиление увеличится на Д5Х дб:
Д^=201g или Д5, = 201g £
Отсюда
= 10 г» и R =Н -1020 — 7?,
И, Z 1 1
ИЛИ
Я2=Л1(10'2» — 1). <149)
При величине следующей ступени регулирования — Д52—по-
лучим:
А^-2О18г;-2О1?ЧлЯГ-
откуда аналогично предыдущему находим R3:
R^R'+R^l^— 1), <150)
где 7?14-7?2=7?0_2.
Для какой-то промежуточной ступени регулирования — &.SX
сопротивление Rx+V включенное между контактами х и ж -(-1,
можно определить по формуле
274
: (151)
где /?, -|~Яг + ... + Rx = R<)-x — общее сопротивление меж-
ду контактами 0 и х.
Таким образом можно рассчитать все сопротивления, входя-
щие в делитель, число которых, как и число контактов, не считая
нулевого, на единицу больше числа ступеней регулирования.
Пример расчета регулятора громкости
Требуется рассчитать сопротивления секций выносного регулятора гром-
кости, общее сопротивление которого равно 30 000 ом. Глубина регулирова-
ния 40 дб при числе ступеней 20.
Зададимся ступенями регулирования: первые пять ступеней — по 3 дб,
затем пять ступеней — по 2 дб и еще десять — по 1,5 дб.
Таким образом, дано: 71=30 000 ом; га=20; 5=40 дб; ДА,=Д5г=...=ДА3=
=3 дб; Д5в=ДА, = ...=Д5,0=2 дб; Д6'п = Л6'12=...=Д6'20=1,5 дб.
Определяем величину первого сопротивления делителя — /ц;
n R 30 000 30 000 „АА
R'=-s =—ж =-1бГ=30°ом-
ю20 ю20
Сопротивления следующих пяти секций найдем по формуле (151), считая
ДД=3 дб:
as з_
Rs=Rt (Ю20 — 1)=300 (Ю20— 1)=300 (10°>15 — 1).
Ю0,15 равно числу, логарифм которого 0,15:
lg 10c,ls=0,15 lg 10—0,15; по таблице логарифмов находим: 10w=l,41.
/?2=Л, (1,41 —1)=Л,-0,41=300-0,41=125 ом;
Я,=(Я,+Яг)-0,41;
Д1+Я2=Г?о_а=300+125=425 ом;
7?3=425-0,41=175 ом;
Л4=Д0_5.0,41=(7?о_2+й3)-О,41 =(425+175)-0,41=600-0,41=250 ом;
Д.=Д0_4.0,41=(До_3+Д4)-0,41=(600+250)-0,41=850-0,41=350 ом.
Аналогично Д6=(850+350)-0,41=1200-0,41=490 ом.
Теперь таким же способом рассчитаем сопротивления еще пяти секций,
AS
считая ДА=2 дб, а множитель (1О20 — 1)=10с>’— 1 = 1,26 — 1=0,26:
А. =/1200+490)-0,26=1690-0,26=440 ом;
р?8= (1690+440)-0,26=2130-0,26=550 ом;
Ия =(2130+ 550)-0,26= 2680-0,26=700 ом;
2?1о=(268О+7ОО).0,26=3380-0,26=880 ом;
R,,=(3380ф-880).0,26 = 4260-0,26=1100 ом.
Последние десять секций рассчитываем, полагая Д£=1,5 дб. При этом
as
множитель (1О20— 1) =(10г’’’5—1)=1,19 — 1=0,19:
Л12=(4260+1100)-0,19=5360-0,19=1000 ом;
2?13= (5360+1000) • 0,19=6360 -0,19=1200 ом;
Я14=(6360+1200)-0,19=7560-0,19=1440 ом;
/?ls=(7560+1440)-0,19=9000-0,19=1700 ом; '
Л,„=(9000+1700).0,19= 10 700-0,19=2000 ом;
Л17=(10 700+2000) • 0,19=12 700 0,19=2400 ом,
Л18=(12700+2400)-0,19=15 100-0,19=2800 ом;
Л19=(15 100+ 2800)-0,19=17 900-0,19= 3400 ом;
Лго=(17 900+3 400)+,19=21 300-0,19=4000 ом;
Д21=(21 300+4000)+,19=25 300-0,19=4700 ом.
В приведенном примере произведен расчет выносного регулятора гром-
кости 6/<—16, примененного в комплектах стационарной звуковоспроизво-
дящей аппаратуры КУСУ-51 и КУСУ-52.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Регуляторы громкости применяются для регулирования усиления в
зависимости от качества фонограммы и фотоэлемента, от размеров, акустиче-
ских особенностей и заполнения зрительного зала, а также для расширения
или сужения динамического диапазона передачи.
2. Регуляторы громкости делятся на установочные, находящиеся в уси-
лителе, и выносные, устанавливаемые в зрительном зале. Установочные ре-
гуляторы представляют собой потенциометры, дающие плавное регулирова-
ние напряжения сигнала. Выносные регуляторы выполняются в виде ступен-
чатых делителей напряжения.
3. Емкость линии выносного регулятора громкости вносит западание
частотной характеристики на верхних частотах. Частотные искажения и
помехи, наводимые па линию, значительно меньше в том случае, когда со-
противление регулятора и выходное сопротивление каскада, после которого
он включен, малы. Поэтому сопротивление выносного регулятора выбирают не
более 10—30 ком, а в каскаде перед ним применяют либо лампу с малым внут-
ренним сопротивлением, либо схему катодного повторителя.
Глава ХТТТ
УСИЛИТЕЛИ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ТРИОДАХ
§ 1. Свойства, принцип действия
и типы полупроводниковых триодов
Полупроводниковые триоды (называемые также кристалличес”
кими триодами, или транзисторами) впервые были применены в
1948 г. и за последние годы получили широкое распространение в
радиотехнической и электронной аппаратуре, где они успешно вы-
полняют функции электронных ламп.
Преимущества полупроводниковых триодов по сравнению с
электронными лампами следующие: 1) малые размеры и вес;
2) отсутствие затрат энергии на накал; 3) большая механическая
прочность; 4) низкие напряжения питания; 5) большой срок служ-
бы — десятки тысяч часов, 6) незначительные внутренние потери
энергии, благодаря чему устройства имеют высокий к. п. д.
Технология изготовления полупроводниковых триодов еще не-
достаточно совершенна, поэтому они имеют существенные недос-
татки, которые пока ограничивают их применение в ряде областей,
но с течением времени могут быть устранены. К этим недостаткам
относятся: 1) большой разброс параметров и характеристик раз-
личных экземпляров триодов одного типа; 2) сильная зависимость
параметров от температуры; 3) значительный уровень собственных
шумов; 4) сравнительно небольшая мощность, развиваемая трио-
дом; 5) изменение свойств с течением времени (старение).
В настоящее время полупроводниковые триоды находят приме-
нение и в усилительной аппаратуре для киноустановок. Их исполь-
зование целесообразно в первую очередь в передвижных устройст-
вах, для которых уменьшение веса и размеров, а также понижение
напряжения питания и потребляемой мощности имеют сущест-
венное значение.
Полупроводниковые триоды по устройству делятся на точеч-
ные и плоскостные.
277
Рис. 175. Схема устройства полупроводниковых триодов типа р—п—р (а)
и и—р—п (б) и изображение их на схемах (в)
Схема устройства плоскостного триода приведена на рис. 175, а.
Триод имеет три слоя полупроводника. Средний очень тонкий
слой в 10-^20 мк обладает электронной проводимостью (полупро-
водник типа п) а крайние слои — дырочной (полупроводник ти-
па р). Такой прибор носит название полупроводникового триода
типа р—п—р. В нем образуются два электронно-дырочных пере-
хода — переход р—п и переход п—р, обладающие односторонней
проводимостью.
К правому переходу приложено обратное напряжение: по-
лярность его такова, что основные носители зарядов (электроны
в области п и дырки в области р) уходят от границы этих слоев
и сопротивление перехода возрастает.
К левому переходу приложено напряжение смещения, поляр-
ность которого соответствует прямому напряжению; при этом со-
противление перехода уменьшается, поскольку основные носите-
ли зарядов подходят к границе двух полупроводников. Через этот
переход проходит прямой ток, обусловленный перемещением
электронов из среднего слоя в левый и дырок — из левого слоя в
средний. В результате средний слой обогащается неосновными
носителями зарядов — дырками.
Благодаря малой толщине этого слоя дырки подходят к правому
переходу и под действием приложенного к нему напряжения
свободно проходят в правый слой, поскольку электрическое поле
является для них ускоряющим. При этом ток в цепи правого элек-
трода значительно увеличится.
Левый электрод, роль которого заключается во введении неос-
новных носителей зарядов в высокоомный правый переход, называ-
ется эмиттером, средний — основанием, или базой, а правый элект-
род, собирающий эти носители зарядов,— коллектором.
Таким образом, эмиттер аналогично катоду электронной лампы
является источником носителей зарядов, коллектор подобно ано-
ду лампы служит электродом, к которому они движутся, а основа-
ние играет роль управляющего электрода; при изменении напря-
жения между основанием и эмиттером изменяется количество
278
носителей зарядов, приходящих к коллектору, а следовательно, и
ток в его цепи.
Если между основанием и эмиттером включить источник пере-
менного напряжения (сигнала), то в этой цепи потечет пульсирую-
щий ток и соответственно будет изменяться количество вводимых
в средний слой дырок, а значит, и ток в цепи коллектора.
На сопротивлении R в цепи коллектора создается падение на-
пряжения, повторяющее по форме входной сигнал.
Токи коллектора и эмиттера мало отличаются друг от друга
по величине, так как почти все дырки, введенные из эмиттера в осно-
вание, доходят до коллектора и лишь незначительная их часть (ме-
нее 10%) рекомбинирует с электронами в среднем слое.
Поскольку сопротивление левого перехода мало, а правого —
велико, переменный ток в цепи эмиттера создается при малом
напряжении источника сигнала, а на высокоомном сопротивлении
в цепи коллектора при почти таком же токе получается большое
напряжение сигнала. Таким образом, триод дает усиление по нап-
ряжению и по мощности.
Кроме плоскостных триодов типа р—п—р существуют триоды
типа п—р—п, в которых эмиттер и коллектор представляют
собой полупроводники типа п (электронные), а основание — по-
лупроводник типа р (дырочный) (рис. 175, б).
Принцип действия триодов типа п—р—п не отличается от рас-
смотренного выше, только в средний слой вводятся из левого
слоя не дырки, а электроны.
Для таких триодов полярность напряжений Ех и Ег должна
быть противоположна той, которая показана на рис. 175, п; на-
правление токов также изменится на противоположное, так как
они обусловлены в данном случае не дырочной,а элек ।ровной про-
водимостью.
Изображение триодов обоих типов на схемах показано на рис.
175, в.
С повышением частоты сигнала в цепи эмиттера колебания то-
ка коллектора уменьшаются. Это объясняется следующим: при
быстром увеличении тока эмиттера неосновные носители заряда
заполняют основание не мгновенно, а постепенно, и только через
некоторый промежуток времени достигают коллектора; поэтому
нарастание тока коллектора происходит медленнее, чем тока эмит-
тера. Точно так же при резком уменьшении тока эмиттера ток
коллектора уменьшается медленнее, так как неосновные носители
зарядов не сразу рекомбинируют, а продолжают еще двигаться
через слой основания к коллектору.
Степень уменьшения усиления с повышением частоты зависит
от времени, в течение которого неосновные носители зарядов про-
ходят через основание, т. е. от их подвижности и от толщины
слоя основания.
Поскольку подвижность электронов в германии примерно вдвое
больше подвижности дырок, триоды типа п—р—п могут работать
“279
при более высоких частотах колебаний, чем триоды типа р—п—р,
у которых неосновными носителями зарядов в основании явля-
ются дырки.
Частотный диапазон полупроводниковых триодов ограничи-
вается также из-за шунтирующего влияния собственной емкости
коллекторного перехода. Эта емкость зависит от площади пере-
хода и у плоскостных триодов, особенно мощных, имеет большую
величину, чем у точечных, достигая десятков пикофарад.
Конструкции точечных и плоскостных триодов, выпускаемых
нашей промышленностью, приведены на рис. 176. Все они от-
носятся к триодам типа
р—п—р.
Из точечных триодов типы С1
(от С1А до С1Е) п С2 (от С2А до С2Г)
являются более старыми, а СЗ (от
СЗА до СЗЕ) и С4 (от С4А до С4Г) -
более совершенными, смонтирован-
ными в металлических герметиче-
ских корпусах.
Точечные триоды работают при
напряжениях коллектора до 10—40 в.
Мощность, рассеиваемая на коллек-
торе, не должна превышать 504-
4-100 мет. Эти триоды могут давать
усиление напряжения в 30-4-50 и
Рис. 176. Конструкция и внешний вид полупроводниковых триодов:
а — точечные триодытипов С1 и С2 1 — j(O;kjx, 2 — корпус (основание), 3 — кристалло-
держатель, 4 — кристалл >ермаиия, 6 — эмиттер, 6 — коллектор, 7 — изолирующая
втулка, 8 — выводы б — плоскостные триодытипов Щ и П2 1 — корпус, 2 — изолятор
стеклянный, 3 — ьристаллодержатель, 4 — кристалл германия, 5 — эмиттер (индии),
в — коллектор (индии), 7 - вывод эмиттера, 8 — вывод коллектора, 9 — наружные вы-
воды, в — точечные триодытипов СЗ и С4 и плоскостные триодытипов П6 и ШЗ г—плос-
костные триоды типов П5 и П7, в — то же типа ПЗ; е — то же типа П4
280
усиление мощности в 304-100 раз. Они предназначены для
усиления сигналов и генерирования колебаний с частотой не
выше 0,5-^-10 мггц и могут работать при температуре от—50 до
р60°С.
Плоскостные триоды типов Ш, П5, П6, П13 предназначены для
усиления напряжения с частотой до 0,1 — 2,5мггц. Триоды от П1А до
П1Д оформлены в металлическом патроне со стеклянными изоля-
торами. Вывод от корпуса является выводом основания. К пластин-
ке германия типа п с двух сторон вплавлен индий, примеси ко-
торого создают в германии слои типа р. К индию припаяны выво-
ды эмиттера и коллектора, которые проходят через стеклянные
изоляторы. Напряжение коллектора для этих триодов должно
быть 10—20 в; мощность, рассеиваемая коллектором, не более
50 мет. Усиление по мощности можно получить до 1000-4-5000.
Более совершенными являются триоды П5 (от П5А до П5Д),
П6 (от П6А до П6Д) и П13 (от П13А до П13Д). Первые из них
оформлены в миниатюрном стеклянном баллоне с тремя выводами;
около вывода коллектора ставится красная точка. Напряжение
коллектора — от 2 до 10 в, допустимая мощность рассеяния —
до 25 мет.
Триоды типов П6 и П13 оформлены в герметическом металли-
ческом корпусе п работают при напряжении на коллекторе от
5 до 30 в. Наибольшая допустимая мощность, рассеиваемая кол-
лектором, составляет 150 мет. Усиление по мощности достигает
3000—10 000 при выборе соответствующей схемы и сопротивления
нагрузки.
Для усиления мощности колебаний низкой частоты применя-
ются плоскостные триоды типов П2, ПЗ, П4 и П7. Из них более
совершенными являются триоды П4 (от П4А до П4Д), которые
могут отдавать мощность до 10 вт в однотактной схеме. В двух-
тактной схеме от двух триодов П4 в режиме класса В можно по-
лучить мощность 30 вт. Напряжение коллектора от 25 до 60 в.
Предельная мощность, рассеиваемая коллектором, 20—25 вт.
Триоды П4 оформлены в металлическом сварном баллоне со стек-
лянными изоляторами.
Плоскостные триоды могут работать при температуре окружаю-
щей среды от —60 до 50°С.
§ 2. Параметры полупроводниковых триодов
Электрические свойства полупроводниковых триодов характе-
ризуются предельно допустимыми режимами, типовыми рабочими
режимами и параметрами и графиками статических характе-
ристик.
В предельно допустимых режимах указывается: максимальный
ток коллектора 1К макс, максимальное напряжение коллектора
Е^кмакс, максимальный ток эмиттера/ВМавс> максимальное напряже-
10 Е. о. Федосеева 281
ние эмиттера Us макс, максимальная мощность рассеяния на коллек-
торе Рк макс при определенной температуре окружающей среды, а
также допустимая минимальная и максимальная температура
окружающеп среды.
Эти максимальные значения нельзя превышать ни при каких
условиях работы.
К типовым рабочим режимам и параметрам относятся: напряже-
ние коллектора UK, ток эмиттера 1Э , коэффициент усиления по то-
ку 7Г(, коэффициент усиления по мощности К , входное сопротив-
ление гвх, выходное сопротивление гвых, обратный ток коллектора
/кобр (11Ли ток отсечки), емкость коллекторного перехода Ск, пре-
дельная рабочая частота, коэффициент (или фактор) шума Кт,
выходная мощность Рвых и величина нелинейных искажений.
Эти величины в сильной степени зависят от рабочих условий
и от схемы включения триода.
Так, например, для схемы рис. 175, где выходным током являет-
ся ток коллектора, а входным — ток эмиттера, коэффициент уси-
ления по току представляет собой отношение изменения тока кол-
лектора к вызвавшему его изменению тока эмиттера при постоян-
ном напряжении коллектора.
Величина, показывающая, на сколько миллиампер изменится
ток коллектора при изменении тока эмиттера на один миллиампер
при постоянном напряжении коллектора, называется стати-
ческим коэффициентом усиления по току (обозначается греческой
буквой а):
а = ^~ при Uк = const. . (152)
Для плоскостных триодов а всегда меньше единицы (0,84-0,97).
С повышением частоты а уменьшается из-за инерционности неос-
новных носителей зарядов и шунтирующего влияния емкости
коллекторного перехода.
Предельной рабочей частотой называют ту частоту, на кото-
рой коэффициент сс падает на 3 дб по сравнению с его наибольшим
значением (обычно на частоте 1000 гц или ниже).
Обратным током коллектора называют ток, протекающий
через коллекторный переход при отключенном эмиттере. Он яв-
ляется паразитным током и увеличение его с повышением тем-
пературы приводит к нарушению нормальной работы триода. Обыч-
но обратный ток коллектора не превышает нескольких микроам-
пер.
Коэффициент усиления триода по мощности определяется как
отношение колебательной мощности, выделяемой в нагрузке трио-
да, к мощности источника входного сигнала:
Р
ZZ Л вых
рвх ’
(J2 Ег
причем р —____• р---------I2L
ВЫХ R > вх- АН •>
782
где Евх —э.д.с. источника входного сигнала; В11Я— внутреннее
сопротивление источника входного сигнала; иъъа — переменная
составляющая выходного напряжения; В,, — сопротивление наг-
рузки.
Такую мощность развивает источник сигнала на входе при
условии, что входное сопротивление равно внутреннему сопротив-
лению источника, тогда напряжение на входе составляет половину
э. д. с. источника, а мощность
U2 Е2
Р __ с вх _ "вх
bx--b7x^4R~’
так как U и Яв=
пл / Вл * ох
Усиление по мощности и коэффициент шумов указываются в
децибелах.
Коэффициент шумов у плоскостных триодов ниже, чем у точеч-
ных, но значительно больше, чем у электронной лампы, дающей
такое же усиление. Шумы плоскостных триодов обычно уменьша-
ются с понижением напряжения на коллекторе.
Входным сопротивлением триода является сопротивление
между выводами эмиттера и основания при разомкнутом выходе
(в схеме с общим основанием). Оно определяется как отношение
изменения напряжения эмиттера к вызванному им изменению
тока эмиттера при постоянном токе коллектора:
при 7K = COnst’ (153)
Выходным сопротивлением триода является сопротивление
между выводами коллектора и основания при разомкнутом вхо-
де. Оно определяется как отношение изменения напряжения кол-
лектора к изменению тока коллектора при постоянном токе эмитте-
ра:
при Z3=const. (154)
Величины входного и выходного сопротивлений имеют большое
значение для осуществления связи между каскадами. Они зави-
сят от выбранной схемы включения полупроводникового трио-
да. В большинстве случаев входное сопротивление мало, а вы-
ходное велико.
Рассматривая триод как четырехполюсник (рис. 177), эти соп-
ротивления обозначают иначе:
ПРИ Z2 = COriSt
и г22 = хт3 ПРИ Z,=const (155)
А/ 2
(rn соответствует гвх и ггг соответствует гвых).
Рис 177 Полупроводнико-
вый триод как четырехполюс-
ник
Кроме этого вводят дру1ие пара-
метры:
сопротивление обратной связи
bU, ЫК Т т
при Л^э^00118^^)
и сопротивление усиления
MJ, \ик т т
г2>=хг=дт; при =const• (15z)
Для плоскостных триодов важными параметрами являются
также сопротивление коллектора г , сопротивление эмиттера
t\ и сопротивление основания г0. Все эти сопротивления определя-
ются для переменного тока:
ДГ/К г г« = ьГ при S = cOnsL- (158)
Д77э , ПрИ lo=const’> (159)
ЛСЛ т ГЛ = Г,,—^~ при /,=const. и 1а [\1 э (160)
Ток основания равен разности токов эмиттера и коллектора:
, (161)
В настоящее время еще нет единой системы определения пара-
метров полупроводниковых триодов.
Кроме параметров в виде сопротивлений иногда пользуются
параметрами в виде проводимостен.
Все большее распространение получают так называемые сме-
шанные, или гибридные, параметры, определяемые из режимов
холостого хода и короткого замыкания (рис. 177):
1) входное сопротивление короткою замыкания:
прп и^==0 (162)
(практически опо равно сопротивлению эмиттера: hii=^r3);
2) коэффициент усиления ио току при короткозамкнутом выхо-
де:
при ^2=° (163)
(приближенно он равен коэффициенту усиления a: h2i^a.)~,
3) коэффициент обратной связи:
при Л=0 ' (164)
(приближенно он равен отношению сопротивлении основания
и коллектора: hti^r—);
4) выходная проводимость при разомкнутом входе:
Й22=^г при 1,=0 (165)
(она характеризует крутизну коллекторной характеристики и
приближенно равна обратной величине сопротивления кол-
1 \
лектора: ht2^ — .
гк J
Следует помнить, что полупроводниковые триоды являются
нелинейными сопротивлениями п параметры в сильной степени за-
висят от режима работы. Поэтому для расчетов рекомендуется
пользоваться не средними типовыми данными, приводимыми в
справочниках, а графическим определением режима и параметров
по характеристикам.
§ 3. Характеристики полупроводниковых триодов
Статические характеристики полупроводниковых триодов дают
графическую зависимость между тремя из четырех взаимно связан-
ных величин: тока и напряжения коллектора и тока п напряжения
эмиттера. Поэтому для определения режимов необходимо пользо-
ваться двумя семействами характеристик.
Наиболее распространены эмиттерные и коллекторные ха-
рактеристики.
Эмиттерные характеристики показывают зависимость тока
эмиттера 1Э от напряжения эмиттера U3 при различных постоян-
ных значениях тока коллектора (рис. 178).
Эти характеристики соответствуют вольтамперным характе-
ристикам перехода р—п (или диода) в прямом направлении. Ток
эмиттера растет с увеличением напряжения эмиттера. При ZK=0
характеристика проходит через начало координат, а при больших
значениях тока коллектора уве-
личивается и ток эмиттера, так
как часть тока коллектора от-
ветвляется в цепь эмиттера. По-
этому даже при Пэ=0 ток
эмиттера не равен нулю.
Чтобы ток эмиттера стал
равным нулю, необходимо по-
дать на эмиттер отрицательное
напряжение относительно осно-
вания (пунктирная часть харак-
теристик).
Коллекторные характерис-
тики представляют собой зави-
симость тока коллектора от
"44 -0,2 О (22 0,4 0,0 0,8
Р и с. 178. Эмиттерные характерис-
тики полупроводникового триода
(примерный вид)
1Н /ма)
0-2ма
5
6
3
7
/, = 4ма
?ма
0 Ю 20 30 40 50
а б
Рис. 179. Коллекторные характеристики точечного (а) и плоскостного (б)
полупроводниковых триодов (примерный вид)
напряжения коллектора Uк при различных постоянных значениях
тока эмиттера /э (рис. 179).
Для точечного триода эти характеристики имеют значительный
криволинейный участок и сравнительно большую крутизну, а для
плоскостного триода они по виду напоминают анодные характери-
стики вакуумного пентода, но идут почти параллельно и на одина-
ковых расстояниях друг от друга.
Коллекторные характеристики являются вольтамперными ха-
рактеристиками перехода р—п в обратном направлении. При 1Э =0
сначала с ростом UK возрастает ток 7К, являющийся обратным то-
ком и создаваемый неосновными носителями зарядов. Однако с
дальнейшим увеличением UK рост тока /, прекращается, так как
в полупроводнике имеется ограниченное количество неосновных
носителей.
При большем значении тока эмиттера в коллекторный переход
вводится большее количество неосновных носителей и ток коллек-
тора увеличивается, причем даже при U,- =0 в цепи коллектора
протекает значительный ток, а с увеличением UI; ток /, возрастает
до значения, близкого по величине к току эмиттера.
При значительном увеличении напряжения коллектора может
произойти пробой коллекторного перехода аналогично пробою
полупроводникового диода при больших обратных напряжениях.
При этом ток коллектора резко возрастает (пунктирные участки
характеристик рис. 179).
Иногда коллекторные характеристики снимают при различных
постоянных значениях тока основания 70 или напряжения (70
между основанием и эмиттером. При этом следует иметь в виду,
что
280
Кроме эмпттерных и коллекторных характеристик в некоторых
случаях пользуются характеристиками усиления, или переходны-
ми, которые представляют собой зависимость напряжения кол-
лектора UK от тока эмиттера 1Э при различных постоянных значе-
ниях тока коллектора 1К , а также характеристиками обратной
связи, показывающими зависимость напряжения эмиттера U3
от тока коллектора при различных постоянных значениях то-
ка эмиттера L,.
В полупроводниковых триодах имеется внутренняя обратная
связь, обусловленная тем, что ток коллектора проходит через
часть цепи эмиттера; поэтому колебания тока коллектора вызыва-
ют изменения напряжения эмиттера.
Как и для электронных ламп, параметры полупроводникового
триода можно определить по его характеристикам для любой ра-
бочей точки. Однако для определения всех параметров необходи-
мо иметь два семейства характеристик: например, эмиттерные й
коллекторные или характеристики усиления и обратной связи.
§ 4. Схемы включения
полупроводниковых триодов
Можно провести аналогию между схемами включения полупро-
водниковых триодов и электронных ламп, пользуясь тем, что роли
электродов этих приборов подобны (рис. 180). Однако различие
в физических процессах приводит к существенному различию и
в свойствах аналогичных схем усилителей на полупроводниковых
триодах и электронных лампах.
Полупроводниковый триод в отличие от электронной лампы
является усилителем тока, а не напряжения. Частотные характе-
ристики его хуже, чем у ламп, из-за относительно малой подвиж-
ности электронов и особенно дырок в полупроводнике. Входное
сопротивление в схемах на электронных лампах велико, а для
полупроводниковых триодов, как правило, мало.
Входной сигнал в электронных лампах не зависит от выход-
ного, в то время как в полупроводниковых триодах существует
внутренняя обратная связь.
В цепи сетки электронной лам-
пы, как правило, не протекает ток.
В цепи основания полупроводнико-
вого триода всегда проходит ток.
Имеются три схемы включения
полупроводниковых триодов (рис.
181): 1)с общим эмиттером (аналогич-
на схема с общим катодом); 2) с об-
щим коллектором (аналогична схе-
ме с общим анодом, т. е. катодному
коллектор
Основание
Эмиттер
Сетка
Рис. 180. Аналогия между
электродами полупроводнико-
вого и вакуумного триодов
Р
Рис. 181. Схемы включения полупроводниковых триодов и аналогичные им
схемы включения электронных ламп (внизу):
а — схемас общим эмиттером исхемас общим катодом, б—схемас общим коллектором
и схемас общим анодом; в — схемас общим основанием и схема с общей сеткой
повторителю), 3) с общим основанием (аналогична схема с общей
сеткой).
Полярность напряжений на схемах рис. 181 указана для трио-
дов типа р—п—р', для триодов п—р—п она должна быть противо-
положной.
Рассмотрим свойства каждой из схем.
Схема с общим эмиттером (рис. 181, а). Входное напряжение
подается между основанием и эмиттером. Постоянная составляю-
щая напряжения на основании относительно эмиттера определя-
ется напряжением источника Ех, но режим работы схемы опреде-
ляется не напряжением, а током смещения 10,
Выходной сигнал снимается с сопротивления нагрузки Вн,
включенного в цепь между коллектором п эмиттером со стороны
коллектора. Постоянная составляющая напряжения коллектора
определяется напряжением источника Е2.
Таким образом, эмиттер является общим электродом для вход-
ной и выходной цепей. Иногда эту схему называют схемой с за-
земленным эмиттером, хотя заземление его не обязательно.
Положительная полуволна сигнала на входе вызывает умень-
шение токов во входной и выходной цепях, и, следовательно, на
нагрузке и на коллекторе получается отрицательная полуволна
сигнала. Поэтому в схеме с общим эмиттером триод переворачи-
вает фазу переменного напряжения (знаки переменных состав-
ляющих напряжений на входе и выходе показаны на схеме в скоб-
ках, а пульсирующие величины представлены графиками возле со-
ответствующих участков схемы).
288
Входное сопротивление в этой схеме не очень мало: оно сос-
тавляет от 300 до 1500 ом, выходное сопротивление 54-10 ком.
Поскольку в усилителях низкой частоты применяются почти ис-
ключительно плоскостные триоды, все данные в этом параграфе
и в дальнейшем приводятся для этого типа триодов.
Основным достоинством схемы является большое усиление.
Она дает усиление по току в десятки раз и усиление по напря-
жению в сотни раз, так что усиление по мощности достигает не-
скольких тысяч.
Коэффициент усиления по току К; представляет собой отноше-
ние переменной составляющей выходного тока к переменной со-
ставляющей входного тока.
В данном случае выходной ток является током коллектора iK,
а входной — током основания г0. Поэтому
где а =
Иногда отношение переменного тока коллектора к переменному
току основания обозначают греческой буквой (3:
, или 6 = .—~ .
1 1 — а
Например, при а=0,95
R _ —19
Коэффициент усиления по напряжению:
/Z _1^ВЫХ *
а I/
и вх
Коэффициент усиления по мощности:
(167)
Схемы с общим эмиттером получили широкое распростране-
ние. Помимо большого усиления достоинством их является так-
же возможность применения одного источника питания коллекто-
ра и смещения во входной цепи.
Схема с общим коллектором (рис. 181, б). По аналогии с ка-
тодным повторителем эта схема может быть названа эмиттерным
повторителем. Входное напряжение подается между основанием и
коллектором, а сопротивление нагрузки 7?н, на котором раз-
вивается выходной сигнал, включено со стороны эмиттера в цепь
между эмиттером и коллектором. Общим электродом для цепей вхо-
да и выхода является коллектор; заземление его не обязательно.
Фаза переменного напряжения при усилении не изменяется.
В схеме действует стопроцентная отрицательная обратная
связь по напряжению, поскольку сопротивление нагрузки входит
289
и во входную цепь. Поэтому коэффициент усиления по напряже-
нию меньше единицы (Ки —0,94-0,95), а усиление по мощности
несколько меньше коэффициента усиления по току.
Коэффициент усиления по току представляет в данном случае
отношение переменных составляющих тока эмиттера и тока ос-
нования:
__г э 4______1___1
4 гэ гк .] ______ 1К 1 ®
гэ
Например, при а=0,95
Таким образом, коэффициент усиления по току больше, чем в ос-»
тальных схемах.
В отличие от других эта схема обладает сравнительно большим
входным сопротивлением — около десятков и сотен килоом —
и небольшим выходным сопротивлением — десятки или сотни
ом. Поэтому она применяется для согласования сопротивлений, а
также в оконечных каскадах.
Схема с общим основанием (рис. 181, в). Входной сигнал дей-
ствует между эмиттером и основанием. Постоянное напряжение
на эмиттере создается источником Ег. Сопротивление нагрузки
включено между коллектором и основанием последовательно с
источником постоянного напряжения коллектора Ее
Входное сопротивление схемы очень мало — десятки ом,— а
выходное сопротивление очень велико — сотни килоом. Поэтому
между каскадами необходимо включать согласующие понижаю-
щие трансформаторы, что ограничивает применение данной схе-
мы в усилителях низкой частоты.
Схема дает усиление по напряжению до 1004-200 и такого же
порядка усиление по мощности, так как коэффициент усиления по
току в данном случае немного меньше единицы:
К, — —=а, а=0,954-0,97. *
' «э ’
Фаза колебаний в процессе усиления не переворачивается.
§ 5. Схемы предварительных усилителей
на полупроводниковых триодах
Наиболее распространена схема усилительного каскада на
полупроводниковых триодах с общим эмиттером, дающая наиболь-
шее усиление по напряжению и мощности и позволяющая иметь
общий источник питания. Необходимый ток смещения во вход-
ной цепи можно получить различными способами (рис. 182).
290
б
Рис. 182 Схемы каскадов на полупроводниковых триодах с независимым (а)
и автоматическим (б) смещением
Так называемое независимое смещение создается путем вклю-
чения большого сопротивления 7?0 между источником питания и
основанием триода (рис. 182, а). Если R^>Rm, то ток 70 в цепи
основания зависит только от напряжения источника Е и сопротив-
ления /?0 и практически не зависит от параметров триода:
Поскольку различные образцы одного и того же типа значи-
тельно отличаются по параметрам, то при смене триода или изме-
нении температуры режим работы нарушится (данный ток сме-
щения не будет удовлетворять требуемому режиму при ином зна-
чении коэффициента усиления).
В схеме с автоматическим смещением сопротивление /?0 вклю-
чается между коллектором и основанием (рис. 182, б), так что
величина тока смещения I0 зависит от напряжения на коллекто-
ре. При большем коэффициенте усиления по току увеличится
ток коллектора.и падение напряжения на сопротивлении нагрузки,
а напряжение на коллекторе уменьшится. Это приведет к умень-
шению тока смещения, что, в свою очередь, вызовет уменьшение
тока коллектора. Таким образом, в схеме стабилизируется вели-
чина тока коллектора аналогично тому, как при автоматическом
смещении стабилизируется анодный ток электронной лампы.
Схема с общим эмиттером наиболее чувствительна к измене-
нию температуры. Повышение температуры приводит к уменьше-
нию сопротивления коллекторного перехода и увеличению тока
коллектора, а также к уменьшению входного сопротивления и коэф-
фициента усиления по току.
Чтобы уменьшить степень нарушения режима работы из-за
изменения температуры, вводятся дополнительные элементы, даю-
щие температурную компенсацию.
Одним из способов температурной компенсации является соз-
дание отрицательной обратной связи по постоянному току путем
включения сопротивления R меящу эмиттером и общим проводом
(рис. 183, а).
^91
§ 6. Оконечные усилители
на полупроводниковых триодах
Мощные каскады на полупроводниковых триодах мало отли-
чаются от каскадов на электронных лампах. В них также приме-
няются однотактные и двухтактные схемы и возможно использо-
вание режимов классов А, В и АВ. Свойства этих схем и режимов
сохраняются и для полупроводниковых усилителей.
Полупроводниковые усилители мощности отличаются от лам-
повых следующим: входная цепь всегда потребляет мощность, ре-
жим входной цепи влияет на величину нелинейных искажений,
допустимая мощность рассеяния на коллекторе мала и перегрев
триода приводит к резкому необратимому изменению его парамет-
ров.
В мощных каскадах возможно применение всех трех схем вклю-
чения полупроводниковых триодов — с общим основанием, эмит-
тером или коллектором.
Для оконечного усилителя важнейшими параметрами являют-
ся величина отдаваемой полезной мощности, коэффициент уси-
ления по мощности и коэффициент нелинейных искажений. При
работе на громкоговоритель большую роль играет величина выход-
ного сопротивления.
Полезная мощность зависит от максимально допустимых нап-
ряжения и мощности рассеяния на коллекторе и практически не
зависит от схемы включения триода.
Схема с общим основанием дает наименьшие нелинейные иска-
жения, зависящие главным образом от искажений во входной це-
пи, но имеет небольшой коэффициент усиления по мощности. В
связи с этим предоконечный каскад должен развивать значитель-
ную мощность. Последнее вызывает необходимость применения
входного трансформатора в мощном каскаде для согласования
его малого входного сопротивления с выходным сопротивлением
предоконечного каскада. К недостаткам схемы относится также
большое выходное сопротивление. Достоинством схемы с общим
основанием является то, что она мало чувствительна к изменению
режима и температуры и смене триодов.
Схема с общим эмиттером дает наибольшее усиление по мощ-
ности и, следовательно, требует наименьшей мощности сигнала на
входе. Однако эта схема дает большие нелинейные искажения и,
кроме того, весьма чувствительна к изменению параметров трио-
дов. Это приводит к требованию высокой однородности триодов,
работающих в двухтактной схеме, и необходимости применения
глубокой обратной связи.
Схема с общим коллектором, являясь, по существу, схемой с
глубокой отрицательной обратной связью, дает небольшие нели-
нейные искажения, мало чувствительна к смене триодов и имеет
малое выходное сопротивление. Последнее позволяет уменьшить
~2ЭЗ—
Рис. 185. Двухтактные схемы оконечных усилителей на полупровод-
никовых триодах:
а — с общим основанием, б — с общим эмиттером, в — с общим коллектором и фазопнверс-
вым лредоковечвым каскадом с разделенной трансформаторной нагрузкой, г — с двумя
триодами разного типа: р—п—р и п—р—п
размеры выходного трансформатора, а в некоторых случаях вклю-
чать нагрузку без трансформатора.
В двухтактной схеме с общим коллектором можно устанавли-
вать триоды на охлаждающие радиаторы и крепить их к шасси
без слюдяных изолирующих прокладок, что значительно улучшает
условия охлаждения и облегчает температурный режим триодов.
На рис. 185 приведены некоторые возможные схемы оконечных
усилителей. Две первые схемы (а и б) представляют собой обычныо
двухтактные схемы с общим основанием и общим эмиттером. В
схеме в двухтактный оконечный каскад построен на триодах с
общим коллектором, а предоконечный каскад — по фазоинверсной
схеме с разделенной трансформаторной нагрузкой (половина наг-
рузки в цепи коллектора и половина — в цепи эмиттера).
Схема рис. 185, г принципиально отличается от ламповых схем
тем, что в ней использованы два полупроводниковых триода раз-
личного типа: один—типа р—п—р, а другой — типа п—р—п.
Она не требует ни трансформаторного, ни фазоинверсного предо-
конечного каскада, так как одно и то же входное напряжение
вызывает изменение токов коллектора этих триодов в противофазе:
повышение потенциала основания вызывает увеличение тока кол-
295
лектора одного триода и уменьшение этого тока для другого
триода. Таким образом, схема имеет однотактный вход и двухтакт-
ный выход.
В полупроводниковых усилителях применяется отрицательная
обратная связь и коррекция частотной характеристики по таким
же схемам, как и в усилителях на электронных лампах, причем
все свойства этих схем остаются в силе.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Полупроводниковые усилители получают широкое распространение
благодаря малым габаритам и весу, низким напряжениям питания, высокому
к. п. д. и долговечности.
2. Главными недостатками полупроводниковых триодов являются:
большой разброс параметров, высокий уровень собственных шумов, неста-
бильность свойств и характеристик и сильная зависимость их от темпера-
туры.
3. Возможны три схемы включения полупроводншчовых триодов- 1) с
общим эмиттером, 2) с общим коллектором, 3) с общим основанием.
Наибольшее усиление по току дает вторая схема, по напряжению и по
мощности — первая.
Входное сопротивление наибольшее — во второй схеме, наименьшее —
в третьей; выходное сопротивление, наоборот, наибольшее — в третьей схеме
и наименьшее — во второй.
4. В полупроводниковых усилителях применяются реостатпо-емкостпая
и трансформаторная схемы связи между каскадами. Для согласования выход-
ного и входного сопротивлений смежных каскадов можно включить между
ними каскад с общим коллектором.
5. Схемы и режимы оконечных каскадов аналогичны электронным уси-
лителям мощности, но имеют ряд особенностей. При использовании триодов
разных типов (р—п—р и п—р—п) возможно применение схем с однотактным
входом и двухтактным выходом.
Пр иложение
ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ
НЕКОТОРЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЛАМП
1 6Н2П — ДВОЙНОЙ ТРИОД с ОТДЕЛЬНЫМИ
КАТОДАМИ, ПАЛЬЧИКОВЫЙ
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
Напряжение накала........................6,3 в
Ток накала............................... 0,345 а
Крутизна хараглеристики'' ...............2 ма/в
Коэффициент усиления*....................97,5
Внутреннее сопротивление* . .........49 ком
Наибольшее напряжение на аподе........... 300 в
* Каждого триода.
СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ
ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ
СО ШТЫРЬКАМИ
//одогрева-
тель
/(атод
//одоереватем
/ноа /г
Сетка/,
Сетка С,
Ат//!,
/атод/(г
Арак
297
2. 6НЗП — ДВОЙНОЙ ТРИОД С ОТДЕЛЬНЫМИ
КАТОДАМИ, ПАЛЬЧИКОВЫЙ
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
Напряжение накала.........................6,3 а
Ток накала................................0,35 а
Крутизна характеристики* ..................4$ма[в
Коэффициент усиления*.....................37
Внутреннее сопротивление*.................7,55ком
Наибольшее напряжение на аноде............ 300 а
* Каждого триода.
3. 6Н7С —ДВОЙНОЙ ТРИОД С ОБЩИМ КАТОДОМ
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
• Напряжение накала ........"...............6,3 в
Ток накала ...............................0,81 а
Крутизна характеристики*..................1,6ла/в
Коэффициент усиления*.....................35
Внутреннее сопротивление* ................22 ком
Наибольшее напряжение на аноде........... 300 в
Наибольшая мощность рассеяния на аподе ... 6 вт
* Каждого триода.
СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ
Сетка первого триода
Анод первого триода (з
Подогреватель Qz
Ильич
jy Сетка второго триода
Инод второго триода
7) Подогреватели,
7) Ратод
АНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
4. 6Н8С—ДВОЙНОЙ ТРИОД С ОТДЕЛЬНЫМИ КАТОДАМИ
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
Напряжение пакала.............................6,3 в
Ток пакала..................................0,6 а
Крутизна характеристики*....................2,6 ма[в
Коэффициент усиления*......................20
Внутреннее сопротивление* ..................7,7 ком
Наибольшее напряжение на аноде............. 330 в
Наибольшая мощность рассеяния па аноде . . . 2,75 вт
* Каждою триода.
СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ
Сетка второго триода Катод первого триода (ру гг .Анод первого триода Орт" Сетка первого триода (гр „ Анод второго триода -и\Ч?) Сотод второго триода Содогреватем Клюй
АНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
5. 6Н9С—ДВОЙНОЙ ТРИОД С ОТДЕЛЬНЫМИ
КАТОДАМИ
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
Напряжение накала..........................6,3 в
Ток накала............ . .........0,3 а
Крутизна характеристики* . .........1,6ла/в
Коэффициент усиления* .... .70
Внутреннее сократив тепие* ................44 ком
Наибольшее напряжение на аноде ... . . 275 в
Наибольшая мощность рассеяния на аноде ... 1,1 вт
* Каждого триода.
СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ
Сетко второго триода (Q (Тр) Анод второго триода
Патод г/ервоео триода Q/r~\ ^ат0^ второго триода
Анод первого триода Подогреватель
Сетка первого триода Подогреватель,
300
АНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
6. 6Ж4 — ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ПЕНТОД
С КОРОТКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
Напряжение накала..........................8,3 в
Ток накала.................................0,45 а
Крутизна характерноi ики...................9 мар
Коэффициент усиления . . . , ............ 9000
Внутреннее сопротивление...................1 мгом
Наибольшее напряжение на аноде............. 330 в
Наибольшая мощность рассеяния па аноде . . . 3,3 вт
Наибольшее напряжение на экранной сетке . . 165 в
СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ
Управляющая сетка гур Катод
Лративоданатроиная (JVL±2^ \ Экранная сетка
се/та ~1 Г*22~
Подогреватель (2V. xSpp7) Подогреватель
баллон диод
' Ключ
АНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
7. 6Ж7 — ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ПЕНТОД
С КОРОТКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
Напряжение накала............................6,Зе
Ток пакала.................................0,3 а
Крутизна характеристики.....................1,2ли/е
Коэффициент усиления ......................1200
Внутреннее сопротивление...................1 мгом
Наибольшее напряжение па аноде............. 330 в
Наибольшая мощность рассеяния па аноде . . . 0,8 вт
Наибольшее напряжение на экранной сетке . . 140 в
СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ
fffp.Z'Hi/tj вывод- управляющая сетк.а
Л и од (з
Подогреватель (у
Баллон
о'вранная сетка
р(лмч
Протиеодинатронная
й 1 сетка
Подогреватель
71 Патад
АНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
8. 6Ж8 — ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ пентод
С КОРОТКОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
Напряжение накала.........................6,Зе
Ток накала..............................0,3 а
Крутизна харакгеристики.................1,6 ма/в
Коэффициент усиления ...................1600
BuyjpeHHee сопротивление................1 мгом
Наибольшее напряжение на аноде.......... 330 в
Наибольшая мощность рассеяния па аноде . . . 2,8 вт
Наибольшее напряжение на экранной сетке . . . 140 в
СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРЬКАМИ
Управляющая сетка
/дротиводиттронная
сетка
Ратод
J/Ьдогреватель (р
фаллом
Зкравмт сетка
7) /дадогреватель
Д') Умов)
ллюч
АНОДНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ЗОЭ
11. ГУ-29 — ГЕНЕРАТОРНЫЙ ДВОЙНОЙ
ЛУЧЕВОЙ ТЕТРОД
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
Напряжение накала.............12,6 в (или 6,3 в)
Ток накала...................1,125 а (или 2,25 а)
Крутизна характеристики ...................8 мар
Наибольшее напряжение на аноде............. 750 в
Наибольшая мощность рассеяния на аноде каж-
дого тетрода..............................20 вт
Наибольшее напряжение на экранной сетке . . . 225 в
Схема соединения электродов лампы со штырьками
Верами) вывод- анод
первого тетрода
Экранные сетки
Управляющая сетка
первого тетрода
Подогреватель
' \1 \
Во mod и лус/еодразующие пластины
Верхний вывод- анод
второго тетрода
5) Средняя топка
подогревателя
Управляющая сетка
второго тетрода
Содоеревателб
12. ГУ-50 — ГЕНЕРАТОРНЫЙ ЛУЧЕВОЙ ПЕНТОД
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ
Напряжение накала..........................12,6 в
Ток накала................................. 0,765 а
Крутизна характеристики ...................4 ма]в
Наибольшее напряжение на аноде............. 1000 в
Наибольшая мощность рассеяния на аноде ... 40 вт!
Наибольшее напряжение на экранной сетке . . . 250 в
306
СХЕМА СОЕДИНЕНИЯ ЭЛЕКТРОДОВ ЛАМПЫ СО ШТЫРКАМИ
Ладогревателб
Экранная сетка (з
Управляющая сетка (2
Xamodlp
Лротиеодинатронная
сетка
(Мнод
/XX) Зиран ен'/третий
д') Лодогреватем
Литература
1. Г. В. Войшвилло, Усилители низкой частоты на электронных
лампах. Связьиздат, 1959.
2. G. Н. Криз е, Усилительные устройства. Связьиздат, 1958.
3. В. В. Муромцев, Усилительные устройства и электроакустика.
Издание второе, «Искусство», 1957.
4. Л. А. Р и з к и н, Основы теории усилительных схем. Издание второе,
«Советское радио», 1954.
5. Г. С. Ц ы к и и, Отрицательная обратная связь и ее применение. Связь-
издат, 1940.
6. Г. С. Ц ы к и н, Трансформаторы низкой частоты. Связьиздат, 1955.
7. В. В. М у р о м ц е в, О выборе индуктивности рассеяния в выходных
трансформаторах оконечных каскадов с лучевыми тетродами. Труды
Ленинградского института кипоинженеров, выпуск IV, «Искусство»,
1956.
8. С. И. X в и л и в п ц к и й, Л. В. М е д я к о в а, Расчет и проектирова-
ние усилителей низкой частоты. «Искусство», 1958.
9. А. М. Вонч-Бруевич, Применение электронных ламп в экспери-
ментальной физике. Издание второе, ГИТТЛ, 1954.
10. Л. Б. К а м и н и р, Катодный повторитель. Госэнергоиздат, 1955.
11. Е. О. Федосеева, А. А. Третьякова, Электропитание кино-
установок. «Искусство», 1955.
12. И. И. Ж е р е б ц о в, Радиотехника. Издание четвертое, Связьиздат, 1958.
13. А. Кобленц, Г. Оуэнс, Транзисторы, теория и применения. Пере-
вод с английского под редакцией В. П. Жузе, ИЛ, 1956.
14. Р и ч а р д Ф. Ш и, Усилители звуковой частоты на полупроводниковых
триодах. Перевод с английского под редакцией И. Г. Мамонкипа, ИЛ,
1957.
15. «Полупроводниковые приборы и их применение». Сборник статей под ре-
дакцией Я. А. Федотова, выпуск II, «Советское радио», 1957.
16. «Полупроводниковые триоды и их применение». Перевод с английского,
Госэнергоиздат, 1956.
17. А. М. Б р о й д е, Справочник по электровакуумным и полупроводни-
ковым приборам. Госэнергоиздат, 1957.
18. А. М. М е е р с о н, Радиоизмерительная техника. Госэнергоиздат, 1957.
19. А. С. Матвеенко, Ремонт звуковоспроизводящей киноаппаратуры.
«Искусство», 1954.
20. А. А. Бенедиктов, Разработка комплекта стереофонической звуко-
воспроизводящей аппаратуры (УСС) для широкоэкранных кинотеатров
средней вместимости. Труды Всесоюзного научно-исследовательского
кинофотоинститута, выпуск 3 (13), 1957.
21. Б. Г. Белкин, А. А. Б е н е д и к т о в, И. М. Болотников,
Ш. А. Г е р ц е н ш т е й н, С. В. Марсов, А. С. Матвеенко,
А. А. X ру щев, С. С. Шушар и н, Девятиканальная система записи-
воспроизведения звука панорамных кинофильмов. Труды Всесоюзного
научно-исследовательского кпнофотоинститута, выпуск 9 (19),1957.
22. В. Г. Б е л к и н, А. А. Хруще в, Стереофоническое воспроизведение
звука в кинотеатрах. Журнал «Техника кино и телевидения», 1957, № 1.
-308—-
Оглавление
От автора................................................... 3
Г лава I. УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 1. Назначение усилителей низкой частоты............... 5
§ 2. Классификация усилителей................................. 6
( 3. Принцип усиления и скелетная схема усилителя........... 8
Глава И. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЯ
§ 1. Коэффициент усиления......................................И
§ 2. Частотные искажения. Диапазон частот.................. . 13
§ 3. Фазовые искажения....................................... 17
§ 4. Нелинейные искажения.....................................19
§ 5. Выходная мощность и к. и. д. усилителя................. 27
§ 6. Помехи. Динамический диапазон громкости . . . •..........29
Г лава III. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД
-§ 1. Схема усилительного каскада.............................35
4 2. Динамический режим и динамические характеристики ........ 40
§ 3. Нелинейные искажения, обусловленные токами сетки.........47
§ 4. Способы осуществления отрицательного смещения........... 49
§ 5. Эквивалентная схема каскада ............................ 53
§ 6. Динамические параметры. Мощность в анодной цепи . .... 56
§ 7. Входное сопротивление каскада............................61
Глава IV. РЕОСТАТНЫЙ КАСКАД
§ 1. Схема реостатного каскада на триоде......................67
§ 2. Эквивалентная схема реостатного каскада................ .69
§ 3. Коэффициент усиления реостатного каскада. Динамическая ха-
рактеристика для переменного тока.............................71
§ 4. Частотная характеристика реостатного каскада............ 74
§ 5. Реостатный каскад на пентоде.............................79
s 6. Расчет реостатного каскада ........................... 82
$ 7. Детали -раостатпого усилители —. ; ; ; ; ; ДД 91”
Г лава V. ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ И ДРОССЕЛЬНЫЙ
КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
§ 1. Схема трансформаторного каскада....................... 117
§ 2. Эквивалентная схема.....................................119
§ 3. Частотная характеристика трансформаторного каскада......120
§ 4. Нелинейные искажения в трансформаторном каскаде.........126
§ 5. Реостатно-трансформаторный и дроссельный каскады........132
Г лава VI. УСИЛЕНИЕ МОЩНОСТИ
§ 1. Общие сведения об усилении мощности. Режимы работы мощного
каскада......................................................138
§ 2. Однотактный оконечный каскад. Роль выходного трансформатора 142
§ 3. Эквивалентная схема и частотная характеристика оконечного
каскада......................................................147
§ 4. Особенности работы пентодов и лучевых тетродов в оконечном
каскаде......................................................151
§ 5. Двухтактный оконечный каскад............................154
§ 6. Эквивалентная схема двухтактного каскада................159
| 7. Режимы работы двухтактного каскада......................162
§ 8. Основы расчета оконечного каскада.......................164
Глава VII. ПРЕДОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД
§ 1. Виды предоконечных каскадов.............................184
§ 2. Простая фазопнверсная схема.............................185
§ 3. Простая фазоинверсная схема с делителем в цепи анода....188
§ 4. Автобалансные фазоипверсные схемы.......................189
§ 5. Фазоинверсные схемы с разделенной нагрузкой и с катодной связью 193
§ 6. Основы расчета фазопнверсных схем.......................196
Глава VIII. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ
§ 1. Виды обратной связи.....................................202
$ 2. Свойства усилителя с отрицательной обратной связью......204
' . ^'--'-1лЬНостЬ усилителя с обратной связью..............211
ы отрицательной обратной связи......................215
зитные связи в усилителях...........................220
Глава IX. КАТОДНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ
§ 1. Схема катодного повторителя.............................228
§ 2. Свойства катодного повторителя ...................... 230
§ 3. Способы подачи отрицательного напряжения смещения на сетку
лампы........................................................233
§ 4. Применение катодного повторителя........................234
Г лава X. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЯ
§ 1. Схемы входа при работе от звукоснимателя и микрофона....238
§ 2. Схемы входа при работе от фотоэлемента и фотоэлектронного умно-
жителя ......................................................241
§ 3. Входное напряжение и частотные искажения при работе от фото-
элемента ....................................................244
§ 4. Схемы входа при работе от воспроизводящей магнитной головки 247
§ 5. Экранировка входных цепей ..............................250
310
Глава XI. КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ
§ 1. Назначение и способы коррекции частотной характеристики . . , 255
§ 2. Схемы коррекции.................................. .... 257
§ 3. Коррекция в цепи обратной связи......................260
§ 4. Переменная коррекция.................................262
§ 5. Автоматическая коррекция частотных искажений в области верх-
них частот................................................265
Глава XII. РЕГУЛИРОВАНИЕ УСИЛЕНИЯ
1. Назначение и виды регуляторов усиления...............269
§ 2. Установочные регуляторы громкости....................270
§ 3. Выносные регуляторы громкости........................271
§ 4. Расчет ступенчатого регулятора громкости.............273
Г лава XIII. УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ
1. Свойства, принцип действия и типы полупроводниковых триодов . 277
ж § 2. Параметры полупроводниковых триодов ................281
§ 3. Характеристики полупроводниковых триодов.............285
~ § 4. Схемы включения полупроводниковых триодов ..........287
5. Схемы предварительных усилителей на полупроводниковых триодах . 290
§ 6. Оконечные усилители на полупроводниковых триодах.....294
Приложение. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ
НЕКОТОРЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЛАМП ..............................297
ЛИТЕРАТУРА................................................308
Елена Осиповна Федосеева
УСИЛИТЕЛЬНЫ! УСТРОЙСТВА
Редактор Л О Эисымонт
Оформление худояйшка С. А. Данилова
Художественный редактор 3 В Воронцова
Техническим редактор Р Ф Тумановскии и В И Сушгевич
Сдано в набор 16/IX 1960 Подписано к печати 18 II 1961
Бумага 60X9О1 1б Печ л 19 5 Vq изд л 18 47
Тираж 30 000 экз А-01027 Изд № 16233 Заказ 942
Цена 80 коп
«Искусство» Москва, И-51 Цветной бульвар 25
Первая Образцовая типография им А А Жданова
Московского городского совнархоза
Москва, Ж-54, Валовая, 28