Радиотехника - Браммер Ю.А., Пащук И.Н., Малинский В.Д.

Автор: Браммер Ю.А. Пащук И.Н. Малинский В.Д.

Теги: электротехника радиотехника учебник

Год: 1969

Похожие

Измерения в электронике. Справочник. Том 1

Радиоуправлене моделями самолетов, кораблей, автомобилей

МРБ-323. Радиолюбительские измерительные приборы

Любительские радиостанции на диапазоны 144-146 и 420-425 МГц

Текст

Ю. А. БРАММЕР,
В. Д. МАЛИНСКИЙ,
И. Н. ПАЩУК
ИЗДАНИЕ 2-е,
ИСПРАВЛЕННОЕ
И ДОПОЛНЕННОЕ
Допущено
Министерством высшего
и среднего специального
образования СССР
в качестве учебника
для техникумов
РАДИОТЕХНИКА
ИЗДАТЕЛЬСТВО «ВЫСШАЯ ШКОЛА»
МОСКВА—1969

6Ф2
Б87
УДК 621.396
Браммер Ю. А. и др.
Б87 Радиотехника. Изд. 2-е, испр. и доп. Учебник для ра-
дпотехн. специальностей техникумов. М„ «Высш. школа»,
1969.
536 с. с илл.
Перед загл. авт.: Ю. А. Браммер, В. Д. Малииский,
И. Н. Пащук.
В книге изложены физические основы теоретической
радиотехники, электровакуумных, полупроводниковых и ионных
приборов; рассмотрена работа электронных усилителей,
радиоприемных и радиопередающих устройств, основных импульсных схем;
описаны методы радиотехнических измерений и измерительные
приборы, основы телевидения и радиолокации.
Предназначается в качестве учебника для учащихся
техникумов по радиотехническим специальностям.
6Ф2
267-69
Рецензент В. И. Федотов
(преподаватель Московского радиомеханического техникума)

ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящая книга является вторым изданием
учебника «Радиотехника», выпущенного Госэнергоиздатом в 1961 г.
В данное издание включены новые главы: «Усилители на
транзисторах», «Основы телевидения», «Основы радиолокации» и
«Измерения на СВЧ»; большее внимание уделено разнообразным
устройствам на транзисторах.
Учебник соответствует программам по радиотехническим
дисциплинам для специальности «Производство радиодеталей и
компонентов». Наряду с этим он может использоваться учащимися
техникумов других радиотехнических специальностей.
Книга содержит такие разделы, как «Основы радиотехники»,
«Электровакуумные, ионные и полупроводниковые приборы»,
«Усилители низкой частоты», «Радиопередающие устройства»,
«Радиоприемные устройства», «Принципы телевидения и радиолокации»,
«Радиоизмерения», и предусматривает последовательное изучение
всех разделов. Однако не исключено и выборочное изучение того
или иного вопроса, если читатель знаком с теоретическими
положениями, на которых этот материал базируется.
Авторы стремились изложить физическую сущность явлений
и процессов в радиотехнических цепях, не прибегая при этом к
сложным математическим выкладкам.
Главы 2—7, 11—13, 15, 16, 36, 37, 42—46 (за исключением
§ 36.3, 37.2, 37.3, 37.5) написаны Ю. А. Браммером, введение и
главы 1, 8—10, 17—19, 21—35 (за исключением § 1.1, 22.10, 23.4,
31.5, 32.3) — В. Д. Малинским, главы 14, 20, 38-41, 47 и § 1.1,
22.10, 23.4, 31.5, 32.3, 36.3, 37.2, 37.3, 37.5) — И. Н. Пащук.
Все замечания и предложения, направленные на улучшение
книги, просим присылать по адресу: Москва, К-51, Неглинная ул.,
д 29/14, .издательство «Высшая школа».
Авторы

ВВЕДЕНИЕ
*
7 мая 1895 г. русский ученый Александр
Степанович Попов выступил на заседании физического отделения
Русского физико-химического общества в Петербурге с докладом «Об
отношении металлических порошков к электрическим колебаниям».
Во время доклада A. G. Попов продемонстрировал прибор для приема
и регистрации электромагнитных волн, который явился первым
в мире радиоприемником. Поэтому именно 7 мая в нашей стране
каждый год отмечается день радио *.
Открытие A. G. Попова явилось большим событием в развитии
знаний об электромагнетизме. Оно ознаменовало переход от
изучения различных физических явлений к их практическому
использованию для осуществления радиосвязи.
Изобретению A. G. Поповым радио предшествовал ряд
теоретических и практических работ в области электричества и магнетизма.
В 1820 г. Эрстед установил взаимную связь между электрическими
и магнитными явлениями, а в 1831 г. Фарадей открыл законы элек-
ромагнитной индукции. Идеи Фарадея о распространении энергии-
в форме электромагнитных волн нашли свое подтверждение в
экспериментах и математической теории о волновом распространении
электромагнитных процессов, разработанной Максвеллом. В 1888 г.
Генрих Герц, а в 1895 г. П. Н. Лебедев получили электромагнитные
волны и тем самым экспериментально доказали правильность
теоретических выводов Максвелла. Однако Герц отвергал возможность
практического использования электромагнитных волн.
Многократно повторяя опыты Герца с электромагнитными
волнами, А. С. Попов установил, что дальность их обнаружения может
быть увеличена присоединением к прибору специального провода,
получившего название антенны. Продолжая свои опыты, А. С. Попов
и его ближайший сотрудник П. Н. Рыбкин обнаружили, что
прибор, с которым они работали, реагирует на грозовые разряды.
Присоединив к прибору телеграфный аппарат Морзе, А. С. Попов
получил первый в мире радиоприемник, который он назвал грозо-
* Термин «радио» происходит от латинского слова radio, означающего
излучение (испускание).

отметчиком. Дальнейшее совершенствование аппаратуры позволило
А. С. Попову и П. Н. Рыбкину уже в январе 1899 г. обеспечить
радиосвязь на расстоянии свыше 40 км.
18 августа 1900 г. жюри Международной электротехнической
выставки в Париже наградило А. С. Попова за его радиостанцию
золотой медалью.
Значительную роль в дальнейшем развитии радиотелеграфной
связи сыграли работы итальянца Г. Маркони, который в марте
1899 г. осуществил радиосвязь между берегами Англии и Франции
на расстоянии в 45 км, а в декабре 1901 г. передал телеграфными
знаками букву S на расстоянии около 3700 км через Атлантический
океан.
Успехи Маркони объяснялись тем, что он своими работами
заинтересовал английское правительство и деловые круги, которые
финансировали его. В совершенно других условиях находился
A. G. Попов. Царское правительство и военное командование
отнеслись к его открытию с недоверием, выдаваемые на его работы
денежные средства были ничтожно малы. Несмотря на это, А. С.
Попов все же смог разработать для армии приемопередающую
радиостанцию.
После Великой Октябрьской социалистической революции
развитию радиосвязи и радиовещания в нашей стране уделяется
большое внимание. 21 июня 1918 г. В. И. Ленин подписал декрет «О
централизации радиотехнического дела», а 2 декабря того же года по
указанию В. И. Ленина была создана Нижегородская
радиолаборатория, работы в которой возглавил основоположник советской
радиотехники М. А. Бонч-Бруевич. В Нижегородской
радиолаборатории работали большинство крупнейших радиоспециалистов
Советской России того времени — А. Ф. Шорин, В. П. Вологдин,
B. А. Рожанский, проф. В. К. Лебединский, В. В. Татаринов,
C. И. Остряков и другие. В ней была проведена огромная работа
по созданию новой передающей и приемной аппаратуры.
Начиная с 1922 г. в Советском Союзе под руководством
акад. А. Л. Минца строятся самые мощные в мире радиостанции:
в 1922 г. 12-киловаттная станция имени Коминтерна (Малый
Коминтерн), в 1934 г. 500-киловаттная станция (Большой Коминтерн),
в годы Великой Отечественной войны была построена сверхмощная
радиовещательная станция мощностью 1200 кет, которая до
настоящего времени является наиболее мощной радиостанцией в мире.

Запуск искусственных спутников Земли и многочисленные
запуски ракет со специальной аппаратурой позволят в ближайшее
время решить многие сложнейшие вопросы распространения
радиоволн.
За последние десятилетия в радиотехнике и в самых различных
отраслях промышленности находят все большее применение
вещества, получившие название полупроводников.
Большой вклад в дело использования полупроводников внес
О. В. Лосев, открывший в 1922 г. возможность генерирования и
усиления высокочастотных колебаний с помощью кристаллического
детектора.

РАЗДЕЛ I
ОСНОВЫ РАДИОТЕХНИКИ
*
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ПРИНЦИП РАДИОСВЯЗИ
И ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ
РАДИОТЕХНИКИ
*
§ 11. ВИДЫ СИГНАЛОВ
В радиотехнике используются колебания
самых различных частот. Весьма распространенными являются
синусоидальные (гармонические) колебания. Мгновенное значение
напряжения (или тока) синусоидальной формы (рис. 1.1, а)
определяется тремя параметрами: амплитудой Um, частотой со = 2я/ и
начальной фазой ср0 (на рис. 1.1, а Д^ = ср0):
Напомним, что аргумент синуса, т. е. cat -f- <p0, называется фазой
колебания.
Кроме гармонических, широко применяются импульсные
колебания. Импульс — это кратковременное отклонение величины
напряжения или тока от некоторого постоянного уровня (в частности,
от нулевого). Импульсы чередуются с паузами.
Различают два вида импульсов: видеоимпульсы и радиоимпульсы.
Видеоимпульсами называют импульсы напряжения (тока),
мгновенные значения которого изменяются в течение короткого
промежутка времени от нуля до некоторой непостоянной величины и
вновь до нуля. Они имеют различную форму. Наиболее
распространены прямоугольные, экспоненциальные и треугольные
видеоимпульсы (рис. 1.1, б, в, г). Видеоимпульсы могут быть
положительными, отрицательными и разнополярными.
Радиоимпульсами называют импульсы синусоидального
высокочастотного напряжения (тока), амплитуда, а следовательно, и
огибающая которого при амплитудной модуляции изменяются по
закону модулирующего видеоимпульса.

Наиболее часто встречаются прямоугольные радиоимпульсы.
Реальная форма такого импульса показана на рис. 1.1, е.
Введем понятие основных параметров импульсов на примере
реального прямоугольного импульса.
Длительность. За активную длительность импульса принимают
промежуток времени, измеренный на уровне, соответствующем
половине его амплитуды. Иногда длительность импульса определяют
на уровне 0,Ш„, (0,l/ffl) и часто по основанию импульса.
Длительность импульса измеряется в единицах временя: секундах (сек),
миллисекундах (же/с), микросекундах (мксек) и наносекундах (нсек).
и
п> р р
S)
в)
и
о,зит
t
OJUm
г)
S/
Ben
' \
1
1
1
— zi
Л
\
1
t
\
Рис. 1.1. Виды сигналов
Длительность и крутизна фронта. Импульс имеет передний и
задний фронты; последний иногда называют спадом, или срезом,
импульса. Длительность переднего фронта определяется временем
нарастания импульса, а длительность заднего фронта — временем
его спада.
Наиболее часто пользуются понятием активной длительности
фронта /ф = L — /ъ за которую принимают время нарастания
импульса от 0,1 Um до 0,9Um, и время спада импульса от 0,9Um до
0,\0т (рис. 1.1, <?). Длительности ^ф и tc составляют обычно 5—20%
от длительности импульса /„. Чем меньше значения гф и tc по
сравнению с tn, тем больше форма импульса приближается к
прямоугольной.
Иногда вместо длительностей ^ф и tc фронт импульса
характеризуют скоростью S нарастания или спада. Приближенно

Эту величину называют крутизной фронта (среза) и измеряют
в вольт на секунду {elсек) или киловольт на микросекунду (кв/мксек).
Период повторения импульсов. За период повторения
(следования) импульсов Т принимают промежуток времени между двумя
соседними импульсами одинаковой полярности.
Частота повторения импульсов. Величина, обратная периоду
Т, называется частотой повторения (следования) импульсов /.
Обычно она измеряется в герцах (гц) или килогерцах (кгц).
Коэффициент заполнения и скважность. Отношение длительности
импульса к периоду повторения называется коэффициентом
заполнения:
Коэффициент заполнения — величина безразмерная и меньше
единицы.
Величина,обратная коэффициенту заполнения, называется
скважностью импульса:
Скважность — величина безразмерная, но больше единицы.
Следует напомнить, что колебание сложной формы можно
представить суммой синусоидальных и косинусоидальных составляющих
(гармоник). Совокупность их является спектром этого
колебания.
Чтобы с помощью электрических колебаний передать полезную
информацию (речь, музыку, набор команд), надо управлять ими.
Такое управление в соответствии с передаваемой программой носит
название модуляции.
При управлении синусоидальным колебанием можно изменить
один из его параметров: амплитуду, частоту или фазу, осуществляя,
как говорят, амплитудную, частотную или фазовую модуляцию.
Более подробно эти процессы будут рассмотрены в
соответствующих разделах книги.
§ 1.2. ПРИНЦИП РАДИОСВЯЗИ.
МОДУЛЯЦИЯ И МАНИПУЛЯЦИЯ
Передача какого-либо сигнала на
значительное расстояние, например звука или изображения, осуществляется
при помощи радиосвязи. Непосредственная передача таких сигналов
на большое расстояние невозможна.
Звуковые колебания представляют собой механические
колебания частиц воздуха, которые воздействуют на органы слуха.
Опытом установлено, что человеческим ухом могут
восприниматься звуковые колебания в определенном диапазоне частот

(16—20 000ei{)- Частоты меньше 16 гц называют инфразвуковыми,
а частоты больше 20 000 гц — ультразвуковыми. Звуковые
колебания этих частот не воспринимаются человеческим ухом.
Звуковые колебания могут передаваться как через воздух,
так и через твердые тела. Однако при этом скорость
распространения звука будет различной. В воздухе при температуре 20° С и
давлении 760 мм рт. ст. скорость распространения звука равна
344 м/сек. Чем больше плотность среды, в которой распространяется
звук, тем меньше скорость его распространения и больше
поглощение звуковой энергии.
В этом случае для связи на большие расстояния потребовались
бы значительное время и очень большая мощность колебания.
Кроме того, источник звука создавал бы около себя столь мощное
звуковое поле, что исключалась бы возможность передачи звуков
меньшей силы.
Поэтому для осуществления дальней связи пользуются
передачей электрической энергии как по проводам, так и без проводов
с помощью радиосвязи. Для этого в акустическом аппарате,
называемом микрофоном, механическая энергия колебаний частиц
воздуха превращается в электрическую энергию токов звуковой
(низкой) частоты.
Полученные переменные токи используются при проводной
связи. Однако применение их для излучения оказывается
невозможным из-за значительного поглощения электромагнитных колебаний
звуковых частот поверхностью земли и различными частицами
в окружающем пространстве, а также из-за невозможности в
приемном устройстве разделить колебания одновременно работающих
станций. Установлено, что эффективное излучение
электромагнитной энергии возможно лишь в случае, когда длина волны колебания
соизмерима с геометрическими размерами излучающей системы
(антенны). Таким образом, для осуществления связи на большие
расстояния необходимо применять электромагнитные колебания
высокой частоты, обладающие сравнительно малыми потерями и
большой скоростью распространения (300 000 км/сек). При этом
возникает необходимость в создании (генерации) высокочастотных
колебаний и в управлении одним или несколькими параметрами
этих колебаний по закону передаваемого сигнала.
Управление параметрами высокочастотных колебаний
(амплитудой, частотой или фазой), осуществляемое при помощи
модулятора, в состав которого при радиотелефонной работе входит
микрофон, называется модуляцией. Управление параметрами
высокочастотных колебаний, осуществляемое при помощи манипулятора,
в качестве которого при радиотелеграфной работе может
использоваться ключ, называется манипуляцией. В зависимости от того,
какой параметр высокочастотного колебания изменяется,
различают три основных вида модуляции (манипуляции): амплитудную,
частотную и фазовую.
10

В качестве примера рассмотрим блок-схему радиотелефонной
связи при амплитудной модуляции (рис. 1.2).
Звуковые колебания, воздействуя на микрофон, управляют
с помощью модулятора амплитудой колебаний высокой частоты,
вырабатываемых специальным генератором * (эти высокочастотные
колебания иногда называют колебаниями несущей частоты).
Модулированные высокочастотные колебания излучаются антенной
радиопередатчика в окружающее пространство. Распространяясь, они
достигают антенны приемника и наводят в ней э. д. с. В
радиоприемнике э. д. с. принятого сигнала выделяется из всех других
наведенных в антенне э. д. с. и, так как ее мощность очень мала, она
усиливается. Затем происходит процесс, обратный модуляции, который
Передающая
антенна
приемная
антенна.
Рис. 1.2. Блок-схема радиотелефонной связи
называют детектированием. В результате детектирования
получается сигнал, амплитуда которого изменяется по закону
модулирующего напряжения (в рассматриваемом случае по закону звуковой
частоты). Напряжение звуковой частоты усиливается и
подводится к телефону или громкоговорителю, в котором
электрические колебания вновь преобразуются в акустические колебания,
доступные для восприятия человеческим ухом.
Для работы передатчика и приемника необходимо, чтобы они
получали энергию от какого-либо первичного источника (батареи,
аккумулятора и т. п.). В передатчике эта энергия постоянного тока
преобразуется в энергию тока высокой частоты, которая
подвергается модуляции, а в приемнике часть этой энергии,
преобразованная в колебания тока звуковой частоты, поступает к телефону
или громкоговорителю.
Приведенная структурная схема является общей для всех
возможных случаев радиосвязи (радиотелеграфии, фототелеграфии и
телевидения). Разница состоит в системах, преобразующих
передаваемые сигналы в напряжения, подводимые к модулятору, и в си
стемах, включенных после детектора на выходе приемника.
* Генератор — латинское слово, означающее производитель, устройство
для создания (производства) электрических колебаний различных частот и раз
личной формы.
11

§ 1.3. ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ
РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ МЕТОДОВ
Со дня изобретения радио A. G. Поповым
развитие радиотехники, а затем электроники шло чрезвычайно
быстрыми темпами. Если на первом этапе развития (1895—1925 гг.)
радио в основном находило применение для радиосвязи, то в
последующие годы (1925—1945 гг.) развивается телевидение,
радионавигация, радиолокация. Начиная с 1945 г. радиоэлектронные методы
все более широко внедряются во все отрасли науки, техники и
культуры. В настоящее время понятие «электроника» включает целый
ряд ставших самостоятельными отраслей: радиосвязь,
радиовещание, телевидение, радиолокацию, радионавигацию,
радиоастрономию, радиотелемеханику, электронную автоматику,
быстродействующие электронно-счетные машины и т. д.
Современная радиосвязь характеризуется все большим
использованием диапазона сверхвысоких частот, повышением надежности
связи и увеличением числа каналов связи. Современное
телевидение, помимо бытового использования, все больше внедряется в
промышленность. Уже недалеко то время, когда широко будет
применяться цветное телевидение. Радиолокационные станции позволяют
производить определение координат с очень большой точностью.
Современная радиолокационная аппаратура обеспечивает
автоматическое безаварийное плавание судов, управление движением
самолетов, определение принадлежности самолетов или кораблей к своим
или враждебным вооруженным силам и т. д.
Радионавигация во многих случаях базируется на данных
радиолокаторов, но имеются и различные специальные
радионавигационные приборы, позволяющие осуществлять уверенное
вождение самолетов и кораблей в любых метеорологических
условиях. На использовании радиоэлектронных методов основана
такая важная область техники, как радиотелемеханика,
занимающаяся управлением различными механизмами на расстоянии.
Одновременно с развитием радиотелемеханики возникла и
другая важная отрасль техники, получившая названиерадиотелеметрии.
Радиотелеметрия позволяет измерять различные неэлектрические
величины на расстоянии с помощью радио. Наличие
радиотелеметрического оборудования на искусственных спутниках Земли
позволяет глубже проникнуть в тайны Вселенной, изучить процессы,
происходящие на различных высотах, поведение живого организма
в условиях космического полета и решить еще ряд различных
проблем. Развитие электроники и импульсной техники позволило
создать различные электронные автоматические
быстродействующие математические машины, которые с большой скоростью
решают задачи, требующие громадного объема вычислений.
Большое значение в жизни человека имеет метеорология —
наука, изучающая изменение погоды и физическое состояние ат-
12

мосферы. Развитие радио позволило облегчить изучение различных
физических параметров (температуру, влажность, давление,
электрическую структуру, ветер и т. д.) и их влияние на
распространение радиоволн. Получая сведения с многочисленных
автоматических метеостанций, специальные математические машины
позволяют в кратчайшие сроки обработать полученные сведения и
составить прогноз погоды на ближайшее время суток.
Развитие радиолокации привело к возникновению новой
отрасли науки — радиоастрономии. Радиоастрономия в настоящее
время является одним из мощных средств изучения Вселенной.
Уже сейчас созданы такие мощные радиотелескопы, которые
позволяют вести наблюдения независимо от времени суток и
метеорологических условий.
Радиоэлектроника широко внедряется в промышленность.
Совмещение электронно-счетных машин с устройствами автоматического
управления позволяет автоматизировать производство. Создаются
автоматические линии и полностью автоматические заводы.
Внедряются системы автоматического контроля.
Токи высокой частоты позволяют осуществлять нагрев и
закалку стали, сушку бумаги, древесины, керамических изделий
и т. д., обеспечивая при этом высокое качество.
Большое будущее принадлежит радиоэлектронике и в медицине.
Здесь она может применяться как для диагностики, так и для
лечения болезней. Сконструированы аппараты, позволяющие лучше
слышать людям с плохим слухом, ведутся работы по созданию
приборов, помогающих слепым различать светлое и темное, и др.
Директивы XXIII съезда КПСС предусматривают в новом
пятилетии широкое использование электронных вычислительных
машин в планировании и управлении народным хозяйством, создание
новых приборов радиоэлектроники и автоматики,
совершенствовании радиосвязи, радионавигации и телевидения, а также решение
других практических задач промышленности радиоэлектронными
методами.
ГЛАВА ВТОРАЯ
СВОБОДНЫЕ КОЛЕБАНИЯ
В КОНТУРЕ
§ 2.1. ИДЕАЛЬНЫЙ КОНТУР
Простейшим колебательным контуром
является замкнутая цепь, состоящая из конденсатора и катушки
индуктивности и обладающая малым активным сопротивлением. Если
конденсатор такого контура зарядить от источника с э. д. с. Е =
= Um, а потом замкнуть на катушку (рис. 2.1, с), то в контуре
возникнут свободные электрические колебания.
13

В радиотехнических контурах активное сопротивление
стремятся сделать по возможности малым. Поэтому иногда
рассматривают идеальный контур, т. е. контур, в котором не происходит
потери энергии.
Рассмотрим колебательный процесс в идеальном контуре с
момента времени, когда конденсатор, заряженный до напряжения
Um = Е, начинает разряжаться на катушку (рис. 2.1, б). При
разряде ток i, проходя по катушке, создает магнитное поле, которое
наводит в катушке э. д. с, препятствующую нарастанию тока.
Благодаря этому разряд конденсатора происходит не мгновенно,
а длится некоторое время, в течение которого
напряжение ис постепенно спадает до нуля.
По мере разряда конденсатора ток в
контуре нарастает и при ис = 0 достигает
максимального значения i — /m (рис. 2.1, в).
Одновременно уменьшается энергия электри-
Си%
ческого поля конденсатора 1*% = —- и
увеличивается энергия магнитного поля катушки
/л'2
WM = -9-. В момент времени, когда «с = О
и i — /,,, вся энергия контура сосредоточена
в магнитном поле:
Wumm = ^. (2.1)
После достижения максимального значения
ток в цепи начинает уменьшаться.
Уменьшающееся вместе с ним магнитное поле
наводит в катушке э. д. с, которая стремится
поддержать убывающий ток. Поэтому ток
спадает до нуля не мгновенно, а уменьшается
постепенно, продолжая идти в прежнем
направлении. При этом уже после полного
разряда конденсатора электроны продолжают
переноситься с обкладки, ранее заряженной
Рис. 2.1. Колебатель- отрицательно, на обкладку, заряженную преж-
н JF де положительно, т. е. происходит перезаряд
конденсатора, напряжение между обкладками которого возрастает,
но имеет полярность, противоположную первоначальной. Когда
ток i становится равным нулю, напряжение ис достигает
максимального значения Um (рис. 2.1, г). Теперь вся энергия контура снова
сосредоточена в электрическом поле:
" ъ mas — 9 ' \^^>
Затем конденсатор опять разряжается на катушку, но теперь
ток протекает в обратном направлении (рис.2.1, д). После разряда
\ С L \е)
14

конденсатора вновь происходит его заряд до напряжения Um,
которое по знаку совпадает с первоначальным (рис. 2.1, е).
С этого момента времени процесс в контуре протекает аналогично
описанному.
Таким образом, в идеальном контуре происходят периодические
свободные колебания (рис. 2.2), причем в момент времени, когда «с
достигает максимального значения, ток г" уменьшается до нуля,
и наоборот.
Время, в течение которого происходит один цикл изменения
величин тока в контуре и напряжения на конденсаторе, называется
периодом колебания Т, а число
периодов колебаний в секунду—
частотой свободных колебаний
(собственной частотой контура)
/0. Период и частота —
величины взаимно обратные:
f - —
/о — т •
При свободных колебаниях
напряжения на катушке
индуктивности и конденсаторе по
величине равны друг другу и через
них протекает один и тот же ток. Поэтому должны быть равны
индуктивные и емкостные сопротивления:
cV-^, (2.3)
откуда
Рис. 2.2. Кривые напряжения и тока
в контуре
(2.4)
и период колебаний
= j- = 2л
/о
LC .
Чем больше емкость конденсатора, тем больший электрический
заряд сосредоточивается на его обкладках (Q = CUm) — тем
больше время разряда и заряда конденсатора. Чем большую
индуктивность имеет катушка, тем большее сопротивление оказывает
она изменениям тока — тем медленнее происходит процесс заряда
и разряда конденсатора. Поэтому с увеличением значений С и L
возрастает период и уменьшается частота свободных колебаний,
что и показывают формулы.
Сопротивление катушки (конденсатора) на частоте /„ называют
волновым сопротивлением контура р. Величину его можно
определить из равенства выражений (2.1) и (2.2):
'£. (2-5)
15

Энергия, получаемая антенной передатчика из колебательного
контура, распространяется в пространстве в виде
электромагнитных волн. Расстояние, которое проходит такая волна за время,
равное периоду колебаний, называется длиной волны К. В соответ-
ствии с этим определением Я = vT = у-, где v — скорость распро-
/о
странения электромагнитных волн. Для любой среды
v — -
где с — скорость распространения света в вакууме, 3 -108 м/сек,
ег и \хг — соответственно относительные диэлектрическая и
магнитная постоянные среды.
Для воздуха можно считать в«си, следовательно, если
подставить v в м/сек, а /0 в Мгц, то
. , . 300
Л (М) = -г-
v ; /о
§ 2.2. РЕАЛЬНЫЙ КОНТУР
В реальном колебательном контуре
электрическая энергия, первоначально запасенная в нем, постепенно
уменьшается, превращаясь в тепловую энергию. Это уменьшение энергии
вызывается потерями энергии в активных сопротивлениях
реального контура. Потери электрической энергии происходят как в
проводах, так и в диэлектриках.
Потери в проводах связаны с выделением тепла в активном
сопротивлении контура (главным образом катушки). С повышением
частоты сопротивление проводов возрастает за счет поверхностного
эффекта, поэтому потери увеличиваются.
Под действием переменного электрического поля орбиты
электронов в атомах диэлектрика смещаются то в одном, то в другом
направлении, т. е. происходит непрерывное изменение
поляризации диэлектрика, которое вызывает его нагрев. За счет
выделяющейся тепловой энергии уменьшается запас электрической энергии
в контуре. С увеличением частоты число циклов изменения
поляризации в единицу времени увеличивается, и диэлектрические потери
возрастают.
Для уменьшения потерь при изготовлении катушек часто
используют специальный провод — литцендрат, состоящий из
нескольких изолированных проводников, или трубчатый провод,
посеребренный снаружи. Этим увеличивается поверхность или
проводимость слоя, по которому проходит ток.
Каркас катушки и диэлектрик между обкладками конденсатора
выполняются нз материала с малыми диэлектрическими потерями
(радиофарфор, полистирол и т. д.).
16

Условно считают, что все потери энергии связаны с включением
в идеальный контур некоторого активного сопротивления, на нагрев
которого в данных условиях расходуется та же энергия, какая на
самом деле теряется в реальном контуре. Это сопротивление
называется сопротивлением потерь г.
В результате потерь энергии амплитуда колебаний в контуре
постепенно уменьшается, т. е. колебания затухают (рис. 2.3).
Анализ этого процесса показывает, что уменьшение амплитуды
колебаний напряжения и тока
происходит по экспоненте ис
11 _// р'Ы и I — I р "'
U mi — "-' moe и ' mt — ' пщс >
Где б = -2у ~ коэффициент
затухания
колебаний;
UmU и 1т0 — начальные
амплитуды
напряжения и тока.
Затухание колебаний
можно оценить отношением амплитуд напряжения
ющих друг за другом через период:
Umt Umoe о 5J
Рис. 2.3. Затухающие колебания в
контуре
или тока,
следуU.
tn(t
■Т)
Вместо этого отношения часто пользуются его натуральным
логарифмом:
„ 1„ Umt j,rp
U,
m (.' + Т)
который называют логарифмическим декрементом затухания.
Подставляя в это выражение значения б и Т, получаем
Величина, в я раз меньшая, называется затуханием контура
Чем меньше сопротивление потерь г по сравнению с величиной
w0L, тем медленнее затухают колебания в контуре. Поэтому
величина, обратная затуханию d, называется качеством, или
добротностью, контура:
17

Используя выражение (2.5), можно записать
1
Добротность хороших радиотехнических контуров доходит до
200—300, а у контуров среднего качества Q составляет 80—
100.
В реальном контуре частота собственных колебаний зависит от
величины сопротивления потерь:
Однако, не внося большой погрешности, можно пренебречь
величиной б2, которая у радиотехнических контуров очень мала
по сравнению с j-~ . При этом
допущении выражение (2.6) совпадает с
выражением (2.4).
В контуре, имеющем очень большие
потери, электрическая энергия к концу
первого разряда конденсатора полностью
переходит в тепловую энергию, поэтому
Рис. 2.4. Кривая тока пр„ "еРезаР*? ™eHcaT0Pa не наступает
апериодическом процессе (Рис- ^-4)-
Такой процесс разряда конденсатора
называется апериодическим. Для
апериодического процесса понятие частоты теряет смысл, поэтому
выражение (2.6) должно иметь не действительное, а мнимое значение, т. е.
должно соблюдаться неравенство
(2.7)
Подставляя значение б = -^- и проводя преобразования,
получаем
или " ' '
При выполнении этого условия происходит апериодический
разряд конденсатора; при г <2р или Q^>-}- в контуре возникает
колебательный процесс.
18

ГЛАВА ТРЕТЬИ
ВЫНУЖДЕННЫЕ КОЛЕБАНИЯ
В ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОМ
КОНТУРЕ
§ 3.1. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР
Катушка и конденсатор, включенные
последовательно в цепь источника переменной э. д. с. Е, образуют
последовательный колебательный контур. Обычно при расчетах полагают,
что катушка и конденсатор не имеют потерь, а все потери
происходят в активном сопротивлении контура
(рис. 3.1).
При этом считают, что внутреннее
сопротивление источника также входит в
активное сопротивление. Рпс_ 3 , Последова-
За счет энергии генератора, восполняю- тельный контур
щей потери в контуре, колебания в нем
становятся незатухающими и называются вынужденными.
Полное сопротивление такого контура
1 Х (3.1)
его модуль
I 1 1 Го
(3.2)
™ч=\ = г—г—г^. <з'з>
где со — круговая частота э. д. с. источника.
Ток в контуре
Напряжения на элементах контура соответственно равны:
UL = /mL; (3.4)
Uu=Ir. (3.6)
Согласно закону Кирхгофа,
E = 0L + 0c + 0a. (3.7)
19

При построении векторной диаграммы (рис. 3.2) в произвольном
направлении откладывают вектор тока /, а затем строят векторы
напряжений UL и Uc, первый из которых
опережает, а второй отстает по фазе от
вектора тока на 90°.
Геометрическая сумма векторов
напряжений дает вектор реактивной составляющей
напряжения на контуре (UL — Uc).
Прибавляя к ней вектор активной составляющей
полного напряжения Ua, совпадающий по
фазе с вектором тока, получают вектор
э. д. с. источника Е.
uL uL-uc
Рис. 3.2. Векторная
диаграмма
последовательного контура
§ 3.2. РЕЗОНАНС НАПРЯЖЕНИИ
В общем случае сопротивление контура, как
следует из выражения (3.1), имеет комплексный характер.
Резонансом называется явление, при котором сопротивление контура
становится чисто активным и, следовательно, ток в цепи источника
совпадает по фазе с его э. д. с, т. е. coscp = 1.
Из выражения (3.1) видно, что в последовательном контуре
резонанс имеет место на частоте со, при которой
'шС<
(3.8)
т. е. когда индуктивное и емкостное реактивные сопротивления
контура равны по величине.
Из равенства (3.8) вытекает, 4Tof = R-
Из сравнения полученного выражения резонансной частоты с
выражением (2.4) следует, что частота собственных колебаний
идеального контура одновременно является его резонансной частотой.
Таким образом, резонанс в последовательном контуре наступает,
когда частота э. д. с. источника становится равной частоте
собственных колебаний контура /0.
При резонансе, как видно из выражения (3.1), сопротивление
контура имеет минимальную величину и вследствие этого ток /
имеет наибольшее значение:
г
(3.9)
Умножая обе части равенства (3.8) на /р и учитывая выражения
(3.4) и (3.5), получаем
ULv = UC9. (3.10)
т. е. при резонансе реактивные напряжения на катушке и
конденсаторе контура равны по величине.
20

Так как напряжения ULp и UCp сдвинуты по фазе относительно
друг друга на 180°, из выражений (3.6) и (3.7) следует, что
и, следовательно, при резонансе напряжение на сопротивлении
потерь равно э. д. с. источника.
Отношение реактивных напряжений к
э. д. с. источника ц^
иг
и,.
Е Е 1рг Рис. 3.3. Векторная
_ ^ диаграмма последова-
Таким образом, в последовательном кон- теЛьного контура при
туре при резонансе реактивные напряжения резонансе напряжений
на катушке и конденсаторе в Q раз превы-
вышают э. д. с. источника и взаимно компенсируют друг друга.
Поэтому такой резонанс называют резонансом напряжений.
Особенностью векторной диаграммы для случая резонанса
напряжений является равенство векторов напряжений. UL? и (УСр
и совпадение направлений векторов тока и э. д. с. источника
(рис. 3.3).
§ 3.3. СОПРОТИВЛЕНИЕ КОНТУРА
Сопротивление контура, как следует из
выражений (3.1) и (3.2), зависит от частоты источника со. При резонансе
оно является чисто активным и минимальным по величине.
Если частота источника выше резонансной частоты контура
(со > со0), то по сравнению со своим резонансным значением индук-
z n тивное сопротивление coL увелячи-
1
вается, а емкостное сопротивление —~
уменьшается, и контур представляет
собой активно-индуктивное
сопротивление.
При со < соо контур имеет активно-
емкостное сопротивление.
При изучении работы
радиотехнических устройств наибольший интерес
представляет область частот, лежащих
вблизи резонансной частоты контура.
В пределах этой узкой области при
изменении частоты сопротивление потерь г, а также реактивные
сопротивления coL и —^ изменяются мало, в то время как реактивное
сопротивление всего контура coL -г изменяется в очень широких пределах.
На рис. 3.4 показаны графики зависимости сопротивления от
частоты для контуров, имеющих одинаковые резонансные частоты,
Рис. 3.4. Графики зависимости
сопротивлений
последовательного контура от частоты
21

но различные сопротивления потерь г. Самые низкие точки этих
кривых (при / = /„) соответствуют сопротивлениям контуров при
резонансе. Чем больше сопротивление потерь, т. е. та часть
полного сопротивления, которая с частотой практически не меняется,
тем медленнее изменяется сопротивление контура при изменении
частоты. Кривая, соответствующая контуру с наибольшим
сопротивлением потерь (с добротностью Q3), является более пологой.
§ 3.4. РЕЗОНАНСНЫЕ КРИВЫЕ
Если э. д. с. источника Е поддерживать
неизменной, а частоту ее / плавно изменять, то ток в контуре будет
изменяться и достигнет максимального значения, когда частота /
совпадет с резонансной частотой контура /„. Кривая, выражающая
эту зависимость, называется
резонансной кривой. Ее уравнение
/ = •£= ,. В (3.11)
Так как при неизменной э. д. с.
ток обратно пропорционален сопро-
,„ тивлению контура, резонансные кри-
Рис. 3.5. Резонансные кривые вые (Рис- 3-5) ЯВЛЯЮТСЯ обратными
последовательных контуров кривым зависимости сопротивления
контура от частоты (см. рис. 3.4).
На рис. 3.5 они построены для контуров с одинаковыми
резонансными частотами, но с разными добротностями. С уменьшением
сопротивления потерь (с увеличением добротности контура) растет
высота резонансной кривой (значение тока при резонансе) и более
крутыми становятся ее склоны, т. е. кривая оказывается более
острой.
Резонансными кривыми называют также зависимость тока от
индуктивности или емкости контура при неизменной амплитуде и
частоте э. д. с. источника: / = Fx (L) и / = F2 (С). Графики этих
зависимостей имеют форму, аналогичную зависимости / = F (/).
Для сравнения контуров с различными резонансными частотами
и различными величинами добротности резонансные кривые удобно
строить в относительных единицах, т. е. в системе координат, по
оси абцисс которой откладывается отношение частоты источника
к резонансной частоте контура, а по оси ординат — отношение тока
к его значению при резонансе. У всех резонансных кривых вершины
совпадают. Уравнение так называемой приведенной резонансной
кривой, построенной в этой системе координат, можно получить из
выражений (3.9) и (3.11):

. Так как
то
откуда
где
cooZ.G)C coo ш '
(3.12)
Если резонансная частота контура незначительно отличается от
частоты источника, т. е. абсолютная расстройка контура Д/ =
= / — /0 (Лео = со — соо) мала, то приближенно можно считать, что
2соо Лео +
соо (соо + Дш)
■ 2Дсо 2Д/ ,„ , „.
шо Jo
На рис. 3.6, а построены приведенные резонансные кривые,
изображенные на рис. 3.5 в абсолютных единицах.
1 -
0,15-
0,5 - ,
0,25 -
у \\
' i
V4
VV2
I
b
' 0,25
-x
J
+x
0,93 0,33 I Щ 1,02 ±
а) ^
0,0Z 0,01 0 0,01 0,02
5)
Рис. 3.6. Приведенные резонансные кривые
последовательных контуров
Часто при построении приведенных резонансных кривых по оси
абсцисс откладывают относительную расстройку х= ----- (рис. 3.6, б).
/с
Так как в узкой области частот, лежащих вблизи резонансной
частоты контура, с достаточной степенью точности можно считать,
что индуктивное и емкостное сопротивления равны их значениям
при резонансе, то, умножая числитель и знаменатель левой части
выражения (3.12) на сопротивление xL к хс « р, получаем
U,
/РР
и,
г
23

Поэтому при построении приведенных резонансных кривых по
оси ординат можно откладывать вместо отношения токов отношение
напряжений на катушке или конденсаторе.
- 4,11 р
■w
§ 3.5. ПОЛОСА ПРОПУСКАНИЯ
И ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬ КОНТУРА
Сигналы, передаваемые радиостанциями,
содержат колебания различных частот. Для токов этих частот контур
имеет различные сопротивления. Поэтому соотношения между
токами в контуре (напряжениями на катушке или конденсаторе) и
между составляющими сигнала,
воздействующими на контур, оказываются
различными.
Возможность передать через контур
напряжения того или иного спектра частот
без существенных искажений оценивается
полосой пропускания. Полосой
пропускания контура 2А/ называют спектр частот,
в пределах которого токи в контуре
(напряжения на катушке или конденсаторе)
отличаются от резонансного значения не
более чем в У 2 раз, т. е. примерно на 30%
(при условии равенства напряжений всех
частот, действующих на контур). Такое
определение принято вследствие того, что
человеческое ухо слабо ощущает изменение громкости звука, если
ток в телефоне изменяется не более чем в \ 2 раз. На рис. 3.7
показано определение полосы пропускания по резонансным кривым
контуров.
С увеличением сопротивления потерь резонансная кривая
становится более тупой, а полоса пропускания — шире (2Л/Х > 2А/2).
Поэтому для расширения полосы пропускания в контур вводят
добавочное сопротивление.
Из уравнения приведенной резонансной кривой (3.12) можно
определить расстройку х, при которой -j— = —j-^ ^0,7:
2а F,
Рис. 3.7. Определение
полосы пропускания по
резонансным кривым
1
1
У г У\ + (2Qx)*'
Приравнивая знаменатели левой и правой частей этого
равенства, получаем
х = Щ ■
Учитывая, что в соответствии с формулой (3.13)
, полу-

чаем выражение для определения ширины полосы пропускания:
2Ц = %. (3.14)
Последнее выражение говорит о том, что полоса пропускания
увеличивается с уменьшением добротности контура и с возрастанием
его резонансной частоты.
Кроме полезного сигнала, на контур могут воздействовать
помехи. Такие помехи, в частности, создают радиостанции, сигналы
которых приемник в данное время принимать не должен.
Способность контура выделять полезный сигнал из всей совокупности
воздействующих на него сигналов характеризует избирательность
контура. Избирательность контура тем больше,
чем острее его резонансная кривая. Так,
например, ток /п1, созданный мешающим сигналом
2л f
частотой /п (рис. 3.7) в контуре, с резонансной
кривой /, мало отличается от тока, на частоту
/0 которого контур настроен; частота Д, лежит
в пределах полосы пропускания контура, по- °
этому мешающая станция создает значительные Рис. 3.8. Идеаль-
помехи. В контуре, характеризуемом более ост- ная резонансная
рой резонансной кривой 2, ток /п2, создаваемый кривая
мешающей станцией, значительно меньше;
частота fn лежит за пределами полосы пропускания контура, и
мешающая станция создает относительно слабые помехи приему.
Следует отметить, что требования расширить полосу
пропускания и увеличить избирательность контура противоречивы.
Действительно, для расширения полосы пропускания сопротивление
потерь контура нужно увеличивать, а для увеличения
избирательности — уменьшать.
Идеальная резонансная кривая имеет прямоугольную форму
(рис. 3.8).
Ее ширина соответствует необходимой полосе пропускания, а
отвесные склоны обеспечивают высокую избирательность. Однако
такую кривую практически получить нельзя.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
ВЫНУЖДЕННЫЕ КОЛЕБАНИЯ
В ПАРАЛЛЕЛЬНОМ КОНТУРЕ
§ 4.1. ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ КОНТУР
Катушка и конденсатор, включенные
параллельно в цепь источника переменной э. д. с, образуют простой
параллельный колебательный контур (рис. 4.1, о).
Кроме него, в радиотехнике используются контуры с двумя
индуктивностями (рис. 4.1, б) и двумя емкостями (рис. 4.1, в).
25

Контуры, изображенные на рис. 4.1, а, б, в, называют
соответственно контурами первого, второго и третьего вндога. Их можно
получить из контура общего вида
0-—. 2>— (рис. 4.1, г), изменяя точки подключе-
г—4—-, ,—1—. ния его к генератору. Такое включение
, Ь , j контура называют неполным. Если под-
' ключение произвести, например в
точках а и б, получается простой
параллельный контур.
Начертим векторную диаграмму для
простого параллельного контура (рис.
5) 4.2, а).
U,
г)
Рис. 4.1. Виды параллельных Рис. 4.2. Векторные диаграммы параллельного
контуров контура:
а — при отсутствии резонанса; б — при наличии
резонанса
Ток /j в индуктивной ветви отстает, а ток /2 в емкостной ветви
опережает по фазе напряжение на контуре UK. Откладывая векторы
этих токов под соответствующими углами rpt и ср., к вектору 0к,
определяем построением вектор тока / в питающей цепи.
§ 4.2. РЕЗОНАНС ТОКОВ
При резонансе сопротивление контура должно
быть чисто активным, т. е. ток в общей (питающей) цепи должен
совпадать по фазе с приложенным к контуру напряжением. Для
выполнения этого условия необходимо, чтобы реактивные составляющие
токов в ветвях /1р и /2р были равны по величине и компенсировали
друг друга.
В высокочастотных контурах реактивные сопротивления ветвей
много больше активных (ху
что
^> rl и л'2 >• г2). Поэтому можно считать,
Х\
Sin фх = -
1;
sin ср., = --

Для простого контура
/lp = -^sin(Pi~-^ = ^T-- /зр = -^sin Ф,^ -g- = Г-/ксоС.
Так как при резонансе реактивные составляющие токов равны
по величине, из последних соотношений получаем
х1~х2 или
откуда
со —
Таким образом, для параллельного контура (если гх ■< хх и
г2 <; х2) резонанс также наступает при совпадении частоты
генератора с частотой собственных колебаний контура (со = со,,).
При резонансе ток в питающей цепи равен сумме только актив-
пых составляющих токов ветвей:
Так как хх — х2, то
где г — гх + л. — сопротивление потерь контура.
Отсюда эквивалентное сопротивление контура при резонансе
R9kb--7L = ^ = ~^1. (4.2)
Умножая и деля правую часть этого выражения на г, получаем
Я.кв-rQ2. (4.3)
Таким образом, сопротивление простого параллельного контура
при резонансе чисто активное и в Q2 раз превышает сопротивление
потерь г и достигает значительной величины в десятки и сотни
килоом.
Подставляя в выражение (4.3) значение Q —--, получаем
другие формулы для эквивалентного сопротивления:
Аэкв у И Ajkb — Рч-
Подставляя в первое из этих выражений значение р = 1/ -у-,
получаем
L

Следовательно, с уменьшением потерь эквивалентное
сопротивление контура при резонансе возрастает (для идеального контура
оно было бы бесконечно большим). Физически это объясняется
уменьшением мощности Р = UKI, передаваемой от генератора
к контуру и восполняющей потери в нем. При уменьшении потерь
ток / в питающей цепи уменьшается, что при неизменном
напряжении генератора UK равносильно увеличению сопротивления
цепи (контура).
Реактивные составляющие токов в ветвях /1р = Ix sin <Pi и
hP = 12sin Ф-2 значительно превышают активные составляющие.
Поэтому при резонансе, когда /1р = /2р, ток в контуре
Сравнивая выражения (4.1) и (4.4), получаем
-£- = -^ = Q. (4.5)
Таким образом, при резонансе токи в ветвях простого
параллельного контура в Q раз превышают ток питающей цепи. Поэтому
такой резонанс называют резонансом токов.
С учетом равенства реактивных составляющих токов /1р и /2р
векторная диаграмма при резонансе имеет вид, изображенный на
рис. 4.2, б.
При резонансе в контур поступает от генератора мощность
Учитывая (4.3) и (4.5), выражение для мощности можно
привести к виду
Последнее выражение еще раз показывает, что активная
мощность выделяется только в активных сопротивлениях контура.
§ 4.3. СОПРОТИВЛЕНИЕ КОНТУРА
В схеме рис. 4.3 передвижением движка Д
с зажима а на зажим б или в осуществляется переход от простого
контура к контуру второго вида. При этом реактивное
сопротивление левой ветви уменьшается, так как уменьшается ее
индуктивность, а реактивное сопротивление правой ветви уменьшается за
счет компенсации части емкостного сопротивления индуктивным.
Так как уменьшение сопротивлений хх и х% происходит в одинаковой
степени, az,« x^ и г2 да х2, то токи в'ветвях контура возрастают
одинаково, т. е. резонанс, если он имел место, не нарушается.
При этом активные составляющие токов увеличиваются, что
приводит к возрастанию тока в питающей цепи.
23

При неизменном напряжении UK это указывает на уменьшение
г. ик
эквивалентного сопротивления контура /<экв = —•
Аналогично уменьшается сопротивление RBKB при переходе от
простого контура к контуру третьего вида.
Коэффициент включения контура второго вида показывает,
какую часть составляет индуктивное сопротивление индуктивной ветви
контура от общего индуктивного
сопротивления контура:
4
G учетом этого из выражения (4.2)
получаем
Г) 1 0 1 О \г L J о ГГЛ2
Лэкв "^ ~р r Pi'4. • Рис. 4.3. Схема,
поясняющая изменение
Так как pL < 1, то резонансное сопротив- вида контура
ление контура второго вида меньше, чем
у контура первого вида с теми же катушкой и конденсатором.
Аналогично резонансное сопротивление контура третьего вида
меньше, чем у контура первого вида:
хс. С
где рг——- = ~г коэффициент включения контура третьего
•* хс ui
вида, показывающий, какую часть составляет
емкостное сопротивление емкостной ветви
контура от общего емкостного сопротивления
контура.
Если со > со0. то реактивные сопротивления ветвей не равны
друг другу: сопротивление индуктивной ветви больше
сопротивления емкостной ветви. Поэтому ток в емкостной ветви больше тока
в индуктивной ветви и в общей цепи, кроме активной составляющей
тока, проходит емкостная составляющая /р = /с — h, т. е. контур
представляет активно-емкостное сопротивление. При со < соо
сопротивление емкостной ветви больше сопротивления индуктивной
ветви и в общей цепи проходит индуктивная составляющая тока,
т. е. контур представляет активно-индуктивное сопротивление.
Таким образом, в случае резонанса сопротивление контура
достигает наибольшего значения и становится чисто активным, а при
расстройке общая величина сопротивления контура уменьшается
и характер его становится комплексным.
В радиотехнических устройствах контур всегда шунтируется
Другими элементами схемы. Рассмотрим влияние активного шунта
на параметры простого параллельного контура (рис. 4.4).
В ту часть периода, когда напряжение генератора после
достижения максимального значения уменьшается, конденсатор контура
29

разряжается. При этом разряд конденсатора происходит не только
через катушку L, но и через сопротивление Rm. Чем меньше
величина сопротивления Rlu, тем больше ток в нем и больше энергия,
расходуемая на его нагрей. Эта потеря энергии из контура
равносильна увеличению сопротивления потерь самого контура.
Аналогично на контур влияет активное внутреннее
сопротивление генератора Ri (рис. 4.4), через которое разряжается
конденсатор, когда напряжение на нем оказывается
больше мгновенного значения э. д. с.
генератора.
Если контур, изображенный на рис. 4.4,
настроен в резонанс на частоту генератора,
то полное сопротивление всей цепи
Рис. 4.4.
Параллельный контур,
шунтируемый активным
сопротивлением
_
(4.6)
где R3KB — эквивалентное сопротивление
контура при резонансе без учета шунта.
Значение R из выражения (4.6) можно
считать эквивалентным сопротивлением
какого-то нового контура, получающегося из данного контура в
результате подключения к нему сопротивления шунта Rm:
. — Аэкв — Аэкв п
(4.7)
Таким образом, наличие активного шунта уменьшает
эквивалентное сопротивление контура при резонансе.
Подставляя в выражение (4.7) значения Rblia-
и соответственно заменяя R'MB, получаем
Сг Сг
Отсюда добротность Q' и сопротивление потерь г' контура,
шунтированного активным сопротивлением,
п' Л ' -; (4.8)
Н-
/?9к» \
(49)
Выражения (4.8) и (4.9) показывают, что наличие шунта
приводит к уменьшению добротности контура. Из формулы (4.9)
следует, что сопротивление, вносимое в контур,
= /■
30

Контуры второго и третьего вида имеют более низкое
сопротивление /?9КВ, поэтому вносимое в них сопротивление будет меньше.
Выражения (4.7—4.9) могут быть использованы также в том
случае, когда контур шунтируется внутренним сопротивлением
генератора. При этом сопротивления Rm следует заменить
внутренним сопротивлением генератора Rj.
§ 4.4. РЕЗОНАНСНЫЕ КРИВЫЕ
И ПОЛОСА ПРОПУСКАНИЯ КОНТУРА
Для параллельного контура могут быть сняты
н построены резонансные кривые по току и напряжению.
Резонансная кривая по току / = F (/) представляет собой зависимость тока
в общей цепи контура от частоты питающего напряжения, а
резонансная кривая по напряжению UK = F (/) — зависимость
напряжения на контуре от частоты питающего напряжения. Обе
зависимости снимаются при постоянстве э. д. с. генератора и изменении
частоты в области, лежащей вблизи резонансной частоты контура.
Рис. 4.5. Резонансные кривые параллельного контура
Формы кривых зависят от параметров контура и от соотношения
величин внутреннего сопротивления генератора Rt и эквивалентного
сопротивления контура при резонансе RiKB.
Если Rt <; У?экв. то внутренним сопротивлением генератора и
падением напряжения на нем можно пренебречь. В этом случае
напряжение на контуре равно э. д. с. генератора. Ток в общей цепи
изменяется обратно пропорционально сопротивлению контура и
уменьшается по мере того, как частота генератора / приближается
к резонансной частоте контура /0 (рис. 4.5, а).
В этом случае схема не обладает избирательными свойствами по
напряжению, так как напряжения всех частот выделяются на
контуре одинаково независимо от того, на какую частоту он настроен.
При Rt ;> R3KB сопротивление всей цепи определяется главным
образом сопротивлением генератора и от частоты практически не
зависит. Благодаря этому ток в общей цепи постоянен, а
напряжение на контуре изменяется пропорционально его сопротивлению.
С приближением частоты генератора к резонансной частоте
сопротивление контура увеличивается и напряжение на нем возрастает
(рис. 4.5, б). В данном случае схема не обладает избирательными
свойствами по току.
31

>
l&ftt.
f
f
2AfT
Ум
\/2
b
Рис. 4.6. Определение
полосы пропускания по
резонансным кривым
Если величины #экв и Rt соизмеримы, то изменяются как ток
в общей цепи, так и напряжение на контуре (рис. 4.5, в). Такое
соотношение сопротивлений #экв и R( встречается наиболее часто.
Поэтому обычно о настройке в резонанс судят по максимуму
напряжения на контуре или по минимуму тока в общей цепи.
В соответствии с резонансными кривыми для параллельного
контура различают полосу пропускания по току 2Д/, и полосу
пропускания по напряжению 2Д/„.
Полосой пропускания по току называется
спектр частот, внутри которого ток /
в питающей цепи контура превышает
значение тока при резонансе /р не
более чемв|/2 раз (рис. 4.6).
Полосой пропускания по напряжению
называется спектр частот, внутри
которого напряжение на контуре UK меньше
напряжения при резонансе £/кр не
более чем в 1^2 раз (рис. 4.6).
В случае, когда Rt <^Экв, ширина
полосы пропускания 2А/Н бесконечно
велика, так как напряжение на контуре
не зависит от частоты. При Rt ^> R3KB
бесконечно широкой оказывается полоса
пропускания по току 2Д/Т, так как в этом случае от частоты не
зависит ток в общей цепи контура. Когда внутреннее сопротивление
генератора соизмеримо с резонансным сопротивлением контура
(см. рис. 4.5, в), обе величины 2Д/Н и 2Д/Г имеют конечное значение.
Обычно необходимо знать ширину полосы пропускания по
напряжению, которая в общем случае определяется выражением
2Д/Н = —-, где значение Q следует брать с учетом того, что контур
шунтируется внутренним сопротивлением генератора. Принимая во
внимание выражение (4.8), получаем
Ук\ Hi
Это выражение показывает, что полоса пропускания 2Д/„
увеличивается с уменьшением внутреннего сопротивления генератора.
§ 4.5. ПОДАВЛЕНИЕ ГАРМОНИЧЕСКИХ
СОСТАВЛЯЮЩИХ ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ
КОНТУРОМ
Часто параллельный контур питается
несинусоидальным током, содержащим ряд гармонических
составляющих, а в последующие элементы устройства следует передавать из
контура ток одной определенной частоты. В этом случае контур
32

должен осуществлять подавление ненужных гармонических
составляющих.
Рассмотрим контур второго вида (см. рис. 4.1, б) и выберем его
элементы, так, чтобы параллельный контур был настроен на частоту
нужной гармонической составляющей тока, а последовательный
контур в его ветви, содержащей L2 и С, — на частоту подавляемой
гармоники. В этом случае контур для нужной составляющей тока
представляет значительное сопротивление и на нем выделяется
большое напряжение этой частоты. Напряжения подавляемой
гармоники на контуре почти не будет, так как ветвь L2C
представляет для нее незначительное сопротивление. Аналогично
происходит подавление гармонических составляющих контуром
третьего вида.
Собственная частота контура второго вида и частота настройки
его ветви соответственно равны:
1 1
. .. и com = —7=
¥1с
Из сравнения этих выражений следует, что
со0в > (оОк, т. е. контур второго вида может
подавлять только те гармонические составляющие, rt\ \\ln
частота которых больше частоты нужной
гармоники.
Для контура третьего вида (см. рис. 4.1, в)
Рис. 4.7. Индуктив-
1 1 ная связь контура
-Q--Q— " ов YTjC ' с последующими
j—^—~- 2 элементами схемы
V
В этом случае со„в < о)0к, т. е. контур третьего вида может
подавлять гармонические составляющие, частота которых меньше
частоты нужной гармоники. Так, например, контуром третьего
вида может быть выделена вторая гармоническая составляющая
и подавлена первая.
Следует заметить, что напряжение подавляемой гармоники
выделяется на внутреннем сопротивлении генератора.
Если последующие элементы устройства связываются с
контуром индуктивно (рис. 4.7), то передача напряжения должна
осуществляться из той ветви, в которой отсутствует нежелательная
гармоническая составляющая помехи /п.
Простой параллельный контур нельзя использовать для
подавления гармоник, так как ни одна ветвь его не содержит
одновременно индуктивности и емкости. Однако чем острее резонансная
кривая контура и чем дальше отстоит частота гармонической
составляющей от резонансной частоты, тем меньше создает она
напряжения на контуре, т. е. и простой параллельный контур обладает
избирательностью.
2 Брам мер 33

ГЛАВА ПЯТАЯ
ВЫНУЖДЕННЫЕ КОЛЕБАНИЯ
В СВЯЗАННЫХ КОНТУРАХ
§ 5.1. СВЯЗАННЫЕ КОНТУРЫ
В радиотехнической аппаратуре часто
используются контуры, влияющие друг на друга. Элемент, через
который осуществляется связь контуров,
называется элементом связи.
Виды связи между контурами могут
быть различными. При
трансформаторной связи (рис. 5.1, а) переменный
магнитный поток катушки Lx наводит в
катушке L2 э. д. с, которая возбуждает
колебания во втором контуре. При
автотрансформаторной связи (рис. 5.1,6)
напряжение, питающее второй
контур, снимается с части витков
катушки Lv
Трансформаторную и
автотрансформаторную связь называют магнитной
(индуктивной) связью.
Емкостная связь бывает внешней и
внутренней. При внешней емкостной
связи (рис. 5.1, в) напряжение на
конденсаторе Cj распределяется между
конденсатором Сси и вторым контуром.
При внутренней емкостной связи (рис.
5.1, г) на второй контур подается
напряжение, снимаемое с
конденсатора Ссв.
В некоторых случаях применяется
комбинированная индуктивно-емкостная
связь (рис. 5.1, д).
8)
Рис 5.1 Виды связи между
контурами
§ 5.2. КОЭФФИЦИЕНТ СВЯЗИ
Рассмотрим в качестве примера контуры с
трансформаторной связью (рис. 5.1, а).
Коэффициенты kx = -г- и k% = ^— называются степенями связи.
Среднее геометрическое из степеней связи называется коэффициент-
том связи:
34

Умножив числитель и знаменатель выражения (5.1) на угловую
частоту о, получим
Заменяя в этом выражении аМ на хсв, а слЬг и coL2
соответственно на х' их", получаем выражение для kts, пригодное для
любого вида связи между контурами:
у х х
где хсв — сопротивление элемента связи, через который
осуществляется взаимодействие контуров;
х' и х' — реактивные сопротивления контуров, имеющие тот
же характер, что и сопротивление связи.
Так, например, для внутренней емкостной связи (рис. 5.1, г)
coCCD
И Йсв= К (Q + Ce^T
62 -г
Для увеличения связи между контурами в случае
трансформаторной связи катушки Lx и L2 нужно сближать, а при
автотрансформаторной связи увеличивать индуктивность Lo, так как при
этом повышается напряжение, питающее второй контур.
Для увеличения связи в случае внутренней емкостной связи
емкость Ссв следует уменьшать. При этом увеличивается ее
сопротивление, за счет чего уменьшается ток через конденсатор Ссв и
возрастает ток, идущий ко второму контуру. Чтобы увеличить степень
связи при внешней емкости связи, нужно увеличивать емкость
Ссв. При этом меньшая часть напряжения, снимаемого с
конденсатора Съ будет падать на этой емкости, а большая часть выделяться
на втором контуре.
§ 5.3. ЭКВИВАЛЕНТНЫЙ КОНТУР
Взаимное влияние контуров легко
проиллюстрировать на примере индуктивно связанных контуров. Ток в
первом контуре /х (рис. 5.2) возбуждает магнитный поток Фх, который
наводит во втором контуре э. д. с. Е2.
Рассмотрим общий случай, когда во втором контуре резонанс
отсутствует (х2 Ф 0), и для определенности примем его реактивное
сопротивление индуктивным. При этом вектор тока /2 отстает по
фазе от вектора э. д. с. Ег на угол <р2. Поток Ф2, возбуждаемый этим
2' 35

током, наводит в первом контуре э. д. с. Д£, которая
обусловливает влияние второго контура на первый.
На компенсацию э. д. с. Д£ расходуется часть э. д. с.
генератора ls.ll. Поэтому условно можно считать, что Ас/ есть падение
Рис. 5.2. Векторная
диаграмма индуктивно
связанных контуров
Рис. 5.3.
Эквивалентный контур
напряжения на некотором сопротивлении Azt (рис. 5.3), которое
называют вносимым сопротивлением.
Величина Аг: должна быть такой, чтобы ее действие на ток
/j заменяло влияние э. д. с. Д£. Исходя из этого, можно
определить Дгх как
Так как АЕ = /2соМ, где /2 —-J2 и E2 = I1ioM, то
(5.5)
Начертим треугольник напряжений, представив &U суммой
активной и реактивной составляющих Д£/а и ДС/р (рис. 5.4).
Рис.
ли а
I,
5.4. Треугольник
напряжении
Рис.
Л Г,
их,
5.5. Треугольник
сопротивлений
В этом треугольнике, как следует из рис. 5.2, угол между
векторами A.U и 1Х равен ф.2. Разделив стороны треугольника
напряжения на величину тока /ь получим треугольник сопротивлений
(рис. 5.5), стороны которого представляют собой вносимое
сопротивление Дг1! н его составляющие Дгх и Axv
Из этого треугольника следует, что Агг — A-^cos cp2 и Ахх —
Ai jj. Подставляя в эти выражения Дгх из (5.5), а также

= ~^ и s{n<?2 = ~> получаем:
«2 /
Знак «минус» в последнем выражении поставлен потому, что
при индуктивном сопротивлении х2 (с учетом этого на рис. 5.2
и была построена векторная диаграмма) сопротивление Ахг имеет
емкостный характер: ток /х опережает напряжение At/ (рис. 5.4).
Таким образом, вносимое реактивное сопротивление
противоположно по характеру реактивному сопротивлению контура, из которого
оно вносится.
Выражения для Агь Агх и Ахг будут справедливы при любом
виде связи между контурами, если сопротивление связи а>М
заменить на хсв:
Az^-J; (5.6)
Л'Ч = (~У'-2; (5-7)
\ 2 /
Аналогичные формулы можно написать для сопротивлений Az2,
Дл2 и Алг2, которые вносятся из первого контура во второй, заменив
в формулах (5.6—5.8) индекс 2 на индекс 1, и наоборот:
Аг2 = ^;
Ахг =-[??-)* xv (5.10)
Вносимое активное сопротивление Аг вызывает увеличение
потерь в контурах и ухудшение их добротности. Реактивное
сопротивление Ад: вносится только из того контура, собственное
реактивное сопротивление которого х Ф 0, т. е. из расстроенного контура.
В зависимости от характера сопротивления A.v общее реактивное
сопротивление контура увеличивается или уменьшается, а иногда
становится равным нулю.
С помощью вносимых сопротивлений систему связанных
контуров можно заменить одним эквивалентным контуром (см. рис. 5.3),
в котором сопротивления Ахх и Агх заменяют воздействие одного
контура на другой. Можно было бы начертить схему
эквивалентного контура, взяв за основу второй контур и учитывая вносимыми
сопротивлениями Ax2 и Аг2 действие на него первого контура.
37

Следует заметить, что введение вносимых сопротивлений
является расчетным приемом. Естественно, что замена в реальной
аппаратуре двух связанных контуров одним эквивалентным
контуром невозможна.
1
Z max max
§ 5.4. РЕЗОНАНСЫ В СВЯЗАННЫХ
КОНТУРАХ
Осуществление резонансов в связанных
контурах преследует цель получить во втором контуре наибольший
ток (наибольшее напряжение на конденсаторе).
Получение наибольшего тока /2 связано с необходимостью иметь
максимальную э. д. с. £2 и возможно меньшее сопротивление z2.
Выполнение одного из этих условий достигается частными
резонансами, которые поэтому не приводят к получению во
втором контуре максимального тока.
Получение тока, максимального из всех
возможных /2тах тах (максимум макси-
морум), достигается при полном и
сложном резонанса х, в
случае которых обеспечивается соблюдение
обоих указанных условий.
Первый частный
резонанс осуществляется настройкой первого
контура, при которой реактивное
сопротивление хг становится равным по
величине и противоположным по характеру
сопротивлению Ахъ вносимому из
второго контура. При этом полное
сопротивление первого контура становится
минимальным, а ток 1Х и, следовательно,
э. д. с. Е2 и ток /2 достигают
наибольших значений (рис. 5.6, а).
При осуществлении второго
частного резонанса настраивают
чтобы его собственное реактивное сопро-
по величине и противоположным
2 max та*.
Рис. 5.6.
Резонансные
вые:
кри-
а — при настройке первого
контура; б — при настройке
второго контура
второй контур с тем,
тивление х2 сделать равным
по знаку сопротивлению Ах2, вносимому из первого контура. При
этом полное сопротивление второго контура становится
минимальным и чисто активным, а ток во втором контуре /2 достигает
максимального значения.
В результате уменьшения сопротивления второго контура
увеличивается сопротивление, вносимое в первый контур, и ток в нем
заметно уменьшается (рис. 5.6, б).
Для получения частного резонанса каждому значению связи
и настройке одного из контуров должна соответствовать
определенная настройка другого контура. Таким образом, можно получить
38

множество частных резонансов — первых и вторых, каждый из
которых характеризуется своим значением тока /2max-
Наиболее часто связанные контуры настраиваются в
полный резонанс. Для этого:
а) при слабой связи между контурами (или даже при
разомкнутом втором контуре) настраивают в резонанс первый контур;
так как при этом влияние второго контура исключено, реактивное
сопротивление хх становится равным нулю;
б) второй контур связывают с первым контуром и настраивают
его в резонанс, так как хх = 0, во второй контур реактивное
сопротивление не вносится, так что сопротивление хг становится равным
нулю; после настройки обоих контуров их собственные
сопротивления становятся активными и наименьшими;
в) подбирают оптимальную (наивыгоднейшую) связь между
контурами, При КОТОРОЙ ТОК /2 ОКаЗЫВаеТСЯ НаибОЛЬШИМ ТОКОМ /2гаах max-
Оптимальную связь можно определить,
рассматривая эквивалентный контур (рис. 5.7), в
котором реактивные сопротивления хх — х2 = 0.
В этой схеме гх можно считать внутренним
сопротивлением генератора (поскольку первый Рис 57 Эквива-
контур является для второго источником коле- лентный контур при
баний), а Агх — сопротивлением нагрузки (так полном резонансе
как второй контур отбирает энергию из первого
контура). Если /2 = /2шах max, то во втором контуре выделяется
максимальная мощность Р2тах, что соответствует выделению
максимальной мощности на сопротивлении Дгх в эквивалентной
схеме. Как известно, условием этого является равенство
сопротивлений нагрузки и внутреннего сопротивления генератора, т. е.
Таким образом, ток /2тах max имеет место, когда сопротивления
контуров чисто активные (хх = х2 = 0) и активное сопротивление
Лгь вносимое в первый контур, равно его собственному активному
сопротивлению rv
Из равенства
\2
следует, что при гх — г2 и гх — г2, т. е. для наиболее
распространенной системы из двух одинаковых контуров, настроенных на
одну частоту,
и _« —
что при подстановке в (5.9) дает Ал2 = гг. Отсюда с учетом
равенства гх = гг имеем
Д/\, = гг,
39

т. е. при полном резонансе активное сопротивление, вносимое во
второй контур, также равно его собственному активному
сопротивлению г2.
!х \2
Так как A/-i = l-^2 гг, то при полном резонансе, когда
Х1 = Х2 = " н хсв — хса. опт»
Отсюда
*<Ж опт = l^VV (511)
При этом коэффициент связи в соответствии с выражением (5.3)
и Л'ев. опт "I / Г1Г2 1 /е 1 о\
™св,опт г— 1/ ~т—77 — —~г ' ~~ * W /
При полном резонансе
/ = £ = £ р _/ / —*к
Отсюда, принимая во внимание выражение (5.11), получаем
^2iiaxmax~ „ -. У ■'• (0.1 о)
Если связь между контурами не является оптимальной, то
наивыгоднейшее соотношение между сопротивлениями А/-х и гх
нарушается и ток /2 не достигает значения /2тах тах.
Максимальное значение тока во втором контуре /2тах тах
может быть также получено настройкой только одного из контуров
при одновременном подборе оптимальной связи. В этом случае
сопротивления обоих контуров становятся активными за счет
компенсации собственного реактивного сопротивления контура
вносимым в него сопротивлением: хх + Ахх = 0 и х2 + Ал'2 = 0.
Такой резонанс называют сложным резонансом. Он
достигается при большей связи между контурами, чем в случае
полного резонанса. Таким образом, связь при полном резонансе
является наименьшей связью, при которой можно получить наибольший
ток /2max max во втором контуре. Эту связь называют
критической.
§ 5.5. РЕЗОНАНСНЫЕ КРИВЫЕ
Наибольший практический интерес
представляют резонансные кривые /2 = F (/) при э д. с. генератора Е. =
= const для системы из двух одинаковых контуров с равными
собственными частотами /01 = /08 = /0.
При частоте генератора /, равной частоте f0, наступает резонанс.
В рассматриваемом случае минимальной связью, при которой ток
во втором контуре достигнет наибольшего значения, является кри-
40

тическая связь. Этим объясняется вид кривых, приведенных на
рис. 5.8 для k <йкр и k = &кр.
При k > kKp сопротивление &rlt вносимое из второго контура
в первый, становится больше сопротивления тх — оптимальное
соотношение между сопротивлениями Агх и тх нарушается и ток /2
при частоте /0 становится меньше значения /2max max-
Оптимальное соотношение между сопротивлениями Агх и гг
будет восстановлено, если увеличение сопротивления Агх за счет
сильной связи будет компенсировано
уменьшением его за счет
увеличения сопротивления второго
контура г2 [см. выражение (5.7)].
Последнее возможно при
расстройке контура, когда его
полное сопротивление возрастает.
Величина г2 = У~г\ -[- х\
будет одинаковой при индуктивном
и емкостном сопротивлениях х2,
равных по абсолютной величине,
т. е. на двух частотах, одна из
которых больше, а другая
меньше резонансной частоты контура. Поэтому и равенство Art = гх
может иметь место на двух частотах /' > /0 и /" </0.
Можно показать, что при достижении равенства Алх = гх
полное реактивное сопротивление каждого контура равно нулю, т. е.
выполняются все условия, при которых ток во втором контуре
/о = /omax max- Действительно, разделив соответственно выражения
(5.7) и (5.8), (5.9) и (5.10), получим с учетом
одинаковых контуров (гх = г.г и гх — г2)
\\ _ Го
кр
Рис. 5.8. Резонансные кривые
связанных контуров
J Го \ f
Рис. 5.9.
Несимметричная резонансная кривая
Ллч л-., л-,. " Д.\'.2
При At\ = rx и Дл2 = г.
или
Axt = — хх и А
Ал-Х + л-2 = 0 и
2 имеем
= — х,
С увеличением связи равенство Агх — г1 (/2 = /гшах max)
достигается при больших значениях гг (х2), т. е. при большей
разнице частот генератора /' или /" и собственной частоты контуров
/о- Таким образом, при kce ;> kKp резонансная кривая становится
двугорбой, имея максимумы на частотах /' и /" и провал на частоте
/о- С увеличением связи максимумы кривой расходятся, а провал
па частоте /0 увеличивается.
Частоты /' и /", значения которых зависят от степени связи
между контурами, называются частотами связи.
Если контуры имеют разную добротность, то двугорбая кривая
оказывается несимметричной (рис. 5.9), что отрицательно
сказывается на работе большинства радиотехнических устройств.
41

§ 5.6. ПОЛОСА ПРОПУСКАНИЯ
Полоса пропускания 2 А/ связанных контуров
определяется шириной резонансной кривой /2 = F (/) на уровне
^ max
г шах'
fl'W
Установлено, что в случае одинаковых контуров, настроенных
на одну и ту же частоту, полоса пропускания достигает
наибольшего значения при feCB = 2,41/екр и становится равной (2А/) тах =
= 3,1^, т. е. больше чем в 3 раза
превышает полосу пропускания
одиночного контура. При этом провал
между максимумами кривой доходит
до уровня /2 m^max (см. рис. 5.8).
Поэтому дальнейшее увеличение связи
приводит к уменьшению полосы
пропускания. При &св = &кр полоса про-
Рис. 5.10. К определению коэф- пускания (2А/)кр = 1,41 ^ . С умень-
фициентов прямоугольности шеНием связи между контурами
полоса пропускания 2А/7 уменьшается
и при слабой связи может стать меньше, чем у одиночного
контура (при & = 0,1£кР 2Af = 0,65^jj.
Форма резонансной кривой связанных контуров из-за круто
спадающих склонов приближается к прямоугольной, вследствие
чего увеличивается избирательность системы. Для оценки этого
свойства вводится коэффициент прямоугольности knpt равный
отношению ширины кривой на уровне 0,7/2тах к ее ширине на уровне
0,1/2та* (рис. 5.10):
*«P - 2Д/0)1 •
Чем больше связь между контурами, тем выше коэффициент
прямоугольности. С этой точки зрения выгоднее использовать
двугорбую резонансную кривую, однако трудность получения
симметричной двугорбой кривой заставляет часто ограничиваться
критической связью между контурами.
§ 5.7. МОЩНОСТЬ И К. П. Д.
Если каждый из двух одинаковых связанных
контуров настроен на частоту генератора, то мощность Ръ
выделяемая во втором контуре в соответствии со схемой рис. 5.7,
42

Если связь между контурами отсутствует (£св•= 0), то Агг = 0
и Р2 = 0.
Максимальное значение Р2 достигается при k = kKg, когда
A/-j = л, (рис. 5.11).
В этом случае из выражения (5.15) получаем
р t"i
«2 max — ^_ ■
При дальнейшем увеличении связи между контурами вносимое
сопротивление Д/^ возрастает и мощность Р2 уменьшается,
асимптотически стремясь к нулю.
Коэффициент полезного действия
(коэффициент отдачи) □
1l Р
где Рх — мощность, расходуемая в
первом контуре.
Используя ту же эквивалентную
схему (см. рис. 5.7), можно записать
Р2 = /; Агл и Рх = I\ rv Поэтому
о
I 2 3 4 К
__ Дг 1
"г 4" ri | I _ri_ Рис. 5.11. Кривые мощности и
Агх к. п. д. связанных контуров
Следовательно, к. п. д. с увеличением вносимого сопротивления
Агх (с увеличением связи между контурами) возрастает от нуля
при Дг = 0 (kCB = 0) до единицы, проходя при Дгх = гх (/гсв = йкр)
через значение 0,5 (рис. 5.11).
Следует подчеркнуть, что при критической связи между
контурами, когда Р2 = Лшах, к. п. д. составляет лишь 50%, т.е.
только половина мощности генератора передается во второй
контур, а другая половина ее расходуется в первом контуре.
§ 5.8. ЭКРАНИРОВАНИЕ
Между деталями радиоаппаратуры
(катушками, близкими параллельными проводами и т. п.) часто возникает
значительная паразитная связь — индуктивная и емкостная,
искажающая работу схемы, Детали, между которыми не исключена
вероятность возникновения паразитной связи, помещают внутри
металлических экранов, стенки которых должны иметь возможно
меньшее сопротивление.
Переменное магнитное поле катушки, закрытой таким экраном
(рис. 5.12,а), возбуждает в его стенках вихревые токи, поле
которых препятствует проникновению поля катушки в глубь стенох
экрана и, следовательно, за его пределы. За счет вносимых
сопротивлений экран ухудшает добротность катушки и уменьшает ее
индуктивность. Чтобы избежать сильного изменения параметров
43

катушки, стенки экрана стремятся располагать не ближе 5 мм
от витков катушки.
Экраны, присоединенные к общему проводу (корпусу),
ослабляют связь, вызванную паразитной емкостью между двумя
контурами (рис. 5.12, б). Емкостный ток, созданный напряжением «2. ПР°"
ходит через емкость Сп1 и экран. Так как сопротивление экрана
намного меньше сопротивления емкости, то на нем не создается
Рис. 5.12. Экранирование контуров:
а — катушка в экране; б — устранение емкостной связи
экранами; в — условное обозначение
электростатического экрана; г — конструкция электростатического экрана
заметного напряжения. Поэтому емкости Сп2, Сп3 и первый контур
не находятся под напряжением, действующим со стороны второго
контура. Аналогично на второй контур не действует напряжение
uv При наличии только двух контуров можно ограничиться одним
экраном.
Если между катушками необходимо устранить только
емкостную связь, но оставить индуктивную, то используют
электростатический экран (рис. 5.12, в и г), в котором из-за отсутствия
замкнутых цепей с небольшим сопротивлением вихревые токи весьма малы.
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ЦЕПИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ
ПАРАМЕТРАМИ
§ 6.1. ПАРАМЕТРЫ ЛИНИЙ
Каждый участок проводов любой линии
обладает активным сопротивлением и индуктивностью, а между
проводами линии имеются емкость и активная проводимость.
В отличие от ранее рассмотренных цепей, где элементы L, С и R
сосредоточивались в определенных участках схемы, в линиях
44

они распределены по всей их длине. Поэтому линии называют
цепями с распределенными параметрами (постоянными).
Величины этих параметров на единицу длины линии L,, Rh
С[ и gi зависят от диаметра и материала проводов, расстояния и
изоляции между ними. Эквивалентная схема линии приведена на
рис. 6.1, а.
В большинстве случаев coLt J> Rt и соС, J> gt. Поэтому ниже,
где это особо не оговаривается, будет рассматриваться линия без
AL
2
AL
2
iaC ZZ&C =лС
2 2
Ak
2
Ak
2
a) 5)
Рис. 6.1. Эквивалентная схема линии:
а — реальной; б — идеальной
потерь (идеальная линия), у которой активное сопротивление
проводов равно нулю, а активная проводимость между проводами
бесконечно мала (рис. 6.1,6).
В радиотехнике линии широко используются в диапазоне весьма
коротких волн.
Линию, длина которой соизмерима с длиной волны генератора,
называют длинной.
§ 6.2. БЕГУЩИЕ ВОЛНЫ
Подключим к линии генератор переменного
тока в тот момент, когда его верхний зажим имеет положительный,
а нижний — отрицательный потенциал. Тогда к верхнему зажиму
с участка, непосредственно примыкающего к нему, начнется
переход электронов. Уход электронов сообщает этому участку
положительный заряд и к нему смещаются электроны с соседнего, более
правого, участка провода п т. д. Аналогично смещаются заряды
и в другом проводе: вправо от нижнего зажима смещаются электроны
примыкающего к нему слоя, сообщая отрицательный заряд
соседнему, более правому участку провода и т. д. Скорость передачи
движения электронам соседних участков проводов близка к скорости
распространения света и во много раз превышает скорость движения
самих электронов. Так, напряжение, появившееся у генератора,
передается по линии, возникая между разноименными зарядами
в симметричных точках проводов (симметричными называют две
точки разных проводов, равноудаленные от генератора). Так как
45

движение зарядов с одного участка на другой представляет собой
ток, напряжение между симметричными точками и ток в них
появляются одновременно, т. е. фазовый сдвиг между напряжением и током
отсутствует.
Если э. д. с. генератора непрерывно меняется, то напряжение,
которое было на генераторе раньше, успеет к данному моменту
времени распространиться вдоль линии на большее расстояние, чем
напряжение, возникшее позже. Поэтому напряжения между
проводами различных участков линии соответствуют мгновенным
значениям напряжения, которое до этого было у генератора.
Распределение напряжения вдоль линии условно изображено на
рис. 6.2 около верхнего провода, который принят за ось абсцисс.
Кривые построены для трех последовательных моментов
времени tlt t2 и (3- Из рисунка следует, что распределение напряжения
uft) u(t) u(t ) пеРемеш.ается во времени вдоль ли-
, и , ( 2), 31 ]ШИ -р0 же ПрОИСХОдИТ с
распределением тока. Такие
распределения называются бегущими волнами
гапряжения и тока. Бегущие
волны распространяются вдоль линии
со скоростью, близкой к скорости
света.
Пусть напряжение
генератора, приключенного к линии, изме-
Рис. 6.2. Бегущая волна в линии
в различные моменты времени
няется по закону и = Um cos Ы. Между точками, находящимися
от генератора на расстоянии х, изменения напряжения запаздывают
на время А^ = —-, где и — скорость распространения волны. Поэтому
напряжение между симметричными точками проводов
COS CO J
или и = Um cos! i
Так как со = 2л/. и к = vT, то
X ш 2л
1 ш 2.1
2я
--х
На длине линии, равной длине волны к, фаза волны меняется
на угол 2я (рис. 6.2). Поэтому величина -^-характеризует изменение
фазы волны на единицу длины линии и носит название постоянной
сдвига фазы а. Вводя ее в полученное выше уравнение бегущей
волны напряжения, получаем
и = Um cos (cot — ах). (6.J)
Так как между бегущими волнами напряжения и тока нет
фазового сдвига, уравнение бегущей волны тока подобно уравнению
бегущей волны напряжения;
i = /mcos (to/ — ах).
(6.2)
46

Из приведенных выражений следует, что ток и напряжение
являются функциями двух переменных: расстояния рассматриваемой
точки линии от генератора х и времени t. Задаваясь определенным
временем t, можно найти.распределение напряжения и тока вдоль
линии или, выбрав точку на линии, можно определить ток в ней
и напряжение между линией и симметричной ей точкой другого
провода в любой момент времени t.
Через любую точку линии последовательно проходят все
значения волн тока и напряжения, поэтому действующие значения тока
и напряжения по всей линии одинаковы.
Сопротивление линии между точками под- s\ a
ключения генератора называется входным со-
противлением
В X ; *
Сопротивление линии бегущей волне назы- ~, г,, „
г п Рис. 6.S. Переход от
вается волновым сопротивлением линии р. Вол- линии бесконечной
новое сопротивление является активным, так как протяженности кли-
бегуш.ие волны напряжения и тока совпадают иии конечной длины
по фазе. Оно не зависит от длины линии. В
любом элементе линии в каждый момент времени энергия, запасаемая
в распределенных индуктивностях, должна быть равна энергии,
запасаемой в распределенных емкостях (иначе линия представляла
бы собой реактивное сопротивление, характер которого определялся
бы преобладанием магнитной или электрической энергии).
Например, в момент времени, когда ток и напряжение достигают
максимальных значений,
Из выражения (6.3) можно получить значение волнового
сопротивления:
Так как максимальные и действующие значения напряжения
и тока бегущих волн не меняются по длине линии и эти волны
совпадают по фазе, в данном случае
^вх — , Т~ — Pi
'их
т. е. входное сопротивление, оказываемое бегущей волне, равно
волновому сопротивлению линии.
Бегущие волны распространяются по линии бесконечной
протяженности, по длине которых условия распространения не
меняются. Если бесконечную лииию разорвать на конечном расстоянии
от генератора (в точках а а б на рис. 6.3), то правая часть линии
47

явится тоже бесконечно длинной линией с входным
сопротивлением, равным волновому сопротивлению линии р.
Очевидно, режим работы линии не нарушится, если вместо
правой части линии подключить активное сопротивление RH = р.
Следовательно, в линии ограниченной длины, нагруженной
активным сопротивлением, равным волновому сопротивлению,
бегущие волны распространяются так же, как и в бесконечно длинной
линии. В этом случае говорят, что линия согласована с нагрузкой.
§ 6.3. ОТРАЖЕНИЕ ВОЛН
Рассмотрим случай, когда линия нагружена
на сопротивление, не равное волновому сопротивлению, например
7?н> р. Волна, распространяющаяся от начала линии к нагрузке,
называется падающей бегущей волной. В любой точке линии
пал /
n — ' пад-
В нагрузке
~р~~ — ' н \ * пад'
Так как ток в нагрузке меньше тока падающей волны, то,
следовательно, часть тока падающей волны возвращается от конца линии
к ее началу и в линии распространяется отраженная волна тока.
Эта волна является тоже бегущей и для нее сопротивление линии
равно р. Одновременно с отраженной волной тока в линии
распространяется отраженная волна напряжения.
Отражение происходит всегда, когда линия не согласована
с нагрузкой (ги Ф р), так как в этом случае нагрузка не поглощает
всей энергии, приносимой падающей волной.
Если нагрузка совершенно не поглощает энергии (линия
разомкнута, замкнута накоротко или нагружена реактивным
сопротивлением), то наступает полное отражение, при котором амплитуды
падающих и отраженных волн равны. При комплексной нагрузке
или активной нагрузке, но не равной волновому сопротивлению
линии, происходит частичное отражение. Такое же отражение
получается от точек соединения двух линий с разными волновыми
сопротивлениями.
Отражение оценивается коэффициентом отражения р,
показывающим, какую часть амплитуды падающей волны напряжения или
тока составляет амплитуда отраженной волны напряжения или
тока:
^morp = pU т пад " ' т отр == Р* т пад-
Обычно р <1; этот коэффициент достигает единицы при
полном отражении.
48

Рассмотрим отражение волн от концов разомкнутой и коротко-
замкнутой линии.
В конце разомкнутой линии ток равен нулю и, следовательно,
токи отраженной и падающей волн должны быть равны по величине
и противоположны по направлению. Сказанное можно представить
так, что в конце каждого провода навстречу друг другу
перемещаются равные одноименные заряды, т. е. при отражении волна
тока меняет фазу на 180°. Полярность напряжения определяется
знаками зарядов проводов, и поэтому при отражении полярность его
не изменяется, т. е. в любой момент времени фазы падающей и
отраженной волн напряжения в конце линии совпадают.
В конце короткозамкнутой линии напряжение в любой момент
времени равно нулю и, следовательно, падающая и отраженная
волны напряжения в конце линии находятся в противофазе. Волны
токов на конце такой линии совпадают по фазе.
Поместим начало координат в конец линии. При этом между
точками, отстоящими от конца линии на расстоянии х, напряжение
падающей волны будет опережать, а напряжение отраженной волны
отставать на фазовый угол ах от соответствующих напряжений
в конце линии. Считая, что напряжение падающей волны
изменяется в конце линии по закону и = U,n cos со/ и учитывая фазовый
сдвиг между падающей и отраженной волнами, можно написать
уравнения отраженных волн:
в разомкнутой линии
«отР = U т cos (со/ — ах); (6.5)
«охр = — 1т cos (со/ — ах); (6.6)
в короткозамкнутой линии
«отР = — Umcos(a>t — cue); (6.7)
!orp = /mcos(co/ — ах). (6.8)
При условии, что начало координат помещено в конце линии
и напряжение падающей волны изменяется по закону и = Um cos со/,
уравнения падающих волн напряжения и тока имеют вид
unaj = Umcos{at + ax), (6.9)
iliw = /mcos(co/-j-cw). . (6.10)
§ 6.4. СТОЯЧИЕ ВОЛНЫ
Стоячая волна возникает при сложении
падающей и отраженной волн, имеющих равные амплитуды. Такая волна
может иметь место в линии без потерь при полном отражении.
Предположим, что в конце разомкнутой линии отраженная волна
возникла на четверть периода раньше того момента,которому
соответствует картина, изображенная на рис. 6.4, и к настоящему времени
распространилась от конца линии на расстояние -^-.
4?

Рис. 6.4 поззоляет сделать вывод, что в точки, находящиеся от
конца линии на расстоянии / =-j, -^-ft. и т. д., падающая и
отраженная волны в любой момент времени приносят одинаковые по
величине и противоположные по знаку заряды. Например, через время
Т
t = -j- после момента, соответствующего рис. 6.4, а в точку а
падающая волна принесет заряды, находящиеся сейчас в сечении в, а
отраженная волна — заряды, находящиеся сейчас в сечении г;
через время t = -у эти волны принесут заряды, расположенные
сейчас соответственно в
сечениях ж и з. Аналогично
этому приходят заряды в
точку б. Таким образом,
между точками а и б
напряжения падающей и
отраженной волн находятся
всегда в противофазе, и,
следовательно, в любой
момент времени напряжение
между этими точками равно
нулю.
В каждой из точек,
находящихся от конца линии
X
на расстоянии /= 0, -ту, I
и т. д., заряды падающей
и отраженной волн всегда
совпадают по знаку и
величине. Например, через
время t =-г-Т после момента, соответствующего рис. 6.4, а, к точке ж
придут заряды падающей волны, находящиеся сейчас в сечении л, и
заряды отраженной волны, находящиеся сейчас в сечении г, а через
Т
время / — ~9—• заряды падающей и отраженной волн, находящиеся
сейчас соответственно в сечениях м и з. Аналогично этому приходят
заряды в точки и, м и с. Таким образом, напряжения падающей
и отраженной волн между точками ж и и, м и с и т. д. всегда
совпадают по фазе. Поэтому мгновенное напряжение между этими парами
точек вдвое больше мгновенного напряжения одной из волн и
изменяется во времени в пределах от 2Um до —2Um.
При переходе от одного участка линии к другому фазовый сдвиг
между напряжениями падающей и отраженной волн меняется от
пуля в сечениях з — к, ж — «и т. д. до 180° (в сечениях а — б,
m — н и т. д.). Поэтому результирующие напряжения между
симметричными точками проводов плавно меняются по длине линии
Рис. 6.4. Стоячие волны в длинной линии:
а — образование стоячих воли; б — волна
напряжения; в — волна тока
50

(рис. 6.4, б). В сечениях з — к, ж — к и т. д. находятся пучности
волны напряжения, а в сечениях а — б, т — н и т. д. — узлы
волны напряжения.
Через каждую из точек, находящихся от конца линии на
расстоянии / = 0, -ц-, К и т. д. (точкиз и к, ж и и, м и с и т. д.), в каждый
момент времени проходят в разных направлениях одинаковые заряды
одного знака. Это означает, что в этих точках токи падающей и
отраженной волн равны по величине и противофазны, т. е. в этих точках
находятся узлы волны тока (рис. 6.4, в).
Через каждую из точек, находящихся от конца линии на
расстоянии / — -г, -г X и т.д. (точки а и б, т и н и т. д.),в каждый момент
времени в разных направлениях проходят заряды, равные по
величине и противоположные по знаку. Поэтому токи падающей и
отраженной волн совпадают в этих точках по фазе, т. е. здесь
находятся пучности волны тока.
Из рис. 6.4 следует, что узлы и пучности стоячей волны тока
сдвинуты относительно узлов и пучностей стоячей волны
напряжения на -j.
Нужно заметить, что напряжение стоячей волны достигает
наибольшего значения, когда ток по всей линии равен нулю, и
наоборот. Например, напряжение между точками з и к, ж и и достигнет
Т
следующего максимума через время t = -у после момента,
соответствующего рис. 6.4, а, а ток в это время во всех точках линии будет
равен нулю. Ток достигнет максимального значения спустя четверть
периода после указанного момента времени, когда напряжение
между любыми симметричными точками проводов станет равно
нулю.
Таким образом, напряжение и ток стоячих волн сдвинуты по
фазе на 90°, т. е. линия в режиме стоячих волн представляет чисто
реактивное сопротивление.
В каждом узле стоячей волны напряжение или ток равны нулю,
т. е. через узел энергия не проходит. Поэтому на каждом участке
линии длиной в четверть волны, ограниченном узлами, энергия
остается постоянной, сосредоточиваясь попеременно то в
электрическом поле (при максимальном напряжении), то в магнитном поле
(при максимальном токе).Это свидетельствует отом,что такой участок
линии аналогичен идеальному колебательному контуру.
На любом участке линии и — ипад + «Отр и '" = 1'пад + t0Tp-
Пользуясь выражениями (6.5) и (6.9), (6.6) и (6.10), можно получить
уравнения стоячих волн в разомкнутой линии:
мр = 2C/mcoscuc cos coi; (6-11)
tp = — 2/;,; sin ax sin at. (6.12)
51

и
В линии бегущие Волны
В линии стоячие волны
ц В мании комбинированные
Волны
Аналогично из выражений (6.7) и (6.9), (6.8) и (6.10) можно
получить уравнения стоячих волн в короткозамкнутой линии:
ик = — 2{/m sin casino^; (6.13)
tK = 2/fflcosou;cos©/. (6.14)
Значения х, при которых cos ax и sin ax обращаются в нуль,
соответствуют расстоянию от конца линии до узлов волн токов
и напряжений, а значения х, обращающие указанные выражения
в единицу, соответствуют расстояниям до пучности волн. На
фазовый сдвиг в 90° между стоячими волнами напряжения и тока
указывают члены cos at и sin со/ в соответствующих уравнениях. Из
сравнения уравнений (6.11) и (6.13), (6.12)
и (6.14) следует, что пучности и узлы
в одноименных волнах
короткозамкнутой и разомкнутой линий сдвинуты
на четверть длины волны (рис. 6.4).
В реальных линиях амплитуды
падающих и отраженных волн по мере
распространения последних вдоль
линии уменьшаются. Поэтому даже при
полном отражении от конца в таких
линиях не может быть чисто стоячих
волн, т. е. действующие значения
напряжения и тока в узлах не равны
нулю, а в пучностях не одинаковы.
Рис. 6.5. Комбинированные вол- Четвертьволновые отрезки таких ли-
ны в длинной линии ний аналогичны реальным
колебательным контурам, и потери в них
восполняются генератором (энергия которого проходит на данный
участок линии через узлы).
При частичном отражении (нагрузка содержит активную
и реактивную составляющие или активное сопротивление нагрузки
не равно волновому сопротивлению линии) в линии есть как
бегущие, так и стоячие волны. При сложении они образуют
комбинированные волны напряжения и тока. На рис. 6.5, который
иллюстрирует сказанное, по оси ординат отложены эффективные значения
напряжений вдоль линии. Относительная величина бегущих волн
в комбинированной волне оценивается коэффициентом бегущей
волны КБВ, показывающим отношение минимального напряжения
между проводами к его максимальному значению (КБВ по току
определяется аналогично):
min min
КБВ равен нулю при наличии только стоячих волн в линии
и единице, когда в линии имеются только бегущие волны.
Иногда пользуются величиной, обратной КБВ —
коэффициентом стоячей волны КСВ.
52

§ 6.5. РЕЗОНАНСНЫЕ ЛИНИИ
5)
Разомкнутые и короткозамкнутые линии,
длина которых кратна -j, аналогичны по своим свойствам настроенным
колебательным контурам и называются поэтому резонансными.
При определении вида контура,
которому эквивалентна линия, можно
исходить из аналогии с обычными
колебательными контурами: если
входное сопротивление мало, то
линия эквивалентна настроенному
последовательному контуру, а если
оно велико, то — настроенному
параллельному контуру.
Для оценки величины входного
сопротивления линии следует
начертить кривую распределения
действующих значений напряжения и
тока вдоль линии (рис. 6.6).
Построение удобно начинать
с конца линии, так как в конце
разомкнутой линии расположены
пучность напряжения и узел тока,
а в конце короткозамкнутой
линии — пучность тока и узел
напряжения. По отношению напряжения
к току у генератора 7— можно су-
'вх
дить о величине входного
сопротивления и о виде контура.
Следует иметь в виду, что при
использовании линии, аналогичной
последовательному контуру,
генератор должен иметь малое
внутреннее сопротивление, а при
использовании линии, аналогичной
параллельному контуру, — большое
внутреннее сопротивление. Это
можно объяснить исходя
по-прежнему из аналогии с обычными
контурами: генератор с небольшим внутренним сопротивлением
незначительно увеличивает потери в последовательном контуре, но сильно
шунтирует параллельный контур; наоборот, генератор с большим
внутренним сопротивлением почти не вносит потерь в
параллельный контур, но значительно снижает добротность
последовательного контура.
Рис. 6.6. К определению вида
колебательного контура:
а ~ последовательный; б —
параллельный; в — параллельный; з —
последовательный
53

В линии, замкнутой накоротко или разомкнутой, входное
сопротивление имеет чисто реактивный характер:
Xsx вх max try \r\
вх = /—=7 ■ (о. 15)
'вх 'вх пых
Значения UBX max и /вх тах можно получить из уравнений токоз
и напряжений стоячих волн, если положить в них sin wt = 1 или
cos at = 1.
х-
ЗА/4
V
Л5х
iЛ/4
ч»
а) ' ' о)
Рис. 6.7. Кривые входного сопротивления линии:
а — разомкнутой; б — короткозамкнутой
Для разомкнутой линии из выражений (6.11) и (6.12) следует, что
Так как Um и /ш являются амплитудными значениями бегущих
волн, то
у?- = р и Х = — pctga,v= — pctg^.v. (6.16)
Задаваясь различными значениями х, можно построить кривые
изменения входного сопротивления в зависимости от длины линии
(рис. 6.7, а).
При длине линии x<^-j реактивное входное сопротивление в
соответствии с выражением (6.16) оказывается отрицательным,
т. е. является по характеру емкостным; при т<Сх<С^ входное
сопротивление имеет положительный знак, т. е. носит индуктивный
характер, и т. д.
.. 1 3
-jK И Т. Д., ЛИНИЯ
аналогична настроенному последовательному контуру, а при длине,
равной у, к и т. д., — настроенному параллельному контуру.
Таким образом, в зависимости от того, какую часть длины волны
генератора составляет длина разомкнутой линии, она является
При длине разомкнутой линии, равной
54

индуктивным или емкостным сопротивлением либо эквивалентна
последовательному или параллельному контуру, настроенному
в резонанс.
Для короткозамкнутой линии в соответствии с выражениями
(6.13) и (6.14) получаем *
X = ptgax = ptg~x. (6.17)
Кривые изменения входного сопротивления для этого случая
построены на рис. 6.7, б.
Легко видеть, что при равной длине разомкнутой и коротко-
замкнутой линий входные сопротивления их противоположны по
знаку. Кроме того, меняются местами виды колебательных контуров,
которым эквивалентны линии, кратные -j-.
Свойства реальных линий, имеющих потери, несколько
отличаются от описанных выше. При наличии потерь входное
сопротивление линии, кроме реактивной, содержит активную составляющую,
входное сопротивление резонансных линий не равно нулю и не
представляет бесконечно большой величины (так же как и у реальных
контуров с сосредоточенными параметрами).
§ 6.6. ПЕРЕДАЧА ЭНЕРГИИ
ПО ЛИНИИ
Электрическая энергия сосредоточена в
электрическом и магнитном полях и передача ее связана с
распространением этих полей. Поэтому провода линии следует рассматривать
только как систему, которая направляет энергию, сама энергия
распространяется в пространстве, окружающем провода, в виде
электромагнитных волн. Рассмотрим основные свойства этих волн.
Если в плоскости, перпендикулярной к направлению
изменяющегося магнитного поля, поместить проволочное кольцо (рис. 6.8, а),
то в нем возникнет ток, направление которого можно определить по
правилу Ленца.
Это свидетельствует о том, что в указанной плоскости
возникает электрическое поле, под действием которого в кольце
появляется ток. Присутствие кольца позволяет лишь относительно просто
выявить наличие поля, направление силовых линий которого
совпадает с направлением тока.
Аналогично этому в плоскости, перпендикулярной к
направлению изменяющегося электрического поля, возникает магнитное
поле (рис. 6.8, б). Таким образом, при всяком изменении
магнитного поля возникает переменное электрическое поле, изменения
* Знак «минус» перед правой частью формулы опущен для того, чтобы знак
выражения соответствовал характеру реактивного сопротивления.
55

СилоВая линия
электрического
поля
которого вызывают появление магнитного поля. Поэтому оба
изменяющихся поля существуют одновременно, обусловливают друг
друга и образуют единое
электромагнитное поле.
Силовые линии магнитного поля
всегда являются замкнутыми кривыми
и охватывают проводник с током или
изменяющееся электрическое поле.
Силовые линии электрического поля
начинаются и заканчиваются на зарядах или
охватывают изменяющееся магнитное
поле, представляя собой в этом случае
замкнутые кривые.
Взаимная связь электрического и
магнитного полей приводит к тому, что
изменения их происходят синфазно:
увеличение напряженности одного поля
сопровождается одновременным
увеличением напряженности другого поля, и
наоборот.
Если к некоторому моменту времени
распределения напряженностей
электрического и магнитного полей
соответствуют рис. 6.9, а, то при уменьшении
магнитного поля появляется
электрическое поле. Оно охватывает изменяющееся магнитное поле, т. е.
располагается в плоскости векторов Е. Направление его совпадает
с направлением тока, который создал бы это поле в проволочном
кольце. По правилу Ленца ток своим магнитным действием должен
Е
Рис. 6.8. Образование полей
электромагнитной волны:
б — маг-
а — электрического;
нитного
о)
Рис. 6.9. Электромагнитная волна:
а — в пространстве; о — в точка пространства
препятствовать изменению первичного магнитного поля. Поэтому
появляющееся электрическое поле слева противоположно
имеющемуся электрическому полю, а справа совпадает с ним по
направлению. При аналогичном изменении электрического поля появляюще-

еся магнитное поле слева противоположно имеющемуся магнитному
полю, а справа совпадает с ним по направлению (на рис. 6.9, а
огибающие напряженностей полей изображены пунктирными линиями).
В результате этого оба поля как одно целое смещаются вправо.
Направление распространения электромагнитной волны
определяется по правилу винта: движение винта соответствует
направлению распространения, когда рукоятка поворачивается по
наикратчайшему расстоянию от £ к Я (рис. 6.9, б). В соответствии с
расположением плоскости ЕН относительно вектора v такая волна
называется поперечной.
Мощность потока энергии, проходящей через единицу
поверхности, перпендикулярной к направлению распространения волны,
выражается
произведением
S = ЕН.
J-.
Рис. 6.10. Электромагнитная волна в линии:
а — идеальной; б — реальной
Величина S
называется вектором Умова —
Пойнтинга.
Направление его совпадает с
вектором скорости 5.
Вектор
напряженности электрического поля
всегда перпендикулярен
к поверхности
идеального проводника. Это
объясняется тем, что все
участки такого
проводника имеют одинаковый
потенциал, поэтому силовые линии электрического поля не могут
связывать отдельные его точки. Вектор напряженности магнитного
поля, составляя с вектором Е угол в 90э, должен быть параллелен
поверхности идеального проводника. Последние два положения
носят название граничных условий.
На рис. 6.10, а показано распределение полей вдоль идеальной
линии, нагруженной на согласованную нагрузку.
На всех участках линии вектор Умова — Пойнтинга, как
нетрудно убедиться, направлен вдоль линии, т. е. энергия
распространяется в сторону нагрузки. В нагрузке имеет место падение
напряжения. Поэтому линии электрического поля располагаются
параллельно сопротивлению R», и вектор S направлен в сторону нагрузки,
указывая на то, что в ней поглощается энергия.
Если провода обладают активным сопротивлением, то силовые
линии электрического поля не перпендикулярны к ним (рис. 6.10, б).
При этом электрическое поле имеет продольную составляющую Е,
которая в сочетании с вектором Н обусловливает движение потока
энергии внутрь проводов.
57

§ 6.7. ФИДЕРЫ
Линию, предназначенную для передачи
энергии, называют фидером. Наиболее часто используются двухпровод-
ный воздушный фидер (рис. 6.11, а) и коаксиальный фидер
(рис. 6.11, б).
Коаксиальный фидер состоит из внутреннего провода, вокруг
которого располагается внешний провод в виде жесткой или
гибкой трубы. Между ними находится изолятор в форме сплошного
наполнителя из эластичной пластмассы или в виде шайб из
высокочастотной керамики.
Величины индуктивности и емкости на единицу длины линии
зависят от диаметров проводов, расстояния между ними и
диэлектрической проницаемостью сре-
Дизлектрическая
оболочка
Внешний / .
(оплетка)
Гибкий
диэлектрик
Внутренний
провод
Рис. 6.11. Фидеры:
о — двухпроводный воздушный; б —
коаксиальный
ды е, разделяющей провода.
Волновое сопротивление
фидера определяется по
следующим формулам (обозначения
указаны на рис. 6.11):
для двухпроводного
воздушного фидера
для коаксиального фидера
Если сопротивление
нагрузки не равно волновому
сопротивлению фидера, то часть энергии, переносимой падающими
волнами, возвращается обратно к генератору отраженными волнами
и мощность генератора полностью не используется. Вместе с этим
возрастают омические и диэлектрические потери в линии, так как в
пучностях комбинированной волны напряжение и ток получаются
большими, чем в линии с бегущими волнами. Поэтому важно, чтобы
нагрузка была согласована с фидером. Если непосредственного
согласования получить не удается (zH Ф р), то применяются
согласующие устройства.
Для согласования активной нагрузки RH ф рф используется
четвертьволновый трансформатор, представляющий собой отрезок
линии длиной ~ и включаемой между основным фидером и нагрузкой
(рис. 6.12, а).
Сущность согласования состоит в следующем. Волна,
подходящая к точкам а и б, частично отражается, а частично проникает
через согласующий трансформатор в нагрузку. От нагрузки волна вто-

рично отражается и возвращается к точкам а и б. пройдя по
трансформатору расстояние, равное 2-т — -у.
Условия отражения волны от точек а, б и от нагрузки Ra
одинаковы, и входное сопротивление четвертьволновой линии,
нагруженной на активное сопротивление RH, активно. Поэтому в точках
а и б волны, отраженные от трансформатора и нагрузки, будут иметь
противоположные фазы. При равенстве амплитуд произойдет их
полная компенсация и вдоль основного фидера будет
распространяться чисто бегущая волна. В трансформаторе распространяется
комбинированная волна, потери при
которой больше, чем в случае бегущей
волны. Однако из-за малых размеров
трансформатора это сказывается мало.
Можно показать, что в основном
фидере распространяются бегущие волны,
т. е. указанное равенство амплитуд
соблюдается, если волновое сопротивление
трансформатора

Трансформатор
Рис. 6.12. Согласующие
трансформаторы:
а — четвертьволновый; 6 —
резонансный короткозамкнутый;
в — резонансный разомкнутый
Ртр
Описанный принцип — компенсация
отраженных волн — лежит в основе
всякого согласования.
Если нагрузка содержит реактивную
составляющую, то часто применяют
резонансный трансформатор в виде ко-
роткозамкнутой или разомкнутой
согласующей линии (шлейфа), имеющей длину
около четверти волны (рис. 6.12, б и в).
Длина шлейфа и точки подключения к нему основного фидера
подбираются с таким расчетом, чтобы волна, отраженная от нагрузки
ZH, и волна, отраженная от конца шлейфа, компенсировали друг
друга в точках а и б. При этом отраженные волны не
распространяются по основному фидеру в сторону генератора, т. е. в фидере
устанавливается бегущая волна.
Большее применение в согласующих устройствах нашли коротко-
замкнутые шлейфы, длина которых легко изменяется перемещением
закорачивающего мостика. Наибольшей простотой обладают
двухпроводные воздушные фидеры, которые могут использоваться вплоть
до диапазона метровых волн *. На более коротких волнах потери
в этих линиях за счет излучения резко возрастают, так как каждый
провод линии представляет собой источник электромагнитных
волн, длина которых равна длине волн, распространяющихся вдоль
линии. Поскольку токи в проводах направлены в разные стороны,
* Волны метрового диапазона имеют длину от 1 до 10 м.
59

они излучают волны в противоположных фазах. За счет разности
хода волн (расстояния АБ и БВ на рис. 6.13) фазы их в точках
пространства не являются строго противоположными, но при
небольших расстояниях между проводами и значительной длине волны
это почти не сказывается — волны взаимно компенсируются и потери
на излучение отсутствуют (рис. 6.13, а).
Если разность хода составляет -л-, то волны, отходя от
проводов в противофазе, встретятся в точке пространства совпадающими
по фазе и излучение будет интенсивным (рис. 6.13, б).
Рис. 6.13. Электрическое поле излучения при
распространении волны по линии:
а — длинных волн; б — коротких волн
Чем короче волна, тем меньше сдвиг фаз между приходящими
в точку волнами — тем большая энергия излучается линией в
пространство.
Поэтому в диапазоне дециметровых волн * воздушные линии
заменяются коаксиальными. В этих линиях электрическое и
магнитное поля сосредоточены внутри внешнего провода, благодаря чему,
излучение отсутствует.
Недостатком коаксиальных фидеров являются диэлектрические
потери в изоляции между проводами. Меньшие потери имеют
коаксиальные линии, в которых сплошной заполнитель заменен
диэлектрическими шайбами.
§ 6.8. ПРИМЕНЕНИЕ ДЛИННЫХ
ЛИНИЙ
Как уже указывалось, благодаря наличию
распределенных индуктивностей и емкостей линия аналогична по
своим свойствам колебательному контуру.
Выполнить контур с сосредоточенными параметрами на
сверхвысокие частоты практически невозможно, так как одни только
* Волны дециметрового диапазона имеют длину от 10 до 100 tvn.
60

соединительные провода имеют собственные индуктивность и
емкость, которые превышают требуемые для контура. Кроме того,
с ростом частоты резко увеличиваются потери и уменьшается
добротность контура за счет поверхностного эффекта, диэлектрических
потерь и потерь на излучение.
В диапазоне дециметровых волн в качестве колебательных
контуров часто используют воздушные или коаксиальные линии,
замкнутые на конце. Настройка таких контуров осуществляется
изменением длины линии путем перемещения закорачивающей
перемычки в двухпроводных линиях или плунжера (поршня) в
коаксиальных линиях. Добротность таких систем достигает нескольких
тысяч.
Т Т Т '
Рис. 6.14. Примеры применения длинных линий
С ростом частоты сильно возрастают потери в изоляторах из
диэлектрика. Поэтому на дециметровых и сантиметровых волнах *
применяют металлические изоляторы, представляющие собой корот-
X
козамкнутую линию длиной -j (рис. 6.14, а).
Входное сопротивление такой линии очень велико, и в
качестве изолятора в диапазоне СВЧ она по свойствам намного
превосходит обычный диэлектрик. Недостатком металлических изоляторов
является возможность использования их только при определенной
длине волны, четверть от которых они составляют.
Отрезки разомкнутых линий могут использоваться в качестве
фильтров. Длина их делается равной четверти длины той волны К,
которую не следует пропускать в нагрузку (рис.6.14,6). Поэтому входное
сопротивление фильтра для колебаний с длиной волны к в точках
а и б весьма мало (подобно сопротивлению последовательного
контура, настроенного в резонанс)и к нагрузке они не
распространяются.
Полезной волне X' фильтр оказывает реактивное сопротивление
и от него может произойти частичное отражение. Во избежание
* Волны сантиметрового диапазона имеют длину от 1 до 10 см.
61

этого к точкам аи б присоединяется короткозамкнутая линия
определенной длины, компенсирующая для волны к' действие фильтра
(на рис. 6.14, б она показана пунктиром).
Длинные линии могут использоваться для задержки импульсов
напряжения на определенное время, что объясняется конечной
(хотя и очень большой) скоростью распространения волн вдоль линии.
Для получения большого времени задержки применяют
искусственные линии (линии задержки), состоящие из ряда ячеек LC
(рис. 6.14, в). После подачи на вход импульса первым будет
заряжаться конденсатор Cv Конденсатор С2 зарядится спустя
некоторое время, так как индуктивность Lx препятствует быстрому
нарастанию тока. Аналогично будет происходить заряд конденсатора С3
и т. д. Чем больше индуктивность, тем медленнее заряжается
каждый конденсатор; чем больше емкость конденсатора, тем больше
время его заряда. Время прохождения импульса через ячейки
(время задержки) определяется выражением
где L = Li = L2 = ... = Ln, С = С± = Со = ... = Сп,
аи — число ячеек.
Длинные линии широко применяются в измерительной технике.
Более подробно эти вопросы рассматриваются в гл. 47.
ГЛАВ* СЕДЬМАЯ
ВОЛНОВОДЫ И ОБЪЕМНЫЕ
РЕЗОНАТОРЫ
§ 7.1. ВОЛНОВОДЫ
В диапазонах сантиметровых и миллиметровых
волн для передачи энергии используются волноводы, выполняемые
обычно в виде металлических труб прямоугольного и круглого
сечения (рис. 7.1).
Отсутствие внутреннего
провода значительно упрощает
конструкцию волновода по
сравнению с коаксиальной линией, а
отсутствие диэлектрических
потерь и потерь на излучение обес-
Рис. 7.1. Типы волноводов печивает малое затухание
колебаний при передаче.
В гл. 6 указывалось, что электромагнитные волны являются
поперечными волнами. Вдоль оси волновода такие волны
распространяться не могут, так как при этом вектор напряженности
электрического поля Е (рис. 7.2) был бы параллелен стенкам
волновода (их можно считать идеально проводящими), а вектор напря-
62

женности магнитного поля Я — перпендикулярен к ним, что, как
указывалось в гл. 6, невозможно.
Рассмотрим волну, падающую наклонно на стенку волновода
(рис. 7.3).
Такая волна возбуждает в стенке ток, создающий отраженную
волну. Отраженная волна распространяется к противоположной
стенке, где возникает новая отраженная волна. Таким образом
электромагнитные волны
распространяются под углом от стенки к стенке,
перенося энергию вдоль волновода.
Для лучшей проводимости
внутренняя поверхность стенок волновода
покрывается слоем серебра. Поэтому
энергия падающей волны почти не
расходуется на нагрев стенок и энергии
падающей и отраженной волн
практически одинаковы.
Вектор Е отраженной волны должен быть равен по величине
и противоположен по направлению вектору Е падающей волны;
такое же соотношение должно быть между нормальными
составляющими векторов Н, так как только при этом соблюдаются граничные
условия. Если источник, возбуждающий волны, расположен
симметрично относительно верхней и нижней стенок волновода, то волны,
отраженные от противоположных стенок, приходят в точки на
средней горизонтальной плоскости волновода (например, в точку А на
Рис. 7.2. Поперечная волна
в волноводе
Рис. 7.3. Отражение волн от стенок волновода
рис. .7.3) в одинаковых фазах. Поэтому в этих точках поперечные
составляющие Е и Н имеют удвоенные значения,а продольная
составляющая Н равна нулю. Фазы волн, отраженных от
противоположных стенок волновода, в других точках не совпадают. Поэтому
напряженности Е и Н имеют в них меньшее значение, причем
напряженность электрического поля содержит только поперечную
составляющую, а напряженность магнитного поля — как продольную, так
и поперечную составляющие (аналогично векторам £ и Я в волне,
63

отраженной от верхней стенки волновода). В соответствии с
изложенным на рис. 7.4 изображена электромагнитная волна в
волноводе.
Электрическое поле волны является поперечным и имеет
максимальную напряженность в среднем сечении. Линии этого поля
нормальны к боковым стенкам волновода (рис. 7.4, бив). Линии
магнитного поля являются замкнутыми и охватывают силовые линии
электрического поля (рис. 7.4, а). В среднем сечении волновода
вектор Я имеет только поперечную составляющую, а в других
точках — как поперечную, так и продольную составляющие. Нигде
возле стенок электрические силовые линии не проходят параллельно
А
-VTVj
а)
nan
Рис. 7.4. Волна типа //01 в прямоугольном волноводе
им, а магнитные — перпендикулярно. Поперечная составляющая
магнитного поля имеет вертикальное направление, а поперечная
составляющая электрического поля — горизонтальное.
Картина поля на рис. 7.4 является мгновенным изображением
волны. В соответствии с изменением мгновенных значений
переменного напряжения источника волн в каждой точке пространства
внутри волновода мгновенные значения £ и Я непрерывно
изменяются. Электрическое и магнитное поля данной напряженности
распространяются дальше по волноводу, а их место занимают поля,
напряженность которых соответствуют более поздним значениям
переменных напряжений источника.
Так как отрезок волновода на рис. 7.4 имеет длину, равную X,
то полуволны, расположенные на участках АБ и БВ, смещены
по фазе на 180°. На рис. 7.4, г показано распределение напряжен-
ностей £ и Я по длине волновода. Из-за наличия продольной
составляющей Я описанную волну называют магнитной волной —
64

волной типа Я или поперечно-электрической волной — волной
типа ТЕ *.
Рассмотрим теперь распределение поперечных составляющих
напряженностей £поп и Япоп в каком-либо поперечном сечении
волновода (рис. 7.4). Изменяясь во времени, они всегда имеют
наибольшее значение в точках на средней горизонтальной плоскости
и равны нулю у стенок. Следовательно, в поперечном сечении
волновода имеют место стоячие волны £поп и Япоп с узлами на
горизонтальных стенках и с пучностями между ними. В рассматриваемом
сечении имеется и стоячая волна продольной составляющей
напряженности магнитного поля Япр. Около верхней и нижней стенок
волновода она имеет максимальные значения, но разные
направления; в среднем сечении Япр = 0. Вдоль горизонтальной стенки
Ей
Рис. 7.5. Волна типа Нй„ в прямоугольном волноводе
поперечного сечения волновода напряженности полей не меняются,
и стоячие волны отсутствуют.
В соответствии с расположением стоячих волн вдоль стенок
волновода к буквенному обозначению электромагнитной волны
приписываются цифровые индексы. Первый из них показывает число
стоячих полуволн вдоль меньшей, а второй — вдоль большей
стороны поперечного сечения. Рассмотренная волна должна поэтому
обозначаться Я01 или (ТЕ01). Такая волна наиболее часто
используется для передачи энергии по прямоугольному волноводу.
Если возбуждение волн осуществить таким образом, чтобы
они падали и отражались от боковых стенок, то по волноводу будет
распространяться волна типа Я10. В этом случае горизонтальные
и вертикальные стенки волновода как бы меняются местами.
В прямоугольном волноводе можно возбудить магнитные волны
высших порядков, в которых направление полей вдоль одной из
сторон сечения волновода изменяется несколько раз. В качестве
примера на рис. 7.5 изображено распределение полей для волны
типа Я02.
* Т — знак поперечного направления напряженности поля. Поэтому
поперечная волна, распространяющаяся в свободном пространстве, обозначается
1ЕМ (поперечная электромагнитная).
3 Браммер £5

Если поперечные волны падают и отражаются от всех четырех
стенок, то в волноводе появляется волна, в которой напряженности
полей изменяются вдоль большей и меньшей сторон сечения
(рис. 7.6).
В этом случае линии электрического поля замыкаются между
соседними стенками, подходя к ним под углом 90°, а линии
магнитного поля охватывают силовые линии электрического поля и
возле стенок не имеют нормальной составляющей (распределения
полей вдоль большей и меньшей сторон сечения аналогичны: по
краям напряженность равна нулю, а в середине достигает
максимума). В соответствии с таким расположением стоячих волн эта
волна обозначается Яп.
Е
П.ЖЛ
Рис. 7.6. Волна типа Нп в
лряшугольном волноводе
Рис. 7.7. Волна типа Еп в прямоугольном
волноводе
Кроме волн типа Я, в волноводе могут распространяться волны,
в которых напряженность электрического поля имеет продольную
и поперечную составляющие, а напряженность магнитного поля
является только поперечной. Такие электромагнитные волны
называются электрическими волнами (волнами типа Е) или поперечно-
магнитными волнами (волнами типа ТМ).
В отличие от волн типа Я в этом случае поляризация
поперечных волн, падающих на стенки волновода, должна быть
изменена: в плоскости, где при волне типа Я располагалось магнитное
поле, должно располагаться электрическое поле, и наоборот *.
Не следует, однако, думать, что при этом только меняются местами
линии электрического и магнитного полей — подобная волна не
могла бы существовать в волноводе, так как электрические линии
оказались бы параллельными стенкам волновода, а магнитные
линии — перпендикулярными к ним, что невозможно. Поэтому,
например, волна типа £10 (или £01) в волноводе быть не может.
* Поляризация волны определяется плоскостью, в которой располагается
вектор напряженности электрического поля Е. Таким образом, волна,
изображенная на рис. 7.2, является вертикально поляризованной.

Наиболее простой волной типа Е является волна Еп (рис. 7.7).
В этой волне линии электрического поля начинаются и
заканчиваются на одной и той же стенке волновода (рис. 7.7, б),
подходя к ней под углом 90°.
Аналогичная картина имеет место на всех четырех стенках
волновода. Силовые линии магнитного поля являются замкнутыми
и не имеют около стенок нормальной составляющей. Вдоль каждой
стороны, ограничивающей поперечное сечение волновода (рис. 7.7, а),
напряженность электрического поля изменяется от нуля до
максимального значения и сно-
ва до нуля, т. е. вдоль
каждой стороны
укладывается половина
стоячей волны.
Аналогично волнам
типа Н электрические
волны могут быть и
более сложными (£12, Е13,
Е21 и т. д.).
Помимо
прямоугольных, широко
применяются волноводы
круглого сечения. В них также
могут распространяться
электромагнитные
волны типов Е и Н. Однако
структура полей в них
получается более
сложной, так как отражение
волн происходит не от
плоских, а от
цилиндрических стенок. Волна в круглом волноводе также характеризуется
цифровыми индексами. Первый из них обозначает число стоячих
полуволн вдоль полуокружности, а второй — число таких
полуволн вдоль радиуса.
При волне типа #01 в круглом волноводе (рис. 7.8, а и б)
силовые линии магнитного поля имеют форму замкнутых колец,
расположенных вдоль оси волновода, а линии электрического поля
охватывают их и в поперечном сечении являются концентрическими
окружностями.
При этом напряженность электрического поля около внутренней
поверхности волновода равна нулю (на рис. 7.8, а это показано
уменьшающейся к стенке густотой силовых линий электрического
поля), а напряженность магнитного поля имеет там только
продольную составляющую. Вдоль окружности поперечного сечения
величина напряженности полей не изменяется. В центре волновода,
а также у его стенок напряженность электрического поля равна нулю
Рис. 7.8. Некоторые типы волн в круглых
волноводах:
а, б — волна типа Hoi; в, г — волна типа £01
67

и имеет максимальное значение между ними (рис. 7.8, а).
Аналогично меняется поперечная составляющая магнитного поля (рис. 7.8, б).
Таким образом, вдоль радиуса укладывается половина стоячей
волны Е и Я„оп.
В отличие от прямоугольного волновода в круглом волноводе
может распространяться волна типа £01 (рис. 7.8, в и г), при
которой напряженность электрического поля имеет продольную и
поперечную составляющие (однако у стенки £пр = 0 — силовые линии
Штырь - Видратор
Рис. 7.9. Возбуждение волн в волноводе:
а,б — штырьком-вибратором; в, г — петлей связи; д — двумя
вибраторами
подходят к ней под прямым углом), а линии магнитного поля
представляют собой окружности, расположенные в поперечных
сечениях. При этой волне вдоль окружности волновода изменения нап-
ряженностей полей не происходят, а вдоль радиуса укладываются
половина стоячей волны продольного электрического поля,
имеющей пучность в середине и узлы у стенок (рис. 7.8, г), и половина
стоячей волны поперечного магнитного поля (рис. 7.8, в), имеющей
узел на оси волновода и пучности у стенок. Волны типа Но1 и Еп
используются в круглых волноводах наиболее часто.
Электромагнитные волны в волноводах возбуждаются обычно
при помощи штырька-вибратора или петли связи.
Часто энергия подводится к волноводу отрезком коаксиального
фидера, наружный провод которого соединяется с корпусом волно-
63

вода, а внутренний — пропускается в волновод и соединяется со
штырьком-вибратором (рис. 7.9, аи б) или с петлей связи (рис. 7.9, в
и г).
Каждый тип волны требует определенного расположения
элементов возбуждения. Создаваемые ими поля должны
соответствовать структуре волны, которую хотят получить в волноводе.
При возбуждении волновода с помощью штырька-вибратора
между ним и корпусом возникает переменное электрическое поле,
которое создает электромагнитную волну. Сам штырек должен быть
параллелен силовым линиям электрического поля возбуждаемой
волны и находиться в ее пучности. На рис. 7.9, а, б и д изображены
случаи возбуждения
волн типа Я01 и Я02 в
прямоугольном
волноводе. Напряжения,
питающие вибраторы (рис.
7.9, д), отличаются по
фазе на 180°, так как
вдоль фидера между
ними укладывается
половина волны, идущей
от источника.
Петля связи должна
располагаться в
максимуме магнитного поля
возбуждаемой волны, и
плоскость ее должна
быть перпендикулярна к
линиям этого поля.
Высокочастотный ток,
проходя по петле, создает переменное магнитное поле,
пронизывающее ее плоскость и создающее электромагнитную волну.
Интенсивность возбуждения, т. е. величина энергии,
передаваемой по волноводу, может регулироваться глубиной погружения
вибратора в волновод или поворотом петли связи.
Отбор энергии из волновода производится теми же способами,
что и его возбуждение.
Для получения в волноводе бегущих электромагнитных волн
используются различные согласующие устройства. По своему
действию они аналогичны реактивным шлейфам, которые применяются
для согласования в фидерных линиях. На рис. 7.10, а показан
настроечный винт, который располагается параллельно силовым
линиям электрического поля и представляет собой отрезок
разомкнутой линии.
Рис. 7.10. Способы согласования волновода с
нагрузкой:
а — настроечный винт, б — диафрагма,
эквивалентная емкости; в — диафрагма, эквивалентная
индуктивности; г — настраивающееся ответвление
При его длине /<C~t °н эквивалентен емкости, а при
индуктивности.
69

У/////////////////////
На рис. 7.10, бив изображены диафрагмы — тонкие
металлические перегородки, расположенные в поперечном сечении
волновода. Если диафрагма сокращает длину силовых линий
электрического поля (рис. 7.10, б), то ее действие аналогично сближению
обкладок конденсатора, т. е. увеличению емкости. При установке
диафрагмы вдоль линий электрического поля (рис. 7.10, в) в ней
возникают токи, создающие магнитное поле, действующее
аналогично индуктивности.
Иногда для согласования волновода с нагрузкой используют
ответвление, вдоль которого может перемещаться плунжер
(рис. 7.10, г). Высота его
устанавливается так, чтобы волны,
отраженные от нагрузки и
плунжера, имели возле ответвления
одинаковые амплитуды, но
противоположные фазы, и компенсировали
друг друга.
Фронтом волны называется
поверхность, во всех точках
которой фаза колебаний одинакова.
Вместе с распространяющейся
волной перемещается и ее фронт,
который может соответствовать
амплитудному, нулевому или
любому промежуточному значению
колебания. На рис. 7.11, а
показаны положения одного и того же
фронта волны в разные моменты
времени. Сам фронт представляет
собой в данном случае плоскость, перпендикулярную к
чертежу. Пока волна проходит расстояние АБ, фронт ее
перемещается на расстояние ВБ.
Скорость перемещения фазы волны называется фазовой
скоростью Уф. Так как ВБ ^> АБ, то фазовая скорость оказывается
больше скорости распространения волны с между стенками
волновода, т. е. в свободном пространстве. Из треугольника АБВ
следует, что
(7-1)
Рис. 7.11. Распространение фронта
волны
* cos (90° — a) sin а '
где а — угол падения волны на стенку волновода, ас — скорость
света.
Длина волны пропорциональна фазовой скорости, поэтому в
направлении оси волновода она больше, чем в свободном пространстве:
К = щТ. (7.2)
Перенос энергии осуществляется группой волн. Поэтому
скорость распространения энергии вдоль волновода называют группо-
70

вой скоростью. В то время как волна из точки А переходит в точку Б,
перемещение энергии вдоль волновода происходит только на
расстоянии АД. Из треугольника АБД следует, что
Drp = csina. (7.3)
Из выражений (7.1) и (7.3) можно записать
Чем меньше угол падения волны а, тем больше фазовая и меньше
групповая скорость. Если бы волна падала на стенку волновода
под прямым углом (а = 0), то групповая скорость стала бы равной
нулю, т. е. передача энергии по волноводу отсутствовала бы. В этом
случае отраженные волны двигались бы перпендикулярно к стенкам
волновода навстречу друг другу, образуя стоячую волну.
При а^О наряду со стоячими волнами (в поперечном сечении)
вдоль волновода распространяется бегущая волна, которая
переносит энергию.
Пусть волна в определенной фазе из точки А перемещается
в точку Б прямоугольного волновода (рис. 7.11, б). Тогда фазовая
скорость и'ф в поперечном направлении волновода, как следует
из треугольника АБВ, равна
oi = —. (7.4)
ф cos a v '
Умножая обе части выражения (7.4) на Т и учитывая, что
произведение сТ — к соответствует длине волны между стенками
волновода, а произведение v'$T = к'в — длине стоячей волны,
укладывающейся в направлении большей из сторон сечения волновода,
получаем
кв = -~. (7.5)
cos a v '
По краям стенок волновода должны располагаться узлы
стоячей волны. Поэтому вдоль стороны длиной b может укладываться
только целое число таких полуволн п, т. е.
ь=тп-
Подставляя сюда значение к'в из выражения (7.5), получаем
откуда
« 1Ъ cos a n д.
Л — . (,/.0)
Последнее выражение определяет длину волны, которая может
распространяться по волноводу. Так как желательно иметь
волновод небольших размеров, то определяют минимальный размер Ь,
при котором может распространяться волна длиной к. Очевидно,
71

он соответствует случаю, когда п = 1, т. е. когда вдоль большей
стороны сечений волновода укладывается половина волны и в
волноводе распространяется волна типа Я01.
Из выражения (7.6) следует, что для сохранения равенства
уменьшение размера Ь должно сопровождаться возрастанием cos a,
т. е. уменьшением угла падения волны на стенку волновода.
Поэтому, чем меньше размер b или больше длина волны к, с помощью
которой хотят передавать энергию, тем
под меньшим углом а падают волны на
стенки волновода (рис. 7.12).
При некоторой величине b угол а
становится равным нулю: волна отвесно
падает на стенку волновода, и передача
энергии не происходит. Длина волны, при
которой происходит это явление в волно-
_^ воде заданных размеров, называется кри-
„ „ ,п „ тической. Из выражения (7.6) вытекает, что
Рис. 7.12. Распростране- ^ ч '
ние в волноводе волн
различной длины Лкр = 2о. ('•')
Легко подсчитать, что для передачи энергии на частоте 50 гц
(К = 6000 км) размер Ь должен быть не менее 3000 км.
При передаче энергии на волне типа Я02 вдоль стороны сечения
волновода укладывается целая стоячая волна. В этом случае п = 2
и при cos a = 1 получаем
Kv = b. (7.8)
Из сопоставления выражений (7.7) и (7.8) следует, что для
передачи энергии определенной частоты наименьший размер b
соответствует волне типа Я01. Это является основной причиной, по которой
волны указанного типа применяются в прямоугольных волноводах
наиболее часто.
В круглых волноводах диаметр получается наименьшим при
использовании волны типа Яи, для которой ^кр ж 1,7 D.
Следует заметить, что для передачи энергии избегают
использовать волны, длина которых близка к критической, так как при
многократном отражении волн от стенок волновода энергия сильно
поглощается ими.
§ 7.2. ОБЪЕМНЫЕ РЕЗОНАТОРЫ
G укорочением волны потери в колебательных
контурах в виде четвертьволновых отрезков длинных линий
настолько возрастают, что применение их становится
нецелесообразным. Поэтому в сантиметровом и начале дециметрового диапазона
в качестве колебательных контуров используются объемные
резонаторы — полые металлические резервуары (рис. 7.13), обладающие
распределенными индуктивностью и емкостью.
72

От элемента, возбуждающего колебания в резонаторе (напри*
мер, от вибратора), распространяются электромагнитные волны,
отражающиеся от стенок.
Рассмотрим прямоугольный резонатор, вдоль которого
навстречу друг другу перемещаются бегущие волны типа Н. Для
различных моментов
времени они показаны
соответственно на рис. 7.14,
а, б, в я г, д, е. Прн
сложении этих волн появляется
стоячая электромагнитная
волна (рис. 7.14, ж, з, и).
Максимумы и минимумы „ _ .„ _
магнитного поля этой вол- Рис' 7Ж Типы объемных Рез0натоР0в:
ны не меняют своего поло- а ~ прямоугольн^Рои^н™рический; ' ~
жения в резонаторе.
Аналогично ведет себя электрическое поле волны. Как во всякой
стоячей волне, максимальные значения Е и Н сдвинуты во времени
(по фазе) на четверть периода. Таким образом, каждую четверть
периода энергия магнитного поля переходит в энергию
электрического поля и обратно, т. е. имеют место колебания, аналогичные
колебаниям в обычном контуре.
Возбуждение резонатора и отбор энергии из него могут
осуществляться вибратором и петлей связи.
ж) 3) и)
Рис. 7.14. Образование стоячих волн в объемном резонаторе
Возможность возникновения колебаний в объемном резонаторе
проверяется выполнением граничных условий у его стенок. Так,
если длина прямоугольного резонатора равна целому числу
полуволн (рис. 7.14, ж, з, и), то магнитные силовые линии параллельны
торцовым стенкам, а электрическое поле возле них равно нулю,
т. е. граничные условия выполняются.
Колебаниям с наибольшей длиной волн будет соответствовать
на рис. 7.14 одна полуволна, расположенная по длине резонатора.
Такая наибольшая волна называется критической. При волне с
73

Рис. 7.15. Настройка
объемного резонатора
плунжером
большей длиной вдоль резонатора должно было бы
уместиться меньше половины волны и необходимые условия у стенок
не соблюдались бы.
Настройку резонатора на опреде-
ленную частоту (длину волны) можно
осуществить изменением его размеров,
например с помощью плунжера (рис.
7.15), для того, чтобы при новых
размерах выполнялись граничные условия
при волне данной длины.
В небольших пределах настройка
резонатора осуществляется обычно винтом, который через стенку
проходит внутрь резонатора и несколько
изменяет его емкость.
Если вдоль оси резонатора располагается
магнитное поле, то колебание этого типа
обозначается буквой Н (ТЕ); при наличии продольного
электрического поля колебание обозначается
буквой Е (ТМ). К буквенному обозначению
приписываются цифровые индексы, отвечающие числу
стоячих полуволн. Для цилиндрического
резонатора первый индекс указывает число стоячих
полуволн вдоль полуокружности, второй — вдоль
радиуса и третий — вдоль оси. В соответствии с
этим колебания, изображенные на рис. 7.16,
обозначаются ЯП1.
Омические потери в резонаторе из-за высокой
проводимости его стенок малы, и диэлектрические
потери отсутствуют.
Однако наличие критической волны
ограничивает использование резонатора в основном
диапазоном сантиметровых волн. Даже в средней части
дециметрового диапазона размеры резонатора
получаются довольно большими.
Рис. 7.16.
Колебания типа Яш
в
цилиндрическом объемном
резонаторе
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
§ 8.1. ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА
РАСПРОСТРАНЕНИЯ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ВОЛН
Радиоволны занимают спектр частот от 15 • 103
до 3 -1011 гц, который в зависимости от особенностей
распространения делится на ряд диапазонов (табл. 8.1).
Рассмотрим основные законы распространения электромагнитных
волн, которым подчиняются не только радиоволны, но и световые
волны.
74

Таблица 8.1 *
Наименование диапазона
Граница диапазона.
Граница диапазона,
Мгц
Важнейшие области применения
Свсрхдлшшые волны
Длинные волны .
Средние волны .
Короткие волны
Метровые волны . . . .
Дециметровые волны .
Сантиметровые волны ,
Миллиметровые волны
Свыше 10 000
10 000—1000
1000—100
100—10
10—1,0
1,0—0,1
0,1—0,01
0,01—0,001
Ниже 0,03
0,03—0,3
0,3—3,0
3,0—30,0
30,0—300,0
300,0—3000,0
3000,0—30 000,0
30 000,0-300 000,0
Радионавигация, грозовое
предупреждение
Радиосвязь, радионавигация
Радиосвязь, радиовещание,
радионавигация
Радиосвязь, радиовещание,
радионавигация
Радиосвязь, радиовещание, телевидение,
радиолокация, радиорелейная связь,
радионавигация и т. д.
♦ Диапазоны волн ханы в соответствии со сборником «Терминология распространения радиоволн* Комитета технической терминологии Академии,
яаук СССР, 1962.

В однородной среде радиоволны распространяются
прямолинейно и одинаково интенсивно во все стороны. Интенсивность ра
диоволн характеризуется
напряженностью электрического (Е)
или магнитного (Н) поля,
связанных отношением п —-^ = р,где
п вг
р — волновое сопротивление
среды, равное для воздуха 377 ом.
По мере удаления от источника
напряженности электрического
и магнитного полей постепенно
уменьшаются. Скорость
распространения радиоволн в воздухе
=3 'Ю10 см/сек, а всре-
де с диэлектрической
проницаемостью ег и магнитной
проницаемостью \ir
Для большинства
диэлектриков
.= 1 и
= VT- (8'2)
V г
Если плоская
электромагнитная волна, распространяющаяся
в среде с диэлектрической
проницаемостью еп, падает на
поверхность другой среды, обладающей
диэлектрической
проницаемостью ёг2, то она испытывает
отражение и преломление (рис. 8.1,о).
Явление преломления
объясняется разными скоростями
распространения электромагнитных волн в различных средах.
Известно, что углы падения в,,ад и углы отражения 0отр равны,
а углы падения в,1а, и преломления 9пр связаны соотношением,
носящим название закона синуса:
5)
Рис. 8.1. Отражение и преломление
плоской электромагнитной волны (а)
и зависимость угла преломления от
угла падения (б): АВ —фронт
падающей волны; Л1/V — фронт отраженной
волны; TL — фронт преломленной
волны
sin Qna;
sin впр
(8.3)
Каждая среда характеризуется показателем преломления п,
равным отношению скорости распространения электромагнитной
76

волны в вакууме (с) к скорости волны в данной среде (и):
n _ c _ ' V Wr.
v \ eo|xo l
при ц, = Ho __
(8.4)
При переходе электромагнитной волны из вакуума в данную
среду (гг ^> е0) скорость распространения волны уменьшается и
тогда м^>1. Если электромагнитная волна, проходящая через
среду с проницаемостью гг„ проходит в среду с проницаемостью
еГ2, то при увеличении угла падения в„ад угол преломления 6пр
приближается к 90° (рис. 8.1, б). При некотором угле 0пад = ©под. кр
волна отражается от поверхности раздела сред и преломление
отсутствует (sin 6пр = 1).
Угол ©пад. кР называется углом
полного внутреннего отражения. Из выра- /iyfy?//~' h
жения (8.3) А^у~
©падко = arcsinl/ -^. (8.5) Рис. 8.2. Дифракция радио-
у Sri волн
Вероятность полного внутреннего отражения зависит от длины
волны: чем она короче, тем больше должен быть угол падения
0пад для получения полного внутреннего отражения.
При распространении радиоволн в окружающей земной шар
атмосфере они ослабляются вследствие рассеяния и поглощения
энергии атмосферой и поверхностью Земли, а также вследствие огибания
сферической поверхности Земли и различных препятствий.
Явление огибания распространяющейся волной препятствий принято
называть дифракцией. Наиболее сильно дифракция сказывается
в случаях, когда геометрические размеры препятствий соизмеримы
с длиной волны. Чем больше размеры препятствия по сравнению
с длиной волны, тем меньше влияние дифракции. Радиоволны,
распространяющиеся вокруг земного шара за счет явления днфракции,
получили название поверхностных, или земных, волн (рис. 8.2).
Распространяющаяся вдоль земной поверхности энергия
радиоволн создает в ней токи смещения и токи проводимости, величина
которых зависит от диэлектрических и проводящих свойств Земли.
Чем меньше токи смещения и больше токи проводимости, тем слабее
Земля поглощает энергию. Величины этих токов зависят не только
от свойств Земли, но и от длины распространяющихся волн: чем
больше длина волны X, тем больше ток проводимости и меньше
ток смещения и, следовательно, меньше поглощение энергии.
Поверхностные радиоволны при распространении над морской
поверхностью (обладающей хорошей проводимостью) ослабляются
77

значительно меньше, чем при распространении над сухими и
песчаными почвами (обладающими плохой проводимостью). Земная
атмосфера не является однородной средой, так как с ростом высоты
меняются давление, температура, влажность воздуха и,
следовательно, его диэлектрическая проницаемость. Поэтому траектория
радиоволн в атмосфере искривляется.
Явление искривления или
преломления волн при распространении их
в неоднородной среде получило
название рефракции. Чем больше высо-
Рис. 8.3. Распространение радио- .та, тем меньше диэлектрическая про-
волн с учетом (ЛВ,) и без учета ницаемость атмосферы и тем сильнее
(АВ) рефракции и
4 г ^к -сказывается рефракция, за счет
которой траектория волны искривляется
по направлению к Земле и приобретает форму кривой с
выпуклостью вверх (АВг) (рис. 8.3).
Это приводит к огибанию волной Земли и способствует
увеличению дальности распространения радиоволн. Атмосферная
рефракция проявляется на всех длинах волн, но наиболее сильно ее
влияние сказывается на распространении УКВ.
При распространении радиоволн одного и того же источника,
проходящих различные пути до момента встречи, имеет место
взаимодействие их колебаний. Если фазы колебаний этих волн совпадают,
то амплитуда суммарного электромагнитного поля возрастает и,
наоборот, при сдвиге фазы волн на 180° суммарное поле ослабляется
и может стать равным нулю. Указанное явление называется
интерференцией.
§ 8.2. ЗЕМНАЯ АТМОСФЕРА
И ЕЕ СВОЙСТВА
Атмосфера, окружающая земной шар,
представляет собой слой газа толщиной приблизительно 1000—2000 км.
Нижний слой атмосферы, прилегающий к поверхности Земли и
простирающийся на высоту до 15 км, называется тропосферой.
Благодаря неравномерному нагреву поверхности Земли в тропосфере
возникают ветры и воздушные течения, под действием которых все
входящие в тропосферу газы хорошо перемешиваются, образуя
однородную смесь. Состояние тропосферы характеризуется
давлением, температурой и влажностью, которые с увеличением высоты
понижаются. Однако в результате метеорологических явлений
возможно возникновение областей тропосферы, в которых температура
повышается с высотой. Это явление называют температурной
инверсией. Наблюдаются случаи повышения влажности с высотой.
Изменение указанных параметров влияет на преломляющие свойства
среды и, следовательно, на распространение радиоволн.
Над тропосферой расположена стратосфера, т. е. слоистая
часть атмосферы, которая характеризуется отсутствием водяных
78

ЦОО
300
100
(
-
h
\
—
—
400
300 -
200
-4-1 даь
V
)
/
Рис. 8.4. Распределение ионизированных
слоев по высоте:
а — днем; б — ночью
паров, Сложный характер стратосферы проявляется в том, что на
высоте около 100—130 км начинается слой кислорода О2, затем
слой азота N2, сменяющийся слоем одноатомного кислорода,
который переходит в слой одноатомного азота. Подобное расслоение
атмосферы вызвано тем, что более тяжелые газы располагаются
в ее нижних слоях.
На расстояниях более 60 км от Земли под действием
ультрафиолетовых лучей Солнца и звезд, потока электронов,
испускаемых Солнцем, и космических
лучей происходит ионизация
газа. В результате в верхних
слоях атмосферы образуется
так называемая ионосфера,
вызывающая преломление и
отражение радиоволн. Нар я- ^00
ду с ионизацией происходит
непрерывный процесс
рекомбинации, т. е. воссоединения
молекул. Поэтому в ночное
время с прекращением
действия солнечных лучей степень
ионизации ионосферы
уменьшается. Для характеристики
степени ионизации
пользуются понятием электронной концентрации (NB), показывающей, какое
число свободных электронов находится в единице объема воздуха.
На определенных высотах имеют место максимумы ионизации
(рис. 8.4), наличие которых объясняется неоднородной, слоистой
структурой атмосферы.
В дневное время образуются четыре слоя ионизации D, E, Fx
и F2. После захода Солнца, когда действие ионизирующего
излучения прекращается, слои D и Flt обладавшие сравнительно меньшей
электронной концентрацией, исчезают почти мгновенно, а слои
Е и F2 вследствие большей инерции процесса рекомбинации только
ослабляются.
§ 8.3. ВЛИЯНИЕ ИОНОСФЕРЫ
НА РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
Под действием электрического поля
радиоволн свободные электроны в ионосфере приходят в колебательное
движение. Столкновения электронов между собой приводят к
преобразованию электромагнитной энергии в тепловую, т. е. к
поглощению энергии. Этот процесс тем интенсивнее, чем больше
амплитуда колебаний электронов, которая зависит от напряженности поля
ч частоты радиоволн. С уменьшением частоты колебаний потери
электромагнитной энергии увеличиваются. Ионизированный слой
изменяет характер распространения электромагнитных волн.

Установлено, что диэлектрическая проницаемость ионосферы
уменьшается при увеличении степени ионизации и уменьшении частоты
распространяющейся волны. Если бы диэлектрические
проницаемости воздуха и ионосферы были одинаковы, то волна не меняла
бы своего направления. Но поскольку они разные, то при переходе
волны из неионизированнои среды в ионизированную происходит
преломление волны. Чем больше это преломление и угол падения
волны на ионосферу, тем больше энергия отраженных волн,
возвращающихся на Землю. Поэтому энергия радиоволн, отраженных
об.
'£/>
Б)
Рис. 8.5. Преломление и отражение электромагнитных
волн в зависимости от:
а — диэлектрической проницаемости среды; 6 — частоты;
в — угла возвышения луча над горизонтом
от ионизированного слоя, тем больше, чем больше степень
ионизации, ниже частота радиоволн и больше угол падения.
На рис. 8.5, а показано преломление волн ионосферой, а на
рис. 8,5, бив зависимость преломления и отражения лучей от
частоты радиоволн и угла возвышения луча над горизонтом а.
С увеличением частоты преломление уменьшается. Частота,
при которой радиоволны, пронизывая ионосферу, уходят в мировое
пространство, лишь незначительно искривляясь в сторону Земли,
называется критической частотой (/кр). Чем меньше угол возвышения
луча над горизонтом (больше угол падения впад), тем больше
вероятность отражения радиоволн от ионосферы. Угол возвышения а,
при котором радиоволна не возвращается на Землю, называется
критическим углом возвышения акр.
80

§ 8.4. РАСПРОСТРАНЕНИЕ
СВЕРХДЛИННЫХ, ДЛИННЫХ
И СРЕДНИХ ВОЛН
Сверхдлинные, длинные и средние волны
испытывают значительное поглощение в ионосфере, поэтому лишь
незначительная часть энергии пространственных волн отражается к Земле.
Вследствие небольшой частоты эти волны отражаются слоями
ионосферы с малой степенью ионизации: слоем D днем и слоем Е
ночью. Отраженная ионизированным слоем пространственная волна
частично поглощается Землей, а частично отражается от нее, вновь
достигая нижних ионизированных слоев. Таким образом,
процесс распространения длинных волн можно представить как процесс
распространения волн в волноводе, стенками которого являются
полупроводящая поверхность Земли и ионизированный слой. Чем
меньше проводимость поверхности Земли, над которой
распространяется волна, тем больше потери энергии. Поэтому над морем
радиоволны распространяются на большие расстояния.
Существенное влияние на распространение длинных волн
оказывает явление дифракции, обеспечивающее радиоприем на
значительном расстоянии, а также в гористой местности. Поскольку длинные
волны значительно поглощаются не только Землей, но и
ионосферой, то для связи требуются передатчики очень большой
мощности. Благодаря постоянству условий распространения
сверхдлинных и длинных волн их целесообразно использовать в системах
дальней радионавигации. Кроме того, способность этих волн проникать
в полупроводники позволяет уже сейчас осуществлять связь с
подводными лодками в погруженном состоянии. Например, для частоты
10—15 кгц глубина проникновения в морскую воду составляет
несколько десятков метров.
Для диапазона средних волн характерны различные условия
распространения радиоволн в дневное и ночное время. Радиоволны
длиной от 2000 до 3000 м, так же как волны длинноволнового
диапазона, отражаются от нижней границы ионизированной области,
не проникая в ее толщу. Для отражения радиоволн длиной от 200
до 2000 м требуется большая степень ионизации. В дневные часы
эти радиоволны проходят через слой D, испытывая лишь
незначительное поглощение и преломление. Попав в слой Е с большей
степенью ионизации, они испытывают столь сильное поглощение,
что обратно на Землю почти не возвращаются, поэтому влиянием
отразившихся радиоволн можно пренебречь.
Распространение средних волн днем определяется явлением
дифракции и значительным поглощением их поверхностью Земли,
которое тем больше, чем короче длина волны и меньше
проводимость суши или водной поверхности.
Вечером и ночью поглощение волн ионосферой уменьшается и
начинает преобладать распространение пространственными волнами.
81

Распространение средних волн зависит также от времени года.
В зимние месяцы по сравнению с летними условия распространения
улучшаются. В летние месяцы сильнее сказываются атмосферные
помехи, вызываемые грозовой деятельностью, а также наблюдается
более интенсивное поглощение радиоволн ионизированным слоем Е,
степень ионизации которого возрастет. К недостаткам этого
диапазона волн следует отнести сильное влияние атмосферных и
промышленных помех на радиоприем, а также ослабление сигнала за
счет интерференции земной волны и появляющейся в ночное время
пространственной волны.
§ 8.5. РАСПРОСТРАНЕНИЕ КОРОТКИХ
ВОЛН
В отличие от рассмотренных диапазонов
короткие волны при распространении поверхностными волнами
испытывают значительное поглощение поверхностью Земли, которое
возрастает с увеличением частоты.
Распространение пространственными волнами существенно
зависит от длины волны и степени ионизации слоев Е и F2,
изменяющейся в течение суток. Днем, когда степень ионизации слоев Е
и F2 больше, наиболее короткие волны (от 10 до 25 ж), отразившись
от слоя F2, возвращаются на Землю, испытав незначительное
поглощение в слое Е. Такие волны используются для радиосвязи в
дневные часы и их называют дневными. Более длинные волны
поглощаются слоем Е и на Землю почти не возвращаются. С наступлением
темноты электронная концентрация слоев Е и F2 уменьшается и
соответственно уменьшаются поглощение в слое Е и отражение
от слоя F2. При этом дневные волны, имеющие длину меньше
критической, пронизывают оба слоя, в то время как более длинные волны
(от 35 до 100 м), отразившись от слоя F2, возвращаются на Землю,
испытав незначительное поглощение в слое Е. Такие волны
используются для радиосвязи в ночные часы и их называют ночными.
Волны длиной от 25 до 35 м, называемые промежуточными,
наиболее хорошо распространяются в часы полуосвещенности. Иногда
промежуточными волнами называют диапазон частот, выделяемый
из средневолнового и коротковолнового диапазонов (от 200 до 50 м).
Дальность распространения поверхностных волн этого
диапазона меньше, чем средневолнового, из-за значительного поглощения
их полупроводящей поверхностью Земли. Частоты этого диапазона
ниже критических частот слоя Е днем и слоя F2 ночью, что
позволяет осуществлять связь пространственными волнами на
значительные расстояния. Однако в силу значительного поглощения
волн ионосферой для связи требуются передатчики большой
мощности.
Распространение коротких волн имеет ряд характерных
особенностей: наличие зоны молчания (мертвой зоны), явления замирания
82

сигналов, радиоэха и нарушения радиосвязи под действием
ионосферных возмущений.
В непосредственной близости от передатчиков связь
осуществляется земной волной, которая на больших расстояниях затухает и
поэтому ее прием за точкой а (рис. 8.6) практически невозможен.
Начиная от точки б прием восстанавливается, но уже за счет
пространственной волны. Прием пространственной волны до точки а
невозможен из-за того, что угол возвышения луча больше
критического значения. Образовавшаяся между точками а и б зона,
в которой отсутствует прием, называется
зоной молчания (мертвой зоной).
Ширина зоны молчания зависит от времени
суток, длины волны и мощности
передатчиков. Чем короче длина волны, тем
шире зона молчания.
Под действием ряда причин
(воздушных течений, изменения величины иони- '//'
зирующего излучения И Т. Д.) степень Рис. 8.6. Образование зоны
ионизации ионосферы непрерывно изме- молчания
няется. Это приводит к изменению длины
путей пространственных волн и, следовательно, к изменению
величины фазовых сдвигов между ними. Если фазы двух радиоволн,
пришедших в точку приема различными путями, совпадают, то
амплитуда результирующей э. д. с. в антенне приемника возрастает.
Если же фазы этих двух э. д. с. различаются на 180°, то амплитуда
результирующей э. д. с. уменьшается. Таким образом, в результате
интерференции нескольких радиоволн имеет место периодическое
изменение уровня сигнала и, следовательно, слышимости
радиопередачи. Это явление принято называть замиранием.
За счет многократных отражений радиоволн от земной
поверхности и от ионизированного слоя сигнал может приходить в место
приема различными путями, в результате чего возникает явление,
называемое радиоэхом.
Следует отметить, что радиосвязь на коротких волнах
подвержена нарушениям из-за ионосферных возмущений, возникающих
под действием различных излучений Солнца, космических лучей
и метеоров.
§ 8.6. РАСПРОСТРАНЕНИЕ
УЛЬТРАКОРОТКИХ ВОЛН
Особенностью распространения УКВ является
то, что они не отражаются от ионосферы. Исключение составляют
случаи отражения 6—7-метровых волн от ионизированных слоев
атмосферы в периоды высокой солнечной активности. Однако
ультракороткие волны отражаются как от поверхности Земли, так и от
местных предметов. Это явление обусловливает широкое
использование УКВ диапазона в радиолокации.
83

Дифракция в этом диапазоне проявляется незначительно, так
что ультракороткие волны распространяются прямолинейно, почти
не огибая земную поверхность и местные препятствия.
Приближенно можно считать, что связь на УКВ ограничена пределами
прямой (геометрической) видимости. На ровной местности дальность
передачи ограничивает сфериче-
^ екая форма Земли. Расстояние, на
котором в этом случае может
осуществляться связь, определяется
длиной касательной к земной
поверхности, соединяющей
передающую и приемную антенны (рис. 8.7):
шшш
Рис. 8.7. Распространение
ультракоротких волн в пределах прямой
видимости
(8.6)
где hx и h2 — высоты подъема передающей и приемной антенн над
поверхностью Земли.
Существенное влияние на распространение ультракоротких
волн оказывает рефракция волн в атмосфере, вследствие чего
траектория волны несколько искривляется и дальность приема
увеличивается.
Дальность приема с учетом рефракции и дифракции
определяется по формуле
d {км) = 4,12(у7г1(л1) + /Щм). (8.7)
Иногда возможно такое состояние атмосферы, когда
коэффициент (показатель) преломления п очень быстро уменьшается с
ростом высоты, в результате
чего радиоволны
отражаются от нижних слоев
атмосферы. Вернувшись на
Землю и отразившись от
нее, радиоволны вновь
достигают ионосферы, и
процесс повторяется (рис. 8.8).
Такой вид
распространения радиоволн получил
Рис
8.8. Распространение ультракоротких
волн в атмосферном волноводе
название сверхрефракции (распространение в атмосферном
волноводе).
Изучение ультракоротких радиоволн показало, что
распространение метровых, дециметровых, сантиметровых и миллиметровых
волн характеризуется рядом специфических особенностей, помимо
указанных выше.
Успешное развитие телевидения в СССР и за рубежом по-
84

СлоиЕ
зволило установить возможность приема метровых волн на
расстояниях, превышающих пределы прямой видимости.
Сверхдальнее распространение метровых волн объясняется тремя
причинами:
1) так называемым волноводным распространением,
возникающим сравнительно редко при благоприятных
метеорологических условиях, приводящих к уменьшению показателя
преломления п с высотой; образующиеся при этом области обладают
свойствами волновода, по которому распространяются волны
метрового диапазона, а также дециметровые и сантиметровые
волны;
2) отражением от ионизированного слоя F2 в периоды высокой
солнечной активности в дневные часы зимних месяцев;
3) отражением от спорадического слоя Fs в летние месяцы.
Спорадический слой Fs представляет собой скопление
ионизированных облаков с повышенной ионизацией, располагающихся
в нормальном слое Е.
Охватывая иногда большую площадь, он
представляет собой местное и
временное образование. Наиболее
благоприятные условия для
возникновения спорадического слоя
имеют место летом (июнь — июль
месяцы). В связи с тем, что
спорадический слой носит
нерегулярный характер,
напряженность поля отраженных от него
метровых волн может меняться
в значительных пределах.
Предельные частоты радиоволн,
отражающихся от слоя Fь, часто
превышают критические
частоты слоев £ и f2. Следует
отметить, что причиной
интенсивных отражений метровых волн
ция, вызванная возгоранием метеоров. Однако продолжительность
приема за счет метеорной ионизации не превышает нескольких
минут.
Кроме того, сверхдальнее распространение метровых волн
объясняется рассеянием на неоднородностях тропосферы или
ионосферы. Сущность процессов, происходящих при этом, заключается
в том, что электрические свойства тропосферы — диэлектрическая
проницаемость е н показатель преломления п — в различных
точках пространства непрерывно изменяются с течением времени.
Причиной этого является беспорядочное движение воздуха,
вызванное неодинаковым нагреванием (охлаждением) различных
участков поверхности Земли. Изменение температуры, плотности и влаж-
Область
ионосферного
рассеяния
Область
тропосферного ///^
рассеяния
Рнс. 8.9. Рассеяние УКВ на
неоднородностях тропосферы и ионосферы
может служить также иониза-
85

ности воздуха приводит к изменению показателя преломления.
На рис. 8.9 показано, как радиоволны, попавшие в область с
неоднородной структурой, рассеиваются во все стороны.
Часть рассеянного излучения улавливается приемной антенной.
Принимаемая рассеянная мощность зависит от величины
неоднородности, расстояния между станциями и объема неоднородности,
попадающего в зону действия передающей и приемной антенн
(Т, R и Тъ Rx). Поскольку беспорядочное движение воздуха всегда
имеет место, то благодаря рассеянному отражению энергии от неодно-
родностей можно получить слабый, но устойчивый прием.
Практическое осуществление такой радиосвязи требует применения весьма
мощных передатчиков и достаточно чувствительных приемников
со специальными антенными системами.
Изучение регулярных ионизированных слоев показало, что они
всегда содержат большое количество мелких неоднородностей,
число которых зависит от ультрафиолетовых излучений Солнца и
ионизации, создаваемой метеорами. Это приводит, как и в
рассмотренном выше случае, к возможности приема радиоволн,
образованных рассеивающими неоднородностями, причем оказывается
возможным прием волн короче критической длины волны. Рассеяние
метровых волн на неоднородностях ионосферы позволяет
устанавливать связь на расстояниях от 1000 до 25 000 км.
Дальность связи в метровом диапазоне существенно зависит как
от проводимости почвы, так и от неровностей земной поверхности.
Чем больше проводимость почвы в местах расположения
передающей и приемной станций, тем больше дальность связи. На
распространение радиоволн оказывают влияние даже такие неровности
земной поверхности, как растительный покров и различные
сооружения. Связь в лесу и в горах лучше, чем в степной равнинной
местности. В городских условиях наличие стальных конструкций в
различных сооружениях приводит к отражению и интерференции
метровых волн. Если же на пути распространения радиоволн
встречаются сооружения без стальных конструкций, то волны
испытывают поглощение и частично отражаются. Наилучшими условиями
для распространения метровых радиоволн являются такие, когда
передающие и приемные антенны располагаются в свободном
пространстве. В УКВ диапазоне влияние дифракции сказывается
наиболее сильно на распространении метровых волн. Атмосферные
осадки почти не влияют на прием.
Дециметровые волны в меньшей степени, чем метровые,
подвержены дифракции. Они рассеиваются местными предметами, что
уменьшает вероятность интерференционных помех приему. Так же
как и метровые волны, они испытывают рассеяние на
неоднородностях тропосферы. Это позволяет осуществить многоканальную
телефонную связь или трансляцию телевизионной передачи с
помощью радиорелейных линий на расстояниях, превышающих
сотни и даже тысячи километров.
86

Распространение сантиметровых и миллиметровых волн
характеризуется почти полным отсутствием дифракции и влияния
атмосферных помех, распространением радиоволн в пределах прямой
видимости и значительным поглощением энергии в тропосфере.
Энергия сантиметровых и миллиметровых волн поглощается в
атмосфере кислородом воздуха, водяным паром, содержащимся в
атмосфере, а также дождем, градом, снегом, т. е. главным образом
каплями воды. Каплями воды производится также рассеяние
энергии. Поглощение энергии в атмосфере зависит от длины волны,
температуры воздуха, давления водяного пара, количества
атмосферных осадков и т. д. Установлено, что сила принимаемых
сигналов уменьшается с расстоянием по экспоненциальному закону.
Расчеты и экспериментальные данные показали, что поглощение
увеличивается с ростом частоты неравномерно и имеет резонансный
характер на частотах, совпадающих с собственными частотами
колебаний молекул кислорода и водяного пара. Поглощение в дожде
возрастает с ростом интенсивности осадков и уменьшением длины
волны. Град дает такое же поглощение, как и дождь, а сухой снег —
меньшее поглощение. Поглощение, вызванное туманами и облаками,
прямо пропорционально количеству воды в единице объема и
обратно пропорционально квадрату длины волны. Таким образом,
на разных высотах и разных частотах поглощение в различное время
года различно. Поглощение сантиметровых и миллиметровых
радиоволн каплями воды в атмосфере объясняется тем, что по мере
укорочения длины волны диэлектрические свойства воды ухудшаются,
т. е. уменьшается е и увеличивается tg б, и, следовательно, потери в
воде возрастают. Так как сантиметровые и миллиметровые волны
подвержены рассеянию за счет неоднородности тропосферы, то,
очевидно, они могут распространяться и за пределами прямой
видимости.
Следует отметить, что условия рассеяния имеют сезонный и
суточный характер. Условия приема радиоволн зависят также от
рельефа местности на пути распространения сигнала. Например,
при распространении сигнала над морской поверхностью, начиная
с некоторого расстояния от передатчика, наблюдаются резкие
периодические изменения силы сигнала с расстоянием, вызванные
интерференцией между прямыми и отраженными лучами из-за
волнения моря. Большой интерес представляет применение
миллиметровых радиоволн в радиолокации в тех случаях, когда дальность
действия должна быть небольшой, но необходима высокая
разрешающая способность радиолокатора, т. е. способность раздельного
обнаружения близко расположенных друг от друга объектов.
Последнее особенно важно при обзоре поверхности и регулировании
движения самолетов или судов в пределах аэродрома юга гавани.
Поглощение и рассеивание сантиметровых. и миллиметровых волн
в атмосфере позволяет использовать их для наблюдения за погодой,
изучения структуры облаков и т. д.
87

ГЛАВА ДЕВЯТАЯ
АНТЕННЫ
§ 9.1. НАЗНАЧЕНИЕ АНТЕНН.
СИММЕТРИЧНЫЙ И НЕСИММЕТРИЧНЫЙ
ВИБРАТОРЫ
Для излучения и приема электромагнитной
энергии пользуются антеннами.
Антенна, предназначенная для преобразования тока высокой
частоты в энергию излучаемых ею электромагнитных волн,
называется передающей.
Антенна, предназначенная для преобразования принятых ею
электромагнитных волн в энергию тока высокой частоты, называется
приемной.
а)
Рис. 9.1. Образование симметричного вибратора из
двухпроводной разомкнутой линии (а) и его эквивалентная схема (б)
Способность антенны выполнять взаимообратные функции —
излучения и приема электромагнитных колебаний с сохранением
неизменными их параметров — характеризуется принципом
обратимости. Этот принцип позволяет рассматривать антенны, не
подразделяя их на передающие и приемные. Простейшая антенна
образуется путем такого развертывания двух проводов разомкнутой
длинной линии, в результате которого они составляли бы прямую
(рис. 9.1, а).
При этом условии взаимокомпенсации полей проводов
нарушается и получается так называемый открытый контур,
излучающий электромагнитные волны. Такую антенну называют
симметричным вибратором (диполем).
Рассмотрим эквивалентную схему симметричного вибратора,
представляющую собой бесконечно большое количество элементар-
88

ных участков, обладающих индуктивностью и емкостью (рис. 9.1, б).
Возникающий в открытом колебательном контуре процесс
аналогичен колебательному процессу в закрытом колебательном контуре.
Если к симметричному вибратору (рис. 9.2, а) подключить
источник постоянной э. д. с, то распределенные емкости зарядятся. После
отключения источника и соединения проводов вибратора (рис. 9.2, б)
начнется разряд емкостей.
При этом наибольший ток проходит в середине вибраторов, так
как по этому участку проходят заряды всех элементарных емкостей,
к концам вибратора ток уменьшается до нуля. При разряде
элементарных конденсаторов энергия электрического поля переходит в
энергию магнитного поля распределенных индуктивностей. Ток
+^4+i
a.) 5)
w ч
6)
1-
d)
+\
e)
Рис. 9.2. Распределение тока и напряжения в
вибраторе
в проводе достигает максимального значения в момент полного
разряда элементарных конденсаторов (рис. 9.2, в). В следующий
момент ток начинает уменьшаться (рис. 9.2, г), емкости заряжаются,
но этому препятствует индуктивность проводов.
К моменту, когда ток уменьшится до нуля (рис. 9.2, д),
емкости оказываются перезаряженными. После этого процесс
повторяется вновь, но только ток проходит в обратном направлении
(рис. 9.2, е, ж, з, и). В результате возникновения свободных
электрических колебаний в антенне устанавливаются стоячие волны тока
и напряжения, длина которых вдвое больше длины антенного
провода, т. е.
^о = 2/. (9.1)
Величина %0 называется длиной собственной волны
симметричного вибратора.
Переменный ток в вибраторе создает вокруг него переменное
электромагнитное поле, в результате чего происходит излучение
энергии в окружающее пространство.
89

Если один из проводов симметричного вибратора расположить
вертикально над земной поверхностью и заземлить его нижний
конец, то получится так называемый несимметричный вибратор.
Электромагнитное поле, создаваемое таким вибратором, имеет
такую же форму, как будто в земле существует его зеркальное
изображение. Совокупность несимметричного вибратора и его зеркаль-
ного изображения образует симмет-
ричный вибратор (рис. 9.3).
Длина несимметричного вибрато-
Ра составляет половину длины
симметричного вибратора, поэтому для
несимметричного вибратора
Рис. 9.3. Четвертьволновый
несимметричный вибратор А0 = 4/. (9-2)
Этой длине волны соответствует условие максимума
излучения. Так как длина собственной волны заземленного вибратора
в 4 раза больше его высоты, то такой вибратор называют
четвертьволновым в противоположность симметричному, который называют
полуволновым.
§ 9.2. КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ
АНТЕНН
Активная мощность, подводимая от
передатчика к антенне, частично расходуется на излучение энергии в
окружающее пространство в виде электромагнитных волн, частично
теряется на нагрев проводов, изоляторов, потери в земле и т. д.
Способность антенны к излучению характеризуется сопротивлением
излучения, определяемым из соотношения
Яз = ^г, (9-3)
где Ps — мощность излучения;
/ — действующее значение токов в пучности вибратора.
Мощность потерь зависит от величины сопротивления потерь
Pq = Rq1*. (9.4)
Таким образом, полное активное сопротивление антенны
Ra = Rq + Rz, (9.5)
а потребляемая антенной мощность
Pa = Pu+Pz = RaI2. (9.6)
Для характеристики эффективности антенны пользуются к. п. д.,
представляющим собой отношение мощности излучения ко всей
мощности, подводимой к антенне:
90

Из полученного выражения следует, что чем больше
сопротивление излучения, тем больше к. п. д. антенны.
Так же как и в колебательном контуре с сосредоточенными
параметрами, увеличение активного сопротивления антенны приводит
к расширению ее полосы пропускания.
Количество энергии, излучаемое антенной в различных
направлениях, обычно неодинаково. Это свойство антенн называется
направленностью.
3^5° " f5°
330°^CT\WT^^0''
315"/ \ \ \ I / NM5
о
к'
Рис. 9.4. Диаграммы направленности симметричного вибратора:
а — в полярной системе координат; б — построение диаграммы в полярной
системе координат; в — пространственная; г — в прямоугольной системе
координат
О направленных свойствах антенны судят по ее диаграмме
направленности, коэффициенту направленного действия н
коэффициенту усиления.
Диаграммой направленности антенны называется зависимость
напряженности электрического поля Е, создаваемой в
равноудаленных от антенны точках, от направления излучения. Рассмотрим
диаграмму направленности полуволнового вибратора, построенную
в полярной системе координат (рис. 9.4, а) в плоскости,
совпадающей с его осью. Наиболее интенсивное излучение происходит в
направлении, перпендикулярном к оси вибратора 00' (рис. 9.4, б).
91

Так как токи в обеих половинах вибратора проходят в одном
направлении, то создаваемые ими синфазные волны усиливают друг
друга. В точки К'', К" и т. д. (рис. 9.4, б), расположенные на
других направлениях, волны от различных элементов вибратора
приходят сдвинутыми по фазе. Этот сдвиг получается за счет разности
хода волны, излучаемой различными элементами вибратора. По
мере уменьшения угла <р между осью вибратора 00' и направлением
излучения К' разность хода а' волн от элементов ВС и В'С
увеличивается, соответственно растет фазовый сдвиг, а результирующая
составляющая электрического поля уменьшается.
Суммируя напряженности полей, созданных каждым элементом
вибратора в точках, лежащих на его оси, можно убедиться, что
в направлении оси вибратора излучение отсутствует. В плоскостях,
перпендикулярных к оси вибратора, интенсивность излучения по
всем направлениям одинакова и диаграмма направленности имеет
вид окружности. Пространственная диаграмма направленности
симметричного вибратора имеет тороидальную форму (рис. 9.4, в).
Иногда диаграмму направленности строят в прямоугольной.системе
координат (рис. 9.4, г).
В ряде случаев бывает желательно всю мощность излучения
сосредоточить в одном направлении. Это позволяет увеличить
напряженность поля в месте приема без увеличения мощности
передатчика, уменьшить помехи другим станциям, ослабить прием помех
и уменьшить вероятность искажения за счет интерференции
колебаний радиоволн, пришедших различными путями.
Направленность антенны характеризуется шириной диаграммы,
которая показывает, в пределах какого угла излучаемая мощность
уменьшается не более чем в 2 раза, а напряженность поля в ]/2 раза
по сравнению с их максимальными значениями. Коэффициент
направленного действия или выигрыш D показывает, во сколько раз
мощность излучения ненаправленной антенны Р^ср должна быть
больше мощности излучения данной направленной антенны Pv max,
чтобы в какой-либо точке на направлении максимального излучения
направленной антенны получить такую же напряженность поля:
D = ^£_x. (9.8)
Коэффициент усиления антенны G характеризует антенну как
с точки зрения потерь энергии, так и с точки зрения ее
направленных свойств:
^^ Dr)A, (9.9)
icp
где iia — к. п. д. антенны.
Количество энергии, излучаемой каждым элементом антенны,
пропорционально проходящему по нему току. Так как распределе-
92

ние тока в антенне неравномерно, то излучение различными
элементами антенны неодинаково: оно наиболее интенсивно в пучности
тока и равно нулю в узле тока (рис. 9.5).
Если площадь, охватываемую кривой
распределения тока и проводом антенны,
заменить равным по площади прямоугольником,
то количество излучаемой энергии не
изменится. Полагая основание прямоугольника
равным по величине амплитуде тока в
основании антенны 1т0, получаем высоту
прямоугольника, называемую действующей высотой
антенны Ад.
Особенно важно понятие действующей
высоты для приемных антенн, у которых оно
определяет величину наводимой в них э. д. с. £А:
ЕА = Eh,.
к
is
_ то
Рис. 9.5. К
определению действующей
высоты антенны
Напряженность электрического поля Е показывает, какую
э. д. с. создает это поле на 1 м действующей высоты приемной
антенны. Напряженность поля измеряется в микровольтах на метр.
§ 9.3. АНТЕННЫ ДЛИННЫХ
И СРЕДНИХ ВОЛН
Антенны длинных и средних волн чаще всего
представляют собой несимметричный вертикальный вибратор или
вертикальный провод с верхней горизонтальной частью.
Применение длинноволновых горизонтальных антенн
оказывается невозможным потому, что они со своим зеркальным
изображением образуют противофазную систему, которая за счет взаимной
компенсации полей не излучает и не принимает радиоволн.
Геометрические размеры длинноволновых вертикальных антенн
почти всегда меньше четверти длины волны, так как построить
антенну высотой более 200 м весьма затруднительно.
Действующая высота несимметричного вибратора с длиной
провода h, работающего на собственной волне (Хо = 4/г),
определяется по формуле
. = -=-А^0,64А.
(9.10)
При увеличении длины волны передатчика действующая высота
антенны уменьшается, приближаясь при h <^ X к
Ад = -5- А.
(9.11)
Следовательно, действующая высота вертикальной антенны
лежит в пределах от 0,5 h до 0,64 h.
93

Сопротивление излучения несимметричного вибратора, длина
которого меньше четверти длины волны, может быть приближенно
определено по формуле
#2= 16ОО\Х) • (9Л2)
Следовательно, для увеличения мощности излучения, а
соответственно и к. п. д. антенны необходимо увеличивать ее
действующую высоту. Некоторого увеличения действующей высоты
можно добиться за счет дополнения вертикального провода антенны
сетью горизонтальных или наклонных проводов. Горизонтальная
часть антенны в совокупности с землей образует значительную
Рис. 9.6. Антенны длинных и средних волн:
а — несимметричный вибратор; б — антенна с удлинительной катушкой; в — антенна
с укорачивающей емкостью; г — Г-образная антенна; д — Т-образная антенна; е —
зонтичная антенна
емкость и тем самым способствует увеличению площади тока в
верхней части вертикального провода, так как ток в его конце
становится не равным нулю. В результате действующая высота антенны
может быть увеличена по сравнению с действующей высотой
несимметричного вибратора.
Вертикальный провод антенны называют снижением, а
горизонтальные провода — верхней частью или крышей.
Наибольшее распространение получили Г-образные,
Т-образные и зонтичные антенны, различающиеся между собой верхней
частью (рис. 9.6, г, д, ё). При анализе работы антенн их заменяют
генератором с э. д. с. ЕА и комплексным внутренним
сопротивлением Za'
2д = RA + Да,
где Ra — полное активное сопротивление антенны;
Ха — полное реактивное сопротивление антенны, зависящее
от отношения длины (высоты) провода антенны / к длине
волны принимаемого сигнала Я.
94

Эта замена чаще применяется в тех случаях, когда длина про»
вода антенны не равна или не кратна j, т. е. когда в проводе не
наблюдаются резонансные явления.
Длина проводов длинноволновых антенн не превышает
нескольких десятков метров, поэтому в диапазонах длинных и средних волн
резонансов в этих антеннах нет. Так как рассмотренные антенны
являются разомкнутыми линиями, то при длине их, значительно
меньшей ^-, входное сопротивление ZA является емкостным.
В диапазоне средних волн принято считать, что сопротивление
Z.k составлено из емкости СА = 50—300 пф, индуктивности LA =
= 20 мкгн и активного
сопротивления RA=20—50 ом. /ч
Для настройки антенны
в длинноволновом и
частично в средневолновом
диапазонах приходится длину
собственной волны антенны
Ко увеличивать до длины
рабочей волны %. Это
осуществляется при Ко <[ X
включением у основания
антенны так называемой
удлинительной катушки (рис.
9.6, б), компенсирующей
емкостное сопротивление
антенны.
В средневолновом
диапазоне при Хо^> X
приходится уменьшать длину собственной волны антенны, что
достигается включением укорачивающей емкости (рис. 9.6, в),
компенсирующей индуктивное сопротивление антенны.
Помимо указанных выше антенн, применяются рамочные и
гониометрические антенны, обеспечивающие направленный прием,
а также антенны-мачты, представляющие собой жесткие
конструкции, укрепленные на изоляторах.
Для приема радиовещательных станций на средних волнах
в последнее время применяют ферритовые антенны (рис. 9.7).
Феррит является ферромагнитным полупроводником с очень
высоким удельным сопротивлением, благодаря чему в нем
практически не возникают вихревые токи, являющиеся основной причиной
потерь энергии. Он имеет довольно высокую относительную
магнитную проницаемость (р. = 10—300), обеспечивающую большую
э. д. с. в антенне. Применяемые для приемных рамок ферритовые
сердечники обычно имеют вид стержней круглого или
прямоугольного сечения длиной от 30 до 200 мм, на которых располага-
Рис. 9.7. Ферритовая антенна:
/ — стержневой сердечник; 2 — скоба; 3 —
катушка; 4 — гетннаксовая планка; 5 —ролики;
О — ручка для вращения антенны; 7 — скоба;
# — шасси приемника; 9 — трубка

ется обмотка. Такая малогабаритная приемная антенна, имеющая,
как и обычная рамка, двухстороннюю направленность, использу
ется в портативных приемниках.
§ 9.4. АНТЕННЫ КОРОТКИХ ВОЛН
Коротковолновые антенны могут быть
настроенными и диапазонными. К диапазонным антеннам относятся
такие антенны, основные параметры которых (диаграмма
направленности, сопротивление излучения и т. д.) мало изменяются в
заданном диапазоне волн. Настроенные антенны заметно изменяют свои
параметры даже при небольшом отклонении рабочей волны от
собственной. Наиболее простой настроенной антенной является
несимметричный (заземленный) вибратор, диаграмма
направленности которого в горизонтальной плоскости имеет вид окружности.
Максимум излучения заземленного вибратора совпадает с
поверхностью Земли, что позволяет осуществлять связь только
поверхностной волной на небольшие
расстояния (рис. 9.8).
Иногда на коротких волнах
применяются Г-образная антенна
и антенна-наклонный провод.
Недостатком подобных антенн
является сильная зависимость
дальности связи и диаграммы
направленности от проводимости почвы.
Рис. 9.8. Пространственная диаг- Наиболее широко применяе-
рамма направленности вертикаль- шй антеннои в коротковолновом
ного несимметричного вибратора г
F H v диапазоне является
горизонтальный полуволновый вибратор. Для
получения надежной связи вибратор следует располагать
перпендикулярно к направлению излучения. При этом большое влияние
на диаграмму направленности в вертикальной плоскости оказывает
высота подвеса антенны над Землей и длина вибратора.
Влияние высоты подвеса вибратора над Землей на диаграмму
направленности обусловлено пространственной интерференцией
отраженных от Земли радиоволн и волн, пришедших непосредственно
от антенны (рис. 9.9).
С изменением высоты подвеса h я угла наклона луча ср меняются
разница между путем прямой и отраженной волн, фазовый сдвиг
между ними в различных точках пространства, а следовательно,
и диаграмма направленности. Когда фазовый сдвиг между прямой
и отраженной волнами проходит значения я, 2я, Зл и т. д.,
интенсивность излучения периодически меняется от нуля до максимума
и в диаграмме направленности возникают лепестки.
По мере увеличения высоты подвеса горизонтального вибратора
(рис. 9,9, а) максимальное излучение в вертикальной плоскости
96

„0° <°£ХЖ70
t20°//D°fD0°90"80°70o 50
■/////■//777,
120o1W°100og0o80o70o60
130
50°
Рис. 9.9. Диаграммы направленности симметричного горизонтального
вибратора при различных высотах подвеса над Землей:
а — в вертикальной плоскости; б — в горизонтальной плоскости

приближается к поверхности Земли, а число лепестков диаграммы
направленности увеличивается. При этом диаграмма
направленности в горизонтальной плоскости также изменяется (рис. 9.9, б).
На диаграмму направленности оказывает также влияние
изменение длины вибратора /, что объясняется, как и в предыдущем
случае, пространственной интерференцией радиоволн, излучаемых
отдельными элементами вибратора с разной интенсивностью
(рис. 9.10, а — е).
1=2Л
д) е)
Рис. 9.10. Диаграммы направленности горизонтальных
вибраторов различной электрической длины в горизонтальной плоскости
Рассмотренные выше факторы влияют не только на диаграмму
направленности, но и на сопротивление излучения R%.
Для уменьшения влияния этих факторов на ухудшение
диаграммы направленности и на сопротивление R-z оптимальную длину
вибратора выбирают из соотношения
В настоящее время горизонтальный симметричный вибратор
получил большое распространение в виде диполя Надененко
Рис. 9.11. Диполь Надененко
(рис. 9.11). Он представляет собой широкодиапазонную антенну,
обладающую малым волновым сопротивлением р и, следовательно,
р2
малым входным сопротивлением Rwx — --.
Это облегчает согласование фидера с антенной в диапазоне
частот. Кроме того, уменьшение величины р приводит к снижению
добротности антенны и соответственно к расширению ее полосы
пропускания.
Конструктивно диполь Надененко представляет собой систему
проводов (6—8), образующих цилиндры диполя. Эти провода
монтируются на кольцах диаметром 0,5—1,5 м. В месте подключения
98

к фидеру провода собираются в жгуты. Волновое сопротивление
такой системы р = 300 ом. Диаграмма направленности диполя
почти не изменяется в диапазоне волн X = (1,56—4) /.
Остронаправленное излучение может быть получено с помощью
системы определенным образом расположенных и питаемых
вибраторов. Если токи во всех излучателях возбуждаются в фазе, то
такую антенну называют синфазной. Система, в которой токи в
соседних вибраторах находятся в противофазе, называется
противофазной.
Рассмотрим принцип действия простейшей синфазной антенны
(рис. 9.12).
Предположим, что на расстоянии, равном половине длины волны,
расположены два симметричных вибратора А и Б, питаемых в фазе.
При движении электромагнитных волн, излучаемых вибраторами,
Поля взаимно
уничтожаются
вибратора. 2
Поля взаимно
уничтожаются
\ii
Поле Вибратора f
5)
Рис. 9.12. Система синфазных антенн:
а — диаграмма направленности; б — сложение волн
вдоль оси 00', перпендикулярной к плоскости их расположения,
напряженности полей Ё1 и Ё2 изменяются в фазе, вследствие чего
результирующая напряженность поля будет максимальной.
В направлении плоскости расположения излучателей общая
напряженность поля Ё = Ё1 — Ё2 = 0, так как за время движения
волны от первого вибратора ко второму на расстояние АБ — D =
= 0,5 X фаза тока во втором вибраторе изменится на обратную
и волны будут взаимно компенсироваться. По мере увеличения
угла ф между направлением излучения и плоскостью
расположения вибраторов разность хода уменьшается и результирующая
напряженность поля возрастает. Таким образом, диаграмма
направленности имеет максимум излучения вдоль оси 00',
перпендикулярной к плоскости расположения вибраторов.
В синфазных антеннах с уменьшением расстояния между
излучателями острота диаграммы направленности уменьшается и мало
отличается от диаграммы направленности одиночного вибратора.
В противофазных антеннах диаграмма направленности
повернута на 90° относительно диаграммы направленности синфазной
антенны.
4* 99

Как в синфазных, так и в противофазных системах увеличение
числа вибраторов приводит к увеличению коэффициента
направленности антенны. Располагая синфазно питаемые вибраторы не только
параллельно друг другу по
этажам, но и вытягивая их в одну
линию (рис. 9.13), получаем
многовибраторную синфазную
горизонтальную антенну.
В такой антенне
направленность излучения повышается за
счет суммирования диаграмм
направленности отдельных
излучателей. Недостатками
синфазных антенн являются узкий
диапазон рабочих частот и
трудность осуществления фази-
Рис. 9.13. Синфазная горизонтальная
атенна
ровання питающих напряжений.
§ 9.5. АНТЕННЫ УЛЬТРАКОРОТКИХ
ВОЛН
Все антенны ультракоротковолнового
диапазона частот могут быть разделены на вибраторные и
поверхностные. К вибраторным антеннам относятся как одиночные
симметричные вибраторы, так и различные многовибраторные антенны.
Антеннами поверхностного типа называются антенны, в
которых излучение происходит с поверхности, во много раз
превышающей площадь, равную квадрату длины волны.
Для повышения дальности связи в УКВ диапазоне применяются
преимущественно односторонние направленные вибраторные
антенны. Простейшая односторонне направленная антенна состоит из
двух вибраторов, расположенных на расстоянии в четверть длины
волны друг от друга (рис. 9.14) и питаемых со сдвигом фаз в 90°.
Если вибратор / питается с опережением по фазе на 90°
относительно вибратора 2, то за промежуток времени, в течение которого
волна вибратора / достигает вибратора 2, фаза тока вибратора 2
изменяется на 90° и оказывается такой же, как фаза тока,
вызвавшего пришедшую волну. Таким образом, в данный момент времени
синфазные волны обоих вибраторов складываются и излучение
в направлении А усиливается. При рассмотрении движения волн
в направлении Б имеет место обратная картина: волна вибратора 2
к моменту достижения вибратора 1 оказывается в противофазе
с создаваемой им волной и в направлении Б излучения нет.
Интенсивность излучения в других направлениях определяется
разностью хода лучей от обоих вибраторов Диаграмма
направленности показывает, что вибратор / выполняет функцию отражателя —
рефлектора.
100

Поскольку вибратор / питается непосредственно от передатчика,
его называют активным рефлектором. Возможно также
осуществление однонаправленного приема путем применения пассивного
рефлектора, питаемого электромагнитным полем другого вибратора.
В этом случае волна, создаваемая активным вибратором,
наводит в пассивном рефлекторе ток, опережающий ток активного виб-
ратора при расстоянии между ними D—-r на угол 0 = 90й. Для
вибратора?.
Поля \
складываются'
Qs^i—I
2 Ч / Поля в за
X уничтожь
взаимно
у ни чтон<аются
Ж*
Поле вибратора 1
па8
*
Рис. 9.14. Система однонаправленного излучения:
а — сложение волн; б — диаграмма направленности в
вертикальной плоскости; в — диаграмма направленности в горизонтальной
плоскости
обеспечения наиболее эффективной работы антенны
целесообразно несколько уменьшать расстояние между вибраторами
(хорошие результаты получаются при D — 0,15 Я), что сказывается на
величине угла фазового сдвига 0. Этот угол складывается из угла
сдвига фаз 0Х между током активного вибратора и наводимой э. д. с.
в рефлекторе, а также из угла сдвига фаз 02 между этой э. д. с.
и током в рефлекторе. Величина угла 0Х зависит от расстояния D
между вибраторами, а величина угла 02 — от длины рефлектора.
Поэтому требуемый фазовый сдвиг 0 при определенном расстоянии D
может быть получен путем изменения длины рефлектора. Связь
между углом 02 и длиной рефлектора объясняется тем, что
пассивный вибратор (рефлектор) можно рассматривать как
четвертьволновый отрезок разомкнутой линии, настройка которого меняется
101

W-50'
с изменением ее длины. В данном случае требуемый фазовый сдвиг
92 получается, когда ток рефлектора отстает от наведенной э. д. с,
т. е. когда его входное сопротивление имеет индуктивный характер.
Для этого следует несколько удлинять рефлектор по сравнению
с активным вибратором. При использовании пассивного рефлектора
ток в нем всегда несколько меньше, чем ток активного рефлектора,
что ухудшает компенсацию обратного излучения.
Возможно осуществление однонаправленного излучения при
размещении пассивного вибратора перед активным вибратором
в направлении излучения. Такой пассивный вибратор называется
директором. Он отличается от рефлектора тем, что в нем ток
должен отставать по фазе от тока активного вибратора. Необходимый
сдвиг фаз достигается за счет укорочения длины директора по
сравнению с активным вибра-
- А Директоры Т0Р0М- ПРИ этом его СОПР0"
" тивление имеет емкостный
характер.
Для получения
большего выигрыша применяют
многовибраторные
антенны, имеющие несколько
пассивных вибраторов.
Такие антенны называют ди-
ректорными, или
антеннами типа «волновой канал»
(рис. 9.15, а).
Диаграмма
направленности директорных антенн
(рис. 9.15, б) зависит от числа вибраторов в антенне и, в частности,
от числа директоров я, которое выбирается в пределах от 3 до 7.
Ориентировочно можно считать, что коэффициент
направленного действия директорной антенны D в 5 раз больше числа
директоров (D = 5 «)• Эти антенны находят применение в диапазоне
метровых и дециметровых волн. Их достоинством является
простота конструкции. К недостаткам относится сложность
регулировки антенны и относительно большая ширина диаграммы
направленности.
Поверхностные антенны находят наибольшее применение на
дециметровых, сантиметровых и миллиметровых волнах. Они
бывают рефлекторными, линзовыми, рупорными, диэлектрическими
щелевыми и др.
В параболических рефлекторных антеннах роль отражателя
выполняет не пассивный вибратор, а поверхность, имеющая вид
параболоида вращения или параболического цилиндра (рис. 9.16).
Для характеристики параболических рефлекторных антенн
пользуются следующими понятиями: часть плоскости,
ограниченной наружным контуром антенны, называют отверстием, или рас-
S)
Рис. 9.15. Антенна типа «волновой канал»
(директорная антенна) (а) и ее диаграмма
направленности (б)
102

крывом; кратчайшее расстояние / от поверхности параболического
рефлектора до точки ее фокуса F называется фокусным
расстоянием. Параболический цилиндр характеризуется фокальной линией
FF, которая проходит через фокус параболы параллельно
образующим цилиндра, и углом раскрыва ijj. образованным осью
рефлектора и линией, соединяющей фокус параболы с ее крайней
точкой.
Следует отметить, что методы получения острой диаграммы
направленности на УКВ приближаются к оптическим. Если
точечный источник сферических электромагнитных волн поместить в
фокусе параболоида вращения, то будет излучаться пучок плоских
волн, направленных вдоль фокальной оси.
Таким образом, параболический рефлектор, сосредоточивая
излучаемую энергию в узком телесном углу (ограниченном раскрывом
антенны), позволяет значи-.
тельно увеличить
направленность излучения.
В качестве «точечного»
источника (облучателя)
используется полуволновый
вибратор. Волны,
излучаемые им непосредственно в
направлении
распространения, вследствие сдвига фаз
искажают фронт волны.
f
Рис. 9.16. Рефлекторы поверхностных ан-
Поэтомудля концентрации тенн:
ИЗЛучеНИЯ В Пределах угла а _ пароболоид вращения; б - параболический
раскрыва рефлектора перед цилиндр
облучателем ставят контр-
рефлектор (рис. 9.17). Контррефлектором служит симметричный
вибратор (рис. 9.17, а), плоский диск (рис. 9.17, б) или полусфера
(рис. 9.17, в).
Антенна с контррефлектором позволяет повысить степень
использования энергии облучателя для облучения параболоида при
том же значении угла раскрыва. При этом коэффициент усиления
антенны повышается. Однако контррефлектор не дает возможности
строго ограничить излучение облучателя углом раскрыва
рефлектора. Поэтому целесообразно, чтобы облучатель незначительно
выступал за пределы раскрыва параболоида. Обычно оптимальный
угол раскрыва порядка 70°.
При применении в качестве отражателя параболического
цилиндра для облучения используют линейный излучатель,
располагаемый вдоль фокальной линии.
Рупорная антенна представляет собой волновод, один конец
которого открыт. Электромагнитная энергия, движущаяся по
такому волноводу, будет частично излучаться в окружающее
пространство, а частично отражаться обратно. Отражение энергии от
юз

открытого конца вызвано несогласованностью волновых
сопротивлений свободного окружающего пространства и волновода. Изменяя
площадь отверстия волновода, можно изменять его волновое
сопротивление и согласовывать со свободным пространством. Увели-
В)
8)
Рис. 9.17. Облучатели с контррефлекторами в виде:
о — симметричного вибратора; б — плоского диска; t
е — полусферы; / — активный вибратор; 2 — пассивный
вибратор; 3 — диск; 4 — полусфера; 5 — предохранитель
из диэлектрика
чение размеров волновода приводит к форме волновода,
получившей название рупора. Наибольшее излучение получается в
направлении его геометрической оси. В зависимости от формы волновода
Рис. 9.18. Рупорные антенны:
а — секторная; б — пирамидальная; е — коническая
и типа распространяющейся в нем волны различают следующие
виды рупоров: секторный, пирамидальный и конический (рис. 9.18);.
Рупорные антенны обеспечивают достаточно высокую
направленность. При применении секторных рупоров диаграмма направлен-
104

ности в плоскости широкой стороны оказывается более острой, чем
в плоскости узкой стороны. Для получения одинаковых диаграмм
направленности в обеих плоскостях и большего коэффициента
усиления антенны используют пирамидальный рупор.
Диаграмма направленности рупорных антенн зависит от длины
рупора угла раскрыва антенны и длины волны излучаемых
колебаний. Чем больше угол раскрыва и длина рупора, тем острее
диаграмма направленности. Однако между этими параметрами
существуют оптимальные соотношения, при которых получается
наилучшая диаграмма направленности. В идеальном случае волна,
излучаемая рупором, должна иметь плоский фронт, но в реальных
условиях из-за нарушения синфазности излучения во всех точках
выходного отверстия появляются побочные излучения в виде
боковых лепестков. Для уменьшения интенсивности этих лепестков
Рис. 9.19.
Параболическая антенна с
рупорным облучателем
Рис. 9.20. Диэлектрическая антенна
края рупоров несколько искривляют. Рупорные антенны чаще всего
применяются в качестве облучателей параболических отражателей
(рис. 9.19), причем для увеличения направленности облучателей
они могут быть составлены из системы рупоров.
Характерной особенностью рупорных антенн является их
способность одновременно излучать и принимать сигналы разных
поляризаций. Рупорные антенны могут работать в диапазоне
волн.
В диэлектрических антеннах (рис. 9.20) используется
преломление радиоволн па границе раздела двух сред с различными
диэлектрическими постоянными (например, воздуха и диэлектрика).
Электромагнитные волны, возбужденные в диэлектрике
четвертьволновым активным вибратором 1, двигаясь внутри стержня 2,
отражаются и преломляются у границы раздела. Отраженные волны
распространяются вдоль стержня, совершая путь по ломаной
линии. Преломленные волны излучаются через боковую поверхность
в окружающее пространство, создавая небольшую напряженность
поля. Основное излучение энергии происходит с конца
конусообразной части стержня. Для получения однонаправленного
105

излучения на торец стержня надевают металлическую обойму 3,
выполняющую роль отражателя. Питание к антенне подводится с
помощью коаксиальной линии 4, внутренний провод которой
подсоединяется к штырю, а наружный — к обойме.
Максимальное излучение получается при создании в стержне
режима бегущей волны и согласовании его с окружающим
пространством. С этой целью стержень делается конусным, что
обеспечивает плавный переход от большого волнового сопротивления
стержня к меньшему волновому сопротивлению окружающего
пространства.
Увеличение направленного действия антенны достигается
увеличением длины и диаметра стержня. Наряду с этим увеличение
стержня приводит к увеличению габаритов антенны и числа
боковых лепестков, а увеличение диаметра
затрудняет согласование стержня с
окружающим пространством. Применяемые
на практике диэлектрические стержни
имеют диаметр около длины полуволны
и длину от 2 до 10 длин волн.
Остронаправленное излучение
достигается также применением системы
диэлектрических стержней, располагаемых
параллельно друг другу на расстоянии,
равном целому числу полуволн и пита-
Лрободящая
поверхность
и
Рис. 9.21. Щелевая антенна емых синфазно.
и ее анолог Способность диэлектрической антенны
удовлетворительно работать при
изменении длины волны в пределах ±10% позволяет считать ее
диапазонной.
Щелевые антенны представляют собой одну или несколько
щелей, прорезанных в волноводе или объемном резонаторе, через
которые происходят излучение и прием электромагнитной энергии
(рис. 9.21).
Если в проводящей поверхности возбужденного объемного
резонатора или волновода вырезана щель, то через нее в окружающее
пространство будет излучаться энергия. Для получения
эффективного излучения необходимо, чтобы длина щели равнялась
половине длины волны и располагалась вдоль линий магнитного поля
с максимальной напряженностью.
При этом электрическое поле щелевой антенны будет подобно
магнитному полю полуволнового вибратора. Пользуясь взаимосвязью
между электрическим и магнитным полями, можно показать, что
щелевая антенна, так же как и вибратор, может излучать
электромагнитные волны. Диаграмма направленности в этом случае будет
расположена в плоскости, перпендикулярной к направлению щели.
Для получения более острой диаграммы направленности применяют
однорядные многощелевые антенны.
106

Щелевая антенна может быть использована в качестве
линейного облучателя параболического цилиндра.
Основными типами линзовых антенн являются диэлектрические
и металлопластинчатые (металлические) (рис. 9.22).
Они состоят из облучателей и электромагнитных линз.
Действие электромагнитных линз основано на том, что на пути
распространения радиоволн создаются устройства, изменяющие их
фазу и обеспечивающие тем самым получение поверхности, от
которой волны отходят в одинаковых фазах и идут параллельно друг
другу.
В качестве облучателя используют точечный источник,
излучающий сферические волны, у которых точки одинаковой напряжен-
Рис. 9.22. Линзовые антенны:
а — диэлектрическая; 6 — металлопластинчатая
ности поля Е расположены на поверхности сферы. В
диэлектрической линзе (рис. 9.22,о) сферические волны достигают заднего
контура линзы ABOCD в различных фазах.
Фаза волны в точке А будет запаздывать по сравнению с
волнами в более центральных точках, так как она проходит большее
расстояние.
Фазовая скорость электромагнитных волн в диэлектрике
меньше скорости света. Это позволяет выбрать такую форму поверхности
ABOCD, при которой за время прохождения волнами диэлектрика
запаздывание фазы более удаленных от оси волн скомпенсируется
большим путем для центральных волн, в диэлектрике, так что
к выходной плоскости они придут в одинаковой фазе и будут
излучаться лучами. От такой поверхности излучение будет идти
лучами, перпендикулярными к плоскости A'B'O'C'U и
параллельными между собой.
Диэлектрическую линзу иногда называют замедляющей.
Металлопластинчатая линза выполняется из ряда
металлических пластин определенной формы, играющих роль стенок
волновода (рис. 9.22,6). Действие этой линзы основано на том, что
107

фазовая скорость волны в волноводе превышает скорость света.
Поэтому, чем больший путь проходит по волноводу волна, тем быстрее
нарастает ее фаза. В результате, несмотря на разные фазы волн
на поверхности ABOCD, фазы их на поверхности A'B'O'C'D' при
надлежащей конфигурации линзы будут одинаковы. В этом
случае от поверхности A'B'O'C'D' будет распространяться плоская
волна.
Так как фазовая скорость зависит от расстояния а между
стенками сегментов при их неизменной длине, то для получения
требуемой диаграммы направленности сегменты, расположенные ближе
к оси линзы, делают уже, чем у ее краев. Металлопластинчатую
линзу иногда называют ускоряющей.
В качестве облучателей линзовых антенн выгодно
использовать такие, диаграмма направленности которых была бы
заключена в углу, под которым из фокуса видна линза. Поэтому брать
точечный источник сферических волн, большая часть которых
рассеивается в свободном пространстве, нецелесообразно! На
практике в качестве облучателей линз применяют рупорные и
щелевые антенны. Применение линз в рупорных антеннах позволяет
сократить длину рупора при сохранении заданной направленности
антенны. Формы диаграмм направленности линзовых антенн
зависят от раскрыва линзы, при круглом раскрыве получается
«игольчатая» диаграмма направленности, а при прямоугольном —
«веерная».
Преимуществами металлопластинчатой линзы перед
диэлектрической являются меньшие потери энергии в линзе и меньшая
ширина диаграммы направленности.
Недостатком линзовых антенн является частичное отражение
волн от преломляющей поверхности линзы в сторону облучателя.

РАЗДЕЛ II
ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ
И ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
*
ГЛАВ* ДЕСЯТАЯ
ЭЛЕКТРОННАЯ ЭМИССИЯ
§ 10.1. РАБОТА ВЫХОДА.
ВИДЫ ЭЛЕКТРОННОЙ ЭМИССИИ
Электрон представляет собой материальную
частицу, обладающую наименьшим возможным отрицательным
электрическим зарядом (е= 1,601 •КИ'-'к). В электрическом поле с
напряженностью Е на электрон воздействует механическая сила F,
стремящаяся переместить его в направлении увеличения
потенциала поля. Кинетическая энергия, приобретаемая электроном при
свободном движении, зависит только от разности потенциалов U
между начальной и конечной точками его пути. Полагая, что в
начальной точке скорость электрона vo=0, получаем
^ = eU. (10.1)
Энергия электрона, полученная им при движении между
точками с разностью потенциалов в 1 в, называется
электрон-вольтом (эв). Эта единица применяется при измерении энергии
электронов:
1 эв= 1,601 • 10--ieic- 1в= 1,601 • 10~10 дж.
Из уравнения (10.1) следует, что скорость электрона в
конечной точке пути
v = У 21- U = 600 У U [км/сек]. (10.2)
Источником свободных электронов обычно служат металлы,
в которых электроны наиболее легко отделяются от атомов. При
этом атомы, потерявшие электроны, превращаются в положительно
109

заряженные ионы. Отделившиеся от атомов электроны могут
свободно перемещаться в металле (этим объясняется
электропроводность металлов), но при комнатной температуре лишь очень
немногие из них могут выйти из металла. Это объясняется тем, что
выступающие электронные оболочки поверхностного слоя атомов
металла (рис. 10.1) создают электрическое поле, тормозящее
движение электронов, вылетающих из металла (так как
отрицательные заряды расположены у наружной, а положительные заряды
у внутренней поверхности слоя).
Кроме того электроны, покидая металл, лишают его
отрицательных зарядов, поэтому металл заряжается положительно и
притягивает к себе вылетающие электроны. Так
образуется двойной электрический слой.
Чтобы преодолеть действие тормозящих сил,
электрон при выходе из металла должен затратить
энергию Wa. Установлено, что при температуре
абсолютного нуля электроны металла имеют запас энергии,
колеблющийся от нуля до некоторого максимального
значения Wt (при комнатной температуре энергия
электронов немного больше). Поэтому электроны
могут вылетать из металла только в том случае, если
им сообщается дополнительная энергия не меньше,
чем
W0=W,— W,. (10.3)
Рис. 10.1.
Двойной
электрический
слой на
поверхности
металла
Эта энергия называется работой выхода.
Если создать разность потенциалов Uo,
ускоряющую движение электрона, то работа выхода может
быть совершена электрическим полем. Разность потенциалов,
соответствующая работе выхода Wo=eUo, называется потенциальным
барьером. Работа выхода может измеряться в эргах или электрон-
вольтах. Различные металлы имеют различные значения
работы выхода (платина — 5,32 эв, вольфрам — 4,60 эв, барий —
2,52 эв).
Процесс испускания телом электронов в окружающее свободное
пространство называется электронной эмиссией. Заряд электронов,
испускаемых телом в единицу времени, определяет величину тока
эмиссии. В зависимости от того, как сообщается электронам
энергия, необходимая для их выхода, различают несколько видов
электронной эмиссии.
При нагревании металла скорость и энергия электронов
увеличиваются и они оказываются в состоянии совершить работу
выхода. Получаемая в результате нагрева эмиссия электронов
называется термоэлектронной эмиссией.
Для получения из чистых металлов большого тока эмиссии их
необходимо сильно нагревать. Нагрев металла ограничен
температурой его плавления, поэтому обычно применяют тугоплавкие ме-
110

Вторичные
электроны
Первичный
электрон
ос 0
таллы, например вольфрам (ТпЛ=3655°К) и тантал (ГпЛ=3300оК).
Однако такие металлы, как правило, имеют большую работу
выхода, поэтому использовать их в чистом виде
нецелесообразно.
Для увеличения эмиссии и снижения рабочей температуры
металла поверхность основного металла (вольфрама, молибдена, никеля)
покрывают тонкой пленкой другого металла (тория, бария, цезия)
или окислов щелочноземельных металлов, обладающих малой
работой выхода. В этом случае атомы металла с меньшей работой
выхода легко отдают свои валентные электроны основному металлу,
образуя на его поверхности положительно заряженный слой,
который, притягивая электроны из основного металла, уменьшает
работу выхода.
Электронная эмиссия может быть получена в результате
выбивания электронов из металла другими падающими на поверхность
металла электронами (рис. 10.2).
При этом виде эмиссии электроны,
падающие на металл, называются
первичными, а электроны, выбиваемые из
металла, — вторичными. Работа выхода
вторичных электронов совершается за
счет энергии первичных электронов.
Такой вид эмиссии называется вторичной
электронной эмиссией. При достаточно
больших скоростях первичных
электронов могут быть случаи, когда каждый
первичный электрон выбивает не один,
а несколько вторичных электронов, в
результате чего поток вторичных электронов становится больше
потока первичных электронов.
Вторичная электронная эмиссия зависит от глубины
проникновения h первичного электрона, его угла падения а, а также от
величины внешнего электрического поля. Глубина проникновения
ограничивается некоторым критическим значением /гкр,при котором
энергии первичного электрона оказывается недостаточно для
обеспечения вылета вторичного электрона с поверхности металла. При
увеличении угла падения первичных электронов количество
вторичных электронов увеличивается, так как для обеспечения их вылета с
поверхности металла при Л<йкр требуется меньшая энергия, к тому
же увеличивается путь S, на котором первичные электроны
отдают энергию вторичным электронам.
Явление, при котором свет, падающий на поверхность металла,
вызывает эмиссию электронов, называется фотоэлектронной
эмиссией. При этом виде эмиссии ток пропорционален световому потоку,
падающему на поверхность металла. При одном и том же световом
потоке наибольший ток эмиссии дают щелочные металлы (натрий,
калий и цезий).
Рис. 10.2. Вторичная
электронная эмиссия
111

§ 10.2. КАТОДЫ ЭЛЕКТРОННЫХ
ПРИБОРОВ
В современных конструкциях электронных
ламп наиболее часто используется термоэлектронная эмиссия. Для
испускания электронов в этих лампах служат накаливаемые
катоды, различающиеся по виду эмиттирующей поверхности и
способу нагрева. В зависимости от вида эмиттирующей поверхности
различают простые катоды (из чистого
металла) и активированные катоды, т. е. катоды,
имеющие на поверхности основного металла
пленку другого металла или окислов
щелочноземельных металлов.
В зависимости от способа нагрева
различают катоды прямого накала, нагрев которых
происходит проходящим по ним током
накала, и катоды косвенного накала, или
подогревные катоды, нагреваемые специальными
электрическими подогревателями, изолирован-
ными от эмиттирующей поверхности катода.
Катоды прямого накала бывают простые
и активированные. Они представляют собой
прямую или изогнутую металлическую нить
(проволоку), форма которой зависит от
конструкции лампы (рис. 10.3).
Если пить должна быть длинной, то ей
придают форму спирали. При нагреве
катодов прямого накала, изготовленных из тонкой
проволоки, переменным током их
температура периодически изменяется с удвоенной
частотой питающего переменного тока,
вследствие чего изменяется ток эмиссии катода.
При толстой нити накала колебания
температуры и тока эмиссии незначительны, так
как нить имеет большую тепловую инерцию.
Однако толстые нити могут применяться только в мощных лампах.
Катоды косвенного накала состоят из самого катода,
испускающего электроны, и подогревателя. Катод представляет собой
металлическую поверхность цилиндрической или овальной формы
(рис. 10.4).
Конструкция подогревателя зависит от выбранной формы
катода. Особенностью таких катодов является большая тепловая
инерция, в результате чего время нагрева и охлаждения катода
оказывается значительным (15—25 сек). Это позволяет использовать для
их накала переменный ток.
Простые катоды обычно изготовляются из вольфрама,
обладающего высокой температурой плавления, хорошими физическими
Рис. 10.3.
Конструкция катода прямого
накала:
а — для цилиндрических
систем электродов; б —
для плоских систем
электродов
112

ч)
свойствами (ковкость, тягучесть) и сравнительно высоким
постоянством эмиссии. Недостатком вольфрамовых катодов является
низкая экономичность, так как нагрев их производится до высокой
температуры, что требует большой затраты энергии.
При нагреве такого катода до температуры выше допустимой
нить распыляется и ее диаметр уменьшается; это приводит к еще
большему повышению температуры, и в конечном итоге нить
расплавляется. Простые катоды применяются только в мощных
лампах. Во всех остальных случаях применяются активированные
катоды.
Торированные катоды изготовляются из вольфрама с
добавлением окиси тория, которая уменьшает работу выхода. Однако
торированные катоды очень чувствительны к перегреву, который
резко уменьшает ток эмиссии и срок
службы катода. Для получения более
стабильной эмиссии и большего срока службы
торированные катоды карбидируют, т. е.
добавляют в состав катода углерод.
Недостатком карбидированных катодов
является хрупкость нити.
Оксидные и бариевые катоды
образуются нанесением на металлическое
основание, называемое керном, или подлож- Рис 10 4 Конструкции
кой, окислов щелочноземельных металлов катодов косвенного накала:
(барИЯ, СТрОНЦИЯ И КаЛИЯ). Такие КаТО- а _ подогревные катоды; б-
ды имеют широкое распространение, так подогреватели
как позволяют получить большой ток
эмиссии при сравнительно низкой температуре катода.
Электронная эмиссия в значительной степени зависит от
материала керна, который обычно делают из никеля и вольфрама.
Указанные материалы обеспечивают длительную устойчивую
работу катода, так как имеют высокую температуру плавления и
почти не распыляются. Из никеля изготовляют керны подогревных
оксидных катодов и керны сравнительно толстых нитей и лент
катодов прямого накала. Вольфрамовые керны применяют для
тонких оксидных катодов прямого накала.
Недостатком ламп с оксидными и бариевыми катодами является
испарение пленки, нанесенной на основной металл. В результате
этого срок службы активированных катодов меньше срока службы
простых катодов. Кроме того, пары пленки, осаждаясь на
других деталях лампы, уменьшают работу выхода электронов с
поверхности этих деталей. В результате при нагреве деталей,
расположенных вблизи катода, возникает паразитная
термоэлектронная эмиссия с их поверхности, которая сильно
изменяет параметры и характеристики лампы. Оксидные и
бариевые катоды не применяются в лампах, работающих с
высокими анодными напряжениями, так как при больших скоростях
113

электронов значительно возрастает ток вторичной эмиссии
с анода лампы. Этому способствуют сконденсировавшиеся на
поверхности анода пары испарившегося с катода материала пленки.
ГЛАВА ОДИННАДЦАТАЯ
диоды
§ 11.1. УСТРОЙСТВО ДИОДА
В лампе, кроме катода, имеется электрод,
которому сообщается положительный потенциал. Он называется
анодом. В пространстве между анодом А и катодом К (рис. 11.1)
образуется электрическое поле, под действием которого электроны
движутся к аноду. Чтобы при своем движении они не сталкивались
с молекулами газа, катод и анод
заключают в баллон, в котором обеспечивается
высокий вакуум.
При наличии в баллоне лампы
кислорода накаленный катод вступает с ним
в реакцию и сгорает. Для получения
высокого вакуума в баллон помещают
кусочек магния или бария, который при
нагреве лампы после откачки воздуха
испаряется, вступает в химическую
реакцию с остатками газа и поглощает их
(продукты этой реакции оседают на
стенках баллона в виде серебристого или
темного налета).
Для подключения лампы к схеме
через основание или стенки баллона
делают металлические выводы от
электронов (катода, анода и др.). Часто эти
выводы выполняют в виде контактных
штырьков, впрессованных в цоколь
лампы, который изготовляют из
высококачественного изоляционного материала.
Простейшая лампа, содержащая
только катод и анод, называется диодом.
Источник анодного питания Ея подключается плюсом к аноду
и минусом к катоду. Под действием электрического поля электроны,
вылетевшие из катода, перемещаются к аноду, падают на него и
создают в замкнутой анодной цепи ток, который называется
анодным током. Напряжение между анодом и катодом лампы
называется анодным напряжением иа. Хотя электроны в лампе летят с
катода на анод, направление тока условно принимают от
положительного зажима источника £а к его отрицательному зажиму, т. е.
от анода к катоду.
Рис. 11.1. Диод:
а — прямого накала; б —
косвенного накала
114

Если источник питания анодной цепи Ея переключить так,
чтобы на анод подавался отрицательный потенциал относительно
катода, то электроны, вылетевшие из катода, попадут в
тормозящее электрическое поле, возвратятся на катод, и ток в анодной
цепи проходить не будет.
Таким образом, ток через диод может проходить только в одном
направлении, т. е. диод обладает односторонней
проводимостью.
На движение электронов в лампе сильно влияет отрицательный
пространственный заряд, образуемый электронами, находящимися
между катодом и анодом. Если предположить, что анод и катод
представляют собой бесконечные параллельные плоскости, между
которыми нет электронов, то поле между ними, созданное анодным
напряжением ыа, однородно и потенциалы точек поля возрастают
равномерно от катода к аноду. Так как
потенциал катода условно принимают равным
нулю, то прямая распределения потенциала
между анодом и катодом (прямая / на рис. 11.2)
проходит через нуль.
Как следует из формулы (10. 2), скорость
электронов тем больше, чем большую
разность потенциалов они проходят. Поэтому рИс. 11.2. Кривые рас-
по мере приближения к аноду скорость элек- пределения потенциа-
тронов увеличивается. Так как число элек- ла в диоде
тронов, проходящих в единицу времени через
любое сечение лампы, одно и то же, то с увеличением скорости
плотность потока летящих электронов уменьшается. Таким образом,
наибольшую плотность отрицательный пространственный заряд
имеет у катода. Этот заряд снижает потенциалы тех точек, в которых
он находится. У катода, где плотность заряда наибольшая,
снижение потенциала также наибольшее (кривая 2 на рис. 11.2). При
большой величине тока эмиссии плотность пространственного заряда
у катода настолько велика, что потенциалы точек вблизи катода
отрицательны (кривая 3 на рис. 11.2).
Если распределение потенциала соответствует кривым / или 2,
то каждый вылетевший из катода электрон попадет в ускоряющее
поле и долетит до анода. В этом случае анодный ток равен току
эмиссии катода, поэтому его величина при неизменном токе накала и,
следовательно, при неизменном токе эмиссии остается постоянной
даже с увеличением анодного напряжения. Такой режим работы
лампы называется режимом насыщения, а
соответствующий ему анодный ток — током насыщения.
Если потенциалы точек поля у катода отрицательны (кривая 3
на рис. 11.2), то поле тормозит электроны и они образуют вблизи
катода электронное облако, т. е. отрицательный пространственный
заряд у катода увеличивается. При этом некоторые электроны из
облака возвращаются обратно на катод, а на их место с его
115

поверхности поступают другие электроны.Только электроны,
обладающие большими скоростями и достаточной энергией, преодолевают
действие тормозящего поля и достигают анода. При этом режиме,
который называется режимом пространственного
заряда, анодный ток меньше тока эмиссии. При увеличении
анодного напряжения анодный ток возрастает, так как возрастают
потенциалы всех точек между анодом и катодом.
При достаточно большой величине анодного напряжения
потенциалы всех точек поля становятся положительными и наступает
режим насыщения.
§ 11.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ ДИОДА
В каждом диоде анодный ток зависит от
напряжения накала и анодного напряжения, т. е. <а = / («„, иа).
Для выяснения влияния каждого из этих напряжений, пользуясь
схемой рис. 11.3, снимают два семейства характеристик диода.
Одно из них представляет зависимость анодного тока от
напряжения накала ia = / («„) при определенном постоянном значении
анодного напряжения иа (рис. 11.4, а).
С увеличением напряжения накала ип анодный ток /а
увеличивается только до определенного значения, предельного для данной
величины напряжения «а. Дальнейшее увеличение напряжения н„
почти не изменяет анодного тока, так как в результате роста тока
эмиссии и пространственного заряда потенциалы точек,
расположенных вблизи катода, становятся отрицательными и поле
начинает тормозить движение электронов. При увеличении
напряжения ил анодный ток возрастает, так как отрицательные потенциалы
этих точек становятся меньше.
Наиболее часто пользуются анодными характер и с-,
тиками диода, выражающими зависимость анодного тока от
анодного напряжения га = / («а) при неизменном напряжении
накала «„ (рис. 11.4, б).
Теоретическая характеристика (восходящий участок на рис.
11.4, б) может быть построена по уравнению га = #«*•'*, которое
выводится при допущениях, что электроны не имеют начальной скорости
при выходе из катода, ток эмиссии бесконечно велик, а ток накала
не создает своего магнитного поля. Это уравнение выражает «закон
степени 3/2». Коэффициент k, входящий в него, зависит от
конструкции лампы, формы ее электродов и т. д. Поскольку «закон степени
3/2» выведен в предположении бесконечно большого тока эмиссии,
он становится несправедлив с наступлением режима насыщения
(верхняя часть кривых на рис. 11.4, б).
Анодный ток в диоде проходит даже при небольшом
отрицательном анодном напряжении. Этот ток обусловлен падением на анод
наиболее быстрых электронов, преодолевающих действие
тормозящего электрического поля. Анодный ток, проходящий при ма = О,
116

называют начальным током диода. Так как его величина весьма
незначительна, то характеристики диода обычно проводят из
начала координат.
Начальный участок реальной анодной характеристики близок
к квадратичной параболе га = ku\, средний участок — к прямой
линии, а верхний, почти горизонтальный участок соответствует
току насыщения, который
возрастает с увеличением тока эмиссии
катода. I
Следует отметить, что у ламп
с оксидными катодами резко
выраженного режима насыщения не
наблюдается. Это объясняется тем,
что эмиссия у таких катодов при
положительных потенциалах поля
вблизи катода происходит не
только из одноатомного слоя
поверхности оксидного покрытия, но и
из его глубинных слоев. Однако
такая эмиссия может вызвать пе-
I,
по
Рис. 11.3. Схема для исследования диода Рис. 11.4.Характеристикидиодов
регрев оксидного слоя и привести к выходу катода из строя.
Поэтому для каждого диода с оксидным катодом существует
предельный анодный ток, значение которого соответствует точке на
крутом участке характеристики.
Свойства лампы характеризуются ее параметрами. Параметрами
диода являются крутизна характеристики, внутреннее
сопротивление, допустимая мощность, рассеиваемая анодом, наибольшее
обратное напряжение, срок службы, напряжение и ток накала.
Крутизна характеристики лампы
показывает скорость изменения анодного тока при изменении анодного
напряжения:
117

Так как анодная характеристика лампы нелинейна, то крутизна
характеристики лампы, определяемая крутизной анодной
характеристики, зависит от анодного напряжения.
Для точного определения крутизны, соответствующей какой-
либо точке характеристики, следует провести через эту точку
касательную к характеристике и определить ее крутизну.
В общем случае на диод действует пульсирующее напряжение
«а, содержащее постоянную составляющую UaQ (рис. 11.4, б).
Тогда анодный ток будет также пульсирующим, содержащим
постоянную составляющую тока /ао. Их отношение характеризует с о -
противление диода постоянному току и равно
отношению анодного напряжения к анодному току:
р Цл о
Эта величина также не одинакова для всех точек анодной
характеристики, а зависит от режима работы лампы и
соответствующей ему точки характеристики. Отношение изменения анодного
напряжения А«а к вызванному им изменению анодного тока Д/а
характеризует сопротивление, которое оказывает диод переменному
току. Это сопротивление называется внутренним
сопротивлением лампы:
р Л"а
и является величиной, обратной крутизне 5.
Сопротивление Rt зависит от наклона характеристики в точке,
которая соответствует величине постоянной составляющей
напряжения Ua0, т. е. от режима работы лампы.
Значения сопротивлений Ro и Rt могут сильно отличаться друг
от друга.
Электроны, падающие на анод, отдают ему свою кинетическую
энергию, которая выделяется в виде тепла. Если мощность Ра,
получаемая при этом анодом, превосходит мощность, которую анод
отдает в окружающее пространство, то температура анода
повышается. Это может привести к деформации анода и к разрушению
активного слоя катода, находящегося поблизости от перегретого
анода. Мощность, отдаваемая электронами аноду,
Я. = £/./..
Во избежание выхода лампы из строя мощность Ра не должна
превышать максимально допустимую мощность,
рассеиваемую анодом и указанную в паспорте лампы.
Для увеличения теплоотдачи аноды ламп чернятся, снабжаются
ребрами, а иногда массивными выводами.
Если к диоду приложено большое напряжение с отрицательной
полярностью на аноде, то за счет эмиссии с нагретого анода через
лампу в сбр'атном направлении проходит небольшой ток, который
118

может привести к пробою лампы. Поэтому для высоковольтных
диодов указывается максимально допустимое
обратное напряжение.
Следует иметь в виду, что характеристики и параметры двух
однотипных ламп не могут быть абсолютно одинаковы-ми. Этот
разброс параметров объясняется невозможностью изготовления
совершенно одинаковых ламп.
§ 11.3. ТИПЫ ДИОДОВ
Двухэлектродные лампы используются для
выпрямления (преобразования) переменных токов низкой и высокой
частот в постоянный ток. Диоды, предназначенные для
выпрямителей, являющихся источниками питания анодных и накальных
цепей радиоустройств, рассчитаны на относительно большую
мощность и имеют сравнительно большие размеры. Они называются
Рис. 11.5. Внешний вид электронных ламп:
а — типа «желудь»; б — пальчиковая; в — сверхминиатюрная
кенотронами. Для использования в выпрямительных схемах
промышленность выпускает лампы, у которых в одном баллоне
помещены два кенотрона (двуханодные кенотроны).
Диоды, предназначенные для выпрямления (детектирования)
токов высокой частоты, обычно рассчитываются на малую мощность
и имеют относительно небольшие размеры. Два таких диода могут
быть также помещены в одном баллоне (двойные диоды).
Отечественной промышленностью выпускаются различные типы
двухэлектродных ламп, например, кенотроны 5Ц4С, 6Ц4П и диоды
6Д4Ж, 6Х6С, 6Х2П, 6ДЗД, 6Д6А. В этих обозначениях первое число
указывает округленно напряжение накала в вольтах;
расположенная за ним буква обозначает тип лампы: Ц — кенотрон, Д —
одинарный диод, X — двойной диод; число, идущее после буквы,
11?

указывает порядковый номер модели лампы; последний элемент
обозначения — буква — характеризует конструктивное оформление
лампы: С — лампа в стеклянном баллоне, П — пальчиковая
(миниатюрная) лампа, Ж — лампа типа «желудь», А и Б —
сверхминиатюрные лампы (А — диаметром 6 мм, Б — диаметром 10 мм), Д — с
дисковыми впаями. Отсутствие четвертого элемента указывает, что
баллон лампы металлический. Так, например, лампа 6Х6С является
двойным диодом в стеклянном баллоне и рассчитана на напряжение
накала 6,3 в. Внешний вид ламп типа «желудь», пальчиковой и
сверхминиатюрной показан на рис. 11.5.
ГЛАВ* ДВЕНАДЦАТАЯ
ТРИОДЫ
§ 12.1. НАЗНАЧЕНИЕ УПРАВЛЯЮЩЕЙ
СЕТКИ
Для регулирования величины анодного тока
в трехэлектродных лампах (триодах) между катодом и анодом
располагают управляющую сетку, которая обычно выполняется в
виде проволочной спирали,
окружающей катод (рис. 12.1).
Разность потенциалов «с
между сеткой и катодом называется
сеточным напряжением.
Катод
Сетка
Анод
[Сетка
а — конструкция; б — условное
обозначение
Катод
Рис. 12.2. Электрическое поле
в триоде
Для того чтобы электроны, летящие на анод, не попадали на
сетку, сеточное напряжение обычно выбирают отрицательным, т. е.
потенциал сетки устанавливают отрицательным по отношению к
потенциалу катода. При этом часть силовых линий, идущих с
анода, «перехватывается» сеткой, имеющей более низкий потенциал
(рис. 12.2).
Таким образом, сетка частично экранирует катод от анода и
уменьшает действие его поля на пространственный заряд у катода.
Кроме того, отрицательное сеточное напряжение создает между
сеткой и катодом тормозящее электрическое поле, сильно ослаб-
120

ляющее проникающее поле анода. Так как сетка расположена близко
к катоду, то для изменения анодного тока на определенную
величину сеточное напряжение нужно изменять значительно меньше,
чем анодное.
При уменьшении отрицательного потенциала сетки относительно
катода напряженность электрического поля у катода повышается
и анодный ток увеличивается. Наоборот, при увеличении
отрицательного потенциала сетки анодный ток уменьшается. Увеличивая
отрицательный потенциал сетки, можно «запереть» лампу, т. е.
уменьшить анодный ток до нуля.
Если шаг спирали сетки сделать меньше, то- при тех же
напряжениях между электродами она будет «перехватывать» большую
часть силовых линий, идущих с анода. Степень экранирования
катода сеткой оценивается проницаемостью лампы D. Чем меньше
проницаемость, тем меньшая часть силовых линий, идущих с анода,
проникает сквозь сетку к катоду и тем сильнее на ток лампы
влияет сеточное напряжение по сравнению с анодным.
-Обычно потенциал катода условно принимают равным нулю.
Поэтому там, где это особо не оговорено, потенциалы других
электродов лампы отсчитываются относительно этого условного нуля.
При этом потенциал электрода выражает разность потенциалов
(напряжение) между этим электродом и катодом.
§ 12.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ
И ПАРАМЕТРЫ ТРИОДА
При неизменном напряжении накала анодный
ток триода зависит от анодного и сеточного напряжений: ta =
= /(ма; ис).
Для выяснения влияния каждого из этих напряжений на
анодный ток одно из них считают постоянным.
Зависимость ia = f(ua) при ис = const называется
анодной характеристикой, а зависимость ia = /(ыс) при
«а = const — анодно-сеточной характеристикой
триода.
Рассмотрим вначале анодные характеристики триода (рис. 12.3,а).
При увеличении анодного напряжения действие ускоряющего
поля усиливается и анодный ток возрастает. Если потенциал сетки
равен нулю или имеет положительную величину, то небольшой
анодный ток проходит даже при анодном напряжении, равном нулю.
Однако, как и у диода, анодный ток в этом случае приближенно
считают равным нулю. Чем больше отрицательный потенциал сетки,
тем большее анодное напряжение требуется для ослабления
тормозящего поля у катода. Поэтому с увеличением отрицательного
сеточного напряжения анодный ток начинает проходить при все
больших значениях анодного напряжения (характеристики
смещаются вправо).
121

Анодно-сеточные характеристики триода изображены на рис.
12.3, б.
По мере увеличения отрицательного потенциала сетки (рис.
12.3, б) действие тормозящего поля увеличивается и анодный ток
уменьшается. При некотором отрицательном значении ыс
напряженность тормозящего поля у катода настолько увеличивается,
что анодный ток прекращается, т. е. лампа запирается. Это
напряжение U3 называется напряжением запирания, или
напряжением отсечки анодного тока. Чем
выше анодное напряжение, тем больше анодный ток при неизменном
потенциале сетки. Этим объясняется взаимное расположение
характеристик при разных значениях £/а.
а) аис 5)
Рис. 12.3. Характеристики триода.
а — анодные; б — анодно-сеточные и сеточные
Напряжение запирания зависит от конструкции лампы. Чем
больше проницаемость лампы, тем сильнее зависит поле у катода
от анодного напряжения и тем больше отрицательное напряжение
U3. Поэтому у триодов с большей проницаемостью анодно-сеточные
характеристики расположены в основном во втором квадранте
(при отрицательных сеточных напряжениях).
При больших положительных значениях «с рост анодного тока
замедляется, так как часть электронов, вылетающих из катода,
попадает на сетку, создавая в цепи сеточный ток. Промежуток
сетка — катод является как бы диодом, проводящим ток при
положительном сеточном напряжении. Характеристики сеточного тока
»с = / («с) при «,, = const показаны внизу правого квадранта на
рис. 12.3, б. Каждая из них аналогична анодной характеристике
диода. Вместе с этим чем больше анодное напряжение, тем сильнее
поле, созданное анодом, больше анодный ток и поэтому меньше
сеточный ток; сеточная характеристика, соответствующая
большему напряжению иа, расположена ниже.
122

Небольшой сеточный ток может быть и при отрицательном
потенциале сетки. В частности, он может обусловливаться большой
начальной скоростью электронов, способных преодолеть тормозящее
поле у сетки; электронной эмиссией с поверхности сетки, на
которую осаждается активный слой при распылении катодного
покрытия и которая нагревается от катода; движением к сетке
положительных ионов, возникающих при соударении электронов с
молекулами оставшегося в баллоне газа. Однако при отрицательных
сеточных напряжениях сеточный ток обычно настолько мал, что
его можно не учитывать.
Все рассмотренные выше характеристики называются
статическими.
Следует иметь в виду, что анодные и анодно-сеточные
характеристики выражают по существу одну и ту же зависимость.
Поэтому, располагая одним семейством характеристик, можно построить
другое. Так, задаваясь анодным напряжением, можно определить
анодные токи, соответствующие определенным сеточным
напряжениям (рис. 12.3, а), и по полученным данным построить анодно-се-
точную характеристику. Таким же образом можно построить
другие характеристики этого семейства при разных значениях «а.
Аналогично можно построить семейство анодных характеристик,
определяя анодные токи по семейству анодно-сеточных
характеристик при определенных сеточных напряжениях.
Если расстояния между анодными характеристиками, снятыми
через равные изменения сеточного напряжения, одинаковы, то
анодно-сеточные характеристики на участках, соответствующих
этим сеточным напряжениям, прямолинейны.
Рассмотрим теперь параметры триода, к числу которых
относятся коэффициент усиления, крутизна характеристики и
внутреннее сопротивление.
Коэффициент усиления показывает, во сколько раз изменение
сеточного напряжения А«с влияет на анодный ток сильнее, чем
изменение анодного напряжения Ана. Если сеточное напряжение
изменилось на величину А«с, то для получения прежнего
значения анодного тока анодное напряжение необходимо изменить
на величину Д«а, которая должна быть в \i раз больше величины
Дмс и иметь противоположный знак:
fx=~ при ia = const.
Из сказанного следует, что коэффициент усиления является
величиной, обратной проницаемости лампы:
И = ^Г. (12-1)
Чем меньше шаг спирали сетки, тем меньше проницаемость
лампы, больше коэффициент усиления и меньше отрицательное
сеточное напряжение, при котором лампа запирается.
123

Крутизна характеристики S определяет, насколько изменяется
анодный ток лампы с изменением сеточного напряжения на 1 в при
неизменном анодном напряжении:
д?
S — ~ [ма/в] при ыа = const. (12.2)
Крутизна S определяется крутизной анодно-сеточной
характеристики лампы.
Чем больше крутизна, тем чувствительнее лампа к изменениям
сеточного напряжения.
Изменение напряжения ис вызывает изменение анодного тока
с каждой единицы поверхности катода. Поэтому при большой
площади катода общее изменение тока и крутизна оказываются
значительными. Кроме того, на крутизну влияет расстояние между сеткой
и катодом, с уменьшением которого она возрастает по квадратичному
закону.
Внутренним сопротивлением лампы называется отношение
изменения анодного напряжения Д«а к вызванному им изменению
анодного тока Ata при постоянном сеточном напряжении:
Ri — '-.-A при нс = const. (12.3)
Оно характеризует сопротивление лампы переменной
составляющей анодного тока.
Чем больше расстояние между анодом и катодом и чем меньше
проницаемость лампы, тем слабее анодное напряжение влияет на
анодный ток, тем больше сопротивление Rt.
Постоянной составляющей анодного тока триод оказывает
другое сопротивление, которое называется сопротивлением
постоя ином уток у:
Рассмотренные параметры связаны простым соотношением:
Это соотношение называется внутренним
уравнением лампы. Подставляя \и. = -^, получаем это же уравнение
в другой форме:
SRtD=l. (12.6)
Параметры триода можно определить по семействам его
характеристик. Для определения параметров, соответствующих точке А
на анодно-сеточной характеристике лампы, строят так называемый
параметрический треугольник, катет которого АБ равен в масштабе
124

напряжения изменению сеточного напряжения Днс (рис. 12.3, б),
а катет БВ в масштабе тока — изменению анодного тока Aia. В
соответствии с характеристикой, изображенной на рис. 12.3, б,
точке А соответствует крутизна
с Лг'а 7,5 г, пг ,
S = xfr^Y = 3-75 ма'/в-
Точкам Б и В соответствует одно и то же значение сеточного
напряжения uz. При переходе из точки Б в точку В увеличение
анодного тока происходит за счет увеличения анодного напряжения
на величину «а1 — иа2, где ия1 и н.,2 — анодные напряжения, при
которых были сняты анодно-сеточные характеристики,
соответствующие точкам В и Б. Следовательно, в рассматриваемом случае
внутреннее сопротивление
Д^^^,-^^ 50
41 Д(а Д(а 7,о • 10 3
При переходе из точки А в точку Б анодный ток лампы
остается неизменным; следовательно, увеличение сеточного напряжения
на величину Амс компенсируется уменьшением анодного
напряжения на величину ил — иа2, поэтому
Д»а »ai — »а2 50 _
^ -дп; - дМс ~ т- zc>-
На рис. 12. 3, а построен параметрический треугольник в
системе анодных характеристик той же лампы: точка А' соответствует
точке А на рис. 12. 3, б (иа = 250 в; ис =? —5 в), точка Б' — точке Б
и точка В' — точке В. Так как катет А' Б' соответствует изменению
анодного напряжения на величину А«а, за счет которого происходит
изменение анодного тока на величину А/а (катет А' В') при
неизменном сеточном напряжении ис, то
Kl ~ Д(а ~ 7,5 ■ 10-з
Аналогично, переходя из точки Б' в точку А', определим
коэффициент усиления:
_ Ляв _ 50
^ - шг - т -Zo'
а переходя из точки А' в точку В', — крутизну характеристики
лампы
S = ik = Т = 3'75 т'в-
Параметры лампы, определенные по ее статическим
характеристикам, называются статическими. Для определения
крутизны достаточно иметь только одну анодно-сеточиую
характеристику, а для определения внутреннего сопротивления — одну
125

анодную характеристику, соответствующие режиму работы лампы,
для которого находят эти параметры. Для определения коэффициента
усиления нужно иметь семейство характеристик, состоящее хотя
бы из двух анодных или анодно-сеточных характеристик.
Так как характеристики ламп нелинейны, то параметры
зависят от режима работы лампы, для которого они определяются.
Параметры ламп, приводимые в справочниках, соответствуют
прямолинейным участкам характеристик или относятся к рекомендуемому
режиму работы лампы.
В ряде случаев статические характеристики лампы
приближенно считают линейными, как это показано на рис. 12.3, а
пунктиром. Поскольку тангенс угла наклона анодных характеристик
и идеализированная анодная характеристика, соответствующая
uz — О, пересекает ось абсцисс при напряжении UL0, уравнение
ее имеет вид
la — ■
Изменение сеточного напряжения на ыс влияет на анодный
ток так же, как изменение анодного напряжения на ушс. Поэтому
уравнение идеализированной анодной характеристики для
мс Ф 0 приобретает вид
<.-"--"; + ^ = ^ + SMe. (12.7)
§ 12.3. ДИНАМИЧЕСКИЙ РЕЖИМ
РАБОТЫ ТРИОДА
В динамическом режиме между сеткой и
катодом лампы прикладывается напряжение сигнала ис (рис. 12.4),
под действием которого изменяется ток в анодной цепи. За счет
этого изменяется напряжение на анодной нагрузке ^а, что
является полезным эффектом от действия входного сигнала.
Так как напряжение источника питания Еа = const, то при
увеличении напряжения на резисторе Ra напряжение на лампе
(потенциал анода) уменьшается на столько же, и наоборот:
«а=£« —»V?a. (12.8)
Таким образом, изменения напряжений на лампе и на нагрузке
равны по величине, но противоположны по характеру. Например,
если напряжение ис возрастает, то ток в анодной цепи и вместе
с ним напряжение на резисторе Ra увеличиваются, а напряжение
на лампе ыа уменьшается, т. е. переменные напряжения иа и нс
126

противофазны. С учетом этого можно сделать вывод, что
напряжения «с и «а оказывают на анодный ток противоположное
влияние: если за счет напряжения ис ток /а увеличивается, то под
действием напряжения иа он стремится уменьшиться. Такое влияние
напряжения ыа называют реакцией анода. Однако поскольку
сеточное напряжение действует на анодный ток в [i раз сильнее
анодного, характер его изменения зависит от того, увеличивается или
уменьшается потенциал сетки. Чтобы потенциал сетки не оказался
положительным, в схеме рис. 12.4 имеется источник сеточного
смещения Uc0. Величину его выбирают с таким расчетом, чтобы при
всех значениях входного сигнала потенциал сетки был
отрицательным. При включении резистора Ra по статическим
характеристикам лампы нельзя непосредственно определить анодный ток i,,
зная напряжения £а и нс, так как
неизвестно падение напряжения на
резисторе нагрузки ia^a и, следовательно,
анодное напряжение лампы иа. В этом случае
статическая анодная характеристика
f'a = f(ua) представляет собой
уравнение с двумя неизвестными: /а и ыа.
Определить значения га и иа можно, решая
это уравнение совместно с уравнением
(12.8), содержащим те же неизвестные.
Уравнение (12.8) показывает
линейную зависимость анодного тока от
анодного напряжения. Прямая / (рпс. 12.5, б),
соответствующая этой зависимости, называется
нагрузочной прямой. Ее обычно строят по двум точкам, координаты
которых определяются из выражения (12.8):
Рис. 12.4. Схема усилителя
на триоде (схема с общим
катодом)
ыа = Ел при га = 0 и ia = -jy
•"а
при wa = 0.
Точка пересечения нагрузочной прямой с анодной
характеристикой представляет графическое решение системы двух уравнений.
Так, для Еа = 200 в, Ra = 20 ком и ис — — 2 в анодный ток
/а = 5 ма, напряжение на лампе ыа = 100 в и напряжение на
нагрузке
ur = Еа — иа = 100 в.
Будем считать, что нами выбрано начальное значение
напряжения сеточного смещения Uc0 — — 4 в. Тогда исходной рабочей
точке А (при отсутствии входного сигнала) будут соответствовать
ток покоя /а0 = 3,5 ма и напряжение Ua0 = 125 в.
Если сеточное напряжение изменяется в пределах от ис =
—2 б до «с = —6 в, то анодный ток и анодное напряжение
лампы определяются точками пересечения нагрузочной прямой
со всеми характеристиками от ис = —2 в до ис = —6 в, т. е. участ-
127

ком нагрузочной прямой, показанным на рис. 12.5, б жирной
линией. При этом анодный ток изменяется от 2 до 5 ма, а анодное
напряжение от 100 до 160 в (амплитуда переменной составляющей
анодного напряжения составляет 30 в).
Положение нагрузочной прямой зависит от значений Еа и Ra.
Котангенс ее угла наклона а (рис. 12.5, б) пропорционален /?а.
Чем меньше величина сопротивления нагрузки, тем круче
расположена нагрузочная прямая. При Ra = 0 прямая перпендикулярна
к оси абсцисс и анодный ток ia определяется по статическим
характеристикам точно так же, как он определялся до включения
резистора нагрузки в анодную цепь.
■W -8 ~6 -14- -2 ue,
Рис. 12.5. Построение динамической анодно-сеточной
характеристики триода
Перенося значения сеточных напряжений и соответствующих
им анодных токов из системы координат ta, ua в систему
координат ia, ыс (рис. 12.5, а), получаем точки динамической
анодно-сеточной характеристики (кривая 1),
соответствующей заданным значениям Еа и Ra. Построение трех точек этой
кривой приведено на рис. 12.5. На рис. 12.5, а для сравнения
приведены статическая анодно-сеточная характеристика 2 и
динамическая характеристика 3 при Ra = 30 ком.
Чем больше сопротивление резистора нагрузки, тем большее
напряжение выделяется на нем, тем больше меняется потенциал
анода. Поэтому, чем больше сопротивление Ra, тем меньше
увеличивается анодный ток при возрастании сеточного напряжения,
т. е. тем меньшую крутизну имеет динамическая характеристика.
Крутизна динамической характеристики связана с крутизной
статической характеристики S соотношением
128

Для работы радиотехнических схем существенное значение
имеет входное сопротивление лампы, т. е.
сопротивление промежутка сетка—катод. Если сеточный ток
отсутствует, то активное сопротивление этого промежутка очень велико
(проводимость между выводами сетки и катода по цоколю лампы
ничтожно мала). За счет сеточного тока проводимость промежутка
сетка—катод резко возрастает и входное сопротивление лампы
падает до небольшой величины (порядка
нескольких килоом). Через такое сопротивление
будет проходить значительный ток источника
усиливаемого напряжения. Этот ток создает
большое падение напряжения на внутреннем
сопротивлении источника, за счет которого
напряжение на выходе источника, т. е.
напряжение на входе лампы, уменьшится. Как
будет показано в дальнейшем, это может
значительно ухудшить работу схемы.
Между металлическими электродами лампы существуют
электрические емкости. Их величина обычно не превышает
единиц пикофарад и зависит от расстояния между электродами,
их формы, размеров, а также от конструкции лампы. В триоде
имеются три междуэлектродные емкости (рис. 12.6): емкость между
сеткой и катодом Сск (входная емкость), емкость между сеткой
и анодом Сас (проходная емкость) и емкость между анодом и
катодом Сак (выходная емкость). Чем выше частота напряжения, дейст-
Рис. 12.6.
Междуэлектродные емкости в
триоде
0
a) -L 5)
Рис. 12.7. Схемы с общим анодом и общей сеткой
вующего в схеме, тем меньшие сопротивления имеют эти емкости,
тем сильнее влияют они на работу схемы.
Особенно большое влияние оказывает проходная емкость
триода. Когда сеточное напряжение лампы, работающей в
динамическом режиме, меняется, анодный ток, а следовательно, и анодное
напряжение содержат переменные составляющие. Переменное
напряжение ил распределяется между промежутками анод—сетка
и сетка—катод пропорционально их сопротивлениям. Чем больше
емкость Сса, тем меньшая часть напряжения £/а, при прочих рав-
5 Браммер
129

ных условиях выделяется на этой емкости и большая — между
сеткой и катодом. Иногда это может привести к возникновению
в цепи сетки незатухающих колебаний, в результате чего
усилительный режим схемы будет нарушен и схема начнет работать как
генератор. В схеме рис. 12.4 катод по переменному току соединен
с нижними входными и выходными зажимами, поэтому она
называется схемой с общим катодом.
Лампу можно включать в схему и так, что по переменному току
общим электродом для входа и выхода будет анод или сетка
(рис. 12.7, а и б).
§ 12.4. ТИПЫ ТРИОДОВ
В зависимости от назначения различают при-
емно-усилительные и генераторные триоды. Приемно-усилитель-
ные триоды предназначаются для усиления низких напряжений
и колебаний малой мощности.
Для получения наибольшего усиления напряжения
коэффициент усиления этих ламп должен быть по возможности выше. Однако
у триодов с большим коэффициентом усиления анодно-сеточные
характеристики сдвинуты вправо. Если во избежание появления
сеточных токов работать при отрицательных сеточных
напряжениях, то у таких триодов будет использоваться нижний
криволинейный участок характеристики, что приведет к искажению формы
колебаний в процессе их усиления. Вследствие этого коэффициент
усиления триодов не превышает обычно ста.
Если усиливаемые колебания имеют достаточно большую
амплитуду, то для работы с малыми сеточными токами или без них нужно
применять триоды с левым расположением анодно-сеточных
характеристик, т. е. с небольшим коэффициентом усиления.
Для получения значительной амплитуды колебаний анодного
тока и, следовательно, полезной мощности в нагрузке лампы
крутизну анодно-сеточной характеристики стремятся по возможности
увеличить.
Таким образом, более мощные (выходные) триоды, работающие
при больших переменных напряжениях ис, отличаются от триодов
малой мощности меньшими значениями \х и часто большей
величиной S, т. е. меньшим внутренним сопротивлением R;.
Для усиления малых напряжений и мощностей используются
одинарные триоды (например, 6С4С, 6С5С, 6C2G, 6С2П, 6С1Ж),
двойные триоды — лампы, в баллоне которых помещаются два
триода, работающие независимо друг от друга (например, 6H5G,
6H8G, 6H9G, 6Н2П, 6Н15П), двойные диод-триоды — лампы, в
баллоне которых помещаются два диода и один триод (например,
6Г2, 6Г7) — рис. 12.8.
В обозначении одинарных триодов вторым элементом является
буква С, в обозначении двойных триодов — буква Н, а в
обозначении двойных диод-триодов — буква Г.
130

Ь)
Специально для передатчиков выпускаются мощные триоды.
Их размеры и конструкция определяются значительными
анодными и сеточными токами, большими анодными напряжениями
и большой мощностью, рассеиваемой анодом.
Во избежание перегрева аноды имеют большую
поверхность (это увеличивает теплоотдачу в
окружающее пространство) и, кроме того,
часто снабжаются системой воздушного или
водяного охлаждения. Большая поверхность
анода обусловливает значительные размеры
генераторных ламп, особенно работающих в
диапазонах длинных и средних волн.
Катоды генераторных ламп, рассчитанных
на анодное напряжение свыше 1500 в,
изготовляются из вольфрама. При более низких
значениях анодного напряжения применяются
оксидные и карбидированные катоды. Ток
эмиссии у таких ламп достигает десятков ампер.
Первым элементом в обозначении
генераторных ламп является буква Г. Второй
элемент характеризует диапазон частот, в
котором используется лампа, или род ее работы,
например, ГК — лампа, применяемая на длинных и коротких
волнах; ГУ — лампа для УКВ диапазона; ГМ — модуляторная лампа;
ГИ — генераторная лампа для импульсной работы; ГМИ —
модуляторная лампа для импульсной работы. Цифры, стоящие после
букв, определяют модель лампы.
Достоинствами триодов являются простота конструкции и большой
прямолинейный участок анодно-сеточной характеристики.
К недостаткам триодов относятся небольшой коэффициент
усиления и большое значение проходной емкости. Последнее
ограничивает применение триодов на высоких частотах.
Рис. 12.8. Двойной
диод-триод:
а — конструкция; 6 —
условное обозначение
ГЛАВА ТРИНАДЦАТАЯ
МНОГОСЕТОЧНЫЕ,
КОМБИНИРОВАННЫЕ ЛАМПЫ
И ЛАМПЫ СВЧ
§ 13.1. ТЕТРОДЫ
Для получения большого коэффициента
усиления были разработаны четырех- и пятиэлектродные лампы —
тетроды и пентоды.
В отличие от триода тетрод имеет вторую сетку (рис. 13.1, о),
расположенную ближе к аноду и называемую экранирующей.
131

Управляющая сетка в тетродах имеет большой шаг спирали,
благодаря чему лампа запирается только при больших
отрицательных сеточных напряжениях, т. е. ее анодно-сеточные
характеристики сдвинуты влево.
Шаг спирали экранирующей сетки делают малым, поэтому она
сильно экранирует катод от поля анода. Чтобы, несмотря на это,
получить достаточный анодный ток, экранирующей сетке
сообщают постоянный положительный потенциал относительно катода.
Его значение (экранирующее напряжение) £/с2 выбирается меньше
или равным величине напряжения (Уа. При этом часть электронов
Вывод анода
Экранирую - _
щая сетка
Анод
вывод экранирую- шала
щей сетки оыооа управ ля-
а) ющей сетки ал
Рис. 13.1. Тетрод:
а — конструкция; б — условное обозначение; е — схема усилителя
на тетроде
пролетает между витками экранирующей сетки, долетает до анода
и образует анодный ток. Остальные электроны попадают на нее
и образуют ток экранирующей сетки ia.
В результате двойного экранирования действие анодного поля
возле катода резко ослабляется. Поэтому изменение потенциала
управляющей сетки значительно больше влияет на анодный ток,
чем изменение потенциала анода, и коэффициент усиления тетрода
оказывается больше, чем у триода.
Для переменного тока экранирующая сетка почти накоротко
соединяется с катодом через конденсатор Сс2 большой емкости
(рис. 13.1, в). Поэтому переменная составляющая анодного
напряжения (обусловленная наличием переменного напряжения на
управляющей сетке), распределяясь между участками анод —
экранирующая сетка и экранирующая сетка — катод, почти целиком выде-
132

Рис. 13.2. Криные токов анода
и экранирующей сетки тетрода
при динатронном эффекте
ляется на первом участке. Благодаря этому емкостный ток в лампе
между экранирующей сеткой и катодом весьма мал, т. е. емкость
между анодом и управляющей сеткой очень незначительна.
Если при неизменном экранирующем напряжении (100—250 в)
увеличивать анодное напряжение ыа, то вначале анодный ток резко
возрастает (рис. 13.2).
Так как при этом общий ток эмиссии, мало зависящий от
анодного напряжения, сохраняется почти неизменным, то ток
экранирующей сетки уменьшается. При анодном напряжении больше 10—20 в
скорость электронов становится достаточной для выбивания из
анода вторичных электронов. Если
потенциал экранирующей сетки
больше потенциала анода, то вторичные
электроны под действием
электрического поля устремляются на
экранирующую сетку. За счет этого анодный
ток уменьшается, а ток экранирующей
сетки возрастает. Такое уменьшение
анодного тока получило название
динатронного эффекта.
При дальнейшем увеличении
анодного напряжения поле, обусловленное
разностью «а — ид! уменьшается.
Поэтому электроны, вылетающие из анода с небольшими скоростями,
возвращаются к нему обратно, будучи не в состоянии преодолеть
тормозящее действие отрицательного объемного заряда первичных
электронов, летящих на анод, — анодный ток возрастает, а ток
экранирующей сетки уменьшается. При «а^>мэ между анодом и
экранирующей сеткой создается поле, тормозящее движение
вторичных электронов к экранирующей сетке. Уже при иа — иъ = (5-г- 10) в
оно оказывается достаточным, чтобы погасить скорость вторичных
электронов и вернуть их на анод.
В реальной схеме потенциал анода меняется и может оказаться
ниже потенциала экранирующей сетки, за счет чего появляется
динатронный эффект, нарушающий нормальную работу схемы.
Искривление характеристики лампы в результате динатронного
эффекта является настолько значительным недостатком тетродов,
что они получили ограниченное применение в виде генераторных
тетродов большой мощности.
§ 13.2. ЛУЧЕВЫЕ ТЕТРОДЫ
И ПЕНТОДЫ
Для устранения динатронного эффекта
между анодом и экранирующей сеткой должна быть область с низким
потенциалом, тормозящим движение вторичных электронов и воз-
вращающим их на анод. Такая область может быть создана путем
133

увеличения плотности потока электронов, летящих к аноду.
Для этой цели в лучевом тетроде установлены две лучеобразую-
щие пластины ЛП (рис. 13.3, а), соединенные с катодом.
Электроны, отталкиваясь от этих пластин, сжимаются в горизонтальной
плоскости в два пучка (на рис. 13.3, а показан один из них).
Управляющая и экранирующая сетки имеют одинаковый шаг
намотки, витки их расположены точно друг за другом. Благодаря
этому каждый пучок разбивается на ряд узких электронных лучей
большой плотности. В результате на некотором расстоянии от
анода потенциалы точек поля заметно снижаются. Вторичные
электроны, выбитые из анода,
Анод „„ тормозятся этим
полем и возвращаются
на анод. Необходимая
для этого плотность
электронов в лучах
может быть получена
лишь при
относительно большом анодном
ЛП
Катод
Рис. 13.3. Лучевой тетрод;
конструкция; б — условное обозначение
Рис. 13.4.
Условное
обозначение пентода
токе лампы. Поэтому лучевые тетроды рассчитаны на работу при
анодных токах не менее 20—50 ма.
Рассмотрим пятиэлектродную лампу — пентод.
В пентодах динатронный эффект устраняется с помощью
третьей — защитной (антидинатронной) сетки з, расположенной между
экранирующей сеткой э и анодом а (рис. 13.4).
Эта сетка в самой лампе или снаружи соединяется с
катодом.
Потенциал поля вблизи защитной сетки ниже потенциала
анода. Поэтому вторичные электроны, выбитые из анода, попадают
в тормозящее поле и возвращаются обратно на анод. Поле,
возникающее между защитной и экранирующей сетками, тормозит также
электроны, летящие с катода на анод. Для ослабления его спираль
защитной сетки имеет большой шаг. Поэтому действие поля
оказывается достаточным лишь для возврата вторичных электронов на
анод. Первичные электроны, летящие на анод с большой скоростью,
преодолевают ее тормозящее поле и долетают до анода.
134

Наименьшую проницаемость (наименьший шаг спирали) в
пентодах имеет экранирующая сетка, которая должна возможно
сильнее экранировать катод и управляющую сетку от анода, чтобы лампа
имела большой коэффициент усиления и малую проходную емкость.
Это особенно относится к пентодам, предназначенным для работы
в области высоких частот, на которых сопротивление емкости Сас
мало. Экранирующая сетка пентодов, рассчитанных на усиление
более мощных колебаний низких частот, для получения большого
анодного тока имеет большую проницаемость. При малом шаге
спирали анодный ток может сильно уменьшиться за счет
попадания большого числа электронов на экранирующую сетку.
Проницаемость управляющей сетки имеет промежуточное
значение между ироницаемостями защитной и экранирующей сеток.
С ее увеличением анодно-сеточная характеристика лампы
смещается влево. Благодаря малой общей проницаемости всех трех сеток
коэффициент усиления пентода больше, чем у тетрода.
§ 13.3. ХАРАКТЕРИСТИКИ
И ПАРАМЕТРЫ ТЕТРОДОВ
И ПЕНТОДОВ
Форма характеристик и значения
параметров тетродов и пентодов сильно зависят от распределения токов
между экранирующей сеткой и анодом.
Электроны, пролетающие к аноду вблизи положительно
заряженного провода экранирующей сетки, отклоняются от первона-
Анод
f Экранирцю-
/—ч щ а я сетка
Ю о
УпраВляю-
Н — щая сетка
Рис.
Катод
13.5. Токораспределе-
ние в тетроде
чального направления (рис. 13.5).
При низких анодных напряжениях
между экранирующей сеткой и анодом
возникает тормозящее поле,
вынуждающее часть электронов возвратиться на
экранирующую сетку. Этот режим носит
название возвратного т о к о -
распределения. При большой
плотности электронного потока
заторможенные электроны образуют перед
анодом как бы второй катод. В этом режиме
анодный ток сильно зависит от анодного
поле анода непосредственно воздействует
катода».
С возрастанием напряжения иа электроны, пролетевшие
экранирующую сетку, достигают анода. Наступает режим
пролетного токораспределения (режим прямого
перехвата), при котором распределение токов определяется прямым
пролетом электронов к электродам. В этом режиме изменение
анодного тока мало зависит от изменения напряжения иЛ, так как
«второй катод» отсутствует, а на движение электронов от катода анод
напряжения «а, так как
на электроны «второго
135

влияет слабо из-за экранирующего действия сетки. Описанными
явлениями объясняется форма анодных характеристик лучевого
тетрода и пентода (рис. 13.6, а), представляющих зависимость
W = /(«а) При Ыс = Const И Ыс2 = const.
Начальный крутой участок характеристики соответствует
режиму возвратного токораспределения, а пологий участок
—режиму прямого перехвата. У лучевых тетродов пологая часть
характеристик поднимается круче, чем у пентодов, так как спираль их
экранирующей сетки имеет больший шаг (ее шаг соответствует
50 100 /50 200 Z50 300
а)
-11-10-8-6-4-1 О
5) U}
Рис. 13.6. Характеристики лучевых тетродов и пентодов
шагу управляющей сетки) и меньше экранирует катод от анода.
При низких потенциалах управляющей сетки, когда плотность
электронного потока мала, в лучевых тетродах возникает динат-
ронный эффект, которым объясняются провалы в анодных
характеристиках. Этого не наблюдается в пентодах, анодные
характеристики которых в остальном аналогичны изображенным на
рис. 13.6, а.
Анодно-сеточная характеристика лучевого тетрода или
пентода (рис. 13.6, б) представляет собой зависимость га = f(uc) при
на = const и «с2 = const. Такие характеристики, снятые при
одинаковых экранирующих, но разных анодных напряжениях,
практически совпадают. Это объясняется слабым влиянием анода, который
экранирован несколькими сетками. Так как вторая сетка экрани-
136

рована от катода лишь управляющей сеткой, то изменение
напряжения нс2 влияет на положение характеристик значительно
сильнее, чем изменение напряжения иа (рис. 13.6, б).
При увеличении экранирующего напряжения ис2 от 50 до 100 а
(рис. 13.6, б) анодный ток лампы при неизменном сеточном
напряжении возрастает, а лампа запирается при более отрицательных
значениях U3. В силу этого анодно-сеточные характеристики
строятся обычно для одного и того же напряжения «а и разных
напряжений ис2.
Для того чтобы регулировать коэффициент усиления схемы,
применяют пентоды с переменной крутизной (рис. 13.6, в),
характеристика которых сильно вытянута влево и в разных точках имеет
различную крутизну. Такая характеристика получается, если
спираль управляющей сетки намотать с переменным шагом. В этом
случае при небольших отрицательных потенциалах управляющей
сетки электроны пролетают между ее витками со всей поверхности
катода и небольшое изменение сеточного напряжения мс сильно
влияет на величину анодного тока ta, т. е. крутизна лампы
значительна. При увеличении отрицательного сеточного напряжения
сетка перестает пропускать электроны в тех местах, где ее шаг
меньше, и электроны пролетают только с той части
поверхности катода, которая находится против витков с большим шагом.
Уменьшение эффективной поверхности катода приводит к
уменьшению крутизны лампы. Если учесть, что на участке, где
шаг спирали сетки велик, лампа запирается при
значительном отрицательном сеточном напряжении, то станет понятна
большая протяженность участка характеристики с малой
крутизной.
Внутреннее сопротивление лампы R, обратно пропорционально
крутизне анодной характеристики. Поэтому, если анодное
напряжение при работе тетрода или пентода изменяется в пределах,
соответствующих пологому участку их анодной характеристики,
то величина Rt достаточно велика и может превышать 1 Мом. На
крутом участке анодной характеристики внутреннее
сопротивление составляет лишь несколько килоом. В справочниках
указывается значение Rit соответствующее пологому участку
характеристики.
Крутизна анодно-сеточной характеристики сильно зависит от
токораспределения между экранирующей сеткой и анодом. В
лучевых тетродах, где спираль экранирующей сетки имеет большой
шаг и ее витки расположены за витками управляющей сетки,
крутизна обычно больше, чем у пентода.
Коэффициент усиления \х зависит от режима работы лампы и у
пентодов может быть больше тысячи.
Так же как и у триодов, параметры тетродов и пентодов связаны
соотношением
SRt = ц.
137

§ 13.4. ТИПЫ ТЕТРОДОВ И ПЕНТОДОВ
В зависимости от назначения различают при-
емно-усилительные и генераторные тетроды и пентоды.
Для усиления колебаний очень малой мощности используются
приемно-усилительные пентоды. Так как эти пентоды имеют очень
небольшую проходную емкость, обычно не превышающую 0,03 пф,
то их можно применять как на низких, так и на высоких частотах.
Поэтому такие пентоды часто называют высокочастотными. В их
обозначениях вторым элементом является буква Ж (например, 6Ж7,
6Ж8, 6Ж4, 6ЖЗП, 6Ж1Ж). Если в процессе работы необходимо
регулировать коэффициент усиления схемы, то
применяют пентоды с удлиненной характеристикой (с
переменной крутизной). В их обозначении вторым
элементом является буква К (например, 6КЗ,
6К7, 6К4П).
., Иногда пентод объединяют в одном баллоне с
а' триодом (вторым элементом обозначения является
Рис. 13.7. Услов- буква Ф, например, 6Ф1П) или с одним или двумя
мое изображение диодами (вторым элементом обозначения одинар-
комбинирован- v S л А
ных ламп- ного или двойного диод-пентода является буква Б,
а - двойного диод- Например, 6Б8С, 1Б1П). Обозначение ТаКИХ КОМби-
пснтода; б-триод- нированных ламп показано на рис. 13.7.
пентода для уСИления более мощных колебаний низкой
частоты применяют лучевые тетроды и так
называемые выходные пентоды. Большая проницаемость сеток выходных
пентодов, обусловливающая значительный анодный ток, приводит
к снижению внутреннего сопротивления лампы и к увеличению
проходной емкости Сас. Внутреннее сопротивление выходных
пентодов и лучевых тетродов не превышает 100 ком, а проходная емкость
может достигать величины 1 пф. Вторым элементом в обозначении
лучевых тетродов и выходных пентодов является буква П,
например 6П9 (пентод), 6ПЗС, 6П1П и 2П1П (лучевые тетроды).
Для усиления колебаний большой мощности выпускаются:
генераторные тетроды ГКЭ-100, ГКЭ-500 и др., используемые на
низких, а также на высоких и сверхвысоких частотах (буква Э
указывает, что лампа является тетродом и, следовательно, имеет
экранирующую сетку); лучевые тетроды ГУ-29, ГУ-32 и т.д.; пентоды
ГУ-15, ГУ-80 и др., применяемые вплоть до сверхвысоких частот.
§ 13.5. электронный индикатор
настройки
В баллоне электронного индикатора настройки
6Е5С (рис. 13.8), кроме триода, расположен конический экран 6,
который находится под положительным потенциалом относительно
катода 5 и покрыт люминесцирующим составом /.
138

15 0 6
Между экраном и катодом имеется ножевидная пластина
(управляющий электрод 2), соединенная с анодом лампы 4. При подаче
на сетку 3 большого отрицательного напряжения ис (рис. 13.8, б)
через лампу проходит
небольшой ток,
потенциалы анода и экрана
приблизительно равны и
электроны, эмиттирован-
ные катодом, падают на
всю поверхность экрана,
вызывая его свечение.
При подаче небольшого
отрицательного
сеточного напряжения (что,
например, в приемниках
соответствует отходу от
настройки на станцию)
ток в анодной цепи
возрастает, падение
напряжения на резисторе R3
увеличивается и потенциал анода и ножевидной пластины
становится ниже потенциала экрана. В этом случае часть силовых
линий поля, идущих с экрана к катоду, заканчивается на ноже,
благодаря чему до экрана доходит меньшее число электронов и на
нем появляется затемненный сектор.
Рис. 13.8. Электронный индикатор настройки:
а — конструкция; б — схема включения
§ 13.6. ЧАСТОТОПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ
ЛАМПЫ
Для преобразования (изменения) частоты
усиливаемых колебаний применяют частотопреобразовательные лампы.
К сеткам их подводят, кроме усиливаемого напряжения,
напряжение от специального генератора — гетеродина. Чтобы
усиливаемое напряжение не влияло на работу гетеродина, эти
напряжения лучше подводить к различным сеткам.
Частотопреобразовательные лампы делятся на смесительные
и преобразовательные. Смесительные лампы служат только для
преобразования частоты, а преобразовательные лампы позволяют
одновременно использовать их и в качестве лампы гетеродина. К
смесительным лампам относится гептод-смеситель*, а к
преобразовательным — гептод-преобразователь, иначе называемый пентагрид-пре-
образователем.**
Пентагрид-преобразователь 6А8 (рис. 13.9, а) не имеет защитной
сетки. В этой лампе катод, первая и вторая сетки образуют триод,
* Гептод означает семиэлектродный.
'"'" Пентагрид означает пятисеточный.

роль анода в котором играет вторая сетка, выполненная в виде двух
стерженьков. Этот триод используется в гетеродине. Между катодом
и четвертой (сигнальной) сеткой прикладываются усиливаемое
напряжение и постоянное отрицательное напряжение смещения.
Электроны, пролетевшие между стерженьками второй сетки и
летящие на анод лампы, затормаживаются этой сеткой и
образуют перед ней «второй катод».
«Второй катод», четвертая сетка,
пятая сетка и анод лампы
образуют тетрод. Третья сетка
экранирует одну часть лампы от
другой и уменьшает емкостную связь
между цепями гетеродина и
усиливаемого напряжения. Пятая
сетка уменьшает связь между анодом
и четвертой сеткой.
На рис. 13.10 показана
зависимость анодного тока £а от напря-
при разных напряжениях первой
а) 6) 6) г)
Рис. 13.9. Условное обозначение
частотопреобразовательных ламп:
а — гептод 6А8; 6 — гептод 6А7; в —
гептод 6Л7; г — триод-гептод 6И1П
жения четвертой сетки i
сетки ыс1.
Так как четвертая сетка регулирует распределение электронов
между третьей сеткой и анодной цепью лампы, то большему
значению отрицательного напряжения ис4 соответствует большее число
электронов, пролетевших между витками третьей сетки и
возвратившихся обратно на нее, т. е. меньший анодный ток. Однако
четвертая сетка почти не влияет на ток
катода, так как катод экранирован от
нее третьей сеткой. Этот ток сильно
зависит от напряжения первой сетки
ис1. Если отрицательное напряжение
ис1 уменьшается, то ток катода, а
вместе с ним и анодный ток возрастают.
Таким образом, крутизна Si
характеристики ta = /(мс1) зависит от
напряжения на первой сетке.
Лучшие свойства (отсутствие ди-
иатронного эффекта, большее
внутреннее сопротивление) имеют пентагриды
с защитной сеткой (6А7, 6А10, 6И1П),
схематическое изображение которых приведено на рис. 13.9, б.
Б этих лампах первая сетка используется в гетеродине, вторая и
четвертая сетки являются экранирующими (вторая сетка, кроме
*ого, является анодом гетеродина), к третьей сетке подводится
усиливаемое напряжение, а пятая сетка является защитной от ди-
натронного эффекта.
Смесительные лампы используются реже преобразовательных,
так как для гетеродина требуется отдельная лампа.
-20 -15 -10 -5
Рис. 13.10. Характеристики ча-
стотопреобразовательной лампы
140

Разделение смесительной и гетеродинной ламп осуществлено
в комбинированной лампе 6И1П, являющейся триод-гептодом (рис.
13.9, г). Триод используется в гетеродине, а гептод служит
смесителем, в цепь первой сетки которого подается усиливаемое
напряжение, а в цепь третьей сетки — напряжение от гетеродина.
§ 13.7. ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМП
Анодный ток лампы колеблется около своего
среднего значения, даже если в цепях ее электродов действуют
только постоянные напряжения. Чем меньше промежуток времени,
выбранный для наблюдения, тем больше заметна такая флуктуация,
т. е. отклонение тока от среднего значения. В основном
флуктуация тока вызывается «дробовым» эффектом, заключающимся в
неравномерности вылета электронов из катода, и эффектом мерцания,
т. е. неравномерностью эмиссии с различных участков катода.
Эффект мерцания особенно проявляется при недокале катода.
В усилителях эти колебания тока, имеющие всевозможные частоты,
усиливаются и создают в телефоне или громкоговорителе шумы.
Наиболее сильно «шумят» многосеточные лампы, в которых,
помимо перечисленных причин, сказывается непрерывное
перераспределение электронов между электродами. Особенно большой шум
создают преобразовательные лампы. Если на эти лампы
воздействует слабый полезный сигнал, то он может заглушаться
возникающими шумами.
Тепловое движение электронов в резисторе носит хаотический
характер. Поэтому то на одном, то на другом его конце возникает
избыток электронов, т. е. на резисторе появляется переменное
напряжение — напряжение шума. Под его влиянием возникают
уравнительные токи, возвращающие резистор в нейтральное
состояние. Чем выше температура и больше величина сопротивления,
тем больше напряжение шумов на резисторе, так как с повышением
температуры возрастают скорости электронов и увеличивается
мгновенное отклонение от нейтрального состояния, а с увеличением
сопротивления уменьшаются уравнительные токи, возвращающие
резистор в нейтральное состояние.
Обычно усилительная лампа характеризуется шумовым
резистором Rm, под которым понимают величину такого активного
сопротивления, на котором при температуре 15° возникает
напряжение шумов, равное напряжению шумов лампы, пересчитанному
в цепь сетки. Чем большей величиной Rm характеризуется лампа,
тем больше она «шумит».
§ 13.8. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ ЛАМП
НА СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
Малое время пролета электронов от катода
до анода в рассмотренных лампах (/пр «=* 10~8 — 10~10 сек)
позволяет считать их на низких и высоких частотах безынерционными,
141

т. е. принимать, что изменение тока и анодного напряжения
происходит практически одновременно с изменением сеточного
напряжения. Однако в диапазоне сверхвысоких частот время пролета
электронов становится соизмеримым с периодом колебаний Т
сеточного напряжения. Это приводит к появлению дополнительного
фазового сдвига между этим напряжением и переменным
напряжением на лампе, к возникновению сеточного тока и, как
следствие, — к искажению формы усиливаемого сигнала. Рассмотрим
это подробнее.
При приближении электрона к электроду лампы в последнем
индуктируется положительный заряд, который при удалении
электрона пропадает. Так как такое движение зарядов является
током, то электроны, приближающиеся к сетке и удаляющиеся
от нее, индуктируют в цепи сетки
токи разных направлений. Если
число и скорость приближающихся к
сетке электронов равны числу и
скорости удаляющихся от нее
электронов, то результирующий ток в цепи
сетки равен нулю. При tup <C T
напряжение нс за время пролета
электронов почти не изменяется, поэтому при
отрицательном сеточном напряжении
число электронов, подлетающих к
сетке, равно числу электронов,
удаляющихся от нее. В этом случае ток
в цепи сетки не индуктируется.
Предположим теперь, что tup соизмеримо с Т, и для
определенности примем время пролета электронов от катода до сетки рав-
Т
ным -д-. Тогда в конце положительного полупериода сеточного
напряжения число и скорость электронов, находящихся в промежутке
катод — сетка, максимальны, в то время как число и скорость
электронов, находящихся между сеткой и анодом, почти минимальны,
так как эти электроны проходили участок катод — сетка в течение
отрицательного полупериода сеточного напряжения. Поэтому в
цепи сетки проходит индуктированный электронами ток,
направленный от катода к сетке (рис. 13.11, а).
В течение отрицательного полупериода сеточного напряжения
электроны, подлетающие к сетке, затормаживаются, и их число
уменьшается. В то же время между сеткой и анодом движутся
электроны, пролетевшие сетку во время предыдущего
положительного полупериода сеточного напряжения, число которых почти
максимально. В это время в цепи сетки индуктируется ток,
проходящий от сетки к катоду (рис. 13.11, б).
Так как в рассмотренном случае сеточный ток совпадает по фазе
с сеточным напряжением, то сеточная цепь лампы потребляет мощ-
Рис. 13.11. Электронный поток
в лампе на СВЧ
142

сн
ноешь от источника сигнала uz. Индукционный ток и
потребляемая сеточной цепью лампы мощность пропорциональны
произведению SfHlp.
Если сеточного тока нет.то входное сопротивление лампы
весьма велико. При наличии этого тока входное сопротивление
уменьшается. Таким образом, на сверхвысоких частотах лампа перестает
быть безынерционным прибором и входное сопротивление ее
уменьшается.
Уменьшение входного сопротивления вызывается также
влиянием индуктивности катодного ввода LK (рис. 13.12, а). Несмотря
на малую величину, сопротивление ее в диапазоне сверхвысоких
частот становится значительным (xL = ®LK). Предположим, что
переменная составляющая анодного тока /а совпадает по фазе
с переменным напряжением
£/ск, приложенным между
сеткой и катодом. В этом случае
ток /а создает на
индуктивности напряжение UL,
опережающее по фазе этот ток на
90° (рис. 13.12, б).
Усиливаемое напряжение
Uz равняется геометрической
сумме напряжений UCK И UL. Рис. 13.12. Влияние индуктивности ка-
Ток /с, проходящий через ем- тодного ввода
кость Сск, опережает по фазе
напряжение UCK на 90°. Из векторной диаграммы следует, что
между током /с и напряжением сигнала £/с фазовый сдвиг ер
меньше 90° и, следовательно, источник усиливаемого напряжения
расходует в цепи сетки лампы мощность. Физически это
объясняется тем, что часть мощности источника через индуктивность Ьк
передается из сеточной цепи в анодную, где она расходуется на
увеличение энергии электронов, которая затем при падении электронов
на анод выделяется в виде тепла.
G увеличением частоты увеличиваются также диэлектрические
потери в изоляторах, через которые проходят выводы лампы, и
резко уменьшаются сопротивления междуэлектродных емкостей.
Описанные особенности определяют конструкции ламп,
рассчитанных на работу при сверхвысоких частотах. Для уменьшения
диэлектрических потерь в этих лампах в качестве изоляционных
материалов применяются высококачественные стекло,
радиофарфор и керамика. Расстояние между анодом и катодом для
уменьшения времени пролета электронов делается в них по возможности
меньшим. Вводы делаются короткими и сравнительно толстыми,
чтобы уменьшить их индуктивность. Для получения достаточного
усиления крутизну этих ламп стремятся получить максимально
большой, для чего управляющую сетку располагают возможно
ближе к катоду.
143

§ 13.9. ТИПЫ ЛАМП СВЕРХВЫСОКИХ
ЧАСТОТ
На дециметровых волнах могут
использоваться лампы типа «желудь». Так как электроды этих ламп имеют
небольшие размеры, а выводы от них в виде коротких проводников
сделаны в разные стороны непосредственно через стекло (см. рис.
11.5, а), то индуктивности выводов и междузлектродные емкости
у них малы (емкость между выводами составляет в обычных лампах
до 50% междуэлектродной емкости).
Для работы в дециметровом и длинноволновой части
сантиметрового диапазона используются маячковые и металлокерамические
Анод
Радиатор
анода
Вывод
сетки
Вывод нити
накала и
катода
Сетка
Керамика
КатоЗ
Керамика
Вывод нити
накала
Рис. 13.13. Лампы диапазона СВЧ:
а — металлокерамическая; б — маячконая
триоды, имеющие в конструктивном отношении много общего. В этих
лампах анод и катод выполнены в виде цилиндров, обращенных
друг к другу основаниями (рис. 13.13).
Между ними располагается сетка в виде плоской решетки.
Такая конструкция позволяет значительно уменьшить
междуэлектродные расстояния и снизить время пролета электронов. Выводы
электродов выполнены в виде металлических дисков и цилиндров
разного диаметра, спаянных со стеклянным (в маячковых лампах)
или с керамическим (в металлокерамических лампах) корпусом. На
зти выводы, обладающие ничтожной индуктивностью, надеваются
коаксиальные линии.
144

Маячковые лампы используются в схемах усилителей и
маломощных передатчиков. В схемах большей мощности применяются ме-
таллокерамические триоды. Для лучшего охлаждения на анод
лампы навинчивается ребристый радиатор, который обдувается
вентилятором.
Лампы с двумя и тремя сетками для работы на сверхвысоких
частотах не изготовляют, так как для размещения сеток
потребовалось бы значительно увеличить расстояние между анодом и
катодом, что привело бы к увеличению времени пролета электронов.
Для генерирования и усиления колебаний в диапазоне
сантиметровых и более коротких волн применяются лампы, принцип
работы которых отличен от принципа действия рассмотренных
ламп и описан в гл. 26.
ГЛАВА ЧЕТЫРНАДЦАТАЯ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
§ 14.1. ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
Основными материалами при изготовлении
полупроводниковых приборов являются германий и кремний.
Многие свойства этих элементов IV группы периодической системы
Менделеева аналогичны, поэтому дальнейшее изложение будет
вестись применительно к германию.
За/т проводимости
^ч^уоХ^УУ'-у-:^ .Ширина за-
Запрешенная зона Vпрейденной
зоны
Рис. 14.1. Кристаллическая структура (а) и
энергетические зоны (б) чистого германия
Германий имеет кристаллическую структуру. Форма кристалла—
правильная треугольная пирамида, в четырех вершинах и центре
которой расположены атомы, причем атом, находящийся в вершине,
является центром соседнего кристалла. Таким образом, каждый атом
германия граничит с четырьмя другими.
На рис. 14.1, а пространственная модель кристаллического
германия заменена плоскостной. Связь между атомами
осуществляется валентными электронами, которых у германия четыре; в связи
145

двух атомов участвуют два электрона — по одному от каждого
атома. Такая двухэлектронная (к о в а л е н т н а я) связь является
весьма устойчивой.
Валентный электрон обладает определенной энергией W или, как
говорят, занимает определенный энергетический уровень.
Совокупность таких уровней составляет валентную энергетическую зону.
Наряду с валентной зоной для твердого тела различают
запрещенную зону и зону проводимости (рис. 14.1, б).
В запрещенной зоне нет разрешенных энергетических уровней,
т. е. электрон никогда не может иметь энергии, значение которой
соответствует этой зоне.
При температуре абсолютного нуля, когда никакой энергии не
сообщается, все валентные уровни заняты электронами.
Если валентный электрон получит энергию, большую ширины
запрещенной зоны, то он оторвется от атома и перейдет в зону
проводимости, т. е. станет свободным
электроном. Под действием электрического поля
такой электрон будет двигаться в этой зоне
в определенном направлении, создавая ток.
Если сообщаемая электронам энергия
меньше ширины запрещенной зоны, то
в зону проводимости они не попадут, а
движение в валентной зоне невозможно, так
как все энергетические уровни ее заняты:
электропроводность германия в этом слу-
Рис. 14.2. Схема образо- чае равна нулю_
вания дырки r-f J
v Заметим, что у металлов запрещенная
зона отсутствует, а валентная зона и зона
проводимости перекрываются; у диэлектриков ширина
запрещенной зоны весьма велика.
Ширина запрещенной зоны у германия равна 0,72 эв. Между
тем при обычной температуре энергия тепловых колебаний
электронов составляет около 0,03 эв. Только за счет случайных отклонений
энергии от этого значения электрон может порвать связь с атомом
и перейти в зону проводимости. Вероятность такого перехода очень
мала (в среднем на 10го атомов чистого германия приходится один
свободный электрон). Поэтому проводимость чистого германия
невелика: сопротивление кубика с ребром в 1 см равно 100 ом
(сопротивление медного кубика того же размера в десятки миллионов
раз меньше).
При отрыве электрона один энергетический уровень в
валентной зоне становится свободным и связь между соседними атомами
германия нарушается (рис. 14.2).
В этом случае говорят, что на месте ушедшего электрона в
валентной зоне атома появилась дырка. Таким образом, дырка
указывает на свободный энергетический уровень в валентной зоне,
на нарушенную, незаполненную (дефектную) связь.
146

Свободный энергетический уровень может быть занят валентным
электроном соседнего атома, и дефектная связь ликвидируется. Но
теперь она возникает в соседнем атоме, т. е. там появляется дырка.
В свою очередь эта дырка может заполниться электроном третьего
атома, но тогда в его валентной оболочке окажется дырка.
Так, из валентной оболочки одного атома в валентную оболочку
другого атома, ликвидируя дефектную связь, хаотически движется
электрон. Вместо этого удобнее считать, что в валентной зоне в
обратном направлении движется дырка, которая имеет
положительный заряд, равный по величине заряду электрона.
Если к пластине германия подключить источник питания, то в
его цепи появится ток. В отличие от металлов, где электрический
ток создается движением свободных электронов в зоне проводимости,
здесь он будет образован движением электронов в зоне
проводимости и движением равного числа дырок в валентной зоне. Так как
число и тех и других ничтожно мало, то ток окажется весьма
незначительным.
Такого рода проводимость, называемая электронно-дырочной,
является собственной проводимостью
германия.
Заметим, что у кремния запрещенная зона шире и поэтому
собственная проводимость меньше.
С повышением температуры собственная проводимость сильно
возрастает, так как за счет дополнительной энергии, сообщаемой
электронам, резко увеличивается число носителей зарядов —
электронов и дырок.
Такое постоянство свойств, как мы увидим ниже, является
существенным недостатком полупроводников.
Надо иметь в виду, что наряду с переходом валентных
электронов в зону проводимости происходит обратный переход их на
незанятые уровни валентной зоны — вместе с потерей свободного
электрона исчезает и дырка.
Так, процесс возникновения пары электрон — дырка
сопровождается и уравновешивается их рекомбинацией (исчезновением).
Поэтому при данной температуре в германии имеется определенное
число таких пар.
При изготовлении полупроводниковых приборов в германий
добавляют специальные примеси. Хотя по отношению к чистому
германию объем их измеряется миллионными долями процента, число
примесных атомов в тысячи раз превышает число свободных
электронов и дырок в чистом германии. Поэтому проводимость
полупроводникового материала определяется примесью.
В качестве примесей используются элементы, валентные
энергетические уровни которых находятся в запрещенной зоне германия.
Так называемая донорная примесь («донор» — дающий,
в данном случае — дающий электроны) представляет собой
элемент V группы — сурьму или мышьяк.
147

Валентные энергетические уровни этой примеси располагаются
в запрещенной зоне германия, вблизи от зоны проводимости
(рис. 14.3, а); они заполнены валентными электронами.
Внедряясь в кристаллическую решетку, атом примеси замещает
в ней атом германия и вступает в связь с соседними атомами
германия с помощью четырех валентных электронов. Пятый
валентный электрон не удерживается такой прочной ковалентной связью
и легко переходит в зону проводимости германия, так как для этого
требуется весьма небольшая энергия А\^д.
Таким образом, донорная примесь отдает в зону проводимости
германия много электронов, которые становятся там свободными,
т. е. сообщает германию электронную (негативную — п)
про водимость.
W

Энергетический
уровень
валентной зоны
донорноп
примеси
Запрещенная зона |
W
Ширина
запрещенной
зоны
Рис. 14.3. Энергетические зоны германия и уровни примесей:
а — донорной; б — акцепторной
При отрыве пятого электрона положительный заряд ядра донор-
ного атома оказывается электрически некомпенсированным, т. е.
в месте внедрения атома примеси возникает неподвижный
положительный заряд.
Для придания германию дырочной проводимости
в него вводится акцепторная примесь («акцептор» —
захватывающий, в данном случае — захватывающий электроны).
В качестве акцепторной примеси используются элементы III
группы, например, индий и галлий. Валентные энергетические уровни
этой примеси тоже располагаются в запрещенной зоне германия,
но вблизи его валентной зоны (рис. 14.3, б); кроме того, они
свободны от электронов.
Для дальнейшего объяснения собственной проводимостью
германия можно пренебречь, имея в виду, что число освобождающихся
за счет нее валентных уровней по всему германию несравнимо меньше
числа внедренных атомов примеси. Тогда можно считать, что все
энергетические уровни в валентной зоне германия заполнены
электронами.
Внедряясь в узел решетки, атом примеси при помощи трех ва-
148

лентных электронов вступает в прочную ковалентную связь с тремя
соседними атомами германия, а у валентного электрона четвертого
соседнего атома германия не оказывается пары для участия в кова-
лентной связи. Чтобы какой-нибудь электрон валентной зоны был
вырван из ковалентной связи и участвовал в связи с этим атомом,
он должен воспринимать энергию, т. е. должны быть свободные
энергетические уровни. Ими и являются уровни акцепторной
примеси. Так как величина AWa мала (рис. 14.3, б), то на них легко
переходят электроны из валентной зоны
германия, оставляя в ней дырки.
Так, акцепторная примесь отбирает на
свои уровни электроны валентной зоны
германия и придает ему за счет этого
дырочную (позитивную — р) проводимость.
Когда все связи четырех атомов
германия, находящихся вокруг атома примеси,
будут заполнены, заряд электронов
окажется на единицу больше заряда
примесного ядра, т. е. в районе атома примеси
появится неподвижный отрицательный заряд.
Проводимость, которую сообщают
германию примеси, называют примесной
проводимостью. В «-германии она обусловлена
главным образом донорными электронами,
которые являются здесь основными
носителями заряда; дырки,
имеющиеся в ничтожном количестве, являются
неосновными носителями
заряда. Наоборот, в р-германии
основными носителями заряда являются дырки
(по существу примесные), а неосновными —
электроны.
Создадим мысленно контакт между
двумя областями германия с разными
механизмами проводимости (рис. 14.4, а). В этом
случае через границу раздела (р-га-переход) начинается диффузия
электронов из л-германия в р-германий, где они будут рекомбиниро-
вать с дырками.
Аналогично, но в другом направлении будут перемещаться
дырки, рекомбинируя в n-германии с электронами. В результате
через весьма небольшое время пограничный слой обеднится
подвижными основными носителями и по обе стороны раздела окажутся не-
скомпенсированными неподвижные заряды: положительные в п-гер-
мании и отрицательные в р-германии. Возникающее между ними
электрическое поле перехода Еп, направленное от положительного
заряда к отрицательному, будет препятствовать дальнейшей
диффузии.
Рис.
14.4. Образование
р-п-перехода
149

Таким образом, на границе р- и «-областей появляется
потенциальный барьер (для германия он равен 0,35 в), а по
обе стороны границы — запорный слой, обедненный подвижными
носителями зарядов.
Ясно, что р-л-переход обладает односторонней проводимостью,
т. е. выпрямительными свойствами: поле перехода, являясь
тормозящим для дырок из р-области и электронов из n-области, будет
ускоряющим для электронов из р- и дырок из л-областей. Это поле
будет, кстати, ускорять неосновные носители заряда, образующиеся
в каждой из областей. Переходя в чужую область, они несколько
снижают потенциальный барьер перехода.
В результате наиболее быстрые основные носители заряда,
обладающие повышенной энергией, начинают проскакивать через
переход, восстанавливая снизившуюся разность потенциалов.
Таким образом, в области р-л-перехода имеет место динамическое
равновесие.
Если к р-л-переходу приложить напряжение источника с
полярностью, указанной на рис. 14.4, б, то поле перехода будет
усилено полем источника Еп и диффузия основных носителей заряда
будет еще больше затруднена. Что касается неосновных носителей
заряда, то они, двигаясь по направлению поля, создают
небольшой ток во внешней цепи. Этот ток, протекающий под действием
напряжения, смещающего переход в обратном (запорном)
направлении, называется обратным током перехода. Обратный
ток весьма мал, но быстро увеличивается с повышением температуры,
так как при этом возрастает число неосновных носителей заряда,
участвующих в его образовании. От напряжения источника
питания обратный ток практически не зависит, так как все неосновные
носители заряда, появляющиеся в единицу времени у границы
областей, увлекаются его полем.
Если р-n-переход сместить в прямом направлении, приложив
напряжение источника, как показано на рис. 14.4, в, то поле
источника £„ будет направлено навстречу запирающему полю перехода
и обеспечит движение через него основных носителей заряда. Во
внешней цепи ток образуется движением электронов, идущих
через переход из л-германия в р-германий и далее к
положительному зажиму источника; последний компенсирует убыль
электронов в л-германии.
р-л-переходу свойственна некоторая емкость. Неподвижные
заряды противоположных знаков, имеющиеся на границе областей
с разным механизмом проводимости, играют роль обкладок
своеобразного конденсатора, а запорный слой между ними образует
диэлектрик. Величина этой емкости (ее называют барьерной)
зависит от напряжения, приложенного к переходу. Чем больше
напряжение, смещающее переход в запорном направлении, тем шире
запорный слой — тем больше расстояние между «обкладками»
такого конденсатора и меньше его емкость.
150

§ 14.2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
На выпрямительных свойствах р-/г-перехода
основано действие полупроводниковых диодов, условное
обозначение их приведено на рис. 14.5, а. От вакуумных диодов они
выгодно отличаются малыми габаритами и отсутствием накаленного
катода.
Вольтамперная характеристика полупроводникового диода (рис.
14.5, б) имеет две ветви, соответствующие прямому и обратному
напряжению (прямому и обратному току). Прямой ток сильно
цмс
Рис. 14.5. Условное изображение (а) и вольтамперные
характеристики (б) германиевого диода; в —
вольтамперная характеристика кремниевого диода; г — схема
включения стабилитрона
зависит от приложенного напряжения и даже при небольшой
величине его может быть весьма значительным. Последнее указывает
на низкое сопротивление диода в проводящем направлении.
Обратный ток диода, обусловленный движением неосновных носителей
заряда, весьма мал (хотя в отличне от вакуумных диодов и имеет
место). Величина его до известного предела слабо зависит от
напряжения (так как оно не способствует увеличению числа неосновных
носителей заряда), но сильно зависит от температуры. Однако при
значительном обратном напряжении и связанном с этим сильном
151

электрическом поле происходит вырывание большого числа
электронов из связей атомов полупроводника, обратный ток резко
возрастает и диод, как правило, выходит из строя.
Основными параметрами диода являются выпрямленный ток
/выпр max, прямое падение напряжения Unp при токе /вьшр max,
максимальное допустимое обратное напряжение (/о3р тах и максимальный
обратный ток /oSp max при напряжении t/ol5p max. Обычно в
справочной литературе эти и другие параметры указываются для работы
диодов при температуре 15—25°С.
С повышением температуры увеличивается число образующихся
пар электрон — дырка и за счет этого особенно растет ток
неосновных носителей заряда — обратный ток диода.
У кремниевых диодов ветвь обратного тока имеет несколько
другой вид (рис. 14.5, в). Если с помощью сопротивления
ограничить ток пробоя, то у некоторых из них электрический пробой не
переходит в тепловой и диод не разрушается. Такие диоды
применяются для стабилизации напряжения и работают на участке ветви
обратного тока, где напряжение остается почти постоянным при
изменении тока. Они называются стабилитронами или опорными
диодами и включаются в обратном направлении (рис. 14.5, г).
Отечественной промышленностью выпускаются диоды
плоскостного и точечного типов. В плоскостном диоде контакт областей с
разным механизмом проводимости осуществляется по некоторой
плоскости; p-n-переход в точечном диоде создается между
германием с электронной проводимостью и острием металлической
контактной пружинки, под которой находится капелька акцепторной
примеси.
Плоскостные диоды позволяют выпрямлять значительные токи,
но имеют относительно большую емкость, что ограничивает их
применение на высоких частотах. Точечные диоды имеют емкость,
во много раз меньшую, но весьма небольшая площадь контакта
разрешает выпрямлять с их помощью только малые токи.
§ 14.3. ТУННЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
В туннельном диоде области с разным
механизмом проводимости имеют относительно большую концентрацию
примесных атомов. За счет этого ширина запорного слоя получается
менее Ю~в см, что намного (в сотни раз) меньше, чем у обычного диода.
По законам квантовой механики, при таком узком запорном
слое электрон, не обладающий энергией для преодоления
потенциального барьера p-n-перехода, может пройти через него другим
путем, не затрачивая на это энергии. Такое прохождение
электронов как бы под барьером получило название туннельного
эффекта. Этот эффект обусловливает значительное отличие вольт-
амперных характеристик обычного и туннельного диодов (рис. 14.6).
Заметный ток (как прямой, так и обратный) начинает протекать
через туннельный диод, когда напряжение на нем близко к нулю.
152

При увеличении напряжения ток вначале резко возрастает,
достигая максимума, а затем уменьшается до минимального значения и
снова увеличивается.
Специфической особенностью вольтамперной характеристики
туннельного диода является падающий участок, в пределах которого
положительному приращению напряжения на диоде Аи
соответствует отрицательное приращение тока Ai и наоборот, т. е.
изменения тока и напряжения противофазны. Таким образом, в
пределах этого участка вутреннее i |
сопротивление диода
(сопротивление переменному току) /тх
п Д«
min
5)
Рис. 14.6. Условное обозначение (а) и
вольтамперная характеристика (б)
туннельного диода
имеет отрицательный знак.
Если за счет источника
постоянного напряжения
обеспечить работу диода на
падающем участке характеристики
и ввести в схему источник
переменного напряжения, то
напряжение на диоде и ток
через него будут сдвинуты на 180°. Это означает, что мгновенные
значения мощности переменного тока
р = ш
будут отрицательны, т. е. диод не поглощает, а отдает
энергию переменного тока (преобразуя в нее энерги ю
источника постоянного напряжения). Последнее является общим
свойством всех элементов, обладающих отрицательным
сопротивлением переменному току, что позволяет использовать их для
усиления и генерации переменных напряжений.
Следует иметь в виду, что участок характеристики, в
пределах которого работает туннельный диод, расположен в области малых
напряжений, поэтому эти приборы являются маломощными.
В отличие от обычных полупроводниковых диодов туннельные
диоды являются высокочастотными, так как туннельный переход
электронов происходит практически мгновенно (за время порядка
10 13 сек). Рабочая частота ограничивается лишь емкостью р-п-пере-
хода и паразитной индуктивностью выводов.
Типы и маркировка диодов
Диоды выпускаются разной мощности и на
различную частоту. В их обозначении первая буква (или цифра)
характеризует материал: Г (или 1) — германий; К (или 2) —
кремний; А (илиЗ) — арсенидгалия. Вторая буква обозначает тип диода:
153

Д — выпрямительные, импульсные, универсальные; А — диоды
СВЧ; И — туннельные диоды; G — стабилитроны; Ц —
выпрямительные столбики. Третий индекс — число, характеризующее
назначение диода, его мощность и рабочую частоту.
Например: диод 2С156А — кремниевый стабилитрон с
номинальным напряжением стабилизации 5,6 в.
§ 14.4. ТРАНЗИСТОРЫ
Принцип действия транзистора
Транзистор (полупроводниковый триод)
представляет собой совокупность трех областей германия с
чередующимся механизмом проводимости. Средняя область называется базой,
или основанием, а крайние области — эмиттером и коллектором. В
зависимости от того, в какой
последовательности чередуются эти области, различают
транзисторы типа р-п-р и п-р-п (рис. 14.7).
Все последующие рассуждения будут
вестись на примере транзисторов типа р-п-р
(схемы на транзисторах типа п-р-п
отличаются полярностью включения внешних
источников напряжения) *.
Один из р-п-переходов — эмиттерный —
смещается внешним источником в прямом
направлении, а другой — коллекторный — в обратном
направлении (рис. 14.8, а).
При этом через открытый переход дырки из эмиттера переходят
в базу, образуя ток эмиттера /э. Небольшая часть этих дырок
р-п-р
п-р-п
а)
5)
Рис. 14.7. Условное
обозначение транзисторов:
а — типа р-п-р; б — типа
п-р-п.
Рис. 14.8. Структурная схема транзистора
рекомбинирует с электронами базы, на место которых в базу под
действием напряжения источника U3 поступают другие
электроны, образующие ток базы /б. Большая часть дырок (95 — 99%)
* Ниже рассматриваются плоскостные транзисторы. Точечные транзисторы
ввиду их бесперспективности промышленностью не выпускаются.
154

не успевает рекомбинировать в тонкой базе (толщина ее составляет
несколько микрон) и подходит к коллекторному переходу. Поле
этого перехода, усиленное внешним источником, увлекает дырки
в область коллектора, в цепи которого они создают ток /к. Таким
образом,
/. = /в + /к, (14.1)
а
/к = а/„,
где а, как было показано выше, доходит до 0,95—0,99.
Если к эмиттерному переходу, кроме постоянного, приложить
переменное напряжение (рис. 14.8, б), то переменные
составляющие токов в цепях транзистора будут связаны аналогичным
соотношением.
Обычно напряжением Ub эмнттерный переход открывается
настолько, что положительная полуволна входного напряжения
не запирает его. В этом случае входное сопротивление транзистора
-оказывается незначительным и переменное напряжение входного
сигнала имеет небольшую величину даже при относительно
большой переменной составляющей входного тока. Сопротивление
резистора нагрузки RK, включаемого во внешнюю цепь коллектора,
может быть выбрано во много раз большим. Так как ток коллектора
мало отличается от тока эмиттера, то переменное напряжение на
нагрузке будет намного превышать напряжение входного сигнала.
В этом заключается эффект усиления напряжения схемой на
транзисторе. Небольшая разница в токах /, и /к и значительное
усиление напряжения приводят к тому, что схема будет осуществлять
также усиление мощности.
За счет малого входного сопротивления входной ток оказывается
относительно большим даже при небольшом напряжении входного
сигнала. В соответствии с этим транзистор считают прибором,
который управляется не напряжением, а током.
Эквивалентная схема транзистора
При малых входных сигналах, когда между
входными и выходными напряжениями (токами) существует
пропорциональная зависимость, транзистор можно считать линейным
элементом и распределение токов между его цепями
проанализировать с помощью эквивалентной схемы, содержащей линейные
сопротивления. На рис. 14.9 приведен один из вариантов такой
эквивалентной схемы по переменному току (предполагается, что
режим по постоянному току, создаваемый с помощью напряжений
источников Е3 и Ек, обеспечен, поэтому эти источники на схеме
не показаны).
Здесь Г(, — сопротивление материала базы, г3 — сопротивление
открытого эмиттерного перехода, а гк — сопротивление запертого
коллекторного перехода.
155

Для маломощных транзисторов величины сопротивлений
составляют: гэ — десятки ом, г&— десятки и сотни ом, гк — сотни килоом
и мегомы.
Направления токов в схеме даны в соответствии с тем, что
h = h + /к-
Легко видеть, что при указанном соотношении сопротивлений
почти весь ток эмиттера h замыкался бы через сопротивление гб,
в то время как в реальной схеме
транзистора основную часть тока /9
составляет ток коллектора. Чтобы
эквивалентную схему привести в соответствие с
реальной схемой, в первую вводят
генератор тока ГТ, считая, что весь ток
его /к = а/9 проходит в цепи
коллектора.
Коэффициент а связывает ток
коллектора (выходной ток) с током эмит-
Рис. 14.9. Эквивалентная
схема транзистора
тера (входным током) и является в данном случае коэффициентом
усиления по току Kj.
Таким образом,
/С/ = ^ = «<1. (Н.2)
Способы включения транзистора
в схему
В схеме рис. 14.8, б база по переменному
току была связана с нижними зажимами входа и выхода. Такую
схему называют схемой с общей базой.
в)
Рис. 14.10. Схемы включения транзистора:
а — с общей базой; б — с общим эмиттером; в — с общим коллектором
Практический вариант ее показан на рис. 14.10, а. Через
резистор R6 базе сообщается небольшой отрицательный потенциал
относительно корпуса. С корпусом по постоянному току через
источник входного сигнала связан эмиттер. Поэтому к переходу
156

база — эмиттер приложено небольшое напряжение, которое по
величине и полярности является отпирающим.
В силу ряда преимуществ (о них будет сказано ниже) чаще
применяется схема, в которой общим в указанном смысле я в -
ляется эмиттер (рис.14.10, б).
Наряду с ними применяется схема с общим
коллектором (рис. 14.10, в). Целесообразно заметить, что приведенные
схемы являются аналогами ламповых схем с общей сеткой, общим
катодом и общим анодом.
Следует иметь в виду, что в схеме с общей базой входным током
является ток эмиттера, а выходным — ток коллектора. В схеме
с общим эмиттером выходным током по-прежнему является ток
коллектора, а входным — ток базы. В схеме с общим коллектором
входным током служит ток базы, а выходным — ток эмиттера.
Используя выражения (14.1) и (14.2), можно с помощью
несложных преобразований получить соотношения между любой парой
токов транзистора:
/к = а/8; /к = г^-/б и /9=/6Ti_. (14.3)
Отношение . _ дает связь между током коллектора и током
базы — выходным и входным токами в схеме с общим эмиттером и
поэтому является коэффициентом усиления по току р в этой схеме:
Р=Г^ и '« = Р'«-
Так как величина а близка к единице, то величина р намного
превышает ее.
Через коэффициент Р ток эмиттера
Характеристики транзистора
Рассмотрим характеристики транзистора при
включении его по схеме с общим эмиттером, так как последняя
является наиболее распространенной.
В основном используются два вида характеристик —
выходные и входные.
Каждая выходная (коллекторная) характеристика (рис. 14.11, а)
выражает зависимость выходного тока (тока коллектора) от
напряжения между коллектором и эмиттером при неизменном токе базы:
»к = /("к) ПрИ /6 = Const.
В соответствии с рис. 14.10, б на коллекторном переходе
действует напряжение
«ко = — ("к — «б)-
157

При «к = 0 коллекторный переход смещается в прямом
направлении («кб = щ) и поле его для дырок, внедренных в базу,
является тормозящим; поэтому ток iK — 0. Увеличение напряжения
ик уменьшает тормозящее поле, и коллекторный ток резко
возрастает.
После того как напряжение ик по абсолютному значению
начинает превышать напряжение щ, рост тока резко замедляется, так
как поле увлекает теперь по существу все дырки, подошедшие к
переходу.
Пологая часть характеристики имеет некоторый подъем в
основном из-за того, что с увеличением напряжения wK увеличивается
if, МП
0 k 5 IZ W к ZliZ8-uK,e
a)
60 80 100 1Z0
5)
u5im5
Рис. 14.11. Характеристики транзистора:
a — выходные; б — входные
прямое напряжение также на эмиттерном переходе, хотя и
незначительно, так как сопротивление его намного меньше
сопротивления запертого коллекторного перехода.
G увеличением входного тока Ц (по существу с увеличением
напряжения на эмиттерном переходе) ток эмиттера и, следовательно,
ток коллектора возрастают. Этим и объясняется, что с увеличением
тока базы выходные характеристики располагаются выше.
На рис. 14.11, б изображены входные характеристики
транзистора. Каждая из них выражает зависимость входного тока (тока
базы) от напряжения на эмиттерном переходе при неизменном
напряжении цк:
h — f ("б) при ык = const.
G повышением напряжения и6 ускоряющее поле эмиттерного
перехода усиливается и ток эмиттера, а вместе с ним ток базы
возрастают.
G увеличением напряжения ык коллекторный запорный слой
становится шире, а толщина базы меньше, в результате
рекомбинация дырок уменьшается и ток базы, поступающий от источника
и компенсирующий убыль рекомбинировавших электронов базы,
становится меньше.
158

Динамический режим транзистора
Пользуясь характеристиками, рассмотрим
динамический режим транзистора. В этом режиме под действием
изменяющегося тока базы (входного сигнала) меняется
коллекторный ток и напряжение на коллекторе (см. рис. 14.10, б):
uK = — (EK — iKRK). (14.4)
Выражение (14.4) по аналогии с ламповым каскадом является
уравнением нагрузочной пря-
12
10
■0,Чма
у
мой.
Эта нагрузочная прямая
строится точно так же, как и
для лампового каскада, по
двум точкам, найденным из
выражения (14.4): при iK = 0
«к = —Ек, а при «к = 0
0,2 ма
0,1 ма
ч- a /2 ie го fit гв -uK,s
Эти точки наносят на оси £„
выходных характеристик
транзистора (рис. 14.12) и через
них проводят нагрузочную
прямую. Например, при Ек—
— — 24е и RK = 2 ком нагрузочная прямая (рис. 14.12) прохо
дит через точки с координатами
24
Рис. 14.12. Построение нагрузочной
прямой на выходных характеристиках тран-
зисгора
Пересечение нагрузочной прямой с каждой характеристикой
определяет режим, соответствующий данному току базы.
Пусть амплитуда входного тока 1^т = 0,2 ма. В этом случае
исходную рабочую точку целесообразно выбрать при начальном
токе базы /ов = 0,3 ма. Под действием входного сигнала
коллекторный ток будет изменяться в пределах 10—1,5 ма, а напряжение
на коллекторе — в пределах 4—21,5 в. Таким образом, коэффициент
усиления по току
^-д,-в---1\Г--~'и-
Обеспечить выбранное положение исходной рабочей точки можно
подбором величины сопротивления R5 (см. рис. 14.10, б). Так как
сопротивление промежутка база — эмиттер весьма мало, '.то все
напряжение Ек фактически приложено к резистору Re- Поэтому
#6 = 7^= »/,»., = 80 КОМ.
Т
0б
0,3-
159

В гл. 20 будут даны более рациональные способы обеспечения
исходной рабочей точки.
Различают три области, в которых может работать транзистор:
область отсечки, активную область и область насыщения.
Область отсечки характеризуется запертым состоянием не
только коллекторного, но и эмиттерного перехода, так что ток /к«0и
напряжение на коллекторе ик « — Ек. Для работы в этой области
на вход транзистора подается напряжение с положительной
полярностью на базе, смещающее эмиттерный переход в обратном
направлении.
При смещении эмиттерного перехода в прямом направлении, а
коллекторного— в обратном транзистор работает в активной
области, где выходной ток (ток коллектора) изменяется вслед за
входным током (током базы). Активная область является основной
областью работы полупроводникового триода, если искажения,
вносимые схемой, должны быть минимальными.
При большом токе базы, обеспечивающем значительный ток
коллектора, напряжение на коллекторном переходе ык = — (Ек —
— IrRk) оказывается близким к нулю. В этом случае оба перехода
смещаются в проводящем направлении и рабочая точка переходит
в область насыщения. После этого увеличение входного тока
практически не будет вызывать роста коллекторного тока, который
останется равным
7 Г ^ £
* Kii — * к max —
п /^~/ 75" •
Дк дк
Система й-параметров
При расчете транзисторных каскадов,
работающих в режиме малых сигналов, когда нельзя использовать
характеристики, применяют систему г-, у- или /i-параметров.
Каждая из них устанавливает связь между входными и выходными
напряжениями и токами транзистора, который представляется в
виде четырехполюсника.
Чаще всего используется система /i-параметров, так как
экспериментально они определяются наиболее точно. В этой системе
независимыми переменными принимаются входной ток /t и
выходное напряжение U2, а зависимыми — входное напряжение Ux и
выходной ток /2; связь между ними записывается в следующей
форме:
t/i = Mi + АЛ (14.5)
/2 = Mi + h22U2. (14.6)
Нетрудно установить смысл ft-параметров. Так, чтобы определить
параметр hn, надо в выражении (14.5) положить £/2 = 0, т. е. в
схеме для измерения параметров осуществить короткое замыкание
160

на выхоле Тогда
= ~1 при Ut = О
является входным сопротивлением транзистора при короткозамкну-
том выходе. Аналогично из выражения (14.5) можно получить, что
т. е. hn является коэффициентом обратной связи и показывает,
какая часть выходного напряжения U2 проникает на разомкнутый
вход. Из выражения (14.6) следует, что
/г,п =- •,=- при (Л = 0,
т. е. является коэффициентом усиления по току при короткозамк-
нутом выходе, а
/г22 = — при 1Х = О,
т. е. является выходной проводимостью при разомкнутом входе.
Если добавить к равенствам (14.5) и (14.6) уравнение
то получится система из трех уравнений с тремя неизвестными
(Uu t/o и I.t), которые можно определить, располагая h-параметрами
и зная входной ток /, и сопротивление нагрузки RK.
Следует иметь в виду, что Л-параметры измеряются на
переменном токе и значения их для разных схем включения транзистора,
естественно, различны. Значения параметров, приводимые в
справочниках, дают обычно для схемы с общей базой и для
рекомендуемой исходной рабочей точки. Пересчет их применительно к другим
схемам включения транзистора производится по формулам,
имеющимся в литературе.
Влияние температуры на режим
работы транзистора
Следует иметь в виду, что даже при
разомкнутом входе в цепи коллектора проходит ток /к0, который называют
начальным, или обратным, током коллектора.
Величина его измеряется обычно единицами и десятками микроампер.
Ток /к0 обусловливается собственной проводимостью германия
и создается движением через коллекторный переход дырок из
области базы и электронов из области коллектора, т. е. движением
неосновных носителей заряда, для которых поле перехода не
является тормозящим. Небольшое количество их всегда имеется в
германии за счет образования пар электрон — дырка под действием
6 Браммер 161

тепловой энергии окружающей среды. Этот ток является
неуправляемым, и величина его быстро растет с повышением температуры,
так как при этом резко возрастает число образующихся пар.
Можно считать, что при повышении температуры на каждые
10° G ток /к0 в германиевых транзисторах удваивается:
где /к0 — обратный ток коллектора в схеме с общей базой при
температуре 20° С, указываемый в справочниках;
А1° — превышение температуры над 20° G.
В схеме с общей базой этот ток проходит через коллекторный
переход в цепь источника U6.
В схеме с общим эмиттером
(рис. 14.13) небольшая часть
напряжения UK прикладывается к
эмиттериому переходу в прово-
,,ма
■60°С
ивых
20°С
Рис. 14.13. Структурная схема
транзистора с общим эмиттером
0 1 13^56
Рис. 14.14. Выходные характеристики
транзистора при разных температурах
дящем направлении, так что даже при разомкнутой базе он открыт.
Обратный ток коллектора проходит в данном случае через оба
перехода, т. е. одновременно является и током эмиттера. Поэтому он
в ([3 + 1) раз больше, чем ток базы, которому был равен ток /к0
в схеме с общей базой:
(/ко)^/вд(Р+1)2Н>-
Таким образом,
/к = р7б + (/ко)г.
Резкое увеличение коллекторного тока за счет тока /к0 является
основной причиной того, что с повышением температуры
выходные характеристики транзистора поднимаются и наклон их
увеличивается (рис. 14.14). При этом исходная рабочая точка А
смещается в положение А', что в большинстве случаев недопустимо.
Для обеспечения устойчивости режима в транзисторных
каскадах предусматривается температурная стабилизация, которая будет
пояснена ниже, в гл. 20.
162

Частотные свойства транзистора
Большое влияние на работу транзисторных
схем оказывают частотные свойства самих транзисторов. С
увеличением частоты входного сигнала уменьшается коэффициент усиления
транзистора, меняется величина входного сопротивления, сильнее
проявляется действие внутренних емкостей и т. д. В этом отношении
транзисторы значительно уступают электронным лампам, для
которых в широком диапазоне частот крутизна является
практически постоянной величиной, а входное сопротивление за счет
малой входной емкости (особенно у пентодов) меняется
незначительно.
Частотные свойства транзистора характеризует граничная
частота /„. (для схемы с общей базой) — такая частота, на
которой коэффициент усиления по току а уменьшается в ]/2 раз.
Аналогично определяется граничная частота /з в схеме с общим
эмиттером.
Зависимость параметров транзисторов от частоты обусловлена
относительно большим временем движения (пролета) носителей
заряда в области базы и действием емкостей, шунтирующих
переходы. .
G увеличением частоты время движения носителей в базе может
оказаться соизмеримым с периодом входного напряжения. При
этом носители, введенные в базу во время действия максимального
значения напряжения ывх, не успевают достичь коллек/горного
перехода, как напряжение на входе существенно уменьшается. В
результате от места повышенной концентрации носителей заряда
начинается диффузия их не только к коллекторному, но и к эмиттерному
переходу — число рекомбинаций носителей заряда в области базы
увеличивается, и доля эмиттерного тока, попадающего в цепь
коллектора, уменьшается.
Повышенная рекомбинация носителей в базе приводит к
увеличению базового тока /й, который на пути к внешнему зажиму
создает на сопротивлении базы r,i (см. рис. 14.9) падение
напряжения /бг<5, уменьшающее напряжение на эмиттер ном переходе:
а тем самым и ток коллектора.
Увеличение тока базы происходит и вследствие того, что
вектор тока коллектора за счет конечного времени распространения
носителей заряда в области базы отстает по фазе от вектора тока
эмиттера (рис. 14.15, а). Чем выше частота, тем большую часть
периода ивх составляет это запаздывание, тем больше фазовый
сдвиг ф между векторами токов /к и 1Ь. Так как /б = /э — Л<. то
с увеличением частоты (и фазового сдвига) ток базы возрастает.
Поэтому в схеме с общим эмиттером, где ток базы является
6* 16з

входным током, коэффициент усиления с ростом частоты
дополнительно уменьшается:
В'*
Ф
Рис. 14.15. Векторная диаграмма токов
(а) и эквивалентная схема
транзистора с общим эмиттером (б) на высоких
частотах
В результате при включении транзистора по схеме с общим
эмиттером граничная частота оказывается намного меньше, чем
в схеме с общей базой.
На граничную частоту влияет также подвижность носителей
заряда. Так как у кремния она меньше, чем у германия, то кремниевые
транзисторы уступают в этом отношении германиевым.
Подвижность электронов выше подвижности дырок, поэтому
при одинаковой толщине базы транзисторы типа п-р-п являются
более высокочастотными, чем
транзисторы типа р-п-р.
Для уменьшения времени
движения носителей в базе толщину
ее стремятся сделать возможно
меньшей. Лучшими в этом
отношении являются диффузионные
и поверхностно-барьерные
германиевые транзисторы.
При изготовлении
диффузионных транзисторов примеси
вводятся в пластинку германия
способом диффузии, например из
газовой среды. За счет этого
базу удается сделать весьма тонкой (2—Змк), а предельную (граничную)
частоту довести до 400—600 Мгц.
Способом диффузии изготовляются так называемые дрейфовые
транзисторы, в базе которых примеси распределены неравномерно.
При этом в базе создается электрическое поле — носители заряда
перемещаются не только за счет диффузии, но также за счет дрейфа —
перемещения в этом поле, и скорость пролета базы зарядами возрастает.
В поверхностно-барьерных транзисторах электронно-дырочные
переходы (потенциальные барьеры) создаются вблизи поверхности,
в лунках, вытравленных по обе стороны тонкой пластинки германия.
При этом толщина базы получается порядка 2,5—5 мк, а
граничная частота f% составляет 70—100 Мгц.
На частотные свойства транзистора влияют его емкости. Наряду
с барьерной емкостью существует диффузионная емкость базы. Она
обусловлена наличием элементарных заряженных «конденсаторов»,
каждый из которых образован дыркой, внедренной из эмиттера в
базу, и электроном, имеющимся в базе. Такие «конденсаторы»
рассредоточены по всему объему базы, но число их уменьшается в
направлении к коллекторному переходу, убывая до нуля. Суммарная
емкость этих «конденсаторов» и составляет диффузионную емкость
базы Сд.
164

При увеличении тока через эмиттерный переход число
элементарных «конденсаторов» в базе и диффузионная емкость
возрастают.
Влияние диффузионной емкости на работу транзистора можно
учесть, шунтируя эмиттерный и коллекторный переходы
диффузионными емкостями Сдэ и Сдк. Таким образом, в емкости
переходов Сэ и Ск составной частью входит и диффузионная
емкость.
Влияние емкостей Сэ и Ск на частотные свойства транзистора
все сильнее ощущается с ростом частоты, когда уменьшающееся
емкостное сопротивление перехода становится соизмеримым с его
активным сопротивлением. Так как гк ^> гэ, то влияние
коллекторной емкости Ск начинает сказываться на более низких частотах,
чем емкости эмиттерного перехода С9. Это дает основание во
многих случаях считаться только с емкостью Ск.
Все сказанное выше приводит к необходимости изменить
эквивалентную схему транзистора, изображенную на рис. 14.9,
введением в нее генератора тока с частотно зависимым коэффициентом
усиления ре, а также емкости Ск (рис. 14.15,6).
Типы и маркировка транзисторов
Отечественной промышленностью
выпускается много типов транзисторов разной мощности и на различные
рабочие частоты.
Так же как и для диодов, первый индекс маркировки
транзистора дает представление о материале: Г (или 1) — германий; К
(или 2) — кремний. Второй индекс — буква Т — означает
транзистор. Следующее за этим число характеризует мощность и рабочую
частоту: 101—399 — транзисторы с малой мощностью, рассеиваемой
коллектором (Рк ^ 0,3 em); 401—699 — транзисторы со средней
мощностью Рк (0,3 вт <Р,< <3 вт); 701—999 — транзисторы с
большой мощностью />к (Рк > 3 вт).
Внутри каждого числового интервала первая сотня
соответствует низким частотам (/ ^ 3 Мгц), вторая сотня — средним частотам
(3 Мгц <f ^ 30 Мгц) и третья сотня — большим частотам (30 Мгц <
</<300 Мгц).
Например, транзистор 2Т401 — кремниевый транзистор
средней мощности, низкочастотный, типа А.
На практике встречаются транзисторы старой маркировки.
В соответствии с ней первый элемент — буква П — означает
полупроводниковый триод. Второй элемент — число, характеризующее
материал, мощность и рабочую частоту: 1 — 400 — низкочастотные
транзисторы (/ =sS 5 Мгц), 401—800 — высокочастотные
транзисторы (/> 5 Мгц). Внутри каждого числового интервала первые две
сотни соответствуют малой мощности (Р =g 0,25 вт), а вторые две
согни — большой мощности (Р> 0,25 em). Далее числами 1 — 100,
165

201—300, 401—500 и 601—700 обозначаются германиевые
транзисторы, а числами 101—200, 301—400, 501—600 и 701—800 —
кремниевые транзисторы.
Например, транзистор П202 — германиевый, большой
мощности, низкочастотный.
ГЛАВА ПЯТНАДЦАТАЯ
ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ПРИБОРЫ
§ 15.1. ГАЗОВЫЙ РАЗРЯД
В настоящее время широкое применение
получили газонаполненные приборы, в баллоне которых под
небольшим давлением находятся пары ртути или инертный газ.
Прохождение тока через газонаполненный прибор обусловлено не только
движением электронов (как в вакуумных лампах), но и движением
положительных ионов, возникающих при газовом разряде.
В баллоне с газом устанавливаются две металлические
пластины — анод и катод, к которым прикладывается напряжение иа.
Под влиянием тепла, космических лучей и других факторов часть
молекул газа ионизируется, в результате чего в баллоне
появляются электрически заряженные частицы, которые под действием
приложенного напряжения движутся к аноду и катоду. Если
ионизация газа вызвана только указанными причинами, то ток через
лампу весьма мал. Однако при определенном значении анодного
напряжения скорость заряженных частиц, особенно электронов,
имеющих малую массу, становится достаточной для того, чтобы
при столкновении с атомом газа выбить из него электроны, т. е.
ионизировать его. При этом количество носителей заряда возрастает
и ток через лампу увеличивается. Прохождение тока через газовый
промежуток, т. е. разряд в газе, может иметь практическое
значение только при такой ударной ионизации. Приборы,
использующие подобный разряд, называются газоразряд-
н ы м и, или ионными, приборами.
В зависимости от величины анодного напряжения, свойств газа,
его давления и других факторов газовый разряд имеет различную
форму. При увеличении анодного напряжения один вид разряда
сменяется другим.
При малых напряжениях возникает так называемый тихий
разряд, характеризующийся малой величиной тока.
С увеличением напряжения ыа скорость ионов, бомбардирующих
катод, становится достаточной для выбивания из него вторичных
электронов. Двигаясь к аноду, эти электроны дополнительно
ионизируют газ и создают новые электрические заряды —
возникает тлеющий разряд. Увеличение числа носителей зарядов
приводит к возрастанию тока.
166

Если напряжение между электродами лампы увеличить еще
больше, то под действием ионной бомбардировки катод настолько
разогреется, что возникнет термоэлектронная эмиссия. В этом
случае ионизация газа приобретает лавинообразный характер и разряд
из тлеющего переходит в дуговой. При этом ток резко
увеличивается .
При любом виде разряда наряду с ионизацией происходит
рекомбинация ионов, т. е. восстановление нейтральных атомов при
объединении ионов и электронов. Установившийся процесс наступает,
когда число образующихся и рекомбинирующих ионов в единицу
времени одинаково.
Для ионизации атомов газа электрон должен иметь
достаточную скорость, т. е. пройти без соударения определенную разность
потенциалов. Эта разность потенциалов носит название
потенциала ионизации и имеет различное значение для разных
газов. С увеличением давления длина свободного пробега
уменьшается и вероятность ионизации становится меньше. Поэтому в
ионных приборах давление газа незначительно.
Если кинетическая энергия электрона недостаточна для
ионизации, то при соударении его с атомом происходит лишь
возбуждение атома, т. е. электроны атома переходят на более внешние
орбиты. В таком возбужденном состоянии атом может находиться
очень короткое время, после чего электроны снова переходят на
их первоначальные орбиты. Энергия, затраченная на возбуждение
атома, выделяется при этом в виде света. В такой же форме
выделяется энергия при рекомбинации ионов. Таким образом, внешним
проявлением газового разряда является свечение, цвет которого
зависит от химического состава газа: ртутные пары дают синеватое
свечение, неон — красное и т. д.
Рассмотренные виды газового разряда являются
самостоятельными. Они начинаются за счет небольшого числа свободных
электронов и ионов, всегда имеющихся в газе, и в дальнейшем
поддерживаются напряжением, приложенным между электродами. Приборы,
в которых происходит самостоятельный газовый разряд, называются
приборами с холодным катодом. Чаще всего в них создается
тлеющий разряд. К таким приборам относятся стабилитроны, неоновые
лампы и тиратроны с холодным катодом.
Многие из газоразрядных приборов имеют накаленный катод.
В них наиболее часто используется дуговой разряд. К этим
приборам относятся газотроны и тиратроны.
§ 15.2. ГАЗОТРОНЫ
Газотрон (рис. 15.1) применяется для
выпрямления переменных токов и является двухэлектродной лампой с
активированным накаленным катодом, наполненной парами ртути
или инертным газом. Анод газотрона делается из никеля или графита.
167

При накале катода и достаточном анодном напряжении
электроны, устремляющиеся на анод, производят интенсивную
ионизацию газа — возникает дуговой разряд, и газотрон зажигается.
Образовавшиеся положительные ионы движутся к катоду. Однако
из-за большей массы ионов их скорость значительно меньше
скорости электронов, которые благодаря этому играют основную роль
в образовании тока. Медленно движущиеся к
катоду ионы создают около пего положительный
заряд, нейтрализующий тормозящее действие
отрицательного объемного заряда электронов
эмиссии. Благодаря этому в газотроне проходит
такой же, как в кенотроне, ток при гораздо
меньшем анодном напряжении. Из-за малого
анодного напряжения мощность РЛ — UaoIaO,
рассеиваемая анодом газотрона, значительно
меньше, чем в кенотроне. Это позволяет
применять газотроны небольших габаритов для
выпрямления больших токов и получать
относительно высокий к. п. д. Указанные преимущества
привели к тому, что при выпрямлении больших
токов выпрямители на газотронах вытеснили
кенотронные выпрямители.
Наряду с преимуществами газотрон обладает
рядом недостатков. Когда выпрямляемое
переменное напряжение имеет отрицательную
полярность на аноде, к последнему устремляются
положительные ионы, а к катоду — электроны.
Получающийся при этом обратный ток мал и не
оказывает практического влияния на работу
выпрямителя. Однако при значительной величине
выпрямляемого напряжения скорость ионов,
бомбардирующих анод, может стать достаточной
для выбивания с его поверхности электронов.
Эти электроны, двигаясь к катоду, производят
ионизацию газа. Образовавшиеся при этом
дополнительные ионы попадают на анод и
выбивают из него новые электроны. Такой
лавинообразный процесс вызывает зажигание газотрона,
резкое увеличение обратного тока, который почти достигает
значения прямого тока, и газотрон теряет свойства выпрямителя. Это
явление, называемое обратным зажиганием,
ограничивает величину выпрямляемого напряжения.
Если при снятии вольтамперной характеристики газотрона
(рис. 15.2) постепенно повышать анодное напряжение ыа, то вначале
анодный ток iA будет возрастать незначительно.
Это объясняется тем, что при малом анодном напряжении
электроны имеют скорости, не достаточные для ионизации, поэтому отри-
Рис. 15.1. Газотрон:
а — условное
изображение; б — внешний
вид дпуханодного
газотрона: / — аноды;
2 — катод; 3 —
колба; 4 ■— вывод 2-го
анода; 5 — цоколь;
6 — вывод катода;
7 — вывод 1-го анода
168

"а
Узаж
а
"А £
/V
1
is
i
i
i
дательный объемный заряд электронов у катода оказывает
тормозящее действие. При некотором напряжении {/заж, называемом
напряжением зажигания, возникает ионизация газа (газотрон
зажигается) и отрицательный объемный заряд компенсируется
положительными ионами, подходящими к катоду.
После этого напряжение на лампе снижается (участок аб), а ток
возрастает, так как сопротивление зажженного газотрона
становится меньше. Такое уменьшение напряжения после зажигания
свойственно всем газоразрядным приборам. При дальнейшем
увеличении тока (при повышении напряжения источника или
уменьшении сопротивления нагрузки) увеличения анодного напряжения
почти не происходит (участок бв), так как сопротивление газотрона
за счет более интенсивной ионизации
газа уменьшается. Однако при очень
сильном увеличении тока напряже-
ние на газотроне возрастает, скорость
ионов увеличивается и катодное по-
крытне под действием интенсивной
ионной бомбардировки разрушается.
Напряжение, при котором начинается
разрушение катода, называют к р и- hmin
Т и Ч е С К и М напряжением. Рис# 15.2. Вольтамперная ха-
Важнейшими параметрами газо- рактеристика газотрона
трона являются допустимое обратное
напряжение f/o3pmax, допустимый анодный ток /атаХ и
нормальное напряжение на аноде £/а.
Процессы, происходящие в газотроне, обусловливают
особенности схемы его включения: последовательно с газотроном должен
обязательно включаться резистор. В противном случае все
напряжение источника питания окажется приложенным к лампе, это
выведет ее из строя. При включении ртутного газотрона необходимо
вначале подать напряжение накала и прогреть лампу. В непрогре-
том газотроне давление паров ртути ниже нормального, ионизация
незначительна, сопротивление лампы велико и поэтому анодное
напряжение превышает нормальное — ионы получают недопустимо
большую скорость и разрушают катод. Газотроны, наполненные
инертным газом (тунгары), могут работать при более низких
температурах, поэтому они допускают одновременное включение
анодного и накального напряжений.
Ртутные газотроны используются в высоковольтных
выпрямителях, предназначенных для питания радиопередатчиков и мощных
усилителей. Тунгары выполняются двуханодными и применяются
в схемах двухполупериодных выпрямителей низкого напряжения
(например, предназначенных для питания усилителей или зарядки
аккумуляторов).
Первой в обозначении газотронов является буква Г — газотрон,
следующая буква указывает наполнение парами ртути (Р) или
169

инертным газом (Г). Первая цифра обозначает тип прибора, вторая —
наибольший выпрямляемый ток в амперах, а последняя —
наибольшее допустимое обратное напряжение в киловольтах.
Например, газотрон типа ГГ-1-05/5 является газовым газотроном, /а тах =
— 0,5 a, U0<o max — 5 Кв.
§ 15.3. ТИРАТРОНЫ
Тиратрон представляет собой трех- или четы-
рехэлектродную лампу с накаленным катодом, наполненную газом
(рис. 15.3, а), благодаря которому свойства тиратрона сильно
отличаются от свойств вакуумного триода или тетрода.
На рис. 15.3, б изображена анодно-сеточная характеристика
тиратрона.
При большом отрицательном сеточном напряжении Uc тиратрон
заперт и анодный ток равен нулю. С уменьшением отрицательного
200 300
Рис, 15.3. Типатпон
сеточного напряжения ток медленно нарастает. При некотором
значении этого напряжения скорость электронов, летящих на анод,
настолько увеличивается, что становится достаточной для
ионизации газа. Поэтому тиратрон зажигается и ток скачком возрастает
в сотни и тысячи раз. Это напряжение является напряжением
зажигания. Величина его зависит от анодного напряжения. После
зажигания тиратрон по своим свойствам аналогичен газотрону: его
внутреннее сопротивление за счет компенсации ионами
отрицательного объемного заряда у катода становится небольшим и
напряжение на нем уменьшается.
170

Положительные ионы, образующиеся в баллоне тиратрона,
устремляются не только на катод, но также к сетке и нейтрализуют
ее отрицательный потенциал. В силу этого сетка теряет свое
управляющее действие и изменение ее потенциала после зажигания лампы
не вызывает изменения анодного тока (этому соответствует
горизонтальная часть характеристики на рис. 15.3, б).
Прекратить ток через тиратрон можно, лишь разорвав анодную
цеть или снизив анодное напряжение до такого значения, когда
ионизация газа за счет низких скоростей электронов прекратится.
После этого в результате процесса рекомбинации управляющее
действие сетки восстанавливается. Чем меньше время рекомбинации
(деионизации), тем выше частота, при которой может работать
тиратрон.
С увеличением анодного напряжения электроны приобретают
большие скорости и зажигание происходит при большем
отрицательном сеточном напряжении (пунктирная кривая на рис. 15.3, б).
Зависимость напряжения зажигания от анодного напряжения
выражается пусковой характеристикой
(характеристикой зажигания) рис. 15.3, е.
Напряжение зажигания зависит от температуры окружающей
среды, сопротивления нагрузки, напряжения накала и других
факторов. Поэтому в справочниках обычно приводят пусковую
область тиратрона (рис. 15.3, г). В пределах этой области
тиратрон может оказаться запертым или зажженным в зависимости
от перечисленных факторов. Выше пусковой области тиратрон
обязательно зажигается, а ниже — зажигания не происходит. Ширина
пусковой области особенно значительна у ртутных тиратронов
(десятки вольт). В тиратронах, наполненных инертным газом, ширина
пусковой области обычно не превышает 1 в.
Тиратроны используются в быстродействующих реле, для
регулировки величины выпрямленного напряжения, в схемах
генераторов и т. д.
Первой в обозначении тиратронов является буква Т. В
остальном обозначение их аналогично газотронам. Например, тиратрон
типа ТГ-1-5/3 расшифровывается следующим образом: тиратрон
газовый, первого типа, /атах = 5 a, Uc6pm^ — 3 кв.
§ 15.4. СТАБИЛИТРОНЫ И НЕОНОВЫЕ
ЛАМПЫ
Тлеющий разряд возникает в лампе с
холодным катодом, когда при достаточном анодном напряжении
положительные ионы достигают такой скорости, что выбивают из катода
электроны. Именно этот вид эмиссии наряду с небольшим током и
значительным анодным напряжением характеризует тлеющий разряд.
Отсутствие отрицательного объемного заряда электронов около
холодного катода приводит к тому, что приходящие ионы образуют
171

возле него положительный пространственный заряд большой
плотности. Потенциал точек электрического поля в этом месте
настолько повышается, что между катодом и объемным зарядом
возникает значительная разность потенциалов (катодное
падение потенциала), под действием которой ноны в состоянии
выбивать электроны из катода.
Выбитые электроны разгоняются полем, которое создается
положительным объемным зарядом и анодным напряжением, и
ионизируют возле катода молекулы газа. При этом образуется слой
катодного свечения, который с увеличением тока
расширяется, пока не распространится на всю поверхность катода. До
/50
100
50
О
7
mm
J/77.-7;
Mi
5 W 15 W 25 30 35 ма
Рио. 15.4. Стабилитрон
этого момента катодное падение потенциала и плотность тока у
катода сохраняются неизменными. При дальнейшем увеличении тока
(за счет повышения анодного напряжения или уменьшения
сопротивления в цепи лампы) его плотность возрастает и катодное падение
потенциала увеличивается. При этом скорость ионов может
настолько возрасти, что катод разогреется, возникнет
термоэлектронная эмиссия и разряд из тлеющего перейдет в дуговой.
Промежуток между зоной катодного свечения и анодом лампы
из-за большого количества свободных электронов является
хорошим проводником и на нем падает лишь незначительная часть
анодного напряжения. Поэтому почти все подводимое напряжение
оказывается сосредоточенным в области катодного падения
потенциала, т. е. между положительным объемным зарядом и катодом.
172

Если величина падения напряжения на катоде при изменении тока
сохраняется, то напряжение на лампе также не меняется. Таким
образом, при изменениях тока в определенных пределах лампа с
тлеющим разрядом может использоваться для стабилизации
напряжения.
На этом принципе основана работа стабилитрона. Он
представляет собой двухэлектродную лампу, наполненную инертным
газом и работающую в режиме тлеющего разряда. Катод
стабилитрона делается цилиндрическим и окружает анод, имеющий форму
штырька (рис. 15.4, а). Чем больше поверхность катода, тем при
большем токе сохраняются неизменными величины катодного
падения потенциала и напряжения на стабилитроне. При стабилизации
напряжения с помощью стабилитрона (рис. 15.4, б) входное
напряжение распределяется между балластным сопротивлением R и
стабилитроном. Если ток, проходящий через
стабилитрон, не превышает допустимого значения, то
напряжение на нем, а следовательно, и на нагрузке Rn
сохраняется неизменным. При этом избыточное
напряжение выделяется на балластном сопротивлении.
Допустимые пределы изменения тока,
проходящего через стабилитрон при стабилизации
напряжения, а также величина стабилизированного
напряжения определяются по вольтамперной
характеристике стабилитрона (рис. 15.4, в).
При стабилизации больших напряжений
применяют последовательное соединение нескольких
стабилитронов. Для этой же цели изготовляются стабилитроны-делители
напряжения. Электроды их представляют собой ряд стаканов,
помещенных один в другой, причем внутренняя поверхность внешнего
стакана является катодом, а наружная поверхность вставленного в него
стакана — соответствующим ему анодом. Таким образом, элементы
стабилитрона-делителя оказываются соединенными последовательно.
Схема включения такого стабилитрона приведена на рис. 15.4, г.
Стабилитроны выпускаются в нормальном, пальчиковом и
сверхминиатюрном исполнении. Применяемые стабилитроны СГ2С, СГЗС,
СГ11П, СПП, СГ2П, СГ5Б и другие отличаются друг от друга
разными значениями напряжения стабилизации.
Тлеющий разряд используется также в неоновых лампах,
применяемых главным образом для сигнализации. Неоновая лампа
имеет два электрода в форме дисков или цилиндров, находящихся
на небольшом расстоянии друг от друга. При подведении к ним
достаточного напряжения возникает тлеющий разряд и образуется
катодное свечение. Во избежание возникновения дугового разряда
последовательно с лампой включается добавочное сопротивление.
В некоторых типах ламп оно помещается внутри, баллона или
цоколя. Внешний вид панельной (ПН1) и малогабаритной (МН7)
неоновых ламп показан на рис. 15.5.
ПН1 МН7
Рис. 15.5.
Неоновая лампа
173

ГЛАВА ШЕСТНАДЦАТАЯ
ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫЕ
И ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ
ПРИБОРЫ
§ 16.1. ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫЕ
ПРИБОРЫ
В электроннолучевых приборах (трубках)
тонкий электронный луч возбуждает атомы люминесцентного слоя,
нанесенного на экран. При переходе к нормальному состоянию эти
атомы отдают полученную энергию в виде светового излучения того
или иного цвета. Управляя движением луча, можно получить на
экране изображение. Эта особенность электроннолучевых трубок
обеспечила широкое использование их в различных областях
радиотехники (осциллография, телевидение, радиолокация).
мектронная пушка
О -т-Мв ЗООНОООв 800^50006
Рис. 16.1. Электроннолучевая трубка с электростатической фокусировкой
и электростатическим управлением
В узкой части трубки (рис. 16.1) размещаются катод, система,
фокусирующая поток электронов, и система, управляющая
движением луча. На внутренней поверхности широкой части трубки
нанесен люминесцирующий слой экрана.
Катод К имеет форму цилиндра, на дно которого нанесен слой,
обеспечивающий электронную эмиссию. Катод находится внутри
цилиндрического управляющего электрода УЭ, имеющего
отрицательный потенциал относительно катода. Благодаря влиянию его
поля электроны прижимаются к оси трубки и выходят через
небольшое отверстие в управляющем электроде плотным потоком.
Изменяя потенциал управляющего электрода, можно регулировать
электронный поток (аналогично тому, как регулируется анодный
ток в обычных лампах с управляющей сеткой) и изменять этим
яркость светового пятна на экране.
174

Движение электронов в направлении экрана обеспечивается
сильным ускоряющим полем анодов Ах и Л2, которые имеют
высокий потенциал относительно катода.
Поток электронов можно фокусировать в узкий луч с помощью
статического электрического или магнитного поля.
В трубках с электростатической
фокусировкой луч фокусируется в электрическом поле (рис. 16.2, а)
между двумя цилиндрическими анодами А1 и Л2, которые
имеют различные потенциалы (в осциллографических трубках
иг я* 300—1000 в и U, ъ*
^ 800—5000 в). Так как в
электрическом поле на
положительные заряды
действуют силы в направлении
силовых линий, то на
электрон е, влетающий под
углом к оси трубки (рис.
16.2, б), вначале (в точке Л)
действует сила с
составляющей, направленной к оси
трубки, а затем (в точке Б)
сила с составляющей, на-
празленной от оси. Однако
в правой части поля,
вблизи оси, где силовые линии
меньше искривлены,
радиальная сила уже невелика
и электроны продолжают
приближаться к оси даже
после пролета второго
анода. Скорость электронов и
конфигурация поля подбираются так, чтобы любой электрон
пересекал ось трубки в центре экрана.
Катод, управляющий электрод л аноды образуют так
называемую электронную пушку (электронный прожектор).
В трубках с магнитной ф о к у с и р о в к о й (рис. 16.3,с)
электронный прожектор содержит катод, управляющий электрод,
анод и фокусирующую катушку, которая надевается на.горловину
трубки и включается в цепь постоянного тока.
На электрон, движущийся под углом к оси (рис. 16.3, б),
действует поперечная составляющая напряженности поля Нп этой
катушки, благодаря чему его скорость приобретает
составляющую оп, направленную за плоскость чертежа (это легко проверить,
применяя правило левой руки с учетом того, что движение
электрона и направление тока противоположны). При наличии
составляющей скорости t/u продольная составляющая напряженности поля Япр
прижимает электрон к оси (это также легко проверяется правилом
Рис. 16.2. Электростатическая система
фокусировки
175

левой руки). В результате совместного действия анода и
фокусирующей катушки электрон движется по вытянутой спирали.
Конфигурацию поля и потенциалы электродов выбирают так, чтобы
электроны, двигаясь по таким траекториям, все больше
приближались к оси и касались ее в центре экрана.
Окьдонение сфокусированного, луча в двух взаимно
перпендикулярных направлениях осуществляется с помощью
электростатической или магнитной отклоняющей системы.
Поле отклоняющих
катушек Отклоняющие катушки
Электр!
Рис. 16.3. Электроннолучевая трубка с магнитной фокусировкой
и магнитным управлением:
а — конструкция; б — движение электрона в магнитном поле
Электростатическая отклоняющая систе-
м а (см. рис. 16.1) состоит из горизонтально и вертикально
отклоняющих пластин. Если, например, к вертикально отклоняющей
паре пластин приложить напряжение так, чтобы верхняя пластина
имела более высокий потенциал, чем нижняя, то электронный луч
отклонится вверх и светящееся пятно на экране сместится вверх.
Аналогично действует и горизонтально отклоняющая пара пластин.
М а г-н и т и а я отклоняющая система состоит аз двух пар
отклоняющих катушек (на рис. 16.3, а показана одна пара катушек).
176

Поле каждой пары катушек отклоняет электронный луч
перпендикулярно к собственной оси. Изменяя величину и направление тока
в катушках, можно изменять направление луча.
При фокусировке и управлении с помощью магнитного поля
конструкция трубки упрощается, так как фокусирующая и
ляющая системы расположены ане,-трубки. Качество ий
на экране трубки с магнитным управлением в ряде случаев выше,
чем в трубке с электростатическим управлением. Однако питание
катушек связано с затратой энергии, потери которой при
управлении электростатическим полем ничтожно малы.
В зависимости от назначения трубки ее экран покрывается
люминесцентным слоем с различным временем послесвечения и
цветом светового пятна. Так, для получения зеленоватого свечения
используется люминесцентный слой с виллемитом.
Каждый электрон луча при ударе об экран выбивает из него
вторичные электроны, устремляющиеся на аквадаг — проводящий
графитовый слой, соединенный с анодом. Благодаря уходу
вторичных электронов потенциал экрана остается неизменным.
§ 16.2. ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ
ПРИБОРЫ
Фотоэлектрические приборы используют один
из видов фотоэффекта: внешний, внутренний или вентильный.
Световая энергия падающих на металл лучей может настолько
увеличить энергию его электронов, что она окажется достаточной
для совершения работы выхода — возникает фотоэлектронная
эмиссия — внешний фотоэффект. Чем меньше работа
выхода, больше сила света и меньше длина его волны (последняя
зависит от цвета лучей), тем больше фотоэмиссия.
Анод фотоэлементов имеет форму штырька или кольца (рис. 16.4,а)
и расположен так, чтобы не загораживать от света фотокатод,
представляющий собой слой соединения цезия и сурьмы, нанесенный на
половину внутренней поверхности баллона.
Фотоэлементы с внешним фотоэффектом могут быть вакуумными
и газонаполненными. В газонаполненных фотоэлементах при
движении электронов к аноду происходит ионизация атомов инертного
газа, которым наполнен баллон. При этом количество зарядов,
образующих ток, возрастает. Однако газонаполненные фотоэлементы
имеют ряд недостатков: возможность возникновения газового
разряда, при котором фотоэлемент выходит из строя; наличие большой
инерционности, сказывающейся при освещении фотоэлемента
импульсами света и обусловленной относительно малой подвижностью
ионов и временем, необходимым для деионизации.
На рис. 16.4, б, в я г показаны схема включения и анодные
характеристики вакуумного и газонаполненного фотоэлементов. При
наличии напряжения между анодом и катодом электроны, вылетаю-
177

щие с освещенного катода, достигают анода и в цепи фотоэлемента
проходит ток.
Чем больше напряжение ил, тем больше фотоэлектронов
долетает до анода при данной освещенности (Фг). G
повышением напряжения £/а наступает режим, при котором все фото-
Свет f
^const
Рис. 16.4. Фотоэлемент
электроны достигают анода. Этот режим называют режимом
насыщения.
Дальнейшего увеличения тока /а можно достичь увеличением
освещенности фотокатода (Фа> Ф\).
В газонаполненном фотоэлементе насыщения не наблюдается,
так как с увеличением напряжения Ua создаются условия для
ионизации газа.
В фотоэлектронных умножителях (ФЭУ) электроны,
вылетающие под действием света из фотокатода (рис. 16.5), падают на пер-
Свет
Эмиттеры
НоллБктор
вый анод (эмиттер) и выбивают
из него вторичные электроны.
Эх» электроны в свою
очередь падают на второй
эмиттер и выбивают из него
вторичные электроны и т. д.
Коэффициент вторичной
эмиссии, т. е. число вторичных
электронов, выбиваемых
одним первичным электроном,
зависит от материала эмиттера
и ускоряющих напряжений и составляет обычно 8—12. Поэтому ток,
протекающий по нагрузке, во много раз превышает ток фотокатода.
Внутренний фотоэффект возникает в
полупроводниках н диэлектриках и заключается в том, что энергия, которую
Рис. 16.5. Фотоэлектронный умножитель
178

ФС-А1
ФС-AZ
поток света сообщает электронам, позволяет им оторваться от
атомов кристаллической решетки и превратиться из связанных в
полусвободные. За счет этого эффекта проводимость ряда веществ —
фоторезисторов — при воздействии света заметно увеличивается.
Изготовляемые серно-свинцовые, серно-кадмиевые,
сернисто-висмутовые и другие фоторезисторы отличаются друг от друга
чувствительностью, рабочим напряжением, инерционностью и т. д.
Внешний вид некоторых
фоторезисторов показан на
рис. 16.6.
Вентильный фотоэффект
возникает при падении
света на границу раздела
полупроводника и металла. В
вентильном селеновом
фотоэлементе (рис. 16.7) на
стальной электрод / нанесен слой
2 3
Рис. 16.6. Фотосопротивления
Рис. 16.7. Устройство
вентильного фотоэлемента
полупроводника — селена 2, поверх которого осажден тонкий
полупрозрачный слой золота 3. В процессе изготовления фотоэлемента
между полупроводником и пленкой золота образуется очень
тонкий запорный слой с односторонней проводимостью. Под действием
света электроны полупроводника, получив дополнительную
энергию, проходят через этот слой и заряжают пленку золота
отрицательным зарядом, который снимается с помощью контактного
кольца 4, Так как запорный слой оказывает значительное сопротивление
обратному переходу электронов, то между полупроводником и
пленкой золота возникает э. д. с.
В зависимости от типа полупроводника процесс образования
э. д. с. в вентильном фотоэлементе может несколько отличаться от
описанного. Большую чувствительность имеют сернисто-серебряные
вентильные фотоэлементы.

РАЗДЕЛ III
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
ГЛАВА СЕМНАДЦАТАЯ
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
§ 17.1. НАЗНАЧЕНИЕ
И КЛАССИФИКАЦИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ
НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Устройства, предназначенные для усиления
мощности колебаний, называются усилителями.
В настоящей книге рассматриваются усилительные устройства,
собранные на электронных лампах и транзисторах.
Схемы усилительных устройств можно разделить на части,
каждая из которых является самостоятельным простейшим
усилителем, называемым каскадом. Чаще всего каскад представляет
собой совокупность радиолампы (транзистора) с нагрузочным
сопротивлением и элементами схемы, обеспечивающими требуемые
напряжения питания и связь данного каскада с последующим
каскадом или внешней нагрузкой. Усилительное устройство может
состоять из одного или нескольких каскадов.
Остановимся кратко на классификации схем электронных
усилителей. В зависимости от вида усиливаемых колебаний различают
усилители гармонических и импульсных сигналов, а также
усилители постоянного тока, иногда называемые усилителями медленно
изменяющихся напряжений (токов). В свою очередь усилители
гармонических сигналов подразделяются по диапазону и
сосредоточенности спектра частот усиливаемых колебаний на
низкочастотные и высокочастотные. Низкочастотные усилители
характеризуются способностью равномерно усиливать колебания широкого
спектра частот — от 20 гц до 20 кгц, отношение граничных частот
тД^ которого весьма велико. При необходимости равномерного
-мшп
усиления колебаний полосы частот, выходящей за пределы низких
180

(звуковых) частот, пользуются широкополосными усилителями,
обеспечивающими усиление колебаний, спектр частот которых
простирается от 20 гц до 5—6 Мгц. Для получения равномерного
усиления в качестве нагрузок в низкочастотных усилителях используют
так называемые апериодические элементы: резисторы,
трансформаторы и дроссели. В зависимости от способности усилителя усиливать
напряжение или мощность (ток) различают усилители напряжения
и мощности (тока).
Усилителем напряжения называют усилитель, колебания на
выходе которого имеют большую мощность, чем на его входе,
главным образом за счет усиления напряжения этих колебаний.
Усилителями мощности или тока называют усилители, у которых мощность
колебаний на выходе больше мощности колебаний на входе,
главным образом за счет усиления тока. Усилители мощности имеют
напряжение на выходе более низкое, чем на входе. Усиленные
колебания на выходе усилителя получаются за счет потребления энергии
от источника питания, а колебания, подаваемые на вход, только
управляют его работой.
Усилитель мощности является обычно выходным (оконечным)
каскадом. Каскад, предшествующий выходному, называют предоко-
нечным! Колебания на его вход подаются с предварительного
усилителя напряжения.
Высокочастотные усилители усиливают колебания в диапазоне
частот свыше 100 кгц. Они характеризуются сосредоточенностью
спектра частот усиливаемых колебаний (отношение граничных
частот —^ мало). Высокочастотные усилители, обеспечивающие
' min
одновременно с усилением колебаний выделение их в пределах
узкой полосы частот, называют избирательными усилителями,
а в пределах широкой полосы частот — полосовыми. По характеру
нагрузки высокочастотные усилители делятся на резонансные и
со связанными контурами.
Усилители импульсных сигналов делятся на усилители
радиоимпульсов и видеоимпульсов.
Усилители постоянного тока или медленно меняющихся
напряжений и токов характеризуются способностью усиливать колебания
любой частоты от /„ = 0 до высшей рабочей частоты. Различают
усилители прямого усиления и усилители с преобразованием.
В усилителях с преобразованием (рис. 17.1) постоянное входное
напряжение при помощи специальной схемы преобразуется в
переменное напряжение определенной частоты, которое после усиления
выпрямляется. Схема усилителя содержит генератор
вспомогательной частоты, преобразователь, усилитель переменного напряжения
и выпрямитель. Кроме того, все усилители подразделяются по
назначению на телевизионные, радиолокационные,
широковещательные, измерительные и т. д.
Рассмотрим эквивалентную схему усилительного каскада.
181

При подаче на вход каскада сигнала (рис. 17.2) изменение
сеточного напряжения А«с приводит к изменению анодного тока Л/а,
которое меняет анодное напряжение лампы на величину
Диа = —A/aZa. (17.1)
Знак «минус» поставлен потому, что изменение анодного
напряжения равно и противоположно по знаку изменению напряжения
на нагрузке, которая в общем случае является комплексной.
Если первоначальное значение анодного тока £а, то его новое
значение ia = ia + А/а. Считая анодные характеристики триода
Г

Генератор f0

Преобразователь
i

Усилитель пе
ременно
со напря
меня
"П
и
fo

Выпрямитель
"вх
N t
Рис. 17.1. Блок-схема усилителя постоянного тока с преобразованием
и формы сигналов в различных точках схемы
прямолинейными и воспользовавшись уравнением (12.7), можно
написать
., И ("с + А"с) + «а ~ At'aZa ~ ^ао . _ „.
(ил)
Вычтя из выражения (17.2) выражение (12.7), получим
Ма = и "с ^ 'а а ,
откуда
Подставив это значение в выражение (17.1) и разделив
числитель и знаменатель на Za, имеем
*<i
(17.3)
182

Последнее выражение показывает, что изменение анодного
напряжения в —L- раз больше изменения сеточного напряжения.
Так как в дальнейшем будет рассматриваться действие
переменных составляющих токов и напряжений, то выведенные формулы
представим в виде
(17.4)
+
(17.5)
T-i /1-7 л\ P'IC- 17.2. Схема уси-
B соответствии с выражением (17.4) на лнтеЛыюго каскада с
рис. 17.2 дана эквивалентная схема каскада, эквивалентным генера-
в которой лампа заменена генератором с тором напряжения (на-
Э. Д. С. \xUc И внутренним сопротивлением /?,-. правление тока ус-
Эта схема иногда называется схемой с
эквивалентным генератором напряжения.
Формула (17.5) показывает, что каскад, собранный на электронной
лампе, обеспечивает усиление напряжения, подводимого к ее сетке.
Физически это объясняется тем, что изменение сеточного
напряжения влияет на величину анодного тока значительно сильнее, чем
изменение анодного напряжения.
§ 17.2. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Коэффициентом усиления
усилителя называется отношение переменного напряжения на
выходе усилителя к переменному напряжению на его входе:
• п
К = ВЬ!Х
Из формулы (17.5) следует, что коэффициент усиления каскада
/С = ^ = £—. (17.6)
I! D v
Знак «минус» означает, что между выходным и входным
напряжениями каскада существует фазовый сдвиг 180°. Поскольку в ряде
случаев этот сдвиг оказывается несущественным, в дальнейшем знак
«минус» будет.опускаться.
Воспользовавшись символическим методом, коэффициент
усиления можно представить в следующей форме:
К=Ке'1<™*~ ■'»*>, (17.7)
183

где К — -гг^ — модуль отношения амплитуд выходного и
ВХОДАХ
ного напряжений;
Фвых — Фвх — фазовый сдвиг выходного напряжения
относительно входного.
При активной нагрузке разность фвых — срвх = я, при
комплексной нагрузке указанная разность равна я + ф, где ф —
дополнительный фазовый сдвиг, обусловленный комплексной нагрузкой.
Количественно коэффициент усиления характеризуют модулем К-
Коэффициент усиления многокаскадного усилителя равен
произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов.
Действительно,
UBX1 <Л)Х2
Г [
IZ "вьгагс Г] Т1
А» — 77 > ^Bbixl — ио\2<
ив\п
^вых2 = ^вхз И Т. Д.
Поэтому, если усилитель имеет п каскадов, то
/у- -ныхн ^вых 1^вых г • ■ • ^вых п is is if /17 Q\
А общ — -fj — / • f) l~l - A]A А». (П .r>)
^BXl c BX l^BX 2 • ■ • ^BX 11
Для характеристики усилителя мощности пользуются
коэффициентом усиления мощности
р
Установлено, что между звуковой энергией и громкостью звука,
воспринимаемого человеческим ухом, существует логарифмическая
зависимость. Поэтому часто коэффициент усиления выражают
в логарифмических единицах — децибелах и неперах, обозначая
его в первом случае S, а во втором — N. Коэффициент усиления
мощности в децибелах
S = 101g^ [дб].
*вх
Полагая, что мощности Рвх и Рвых выделяются на равных
сопротивлениях (/ч'вх = RBblx), предыдущее выражение можно записать
в виде
S=10lg^=10lg^^ = 201g^ = 201gff. (17.9)
'вх иК ивх
Иногда коэффициент усиления выражают в неперах:
N = ]n^ = \nK [неп]. (17.10)
Усиление в усилителях низкой частоты (УНЧ) должно быть по
возможности равномерным в пределах заданного рабочего диапа-
134

зона частот. Так, например, для высокочастотного воспроизведения
звука необходимо усиливать диапазон частот от 50 до 10 000 гц,
а для воспроизведения изображения на экранах телевизоров — от
20 гц до 5—6 Мгц. Непостоянство коэффициента усиления в
диапазоне частот объясняется зависимостью реактивных сопротивлений
схемы от частоты. Оно приводит к частотным
искажениям, изменяющим тембр звука.
Для оценки частотных искажений пользуются частотной
характеристикой (рис. 17.3). Количественно они
оцениваются коэффициентом частотных и с к а ж е н и й М,
показывающим отношение коэффициента усиления на средних
частотах /<"0 к усилению на данной
частоте К-
т к ■
(17.11)
А/ К Идеальная
~~ 7 7
1,25
',0
075
0,50
0,25
' 0
Реальная
Рис. 17.3. Частотная
характеристика усилителя
При отсутствии частотных
искажений М = 1. Подъем
частотной характеристики соответствует
М <1, а завал М> 1.
Установлено, что изменение
силы звука различных частот на
15—20% незаметно для уха.
Отсюда для усилителей звуковых частот допустимое значение
коэффициента частотных искажений лежит в пределах 0,8 ^М< 1,25.
В случае многокаскадного усилителя
Мобщ = М XM2... М„. (17.12)
Часто коэффициент частотных искажений выражают в децибелах:
a(06) = 20\gM. (17.13)
Обычно при построении частотных характеристик частоту на
графике откладывают в логарифмическом масштабе.
Одновременно с частотными искажениями в усилителях
возникают фазовые искажения. Известно, что любое
несинусоидальное периодическое напряжение может быть представлено
в виде суммы ряда синусоидальных напряжений, находящихся
в определенных фазовых соотношениях. При усилении
напряжения фазовые углы между отдельными его составляющими
изменяются из-за влияния реактивных элементов схемы. В результате
форма напряжения на выходе усилителя отличается от формы
напряжения на его входе. На рис. 17.4, а показано сложное
напряжение, состоящее из первой, второй и третьей гармоник. Изменение
начальной фазы второй гармоники на угол ц>х, а третьей гармоники
на угол п (рис. 17.4, б) приводит к искажению формы напряжения.
Если же все составляющие сдвинуты по фазе пропорционально их
частоте, т. е. вторая гармоника на угол, в 2 раза больший, чем
135

первая, третья гармоника на угол, в 3 раза больший, чем первая,
и т. д., то форма напряжения не меняется.
На рис. 17.4, в все гармоники сдвинуты на угол, равный номеру
гармоники, умноженному на ^.
В многокаскадном усилителе фазовый сдвиг напряжения на
выходе последнего каскада по отношению к напряжению на входе
усилителя равен сумме фазовых сдвигов в отдельных каскадах:
фобщ = <Pi + ф2 + • • • + фл-
(17.14)
При четном числе каскадов и активном характере нагрузок
сдвиг фаз между выходным и входным напряжениями отсутствует.
а) б) ■ 8)
Рис. 17.4. Фазовые искажения в усилителях
Фазовые искажения характеризуются фазовой
характеристикой (рис. 17.5), показывающей зависимость угла
фазового сдвига ф от частоты F.
Идеальная фазовая характеристика имеет вид прямой линии,
проходящей через начало координат (прямая /). В реальных
условиях фазовая характеристика криволинейна (кривая 2). В
усилителях звуковой частоты фазовые искажения не влияют на качество
воспроизведения звука, но они в значительной степени определяют
качество изображения в телевидении и качество воспроизведения
импульса в радиолокационных устройствах.
Кроме того, искажения в усилителях могут возникать
вследствие использования нелинейных участков характеристики лампы
или характеристики намагничивания стали сердечника в
усилителях с трансформатором (дросселем), а также при работе ламп с се-
136

кр
точными токами. Эти искажения называются
нелинейными.
Если выбрать исходную рабочую точку в середине
прямолинейного участка ламповой характеристики (рис. 17.6) и подвести к сетке
лампы синусоидальное напряжение, амплитуда которого не
выходит за пределы этого участка, то анодный ток будет иметь форму
напряжения на сетке (кривая 1) и
нелинейные искажения будут
отсутствовать. При подаче сеточного напряжения
с большей амплитудой и при
использовании нелинейных участков
характеристики форма анодного тока (кривая 2)
отличается от формы сеточного
напряжения. Еще большие нелинейные искажения
появятся, если выбрать исходную
рабочую точку на нижнем криволинейном
участке характеристики.
При возникновении нелинейных искажений в составе выходного
напряжения появляются гармоники, которых не было на входе,
в результате чего передача становится неразборчивой, тембр звука
искажается. Для количественной оценки нелинейных искажений
Рис. 17.5. Фазовая
характеристика усилителя
Рис. 17.6. Возникновение
нелинейных искажений в
усилителях
пользуются коэффициентом нелинейных
искажен и и (коэффициентом нелинейности, коэффициентом гармоник
или клирфактором). Коэффициент нелинейных искажений у
представляет собой отношение действующего значения тока, созданного
второй и более высокими гармониками, к действующему значению
187

тока основной частоты (первой гармоники):
у=яУЩП + П±^. (17.15)
Обычно амплитуды гармоник, начиная с четвертой, достаточно
малы, и ими можно пренебречь. Коэффициент нелинейных
искажений определяют по формуле
у^Щ±3. Ю0%. (17.16)
Допустимая величина коэффициента нелинейных искажений
зависит от назначения усилителя, полосы пропускаемых частот
и т. д. В радиовещательных приемниках на частотах свыше 400 гц
коэффициент нелинейных искажений не должен превышать 5 -j- 10%
(в зависимости от класса приемника), в радио-
I/ / s' трансляционных узлах на частотах больше
* 100 гц— 2,5-4-4%, а в телевидении его
значения могут достигать 10-г- 15%.
Коэффициент нелинейных искажений
многокаскадного усилителя равен сумме
коэффициентов нелинейных искажений отдельных каскадов:
Рис. 17.7. Ампли- Уобщ^У, + У2 + ... + Уп. (17.17)
тудная характери- Нелинейные искажения в основном создаются
стнка усилителя ^
J усилителем мощности, так как для получения
большой мощности на выходе усилителя
необходимо подвести к его входу большое напряжение, а это приводит
к более полному использованию ламповой характеристики,
включая и ее криволинейные участки.
Коэффициент нелинейных искажений принято определять на
средних частотах, так как на крайних частотах рабочего диапазона
на работу усилителя влияют его реактивные элементы и учет
коэффициента нелинейности оказывается затруднительным. При
определении величины у в области низших частот диапазона, где
частотная характеристика имеет завал, напряжение первой гармоники
будет ослабляться относительно напряжения высших гармоник,
что приведет к росту коэффициента у. Аналогичное явление имеет
место при определении коэффициента нелинейных искажений
в области высших частот, где частотная характеристика некоторых
усилителей имеет подъем. При наличии завала частотной
характеристики в области высших частот величина у будет уменьшаться
из-за ослабления напряжения высших гармоник относительно
напряжения первой гармоники. Напряжение на выходе усилителя
часто не пропорционально входному напряжению, так как лампа
(транзистор) является нелинейным элементом. Поэтому для оценки
действия усилителя пользуются амплитудной
характеристикой (рис. 17.7), показывающей зависимость
наприте

жения первой гармоники на выходе от амплитуды напряжения на
входе Ux = f (UBX).
В идеальном усилителе амплитудная характеристика имеет вид
прямой линии (/), а в реальном — вид кривой (2). Прямолинейность
амплитудной характеристики указывает на постоянство
коэффициента усиления, а угол а, который она образует с осью абсцисс,
характеризует его величину: чем больше угол а, тем больше
коэффициент усиления.
Основным параметром, характеризующим усилитель мощности,
является выходная мощность, отдаваемая им в
нагрузку *. Усилители мощности чаще всего характеризуются
активной мощностью. Наличие комплексной нагрузки приводит к тому,
что между выходным напряжением и током, протекающим через
нагрузку, создается фазовый сдвиг ср„, поэтому
Рвь1Х = £//со5фп = !^со5фн, (17.18)
ZH
где £/,„„ — амплитудное значение выходного напряжения;
ZH — сопротивление нагрузки;
срн — фазовый сдвиг между напряжением и током.
Как указывалось, получение большей мощности вызывает
увеличение нелинейных искажений. Максимальную мощность, при
которой искажения не превышают заданной величины, принято называть
номинальной. Величина номинальной мощности на выходе
усилителя зависит от его назначения. В радиовещательных приемниках
эта мощность составляет 0,5—4 вт, а в радиотрансляционных
узлах она может превышать 800—1000 вт.
Другим важным показателем, характеризующим усилитель
мощности, является к. п. д. Различают электрический и
промышленный к. п. д. Электрическим к. п. д. усилителя
называют отношение полезной мощности Рвых к мощности,
потребляемой усилителем от источника питания анодных цепей ламп:
ilM = ^f- (17.19)
Обычно электрический к. п. д. усилителя мощности составляет
20—70%.
Промышленным (полным) к. п. д. усилителя называют
отношение полезной мощности к мощности, потребляемой усилителем от
всех источников питания,
* В ГОСТ 8033—56 рассматриваются три понятия мощности мекгричвской
Цепи в зависимости от характера нагрузки: полная Ps -— UI, измеряемая в
вольтамперах (ее); активная Р — Ш cos ер, измеряемая в ваттах (вт), вызванная
переходом электромагнитной энергии в механическую пли тепловую энергию
и составляющая часть полной мощности; реактивная Р(/ — UI sin ф, измеряемая
в вольтамперах реактивных (вар), характеризующая энергетические процессы
в электромагнитных системах.
189

Промышленный к. п. д. всегда ниже электрического. Обычно он
составляет 10—60%.
Как правило, на вход усилителя подается напряжение сложной
формы, частота и амплитуда которого все время изменяются.
Изменение амплитуды определяет изменение мощности на выходе
усилителя. Динамическим диапазоном мощности
или громкости усилителя называется отношение
максимальной мощности к минимальной мощности при допустимых
искажениях. Максимальная мощность на выходе усилителя ограничивается
нелинейными искажениями, а минимальная мощность
собственными шумами усилителя, возникающими за счет шумов ламп,
внешних электрических помех и фона переменного тока. Поэтому
передача очень широкого диапазона мощностей (на частоте 1000 гц
человеческое ухо способно воспринимать звуки, отличающиеся по
мощности в 1012 раз) оказывается практически невозможной. В
радиовещательных приемниках ограничиваются воспроизведением
мощности, максимальное значение которой отличается от
минимального в 10е раз, что обеспечивает вполне удовлетворительную
передачу.
Различные усилители могут обеспечить получение одной и той
же выходной мощности при различных входных напряжениях.
Поэтому вводится понятие чувствительности
усилителя, которая характеризуется величиной входного напряжения,
обеспечивающего получение номинальной выходной мощности.
§ 17.3. РЕЖИМ РАБОТЫ ЛАМП
Режим работы лампы определяется
положением рабочей точки на динамической характеристике. Выбор
режима работы лампы производится в зависимости от амплитуды
подводимого переменного напряжения и назначения усилителя.
В зависимости от положения рабочей точки возможно получение
колебаний анодного тока двух родов. Если колебания анодного
тока имеют синусоидальную форму (т. е. анодный ток протекает
в течение всего периода), то они носят название колебаний первого
рода (рис. 17.8, а). Если же анодный ток имеет импульсный
характер (т. е. в течение части периода анодный ток отсутствует), то
такие колебания носят название колебаний второго рода
(рис. 17.8, б).
Колебания второго рода характеризуются углом отсечки в.
Углом отсечки называют половину той части периода, в течение
которой через лампу проходит анодный ток.
Понятиями колебаний первого и второго рода обычно
пользуются при рассмотрении процессов усиления и генерирования
в радиопередающих устройствах. В радиоприемниках и усилителях
режим работы ламп подразделяют на ряд классов. Основным
признаком, характеризующим каждый класс, является положение
190

рабочей точки на динамической характеристике лампы и величина
амплитуды подводимого переменного напряжения. Различают
режимы класса А, В, АВ, и G.
Рис. 17.8. Графики работы лампы в различных режимах:
а- — режим класса At (колебания первого рода); б — режим
класса В2 (колебания второго рода); в — режим класса АБ2
Режим класса А характеризуется работой лампы без отсечки
анодного тока (9 = 180°), что соответствует колебаниям первого
рода. В этом режиме рабочая точка выбирается на прямолинейном
участке характеристики лампы, за пределы которого входное
191

напряжение практически не выходит, нелинейные искажения
минимальны (у=3—6%), а амплитуда переменной составляющей анодного
тока 1тл всегда меньше тока покоя /ао и примерно равна постоянной
составляющей.
Этот режим самый неэкономичный, так как лампа используется
не полностью (>1эл = 20—30%). Поэтому режим класса А
применяется в усилителях напряжения и усилителях малой
мощности.
В режиме класса В анодный ток протекает через лампу в течение
половины периода, т. е. угол отсечки G = 90° (рис. 17.8, б), что
соответствует колебаниям второго рода. При этом рабочая точка
выбирается на нижнем сгибе характеристики лампы — ток покоя
равен нулю или очень мал. В результате уменьшаются постоянная
составляющая анодного тока и, следовательно, мощность,
расходуемая от источника анодного питания. Поэтому этот режим является
более экономичным, чем режим класса А (ц33 = 65—70%). Однако
увеличиваются нелинейные искажения, достигающие 35—50%, что
объясняется использованием криволинейных участков
характеристики лампы.
Для получения максимальной мощности и высокого к. п. д. на
вход каскада необходимо подавать значительные напряжения,
которые могут вызывать сеточный ток.
Режим усилителя, в котором лампа работает без сеточных токов,
обозначается Вь а с сеточными токами В2.
Режим класса В применяется в усилителях большой мощности
(сотни ватт и более).
Режим класса АВ является промежуточным между режимами
классов А и В (рис. 17.8, е). В режиме класса АВ лампа работает
с углом отсечки порядка в = 120—130е. Рабочая точка выбирается
ближе к нижнему сгибу характеристики.
Режим класса АВ более экономичен, чем режим класса А
(т]м = 45-50%).
Режим класса АВ применяется в усилителях средней мощности
(десятки ватт). В режиме класса АВ лампы работают как без
сеточных токов (класс ABj), так и с сеточными токами (класс АВ3).
При этом в режиме класса АВ! t]S7 = 50%, а в режиме класса АВ2
1к, = 65%.
Режим класса С характеризуется тем, что рабочая точка
находится левее точки запирания лампы (в = 50—70°). При этом по
сравнению с режимом класса В ток /а0 оказывается еще меньше,
в результате чего к. п. д. при значительных амплитудах
подводимого напряжения и работе ламп с сеточными токами доходит до
75—80%.
Однако нелинейные искажения в этом режиме так велики, что
он практически непригоден для использования в УНЧ. Режим
класса С применяется при усилении высокочастотных колебаний
в радиопередающих устройствах.
192

§ 17.4. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ КАСКАДОВ
Любой усилительный каскад содержит
входную и выходную цепи. Входная цепь состоит из источника
усиливаемого напряжения и источника постоянного сеточного напряжения
смещения.
В приведенной на рис. 17.9, а схеме источник усиливаемого
напряжения включен непосредственно между сеткой и катодом.
Такая схема пригодна для включения звукоснимателей
электромагнитного типа.
Схема трансформаторного входа (рис. 17.9, б) применяется,
когда необходимо повысить напряжение во входной цепи. Кроме
того, трансформатор исключает попадание постоянного напряжения
от источника усиливаемого напряжения в цепь сетки лампы. Эта
а) 6]
Рис. 17.9. Схемы подачи сигнала на сетку лампы:
а — простейшая; б — трансформаторная; в — реостатная
схема широко применяется для связи микрофона с сеточной цепью
лампы.
Если требуется разделение постоянной и переменных
составляющих напряжения, но нет необходимости в использовании
трансформатора, то применяют схему резисторного входа (рис. 17.9, в).
В ней конденсатор Сс (разделительный) препятствует попаданию
постоянного напряжения в цепь сетки. Сопротивление Rc служит
для стекания зарядов, которые могут накапливаться на сетке и
менять ее потенциал относительно катода, а также для подачи
постоянного отрицательного напряжения смещения. Оно называется
сопротивлением утечки. Эта схема наиболее широко используется
для связи между каскадами в усилителях.
Постоянное сеточное напряжение смещения в ламповых схемах
может подаваться как от постороннего источника постоянного тока,
так и с помощью схемы автоматического смещения. В качестве
источника постоянного тока может использоваться гальваническая
батарея, аккумулятор или выпрямитель. Наиболее широкое
распространение получили схемы автоматического смещения. В схеме
рис. 17.10, которая применяется для ламп с косвенным накалом,
между катодом лампы и отрицательным полюсом источника анодного
напряжения включается активное сопротивление RK. Постоянная
7
Браммер
193

составляющая катодного тока, проходя через это сопротивление,
создает на нем напряжение, в результате чего катод оказывается
под более высоким потенциалом, чем сетка, присоединенная через
сопротивление R, к отрицательному полюсу источника питания.
Рис. 17.10. Схемы автоматического смещения:
а — для триода; б — для пентода
Величина сопротивления RK определяется по следующим
формулам:
для триода (рис. 17.10, а)
/?k=L^lL, (17.21)
для пентода (рис. 17.10, б)
■ /,о + ■
(17.22)
где 1/с0 — сеточное напряжение смещения;
/ао — постоянная составляющая анодного тока;
/90 — постоянная составляющая тока экранирующей сетки.
Чтобы по сопротивлению RK не протекали переменные
составляющие токов и на участке катод — корпус не выделялось
переменное напряжение, оно зашунтировано конденсатором большой
емкости Ск, величина которой выбирается по условию
; (0,2 -0,25)
(17.23)
где QH — наиболее низкая круговая частота переменных
составляющих токов.
ГЛАВА ВОСЕМНАДЦАТАЯ
УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
§ 18.1. РЕЗИСТОРНЫИ УСИЛИТЕЛЬ
В резисторном усилителе (рис. 18.1)
переменная составляющая анодного тока создает на резисторе нагрузки
усиленное переменное напряжение. Для передачи этого напряжения
в цепь сетки лампы второго каскада включены элементы Сс и R^.
194

Резисторный усилитель может быть собран на триодах или на
пентодах.
Схема на пентоде (рис. 18.1, б) отличается от схемы на триоде
(рис. 18.1, а) наличием в цепи экранирующей сетки, так
называемого развязывающего фильтра: резистора Rd и конденсатора Сэ.
Для подачи на экранирующую сетку напряжения, составляющего
Рис. 18.1. Резнсторный усилитель напряжения:
а — принципиальная схема на триодах; б —
принципиальная схема на пентодах; виг — эквивалентные схемы
40—60% от напряжения источника анодного питания Ui0 =
= (0,4—0,6) £,„ включается гасящее сопротивление R3, по
которому проходит постоянная составляющая тока экранирующей
сетки /э0. Величина сопротивления R3 определяется по формуле
Чтобы по резистору Rb проходила только постоянная
составляющая тока экранирующей сетки, в схему включают блокировочный
конденсатор Сэ, сопротивление которого даже на самой низкой
из частот рабочего диапазона должно быть много меньше
сопротивления R,. В этом случае переменная составляющая тока
7* 195

экранирующей сетки проходит через конденсатор Ск и
промежуток катод — экранирующая сетка лампы.
Для анализа работы схемы резисторного каскада воспользуемся
полной эквивалентной схемой (рис. 18.1, б), в которой, помимо
элементов, указанных в схеме усилителя, включена емкость Со,
образуемая выходной емкостью первого каскада СВЬ1Х, входной
емкостью второго каскада Свх2 и емкостью монтажа схемы См.
В емкость монтажа входит емкость между элементами схемы и
монтажными проводами, а также емкость относительно шасси
усилителя См = (10—40) пф. Так как все эти емкости включены
параллельно, то их можно заменить одной общей емкостью Со — Свых +
+ Свх + С„. Пользуясь полной эквивалентной схемой
резисторного усилителя, проанализируем ход частотной характеристики.
В области средних звуковых частот (от 200 до 3000 гц) можно
не учитывать влияние емкостей Сс и Со на прохождение переменных
составляющих токов, так как емкость Сс выбирается большой и ее
сопротивление по сравнению с сопротивлением Rc, с которым она
соединена последовательно, мало, а емкость Со мала и ее
сопротивление на средних частотах по сравнению с сопротивлением /?а,
с которым она соединена параллельно, очень велико. При этом
допущении эквивалентная схема упрощается (рис. 18.1, г), причем
сопротивления Ra и Rc могут быть заменены одним сопротивлением
п п
Rx — ъ— ар%-. Выражение для коэффициента усиления в соот-
ветствии с формулой (17.6) для области средних частот примет
следующий вид:
К-—V- 1Г-ТГ (18Л)
В случае применения пентодов, когда Rt J> R^, a
и формула (18.1) упрощается:
(18.2)
где S — крутизна характеристики лампы в рабочей точке.
В области низших звуковых частот (от 50 до 200 гц) сказывается
влияние емкости Сс, сопротивление которой с уменьшением частоты
увеличивается и может оказаться соизмеримым с величиной
сопротивления /?с. В этой области частот напряжение на выходе каскада,
т. е. на сопротивлении Rc, уменьшается, так как усиленное
напряжение, создаваемое на сопротивлении Ra, прикладывается к
делителю напряжения, составленному из конденсатора Сс и резистора
^с. Этот делитель уменьшает напряжение на выходе каскада в
196

раз. Очевидно, что чем меньше сопротивление
с
емкости ~-~г по сравнению с /?С) тем больше напряжение на вы-
ходе. Следовательно, для уменьшения завала частотной
характеристики в области низших звуковых частот нужно выполнить условие
—-f^-^Rz- Если это условие выполняется в области низших частот,
то оно тем более выполняется в области средних и высших частот.
Поэтому на средних и высших частотах влиянием емкости Сс можно
пренебречь. Уменьшение напряжения на выходе каскада приводит
к пропорциональному уменьшению коэффициента усиления,
который в области низших звуковых частот определяется по формуле
(18.3)
или в модульной форме
==р=г„. (18-4)
■ \QHCC/?J
В соответствии с формулой (17.11) коэффициент частотных
искажений
На низших частотах частотные искажения будут тем больше,
чем ниже частота и меньше постоянная времени тс = CCRC. Обычно
тс = 0,02—0,2 сек.
В области высших звуковых частот (от 3000 до 10 000 гц)
коэффициент усиления зависит от величины емкости Со. С увеличением
частоты сопротивление емкости Со, включенное параллельно
сопротивлению jRa, уменьшается, что приводит к уменьшению общего
сопротивления нагрузки и увеличению переменной составляющей
анодного тока лампы. В результате увеличивается падение
напряжения на внутреннем сопротивлении лампы Rt и уменьшаются
выходное напряжение и коэффициент усиления. В области высших
частот коэффициент усиления может быть также определен по
формуле (17.6), но на этих частотах
1 _ /О Г ' ' ' ' — /О Г ' —
Очевидно, что если сопротивление jr-~r значительно больше
величины RH, то его шунтирующее действие мало, поэтому
желательно, чтобы соблюдалось условие
197

В этом случае ток, ответвляющийся через емкость Со, настолько
мал, что практически не влияет на анодный ток лампы.
Коэффициент усиления в области высших частот
Г). П
Сопротивление р ' * является выходным сопротивлением схе-
*\i "Г ^1
мы, измеренным на переменном токе со стороны выхода между
точками аб (рис. 18.1, г).
Выходное сопротивление можно рассматривать как внутреннее
сопротивление усилительного каскада.
При RBhlx 4^ Ra напряжение на выходе каскада оказывается
много больше напряжения на входе.
Такой усилитель называют усилителем напряжения (см. § 17.1).
Чем меньше сопротивление RBbIK, тем при меньшем значении
сопротивления Ra возможно получение усиленного напряжения.
При Rvax ^> Ra по сопротивлению нагрузки проходит больший
ток. В этом случае усилитель называют усилителем тока.
Введя обозначение 75—г~б~ — Квых> получаем выражение для
«,• -+- /ti
модуля коэффициента усиления:
1rY^-=
\ «1/
В случае применения пентодов, когда Rt >> /?а, величина ^вых «а
В соответствии с формулами (17.11) и (18.1) коэффициент
частотных искажений на высших частотах
Мв = ^ = У'ГТ^^ГСо^^Г2. (18.8)
А в
Следовательно, на высших частотах частотные искажения
возрастают с увеличением частоты и постоянной времени анодной цепи
Частотная и фазовая характеристики резисторного усилителя
приведены на рис. 18.2.
Для получения более равномерной частотной характеристики
в заданном диапазоне частот необходимо выполнение двух условий:
1) на низших частотах „—,,- <^^с.
2) на высших частотах ^-г,- Ъ- R3.
Выбор элементов схемы производят исходя из следующих
соображений. Для получения большего коэффициента усиления каскада

к
сопротивление Ra следует выбирать возможно большим. Однако
величина сопротивления /?а ограничена, во-первых, условием
_-'_- ^> Ra (с ростом сопротивления Ra сужается полоса
пропускания усилителя со стороны высших частот в результате увеличения
частотных искажений) и, во-вторых, уменьшением постоянного
анодного напряжения лампы из-за увеличения падения постоянного
напряжения на сопротивлении R^. Уменьшение постоянного
анодного напряжения приводит к уменьшению коэффициента усиления
лампы \i и вследствие этого к уменьшению коэффициента усиления
каскада. В случае применения триодов величину Ra берут обычно в
2—3 раза больше внутреннего сопротивления Rh а в случае
применения пентодов R;, = (0,1—0,25) £?,; последнее объясняется
большим значением внутреннего
сопротивления Rt пентодов.
Сопротивление Rc берут в 5—
10 раз больше сопротивления /?а,
чтобы оно не шунтировало его по
переменной составляющей
напряжения. При меньшем значении
сопротивления Rc уменьшаются
нагрузка и коэффициент
усиления. Однако выбор сопротивления
Rc более 2—3 Мом
нецелесообразен, так как тогда на нем токами
утечки сетки создается падение
напряжения, смещающее рабочую
точку. Кроме того, на сопротивление Rz падает часть постоянного
напряжения Ел, которое распределяется между сопротивлением Ra,
сопротивлением утечки конденсатора Сс и сопротивлением Rc.
Это напряжение создает положительный потенциал на сетке по
отношению к катоду, достигающий нескольких вольт.
Из выражений (18.3) и (18.6) можно получить уравнения,
определяющие фазовый сдвиг напряжения на выходе усилителя по
отношению к напряжению на его входе, соответственно для области
низших и высших частот:
= <Нг, (18-9)
+90°
F
-90°
V
Ко
г
Рис. 18.2. Частотная и фазовая
характеристики резисторного
усилителя
tg Фв = — йвта.
(18.10)
На низших частотах фазовый сдвиг положителен, т. е. выходное
напряжение опережает входное, а на высших частотах фазовый сдвиг
отрицателен. В области средних частот фазовый сдвиг практически
равен нулю, поэтому фазовые искажения отсутствуют. Фазовая
характеристика резисторного усилителя приведена на рис. 18.2.
К преимуществам схемы резисторного усилителя относятся
возможность получения равномерной (прямолинейной) частотной
199

характеристики в широком диапазоне частот, простота схемы и
низкая стоимость ее элементов (резисторов и конденсаторов).
Недостатками схемы являются сравнительно небольшой
коэффициент усиления (/Со < ц) и необходимость применения истбчников
питания анодной цепи сравнительно высокого напряжения, так как
часть этого напряжения теряется на сопротивлении анодной
нагрузки #а<
§ 18.2. ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ
УСИЛИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ
В трансформаторном усилителе напряжения
(рис. 18.3, а) в качестве нагрузки лампы служит трансформатор.
Наличие трансформатора обеспечивает разделение по постоянному
току, сеточной цепи следующего каскада от анодной цепи данного
каскада, в результате чего отпадает необходимость в конденсаторе
Сс и, следовательно, в резисторе Rc. Иногда в схему параллельно
вторичной обмотке трансформатора включают шунтирующее
сопротивление /?ш, устраняющее возможность самовозбуждения каскада
и выравнивающее его частотную характеристику. Однако включение
этого сопротивления приводит к уменьшению коэффициента
усиления каскада.
Рассмотрим эквивалентную схему трансформаторного
усилителя напряжения (рис. 18.3, б). В ней приняты следующие
обозначения:
гх — активное сопротивление первичной обмотки
трансформатора;
Lj_ — индуктивность первичной обмотки трансформатора;
Rtr — сопротивление, эквивалентное потерям в стали;
Lsl— индуктивность рассеяния первичной обмотки
трансформатора.
Элементы справа от индуктивности Ll пересчитаны из вторичной
цепи в первичную. Смысл пересчета (приведения) заключается в том,
чтобы в эквивалентной схеме сохранялся баланс мощностей.
Из теории трансформаторов известно, что г'ъ = -\, L'si = -*£-
есть приведенные активное сопротивление и индуктивность
рассеяния вторичной обмотки, где м = — — коэффициент трансформации
трансформатора, а о>2 и wl — соответственно число витков его
вторичной и первичной обмоток; Rm — приведенное сопротивление
шунта: Rm = -v; Co — приведенная емкость: С'а = Conz, где
Со = Свх + См -f Стр; U'c2 — приведенное выходное напряжение:
Обычно потери в сердечнике трансформатора весьма малы и на
всех частотах RCT <^ QLX. Поэтому величиной Rir пренебрегают.
200

В области низших звуковых частот характер частотной
характеристики определяется индуктивным сопротивлением первичной
обмотки xL = QHLj. Чем меньше частота, тем меньше
сопротивление индуктивности и напряжение на ней. В результате частотная
характеристика имеет завал (рис. 18.3, в). Сопротивлениями индук-
тивностей рассеяния QaLsl и QUL'S2 можно пренебречь, так как они
меньше сопротивлений гх и К и практически не оказывают влияния
на частотную характеристику. В области низших частот емкость
к
1
Ко
3
/
г
о)
Рис. 18.3. Трансформаторный усилитель напряжения:
а — принципиальная схема; 6 — эквивалентная схема:
в — частотная характеристика
С„, включенная параллельно выходу, обладает настолько большим
сопротивлением ^—^, что его шунтирующим действием можно
пренебречь. Однако на границе низших и средних частот возможно
возникновение резонанса токов в контуре, образуемом емкостью Со
и индуктивностью первичной обмотки Ьг на частоте QQ = — ,
На этой частоте коэффициент усиления возрастает и достигает
значения, соответствующего коэффициенту усиления в области
средних частот.
Чтобы при резонансе токов не возникало увеличения усиления,
целесообразно сопротивления элементов, шунтирующих контур,
брать достаточно малыми, т. е. нужно использовать лампы с малым
внутренним сопротивлением Rt и уменьшать сопротивление Rm.
201

Поэтому в трансформаторном усилителе напряжения выгодно
применять триоды, а не пентоды. В противном случае индуктивность
первичной обмотки следует делать весьма большой, чтобы частота
Qo = -^== была меньше наименьшей частоты рабочего диапазона.
В области высших звуковых частот можно пренебречь влиянием
индуктивности Lu сопротивление которой становится очень
большим. Из-за увеличения сопротивлений индуктивностей рассеяния
приходится учитывать падение напряжения на них. Поэтому с
ростом частоты напряжение на выходе уменьшается и, следовательно,
частотная характеристика имеет завал (кривая / на рис. 18.3, в).
Возможен случай, когда частотная характеристика в пределах
заданного рабочего диапазона частот имеет подъем (кривая 2 на
рис. 18.3, в). Это объясняется резонансом напряжений в
последовательном контуре, составленном из индуктивности рассеяния
трансформатора Ls = Lsl + L'S2 и емкости Сп на частоте QB =—==-.
Поскольку индуктивность Ls и емкость Со малы, резонансная
частота может выйти за пределы рабочего диапазона частот (кривая 3
на рис. 18.3, в).
Практически для равномерного усиления полосы частот до
Fs = 6—8 кгц значение п необходимо брать не больше 2—4, так как
увеличение коэффициента трансформации трансформатора
приводит к увеличению емкости Cj = С0п2 и уменьшению резонансной
частоты QR.
Включение в схему шунтирующего сопротивления Rm приводит
к ухудшению добротности контура и, следовательно, к расширению
его резонансной кривой. При этом коэффициент усиления усилителя
уменьшается (кривая 4 на рис. 18.3, в).
В области средних частот сопротивление индуктивности
первичной обмотки Q0Li относительно велико, а сопротивление
индуктивности рассеяния QOLS еще мало. Поэтому можно не учитывать
влияние реактивных элементов схемы и считать, что на ее работу
влияют лишь активные элементы.
Коэффициент усиления каскада без сопротивления R,u
Ко = Р?-
Следует отметить, что в трансформаторном каскаде причиной
нелинейных искажений является не только нелинейность
характеристики лампы, но и нелинейность кривой намагничивания стали
сердечника трансформатора.
Трансформаторный усилитель напряжения обладает следующими
преимуществами по сравнению с резисторным усилителем.
Коэффициент усиления трансформаторного каскада больше, так как он
определяется не только коэффициентом усиления лампы, но н
коэффициентом трансформации трансформатора (я >• 1). Источник
питания анодной цепи лампы может иметь более низкое напряжение,
202

так как активное сопротивление первичной обмотки
трансформатора мало и, следовательно, на нее падает очень малая часть
напряжения источника питания. При работе следующего каскада с токами
сетки затрачивается меньшая энергия в цепи сетки, так как ток
сетки проходит по вторичной обмотке трансформатора, а не по очень
большому сопротивлению Rz, наличие которого приводит к
бесполезной потере мощности и к росту нелинейных искажений. Подъем:
частотной характеристики в области высших частот может
использоваться для компенсации частотных искажений в многокаскадном
усилителе.
К недостаткам трансформаторного усилителя следует отнести
значительную сложность конструкции, высокую стоимость
трансформатора и невозможность получения равномерной частотной
характеристики в широком диапазоне частот. Поэтому в
радиовещательных приемниках усилители этого типа не применяются.
§ 18.3. ДРОССЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ
В схеме дроссельного усилителя напряжения
(рис. 18.4, а) анодной нагрузкой является дроссель со стальным
сердечником.
В области низших звуковых частот влиянием емкости Сп, так
же как и в схеме резисторного усилителя, можно пренебречь. Как
видно из упрощенной эквивалентной схемы (рис. 18.4, в), к
параллельному контуру £др, Сс, Rc подводится энергия от генератора
с э. д. с. ц£/с1 и внутренним сопротивлением Rt.
В области низших частот на частоте резонанса эквивалентное
сопротивление контура R3KB мало, и напряжение на выходе зависит
только от индуктивности дросселя Ь,лр и емкости конденсатора Сс.
Так как сопротивление дросселя £2л^др мало, а сопротивление
конденсатора ~г-тг велико, то частотная характеристика имеет завал.
По мере увеличения частоты эквивалентное сопротивление контура
^экв возрастает.
В случае применения триодов, когда Rt <R3Kb, напряжение
на выходе с приближением к резонансной частоте контура
практически не меняется. В случае применения пентодов, когда R; > R3Kn,
напряжение выхода на частотах, близких к резонансной, возрастает,
о i
если добротность контура "" др ~^>1 При этом частотная
характере • i
ристика имеет подъем с максимумом на частоте 2н = -7==.
., У !-л\>сс
Указанное свойство дроссельного усилителя может
использоваться для коррекции частотной характеристики многокаскадного
усилителя, в одном из каскадов которого имеется.по каким-либо
причинам завал частотной характеристики в области низших
частот.
203

В области высших звуковых частот частотная характеристика
дроссельного каскада практически аналогична частотной
характеристике резисторного каскада. С ростом частоты характеристика
дроссельного каскада может иметь некоторый подъем за счет
увеличения сопротивления дросселя, однако обычно этого не происходит,
так как дроссель
обладает большой
собственной емкостью,
увеличивающей емкость Со,
наличие которой приводит
к завалу частотной
характеристики.
В области средних
звуковых частот
частотная характеристика
дроссельного усилителя
прямолинейна, как и у
резисторного каскада.
Преимуществами
дроссельного усилителя
являются: возможность
получения несколько
большего по сравнению с
резисторным каскадом
коэффициента усиления,
так как сопротивление
обмотки дросселя
постоянному току весьма мало
и при равных
напряжениях источников
питания анодных цепей
анодное напряжение лампы
дроссельного каскада больше, чем у лампы, нагруженной на
активное сопротивление; меньшее напряжение источника питания
анодных цепей; возможность использования при необходимости
коррекции частотной характеристики в области низших частот.
К недостаткам дроссельного усилителя относятся невозможность
получения равномерной частотной характеристики, более высокая
стоимость и конструктивная сложность дросселя. Дроссельные
усилители применяются весьма редко.
в)
Рис. 18.4. Дроссельный усилитель напряжения:
а — принципиальная схема; б, в — эквивалентные
схемы; г — частотная характеристика
§ 18.4. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
В УСИЛИТЕЛЯХ
Подача напряжения с выхода усилителя на
его вход называется обратной связью. Обратная связь может быть
паразитной (вредной), возникающей помимо желания, и преднаме-
204

ренной, создаваемой за счет включения в схему специальных
элементов обратной связи (рис. 18.5).
Если напряжение обратной связи £/р совпадает по фазе с
напряжением сигнала иш, то такую связь называют положительной.
В этом случае напряжение между сеткой и катодом лампы
Ue = UbX + U5. (18.11)
Если напряжения £/р и £/вх находятся в противофазе
(отрицательная обратная связь), то
UC = UBX-Uy (18.12)
Величина, показывающая, какая часть выходного напряжения
подается обратно на вход каскада, называется коэффициентом
передачи цепи обратной связи
(18-13)
Обычно
каскада К — -fp-
^1. Коэффициент усиления
Подставляя в эту
формулу значения UBS ИЗ выражений
(18.11) и (18.12), получим формулы
для коэффициентов усиления каскадов, охваченных как
положительной, так и отрицательной обратной связью:
Рис. 18.5. Блок-схема уси-
лителя с обратной связью
IV- ^ВЫХ "вЫХ
А я пол— /; — п т
11 К ■ вых
" Ал ото //
"В
ото
t-'в
"Г
Разделив числитель и знаменатель этих выражений на Uc и
имея в виду, что ~р- — К (коэффициент усиления каскада без
обратной связи), получим:
К*™=тёщ'' (18.14)
(18.15)
TS
Из этих выражений следует, что коэффициент усиления каскада
при положительной обратной связи возрастает, а при отрицательной
обратной связи уменьшается по сравнению с коэффициентом
усиления каскада без обратной связи.
Отрицательная обратная связь уменьшает все виды искажений,
возникающих в усилителе. Например, при наличии нелинейных
искажений напряжения высших гармоник подаются с выхода
усилителя на его вход с таким сдвигом по фазе, что после усиления они
оказываются в противофазе с соответствующими гармоническими
составляющими, создаваемыми усилителем, и частично
компенсируют их. В результате этого нелинейные искажения уменьшаются.
205

Численно этот эффект оценивается выражением
где у — коэффициент нелинейных искажений каскада без обратной
связи.
Отрицательная обратная связь позволяет использовать более
экономичные режимы АВ и В, не выходя за пределы допустимых
нелинейных искажений.
Применение отрицательной обратной связи уменьшает
частотные искажения, так как на частотах, соответствующих подъему
частотной характеристики, при котором напряжение на выходе
усилителя относительно увеличивается, возрастает напряжение
обратной связи и в результате этого уменьшается напряжение на
входе усилителя. Аналогично
уменьшается и завал частотной
характеристики.
Однако с уменьшением
частотных искажений снижается общий
уровень усиления каскада. Этот
недостаток схем с отрицательной
обратной связью можно
компенсировать увеличением коэффициента
усиления усилителя без учета
обратной связи или за счет
увеличения усиления других каскадов.
Применение отрицательной
обратной связи повышает
стабильность усиления, т. е. уменьшает его зависимость от изменения
напряжений источников питания, смены ламп и т. д. При снижении,
например, напряжений Ея вместе с уменьшением напряжения
^вых уменьшается и напряжение обратной связи. В результате
этого напряжения на входе и соответственно на выходе
увеличиваются.
В зависимости от способа подключения цепи обратной связи
к выходу усилителя "различают обратную связь по напряжению
и по току. В первом случае напряжение U , подаваемое с выхода
усилителя на его вход, пропорционально выходному напряжению.
В схеме, изображенной на рис. 18.6, часть переменного
напряжения £/„ыХ) падающая на резисторе Я2, является напряжением
обратной связи t/g. Если на частоте усиливаемого напряжения
сопротивление конденсатора С намного меньше сопротивления Ri -f- R2,
то ток, проходящий через резистор £?2> и напряжение {/3 почти не
отличаются по фазе от напряжения £/пых (полярность напряжений
в некоторый момент времени показана на рис. 18.6). При этом
напряжения UU!h и (/^действуют навстречу друг другу (Uc = £/вх — U&),
т. е. имеет место отрицательная обратная связь. Благодаря
Рис. 18.6. Принципиальная схема
усилителя с обратной связью по
напряжению
206

конденсатору С напряжение обратной связи U не содержит
постоянной составляющей.
Чтобы избежать частотных искажений, сопротивление
конденсатора С на самой низшей частоте должно удовлетворять условию
1 ^ #1 + #2
QHC
10
Цепь обратной связи не должна шунтировать нагрузку. Для
этого сопротивление Ri + R2 должно быть значительно больше
наивыгоднейшего сопротивления нагрузки лампы Ra:
Чем больше отношение -у,—~г , тем большая часть выходного
К\ -\- i<i
напряжения подается обратно на вход каскада и тем больше
отрицательная обратная связь.
а) 6)'
Рис. 18.7. Усилитель с отрицательной обратной связью по току:
й — блок-схема; 6 — принципиальная схема
В схемах с обратной связью по току напряжение Uч
пропорционально току, проходящему по сопротивлению нагрузки (рис.
18.7, а).
Если в результате увеличения напряжения £/пх ток через лампу
увеличивается, то падение напряжения на резисторе R возрастает
и потенциал катода (относительно корпуса) становится выше
(полярность напряжений показана на рис. 18.7, б). При этом разность
потенциалов между сеткой и катодом Uz = t/BS — £/р уменьшается,
т. е. в схеме имеет место отрицательная обратная связь.
Напряжение обратной связи может подаваться на вход каскада
последовательно с напряжением сигнала UBX (последовательная
обратная связь) или параллельно (параллельная обратная связь).
Во всех схемах, приведенных выше, напряжения UBX и t/g включены
последовательно.
Схема с параллельной отрицательной обратной связью приведена
на рис. 18.8.
Конденсатор С не пропускает постоянную составляющую
напряжения на резисторы R и Rzl. Часть переменной составляющей
напряжения £/вых, распределяясь между элементами цепи/? и Ra,
падает на резисторе Rn и подводится к сеточной цепи лампы.
207

С уменьшением сопротивления R уменьшается часть напряжения
ивых, падающая на нем, и увеличивается напряжение на резисторе
Rcl. Благодаря этому результирующее сеточное напряжение и
напряжение 0вык снижаются. Схему с параллельной отрицательной
обратной связью часто используют для регулировки тембра звука.
В этом случае емкость С выбирают так, чтобы ее сопротивление на
высших звуковых частотах было незначительным. Тогда почти все
напряжение низших частот,
имеющихся в составе напряжения
ивык, падает на конденсаторе С,
Рис. 18.8. Принципиальная схема
усилителя с параллельной
отрицательной обратной связью
Рис. 18.9. Блок-схема усилителя
с многократной обратной связью
а напряжение высших частот — на активных сопротивлениях цепи
обратной связи и в том числе на резисторе Ra, уменьшая
напряжение этих частот в цепи сетки лампы. Изменяя величину
сопротивления R, можно регулировать напряжение высших частот на
входе каскада и,
следовательно, на его выходе, т. е.
тембр звука.
Если необходимо
уменьшить искажения в
многокаскадном усилителе, то
отрицательной обратной
связью охватывают
несколько каскадов (рис. 18.9).
Рис. 18.10. Схема катодного повторителя:
а — принципиальная;
— эквивалентная
Однако число каскадов
не должно быть более 2—• 3,
так как на крайних
частотах усилитель и цепь обратной связи создают значительные
фазовые сдвиги и через цепь обратной связи на вход усилителя
может попасть напряжение, совпадающее по фазе с входным
напряжением, что может привести к положительной обратной
связи вместо отрицательной.
Большое применение получил каскад с глубокой отрицательной
обратной связью, называемый катодным повторителем (рис. 18.10).
В этом каскаде выходное напряжение снимается с
сопротивления резистора Ru, включенного в цепь катода (отсюда название —
каскад с катодной нагрузкой). Если при наличии сигнала
мгновенное значение напряжения ыах возрастает, то ток, проходящий
208

через сопротивление резистора RH, увеличивается и напряжение
ивых повышается. Уменьшение мгновенного значения напряжения
нвх приводит к уменьшению тока и снижению напряжения ывых.
Таким образом, напряжение на выходе каскада повторяет по фазе
входное напряжение. На рис. 18.10, а показано распределение
потенциалов в схеме в некоторый момент времени. Напряжение
между сеткой и катодом лампы U№ = UBX — USbIX, т. е. в схеме
имеет место 100%-ная отрицательная обратная связь по напряжению
(Р = 1). Из формулы (18.15) следует, что коэффициент усиления
катодного повторителя
^ (18.16)
меньше единицы и не может быть ей равным, так как при этом
напряжение 1/вых оказалось бы равным напряжению Uns, а
напряжение UZK стало бы равным нулю. При этом переменные составляющие
анодного тока и напряжения на нагрузке должны были бы
отсутствовать, а так как/С = ■— о" ^ "отг1'©" > то выражение
1 I "t I Ki Hi ~г Ня
] ~~Б г " дГ
Нк -"с
для Кк. п можно записать в виде
Обычно SR,,> 1 и Кк.п не намного отличается от единицы,
т. е. ивых ^ UByi.
Переменная составляющая тока в нагрузке катодного
повторителя намного превышает переменную составляющую тока
предыдущего каскада, т. е. каскад с катодной нагрузкой является
усилителем тока. Действительно, в области не очень высоких частот (когда
входное емкостное сопротивление лампы достаточно велико) RBX яа
sz& Rc (рис. 18.10) и коэффициент усиления по току
If ■'вых . t'Bbix : Ли is Hz &Нц Re. /1 о 1 о\
А/ — ~7 — и .в =Ак,пр 1 , on "• И". (10.15)
'ВХ <^ВХ • Ас АН i ТОДн АН
Обычно Rc i> Ra и /<7 ^> 1. Катодный повторитель обеспечивает
усиление мощности.
Действительно,
Р I'2 J? /?
тг ' ВЫХ ВЫхАц IT-i ХН
Подставляя в это выражение значение Ki из формулы (18.18),
получаем коэффициент усиления мощности
**Кттк''£- (18л9)
При обычных параметрах схемы Кр> 1.
209

Глубокая отрицательная обратная связь в каскаде с катодной
нагрузкой значительно уменьшает все виды искажений и
существенно влияет на параметры лампы.
Чем меньше сопротивление /?,-, тем меньше падение напряжения
на нем, тем меньшим сопротивлением можно нагрузить каскад, не
опасаясь снижения выходного напряжения. Для определения
внутреннего сопротивления лампы, работающей в каскаде катодного
повторителя, запишем выражение для тока, протекающего через
нагрузку:
Подставляя в это выражение значение /Ск.п из формулы (18.17),
после простых преобразований получаем
/а = -^-. (18.20)
В соответствии с выражением (18.20) эквивалентная схема
катодного повторителя принимает вид, приведенный на рис. 18.10, б,
откуда внутреннее сопротивление лампы, работающей в каскаде
катодного повторителя,
R'i = -£'--. (18.21)
Так как р, ^> 1, то
Чем больше крутизна лампы S, тем меньше величина R'j. Так,
например, при S = 10 ма/в внутреннее сопротивление R\ = 100 ом.
Небольшая величина сопротивления R] физически объясняется
следующим. Так как изменение напряжения на нагрузке катодного
повторителя Rit приложено между катодом и сеткой (рис. 18.10, а),
то оно вызывает большое изменение анодного тока Д/„, и как след-
д//
ствие этого лампа имеет малое внутреннее сопротивление Ri = -.1^-.
Поскольку напряжение, приложенное к входной емкости лампы Сск
(к промежутку сетка — катод), равно UBX — UUM,, ток через емкость
Сск в схеме с катодной нагрузкой значительно меньше аналогичного
тока в каскаде с анодной нагрузкой. Действительно, ток через
емкость Сск
'с =: ««"-'Сок — (ывх — авых) соСск —
= («вх — Л'к.п"»>.)<0Сск = llBz(\ — /Ск.п)«Сск.
Уменьшение этого тока равносильно уменьшению входной
емкости лампы, которая при Д'к „ <; 1 оказывается равной
Сск = Сск (1 — /Ск. п)-
210

Входное активное сопротивление катодного повторителя может
быть много больше, чем в схеме с анодной нагрузкой. Для этого,
в частности, применяют схему, приведенную на рис. 18.11, в
которой сопротивление /?с находится под действием напряжения
UK- — Unm. Поэтому ток через него будет меньше, что равносильно
увеличению входного сопротивления RKX:
"вх "вых "вх (1 ^ы. п) "вх "вх
Так как Кк.п < 1, то
-Д'к.
Рис. 18.11. Схема катодного
повторителя с элементами
автоматического смещения
Большое входное и малое выходное сопротивления позволяют
применять катодный повторитель в качестве каскада, согласующего
значительное выходное сопротивление
обычного усилителя с нагрузкой,
имеющей малое сопротивление.
Благодаря своим достоинствам
катодный повторитель получил
широкое распространение в самых
разнообразных схемах, несмотря на то, что
коэффициент усиления по
напряжению этого каскада меньше единицы.
Положительная обратная связь в
усилителях низкой частоты
используется редко. Чаще всего она
возникает как паразитная связь, из-за
которой возможно появление генерации
(самовозбуждения).
Явление генерации заключается в том, что на некоторых
частотах в многокаскадном усилителе возникают незатухающие
собственные колебания, которые ухудшают качество воспроизведения
полезного сигнала и уменьшают его усиление. В случае
самовозбуждения звукового усилителя громкоговоритель создает шум,
напоминающий работу двигателя внутреннего сгорания («моторный
шум»).
Причинами паразитной обратной связи могут быть связь через
междуэлектродную емкость сетка — анод, связь через общие
источники питания, связь через общие магнитные или электрические
поля (индуктивная и емкостная связь).
Особенно опасна связь анодной цепи лампы с сеточной цепью
через емкость сетка — анод Сяс на высоких частотах. На низких
частотах ее обычно можно не учитывать. Связь через источник
питания анодных цепей ламп объясняется тем, что внутреннее
сопротивление источника питания оказывается общим участком цепи для
нескольких каскадов. При протекании через это сопротивление
211

переменных токов всех ламп на нем создается падение напряжения,
которое оказывается приложенным, например, к цепочке RmCclRn
(рис. 18.12), т. е. к цепям сеток ламп (за исключением первой).
Величина этого напряжения и фазовые соотношения в схеме могут
оказаться такими, что возникает самовозбуждение.
Для уменьшения возможности самовозбуждения желательно
уменьшить внутреннее сопротивление Ri источника питания
(следует отметить, что сопротивление Rt кенотронных выпрямителей
меньше сопротивления Rt сухих батарей), применять раздельное
питание каскадов от отдельных источников и, наконец, применять
развязывающие (блокирующие) фильтры.
Для рассмотрения действия развязывающих фильтров обратимся
к схеме реостатного усилителя на пентодах, изображенной на
Рис. 18.12. Схема двухкаскадного усилителя на пентодах
рис. 18.12. Развязывающие фильтры (#э, Са и /?ф, Оф) состоят из
активных сопротивлений (/?ф или R3), включенных последовательно
с источником питания, и емкостей (Сф или Св), включенных
параллельно сопротивлению фильтра и источнику питания.
Развязывающие фильтры устраняют проникновение переменных токов данного
каскада в источник анодного питания, а также прохождение
переменных токов других каскадов и токов питающих цепей в цепи
данного каскада. Параметры фильтров выбирают так, чтобы
переменная составляющая анодного тока (тока экранирующей сетки)
проходила с анода на катод лампы через малое сопротивление
емкости Сф (С5), почти не создавая на нем падения напряжения.
При этом лишь ничтожная часть тока замыкается через резисторы
/?ф (R3) и источник анодного питания, на сопротивлении которого
переменное напряжение тоже создает незначительное падение
напряжения. Для этого сопротивление конденсатора Сф на низшей
частоте должно быть в 5—10 раз меньше сопротивления /?ф:
С >5-±i°
Величины сопротивлений R$ и R3 ограничиваются допустимым
падением постоянного напряжения на них, которое не должно пре-
212

вышать разницы между напряжением источника анодного питания
£а и необходимыми напряжениями на электродах лампы.
С уменьшением частоты сопротивления емкостей фильтров
возрастают и вероятность самовозбуждения повышается.
Следует отметить, что развязывающие фильтры одновременно
обеспечивают сглаживание пульсаций переменного напряжения
при использовании выпрямительных устройств в качестве
источников питания.
Связь, обусловленная наличием общих электрических или
магнитных полей между отдельными деталями (узлами) схемы,
может быть уменьшена за счет рационального монтажа схемы и
экранирования. При этом следует помнить, что детали, входящие
в сеточную и анодную цепи лампы, желательно располагать на
достаточном удалении друг от друга.
ГЛАВА ДЕВЯТНАДЦАТАЯ
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
низкой частоты
§ 19.1. ОДНОТАКТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
МОЩНОСТИ В РЕЖИМЕ КЛАССА А
Работа усилителя мощности зависит от
величины и характера внешней нагрузки. В усилителях звуковой
частоты нагрузкой большей частью является динамический
громкоговоритель, звуковая катушка которого обладает комплексным
сопротивлением, содержащим активную и индуктивную
составляющие. В области средних звуковых частот принято учитывать только
активное сопротивление звуковой катушки.
В усилителях мощности, как правило, используется
трансформаторная схема (рис. 19.1).
Для получения от лампы большой полезной мощности
необходимо правильно выбрать сопротивление анодной нагрузки Za. омт:
^а. опт = ~- • (1У'1/
'al
При допустимых значениях /а1 и Оа оно оказывается
относительно большой величины (несколько килоом), в то время как
сопротивление внешней нагрузки усилителя — звуковой катушки
громкоговорителя — обычно мало (единицы ом). Поэтому
непосредственное включение внешней нагрузки в анодную цепь лампы
нецелесообразно, так как приводит к резкому снижению мощности,
отдаваемой усилителем нагрузке, и к увеличению нелинейных
искажений. Если же между внешней нагрузкой и анодной цепью
лампы включить понижающий трансформатор (п < 1), то
сопротивление нагрузки, пересчитанное в первичную обмотку, будет
213

больше сопротивления внешней нагрузки:
£;=■£. (19.2)
Таким образом, за счет изменения коэффициента трансформации
трансформатора п можно получить оптимальное сопротивление
анодной нагрузки Za,onT.
Необходимость
понижающего трансформатора
можно объяснить тем, что
для выделения
значительной мощности в низкоом-
ной нагрузке каскада через
нее должен проходить ток,
значительно превышающий
переменную составляющую
анодного тока лампы.
Эквивалентная схема
трансформаторного
усилителя мощности (рис. 19.1,6)
в основном аналогична
эквивалентной схеме
трансформаторного усилителя
напряжения (см. рис. 18.3,6).
Отличие состоит в том, что
в трансформаторном
усилителе напряжения нагрузка
содержит емкостную
составляющую Со и поэтому
возможно возникновение
резонанса. В
трансформаторном усилителе мощности
влиянием междувитковой
емкости вторичной обмотки
и емкостью монтажа
пренебрегают, так как при пересчете их в первичную обмотку емкость
Со = С0л2 при п <с 1 уменьшается и нагрузка имеет индуктивный
характер (катушка громкоговорителя, телефон). В этом случае
резонанс невозможен.
На основании сказанного (см. также § 18.2) в области средних
■частот можно пренебречь влиянием реактивных элементов схемы
(L1, Ls и Со). Это позволяет при расчете каскада считать, что
внешняя и анодная нагрузки имеют чисто активный характер, т. е.
внешняя нагрузка ZH = R}U а сопротивление анодной нагрузки
Za = /•„, где ra = rx -j- ri -f R'H.
Однако при наличии нагрузки (телефон, громкоговоритель),
имеющей комплексный характер Zu = Ra + /QLH, эквивалентная
Рнс. 19.1.
Трансформатор ньн"
мощности:
in — принципиальная схема; б, е, г —
эквивалентные схемы (б — полная; в — с нагрузкой,
содержащей индуктивность; г — с корректирующей
цепью RC)
214

схема каскада в области высших частот имеет вид, изображенный
на рис. 19.1, в Здесь 1Л = ra + /QLa, a /_а — -~-4-£v.
В случае применения триода сопротивление нагрузки Za намного
больше внутреннего сопротивления Rj и поэтому его
незначительное изменение мало сказывается на величине выходного напряжения.
В усилителе на пентоде, у которого Ri ^> Za, напряжение меняется
с изменением сопротивления Z,s, зависящего от частоты. На высших
частотах с увеличением значения Zj возрастают напряжение,
коэффициент усиления н частотная характеристика имеет подъем.
Включение корректирующей цепи, состоящей из емкости С и
сопротивления R, позволяет получить более равномерную
частотную характеристику, так как увеличение сопротивления
индуктивности компенсируется уменьшением сопротивления емкости
(рис. 19.1, г). Параметры элементов корректирующей цепи выбирают
так, чтобы полное сопротивление анодной цепи лампы не зависело
от частоты, что возможно лишь при
R = r, = y^ и с=^=-£ь <19-3)
Однако для уменьшения потерь в сопротивлении R его величину
принято брать несколько большей:
К = (1,5 —2)гя. (19.4)
Воспользовавшись ранее приведенным уравнением (17.4), пред-
ставим выражение для полезной мощности гх = -^-/5^3 в
следующем виде:
Разделив числитель и знаменатель на Rj и введя понятие
коэффициента нагрузки а = —-, после преобразования получим
Таким образом, полезная мощность каскада зависит от
параметров лампы ц и S, амплитуды переменного сеточного напряжения
Uci и коэффициента нагрузки а.
Увеличение мощности за счет увеличения амплитуды
переменного сеточного напряжения приводит к росту нелинейных
искажений, которые ограничиваются некоторой допустимой величиной удоп.
Существенное влияние на мощность и нелинейные искажения в
каскаде оказывает коэффициент нагрузки а.
Если считать, что амплитуда переменного сеточного напряжения
неизменна, то полезная мощность Pt пропорциональна множителю
215

"■та, т. е. зависит только от коэффициента нагрузки а. В этом
(1 -f- ay
случае максимуму мощности Pi соответствует значение а = 1
(рис. 19.2).
Это значит, что при заданном сеточном напряжении лампа
отдает наибольшую мощность при сопротивлении нагрузки га,
равном внутреннему сопротивлению лампы /?,-.
Если увеличить сопротивление нагрузки га и, следовательно,
коэффициент нагрузки а, то динамическая анодно-сеточная
характеристика лампы станет более пологой, это позволит увеличить
сеточное отрицательное напряжение смещения, не заходя в область
нижнего криволинейного участка
характеристики, и
соответственно увеличить амплитуду
переменного входного
напряжения UBK. В этом случае
мощность максимальна при
а = 2.
При а >■ 2 динамическая
характеристика идет еще
более полого и становится
прямолинейнее. В результате
нелинейные искажения,
вносимые лампой, уменьшаются.
Практически установлено, что
для усилителя, работающего
на левом триоде в режиме
0,25
0,20
О,15
0,05
О
■
(
/
/
Uci-
const
оС
1 2 3
Рис. 19.2. График функции
а
/(«)==
(1 + а)2
р р
класса А, величину а
целесообразно выбирать порядка 3—4. При этом полезная мощность
уменьшается по сравнению с максимальной мощностью всего на
5—10%, но значительно уменьшается коэффициент нелинейных
искажений. Кроме того, при а> 2 уменьшается мощность
рассеяния на аноде лампы, это позволяет повысить постоянное
анодное напряжение и еще больше увеличить полезную мощность.
В современных радиовещательных приемниках и усилителях
малой мощности наиболее часто применяются лучевые тетроды
и пентоды. Они имеют следующие преимущества перед триодами:
большую чувствительность по мощности, больший к. п. д. и
меньшую проходную емкость Слс.
Наряду с указанными преимуществами усилители на пентодах
имеют и недостатки. Они создают большие нелинейные искажения,
так как у пентода форма анодно-сеточных характеристик в большей
степени, чем у триода, зависит от напряжений между его электродами
и изменение этих напряжений может привести к использованию
нелинейных участков характеристик. Нелинейные искажения резко
возрастают, если выбрать ra> raonJ. Поэтому коэффициент нагрузки
пентода а обычно берут порядка 0,1—0,25.
216

При использовании трансформаторной схемы не вся мощность,
вырабатываемая лампами, поступает во внешнюю нагрузку; часть
этой мощности расходуется в активных сопротивлениях^ и л,
обмоток трансформатора, а часть — в сердечнике трансформатора.
В маломощных трансформаторах потерями в сердечнике обычно
пренебрегают.
Коэффициент полезного действия трансформатора
2 ai\ 1 ^ '2 ' "■п/
где Ряых — полезная мощность, отдаваемая в нагрузку;
Y Iai(riJrr'i) — мощность потерь в обмотках трансформатора.
Обычно у хорошо сконструированных трансформаторов
г1 — r'i = г, поэтому
К
Следовательно, в рассматриваемом случае
rs=§. lizzie!. (19.8)
z Лтр
Коэффициент трансформации трансформатора находят из
формулы (19.2):
§ 19.2. ДВУХТАКТНАЯ СХЕМА
УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Двухтактная схема усилителя мощности
применяется в тех случаях, когда необходимо получить большую
мощность на выходе при минимальных нелинейных искажениях
(рис. 19.3, а).
Она состоит из двух одинаковых плеч, каждое из которых
представляет собой однотактный усилитель мощности, расположенный
симметрично относительно источников питания. Для работы схемы
переменные напряжения на управляющих сетках ламп должны
быть равны по величине и противоположны по фазе. Если плечи
полностью тождественны, то токи покоя каждой из ламп /а0 равны
друг другу. Так как эти токи проходят по первичной обмотке
выходного трансформатора в противоположных направлениях, то
создаваемые ими равные намагничивающие силы взаимно ком-
217

пенсируются, следовательно, трансформатор работает без
постоянного тока подмагничивания. Мгновенные значения напряжений,
подводимых к управляющим
сеткам ламп,
где
В соответствии с изменением
сеточных напряжений изменяют-
ся анодные токи каждой из
1-я лампа ламп:
— ' а
'an
/„sin 2/.
Рис. 19.3. Двухтактный усилитель
мощности:
а — принципиальная схема; б — графики
работы в режиме класса А
Изменение токов в первичной
обмотке выходного
трансформатора приводит к изменению
магнитного потока в его сердечнике.
Так как токи tal и /а2 текут
в противоположных
направлениях, то переменный магнитный
поток пропорционален их
разности Ф = A (tal — tM), где А —
коэффициент
пропорциональности. Подставляя значения
анодных токов, получаем, что при
условии
' ai =: 'аз
Ф = Л (/„,-{-/.!sinQf-/ao +
+ /а1 sin 2/) = 2Л/а1 sin 2Л
(19.10)
Следовательно, магнитный
поток Ф пропорционален удвоенной
амплитуде переменного анодного тока и не зависит от постоянной
составляющей тока.
В общем (для обоих плеч) участке цепи (между точками а и Ь)
анодные токи суммируются:
tai + <« = /ад + hi sin 2/ + /ад - /»i sin Qt=2Iao. (19.11)
Таким образом, в двухтактной схеме усилителя ток,
потребляемый от источника питания анодных цепей ламп, в 2 раза больше,
218

чем в однотактной схеме на одной лампе; кроме того, через источник:
питания не проходит переменная составляющая анодного тока.
Двухтактные усилители низкой частоты часто работают в
режимах класса В или АВ, которые характеризуются тем, что анодный,
ток проходит через лампы только часть периода, т. е. имеет форму
импульсов. Из электротехники известно, что всякую
несинусоидальную периодическую функцию на основании теоремы Фурье можно ■
представить в виде суммы постоянной величины и ряда
синусоидальных величин с частотами, составляющими арифметическую
прогрессию. Следовательно, импульсы анодного тока могут быть также
разложены в ряд на гармонические составляющие:
ta = /(u)f) = /ao-f-/alsin(o/-b/a2sm2(o( + . . .4- /ал sin я (of,
где составляющая с частотой подводимого напряжения со
называется основной или первой гармонической составляющей, а все
остальные составляющие, имеющие частоту больше первой,
называются высшими гармоническими составляющими Обычно чем
выше частота гармонической составляющей, тем меньше ее
амплитуда.
Следовательно, анодные токи ламп, включенных в двухтактную
схему и работающих в режимах класса В или АВ, могут быть
разложены на составляющие:
fa = /со + Лп sin Qt + /аг sin 2Ш + ...+ /;„ sin п Qt;
& = i:0 + I'al sin {<2t +n) + Цг sin 2 (2* + л) +... + /*я sin n {Qt + n),
где
' ai — Jaii ' аг—'aji ••■> 'an — 'an-
Подставляя полученные выражения в формулу, определяющую
магнитный поток, после ряда простых преобразований получим
Ф = А (/; - Ц) = 2А (/а1 sin 2^ + /ад sin 32^ + ...)•
Ток в общем (для обоих плеч) участке цепи
t, = ia + II --= 2/а0 -j- 2/aa sin 221 +...
Полученные результаты позволяют сделать следующие выводы.
В двухтактных усилителях мощности коэффициент нелинейных
искажений по сравнению с однотактными усилителями снижается,
так как все четные гармонические составляющие э. д. с, созданные
токами в обоих плечах, взаимно уничтожаются. Однако третья и все
нечетные гармонические составляющие сохраняются. Благодаря
уменьшению нелинейных искажений в двухтактных усилителях
возможно использование более экономичных режимов В и АВ,
которые в однотактном усилителе неприменимы из-за больших
нелинейных искажений. В результате отсутствия постоянного подмагнв-
чивания сердечника выходного трансформатора уменьшаются нели-
219

нейные искажения, вызванные нелинейностью кривой
намагничивания. Кроме того, отсутствие тока подмагничивания позволяет
уменьшить габариты, вес и стоимость трансформатора. Уменьшаются
чувствительность схемы к пульсациям напряжений источника
питания, и следовательно, фон (гудение) на выходе усилителя. Это
объясняется тем, что одновременное увеличение или уменьшение
анодных токов обеих ламп приводит к созданию двух равных по
величине и противоположных по направлению
намагничивающих сил в сердечнике трансформатора, которые компенсируют
друг друга. Увеличивается почти вдвое полезная мощность на выходе
при значительно меньших нелинейных искажениях, чем в схеме
однотактного усилителя при параллельном включении двух
ламп.
Эти преимущества схемы справедливы только в случае, когда
оба плеча двухтактного усилителя строго симметричны.
Практически добиться полной симметрии почти невозможно, так как лампы
имеют разброс параметров, а выполнение симметричных половин
первичной обметки выходного трансформатора весьма
затруднительно. Кроме того, требуется полная симметрия входного
напряжения. Необходимость симметрирования двухтактной схемы является
ее недостатком. К недостаткам можно также отнести некоторую
конструктивную сложность схемы: наличие двух ламп и
трансформаторов с выводом средней точки. Несмотря на эти недостатки,
двухтактная схема усилителя мощности находит широкое
использование как в радиовещательных приемниках высшего и первого
классов, так и в различных усилителях.
При использовании в усилителе лампы в режиме класса В
рабочая точка должна находиться в начале идеализированной
прямолинейной анодно-сеточной характеристики, которой должен
соответствовать ток покоя, равный нулю. Поэтому величину напряжения
смещения Uc0 определяют по точке пересечения касательной к
динамической характеристике лампы с осью абсцисс. Так как реальные
характеристики непрямолинейны, то выбор рабочей точки
указанным образом приводит к получению различных значений тока покоя.
При использовании триода ток покоя обычно оказывается весьма
небольшим /а0 = (0,05—0,1) ta max и можно считать, что режим
работы мало отличается от теоретического режима класса В. При
использовании тетродов или пентодов, имеющих большой
криволинейный участок характеристики, ток покоя
' ао — (0,2 — 0,0) la щах
и режим работы значительно отличается от теоретического режима
класса В, он скорее приближается к режиму класса АВ. Поэтому
применение тетродов или пентодов в режиме класса В
нецелесообразно, так как приводит к значительным нелинейным
искажениям.
220

Для получения большой полезной мощности и к. п. д.
применяются режимы классов АВ2 и В2. Использование режимов с
сеточными токами требует применения входного трансформатора и
мощного предоконечного каскада усилителя.
§ 19.3. ФАЗОИНВЕРСНЫЕ СХЕМЫ
Для работы двухтактного усилителя
мощности необходимо подать на его вход два равных по величине и
противоположных по фазе напряжения. Такие напряжения могут быть
получены от трансформаторного усилителя напряжения, имеющего
вывод средней точки, или от фазопереворачивающих (фазоинверс-
ных) схем.
Трансформаторные усилители применяются, когда усилитель
мощности работает с сеточными токами. В других случаях широкое
распространение получили фазоинверсные каскады, в основе
построения которых лежит схема резисторного усилителя напряжения.
Рис. 19.4. Фазоинверсная схема усилительного
каскада с разделенной нагрузкой
Наиболее простой является фазоинверсная схема с разделенной
нагрузкой (рис. 19.4).
В ней нагрузочное сопротивление RH разделено на две равные
части, которые включены в цепь катода RUK и в цепь анода R}ia
лампы. При подаче на вход усилителя напряжения в анодной цепи
лампы появляется переменная составляющая тока, которая,
протекая по резисторам RHK и /?на, создает на них два равных по величине
» противоположных по фазе напряжения. Полярность этих
напряжений в некоторый момент времени показана на рис. 19.4.
Если в фазоинверсной схеме используется пентод, то ток анода
«а меньше тока катода, так как 1Л = i3 + /9, и для получения равных
напряжений сопротивление RRK приходится делать несколько
меньше сопротивления Rui.
221

Рассмотренная фазоинверсная схема с разделенной нагрузкой
имеет следующие недостатки: малый коэффициент усиления, так как
падение напряжения на резисторе RnK через элементы нагрузки
предыдущего каскада прикладывается к сетке лампы в противо-
фазе с напряжением сигнала (отрицательная обратная связь), тем
самым уменьшая его; уменьшенное вдвое сопротивление нагрузки
(коэффициент усиления каскада не превышает двух); некоторую
асимметрию схемы на высших частотах, вызванную различными
значениями паразитных емкостей, шунтирующих части разделенной
нагрузки (емкость Снк, шунтирующая катодную часть нагрузки,
состоит из емкости катод лампы — шасси усилителя Ск, емкости
монтажа См и входной емкости одной из ламп двухтактного усили-
л,
Рис. 19.5. Авгобалансная фазоинверсная схема
теля мощности Свх1, а емкость, шунтирующая анодную часть
нагрузки Сна, состоит из выходной емкости данной лампы Свых, емкости
монтажа См и входной емкости другой лампы двухтактного каскада
Свх.,). Иногда для устранения асимметрии схемы параллельно Сца
включают выравнивающий конденсатор.
Наряду с недостатками схема обладает и преимуществами: она
проста по конструкции (требуется только одна лампа) и позволяет
получить сравнительно хорошую симметрию выходных
напряжений.
Для повышения коэффициента усиления применяют так
называемую автобалансную или самобалансирующуюся фазоинверсную
схему (рис. 19.5).
Переменное напряжение, поданное в цепь сетки лампы Jlv
усиливается в /(„ раз и подводится к лампе Л3 двухтактного
усилителя мощности. Равное ему по амплитуде и противоположное по фазе
напряжение должно быть подведено к лампе Лх. Для этого напряже-
222

ние f/Bbixi с помощью делителя уменьшают в Кп раз и подводят
к лампе Л2, обеспечивающей поворот фазы на 180° и усиление
напряжения до величины £/вых1 = (7BLIS2. Делитель напряжения
составлен из элементов R'cl и Rc\ (Rs </?ci), которые подбираются так,
чтобы с сопротивления резистора i?c'i снималось напряжение в /Со
раз меньшее, чем с сопротивления резистора Rci, т. е. должны
выполняться следующие равенства:
Если лампы Лх и Л2 обладают одинаковыми параметрами и к ним
подводятся равные напряжения, то напряжения UFhlxl и UBb,x2
также равны. Поворот фазы строго на 180° осуществляется только
в области средних частот. Так как лампы и другие элементы схемы
всегда имеют некоторый разброс параметров, то получение
равенства напряжений £/РЫ:.:1 и UEhlx2 оказывается затруднительным.
Поэтому для поддержания равенства напряжений в схему включают
балансирующее сопротивление R6. Если схема симметрична, то
токи ламп Лх и Л2, протекающие через резистор Re,, будут взаимно
компенсироваться вследствие их разного направления и
одинаковой величины. В случае, если по каким-либо причинам схема
оказывается несимметричной, то напряжение £/вых1 может оказаться
больше напряжения ивых2, и на резисторе R6 появится падение
напряжения AU6 = (/а1 — г„2) R$, вызванное неравенством токов
/а1 и ta2. Это напряжение складывается с напряжением, снимаемым
с резистора R"\, и в результате напряжение ивых2 увеличится до
величины, близкой к f/PbIxl. Если напряжение ивых2 больше
напряжения икых1, то напряжение на резисторе Rcl снижается на
соответствующую величину и опять автоматически устанавливается
баланс, т. е. асимметрия напряжений уменьшается. Так как
балансирующее напряжение вводится только в цепь сетки лампы Л2,
то условия работы двух плеч схемы не вполне однородны, и имеет
место некоторая асимметрия схемы.
Особенностью рассмотренной схемы является отсутствие
блокировочного конденсатора в цепи автоматического смещения ламп Лх
и Л2. Так как переменные составляющие анодных токов сдвинуты
по фазе на 180°, то, проходя через резистор RKl, они взаимно
компенсируются. В случае неравенства токов на резисторе RK1 создается
переменное напряжение отрицательной обратной связи,
подводимое в противофазе с входным напряжением к сетке лампы, ток
которой возрос. В результате этого ее сеточное напряжение
уменьшается, и значения токов выравниваются.
Самобалансирующаяся схема сохраняет усилительные свойства
каскада и обеспечивает нормальную работу двухтактного усилителя
мощности. Ее недостатком является необходимость использования
Двух ламп.
223

ГЛАВА ДВАДЦАТАЯ
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
§ 20.1. РЕЗИСТОРНЫЕ КАСКАДЫ
С РАЗЛИЧНЫМ ВКЛЮЧЕНИЕМ
ТРАНЗИСТОРА
В гл. 14 были рассмотрены различные
способы включения транзисторов в схему. Проанализируем каждый
из них.
Схема с общей базой
На рис. 20.1 приведены принципиальная (а)
и эквивалентная (б) схемы усилителя с общей базой. Здесь по
переменному току база является общей точкой для входной и
выходной цепей.
В соответствии с эквивалентной схемой, используя третье
выражение (14.3), можно записать
U,* = hra -I- IGr0 = h [r, + (1 - а) гб],
откуда входное сопротивление каскада с учетом того, что входным
током является ток эмиттера,
Г) "их L/rx _ 1 /1 п) г (20 1^
'вх 'э
Имея в виду небольшие значения г3 и гв,
можно прийти к выводу, что величина Rm
весьма мала. Малое входное сопротивление
в той или иной мере свойственно любой
схеме включения транзистора, поэтому он
сильно нагружает источник входного сигнала.
В этом отношении транзистор уступает
электронной лампе, входное сопротивление
которой при работе без сеточных токов
весьма велико.
Коэффициент усиления схемы по току,
как было показано в гл. 14,
Рис. 20.1. Усилитель по tr __ А<_ __ ^ <-— |
схеме с общей базой /э ^ '
Коэффициент усиления схемы по напряжению
K"=l^ = T]t = a-lt- (20-2)
Так как а < 1, то схема с общей базой осуществляет усиление
напряжения только за счет того, что сопротивление RK может быть
выбрано много больше сопротивления R^. Это было подчеркнуто
выше (в гл. 14).
224

Коэффициент усиления схемы по мощности
"вых
^вых'к
*вых . ^вых'к п2
'их *-
- = а
(20.3)
по-прежнему за счет разницы величин RK и RBX может быть получен
больше единицы.
Схема с общим эмиттером
На рис. 20.2 приведены принципиальная (а)
и эквивалентная (б) схемы усилителя с общим эмиттером. Здесь
по переменному току эмиттер является общей точкой для входной
и выходной цепей.
Учитывая второе выражение (14.3), можно вывести коэффициент
усиления по току:
/ Азу——г
1Г 'ВЫХ 'К
д / = т— = 17 ~
' '6
/б
Так как величина а не намного отличается
от единицы, то коэффициент усиления по току
р в схеме с общим эмиттером может намного
превышать единицу. Физически это
объясняется тем, что в данном случае входным
током является ток базы Is, который составляет
небольшую часть тока эмиттера 13, в то
время как выходной ток /к мало отличается от
тока /э.
Различные значения К/ для схем с общей
базой и с общим эмиттером учитываются в
эквивалентных схемах разными величинами
токов генераторов, включенных параллельно
сопротивлениям гк.
Используя выражения (14.1) и (20.4), можно легко вывести
соотношения между токами транзистора через коэффициент |3:
Рис. 20.2. Усилитель
по схеме с общим
эмиттером
I * _._..
(20.5)
В соответствии с рис. 20.2, б и учитывая второе выражение
(20.5), можно получить входное сопротивление каскада:
о £4х hr6 + 1ъгэ
/Q
(20.6)
Из сравнения выражений (20.1) и (20.6) следует, что входное
сопротивление транзистора в схеме с общим эмиттером значительно
8 Браммер 225

больше аналогичного сопротивления в схеме с общей базой.
Физически это объясняется тем, что при одинаковом напряжении
источника входного сигнала входной ток /б во второй схеме намного
меньше входного тока /э в первой схеме.
Коэффициенты усиления по напряжению Ки и по мощности Кр
соответственно равны:
__ ^вых 'как о
— -jj— — ~Т'Л>~ — Р ■
U 1
IS ВЫХ ВЫХ
1\р ту—.
вх вх
35±=&5i
(20.7)
(20.8)
Таким образом, схема с общим эмиттером осуществляет
усиление напряжения и мощности не только за счет разницы
сопротивлений RK и RBX (первое из которых по-прежнему может быть выбрано
намного больше второго), но и за счет усиления по току (Р> 1).
Следует, однако, иметь в виду, что за счет большего входного
сопротивления коэффициент усиления по напряжению Ки в схеме с общим
эмиттером оказывается почти таким же, как в схеме с общей базой.
Схема с общим коллектором
На рис. 20.3 приведены принципиальная (а)
и эквивалентная (б) схемы усилителя с общим коллектором. Здесь
по переменному току коллектор является общей точкой для
входной и выходной цепей. Входным током в
данном случае является ток базы/б, а
выходным — ток эмиттера /3.
Используя выражение (20.5), можно
записать
Рис. 20.3. Усилитель по
схеме с общим
коллектором
'б
В соответствии с эквивалентной схемой
входное сопротивление транзистора
9 (Га -f R9)
h
(P+l), (20.10)
т. е. оно значительно больше, чем в схемах
с общей базой и общим эмиттером.
Обычно Rb > Га и R3 (Р + 1) > г6. Это
дает возможность считать
Надо иметь в виду, что при увеличении сопротивления R3
входное сопротивление транзистора не будет безгранично возрастать:
как следует из эквивалентной схемы, оно всегда будет меньше сопро-
226

тивления гк. Более того, с увеличением частоты оно быстро падает,
так как емкость Ск шунтирует ветвь гэ — R5.
Большая величина RBX тр является значительным
преимуществом схемы с общим коллектором, благодаря которому она не
нагружает предыдущий каскад (входное сопротивление транзистора
в схеме с общим эмиттером и тем более с общей базой несравнимо
меньше).
Коэффициент усиления схемы по напряжению
К и = -тт^" — /г,9
или с учетом выражений (20.9) и (20.10)
^-(Н-1)Гб + (Г9Д)ф+-, (20.11)
т. е. схема с общим коллектором не дает усиления напряжения.
Если пренебречь первым слагаемым в знаменателе по сравнению
со вторым, то
Обычно R3 j> гэ, так что величина Ки весьма близка к единице.
Коэффициент усиления схемы по мощности
Сравнивая значения Ki, Ки и Кр, можно придти к выводу, что
схемы с общим эмиттером и общей базой дают примерно одинаковое
усиление напряжения, схемы с общим эмиттером и общим
коллектором обладают практически равным коэффициентом усиления по
току, а наибольшее усиление мощности обеспечивает схема с общим
эмиттером. Вместе с тем она имеет среднее значение входного
сопротивления и поэтому не так сильно нагружает предыдущий каскад,
как схема с общей базой. Указанные особенности обеспечили
схеме с общим эмиттером наибольшее
применение.
Особого внимания заслуживает вопрос о выходном
сопротивлении транзистора — сопротивлении переменному току, измеренном
со стороны выхода при разомкнутом входе. Оно аналогично
внутреннему сопротивлению лампы, так как измеряется по существу так же,
как и сопротивление Rt.
Выходное сопротивление транзистора может сильно влиять на
выходное сопротивление каскада, которое как бы является его
внутренним сопротивлением. Чем больше сопротивление RBUX, тем
большее падение напряжения создает на нем ток и тем меньше
напряжение на выходе каскада. Поэтому, если последующий каскад имеет
«алое входное сопротивление, т. е. входная цепь его потребляет
8< 227

значительный ток от предыдущего каскада, то выходное
сопротивление предыдущего каскада желательно иметь небольшим.
Выходное сопротивление каскада определяют, мысленно
размыкая цепь нагрузки и цепь источника входного сигнала. В
соответствии с этим выходное сопротивление транзистора, включенного
по схеме с общей базой (см. рис. 20.1, б), складывается из
сопротивления запертого коллекторного перехода гк и сопротивления базы гб:
Явых = Гк + /-б- (20.13)
При измерении сопротивления ^„Ь1Х в схеме с общим эмиттером
(см. рис. 20.2, б) при том же напряжении генератора,
подключенного к выходным зажимам, ток через коллекторный переход
получается в (Р + 1) раз больше, чем в схеме с общей базой, так как здесь
он равен току эмиттера, а в схеме с общей базой этот ток равен
току базы. Увеличение тока коллектора при неизменном
напряжении генератора свидетельствует об уменьшении в то же число раз
сопротивления коллекторного перехода, т. е.
R»,a = j^rr + r, = rK(l-u.) + r9.. (20.14)
Из сравнения схем, приведенных на рис. 20.2, б и 20.3, б, легко
понять, что при измерении сопротивления /?иых в схеме с общим
коллектором меняется только место подключения генератора, который
по-прежнему работает на цепь, содержащую эмиттерный и
коллекторный переходы. Поэтому выходное сопротивление транзистора
и в схеме с общим коллектором
#вь,* = М1-а) + гв. (20.15)
Специальный анализ показывает, что выходное сопротивление
каскада, собранного на транзисторе, зависит от сопротивления
генератора Rr, подключенного на вход каскада, и является
минимальным для схемы с общим коллектором и максимальным для схемы
с общей базой. Схема с общим эмиттером занимает в этом отношении
промежуточное положение. Для резисторных усилителей,
собранных по этой схеме, в большинстве случаев можно считать RBUX « RK,
где RK — сопротивление нагрузки в цепи коллектора.
Каскад с общим коллектором называют эмиттерным
повторителем. До некоторой степени он аналогичен
катодному повторителю: нагрузка каскада сосредоточена в цепи эмиттера,
а выходное напряжение по величине и фазе незначительно
отличается от входного (разность их равна напряжению на открытом
эмиттерном переходе, которое достаточно мало).
Особого внимания заслуживает выходное сопротивление эмиттер-
ного повторителя.
Минимальное значение Ruuli при достаточно небольшой
величине /?г
228

а максимальное значение (при весьма большой величине Rr)
Авых max — Дэ-
Благодаря указанным свойствам эмиттерныи повторитель
используется, когда требуется значительное входное или низкое выходное
сопротивление.
§ 20.2. СТАБИЛИЗАЦИЯ ПОЛОЖЕНИЯ
РАБОЧЕЙ ТОЧКИ
В гл. 14 было показано, что положение
рабочей точки в транзисторных усилителях существенно зависит от
температуры, особенно в схеме с общим эмиттером. Поэтому при
эксплуатации транзисторных усилителей первостепенное значение
уделяют вопросам
температурной
стабилизации положения рабочей
точки.
Рассмотрим
некоторые способы такой
стабилизации. В схеме,
изображенной на рис. 20.4, а,
увеличение тока Гко
приводит к увеличению
напряжения на резисторе
Rd. В результате
разность потенциалов, под
которой находится
резистор R6, уменьшается,
и ток базы /б становится
меньше. Вместе с ним
уменьшается ток
коллектора, что до
некоторой степени
компенсирует уход рабочей точки.
Таким образом, через
резистор Ra в схеме
имеется
последовательная отрицательная обратная связь но постоянному току, что
обусловливает название схемы. Во избежание отрицательной обратной
связи по переменному току и связанного с этим уменьшения
усиления резистор R3 шунтируется конденсатором Сэ.
В схеме рис. 20.4, б имеется параллельная отрицательная
обратная связь коллектора с базой через резистор R6. При уменьшении
напряжения на коллекторе за счет увеличения тока /,'<„ разность
потенциалов, под которой находится резистор #б> уменьшается,
ток базы становится меньше, и происходит компенсация возросшего
Рис. 20.4. Способы температурной стабилизации
положения рабочей точки
229

тока коллектора. Наряду с обратной связью по постоянному току
в этой схеме имеется также обратная связь по переменному току,
благодаря чему усиление каскада уменьшается.
Комбинированная (последовательно-параллельная) обратная
связь осуществлена в схеме, изображенной на рис. 20.4, в.
Наибольшее распространение (по сравнению с рассмотренными
схемами) имеет схема рис. 20.4, г, в которой необходимый ток базы
обеспечивается соответствующим выбором резисторов делителя
Ток делителя выбирается равным
/д = (2-5)/в0.
Резистор Rx находится под напряжением Ек — Usa — Us, где
Ua — напряжение на резисторе R3, a U§3 — напряжение между
базой и эмиттером, не принимаемое часто в расчет. Напряжение
на резисторе R2 равно Ьъ + Uu3-
Так как через резистор R1 проходит ток /д -Ь /g0, а через
резистор R2 — ток /д, то сопротивления этих резисторов можно найти
из выражений
Ъ И /?
Ток входного сигнала одновременно проходит через резисторы
Rv R2 и входное сопротивление самого транзистора RBXzp. За счет
этого входное сопротивление каскада меньше величины Rsx „,:
оно составляется параллельным соединением резисторов Rlt R2
и -^вх тр-
Стабильность режима транзистора характеризует коэффициент
нестабильности
который показывает, во сколько раз при изменении температуры
изменение тока коллектора /ок, включающего в себя и
неуправляемый ток /к0, превышает изменение неуправляемого тока. Отсюда,
чем лучше температурная стабильность схемы, тем меньше
коэффициент нестабильности S, который, однако, не может быть меньше
единицы.
Для наиболее распространенной схемы (рис. 20.4, г)
s = R9 + R'
где
Стабильность этой схемы повышается при увеличении
сопротивления R3 и уменьшении сопротивления R', что вызывает повышенный
230

расход энергии источника питания. Часто напряжение U3
выбирается в пределах Иь = (0,15 — 0,2) Ек. При этом
Р -JL* - (0,15-0,2) £к (0,15- 0,2) £к
7
'9
§ 20.3. СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
До сих пор мы рассматривали резисторные
усилители напряжения. Между тем в транзисторной технике, так же
как и в ламповой, широкое применение получили
трансформаторные усилители напряжения (рис. 20.5).
Выбор соответствующего коэффициента трансформации
трансформатора позволяет получить на нагрузке RH требуемое напряжение.
Другие элементы схемы выполняют обычную роль: резисторы
Rv R2 и RB обеспечивают и стабилизируют положение рабочей
Рис. 20.5.
Трансформаторный ^усилитель напряжения
Рис. 20.6. Эмиттерный
повторитель
точки, а конденсатор С3 устраняет отрицательную обратную связь
по переменному току.
По сравнению с резисторным усилителем трансформаторный
усилитель обладает худшей частотной характеристикой, имеет
больший вес, габариты и стоимость. Ниже будет рассмотрена роль
этого каскада в многокаскадных усилителях.
На рис. 20.6 приведена полная схема эмиттерно-
г о повторителя с цепями, устанавливающими и
стабилизирующими положение рабочей точки. Свойства эмиттерного
повторителя были рассмотрены в § 20.1, где отмечалось, что
выходное сопротивление его сильно зависит от величины RT —
сопротивления генератора входного сигнала.
Анализ показывает, что RT составляется параллельно
включенными резисторами Ru R2 и RBblx, пред. Если предыдущим является
каскад с общим эмиттером, то RbblK. преД ^ #к-
Выходные каскады на транзисторах (усилители
мощности), так же как и ламповые, могут работать в режимах А, АВ и В
и выполняться по однотактной или двухтактной схеме.
231

Рис. 20.7. Двухтактный усилитель
мощности
На рис. 20.7 изображена схема двухтактного усилителя
мощности, работающего в режиме класса В.
С помощью входного трансформатора Трх на базы транзисторов
подаются противофазные напряжения. Выходной трансформатор
Тр.г согласует нагрузку с выходным сопротивлением транзисторов:
выбирая должным образом
коэффициент трансформации
трансформатора, можно получить в
коллекторной цепи наивыгоднейшее
сопротивление и за счет этого передать
в нагрузку наибольшую мощность.
Выбранное положение
исходной работы точки обеспечивается
резисторами Ru R2 и R3. Чтобы
ток базы каждого транзистора был
небольшим (режим класса В),
выбирают R-l ^s> R2.
Для уменьшения искажений в
схеме предусмотрена
отрицательная обратная связь по переменному напряжению (с коллектора на
базу транзистора).
С целью получения равных и противофазных напряжений вместо
входного трансформатора могут быть использованы фазоинверсные
каскады, схемы которых __-___.
аналогичны ламповым
каскадам.
Рассмотрим меж
каскадную связь в
усилителях на транзисторах.
В резисторных усилителях
она осуществляется с
помощью переходных
(разделительных) конденсаторов
(рис. 20.8).
Необходимо иметь в
виду, что входное
сопротивление каскада на
транзисторе 7\> (при данной схеме стабилизации) составляется
параллельно соединенными резисторами R3, Rt и входным
[сопротивлением самого транзистора. Выходное сопротивление каскада на
транзисторе 7\ практически равно RK1.
Обычно /?Вых1> -£?вх2> поэтому при определении емкости
переходного конденсатора С нельзя (подобно ламповым схемам)
пренебречь первым из них. Аналогично выражению (19.5),
Рис. 20.8. Двухкаскадный усилитель с
костной связью
ем-
232

где сон — нижняя частота усиливаемого напряжения;
М„ — коэффициент частотных искажений, выделенных на
переходную цепь.
Так как входное сопротивление транзисторного каскада
намного меньше, чем лампового (у последнего при отсутствии
сеточных токов оно равно Rz), то емкость С оказывается значительно
больше аналогичной емкости в ламповом каскаде и составляет
обычно несколько микрофарад.
Сопротивление /?вх2 по переменному току включено параллельно
резистору /?Ki. Поэтому нагрузка транзистора Тг оказывается
существенно меньше
сопротивления/?^, и усиление каскада
снижается.
Наглядное
представление об этом дают
построения, выполненные на
рис. 20.9.
При отсутствии второго
каскада сопротивление
нагрузки в коллекторной цепи
транзистора 7\ (по
постоянному и переменному
токам) равно /?к1. Ему
соответствует нагрузочная
прямая / (во взятом примере
Ек = 20 в и /?к = 2 ком).
Пусть исходная рабочая
точка А выбрана при t6 =
= 60 мка и амплитуда входного (базового) тока равна 40 мка.
В этом случае напряжение на коллекторе изменяется от 4 до 16 в,
т. е. амплитуда выходного сигнала составляет 6 в.
Подключим теперь второй каскад и будем считать, что входное
сопротивление его равно 500 ом. Тогда результирующая нагрузка
первого каскада
Рис. 20.9. Нагрузочные прямые по
постоянному и переменному токам для схемы
рис. 20.8
2 • 0,5
. = 0,4 ком.
к1~~ Дк1+Явх2 ~2 + 0,5"
Задаваясь любым приращением тока Агк (на рис. 20.9 оно взято
равным 5 ма) и умножая его на /?к1, получим изменение напряжения
на коллекторе Д«к (в нашем случае оно равно 2 в). Через
полученную таким образом точку В и исходную точку А проходит
нагрузочная прямая 2 по переменному току.
Теперь можно определить, что при тех же изменениях тока
базы изменение потенциала коллектора происходит только в
пределах 9—11,5 в, т. е. амплитуда выходного сигнала уменьшается до
1.25 в.
Должное согласование можно получить при трансформаторной
связи между каскадами.

Как известно, от генератора в нагрузку максимальная мощность
передается в том случае, если их сопротивления одинаковы.
Применительно к межкаскадным связям это означает равенство
входного сопротивления данного каскада и выходного сопротивления
предыдущего каскада.
Ясно, что указанное согласование при емкостной связи между
каскадами получить нельзя.
При трансформаторной связи (рис. 20.10) сопротивление RBs2,
пересчитанное из вторичной цепи в первичную (если пренебречь
потерями в трансформаторе),
■32
Оно должно быть равно
выходному сопротивлению
предыдущего каскада:
/\ВХ2 = -"Ч!Ы.\ 1-
Отсюда коэффициент
трансформации трансформатора
^2 Т / ^-ВХ 2
Рис. 20.10. Двухкаскадный усилитель с
трансформаторной связью
В этой формуле RBUKl — выходное сопротивление транзистора
7\, которое можно определить по выходным характеристикам. Так
как RBX2 <; RBblxl, то согласующий трансформатор является
понижающим. Эта схема за счет трансформатора имеет худшие
частотные свойства, большие габариты и стоимость.
§ 20.4. АНАЛИЗ ТРАНЗИСТОРНОГО
КАСКАДА ПРИ МАЛЫХ И БОЛЬШИХ
СИГНАЛАХ
В гл. 14 была рассмотрена система ft-парамет-
ров, с помощью которых устанавливалась связь между
напряжениями и токами в цепях транзисторов:
Ut, (20.16)
U2. (20.17)
Если к этим уравнениям прибавить уравнение, определяющее
режим выходной цепи транзистора,
U2 = -I2RH, (20.18)
то из дополненной системы уравнений можно определить многие
интересующие коэффициенты. Так, заменяя U2 в выражении (20.17)
его значением из (20.18), получим коэффициент усиления по току:
К' = -г = -гхта-. (20-19)
234

С помощью выражений (20.16), (20.18) и (20.19) можно
определить входное сопротивление транзистора:
Используя выражения (20.16), (20.18) и (20.19), можно
определить коэффициент усиления по напряжению:
Ки=%-= и h /;гпгтт- (20-21)
^1 ''l2"21 — ( I + 'hi)
Перемножив выражения (20.19) и (20.21), найдем коэффициент
усиления по мощности:
I'(20.22)
IM^
(1 -+- «22«h) (/'l2"ai — «22 — 1)
Следует иметь в виду, что системой параметров транзистора
можно пользоваться только при малых входных сигналах. Чтобы
подчеркнуть это, их называют малосигнальными параметрами.
В справочниках ft-параметры приводятся обычно для схемы
с общей базой и соответствуют рекомендованному режиму. Поэтому
в случае использования других схем включения или других режимов
необходимо их пересчитывать.
При анализе каскадов, на входе которых действует сигнал
значительной амплитуды, необходимо использовать характеристики
транзистора.
В качестве примера возьмем выходной трансформаторный каскад
(см. рис. 20.5) с нагрузкой во вторичной обмотке Rn.
Будем считать, что коэффициент трансформации трансформатора
равен п, а активное сопротивление первичной обмотки
пренебрежимо мало. В этом случае нагрузочная прямая по постоянному
току (прямая /) перпендикулярна к оси напряжений в точке
»к = Ек = 16 в (рис. 20.11, а).
Пусть амплитуда базового тока 16т — 1 ма, тогда исходную
рабочую точку А целесообразно выбрать при /б0 = 1,5 ма (при
этом она должна быть расположена ниже кривой допустимой
мощности, рассеиваемой коллектором).
Сопротивление нагрузки, пересчитанное в первичную обмотку
трансформатора,
/?'= —
н — л.2 '
Под углом, отвечающим R'u, проводится нагрузочная прямая
по переменному току (прямая 2). Она должна проходить через
точку А, так как в те моменты, когда переменная составляющая
тока базы обращается в нуль, режим каскада соответствует
исходному. Для нахождения второй точки прямой 2 можно произвольно
задаться приращением тока Дг'к (относительно исходного тока /flJ
235

п определить изменение напряжения на коллекторе, которое оно
вызовет (Д«к = Д£„/?,',).
Откладывая полученные значения, как показано на рис. 20.11, а,
получаем вторую точку Б прямой 2.
Теперь можно найти, что при заданных изменениях тока базы
ток коллектора меняется от 18 до 42 ма (1кт = 12 ма), а
напряжение на коллекторе — от 29 до 3 в (UKm = 13 в). При этом мощность,
■ lg,m
2,5ма 2,5 -
2,0
0,5
0
12 W 20 24- 28 -ик,6
а)
60 80 100 120 Us,m8
5)
Рис. 20.11. К анализу работы каскада при большом сигнале
выделяемая в коллекторной цепи и передаваемая через
трансформатор к нагрузке (потерями в трансформаторе пренебрегаем),
13-12. 10^3
т
- = /о мет.
Входное сопротивление транзистора можно определить,
пользуясь его входными характеристиками (рис. 20.11,6). Для разных
значений напряжения UK они расположены близко друг от друга,
поэтому в справочниках приводится одна или две из них.
Возьмем ту, которая снята при UK = —20 в, что близко к
заданному значению Ек.
Исходный режим каскада отображается здесь точкой А'
(/бо = 1,5 ма), наклон касательной к характеристике в этой точке
соответствует входному сопротивлению транзистора
13-Ю-3 ос
Амплитуда напряжения входного сигнала
^т = /бяЛх=Ы03-26 = 26 мв.
236

Теперь можно -рассчитать коэффициент усиления каскада по
току, напряжению и мощности:
к _ UKm!Km _ 13 ■ 12 - 10-з
Заметим, что выходное сопротивление транзистора, найденное
как наклон касательной к коллекторной характеристике при
/б0 = 1,5 ма,
п _ Л^к _ 26— 16 _ .
Квых — д^" — (40 — 30) • 10~з — К0М'
а сопротивление нагрузки R'H, пересчитанное в цепь коллектора
и определенное по наклону прямой 2,
М R' Ю
р' Ь 11 .
*^H а ; 1 п . 1 П-а
Т. е. Ru = Rbux-
§ 20.5. ЧАСТОТНЫЕ ОСОБЕННОСТИ
ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
В гл. 14 рассматривались факторы, влияющие
на частотные свойства самих транзисторов. Наряду с емкостями
схемы они определяют частотные свойства усилителя, а порой
играют основную роль. В конечном счете эти факторы приводят
к уменьшению коэффициента усиления транзистора по току.
В схеме с общей базой эта зависимость достаточно точно
описывается выражением
где а — коэффициент усиления на низких частотах;
f — рабочая частота;
fa — граничная частота транзистора, на которой аш
уменьшается по сравнению с а в ]/2 раз (на 3 дб).
Значение граничной частоты fa возрастает с уменьшением
времени жизни носителей в базе ха, введенных эмиттером:
Величина т„ характеризует инерционность транзистора.
237

Чем скорее проходят дырки базу, тем меньше значение т„ и тем
выше граничная частота транзистора. Для повышения граничной
частоты уменьшают толщину базы транзистора.
Чем больше т„, тем большее количество дырок рекомбинирует
в базе с электронами — тем больше ток базы. В схеме с общим
эмиттером он является входным током. Поэтому увеличение тока
базы непосредственно влияет на коэффициент усиления по току
Ue Р = уЦ который падает с ростом частоты
значительно быстрее, чем коэффициент а в схеме
с общей базой.
Для схемы с общим эмиттером справед-
д ливы выражения, аналогичные подобным вы-
, ражениям для схемы с общей базой:
■ *б
и fs =
Рис. 20.12. Векторная
диаграмма
напряжений и токов в
транзисторе
2ят,
где
— коэффициент усиления на низких
частотах;
/ч — граничная частота транзистора;
т' — время жизни носителей в базе.
Предельная частота для диффузионных и дрейфовых
транзисторов в схеме с общим эмиттером соответственно равна:
t fi „ t /а _
'? 1,1ф4-1) 'Г- (1,81 4-1,96) ф+1)'
т. е. она намного меньше, чем в схеме с общей базой. За счет этого
уменьшение в одинаковое число раз коэффициента усиления по току
в схеме с общим эмиттером происходит на значительно меньшей
частоте, чем в схеме с общей базой. Это является недостатком схемы
с общим эмиттером.
Выражения для ссш и (30) обеспечивают достаточную точность
до частот, превышающих /„ (/.) не более чем в 3—5 раз. При
больших частотах результаты расчета по этим формулам начинают
существенно расходиться с экспериментом.
С повышением частоты изменяется не только коэффициент
усиления, но также входное и выходное сопротивления транзистора,
а следовательно, и усилителя.
Действительно, из эквивалентной схемы усилителя (см. рис.
20.2, б) можно записать в комплексной форме
Используя это уравнение, легко построить векторную диаграмму
(рис. 20.12), из которой следует, что вектор тока /э отстает по фазе
на угол ф! от вектора напряжения £/пх, а вектор тока /g опережает
вектор напряжения £/вх. Поэтому в схеме с общим эмит-
238

т е р о м, где ток /6 является входным током, входное
сопротивление имеет емкостную составляющую и, следовательно,
уменьшается с частотой.
В §20.1 данной главы было показано, что при включении
транзистора по схеме ОЭ его выходное сопротивление уменьшается
в (Р + 1) Раз п0 сравнению с /?вых в схеме ОБ. По той же причине
уменьшается и емкостная составляющая выходного сопротивления,
что равноценно увеличению в (Р + 1) раз емкости Ск, шунтирующей
коллекторный переход.
Поэтому для схемы с общим эмиттером
где Ск— емкость коллекторного перехода в схеме с общей базой,
обычно указываемая в справочниках.

РАЗДЕЛ IV
*
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ПЕРВАЯ
*
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О ГЕНЕРАТОРАХ
И РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ
§ 21.1. КЛАССИФИКАЦИЯ
ГЕНЕРАТОРОВ
Генерирование колебаний в широких
диапазонах частот и мощностей имеет огромное значение в современной
технике.
Генераторы можно классифицировать по ряду признаков,
главным из которых является характер преобразования энергии одного
вида в другой. В современных радиоустройствах наиболее широкое
применение получили два способа преобразования энергии:
электрический и электромеханический.
При электрическом способе в генераторах происходит
преобразование энергии постоянного тока в энергию переменного тока.
Различают ламповые и электронные генераторы.
Ламповые генераторы, использующие колебания в
электрическом контуре, позволяют получать синусоидальные и
несинусоидальные колебания. Генераторы несинусоидальных колебаний могут
генерировать колебания прямоугольной, треугольной, колоколо-
образной и других форм. Они относятся к так называемым
релаксационным генераторам и применяются в импульсных устройствах.
Эмктронные генераторы нсполъзуюг колебания свободных
электронов или ионов, находящихся между электродами лампы. Частота
колебаний этих генераторов зависит от времени пролета
электронов или ионов между определенными точками в лампе, которое
в свою очередь зависит от величины приложенного напряжения
и напряженности магнитного поля. Колебательная система в таком
генераторе обеспечивает синфазность колебаний всех электронов.
240

Электронные генераторы на клистронах, магнетронах, лампах
бегущей волны и т. д. применяются главным образом для получения
колебаний в СВЧ диапазоне.
В электромеханических генераторах частота колебаний
определяется частотой собственных колебаний механического элемента,
выполняющего функции контура. Колебания механического
элемента возбуждаются обычно с помощью ламповой схемы. В
зависимости от вида колеблющегося элемента электромеханические
генераторы можно разделить на пьезоэлектрические и магнитострик-
ционные.
В пьезоэлектрических генераторах механически колеблется
пластина из пьезоэлектрического материала (кварца, сегнетовой
соли и т. д.). Эти генераторы характеризуются высокой
стабильностью частоты. Их работа основана на явлении прямого и
обратного пьезоэлектрического эффекта. Прямой пьезоэффект
заключается в появлении электрических зарядов на гранях пластины
пьезоэлемента под воздействием механических деформаций (сжатия
и растяжения), а обратный пьезоэффект — в деформации пластины
пьезоэлемента под действием приложенного к ней электрического
поля, сопровождаемой появлением зарядов на гранях пластины
за счет прямого пьезоэффекта.
В магнитострикционных генераторах колеблющимся элементом
является стержень, изготовленный из магнитного сплава, главными
составными частями которого обычно являются никель и железо.
Работа этих генераторов основана на прямом и обратном магнито-
стрикционном эффекте. Прямым магнитострикционным эффектом
называется удлинение или сокращение стержня под влиянием
магнитного поля, а обратным — изменение магнитной проницаемости
стержня под влиянием механических деформаций. Такие генераторы
используются для получения ультразвуковых колебаний в
различных устройствах (ультразвуковой паяльник, подводная связь при
помощи ультразвуковых волн и т. д.).
Генераторы бывают с самовозбуждением (автогенераторы) и
с внешним возбуждением (усилители мощности высокой частоты).
В генераторах с самовозбуждением колебания возникают и
поддерживаются независимо от внешнего источника колебаний. Так
как эти генераторы являются автономными системами, их часто
называют автогенераторами, а возникающие в них колебания —
автоколебаниями. В генераторах с внешним возбуждением
требуется посторонний источник высокочастотных колебаний.
§ 21.2. БЛОК-СХЕМА
РАДИОПЕРЕДАТЧИКА И ЕГО
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Радиопередающее устройство предназначено
Для генерирования колебаний высокой частоты", управления этими
колебаниями и излучения их с помощью антенны в окружающее
241

пространство. Радиопередатчики бывают связные,
радионавигационные, радиолокационные, телевизионные и др. В зависимости
от назначения они характеризуются различными параметрами:
диапазоном частот (волн) и методом его перекрытия (возможно
плавное перекрытие диапазона волн, при котором обеспечивается работа
передатчика на любой волне диапазона и на фиксированных
частотах); мощностью, отдаваемой передатчиком в антенну, от которой
зависит дальность действия радиопередатчика; коэффициентом
полезного действия, показывающим отношение мощности на выходе
передатчика к мощности, потребляемой всеми цепями от источника
питания; стабильностью частоты, определяющей устойчивость и
надежность радиосвязи, увеличивающей число радиостанций, которые
Задающий
генератор
Буферный
каскад
Умножитель
частоты

Модулируемый
каскад
Выходной
усилитель
мощности

Управляющее
устройство
1
Источник
питания
Рис. 21.1. Блок-схема радиопередатчика
могут быть расположены в выбранном диапазоне, уменьшающей
взаимные помехи станций, и т. д.; фильтрацией высших гармоник
на выходе передатчика, исключающей их излучение и тем самым
уменьшающей помехи приему радиостанций, работающих на
близких или равных им частотах.
Указанные параметры в значительной степени определяют
блок-схему радиопередатчика и его конструкцию (рис. 21.1).
Современный радиопередатчик включает в себя следующие
основные каскады:
1) задающий генератор (генератор с самовозбуждением),
создающий колебания высокой частоты и определяющий их
стабильность;
2) буферный каскад, предназначенный для устранения влияния
последующих каскадов на стабильность частоты задающего
генератора (буферный каскад — это усилитель, работающий в режиме
без сеточных токов);
242

3) умножитель частоты, предназначенный для увеличения
частоты задающего генератора, если генерация требуемой частоты
оказывается затруднительной;
4) модулируемый (манипулируемый) каскад, в котором
осуществляется изменение одного из параметров высокочастотного
колебания (амплитуды, частоты или фазы) в зависимости от
передаваемого сигнала;
5) выходной усилитель мощности (генератор с внешним
возбуждением), обеспечивающий получение на выходе передатчика
требуемой мощности;
6) управляющее устройство, которое при радиотелеграфной
работе называется манипулятором, а при радиотелефонной работе —
модулятором;
7) источник питания, обеспечивающий энергией все устройство.
Следует иметь в виду, что не все указанные каскады должны
входить в схему передатчика. Например, в схеме передатчика
может отсутствовать буферный каскад или умножитель частоты.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ВТОРАЯ
ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ (УСИЛИТЕЛИ
МОЩНОСТИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ]
§ 22.1. ЛАМПОВЫЙ ГЕНЕРАТОР
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Ламповый генератор с внешним
возбуждением (рис. 22.1) представляет собой каскад, у которого в качестве
анодной нагрузки включен колебательный контур, что позволяет
назвать его резонансным усилителем мощности.
При отсутствии колебаний напряжение на сетке £/„1С == 0 и
через лампу проходит ток покоя /ао, величина которого зависит от
постоянных напряжений: анодного Ел и сеточного Uc0. В
ламповых генераторах с внешним возбуждением переменное напряжение
Umccos со/ подается в сеточную цепь от предыдущего каскада.
Поэтому полное сеточное напряжение
uz=-UC0 + Umzcosat. (22.1)
В соответствии с изменением сеточного напряжения изменяется
анодный ток лампы
i. = /«, + /«. cos (of. (22.2)
При этом напряжение на контуре
«к = /тагЭкв cos at = Uma. cos at. (22.3)
243

Мгновенное анодное напряжение является разностью
напряжения анодного питания и напряжения на контуре:
«a = £a-(7macosco/. (22.4)
При со/ = 0 или со/ = 360° сеточное напряжение максимально
р
(«с max =
ШШМ1!
Рис. 22.1. Ламповый
генератор с внешним
возбуждением:
а — принципиальная схема;
6 — графики процессов
анодное напряжение минимально (ыа т-,„ =
= £а — сУта); при со/ = 180° сеточное
напряжение минимально («с т1п = Uzo — Umc),
а анодное напряжение максимально (ыа max=
Следовательно, анодное напряжение все
время изменяется, и для определения
анодного тока нужно пользоваться
динамическими характеристиками ламп.
В зависимости от режима колебаний
(колебания первого или второго рода) анодный
ток имеет неискаженную косинусоидальную
форму (колебания первого рода) или вид
импульсов (колебания второго рода).
Пользуясь теорией разложения в ряд
Фурье, синусоидальные импульсы можно
разложить в ряд гармонических, т. е.
синусоидальных колебаний. Отношение
амплитуды синусоидальной составляющей к
максимальному значению синусоидального
импульса называется коэффициентом
разложения (а). Для различных составляющих эти
коэффициенты имеют различные значения и
обозначаются для постоянной
составляющей, первой, второй, третьей и т. д. гг;жо-
ник соответственно а0, аи а2, а3 и т. д.
Величины этих коэффициентов зависят только
от угла отсечки 0 и могут быть вычислены
по следующим формулам:
sin в — 0 cos 9
а°~ 7i (I — cosWT'
— Q — cos в sin в
х~ я (1 —cos в) '
2sin п в cos 9 —• п cos пв sin 0
пп (я2 — 1) (1 — cos в) '
В соответствии с этими формулами на рис. 22.2 приведены
графики зависимостей коэффициентов разложения а от угла отсечки в.
Определив по этим графикам значения коэффициентов
разложения и зная максимальное мгновенное значение анодного тока ia max
в синусоидальном импульсе, можно определить постоянную и пе-
244

ременную составляющие анодного тока:
'mai —
= Onta max-
Так как частота первой гармоники равна частоте подводимых
колебаний, а контур настроен в резонанс на эту частоту, то
создаваемое первой гармоникой анодного .
тока падение напряжения на контуре
будет наибольшим:
0.5
— '
m aiJ
ол
Для постоянной составляющей /ао и
высших гармоник (начиная со второй)
контур обладает малым сопротивлением о,3
и создаваемые ими падения напряжений
Uao = 1аоГ, Uma2 = /та2^экв И Т. Д.
будут меньше напряжения Umn. Таким IJ>1
образом, в режиме колебаний второго
рода, так же как и в режиме колебаний 01
первого рода, напряжение на контуре '
изменяется по закону косинуса:
^кв cos at = Um al cos a>t. (22.5) °
«к =
В режиме первого рода постоянная
составляющая /а0 равняется току покоя,
в режиме второго рода она отлична от
тока покоя.
ь
V
/
-а,
t
\
\
/
\
/
\
У
в"
30 60 90 110 150 180
Рис. 22.2. Графики
зависимости коэффициентов
разложения а от угла отсечки в
§ 22.2. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ
ПОКАЗАТЕЛИ
Энергетическими показателями,
-характеризующими работу генератора, являются полезная или
колебательная мощность Pv, потребляемая мощность Р, и к. п. д. t].
Мощность потребляемая генератором, Ро = EJi0. Часть этой
мощности, затрачиваемая на поддержание колебаний в контуре,
называется полезной мощностью. В режиме колебаний первого
рода полезная мощность
Pi-
(22.6а)
В режиме колебаний второго рода при настройке контура на
первую гармонику полезная мощность
Р =
i al'mal
(22.66)
245

Остальная часть мощности, подводимой от источника,
расходуется бесполезно на нагрев анода лампы:
РЛ = РО — Р1. (22.7)
Коэффициент полезного действия в режиме колебаний первого
рода
Ртт г
^ „ _J um a'm a
Л Pv 2tVao *
В режиме колебаний второго рода к. п. д.
_J. m al mal m ai^i'a max J_
■I p 2£ / IE a i 2
(22.8)
(22.9)
Сравним энергетические показатели в режиме колебаний
первого и второго рода (табл. 22.1), при этом введем понятие
коэффициента использования анодного напряжения
Urn*
(22.10)
Таблиц а 22.1
Энергетические показатели
Мощность, потребляемая
генератором
Полезная мощность,
выделяемая в контуре
Мощность потерь на
нагрев анода
Коэффициент полезного
действия
Режим колебаний первого
рода
р р 1
га — Wao
Р —■ -— // / —
г1— 2 uma'msL —
2 * а'та
Режим колебаний второго
рода
Ро = £Vao = ao'a max F.a
Р - l 11 I
1 ,р .
= ~у i^-u^i'a max
„ Pi 1 HlJma
1 Р» 2 h'a/ao
' с 'fa
2 ' /,.
Pi 1££Wamax
P<) 2 ia^o'a max
- ' £ "'
2
Так как переменная составляющая анодного тока /та в
режиме колебаний первого рода всегда меньше постоянной
составляющей 1ад и отношение -f-^<^ 1, то к. п. д. не может быть больше
'аО
50%. В режиме колебаний второго рода анодный ток имеет
характер импульсов, амплитуда первой гармоники больше постоян-
246

ной составляющей и отношение -f-^- =— обычно больше 1,5.
Поэтому к. п. д. может превышать 50%. Это объясняется тем, что
интенсивность потока электронов, бомбардирующих анод, при
отсутствии импульсов уменьшается, он успевает охлаждаться и
потеря мощности на нагрев анода уменьшается.
§ 22.3. РЕЖИМЫ РАБОТЫ
ЛАМПОВОГО ГЕНЕРАТОРА
Пользуясь статическими анодно-сеточными
характеристиками (сплошные линии на рис. 22.3, а) и задаваясь
различными значениями сопротивления нагрузки, которым
является сопротивление контура R9KS, строим ряд динамических
характеристик анодного тока /, //, ///, IV, V (пунктирные
линии) и сеточного тока (штрих-пунктирные линии).
При действии в сеточной цепи переменного напряжения Umz
анодный и сеточный токи изменяются. На рис. 22.2, бив
показаны импульсы анодного и сеточного токов, величина и форма
которых зависят от значения Uma. Из рассмотрения импульсов
анодного тока (см. рис. 22.2, б) видно, что при увеличении
напряжения 1/тя они уменьшаются и, начиная с некоторого
минимального значения анодного напряжения ulffiin = Ел— (./тЯ, меняют
свою форму. Это минимальное значение анодного напряжения
называется критическим напряжением матшкр. При наШт <«дгшпКр
в импульсе анодного тока появляется провал, который
увеличивается при увеличении напряжения Uma (уменьшении напряжения
"а пин)- Появление провала объясняется перераспределением
электронного потока в лампе, который при уменьшении анодного
напряжения и увеличении сеточного напряжения переходит с анода на
сетку. Если все электроны падают на сетку, то анодный ток
прекращается и происходит расщепление импульса анодного тока.
Одновременно увеличиваются импульсы сеточного тока.
Импульсы сеточного тока (рис. 22.3, б) имеют меньшие углы
отсечки, чем импульсы анодного тока, т. е. они протекают в
течение меньшей части периода. Импульсы сеточного тока также
можно разложить на составляющие.
Воспользовавшись динамическими характеристиками (рис. 22.3,а)
'I задавшись различными значениями угла отсечки, можно
определить составляющие /а0 и /ота1, соответствующие различным
значениям RaKB, и по ним подсчитать величины мощностей Ри Р„,
^а и к. п. д. г). По полученным данным построены графики,
приведенные на рис. 22.4.
Наибольшая колебательная мощность Plmax может быть
получена при вполне определенном значении сопротивления
и
^эка = -"'"—■? ( где (Ута Кр—переменное напряжение, соответствующее
'in ai

1-UrmfO
H.Uma'3OO6 100
ШЬ'та'380в
IFMWOe 80
/0 20 30 kO 50
-90°-60°-3Q° 0 30°60°90°
5)
-30 -60°-30° 0 30° 60°90"
6)
Рис. 22.3. Построение импульсов анодного и сеточного токов по динамическим
характеристикам лампы

так называемому пограничному, или критическому, режиму. Это
сопротивление называют оптимальным сопротивлением /?экв.опт. При
Raw =-^экв.опт форма импульса анодного тока получается несколько
притуплённой, но близкой к синусоидальной.
При Я9кв<#9кв.опт уменьшаются параметры 1/тл, Ръ х\ и
возрастает мощность потерь на аноде Ра, а форма импульса анодного
тока получается
синусоидальной. Такой режим работы ?.%_
генератора называется недо-
напряженным.
При #,кв> ^экв.опт
напряжение Uma увеличивается, "°
напряжение ua mln
уменьшается и становится соизмеримым
с напряжением истах. В
импульсах анодного тока
появ80
20
ляется провал, импульсы
сеточного тока возрастают, а
мощность Рп уменьшается.
Ш 500
Рис. 22.4. Зависимость основных энерге-
й
у р
Такой режим работы генера- тических показателей от сопротивления
тора называется перенапря- нагрузки R^KB
женным.
Коэффициент полезного действия достигает максимального
значения в перенапряженном режиме. При этом его значение немногим
больше, чем в пограничном режиме.
Следует отметить, что перенапряженный режим для лампы
является более легким, чем недонапряженный, так как нагрев анода
меньше, однако при этом режиме увеличивается нагрев сетки
вследствие увеличения сеточного тока.
§ 22.4. АНОДНАЯ ЦЕПЬ ГЕНЕРАТОРА
При рассмотрении режимов работы ламповых
генераторов использовались реальные статические и динамические
характеристики ламп, имеющие криволинейные участки. При
расчете лампового генератора пользоваться такими характеристиками
трудно, так как формулы, описывающие реальные характеристики,
сложны. Поэтому при технических расчетах реальные
характеристики заменяют идеализированными линейными характеристиками,
состоящими из отрезков прямых линий. При использовании
идеализированных характеристик в результаты расчетов вносятся ошибки,
обычно не превышающие 5—8%. Все идеализированные
характеристики (рис. 22.5) параллельны друг другу и имеют одинаковую
крутизну S, соответствующую крутизне прямолинейного участка
реальной характеристики.
Определим зависимость анодного тока t'a от сеточного
напряжения «с и анодного напряжения «а.
249

Крутизну характеристики можно найти из треугольника абв
(рис. 22.5):
С_ 'а
(22.11)
откуда
Проницаемость
или в соответствии
1,
лампы
с рис.
л
■—г
D
22.
S(uc
= —
5
+ U'C)
Д»а
(22.12)
Так как Uz = U'Ct то, подставляя значение Uc из формулы
(22.12) в формулу (22.11), получаем
ia = S[uc + D(ua — U'!,0)]. (22.13)
В выражение (22.13) входит анодное напряжение сУао, при
котором спрямленная характеристика проходит через начало
координат. Это напряжение называют анодным напряжением
приведения. Для характеристики ламп
пользуются также понятием сеточного
напряжения приведения U'c, которое равно
напряжению, отложенному от начала
координат до характеристики с нулевым
анодным напряжением. Сеточное
напряжение приведения U'c связано с анодным
напряжением приведения соотношением
U'c = DU'ao. (22.14)
Подставив в формулу (22.13) вместо
DU'ao его значение U'c, получим уравне-
Рис. 22.5. Семейство идеали- ние идеализированной статической ха-
зированных анодно-сеточных пактеоистики'
характеристик лампового re- r V
нератора га = S (ис + Du2 — Uc). (22.15)
Пользуясь этим уравнением, выведем аналитическое
выражение для максимального значения анодного тока. Для этого
подставим в него мгновенные значения анодного и сеточного
напряжений:
«а = Еа — Utn a cos со/; «с == (7С0 + Um с cos со/.
Вынося cos со/ за скобки, получаем
»«= 5 [Uco + DE,-U' + (Umi- DUma) cos cot]. (22.16)
250

При значении угла отсечки at = 0 анодный ток становится
равным нулю:
0 = S[UC0 + DEa — С/с +(Umt — DUmi) cos в]. (22.17)
Вычитая из уравнения (22.16) уравнение (22.17), получаем
ia — S (Umc — DUma) (cosat — cos©). (22.18)
Анодный ток максимален при о^ = 0:
t'amax = S(C/mc — DUт а) (\ — COS 0), (22.19)
откуда амплитуда напряжения возбуждения
Из выражения (22.17) определим значение угла отсечки,
соответствующее максимальному
анодному току:
cosQ —
■и:
t,
(22.21)
Пользуясь выражением
(22.17), найдем напряжение
смещения, при котором получится
выбранный угол отсечки 0:
■Линия пограничного режима.
— (Umc ~ DUm:i) COSQ. (22.22) Рис- 22-6- Семейство идеализирован-
„, „ ных анодных характеристик лампового
Семейство идеальных анод- генератора
ных характеристик представляет
собой ряд параллельных прямых линий (штриховые линии),
соответствующих различным сеточным напряжениям и начинающихся
от линии Оа, называемой линией пограничного, или критического
режима (рис. 22.6). '
Эта линия является геометрическим местом точек всех
характеристик, в которых сеточный ток равняется нулю. Линия
пограничного режима отделяет недонапряженную область статических
характеристик от перенапряженной области. Она характеризуется
крутизной
С А'а
4„. = -—2- /99 94"!
Любая точка этой линии определяется уравнением
ia=SKp«a. (22.24)
В динамическом режиме в момент минимального анодного
напряжения иа = Еп — Uma анодный ток при пограничном режиме
251

достигает максимального значения, которое может быть определено
по формуле
»а шах = 5,р (£,-£/„,.). (22.25)
Если разделить левую и правую части этого равенства на
SKpEa и ввести в полученное выражение коэффициент
использования анодного напряжения |кр, то после преобразований получим
Воспользуемся максимальным значением анодного тока и
выразим его через мощность Рх:
_ /а1 _
«а шах- -
Подставив значение iamax в выражение (22.26), получим
?«p=i-^V- (22'27)
"1°крЬкр^а
Умножив правую и левую части этого равенства на |кр и.
перенеся все члены в левую часть, получим уравнение, решение
которого дает возможность определить £кр:
E«p = 1--^tV- (22.28).
§ 22.5. сеточная цепь генератора
При подаче нанряжения возбуждения
Umc cos о)/ в сеточную цепь лампы в ней появляются импульсы
тока, которые можно разложить на составляющие. Для
определения значений составляющих должны быть известны угол
отсечки 0С и максимальное значение импульса сеточного тока ic max.
Угол отсечки определяется из выражения для мгновенного
значения сеточного напряжения ис = Uc0 + Umc cos at,
обращающегося в нуль при (at = 6С:
cosec = —-.^-. (22.29)
Пользуясь зависимостями a = f (9), приведенными на рис. 22.2,
определим коэффициенты разложения а0 и ai Максимальное
значение сеточного тока tc max: для триода tc max = (0,15—0,2) гатах,
а для тетрода и пентода г'стах = (0,05—0,1) iamax- Найдя амплитуду
первой гармоники сеточного тока /mcl = ajc шах и зная амплитуду
252

напряжения возбуждения, можно определить мощность,
подводимую к цепи сетки:
Pcl = ^kci.. (22.30)
Часть этой мощности расходуется в цепи источника
постоянного напряжения смещения, так как его полярность противоположна
направлению постоянной составляющей тока сетки /со =
Pco = t/co/co. (22.31)
Другая часть теряется на нагрев сетки:
РС = РС1-РСО. (22.32)
Поскольку в перенапряженном режиме сеточный ток имеет
большее значение по сравнению с недонапряженным режимом,
потери в цепи сетки в этом режиме возрастают.
Зная полезную мощность в анодной цепи Р1 и колебательную
мощность в сеточной цепи Рс1, можно определить коэффициент
усиления по мощности:
/Ср = Д. (22.33)
Установлено, что при работе триода в пограничном режиме
постоянная составляющая сеточного тока /со = (0,1—0,15) /ао,
а амплитуда первой гармоники 1пт — 2/с0.
§ 22.6. ГЕНЕРАТОР
НА ЭКРАНИРОВАННЫХ ЛАМПАХ
В схемах генераторов на тетродах или
пентодах (рис. 22.7, а) наличие экранирующей сетки уменьшает
влияние напряжения управляющей сетки на величину и форму импульса
анодного тока.
Это объясняется тем, что экранирующее напряжение U\2 в не-
донапряженном режиме выбирается так, чтобы удовлетворялись
УСЛОВИЯ Uz2 < Ua mln = Uл0 — Uma И Uc2 > Ui max = Uc0 + Umz.
Обычно Uc2 = (0,2—0,8) Ел, поэтому на управляющую сетку
попадает меньшая часть электронного потока и ток ic мал (рис. 22.7, б).
В перенапряженном режиме напряжение иатш оказывается
меньше напряжения Uci и электронный поток перераспределяется,
но не между анодом и управляющей сеткой (как это было у триода),
а между анодом и экранирующей сеткой. В этом случае импульсы
токов имеют форму, изображенную на рис. 22.7, в.
Импульсы тока экранирующей сетки могут быть также
разложены на постоянную составляющую и ряд гармоник, которые
замыкаются через емкости Cj. и Сбл (рис. 22.7, а).
253

Постоянная составляющая тока /с02 протекает через источник
питания, который отдает мощность, рассеиваемую на экранирующей
сетке:
Рс2 = ис2/сог. (22.34)
В пограничном режиме
/сО=(0,07-0,1)/ад;
/С02 = (0,15-0,25)/ао.
В случае применения
пентода в цепь защитной сетки
иногда подают небольшое
положительное напряжение Uc3 =
= (0,02—0,06)£а, что на 3—5%
увеличивает крутизну лампы.
Линия пограничного режима
смещается влево, а значения Рх
и г) увеличиваются. При этом у
пентодов в пограничном режиме
5)
Рис. 22.7. Генератор внешнего
возбуждения на пентоде с
последовательным питанием:
а — принципиальная схема; б — импульсы
токов в недонапряженном режиме; в —
импульсы токов в перенапряженном режиме
/со М0.05- 0,08) /ао;
/с02^(0,15-0,25)/а0;
/со а М0.01- 0,06) /ао.
§ 227. СХЕМЫ ПИТАНИЯ ГЕНЕРАТОРА
Различают две схемы питания анодной
цепи — последовательную и параллельную. При параллельном
питании (рис. 22.8) источник анодного напряжения, лампа и нагрузка
включаются параллельно.
Для разделения
переменной и постоянной
составляющих анодного тока
служат дроссель Lip. a и
разделительный
конденсатор Сразд. Дроссель Lip. a
не пропускает переменной
составляющей анодного
тока через источник анодного
напряжения, а конденса- Рнс' 22Я- Схема генератора с параллель-
тор Сразд не пропускает по- ньш пнтанием
стоянной составляющей /ао в нагрузку (контур). Поэтому нагрузка
(контур) не находится под постоянным напряжением.
Для уменьшения шунтирующего действия дросселя его
индуктивность должна быть во много раз больше индуктивности контура
L. Однако с ростом индуктивности дросселя 1др а увеличивается
его межвитковая емкость, которая на коротких волнах может
254

уменьшить полное сопротивление дросселя. Поэтому параллельную
схему целесообразнее применять на длинных и средних волнах.
Индуктивность дросселя Ьяр, а выбирают из условия
<oLjP.a>-n^- = 10/?eKB. (22.35)
При выполнении этого условия переменный ток, проходящий
через дроссель, не превышает 0,1 от тока контура 1тК.
Емкость конденсатора Сразд должна обладать малым
сопротивлением для первой гармоники анодного тока. В каскаде
умножителя частоты эта емкость должна обладать малым
сопротивлением для той гармоники, на которую настроен контур в анодной
цепи. Поэтому величину емкости Сразд выбирают из условия
минимального падения напряжения высокой частоты на ней:
-J—^O,IRSKB. (22.36)
Конденсатор Сразд должен выдерживать удвоенное напряжение
источника анодного питания.
При последовательном питании (см. рис. 22.7, а) источник
анодного напряжения Еп, лампа и нагрузка включаются
последовательно. В этом случае постоянное напряжение подается на лампу
через контур, что делает опасным настройку генератора, к
колебательному контуру которого возможно прикосновение человека.
Блокировка по высокому напряжению (устройство,
автоматически выключающее анодное напряжение при открытии дверцы
в кожухе генератора) устраняет этот недостаток.
На коротких и ультракоротких волнах более широко
применяется схема с последовательным питанием, причем для того, чтобы
ток высокой частоты не проходил через источник анодного
питания и не создавал на нем падения напряжения, в схему включают
блокировочный конденсатор Сб., и иногда в цепь источника —
дроссель высокой частоты £др, а.
В сеточной цепи генератора включены источник постоянного
напряжения отрицательного смещения £/с0 и элемент связи,
служащий для подачи переменного напряжения возбуждения.
Постоянное напряжение отрицательного сеточного смещения может
подаваться от специального источника и автоматически (см. рис. 17.10),
причем в генераторах вместо схемы катодного автоматического
смещения, рассмотренной в § 17.4, применяется схема сеточного
автоматического смещения. В этой схеме напряжение смещения
получается за счет постоянной составляющей сеточного тока,
протекающей через резистор Rc, включенный в сеточную цепь
(рис. 22.9, а, в).
Для устранения падения напряжения высокой частоты на
резисторе Rc он шунтирован конденсатором большой емкости Сс.
Такое устройство получило название гридлика. Его применение
255

объясняется тем, что в отличие от приемно-усилительных ламп
генераторные лампы обычно работают при наличии амплитуды
сеточного напряжения Umz, большей напряжения отрицательного
сеточного смещения £/с0, в результате чего в течение части
периода в цепи сетки проходит ток. При этом величина напряжения
Uc0 устанавливается автоматически в зависимости от величины
сопротивления Rc. При заданном напряжении £/со сопротивление
#с = -!у5°1. Постоянное напряжение смещения может подводиться
к сетке с помощью параллельной или последовательной схемы.
Рис. 22.9. Схемы связей между
каскадами:
а — трансформаторная; 6 —
автотрансформаторная; в — емкостная
В последовательной схеме (см. рис. 22.8) источники напряжения
смещения и возбуждения включены последовательно. Для
уменьшения их влияния друг на друга здесь, так же как в анодной
цепи, используются дроссель Lap, с и конденсатор Сбл. с-
В параллельной схеме (рис. 22.9, б) источники напряжения
смещения и возбуждения включены параллельно. Блокировочный
конденсатор Сра3д исключает замыкание постоянной составляющей
сеточного тока через элементы связи с предыдущим каскадом.
Величину емкости этого конденсатора выбирают так, чтобы
сопротивление его для токов высокой частоты было мало:
-pi— ^ (50 — 100) хс (22.37)
где хсв — сопротивление элемента связи.
Дроссель /,др с препятствует замыканию токов высокой частоты
через источник сеточного напряжения смещения. Индуктивность
дросселя выбирают из условия минимального шунтирующего
действия источника возбуждения:
ш!др,с^(10-20)хсв. (22.38)
256

В параллельной схеме (рис. 22.9, в) напряжение автоматического
смещения создается на резисторе Rz, сопротивление которого
может быть порядка 10—100 ком, что позволяет не включать в схему
дроссель Lflp. с и конденсатор Сс.
Автоматическое смещение в сеточной цепи обеспечивает более
устойчивую работу генератора, чем смещение от специального
источника, так как изменение режима работы лампы приводит
к изменению сеточного тока.
Напряжение возбуждения может подаваться в цепь сетки лампы
с контура задающего генератора или с какого-либо предыдущего
каскада. На рис. 22.9 показаны три схемы связей между каскадами.
Схема с трансформаторной связью (рис. 22.9, а) обеспечивает
плавную регулировку амплитуды напряжения, подводимого к сетке,
за счет изменения взаимоиндукции между катушками LK и Lc.
Эта схема применяется только на длинных волнах. На коротких
волнах ее использование нецелесообразно из-за возможности
возникновения неравномерности усиления в пределах диапазона.
С ростом частоты емкость и индуктивность контура уменьшаются
и может образоваться паразитный контур, составленный из
индуктивности Lc и емкости Свх + Сн, собственная частота которого
входит в диапазон усиливаемых частот.
Схема с автотрансформаторной связью (рис. 22.9, б) позволяет
плавно регулировать связь за счет перемещения щупа по виткам
катушки.
Наличие меньшей паразитной емкости Свх -f- Ся, чем в схеме
с трансформаторной связью, позволяет использовать данную схему
в диапазоне коротких волн.
Схема с емкостной связью (рис. 22.9, в) чаще применяется
в диапазоне длинных волн, когда контур предыдущего каскада
настраивается с помощью вариометра. Большая величина емкости
связи Ссв позволяет осуществлять фильтрацию паразитных
колебаний метрового диапазона.
В схемах ламповых генераторов на экранирующую и иногда
на защитную сетку подается постоянный положительный потенциал
относительно катода, чаще всего от источника анодного питания.
Для получения требуемой величины напряжения в схему
(см. рис. 22.11) включают гасящее сопротивление R9 или
применяют делитель напряжения RiR% (см. рис. 22.7, а). Обычно в
схемах генераторов переменная составляющая напряжения в цепи
этих сеток должна отсутствовать, поэтому к ним подключают
развязывающие (блокирующие) конденсаторы С3 и Сб.,-
Питание цепей накала в значительной степени определяется
тем, какие лампы применяются в схеме: косвенного или прямого
накала.
Питание цепей накала ламп может осуществляться как от
источников постоянного тока (аккумуляторы, выпрямители и т. д.),
так и от источников переменного тока (понижающие трансформа-
9 Браммер 257

торы). Наиболее простым и экономичным является второй способ.
Однако в случае применения ламп прямого накала возможно
появление паразиткой модуляции, которая создает в приемнике
характерный шум при приеме радиотелефонной передачи, называемый
фоном.
Если напряжение накала подводится по схеме рис. 22.10, а,
то на сетке относительно незаземленного конца нити накала
появляется переменный потенциал, создающий фон. Чтобы уменьшить
а)
Рис. 22.10. Схемы питания цепей накала ламп
фон, в накальном трансформаторе выводят и заземляют среднюю
точку (рис. 22.10, б, в). При этом действие на сетку переменных
напряжений, получающихся на обеих половинах обмотки
трансформатора Тр (или на резисторах Rx и R2), равных по величине и
противоположных по фазе, взаимно компенсируется.
Чтобы токи высокой частоты, протекающие в лампе, не
создавали бесполезного падения напряжения на вторичной обмотке
трансформатора или на резисторах, в схему включают два
конденсатора С1; С2 и заземляют среднюю точку. Такое же назначение
имеет конденсатор С в схеме рис. 22.10, а.
§ 22.8. СХЕМЫ УВЕЛИЧЕНИЯ
МОЩНОСТИ ГЕНЕРАТОРОВ
Если требуемая мощность не может быть
получена от одной генераторной лампы, то применяют
параллельное или последовательное соединение нескольких ламп. Из
приводимой на рис. 22.11 схемы параллельного включения двух ламп
видно, что нагрузка и все цепи питания ламп общие.
Для хорошей работы такой схемы необходимо, чтобы параметры
ламп были одинаковыми, а весь монтаж — симметричным. Так как
ток, проходящий через нагрузку, равен сумме анодных токов
ламп, т. е. /а = i'a -\- il, ток первой гармоники /та_ общ = /ва +
-f /.«а, а ток постоянной составляющей /а0 = /а0 + /а„. Полагая
1/ш = /ад — Ала. получаем, что ток в нагрузке равен удвоенному
258

Рис. 22.11. Схема параллельного
включения лани
значению первой гармоники анодного тока. Поэтому полезная
мощность в критическом режиме увеличивается вдвое:
р . т j 1
г 1 9 тп а1 гп а. общ*
Для работы в критическом режиме при одной лампе необходимо
иметь определенное значение /?эКв. Если для одной лампы R^b =
п ■
= т22-5-, то для двух ламп
'т а
Яэк„ = щ^ = ^. Таким
образом, при параллельном
соединении двух ламп полезная
и потребляемая мощности
увеличиваются вдвое, т. е. к. п. д.
не меняется, а
сопротивление R3KB уменьшается вдвое.
Уменьшение необходимой
величины R3KU особенно выгодно
при работе в диапазоне коротких волн, когда вследствие малых
величин L и С трудно обеспечить большое сопротивление.
Рассмотренная схема имеет ряд недостатков: паразитные
емкости в ней больше, чем в схеме с одной лампой, а разброс
параметров ламп и наличие фазовых
сдвигов между подводимыми к
сеткам переменными
напряжениями приводят к уменьшению
полезной мощности.
Лучшие результаты дает
применение двухтактной схемы,
которая была подробно
рассмотрена в § 19.2. Однако, несмотря на
общность процессов,
происходящих в схемах двухтактного
усилителя мощности низкой частоты
и двухтактного генератора с
внешним возбуждением, они
отличаются друг от друга
характером нагрузки. Если в первой схеме нагрузкой является
трансформатор, то во второй — резонансный контур.
Рассмотрим схему, составленную из двух однотактных
генераторов (рис 22.12).
В этой схеме общими являются источники питания Еа и Uc0.
При подаче напряжения возбуждения на контурах возникают
Два одинаковых по величине и противоположных по фазе
напряжения. Поэтому между точками в и г получается удвоенное
напряжение (в схеме параллельного включения ламп удваивался ток).
Рис. 22.12. Схема двух генераторов
с самостоятельными высокочастотными
цепями
259

Заменим два контура в схеме генератора (рис. 22.12) одним. Так
как контуры / и // по высокой частоте включены последовательно,
то можно определить их
общую емкость С и
индуктивность
L:
С'С
.91
(так как
C"
С' = С")\
(так как II = L").
Резонансная частота
нового колебательного контура
оказывается такой же, как
резонансная частота
контуров / и //:
1
Vlc
1
1
' 91
а эквивалентное
сопротивление контура возрастает в
2 раза. Так как волновое
сопротивление контура р =
' 4
' шС'
то
р = 2р'и
(2рТ
2r
Представим схему рис.
22.12 в виде схемы,
изображенной на рис. 22.13, а, и
определим пути, по которым
проходят все составляющие
анодного тока. Предположим,
что в положительный
полупериод сеточного напряжения
лампы Лх (рис. 22.13, б) ток
первой гармоники идет к
аноду, тогда в отрицательный
полупериод сеточного
напряжения лампы Л2 (рис. 22.13, в)
он идет от ее анода. Поэтому
токи первой и всех нечетных
гармоник, проходя по контуру, складываются (рис. 22.13, г),
а в общем проводе аб взаимно компенсируются. Токи второй и всех
четных гармоник, проходя по катушке контура L в разных
направлениях, создают магнитные поля, которые взаимно компенсируются
2In
Рис. 22.13. Схема двухтактного
генератора с последовательным питанием и
графики процессов в нем
260

(поэтому на катушке нет напряжения с частотой этих
составляющих) и складываются в общем проводе аб (рис. 22.13, д).
Двухтактные схемы позволяют получить лучшую фильтрацию
высших гармоник (четных) по сравнению с однотактной схемой.
В них ослаблено влияние паразитных емкостей С,', и Сп' (рис. 22.13,а),
так как эти емкости включаются не параллельно, а
последовательно; уменьшены потери мощности высокой частоты в проводах
питания и связь между каскадами через источник питания, так
как ток первой гармоники через источник питания не проходит.
Недостатком двухтактной схемы является использование в ней
контура с вдвое большим эквивалентным сопротивлением.
Двухтактные схемы широко применяются в выходных ступенях
передатчиков, причем для повышения мощности в каждом плече
могут быть включены две лампы параллельно.
§ 22.9. ПРИМЕНЕНИЕ ГЕНЕРАТОРОВ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Генераторы с внешним возбуждением
находят широкое применение в радиопередающих устройствах в
качестве выходных, промежуточных и буферных каскадов, а также
в качестве умножителей частоты.
Выходные каскады характеризуются следующими основными
параметрами: мощностью, отдаваемой в антенну, к. п. д. и степенью
фильтрации гармоник. Для получения максимальной мощности
в выходном каскаде его нагрузка должна иметь оптимальное
сопротивление /?экв.опт- В большинстве случаев сопротивление антенн
R\ значительно меньше требуемого сопротивления нагрузки.
Согласование нагрузки и генератора производится с помощью
колебательных контуров. Если в анодную цепь генератора включен
контур, составной частью которого является антенна, то такой
контур называют антенным, а схема выхода — простой. При
использовании двух связанных контуров в анодную цепь лампы
включают так называемый промежуточный контур, с которым
оказывается связанным антенный контур. Такая схема выхода
называется сложной.
На рис. 22.14 представлены основные варианты простой схемы
выхода генератора, обеспечивающей настройку на частоту
возбуждения и регулировку величины сопротивления в анодной цепи.
Так как в большинстве случаев выходной каскад предназначен
для работы в диапазоне частот, то возможны три случая работы
каскада:
1) работа на укороченную антенну, когда длина собственной
волны антенной цепи ЯА меньше наименьшей длины волны
диапазона:
261

2) работа на удлиненную антенну, когда
3) работа на антенну, настроенную на одну из волн рабочего
диапазона:
"\"А <^ Ло щах (/0min <С /А \ /о max)-
Для настройки антенного контура в резонанс на частоту
возбуждения последовательно с антенной включают индуктивность
LH или емкость Сн. При последовательном включении
индуктивности Lu общая индуктивность антенного контура и соответственно
длина собственной волны антенны увеличиваются (частота
уменьшается). Такую индуктивность LH называют удлинительной
(рис. 22.14, б, г). При последовательном включении емкости Сн
а)
Рис. 22.14. Варианты простой схемы выхода генератора (схемы по высокой
частоте)
общая емкость антенного контура и соответственно длина
собственной волны антенны уменьшаются. Такая емкость Сн называется
укорачивающей (рис. 22.14, а, в). Если Ка лежит в пределах
рабочего диапазона, то обычно включают удлинительную
индуктивность LH и укорачивающую емкость С„.
Антенный контур можно считать настроенным, если
выполняется условие
*» + *u + *a = 0, (22.39)
где хсв и ха — соответственно реактивные сопротивления элементов
связи и настройки;
хА — реактивное сопротивление антенны.
Подбором величин Ссп и LCB, а также с помощью
автотрансформаторной связи обеспечивается получение требуемого оптимального
сопротивления:
Яэкв - -r-aT^ - -ЩсЦ^ТЩ-= Ътк' (22А0)
где jRa — сопротивление антенны;
/?н — сопротивление потерь в элементах настройки и связи.
262

Для характеристики автотрансформаторной связи пользуются
коэффициентом включения р, который показывает, какую часть
от полного эквивалентного сопротивления контура составляет
сопротивление ветви. Так как при настройке контура в резонанс
ток в его обеих ветвях одинаков, то коэффициент включения можно
рассматривать как отношение напряжения на ветви контура Um3
к напряжению на всем контуре или, что то же самое, на суммарной
индуктивности UL (на суммарной емкости Uc)-
UL UC
Пользуясь коэффициентом р, выражение для £?экв можно
привести к виду
Азкв —Р -д -}-/?""' (22.42)
Мощность, теряемая в антенной цепи, характеризуется к. п. д.,
который определяется отношением мощности, отдаваемой в
антенную цепь Рд, к колебательной мощности усилителя Рг:
п, - РД _ 7^a - ^А /09 44^
где /д — ток в антенном контуре.
Из схем, приведенных на рис. 22.14, наибольший к. п. д. имеет
та, в которой меньше активное сопротивление органов настройки
антенны Ra. Так как потери в катушках индуктивности больше,
чем в конденсаторах, то целесообразнее осуществлять настройку
изменением емкости Сн. Необходимо также учитывать реактивное
сопротивление элемента связи, от которого зависит фильтрация:
лучшая фильтрация у схем с емкостной связью, поскольку
сопротивление емкости с ростом частоты (номера гармоники)
уменьшается. При включении в схемы одинаковых антенн с емкостным
реактивным сопротивлением наилучшая фильтрация будет в схеме,
изображенной на рис. 22.14, б. Однако при этом для настройки
антенного контура в резонанс потребуется большая индуктивность,
компенсирующая емкостные сопротивления антенны и элемента
связи:
, _ 1
(0С
Следовательно, мощность, отдаваемая этой схемой, из-за
больших потерь в катушке L,, будет малой, а к. п. д. низким.
В схеме рис. 22.14, в к. п. д. и мощность будут больше, но
фильтрация хуже, так как в качестве элемента связи включена
индуктивность Lcn, сопротивление которой для высших гармоник
велико. Наилучшей является схема рис. 22.14, г, требующая для
263

настройки катушку с меньшей индуктивностью, которая
компенсирует только емкостное сопротивление антенны. При однбй и
той же добротности катушек потери в этой схеме наименьшие и,
следовательно, к. п. д. наиболее высокий. Недостатком схемы
является несколько худшая фильтрация, чем в схеме, Изображенной
на рис. 22.14, б. При индуктивном характере реактивного
сопротивления антенны наибольший к. п. д. и хорошую фильтрацию
обеспечивают схемы, изображенные на рис. 22.14, а и б.
Практически более универсальной является схема рис. 22.14, в,
позволяющая наиболее легко получить заданное оптимальное значение
сопротивления нагрузки генератора.
Преимуществами простых схем выхода генератора являются
конструктивная простота и отсутствие потерь в промежуточном
контуре. Однако большое активное сопротивление антенного
контура приводит к ухудшению фильтрации гармоник, а при работе
в диапазоне волн изменение сопротивлений д-Св и хп ухудшает
согласование антенного контура с генератором. Изменение
параметров антенны (замена антенн, обрыв или замыкание на землю)
меняет в этих схемах сопротивление нагрузки RdKB. Уменьшение
сопротивления R3KB может привести к увеличению мощности
рассеяния на аноде и перегреву лампы. Простая схема выхода
применяется в передатчиках малой мощности (10—100 в/л). В мощных
передатчиках (свыше 10 кет) используются сложные схемы, когда
требуется хорошее согласование антенны с генератором, точная
настройка в более широком диапазоне частот и хорошая
фильтрация. Необходимость высокой фильтрации вызвана тем, что с
увеличением мощности передатчика возрастает амплитуда гармоник
в анодном токе. При сложной схеме выхода оба колебательных
контура — промежуточный / и антенный // настраиваются в
полный резонанс. При этом вносимое в промежуточный контур
активное сопротивление RBYi = -^ увеличивает активную составляющую
Rn к полного сопротивления R = Rn,K -f- RBH и тем самым
уменьшает эквивалентное сопротивление контура:
£.»=» P"fn . (22.44)
Меняя связь между антенным и промежуточным контурами
(хсв), можно согласовывать сопротивление антенны с
сопротивлением нагрузки, необходимым для обеспечения выбранного режима
работы генератора. Пользуясь графиком зависимости Р1 = / (R,KB)
(см. рис. 22.4), можно показать, что наибольшая мощность
отдается генератором в антенный контур в критическом режиме.
Вносимое в промежуточный контур сопротивление увеличивает
потери в нем и снижает к. п. д. Величина к. п. д. определяется
как отношение полезной мощности, выделяемой в антенне
264

Рк =
1 ,2
, к мощности, развиваемой в анодной цепи генератора
Px=^-^UmJmi и распределяемой между промежуточными
антенным контурами (Pi = Р„,к + РА):
у]п., = ~-= р Ра,р . (22.45)
1 п. к ' А
Если подставить в формулу (22.45) значения Рп.к и РА,
выраженные через ток в промежуточном контуре /тп_ к, то можно
получить зависимость к. п. д. от параметров схемы:
^п. к ~Г~ 'vbh
Так как Rm = / (xCYt), то с ростом связи величина т)п_к
увеличивается.
Сложные схемы, представленные на рис. 22.15, различаются
менаду собой характером анодной связи и связи с антенной (между
Рис. 22.15. Варианты сложной схемы выхода генератора
(схемы по высокой частоте)
промежуточным и антенным контурами). Наиболее широкое
применение получила схема емкостной анодной связи, обеспечивающая
большую фильтрацию промежуточного контура, чем схема
индуктивной связи.
Связь антенного контура с промежуточным контуром чаще всего
делается трансформаторной (рис. 22.15, а), так как при емкостном
характере сопротивления антенны для настройки антенного
контура используется удлинительная катушка, частью которой
является катушка связи LCB. При индуктивном характере
сопротивления антенны для настройки антенного контура используется
укорачивающая емкость Сн (рис. 22.15, б). В этом случае получение
265

необходимой величины сопротивления нагрузки RbKB при
перестройке с одной волны на другую достигается изменением связи
между контурами.
В случае емкостной связи между антенным и промежуточным
контурами величину индуктивности удлинительной катушки для
компенсации емкостей связи и антенны приходится брать весьма
большой, что приводит к
увеличению потерь и снижению к. п. д.
антенного контура.
Для повышения фильтрации
иногда применяют схему
индуктивно-емкостной связи между
антенным и промежуточным
контурами (рис. 22.15, в).
При больших входных активных
сопротивлениях применяют
параллельную схему питания антенны
(рис. 22.15,г), которая используется
в широком диапазоне частот. В этой
схеме согласование большого
активного сопротивления антенны с
сопротивлением генератора
достигается за счет того, что сопротивление
антенны, включенное параллельно
антенному контуру, преобразуется
в малое последовательное
сопротивление промежуточного контура.
Недостатком параллельной схемы яв-
7 ,c0s2ct)t ляется низкий к. п. д., что
ограничивает ее применение.
Умножителем частоты
называется генератор с внешним
возбуждением, у которого анодный
контур настраивается не на первую,
а на какую-либо другую гармонику анодного тока. Так как с ростом
номера гармоники амплитуды токов уменьшаются, то чаще
используют удвоители частоты.
Умножение частоты не следует производить в выходных
каскадах, так как наличие в выходном напряжении высших гармоник,
особенно первой, приводит к ухудшению фильтрации. Кроме того,
мощность на выходе и к. п. д. передатчика получаются низкими.
Если к сетке умножителя (удвоителя) частоты подвести
напряжение «с = i/co + У,пс cos Ы (рис. 22.16) и настроить анодный
контур на вторую гармонику, то получим
Рис. 22.16. Диаграммы мгновенных
значений напряжения и тока в
умножителе частоты
где
U
Vт а.2 — 'т аг"экв —
ma2cos2co^,
lii.ixAsKB
266

Полезная мощность умножителя
р . *т а п^т а а __*-*/ PR f99 47\
а его к. п. д.
г} = у~£кР- (22.48)
Сопротивление нагрузки умножителя в критическом режиме
#экв= 1крВя ■ (22.49)
В приведенные формулы входит коэффициент разложения,
зависящий от угла отсечки. Пользуясь графиками коэффициентов
разложения (см. рис. 22.2), можно определить, при каких углах
отсечки обеспечивается критический режим (мощность максимальна).
При удвоении частоты мощность максимальна, когда а.2тах=0,275,
что соответствует 0 = 60°.
Установлено, что максимальные значения коэффициентов
разложения аятах=---^. Однако при очень малых углах отсечки
необходимо иметь большие переменные и постоянные сеточные
напряжения.
Коэффициент полезного действия умножителей обычно не
превышает 50%.
Умножение частоты применяют обычно в KB и УКВ
диапазонах, так как использование умножителей позволяет: повысить
стабильность частоты задающих генераторов за счет применения
кварцевой стабилизации частоты (осуществление непосредственной
кварцевой стабилизации возможно лишь на волнах до 10—15 м);
увеличить устойчивость работы каскадов за счет понижения
генерируемой частоты и настройки контуров до и после умножителя
частоты на разные частоты; расширить диапазон частот передатчика
путем использования промежуточного усилителя в поддиапазоне
коротких волн (режим умножения) ив поддиапазоне длинных волн
(режим усиления).
§ 22.10. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Так как транзистор аналогично лампе
является усилительным элементом, на нем может быть собран усилитель
мощности высокой частоты (генератор с внешним возбуждением).
Принципы построения ламповых и транзисторных генераторов
по существу одинаковы. В основном применяется схема с общим
эмиттером, так как она обеспечивает максимальное усиление
мощности.
267

Низкое выходное и особенно входное сопротивления
транзистора на высоких частотах (активное и емкостное) сильно
шунтируют контур, снижая его добротность и внося расстройку. Для
уменьшения этого связь контура с транзистором выбирается
сравнительно слабой.
В § 4.3 указывалось, что влияние параллельной цепи (как
нагрузки, так и генератора) может быть значительно снижено
при неполном (автотрансформаторном) включении контура. Это
обстоятельство используется при проектировании транзисторных
каскадов с колебательными контурами.
Наиболее часто используется трансформаторное и
автотрансформаторное включение контура в цепь коллектора.
а)
Рис. 22.17. Схемы генераторов с внешним возбуждением на транзисторах
Так же как ламповые, транзисторные генераторы могут
выполняться по схеме параллельного и последовательного питания.
На рис. 22.17, а изображена схема транзисторного генератора
с трансформаторным включением контура LKCK. Настройка его
соответствует частоте колебаний, поступающих на вход каскада.
Фильтр ЯфСф препятствует прохождению токов высокой частоты
в цепь источника питания.
Сопротивления Rb R2 и R31 (а также Яя, RA и RM)
стабилизируют выбранное положение исходной рабочей точки.
Конденсатор Сх связывает верхний конец катушки L2 с
корпусом, а конденсатор Сэ — с эмиттером транзистора. Благодаря
этому э. д. с, наведенная в катушке L2, целиком прикладывается
к эмиттерному переходу. Аналогично конденсатор С2 заземляет
средний вывод контурной катушки LK.
На рис. 22.17, б изображена схема с автотрансформаторной
связью между каскадами. Здесь имеет место автотрансформаторное
включение контура как в коллекторную цепь транзистора 7\, так
и в цепь базы транзистора Т2, что уменьшает их шунтирующее
действие.
26*

Напряжение, которое снимается с части катушки LK,
выделяется на катушке L3 и через конденсаторы Сй и Сэ2 прикладывается
между базой и эмиттером транзистора Т2.
Конденсатор С2 разделяет по постоянной составляющей
коллекторную цепь транзистора 7\ и базовую цепь транзистора Тг.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ТРЕТЬЯ
ЛАМПОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ
(АВТОГЕНЕРАТОРЫ)
§ 23.1. УСЛОВИЯ САМОВОЗБУЖДЕНИЯ
Если в генераторе с внешним возбуждением
(рис. 23.1, а) напряжение с анодного контура LC с помощью
цепи обратной связи Lc подвести к сетке лампы, то при
определенных условиях генератор начнет генерировать колебания,
частота и амплитуда которых будут зависеть только от его
параметров.
Рис. 23.1. L-хемы лампового генератора с
самовозбуждением:
а — с катушкой обратной связи в цепи сетки; б — с
катушкой обратной связи в цепи анода
Процесс возникновения колебаний в контуре может быть
объяснен следующим образом (рис. 23.1, б).
Если после нагрева нити накала включить источник питания
Ея, то ток в катушке La возрастет и создаст магнитное поле,
наводящее э. д. с. в катушке контура. Под действием этой э. д. с.
конденсатор С заряжается. После того как ток достигнет
установившегося значения, магнитное поле перестает изменяться, э. д. с,
наводимая в катушке L, становится равной нулю и конденсатор
разряжается через катушку.
С изменением напряжения на конденсаторе меняются сеточное
напряжение и анодный ток, что приводит к изменению магнитного
поля и вновь к появлению э. д. с. в катушке L. Возникшие в
контуре колебания будут незатухающими, так как все потери энергии
269

в схеме восполняются источником питания. Частота этих
колебаний определяется параметрами контура LC. Для получения
незатухающих колебаний в контуре LC необходимо пополнять
запас энергии в нем в такт с возникшими колебаниями. Поэтому
э. д. с, наводимая из анодной цепи в сеточную, должна совпадать
с ней по фазе и иметь величину, достаточную для компенсации
потерь энергии. В генераторе напряжения иал и Ucl не совпадают
по фазе (при активной нагрузке они сдвинуты по фазе на 180°)
и необходимый фазовый сдвиг в 180° должен обеспечиваться цепью
обратной связи. Наводимая э. д. с. зависит от величины связи
между катушками, а также от
переменной составляющей анодного тока,
протекающего через катушку La.
Величина обратной связи
характеризуется коэффициентом обратной
связи kCB, показывающим отношение
переменного сеточного напряжения
Ua к переменному анодному
напряжению 0а1:
к„ = %±-. (23.1)
SO 60 70 80 9ПР"
8
6
и
2
0
\
\
\
\
\
ч
^ч
Рис. 23.2. График зависимости
Щ = / (в)
Для характеристики работы
генератора пользуются понятиями
внутреннего сопротивления генератора R],
средней крутизной 5ср и критическим коэффициентом обратной
связи kc_m__c
(23.2)
р
&св.кр. Внутреннее сопротивление генератора
Ri=Riau
где at — коэффициент приведения;
1
"'-Mb^eT- (23.3)
На рис. 23.2 приведен график зависимости коэффициента
приведения а,- от угла отсечки 0.
Средней крутизной характеристики называется отношение
амплитуды первой гармоники анодного тока к амплитуде напряжения
на сетке:
5ср = -^. (23.4)
Средняя крутизна лампы может быть определена из выражения
Scp^-lr- (23.5)
Приближенно среднюю крутизну можно представить как
крутизну прямой, соединяющей точки a n б рабочего участка
характеристики, изображенной на рис. 23.3.
По мере возрастания амплитуды напряжения Umc рабочий
участок анодно-сеточной характеристики становится больше, а сред-
270

няя крутизна уменьшается. Режим, при котором в результате
уменьшения крутизны прекращается рост амплитуды анодного тока,
является установившимся. Увеличение амплитуды колебаний в
процессе установления может сопровождаться искажением формы
напряжения, которая становится несинусоидальной. В этом случае
амплитуды колебаний первой гармоники напряжения,
выделяющиеся в контуре, зависят от угла отсечки 0 и от параметров цепи
обратной связи. Наименьшая обратная связь, при которой имеет
место генерация, называется
критической. Ей соответствует
критический коэффициент обратной
связи. Для того чтобы
колебательный процесс был устойчивым,
необходимо иметь &„;> &сп. кр.
Критический коэффициент
обратной связи
la
/¥
(23.6)
где D — проницаемость лампы;
Rskb — эквивалентное
сопротивление контура.
Незатухающие колебания
можно получить также с помощью
схемы, в которой контур
включен в анодную цепь, а катушка
обратной связи — в сеточную цепь
(см. рис. 23.1, о). При вклю-
-UA
'со
гни
Рис. 23.3. К определению средней
крутизны характеристики лампы
чении источника анодного питания ЕЛ в контуре возникает
колебательный процесс (при отсутствии цепи обратной связи он будет
затухающим), который наводит в катушке Lz э. д. с, вызывающую
появление в анодной цепи лампы переменной составляющей тока
с частотой, соответствующей колебаниям в анодном контуре.
Проходя по контуру, этот ток поддерживает в нем колебания, которые
будут незатухающими при выполнении указанных выше условий.
Частота колебаний генератора (за счет активных сопротивлений
в контурах, в катушках и связанных с этим фазовых сдвигов)
несколько отличается от собственной частоты контура. Однако
это отличие заметно только при малой добротности контура; в
обычных условиях им можно пренебречь.
§ 23.2. МЯГКИЙ И ЖЕСТКИЙ РЕЖИМЫ
САМОВОЗБУЖДЕНИЯ
Режим работы азтогенератора зависит от
напряжения смещения £/с0, с изменением которого меняется угол
отсечки 6 и крутизна характеристики лампы S в рабочей точке.
271

Амплитуда первой гармоники анодного тока
Полагая, что проницаемость лампы очень мала, получаем
1 <-> Um cl о г г

би(23.7)
Если величины £/с0 и ^а неизменны, то можно построить
зависимость /mal = f(Umcl), которая называется колебательной
Колебания
первого
'таг рода Колебания Второго рода
^Недонапрямен Перенапряжен-
\ныйрешим' \ ньТа режим
Недонапряжсн-
Перенапряженный рен<ам
VwrJ
Рис. 23.4. Колебательные характеристики:
а — при угле отсечки 9 в= 90°; б — при угле отсечки 0 < 90*
характеристикой генератора. При различных значениях Uc0 форма
колебательной характеристики меняется.
Рассмотрим колебательную характеристику при напряжении
Uc0, соответствующем углу отсечки в ^ 90° (рис. 23.4, а). При
постепенном повышении напряжения возбуждения анодный ток
/mai вначале увеличивается, а после перехода через критический
режим начинает уменьшаться за счет перераспределения
электронного потока и увеличения сеточного тока. Колебательная
характеристика имеет выпуклость. Если 0 <90°, то колебательная ха-
272

рактеристика при малых напряжениях имеет вогнутость
(рис. 23.4, б).
Это объясняется тем, что нижний криволинейный участок
анодно-сеточной характеристики является более пологим, чем
прямолинейный участок. Амплитуда напряжения возбуждения
зависит от коэффициента обратной связи &св:
Um a = kZBUm ai = kZBIm ai RSKB. (23.8)
На основании этого выражения построим график зависимости
Утл = / Umii), называемый линией обратной связи и представ-
«свг
КСвЗ
1
mat
0
я.
t3
«^
/ 5
1 Л
У
I 1
Л Г '
/1/
/
Ly у
if/\cc
П
\
ynicriucmi
/ У
r /
/ в<90°
/
/
Umc,
5)
Рис. 23.5. Мягкий и жесткий режимы самовозбуждения генератора
ляющий собой прямую линию (при построении изменим
направление осей) (рис. 23.5).
Чем больше величина kCB, тем меньший угол наклона а имеет
линия обратной связи относительно оси. С ее помощью процесс
самовозбуждения можно объяснить следующим образом: возникшие
в контуре колебания создают переменное сеточное напряжение
и,„п, которое в свою очередь создает колебания анодного тока 1тЛ,
определяемые по колебательной характеристике. Переменная
составляющая тока 1тя1 создает новое напряжение на сетке и т. д.
Совместив колебательную характеристику с линией обратной связи,
можно определить величину установившихся колебаний.
Возможны два режима самовозбуждения: мягкий и жесткий.
При мягком режиме самовозбуждения (0 :з= 90°) в момент
включения источника питания в контуре возникают колебания,
создающие начальное сеточное напряжение Umcl, появляется ток
'тп, который при kCB Зг Асв8 (рис. 23.5, а) вызывает увеличение
напряжения Umcl на величину Д£/тс1. Рост напряжения UmU и
1UKa 'mm продолжается до точки а, характеризующей состояние
273

равновесия. В случае возникновения тока /та1 с амплитудой,
большей Гтп, появившееся на сетке напряжение и'т<л оказывается
недостаточным и амплитуда колебания уменьшается до значения,
соответствующего точке а.
При жестком режиме самовозбуждения линия обратной связи
(при kCB2) пересекает колебательную характеристику в двух
точках— а и б (рис. 23.5, б). В точке а колебания получаются
неустойчивыми, так как при амплитуде напряжения на сетке,
меньшей U'mci, колебания срываются, а при большей амплитуде они
нарастают до точки б аналогично тому, как это было при мягком
режиме самовозбуждения. При сильной связи (kca Ss &св3)
колебания нарастают и достигают состояния равновесия в точке в (как
и при мягком режиме самовозбуждения).
Во всех случаях при k№<k,.33 для возникновения
незатухающих колебаний необходим достаточно большой первоначальный
электрический толчок, обеспечивающий величину тока, большую,
чем в точке неустойчивого равновесия а. Жесткий режим
самовозбуждения характеризуется скачкообразным возникновением
колебаний и резким их срывом.
Для получения высокого к. и. д. генератора угол отсечки
анодного тока выгодно брать меньше 90э, однако при этом имеет место
жесткий режим самовозбуждения. С целью получения надежного
возникновения колебаний в схемах генераторов применяют
автоматическое сеточное смещение. Подбором величины /?с
обеспечивают в установившемся режиме требуемый угол отсечки (Э <90°).
При возникновении колебаний (0 > 90°) с ростом их амплитуды
увеличиваются сеточный ток, сеточное смещение и уменьшается
угол отсечки.
§ 23.3. СХЕМЫ ЛАМПОВЫХ
АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Широкое распространение получили
трехточечные схемы автогенераторов, в которых контур подключается
к лампе в трех точках. В обобщенной трехточечной схеме
автогенератора (рис. 23.6) сопротивления гас, гак и гск являются полными
сопротивлениями участков контура. Считая, что их активные
составляющие малы, сопротивления гас, глк и гск можно заменить
соответственно на хас, хзк и хск.
В автогенераторе с автотрансформаторной связью (рис. 23.7)
напряженке к сетке лампы подводится с части витков катушки
контура, следовательно, хск является индуктивным сопротивлением.
Для получения необходимого сдвига фаз между напряжениями
ия и £/с необходимо, чтобы сопротивление хас имело знак,
противоположный знаку сопротивления хск, и было больше его по
величине. Следовательно, сопротивление хяс должно иметь
емкостный характер. При резонансе реактивное сопротивление
контура равно нулю, поэтому сумма сопротивлений хск + хас должна
274

быть равна лгак; так как *ас> хск, то сопротивление хж должно
иметь тот же знак, что и сопротивление хск, т. е. быть
индуктивностью (рис. 23.7, а). Обычно индуктивности La и Lc не разделяют,
а просто присоединяют катод к средней части общей индуктивности
контура LK (рис. 23.7, б). Величина обратной связи в этой схеме
может регулироваться перемещением сеточного щупа / по виткам
катушки. Коэффициент обратной связи определяется по формуле*
' U
(23.9)
Выбор оптимального
обеспечивается
перемещением щупа 2.
Недостатком этой
схемы является
замыкание сеточных витков
контура в случае
заземления ротора
переменного конденсатора. При
сопротивления анодной нагрузки i?9K3
ЧЬ
1*Др а бразда
Рис. 23.6. Обобщенная
трехточечная схема
генератора
Рис. 23.7. Схемы автотрансформаторного трех-
точечиого автогенератора:
а — упрощенная; 6 — принципиальная; в — с
катодной связью
работе с незаземленным ротором частота генератора
неустойчива из-за шунтирующего действия паразитной емкости (рука
оператора — земля). Поэтому иногда применяют схему с катодной
связью (рис. 23.7, в), в которой анод заземлен по высокой
частоте. Переменная составляющая анодного тока га, проходя по
виткам катушки Lg, выделяет на них напряжение, возбуждающее
колебания в контуре.
В автогенераторе с емкостной связью (рис. 23.8) напряжение
в цепь сетки лампы подается с емкости (хск — емкостное
сопротивление). Для получения необходимого сдвига фаз сопротивление
*.-с должно иметь индуктивный характер и быть больше
сопротивления л:ск. Для настройки контура в резонанс сопротивление
* При выводе формулы не учитываются взаимоиндукция между частями
кагушки La и Lc и потери в них.
275

,гак должно иметь емкостный характер (рис. 23.8, о). Коэффициент
обратной связи в этом случае определяется по формуле
—j
1
(23.10)
Емкости Са и Сс включены последовательно, поэтому
собственная частота контура
^а ~г Сс
Емкость Сс обычно берется больше емкости Са, так как
требуется, чтобы напряжение иа = 1к—^-, снимаемое с контура,
было больше напряжения £/с = /к —-р-, снимаемого с емкости Сс.
if,
Рис. 23.8. Схемы емкостного трехточечного
автогенератора:
а — упрощенная; б — принципиальная
Настройка такого генератора осуществляется изменением
величины емкости Ск (рис. 23.8, б), включаемой параллельно
катушке LK, или изменением величины индуктивности LK (вариометр).
Чаще применяется настройка конденсатором Ск. При этом
конденсаторы Са и Сс образуют емкостный потенциометр.
Регулировка обратной связи осуществляется за счет изменения
величин емкостей Са и Сё, что весьма неудобно, так как приводит
к необходимости смены конденсаторов.
В генераторе с емкостной связью применяется только
параллельная схема питания анодной и сеточной цепей, так как
конденсаторы Са и Сс не пропускают постоянных составляющих
анодного и сеточного токов. Эта схема генератора позволяет получить
большую стабильность частоты.
В автогенераторе с трансформаторной связью (рис. 23.9)
требуемый сдвиг фаз обеспечивается выбором знака взаимоиндук-
276

ции М (изменение знака достигается переключением концов
катушки Lc или LCB).
Если предположить, что сопротивление лгас (рис. 23.9, а) имеет
индуктивный характер, то для настройки контура в резонанс
необходимо, чтобы сопротивление хак имело емкостный характер.
При хас>- 0 напряжения и7 св и иак синфазны и сдвиг фаз между
напряжениями 0а1 и Ucl обеспечивается встречным включением
катушек М <0, при котором напряжения ии и uicn сдвинуты
по фазе на 180°. При емкостном характере сопротивления л:ас
выбор сопротивления хпк зависит от величины и характера
сопротивления .vCK.
При дгас <хск, где хяс = —g, a xCK — «LCB, реактивное
сопротивление левой ветви имеет по-прежнему индуктивный характер
и для поворота фазы следует брать М <с0. Если же хас> *ск>
Рис. 23.9. Схемы трансформаторного трехточечного автогенератора:
а — обобщенная; б — упрощенная; в — принципиальная
то реактивное сопротивление левой ветви емкостное —
напряжения м.1К и Мдсв сдвинуты по фазе на 180° и дополнительного сдвига
не требуется, т. е. катушки следует включить согласно (М ^> 0).
Практически удобно иметь М <С 0 при индуктивном характере
сопротивления хас. В этом случае индуктивность сопротивления
Л'яс и индуктивность связи LCH выполняются в виде одной катушки
контура (рис. 23.9, б, в). Настройка контура осуществляется
переменным конденсатором Ск, а сдвиг фаз достигается встречным
включением катушек Lc и LK.
Преимуществами рассмотренной схемы являются разделение
анодной и сеточной цепей по постоянному току и возможность
применения последовательных схем питания.
Для повышения стабильности частоты генератора необходимо
применять контуры с большой добротностью и с высокими
эталонными свойствами. Под эталонными свойствами контура понимают
постоянство его основных параметров, в частности резонансной
частоты, при изменении параметров внешней среды. Установлено,
что конденсатор контура имеет наиболее низкие эталонные
свойства, поэтому он определяет эталонные свойства контура в целом.
277

Однако контур генератора связан с нагрузкой, которая вносит
в него как активное, так и реактивное сопротивления, снижающие
добротность и эталонные свойства контура.
Применение специальных схем позволяет разделить функции
самовозбуждения и выделения полезной мощности. В таких схемах
используются два контура: один, обладающий высокой
добротностью и эталонными свойствами — для обеспечения стабильности
частоты, а другой — для выделения на нем требуемой мощности.
Различают два вида связи между контурами: через
междуэлектродные емкости ламп
(рис. 23.10, а) и через
общий электронный
поток (рис. 23.10, б).
В двухконтурном
генераторе со связью через
междуэлектродную
емкость Сас (заменяет
сопротивление *ас) между
контуром LK1CKl
(заменяет сопротивление л:ск)
и контуром LK2CK2
(заменяет сопротивление
хж) условия
самовозбуждения выполняются
при индуктивном харак-
Рис. 23.10. Схемы двухконтурного генератора: тере сопротивления
элементов, заменяющих
сопротивления хск и хак.
При увеличении емкости
контура, настроенного
в резонанс, его сопротивление становится емкостным, а при
уменьшении емкости контура — индуктивным. Реактивное
сопротивление контура имеет наибольшие значения при малых
расстройках; увеличение расстройки приводит к уменьшению
реактивных сопротивлений. Контур в сеточной цепи,
определяющий стабильность частоты колебаний, настраивают на частоту,
обеспечивающую получение большого индуктивного сопротивления,
при котором напряжение Uz достаточно велико.
Контур, включенный в анодную цепь лампы, настраивают так,
чтобы его сопротивление на генерируемой частоте было также
индуктивным и в нем выделялась наибольшая мощность.
Рассматриваемая схема может применяться только на
достаточно высоких частотах, на которых сопротивление емкости Сас
мало.
Особенностью схемы Б. К. Шембеля с электронной связью
(рис. 23.10, б) является то, что, помимо так называемого
внутреннего контура 2, используемого в автогенераторах для получения
а — упрощенная со связью через междуэлектродную
емкость; б — упрощеннг1Я со связью через
электронный поток; в •— принципиальная (схема Б. К.
Шембеля)
273

обратной связи, в анодную цепь включается еще один так
называемый внешний контур / для связи с нагрузкой.
Анодный ток, проходя через внутренний и внешний контуры,
создает на них падения напряжений, пропорциональные величинам
резонансных сопротивлений. Для того чтобы во внешнем контуре
выделилась большая мощность, его резонансное сопротивление
должно быть большим. Внутренний контур, определяющий
стабильность частоты колебаний генератора, выполняется так, чтобы
выделяемая в нем мощность была мала и не вызывала заметного
нагрева деталей контура, а следовательно, ухода частоты. В схеме
генератора на триоде частота колебаний оказывается зависимой
от параметров внешнего контура /, влияющего на внутренний
контур за счет обратной связи через емкости Сас и CJK. Поэтому схему
данного генератора целесообразнее строить на тетродах или
пентодах. Наличие экранирующей сетки уменьшает
междуэлектродные емкости, а внешний экран и рациональный монтаж снижают
емкости монтажа. При выполнении схемы на пентоде защитную
сетку по высокой частоте соединяют с внешним экраном.
Схема Б. К. Шембеля на тетроде с внутренним контуром,
включенным по трехточечной схеме с индуктивной обратной связью,
приведена на рис. 23.10, в. Внутренний контур может быть
включен по любой трехточечной схеме.
Схема Б. К- Шембеля позволяет построить передатчик на одной
лампе, у которого антенну можно включить во внешний контур /
по сложной или простой схеме. Настроив внешний контур на
вторую или третью гармонику, можно в этом же каскаде получить
умножение частоты.
§ 23.4. АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Транзистор представляет собой усилительный
элемент, поэтому на нем, так же как на электронной лампе, может
быть собран генератор с самовозбуждением. Физические принципы
построения каскада в обоих случаях одинаковы: в схеме должны-
выполняться условия самовозбуждения — соблюдаться баланс фаз
и баланс амплитуд.
Рассмотрение физических процессов возникновения
самовозбуждения в автогенераторах на транзисторах показывает, что для
них справедливы условия самовозбуждения в ламповых схемах,
рассмотренные в § 23.1. При этом каждой схеме лампового
автогенератора соответствует определенная схема транзисторного
автогенератора.
Однако эта аналогия между нимн не может быть полной из-за
специфических особенностей транзистора (необходимость цепей
температурной компенсации, обеспечение исходной рабочей точки и т.д.).
Граничная частота транзистора должна соответствовать частоте
генерируемых колебаний.
279

аВыл
На рис. 23.11 приведена схема транзисторного автогенератора
с трансформаторной связью.
Генерируемые колебания снимаются с контура LKCK в цепи
коллектора.
Обратная связь цепей коллектора и базы осуществляется за
счет взаимоиндукции между катушками £к и L$. Так как
транзистор создает сдвиг фаз 180° между
коллекторным и базовым напряжениями, то
для получения генерации концы катушки
£ в должны быть включены таким образом,
чтобы дополнительно повернуть фазу
передаваемого напряжения на 180°.
Элементы /?1; R2 и Rd обеспечивают
выбранное положение и температурную
стабилизацию рабочей точки. Цепочка R3C3
играет роль развязывающего фильтра, а
через конденсаторы С\ и Сэ конец
катушки Li соединяется по переменной
составляющей с эмиттером. При этом
напряжение, передаваемое из коллекторной
цепи, воздействует на эмиттерный переход.
Транзисторный автогенератор, собранный по индуктивной
трехточечной схеме, изображен на рис. 23.12, а.
Так как напряжения щ и «2 противофазны, а через источник
питания и конденсатор Сэ средний отвод катушки LK связан по
переменной составляющей с эмиттером, то напряжения на коллекторе
Рис. 23.11.
Транзисторный автогенератор с
трансформаторной связью
5)
Рис. 23.12. Транзисторные автогенераторы:
а — по индуктивной трехточечной схеме; б — по емкостной
трехточечной схеме
(«к = мх) и базе (иб — и2) сдвинуты по фазе на 180s. При этом
конденсатор Cj в цепи обратной связи не должен вносить
дополнительного сдвига на генерируемой частоте.
Транзисторный автогенератор, собранный по емкостной
трехточечной схеме, изображен на рис. 23.12, б.
280

■0 - ,
Здесь по переменной составляющей с эмиттером соединена
средняя точка контура между конденсаторами Сх и С2, так что
напряжения щ и w2 противофазны (мк = иъ щ — м2) и
конденсатор дополнительного сдвига вносить не должен. Заметим, что
при отсутствии его база и коллектор были бы связаны по
постоянному току.
Дроссель 1дР разъединяет по
переменной составляющей верхнюю
точку контура и корпус (иначе
конденсатор Су оказался бы
замкнутым).
Следует напомнить (см. рис.
14.15, а), что с повышением частоты
фазовый сдвиг между током
коллектора и базы возрастает (на
частотах, много меньших
граничной, с ним можно не считаться),
а входное сопротивление
транзистора становится комплексным.
Это приводит к тому, что напряжения на коллекторе и базе
перестают быть противофазными, и условие самовозбуждения
нарушается. Граничная частота транзистора в схеме с общей базой
значительно больше, чем в схеме с общим эмиттером, поэтому уже
в коротковолновом диапазоне автогенераторы выполняются по
схеме с общей базой (рис. 23.13).
Здесь по переменной составляющей через конденсатор С3 база
по существу замкнута на корпус, а эмиттер такой связи с ним не
имеет (конденсатор Сэ отсутствует). Условия самовозбуждения
в схеме соблюдаются, так как по-прежнему с эмиттером
соединяется средняя точка контура, благодаря чему напряжения их
и «2 оказываются противофазными.
Рис. 23.13. Транзисторный
автогенератор по схеме с общей базой
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ЧЕТВЕРТАЯ
СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ
ЛАМПОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
§ 24.1. ПАРАМЕТРИЧЕСКАЯ
СТАБИЛИЗАЦИЯ
Под действием различных причин частота
генерируемых колебаний может отклоняться от заданного
значения. Разность между действительным значением частоты / и
частотой, установленной для данного генератора /0, называется
абсолютной нестабильностью частоты А/:
Д/ = /-/о- <24Л)
281

Отношение Л/ к /0 называется относительной нестабильностью
частоты б:
6 = ^. (24.2)
Jo
Постоянство частоты лампового генератора может
поддерживаться путем параметрической и кварцевой стабилизации.
Параметрическая стабилизация поддерживает постоянство
параметров электрической схемы генератора и тем самым
стабилизирует частоту.
При изменении температуры, вызванном как внешними
причинами, так и выделением тепла внутри передатчика из-за нагрева
ламп и сопротивлений, частота генератора изменяется. Влияние
температуры на частоту оценивается температурным
коэффициентом частоты (ТК.Ч), который представляет собой относительную
нестабильность частоты при изменении температуры на 1° С:
$ (24.3)
Уход частоты генератора при изменении температуры
происходит вследствие изменения геометрических размеров деталей и
диэлектрической проницаемости изоляционных материалов,
меняющих величины емкостей и индуктивностеи. Для оценки зависимости
емкости и индуктивности от температуры вводят понятия
температурного коэффициента емкости (ТКЕ):
^ (24.4)
и температурного коэффициента индуктивности (ТКИ):
а
По значениям этих коэффициентов можно определить ТК.Ч:
а/ = —0,5(0^+ ас). (24.6)
Обычно индуктивность катушек и емкость конденсаторов с
повышением температуры увеличиваются (aL и ас положительны),
поэтому частота генератора снижается. Однако можно изготовить
конденсаторы с диэлектриком из тиконда, имеющие отрицательный
ТКЕ. Тикондовые конденсаторы широко используются для
температурной компенсации. При правильном выборе материалов и
конструкции можно получить малые значения ас и aL и ТКЧ
генератора— порядка (1 -н 2) • 10"5. Иногда для поддержания
постоянной температуры с точностью db (0,1 -н 1)° С контур или весь
генератор помещают в термостат, в котором автоматически
поддерживается постоянная температура.
282

При непостоянстве влажности и атмосферного давления
изменяется диэлектрическая проницаемость воздуха между пластинами
воздушного конденсатора и его емкость. Изменение влажности при
использовании гигроскопичных изолирующих материалов меняет
сопротивление изоляции. Для уменьшения влияния влажности и
давления воздушные конденсаторы, когда это возможно, заменяют
керамическими, контуры герметизируют и применяют влагоулавли-
ватели.
Механические воздействия (вибрация, удар и т. д.) изменяют
расположение проводов и деталей, расстояния между роторными и
статорными пластинами конденсаторов, увеличивают провисание
нитей накалов ламп и т. д. Для уменьшения влияния механических
воздействий применяют жесткий монтаж, а также специальные
конструкции катушек и переменных конденсаторов с фиксаторами
выбранного положения. Для ослабления механических воздействий
в движущихся объектах применяют различные виды амортизации.
При непостоянстве питающих напряжений меняются основные
параметры ламп (S, ц, Rt), анодный и сеточный токи.
Изменения параметров приводят к изменению входной и выход-
ний емкостей ламп, а поскольку конденсаторы включены параллельно
контуру или его участку, то также и к изменению частоты.
Для поддержания постоянства напряжения источников питания
применяют электромеханические, феррорезонансные, электронные и
газоразрядные приборы — стабилизаторы, а для стабилизации тока
накала используют бареттеры.
Неточность установки частоты при настройке генератора может
быть вызвана погрешностью, допущенной при градуировке,
качеством изготовления шкалы и привода. При градуировке шкалы
необходимо применять эталонный генератор с точностью, не менее
чем в 10 раз превышающей точность градуируемого генератора. Для
уменьшения ошибок, связанных с качеством шкалы, необходимо
увеличивать размеры шкалы, применять оптические устройства,
разбивать заданный диапазон на несколько поддиапазонов и т. д.
Воздействие последующих каскадов на возбудитель возможно
через междуэлектродную емкость Сас, через общие электрические
и магнитные поля и через общие цепи источников питания. Для
ослабления связи через общие цепи источников питания применяют
блокирующие и развязызающие фильтры. Для защиты от
воздействия паразитных полей широко используется экранирование как
отдельных узлов, так и каскадов. Ослабление связи через емкость
СЛ, может быть получено в случае применения тетродов и пентодов,
а также схем нейтрализации. Одним из способов уменьшения воз-
Действия мощных каскадов на возбудитель является умножение
частоты в промежуточных усилителях. При этом благодаря
значительной разнице между собственной частотой возбудителя и
частотой усиливаемого напряжения в мощных каскадах их взаимное
влияние практически отсутствует.
233

§ 24.2. КВАРЦЕВАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ
Наиболее высокую стабильность частоты
обеспечивают пьезоэлектрические генераторы, в которых в качестве
колебательной системы используется кристалл кварца. При
воздействии электрического поля на пластинку, вырезанную
определенным образом из кристалла кварца, в ней возникают
высокостабильные механические колебания (сжатия и расширения),
имеющие максимальную амплитуду при частоте колебаний, равной
собственной частоте пластинки (обратный пьезоэффект). Возникшие
механические колебания приводят к генерации кварцем
электрических зарядов, знак которых меняется с частотой колебаний (прямой
пьезоэффект). Таким образом, стабильные механические колебания
кварцевой пластинки связаны с электрическими колебаниями.
Резонансная частота кварцевой пластинки зависит от ее
размеров, направления среза и типа механических колебаний.
Практически удобно получать собственную частоту кварцевой пластинки
не выше 30 Мгц, так как уже при этой частоте толщина пластинки
получается около 0,3 мм, а на более высоких частотах она должна
быть еще меньше. Изготовление и эксплуатация более тонких
пластин из-за их хрупкости нецелесообразны, поэтому для получения
колебаний более высоких частот используют генератор с кварцем,
генерирующий сравнительно низкую частоту, и умножитель
частоты.
Кристалл кварца является одним из наиболее твердых минера-
■лов и представляет собой шестигранную призму с пирамидами на
концах (рис. 24.1, а).
Он имеет несколько осей симметрии: оптическую ось zz,
соединяющую вершины противоположных пирамид; три электрические
оси хх, являющиеся диагоналями шестиугольника; три
механические оси у у, соединяющие середины противоположных граней
(рис. 24.1, б). Кварцевые пластинки вырезаются под различными
углами по отношению к осям кристалла. На рис. 24.1, виг
показаны прямые срезы кристалла кварца. В настоящее время, несмотря
на большую сложность изготовления, широко применяются косые
срезы.
Для включения пластинок кварца в электрическую цепь
пользуются кварцедержателем. С целью предохранения кварца от
внешних механических воздействий на кварцедержатель надевают
футляр. Кварцевая пластинка в кварцедержателе называется
кварцевым резонатором (рис. 24.1, е). Благодаря прямому и обратному
пьезоэффекту под влиянием электрического поля в цепи кварцевого
резонатора возникает переменный электрический ток. При
рассмотрении электрических схем кварцевый резонатор обычно заменяют
эквивалентной схемой (рис. 24.1, ж).
Левая ветвь схемы состоит из элементов, характеризующих
кварцевую пластинку: емкость Ск учитывает упругие свойства
284

кварца (Ск « 0,1—0,2 пф), индуктивность LK — его инерционные
свойства (LK « 0,01—0,2 мкгн), а сопротивление гк — потери
энергии (гк « 5—6 аи). В правой ветви схемы находится емкость Со,
зависящая от конструкции кварцедержателя (Со « 20—25 лф).
Если по этим значениям подсчитать величину добротности, то
оказывается, что у кварцевых резонаторов она достигает нескольких
V
д)
Рис. 24.1. Кварцевый резонатор:
а — кристалл кварца; б — оси симметрии кристалла кварца; виг —
прямые срезы; д — пластинка кварца; е — кварцевый резонатор без
кожуха; ж — эквивалентная схема кварцевого резонатора
десятков тысяч, в то время как у обычных контуров добротность
не превышает 200—300.
Собственная частота кварцевой пластинки
а собственная частота кварцевого резонатора
где Собщ = -
К "Г £/0
Так как Ск <; Со, то Собщ < Ск и, следовательно, сок < сор.
На частоте ык возникает резонанс напряжений в левой ветви,
11 полное сопротивление контура очень мало. При ш> ык сопро-
285

тивление последовательного контура /_КСК имеет индуктивный
характер, а при со < (ок — емкостный характер. На частоте сор
возникает резонанс токов, и полное сопротивление контура очень
велико. Таким образом, на частотах, меньших ык и больших сор,
сопротивление контура LKCo6m имеет емкостный характер, а в
интервале частот от сок до сор — индуктивный.
Если кварцевый резонатор включен в трехточечную схему
автогенератора как индуктивность, то такая схема является
осциллятор ной.
§ 24.3. СХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
С КВАРЦЕМ
В осцилляторных схемах кварц может
включаться между сеткой и катодом или между сеткой и анодом
(рис. 24.2, а и б). При замене кварца (рис. 24.2, а) его эквивалентной
схемой получим двухконтурную схему со связью через емкость Сас
(рис. 24.2, в), в которой самовозбуждение возможно только, если
сеточный контур имеет индуктивное сопротивление, т. е. в узком
интервале частот между юк и (ор. Для настройки генератора в
анодную цепь параллельно индуктивности L включают переменную
Рис. 24.2. Включение кварца в осциллягорные схемы
автогенераторов:
а — между сетко1 п катодом; б — между сеткой и анодом;
е — эквивалентная схема с кварцем между сеткой и катодом
емкость С. Контур в анодной цени настраивается на частоту <иа,
которая выше частоты сеточного контура озс, так как в этом случае
сопротивление контура LC — индуктивное, что обеспечивает
самовозбуждение. При этом более резко сказывается зависимость
генерируемой частоты от параметров контура с кварцем, ослабляется
влияние параметров анодного контура на генерируемую частоту,
но незначительно снижается мощность, выделяющаяся в анодном
контуре. Для уменьшения влияния анодного контура на сеточный
связь между ними делается слабой (она может обеспечиваться
междуэлектродной емкостью Сас). Обычно применяется
последовательная схема питания, так как при параллельной схеме анодный
контур шунтируется дросселем.
286

■Др. а
В схеме автоматического сеточного смещения нежелательно
включение последовательно с сопротивлением Rz дросселя, так
как при этом возможно самовозбуждение генератора без кварцевого
резонатора из-за наличия индуктивности Ьдр, с в сеточной цепи.
Для уменьшения шунтирующего действия Rc на кварц это
сопротивление берут достаточно большой величины. Рассмотренная схема
применима только в диапазонах средних и коротких волн, так как
на длинных волнах связь через емкость Сас слабая.
В схеме с кварцевым резонатором, используемым как
индуктивность и включенным между анодом и сеткой (рис. 24.2, б),
условия самовозбуждения выполняются, если контур в анодной цепи
и элементы в сеточной цепи имеют емкостное сопротивление.
Действительно, для получения сдвига фаз между анодным и сеточным
напряжениями необходимо, чтобы реактивное сопротивление
элементов в сеточной цепи имело
характер, противоположный
характеру сопротивления
кварцевого резонатора, т. е. оно должно
быть емкостным. Поскольку
реактивное сопротивление
элементов сеточной цепи по величине
меньше реактивного
сопротивления кварцевого резонатора и,
следовательно, в ветви
преобладает индуктивное сопротивление, Рис. 24.3 Автогенератор с кварцем по
анодный контур должен обладать схеме Б. К. Шеыбеля
емкостным сопротивлением.
Существенным недостатком рассмотренных схем является
необходимость расстройки анодного контура относительно
резонансной частоты, приводящая к понижению к. п. д. генератора. Этот
недостаток устраняется в схеме на экранированной лампе (схеме
Б. К. Шембеля, рис. 24.3).
В этой схеме кварцевый резонатор, заменяя индуктивность
внутреннего контура, входит в емкостную трехточечную схему
автогенератора, использующего катод, управляющую и экранирую-
а[ую сетки пентода. Экранирующая сетка, выполняющая функции
анода, заземлена по высокой частоте через емкость Сэ.
Конденсаторы Ск и Сск в данной схеме соответствуют
конденсаторам С, и Ct в емкостной трехточечной схеме (см. рис. 23.8).
Постоянные составляющие токов /с02 и /а0 проходят по
дросселю LjP, c. Высокочастотные колебания выделяются в анодном
контуре LaCa- Если анодный контур настроить на высшую
гармонику, то получится умножение частоты.
Применение генераторов с кварцевыми резонаторами имеет
ряд преимуществ по сравнению с обычными генераторами: на
кварцевый резонатор мало влияют различные механические деформации,
температурный коэффициент частоты (ТКЧ) кварцевых резонаторов
287

из пластин с косым срезом близок к нулю, большая добротность
обеспечивает высокую стабильность частоты.
К недостаткам генераторов с кварцевыми резонаторами относятся
отсутствие плавной настройки в диапазоне частот и невозможность
изготовления автогенераторов с кварцем (без умножения) на
частоты свыше 30 Мгц.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ПЯТАЯ
УПРАВЛЕНИЕ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫМИ
КОЛЕБАНИЯМИ
§ 25.1. ПРИНЦИП АМПЛИТУДНОЙ
МОДУЛЯЦИИ И БАЛАНС МОЩНОСТЕЙ
Одним из наиболее широко применяемых в
настоящее время видов модуляции является амплитудная.
Амплитудной модуляцией (AM) называется изменение амплитуды
высокочастотных колебаний (без изменения частоты и фазы) в соответствии
с изменением мгновенного значения управляющего ими колебания
более низкой частоты (рнс. 25.1, а).
Рассмотрим принцип амплитудной модуляции при
синусоидальном управляющем напряжении, изменяющемся со звуковой
частотой. Под действием звуковых колебаний одной частоты ia ~
= Ima cos Ш изменяется амплитуда колебаний несущей частоты:
/mH = /m0 + A/mcosQ/, (25.1)
где /т0 — среднее значение амплитуды тока модулированных
колебаний;
А/т — наибольшее отклонение амплитуды тока
модулированных колебаний от среднего значения.
Вынося 1т0 за скобку и введя обозначение j-^ = m, получаем
/mH = /mo(l+mcosQO- (25-2)
Величину т принято называть коэффициентом модуляции и
выражать в процентах. При передаче наиболее сильных звуков
коэффициент модуляции достигает 95%, а средний коэффициент
модуляции колеблется в пределах 30—80%. Очевидно, что
максимальное значение амплитуды модулированных колебаний высокой
частоты при cosQ/ =+ 1 достигает значения /fflmax =- /mo (I + m)>
а минимальное при cos Ш = —1 Immin = /mo (I — tri).
Мгновенное значение модулированного тока высокой частоты
/ = Iina sin соц/ = 1т (1 + т cos Ш) sin aj. (25.3)
288

Так как sinacosp=ysin(a
зуя выражение (25.3), получаем
■ i (a — P), то, преобра-
^-Dsin(coB-Q)/. (25.4)
miimin-
Щцо-r- т TVKIX JYJVfXK
a)
-(CJH-Q)t
Полученное выражение показывает, что модулированные
высокочастотные колебания состоят из колебания с частотой сои и
амплитудой /т(> и двух
колебаний, частоты
которых (юн ± Q)
отличаются от несущей частоты /
(сои) на величину
модулирующей частоты (Q) и
имеют амплитуду —^—
(рис. 25.1, а). Эти
колебания принято называть
колебаниями боковых
частот.
Модулированное
высокочастотное колебание
на основании
выражения (25.4) может быть
представлено в виде
спектра частот,
составленного из несущей
частоты и двух боковых
частот (рис. 25.1, б).
Поскольку
модуляция обычно
осуществляется речью или
музыкой,
представляющими собой спектры
звуковых частот,
высокочастотные колебания
модулируются не одной
частотой, а целым
спектром звуковых частот.
Поэтому образуются не
две боковые частоты, а
две полосы боковых частот (рис. 25.1, в). Нижняя боковая полоса
представляет собой спектр частот от (/н — fmax) до (/н — Лшп), а
верхняя боковая полоса — спектр частот от (/„ + FmiU) до (/,, + FmtiX).
Ширина спектра частот модулированных колебаний определяется
разностью между двумя крайними боковыми частотами:
Рис. 25.1. Амплитудная модуляция:
а — модулированное высокочастотное колебание и
его составляющие; б —спектр частот при модуляции
чистым тоном; в — спектр частот при модуляции
сложным тоном
(/и + Fuiax) — (/и —
— 2г mai«
10
2а»

Если предположить, что высшая модулирующая частота,
обеспечивающая хорошее воспроизведение музыки, Fmax. = 6,5 кгц,
то, следовательно, полоса модулированных колебаний составляет
13 кгц.
Модуляция может осуществляться только при использовании
нелинейного участка характеристики лампы. В зависимости от того,
в цепь какого электрода подают модулирующее напряжение,
различают сеточную, анодную, экранную, анодно-экранную и другие
виды амплитудной модуляции.
При отсутствии модуляции мощность передатчика определяется
амплитудой тока несущей частоты (режим молчания):
где г — активное сопротивление контура (антенны).
Во время модуляции амплитуда тока изменяется от /„, тах =
= /т„ (1 + т) до /mmin = Ima (1 — т).
Мощность при максимальной амплитуде
Лтах = %^ = %-Г(1 +m)* = P1H(l +mf. (25.6)
Мощность при минимальной амплитуде
Лтш = Лн(1-т)2. (25.7)
При т=100% Pimax = 4PiH, a Plmin = 0.
Это показывает, что при 100%-ной глубине модуляции
максимальная мощность передатчика в 4 раза превышает мощность
колебания несущей частоты в случае отсутствия модуляции.
Средняя мощность за период звуковой частоты, называемая
радиотелефонной мощностью, складывается из мощности колебаний
несущей частоты Р1а и мощности колебаний двух боковых полос
Л
(25.8)
Из этого выражения видно, что средняя радиотелефонная
мощность в (1 +y) Раз больше мощности несущей частоты.
При т = 100% Р1ср = 1,5Р1Н.
Мощность колебаний боковых полос, от которых зависит
слышимость сигнала на выходе приемника при т. = 100%,
;,,2
ор _—___ р ^=0 ^Р /ос п\
Эта мощность может быть получена при условии, что генератор
отдает мощность Р1Шах = 4Р1Н, которая в 8 раз больше полезной
мощности боковых полос. Эти соотношения показывают, насколько
нерационально расходуется мощность радиотелефонного
передатчика с амплитудной модуляцией.
290

§ 25.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ
РАДИОТЕЛЕФОННОГО ПЕРЕДАТЧИКА
Качество передачи сигналов радиотелефонных
передатчиков определяется в основном нелинейными и частотными
искажениями, а также уровнем фона.
Степень нелинейных искажений определяется с помощью
статической модуляционной характеристики, показывающей
зависимость амплитуды тока высокой частоты в антенне (анодной цепи) от
мгновенного значения модулирующего напряжения (рис. 25.2, а и б).
Статическую модуляционную характеристику удобно
рассматривать как зависимость первой гармоники анодного тока от
модулирующего напряжения.
/77%
В)
Рис. 25.2. Модуляционные характеристики:
а — статическая при модуляции на сетку смещением; б —
статическая при анодной модуляции; в — динамическая частотная;
г — динамическая амплитудная
Режим работы генератора следует выбирать так, чтобы при
отсутствии модуляции величина тока соответствовала середине
прямолинейного участка характеристики. Нелинейные искажения
отсутствуют, если амплитуда тока строго пропорциональна
отклонению модулирующего напряжения, что имеет место только при
использовании прямолинейного участка характеристики.
Статические модуляционные характеристики строятся для
определения амплитуды модулирующего напряжения. Для оценки
влияния частоты и амплитуды модулирующего напряжения на
глубину модуляции пользуются динамическими модуляционными
характеристиками, которые бывают двух видов.
Частотной динамической модуляционной характеристикой
называется зависимость коэффициента модуляции т от частоты F
10'
291

модулирующего напряжения при неизменной его амплитуде
(рис. 25.2, в). Чем ближе эта характеристика к горизонтальной
прямой линии, тем меньше частотные искажения, создаваемые
передатчиком. Реальная частотная характеристика неравномерна и
имеет завалы на низших и высших частотах.
Амплитудной динамической модуляционной характеристикой
называется зависимость коэффициента модуляции т от амплитуды
модулирующего напряжения £/тП при неизменной его частоте
(рис. 25.2, г). Амплитудная характеристика обычно снимается при
модулирующих частотах 400 или 1000 гц. Практически линейность
амплитудной характеристики соблюдается при значениях
коэффициента модуляции до 70—80%. При более глубокой модуляции
появляются нелинейные искажения.
Для оценки качества всего передающего тракта необходимо
иметь семейство амплитудных модуляционных характеристик,
снятых при разных частотах F, и семейство частотных модуляционных
характеристик, снятых при различных амплитудах модулирующего
напряжения Ump_.
К показателям, характеризующим работу передатчика,
относится также уровень паразитной амплитудной модуляции,
называемый фоном (уровнем шумов). Паразитная амплитудная
модуляция возникает из-за плохой фильтрации питающих напряжений,
тресков, вызванных плохими контактами, и т. д. От глубины
паразитной модуляции полезных сигналов зависит наименьшее значение
глубины, соответствующее тихим звукам, которые может
воспроизводить высококачественный приемник без гудения или шума.
Учет уровня фона особенно необходим при радиовещании.
§ 25.3. МОДУЛЯЦИЯ НА УПРАВЛЯЮЩУЮ
СЕТКУ
Модуляция на сетку может осуществляться
изменением напряжения смещения по закону модулирующего
напряжения. С этой целью в сеточную цепь лампы включают так
называемый модуляционный тпансформатор Тр (рис. 25.3).
При подаче на первичную обмотку трансформатора
модулирующего напряжения во вторичной обмотке наводится э. д. с,
периодически изменяющая напряжение смещения. Высокочастотное
напряжение подается на сетку лампы с катушки L2.
Чтобы токи высокой частоты не создавали на вторичной обмотке
трансформатора бесполезное падение напряжения, она зашунти-
рована конденсатором Сбл. Емкость Сбл1 выбирается так, чтобы ее
сопротивление для токов модулирующей частоты было достаточно
велико, а для токов высокой частоты мало. Источник постоянного
напряжения смещения блокируется конденсатором Сбл2, емкость
которого должна обладать малым сопротивлением для токов
модулирующей частоты. Если напряжение (/с0 выбрать соответствую-
292

щим режиму колебаний первого рода, то при £/тс£2 < с/с0 и изме-
нении напряжения Umea никакой модуляции не получится, так как
ток /mai остается неизменным (рис. 25.4, а). Если же напряжение
[/с0 выбрать соответствующим режиму колебаний второго рода,
то при подаче напряжения UmCQ будут изменяться амплитуды
импульсов анодного тока (рис. 25.4, б). Следовательно, в этом режиме
модуляция на сетку возможна.
Для правильного выбора режима модуляции необходимо
воспользоваться статической модуляционной характеристикой
(рис. 25.4, в). По мере уменьшения напряжения смещения
увеличивается как высота, так и ширина импульсов анодного тока, т. е.
растут ток t'amax и угол отсечки 0. Поскольку /,„а1 и в связаны
нелинейной зависимостью, характеристика имеет на участке абв
вогнутость. При малых
значениях Uс0 появляется сеточный
ток, рост тока /та1 замедляется
и в верхней части импульсов
анодного тока постепенно
образуется седловина,т. е. генератор
переходит в перенапряженный
режим, что сопровождается
увеличением нелинейных
искажений. Для уменьшений нелиней-
Рис. 25.3. Схема сеточной модуляции
смещением
ных искажений при модуляции
на сетку должен использоваться
участок характеристики,
близкий к прямолинейному, лежащий в области недонапряженного
режима, однако при этом средний к. п. д. оказывается низким.
Если подключение микрофона непосредственно к первичной
обмотке трансформатора (см. рис. 25.3) не обеспечивает требуемой
амплитуды напряжения, то применяют специальные схемы
усиления модулирующего напряжения, называемые модуляторными
каскадами, или просто модуляторами. Модулятор представляет собой
усилитель низкой частоты. Наибольшее применение в модуляторах
получили трансформаторная и резисторная схемы усиления
(рис. 25.5) на специальных модуляторных лампах с левыми
характеристиками или на обычных низкочастотных триодах и пентодах.
В схеме трансформаторного модулятора (рис. 25.5, а) для
уменьшения частотных искажений на высших модулирующих частотах
включают шунтирующее сопротивление Rm, которое, однако,
уменьшает выходную мощность модулятора. В рассматриваемой схеме
напряжения высокой и модулирующей частот подводятся
параллельно, что приводит к необходимости включения элементов Сбл с
" ^-др. с, влияющих на частотную характеристику. Индуктивность
^-др.с выбирают так, чтобы она препятствовала попаданию токов
высокой частоты в модуляторный каскад; если токи высокой
частоты все же пройдут через индуктивность £др. с, то они замкнутся
293

Динамическая

характеристика.
иеёо-
напряженный
решим g
</*
L ШИН—_
4
/Г
i
i
i
i ,
_ «
/ko
fie ре-
напряженный
Ь)
Рис. 25.4. Графики режима работы генератора при сеточной модуляции:
а — при изменении сеточного напряжения смещения в режиме колебаний первого рода;
б — при изменении сеточного напряжения смещения в режиме колебаний второго рода;
в — статическая модуляционная характеристика
Рис 25.5. Схемы сеточной модуляции смещением с модуляторами;
и — трансформаторная; 0 — резисторная (cxtMu А. Л. Минца)

на корпус через емкость С6л, с. Для токов модулирующей частоты
сопротивление емкости Сб.,. с должно быть весьма большим.
С целью уменьшения частотных искажений, а также некоторого
упрощения и удешевления модулятора его иногда строят по рези-
сторной схеме. В модуляторе, предложенном А. Л. Минцем
(рис. 25.5, б), модулирующее напряжение подается на
сопротивление Rc в сеточной цепи. Напряжения высокой и модулирующей
частот в ней включены последовательно. Недостатком схемы
является увеличение сеточного тока и напряжения смещения при
модуляции, что уменьшает мощность несущей и приводит к появлению
нелинейных искажений. Для уменьшения дополнительного
сеточного смещения за счет сеточных токов сопротивление Rc иногда
шунтируют дросселем /,др, с, соп-
Недонапрямен- Леренапря-
ный решим женныйрежим
1а,
'аО
'со
Рис. 25.6. Статическая
модуляционная характеристика при модуляции
изменением амплитуды возбуждения
др. с>
ротивление которого для токов
модулирующей частоты должно
быть больше сопротивления Rc,
чтобы постоянная составляющая
сеточного тока проходила через
дроссель, а переменные
составляющие — через сопротивление
Rz. Несмотря на некоторые
преимущества модулятора,
построенного по резистор ной схеме,
лучшие качественные показатели
обеспечивает схема
трансформаторного модулятора.
Модуляция непосредственным
изменением амплитуды
возбуждения используется при
усилении модулированных
высокочастотных колебаний. Для неискаженного усиления модулированных
колебаний можно применять режим колебаний первого рода, однако
при этом к. п. д. получается низким. Для повышения к. п. д. при
сохранении линейной зависимости выходного напряжения от
входного возможно применение режима колебаний второго рода при
0 = 90°. Построенная в этом случае статическая модуляционная
характеристика Ial = f(Uc) (рис. 25.6) линейна до точки А при
работе генератора в недонапряженном режиме с токами, меньшими
тока насыщения. Таким образом, предельное напряжение
возбуждения в линейной части модуляционной характеристики определяется
напряжением UCmax- Для осуществления 100/о-ной неискаженной
модуляции необходимо подать на сетку напряжение несущей
частоты с амплитудой Umz — —:~—. Если угол отсечки в <90°, то
линейная зависимость /а1 = / (Uc) нарушается при малых
значениях Uc и характеристика имеет вид, как в случае модуляции
смешением. Получающееся при этом увеличение глубины модуляции
295

(рис. 25.7) используется в случае недостаточно глубокой модуляции
в предыдущих каскадах. При в > 90° форма импульсов зависит от
величины подводимого напряжения возбуждения. По мере умень-
Рис. 25.7. Анодный ток усилителя модулированных
колебаний при угле отсечки в <. 90°
шения амплитуды напряжения Umc импульсы анодного тока
уменьшаются по амплитуде и увеличиваются по длительности,
приближаясь к колебаниям первого рода.
§ 25.4. МОДУЛЯЦИЯ НА АНОД
При модуляции на анод амплитуда тока
высокой частоты изменяется за счет добавления к постоянному
анодному напряжению Ел напряжения модулирующей частоты Uaa,
подаваемого с модулятора. Предположим, что при отсутствии
модуляции анодное напряжение равно Еа, а при модуляции оно
изменяется ОТ U'а = £а + £/аД Д° U'a = £а — Иa.Q- Изменение ЭНОД-
ного напряжения приводит к перемещению динамической
характеристики лампы (рис. 25.8, а).
В режиме колебаний первого рода при изменении напряжения на
аноде от Ua до Ua' величина анодного тока, изменяющегося под
действием высокочастотного сеточного напряжения, колеблется
в соответствии с кривой ///, средняя высота расположения которой
между кривыми / и // зависит от величины анодного напряжения.
Из рисунка видно, что меняется только постоянная
составляющая анодного тока /а0, а амплитуда колебаний анодного тока 1Л
остается неизменной, т. е. модуляции не происходит. В режиме
колебаний второго рода с изменением анодного напряжения от
Ua до UI меняются высота импульсов анодного тока (рис. 25.8, б)
и амплитуда их первой гармоники, следовательно, происходит
модуляция. Однако у ряда ламп проницаемость мала, поэтому
динамические характеристики практически сливаются в одну линию-
296

В этом случае при колебаниях второго рода и работе генератора
в недонапряженном режиме модуляции получить нельзя, так как
все импульсы будут почти одной и той же высоты. При работе ге-
Динамические
пара ктеристиии
Динами чес кие
характеристики
L'a
fa",
Рис. 25.8. Выбор режима работы генератора при анодной модуляции:
а — графики процессов при изменении напряжения на аноде в режиме колебаний первого
рода; б — графики процессов при изменении напряжения на аноде в режиме колебаний
второго рода; в — формы импульсов анодного тока при модуляции в перенапряженном
режиме
нератора в перенапряженном режиме изменение анодного
напряжения изменяет форму импульсов анодного тока — глубину седловины
(рис. 25.8, в) и, следовательно, амплитуду первой гармоники
анодного тока.
При модуляции на анод в
качестве модуляторных каскадов
применяют трансформаторный или
дроссельный каскад усилителя низкой
частоты. На рис. 25.9 показана
параллельная схема модуляции на
анод, в которой модуляторная и
генераторная лампы включены
параллельно по отношению к источнику
питания.
На лампе Л.г собран каскад
усиления мощности высокой частоты,
а на лампе Л1 — модулятор. Если
к точкам а я б присоединен трансформатор, то модулятор
представляет собой трансформаторный усилитель низкой частоты. При
изменении модулирующего напряжения на сетке лампы Л1
изменяются анодный ток, проходящий по первичной обмотке модуля-
Рис. 25.9. Схема анодной
модуляции с дроссельным или
трансформатор ным усилителем (дроссель
подсоединяется в точке а,
трансформатор — в точках а и б)
297

ционного трансформатора Трг, и анодное напряжение лампы Л2.
Одновременно сеточное напряжение модулируемого каскада
лампы Л2 колеблется с высокой частотой.
В анодном контуре LKCK, настроенном в резонанс на частоту
возбудителя, выделяется напряжение высокой частоты, амплитуда
которого меняется по закону модулирующего напряжения.
Модуляционный трансформатор может быть заменен дросселем. При
этом точки а и б соединяются между собой проводником, к точке а
присоединяется дроссель Lspl, а трансформатор отключается.
Недостатком схемы дроссельного модулятора является трудность
получения большой глубины модуляции, близкой к 100%-ной,
так как при этой глубине модуляции анодные напряжения ламп
усилителя мощности и модулятора падают почти до нуля.
Понижение анодного напряжения модулятора приводит к нарушению
режима работы лампы и росту нелинейных искажений. Схема
модулятора на трансформаторе лишена этого недостатка.
Недостатком обеих схем модуляторов является наличие
значительных нелинейных искажений при работе в режиме колебаний
второго рода.
Для ослабления нелинейных искажений и получения больших
мощностей и высоких к. п. д. иногда применяют двухтактную
схему модулятора.
Из сравнения модуляции на анод и сетку видно, что при
модуляции на сетку небольшая мощность, расходуемая модулятором в
сеточной цепи, теряется по существу бесполезно и к. п. д. генератора
низкий; при модуляции на анод напряжение модулятора
увеличивает мощность, подводимую к генератору, и его к. п. д.
значительно выше. Недостатком модуляции на анод является
необходимость большой мощности усилителя низкой частоты. В
современных мощных радиовещательных передатчиках чаще применяется
модуляция на анод с модулятором по двухтактной схеме.
§ 25.5, МОДУЛЯЦИЯ В ТЕТРОДНЫХ
И ПЕНТОДНЫХ ГЕНЕРАТОРАХ
Модуляция смещением в тетродных и пентод-
ных генераторах принципиально не отличается от модуляции
смещением в триодных генераторах. Однако меньший ток управляющей
сетки у тетродов и пентодов по сравнению с триодами позволяет
использовать модуляторы меньшей мощности.
Применение модуляции на анод или на экранирующую сетку
в тетродных и пентодных генераторах возможно, но нецелесообразно,
так как при глубокой модуляции на анод, когда анодное
напряжение становится меньше напряжения экранирующей сетки, ток
последней резко возрастает и форма сигнала на выходе искажается.
В пентодных генераторах с ростом тока экранирующей сетки
увеличивается выделяемая на ней мощность, которая может
превысить допустимую. При модуляции на экранирующую сетку источ-
298

Рис. 25.10. Схема анодно-экранной модуляции
ник модулирующего напряжения включается последовательно
с источником постоянного напряжения питания. К недостаткам этого
вида модуляции относятся возможность возникновения частотных
искажений на высших модулирующих частотах из-за наличия
развязывающего конденсатора большой емкости в цепи
экранирующей сетки и необходимость применения более мощного модулятора,
так как токи
экранирующей сетки в 2—2,5 раза е„+ tMp> 1Лт сразд
больше токов
управляющей сетки.
Указанные
недостатки отсутствуют при
комбинированной
модуляции на анод и
экранирующую сетку, при
которой напряжение
экранирующей сетки
изменяется пропорционально анодному напряжению. Схема такой
модуляции (рис. 25.10) состоит из модулятора на лампе Лх и
генераторного каскада с параллельным питанием на лампе Лг.
Нагрузкой в анодной цепи модулятора является дроссель со
стальным сердечником Ljpl, параллельно которому включен
делитель напряжения RiR2-
Модулирующее напряжение снимается с сопротивления R2 и
подается в цепь экранирующей сетки лампы Л2. Параллельно
сопротивлениям R1 и R2 включены
емкости С\ и Со, изменяя
величины которых, можно
регулировать модулирующее напряжение
при неизменном постоянном
напряжении питания. Уменьшение
напряжения Ut« по сравнению
с напряжением Еа может
производиться не только делителем
напряжения, но также
включением в цепь экранирующей
сетки гасящего сопротивления
(рис. 25.11).
Недостатком схемы является
Рис. 25.11. Схема модуляции
щитную сетку
необходимость применения в
модуляторе и генераторе ламп почти одинаковых мощностей, что
объясняется равенством их анодных напряжений. Модуляция на
анод и экранирующую сетку может производиться как в недона-
пряженном, так и в перенапряженном режимах. В недонапряженном
режиме анодный ток в большей степени зависит от изменения
напряжения на экранирующей сетке, а в перенапряженном режиме от
изменения напряжения на аноде.
299

При правильном выборе режима генератора можно получить
линейную модуляционную характеристику при коэффициенте
модуляции до 100% и больший к. п. д., чем при модуляции только на
экранирующую сетку. Наилучшие результаты эта схема дает в
случае применения пентодов.
В генераторах на пентодах применяется модуляция на
защитную сетку (рис. 25.11). Модулирующее напряжение подводится
через модуляционный трансформатор Трх, последовательно с
которым включены дроссель высокой частоты Ьл?ш с и источник
отрицательного смещения Uc8. В цепь защитной сетки включен
блокировочный конденсатор Св1Л, емкость которого выбирают обычно
небольшой, чтобы исключить возможность завала частотной
характеристики модулятора.
Наличие элементов 1др и Сбл2 исключает воздействие
напряжения высокой частоты на защитную сетку. Питание экранирующей
сетки осуществляется от источника анодного напряжения через
гасящее сопротивление R3, что исключает резкое увеличение тока
экранирующей сетки при (/с.3 <0. С увеличением отрицательного
напряжения (Ус.з анода достигает меньшее количество электронов,
ток экранирующей сетки увеличивается, а амплитуда первой
гармоники Im а1 и постоянная составляющая /а0 анодного тока
уменьшаются. Из-за этого увеличивается седловина в импульсах анодного
тока и режим генератора становится более перенапряженным.
Глубокая модуляция в рассматриваемом случае возможна только
в перенапряженном режиме. Смещение в схеме может быть как
фиксированным, так и автоматическим за счет сеточного тока.
Применение автоматического смещения позволяет получить более
линейную статическую модуляционную характеристику, так как
одновременно с изменением напряжения на защитной сетке изменяется
напряжение смещения. Чем больше отрицательное напряжение
защитной сетки, тем больше ток управляющей сетки и
отрицательное напряжение смещения.
Схема модуляции на защитную сетку обладает рядом
преимуществ. Так как напряжение £/с.3все время отрицательно, то ток
в цепи защитной сетки отсутствует, а это позволяет уменьшить
мощность модулятора и упростить его схему. Поэтому в
передатчиках малой мощности возможно осуществление такого вида
модуляции прямо от микрофонного трансформатора. Схема обеспечивает
большую линейность статической модуляционной характеристики,
что позволяет получить глубокую (до 80—90%)неискаженную
модуляцию. Полезным является и разделение цепей высокой и низкой
частот. Недостатками схемы являются необходимость в возбудителе
сравнительно большой мощности из-за больших токов управляющей
сетки генераторной лампы, а также сравнительно низкий к. п. д.
генератора, так как при модуляции анодное напряжение не изменяется.
В 1943 г. Н. Г. Круглое предложил новую схему модуляции,
названную им автоанодной. Применение автоанодной модуляции
зоо

позволяет получить столь же большую мощность, как при
модуляции на анод, но не требует мощного модулятора. При автоанодной
модуляции одновременно осуществляется модуляция на
управляющую сетку смещением, модуляция изменением напряжения
возбуждения и модуляция на анод.
§ 25.6. ЧАСТОТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Частотной модуляцией (ЧМ) называется
изменение передаваемой высокой частоты (без изменения амплитуды)
в соответствии с изменением модулирующего сигнала.
В момент молчания частота высокочастотного колебания не
меняется (рис. 25.12).
При увеличении напряжения модулирующего сигнала
(положительный полупериод) высокая частота увеличивается, а при
уменьшении напряжения модулирующего сигнала (отрицательный
Рис. 25.12. Графики изменения высокочастотного напряжения
при частотной модуляции
полупериод) уменьшается: частота как бы «качается» около своего
среднего значения. Предел качания частоты в одну сторону Д/тах
называется девиацией (отклонением) частоты. Так как отклонение
частоты пропорционально величине модулирующего сигнала, то
при увеличении частоты модулирующего сигнала вдвое (рис. 25.12, б)
по сравнению с рис. 25.12, а и неизменной его амплитуде
(громкости) пределы изменения высокой частоты А/ останутся теми же,
но скорость «качания» частоты также увеличится вдвое.
При амплитудной модуляции глубина модуляции ограничена и
не может превышать 100%, так как при /п>100% искажается форма
сигнала. При частотной модуляции пределы «качания» частоты
условны и превышение их не приводит к искажениям.
Уравнение для мгновенного значения тока, модулированного
по частоте одной звуковой частотой, имеет вид
i — lm sin (соо/
sin Ш),
(25.10)
301

=юоогц
Р=Ю00гц
j mf5;
\F=W00zu
iiiliiilili..
mf=5;
где /fflft — амплитуда тока высокой частоты при отсутствии
модуляции;
со0 — угловая частота высокочастотных колебаний;
Q — угловая частота модулирующего синусоидального
сигнала;
nif — индекс частотной модуляции.
Индексом частотной модуляции, или коэффициентом девиации
частоты (коэффициентом частотного отклонения), называется
отношение девиации частоты
А/шах к модулирующей
частоте Fa:
m/==^L». (25.11)
В отличие от
коэффициента амплитудной
модуляции т, зависящего
только от амплитуды
модулирующего колебания,индекс
частотной модуляции mt
зависит как от амплитуды
модулирующего колебания
А/, так и от его частоты F.
Установлено, что при
частотной модуляции
воздействие одной
модулирующей частоты дает не две
боковые частоты, как при
амплитудной модуляции, а
бесчисленное множество
боковых частот. Эти боковые частоты отстоят друг от друга на
величину модулирующей частоты и амплитуды их уменьшаются по мере
увеличения частоты. При рассмотрении спектра
частотно-модулированного сигнала принято учитывать только колебания, амплитуды
которых составляют не менее 2% от амплитуды смодулированного
колебания средней частоты. Полоса частот, необходимая для
передачи этих колебаний, называется эффективной полосой. Рассмотрим,
как изменяются спектры токов, модулированных по частоте
синусоидальными колебаниями различных амплитуд и частот. Спектр
частотно-модулированного сигнала при неизменной модулирующей
частоте (F = 1000 гц) и изменяющемся индексе частотной
модуляции за счет изменения амплитуды (громкости) показан на
рис. 25.13, а.
Если предположить, что амплитуда неизменна (А/ = const),
а частота F меняется так, что индексы частотной модуляции такие
же, как в предыдущем случае, то спектры сигнала имеют вид,
изображенный на рис. 25.13, б.
.,,111
S)
Рис. 25.13. Спектры сигнала при частотной
модуляции
302

Из приведенных спектров видно, что спектр колебаний содержит
одну несущую частоту /0 и большое число симметрично
расположенных относительно нее боковых частот. При изменении
амплитуды и частоты модулирующего сигнала меняется величина mf
и соответственно спектр частот сигнала (чем больше tnf, тем 'больше
составляющих содержит спектр), причем изменяются амплитуды
как боковых частот, так и несущей частоты. С ростом индекса
частотной модуляции Ш/ амплитуда тока несущей частоты
уменьшается и может стать меньше амплитуды токов некоторых боковых
частот. При модуляции сложным сигналом число модулирующих
частот возрастает и соответственно увеличивается число пар
боковых частот, причем амплитуды высших боковых частот
уменьшаются.
В зависимости от числа пар боковых частот различают
узкополосную и широкополосную частотные модуляции. Узкополосная
частотная модуляция имеет ширину спектра, не превышающую
удвоенной ширины спектра при амплитудной модуляции (индекс
nif меньше единицы). Она применяется при радиотелеграфии.
Широкополосная частотная модуляция, применяемая в
радиовещательных передатчиках, характеризуется следующими данными: А/ =
= 80 кгц, FB = 15 кгц и т, = —- = F = 5,3. При этом ширина
'в '°
полосы частот составляет около 200 кгц. Она складывается из
удвоенного значения девиации частоты 2 А/ = 160 кгц и защитной полосы
шириной 20—25 кгц в каждую сторону от боковых,
предотвращающей действие помех от соседних станций. Известно, что общая
ширина полосы передатчика зависит от количества и качества
резонансных контуров в усилительных каскадах. Полагая
добротность контуров каждого каскада Q — 100 и ширину полосы частот
каждого каскада 2AF = 200 кгц, определим величину несущей
частоты:
/0 = 2&FQ = 200 кгц • 100 = 20 Мгц.
Полученный результат, так же как и ширина полосы частот,
показывает, что частотную модуляцию целесообразно осуществлять
в УКВ диапазоне. Это позволяет ослабить уровень помех в
приемниках. Известно, что атмосферные и промышленные помехи имеют
амплитудный характер и, следовательно, создают в радиосигнале
амплитудные искажения. В УКВ диапазоне атмосферные помехи
сказываются мало, а влияние промышленных помех значительно
слабее, чем на длинных и средних волнах. Вероятность
возникновения помех от воздействия соседних УКВ станций также
весьма мала, так как их радиус действия весьма ограничен
(60—100 км). Последнее позволяет построить большое число
удаленных друг от друга радиостанций, работающих на одинаковых
или близких частотах без опасности возникновения взаимных
помех.
303

При частотной модуляции повышается качество
воспроизведения широкого спектра звуковых частот (от Fн = 30 гц до FB —
= 15 000 гц). При амплитудной модуляции это приводит к
необходимости иметь ширину полосы частот, несколько большую 2FB =
= 30 кгц. Однако из-за большого числа станций в диапазонах
длинных, средних и коротких волн такую полосу иметь
невозможно.
При частотной модуляции возможно получение большего, чем
при амплитудной модуляции, динамического диапазона мощности
или громкости. Известно, что глубина амплитудной модуляции не
превышает 100%, в то время как при частотной модуляции
динамический диапазон мощности может быть больше, так как он
ограничивается только выбором допустимой девиации частоты.
При частотной модуляции передатчик работает всегда в одном
и том же режиме, обычно очень близком к максимально
допустимому. В таком же режиме работает передатчик с амплитудной
модуляцией, когда т = 100%. Известно, что мощность в максимальном
допустимом режиме в 4 раза больше, чем в режиме несущей без
модуляции, а при среднем коэффициенте модуляции т = 30%
она возрастает всего в 1,69 раза. Поэтому при частотной модуляции
4
может быть в среднем получена полезная мощность в у^ = 2,37
раза больше, чем при амплитудной модуляции. Эта величина
выходной мощности в основном ограничивается током эмиссии лампы.
Следует также отметить, что при амплитудной модуляции
амплитуда колебаний несущей частоты всегда больше амплитуды
колебаний боковых частот и при модуляции не меняется. В случае
т = 100% половина излучаемой мощности переносится
колебаниями несущей частоты и никак не используется приемником при
воспроизведении сигнала. При частотной модуляции амплитуда
средней (несущей) частоты зависит от индекса частотной
модуляции и при модуляции всегда меньше, чем без модуляции. Таким
образом, в частотно-модулированных передатчиках лучше
используется номинальная мощность ламп, повышаются величина
выходной мощности и к. п. д.
§ 25.7. СХЕМЫ ЧАСТОТНОЙ
МОДУЛЯЦИИ
Частотная модуляция в передатчиках может
осуществляться прямым и косвенным методами (рис. 25.14).
При прямом методе, применяемом в передатчиках малой и
средней мощности, модулирующим напряжением непосредственно
воздействуют на частоту задающего генератора (рис. 25.14, а), а при
косвенном методе частота задающего генератора не зависит от
модулирующего напряжения и модуляции подвергаются
промежуточные каскады (рис. 25.14, б).
304

При прямом методе непосредственно изменяется емкость или
индуктивность колебательного контура задающего генератора в
соответствии с модулирующим сигналом.
В схемах, позволяющих менять реактивное сопротивление
контура, используют так называемые реактивные лампы, в качестве
которых применяют тетроды и пентоды, что уменьшает зависимость
анодного тока от анодного напряжения. Реактивные лампы
включаются параллельно контуру задающего генератора. В зависимости
от того, какому характеру реактивного сопротивления они должны
U
Задающий
генератор
Умножитель
частоты
Усилитель
мощности
п
Частотный
модулятор
■Q
Задающий
генератор
<Разо5ый
модулятор
Умножитель
частоты
Усилитель
мощности
J
1
ё)
Рис. 25.14. Блок-схема передатчиков ЧМ:
а — при прямом методе; б — при косвенном методе
быть эквивалентны (L или С), необходимо осуществить
соответствующий сдвиг фаз между напряжением и током.
На рис. 25.15, а изображены задающий генератор, собранный
по автотрансформаторной трехточечной схеме на лампе Ли и
частотный модулятор на лампе Л2 (реактивная лампа). Напряжение
смещения реактивной лампы изменяется в зависимости от величины
модулирующего напряжения иа. Между точками 1 а 2 действует
высокочастотное переменное напряжение £/а (рис. 25.15, а).
При R ^> ^g в цепочке RC ток /п ^ -^ и совпадает по фазе с
напряжением Ой. Напряжение на конденсаторе С, подводимое к цепи
сетки лампы, 0с = ~~ отстает по фазе от тока /п на 90°. Это на-
усоо
пряжение вызывает синфазный с ним анодный ток лампы Л, Iп =
/„
-R
, который отстает по фазе на 90° от напряже-
ния(/а. Так как ток /а отстает по фазе от напряжения Оп на 90°, то
305

можно считать, что лампа имеет индуктивное сопротивление, равное
. = 1\ = иа
9К" /a SOL
CR
(25.12)
где
Из полученного выражения следует, что, меняя крутизну лампы
S, можно изменить величину эквивалентной индуктивности.
Крутизна лампы в схеме изменяется под действием подаваемого в цепь
сетки модулирующего напряжения.
to
Рис. 25.15. Схема реактивной лампы (а) и ее векторная диаграмма (б)
В схеме реактивной лампы вместо емкости С может быть
включена индуктивность L. Такая схема эквивалентна емкости,
величина которой
Ст = ~. (25.13)
В общем виде схема реактивной лампы представлена на
рис. 25.16, а. Для работы схемы необходимо, чтобы элементы
потенциометра Zj и Z2 были выбраны из условия Z, ^> 5Z2 и один из них
был реактивным. Возможные варианты схем реактивных ламп и
их векторные диаграммы представлены на рис. 25.16, б, в, г и д.
Соотношения между R и реактивным сопротивлением цепи
между точками /—2 (см. рис. 25.15, а) в соответствии с
последовательностью схем рис. 25.16,6, в, г и д следующие:
Изменение крутизны характеристики S можно получить
изменением напряжения любой из сеток реактивной лампы.
Недостатком схем реактивных ламп является низкая
стабильность частоты задающего генератора. Она может быть повышена
за счет применения специальных методов компенсации и
автоматической подстройки частоты, которые усложняют схему
Косвенный метод (см. рис. 25.14, б) лишен указанного
недостатка, так как осуществление модуляции в промежуточных
каскадах передатчика позволяет применить кварцевую стабилизацию
306

несущей частоты задающего генератора. Однако при косвенном
методе под воздействием модулирующего напряжения
первоначально осуществляется фазовая модуляция, которая потом
преобразуется в частотную модуляцию.
При фазовой модуляции пропорционально амплитуде
модулирующего напряжения меняется величина отклонения фазы
высокочастотного колебания Дф. Это отклонение не зависит от частоты
модулирующего напряжения.
Для получения отклонения фазы, зависящего как от амплитуды,
так и от частоты модулирующего напряжения, в схему включают
специальную цепочку RC. Элементы цепочки R и С выбирают
с таким расчетом, чтобы на самой низкой модулирующей частоте
4 Ос
Ua
Or In
a) 5) В) г) д)
Рис. 25.16. Возможные схемы реактивных ламп и их векторные
диаграммы
соблюдалось неравенство q--
частотах ток в цепочке RC
/ =
Тогда на всех более высоких
Ur
(--
R'
а подводимое к фазовому модулятору напряжение
Q
U ----«-= I
C~~QC~QCR— Q '
т. е. напряжение Uc обратно пропорционально модулирующей
частоте.
Следовательно, с изменением амплитуды модулирующего
напряжения меняются пределы отклонения фазы высокочастотного
колебания, а с изменением модулирующей частоты Q меняется скорость
изменения фазы. При таком отклонении фазы изменение высокой
частоты соответствует частотной модуляции. Косвенный метод не
находит широкого применения из-за значительного усложнения
схемы и конструкции передатчика.

ГЛАВ* ДВАДЦАТЬ ШЕСТАЯ
ГЕНЕРАТОРЫ
И УСИЛИТЕЛИ СВЧ
§ 26.1. ГЕНЕРАТОРЫ МЕТРОВЫХ ВОЛН
Практика показывает, что по мере роста
рабочей частоты лампового генератора его полезная мощность и к. п. д.
уменьшаются. Это объясняется тем, что с увеличением частоты
сильно возрастает влияние времени пролета электронов в лампе,
индуктивности выводов, междуэлектродных емкостей, а также
потерь в диэлектриках. При этом уменьшаются величины параметров
колебательных контуров с сосредоточенными постоянными L и С.
Поэтому конструкции генераторных ламп, применяемых в СВЧ
Рис. 26.1. Схемы автогенераторов метрового диапазона на
контурах с сосредоточенными параметрами:
а — однотактная; б — двухтактная
диапазоне, отличаются от конструкции ламп, применяемых в
других диапазонах.
На волнах 5—10 м используются генераторные
ультракоротковолновые лампы и контуры с сосредоточенными параметрами.
Генераторы с самовозбуждением могут быть построены по любой из
трехточечных схем. Однако из-за сложности регулировки и
неустойчивой работы схема с трансформаторной обратной связью не
находит применения.
Рассмотрим одну из наиболее распространенных однотактных
схем (рис. 26.1, а).
Настройка генератора на заданную частоту часто производится
путем изменения индуктивности La, а подбор величины обратной
связи и режима работы генератора — изменением индуктивности
Lc. Частота генерируемых колебаний определяется в основном
зоз

контуром, составленным из индуктивности La и междуэлектродной
емкости Сас, однако на нее также влияют индуктивности сеточного
и анодного выводов, включенные последовательно с Ьл. В
рассматриваемой схеме заземлять катод при использовании мощных ламп
не рекомендуется из-за большой емкости анод — земля Сл 3, которая
при этом оказывается включенной параллельно емкости контура
и увеличивает ее. Следует отметить, что широкое применение
находят схемы с общим анодом и с общей сеткой. Выбор схемы
определяется требуемой величиной
обратной связи.
Так как большинство генераторов
метровых волн работает на
симметричный выход, то целесообразно
применение двухтактных схем.
Двухтактная схема генератора (рис. 26.1, б)
может быть получена путем
соединения двух однотактных генераторов
в точках равных потенциалов высокой
частоты. Следует иметь в виду, что
плечи двухтактной схемы
эквивалентны однотактным схемам только на
основной частоте. Регулировка
генерируемой частоты достигается
изменением индуктивностей в цепи анода La,
а подбор величины обратной связи —
изменением катодных
индуктивностей LK.
Недостатком такой схемы является
сложность настройки из-за
необходимости сохранения симметрии.
В коротковолновой части
метрового диапазона (от 1 до 5 м)
индуктивности катушек анодного и
сеточного контуроз заменяются замкнутыми на конце воздушными
двухпроводными (реже коаксиальными) линиями длиной, несколько
меньшей четверти длины волны, а емкость контура составляется
из междуэлектродных емкостей лампы и емкости монтажа.
Применение линий позволяет получить контуры с высокой
добротностью, настройка которых производится перемещением
закорачивающего мостика вдоль линии. Хорошие результаты дает
применение линий в двухтактных схемах. Линии, включенные между
анодами и катодами, могут быть выполнены в виде двух труб /
и 3 (рис. 26.2).
Настройка генератора на заданную частоту производится
перемещением мостика 2 по анодным трубам /, а подбор величины
обратной связи — перемещением мостика 2 по катодным трубам 3.
Питание накала подводится через катодные трубы, выполняющие
Рис. 26.2. Схема двухтактного
автогенератора на
двухпроводной открытой резонансной
линии:
/ — анодная линия; 2 — коротко-
замыкающие мостики; 3 —
катодная линия
309

роль катодных дросселей, исключающих заземление катодов по
высокой частоте. Еще более высокую добротность контура позволяет
получить коаксиальная линия, настройка которой осуществляется
специальным поршнем со скользящими контактами.
Генераторы с внешним возбуждением строятся по аналогичным
схемам, отличающимся от рассмотренных тем, что в них нет цепей
обратной связи.
• -> К.— znA—i///.
§ 26.2. ГЕНЕРАТОРЫ ДЕЦИМЕТРОВЫХ
ВОЛН
В диапазоне дециметровых волн применяются
маячковые и металлокерамические лампы. Наличие дисковых
выводов позволяет легко осуществлять как электрическое, так и
конструктивное согласование лампы с коаксиальной линией,
используемой в качестве колебательной системы.
В автогенераторах на металлокерамических лампах
используется схема с общей (заземленной) сеткой, что в некоторой степени
определяется конструк-
12 3 4 5 тивными соображениями
(порядком
расположения электродов в лампе).
Возможны два варианта
конструктивного
выполнения генераторов на
коаксиальных линиях.
Если катодный и
анодный контуры
расположены по разные стороны
относительно лампы, то
такая конструкция
называется двусторонней
(рис. 26.3).
К недостаткам такой
конструкции относятся
сложность настройки
контуров, большие габариты и сравнительная сложность линии
обратной связи.
При односторонней конструкции (рис. 26.4) катодный контур
образуется катодной 8 и сеточной 7 трубами, а анодный контур —
анодной 5 и сеточной 7 трубами.
Установлено, что добротность контура будет наибольшей, когда
отношение диаметров внутренней и внешней труб коаксиальной
линии -г равно 3,6. В такой конструкции выполнение этого условия
затруднено, так как сеточная труба определяет добротность как
катодного, так и анодного контуров. Тем не менее односторонняя
Рис. 26.3. Генератор с двусторонним
расположением коаксиальных липни:
/ — короткозамыкагощне поршни; 2 — ц'ллиндры,
образующие катодный контур; 3 — металлокерамнче-
ская лампа; 4 — цилиндры, образующие анодный
контур; 5 — петля связи с выходом; 6 — петля
индуктивной обратной связи; 7 — фидер обратной связи
310

конструкция применяется чаще, поскольку габариты ее меньше,
а настройка несколько упрощена. Настройка генераторов (рис. 26.4)
на заданную волну производится изменением положения поршня
анодной линии 2, а перемещение поршня катодной линии 3 меняет
коэффициент обратной связи и режим работы генератора. Обратная
связь также меняется с помощью специального винта связи 1, при
Рис. 26.4. Генератор с
односторонним расположением коаксиальных
линий
перемещении которого изменяется емкость анод — катод. Возможна
и индуктивная обратная связь с помощью витков связи, которые
располагают в максимуме магнитного поля. Питание анодной
цепи — параллельное. Постоянная составляющая анодного тока
подводится по специальному стержню 4, находящемуся внутри
анодной трубы. Для предохранения от замыкания по постоянному
току между стержнем и анодной трубой помещают специальную
изоляционную шайбу.
Энергия отводится от генератора с помощью петли связи 6.
§ 26.3. КЛИСТРОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Одним из приборов, предназначенных для
генерирования колебаний в диапазоне сантиметровых волн, является
клистрон. В клистроне колебательные системы выполнены в виде
объемных резонаторов. В зависимости от количества резонаторов
(один или два) различают однорезонаторные (отражательные) и
двухрезонаторные (пролетные) клистроны.
В двухрезонаторном клистроне (рис. 26.5) электронный поток,
эмиттируемый катодом 5, управляется и фокусируется с помощью
управляющей сетки 8, на которую подается небольшой
отрицательный относительно катода потенциал.
Далее следует первая пара сеток 2, связанных с первым
резонатором / и образующих групяирователь. На некотором расстоянии
от них помещается вторая пара сеток 5, связанных со вторым
резонатором 4 и образующих улавливатель. Между группирователем и
улавливателем находится пространство дрейфа 3. За улавливателем
помещен анод (коллектор) 6. Группирователь и улавливатель имеют
одинаковый положительный относительно катода потенциал. Для
311

Выход
того чтобы упростить конструкцию и обеспечить безопасность
работы и настройки, объемные резонаторы заземляют, а на катод
подают минус относительно земли (корпуса).
Если клистронный генератор работает в режиме независимого
возбуждения, то к первому резонатору подводится напряжение
возбуждения. При этом между сетками группирователя появляется
переменное напряжение, которое управляет скоростью электронов.
Однородный электронный поток, попав в группирователь,
тормозится, когда сетка Сг имеет положительный потенциал относительно
потенциала сетки С2, и ускоряется при изменении знака потенциала
на обратный. Таким образом, после группирования получается
электронный поток, в
котором скорость
электронов периодически
изменяется.
В пространстве
дрейфа на электроны не
воздействуют никакие поля,
и они свободно движутся
по инерции с разными
скоростями.
Ускоренные электроны догоняют
заторможенные, образуя
периодические сгущения
и разрежения
электронного потока. В
результате в пространстве дрейфа электронный поток с переменной
скоростью преобразуется в электронный поток с переменной плотностью
заряда, т. е. постоянный ток преобразуется в прерывистый.
Резонатор можно представить как контур, у которого емкость
образована сетками, а индуктивность — стенками полости.
Возникшее в возбужденном резонаторе электрическое поле
попеременно изменяет знак напряжения на сетках улавливателя. В
результате в момент, когда потенциал сетки С3 положителен относительно
потенциала сетки Q, сгустки электронов тормозятся полем
резонатора и отдают ему энергию. Если резонатор настроен в резонанс на
частоту первой гармоники тока, то чррез половину периода, когда
фаза изменится на обратную и поле будет ускорять электроны,
отдавая им энергию, между сетками пройдет разреженный участок
электронного потока и расход энергии будет очень мал. Таким
образом, в резонаторах выделяется энергия сгруппированных
электронов, часть которой идет на покрытие потерь, а часть отводится
в нагрузку.
Напряжение на коллекторе (аноде) выбирается из условия,
чтобы скорость электронов у анода была близкой к нулю. При этом
большая часть энергии электронного потока отдается
улавливателю, а мощность потерь на коллекторе весьма мала.
Рис. 26.5. Схема устройства двухрезонаторного
клистрона
312

Клистрон может работать и в режиме умножения частоты. Для
этого резонатор улавливателя настраивают на одну из высших
гармоник.
Если с помощью линии или волновода связать резонаторы между
собой, то клистронный генератор будет работать в режиме само-
Еозбуждепия. Перестройка клистронного генератора с
самовозбуждением в ограниченных пределах может производиться
изменением объема резонатора (механическая настройка) или изменением
питающих напряжений (электронная настройка).
При электронной настройке главную роль играет изменение
анодного напряжения. Отклонение анодного напряжения от
оптимального значения (при котором мощность максимальна) приводит
не то;, .ко к изменению частоты, но и
к умеллгепию мощности. Поэтому
диапазон электронной настройки не
широк — он ограничивается допустимыми
пределами изменения мощности. Под
диапазоном электронной настройки
принято понимать полосу частот, в
пределах которой мощность колебаний
уменьшается в 2 раза по сравнению с
максимальной: например, на волне 3 см
(10 000 Мгц) он составляет ~ 30 Мгц,
т. е. около 0,3%.
Недостатками дву хрезонатор ного
клистронного генератора с
самовозбуждением являются наличие двух резонаторов
и необходимость их взаимной точной
настройки, затрудняющей работу в
диапазоне частот. Усилительные и частотоумножительные клистроны
выпускаются на частоты 400—10 000 Мгц с мощностями на выходе
в непрерывном режиме от нескольких ватт до десятков киловатт,
а в импульсном режиме — до десятков мегаватт.
Клистронные генераторы выпускаются на мощности от единиц
до десятков ватт.
В однорезонаторном (отражательном) клистроне (рис. 26.6)
функции группирователя и улавливателя выполняются одним и тем
же резонатором 4, который находится под постоянным относительно
катода потенциалом.
Фокусировка луча и регулировка тока производятся путем
изменения напряжения, подаваемого на управляющую сетку 2.
На коллектор (анод) 5 подается отрицательный относительно
катода / потенциал. Электронный поток, попав в тормозящее поле,
созданное коллектором 5, отражается от него обратно к сеткам 3
резонатора. Поэтому коллектор (анод) часто называют отражателем.
Аналогично тому, как это было в двухрезонаторном клистроне,
под действием переменного напряжения, приложенного к сеткам 3
отр
Рис. 26.6. Схема устройства
однорезонаторного
(отражательного) клистрона
313

резонатора 4, электронный поток, эмиттируемый катодом,
модулируется по скорости. За время пролета в тормозящем поле электроны
группируются по плотности заряда. При правильно подобранных
фазовых соотношениях, возвращаясь к резонатору, электроны
тормозятся полем между сетками резонатора, отдавая ему свою
энергию.
Преимуществами отражательного клистрона является наличие
одного объемного резонатора и простота настройки. Настройка
генератора производится как изменением собственной частоты
резонатора, так и изменением напряжения на отражательном
электроде. Последнее позволяет осуществить частотную модуляцию на
клистроне.
Коэффициент полезного действия отражательных клистронов
весьма низок и генерируемая ими мощность мала (от десятых
долей ватта до нескольких ватт). Поэтому они широко применяются
в качестве маломощных генераторов (гетеродинов) в
радиолокационных приемниках и измерительной аппаратуре.
§ 26.4. МАГНЕТРОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Особенностью магнетронного генератора
является то, что электронный поток в нем подвергается воздействию
не только электрического, но и магнитного поля.
В простейшем виде магнетрон представляет собой диод, вдоль
оси которого действует сильное поле постоянного магнита (рис. 26.7).
При отсутствии магнитного поля электроны устремляются с
катода на анод под действием электрического поля, обусловленного
анодным напряжением. При этом
траектория их движения
прямолинейна (траектория а на рис. 26.8).
При наличии магнитного поля,
перпендикулярного к траекториям
движения электронов, траектории их
искривляются. Если скорость
электрона и напряженность магнитного
поля постоянны, то электрон движется
по окружности. -При этом период
обращения электрона зависит только от
величины напряженности магнитного
поля. Чем сильнее магнитное поле и
слабее электрическое поле, тем больше искривляется траектория
движения электрона. При соответственно подобранных напряжен-
ностях полей электроны не будут попадать на анод, а, описав дугу,
возвратятся к катоду. Напряженность магнитного поля, при
которой наступает это явление, называется критической (Якр). При
дальнейшем увеличении напряженности Н электроны описывают
дугу меньшего радиуса и возвращаются на катод.
Нить
i накала.
Рис. 26.7. Диод в продольном
магнитном поле (простейший
магнетрон)
3i4

Электроны вылетают с поверхности катода, обладая разными
скоростями, поэтому при Я > Нкр их траектории имеют различные
радиусы кривизны, но период обращения электронов одинаков.
Так как в этом движении участвует огромное количество электро-
Анод
Анод
Рис. 26.8. Траектории движения электронов при
разных значениях напряженности магнитного поля
(а — при Н = 0; б — при Н < Якр; в — при Н = Якр;
г — при Н > Якр)
нов, то вокруг катода образуется вращающийся объемный заряд
(рис. 26.9).
Если контур, присоединенный к аноду магнетрона, настроить
на частоту обращения электронов, то при включении источника
анодного питания в контуре возникнут колебания и потенциал
анода начнет периодически изменяться. Электроны, вылетающие из
Анод
Анод
Рис. 26.9. Вращающийся
объемный заряд в
магнетроне
Рис. 26.10.
Петлеобразная траектория
перемещения электрона в
магнетроне
катода в отрицательный полупериод переменного напряжения на
аноде, несколько тормозятся полем и отдают ему свою энергию.
Не долетая до анода, они начинают лететь к катоду и при обратном
Движении к катоду снова тормозятся полем, так как переменный
потенциал анода оказывается в это время положительным. В
результате они снова отдают полю свою энергию и теряют скорость.
315

При малой скорости радиус закругления их траектории становится
меньше и, не доходя до катода (описав петлю), электроны снова
устремляются к аноду (рис. 26.1С).
Двигаясь по такой петлеобразной кривой и непрерывно отдавая
энергию полю, электроны затормаживаются и, обладая ничтожной
скоростью, попадают на анод. При таком движении кинетическая
энергия электронов, сообщенная им ускоряющим полем источника
анодного питания, постепенно отдается переменному полю и
поддерживает в контуре
незатухающие колебания.
Одновременно с
электронами, отдающими энергию аноду,
в лампе находятся электроны,
вылетающие из катода в
положительный полупериод
переменного напряжения на аноде.
В зависимости от соотношения
электрического и магнитного
полей эти электроны либо
сразу долетают до анода, либо,
описав дугу, возвращаются на
катод. В течение небольшого
интервала времени они
ускоряются переменным анодным
полем и поэтому потребляют
от него энергию. Однако эта
отбираемая энергия будет
намного меньше той,
которая сообщается
переменному полю замедляющимися
электронами, находящимися
между анодом и катодом
значительно большее время.
Основным недостатком описанной конструкции магнетрона
является то, что скорость многих электронов, отдающих свою энергию
полю, оказывается равной нулю, прежде чем они попадают на анод.
Такие электроны ускоряются переменным полем и отбирают у него
энергию, что уменьшает к. п. д. магнетрона.
Значительно более совершенны многорезонаторные магнетроны
(рис. 26.11), колебательной системой которых является ряд
объемных резонаторов, расположенных по окружности в массивном
медном анодном блоке //.
Так как при работе магнетрона происходит нагрев анода, то
его внешней поверхности придают форму радиатора 6. Для лучшего
охлаждения он обдувается воздухом. В центре анодного блока
расположен цилиндрический подогревный катод 3, поддерживаемый
катодными держателями 5. Напряжение накала подводится к вы-
а)
Рис. 26.11. Многорезонаторный магнетрон:
а — внешний вид; б — разрез
316

водам 7. Для улучшения структуры поля на концах катода
установлены торцовые охранные диски 4. Каждый из резонаторов 9 имеет
цилиндрическую форму и сообщается посредством прямоугольных
щелей (пазов) 8 с внутренней полостью, в которой происходит
движение электронов. Так как колебательная система магнетрона
состоит из большого числа резонаторов, связанных только через
общие магнитные и электрические поля, то она возбуждается не на
одной, а на нескольких резонансных частотах, что может привести
к переходу с одной генерируемой частоты на другую или к генерации
целого спектра частот. Во избежание этого используют систему
связок 10, представляющих собой проводники, соединяющие через
один резонаторы по обоим торцам анодного блока. Кроме того,
связки обеспечивают синфазность колебаний в резонаторах.
Энергия высокочастотных колебаний может выводиться при
помощи петли связи 2 из любого резонатора и по коаксиальному
кабелю / или волноводу
подводиться к нагрузке. Для создания
магнитного поля магнетрон
помещается между полюсамл
постоянного магнита.
После включения источника
анодного питания около щелей
объемных резонаторов начинает
вращаться электронный поток и
в резонаторах возникают
импульсы тока (подобно тому, как Рис. 26.12. Картина ноля в магнетроне
это имеет место в обычных
контурах), возбуждающие колебания в объемных резонаторах. В
дальнейшем эти колебания поддерживаются энергией вращающихся
электронов.
Магнетроны конструируются так, чтобы колебания в соседних
резонаторах были противофазными. Как установлено, мощность
и к. п. д. в этом случае наибольшие.
При возникновении колебаний на стенках щелей как на
обкладках конденсаторов появляются электрические заряды,
периодически изменяющие свой знак. На рис. 26.12 показано мгновенное
распределение этих зарядов и электрических полей, обусловленных
ими.
Электрон а, перемещаясь под действием постоянных
электрического и магнитного полей, попадает в переменное поле
резонатора 2, тормозится там и отдает ему свою энергию. При обратном
движении 'электрон а по-прежнему находится в тормозящем поле и
кинетической энергии его не хватает, чтобы, преодолевая силы этого
поля, вернуться на катод. Поэтому в точке А электрон меняет
направление своего движения и под действием постоянных полей
вновь устремляется на анод. Однако к этому времени полярность
электрических зарядов на стенках щелей меняется па обратную и
317

электрон снова тормозится уже полем резонатора S (знаки зарядов
для этого случая показаны на рис. 26.12 в скобках).
При правильно подобранных соотношениях постоянных полей
время пролета электрона от одного резонатора к другому составляет
полпериода, и он тормозится переменным полем каждого
резонатора. Таким образом, энергия, сообщаемая электрону постоянным
электрическим полем источника анодного питания, будет
передаваться переменным полям резонаторов, в
которых будут поддерживаться
незатухающие колебания.
Часть электронов, вылетая из катода,
попадает в ускоряющее поле резонатора
(электрон б на рис. 26.12) и ускоряется им.
Однако такие электроны быстро попадают
на катод, так как и при обратном движении
ускоряются полем. Поэтому энергия,
отбираемая ими у переменного поля, невелика.
„ о_ ,„ Л Электрические процессы в магнетроне
Рис. 26.13. Форма про- ' r v
странственного заряда в очепь сложны и описаны здесь в самом
генерирующем магнетроне общем виде. При более тщательном
рассмотрении явлений оказывается, что в своем
движении электроны группируются в пространственные заряды,
напоминающие по форме спицы вращающегося колеса. Внутри этих
спиц-лучей электроны совершают петлеобразное движение от
катода к аноду (рис. 26.13). Поступательная скорость (у„), с которой
электроны совершают петлеобразное движение, перемещаясь в
направлении, перпендикулярном к направлению электрического поля,
зависит от величин электрического и магнитного полей. Число
таких лучей равно половине числа резонаторов.
Мощность многорезонаторных магнетронов достигает в импульсе
нескольких десятков тысяч киловатт, а к. п. д. доходит до 70%.
§ 26.5. ЛАМПЫ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ
В диапазоне сантиметровых волн даже
клистроны не могут обеспечить удовлетворительного усиления
колебаний. Последнее объясняется тем, что электроны взаимодействуют
с электрическим полем резонатора клистрона на небольшом участке
своего пути и отдают ему только часть своей энергии. Увеличение
интенсивности электронного потока, которое могло бы частично
устранить этот недостаток, неприемлемо, так как в этом случае
резко возрастают внутренние шумы лампы. Снижение добротности
резонаторов с целью расширения полосы пропускания
нецелесообразно, поскольку при этом уменьшаются усиление и к. п. д.
лампы.
Указанные недостатки в значительной мере устранены в лампе
бегущей волны (рис. 26.14).
318

Электронный поток в этой лампе создается и фокусируется
с помощью электронной пушки, состоящей из катода /,
фокусирующего (управляющего) электрода 2 и анода или ускоряющего
электрода 3. Сфокусированные в тонкий пучок электроны
направляются по оси спирали 4, свитой из проволоки, и попадают на
коллектор 10. На спираль и коллектор подается ускоряющее
напряжение.
Лампа бегущей волны помещается в арматуру, состоящую из
медной или латунной трубы 5, входного и выходного волноводов.
6 и фокусирующей катушки 7, надеваемой на трубу.
Спираль и труба образуют коаксиальную линию, связанную
с электрическим полем входного и выходного волноводов при
помощи антенн или зондов 8. Иногда вместо волноводов применяют
напряжение
пучка
Вход 8 <f
'ыход 8
Рис. 26.14. Схематическое изображение лампы бегущей
волны (ЛБВ)
коаксиальные линии, для связи с которыми концы спиралей ЛБВ
выводят через стекло наружу. Фокусирующая катушка
обеспечивает фокусировку электронов вдоль оси спирали. С помощью
поршней 9 в волноводах возможна настройка на режим бегущей волны
(практически такая настройка затруднительна и обычно в системе
существует режим комбинированных волн).
Рассмотренная конструкция ЛБВ позволяет увеличить
эффективность взаимодействия электромагнитных волн с потоком
электронов. Это достигается за счет сближения их скоростей, в результате
чего электроны и электромагнитная волна длительное время «бегут
вместе».
Усиление бегущей электромагнитной волны достигается
передачей ей кинетической энергии электронов в процессе
взаимодействия с электронным потоком.
Для обеспечения такой односторонней передачи энергии от
потока электронов к волне необходимо примерное равенство скорости
электронов и скорости распространения электромагнитной волны
вдоль продольной оси коаксиальной линии.
319

Сближение скоростей достигается за счет замедления скорости
распространения электромагнитной волны, осуществляемого с
помощью спиральной коаксиальной линии, которую называют
замедляющей системой. Это замедление определяется соотношением
между длиной витка и шагом спирали, так как по витку спирали
электромагнитная энергия распространяется со скоростью света,
а по оси спирали — с фазовой скоростью. Подбором шага и длины
витка спирали можно обеспечить примерное равенство скоростей
электронов и фазовой скорости электромагнитной волны.
Когда волновод, расположенный ближе к электронной пушке,
получает сигнал, подлежащий усилению, электромагнитные волны
возбуждают в антенне токи высокой частоты, которые создают
вокруг провода электромагнитные поля, распространяющиеся вдоль
провода спирали. Эта волна взаимодействует с потоком электронов,
движущимся слева направо. При отрицательном полупериоде
электромагнитной волны в области входа электроны будут тормозиться
высокочастотным полем, а при положительном полупериоде —
получать от него дополнительное ускорение.
В результате электроны, получившие дополнительное ускорение,
догонят впереди летящие заторможенные электроны и образуют
с ними электронные сгустки. В зависимости от соотношения
скоростей движения электронных сгустков и фазовой скорости
распространения электромагнитной волны будет изменяться ее энергия.
Если скорость движения электронных сгустков будет меньше
фазовой скорости распространения электромагнитной волны, то,
взаимодействуя с электронным потоком, волна будет отдавать ему часть
энергии и постепенно затухнет.
Если же скорость движения электронных сгустков будет
несколько больше фазовой скорости распространения волны, то,
попадая на участки тормозящего поля, они будут отдавать ему свою
избыточную энергию, полученную от ускоряющего постоянного поля
лампы.
По мере движения электронов вдоль спирали энергия,
передаваемая волне, возрастает. Это приводит к увеличению
напряженности электрического поля волны, что в свою очередь повышает
эффект группирования электронов в сгустки. В результате такого
нарастающего процесса на выходе лампы появляются колебания
с амплитудой, значительно превышающей амплитуду сигнала на
входе. Передача энергии полю со сторсны электронов происходит
почти на всем пути их движения, что и обусловливает усиление
входного сигнала. Электромагнитная волна, дойдя до конца
спирали, возбуждает в антенне токи высокой частоты, которые
вызывают в выходном волноводе появление энергии с частотой входного
сигнала.
Лампы бегущей волны могут применяться в качестве
усилителей, автогенераторов, смесителей, а также для осуществления
различных видов модуляции.
323

§ 26.6. ЛАМПЫ ОБРАТНОЙ ВОЛНЫ
В отличие от ламп бегущей волны (ЛБВ)
в лампах обратной волны (ЛОВ) для взаимодействия с электронным
потоком используются не прямые, а обратные пространственные
электромагнитные волны. ЛОВ могут использоваться для
генерирования и усиления электромагнитных колебаний в диапазонах
сантиметровых и миллиметровых волн. ЛОВ применяются в
основном для генерирования колебаний СВЧ.
Генераторные ЛОВ по принципу взаимодействия электронного
потока с электромагнитной волной разделяются на два типа: О
и М («обычные» и «магнетронные»).
Лампы типа М иногда называют магнетронными усилителями
(амплитронамн) за их сходство с обычными магнетронами.
В ЛОВ типа О, как и в ЛБВ, электронный поток
взаимодействует с продольной составляющей высокочастотного электрического
поля, т. е. используется прямопролетный электронный поток с
модуляцией электронов но скорости в продольном электромагнитном
поле. ЛОВ типа О изготовляются на малые и средние выходные
мощности (десятки и тысячи милливатт) и имеют обычно невысокий
к. п. д. (10—30%).
В ЛОВ типа М электронный поток взаимодействует с
поперечной составляющей высокочастотного электрического поля, совершая
при этом кольцевое движение в замедляющей системе. ЛОВ типа
М изготовляются на большие мощности (сотни и тысячи ватт)
и имеют относительно высокий к. п. д. (40—60%).
В отличие от ЛБВ в ЛОВ типа 0 электромагнитное поле
направлено навстречу электронному потоку, что достигается
расположением входа лампы на стороне коллектора, а выхода — у
электронной пушки. Возникающее при этом изменение направления
движения волны по сравнению с ЛБВ приводит к тому, что
ускоряющие полуволны высокочастотного поля становятся для
электронов тормозящими, а тормозящие — ускоряющими.
Электромагнитная волна, взаимодействуя с электронным
потоком, модулирует его электроны по скорости, приводя к
образованию электронных сгустков. Процесс модуляции распространяется
вдоль электронного потока от коллектора в сторону электронной
пушки вместе с электромагнитной волной. По мере приближения
к электронной пушке интенсивность сгустков возрастает и
оказывается наибольшей в области высокочастотного выхода лампы.
Основными элементами ЛОВ (рис. 26.15) являются: электронная
пушка (состоит из подогревателя 1, катода 2, фокусирующего
электрода 3, 1-го и 2-го анодов 4, 5), фокусирующая 6 и
замедляющая 7 системы, коллектор 8 и элементы связи 9 для ввода
и вывода энергии. Электронный поток, сформированный
электронной пушкой и сфокусированный фокусирующей системой, пройдя
вдоль замедляющей системы, собирается коллектором. Поскольку
11 Ераммер 321

в ЛОВ электронный поток взаимодействует с обратной
электромагнитной волной, вывод энергии находится в начале
замедляющей системы.
Спиральный подогреватель катода выполнен из вольфрамовой
проволоки и питается от источника переменного напряжения.
Катод _ торцевой оксидный, фокусирующий электрод, 1-й и 2-й
аноды представляют собой пластинки с отверстиями, форма
которых определяет конфигурацию электронного потока.
Фокусирующий электрод находится под потенциалом катода. Однако, если
на него подать отрицательный относительно катода потенциал, то
можно осуществлять импульсную модуляцию ЛОВ.
А-А
Рис. 26.15. Схематическое изображение лампы
обратной волны (ЛОВ)
Аноды (1-й и 2-й), находящиеся под положительным
относительно катода потенциалом, являются ускоряющими электродами.
На 1-й анод подается постоянное положительное напряжение
порядка десятков — сотен вольт; 2-й анод, коллектор и замедляющая
система находятся под одним потенциалом.
В ЛОВ вместо замедляющей системы в виде спирали чаще
применяют системы типов «встречные штыри», «гребенки с прорезями»
и др. Применение спирали с весьма малым и равномерным шагом
нецелесообразно из-за трудности ее изготовления, так как по мере
укорочения длины волны размеры спирали и всех конструктивных
элементов соответственно уменьшаются. Кроме того, увеличение
выходной мощности приводит к необходимости лучшего отвода
тепла от замедляющей системы. В указанных выше типах
замедляющих систем в отличие от спиральной взаимодействие
электронного потока с электромагнитной волной происходит не непрерывно,
а периодически. В замедляющей системе типа «встречные штыри»
электронная пушка формирует два прямоугольных ленточных
322

электронных луча, проходящих с обеих сторон штырей, причем
замедление зависит от высоты штырей и шага системы.
Для обеспечения концентрации электронного потока вдоль оси
замедляющей системы осуществляют наиболее распространенную
h 64
разъему
Рис. 26.16. Внешний вид пакетированной ЛОВ
магнитную фокусировку, которая может выполняться с помощью
соленоида или постоянного магнита трубчатой формы. Точное
совмещение направления силовых линий магнитного поля с осью
системы достигается
юстировкой. Промышленностью
выпускаются ЛОВ
пакетированной конструкции, в которых
объединены корпус,
постоянный магнит и юстировочное
приспособление (рис. 26.16).
Режим работы ЛОВ зависит
от того, что будет подключено
к замедляющей системе со
стороны коллектора.
Если замедляющая система
нагружена на согласованное
сопротивление
(сосредоточенное или распределенное) 10
(см. рис. 26.15),
обеспечивающее минимальное отражение
электромагнитной волны в
рабочем диапазоне частот, то
Рис. 26.17. Выводы высокочастотной энер
гии:
ЛОВ будет работать в
генераторном режиме.
Самовозбуждение ЛОВ
объясняется следующим
образом. Эмиттируемое катодом за малый промежуток времени число
электронов все время изменяется, т. е. имеет место флуктуация
электронного потока. Эти флуктуации тока взаимодействуют с электро-
а — коаксиального типа с центральным
проводником из штыря замедляющей системы;
6 — волноводного типа со ступенчатым
переходом
11*
323

магнитным полем замедляющей системы и возбуждают Болну, частота
колебаний которой зависит от параметров системы. Так, изменение
ускоряющего напряжения (напряжение между катодом и
коллектором) приводит к изменению скорости электромагнитных волн,
распространяющихся в замедляющей системе, а следовательно, и к
изменению частоты образования сгустков электронов, определяющей
частоту генерируемых колебаний.
Волна, продвигаясь в направлении электронной пушки,
непрерывно модулирует электронный поток, который вновь
взаимодействует с электромагнитным полем, что приводит к росту
амплитуды сигнала. Как видим, обратная связь в ЛОВ осуществляется
через электронный поток. Возникшая в ЛОВ высокочастотная
энергия снимается с генератора при помощи ступенчатых
согласующих переходов волноводного пли коаксиального типа
(рис. 26. 17).
Если на коллекторном конце замедляющей системы вместо
нагрузка подключить устройство ввода СВЧ сигнала, то ЛОВ
будет работать в усилительном режиме.
ЛОВ могут использоваться как в непрерывном, так и в
импульсном режиме.
К преимуществам ЛОВ относится возможность электронной
перестройки в сравнительно широком диапазоне частот и
независимость частоты от характера внешней нагрузки. Однако при
изменении ускоряющего напряжения имеет место нелинейность
частотной характеристики, а также наличие больших перепадов мощности.

РАЗДЕЛ V
РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ СЕДЬМАЯ
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВАХ
§ 27.1. НАЗНАЧЕНИЕ РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВ И ИХ БЛОК-СХЕМЫ
Радиоприемное устройство предназначено для
выделения полезного сигнала из всего многообразия э. д. с.
сигналов и помех, наведенных в антенне, преобразования выделенного
модулированного или манииулированного сигнала высокой частоты
в сигнал, необходимый для работы оконечного аппарата, например,
в колебания модулирующей частоты (процесс преобразования
называется детектированием, а устройство, в котором оно
происходит, — детектором), и усиления принятого сигнала как по высокой
частоте (до детектора), так и по модулирующей (низкой) частоте
(после детектора).
Все существующие типы радиоприемников можно разделить на
две группы: радиовещательные и профессиональные.
Радиовещательные приемники обеспечивают прием звуковых и телевизионных
программ. В зависимости от качественных показателей,
характеризующих их работу, они делятся на классы. Профессиональные
(служебные) приемники применяются как для служебной
радиосвязи, так и для приема специальных сигналов.
Простейшим радиоприемником является детекторный (рис. 27.1).
Он состоит из параллельного колебательного контура LC
(обеспечивающего выделение полезного сигнала), называемого входной
цепью, детектора Д и телефона Т.
Напряжение выделенного сигнала исип1 (рис. 27.1, б)
прикладывается к детектору. Детектор пропускает ток практически только
в одном направлении, и поэтому через него проходит
пульсирующий ток гдет. В составе этого тока содержится постоянная
составляющая и составляющая i.t частоты модуляции (звукешоы частоты).
325

Последняя вызывает появление звукового сигнала в телефоне.
Чтобы переменная составляющая тока высокой частоты не
проходила через телефон, он зашунтирован конденсатором большой
емкости Сб.,.
Так как в состав детекторного приемника не входит усилитель,
то он может использоваться только для приема достаточно
сильных сигналов (его чувствительность мала). Один колебательный
Рис. 27.1. Схема детекторного приемника (а) и графики
процессов в нем (б)
контур приемника не может обеспечить высокой избирательности.
Из-за этих недостатков детекторные приемники в настоящее время
практически не применяются. Преимуществом детекторного
приемника является возможность работы без источников питания.
В приемнике прямого усиления в отличие от детекторного
приемника имеются усилительные каскады. После входной цепи
следуют каскады усиления по высокой частоте (рис. 27.2), которые
могут настраиваться на частоту принимаемого сигнала.
Модулированные кслеНаиия
Высокой частоты
Колебания низкой
частоты
Входная
цепь
Усилитель
Высокой
частоты
и&Шк-^Детектор
р
Усилитель
низкой
частоты
Источник питания
Рнс. 27.2. Блок-схема приемника прямого усиления
Применение каскадов усиления по высокой частоте позволяет
увеличить напряжение принимаемых сигналов до величины,
необходимой для детектирования. Кроме того, применение усилителя
высокой частоты позволяет повысить избирательность приемника.
После детектора сигнал усиливается на частоте модуляции до
величины, необходимой для работы оконечного аппарата, обеспечи-
326

вающего воспроизведение сигнала на выходе приемника. В
радиовещательных приемниках это усиление производится на низкой
(звуковой) частоте.
Обязательной частью такого приемника является источник
питания. У большинства радиовещательных приемников источником
питания являются выпрямительные устройства, в которых энергия
от сети переменного тока преобразуется в энергию постоянного
тока; в некоторых приемниках применяется питание от батарей и
аккумуляторов. Приемники прямого усиления имеют низкую
избирательность и чувствительность, повышение которых за счет
увеличения числа усилительных каскадов по высокой частоте
приводит к усложнению схемы. Особенно низкая избирательность
получается в KB и УКВ диапазонах из-за сильного расширения полосы
пропускания. Кроме того, наличие в каждом каскаде усилителя
колебательного контура, в который входит секция переменного
конденсатора, приводит к применению многосекционного агрегата
переменных конденсаторов, что увеличивает габариты, вес и
стоимость приемника. Наличие большого числа перестраиваемых
каскадов усилителей высокой частоты значительно снижает устойчивость
работы приемника. Недостатком приемника прямого усиления
является также плохая форма резонансной кривой, которая сильно
отличается от прямоугольной.
Увеличение числа усилительных каскадов по низкой частоте
не повышает избирательности приемника. Наоборот, слишком
большое усиление УНЧ приводит к явлению «микрофонного эффекта».
При микрофонном эффекте в телефоне или громкоговорителе
получается звук, подобный звону, заглушающий полезный сигнал.
Микрофонный эффект возникает в результате изменения анодного
тока одной или нескольких ламп усилителя из-за дрожания их
нитей накалов при механических сотрясениях. Наиболее
подвержены этому явлению лампы прямого накала.
В супергетеродинном приемнике основное усиление сигнала
происходит в каскадах, настроенных на высокую частоту,
остающуюся неизменной при перестройке приемника. Эту высокую
частоту принято называть промежуточной частотой. Постоянство
промежуточной частоты обеспечивается включением в схему
приемника (рис. 27.3) преобразователя частоты, а усиление и
избирательность приемника — включением усилителя промежуточной частоты.
Принцип работы супергетеродинного приемника состоит в том,
что напряжение принятого сигнала с частотой fz совместно с
напряжением вспомогательной высокой частоты Д, генерируемым в
специальном генераторе — гетеродине, воздействует на так
называемый смеситель. В результате взаимодействия между этими двумя
колебаниями получается целый ряд колебаний с комбинационными
частотами Д ± /с, 2Д ± Д., Д ± 2Д и т. д. Выделение напряжения
одной комбинационной частоты (Д — Д.) осуществляется за счет
включения в анодную цепь смесителя колебательных контуров,
327

В!
О
о.
о.
настроенных на эту частоту,
называемую промежуточной
частотой /пр. Чтобы при перестройке
приемника частота /пр
оставалась неизменной, одновременно
с изменением частоты сигнала
должна меняться по
определенному закону частота гетеродина.
Таким образом, преобразователь
частоты состоит из гетеродина
и смесителя с колебательными
контурами в анодной цепи,
настроенными на частоту /пр.
Следует отметить, что в процессе
преобразования частота и форма
огибающей кривой не меняются,
поэтому полезный сигнал не
искажается.
Напряжение промежуточной
частоты усиливается в
усилителях промежуточной частоты до
величины, необходимой для
нормальной работы детектора. Так
как усилители промежуточной
частоты (УПЧ) не
перестраиваются, то это позволяет
получить у них более прямоугольную
форму резонансной кривой за
счет применения полосовых
усилителей. Кроме того,
фиксированная настройка УПЧ
позволяет устранить ряд причин,
вызывающих самовозбуждение,
и тем самым обеспечить более
устойчивую работу приемника.
К преимуществам
супергетеродинного приемника относятся:
1) возможность повышения
избирательности и
чувствительности за счет увеличения числа
каскадов УПЧ;
2) уменьшение вероятности
паразитных обратных связей, а
следовательно, повышение
устойчивости работы, особенно на
KB и УКВ диапазонах, так
как основное усиление осущест-
328

вляется не на принятой частоте сигнала, а на промежуточной
частоте;
3) применение во всех каскадах УПЧ контуров, настраиваемых
всегда на одну и ту же промежуточную частоту, что позволяет
упростить и удешевить конструкцию, а также получить более
стабильную форму резонансной кривой.
Недостатком супергетеродинного приемника является
некоторое снижение избирательности из-за появления так называемых
побочных каналов (помехи на зеркальной и промежуточной
частотах) и увеличения уровня собственных шумов. В настоящее время
в основном применяются супергетеродинные радиоприемники
§ 27.2. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
Для оценки качества различных приемников
пользуются рядом параметров.
Чувствительностью приемника называется его способность
принимать слабые сигналы. Она характеризуется минимальной
величиной э. д. с. сигнала в антенне, при которой к оконечному
аппарату подводится определенная мощность (или выходное
напряжение). Чувствительность измеряется в микровольтах. Для
радиовещательных приемников она составляет десятки — сотни
микровольт, а для специальных приемников 1 мкв. Чем меньше
эта э. д. с, тем выше чувствительность. Однако чрезмерное
увеличение чувствительности приводит к тому, что уровни
принимаемого слабого полезного сигнала и собственных шумов на выходе
приемника оказываются соизмеримыми. Чтобы сигнал был хорошо
различим на фоне шумов, он должен превышать уровень
собственных шумов приемника. Хороший прием сигналов
радиовещательных станций будет при отношении напряжений сигнал/шум на
выходе приемника более десяти.
В приемниках СВЧ диапазона, предназначенных для приема
импульсных сигналов, чувствительность определяется минимальной
величиной мощности на входе приемника. Чувствительность
радиолокационных приемников может достигать 10~12—10~13 вт при
условии согласования антенны со входом приемника.
Наименьшая величина э. д. с. или мощности сигнала в антенне,
при которой напряжение на входе детектора может быть уверенно
обнаружено на фоне шумов, называется реальной чувствительностью
приемника. Чувствительность приемника зависит от его
коэффициента усиления. Чем больше коэффициент усиления, тем выше
чувствительность.
Избирательность (селективность) радиоприемника
характеризует его способность выделять полезный сигнал из всей суммы
различных сигналов и помех. Избирательность зависит от
количества и качества колебательных контуров в радиоприемнике,
определяющих форму его резонансной характеристики.
329

Для количественной оценки избирательности Se пользуются
отношением коэффициента усиления приемника при настройке
его в резонанс Ко к коэффициенту усиления К при определенной
расстройке — А/:
о К о
**-!<■ (27.1)
Пользуясь этим отношением, можно построить кривые
избирательности (рис. 27.4).
Различают избирательность по соседнему и зеркальному
каналам, а также по промежуточной частоте.
Избирательность по соседнему каналу характеризует приемники
всех видов. В приемниках прямого усиления она зависит от
входных цепей и усилителей высокой
частоты, а в супергетеродинном приемнике
главным образом от усилителя
промежуточной частоты. Поскольку сигнал,
поступающий на вход приемника,
представляет собой спектр частот (рис. 27.5),
для его неискаженного воспроизведения
необходимо иметь резонансную кривую
с определенной шириной полосы
пропускания.
Идеальная резонансная кривая
должна иметь прямоугольную форму. В
случае слишком высокой избирательности
сужение ширины полосы пропускания
приводит к ослаблению колебаний
высших боковых частот по отношению к
низшим, что вызывает частотные
искажения, ухудшающие качество воспроизведения сигнала на
выходе приемника. У радиовещательных приемников 1-го класса при
расстройке на ±10 кгц сигнал должен ослабляться не менее чем
в 200 раз. Очевидно, что лучше тот приемник, у которого при
заданной полосе пропускания ослабление при определенной
расстройке больше.
Ослабление принято выражать в децибелах: St, [дб] ~ 201g Sc.
Избирательность по зеркальному каналу характерна только
для супергетеродинных приемников. В процессе преобразования
частоты возможно получение напряжения промежуточной частоты
не только в результате взаимодействия напряжений полезного
сигнала и гетеродина (/„,, — Д. — /с), но и при воздействии на вход
приемника сигнала мешающей станции. При этом напряжение
сигнала мешающей станции с частотой Д., взаимодействуя с
напряжением гетеродина, вызывает появление напряжения с
частотой, равной пли близкой к промежуточной, f"ip = Д, — Д.
Таким образом, получаются два напряжения, равные по
частоте /пР — /up — /Пр, нромодулированные различными программами,
33Q
1
\
-Af
\
\
\
\
\
к
11
и
А
и
/1
а,
+&f
Рис. 27.4. Кривые
избирательности

которые выделяются анодным контуром смесителя и усиливаются
в УПЧ. В результате на выходе приемника прослушиваются
с большими искажениями две станции. Так как по отношению к
Рис. 27.5. Спектр частот AM сигнала и резонансные кривые
частоте гетеродина частоты мешающего и полезного сигналов
расположены симметрично
/м = U + /п'р = /с "Г /rip + /пр — /с + 2/пр,
то можно сказать, что мешающая частота представляет зеркальное
изображение основной (рис. 27.6). На этом основании такие
помехи получили название симметричных, или зеркальных.
Рис. 27.6. Расположение частот основного и
зеркального каналов
Чтобы избавиться от зеркальной помехи, необходимо сузить
полосу пропускания приемника по высокой частоте от 2Af2 ДО
2А/Г1, что зависит от контуров входной цепи и УВЧ. Следовательно,
чем выше качество этих контуров, тем сильнее ослабляются
помехи по зеркальному каналу. Избирательность по зеркальному
каналу зависит также от промежуточной частоты: чем выше
промежуточная частота, тем выше избирательность (рис. 27.6).
331

Избирательность по промежуточной частоте характерна также
только для супергетеродинных приемников. В случае воздействия
на смеситель или УПЧ сигналов с частотой, равной или близкой
промежуточной, они усиливаются УПЧ и в приемнике появляются
искажения полезного сигнала. Для борьбы с этого рода помехами
применяют экранирование контуров УПЧ, а также включение
в каскады до преобразователя специальных контуров,
позволяющих отфильтровывать напряжение промежуточной частоты.
Перекрытие диапазона частот обеспечивает возможность
настройки на любую частоту заданного диапазона при условии
соответствия основных параметров заданным (чувствительность,
избирательность и др.). К. приемникам, перекрывающим диапазон
частот, предъявляются требования точности градуировки шкалы и
установки частоты настройки. Существуют приемники с плавной
и фиксированной настройкой. Плавная настройка чаще всего
обеспечивается изменением емкости контуров.
Выходная мощность приемника — это мощность, подводимая
к оконечному аппарату (громкоговорителю, линии, реле, установке
автоматического управления и т. д.). В радиолокационных и
телевизионных приемниках требуется иметь на выходе напряжение для
нормальной работы электроннолучевой трубки. Величина выходной
мощности зависит от назначения приемника, она может изменяться
от милливатт до десятков ватт. Например, у радиовещательных
приемников 1-го класса выходная мощность составляет не
менее 4 вт.
Качество воспроизведения характеризует несоответствие между
выходным и входным сигналами в радиоприемниках, которое
возникает из-за частотных, фазовых и нелинейных искажений.
Помимо рассмотренных, имеется еще ряд параметров,
характеризующих как работу схемы, так и конструкцию
радиоприемника. К ним относятся устойчивость, надежность работы, удобство
управления, малые габариты, вес и др.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ВОСЬМАЯ
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
§ 28.1. КЛАССИФИКАЦИЯ ВХОДНЫХ
ЦЕПЕЙ И ИХ ПАРАМЕТРЫ
Входной цепью радиоприемника называется
цепь, связывающая антенну с цепью управляющей сетки лампы
первого каскада. Входная цепь предназначена для выделения
напряжения полезного сигнала из всего многообразия сигналов
и помех, наведенных в антенне, и передачи этого напряжения
в цепь сетки первой лампы. Для решения этой задачи входная
332

цепь обычно содержит резонансные системы: одиночные или
связанные колебательные контуры.
По характеру связи антенны с контуром различают входные
цепи с непосредственной связью (рис. 28.1, а), с емкостной связью
(рис. 28.1, б), с индуктивной связью (рис. 28.1, б) и с индуктивно
1 ""Йл#
<n-lb
4r
Рис. 23.1. Схемы входных цепей
емкостной связью (рис. 28.1, г). По числу контуров различают
одноконтурные (рис. 28.1, а, б, в и г), двухконтурные (рис. 28.1, д
и ж) и многоконтурные (рис. 28.1, е) выходные цепи. По виду
связи между контурами различают схемы с емкостной (рис. 28.1, д),
индуктивной (рис. 28.1, е) и индуктивно-емкостной (рис. 28.1, ж)
связью. Применение той или иной
схемы входной цепи определяется
условиями работы и требованиями,
предъявляемыми к радиоприемнику.
Для характеристики свойств входных
цепей пользуются рядом параметров. Рис. 28.2. Блок-схема входной
Коэффициент передачи напряже- цепи
ния входной цепи показывает,, во
сколько раз напряжение сигнала в цепи сетки первой лампы Ucl
больше э. д. с. сигнала в антенне £д (рис. 28.2):
К=ир*. (28.1)
Коэффициент передачи напряжения имеет максимальное
значение при настройке входного контура на частоту принимаемого
333

сигнала. Такой коэффициент передач называют резонансным и
обозначают Ко- Увеличение коэффициента передачи вызывает
повышение чувствительности приемника.
Избирательность входной цепи характеризуется так же, как
и избирательность всего приемника. Она тем выше, чем больше
добротность входного контура и, следовательно, чем острее его
резонансная кривая, однако слишком острая резонансная кривая
приводит к частотным искажениям. Поэтому, например, при
амплитудной модуляции полоса пропускания входной цепи должна
быть больше удвоенного значения наивысшей модулирующей
частоты FB.
Допустимая расстройка входного контура цепью антенны
характеризует максимально допустимую расстройку, которая может
возникнуть за счет изменения вносимых из антенны в контур
активных и реактивных сопротивлений.
Для примера рассмотрим схему
непосредственной связи антенны с
входным контуром (см. рис. 28.1, а). Если
антенну заменить эквивалентной
схемой, справедливой на длинных и сред-
Рис. 28.3. Эквивалентная схема НИХ волнах, ТО получим эквивалент-
непосредственной связи входной ный контур (рис. 28.3), емкость
цепи с антенной С ,С
которого Сэкв — jt—,—г; существенно
°А "Г Ь
зависит от емкости антенны Сд, а добротность Q3Kb = —v°-— от
Г + ГА
активного сопротивления антенны г\.
Изменение емкости и добротности контура приводит не только
к изменению его резонансной частоты, но и к изменению
коэффициента передачи схемы.
Величина расстройки контура характеризуется относительной
расстройкой р = -~, где А/ = /— f0 — абсолютная расстройка, полу-
/о
чающаяся при замене одной антенны другой и изменении ее
емкости от Сд min до С a max; /о — частота принимаемого сигнала. При
расчетах пользуются допустимой расстройкой входного контура,
полагая |3Д0П =s: Q,5d, где d — затухание контура входной цепи.
Ослабление влияния антенны на настройку входного контура
за счет уменьшения связи между антенной и контуром снижает
коэффициент передачи напряжения.
Перекрытие диапазона частот характеризует способность
приемника обеспечивать прием сигналов в пределах определенного
диапазона частот. Перекрытие широкого диапазона частот
изменением одной лишь емкости или индуктивности контура
практически невозможно, так как в этом случае при настройке приемника
на различные частоты в пределах диапазона коэффициент передачи
напряжения и избирательность сильно изменяются. Поэтому за-
334

данный диапазон частот часто разбивают на поддиапазоны.
Настройка в пределах каждого из поддиапазонов обычно производится
изменением емкости контура, а переход с одного поддиапазона
на другой — скачкообразным изменением индуктивности контура.
Для оценки изменения частоты как и в пределах диапазона,
так и в пределах поддиапазона пользуются коэффициентом
перекрытия диапазона (поддиапазона), который показывает, во сколько
раз высшая частота диапазона (поддиапазона) больше низшей
частоты:
и _-чипах
" д ~ f
J i
(28.2)
§ 28.2. СХЕМЫ ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
На длинных, средних и коротких волнах
наибольшее распространение получили схемы с емкостной,
индуктивной и индуктивно-емкостной связью, а также схема двухкон-
турного полосового фильтра, индуктивно связанного с антенной.
Схема емкостной связи антенны с контуром (см. рис. 28.1, б)
характеризуется тем, что антенна присоединена к контуру через
небольшую емкость связи СС1!.
Рис. 28.4. Эквивалентные схемы входной цепи при
емкостной связи антенны с контуром
Включение этой емкости уменьшает влияние антенны на
настройку входного контура. Для анализа входной цепи
воспользуемся теоремой об эквивалентном генераторе и представим
эквивалентную схему (рис. 28.4, а) в виде генератора с э. д. с. Е,п и
нагрузкой z = (г -\- j(oL) (рис. 28.4, б). Согласно теореме э. д. с.
эквивалентного генератора Ет равна напряжению между точками
а и б при отключенной нагрузке. В этом случае емкости СЛ) Сс„ и
С включены последовательно и их можно заменить одной емкостью
335

с с ее
^. А, , где СА = т^-^т-Д- • Пренебрегая активным сопро-
СА + ° СА + °
тивлением антенной цепи г а, получаем, что /А = Е АсоСэкв, а
Ет = 1к ~~ — — -f^ =-тт2-£д. Внутреннее сопротивление экви-
(t)o COO С
валентного генератора равно сопротивлению между точками
а я б при отключенной нагрузке. Это сопротивление образуют
емкости С а, С и сопротивление гА, включенные, как показано
на рис. 28.4, б.
Для упрощения схемы пересчитаем последовательно
соединенные элементы СА и гА в параллельно соединенные элементы £?А =
= —v^—, С^ и С (рис. 28.4, е). Затем пересчитаем сопротивление
%Ь ЛГА
Ra, параллельно подключенное к контуру, в сопротивление г'А,
последовательно включенное с сопротивлением г, и найдем общее
активное сопротивление контура:
У ~ _l у' , « |_ у _[_ О А А
==r + \c~4~'cAj Га' (28'3)
Общая емкость контура
Совш = СА + С. (28.4)
В результате схема примет вид последовательного контура
(рис. 28.4, г), в котором ток при резонансе 1т — —^-, а напряже-
ние Umc — }ma>0L = Ет —-'•- = EmQ3Rls, где QSKB = —— — доброт-
' oi:ui '"общ
ность эквивалентного контура. Коэффициент передачи напряжения
входной цепи
^А СА Ь (ЬА Т bj С Со5щ
Изменение емкости контура Ск при перестройке входной цепи
от Ск тах до Ск min приводит к соответствующему изменению
коэффициента передачи напряжения. Так как при перестройке
резонансного контура 7^^~]/ -^оощш-х , то, например, при изме-
"'о min \ обш min
нении частоты в 2 раза емкость изменяется в 4 раза, и как видно
из выражения (28.5), во столько же раз изменяется коэффициент
передачи напряжения. Таким образом, при изменении настройки
резко меняется величина коэффициента передачи (рис. 28.5).
Наличке емкости С\, параллельной емкости контура С,
приводит к увеличению емкости Со3щ и уменьшению резонансной
336

Кг
частоты контура. Поэтому при использовании емкостной связи
стремятся собственную емкость контура входной цепи С брать
несколько меньше емкости контура УВЧ. Она должна быть такой,
чтобы оба контура настраивались на одну частоту. С этой целью
в контуры входной цепи и УВЧ включают подстроечные
конденсаторы, различным изменением емкостей которых достигается
равенство начальных частот настройки обоих контуров. Таким образом,
собственная емкость контура входной цепи С может рассматриваться
как суммарная емкость, составленная
из емкости переменного конденсатора,
емкости подстроечного конденсатора
и емкости нестабильности СнеСт =
— L<bx.7i "Г 1>м.
Следует отметить, что при
настройке контура переменной
индуктивностью коэффициент передачи
напряжения меньше зависит от частоты.
Большое влияние на работу схемы
оказывает выбор величины емкости
связи Ссв. Когда эта емкость мала,
происходит значительное ослабление
сигнала и коэффициент передачи напряжения мал. Однако при этом
замена одной антенны другой оказывает меньшее влияние на
настройку входного контура. При большой емкости Сс„ коэффициент
передачи напряжения больше, но больше и вносимые в контур
активное и реактивное сопротивления.
В радиовещательных приемниках величину емкости Ссв обычно
f
' mm
ттах
Рис. 28.5. График изменения
коэффициента передачи
напряжения в пределах поддиапазона
оерут порядка
м
нескольких
Рис. 28.6. Эквивалентная схема
входной цепи при индуктивной
связи антенны с контуром
десятков пнкофарад. Иногда для
регулирования связи антенны с
контуром в качестве емкости связи
используют переменный конденсатор.
Схема индуктивной связи антенны
с контуром (см. рис. 28.1, в)
характеризуется тем, что в. антенную цепь
включена катушка LCB, связанная с
катушкой входного контура L. Эту
схему можно заменить эквивалентной
схемой (рис. 28.6), представляющей
собой два индуктивно связанных контура, к которым применимы
все выводы, сделанные для связанных цепей.
Выбор степени связи между антенной катушкой связи Lai и
катушкой контура L производится в зависимости от назначения
приемника и диапазона частот. В специальных СВЧ приемниках,
использующих настроенные антенны, параметры которых известны,
ч допускающих изменение частоты только на 5—10%, для
получения наибольшего коэффициента передачи используют критическую
г-г'язь. В приемниках длинных, средних п частично коротких волн
337

при использовании простейших ненастроенных антенн для
уменьшения расстройки контура антенной цепью чаще всего применяют
связь меньше критической. Наибольший возможный ток в контуре,
соответствующий критической связи (см. § 5.4),
W = -^-, (28.6)
- У 'А'
а наибольшее напряжение на конденсаторе С
U о max ^ J ошах ,. г ^ ' итах^о^ "^ ^отахР- (^о. /)
Подставив в выражение (28.1) значение £/ошах, определим
максимальный коэффициент передачи напряжения при критической
связи:
Дотах = — — ^T7-~-J- — 17 I/ = "Г
^А 2 V rArt<\ 2 V ГАГ 2
Если антенный контур не настроен, то ток во входном контуре
/Лсо.М
Uo /Лсо.М £Аш.М £ЛиЛ1
~вх.к -вх.к (
А'вх.к 'А (' т гд)
При резонансе, когда реактивное сопротивление входного
контура с учетом вносимого сопротивления равно нулю, ток во
входном контуре
(28-9)
где г.\ — полное сопротивление антенной цепи.
Определив напряжение на контуре Umc л; /ор, можно найти
коэффициент передачи напряжения:
К — тс — _^'_!: °„ (OR 1 П1
или
после
подста
новки
Л/'
0
0 *а(
А
со VI
1 у
'А
ArA
"А
При связи меньше критической, когда -}—rA<^Zaf, и в
случае применения простейших ненастроенных антенн, когда
rA^jo)0LCB— ,"7"~!> Ф°РмУла (28.10) упрощается:
,- _ (-:т* <i>uMwt)L _
А 0 — /.■ " . „ — — "."
А 'л
338

Умножив числитель и знаменатель этого выражения на У L и
вьшеся в знаменателе cooLCB за скобку, получим
М
У LLm r
Уг-
Так как —с=-— kcn — коэффициент связи, ~°~-—Q — добротность
I
контура, 1/ „ - — сол — собственная круговая частота
антенной цепи, то формула для коэффициента передачи напряжения
приводится к виду
/ +-. (28.11)
о
I
Tmin
f,
max
Возможны три случая настройки антенного контура:
при fA </omin (Ял>^отах) производится прием на удлиненную
антенну;
ПрИ /д> /omax (KA <?iOmin)
ПРОИЗВОДИТСЯ прием на укороченную антенну;
ПрИ/от:п </,\ </Ота.х Собственная
частота антенной цепи находится в
пределах поддиапазона.
Если предположить, что величины
kCB, Q, L и LCB при изменении частоты
настройки остаются неизменными, то,
пользуясь формулой (28.11), можно
построить графики изменения
коэффициента передачи напряжения в
зависимости от частоты настройки для
каждого из приведенных случаев
(рис. 28.7).
Обычно прием ведут на
удлиненную антенну, так как при этом
коэффициент передачи напряжения изменяется меньше, чем в
других случаях. На длинных и средних волнах берут fA = (0,5—
~0J) /omin, а на коротких волнах /д = (0,25—0,5) fomm. Для
получения требуемой частоты /д при известных параметрах антенны
необходимо правильно выбрать индуктивность катушки связи.
Коэффициент передачи напряжения входной цепи зависит не
только от собственной частоты антенной цепи, но и от коэффициента
связи kCB, величина которого также влияет на вносимые в контур
активное и реактивное сопротивления. Чем ближе коэффициент
Рис. 28.7. Графики изменения
коэффициента передачи
напряжения в пределах поддиапазона:
3 —
mill
I A<
339

связи к критическому, тем больше вносимое активное
сопротивление, больше затухание и ниже избирательность контура. С
увеличением коэффициента связи увеличивается также вносимое
реактивное сопротивление, что вызывает смещение настройки
входного контура по сравнению с контурами УВЧ. Наибольшее
значение КОЭффИЦИеНТ Передачи /Сотах
имеет при критическом коэффициенте
связи.
Обозначив
— а и воспользо-
''св.кр
вавшись формулами (28.8) и (28.11),
приведем выражение для Ко к виду
2а
:/С»
(28.12)
О 05 1,0 1,5 2,0 2,5
Рис. 28.8. График зависимости
Ко
График зависимости -тг-5-- = ф {а)
"чипах
iv_° = ф (а) приведен на рис. 28.8.
^о шах При коэффициенте связи, близком
к критическому, активное
сопротивление сильно уменьшает добротность контура и понижает
избирательность. Если принять а = 0,5, (kCB = 0,5&св-кр), то
коэффициент передачи напряжения снизится до 0,8 /Сотах, а вносимое
в контур сопротивление уменьшится в 4 раза, в результате чего
повысится добротность контура. Поэтому целесообразно брать
Величину критического коэффициента связи подсчитывают по
формуле
(28.13)
Q
где /д —собственная частота антенной цепи (/А </Omm);
/omin — нанмен1>шая частота поддиапазона;
Qa — добротность антенной цепи;
Q — добротность входного контура.
В современных приемниках часто требуется, чтобы входные
цепи были приспособлены к работе с антеннами, обладающими
различными параметрами. В этом случае необходимо выбирать
такое значение коэффициента связи, при котором вносимое из
антенны реактивное сопротивление незначительно влияло бы на
настройку входного контура. Формула, позволяющая определить
допустимый коэффициент связи между антенной цепью и входным
контуром по величине допустимой расстройки, имеет вид
и _
'Чв.доп —
\—А)(\ -,
В—А
(28.14)
340

где Рдоп — допустимая расстройка;
_ A. min
м) max
Л
А шах
Максимальная величина коэффициента связи зависит от
конструкции катушек индуктивности. При многослойной
универсальной намотке возможно получение коэффициента связи
до 0,5—0,6, а при однослойной цилиндрической намотке до
0,4—0,5.
Схема индуктивно-емкостной связи антенны с контуром (см.
рис. 28.1, г) позволяет получить большее постоянство коэффициента
передачи напряжения по поддиапазону.
Действительно, если выбрать
индуктивность катушки связи достаточно
большой, так чтобы был обеспечен прием
на удлиненную антенну, то в конце
поддиапазона коэффициент передачи
будет меньше, чем в начале. Введение
емкостной связи приводит к повышению
коэффициента передачи напряжения в
конце поддиапазона, так как с ростом
частоты э. д. с. сигнала во входном
контуре за счет уменьшения сопротив-
f,
о mm
f,
о wax
ления емкости связи
увеличи-
Рис. 28.9. Графики
изменения коэффициента передачи
напряжения в пределах
поддиапазона
вается (рис. 28.9).
Наряду с ростом коэффициента
передачи в схеме происходит увеличение затуханий контура на
верхнем крае поддиапазона, приводящее к расширению полосы
пропускания и к ухудшению избирательности.
Схема входной цепи с полосовым фильтром (см. рис. 28.1, д)
позволяет получить более высокую избирательность при заданной
полосе пропускания. Наибольшее распространение получила схема
полосового фильтра с двойной емкостной связью при
индуктивной связи с антенной. В этом случае избирательность входной
цепи в основном определяется полосовым фильтром, так как
благодаря слабой связи с антенной ее влиянием на частотные свойства
контуров можно пренебречь.
Учитывая, что входная цепь должна работать в диапазоне
частот, необходимо обеспечить такой выбор элементов фильтра,
чтобы ширина полосы пропускания по возможности оставалась
неизменной в пределах всего диапазона. В рассматриваемой схеме
относительное постоянство ширины полосы пропускания
обеспечивается соответствующим подбором конденсаторов связи Ссз1 и
Ссв2. С повышением частоты, когда емкости контуров Сх и Ct
341

уменьшаются, связь за счет емкости Ссп1 возрастает. При этом
уменьшение сопротивления емкости Ссв2 способствует увеличению
напряжения в цепи сетки первой лампы.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ДЕВЯТАЯ
УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 29.1. основные схемы
усилителей высокой частоты
и их параметры
Избирательные усилители высокой частоты
предназначены для усиления определенного узкого спектра частот
и повышения отношения напряжений полезного сигнала к шуму.
Напряжение собственных шумов УВЧ меньше, чем у
преобразовательного каскада, и, следовательно, усиленное в УВЧ напряжение
сигнала превышает напряжение шумов, создаваемое
преобразователем, поэтому последнее уже не влияет на качество
воспроизведения сигнала на выходе приемника.
В каскадах избирательных УВЧ чаще всего применяются схемы
резонансных усилителей, нагрузкой которых являются
колебательные контуры. Эти схемы бывают с непосредственным,
трансформаторным и автотрансформаторным включением контура в анодную
цепь лампы. Настройка усилителей на требуемую частоту
осуществляется плавным изменением емкости переменного конденсатора,
входящего в контур усилителя. Иногда в каскадах УВЧ
длинноволнового и средневолнового диапазонов вместо резонансных
усилителей применяются резисторные усилители. Это объясняется
тем, что для высококачественного воспроизведения сигнала
требуется широкая полоса пропускания приемника, которая на
длинных и средних волнах может быть получена только при очень малом
значении добротности контура.
Число каскадов УВЧ в супергетеродииных приемниках обычно
не превышает двух, что объясняется стремлением к уменьшению
числа секций в блоке переменных конденсаторов, а также
уменьшением вероятности самовозбуждения (радиовещательные
приемники 2-го и 3-го классов УВЧ не содержат).
Резонансные усилители характеризуются рядом параметров.
Коэффициент усиления УВЧ показывает, во сколько раз
напряжение полезного сигнала на его выходе больше напряжения на входе:
/С = ^з. (29.1)
Коэффициент усиления, определенный при настройке усилителя
в резонанс на частоту сигнала, называется резонансным и
обозначается Д'о.
342

В многокаскадном резонансном УВЧ общий коэффициент усиления
А общ — A. jA 2»
(29.2)
f
где /Ci, /C2. ••■> Кп — коэффициенты усиления каскадов УВЧ.
График зависимости коэффициента усиления от частоты
называется резонансной кривой усилителя. Резонансная кривая
многокаскадного усилителя получается перемножением соответствующих
ординат резонансных кривых отдельных каскадов усилителя. На
рис. 29.1 представлены резонансные кривые, построенные в
относительных единицах, т. е. по оси ординат отложены отношения
коэффициента усиления на данной частоте (/С1( Д"2) к коэффициенту
усиления на частоте резонанса (ЛГС).
Резонансные кривые в относительном
масштабе дают возможность сравнить
резонансные кривые различных каскадов по
ширине полосы пропускания.
Из рис. 29.1 видно, что
результирующая резонансная кривая всегда уже
резонансных кривых отдельных каскадов.
Избирательность УВЧ зависит от
формы его резонансной кривой. В
приемнике прямого усиления от УВЧ зависит
избирательность но соседнему каналу,
а в супергетеродинном приемнике — в
основном избирательность по.
зеркальному каналу.
Перекрытие диапазона частот
осуществляется в УВЧ так же, как и во
входных цепях. При изменении настройки в пределах заданного
диапазона необходимо, чтобы усиление н избирательность
удовлетворяли поставленным требованиям.
Устойчивость работы УВЧ обеспечивается устранением
самовозбуждения и сохранением постоянства его качественных
показателей при эксплуатации.
Степень искажения сигнала определяется частотными, фазовыми
и нелинейными искажениями. Частотные искажения зависят от
ширины полосы пропускания частот резонансного усилителя и
уровня ее отсчета. В резонансных УВЧ ширина полосы
пропускания определяется как разность частот, при которых коэффициент
усиления уменьшается в заданное число раз по сравнению с
резонансным.
Фазовые искажения возникают из-за сдвигов по фазе между
составляющими спектра сигнала, создаваемых УВЧ. При усилении
а.мплитудно-модулированных сигналов они приводят к искажению
формы огибающей кривой на выходе усилителя. В
радиовещательных приемниках фазовые искажения незначительны и слабо
влияют на качество воспроизведения.
Рис. 29.1. Построение
результирующей резонансной
кривой многокаскадного
усилителя
343

Нелинейные искажения в резонансных усилителях возникают
из-за нелинейности характеристик ламп (поэтому лампы в этих
усилителях работают в режиме класса А), явления вторичной
модуляции, заключающегося в том, что переменная составляющая
низкой частоты создает на источнике анодного питания падение
напряжения, которое по цепям питания поступает на лампы УВЧ
и вызывает модуляцию принимаемого сигнала его же собственной
модулирующей частотой, и явления перекрестной модуляции.
Последнее заключается в том, что сильный мешающий сигнал
изменяет смещение лампы, в результате чего степень усиления
принимаемого сигнала изменяется с частотой модуляции мешающей
станции. При этом напряжение полезного сигнала оказывается
промодулированным передачей мешающей станции и на выходе
приемника могут прослушиваться с искажениями сигналы основной
и мешающей станций. Для ослабления этого явления нужно
повысить избирательность входной цепи.
§ 29.2. СХЕМЫ РЕЗОНАНСНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Схема резонансного усилителя с
непосредственным (полным) включением контура в анодную цепь лампы (рис. 29.2)
сходна со схемой резисторного усилителя, только в схеме
резонансного усилителя вместо сопротивления нагрузки £Ja включен
контур, состоящий из элементов L, Ск и Спк.
Конденсатор Со предохраняет контурную катушку от токов
короткого замыкания, появляющихся в случае соединения статор-
ных и роторных пластин переменного конденсатора.
Так как величина емкости Со выбирается достаточно большой,
то ее влиянием на настройку контура можно пренебречь (она
включена последовательно с емкостью контура Ск). Емкость Со
выполняет также функцию разделительного конденсатора Сс, она
исключает попадание постоянного анодного напряжения в цепь сетки
лампы следующего каскада. При подаче на вход усилителя
напряжения ивх в анодном токе лампы появляются переменные
составляющие, которые, проходя по анодному контуру, создают на нем
переменное напряжение, подводимое к цепи сетки лампы
следующего каскада.
Особенностью рассмотренной схемы является то, что роторные
пластины переменного конденсатора Ск заземлены и поэтому он не
находится под постоянным анодным напряжением. Последнее
обеспечивает безопасность работы схемы и позволяет несколько
упростить конструкцию элементов настройки.
Из эквивалентной схемы каскада для токов высокой частоты
(рис. 29.2, б) следует, что общая паразитная (нестабильная) емкость
.Снест^Св^л. + СхЛ + С. (29.3)
344

включена параллельно емкости контура. Поэтому емкость контура
С = СК + С11=СТ + СП.К. (29.4)
Сопротивления Rz и /?вх, шунтирующие контур, уменьшают
его добротность, поэтому желательно, чтобы они были в несколько
раз больше резонансного сопротивления контура RbKB.
ЭЫХ ;
Рис. 29.2. Резонансный усилитель с непосредственным
включением контура в анодную цепь лампы (а) и его эквивалентные
схемы (б и в)
Пользуясь формулой (4.9), можно подсчитать активное
сопротивление контура г', учитывающее действие шунтирующих
контур элементов ^с и RBX:
^ 7
В результате эквивалентную схему резонансного усилителя
можно привести к виду, изображенному на рис. 29.2, е.
Резонансное (эквивалентное) сопротивление полученного
контура
Р' юо^-
Аэкв — Г7 .
Пользуясь законом Ома, находим
откуда
а
(29.5)
345

Так как сопротивление R'3KU в несколько раз меньше
внутреннего сопротивления высокочастотных пентодов /?,■ (Rt = 0,5—1 Мом,
Rmb = 10—100 ком), то, пренебрегая величиной R.dKB в знаменателе
и заменяя -^ крутизной характеристики лампы S, получим
K0 = SR'm. (29.6)
Общее активное сопротивление контура гобщ, учитывающее
шунтирующее действие внутреннего сопротивления Rh
г общ =
>^ = I -\~ —r, F^ 1
"
Вынеся г за скобку в правой части равенства и учитывая, что
-"— = R3KB, после преобразования получаем
''общ — r ( 1 H~ '
+ ^ + %*■).
(29.7)
Увеличение общего активного сопротивления эквивалентного
контура вызывает уменьшение его добротности
f
" i
Лс '\в *Ч
раз по сравнению
= ^°- колебательного контура до включения
QaKB = —°— в
'"общ
добротностью
его в схему
т1П
усилителя.
Преимуществом схемы резонансного усилителя с
непосредственным включением контура в анодную цепь лампы является большой
коэффициент усиления, так как
почти вся энергия из анодной
цепи попадает непосредственно
в контур. Однако эта схема
обладает и рядом недостатков.
Сравнительно низкая
добротность контура (Q3KB < Q)
ухудшает избирательность каскада.
Рис. 29.3. Зависимость коэффициента Смена ламп влияет на настройку
усиления каскада от частоты контура, так как изменяются
емкости СЕЫХ..7, и Свхл2, что
ухудшает чувствительность и избирательность всего приемника.
Схема отличается неравномерностью усиления как в пределах всего
диапазона частот, так и в пределах поддиапазонов.
Предположим, что заданный диапазон частот от fom-n до /отах
разбит на три поддиапазона (рис. 29.3).
В пределах поддиапазонов коэффициент усиления с ростом
частоты увеличивается, так как K0 = SR'3KB, a _£>Jkb = -V-. При
переходе с одного поддиапазона на другой (с первого на второй)
скачком уменьшается индуктивность контура L, что приводит
346

к уменьшению сопротивления R'3KB, а следовательно, и коэффициента
усиления Ко-
Схема резонансного усилителя с трансформаторным включением
контура в анодную цепь лампы (рис. 29.4) отличается от схемы
с непосредственным включением контура тем, что величина
высокочастотной энергии, подводимой к контуру, зависит от коэффициента
взаимоиндукции М между катушкой индуктивности в анодной
цепи La и катушкой индуктивности контура L. Кроме того, к
контуру не прикладывается постоянное анодное напряжение, что
U8x
е; -.Iй
Рис 29.4. Резонансный усилитель с трансформаторным
включением контура в анодную цепь лампы (а) и его
эквивалентная схема (б)
позволяет не включать в схему элементы переходной цепи /?с и Сс.
Эквивалентная схема каскада (рис. 29.4, б) представляет собой два
связанных контура.
Определим коэффициент усиления каскада. Переменная
составляющая анодного тока лампы
где Za — сопротивление паразитного контура в анодной цепи,
составленного из элементов La и Са (Ca — CliblxjiJr
1
Вводя понятие собственной частоты анодного контура соа = —
1 ^аСа
и полагая гя ^ o)La, можно представить модуль сопротивления Za
в следующем виде:
347

Так как в резонансных усилителях обычно применяются
пентоды, то га <; Ri и величиной Za в выражении (29.8) можно
пренебречь:
Напряжение на сопротивлении гя
Ток в катушке La при подстановке га из выражения (29.9)
На основании теории связанных цепей э. д. с, наведенная в
катушке L,
Напряжение на выходе, снимаемое с контура LCA,
где Q5I..B = —— эквивалентная добротность контура, учитываю-
щая все вносимые в него потери.
Коэффициент усиления каскада
is ^;вых "ScOo-VJQaKB ,qq . «.
Л о — тт — Т7Г~\2 • (,zy •ш/
Умножив числитель и знаменатель на L и введя в формулу
(29.10) обозначения у-=р и -J2^-= ./?экв, окончательно получим
к.-я^т- <29Л1»
В диапазонном усилителе возможны три случая изменения
коэффициента усиления Ко при перестройке усилителя в
зависимости от отношения —:
СО,л
1. Если соа •< соо n.in, то коэффициент усиления с ростом частоты
©0 уменьшается. Эту зависимость используют для компенсации
увеличения усиления по поддиапазону в других каскадах. Для
получения соа -< <%,'.!п увеличивают индуктивность /,а или включают
дополнительную емкость С'л параллельно La.
348

2. Если соа> со0 тах, то коэффициент усиления с ростом частоты
соо увеличивается. Обычно емкость Са мала, и в радиоприемниках
катушку индуктивности La делают такой, чтобы соблюдалось
условие е>а> Юртах. ^ этом случае формула для коэффициента усиления
упрощается:
K0 = SR'mP. (29.12)
3. Если о>а находится в пределах поддиапазона, т. е. <о0 ш п <
< соа <С (оо max, то коэффициент усиления сильно изменяется при
перестройке усилителя (аналогично коэффициенту передачи
напряжения во входной цепи при таком же соотношении соо и соа).
Чаще всего встречается случай, когда со- ;> <оо шах, так как
емкость Сл весьма мала.
Коэффициент усиления схемы с трансформаторным включением
контура в анодную цепь зависит от связи между индуктивностями
La и L, характеризуемой мно-
М
жителем связи р~-=~.
Наибольший коэффициент
усиления получается при
критической связи между контурами и
настройке их на частоту
принимаемого сигнала. Эта настройка
соответствует полному рсзонан- Гис. 2д.5. Зависимость коэффициента
су, рассмотренному в теории свя- усиления каскада резонансного уенлн-
занных цепей. Однако при зтом теля с трансформаторным включением
из-за увеличения вносимых в контура от частоты
контур активных сопротивлении
понижается избирательность и увеличивается вероятность
самовозбуждения. При выборе связи между контурами нужно основываться
на тех же соображениях, какие были изложены при описании
индуктивной связи антенны с входным контуром.
Резонансный усилитель с трансформаторным включением
контура в анодную цепь лампы имеет ряд преимуществ. Он дает
возможность выбора наивыгоднейшей связи между контуром и лампой
на каждом поддиапазоне, что позволяет повысить избирательность
и получить более равномерное усиление в пределах всего диапазона,
однако непостоянство усиления в пределах поддиапазонов
сохраняется (рис. 29.5).
Чтобы коэффициент усиления в пределах поддиапазона
изменялся слабее, применяют схему индуктивно-емкостной связи, для
чего между катушками индуктивности La и L включают емкость
связи Сса.
Отсутствие постоянного анодного напря;\-:.ш1я на колебательном
контуре исключает необходимость включения в схему элементов
С (Со), Re, допускает^чземление ротор:] перст-ли-мэтго конденсатора,
т влияниенульслиш штлклцих напр>!жеш1Й п вероятность
349

самовозбуждения за счет связи через источник анодного
питания. Кроме того, исключается шунтирующее действие внутреннего
сопротивления лампы Rt на контур. В результате общее активное
сопротивление эквивалентного колебательного контура для схемы
с трансформаторной связью меньше, чем для схемы
непосредственного включения контура, а это увеличивает добротность
Q
и повышает избирательность.
\ 1+М*
В схеме с трансформаторным включением контура меньше
сказывается смена ламп, так как емкость Са не влияет на настройку
колебательного контура.
0 б
5 Сс
"! Г"~.7'г~1 ..
6\-Ъ Ч
Rm U4>
Рис. 29.6. Резонансный усилитель с автотрансформаторным
включением контура в анодную цепь лампы (при разомкнутом участке
гд штриховыми линиями вб и аб показано автотрансформаторное
включение со стороны сетки следующего каскада, а штриховыми
линиями ад — двойное автотрансформаторное включение)
К недостаткам рассматриваемой схемы можно отнести несколько
меньший коэффициент усиления и сохранение неравномерности
усиления в пределах поддиапазона.
Схема резонансного усилителя с автотрансформаторным
включением контура в анодную цепь лампы (рис. 29.6) занимает
промежуточное положение между схемами с непосредственным и
трансформаторным включением контура.
Перемещением точки подсоединения анода к контуру можно,
так же как и в схеме с трансформаторным включением контура,
менять связь. Частичное включение контура в анодную цепь лампы
уменьшает влияние смены лампы на настройку каскада, несколько
увеличивает добротность эквивалентного колебательного контура
-—\ и повышает избирательность каскада.
Поскольку постоянное анодное напряжение приложено к контуру,
необходимо использовать цепь CCRZ.
350

Величина э. д. с, наводимой в контуре при автотрансформатор-
L. А- -VI
ном включении, зависит от множителя связи р——а-~—.
При этом коэффициент усиления каскада Л'о = SR',KTip.
Автотрансформаторное включение контура может быть как со
стороны анода, так и со стороны сетки лампы следующего каскада.
Иногда применяют схему с двойным автотрансформаторным
включением, что позволяет несколько повысить избирательность каскада.
Схемы питания резонансных усилителей могут быть
последовательными, как рассмотренные выше, и параллельными.
Применение параллельного питания в схемах с
непосредственным и автотрансформаторным включением уменьшает фон
переменного тока, так как разделительный конденсатор Сразд препятствует
попаданию токов низкой частоты в контур.
Из всех рассмотренных схем резонансных
усилителей наибольшее распространение имеют схемы с
трансформаторным и автотрансформаторным
включением контура. Однако для получения большого
усиления в KB и тем более в УКВ диапазонах применяют
схему с непосредственным включением контура. Это '
объясняется тем, что при увеличении частоты настрой- £ис- 29-7-
1 J Эквивалент-
ки контура его индуктивность или емкость должна ная схема
уменьшаться, но уменьшение емкости С ограничи- прямого про-
вается значением Снест. Поэтому приходится умень- хождения
шать индуктивность L и соответственно взаимную сигнала
индуктивность М при неизменной величине емкости С.
Уменьшение индуктивности приводит к уменьшению
эквивалентного сопротивления контура R3KB~7=r> ослаблению связи между
контурами и снижению коэффициента усиления каскада.
Во всех рассмотренных схемах общим электродом для входной и
выходной цепей является катод, поэтому они называются схемами
с общим, или заземленным, катодом. Эти схемы получили
наибольшее распространение в диапазонах длинных, средних и коротких
волн. Однако при использовании их в СВЧ диапазоне начинает
сказываться обратная связь через междуэлектродную емкость Сас,
приводящая к прямому прохождению колебаний из сеточной цепи
в анодную и к обратной реакции анодной цепи каскада на сеточную,
за счет чего возможно возникновение самовозбуждения.
Прямым прохождением называют передачу энергии высокой
частоты из сеточной цепи в анодную через емкость Сас при запертой
лампе. В этом случае можно считать, что напряжение в цепи сетки
(/, приложено к цепи, состоящей из последовательно включенных
сопротивлений емкости Сас и /?экв анодного контура (рис. 29.7).
Чем меньше сопротивление емкости С,,с и больше сопротивление
/?5,;„, тем большая часть колебательного напряжения выделяется
''■а анодном контуре.
351

Обратная реакция проявляется в том, что, помимо напряжения
ыс, в цепи сетки лампы действует добавочное напряжение Д«с,
зависящее от величины обратной связи через емкость Сас. Если
напряжение А«с совпадает по фазе с напряжением ис, то может
возникнуть самовозбуждение как на рабочей частоте, так и на
частотах, отличных от нее.
Наличие напряжения обратной связи сказывается также на
работе предыдущего каскада, изменяя его режим и частоту
колебаний.
Устранение указанных вредных явлений может быть достигнуто
применением схемы с общей (заземленной) сеткой, предложенной
М. А. Бонч-Бруевичем.
В схеме с общей сеткой напряжение сигнала прикладывается
между катодом и сеткой, а анодный контур включается между
анодом и сеткой.
Для уменьшения влияния емкости Сас целесообразно применять
экранированные лампы, однако наличие большого числа сеток
увеличивает собственные шумы
лампы, поэтому в СВЧ диапазоне
несмотря на наличие большой
емкости Сас применяют
триоды. Использование схемы с
общей сеткой (рис. 29.8)
позволяет устранить влияние
емкости Саг.-
В этой схеме паразитная
обратная связь между
анодным и катодными контурами
образуется за счет
индуктивности вывода сетки Lc и емкости Сак, значительно меньшей, чем
емкость Сас. Уменьшение обратной связи достигается
использованием ламп с малыми значениями Lc и Сак. Так как сетка в этой
схеме действует как электрический экран между катодом и
анодом, уменьшающий емкость Сак, то в специальных лампах ее
делают достаточно густой. Использование ламп с дисковыми
выводами позволяет уменьшить индуктивность сеточного
вывода.
Характерной особенностью рассматриваемой схемы является
малая величина входного сопротивления RBX и большая величина
выходного сопротивления /?„„.,.
В отличие от обычной схемы усилителя с общим катодом в
данной схеме через катодный контур L1Cl проходит значительный
ток /,я1, равный сумме анодного 1тЛ и сеточною /тс1 токов
(рассматриваются только первые гармоники).
Так как ток /,„с, значительно меньше тока 1тЛ, то его влиянием
можно пренебречь, и тогда /mcl« /mai> Зная, что ток /тс1 вызван
приложенным к сетке напряжением Umi, можно определить соот-
Рис. 29.8. Схема с общей сеткой (по
высокой частоте)
352

ветствующее сопротивление
Поскольку в первом приближении Im al x SUmc, то
сопротивление Rx = ■—- = ТГ77— = -л- оказывается весьма малым. Обозна-
чив входное сопротивление каскада /?вх- к, а входное сопротивление
лампы /?,.х..., и учитывая шунтирующее действие сопротивления
Rt на сопротивление /?„.;..,, получаем
^ ^ ^
Л
Так как RBK_ л — величина большая, а /?х — величина малая,
то RnxK оказывается порядка сотен ом. Наличие малого
сопротивления Rax_K приводит к увеличению энергии, потребляемой от
предыдущего каскада.
Помимо схем с общим катодом и общей сеткой, в
радиоустройствах находят применение схемы с общим анодом (катодный
повторитель). Схема с. общим анодом в УВЧ и УПЧ не
применяется.
Как указывалось, в резонансных усилителях (с общим катодом)
возможно возникновение самовозбуждения за счет обратной связи
через емкость С,,., влияние которой возрастает с увеличением
частоты. В. И. Снфоров вывел условие устойчивости, пользуясь
которым, можно так выбрать элементы схемы, что самовозбуждения из-за
влияния емкости С.1С не будет.
Условие устойчивости для любого числа каскадов имеет вид
cooC,,SRUBfr «S (0,18 - 0,32). (29.13)
Пользуясь этим условием, можно вывести формулу для так
называемого коэффициента устойчивого усиления, т. е. наибольшего
возможного коэффициента усиления, при котором не происходит
самовозбуждения. Из формулы (29.13) после преобразований
получаем
/ ~;г--^0,42 l/-V. (29.14)
Следовательно, для получения устойчивого усиления
целесообразно применять пентоды, обладающие большой крутизной 5 и
малой межэлектродной емкостью Сас. Отношение ■*—
характеризует стабильность работы усилителя.
12 Брамыер 353

ГЛАВА ТРИДЦАТАЯ
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
§ 30.1. ПРОЦЕСС ДЕТЕКТИРОВАНИЯ
И ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
При детектировании модулированные (мани-
пулированные) высокочастотные колебания преобразуются в
колебания, частота и форма которых соответствуют модулирующему
напряжению.
В зависимости от вида модуляции высокочастотных колебаний
различают амплитудное, частотное и фазовое детектирование.
Элемент схемы, осуществляющий детектирование, называется
детектором. В качестве амплитудного детектора используются
нелинейные приборы — электронные лампы и полупроводниковые
приборы, позволяющие изме- •
нить спектральный состав сиг- "а
нала так, чтобы в нем
возникла составляющая
модулирующей частоты. Различают
Рис. 30.1 Графики процессов при детектировании:
а — немодулированного колебания; б — модулированного колебания
следующие типы детекторов: диодные (в случае применения диодов),
анодные, сеточные и катодные (в случае применения триодов и
пентодов).
При отсутствии переменного входного напряжения через лампу
(диод) проходит ток покоя /ао (рис. 30.1, а). При подаче
немодулированного синусоидального напряжения ток, проходящий через
лампу, из-за нелинейности ее характеристики изменяется
несимметрично. Это приводит к тому, что постоянная составляющая
анодного тока увеличивается на величину А/ = /а — II, которая
и является полезным эффектом детектирования. При подаче
модулированного высокочастотного напряжения (рис. 30.1, б) в
результате несимметричного изменения формы колебаний анодного тока ia
среднее значение анодного тока га. ср не равно току покоя /а0, а изме-
354

няется в соответствии с огибающей модулированного колебания.
Проходя через сопротивление нагрузки детектора, этот ток создает
падение напряжения, повторяющее форму модулирующего
напряжения. Ток, проходящий через детектор, содержит три
составляющих: постоянную, высокочастотную и низкочастотную (рис. 30.1, б).
Детектирование характеризуется рядом параметров.
Коэффициентом передачи напряжения детектора называется
отношение амплитуды низкочастотного напряжения на выходе
детектора Um q вых к амплитуде низкочастотной огибающей сигнала
на его входе UmQBX:
is tn Q. вых m Q вх /on 1 \
Arf = 77 = 1W > (30Л)
где Umas% — амплитуда колебания несущей частоты на входе
детектора, а т — коэффициент модуляции.
Входным сопротивлением детектора называется отношение
подводимого напряжения высокой частоты к первой гармонике входного
тока высокой частоты. В общем случае входное сопротивление
является комплексным и содержит активную и емкостную
составляющие, однако обычно входную емкость детектора относят к
емкости контура предыдущего каскада, а его входное сопротивление
рассматривают как чисто активное:
Rn = j^. (30.2)
Входное сопротивление детектора оказывает шунтирующее
действие на предыдущий каскад: чем меньше входное сопротивление,
тем больше оно шунтирует предыдущий каскад.
Коэффициентом фильтрации детектора называют отношение
напряжений одной и той же высокой частоты на выходе и входе
детектора. Желательно, чтобы это отношение было возможно меньше,
так как передача напряжения высокой частоты в цепи последующих
каскадов может привести к самовозбуждению приемника.
§ 30.2. ДИОДНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Различают схемы диодного детектирования
с последовательным и параллельным включением нагрузочного
сопротивления, или с открытым и закрытым входом (рис. 30.2).
Выясним особенности диодного детектирования на примере
схемы с открытым входом (рис. 30.2, а). Если на вход детектора
действует модулированное напряжение, то анодный ток
представляет собой высокочастотное колебание, среднее значение которого
изменяется в соответствии с огибающей входного сигнала. Поэтому
на нагрузке детектора R в случае отсутствия конденсатора С
выделялись бы напряжения высокой и модулирующей частот.
Появление на нагрузке высокочастотного напряжения нежелательно, так
12* 355

как при этом уменьшается напряжение высокой частоты,
подводимое к детектору (сУдет = £/вх — сУ1!ЫХ), и снижается величина
среднего значения анодного тока, изменяющегося с модулирующей
частотой. Кроме того, наличие высокочастотной составляющей
напряжения на входе следующего каскада может привести к
самовозбуждению усилителей приемника. Во избежание этого нагрузку
а) 6)
Рис. 30.2. Схемы диодного детектирования:
а — с открытым входом; б — с закрытым входом
детектора шунтируют конденсатором С, емкость которого
выбирают с таким расчетом, чтобы он представлял малое сопротивление
на высокой и большое на модулирующей частотах.
Постоянная составляющая анодного тока создает на нагрузке R
напряжение £/„» полярность которого показана на рис. 30.2, а.
Это напряжение понижает
потенциал анода и смещает
рабочую точку на вольтампер-
ной характеристике влево.
Если на диод с идеальной
характеристикой воздействует
смодулированное
напряжение (рис. 30.3), то с учетом
напряжения смещения Uo
мгновенное напряжение на
к
cot
Um coscot
Рис. 30.3. Процесс детектирования немо-
аулированного синусоидального сигнала
диоде определяется
иием
выраже-
и —U
со/ — Uo =
(cos со/ — ттМ
(30.3)
Смещение рабочей точки влево приводит к тому, что ток через
диод проходит в течение части положительного полупериода
входного напряжения, т. е. угол отсечки анодного тока в меньше 90°.
Полагая в (30.3) со^ = в, получим
=-£/„, cos в — (Уо =
откуда
(30.4)
356

Поэтому выражение (30.3) можно переписать в виде
и — Um (COS CO/ — COS 0).
Мгновенное значение тока в цепи детектора
/а = Su = SUm (cos to/ — cos 6).
Можно показать, что среднее значение анодного тока
/a.cp = -^»(sin6-6cose). (30.5)
Поэтому напряжение смещения
Uo = /а.ср# = ^» (sin 0 - 0 cos 0).
Теперь выражение (30.4) можно привести к виду
sin в — в cos 0 я
cos8 67?
ИЛИ
(30.6)
(30.7)
Таким образом, угол отсечки 0 определяется только
сопротивлением нагрузки R и крутизной лампы S. Он не зависит от
амплитуды подведенного напряжения.
При подаче модулированного колебания на детектор действует
напряжение с амплитудой
Ит = Uта + итыт COS Qt = Umco (1 + ГП COS Ш).
Подставляя это значение в выражение (30.5), получаем
приращение среднего значения анодного тока:
Д/а = ^Ш (Sin © — 0 cos 0) + -—"~ (sin 0 - 0 cos 0) cos Qt.
Первый член в правой части этого выражения, не зависящий
от частоты, представляет постоянную, а второй — переменную
составляющие анодного тока (основную гармонику модулирующего
напряжения частоты Q).
Отсутствие высших гармоник модулирующей частоты в составе
анодного тока указывает на отсутствие нелинейных искажений.
Такое детектирование, называемое линейным, соответствует
идеальной характеристике диода. В реальных условиях оно практически
происходит при значительных амплитудах подводимого напряжения
(более 0,3 в), когда начальным криволинейным участком диодной
характеристики можно пренебречь.
При малых значениях UBX работа происходит на нелинейном
(квадратичном) участке диодной характеристики. В этом случае
357

приращение среднего значения анодного тока оказывается
пропорциональным квадрату амплитуды подведенного напряжения(А/а. ср =
= и3тях) и при детектировании создаются большие нелинейные
искажения. Такие детекторы (их называют квадратичными)
обладают значительно меньшим входным сопротивлением, чем
линейные.
В схеме с закрытым входом (см. рис. 30.2, б) напряжение на диод
подается через конденсатор С. Так же, как и в предыдущей схеме,
диод, который периодически запирается и отпирается, пропускает
ток, содержащий те же составляющие. Высокочастотная
составляющая тока диода замыкается через конденсатор и источник модули-
л,
К индикатору
настройка
регулируемых
ламп '
<сг\
Рис. 30.4. Схема диодного детектирования на двойном
диод-триоде
рованных колебаний, а постоянная и низкочастотная^
составляющие — через нагрузку R. Большим недостатком этой схемы является
наличие напряжения высокой частоты на нагрузке, так как ее нельзя
шунтировать конденсатором, чтобы высокочастотное напряжение
на диоде не оказалось равным нулю. Кроме того, входное
сопротивление этой схемы меньше, чем предыдущей:
— 2 ' ^в
3
(30.8)
где R — сопротивление нагрузки.
Схема с закрытым входом применяется, когда вместе с
модулированным напряжением к схеме подводится значительное постоянное
напряжение, которое конденсатор С не должен пропускать на
нагрузку.
Рассмотрим распространенную схему диодного детектора на
двойном диод-триоде (рис. 30.4).
На левом диоде лампы Л2 собран детектор по схеме с открытым
входом, а на правом — детектор для автоматической регулировки
358

усиления по схеме с закрытым входом. Триодная часть лампы
используется в качестве усилителя низкой частоты, собранного но
резисторной схеме. Нагрузка детектора, собранного на лампе Л.г,
состоит из двух резисторов Rx и R2, один из которых R{ шунтируется
конденсатором С2. При этом напряжение высокой частоты на
конденсаторе С распределяется между элементами С, и R2, и так как
R.2 °> —у=г-, то большая его часть падает на резисторе R2. Напряжение
низкой частоты с резистора Rx через переходную цепь CclRzl
подается в цепь сетки триода. Конденсатор Сс1 включается для того,
чтобы исключить попадание в цепь сетки лампы постоянного
напряжения, создаваемого начальным током диода на резисторе Rl.
Переменный резистор Rcl позволяет осуществлять ручную
регулировку громкости. Остальные элементы схемы не являются новыми и
рассматривались ранее.
Рис. 30.5. Детектирование на полупроводниковом
диоде:
а, б — статические характеристики вакуумного и
полупроводникового диодов; в — схема полупроводникового детектора
Одним из преимуществ данной схемы является повышение
фильтрации напряжения высокой частоты на выходе детектора за счет
применения разделенной нагрузки.
К. диоду детектора автоматической регулировки усиления
напряжение сигнала подводится через конденсатор С4, а выпрямленное
напряжение образуется на резисторе нагрузки Rt.
Отличие детектирования с помощью полупроводниковых диодов
по сравнению с вакуумными объясняется некоторым различием их
характеристик.
Из рис. 30.5, а и б следует, что у полупроводниковых диодов при
положительных напряжениях (и ;>= 0,5—1 б) характеристика быстро
переходит в прямую, а при больших отрицательных напряжениях
(и ^2 30—100 в) наступает резкое возрастание обратного тока
(левее точки Л). Для оценки характеристики обратного тока полупро-
- о 'обр с
водникового диода пользуются крутизной 5Обр ^ — и обратным
"обр
сопротивлением ^о5р = -^—. С ростом амплитуды сигнала крутизна
So6p возрастает, а обратное сопротивление Ro6p уменьшается. В этом
случае схема детектора больших сигналов на полупроводниковом
359

диоде будет иметь вид, представленный на рис. 30.5, в. Наличие
обратного сопротивления ^обр приводит к необходимости его учета
при определении сопротивления постоянному току и активного
входного сопротивления детектора, которые оказываются равными:
RL--
R-
обр . /?зхл^об
п ~' Ав.ч ~п \~~ft
При увеличении амплитуды сигнала (U ^ 3—5 в) из-за
уменьшения сопротивления ^о6р уменьшается сопротивление RBX и
снижается коэффициент передачи напряжения. Отсюда следует, что
недостатком схем детекторов на полупроводниковых диодах является
ухудшение параметров детектирования при больших сигналах,
а также их меньшая стабильность. К преимуществам относятся
отсутствие напряжения накала, меньшие габариты и вес, а также
большой срок службы.
§ 3G.3. ИСКАЖЕНИЯ
ПРИ ДЕТЕКТИРОВАНИИ
Нелинейные искажения при детектировании
сильных сигналов могут быть вызваны комплексным характером
сопротивления нагрузки детектора, а также различием между
сопротивлениями нагрузки постоянной и переменной составляющих
тока модулирующей частоты.
Появление нелинейных искажений вследствие комплексного
характера сопротивления нагрузки связано с процессами заряда и
Огибающая Высокочас- 1а
тстнссо л олебания
Б)
Рис. 30.6. Графики, поясняющие происхождение
нелинейных искажений при детектировании
разряда конденсатора С. Заряд конденсатора С происходит через
диод, имеющий сравнительно малое внутреннее сопротивление, а
разряд — через большое сопротивление нагрузки R. Поэтому
заряд происходит быстро, а разряд — медленно. При слишком
большом значении емкости напряжение на конденсаторе С в
некоторые моменты времени оказывается больше максимального
мгновенного значения напряжения сигнала (рис. 30.6, а).
В результате диод в промежутке времени от tt до L оказывается
запертым и напряжение на нагрузке независимо от сигнала изме-
360

няется в соответствии с разрядом конденсатора. Чем больше
величины С и R, тем медленнее идет разряд конденсатора в
промежутках между импульсами анодного тока — тем выше располагается
точка А и кривая разряда конденсатора С на участке А Б больше
отличается от огибающей модулированного напряжения. Чем выше
частота модулирующего напряжения и больше глубина модуляции,
тем больше отличается напряжение на конденсаторе С (на выходе
детектора) от формы огибающей сигнала.
Чтобы искажения рассмотренного вида были незначительны,
У 1 —
которое при т — 0,8
'(Короткое
замыкание)
Рис. 30.7. Детекторная
характеристика
должно выполняться условие RC =
принимает вид
QB/?C< 1,5. (30.9)
Возникновение нелинейных
искажений из-за различия между
сопротивлением нагрузки переменному
току А5- =;к—V^—г- ^2 и
сопротивлением нагрузки постоянному току
R- = A\ + Ri (см. рис. 30.4)
объясняется тем, что амплитуда переменной
составляющей тока модулирующей
частоты может быть больше постоянной составляющей (рис. 30.6, б).
При этом произойдет отсечка части отрицательных полуволн и
форма напряжения модулирующей частоты исказится. Указанные
нелинейные искажения будут незначительными, если
сопротивление нагрузки переменному току низкой частоты А>„ отличается от
сопротивления нагрузки постоянному току i?_ не более чем на
10—20%. Для этого сопротивление Rcl должно слабо
шунтироваться сопротивлением R1. Обычно берут А>с1 « (6—8) AV
Если нелинейные искажения, вызванные комплексным
характером сопротивления нагрузки, появляются только в области высших
модулирующих частот, то нелинейные искажения, вызванные
различием сопротивлений нагрузки, проявляются во всем диапазоне
частот.
Помимо указанных причин, в реальных условиях возможны
нелинейные искажения также из-за нелинейной зависимости
приращения тока А/., от амплитуды приложенного напряжения Um(!).
Зависимость А/а = / (UmOj) принято называть детекторной
характеристикой (рис. 30.7).
Чем больше сопротивление нагрузки детектора, тем ближе
детекторная характеристика к прямой линии. Нелинейные
искажения увеличиваются при уменьшении амплитуды подводимого
напряжения.
Частотные искажения в детекторе возникают из-за емкости С,
шунтирующей нагрузку каскада R. При большой величине этой
361

емкости коэффициент передачи напряжения на высших
модулирующих частотах значительно меньше, чем на низших частотах. Однако
емкость С нельзя брать слишком малой, так как при этом на
конденсаторе создается значительное напряжение высокой частоты,
которое попадает на последующий каскад. Можно считать, что
емкость С влияет на ход частотной характеристики аналогично
емкости Со в схеме резисторного УНЧ. Это дает основание определять
величину емкости С, при которой коэффициент частотных
искажений не превышает допустимого значения Мв на высшей
модулирующей частоте Q3, из выражения
MB = "|/I+(QBCtf3KB)2. (30.10)
Величина сопротивления R3KB зависит от сопротивления нагрузки
R и от внутреннего сопротивления детектора току модулирующей
частоты Rd, которое может быть меньше сопротивления R или
соизмеримо с ним:
Сопротивление нагрузки R стремятся увеличивать, так как при
этом увеличивается входное сопротивление каскада, повышается
коэффициент передачи и уменьшаются нелинейные искажения. Но
слишком большое значение R приводит к необходимости уменьшения
емкости С с тем, чтобы уменьшить постоянную времени разряда
конденсатора, а уменьшение емкости С снижает эффект
детектирования. Обычно в детекторных каскадах приемников ДВ, СВ и KB
диапазонов берут С « (100—200) пф, R « (150—300) ком.
Следует иметь в виду, что выбранные значения R и С должны
удовлетворять условию (30.9).
§ 30.4. ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
НА УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЛАМПАХ
При использовании для детектирования
характеристики сеточного тока tc = / («с) имеет место сеточное
детектирование.
Схема сеточного детектора позволяет совмещать в одной
усилительной лампе диодное детектирование в цепи сетки и усиление
в цепи анода. Аналогично диодному детектору различают схемы
сеточного детектирования с открытым и закрытым входом (рис. 30.8, а
и б).
Процессы, происходящие при сеточном детектировании,
поясняются графиком рис. 30.8, в. При подаче в цепь сетки лампы немо-
дулированного сигнала в положительный полупериод проходит
сеточный ток, постоянная составляющая которого /с0 создает на
сопротивлении нагрузки Rc отрицательное напряжение смещения
362

Uco — Л.-о#с, которое заряжает конденсатор Сс. Это напряжение
поддерживает неизменное положение рабочей точки на аиодно-сеточ-
ной характеристике лампы во время отрицательных полупериодов.
Если сигнал модулирован, то ток сетки меняется и соответственно
Высокоиастот^
t ные колебания
детектируемые
промежутком сетка-
- катод
Высоко-
частот-
*ньГе
колебания 6 анодной
Мгновенный t uenu
ток анода
0)
Рис. 30.8. Схемы сеточного детектирования:
а — с открытым входом; б — с закрытым входом; в — графики
процессов при детектировании
изменяются напряжение смещения и положение рабочей точки на
анодно'сеточной характеристике. Это приводит к появлению
составляющей анодного тока, изменяющейся в соответствии с огибающей
высокочастотного сигнала. Проходя по нагрузке, эта составляющая
выделяет усиленное напряжение модулирующей частоты, которое
больше напряжения Uzq, действующего в цепи сетки.
363

В составе анодного тока содержится также составляющая
высокой частоты, для фильтрации которой параллельно нагрузке
включается блокировочный конденсатор С5л. Сопротивление его должно
быть весьма малым па высокой частоте и большим на модулирующей
частоте.
Наряду с достоинствами сеточному детектору свойственны
недостатки. Нелинейные искажения в нем имеют место при
детектировании как слабых, так и сильных сигналов. Искажение слабых
сигналов объясняется работой в пределах нелинейной части
характеристики сеточного тока, а искажение сильных сигналов — работой
на криволинейном участке анодно-сеточной характеристики лампы,
куда перемещается рабочая точка под действием значительного
отрицательного напряжения смещения Uc0 при сильном сигнале.
Рис. 30.9. Анодное детектирование:
а — принципиальная схема; б — графики процессов при детектирования
Кроме того, сеточный детектор, работая с сеточными токами,
обладает малым входным сопротивлением.
При использовании для детектирования характеристики
анодного тока 1Л = / («с), когда нагрузка включена в анодную цепь
лампы, имеет место анодное детектирование.
Характерной особенностью анодного детектирования является
наличие постоянного отрицательного напряжения смещения,
определяющего положение рабочей точки на нижнем криволинейном
участке анодно-сеточной характеристики (рис. 30.9).
Использование этого участка приводит к неодинаковому
усилению положительных и отрицательных полуволн модулированного
напряжения, в результате чего среднее значение анодного тока
изменяется в соответствии с огибающей высокочастотного
напряжения. Для обеспечения фильтрации сопротивление нагрузки
блокируется емкостью С?.,, сопротивление которой на высокой частоте
должно быть ничтожно мало.
Так как анодным детектор работает без сеточных токов, то
входное сопротивление его весьма велико.
364

Недостатком анодного детектора являются нелинейные
искажения, возникающие при малых сигналах из-за работы на
криволинейном участке анодно-сеточион характеристики и при больших
сигналах из-за возникновения сеточных токов.
Выбор рабочей точки на нижнем криволинейном участке
характеристики понижает усилительные свойства каскада, так как
крутизна лампы S оказывается незначительной.
В радиоприемных устройствах анодное детектирование почти
не применяется.
В катодном детекторе (рис. 30.10) нагрузка включается в цепь
катода, а рабочая точка выбирается на нижнем криволинейном
участке анодно-сеточпой характеристики.
Поэтому, так же как и в анодном детекторе, при действии
модулированного сигнала положение рабочей точки и среднее зна-
+Еа
i
Рис. 30.10. Схемл катодного детектора
чение анодного тока меняются в соответствии с формой огибающей
модулированного высокочастотного колебания.
За счет глубокой отрицательной обратной связи коэффициент
передачи напряжения при этом виде детектирования всегда меньше
единицы, что является его недостатком.
К характерным особенностям схемы катодного детектора
относятся также большое входное сопротивление и возможность
подбора сопротивления нагрузки, что обеспечивает удобство
согласования со следующим каскадом.
Катодное детектирование применяется редко.
Из сравнения рассмотренных схем детекторов видно, что при
наличии достаточно сильного сигнала наиболее целесообразно
применять диодный детектор. Его детекторная характеристика имеет
большой прямолинейный участок, что обеспечивает минимальные
нелинейные искажения.
Недостатком диодного детектора является сравнительно малое
входное сопротивление, влиянием которого на предыдущий каскад
в широкополосном приемнике можно пренебречь.
При детектировании слабых сигналов диодный, сеточный и
анодный детекторы вносят почти одинаковые нелинейные искажения.
Наиболее чувствительным к слабым сигналам является сеточный
детектор. Катодный и анодный детекторы обладают большими
входными сопротивлениями и применяются в специальных схемах.
365

ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ПЕРВАЯ
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТЫ
§ 31.1. ПРИНЦИП РАБОТЫ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОГО КАСКАДА
И ЕГО ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
В супергетеродинных радиоприемниках
преобразование частоты позволяет основное усиление сигналов
производить на постоянной высокой частоте, называемой промежуточной.
Преобразование модулированного
(манипулированного) напряжения
любых высоких частот приходящих
сигналов должно происходить без
изменения вида и характера
модуляции (манипуляции). При приеме
амплитудно-модулированного
сигнала важно, чтобы в процессе
преобразования не искажались форма
и частота огибающей кривой.
Процесс преобразования частоты
основан на создании и выделении
напряжения с частотой биений,
возникающего при совместном
воздействии напряжений сигнала и
гетеродина на нелинейный элемент. Из
рис. 31.1 видно, что при сложении
двух синусоидальных напряжений
амплитуда результирующего
напряжения зависит от соотношения фаз
складываемых напряжений иг и
ис„гн- В моменты времени, когда
фазы напряжений Ur и £/сигн совпадают,
амплитуда результирующего
напряжения возрастает, а когда фазы
противоположны — уменьшается.
Полученное результирующее
напряжение биений напоминает по
виду амплитудно-модулированное
напряжение. Частота изменения его амплитуды, равная разности
частот напряжений Ut и £/сигш называется промежуточной частотой:
/ пр == / г /сиги- ("1-U
Она будет тем выше, чем быстрее нарастает разница фаз между
подводимыми напряжениями.
Так как в составе спектра результирующего напряжения
составляющей промежуточной частоты нет, то для ее получения необхо-
1асигн
Рис. 31.1. Процессы при
преобразовании немодулированного сигнала
366

дим нелинейный элемент, в котором осушеств тялся бы процесс
детектирования.
Такой элемент называется смесителем. В качестве смесителя
может использоваться электронная лампа или полупроводниковый
прибор.
На рис. 31.2 приведена схема смесителя на пентоде, работающем
в режиме анодного детектирования, к которому подводятся
напряжения сигнала и гетеродина.
Для выделения полученных в процессе детектирования
колебаний промежуточной частоты в анодную цепь лампы включен
колебательный контур L2C2, настроенный на промежуточную частоту.
Таким образом, простейшая схема преобразователя частоты
(рис. 31.2) состоит из смесителя, гетеродина и колебательного кон-
Рис. 31.2. Простейшая схема преобразователя частоты
тура L2C2. Иногда преобразователь называют первым детектором
супергетеродинного приемника.
Сложение напряжения сигнала, модулированного одной
звуковой частотой (рис. 31.3, а), с напряжением гетеродина (рис. 31.3, б)
приводит к получению напряжения, амплитуда которого изменяется
соответственно с модуляцией сигнала (рис. 31.3, в). В результате
детектирования анодный ток смесителя имеет вид импульсов,
амплитуды которых меняются по закону огибающей кривой сигнала
(рис. 31.3, г). Так как контур, включенный в анодную цепь
смесителя, настроен на промежуточную частоту, то на нем выделяются
напряжения только с частотами, близкими к промежуточной
(рис. 31.3, д). Для составляющих всех других частот сопротивление
контура ничтожно мало, и они им отфильтровываются. Спектр
напряжения на контуре имеет вид, представленный на рис. 31.3, е, так
как при взаимодействии напряжения сигнала с напряжением
гетеродина получаются напряжения следующих частот:
/г /сиги — /пр»
/г (/спгн I * ) = /пр ' >
Таким образом, колебания промежуточной частоты оказываются
промодулнрованными так же, как и сигнал. Аналогичный процесс
367

Напряжение сигнала
происходит и в случае модуляции сигнала сложным спектром частот.
Следовательно, при преобразовании закон модуляции и характер
частотного спектра
сохраняются и происходит лишь
смещение спектра на
определенную частоту.
Работа преобразователей
частоты характеризуется
рядом параметров.
Коэффициентом усиления
преобразователя называют
отношение амплитуды
напряжения промежуточной частоты
на выходе преобразователя
и,Пи-р к амплитуде
напряжения приходящих сигналов
высокой частоты на его
входе U
^in ар
(31.2)
Напряжение на резонансном контуре
6 анодной цепи лампы
Резонансная криВии
К входной цепи УВЧ
Ко
V.
f
Избирательность
преобразователя характеризует
способность каскада выделять
напряжение промежуточной
частоты полезного сигнала.
Она зависит от выбора
величины промежуточной частоты,
качества и количества
колебательных контуров в
анодной цепи смесителя. От
избирательности преобразователя
зависит избирательность
приемника по соседнему
каналу.
Степень искажения
сигнала в преобразователе частоты
определяется в основном
нелинейными искажениями,
возникающими из-за
нелинейности характеристик ламп. В
обычных условиях работы
амплитуда сигнала на входе
преобразователя невелика и
нелинейные искажения малы. Они возрастают при увеличении
приходящего сигнала. Кроме того, нелинейные искажения возникают
из-за перекрестной модуляции (см. § 29.!).
fr,
/1 l*v Резонансная крибия УПЧ
fnn
Рис. 31.3. Преобразование частоты:
а, 6, в, г, д — графики процессои при
преобразовании модулированного сигнала; е —
изменение спектра в процессе преобразования
368

В преобразовательном каскаде возможно возникновение еще
одного вида искажений, называемого в случае телефонного приема
интерференционными свистами. Использование для преобразования
нелинейного элемента приводит к появлению в составе анодного тока
составляющих высших гармоник сигнала и гетеродина. В результате
взаимодействия между этими составляющими возникают колебания
с так называемыми комбинационными частотами (2/г ±/сшп),
(Д. ± 2/с„гн), (2/г ± 2Д.Ш.„) и т. д. Колебания комбинационных
частот, которые далеки от /,.,, -= /, — /сши, отфильтровываются
анодным контуром, а те, у которых частота попадает в полосу
пропускания контуров преобразователя и УПЧ, усиливаются и подаются на
детектор приемника. В результате на входе детектора возникают
биения между напряжением промежуточной частоты полезного сигнала
и напряжением комбинационной частоты. Детектор, будучи
нелинейным элементом, создает на выходе напряжение разностной частоты,
которая может быть звуковой частотой. В последнем случае
возникнут дополнительные искажения сигнала.
Интерференционные свойства могут получаться в приемнике
также в результате действия мешающих станций, работающих на
частотах, близких к промежуточной частоте приемника, или на
зеркальной частоте. При понижении общего напряжения на входе
преобразователя уменьшается влияние мешающих станций.
Происходящее при этом уменьшение амплитуды напряжения сигнала приводит
к соответствующему уменьшению амплитуд высших гармоник
сигнала. Следовательно, значительное усиление сигнала до
преобразователя нецелесообразно.
Устойчивость работы преобразователя в заданном диапазоне
частот определяется отсутствием самовозбуждения и постоянством
качественных показателей при перекрытии заданного поддиапазона
частот. Для этого необходимо, чтобы все паразитные обратные связи
были устранены или значительно ослаблены и чтобы промежуточная
частота /,,р оставалась неизменной. Величина промежуточной
частоты может меняться при нарушении стабильности частоты
гетеродина и при перестройке контура сигнала и гетеродина в пределах
заданного поддиапазона.
Нарушение стабильности частоты гетеродина приводит к тому,
что из-за несовпадения частоты /пр и частоты настройки контуров
анодной цепи смесителя уменьшается коэффициент усиления и
избирательность по соседнему каналу, а также ухудшается качество
поспроизведенпя сигнала на выходе.
Важным показателем работы преобразователя является
отсутствие взаимной зависимости между частотами, на которые
настроены контуры входном цепи преобразователя н
гетеродина.
В УКВ диапазоне существенное влияние па работу приемника
оказывает уровень шумов преобразователя, который тем больше, чем
больше электродов в лампе. Поэтому, если на длинных, средних и
369

коротких волнах для преобразования используют гептоды, то на
метровых и дециметровых волнах применяют только пентоды и
триоды,1 а на сантиметровых волнах — диоды и кристаллические
смесители .
§ 31.2. СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ЧАСТОТЫ
Преобразователи частоты, предназначенные
для работы в приемниках различных диапазонов волн,
подразделяются на односеточные, в которых напряжение сигнала и
гетеродина подводится к одной и той же управляющей сетке лампы, двух-
сеточные, в которых напряжение сигнала и гетеродина подводятся
к различным сеткам лампы, и диодные, применяемые в УКВ
диапазоне.
Односеточные преобразователи частоты применяются обычно
в KB и УКВ диапазонах, причем в KB диапазоне они строятся на
пентодах, а в УКВ диапазоне — на триодах. Схемы односеточных
преобразователей
различаются способами
получения напряжения смещения
и подачи напряжения
гетеродина к смесителю.
Как правило,
используют автоматическое
смещение, при котором с
изменением амплитуды
напряжения гетеродина меняется
положение рабочей точки
на характеристике.
Выбор схемы подачи
напряжения гетеродина в
цепь сетки смесителя
определяется желанием ослабить взаимную зависимость между
напряжениями частот настроек контуров входной цепи
преобразователя и гетеродина. С этой целью связь между контурами
делают слабой. Ослабление связи достигается за счет снятия
напряжения гетеродина с части контура и подачи его в цепь сетки
смесителя через небольшую емкость или при помощи
автотрансформатора, а также применения схемы с катодной связью (рис. 31.4).
В этой схеме напряжение гетеродина прикладывается между
сеткой и катодом лампы смесителя аналогично постоянному сеточному
напряжению смещения, а напряжение сигнала подается в цепь сетки
лампы с колебательного контура Ь.,Сг. Колебательные контуры
в анодной цепи лампы Ь3С3 и L4C,j настроены на промежуточную
частоту. Лампа работает в режиме анодного детектирования, т. е.
рабочая точка находится на нижнем криволинейном участке
характеристики. Недостатком рассмотренной схемы является связь
Рис. 31.4. Схема односеточного
преобразователя частоты с катодной связью
370

между сеточным и катодным контурами, приводящая к неполному
устранению взаимной зависимости настроек этих контуров, а также
обратная связь за счет катушки связи гетеродина LCD. r в катодной
цепи лампы, уменьшающей входное сопротивление смесителя.
Если в цепь сетки лампы подать такое напряжение
отрицательного сеточного смещения Uc0 и переменное напряжение гетеродина
"г = Um'cos iovt, что лампа будет работать в режиме колебаний
первого рода, то под действием напряжения гетеродина рабочая
точка переместится по характеристике лампы и вследствие этого
с частотой гетеродина периодически будет изменяться крутизна
лампы 5 (рис. 31.5):
S = S0 + S1coscor/, (31.3)
где 50 — постоянная
составляющая крутизны,
зависящая от
величины постоянного
напряжения
смещения £/,„;
St — амплитуда
переменной составляющей
крутизны,
зависящая от напряжения
гетеродина.
Мгновенное значение анодного тока при совместном действии
на сетку напряжений сигнала и гетеродина определяется
зависимостью
(а — SUima = (50 + 5j cos со,./) Umci,TH cos сосшн/. (31.4)
Так как cos и cos $ = iy [cos (a + Р) + cos (а — р1)], выражение
(31.4) можно привести к виду
-Uc А
1
Г
А
*—'
t i
[Urn
S
/
5
/\k
j Smin
\
V
Smax
cot
Piic. 31.5. Изменение крутизны лампы под
действием гетеродинного напряжения
ia. = S0Umatra COS Сйспгн^ + у SiC/тсигн COS (<Br + C0cllrH) t +
+ ~2 51^тсигн COS (Cur — C0CHrH) t.
(31.5)
Таким образом, переменная составляющая анодного тока
состоит из колебаний основной частоты сигнала и колебаний
комбинационных частот: разностной (шг — <йспгн) и суммарной (сог + Исш-н)-
В реальных условиях напряжение смещения выбирается таким,
чтобы рабочая точка была расположена на нижнем сгибе
криволинейного участка характеристики лампы, а амплитуду напряжения
гетеродина делают возможно больше. В этом случае крутизна 5
изменяется несинусоидально и колебания ее мгновенного значения
содержат постоянную составляющую и гармоники с частотами cof)
371

2о)г и т. д. Поэтому в составе колебаний анодного тока лампы
появятся составляющие, частоты которых определятся не только
суммами и разностями частот сигнала и гетеродина, но также их
высшими гармониками. Наличие в анодной цепи смесительной лампы
колебательного контура позволяет выделить составляющую
разностной (промежуточной) частоты и отфильтровать все прочие
составляющие.
Из выражения (31.5) видно, что амплитуда тока промежуточной
частоты пропорциональна амплитудам сигнала и гетеродина;
/тпр = 4ЗДлс (31.6)
Это позволяет утверждать, что форма и частота огибающей
кривой напряжения промежуточной частоты совпадают с формой и
частотой огибающей кривой сигнала.
Величину — Sj принято называть крутизной преобразователя Snp.
Так как Sx меняется с изменением напряжения-гетеродина от
5min до Smax, то из рис. 31.5 следует, что крутизна преобразования
s4s ^2 (317)
Крутизна преобразования Snp всегда меньше статической
крутизны лампы S. Практически считают, что
пг^\Т"^Т' • (31.8)
Схемы односеточных преобразователей можно использовать
только в приемниках, имеющих каскады усиления высокой частоты.
При отсутствии УВЧ напряжение гетеродина попадает во входной
контур приемника, и возникает излучение энергии приемником через
антенну. Чаще всего эти схемы применяются, когда в приемнике
желательно иметь лампы одного типа.
Двухсеточные преобразователи частоты получили широкое
распространение в диапазонах длинных, средних и коротких волн.
Они выполняются на специальных многоэлектродных лампах — геп-
тодах, триод-гептодах и иногда на пентодах. Если гетеродин и
смеситель выполняются на различных лампах (рис. 31.6, а), то
напряжение с гетеродина, собранного на лампе Л2, через конденсатор С5
подводится к цепи первой (гетеродинной) сетки лампы смесителя Лг.
В цепи гетеродинной сетки включено сопротивление /?2, на котором
постоянная составляющая сеточного тока создает напряжение
смещения. Зависимость напряжения смещения от амплитуды
напряжения гетеродина позволяет обеспечить наивыгоднейший режим работы
смесителя. Напряжение сигнала подается в цепь третьей сетки.
Кроме того, в цепь этой сетки подается отрицательное напряжение
смещения, позволяющее регулировать усиление преобразователя
372

частоты. Так как третья сетка имеет отрицательный потенциал, то
она оказывает тормозящее действие на электронный поток. Между
второй и третьей сетками образуется электронное облако
(пространственный заряд), выполняющее роль эффективного катода для
сигнальной части лампы. Плотность электронного облака меняется при
изменении напряжения гетеродина. Поэтому крутизна сигнальной
Рис. 31.6. Схемы двухсеточпых преобразователей
частоты:
с — с гетеродином на отдельной лампе и смесителем на
гептоде; б —с гетеродином и смесителем на одном гептоде
части лампы изменяется с частотой гетеродинного напряжения, что
является необходимым условием преобразования частоты.
Недостатком подобных схем является прохождение части
гетеродинного напряжения в цепь сигнальной сетки, что снижает
коэффициент усиления преобразовательного каскада и избирательность
контура высокой частоты.
В случае применения триод-гептода (6И1П) триодная часть
используется в качестве гетеродина, а гептодная — в качестве
смесителя. Напряжение гетеродина подается в цепь третьей сетки, а
напряжение сигнала — в цепь первой сетки гептода, что уменьшает
вероятность попадания напряжения гетеродина на входной контур
сигнала.
373

Использование для генерации отдельного триода позволяет
получить большую крутизну преобразования гептода и установить
меньшую связь цепей сигнала и гетеродина. Гетеродин и смеситель
могут быть собраны на одном гептоде (рис. 31.6, б). Гетеродин обычно
собирают по трехточечной автотрансформаторной схеме, причем
первая сетка лампы используется в качестве управляющей, а
экранирующие сетки 2 и 4 — в качестве анода, заземленного по
высокой частоте через конденсатор С2 (рис. 31.6, а).
Частота гетеродина мало зависит от напряжения. на третьей
сетке, изменение потенциала которой приводит лишь к
перераспределению электронного потока в лампе и не меняет величины
катодного тока, проходящего через катушку контура гетеродина. В
остальном работа схемы аналогична работе предыдущей схемы.
Недостатком схемы является попадание части напряжения
гетеродина во входной контур за счет емкости между третьей сеткой и
пространственным зарядом между второй и третьей сетками,
изменяющимся с частотой гетеродина. Это напряжение, уменьшая
амплитуду крутизны лампы, снижает коэффициент усиления
преобразователя.
При двухсеточном преобразовании анодный ток лампы зависит
как от напряжения сигнальной сетки ia = / (ыси1„), так и от
напряжения гетеродинной сетки ta = f (;<,). Из характеристик гептода
(рис. 31.7) видно, что с увеличением отрицательного напряжения
гетеродинной сетки крутизна характеристики уменьшается.
Если кроме напряжений смещения Uz0 и Ur0 для цепей
сигнальной и гетеродинной сеток к лампе подвести только переменное
напряжение сигнала (рис. 31.7, б), то рабочая точка переместится по
участку аоЪ статической характеристики. При подаче только
напряжения гетеродина (рис. 31.7, а) рабочая точка перемещается по
участку cod. Если оба напряжения действуют совместно (рис. 31.7, в),
то рабочая точка перемещается по динамическим характеристикам
2, 0, 3 и 4, 0, 1, форма которых зависит от фазовых соотношений
между напряжениями сигнала и гетеродина. Пользуясь
динамическими характеристиками, можно построить колебания
высокочастотной составляющей анодного тока.
С изменением частот сигнала и гетеродина периодически с
разностной частотой меняется соотношение фаз их напряжений. Когда
фазы напряжений сигнала и гетеродина совпадают (рис. 31.7, в),
рабочая точка перемещается по линии 4, О, 1. Поскольку
положительный полупериод колебания анодного тока имеет большую
площадь, чем отрицательный, то происходит увеличение среднего
значения анодного тока по сравнению с начальным. Если же фазы
напряжений сигнала и гетеродина противоположны, то рабочая точка
перемещается по линии 2,0, 3 и площадь отрицательного
полупериода больше площади положительного. В этом случае происходит
уменьшение среднего значения анодного тока по сравнению с
начальным. Таким образом, в составе анодного тока появляется со-
3/4

ставляющая. разностной (промежуточной) частоты с амплитудой
/,„ пр, которая, проходя через контур, создает на нем напряжение
промежуточной частоты.
UCXU2i
a)
Рабочая точка присоВпа- ■
денаа сраз напряжений г
«сигн " "г
Исходная рабочая
точка
Рабочая точка при
противотазности
напряжений \
Чсигн и иг
. t
. Переменная соств8лямш,ая
1а анодного тока о случае приема,
немодулироданного сигнала
j Среднее значение
1 анодного тока Постоянная
промешцточнойг\ составляю-
частоты t,w \ \ щая анодное?
тока
Результирующее напряжение
!„ промежуточной частоты на
анооном/ контуре преобразователя
-< ! X" \ t
Переменная составляющая анодного тока 8
1а случае приема модулированного сигнала
_ It ty V LJ**I L4. LJ LS *-t КЛ 1 ' I I LJ K> \J и ы Ън ' ■ ** * ■ •**-
Среднее значение ампли ту дно-модули-
роВанной составляющей анодного
тока промежуточной частоты
Рис. 31.7. Графики процессов преобразования частоты в схеме
двухсеточного смесителя
Преобразование частоты в двухсеточном преобразователе
происходит так же, как и в односеточном, в результате изменения
крутизны характеристики анодного тока под действием напряжения
375

гетеродина. Применение двухсеточных преобразователей дает
следующие преимущества: ослабляется взаимозависимость настройки
контуров сигнала и гетеродина за счет наличия экранирующей сетки и
уменьшается возможность проникновения колебаний гетеродина во
входной контур и цепь антенны; в случае, когда гетеродин и
смеситель строятся на одном гептоде, использование специальных ламп
позволяет упростить схему и уменьшить габариты конструкции.
Недостатком схем на многоэлектродных лампах является
увеличение уровня флуктуационных шумов из-за хаотического
перераспределения электронов между несколькими положительными
электродами в лампе. Это явление, так же как и значительное время пролета
электронов, ограничивает применение двухсеточных
преобразователей в УКВ диапазоне.
Гетеродины в приемниках собирают по разнообразным схемам
генераторов с самовозбуждением. Однако наиболее широкое
распространение в радиовещательных приемниках получили
индуктивные трехточечные схемы. Выбор схемы и режима работы гетеродина
производят так, чтобы обеспечить устойчивую генерацию в заданном
диапазоне частот: частота генерируемых колебаний должна быть
стабильной, а амплитуда напряжения — достаточной для работы
смесительной или преобразовательной лампы. Стабильность
частоты гетеродина поддерживается теми же методами, что и
стабильность частоты генераторов с самовозбуждением.
Выше было установлено, что напряжение промежуточной
частоты приблизительно прямо пропорционально амплитуде напряжения
гетеродина UmT. Следовательно, для получения большого
коэффициента усиления и уменьшения влияния внутренних шумов
желательно увеличивать напряжение гетеродина. Однако значительное
увеличение этого напряжения приводит к росту нелинейных
искажений. Величина напряжения гетеродина ограничивается
некоторыми оптимальными значениями, превышение которых приводит
не к увеличению, а к уменьшению коэффициента усиления. При
выборе лампы и режима работы гетеродина необходимо, чтобы
крутизна гетеродинной части лампы была достаточно высока и
выполнялось условие самовозбуждения.
§ 31.3. СОПРЯЖЕНИЕ КОНТУРОВ
ГЕТЕРОДИНА И СИГНАЛА
Особенностью суиергетеродишюго приемника
по сравнению с приемником прямого усилия является то, что одна
из секций агрегата переменных конденсаторов входит в контур
гетеродина, собственная частота которого отличается от частоты
контуров сигнала на постоянную промежуточную частоту.
В § 21.1 было указано, что частоту Д. выбирают больше
частоты /„„.„.
Докажем целесообразность такого выбора. Предположим, что
376

границы средневолнового поддиапазона определяются частотами
fcin-H min = 510 кгц и /С11Г„ тах = 1600 кгц, а промежуточная частота
/пр = 465 кгц, найдем коэффициент перекрытия поддиапазона для
контура сигнала:
* -^сигг, max 4 14
«п.д.с — у ~=W~ '
J СПГН ПИИ
Если /г> /сигн, то коэффициент перекрытия поддиапазона для
контура гетеродина
■/г min -'cummin " J up "'" ~
Однако возможен и другой случай, когда
f" <^ f
/Г \_ /СНГЛ'
Тогда
Таким образом, при f'T' </cllII1 для перекрытия заданного
поддиапазона коэффициент перекрытия контура гетеродина требуется
значительно увеличить, а при [т > /С||ГИ — несколько уменьшить
по сравнению со значением коэффициента перекрытия поддиапазона
контура сигнала kn_ д. с.. Практически удобно уменьшать
коэффициент перекрытия контура гетеродина, т. е. брать случай />> /с,,„,.
Для уменьшения коэффициента перекрытия контура гетеродина
и обеспечения постоянства частоты /пр при перестройке контуров
необходимо осуществлять так называемое сопряжение контуров.
Известны три способа сопряжения контуров: механический,
конструктивный и электрический.
1. При механическом способе ротор прямочастотного
конденсатора гетеродина сдвигается относительно ротора конденсатора
сигнала в сторону меньшей емкости на некоторый угол а,
обеспечивающий требуемую разность частот настройки.
Недостатком этого способа является уменьшение диапазона
частот, перекрываемого конденсатором, из-за возможности вращения
ротора конденсатора гетеродина только на 180° — 2а.
2. При конструктивном способе пластины ротора конденсатора
гетеродина выполняются специальной формы и меньших размеров
по сравнению с пластинами ротора конденсатора сигнала.
Установка роторов обоих конденсаторов на одну ось обеспечивает одно-
ручечную настройку.
Недостатком данного способа является необходимость
изготовления пластин роторов различной формы, что при массовом
производстве приводит к его усложнению и удорожанию.
3. При электрическом способе используются многосекционные
переменные конденсаторы с одинаковыми пределами изменения
377

емкостей секций, а корректировка емкости гетеродинной секции
достигается путем включения последовательно и параллельно
конденсатору переменной емкости системы конденсаторов постоянной
емкости (рис. 31.8, а).
Прямая аб на рис. 31.8, б представляет собой закон изменения
собственной частоты контура сигнала, а прямая вг, проведенная
параллельно прямой аб на расстоянии, соответствующем величине
/Пр, характеризующей идеальный закон изменения собственной
частоты контура гетеродина. Если индуктивность контура подобрана
так, что при а = 0, т. е. при Ск. max, частота гетеродина определяется
точкой в, то в случае перестройки частота гетеродина будет
изменяться по прямой вд.
С-пос
Н, С,:
а)
7г 7сцгн I
180"
С к max
5)
snun
Рис. 31.8. Сопряжение настройки преобразователя:
а — схема; б — зависимость собственных частот
контуров сигнала и гетеродина от угла поворота ротора
переменного конденсатора и от его емкости
Для получения идеального закона изменения собственной
частоты контура гетеродина (прямая вг) необходимо, чтобы емкость
переменного конденсатора изменялась в меньших пределах. Для
этого параллельно переменной емкости контура гетеродина
включают еще постоянную емкость Спар (рис. 31.8, а), подобранную так,
чтобы собственная частота контура гетеродина совпадала с точкой г.
В этом случае кривая изменения частоты гетеродина вжг совпадает
с прямой вг только в двух точках.
Если в отсутствии дополнительных конденсаторов
индуктивность контура гетеродина подобрать так, что прямая изменения
частоты гетеродина будет проходить через точку г, то при
включении последовательно в контур специально подобранной
дополнительной емкости Спос можно получить закон изменения частоты
гетеродина, определяемый кривой взг.
При одновременном включении последовательного и
параллельного конденсаторов Спар, Спос и подборе индуктивности L2
(рис. 31.8, а) можно получить кривую изменения частоты
гетеродина, совпадающую с идеальным законом в трех точках поддиапа-
373

зона (в, к, г). Это означает, что промежуточная частота при всех
других настройках отличается от номинальной. Очевидно, что чем
уже поддиапазон приемника, тем меньше различие между
коэффициентами перекрытия поддиапазонов контуров сигнала и
гетеродина, а следовательно, меньше погрешность сопряжения.
В радиовещательных приемниках плотность настройки в
коротковолновом поддиапазоне получается весьма большой, так как на
каждый градус угла поворота ротора переменного конденсатора
приходится
Щ^^- Мгц = 0,0422 Мгц = 42,2 кгц.
Для уменьшения плотности, настройки из широкого
коротковолнового поддиапазона выделяют несколько узких участков, в
которых сосредоточены радиовещательные станции, и обеспечивают их
прием. При этом каждый узкий участок оказывается растянутым
на всю шкалу настройки и плотность настройки резко уменьшается.
Такая система настройки называется растянутой. При растянутых
настройках достаточно сопряжения контуров в одной точке.
§ 31.4. ВЫБОР ВЕЛИЧИНЫ
ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
При проектировании супергетеродинного
радиоприемника одним из важнейших вопросов является выбор
величины промежуточной частоты, от которой зависит
избирательность и чувствительность приемника, степень сложности контуров,
а также их электрические параметры.
Промежуточную частоту нужно выбирать так, чтобы она не
входила в диапазон частот приемника. В противном случае при приеме
частот, близких к промежуточной, возникают сильные
интерференционные свисты в результате взаимодействия усиленного
напряжения сигнала, прошедшего через весь приемник, и напряжения
промежуточной частоты. Например, такой свист может возникнуть,
если частота сигнала /С11П1 = 466 кгц, промежуточная частота /пр =
= 465 кгц, а частота биений /спгн — /пр = 466 — 465 = 1 кгц.
Кроме того, если все контуры, включая входные цепи и УВЧ,
настроены на одну частоту, то повышается возможность
самовозбуждения приемника. Возможны также помехи от станций,
работающих на частотах, близких к промежуточной.
Для ослабления действия таких станций, т. е. повышения
избирательности по промежуточной частоте, в приемниках используют
параллельный или последовательный контур, настроенный на
промежуточную частоту и получивший название фильтр-пробок
(рис. 31.9, а и б). Фильтр-пробки включаются в цепь антенны пли
в каскады УВЧ. Избирательные свойства фильтров улучшаются
при включении резистора R (рис. 31.9, в и г).
379

Подбором величины сопротивления R добиваются, чтобы на
резонансной промежуточной частоте фильтра напряжение Ur было
равно по величине и противоположно по фазе падению напряжения
на индуктивности L" (или емкости С"). Тогда напряжение на
выходных зажимах фильтра, равное сумме напряжений Ur и Ui",
С
Рис. 31.9. Схемы фильтров промежуточной частоты
равно нулю. При большом значении добротности Q катушки
крутизна спадов кривой избирательности увеличивается (рис. 31.10).
В случае выбора нивкой промежуточной частоты легче получить
высокую избирательность по соседнему каналу при средней
добротности контуров Q — 75—150. При этом
повышается устойчивость работы усилителя
промежуточной частоты, так как уменьшается влияние
обратной связи через емкость Слс и ослабляется
зависимость усиления и полосы пропускания от
смены ламп.
В случае выбора высокой промежуточной
частоты возможно получение широкой полосы
пропускания при сравнительно высокой добротности
контуров и, следовательно, хорошей
избирательности по соседнему каналу. При этом
повышается избирательность по зеркальному каналу,
в телевизионных и радиолокационных
приемниках облегчается разделение видеосигналов и составляющих
промежуточной частоты на выходе детектора.
На основании сказанного выбирают компромиссное значение
промежуточной частоты. Обычно в радиовещательных приемниках
промежуточная частота берется равной 465 ± 5 кгц.
Рис. 31.10.
Частотная характеристика
фильтра
промежуточной частоты
§ 31.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
В преобразователь частоты входит
автогенератор (гетеродин) и смеситель. Автогенераторы на транзисторах были
рассмотрены в § 23.4, поэтому здесь остановимся на транзисторных
смесителях.
380

Использование транзистора придает смесителю усилительные
свойства. Сам транзистор выбирается высокочастотным. Сложение
модулированного напряжения высокой частоты и напряжения
гетеродина происходит на змиттерном переходе. Из-за нелинейного
сопротивления этого перехода результирующее напряжение
детектируется, и в составе базового, а следовательно, коллекторного тока,
появляется составляющая разностной (промежуточной) частоты.
Чтобы выделить напряжение этой частоты, в коллекторной цепи
транзистора устанавливается настроенный на нее контур.
Обычно транзисторные смесители выполняются по схеме с общим
эмиттером и отличаются друг от друга главным образом видом связи
-0—
■0-г
Рис. 31.11. Схемы смесителей на транзисторах
с контурами высокочастотного модулированного сигнала и
гетеродина.
На рис. 31.11 изображены схемы смесителей, где связь с
контуром сигнала индуктивная, а с контуром гетеродина индуктивная
(рис. 31.11, а) или емкостная (31.11, б).
На схеме рис. 31.11, а напряжение гетеродина подается в цепь
эмиттера, а в схеме рис. 31.11, б — в цепи базы.
Так как со стороны эмиттера входное сопротивление
транзистора меньше, чем со стороны базы, то в первой схеме он сильнее
нагружает гетеродин и мощность последнего должна быть больше.
Наряду с этим в первой схеме цепи сигнала и гетеродина лучше
развязаны.
Сопротивления Rlt R2 и Rd обеспечивают положение выбранной
рабочей точки и температурную стабилизацию, цепочка /?ФСФ
препятствует проникновению высокочастотных колебаний в цепь
источника питания, а конденсатор Сх связывает второй конец катушки
Lx с цепью эмиттера.
381

Кроме приведенных, могут быть схемы, где гетеродин связан
индуктивно с базой или через конденсатор с эмиттером.
В схемах рис. 31.11 гетеродин представляет собой отдельный
каскад. Однако имеются схемы смесителей с совмещенным
гетеродином (рис. 31.12).
Колебания,
возникающие в контуре гетеродина,
передаются в цепь
эмиттера за счет связи между
катушками L2 и L3. Они
поддерживаются благодаря
положительной обратной
связи, осуществляемой
катушками Lx и L2.
Собственно смеситель не отличается
от изображенного на рис.
31.11, а.
Контур в цепи
коллектора настроен на
промежуточную частоту, поэтому напряжение с частотой гетеродина на
нем почти не выделяется. По той же причине на катушке L1
практически не выделяется напряжение промежуточной частоты.
Рис. 31.12. Схема преобразователя на
транзисторе
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ВТОРАЯ
УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ
§ 32.1. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ
УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ И ИХ ПАРАМЕТРЫ
В супергетеродинном приемнике основное
усиление, а также высокая избирательность по соседнему каналу
обеспечиваются каскадами усилителя промежуточной частоты (УПЧ),
предназначенными для усиления полосы частот. В качестве схем
усиления по промежуточной частоте применяются так называемые
полосовые усилители. Идеальная резонансная кривая полосового
усилителя должна иметь вид прямоугольника (рис. 32.1).
В этом случае обеспечивается получение высокой
избирательности и малых частотных искажений. Однако в реальных условиях
получить идеальную характеристику не удается. Для оценки степени
отклонения реальной характеристики от идеальной пользуются
коэффициентами прямоугольности, показывающими, во сколько раз
ширина полосы пропускания на уровне 0,7 меньше ширины полосы
на любом другом заданном уровне (например, на уровне 0,1). Чем
382

ближе это отношение к единице, тем более прямоугольную форму
имеет резонансная кривая:
(32.1)
0.1
В отличие от резонансных усилителей полосовые усилители
имеют фиксированную настройку, т. е. работают на одной частоте.
Это позволяет получить контуры более высокого качества, а
следовательно, большое усиление и высокую избирательность при малой
степени частотных искажений.
К основным параметрам, характеризующим работу полосового
усилителя, относятся коэффициент усиления, избирательность,
степень искажений и устойчивость работы.
Полоса пропускания зависит от назначения
приемника и меняется в пределах от 6—15 кгц
(в радиовещательных приемниках) до 3—5 Мгц
(в телевизионных и радиолокационных
приемниках).
Схемы полосовых усилителей можно
подразделить по числу контуров в каждом
каскаде на усилители с одним контуром,
усилители с двумя связанными контурами и
усилители с различным числом контуров в
различных каскадах.
К усилителям с одним контуром в каждом
каскаде относятся резонансные усилители с
непосредственным включением контура в
анодную цепь лампы при фиксированной
настройке. Резонансная кривая этих усилителей
далека от прямоугольной формы (для одного каскада Ки0Л =10).
Применение нескольких каскадов с контурами высокой
добротности, настроенными на одну и ту же частоту, повышает
избирательность и усиление, но приводит к уменьшению полосы
пропускания, причем при любом числе каскадов коэффициент прямо-
угольности остается неизменным. Поэтому, несмотря на
сравнительно большой коэффициент усиления (при высоком значении
Q), использование таких каскадов нецелесообразно.
В многокаскадных УПЧ приемников СВЧ диапазона широкое
распространение получили каскады с контурами, симметрично
расстроенными в сторону высших и низших частот относительно
промежуточной частоты. Например, в двухкаскадном усилителе контур
в первом каскаде настраивается на частоту fnpo + a> а в0 втором
каскаде — на частоту /пр0 — а. Это позволяет, не ухудшая
добротности контуров, обеспечить требуемую полосу пропускания, так
как результирующая резонансная кривая получается шире, чем
резонансная кривая каждого из каскадов, и по своей форме
приближается к прямоугольной (рис. 32.2).
Рис. 32.1. Резонансные
кривые полосового
усилителя:
/ — идеальная; 2 —
реальная
383

Такие усилители принято называть усилителями с парами
расстроенных контуров.
В трехкаскадном усилителе контур третьего каскада
настраивают на промежуточную частоту /1ф0. Величину расстройки
контуров двух других каскадов выбирают так, чтобы при отсутствии
третьего каскада в резонансной кривой провал несколько превышал
уровень 0,7. Применение большего числа расстроенных контурев
для получения широкой полосы пропускания возможно, но из-за
сложности настройки нецелесообразно. Преимуществом полосовых
усилителей с расстроенными парами контуров является возможность
получения большого усиления и избирательности на каскад при
заданной полосе пропускания за счет
использования контуров с большой добротностью Q.
Однако настройка их сложнее и
стабильность ниже, чем в усилителях с одиночными
настроенными на промежуточную частоту
контурами. Понижение стабильности
частоты вызвано тем, что форма результирующей
резонансной кривой сильно зависит от
междуэлс'ктродных емкостей,
изменяющихся при смене ламп.
Усилители с расстроенными контурами
применяют при необходимости иметь
широкую полосу пропускания и большое
усиление.
Усилители с двумя связанными
контурами в каждом каскаде различаются по
виду связи между контурами (индуктивная,
емкостная и комбинированная). Наиболее
часто применяется индуктивная связь
между контурами (рис. 32.3), обеспечивающая получение высоких
качественных показателен при минимальных габаритах и стоимости.
Связь между контурами выбирают из условия получения
резонансной кривой, по форме наиболее приближающейся к
прямоугольной, а также требуемых избирательности и ширины полосы
пропускания.
В некоторых приемниках схемы полосовых усилителей
усложняют с целью получения плавной или скачкообразной регулировки
ширины полосы пропускания за счет изменения связи между
контурами. Возможно также использование схем с автотрансформаторным
включением контура в цепь анода. Связанные контуры в УПЧ
принято называть фильтром промежуточной частоты (ФПЧ). Для
уменьшения паразитных обратных связей, приводящих к
самовозбуждению, фильтры обычно помещают в экран и выполняют в виде
отдельных узлов.
В полосовом усилителе со связанными контурами, имеющими
неодинаковую добротность, резонансная кривая может получиться
'про
Рис. 32.2. Резонансные
кривые усилителя с
парами расстроенных контуров
334

несимметричной (рис. 32.3, д). Это приводит к увеличению частотных
и появлению нелинейных искажений.
Полосовые усилители со связанными контурами имеют
следующие преимущества: высокую избирательность и большое усиление
при заданной полосе пропускания (усиление у них несколько
меньше, чем у резонансных усилителей, но зато коэффициент прямоуголь-
ности больше); простоту настройки, так как все контуры настра-
-г Ъ*г"л« Qef' Щ (b czju
Pnc. 32.3. Полосовой усилитель с двумя индуктивно связанными
контурами:
о — принципиальная схема; б, в, г — эквивалентные схемы; д —
резонансные кривые
иваются на одну частоту; малую зависимость усиления и формы
резонансной характеристики от смены ламп, т. е. усилитель обладает
большой устойчивостью.
К недостаткам такого усилителя следует отнести некоторую
сложность изготовления катушек ФПЧ.
Эквивалентная схема каскада полосового усилителя с двумя
индуктивно связанными контурами (рис. 32.3, б) отличается от
схемы двух связанных контуров, рассмотренной в § 5.3, тем, что
первый контур является параллельным, а не последовательным.
Применив теорему об эквивалентном генераторе, приведем эту схему
к виду, изображенному на рис. 32.3, в. Э. д. с. эквивалентного
генератора f i определяется как напряжение на конденсаторе Сх или на
13 Браымер
385

катушке Lx (при условии, что потери гх малы):
E i
Полагая, что #,;>—£-, получаем
. (32.2)
Пересчитав £?,■ из параллельной цепи в последовательную,
получим эквивалентную схему, приведенную на рис. 32.3, г. В
схемах усилителей принято брать контуры с одинаковыми
параметрами /"! = г2 = г, Lx — L2 = L, Cx = С3 = С. Поэтому
комплексное сопротивление обоих контуров без учета взаимных влияний
Из теории связанных контуров известно, что ток во втором
контуре
Здесь 22 — полное сопротивление второго контура с учетом
вносимого сопротивления, т. е.
где
Так как
то
(32'3)
Подставив в выражение (32.3) значение Ёх из выражения (32.2),
получим
/ _
I о
2 Z2 + ш2Л12 '
Напряжение на выходе каскада
^ВЫХ = 1 ^Q ' 2 = 1 ~~2?~-
386

Следовательно, коэффициент усиления каскада
гг
>ых : ^
ивх ~ Z2 + (AV12 '
При резонансе, когда o)oL = -—^ и Z — r,
(32.4)
Разделив числитель и знаменатель на г2, введя обозначения
®°—=р, ^- = ^экв и перейдя
к модулям, получим
v P со /49 fi^
/Л _ = ;—тг^: OiXoifr. , lO^.VJI
*\n 1 Q2 чэкн V /
\-
/
1
/
/
I
1
/
/
t
у
/
/
7
/
j
/
/
/
1
к
V *>
•is,
-0,8
0,6
о,ч
0,1
\
v
\
V
v
\
\
I
\
V
Л
1
I
-/
v
\
\
s
!
\
\
\
-x
Параметр связи р1 зависит
от коэффициента
взаимоиндукции между катушками
контуров М. Для выявления
зависимости формы резонансных
кривых от значения |3
воспользуемся уравнением
резонансной кривой, которое
получим, разделив выражение
(32 4) на выражение (32.5). Рис. 32.4. Обобщенные резонансные кри-
При этом в формуле вые ДВУХ связанных контуров
(32.4) примем Z = г (1 + jx),
где величина х, называемая обобщенной расстройкой, будет равна
(i>L -^
— • При условии, что частота усиливаемого сигнала / близка
к собственной частоте /0, можно считать -у — 1, и тогда
h
В результате получим уравнение резонансной кривой:
(32.7)
Задаваясь различными значениями х, для разных значений |3
строят обобщенные резонансные кривые двух связанных контуров
(рис. 32.4).
Однако использовать полученные кривые для практических
расчетов неудобно, так как они не учитывают вносимые в контуры
13'
387

активные сопротивления, которые увеличиваются с ростом
параметра связи |3. В результате коэффициент усиления на частоте
резонанса уменьшается, в то время как на частотах,
соответствующих горбам, он возрастает.
Задаваясь определенной величиной связи и учитывая вносимые
сопротивления, можно осуществить такую настройку, при которой
коэффициент усиления будет максимальным. По полученным
значениям /(0 тах построим семейство обобщенных резонансных кривых,
к
0,1
2 3 k 567810 W 3014050 100
~ Z(f-fo)
100
Рис. 32.5. Семейство обобщенных резонансных кривых
двухконтурного полосового фильтра
К
- = / (х), которое
представпредставляющих собой зависимость
лено на рис. 32.5.
Пользуясь этим семейством кривых и уравнением (32.7), можно
найти, каким значениям х соответствует максимальное значение К,-
Положив у — 1, определим, что х1 = У 2 ф2 — 1). Задаваясь
различными значениями (5, можно определить, в каком случае будет
наилучшая форма резонансной кривой, обеспечивающая
качественное воспроизведение заданного спектра частот при высокой
избирательности.
В случае критической связи ф = 1 и х = 0) получаются
одногорбая кривая и максимальный коэффициент усиления.
388

Kt
т° а)
''■общ
При р < 1 связь ниже критической, величина х — мнимая. Это
означает, что при любой расстройке ординаты резонансной кривой
меньше, чем при резонансе, и кривая одногорбая. При р> 1 связь
выше критической, величина х — вещественная и кривая двугорбая.
Наилучшая форма кривой получается при (} > 1, когда провал
достигает уровня 0,7. Практически
получить такую кривую можно подбором
добротности контуров и коэффициента связи.
Однако из-за сложности настройки
оптимальную резонансную кривую не получают.
Обычно связь между контурами выбирают
близкой к критической.
В усилителях с различным числом
контуров в различных каскадах применяют как
одноконтурные, так и двухконтурные
каскады. Если в двухконтурном каскаде
выбрать связь между контурами больше
'критической, то резонансная кривая будет
иметь провал между горбами на частоте
резонанса (рис. 32.6, а). Настроив
одноконтурный резонансный усилитель на частоту,
соответствующую провалу (рис. 32.6, б),
получим результирующую резонансную
кривую с достаточно широкой полосой
пропускания и по форме близкую к
прямоугольной (рис. 32.6, е).
Хотя такие усилители обеспечивают большое усиление и
высокую избирательность, они применяются редко из-за сложности
настройки.
Кроме указанных выше схем, иногда для расширения полосы
пропускания каскадов и получения более плоской верхней части
резонансной кривой применяют отрицательную обратную связь.
Сужение полосы пропускания достигается включением в
анодную цепь ламп кварцевых фильтров. Однако при этом резко
снижается коэффициент усиления, который иногда становится даже
меньше единицы.
§ 32.2. ВЫБОР ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ
УСИЛИТЕЛЯ
Для получения возможно большего
коэффициента усиления Ко — SRBKv следует применять высокочастотные
пентоды с большой крутизной и контуры с большим эквивалентным
сопротивлением. Большое эквивалентное сопротивление контура
Яэкв = pQ может быть получено при малой емкости контура (так
как р= Т/ тг] и большой добротности Q. Выбор малой емкости
контура увеличивает зависимость формы резонансной кривой от смены
f° 8)
Рис. 32.6. Резонансные
кривые полосового
усилителя с различным числом
контуров в различных
каскадах
389

ламп, что приводит к ухудшению избирательности и к изменению
полосы пропускания усилителя. Полная емкость контура С
складывается из постоянной емкости Со и емкости нестабильности СиеСт:
Резонансная кривая усилителя тем стабильнее, чем меньше
емкость Спсст и больше емкость Со. Следовательно, в полосовых
усилителях желательно применять лампы, которые имеют
минимальные значения Свых и Свх.
Величину емкости Со следует выбирать достаточно большой, но
такой, чтобы обеспечивалось получение необходимого усиления.
В приемниках радиовещательного диапазона применяют
конденсаторы емкостью 150—300 пф. Иногда для повышения стабильности
резонансной кривой увеличивают емкость Со, а требуемая величина
усиления достигается за счет увеличения числа каскадов.
Выбрав емкость контура Со и полагая, что промежуточная
частота /пр известна, можно рассчитать величину индуктивности
контура L.
Настройка контуров на фиксированную частоту (/пр = 465 кгц)
производится с помощью ферромагнитных сердечников в катушках
и подстроечных конденсаторов, включаемых параллельно основным
конденсаторам контура. Увеличение добротности Q, обеспечивающей
получение высокой избирательности и большого усиления,
ограничивается сужением полосы пропускания 2Л/70,7. Добротность, при
которой обеспечиваются заданная полоса и форма резонансной
кривой, близкая к прямоугольной, называется оптимальной.
Однако из-за сложности настройки контуров усилителя с оптимальной
добротностью и трудности их конструктивного выполнения обычно
применяют контуры с добротностями меньше оптимальных. Для
расширения полосы пропускания иногда специально ухудшают
добротность контуров, шунтируя их активным сопротивлением.
§ 32.3 УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ
И ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
В усилителях этого типа используются
транзисторы, граничная частота которых в несколько раз превышает
максимальную рабочую частоту каскада.
Обычно транзисторные УВЧ и тем более УПЧ выполняются по
схеме с общим эмиттером, которая обеспечивает относительно
большое входное сопротивление каскада. По схеме с общей базой, где
граничная частота намного больше, нередко производится
включение транзисторов в усилителях УКВ диапазона.
УВЧ чаще всего имеют одиночный контур, а УПЧ — полосовой
фильтр в виде двух связанных контуров.
При рассмотрении генераторов с внешним возбуждением
(см. § 22.10) отмечалось, что низкое выходное и входное сопротивле-
390

ния транзистора — как активное, так и емкостное — вносят большое
затухание и расстройку в контур и что во избежание этого
используется неполное включение контура.
С учетом этого построена схема рис. 32.7. Других особенностей
схема не имеет: резисторы Rv R2 и R3 устанавливают и
стабилизируют положение исходной рабочей точки, фильтр ЯфСф
препятствует прохождению токов высокой частоты через источник питания
0 з
Uсиги Z.,5
0—->\
Рис. 32.7. Усилитель высокой
частоты на транзисторе
Рис. 32.8. Усилитель промежуточной
частоты на транзисторах
£к, а конденсаторы Сх и С9 практически накоротко связывают по
переменной составляющей второй конец катушки L2 с эмиттером.
Схема усилителя промежуточной частоты с полосовыми
фильтрами приведена на рис. 32.8.
Здесь неполное включение имеет как коллекторный, так и
базовый контур. Цепи, устанавливающие и стабилизирующие положение
исходных рабочих точек, и другие элементы схемы ничем не
отличаются от рассмотренных выше.
Наряду с индуктивной связью между контурами, использованной
в схеме рис. 32.8, применяются автотрансформаторная, емкостная
и индуктивно-емкостная связи.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ТРЕТЬЯ
РАДИОПРИЕМНИКИ СВЧ
ДИАПАЗОНА
§ 33.1. ОСОБЕННОСТИ СВЧ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
Освоение СВЧ диапазона привело к созданию
радиоприемников, обладающих рядом специфических особенностей.
При работе в СВЧ диапазоне необходимо считаться с влиянием
междуэлектродных емкостей, индуктивностей и взаимоиндуктивностей
391

вводов ламп, влиянием времени пролета электронов в лампе,
потерями в диэлектриках ламп и контуров, а также учитывать
невозможность выполнения контуров с сосредоточенными параметрами на
дециметровых и сантиметровых волнах. Колебательные контуры с
сосредоточенными параметрами находят применение во входных
цепях, в ■ УВЧ и преобразователях частоты приемников метрового
диапазона, а также в УПЧ всех приемников. Они характеризуются
малыми размерами, простотой изготовления, хорошими
электрическими показателями и возможностью настройки как за счет
изменения емкости, так и за счет изменения индуктивности. Иногда
конденсатор вообще не включается в контур, так как его функции
выполняет емкость, состоящая из междуэлектродных емкостей ламп
(3—8 пф), собственной емкости катушек (1—2 пф) и емкости
монтажа (3—5 пф). В дециметровом и сантиметровом диапазонах во
входных цепях, усилителях и преобразователях сверхвысокой
частоты используют колебательные контуры с распределенными
параметрами: коаксиальные линии, отрезки волноводов и объемные
резонаторы.
Существенно видоизменяются схемы и конструкции
смесительных, усилительных и преобразовательных устройств. При этом
меняется и ряд требований, предъявляемых к отдельным каскадам
и приемнику в целом.
Введенное ранее определение чувствительности не может
использоваться для оценки приемников СВЧ, так как прием слабых
сигналов ограничивается возросшим влиянием собственных шумов
антенны и приемника. Условие превышения напряжения (мощности)
сигнала над напряжением (мощностью) шумов при определении
реальной чувствительности оказывается в диапазоне СВЧ
недостаточным. Выполнение его зависит от типов оконечных аппаратов и
способности наблюдателя выделять полезный сигнал на фоне шумов.
Поэтому вводится понятие предельной (пороговой)
чувствительности, характеризующей способность приемника принимать слабые
сигналы, создающие на входе детектора напряжение (мощность),
равное напряжению (мощности) собственных шумов антенны и
приемника.
Следует отметить, что чувствительность приемника
ограничивается главным образом собственными шумами антенны, входной
цепи и первого каскада. Основной составляющей напряжения шума
на входе первого каскада является напряжение шума, создаваемого
сопротивлением антенны.
Особенностью приемников СВЧ диапазона является также
широкая полоса пропускания частот, вынуждающая применять большое
число усилительных каскадов, так как с ростом ширины полосы
усиление на каскад уменьшается, а уровень собственных шумов
повышается. Последнее объясняется очень широким спектром частот
собственных шумов.
392

§ 33.2. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ
ПРИЕМНИКОВ СВЧ
Входные цепи приемников СВЧ диапазона
отличаются от ранее рассмотренных не только схемой, но и
конструкцией. Во входных цепях приемников длинных, средних и коротких
волн для уменьшения расстройки контура цепью антенны связь
между антенной цепью и входным контуром выбиралась слабой, так
как приемник должен был работать с различными антеннами.
В СВЧ диапазоне используются настроенные антенны, связанные
с приемным устройством фидерной линией. Поэтому основным
требованием, предъявляемым к входным цепям СВЧ диапазона,
является согласование антенны с фидерной линией и фидерной линии
со входом приемника для получения наибольшего напряжения
полезного сигнала в сеточной цепи первой лампы при максимальном
отношении сигнал/шум. Для этого волновое сопротивление линии
№,, сопротивление излучения антенны R* и входное сопротивление
приемника RBX должны быть равны друг другу:
Wa = Rx=Rn. (33.1)
Во входных цепях приемника метрового диапазона
используются колебательные контуры с трансформаторной или
автотрансформаторной связью. Согласование в этих схемах достигается
подбором степени связи, от которой зависит величина напряжения
полезного сигнала и отношение сигнал/шум.
Так как обычно приемники метрового диапазона имеют узкие
поддиапазоны, а приемники дециметрового и сантиметрового диапа-
зоноз — фиксированную настройку, то в них можно использовать
сильную связь между антенной или фидером и входным контуром,
не опасаясь неравномерности передачи по поддиапазону. Однако
при этом из-за увеличения вносимых в контур потерь
избирательность входной цепи уменьшается, а полоса пропускания
расширяется.
В метровом диапазоне волн входные цепи могут быть
симметричными с применением двухпроводных линий (рис. 33.1, а и б)
и несимметричными с применением коаксиальных линий, (рис. 33.1,
виг).
В схеме входной цепи с трансформаторной связью (рис. 33.1, а)
входное сопротивление лампы RBX ухудшает добротность контура,
а входная емкость Свх меняет его настройку. Это приводит к
расширению полосы пропускания частот, к ухудшению
избирательности, а также к увеличению влияния смены ламп при уменьшении
емкости контура. Между катушкой связи LCB и катушкой контура L
установлен электростатический экран, уменьшающий емкостную
связь между ними. Такой экран может сплетаться из отдельных
изолированных проводов, чтобы не образовывалось замкнутых цепей
393

тока. В противном случае в экране индуктировались бы токи и он
действовал бы как обычный экран, не пропускающий магнитное
поле.
При оптимальной связи наибольший коэффициент передачи
напряжения входной цепи
IS "I / -"ВХ. л
А в.х шах — ~2 у ~Р—'
(33.2)
где Явх. л — активное входное сопротивление лампы.
Применение схемы с неполным включением со стороны сетки
(рис. 33.1, б) позволяет при несколько меньшем коэффициенте
передачи, чем в схеме с полным включением, получить более узкую
полосу пропускания и меньшее влияние смены ламп на настройку.
Это объясняется тем, что входное сопротивление и входная емкость
лампы оказывают шунтирующее влияние не на весь контур, а
Ч
Фидерная\\\
StU//V/fe_Jlt
Б) 8) г)
Рис. 33.1. Схемы входных цепей приемников метрового диапазона:
q — с трансформаторной связью; б — с неполным включением со стороны сетки; в — с
автотрансформаторной связью; г — с апериодическим входом
только на его часть. Такая схема применяется на более высоких
частотах. Схема с автотрансформаторной связью (рис. 33.1, а)
позволяет изменением точки подключения контура подбирать
наивыгоднейшую связь, обеспечивающую минимальное шунтирующее
действие сопротивления й^л.
В схеме с апериодической входной цепью (рис. 33.1, г) фидерная
линия нагружается" на сопротивление, равное ее волновому
сопротивлению.
Входное сопротивление первого каскада приемника, зависящее
от его схемы и используемой лампы, по-разному шунтирует
входную цепь. При малой величине /?вх.л добротность контура
уменьшается, полоса пропускания расширяется, а избирательность
понижается. Большая полоса пропускания в УКВ поддиапазонах
радиовещательных приемников позволяет получить почти
равномерное усиление при фиксированной настройке входной цепи на
среднюю частоту поддиапазона.
В дециметровом диапазоне в качестве контуров используются
резонансные коаксиальные линии, а в сантиметровом диапазоне —
объемные резонаторы.
394

§ 33.3. УСИЛИТЕЛИ СВЧ
Применение для усиления на СВЧ обычных
ламп вследствие уменьшения их входного сопротивления и
коэффициента усиления ограничивается частотами порядка 100—150 Мгц.
На частотах до 300—350 Мгц используют специальные
миниатюрные пентоды и триоды с малым временем пролета электронов,
малыми междуэлектродными емкостями и индуктивностями выводов.
На этих частотах применяются контуры с сосредоточенными
параметрами.
Для увеличения отношения сигнал/шум на частотах от 300—
350 до 3000 Мгц используют резонаторы сравнительно небольших
размеров и триоды с дисковыми выводами.
Усиление принимаемых сигналов на более высоких частотах
нецелесообразно, так как за счет влияния входного сопротивления
лампы и увеличения индуктивности катодного вывода лишь
незначительная часть входного напряжения выделяется на промежутке
сетка—катод. На частотах до 60—80 Мгц в усилительных каскадах
используют обычные пентоды, включаемые по схемам с общим
(заземленным) катодом. Их высокое входное сопротивление позволяет
получить большой коэффициент передачи входной цепи. Однако
уже на частотах 60—80 Мгц и выше собственные шумы пентодов
превышают шумы высокочастотных триодов и применение их
оказывается неоправданным, поэтому используют схемы на триодах
с общей (заземленной) сеткой или с заземленной промежуточной
точкой.
Схема каскада резонансного усилителя на пентоде с
непосредственным включением контура в анодную цепь (рнс. 33.2, а)
отличается от ранее рассмотренных схем наличием двухзвенных
развязывающих фильтров и автотрансформаторной схемой подключения
входа следующего каскада к резонансному контуру. Последнее
вызвано необходимостью уменьшить шунтирующее действие
емкости Свх и сравнительно малого сопротивления RKX.
На частотах от 100 до 400 Мгц иногда применяют схему
усилительного каскада с последовательным включением контурной
катушки (рис. 33.2, б).
В этой схеме емкость со стороны анода С'я = Свых + См и емкость
со стороны сетки следующего каскада С'а' = Свх + Си -f CL
оказываются включенными не параллельно, а последовательно
индуктивности L, поэтому результирующая емкость контура уменьшается,
а предельная частота, на которой может работать каскад,
повышается.
В современных радиовещательных приемниках УКВ диапазона
широкое распространение получил усилитель на триоде с общей
(заземленной) сеткой. Обычно его собирают совместно с односеточ-
ным гетеродинным преобразователем по двойной мостовой схеме
(рис. 33.3).
395

Мостовые схемы применяются для устранения
взаимозависимости настройки контуров сигнала и гетеродина и для
уменьшения гетеродинного напряжения, проходящего в антенну (первый
мост), а также для устранения обратной связи через емкость Спс
по промежуточной частоте в преобразователе (второй мост).
Плечи первого моста (рис. 33.3, б) составлены из емкостей С5,
Св, С8 и входной емкости преобразователя Свх.
Для устранения взаимной связи анодный контур усилителя
L3C3 включается в одну диагональ моста, а гетеродинный контур
Рис. 33.2. Схемы каскадов резонансных усилителей
приемников метрового диапазона:
а — с двухзвенными развязывающими фильтрами; б — с по- '
следовательным включением контурной катушки
Lfi-, — в другую диагональ. Усиление и избирательность каскада
УВЧ зависят от емкости конденсатора связи Съ, величина которой
определяет вносимое в контур затухание.
Недостатком схемы усилителя на триоде с общей сеткой яв-
(п 1,5 -f- 2 \
ляется малое входное сопротивление IR** — -1—*—), сильно
шунтирующее входную цепь и тем самым снижающее ее коэффициент
передачи напряжения. Уменьшение сопротивления RBX в схеме
с общей сеткой вызывается тем, что переменная составляющая
анодного (катодного) тока проходит по входному контуру.
Если же заземление из точки б (рис. 33.4, а) перенести в точку г,
то от схемы с общей сеткой мы перейдем к схеме с общим катодом,
которая имеет большое сопротивление RBX, так как в ней анодный
ток по входному контуру не проходит. При заземлении промежуточ-
396

ной точки контура в анодный ток проходит только по части контура,
что обеспечивает получение промежуточного значения
6-J-8
Особенностью схемы с заземленной промежуточной точкой
контура является возможность взаимной компенсации вредных обрат-
R a R
Рис. 33.3. Высокочастотный блок приемников метрового диапазона:
а — принципиальная схема; 6 — эквивалентный мост триодного преобразователя частоты
с емкостным делителем в сеточной цепи
ных связей, возникающих через емкости Сак и Сас. G этой целью
параллельно емкости Сак присоединяют подстроечный конденсатор
Са, изменением величины емкости которого осуществляют
компенсацию обратных связей.
Рис. 33.4. Усилитель о промежуточной точкой:
а — принципиальная схема; б — эквивалентный мост
Эквивалентная схема каскада представляет собой мост
(рис. 33.4, б), плечи которого образованы частями катушки Lx
и емкостями Сас и Сак -f Cn. Входное напряжение, снимаемое с
конденсатора Съ действует в диагонали с/с, а выходное, выделяющееся
397

на контуре L2C3, включено в диагональ ав. При балансе моста, когда
L С
~г~ —г—з^~> напряжение на выходном контуре не оказывает
влияния на вход, т. е. обратная связь отсутствует. Данная схема
проста и удобна, что обеспечивает ее широкое распространение в
современных приемниках.
В дециметровом диапазоне волн применяются усилительные
каскады с общей сеткой, использующие маячковые и металлокера-
Рис. 33.5. Схема и конструкция усилительного
каскада с общей сеткой на дисковом триоде
мические триоды с дисковыми выводами, предназначенные для
колебательных контуров в виде коаксиальных резонансных линий
(рис. 33.5).
Триод помещается внутри резонансных коаксиальных линий.
Трубы 1 и 2 образуют резонансную короткозамкнутую линию,
выполняющую функции катодного контура. Аналогично трубы 2
и 3 образуют линию, заменяющую анодный контур. Разомкнутые
концы линий подключены к электродам лампы. Труба 3 через
слюдяную шайбу 6, выполняющую роль разделительного конденсатора,
соединена с анодом. По постоянному току катод отделен от трубы 1
с помощью слюдяной шайбы 7 внутри самой дисковой лампы. Эта
емкость является шунтирующей для сопротивления автоматического
393

смещения. Настройка осуществляется перемещением кольцевых
короткозамыкающих поршней 9. Связь линии с антенным фидером
автотрансформаторная 8, а с последующим каскадом
трансформаторная 5. Постоянное анодное напряжение подается через дроссель
высокой частоты 4, расположенный внутри трубы 3.
§ 33.4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
СВЧ ДИАПАЗОНА
Применение многосеточных
преобразовательных ламп ограничивается частотой 30 Мгц из-за значительного
увеличения собственных шумов и сильного взаимодействия между
сигнальной и гетеродинной сетками лампы. Поэтому уже в метровом
диапазоне должны применяться схемы односеточных
преобразователей частоты. До частоты 100 Мгц используются как пентодные,
так и трйодные смесители, однако уже на частотах свыше 45—60 Мгц
рациональнее применять триодные смесители, так как уровень
шумов у них ниже уровня шумов пентодного
смесителя. Кроме того, наличие двойных
высокочастотных триодов позволяет выполнить на одной
лампе весь высокочастотный блок.
В современных радиовещательных
приемниках СВЧ диапазона используются так
называемые гетеродинные преобразователи частоты, в
которых функции генерирования и смешивания \к
колебаний выполняются одной и той же лампой.
На сетку смесителя, собранного, на лампе Л2 *%т®£ат?™*
(см. рис. 33.3), подается напряжение гетеродина кост„ сас триодно-
с 'контура LJ2-J и напряжение сигнала через го преобразователя
конденсатор С-о. Гетеродин построен по транс- частоты
форматорной трехточечной схеме на лампе Л2.
Катушка индуктивности L5 обеспечивает обратную связь
анодной цепи с контуром гетеродина L4C7. Так как контур гетеродина
изолирован относительно земли, то настройку целесообразно
производить изменением величины индуктивности L4.
В анодную цепь лампы Л2 включен полосовой фильтр L6C9,
С10 и L-n Cn. Для устранения паразитной обратной связи по
промежуточной частоте через емкость Сас лампы Л2 собран мост
(рис. 33.6), плечами которого являются емкости Сас, С8, С» и С10.
При составлении схемы моста пренебрегаем влиянием катушек
L4 и L5, так как их сопротивления для токов промежуточной ча-
С С
стоты ничтожно малы. Если условие баланса моста ! у?-=-/Л0!
выполняется, то напряжение промежуточной частоты на катушке
Le, включенной в одну из диагоналей моста, не прикладывается
к участку сетка—катод лампы Л2, являющемуся другой диагональю
моста, т. е. обратная связь, ведущая к самовозбуждению,
отсутствует.

В рассмотренной схеме настройка контуров сигнала и гетеродина
производилась с помощью переменной индуктивности. Однако
возможна схема, в которой настройка осуществляется с помощью
переменной емкости. В такой схеме напряжение сигнала на сетку
преобразователя частоты подается с помощью индуктивного, а не
емкостного делителя напряжения в сеточной цепи смесителя
(рис. 33.7).
Усилитель с общей сеткой собран на триоде Jlv Усиленное
напряжение сигнала с контура L3 С10 (С9 J> Clo) подается на среднюю
точку катушки делителя L4 и с нее в цепь сетки преобразователя.
В схему гетеродина на лампе Лг с трансформаторной обратной
Рис. 33.7. Высокочастотный блок,
состоящий из усилителя с
заземленной сеткой и односеточного
гетеродинного, преобразователя частоты
с индуктивным делителем:
а — принципиальная схема; б —
эквивалентная схема триодного
преобразователя частоты; в — схема
нейтрализации емкости С„„
at
связью входят контур LbCs и катушка обратной связи L4.
Напряжение промежуточной частоты выделяется на контуре,
составленном из катушки L6 и конденсаторов С6, С7 и С4, так как для токов
г 1
промежуточной частоты сопротивления сопрь6 и —-~— ничтожно
conpOn
малы. Конденсатор С6 отфильтровывает высшие гармоники
напряжения гетеродина, что уменьшает их излучение через антенну.
Плечами моста, устраняющего взаимное влияние напряжения
гетеродина и сигнала (рис. 33.7, б), являются половины катушки
L4, емкость С6 и входная емкость преобразовательной лампы Свх.
Так как входное сопротивление 7?вх преобразователя и
сопротивление утечки R2 много больше —~— и —^—, то их влиянием
пренебрегаем. При равенстве половин катушки L4 (L'i = L"A) условие
баланса моста имеет вид С5 = Свх.
400

Второй мост, устраняющий паразитную обратную связь через
емкость Сас на промежуточной частоте, составлен из емкостей С3, С4,
(С„ + С7) и Сас (рис. 33.7, в). Он сбалансирован при выполнении
условия CazCt = С3 (Св + С,).
Применение двойных триодов позволяет осуществить
высокочастотный блок как единую конструкцию, что уменьшает
паразитное излучение гетеродина, облегчает монтаж и настройку блока.
Для устранения непосредственной паразитной связи между
контурами сигнала и гетеродина их экранируют.
В диапазоне дециметровых волн до частоты 1000 Мгц смесители
и гетеродины строятся на триодах с дисковыми выводами и
отрезках коаксиальных резонансных линий.
Кантенне
Разрядник
приемника
Первый
каскад
упи
От
передатчика
IH „
Первый
каскад
УВЧ
Рис. 33.8. Схема высокочастотного блока на триодах с дисковыми выводами
и отрезках коаксиальных резонансных линий
Смесители на триодах выполняются по схеме с общим катодом.
Наличие в анодной цепи напряжения промежуточной частоты более
низкой, чем частота принимаемого сигнала, позволяет выполнить
анодный контур с сосредоточенными параметрами. Осуществление
гетеродина на отрезках коаксиальных резонансных линий (рис. 33.8)
обеспечивает повышенную стабильность частоты при изменении
температуры. Однако необходимо принимать специальные меры для
отвода тепла от анода лампы гетеродина.
Гетеродин собирают по схеме с емкостной обратной связью
с общим катодом. Конструктивно обратная связь выполняется
при помощи штифта, соединяющего сеточную и анодную линии.
Для связи контуров сигнала и гетеродина со смесителем могут
использоваться гибкие высокочастотные кабели, заканчивающиеся
петлями связи. Изменением положения петли связи в магнитном
поле регулируется величина трансформаторной связи. Обычно
связь между гетеродином и смесителем выбирается весьма слабой.
В дециметровом диапазоне на частотах от 1000 и до ~2500 Мгц
применяются диодные смесители. Они строятся на специальных
401

диодах, имеющих низкий уровень шумов и малые
междуэлектродные емкости.
Напряжение гетеродина создается генератором, построенным на
маячковой лампе или клистроне (при работе на волнах короче
10—15 см). В случае применения диодного преобразователяг частоты
первым усилительным каскадом в приемнике является УПЧ,
которым будет определяться результирующий шум приемника. Из
схемы диодного смесителя (рис. 33.9) видно, что между анодом и
катодом диода приложено напряжение, состоящее из постоянного
напряжения отрицательного смещения Uan, создаваемого
постоянной составляющей анодного тока на сопротивлении R, переменных
напряжений сигнала
д _^ «си™, гетеродина иг и
■^^ промежуточной частоты
«пр:
пр>
где
Рис. 33.9. Схема однотактного диодного
смесителя
"сигн — Urn сигн COS (ОСИГцГ!
«г = UmT cos att;
Учитывая, что амплитуда напряжения гетеродина значительно
больше амплитуд напряжений сигнала и промежуточной частоты,
можно считать напряжение Uao равным постоянному
выпрямленному напряжению гетеродина. Величина этого напряжения
определяет положение рабочей точки на характеристике диода. Токи
промежуточной частоты протекают не только через контур L2C2,
настроенный на частоту fuv, но также через катушку связи гетеродина
и входной контур сигнала. При этом происходит обратное
преобразование частоты: напряжение промежуточной частоты нпр,
воздействуя на диод, крутизна которого меняется с частотой гетеродина
fr, приводит к появлению напряжения с частотой, равной частоте
сигнала /с„гн. Воздействие выходного напряжения промежуточной
частоты на вход приводит к уменьшению входного сопротивления
преобразователя.
В диапазоне частот 2500—4000 Мгц вместо диодных смесителей
целесообразно применять кристаллические смесители, создающие
значительно меньшие шумы. Иногда на частотах от 1000 до 4000 Мгц
используют трйодные смесители с резонансными коаксиальными
линиями. В сантиметровом диапазоне на частотах 4000—30 000 Мгц
первым каскадом приемника является кристаллический смеситель,
обеспечивающий наименьший коэффициент шума приемника.
Гетеродины сантиметрового диапазона выполняются в основном
на отражательных клистронах (рис. 33.10).
402

Использование клистронов позволяет легко осуществлять
автоматическую подстройку частоты. Кристаллический смеситель
помещают внутри коаксиальной линии, волновода или объемного
резонатора. Так как в любом из этих случаев на контактную пару
воздействует электромагнитное поле, имеющее составляющие
сигнала и гетеродина, то в ней образуется ток промежуточной частоты.
Энергия промежуточной частоты от контактной пары по
коаксиальному кабелю поступает в контур, настроенный в резонанс с этой
частотой.
Энергия сигнала поступает через щель 1 (рис. 33.10),
расположенную вблизи короткозамкнутого конца волновода. Энергия
гетеродина вводится с помощью зонда 2 отражательного клистрона.
Мощность гетеродина должна быть не менее чем в 10—20 раз больше
мощности, подводимой к
смесительному детектору.
В этом случае связь между
гетеродином и смесителем
может быть взята слабой,
чтобы обеспечить снижение
потерь мощности сигнала
в цепи гетеродина и его
устойчивую работу.
Величина мощности, подводи-
Рис. 33.10. Преобразователь частоты
сантиметрового диапазона на "полупроводниковом
диоде
мой от гетеродина,
регулируется изменением глубины
погружения зонда в
волновод. Для того чтобы
энергия гетеродина не проходила в антенну, расстояние от зонда
до щели берется равным нечетному числу четвертей длины волны.
При этом сопротивление в месте подвода энергии гетеродина равно
бесконечности.
Токи промежуточной частоты от смесителя 4 по коаксиальной
линии 6 подводятся к первому каскаду УПЧ. Согласование входного
сопротивления смесителя с волноводом производится с помощью
короткозамыкающего поршня 5.
Кристаллические смесители имеют малые размеры и не требуют
источников питания. Потери мощности сигнала в них незначительны,
а уровень собственных шумов весьма мал. Их существенным
недостатком является малая электрическая прочность, приводящая
к повреждениям при воздействии сильных сигналов.
В описанных гетеродинах могут использоваться клистроны
с внутренними и внешними резонаторами. Клистроны с внутренними
резонаторами обладают меньшими размерами и удобны в настройке,
но они могут применяться только в узкодиапазонных приемниках,
так как пределы их перестройки ограничены.
Клистроны с внешними резонаторами громоздки и используются
лишь в широкодиапазонных приемниках.
403

§ 33.5. ОСОБЕННОСТИ СХЕМ УПЧ
И ДЕТЕКТОРОВ ПРИЕМНИКОВ СВЧ
В состав приемников метровых и
дециметровых волн обычно входят усилители высокой частоты и пентодные
или триодные смесители, которые обеспечивают превышение
напряжения сигнала над напряжением шумов. УПЧ таких приемников
выполняются на пентодах по ранее рассмотренным схемам.
Приемники сантиметрового диапазона имеют кристаллический
смеситель, который ослабляет мощность приходящих сигналов и
не обеспечивает превышение полезного сигнала над шумом. В этом
случае шумы УПЧ определяются собственными шумами двух
первых каскадов.
Известно, что триодный усилитель по схеме с общей сеткой,
имея малый уровень собственных шумов, обеспечивает достаточно
большое усиление по напряжению при хорошей устойчивости.
Недостатком этой схемы является небольшое входное
сопротивление, которое шунтирует предыдущий каскад, уменьшает его
коэффициент усиления (передачи) и ухудшает избирательность.
Кроме того, малая величина RaK приводит к потреблению энергии
сигнала на входе каскада, что понижает его коэффициент усиления
по мощности.
Для устранения указанных недостатков перед схемой с общей
сеткой включают усилитель на триоде по схеме с общим катодом.
Наличие первого каскада с общим катодом обеспечивает получение
большого входного сопротивления, благодаря чему все недостатки
схемы с общей сеткой устраняются. Однако усиление по
напряжению, даваемое первым каскадом, оказывается малым из-за
шунтирования его нагрузки малым входным сопротивлением каскада
с общей сеткой. Наряду с этим первый каскад обеспечивает
большое усиление по мощности, что способствует увеличению отношения
сигнал/шум.
Для обеспечения необходимого усиления и избирательности
последующие каскады собирают на пентодах по любой из
рассмотренных в § 32.2 схем.
На рис. 33.11 приведена схема «заземленный катод —
заземленная сетка*, которая получила название каскодной.
Контуры L1C1, L2C2 hL3C3c помощью индуктивностей настроены
на промежуточную частоту. При большой промежуточной частоте
конденсаторы Съ С2 и С3 не включаются в схему, их роль
выполняют собственные емкости каскадов. Для исключения возможности
самовозбуждения за счет обратной связи через междуэлектродные
емкости Сас и Сак параллельно им включаются катушки Lol и L02.
Образованные таким образом параллельные контуры настраиваются
в резонанс на промежуточную частоту. В этом случае между анодом
и катодом лампы Л1 оказывается включенным высокочастотный
делитель напряжения, составленный из двух контуров L01C0l и
404

LlC1 (C01 = Cac -f CM; C02 = C3K -f- CM). Так как сопротивление
настроенного в резонанс параллельного контура LnC0l значительно
больше сопротивления емкости Сас, то большая часть переменного
анодного напряжения падает на нем и напряжение обратной связи,
снимаемое с контура L1C1 на сетку лампы Лъ получается
недостаточным для самовозбуждения каскада. Элементы RKlCK1 и RK2CKt
образуют цепочки автоматического смещения.
Первый каскад УПЧ
третий
каскадУПЧ
Рис. 33.11. Схема двух первых каскадов УПЧ на триодах
приемников сантиметрового диапазона (каскодная схема)
В приемниках СВЧ наиболее часто применяются диодные и
кристаллические детекторы, которые обеспечивают детектирование
с минимальными нелинейными искажениями даже при подведении
напряжений с амплитудами, изменяющимися от одного-двух до
нескольких десятков вольт. Если диодный детектор предназначается
для работы в радиолокационном приемнике, то схема выполняется
так, чтобы с него снимались отрицательные импульсы.
Рис. 33.12. Схема однотактного диодного детектора
Различают схемы однотактных и двухтактных диодных
детекторов. Наиболее часто применяется схема однотактного детектора
(рис. 33.12), которая отличается от ранее рассмотренной тем, что
учитываются все паразитные емкости и применяются специальные
меры для фильтрации напряжения значительно более высокой
промежуточной частоты.
405

Дроссель фильтра Ь$ изготовляют так, чтобы он вместе со
своей межвитковой емкостью Сф образовывал параллельный контур,
настроенный в резонанс с промежуточной частотой.
Иногда в специальных устройствах, где требуется большое
входное сопротивление, применяются анодные и катодные
детекторы. В последние годы в связи с развитием полупроводниковой
техники стали широко использоваться кристаллические детекторы.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ЧЕТВЕРТАЯ
РАДИОПРИЕМ
ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ
§ 34.1. ОСОБЕННОСТИ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ
Приемники частотно-модулированных
сигналов отличаются от приемников амплитудно-модулированных
сигналов широкой полосой пропускания (до 250—300 кгц), а также
способностью подавлять шумы и помехи. Кроме того, приемник,
предназначенный для приема радиовещательных программ, должен
иметь низкочастотный тракт, обеспечивающий неискаженное
воспроизведение широкого спектра частот от 30 до 15 000 гц.
Основным источником помех при приеме
частотно-модулированных сигналов являются промышленные помехи. Особенно сильно
сказываются помехи от систем электрозажигания автомобилей.
В приемнике частотно-модулированных сигналов изменение
напряжения сигнала на выходе зависит от изменения частоты
принимаемых колебаний. Поэтому можно, не опасаясь искажений
сигнала, ограничить его амплитуду. Для этой цели применяется
ограничитель амплитуды. Однако при этом не удается избежать
изменения частоты принимаемого сигнала под действием помехи.
Паразитная модуляция частоты принимаемых сигналов зависит от
разности между частотами помехи и сигнала и от различия в их
амплитудах. При равенстве частот помехи и принимаемого сигнала
частота результирующего колебания совпадает с частотой
сигнала. Чем больше разность этих частот и выше напряжение
помехи, тем больше паразитная модуляция. Помеха тем меньше влияет
на прием, чем меньше девиация частоты помехи по сравнению с
девиацией частоты сигнала. Поэтому при узкополосной частотной
модуляции паразитная частотная модуляция сказывается сильнее,
чем при широкополосной модуляции.
В СВЧ диапазоне наиболее целесообразно строить приемники
по супергетеродинной схеме. Иногда применяются схемы сверх-
406

регенеративных приемников. J ак как современные
радиовещательные приемники частотно-модулированных сигналов предназначены
для работы в метровом диапазоне (64,5—73 Мгц), то их входные
цепи, усилители сверхвысокой частоты, преобразователи и
усилители промежуточной частоты строятся по схемам, которые принято
использовать в данном диапазоне. В связи с тем, что для приема
радиотелефонных частотно-модулированных сигналов требуется
широкая полоса пропускания входной цепи и усилителя сверхвысокой
частоты избирательность по соседнему каналу и усиление
обеспечиваются главным образом усилителем промежуточной частоты.
Для повышения избирательности по зеркальному каналу величину
промежуточной частоты берут достаточно большой (Д1р = 8,4 Мгц).
Принципиальное отличие блок-схемы приемника
частотно-модулированного сигнала от блок-схемы приемника амплитудно-мо-
дулированного сигнала состоит в том, что в ней есть каскад
ограничителя амплитуды и вместо амплитудного используется
частотный детектор, который преобразует частотно-модулированный
сигнал с постоянной амплитудой в низкочастотный сигнал,
меняющейся по тому же закону, что и модулирующее напряжение низкой
частоты в передатчике.
§ 34.2. ОГРАНИЧИТЕЛЬ АМПЛИТУДЫ
Ограничителем амплитуды обычно служит
последний каскад УПЧ приемника. Он должен обеспечить постоянство
амплитуды напряжения на выходе при условии сохранения
частотной модуляции сигнала на его входе.
Форма амплитудной характеристики ог- "вш
раничителя (рис. 34.1) определяет
величину усиления ограничителем входного
напряжения до значения,
соответствующего точке А. / i/gx
При большем входном напряжении
амплитуда выходного напряжения уменьшается
и, начиная с точки Б, остается
неизменной. Входное напряжение,
соответствующее точке Б, называется порогом
ограничения.
Наибольшее распространение в приемниках
частотно-модулированных сигналов получил сеточный ограничитель, в котором
напряжение смещения получается в результате сеточного
детектирования (рис. 34.2).
Ограничение подводимого напряжения достигается выбором
ламп с резкой отсечкой анодного тока и горизонтальным участком
анодно-сеточных статических характеристик. При положительном
полупериоде напряжения в сеточной цепи возникает ток,
постоянная составляющая которого, проходя по сопротивлению Rc, создает
т
и.
овр _
Рис. 34.1. Идеальная
амплитудная характеристика
ограничителя
407

на нем напряжение смещения. Величина этого напряжения зависит
от силы приходящего сигнала. Для того чтобы напряжение
смещения оставалось неизменным во время отрицательного полупериода,
резистор Rc шунтируется конденсатором Сс. Постоянную времени
сеточной цепи тс = CtRc обычно делают в 20—25 раз больше
длительности периода.
При увеличении амплитуды сигнала увеличивается напряжение
смещения и уменьшается угол отсечки анодного тока в. Так как
cut <5)
Рис. 34.2. Амплитудный ограничитель:
а — принципиальная схема; б — процесс ограничения
контур в анодной цепи настроен на промежуточную частоту, которая
является частотой первой гармоники анодного тока, то с
уменьшением величины 0 уменьшаются составляющая тока промежуточной
частоты и напряжение этой частоты на контуре.
Ограничение положительных полупериодов происходит также
за счет уменьшения сопротивления промежутка сетка — катод
лампы при прохождении сеточного тока. Уменьшение этого
сопротивления приводит к увеличению напряжения на резисторе Rc
и уменьшению сеточного напряжения лампы.
Кроме того, ограничение в положительные полупериоды
происходит при заходе в область горизонтального участка сеточной
характеристики лампы (участок 2—3 на рис. 34.2, б), получающегося
403

при пониженных анодном и экранирующем напряжениях. В
отрицательные полупериоды ограничение создается отсечкой импульсов
анодного тока снизу. Для эффективной работы ограничителя
необходимо, чтобы амплитуда сигнала превышала напряжение,
соответствующее порогу ограничения (положительные полупериоды
должны заходить за точку 2, а отрицательные — за точку 1 на
характеристике ограничителя, приведенной на рис. 34.2, б).
§ 34.3. ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
В настоящее время в различных
радиоустройствах широкое распространение получили две схемы частотных
детекторов: фазовый дискриминатор (различитель) и дробный
детектор.
Схема фазового дискриминатора (рис. 34.3, а) состоит из двух
связанных контуров L^ и L2CZ, включенных в анодную цепь
ограничительного каскада, и из двухтактного анодного детектора.
Эти контуры настроены на среднюю промежуточную частоту.
От середины катушки L2 сделан отвод, который соединен с
конденсатором связи С5 и дросселем высокой частоты LIp. Так как этот
дроссель включен параллельно контуру ЬХСЪ то к нему приложено
также напряжение t/,. Чтобы дроссель не оказывал шунтирующего
действия на контур, величину его индуктивности берут во много
раз больше индуктивности контура Lv
Сопротивления резисторов нагрузки Rx и R% выбираются
равными.
Емкости конденсаторов С3, С4, С5 и С6 берут достаточно
большими, так как их сопротивления для токов промежуточной частоты
должны быть весьма малыми.
В момент, когда модуляция отсутствует (момент молчания),
через контур L\CX проходит переменная составляющая тока
средней промежуточной частоты, которая создает на контуре падение
напряжения Ь\. При этом контур обладает чисто активным
сопротивлением. Наводимое в контуре ЬгС% напряжение О сдвинуто по
фазе относительно напряжения С\ на 180° (рис. 34.3, б). Так как
контур L2C2 настроен в резонанс со средней промежуточной
частотой, то ток контура /2 совпадает по фазе с напряжением О. Ток
/2, проходя по контуру, создает на катушках L2 и L"2 напряжения
О% и 0$, которые опережают по фазе ток /2 на 90° (активными
составляющими сопротивлений катушек L2 и L3 пренебрегаем). К диодам
Цх и Д2 приложены напряжения С\ и Оь, соответственно равные
Uj + U3 и Ux + U, (рис. 34.3, г). Так как эти напряжения равны по
величине, то они создают равные анодные токи диодов,
проходящие по равным нагрузочным сопротивлениям резисторов Rx и R2.
Поэтому на этих сопротивлениях образуются два одинаковых
напряжения, однако ток диода Дх проходит по сопротивлению
резистора #! от точки А к точке Б (через дроссель £др и катушку Ц),
409

а ток диода Д2 проходит по сопротивлению резистора R2 от точки В
к точке Б (через дроссель Ьяр и катушку Ц). Следовательно, при
равенстве напряжений на резисторах Rt и R2 результирующее
напряжение между точкой А и землей равно нулю. Если
предположить, что мгновенное значение промежуточной часто-йл /пр стало
ниже средней промежуточной частоты /пР0, на которую настроены
контуры, то реактивное сопротивление контуров будет иметь
емкостный характер. Поэтому ток /2 опережает по фазе напряжение О
Os.
85<ЭВ
Рис. 34.3. Схема фазового дискриминатора и векторные
диаграммы токов и напряжений в нем
на угол фг. Из векторной диаграммы (рис. 34.3, д) видно, что
результирующие напряжения Ot и Оь, приложенные к диодам Дх и
Д2, в этом случае не равны друг другу и через диод Дг проходит
больший ток. Поэтому напряжение на резисторе Rx превышает
напряжение на резисторе R2, а потенциал точки А относительно земли,
определяемый -разностью напряжений на резисторах R± и R2,
становится положительным. При подаче на вход частотного
детектора напряжения промежуточной частоты /пр, превышающей
среднюю частоту /про, реактивные сопротивления контуров становятся
индуктивными и ток L отстает по фазе от напряжения О на угол
Фз (рис. 34.3, е). В этом случае результирующее напряжение (Jk
оказывается больше напряжения Оь, а ток через диод Д2 больше
тока через диод Дх. В результате напряжение на резисторе ^2
41Q

больше, чем на резисторе R1} а потенциал точки А становится
отрицательным относительно земли.
Таким образом, при изменении частоты сигнала изменяется
соотношение напряжений на диодах, что приводит к изменению
выходного напряжения. Чем больше отклонение (девиация)
частоты от среднего значения, тем больше амплитуда напряжения
низкой частоты на выходе, а чем больше скорость изменения
промежуточной частоты, тем выше частота выходного напряжения.
Зависимость амплитуды выходного напряжения от амплитуды подводимого
к детектору напряжения промежуточной частоты при плохой работе
ограничителя и изменении амплитуды в результате воздействия
помех приводит к искажению выходного напряжения низкой частоты.
Напряжение между
точками А и 8
Рис.. 34.4.
Характеристика частотного детектора
Поскольку изменение частоты сигнала приводит к изменению
фазового сдвига между током /2 и напряжением О, рассмотренный
дискриминатор называется фазовым. Зависимость выходного
напряжения частотного детектора от частоты подводимого сигнала
выражается характеристикой (рис. 34.4), которую часто называют
5-кривой.
Если частота подводимых колебаний изменяется, то на нагрузке
частотного детектора возникает напряжение звуковой частоты.
Для получения неискаженного сигнала на выходе необходимо,
чтобы изменение частоты происходило только в пределах линейной
части этой характеристики.
Дальнейшим развитием частотных детекторов явился дробный
детектор (рис. 34.5, а), или детектор отношений. Характерной
особенностью схемы дробного детектора по сравнению с
дискриминатором является последовательное включение диодов, вследствие
чего постоянный ток в их внешней цепи протекает в одном
направлении. Как и в схеме фазового дискриминатора, к каждому из
411

диодов приложена сумма высокочастотных напряжений, снимаемых
с контура L^! и разных половин катушки L2. Если частота /пр
подводимого напряжения равна средней промежуточной частоте
/Пр0, на которую настроены контуры, то к диодам приложены
одинаковые по величине
напряжения (см. рис.
34.3, г). Под действием
этих напряжений через
диоды Дг и Д2 проходит
ток в виде
синусоидальных импульсов, которые
можно рассматривать
как сумму переменной и
постоянной
составляющих. Переменная
составляющая тока диода Дх
замыкается через
емкость С4, а переменная
составляющая тока
диода Д2 — через емкость Сь.
Так как постоянные
составляющие токов
диодов Дх и Д2, соединенных
последовательно,
проходят по цепи, состоящей
из двух одинаковых
резисторов /?, и Ro, а также
равных частей катушки
индуктивности L2, то
можно считать, что
hi = Л>2- Под действием
этих постоянных
составляющих конденсаторы
С4 и С5 заряжаются до
одинаковых
напряжений, пропорциональных
подводимому
напряжению промежуточной
частоты. При этом
суммарное выпрямленное напряжение делится пополам как между
конденсаторами С4 и Сь (С4 = Съ), так и между резисторами R1 и R2,
по которым проходит один и тот же ток. В результате между
точками А и Б (рис. 34.5, а) разность потенциалов не создается.
Если частота /пр подводимого к контурам L^Ci и L2C2
напряжения отличается от средней промежуточной частоты /пр0, то
напряжение на одном из диодов увеличивается, а на другом уменьшается.
При этом изменяются выпрямленные напряжения на конденсато-
cot
'г в3
Увеличение средней
силы сигнала
Последующее^ перемещение
рабочей точки
Рис. 34.5. Дробный детектор:
а — принципиальная схема; б — графики работы при
нормальной средней силе принимаемого сигнала;
в — графики работы при увеличении средней силы
принимаемого сигнала
412

pax C4 и С5. Предположим, что fnp> /про- Тогда (см. рис. 34.3, е)
напряжение 1!ъ на диоде Дх становится меньше напряжения U3 на
диоде Д2 и соответственно изменяются выпрямленные напряжения
на конденсаторах С4 и Съ. При этом напряжения на резисторах
R1 и /?2 остаются равными друг друг}', таким образом потенциал
точки А относительно точки Б меняется и между этими точками
возникает напряжение, амплитуда которого изменяется по закону
модулирующего сигнала.
Так как девиация частоты изменяет отношение, в котором
выпрямленное напряжение делится между конденсаторами С4 и С8,
то этот детектор называют дробным частотным детектором
(детектором отношений). Параллельно конденсаторам С4 и С5 через
резисторы Ra и /?4 включен конденсатор С6 очень большой емкости
(несколько микрофарад), который заряжается почти до
напряжения, равного сумме напряжений на конденсаторах С4 и Сь. Разряд
конденсатора Св возможен через резисторы R1 и R2. Постоянная
времени этой цепи т = (/?! + #2)Се выбирается большой (г =
= 0,1—0,2 сек), чтобы разряд конденсатора происходил медленно.
В этом случае изменение напряжения, вызванное быстрым
изменением промежуточной частоты около ее среднего значения, не
сказывается на величине напряжения на конденсаторе С6 и зависит
только от амплитуды принимаемого сигнала.
При увеличении принимаемого сигнала импульсы токов через
диоды Ди Д2 и выпрямленные напряжения на конденсаторах С4,
С5 (и соответственно на конденсаторе С6) возрастают. Однако
отношение напряжений на конденсаторах С4 и С5 при этом почти
не меняется, так как под действием напряжения на конденсаторе
С6 рабочие точки на характеристиках диодов перемещаются влево
и углы отсечки уменьшаются (рис. 34.5, б). В результате анодные
токи диодов уменьшаются и напряжение на выходе остается
неизменным. Таким образом обеспечивается независимость постоянной
составляющей анодных токов от изменения величины
принимаемого сигнала, т. е. от паразитной амплитудной модуляции.
Следует отметить, что дробный детектор полностью уничтожает
паразитную амплитудную модуляцию только на средней
промежуточной частоте и при малых амплитудах сигнала. Паразитная
амплитудная модуляция сказывается тем сильнее, чем больше
девиация частоты и асимметрия схемы. Для уменьшения асимметрии
в схему иногда включают дополнительные сопротивления R3 и /?4.
У большинства современных приемников в качестве вентилей
в детекторе используются полупроводниковые диоды.
Удовлетворительная линейность 5-кривой достигается
подбором емкостей конденсаторов С4 и Сь, сопротивлений резисторов
/?! и Rz, а также регулировкой связи между контурами LlC1 и
L2C2- При правильном подборе этих величин удается получить
большую длину линейного участка 5-кривой, чем у фазового
дискриминатора.
413

ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ПЯТАЯ
РУЧНЫЕ И АВТОМАТИЧЕСКИЕ
РЕГУЛИРОВКИ
В РАДИОПРИЕМНИКАХ
§ 35.1. РУЧНЫЕ РЕГУЛИРОВКИ
УСИЛЕНИЯ И ТЕМБРА ЗВУКА
Ручная регулировка усиления (громкости)
в приемниках, имеющих, кроме того, автоматическую регулировку,
производится в УНЧ. Обычно регулятор включают между
детектором и сеткой первой лампы УНЧ (рис. 35.1).
Иногда регулировку усиления совмещают с коррекцией низших
частот. На низших частотах сопротивление емкости Сг настолько
велико, что напряжение на выходе от него не зависит, а на высших
частотах сопротивление емкости уменьшается и его влияние по
Напряжение
с детектора
или со
звукоснимателя
Рис. 35.1. Схема ручной регулировки громкости с
коррекцией низших частот
мере перемещения движка вниз возрастает. При этом за счет
уменьшения напряжения высших частот на выходе обеспечивается
относительный подъем низших частот.
Качество воспроизведения сигнала на выходе приемника
зависит от ширины полосы пропускания высокочастотной части
приемника и частотной характеристики его низкочастотной части. В
радиовещательных приемниках оценка качества звучания
производится слушателями субъективно, поэтому необходимо иметь ручной
регулятор тембра (тона) звука. В некоторых современных
приемниках регулировка производится параллельно в каскадах УПЧ
и УНЧ. В каскадах УПЧ плавно или скачкообразно меняется
ширина полосы пропускания за счет изменения связи между
катушками связанных контуров. Сужение полосы пропускания при приеме
слабого сигнала повышает избирательность приемника, но ухудшает
качество воспроизведения. В каскадах УНЧ плавно или
скачкообразно изменяется форма частотной характеристики. При подъеме
частотной характеристики в области низших частот звучание
получается мягким; глуховатым, а разборчивость речи понижается. При
414

подъеме частотной характеристики в области высших частот звук
приобретает резковатый металлический оттенок, но разборчивость
речи повышается. При этом также повышается уровень шумов.
Регулирование частотной характеристики чаще всего
производится в каскадах усилителей низкой частоты на резисторах. Оно
осуществляется двумя путями: 1) за счет перераспределения
усиливаемого напряжения между активным сопротивлением и
сопротивлением конденсатора, зависящим от частоты; 2) с помощью
отрицательной обратной связи.
§ 35.2. АВТОМАТИЧЕСКИЕ
РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ
И ПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ
Автоматическая регулировка усиления (АРУ)
позволяет защитить приемник от перегрузки сильными сигналами,
поддерживать постоянство напряжения на выходе при изменении
напряженности поля как в результате замираний, так и в
результате изменений условий приема (например, расстояния между
передатчиком и приемником).
Коэффициенты усиления Ко каскадов УВЧ, УПЧ и
преобразователя частоты пропорциональны эквивалентным сопротивлениям
контуров (R3KS) и крутизнам ламп (S). Регулировка усиления
изменением величины сопротивления R3KB нецелесообразна, так как
при этом меняются избирательность и полоса пропускания
каскадов. Поэтому автоматическая регулировка основана на
использовании зависимости крутизны лампы S от напряжения сеточного
смещения Uc0.
Для регулировки усиления к сеткам ламп усилительных
каскадов УВЧ, УПЧ и преобразователя, помимо постоянного
напряжения смещения U'COl подводится дополнительное напряжение
смещения Uv, зависящее от средней амплитуды приходящих сигналов.
Напряжение £/р принято называть регулирующим, а каскады или
лампы, к которым оно подводится, регулируемыми. Таким образом,
напряжение смещения (7с0 = | U'c0\ + \UV\ (рис. 35.2).
Под действием напряжения £/р рабочая точка перемещается по
характеристике лампы, при этом меняется ее крутизна S, а следе-
вательно, и усиление каскада. Чем больше средняя амплитуда
приходящего сигнала, тем больше дополнительное напряжение
смещения £/р, тем меньше крутизна 5 и коэффициент усиления
каскада.
Для получения дополнительного напряжения смещения
используется детектор, включаемый в супер гетеродинных приемниках
после каскадов УПЧ (рис. 35.3).
Эффективность работы системы АРУ зависит от того, какое
число каскадов подвергается действию регулирующего
напряжения. Для осуществления хорошо действующей системы АРУ в ре-
415

\Rh
гулируемых каскадах используют лампы с удлиненной
характеристикой (6К.7, 6КЗ, 1КШ, 6К1П и т. д.), позволяющие плавно
и в значительных пределах менять крутизну.
Так как с сопротивления нагрузки детектора снимается
напряжение, изменяющееся по закону огибающей (рис. 35.3, б), а к
сеточным цепям регулируемых ламп должно подводиться напряжение,
зависящее от средней силы приходящего сигнала, то после детектора
включается фильтр /?фСф
(рис. 35.3, о). При
отсутствии фильтра к сеткам
регулируемых ламп в проти-
вофазе с огибающей
амплитуд сигнала подводилось бы
напряжение звуковой
частоты, уменьшающее
глубину модуляции, т. е.
имела бы место демодуляция
сигнала и возникали бы
частотные искажения.
Действительно, под действием
напряжения звуковой ча-
'•Огибающая
up После фильтра Rq,
а)
До детектора
Рис. 35.2. Принцип
автоматической
регулировки усиления
~ир 'Постоянная
сдставлятщая
Рис. 35.3. Схема детектора простой
АРУ (а) и графики процессов в
ней (б)
стоты рабочая точка перемещалась бы по анодно-сеточной
характеристике лампы усилительного каскада и сигналы с большими
амплитудами ослаблялись бы, а с малыми — усиливались. В
результате огибающая напряжения на выходе каскада стремилась бы
к прямой линии.
При наличии фильтра напряжение, снимаемое с сопротивления
нагрузки параллельного детектора Rn, распределяется между
элементами фильтра /?ф и Сф. Переменная составляющая напряжения
выделяется на резисторе #ф, сопротивление которого для этой
составляющей значительно больше сопротивления конденсатора Сф.
Постоянная составляющая выделяется на конденсаторе Сф,
представляющем для нее бесконечно большое сопротивление.
416

Параметры фильтра #ФСФ для радиовещательных приемников1
обычно выбирают из условия, чтобы постоянная времени тф = Сф/?ф
была равна 0,2—0,02 сек. При больших значениях тф изменение
напряжения Up может не успевать следовать за изменениями силы
приходящего сигнала. Фильтр R$C$ устраняет также возможность
самовозбуждения за счет обратной связи через цепи АРУ.
Действие системы АРУ иллюстрируется амплитудной
характеристикой приемника, показывающей зависимость выходного
напряжения £/„ых от входного напряжения £/вх (рис. 35.4).
В идеальном приемнике без АРУ эта зависимость выражается
прямой Оа. В реальных условиях из-за нелинейности характеристик
ламп при больших сигналах эта зависимость имеет вид кривой Об.
Идеальная характеристика приемника с АРУ имеет вид кривой Овг.
Из этой
характеристика
Простая АРУ
/ 2
j АРУ с задержкой и усилением
Идеальная АРУ
Рис. 35.4. Амплитудные характеристики
приемников с различными схемами АРУ
ки видно, что для
высококачественного
воспроизведения сигнала система АРУ,
начиная с некоторого
значения, должна
обеспечивать постоянство
величины выходного
напряжения.
Количественно действие
системы АРУ
характеризуется допустимым
изменением выходного
напряжения при изменении
входного напряжения.
Для радиовещательных приемников 1-го класса установлено,
что при изменении напряжения на входе в 1000 раз напряжение на
выходе не должно изменяться более чем в 4 раза.
В схеме простой АРУ (см. рис. 35.3, а) напряжение низкой
частоты и регулирующее напряжение снимаются с общего детектора.
Поэтому в цепь сеток регулируемых ламп подается дополнительное
напряжение смещения Up при любых значениях э. д. с. сигнала
в антенне £д. Амплитудная характеристика приемника с простой
АРУ имеет вид, показанный на рис. 35.4. Недостатками такой схемы
АРУ являются некоторый рост выходного напряжения при больших
сигналах и ослабление малых сигналов. В настоящее время простая
схема АРУ почти не применяется.
Для устранения действия АРУ при малых сигналах
выпрямитель АРУ отделяют от детектора сигнала и в его цепь вводят
отрицательное напряжение смещения, называемое напряжением
задержки U3.
Детектор АРУ с задержкой (рис. 35.5) собран на диоде Д2 по
схеме с закрытым входом. На диоде Дх собран детектор сигнала по
схеме с открытым входом. Напряжение между анодом и катодом
14 Браммер
417

детектора АРУ складывается из выпрямленного напряжения
сигнала, выделяющегося на резисторе R2, и напряжения задержки,
выделяющегося на резисторе Rg, которые включены
последовательно. При слабых сигналах, амплитуды которых не превышают
напряжения задержки, диод заперт и в цепи сеток регулируемых
ламп подается лишь постоянное напряжение задержки U3. Если
же амплитуда приходящего сигнала превышает напряжение
задержки, то диод отпирается и постоянная составляющая
выпрямленного тока создает на резисторах #2 и #з напряжение, которое
увеличивает смещение на сетках регулируемых ламп. В результате
этого их коэффициент усиления уменьшается.
К сеткам
регулируемых
ламп
Г
Рис. 35.5. Схема детектора АРУ с задержкой на
полупроводниковых диодах
Амплитудная характеристика приемника, имеющего АРУ с
задержкой, приведена на рис. 35.4. Из характеристики видно, что
при малых амплитудах сигнала напряжение на выходе растет, а
при больших, когда включается АРУ, остается примерно
постоянным. В современных приемниках наиболее часто применяется схема
АРУ с задержкой.
В схеме АРУ с задержкой и усилением усилению подвергается
регулирующее напряжение, что обеспечивает более резкое
уменьшение крутизны характеристики регулируемых ламп. Таким
образом, амплитудная характеристика (см. рис. 35.4) еще больше
приближается к идеальной. Усиление может осуществляться как до
детектора в дополнительном каскаде промежуточной частоты, так
и после детектора по низкой частоте. Схемы с усилением и задержкой
применяются весьма редко и только в высококачественных
приемниках.
Следует отметить, что в приемниках с АРУ применение схем
автоматического смещения в регулируемых каскадах
нецелесообразно. Это объясняется тем, что величина постоянного напряжения
смещения оказывается зависящей от силы приходящего сигнала.
418

При увеличении амплитуды приходящего сигнала возрастает
напряжение £/р, следовательно, уменьшаются катодный ток и вместе
с ним постоянное отрицательное напряжение смещения. Таким
образом, под действием напряжения 0р напряжение на выходе
уменьшается, а из-за уменьшения напряжения смещения U'Q0
возрастает, т. е. увеличивается степень непостоянства выходного
напряжения. Поэтому напряжение смещения U'Qt) лучше получать
за счет падения напряжения постоянного тока от источника
питания на постоянном сопротивлении.
Автоматическая подстройка частоты (АПЧ) применяется в
некоторых приемниках для коррекции погрешности при установке
I
V
Входная
цепь
-
УВЧ
-
Смеситель
-
УПЧ
1
Детектор
УНЧ
\Гетеродин У\Управатель ЦРазличитеЩ
Рис. 35.6. Блок-схема приемника с автоматической
подстройкой частоты
частоты приемника и подстройке его в случае ухода частоты
передатчика или гетеродина. Блок-схема приемника с АПЧ приведена
на рис. 35.6.
При изменении промежуточной частоты приемника изменяется
как по величине, так и по знаку постоянное напряжение на выходе
частотного детектора, который в данной схеме часто называют раз-
личителем, или распознавателем.
Частотный детектор может быть выполнен по любой из схем,
рассмотренных в § 34.3.
Под действием напряжения с выхода частотного детектора
управитель автоподстройки, представляющей собой реактивную лампу,
меняет частоту гетеродина так, чтобы промежуточная частота
приближалась к номинальной. Однако промежуточная частота не
получается равной номинальному значению, а как бы колеблется около
него.
В радиовещательных и других радиотелефонных приемниках
система АПЧ применяется редко. Она широко используется в
различных радиолокационных приемниках.
14*

РАЗДЕЛ V!
ПРИНЦИПЫ РАДИОЛОКАЦИИ
И ТЕЛЕВИДЕНИЯ
*
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ШЕСТАЯ
*
УСИЛЕНИЕ И ФОРМИРОВАНИЕ
ИМПУЛЬСОВ
§ 36.1. ИМПУЛЬСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
НА ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЕ
Во многих устройствах, связанных с
радиолокацией, телевидением, автоматикой и другими областями техники,
широкое применение нашли импульсные усилители.
Наряду с усилением такой каскад должен обеспечивать
минимальное искажение формы импульсов, т. е. он должен обладать
равномерной в широких пределах частотной характеристикой.
В качестве усилительного элемента в импульсных усилителях
используют как электронные лампы, так и полупроводниковые
приборы.
Широкое использование электронных ламп обусловлено их
большим (при отсутствии сеточных токов) входным сопротивлением
и безынерционностыо вплоть до частот порядка сотен мегагерц.
Наибольшей равномерностью обладает частотная
характеристика резисторного усилителя, поэтому его схема положена в основу
импульсного усилителя. Причиной искажения фронтов импульса
таким усилителем является наличие емкости Со, сопротивление
которой на высших частотах становится незначительным и сильно
шунтирующим выход каскада. Спад плоской вершины импульса
происходит за счет разделительного конденсатора Сс, сопротивление
которого на низших частотах весьма велико и на котором поэтому
выделяется большая часть напряжения низкочастотных
составляющих импульса. Кроме того, спад увеличивается за счет
конденсаторов в цепях катода Ск и экранирующей сетки Св.
При подаче в цепь сетки лампы прямоугольного импульса
напряжение на выходе (на конденсаторе Со) изменяется не скачком,
а нарастает экспоненциально. Поэтому крутой передний фронт
входного импульса воспроизводится на выходе в форме
экспоненциальной кривой (участок аб на рис. 36.1, б).
420

Чем быстрее заряжается емкость Со, тем круче нарастает
выходное напряжение. Затем по мере заряда конденсатора Сс
напряжение на выходе (на резисторе Rc следующего каскада) за время
действия импульса экспоненциально уменьшается на величину Д[/
(участок бв па рис. 36.1, б). Чем медленнее заряжается конденсатор
Сс, тем меньше искажается плоская часть импульса. К моменту
прихода заднего фронта импульса конденсатор Со заряжен до
напряжения U —■ At/. Резкий спад входного напряжения от значения
U до нуля равноценен подаче на вход схемы импульса
отрицательной полярности, действующего с момента t1 совместно с
положительным импульсом (такая замена показана на рис. 36.1, а пунктиром).
Напряжение на выходе не может
мгновенно измениться, и начинается
постепенный перезаряд емкости Со под действием
напряжения U. Зарядным током эта
емкость вначале разряжается до пуля,
а затем заряжается до напряжения —AU,
на которое отрицательный импульс
превышал начальное напряжение на
емкости Со (участок вд на рис. 36.1, б). Чем
меньше искажается плоская вершина
импульса, тем меньше величина
отрицательного выброса напряжения AU.
В интервале между импульсами
емкость Со экспоненциально разряжается
(участок де на рис. 36.1, б). Чем меньше
постоянная времени цепи, через
которую происходит заряд и разряд емкости Со, тем скорее нарастает
и спадает выходное напряжение. Можно показать, что эта
постоянная времени
иВх
ивых
Рис. 36.1. Искажение
импульса резисторным усилителем
где RBb!X — сопротивление трех параллельно соединенных элементов
Ri, Ra И Rc.
Поэтому целесообразно уменьшить значения Со и RBUX. Для
уменьшения величины Со следует выбирать лампы с малыми
междуэлектродными емкостями и стремиться к наиболее рациональному
и компактному монтажу. Уменьшение сопротивления RBMX приводит
к необходимости снижать сопротивление анодной нагрузки. Как
правило, все импульсные усилители имеют небольшую величину Ra,
что обусловливает малый коэффициент усиления каскада. Чтобы
коэффициент усиления не оказался слишком низким, в импульсных
усилителях используются лампы с большой крутизной (6Ж4,
6Ж1П, 6П9 и др.) и небольшими междуэлектродными емкостями.
Для уменьшения спада плоской вершины импульса постоянную
времени заряда конденсатора Сс тс = Сс/?с желательно иметь боль-
421

шой. При этом заряд конденсатора Сс происходит медленно, и за
время действия импульса напряжение на выходе уменьшается
незначительно, что определяет также малую величину
отрицательного выброса. Однако получение такого значения тс затруднительно:
конденсаторы большой емкости имеют значительные габариты и
обладают большой распределенной емкостью относительно шасси
(что приводит к искажениям фронтов импульса за счет возрастания
емкости Со), а большие сопротивления Rc создают неустойчивое
положение рабочей точки на характеристике лампы. Поэтому
в широкополосных усилителях используют обычно малогабаритные
конденсаторы емкостью 0,01—0,05 мкф, а сопротивление резистора
Rc выбирают не больше 0,5 Мом.
В большинстве случаев искажения импульса считают
допустимыми, если длительность фронта импульса (время нарастания
выходного напряжения от 0,\Um до 0,9Um) не превышает 0,14, а
спад плоской вершины импульса 10% от его амплитуды. Часто для
уменьшения искажений используют коррекцию.
§ 36.2. КОРРЕКЦИЯ ФОРМЫ ИМПУЛЬСА
Коррекцию фронтов импульса обеспечивает
схема, изображенная на рис. 36.2, а, где последовательно с
резистором Ra включена корректирующая катушка L. При резких
изменениях входного напряжения изменение тока в ветви LRa
задерживается (рис. 36.2, б).
Поэтому большая часть
изменившегося анодного
тока проходит в это
время через емкость Со,
заряд которой, а
следовательно, и изменение
напряжения «i;bix
происходят быстрее.
Однако контур LC0R;,
не должен обладать
большой добротностью Q. В
противном случае при
подаче входного напря-
Рис. 36.2. Коррекция фронта импульса жения В контуре
возникают затухающие
свободные колебания, которые накладываются на плоскую вершину
импульса и искажают ее (рис. 36.2, в). Обычно добротность контура
выбирают не больше 0,7 (напомним, что при Q> 0,5 контур из
апериодического переходит в колебательный). Поэтому
индуктивность L имеет ограниченную величину.
На рис. 36.3, а и б изображена схема каскада с коррекцией
плоской вершины импульса.
422

В этой схеме последовательно с анодной нагрузкой R,
включается корректирующая цепочка А'фСф.
При воздействии на вход каскада плоской части импульса
напряжение на конденсаторе С-с возрастает, а выходное напряжение
«пых уменьшается. Вместе с тем на низких частотах,
соответствующих плоской вершине импульса, сопротивление конденсатора Сф
увеличивается и он перестает шунтировать резистор R$. При этом
общее сопротивление нагрузки каскада возрастает и на ней
выделяется большее напряжение. В результате напряжение, приложен-
"Вых
Рис. 36.3. Коррекция плоской вершины импульса
ное к цепочке R^C^, увеличивается и спад плоской вершины
импульса на выходе становится небольшим.
Наряду с коррекцией цепочка R$C$ уменьшает паразитную
связь между каскадами через общий источник анодного питания.
Условно считают, что импульсные усилители обеспечивают
равномерное усиление в полосе частот от десятков килогерц до десятков
мегагерц.
Так как фронты импульса составляются высокочастотными
гармониками, а плоская вершина — низкочастотными, то
рассмотренные методы коррекции можно применять и в усилителях
синусоидальных колебаний. В этом случае с помощью катушки
индуктивности корректируется частотная характеристика в области высоких
частот, а с помощью цепи Я^Сф — в области низких частот.
§ 36.3. ИМПУЛЬСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
НА ТРАНЗИСТОРЕ
Главной причиной искажения импульса в
транзисторном усилителе является относительно большое время
перемещения основных носителей зарядов в базовом слое.
С момента подачи входного импульса начинается переход дырок
из эмиттера в базу. Если бы траектории и скорости движения всех
дырок в базовом слое были одинаковыми, то они одновременно
достигли бы коллекторного перехода и на нагрузке с некоторым
запозданием (0,1">—0,2 мксек) появился бы импульс, повторяющий
по форме входной.
423

■0-,
Но траектории и скорости движения дырок в базе различны.
Поэтому дырки, одновременно введенные в базу, достигают
коллекторного перехода в разное время, благодаря чему наряду с
задержкой наблюдается постепенное нарастание фронта импульса.
Чем больше предельная частота транзистора fa (/p), т. е. чем
меньше время перемещения дырок через базовый слой, тем меньше
длительность фронта импульса t$ и время его задержки.
Уменьшение длительности фронта и времени задержки
происходит также при увеличении амплитуды входного импульса. Это
объясняется тем, что скорость диффузии дырок пропорциональна
их плотности, которая возрастает с увеличением входного импульса.
Наряду с рассмотренным свойством импульсный усилитель на
транзисторе отличает малое входное сопротивление, нагружающее
источник входного сигнала и
затрудняющее согласование каскадов, большой
разброс параметров транзисторов и
сильная зависимость их от температуры,
наличие внутренних обратных связей
между выходной и входной цепями, а также
малый раствор их характеристик.
Как и в ламповом варианте, схема
импульсного усилителя на транзисторе
строится на основе резисторного каскада
(см. рис. 20.4, г).
Принципиальное отличие
транзисторного усилителя от лампового
заключается в том, что в последнем можно,
жертвуя усилением, беспредельно
уменьшать длительность фронта импульса.
В транзисторном же усилителе с уменьшением сопротивления RK
длительность фронта уменьшается медленнее, чем усиление, и за
счет инерционности самого транзистора принципиально не может
быть сведена к нулю.
Худшие (по сравнению с лампами) частотные свойства
транзисторов приводят к необходимости почти всегда использовать в
импульсных усилителях высокочастотную коррекцию, т. е. коррекцию
фронта импульса. Как и в ламповых усилителях, здесь часто
используют параллельную индуктивную коррекцию (рис. 36.4).
Действие корректирующей индуктивности в ламповом и
транзисторном усилителях аналогично.
Искажения плоской вершины импульса в транзисторном
усилителе при отсутствии конденсатора С3 обусловлены, как и в
ламповом каскаде, переходным конденсатором Са. Постоянная времени
этой цепи т _г /п ,р \
1 < 1Авх2 "Г Авых1/>
Рис. 36.4. Импульсный
усилитель на транзисторе с
индуктивной коррекцией
т _
1п — <
где
— выходное сопротивление предыдущего каскада,
практически равное сопротивлению коллекторной нагрузки RK;
424

Явх2 — эквивалентное входное сопротивление данного
каскада переменному току.
Для схемы рис. 20.4, г
р R'RbX. Тр
Авх 2 —
р' I p
~г Авх. тр
где
В отличие от ламповых каскадов, где обычно Rm2 ^> RBb,xi,
так что последним можно пренебречь, в транзисторных усилителях
следует учитывать оба эти сопротивления.
Уменьшение искажений плоской вершины импульса, так же как
и в ламповом усилителе, производится с помощью фильтра Сф£?ф.
§ 36.4. ДИФФЕРЕНЦИРУЮЩИЕ
И ИНТЕГРИРУЮЩИЕ ЦЕПИ
Дифференцирующей называют
цепь, напряжение на выходе которой пропорционально производной
по времени от входного напряжения. Такие цепи используются для
получения коротких остроконечных импульсов.
Пусть на вход цепи (рис. 36.5, а) поступает прямоугольный
импульс, длительность которого ta гораздо больше постоянной
времени цепи т. Поскольку конденсатор не может мгновенно
изменить запас своей энергии, за время действия переднего фронта
входного импульса напряжение на нем останется равным нулю.
Следовательно, все приложенное к цепи напряжение выделится на
резисторе R (рис. 36.5, б). За время действия импульса конденсатор
заряжается, а напряжение на выходе цепи ивых = «вх — ис убывает.
Так как т <^ tu, то конденсатор успеет полностью зарядиться и
напряжение tic будет равно напряжению мвх еще до окончания
входного импульса. При этом напряжение на резисторе, т. е. на выходе
цепи, «uux = 0.
По окончании входного импульса, когда напряжение ывх
становится равным нулю, заряженный конденсатор подключается к
резистору R (через сопротивление источника импульсов) и начинает
разряжаться через него. При этом ивых нарастает от —£/вх до нуля.
Таким образом, напряжение, снимаемое с цепи RC, имеет вид
остроконечных импульсов разной полярности.
Ток в цепи
duc
Поэтому
uebK = uR = iR = CRd~-. (36.1)
Напряжение на конденсаторе ис = иах — uR.
425

При малых значениях R и С (т ^ 4) напряжение на резисторе
по сравнению с напряжением ис очень мало, и можно считать, что
«с ^ «их- Тогда выражение (36.1) перепишется в виде
т. е. цепь, содержащая Си/?, при т ^ /,, является
дифференцирующей.
Следует отметить, что последнее соотношение является
приближенным. Действительно, при дифференцировании функции,
имеющей вид прямоугольного им-
пульса, на выходе должны были
бы появиться лишь два
бесконечно больших выброса, разнесенных
и в*
ивых
д_л
V7
Рис. 36.5. Дифх})ерениирующая
RC-цепь
Рис. 36.6. Дифференцирование
реального прямоугольного импульса
по времени на tw и соответствующих началу и окончанию действия
каждого входного импульса.
Чем меньше величина т, тем быстрее заряжается и разряжается
конденсатор и тем резче спадает напряжение на выходе, т. е. тем
более остроконечную форму имеют выходные импульсы. Однако
слишком малая постоянная времени (т < t^) приводит обычно
к ухудшению формы выходного импульса, так как входной
реальный прямоугольный импульс имеет трапецеидальную форму с
передним и задним фронтами длительностью t$ (рис. 36.6, а). Если
постоянная времени намного превышает t$, оставаясь много меньше
/,„ то передние и задние фронты импульсов без искажения
воспроизводятся на выходе, поскольку конденсатор не успевает заряжаться
и разряжаться за время (ф (рис. 36.6, б). При т </ф цепь становится
дифференцирующей и для фронтов входного импульса, которые
при этом искажаются (рис. 36.6, в).
426

R
Аналогичное действие оказывает паразитная емкость Сп,
состоящая из емкости монтажа и входной емкости последующего
каскада (см. рис. 36.5, а). После подачи входного импульса эта емкость
(наряду с емкостью конденсатора С) начинает заряжаться и
напряжение на ней постепенно нарастает. За счет этого напряжение
ивых не имеет остро выраженных пиков и амплитуда импульсов
становится меньше. Поэтому входную емкость последующего каскада
стремятся уменьшать, а емкость конденсатора С выбирают в
несколько раз больше возможной
величины Сп.
Интегрирующей называют
цепь, напряжение на выходе которой
пропорционально интегралу по времени
от входного напряжения.
Для интегрирования используется
та же цепь, что и для
дифференцирования импульсов, но выходное напряжение
снимают с емкости (рис. 36.7, а) а
постоянную времени т выбирают много
больше периода повторения
импульсов Т.
При подаче импульса на вход
интегрирующей цепи конденсатор С
медленно заряжается и напряжение на нем
постепенно нарастает. После
прохождения импульса конденсатор постепенно
разряжается и напряжение на выходе
также медленно спадает. При этом
длительность импульсов на выходе намного
превышает длительность импульсов на входе, что составляет
основную задачу интегрирующих цепей.
Следует отметить, что условие т ^> Т требует увеличения
значений R и С. При этом уменьшается та часть сопротивления цепи,
с которой снимается выходное напряжение, и, следовательно,
уменьшается напряжение г;вых.
Ток в цепи
_diin -du....
из*
ивых
Б)
Рис. 36.7. Интегрирующая
RC-цепъ
щ
ш
in
i
л
t
откуда
«вых =^ -,т \ i dt
(36.2)
Так как основное сопротивление цепи составляет
сопротивление R, то
R '
427

Подставляя это значение тока в выражение (36.2), получаем
Отсюда следует, что в любой момент времени ордината кривой
выходного напряжения пропорциональна площади кривой,
соответствующей входному напряжению с начала действия его
доданного момента (рис. 36.7, б). Надо подчеркнуть, что выведенное
соотношение является приближенным, причем степень приближения
тем больше, чем больше т по сравнению с Т (напомним, что
дифференцирующая цепь отвечает своему назначению при обратном
условии, т. е. когда т <J T).
§ 36.5. АМПЛИТУДНЫЕ ОГРАНИЧИТЕЛИ
Амплитудный ограничитель представляет
собой устройство, напряжение на выходе которого пропорционально
напряжению на входе, пока последнее не больше или не меньше
определенного значения (порога ограничения). Если напряжение
на входе выходит за указанный предел, то напряжение на выходе
сохраняется неизменным и не зависит
от величины входного напряжения.
Ограничение может осуществляться
сверху (по максимуму) и снизу (по
минимуму). При ограничении сверху
ограничитель срезает те значения ивх,
которые превышают верхний порог
ограничения U0B. При ограничении снизу
ограничитель срезает часть напряжения,
"V 7 значение которого ниже нижнего
порога ограничения £/0.и (рис. 36.8).
Одновременное ограничение сверху
Рис. 36.8. Двустороннее ог- и снизу называется двусторонним.
раничение Амплитудный ограничитель должен
содержать элемент с нелинейной
характеристикой (электронную лампу, полупроводниковый прибор
и т. д.), за счет которого напряжение на выходе пропорционально
входному напряжению лишь в определенных пределах.
Амплитудные ограничители применяются для получения
прямоугольных импульсов из синусоидального напряжения, для
ограничения амплитуды импульсов и для получения последовательности
однополярных импульсов из последовательности разнополярных
импульсов.
Рассмотрим вначале работу диодных
ограничителей. Известно, что диод проводит ток, если потенциал анода
превышает потенциал катода. Используя это свойство, можно получить
различные виды диодных ограничителей с разнообразной формой
428

выходного напряжения. В зависимости от способа соединения
нагрузки и лампы различают последовательные и параллельные
диодные ограничители.
При воздействии на вход последовательного ограничителя
(рис. 36.9, а) положительной полуволны через диод проходит ток
а) 6)
Рис. 36.9. Последовательный диодный ограничитель
и на выходе (на резисторе Rn) напряжение изменяется
пропорционально нвх. Обычно сопротивление резистора /?„ много больше
сопротивления проводящего диода /?д (R.A = 100—500 ом). Поэтому
почти все напряжение положительной полуволны передается на
выход и амплитуды выходного и входного напряжений мало
отличаются друг от друга. Во время действия отрицательной полуволны
диод заперт — ток через нагрузку не
проходит и нпых = 0. Таким образом,
приведенная схема ограничивает
напряжение снизу. Ограничение сверху
получится, если изменить полярность
включения диода (рис. 36. 9, б).
Рассмотренные ограничители по
существу представляют схемы одно-
полупериодных выпрямителей,
имеющих нулевой порог ограничения. При
необходимости иметь иной порог
ограничения в схему включают источник
постоянного напряжения, смещающий
уровень ограничения. Через диод
(рис. 36.10, о) проходит ток, пока
потенциал анода не опустится ниже — Е.
Когда диод открыт, напряжение
на выходе возрастает
пропорционально входному напряжению, а при
закрытом диоде мвых = — Е. Схема ограничивает те значения
входного напряжения, величина которых меньше — Е.
Ограничение сверху можно получить, изменив полярность
подключения диода и источника питания Е (рис. 36.10, б).
Комбинируя схемы ограничения снизу и сверху, можно
получить двустороннее ограничение входного напряжения (рис. 36.11).
Рис. 36.10. Последовательный
диодный ограничитель с порогом
ограничения, отличным от нуля
429

На рис. 36.12, аи б изображены схемы параллельных
ограничителей. Их обязательным элементом является
ограничивающий резистор Я0Гр> который устанавливается в общей
цепи. Входное напряжение
распределяется между
сопротивлением R0!V и
сопротивлениями параллельно
Рис. 36.11. Последовательный двусторонний
диодный ограничитель
включенных диода и
нагрузки. Параметры схемы
выбираются так, чтобы
выполнялось условие RK ^>
> Rorp > Яд. ЕСЛИ ДИОД
открыт, то нагрузка
шунтируется его малым сопротивлением и большая часть входного
напряжения падает на резисторе /?огр. Поэтому на выходе
практически отсутствуют положительные импульсы входного напряжения,
при которых диод открыт. При закрытом диоде почти все входное
напряжение выделяется на нагрузке, так как RH ;> Rorp.
0-СЭ
JL-K1
"Оых
-у-у-
Рис. 36.12. Параллельный диодный ограничитель
Использование источника постоянного напряжения позволяет
получить уровень ограничения, отличный от нуля. Например,
в схеме рис. 36.13, а диод открыт, если «вх> Е. Поэтому выходное
напряжение практически не может быть больше Е.
Ufa 0—
0
Рис. 36.13. Параллельный диодный ограничитель с порогом
ограничения, отличным от нуля
На рис. 36.13, б изображена схема двустороннего ограничителя.
Ее выходное напряжение может изменяться вслед за входным,
если напряжение ивх не превышает -f- E± (при больших значениях
430

нвх отпирается диод Дг) и не опускается ниже — £2 (при меньших
значениях ивх отпирается диод Д2).
Параллельные ограничители работали бы идеально, если бы
сопротивление отпертого диода равнялось нулю, а сопротивление
запертого было бесконечно большим.
В действительности этого добиться нельзя, и часто оказывается
трудным даже выполнить приведенные выше неравенства. Поэтому
параллельные диодные
ограничители используются реже, чем
последовательные.
Ограничители на триодах или
пентодах позволяют не только
ограничивать напряжение, но и
производить одновременно его
усиление. Это имеет особенно важное
Рис. 36.14. Сеточный ограничитель
Рис. 36.15. Анодный ограничитель
значение при формировании прямоугольных импульсов из синусоиды,
так как сопровождается увеличением крутизны фронтов импульсов.
Сеточный ограничитель в отличие от резисторного усилителя
имеет в цепи сетки ограничивающий резистор Rorp (рис. 36.14, а),
который вместе с промежутком сетка — катод триода образует
параллельный диодный ограничитель. Напряжение между сеткой
и катодом может изменяться, если входное напряжение не
превышает величины Uс0 (рис. 36.14, б).
При большей величине ывх возникает сеточный ток —
сопротивление промежутка сетка — катод снижается до незначительной
величины (порядка 1000 ом) и основная часть входного напряжения
выделяется на резисторе ROTV. Поэтому напряжение между сеткой
и катодом не может стать больше Uc0. Это ограниченное сверху
напряжение усиливается лампой.
Анодный ограничитель представляет собой обычный резистор-
ный усилитель. Если напряжение на сетке становится меньше U3,
лампа запирается (рис. 36.15) и дальнейшее уменьшение напряже-
431

ния «вх не влияет на работу схемы. При этом напряжение на аноде
лампы оказывается равным Ея. При больших мгновенных значениях
ывх схема работает как усилитель, в котором ток и выходное
напряжение ил изменяются в соответствии с формой сигнала и анодно-
сеточной характеристикой. В отличие от сеточного анодный
ограничитель обеспечивает ограничение снизу. Как следует из рис. 36.15,
уровень ограничения UO[p = U3 — Uc0 и зависит от типа лампы и
режима ее работы.
Анодный ограничитель следует выполнять только на лампах
с ревкой отсечкой анодного тока.
При большой амплитуде входного напряжения сеточный
ограничитель сможет обеспечить двустороннее ограничение, причем
1
а) 5)
Рис. 36.16. Ограничитель с катодной связью
ограничение снизу происходит за счет запирания лампы, а
ограничение сверху — благодаря появлению сеточного тока. При этом
сеточное и анодное напряжения лампы имеют форму, близкую к
трапецеидальной.
Ограничитель с катодной связью обеспечивает двустороннее
ограничение. На левой половине лампы (рис. 36.16, а) собран
катодный повторитель, нагрузкой которого является резистор J^!t.
Напряжение ик, выделяющееся на нем, прикладывается между
катодом и сеткой правой лампы и управляет ее работой. По мере
возрастания входного напряжения напряжение ик достигает
величины, при которой правый триод запирается (верхний порог
ограничения). Дальнейшее увеличение входного напряжения не
вызывает изменения потенциала анода, величина которого достигла
значения ЕЛ.
При определенном входном напряжении отрицательной
полярности левый триод запирается (нижний порог ограничения), и
напряжение на сетке правого триода становится неизменным (г/С2 =
=— г'аг^к)- При этом потенциал анода лампы Л% оказывается
минимальным: иа — Ел — i^Rai = const.
Ограничители с катодной связью отличаются большим входным
сопротивлением (за счет использования катодного повторителя) и
432

а)
возможностью регулировать в широких пределах уровни
ограничения. Последнее достигается подачей в цепь управляющих сеток
положительных напряжений с потенциометров Rx и R» (рис. 36.16, б).
В этом случае левый триод заперт, когда напряжение
отрицательной полуволны достигнет значения 0Ош!1 = U3 + £/1( а правый
триод заперт, когда напряжение мк = £/3 ~i~ £Л>< т. е. когда
положительная полуволна входного напряжения достигнет значения
Uо. в = (Уз + U2) -^, где }\ — коэффициент
передачи катодного повторителя, a U3 —
абсолютная величина напряжения
отсечки анодного тока. Меняя величины Ux
и U2, можно менять уровни
ограничения Uo.ti И £Л>.в-
Амплитудный ограничитель можно
выполнить и на транзисторе.
Возможность двустороннего ограничения с
помощью транзистора
обусловлена наличием областей
насыщения и отсечки.
Схема ограничителя на
транзисторе не отличается
от схемы резисторного
усилителя на транзисторе
(рис. 36.17, а).
Как показано на рис.
36.17, б, ограничение про-
исходит тогда, когда полное
изменение входного тока
превышает ширину
активной области. В этом случае ограничение входного сигнала сверху
произойдет по причине насыщения транзистора, а ограничение
снизу — ввиду отсечки коллекторного тока.
Очевидно, что для симметричного ограничения входного сигнала
исходную рабочую точку следует выбрать в середине активной
области.
Крутизна фронтов выходных импульсов увеличивается с ростом
амплитуды входного тока.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ СЕДЬМАЯ
МУЛЬТИВИБРАТОРЫ И ТРИГГЕРЫ
§ 37.1. ЛАМПОВЫЙ МУЛЬТИВИБРАТОР
Мультивибратор является генератором
электрических колебаний, форма напряжения которых близка к
прямоугольной. Как известно, такие колебания представляют собой
\J
Рис. 36.17. Ограничитель па транзисторе
433

+Ea
спектр большого числа гармоник. Этим и определяется само
название мультивибратора, что означает генератор множества колебаний.
Мультивибратор, собранный по основной схеме (рис. 37.1),
представляет собой двухкаскадный реостатный усилитель, в
котором выход одного каскада связан со входом другого цепями RCCC.
Нетрудно видеть, что в схеме имеет место положительная
обратная связь. Поэтому при надлежащем выборе параметров схема
представляет собой генератор с самовозбуждением. Если лампы,
конденсаторы и резисторы обоих каскадов (плеч) одинаковы, то
мультивибратор называется симметричным.
Рассмотрим физические процессы, протекающие в таком
мультивибраторе. После включения источника питания в схеме может
наступить режим, который характеризуется одинаковыми анодными
токами га1 и t,2. Однако такое
состояние не является устойчивым.
Пусть вследствие каких-либо
причин (дробный эффект, тепловое
движение электронов в резисторах
и т. д.) произойдет некоторое
уменьшение тока ial. Это вызовет
увеличение потенциала анода лампы Лх
на величину Д«г. Так как
напряжение на конденсаторе Сс1 не может
измениться скачком, то в первый
момент напряжение Аых целиком
выделится на резисторе Rc2.
Действуя на сетку, оно вызовет увеличение тока <а2, вследствие чего
потенциал анода лампы Л2 уменьшится. Через конденсатор Сс2 этот
отрицательный перепад напряжения передается на сетку левой
лампы, что приводит к еще большему уменьшению ее тока, и т. д.
Описанный процесс нарастает лавинообразно, и, спустя весьма
небольшое время, лампа Лг оказывается запертой, а лампа Л2 —
полностью открытой. «Опрокидывание» схемы происходит настолько
быстро, что напряжения на конденсаторах не успевают практически
измениться и начинают меняться только после скачка.
Так как потенциал анода закрывшейся лампы Л^ больше
первоначального, то конденсатор Сс1 заряжается через цепь ~ЕЯ —
— Rn — Cci — промежуток сетка — катод открытой лампы Л% —
корпус (—Еа). Ввиду того, что сопротивление промежутка сетка —
катод открытой лампы мало (порядка 1000 ом) и резистор Ra имеет
небольшую величину сопротивления, этот заряд происходит
сравнительно быстро.
Наряду с этим происходит разряд конденсатора Сс2, так как
потенциал анода лампы Л.г становится после скачка ниже
первоначального. Ток разряда, проходя через открытую лампу Л2 и
резистор Rzl, выделяет на последнем напряжение мс1 с отрицательной
полярностью на сетке. Этим напряжением лампа Лх удерживается
Рис. 37.1.
Ламповый
ратор
мультивиб-
434

■'ci
г д
U,
ж
t
после скачка в запертом состоянии. Ток разряда, а вместе с ним
и отрицательное напряжение смещения на сетке лампы Лх
постепенно уменьшаются, и в некоторый момент смещение достигает
значения потенциала отпирания лампы Лх.
С этого времени через лампу Лх начинает протекать ток,
вызывающий уменьшение потенциала анода лампы Лъ а следовательно,
и сетки лампы Л2. В свою очередь это приводит к уменьшению тока
ia2 и к увеличению потенциала анода лампы Л2 и сетки лампы Лг.
В результате ток левой лампы еще больше возрастает. Как и прежде,
развивается лавинообразный
скачок, после которого открывается
левая лампа и запирается правая.
Такое положение схемы тоже не
является устойчивым, и через
некоторое время она вновь
«опрокидывается».
Через запертую лампу Л2 ток
не проходит, падение напряжения
на нагрузке Ra2 отсутствует и
потенциал анода равен Еа. После
того как лампа открывается,
через нее начинает проходить ток,
на нагрузке появляется падение
напряжения и потенциал анода
уменьшается. Так как переход от
одного состояния к другому
происходит чрезвычайно быстро, то
скачки напряжения на каждом
аноде имеют форму, близкую к
прямоугольной.
Описанные процессы
иллюстрируются кривыми рис. 37.2.
В момент времени t1
происходит первое «опрокидывание»схемы.
Напряжение иа1 на аноде закрывшейся лампы не сразу достигает
максимального значения, так как по резистору Rn в течение
некоторого, хотя и малого, времени проходит зарядный ток
конденсатора Сс1 (участок кривой еж на рис. 37.2, б). Этот ток проходит
также через промежуток сетка — катод открытой сейчас лампы Л2
и создает на нем небольшое падение напряжения с положительной
полярностью на сетке (участок кривой зи на рис. 37.2, е). За счет
этого ток открытой лампы Л2 несколько возрастает и потенциал
анода дополнительно снижается (участок кривой кл на рис. 37.2, г).
Во время t{ — t2 лампа ^заперта, а лампа Л2 открыта. К концу
этого периода разрядный ток конденсатора Сс2 значительно
уменьшается и напряжение г/с1 на сетке запертой лампы Л,
экспоненциально возрастает (участок кривой аб на рис. 37.2, а). В момент
h
t
Рис. 37.2. Эпюры напряжений в
схеме симметричного лампового
мультивибратора
435

10-0-0-,
времени f2 оно достигает потенциала отпирания лампы, после чего
схема снова опрокидывается, возвращаясь в исходное состояние.
Во время t2 — /3 левая лампа оказывается открытой, а правая —
запертой.
Напряжение между сеткой и катодом открытой лампы можно
считать равным нулю, так как на небольшом сопротивлении этого
промежутка (г„ « 1000 ом) зарядный ток конденсатора создает
незначительное падение напряжения (см., например, участок
кривой гд на рис. 37.2, а). Исключение составляет лишь начальный
участок кривой сеточного напряжения
(участки вг и эй).
Напряжения на1 и им, изменяясь в
противофазе, имеют одинаковую форму
(рис. 37.2, б и г).
В противофазе изменяются также
напряжения ис1 и ис2 (рис. 37.2, а и в).
Если мультивибратор сделать
несимметричным, то можно получить
импульсы, длительность которых 1\ меньше
половины периода Т (рис. 37.3).
И в этом случае чаще всего лампы
выбираются однотипными, а анодные
нагрузки одинаковыми. Разная
длительность запертого и открытого состояний
ламп достигается за счет выбора неоди-
7?С2СС1 и RzxCz2, из-за чего время разряда
Наг
шаг,
Рис. 37.3. Напряжения на
анодах несимметричного
лампового мультивибратора
наковых цепей связи
конденсаторов получается различным.
Лавинообразный скачок в любой схеме мультивибратора
получается, когда очередное изменение потенциала сетки будет
больше предыдущего, т. е. если общий коэффициент усиления
схемы К = KiKv ^> 1, где К\ и /С2 — коэффициенты усиления
соответственно первого и второго плеч мультивибратора. Это
условие наряду с наличием в схеме положительной обратной связи
составляет необходимые предпосылки для самовозбуждения.
Междуэлектродные емкости ламп и емкости схемы препятствуют
мгновенным изменениям напряжений в мультивибраторе, так как их
переразряд занимает конечное, хотя и малое, время. Так, входная
емкость лампы, которая оказывается включенной параллельно
резистору /?с, не позволяет изменяться скачком сеточному
напряжению, а емкость Сак — анодному напряжению. Поэтому переход
схемы из одного состояния в другое происходит не мгновенно (как
мы предполагали раньше), а через некоторое время. Следствием
этого является большее время нарастания импульсов, т. е. меньшая
крутизна фронтов. Чем больше крутизна ламп S, меньше
паразитные емкости и сопротивления, через которые происходит их
перезаряд (внутреннее сопротивление открытой лампы, сопротивление
анодной нагрузки), тем круче фронты импульсов выходного напря-
436

жения. При использовании триодов 6Н1П, 6НЗП, 6Н15П, пентодов
6Ж4, 6Жф, 6П9 или мощных тетродов ГУ-29 и тщательном
монтаже схемы удается получить крутизну заднего (более крутого)
фронта импульса порядка 500—1000 в/мксек.
Можно показать, что длительность запертого и открытого
состояний лампы Лх несимметричного мультивибратора
соответственно равны:
7\ = 2,3/?С1СС- lg Ks - 2,3т21g Ko\ (37.1)
Т2 = 2,3tfC2Ccl lg К, = 2,3т! lg Къ (37.2)
где К.х и Къ — соответственно коэффициенты усиления первого и
второго плеч мультивибратора;
Tj = i\C2Ccl, a To = ac1Cc2.
Для симметричного мультивибратора Тх = Т2 и период
колебаний Т — 27\. Поэтому
T = 4,6/?eCclg/C. (37.3)
Легко видеть, что период колебаний Т зависит главным образом
от постоянной времени разряда конденсатора RCCC и мало зависит
от коэффициента усиления пле;:а К (стоящего под знаком
логарифма).
Период колебаний несимметричного мультивибратора согласно
выражениям (37.1) и (37.2) при равных коэффициентах усиления
плеч (/Ci = /Сз = К) оказывается равным
Т = 7\ -!- Г2 = 2,3 (Д£1СС2 + -Re Ai) lg К. (37.4)
Чем короче нужно получить импульс с анода лампы (например,
с анода лампы Лх), тем меньше должна быть постоянная времени
разряда т2 = RnCc2. При этом конденсатор Сс2 будет быстро
разряжаться через резистор Rcl и длительность закрытого
состояния лампы Лх будет мала. Наоборот, постоянную времени разряда
хх = R^Ca следует выбирать большой с тем, чтобы конденсатор
Сс1 медленно разряжался через резистор Rc2 и лампа Л% долгое
время оставалась запертой. Однако при слишком малой
длительности импульса 7\ конденсатор Сс1 не будет успевать заряжаться
до напряжения источника питания Еа и нормальная работа схемы
Т
нарушится. Практически коэффициент заполнения р = у трудно
получить меньше 0,1.
Выражения (37.1—37.4) связывают период колебаний или его
часть с параметрами цепей связи RCCC. Конденсаторы связи
выбираются с таким расчетом, чтобы паразитные емкости не влияли на
длительность генерируемых импульсов, т. е. чтобы
где Свх = Сск -[- (1 -[- К) Сас — динамическая входная емкость лампы.
437

Величину сопротивления резистора /?с берут равной
Анодную нагрузку #а выбирают в соответствии с необходимой
амплитудой импульса Um:
Ка — 7—>
'ао
где /а0 — ток, проходящий через открытую лампу мультивибратора.
При этом необходимо, чтобы
(Яа1+ ro)Ccl*s (0,2-0,25) 7Y
В противном случае заряд конденсатора через анодную нагрузку
закрытой лампы будет длительным и форма переднего фронта
импульса сильно исказится.
Обычно сопротивление резистора Ra мультивибратора
составляет 1—2 ком, сопротивление резистора /?с — сотни килоом,
а емкость связи Сс — сотни пикофарад.
§ 37.2. МУЛЬТИВИБРАТОР
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Подобно лампам транзисторы могут выполнять
роль переключающих элементов. Это обстоятельство способствовало
широкому использованию их в схемах импульсных генераторов,
работа которых сводится в конечном счете к периодическому
переключению конденсатора с заряда на разряд.
Принципы построения схем ламповых и транзисторных
мультивибраторов аналогичны. На рис. 37.4, а приведена основная схема
транзисторного мультивибратора, получившая название
мультивибратора с отрицательными базами.
При идентичности параметров транзисторов 7\ и Тг и симметрии
схемы (RKl = RK2\ Rui — R& и Ci = С2) в начальный момент после
подключения напряжения источника — Ек через транзисторы
протекают равные по величине токи. Однако такое равновесное
состояние схемы весьма неустойчиво. Незначительное изменение тока
одного из транзисторов, вызванное, например, неравномерностью
диффузии зарядов через эмиттерный переход, обусловливает
несимметрию режимов плеч мультивибратора, которая лавинообразно
нарастает.
Допустим, что произошло увеличение тока iK2, проходящего
через транзистор Т%, в результате чего потенциал коллектора «к2 =
= — (Ек — tug/?K2) стал менее отрицательным. Так как коллектор
транзистора Т2 связан с базой транзистора 7\ через конденсатор С2,
напряжение между обкладками которого не может мгновенно
измениться, то положительный скачок напряжения передается
на базу транзистора 7\ и, смещая эмиттерный переход в обратном
4J3

направлении, обусловливает уменьшение тока iK1. В результате
потенциал коллектора левого транзистора ик1 = — (Ек — iKl£fK1)
становится более отрицательным и на базу транзистора Т2 через
конденсатор Сх передается отрицательный скачок напряжения.
Этот скачок сместит эмиттерный переход транзистора Т2 в прямом
направлении иобусловитдаль-
нейшее увеличение тока гк2
и т. д.
Благодаря усилительным
свойствам транзисторов
рассмотренный процесс
развивается лавинообразно и
завершается запиранием
транзистора Т1 и отпиранием
транзистора Тг. При этом
рабочая точка,
соответствующая режиму транзистора 7\,
переходит в область отсечки,
а рабочая точка,
соответствующая режиму
транзистора Г2, — в область
насыщения. Потенциал коллектора
отпертого транзистора почти
равен нулю, так как
транзистор в этом режиме имеет
малое сопротивление, а
потенциал коллектора запертого
транзистора приблизительно
равен — Ек.
За время
лавинообразного процесса напряжения на
конденсаторах Сх и С2 не
успевают изменяться.
Поэтому после очередного
опрокидывания схемы (транзистор
Т1 заперт, транзистор Г2
открыт) начинается
перезаряд конденсаторов Сх и С2.
Перезаряд конденсатора С2 происходит под влиянием двух
напряжений, действующих согласно: £к и напряжения на самом
конденсаторе, имевшем перед «опрокидыванием» схемы нулевой
потенциал на левой обкладке и отрицательный — на правой обкладке.
В процессе перезаряда по цепи +ЕК (корпус) — открытый
транзистор Т2 — С2 — R6l — (—Ек) напряжение иС2 стремится
изменить полярность, когда правая обкладка конденсатора будет
иметь нулевой потенциал, а лев.ая обкладка — отрицательный
потенциал (—Ек). Однако еще до этого, когда напряжение нСг
Рис.
37.4. Мультивибратор на
транзисторах
439

окажется близким к нулю, напряжение между базой и эмиттером
левого транзистора (мб1 = «сг — "кг ~ "сг) перестанет быть
положительным и транзистор 7\ откроется; дозаряд конденсатора С2
произойдет лишь после того, как транзистор Та запрется, а
транзистор 7\ полностью откроется.
Время перезаряда конденсаторов в схеме различно.
Конденсатор, присоединенный к коллектору закрывшегося транзистора 7\,
перезаряжается через открытый эмиттерный переход второго
транзистора и небольшое сопротивление резистора RKl.
Конденсатор, присоединенный к коллектору открывавшегося
транзистора Тг, перезаряжается через последний и резистор R6l
в цепи базы другого транзистора. Напряжение на нем от ис =
= — Ек стремится к ис = + Ек, но не достигает этого значения,
так как через время t = 7\ после начала перезаряда напряжение
на базе транзистора Т2 (us2 ~ «а) станет равно нулю и произойдет
«опрокидывание» схемы. Таким образом, через время t = Тг
напряжение на базе запертого транзистора
где т « R6C.
Отсюда после несложных преобразований определим
длительность отрицательных импульсов на коллекторах транзисторов
(рис. 37.4, б):
Т1 = /?в1С21п2^0,7/?51Са и Т2 = /?б2С11п2^0,7/?баС1.
Период колебаний мультивибратора
Т = ТХ + Т2 = 0,7 (RulC, + R^Cy).
Благодаря использованию насыщенных транзисторов, а также
потому, что напряжение отпирания почти не зависит от напряжения
источника питания, частота колебаний мультивибратора мало
зависит от изменений питающего напряжения. В то же время она сильно
зависит от температуры, с повышением которой уменьшается
сопротивление эмиттерного перехода закрытого транзистора, так как
через него увеличивается движение неосновных носителей заряда.
Это сопротивление, шунтируя резистор R6, изменяет постоянную
времени перезаряда конденсатора.
§ 37.3. РАБОТА МУЛЬТИВИБРАТОРА
В РЕЖИМЕ СИНХРОНИЗАЦИИ
И ДЕЛЕНИЯ ЧАСТОТЫ
При воздействии переменного напряжения на
автоколебательную систему возможен режим, при котором частота
генерируемых колебаний изменяется и становится равной или
кратной частоте воздействующего напряжения. Такой режим
захватывания частоты называют синхронизацией.
44Q

Синхронизация необходима для обеспечения строгой временной
согласованности работы нескольких генераторов.
Синхронизирующий генератор, определяющий частоту всех
остальных генераторов, бывает как релаксационным, так и
генератором синусоидальных колебаний, часто с кварцевой
стабилизацией. В последнем случае синхронизация повышает стабильность
12 3 4 5 8 1
_Ь N. N к к К к
Un
С1
Ь> '~^,
h
fi
V
V
Б)
У
~riffin
t
U, —.L I __J_4 l_l _L_LJJ_L._ I
UCUHX
1 2 3
Л ^ L.
1 2 3 Ч- 5
К К К К К
UrJ
Рис. 37.5. Работа мультивибратора в режиме синхронизации и
деления частоты
частоты колебаний синхронизируемых генераторов. Как будет
показано ниже, синхронизацию при прочих равных условиях лучше
всего производить кратковременными остроконечными импульсами.
Принципиально синхронизация мультивибраторов на
электронных лампах и транзисторах аналогична. В качестве примера
рассмотрим процессы, происходящие при синхронизации лампового
мультивибратора.
Обычно синхроимпульсы вводят в цепь сетки (рис. 37.5, а).
До их поступления мультивибратор генерирует колебания с
периодом Т. Пусть в момент времени tlt когда отрицательное напряжение
на сетке лампы имеет еще большую величину (рис. 37.5, б), посту-
441

пает первый положительный синхроимпульс. Возросшее
напряжение сетки оказывается еще ниже уровня отпирания лампы. Поэтому
состояние схемы сохраняется прежним: лампа Лх остается запертой,
лампа Л2 — открытой, а конденсатор С2 продолжает разряжаться.
Аналогично действует и второй синхроимпульс. Третий и четвертый
импульсы поступают на сетку лампы Лъ когда лампа открыта,
и поэтому не вызывают «опрокидывания» схемы. Только в момент
времени t2 под действием пятого импульса напряжение на сетке
лампы Лх становится выше напряжения U3, и лампа открывается.
Появившийся ток /а1 обусловливает понижение потенциала анода
лампы Лх — на сетку лампы Л2 передается отрицательный скачок
напряжения, уменьшающий ток ia2, и т. д. Таким образом, пятый
синхроимпульс вызывает процесс «опрокидывания» на время А/
раньше, чем он наступил бы самостоятельно.
Так как длительность открытого состояния лампы Лг по-преж-
иему определяется скоростью разряда конденсатора Съ то и
следующее самостоятельное «опрокидывание» схемы произойдет на
время А/ раньше (рис. 37.5, б). Это означает, что к моменту
поступления шестого синхроимпульса напряжение на сетке запертой
лампы Лх достигает такого же уровня, какой был к приходу пятого
импульса, благодаря чему схема вновь «опрокинется»
преждевременно. Аналогичное состояние наступит в схеме к моменту прихода
седьмого, восьмого и всех последующих импульсов, т.е. схема начнет
работать в режиме синхронизации. При этом длительность
запертого состояния лампы Лх и период колебаний в целом с момента
времени 4 будут определяться частотой поступающих
синхроимпульсов.
Синхронизация происходит лишь при условии, когда частота
следования синхроимпульсов /С1ШХ больше собственной частоты
колебаний мультивибратора /, так как в противном случае обе
лампы будут отпираться самостоятельно. Обычно/С1ШХ = (1,2—1,4)/.
Важно отметить, что в момент включения источника
синхроимпульсов tx соотношение фаз синхронизирующего и
синхронизируемого напряжений случайно. Поэтому в схеме происходит
переходный процесс, который в рассмотренном случае длится в течение
времени tx — t2.
Амплитуда синхроимпульсов существенно влияет на
длительность этого процесса. При большой амплитуде синхроимпульсов
напряжение на сетке запертой лампы уже в момент времени /,
оказалось бы выше напряжения U3 (рис. 37.5, б), и схема засинхро-
низировалась бы первым синхроимпульсом. Кроме того, большая
амплитуда синхроимпульсов гарантирует синхронизацию
генератора при значительных изменениях напряжения запирания ламп.
Стабильность частоты синхронизируемого генератора зависит
от крутизны переднего фронта синхроимпульса. Чем больше
крутизна, тем меньше, при одинаковом изменении напряжения
запирания лампы, изменяется период колебаний.
442

Синхронизацию мультивибратора можно осуществить
импульсами отрицательной полярности. Такие импульсы, поступая на
сетку открытой лампы, через нее в положительной полярности
подаются на сетку запертой лампы, обусловливая синхронизацию.
Синхронизацию мультивибратора можно осуществить также
синусоидальным напряжением. В этом случае лампа
преждевременно отпирается, когда результирующее напряжение на сетке
(экспонента плюс синусоида) пересекает уровень U3. При /спнх ^> /
мультивибратор работает в режиме деления частоты, т. е. частота
колебаний на выходе мультивибратора в целое число раз меньше
частоты следования синхроимпульсов. Пусть источник
синхроимпульсов подключается к схеме (рис. 37.5, а) в момент времени tx.
Второй синхроимпульс (рис. 37.5, в) отпирает лампу Лх несколько
раньше, чем она открылась бы самостоятельно.
Начиная с этого момента, каждый третий синхроимпульс
(5.8, И и т. д.) опрокидывает схему, вследствие чего период
вынужденных колебаний мультивибратора Гвын = ЗГСШ1Х или /вьш =
= -5~fcnHx- Отношение частоты синхронизирующего напряжения
о
к частоте вынужденных колебаний мультивибратора называется
коэффициентом деления частоты:
„ /сиих
'ВЬШ
Коэффициент п и период ТВШ! существенно зависят от амплитуды
синхроимпульсов. Если бы амплитуда синхроимпульсов была
больше показанной на рис. 37.5, в, то лампа Лх открылась бы
первым и далее отпиралась бы каждым вторым импульсом (рис. 37.5, г).
В этом случае п = 2, а Твьш = 2ГС1|НХ.
Очевидно, что для получения большого значения п необходимо
уменьшить амплитуду синхроимпульсов. Но тогда, как было
показано выше, частота вынужденных колебаний мультивибратора
может измениться при изменении напряжения запирания ламп.
Поэтому практически коэффициент деления частоты п выбирают не
более 5—6.
Для получения большего коэффициента деления применяют
несколько релаксационных делителей, включенных
последовательно. Их коэффициенты деления пх, п2... обеспечивают общий
заданный коэффициент деления частоты п = пхпг...
§ 37.4. ЖДУЩИЙ МУЛЬТИВИБРАТОР
Если в основной схеме мультивибратора одну
из ламп (например, Лх) надежно запереть отрицательным
напряжением смещения £/с0, то такое состояние схемы окажется устойчивым.
Чтобы вывести схему из этого состояния, потребуется подать на
запертую лампу положительный запускающий импульс. Такая схема
443

приведена на рис. 37.6, а и называется запертым, или ждущим,
мультивибратором, кипп-реле или триггером с одним устойчивым
состоянием.
На рис. 37.6, б приведена более распространенная схема,
которая получила название кипп-реле с катодной связью.
Здесь устойчивое состояние характеризуется тем, что лампа Лг
открыта (напряжение между сеткой и катодом ее равно нулю),
а лампа Л1 заперта напряжением, которое создается большим током
лампы Л2 на резисторе RK.
Запускающий импульс приоткрывает лампу Лг и отрицательный
скачок напряжения с ее анода через конденсатор С передается на
X а)
Рис. 37.6. Ждущий мультивибратор
сетку лампы Лг. За счет этого ток лампы Л2 и напряжение на
резисторе RK уменьшаются. Это способствует большему отпиранию
лампы Лг и т. д.
Лавинообразный процесс переводит схему в новое состояние,
когда лампа Лх открыта, а лампа Л2 заперта.
После этого начинается разряд конденсатора С через лампу Л1
и резистор i?c2. Напряжение, которое выделяется на этом резисторе,
имеет отрицательную полярность на сетке лампы Л2 и
поддерживает запертое состояние лампы.
С уменьшением тока разряда потенциал сетки лампы Л2
повышается, и в некоторый момент она отпирается. Начинается новый
лавинообразный процесс, который возвращает схему в исходное
устойчивое состояние.
Длительность неустойчивого состояния зависит от емкости
конденсатора С и сопротивления резистора Rc2.
§ 37.5. ТРИГГЕР С ДВУМЯ
УСТОЙЧИВЫМИ СОСТОЯНИЯМИ
Основная схема такого триггера (рис. 37.7, а)
представляет собой двухкаскадный резисторный усилитель, в
котором выход одного каскада связан с входом другого каскада
делителями напряжения RR;..
444

В данной схеме, так же как и в мультивибраторе, имеет место
положительная обратная связь.
Обычно лампы Лх и Л2 выбираются однотипными (чаще всего
они составляют двойной триод), а резисторы в обоих плечах —
одинаковыми: R3l = R^ = RA\ Rx — R-i = R и Rcl = RC2 = Rc.
В этом случае триггер является симметричным.
В отличие от мультивибратора схема триггера, изображенная
на рис. 37.7, а, не содержит конденсаторов связи и имеет источник
сеточного смещения Uc0.
Так же как и в мультивибраторе, в схеме триггера даже в
течение весьма малого времени после включения источника питания
не может существовать
режим,
характеризующаяся одинаковыми
токами /а1 и /а2.
Если по какой-либо
причине ток одной из
ламп (например, Л±)
увеличится, то это вызовет
уменьшение потенциала
анода иа1. Этот скачок
напряжения с резистора
Rc2 делителя RiRC2
поступит на сетку лампы
Л2. В результате ток этой
лампы уменьшится,
потенциал анода иа2 возрастет и на сетку лампы Л± через делитель
RiRzi будет передаваться большее напряжение. Поэтому ток га1 еще
больше возрастет. При правильно выбранных параметрах схемы
увеличение тока /а1 и уменьшение тока i^ будут происходить
лавинообразно, и через весьма короткое время лампа Лх полностью
откроется, а лампа Л2 запрется.
Отсутствие конденсаторов приводит к тому, что токи и
напряжения в схеме длительное время сохраняются неизменными,
небольшие колебания питающих напряжений и тока открытой лампы
не могут вывести ее из этого состояния.
Подадим на вход запертой лампы Л2 положительный
запускающий импульс такой величины, чтобы напряжение между сеткой и
катодом стало больше напряжения запирания. Тогда в цепи лампы
появится ток /а2 и потенциал анода иа2 уменьшится. Этот
отрицательный перепад напряжения через делитель R2Rcl передается на
сетку лампы Лг, за счет чего ток ial уменьшится, потенциал анода
ил2 возрастет и на сетку лампы Лг поступит положительный
скачок напряжения, благодаря которому ток /а2 увеличится.
Лавинообразный процесс нарастания тока i',;, и уменьшения тока /а1
закончится тем, что лампа Лх запрется, а лампа Л2 полностью
откроется.
Рис. 37.7. Триггер с двумя устойчивыми
состояниями на электронных лампах
445

Отрицательный запускающий импульс вызовет в схеме новый
лавинообразный скачок, который вернет ее в исходное устойчивое
состояние.
Несмотря на полную симметрию схемы, одна лампа триггера
открыта, в то время как другая заперта. Такое состояние
принципиально возможно потому, что на сетку открытой лампы
напряжение подается с анода запертой лампы, имеющего высокий потенциал,
а на сетку запертой лампы — с анода открытой лампы, имеющего
низкий потенциал.
Наличие в схеме паразитных емкостей (межэлектродных
емкостей ламп, емкостей внешней нагрузки и монтажа) приводит к тому,
Rl
Cl
а) 5)
Рис. 37.8. Триггер с автоматическим смещением
что процесс опрокидывания происходит не мгновенно, а занимает
некоторое время.
Потенциал анода запертой лампы можно считать равным Еа,
так как всегда выбирают R + Rcp> /?а, и напряжение источника
Ея почти целиком выделяется на делителе R -f ^c- Потенциал
анода открытой лампы иа0 = Ел — 0т ~ Еа — hoRa, где Um —
скачок напряжения на аноде, а /а0 —■ ток, проходящий через
открытую лампу.
В отличие от мультивибратора скачок напряжения с анода одной
лампы на сетку другой лампы передается в триггере неполностью,
поэтому условие возникновения лавинообразного процесса
(самовозбуждения схемы) выполняется здесь труднее.
Чтобы не иметь дополнительного источника отрицательного
смещения, триггеры часто выполняют с автоматическим смещением
(рис. 37.8, а). Резистор RK выбирается с таким расчетом, чтобы
напряжение UK, создаваемое на нем током открытой лампы,
обеспечивало надежное запирание другой лампы.
Емкость конденсатора Ск выбирается так, чтобы постоянная
времени разряда т = Ск/?к была много больше длительности «опро-
446

кидывания» схемы. Тогда в ходе скачка напряжение смещения не
меняется.
Резисторы Rc шунтируются входной емкостью лампы. У
открытой лампы емкость Свх может составлять десятки пикофарад
[Свх.дин = Сек + Сас (1 + К)]. Это приводит к тому, что большая
часть скачка напряжения, передаваемого с анода одной лампы на
сетку другой лампы, выделяется на резисторах R. Кроме того,
перепад напряжения на сетке задерживается по времени
относительно перепада на аноде.
Указанные обстоятельства могут привести к тому, что
«опрокидывания» схемы не произойдет. Во избежание этого резисторы R
шунтируют конденсаторами С (рис. 37.8, б), емкость которых
составляет обычно несколько десятков пикофарад. При наличии
конденсаторов (их называют
ускоряющими) скачки
напряжений распределяются между
С и Свх — коэффициент и
скорость передачи скачков на
сетки возрастают, условия
самовозбуждения восстанав-
вливаются, а процесс
«опрокидывания» длится меньшее
время. Триггеры с одним и
двумя устойчивыми
состояниями называются
спусковыми устройствами.
На рис. 37.9 изображена
схема триггера на
транзисторах с двумя устойчивыми состояниями. Она подобна
соответствующей схеме на электронных лампах. Аналогичные элементы в обоих
триггерах выполняют одинаковую роль.
В схеме имеет место положительная обратная связь; за счет нее
с приходом запускающего импульса возникает лавинообразный
процесс, в ходе которого запертый транзистор открывается, а
открытый — запирается.
Важнейшим параметром триггеров является разрешающее
время — минимальный интервал между запускающими импульсами,
каждый из которых в состоянии «опрокинуть» схему. Чем меньше
время установления выходных импульсов, т. е. чем круче фронты,
тем меньше разрешающее время и выше разрешающая способность
триггера.
Иногда разрешающая способность оценивается в герцах. Если
разрешающее время равно 1 мкеек, то триггер будет четко
срабатывать от импульсов, интервал между которыми составляет 1 мкеек
(частота повторения которых равна 1 Мгц).
На разрешающую способность основное влияние оказывают
емкости схемы и цепей запуска, напряжения на которых не могут
Рис. 37.9. Триггер с двумя устойчивыми
состояниями на транзисторах
447

изменяться мгновенно. Чем больше крутизна анодной
характеристики лампы, больше ее анодный ток, меньше междуэлектродные
емкости и напряжение запирания U3, тем выше разрешающая
способность триггера.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ВОСЬМАЯ
БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ
§ 38.1. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР
НА ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЕ
Блокинг-генератор представляет собой одно-
каскадный релаксационный генератор с сильной индуктивной
обратной связью (через импульсный трансформатор). Блокинг-
генератор используется для получения кратковременных
положительных или отрицательных импульсов с большой скважностью,
по форме близких к прямоугольным. Перед рассмотрением его
работы целесообразно напомнить некоторые положения, известные
из теории трансформаторов.
Магнитный поток в сердечнике трансформатора определяется
результирующим действием всех токов, проходящих в разных
обмотках, причем ток в питающей обмотке является
намагничивающим, а ток в обмотке, связанной с нагрузкой, — размагничивающим.
Э. д. с. в обмотках наводятся при изменении магнитного потока,
а изменения этих э. д. с. могут происходить только в том случае,
(1Ф
когда скорость изменения магнитного потока -.- не является
постоянной; при -тт — const в обмотках наводятся э. д. с. неизменной
величины.
Параллельно обмоткам трансформатора фактически включены
паразитные емкости (межвитковая емкость, емкость нагрузки и т. п.),
которые заряжаются или разряжаются при изменении напряжений
duc
на обмотках, так как емкостной ток ic — C-jr •
На рис. 38.1, а изображена основная схема лампового блокинг-
генератора. За короткое время генерации импульса конденсатор С
заряжается до значительного напряжения и с отрицательной
полярностью на сеточной обкладке, и лампа запирается. В
промежутке между двумя импульсами в течение большей части периода
этот конденсатор разряжается через резистор Rz, пока напряжение
на нем не достигнет значения, при котором лампа открывается.
С этого момента рассмотрим работу блокинг-генератора более
подробно.
После отпирания лампы по первичной (анодной) обмотке
трансформатора начинает проходить ток ta, создающий нарастающее
магнитное поле. В первичной (анодной) обмотке трансформатора
448

это поле наводит э. д. с. самоиндукции еи а во вторичной (сеточной)
обмотке — э. д. с. взаимоиндукции е2.
Концы вторичной обмотки включены в цепь так, что э. д. с. ег
повышает потенциал сетки. Это приводит к значительному росту
анодного тока, благодаря чему
скорость нарастания
магнитного потока
увеличивается. В свою
очередь это влечет за собой
увеличение э. д. с. е2 и дальнейшее
увеличение анодного тока.
Таким образом, в схеме действует
положительная обратная связь.
За счет этой связи и
усилительных свойств каскада развивается
лавинообразный процесс, в ходе
которого изменение
магнитного потока
происходите
нарастающей скоростью. Поэтому
э. д. с. ех и ег непрерывно
увеличиваются, в результате чего
напряжение на аноде
уменьшается, а напряжение на
сетке— увеличивается.
Происходит формирование
переднего фронта
импульса.
Однако фронт не имеет
бесконечной крутизны, так как
некоторые явления в схеме
замедляют лавинообразный
процесс. К ним относятся разряд
паразитных емкостей схемы Сх
и С2, возникновение и
нарастание сеточного тока, а также
уменьшение анодного напряже-
и,
блокинг-генера-
Рис. 38.1. Ламповый
тор:
а — схема; б — эпюры напряжений
ния. Токи емкостей и сеточный
ток замыкаются через обмотки
трансформатора и оказывают размагничивающее действие,
замедляя нарастание магнитного потока.
В свою очередь уменьшение анодного напряжения при
увеличении сеточного сопровождается уменьшением крутизны динамической
анодно-сеточной характеристики лампы (рис. 38.2), вследствие чего
напряжения 11Л и Uz изменяются меньше.
Совместное действие указанных факторов приводит к тому,
что крутизна анодно-сеточиой характеристики снижается настолько,
15 Браммер
449

что изменения напряжения «с перестанут вызывать изменения тока
£а (рис. 38.2) и формирование переднего фронта импульса
прекратится. К этому времени напряжение на сетке достигает
максимального значения:
L'cmax ~ Uз ~т *?2тах>
а напряжение на аноде становится минимальным:
ig I tc
Рис. 38.2. Графики токов в
цепях лампового блокинг-генера-
тора
За малое время формирования фронта импульса напряжение на
конденсаторе С практически не успевает измениться и остается
равным напряжению U3. Теперь начинается интенсивный заряд
конденсатора С сеточным током /с.
В результате потенциал сетки ис понижается; однако вначале
это не вызывает изменений анодного тока и анодного напряжения,
так как рабочая точка находится
еще на участке характеристики с
малой крутизной. Наоборот, сеточный
ток, оказывающий
размагничивающее действие, по
мере заряда конденсатора С быстро
уменьшается. За счет этого
магнитный поток продолжает нарастать, но
уже с приблизительно
постоянной скоростью, так что
э. д. с. ех и е2, а также напряжение
на аноде остаются примерно
неизменными. Происходит
формирование плоской вершины импульса.
Что касается сеточного напряжения, то оно в процессе заряда
конденсатора уменьшается. Благодаря этому крутизна
характеристики возрастает и в некоторый момент времени вслед за
уменьшением сеточного напряжения начинает уменьшаться
анодный ток. В результате скорость нарастания магнитного потока
замедляется и во вторичной обмотке трансформатора наводится
меньшая э. д. с. е2. Это приводит к тому, что потенциал сетки
дополнительно снижается и происходит дальнейшее уменьшение
анодного тока. Так как рабочая точка находится теперь на
участке характеристики с большой крутизной, то уменьшения
значений ia, ех и е2 и, следовательно, ыа и ис проходят лавинообразно.
Нужно иметь в виду, что напряжение на конденсаторе
практически не поднимается выше уровня отпирания лампы (см.
рис. 38.1, б), а во время формирования плоской вершины импульса
становится равным напряжению Umax, опускаясь значительно ниже
уровня напряжения U3. Поэтому, как только э. д. с. е2 уменьшается
450

до определенного значения, напряжение ие = — Umax -f e2
снижается до величины с/3, лампа запирается и анодный ток
прекращается. Теперь магнитный поток начинает быстро спадать, и э. д. с.
«! изменяют п о л я р н о с т ь. За счет этого в кривых
анодного и сеточного напряжений наблюдаются кратковременные
выбросы: потенциал анода (г/а — Ел -|- е[) превышает напряжение
источника, а потенциал сетки (ис = — итл^ — с'<) опускается ниже
уровня, соответствующего напряжению £/шах па заряженном
конденсаторе.
Уменьшение магнитного потока происходит не мгновенно,
так как ток в первичной обмотке трансформатора не может
прекратиться сразу, и после запирания лампы, замыкаясь через между-
витковую емкость, спадает постепенно. Поэтому упомянутые
выбросы имеют ограниченную величину. Так формируется
задний фронт им п улье а.
После запирания лампы начинается разряд конденсатора С
через вторичную обмотку трансформатора и резистор Rc. Так как
постоянная времени этой цепи велика, то ток разряда изменяется
достаточно медленно, и э. д. с. самоиндукции, наводимой во
вторичной обмотке, можно пренебречь. Поэтому напряжение и почти
целиком выделится на резисторе Rc и, пока оно не поднимется до
уровня запирания лампы U3, последняя будет заперта. В момент,
когда ис — U3, появится анодный ток, и весь процесс
повторится.
Наблюдая осциллограммы анодного и сеточного напряжений,
можно заметить, что начало паузы протекает порой по-разному.
Если затухание в контуре, состоящем из индуктивности и
паразитных емкостей, велико, то уменьшение тока в первичной обмотке
трансформатора носит апериодический характер. При малом
затухании в контуре происходит колебательный процесс: энергия
периодически сосредоточивается то в магнитном, то в электрическом
поле. След этих колебаний показан на рис. 38.1, б пунктиром. Для
срыва колебаний обмотки трансформатора шунтируют
сопротивлениями, уменьшая, таким образом, добротность контуров.
Длительность /„ импульсов, которые генерирует блокинг-
генератор, зависит от скорости заряда конденсатора С; чем меньше
емкость конденсатора С, тем быстрее понижается потенциал сетки-
и меньшую длительность имеет импульс.
Период колебаний блокинг-генератора Т складывается из
длительности импульса /„ и длительности паузы /п (см. рис. 38.1, б).
Так как обычно скважность импульсов блокинг-генератора имеет
порядок сотен и тысяч, то основную часть периода составляет время
паузы, т. е. Т та /,,. /Длительность паузы определяется временем,
в течение которого конденсатор С экспоненциально разряжается
через резистор/<JC от напряжения £/nillx (см. рис. 38.1, б) до
напряжения запирания лампы Uл. Поэтому период колебаний можно
регулировать, изменяя величину С или Rz. При изменении емкости

конденсатора С одновременно с периодом изменяется и длительность
импульса. Поэтому для изменения периода Т при необходимости
сохранить неизменной величину /,, варьируют сопротивлением Rc.
Чем больше значение Rz, тем дольше (при прочих равных условиях)
происходит разряд конденсатора С до уровня напряжения U3
и тем больше период следования генерируемых импульсов.
Импульсный трансформатор
Весьма важной деталью блокинг-генератора
является импульсный трансформатор.
На рис. 38.3, а изображена схема импульсного трансформатора,
в которой распределенные параметры обмоток (индуктивности
рассеяния Ls, активные сопротивления г и межвитковые емкости С)
показаны для наглядности сосредоточенными.
Импульсный трансформатор предназначен для передачи без
искажений импульса, т. е. широкого спектра частот, поэтому он
должен быть
широкополосным.
На рис. 38.3, б
приведена эквивалентная
схема импульсного
трансформатора, которая не
отличается от
эквивалентной схемы выходно-

готрансформатора.Пользуясь ею, рассмотрим
отдельно поведение
трансформатора при подаче
плоской вершины и
фронтов прямоугольного импульса, действующего на входе.
Форма плоской вершины трансформируемого импульса зависит
от передачи к нагрузке низкочастотных составляющих спектра. На
этих частотах сопротивление индуктивности рассеяния Ls весьма
мало (а-£, = (»LS), а сопротивление емкости С„ очень велико
' 1 \
\хс =-^-|. Поэтому при передаче вершины импульса можно
считать, что на индуктивностях Ls, включенных последовательно
с нагрузкой, падения напряжения практически не происходит,
а емкость Со нагрузку не шунтирует.
Спад плоской вершины импульса обусловливается
индуктивностью Lt. На низких частотах ее сопротивление становится
небольшим, так что напряжение, передаваемое дальше к нагрузке,
уменьшается.
Обратная картина получается при передаче фронта импульса.
Здесь основное влияние оказывают индуктивности рассеяния и
емкость Со, за счет которых и происходит завал фронтов.
5)
Рис. 38.3. Схемы импульсного трансформатора:
а — принципиальная; б — эквивалентная
452

Чтобы искажения были незначительными, импульсный
трансформатор должен иметь большую индуктивность L1 и по
возможности минимальные индуктивности рассеяния Lsl и Ls2, а также
емкости Сх и С2.
Кроме того, желательно максимально уменьшить потери в
сердечнике от вихревых токов, возникающих при быстрых изменениях
магнитного потока.
Эти требования в той или иной степени удовлетворяются
конструкцией трансформатора и выбором материала сердечника.
Применение кремнистой стали, пермаллоя, феррита позволяет получить
сердечник с высоким удельным сопротивлением (для уменьшения
вихревых токов) и большой магнитной проницаемостью. Последнее
дает возможность иметь значительную индуктивность обмотки при
небольшом числе витков, что в свою очередь уменьшает паразитные
межвитковые емкости и индуктивности рассеяния.
Промышленностью серийно выпускаются многие типы импульсных
трансформаторов.
Работа блокинг-генератора в режиме
синхронизации и деления частоты
В автоколебательном режиме блокинг-гене-
ратору свойственна относительно низкая стабильность частоты.
Для ее повышения блокинг-генератор синхронизируют
синхроимпульсами, которые можно подводить к различным электродам
Рис. 38.4. Работа блокннг-геператора в режиме
синхронизации и деления частоты
453

лампы, но с таким расчетом, чтобы на сетку действовали импульсы
положительной полярности.
Принципиально работа блокинг-генератора в режиме
синхронизации частоты не отличается от работы мультивибратора в том же
режиме. Она сводится к тому, что синхроимпульсы с периодом
Т'синх < Т6л_ гсн открывают запертую лампу блокинг-генератора
несколько раньше того момента, в который она открылась бы
самостоятельно (рис. 38.4, а). При этом стабильность частоты блокинг-
генератора определяется стабильностью частоты
синхронизирующих импульсов.
Как и мультивибратор, блокинг-генератор может быть
использован также для деления частоты. В этом режиме период
собственных колебаний блокинг-генератора должен быть в несколько раз
больше периода следования синхроимпульсов, а амплитуда
последних небольшой, чтобы лампа блокинг-генератора отпиралась не
каждым синхроимпульсом, а через определенное число периодов
(рис. 38.4, б).
§ 38.2. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР
НА ТРАНЗИСТОРЕ
Подобно другим импульсным устройствам,
блокинг-генератор может быть выполнен на транзисторе. Работа
его принципиально не отличается от работы ламповой схемы.
Однако, учитывая особенности транзистора, целесообразно
рассмотреть с качественной стороны процессы, происходящие в таком
генераторе.
Основной является схема с отрицательной базой (рис. 38.5, а).
Начнем рассмотрение процесса с момента ^ (рис. 38.5, б), когда
напряжение и на разряжающемся конденсаторе С спадет до нуля и
эмиттерный переход транзистора отпирается. При этом через
транзистор и коллекторную (первичную) обмотку трансформатора
начинает проходить ток (к, вызывающий появление э. д. с. самоиндукции
ех и взаимной индукции е2 с полярностью, указанной на рис. 38.5, а.
Вследствие этого потенциал коллектора ик = — Ек + е1 становится
менее отрицательным, а потенциал базы при правильном включении
базовой (вторичной) обмотки трансформатора — более
отрицательным (ий = — е2). Последнее приводит к еще большему отпиранию
эмиттерного перехода — к увеличению коллекторного тока, что
вызывает дальнейшее повышение напряжения ик и понижение
напряжения м6. и т. д. Развивающийся лавинообразный процесс
ограничивается нелинейными свойствами транзистора, т. е.
переходом рабочей точки в область насыщения, когда дальнейшее
изменение тока базы перестает вызывать изменение тока коллектора.
К этому моменту потенциал коллектора возрастает на величину Um
и становится равным £/к min — — Ек + Um, а потенциал базы
достигает максимального отрицательного значения Ums = — nUm
.454

(рис. 38.5, б), где п — коэффициент трансформации
трансформатора.
В силу кратковременности рассмотренного процесса заряд
конденсатора С практически начинается с момента насыщения
транзистора и происходит по цепи: корпус — эмиттерный переход —
базовая обмотка трансформатора — конденсатор С — корпус.
По мере заряда конденсатора потенциал базы («б — —ег + Щ
становится менее отрицательным (рис. 38.5, б). Однако ток
коллектора при этом уменьшается слабо, так как транзистор работает
в области глубокого насыщения, и
потенциал коллектора £/Kni;n~ const.
Так формируется плоская вершина
импульса.
Очевидно, что, как и в ламповой
схеме, длительность генерируемого
импульса зависит от заряда
конденсатора С.
В момент времени t2 потенциал
базы достигает значения {Дн и
транзистор выходит из режима
насыщения. Как только рабочая точка
переместится в активную область
выходных характеристик, ток
коллектора с повышением потенциала базы
уменьшится и обусловит уменьшение
э. д. с. ех и е2. В результате
потенциал коллектора ык = — Ек + ei
станет более отрицательным, а потенциал
базы «б = U — е2 более
положительным. Это приведет к уменьшению
коллекторного тока и дальнейшему
уменьшению э. д. с. е1 и е2, т. е. к
обратному лавинообразному скачку.
При этом рабочая точка весьма быстро
переместится по выходным
характеристикам в область отсечки —
произойдет запирание транзистора. Теперь
магнитный поток начинает быстро спадать и э. д. с. ех и ег меняют
полярность, за счет чего в кривых коллекторного и базового
напряжений наблюдаются кратковременные выбросы.
После такого «опрокидывания» начинается разряд конденсатора
по цепи: положительно заряженная обкладка — резистор ^б —
источник (—Ек) — корпус — отрицательно заряженная обкладка.
В процессе разряда (во время паузы tn) напряжение на конденсаторе
стремится измениться от U до —Ек.
Одновременно потенциал базы мб сравнительно медленно
понижается и в момент, когда и$ — 0, происходит новый лавино-
Рис. 38.5. Блокпнг-генератор на
транзисторе
455

образный процесс, с которого начинается формирование
очередного импульса.
Поскольку пауза составляет большую часть периода колебаний
генератора, можно считать, что период определяется скоростью
разряда конденсатора С.
Отметим, что при рассмотрении формирования импульсов не
учитывались инерционность транзистора, выход его из насыщения
и обратные токи запертых переходов, поэтому описанные процессы
дают лишь приближенное представление о работе блокинг-генера-
тора.
Указанные факторы увеличивают длительность импульса и
его фронтов, а также несколько повышают частоту колебаний.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ДЕВЯТАЯ
ТРАНЗИТРОННЫЙ ГЕНЕРАТОР
В § 14.3 было показано, что элемент с
падающей вольтамперной характеристикой (с отрицательным
внутренним сопротивлением) может быть использован для генерации
переменного напряжения.
Падающий участок за счет динатронного эффекта имеет анодная
характеристика тетрода (см. рис. 13.2): при увеличении
потенциала анода (пока он остается ниже потенциала экранирующей
сетки) возникает вторичная электронная эмиссия; покидающие
анод электроны устремляются на экранирующую сетку — ток
в цепи ее возрастает, а анодный ток уменьшается.
Однако динатронные генераторы, использующие этот эффект,
применяются сравнительно редко, так как обладают существенной
нестабильностью.
В многосеточных лампах падающий участок характеристики
можно получить за счет перераспределения тока катода между
электродами.
На рис. 39.1, а приведена схема, позволяющая выявить этот
эффект. Здесь потенциал третьей (защитной) сетки U3 всегда ниже
потенциала экранирующей сетки U3 на величину U. При
увеличении потенциала U3 растет и потенциал U3, так как U3 = U3 — U.
При небольших значениях Ub потенциал третьей сетки имеет
большую отрицательную величину и поле ее возвращает все
электроны, которые пролетели экранирующую сетку, обратно: весь
ток катода протекает через цепь экранирующей сетки.
С увеличением потенциала U3 тормозящее действие защитной
сетки ослабевает, и при некотором значении 1'э = U'b электроны
начинают прорываться к аноду, за счет чего ток экранирующей
сетки уменьшается.
При дальнейшем увеличении U3 анодный ток возрастает, а так
как ток катода при этом не меняется, то ток экранирующей сетки,
несмотря на увеличение ее потенциала, уменьшается (рис. 39.1, б).
456

Если потенциал U3 увеличивать и дальше, то потенциал
защитной сетки окажется положительным и одновременно с увелине-
нием тока анода начнет увеличиваться ток экранирующей сетки.
Таким образом, в некотором диапазоне напряжений и3 (U'3—Ul
на рис. 39.1, б) промежуток катод — экранирующая сетка ока-
—0+£
1,/иа
И
3
U
и 20 Ид ВО ВО 100 ПО и3,В
и; и-
5)
Рис. 39.1. Транзитронный эффект в многосеточной
лампе
зывает переменному току отрицательное сопротивление Ri (_v
Чем больше абсолютная величина U (рис. 39.1,а), тем при больших
значениях Us начинается падающий участок характеристики,
больше его протяженность, но несколько меньше сопротивление
i (-)•
0 +
а) 5)
Рис. 39.2. Схемы транзитронных генераторов
Подключим параллельно участку сетка — катод колебательный
контур (рис. 39.2, о), выбрав величины с/эи U таким образом, чтобы
исходная рабочая точка находилась в середине падающего участка
транзитронной характеристики.
Чтобы колебания в контуре не затухали, необходимо пополнять
в нем энергию, которая растрачивается, выделяясь в виде тепла,
457

на сопротивлении потерь контура г. Условие, при котором будет
обеспечен такой режим, соответствует равенству мощностей
/;/•=/**,(_), (39.1)
где /к и / — переменные составляющие токов в контуре и в
питающей цепи.
/ г С
Из этого равенства, учитывая отношение -j = Q = —-—, можно
записать
т. е. отрицательное сопротивление [в соответствии со смыслом
равенства (39.1)] не должно быть меньше эквивалентного
(резонансного) сопротивления контура RSKB.
Так как сопротивление Ri{^ у ламп, применяемых в транзи-
тронных генераторах, составляет единицы килоом, то с ними может
быть использован контур, имеющий весьма небольшое резонансное
сопротивление (низкую добротность). Это во многом упрощает
выполнение генератора.
Ввиду того, что работа трапзитрошюго генератора возможна
только на падающем участке характеристики, напряжение на
экранирующей сетке не может выходить за его границы (11'э и £/э' на
рис. 39.1, б). Поэтому при выборе исходной рабочей точки в
середине указанного участка амплитуда Um переменного напряжения
на экранирующей сетке (на контуре) не может превышать
0,5 ((/;' - иэ).
Если напряжение Um превысит это значение, то баланс
мощностей нарушится и амплитуда колебаний уменьшится.
В практических схемах транзитронных генераторов (рис. 39.2, б)
батарея между второй и третьей сетками отсутствует. В
значительной мере роль ее выполняет конденсатор С. При достаточно большой
емкости напряжение на этом конденсаторе за период генерируемого
колебания не изменяется, поэтому все изменения потенциала
экранирующей сетки передаются через него на защитную сетку.
Постоянное напряжение на конденсаторе С обусловливает
значительный отрицательный потенциал защитной сетки относительно
экранирующей. Однако конденсатор С не может обеспечить
отрицательный начальный потенциал защитной сетки относительно катода.
Для этого в цепи катода применяют цепь автоматического смещения,
а защитную сетку через резистор Rc3 соединяют с корпусом.
Следует иметь в виду, что в рассматриваемой схеме колебательный
контур (по переменному току) включен между экранирующей
сеткой и катодом.
Нетрудно показать, что при отсутствии колебательного контура
и наличии жесткой связи между второй и третьей сетками, осущест-

вляемой конденсатором С (рис. 39.3), процессы в схеме могут
происходить лавинообразно; в этом случае схема будет генерировать
релаксационные колебания.
Пусть в некоторый момент времени за счет повышения
потенциала защитной сетки в цепи анода появляется ток (ниже мы
покажем, что такая возможность существует). При этом ток
экранирующей сетки уменьшается, падение напряжения на резисторе Rc2
снижается, а потенциал экранирующей сетки возрастает. Через
конденсатор С это увеличение потенциала передается на защитную
сетку, что вызывает еще большее увеличение анодного тока.
Последнее приводит к уменьшению тока экранирующей сетки, увеличению
ее потенциала и т. д. Возникающий лавинообразный процесс
заканчивается, когда изменение потенциала защитной сетки
перестает вызывать перераспределение
катодного тока между сетками: к этому
моменту анодный ток становится
равным по существу катодному току,
а ток второй сетки оказывается
весьма малым. После скачка начинается
заряд конденсатора С от источника
£а через резисторы R3 и R. При
этом ток заряда создает на
резисторе R напряжение с положительной
полярностью на защитной сетке, за
счет чего анодный ток определенное
время держится сравнительно
большим. Однако по мере заряда
конденсатора зарядный ток (а вместе
с ним и напряжение на резисторе R) уменьшается. В некоторый
момент времени это вызывает уже заметное уменьшение анодного
тока, поэтому ток экранирующей сетки возрастает, а потенциал
ее уменьшается. Через конденсатор С этот отрицательный скачок
передается на защитную сетку,за счет чего ток анода дополнительно
снижается. Благодаря этому ток экранирующей сетки получает
возможность дальнейшего увеличения и т. д. Так развивается
обратный лавинообразный процесс, в результате которого лампа
запирается по анодной цепи («а — Ел), ток экранирующей сетки
резко возрастает, а потенциал ее падает. С этого момента начинается
разряд конденсатора С через промежуток экранирующая сетка —
катод лампы и резистор R. По мере разряда ток его и напряжение на
резисторе R с отрицательной полярностью на защитной сетке
уменьшаются и в некоторый момент лампа отпирается по анодной
цепи. С аналогичного положения мы и начали рассматривать
работу схемы.
Быстрые изменения тока в цепи анода приводят к тому, что
напряжение, снимаемое с резистора Ra, имеет форму, близкую
к прямоугольной.
Рис. 39.3. Транзитронный
релаксационный генератор
459

ГЛАВА СОРОКОВАЯ
ПРИНЦИПЫ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА
ТЕЛЕВИЗИОННОГО ИЗОБРАЖЕНИЯ
§ 40.1. ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
ТЕЛЕВИДЕНИЯ
Телевидение — это передача движущегося
изображения на расстояние с помощью электрических средств связи.
Такая передача осуществляется путем преобразования изображения
в электрический сигнал, пересылаемый по каналу связи, а затем
преобразуемый в изображение в приемном устройстве.
Любой предмет частично отражает от себя световые потоки
источника, в лучах которого он видим. По интенсивности этого
отражения судят о свойствах предмета: его форме, поверхности,
цвете и т. п.
G помощью фотоэффекта световые потоки, отраженные от
предмета, изображение которого необходимо передать, преобразуют
в электрический сигнал. Осуществляя преобразование световых
потоков разной интенсивности, мы закладываем в электрические
сигналы сведения о форме предмета, цвете и т. п., т. е. о
содержании изображения.
Принцип преобразования изображения в электрический сигнал
хорошо согласуется с механизмом зрения.
Известно, что световые потоки, отраженные от любого предмета,
через хрусталик проектируются на сетчатку, т. е. внутреннюю
оболочку глаза. Сетчатка представляет собой совокупность
светочувствительных элементов, количество которых достигает
нескольких миллионов.
Каждый элемент реагирует лишь на тот элементарный световой
поток, который оказался спроектированным на него. Таким
образом, в сетчатке глаза изображение разбивается на несколько
миллионов элементарных участков.
Поскольку каждый светочувствительный элемент сетчатки
связан с одним из окончаний зрительного нерва, раздражения от всех
элементов одновременно передаются по нерву в кору головного
мозга. Мозг синтезирует все эти сигналы, и человек получает
зрительное представление о предмете в целом.
Подобно тому как это происходит в сетчатке глаза,
преобразованию изображения в электрические сигналы должно
предшествовать расчленение изображения на элементарные участки —
элементы изображения. Расчленение изображения означает
расщепление светового потока, отраженного от предмета, изображение
которого передают, на элементарные световые потоки. Каждый
элементарный световой поток должен быть преобразован в
самостоятельный электрический сигнал, поэтому он должен проектироваться
на отдельный фотоэлемент.
460

При построении
практической системы телевидения
следовало бы по каналу связи, как
по зрительному нерву,
одновременно передавать все
электрические сигналы от отдельных
фотоэлементов в приемное
устройство, как в кору головного
мозга. Однако практически
реализация такого принципа
затруднительна, так как
невозможно создать канал связи, по
которому одновременно можно
было бы передавать столь
большое количество электрических
сигналов.
Современная система
электронного телевидения,
основываясь на инерционности зрения,
предусматривает не
одновременную, а поочередную передачу
элементарных сигналов по
одному каналу связи.
Инерционность зрения
проявляется в том, что зрительное
ощущение сохраняется еще в
течение примерно 0,1 сек после
прекращения раздражения.
Поэтому, если успеть передать все
элементарные сигналы
последовательно за 0,1 сек, то на экране
в приемном устройстве
изображение будет восприниматься как
единое целое.
Последовательное
преобразование световых потоков в
электрические сигналы
осуществляется в электронном телевидении
передающей телевизионной
трубкой. На нагрузке ее выделяются
электрические сигналы,
которые несут информацию об элементах передаваемого изображения.
В качестве канала связи для передачи телевизионного
изображения используют радиоканал или кабельную линию. Выбор
канала связи зависит от его протяженности и назначения передачи.
В промышленном телевидении используют кабель, для вещания
чаще используют радиоканал.
S
О
О
Ш
461

При передаче изображения по радиоканалу осуществляют
амплитудную модуляцию напряжения несущей частоты,
вырабатываемой передатчиком телецентра. Модулирующее напряжение
снимается с нагрузки передающей телевизионной трубки.
Модулированное колебание подводят к передающей антенне и излучают в
пространство.
Так как модулированный телевизионный сигнал имеет широкий
спектр частот (по стандарту СССР 8 Мгц), то несущую частоту
выбирают в диапазоне УКВ.
Приемные телевизионные антенны преобразуют
электромагнитные волны в электрические сигналы, которые после усиления и
преобразования подаются на приемную телевизионную трубку.
Здесь происходит последовательное преобразование электрических
сигналов в световые потоки, излучаемые экраном трубки,
совокупность которых воспринимается зрителем в виде изображения.
Для того чтобы прием происходил синхронно с передачей в
передающем устройстве, от специального синхрогенератора получают
синхронизирующие импульсы, с помощью которых управляют
работой как передающей, так и приемной трубок:
синхронизирующие импульсы передаются в составе телевизионного сигнала.
В телевизионном вещании передача изображения
сопровождается передачей звука. Использование для передачи изображения
диапазона УКВ приводит к целесообразности передачи звукового
сопровождения в том же диапазоне, что позволяет осуществлять
качественную передачу звука с частотной модуляцией. При этом
несущая частота звука выбирается близкой к несущей частоте
изображения (по ГОСТу несущая частота звука на 6,5 Мгц выше
несущей частоты изображения), что позволяет использовать общие
для обоих сигналов передающие и приемные антенны, а также
ряд общих каскадов в телевизионном приемнике. •
В соответствии с изложенным современное электронное
телевидение осуществляется по блок-схеме, приведенной на рис. 40.1.
§ 40.2. ПЕРЕДАЮЩАЯ
ТЕЛЕВИЗИОННАЯ ТРУБКА ТИПА
«ИКОНОСКОП»
Передающая телевизионная трубка
предназначена для преобразования изображения в электрические сигналы.
В процессе развития электронного телевидения для этой цели
было создано несколько типов трубок: иконоскоп, супериконоскоп,
ортикон, суперортикон, видикон и другие.
Рассмотрим принцип действия передающей телевизионной трубки
на примере иконоскопа (по гречески «икона» — изображение,
а «скопио» — смотрю).
Конструкция и принцип действия иконоскопа могут быть
пояснены с помощью рис. 40.2.
462

Иконоскоп представляет собой стеклянную колбу, внутри
которой размещены основной электрод, проволочное кольцо коллектора
и электроды (катод, управляющий электрод и анод) электронной
пушки. На горловину трубки надеты отклоняющие катушки.
Разность потенциалов между катодом электронной пушки и
основным электродом составляет 1000 в, так что электроны летят к нему
в сильном ускоряющем поле.
Световые потоки, отраженные от предмета, изображение кото-
рого передается через оптическую линзу, проектируются на
основной электрод трубки. По принципу действия этот электрод
аналогичен сетчатке глаза. Он состоит из слюдяной пластины, на которую
Фатомозаика
Слюда
Сигнальная
пластина
Электронный
■ протектор
К
усилители!
Рис. 40.2. Иконоскоп
наносятся мельчайшие капельки серебра, обработанные цезием
(фэтомозаика), и металлической сигнальной пластины. Поскольку
цезий светочувствителен, каждая капля представляет собой
элементарный фотокатод. Слюда изолирует фотокатоды друг от друга.
В силу этого изображение, проектируемое на основной электрод,
разбивается на большое количество элементарных участков, как в
сетчатке глаза.
С каждого элементарного фотокатода вылетают фотоэлектроны
в количестве, пропорциональном силе падающего на него светового
потока. Все эти фотоэлектроны одновременно достигают коллектора
и не могут поэтому использоваться для получения полезного
телевизионного сигнала.
Для создания полезного сигнала используют заряды,
накопленные элементарными емкостями. Каждая из них образована
элементарным фотокатодом и металлической сигнальной пластиной
(рис. 40.2). Вылет электронов с фотокатода приводит к тому,
что. каждая элементарная емкость заряжается положительно
пропорционально силе спроектированного на него светового потока.
463

Если элементарные емкости поочередно разряжать через
нагрузку трубки, то на нагрузке будут выделяться сигналы,
соответствующие каждому элементарному участку изображения.
Для разряда элементарных емкостей используется электронный
луч, сформированный электронной пушкой трубки и
перемещающийся под действием магнитного поля отклоняющих катушек по
поверхности основного электрода. При перемещении электронный
луч поочередно коммутирует элементарные емкости, замыкая цепь
их разряда на участке фотокатод — коллектор. Разрядный ток,
пропорциональный силе светового потока, выделяет на нагрузке
трубки напряжение сигнала изображения. Заряд каждой
элементарной емкости происходит с момента коммутации ее электронным
лучом до следующей коммутации, т. е. в течение времени, за
которое поочередно разряжаются все остальные емкости. В результате
этого каждая элементарная емкость на протяжении кадра
накапливает заряд, пропорциональный световой энергии от
соответствующего элемента изображения. Поэтому во время разряда на нагрузке
выделяется более сильный сигнал.
Для воспроизведения изображения как единого целого нужно,
чтобы электронный луч коммутировал элементарные емкости с
большой скоростью, т. е. с периодом повторения не более 0,1 сек. В
зависимости от порядка коммутирования элементарных емкостей
различают несколько способов развертки изображения.
§ 40.3. ТЕЛЕВИЗИОННЫЕ РАЗВЕРТКИ
Наиболее простой разверткой является
прогрессивная. Под действием магнитного поля отклоняющих катушек
электронный луч из левого верхнего угла перемещается направо
по строке (рис. 40.3, а). Это перемещение называется прямым ходом
строчной развертки. Затем магнитное поле меняет направление, и
луч перемещается справа налево, совершая обратный ход
строчной развертки. Изменение направления магнитного поля задается
током, протекающим по отклоняющим катушкам (рис. 40.3, б).
Перемещение луча на следующую строку, вниз, происходит
благодаря тому, что на него, помимо магнитного поля горизонтально
отклоняющих катушек, действует поле вертикально отклоняющих
катушек. Скорость изменения тока в вертикально отклоняющих
катушках гораздо меньше, чем в горизонтально отклоняющих
катушках, поэтому смещение луча по вертикали происходит
медленно. Построчное перемещение луча сверху вниз называется
прямым ходом вертикальной развертки. В конце его луч попадает в
нижний правый угол, а затем за счет изменения направления тока
в вертикально отклоняющих катушках перемещается вверх —
происходит обратный ход вертикальной развертки. За один период
вертикальной развертки передается неподвижное изображение —
кадр.
464

Чтобы изображение на экране телевизора не мелькало, следует
передавать в секунду не менее 40 кадров. Целесообразно принять
частоту кадров равной стандартной частоте питающей сети
переменного тока (в СССР 50 гц). При этом развертка может быть
синхронизована с напряжением сети, что уменьшает влияние
помех на принимаемое изображение со стороны питающей сети,
а также ослабляет требования к экранировке передающей и
приемной трубок от магнитных полей силовых трансформаторов. Поэтому
при прогрессивной развертке принимают число кадров п = 50.
При отсутствии телевизионного сигнала за счет работы
генераторов развертки на экране приемной трубки благодаря
инерционности зрения наблюдается совокупность светящихся строк—растр.
По телевизионному стандарту СССР размер кадра Р —-<г = ~з~>
где b — ширина, a h — высота кадра (рис. 40.3, а).
а)
Рис. 40.3. Прогрессивная телевизионная развертка
Число строк г, на которые разлагается изображение, определяет
качество изображения: чем оно больше, тем меньше площадь
элемента разложения и тем более мелкие детали предмета
воспроизводятся на экране телевизора. По стандарту СССР изображение
разлагается на 625 строк. Если принять сечение развертывающего
луча за квадрат, ширина которого равна высоте строки, то в
пределах одной строки будет передано 625 •—- сигналов, а в пределах
одного кадра 625 • ^-• 625 = 500 000 сигналов. Напомним, что
О
в сетчатке глаза изображение расчленяется на несколько миллионов
участков. Таким образом, принятое число строк разложения
обеспечивает приближение телевизионного изображения к
воспринимаемому непосредственно.
Очевидно, что при передаче 50 кадров в секунду и разложении
каждого кадра на 625 строк генератор горизонтальной (строчной)
развертки должен работать с частотой /стр = 625 -50 = 31 250 гц.
При столь высокой частоте строчной развертки ширина спектра
электрического сигнала, выделяющегося на нагрузке передающей
телевизионной трубки, определяемая по формуле

оказывается равной 13 Мгц. Для передачи и приема такого сигнала
потребовались бы устройства и канал связи с очень большой
полосой пропускания. Поэтому в телевизионном вещании
используют чересстрочную развертку, при которой один кадр передают
в два приема, т. е. разбивают его на два неполных кадра (на два
полу кадра).
В первом полукадре развертывающий луч перемещается по
нечетным строкам разложения, а во втором — по пропущенным
четным строкам.
Если в секунду передавать 50 полукадров, то экран приемной
трубки будет вспыхивать по-прежнему 50 раз в секунду и глаз
зрителя не заметит мелькания изображения.
Преимуществом такой развертки перед прогрессивной является
то, что в секунду передается лишь 25 полных кадров, поэтому частота
kmp
'лолунаЗр
Рис. 40.4. Чересстрочная развертка
строчной развертки /Стр — 625-25 = 15 625 гц оказывается вдвое
меньше.
Для получения 50 полукадров в секунду развертывающий луч
должен 50 раз за секунду опуститься вниз и подняться вверх, т. е.
генератор вертикальной развертки должен работать по-прежиему
с частотой 50 гц.
Но теперь за 1/50 сек будет прочерчиваться не 625 строк, а только
312,5, т. е. период горизонтальной развертки получается вдвое
больше. Поэтому в пределах прямого хода по одной строке луч по
вертикали сместится вдвое больше, чем при прогрессивной
развертке. Этим и объясняется, что новый прямой ход по строке будет
соответствовать не 2-й, а 3-й строке, т. е. развертка получается
чересстрочной.
Движение луча по экрану и изменение токов в отклоняющих
катушках при чересстрочной развертке поясняется рис. 40.4,
который для наглядности выполнен в таком же масштабе, как и
рис. 40.3.
Обязательным условием обеспечения чересстрочной развертки
является разложение изображения на нечетное число строк (625 —
по стандарту СССР, 525 — по стандарту США, 819 — по стандартам
466

Англии и Франции). Только в этом случае изменение полярности
тока в вертикально отклоняющих катушках при передаче
нечетного полукадра произойдет в то время, когда по горизонтали луч
сместится на середину строки. Тогда вторая половина строки будет
закончена в верхней части кадра и благодаря этому строки
четного полукадра разместятся между строками нечетного полукадра
(рис. 40.4).
Если же принять число строк разложения четным, то как
четный, так и нечетный полукадры будут заканчиваться полной
строкой. При этом за счет изменения полярности тока в вертикально
отклоняющих катушках луч по окончании полукадра будет
возвращаться слова в левый верхний угол и перемещаться по уже
пройденным строкам, т. е. произойдет спаривание строк.
§ 40.4. БЛОК-СХЕМА ТЕЛЕВИЗОРА
Телевизионные приемники, так же как и
вещательные, могут быть выполнены по схеме прямого усиления и по
супергетеродинной схеме.
Недостаток приемников прямого усиления — возможность
самовозбуждения на высоких частотах. Поэтому при многопрограммном
телевизионном вещании, когда несущая частота изображения
/„> 100 Мгц, используют исключительно супер гетеродинную
схему приема.
гг
Усилитель
промежуточ -
ной частоты

Ограничитель
Частот -
ный де -
тектоо
Усилитель
низкой
частоты
г
Усилитель,
высокой
частоты \
Смеси -
тель
Усилитель
промежут
частоты
Детеч-
тоа
Видео -
у си ли -
тель
и
Ампли -
тудный
селектор
Раздели -
тельные
цепи
Генератор
кадробой
разВертли
S
Генератор
строчной
разбертки
Рнс. 40.5. Блок-схема телевизионного супергетеродинного приемника
Возможны два варианта построения блок-схемы
супергетеродинного телевизионного приемника (рис. 40.5).
В обоих случаях телевизор составляется из одинаковых блоков,
разница заключается лишь в месте разделения сигналов
изображения и звука.
Если сигналы изображения и звука разделяются до детектора
(пунктир на рис. 40.5), то телевизор является приемником с раз-
467

деленными каналами изображения и звука. В этом случае в канал
звука поступает сигнал с частотой /пр. зв = /V — (/н.3в ± А/).
Так как частота гетеродина нестабильна, то в процессе
эксплуатации телевизора меняется промежуточная частота /пр. зв, что
заметно сказывается на качестве звукового сопровождения,
осуществляемого с частотной модуляцией.
Если сигналы изображения и звука разделяются после детектора
(жирная линия на рис. 40.5), то телевизор является приемником с
общим каналом изображения и звука. В нем сигнал звука дважды
преобразуется по частоте: первый раз в преобразователе, а второй —
в детекторе.
В преобразователе сигнал звука переносится на первую
промежуточную ЧаСТОТу /„р.зв1 = /г — (/н.зв ± А/).
Одновременно происходит преобразование частоты сигнала
изображения, он переносится на частоту /пр. из = /г—■/н. из-
В детекторе, на который поступают колебания обеих
промежуточных частот, в силу нелинейности характеристики происходит
новое преобразование частоты. В результате сигнал звука
переносится на частоту
/ир.звг ~ /пр. из /нрзв.1 — /г ~~ /н.из 1/г (/н .зв — A/jJ =
= (/н. зв ± А/) - /„. из = 6,5 Мгц ± А/.
Обе несущих частоты /н. зв и /н „3 на телецентре стабилизированы
кварцем, поэтому вторая промежуточная частота звука, на которой
сигнал звука поступает в звуковой канал, оказывается стабильной
и не зависимой от частоты гетеродина.
Очевидно, что последняя схема предпочтительнее схемы с
разделенными каналами, поэтому она используется в современных
телевизорах.
Остановимся подробней на работе блоков современного
телевизора.
Общий канал телевизора состоит из УВЧ, гетеродина,смесителя.
УПЧ и детектора.
УВЧ (обычно двухкаскадный) выполняется по каскодной схеме,
которая обеспечивает устойчивое усиление на всех каналах приема.
Гетеродин — местный автогенератор выполняется по одной из
трехточечных схем (см. гл. 23).
Преобразователь — односеточный или многосеточный, его
работа рассмотрена в гл. 31 данной книги.
Многокаскадный УПЧ обеспечивает усиление сигнала до уровня,
необходимого для детектирования. Широкая полоса пропускания
УПЧ достигается благодаря использованию расстроенной тройки
контуров. Кроме того, в каскадах УПЧ за счет использования
фильтрующих свойств контуров сигнал звука подавляется не менее
чем на 26 дб. Это необходимо для того, чтобы исключить влияние
сигнала звука на изображение.
468

Детектор чаще всего выполняется на полупроводниковом диоде.
Он. как отмечалось выше, осуществляет вторичное преобразование
сигнала звука по частоте и детектирует амплитудно-модулирован-
ный сигнал изображения.
Сигнал звука с нагрузки детектора поступает в канал звука,
состоящий из УПЧ, ограничителя, частотного детектора и УНЧ.
УПЧ усиливает сигнал звука, ослабленный в общем канале.
Ограничитель устраняет паразитную амплитудную модуляцию.
Частотным детектором из ЧМ колебания выделяется напряжение
звуковой частоты, которое усиливается одно- или двухкаскадным
УНЧ и подается на динамик.
Сигнал изображения после детектора поступает на одно или
двухкаскадный видеоусилитель, а с него — на управляющий
электрод или катод трубки и управляет яркостью луча.
Одновременно полный телевизионный сигнал, в состав которого
входят и синхронизирующие импульсы, с видеоусилителя поступает
на амплитудный селектор. Здесь происходит ограничение сигнала
по уровню, благодаря чему от него отделяются синхронизирующие
импульсы. Эти импульсы с помощью дифференцирующей и
интегрирующей цепей разделяются на строчные и кадровые. Строчные
синхроимпульсы согласуют работу генератора строчной развертки
приемной телевизионной трубки с работой генератора строчной
развертки передающей трубки, а кадровые синхроимпульсы
аналогично согласуют работу генераторов кадровой развертки.
Генераторы разверток состоят из задающего импульсного
генератора (блокинг-генератора или мульти вибратора) и из мощного
оконечного каскада, нагрузкой которого служат соответствующие
отклоняющие катушки. В результате работы генераторов разверток
через отклоняющие катушки протекают пилообразные токи,
которые обеспечивают перемещение электронного луча по экрану
приемной трубки, аналогичное перемещению электронного луча по
основному электроду передающей трубки. Сигнал изображения,
подведенный к управляющему электроду или катоду, модулирует этот
луч по яркости и на экране телевизора получается светящееся
изображение.
§ 40.5. ПРИЕМНАЯ ТЕЛЕВИЗИОННАЯ
ТРУБКА — КИНЕСКОП
В качестве приемных телевизионных трубок
в телевизорах используют электроннолучевые трубки с магнитным
управлением лучом или комбинированные трубки, в которых
фокусировка луча электростатическая, а отклонение магнитное.
Последние являются более экономичными.
Принцип действия электроннолучевых трубок был рассмотрен
в гл. 16 данной книги, поэтому здесь мы остановимся лишь на
особенностях телевизионных трубок.
469

Полюс магнита
Манный луч \хТ%\ Электронный луч
Экран телевизионных трубок выполняют из оксидов и сульфидов
цинка, кадмия, магния и кремния, обеспечивающих восприятие
изображения в черно-белых тонах. Он должен обладать
соответствующим послесвечением и светоотдачей.
Возбужденная при бомбардировке люминофора точка экрана
излучает световую энергию равномерно во все стороны, в том числе
и внутрь трубки. К зрителю световые лучи попадают через
переднюю, стеклянную стенку колбы, при этом также теряется часть
энергии. В конечном счете к зрителю попадает меньше половины
полезной световой энергии.
Для увеличения яркости свечения экрана в трубках с
напряжением анода 11Л ^ № кв применяют металлизацию экрана, т. е.
поверхность люминофора,
обращенную внутрь колбы,
покрывают пленкой
алюминия толщиной в несколько
микрон. Такая пленка
выполняет роль зеркала,
отражающего к зрителю
световые лучи, первоначально
направленные внутрь
трубки. Кроме того,
металлизация защищает люминофор
экрана от бомбардировки
тяжелыми отрицательными
ионами, вылетающими
вместе с электронами из
подогретого катода трубки. При
отсутствии металлической пленки эти ионы вместе с электронами
бомбардируют экран. Будучи тяжелее электронов, они не
отклоняются магнитным полем отклоняющих катушек и бомбардируют
все время один и тот же участок экрана, разрушая его. На экране
кинескопа образуется желтоватое «ионное» пятно.
Несмотря на большую массу, ионы обладают меньшей
кинетической энергией, чем электроны, так как они перемещаются с меньшей
скоростью. В силу этого электроны пробивают защитную
металлическую пленку и возбуждают люминофор, вызывая свечение
экрана. Ионы же не могут пробить пленку и притягиваются к аноду
трубки.
В тех трубках, где экран не металлизирован, для защиты от
«ионного» пятна применяют ионную ловушку (рис. 40.6).
Катод электронной пушки установлен в трубке под углом к
оптической оси, поэтому электроны и ионы при подогреве катода
вылетают также под углом к оптической оси. Далее магнитным полем
кольца, надетого на горловину трубки, траектория полета
электронов искривляется так, что они летят к экрану вдоль оптической оси
трубки. Ионы же, как более тяжелые частицы, не отклоняются
Катод
Управляющий Ускоряющий
злсктрод электрод
Анод
Рис. 40.6. Ионная ловушка
470

полем этого кольца и улавливаются электродом, имеющим
положительный потенциал.
Конструктивно кинескоп представляет собой стеклянную или
металлостеклянную колбу. Металлостекляиными выполняют трубки
с размером экранов более 400 мм. В таких трубках экран и
горловина стеклянные, а коническая часть — металлическая. Благодаря
большой прочности металла стенки трубки получаются более
тонкими и вес трубки уменьшается.
3,
Рис. 40.7. Зависимость длины трубки ог угла
отклонения луча
Кинескопы, используемые в современных телевизорах, имеют
прямоугольный экран. Размер диагонали экрана положен в основу
их маркировки. Промышленностью выпускаются кинескопы типа
43ЛК2Б, 53ЛК5Б и т. п. Здесь две первые цифры обозначают размер
диагонали экрана в сантиметрах, а буквы ЛК — лучевой кинескоп.
Следующая цифра является номером заводской разработки, а буква
характеризует тип люминофора.
Современные кинескопы имеют большие углы отклонения луча,
благодаря чему укорачивается горловина трубки и сокращается
один из размеров телевизора. Зависимость длины трубки от угла
отклонения луча поясняется рис. 40.7.
ГЛАВА СОРОК ПЕРВАЯ
ПРИНЦИПЫ РАДИОЛОКАЦИИ
§ 41.1. ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ
РАДИОЛОКАЦИИ
Радиолокация* — это обнаружение объекта
и определение его местоположения, основанное на отражении
радиоволн.
Физическая картина отражения радиоволн была рассмотрена
в гл. 7. Здесь следует лишь подчеркнуть, что отражение тем
эффективней, чем больше отношение --,где / — линейные размеры объекта,
* Локация — от греческого слова «локус», что означает место.
471

а % — длина облучающей его волны. Этим и объясняется
использование в радиолокации волн малой длины, т. е. УКВ диапазона..
Радиолокатор посылает в пространство радиоволны, которые
отражаются от предмета и возвращаются к месту посылки. Сам
факт появления отраженной волны свидетельствует о наличии
объекта, а время, прошедшее с момента посылки до момента
появления отраженной волны,
позволяет судить о
расстоянии до объекта.
Однако для однозначного
определения
местоположения объекта в
трехмерном пространстве,
кроме расстояния,
необходимо знать также
направление на него и
его высоту, т. е. три
координаты.
Кратчайшее расстояние от радиолокатора до объекта
называют наклонной дальностью, или дальностью Д.
Направление на объект определяют по азимуту р (рис. 41.1),
т. е. по углу в горизонтальной плоскости между меридианом,
проходящим через станцию, и проекцией линии дальности на эту
плоскость.
Высота h объекта определяется с помощью угла места е, т. е.
угла в вертикальной плоскости между линией дальности и ее
проекцией на горизонтальную плоскость. Она может быть вычислена
по формуле
Рис. 41.1. Координаты цели
где R да 6370 км — радиус Земли;
2Q— поправка на кривизну Земли.
Существует несколько методов определения координат объекта.
Рассмотрим некоторые из них.
Импульсный метод определения
дальности
Наиболее распространенным является
импульсный метод определения дальности, который поясняется блок-
схемой, приведенной на рис. 41.2, а.
Передатчик радиолокационной станции (РЛС) работает в
импульсном режиме, т. е. периодически вырабатывает радиоимпульсы
(рис. 41.2, б), которые излучаются антенной в пространство.
В паузах между этими зондирующими импульсами антенна
подключается антенным коммутатором к приемнику и при наличии на
472

Линия
передачи.
i
Синхроге-
нератор
Генер
разв
атор
зртки
\
Приемник
♦
Антенна
"CUHX
о)
пути зондирующей волны объектов на вход приемника поступают
отраженные радиоимпульсы.
В качестве оконечного устройства в приемниках импульсных
РЛС используют индикатор в виде электроннолучевой трубки
В простейшем случае
применяют линейную
развертку, как в
осциллографе. Прямой ход
развертки начинается с
момента посылки
зондирующего импульса (рис.
41.2, б). Импульсы с
выхода приемника
подводят к вертикально
отклоняющим пластинам и
на экране трубки
получают изображение
отраженного импульса,
сдвинутого относительно
начала линии развертки
тем правее, чем дальше ц
объект, т. е. чем больше
времени прошло с
момента посылки
зондирующего импульса до
момента приема
отраженного импульса (рис.
41.2, а).
Таким образом,
импульсный метод
определения дальности по
существу сводится к
измерению времени,
прошедшего С момента ПО- Рнс 41.2. Блок-схема импульсной радиолока-
сылки зондирующего им- цяонной станции
пульсадо'момента приема
отраженного импульса. Зная скорость распространения
радиоволн можно вычислить дальность объекта по формуле
гяе у _ скорость распространения радиоволн;
t — время, прошедшее с момента посылки зондирующего
импульса до момента приема отраженного импульса.
Пользуясь этой формулой, градуируют шкалу, приложенную
к экрану трубки, непосредственно в единицах дальности, что
упрощает ее определение.
473
Зондирующие импульсы
Отраженные импульсы
нг—t—

Чем точнее измеряется время ?, тем точнее определяется
дальность Д объекта. Так, если погрешность измерения времени не
превышает 0,1 мксек, то ошибка при определении дальности не
превысит 15 м.
§ 41.2. ТАКТИКО-ТЕХНИЧЕСКИЕ
ПОКАЗАТЕЛИ ИМПУЛЬСНОЙ РЛС
Работа импульсной РЛС характеризуется
рядом тактико-технических показателей, к которым относят
максимальную и минимальную дальности действия, разрешающую
способность РЛС по каждой координате, способы обзора пространства,
рабочую волну, длительность импульса и т. д. Остановимся на них
более подробно.
Максимальная дальность действия РЛС Дтах — это
наибольшее расстояние между станцией и объектом, на котором объект еще
может быть обнаружен.
Максимальная дальность действия РЛС тем больше, чем больше
мощность Р в импульсе, излучаемом передатчиком, чувствительней
приемник, ярче выражены направленные свойства антенны, больше
ее площадь и чем больше размеры отражающего объекта.
Наряду с этим величина Дтах существенно зависит от длины
рабочей волны РЛС и особенностей ее распространения. На
величине Дтах сказываются поглощение волн УКВ диапазона в
тропосфере, явление рефракции, высота подвеса антенны РЛС и высота
объекта.
С учетом всех перечисленных факторов максимальная дальность
действия РЛС может составлять десятки — сотни километров.
Минимальная дальность действия РЛС ДПпп, или радиус
мертвой зоны, — это наименьшее расстояние от станции, начиная с
которого возможно обнаружение объекта.
Наличие мертвой зоны при импульсном режиме работы РЛС
объясняется тем, что прием отраженных импульсов невозможен,
пока не закончится излучение мощного зондирующего импульса.
Если РЛС не имеет антенного коммутатора, то во время излучения
мощный зондирующий импульс забивает на входе приемника более
слабый отраженный импульс. Таким образом, прием отраженного
импульса возможен лишь по прошествии времени, равного
длительности 4 излучаемого импульса. Следовательно, объект может быть
обнаружен, если он находится от РЛС на расстоянии Д ^ Дт|П =
— ~. При наличии антенного коммутатора вход приемника на
время излучения заблокирован, и прием также невозможен.
Учитывая время /„ восстановления чувствительности приемника,
определяют радиус мертвой зоны:
JXmia " 9 ■
474

Очевидно, что величина Д,щП зависит в основном от
длительности зондирующего импульса. Практически она составляет
десятки метров.
Разрешающая способность РЛС — это возможность раздельной
индикации сигналов от двух близко расположенных целей. Работу
РЛС характеризуют разрешающей способностью по каждой
координате.
За разрешающую способность по дальности принимают
кратчайшее расстояние между двумя целями, имеющими одинаковые азимут
и угол места, при котором отметки от этих целей на экране
индикатора еще видны раздельно (рис. 41.3, а и б).
На рис. 41.3, а показано, что зондирующий импульс поочередно
облучает объекты 1 и 2, поэтому импульс, отраженный от объекта 2,
t
а) б) г)
Рис. 41.3. К определению разрешающей способности РЛС по дальности
появляется на входе приемника РЛС с некоторым запаздыванием
(рис. 41.3, е). Это запаздывание тем больше, чем дальше находятся
объекты друг от друга. Очевидно, что отраженные от двух объектов
импульсы не будут сливаться на входе приемника, а следовательно,
и на экране индикатора, лишь в том случае, если запаздывание
второго импульса относительно первого импульса превысит время
ta (рис. 41.3, г). Поэтому разрешающая способность по дальности
Практически ДДШш составляет десятки метров.
За разрешающую способность по азимуту принимают
минимальный угол в горизонтальной плоскости между проекциями
дальностей двух целей, имеющих одинаковые дальности и углы места,
при котором отметки от этих целей на экране индикатора еще
видны раздельно. С помощью рис. 41.4, а нетрудно убедиться, что
она зависит от ширины диаграммы направленности антенны в
горизонтальной плоскости. Действительно, если диаграмма
направленности широкая, то обе цели будут облучаться зондирующим
(175

импульсом одновременно, так как их дальности равны. Поэтому
и отраженные от них импульсы будут приходить на вход приемника
одновременно, так что их раздельная индикация исключена.
Лишь при узкой диаграмме направленности, когда РЛС
поочередно зондирует все направления вокруг станции, возможен
поочередный прием импульсов, отраженных от близко
расположенных целей.
За разрешающую способность по углу места принимают
минимальный угол в вертикальной плоскости между двумя целями с
одинаковыми дальностями и азимутами, при котором отметки от этих
целей на экране индикатора еще видны раздельно.
Из рис. 41.4, б следует, что она зависит от ширины диаграммы
направленности в вертикальной плоскости. Практически разрешаю-
Рис. 41.4. К определению разрешающей способности
РЛС по угловым координатам
щая способность РЛС по угловым координатам может составлять
доли градуса.
Среди множества способов обзора пространства наиболее
распространенным является круговой. Для осуществления такого
обзора антенна РЛС должна равномерно вращаться вокруг
вертикальной оси (рис. 41.5, а). Скорость обзора должна быть такой, чтобы
в каждом направлении для надежности обнаружения объекта
посылалось не менее 5—25 импульсов. Если при этом период обзора
получается большим, то пространство разбивают на несколько
секторов, каждый из которых зондируется отдельным
радиолокатором.
Более надежным для обнаружения воздушных целей является
метод V-образного луча.
Две антенны РЛС (рис. 41.5, б) расположены так, что их
диаграммы направленности находятся под углом 45° друг к другу
(рис. 41.5, в). Диаграмма направленности каждой из них
представляет собой узкий луч в горизонтальной плоскости, что позволяет
определить направление на объект с достаточной точностью. В то
же время в вертикальной плоскости эти диаграммы являются
широкими, что позволяет обеспечить требуемое перекрытие пространства.
476

Простота и относительно небольшое время, затрачиваемое на
определение местоположения объекта, являются достоинствами
рассмотренного метода.
Недостаток этого метода состоит в том, что высота объекта
может быть определена лишь при небольшом количестве объектов
в наблюдаемом секторе.
S)
Рис. 41.5. Способы обзора пространства
Винтовой обзор также обеспечивает надежное обнаружение
воздушного объекта. При осуществлении такого обзора антенна РЛС
не только вращается в горизонтальной плоскости, но и
перемещается в вертикальной плоскости.
Из рис. 41.5, г видно, что за несколько оборотов вокруг
вертикальной оси луч поднимается относительно горизонтальной
плоскости на некоторый угол. Угол качания составляет обычно
около 20°.
Рассмотренные тактические характеристики зависят от ряда
технических данных радиолокатора. Так, длительность ta импульса
477

влияет на радиус мертвой зоны и разрешающую способность РЛС
но дальности. Чем она меньше, тем лучше тактические показатели
РЛС. Поэтому стремятся обеспечить небольшую длительность
импульса единицы микросекунд и доли.
Период следования Т зондирующих импульсов влияет на
скорость обзора пространства: чем он меньше, тем большее количество
зондирующих импульсов излучается в секунду и тем выше может
быть скорость обзора. Однако период должен быть не меньше того
времени, которое потребуется радиоволне на преодоление
расстояния Дшах и возвращение к РЛС. В противном случае импульсы,
отраженные с больших расстояний, будут приходить на вход
приемника уже после излучения следующего зондирующего импульса и
отметки от них па экране индикатора будут получаться не в конце
линии развертки, а в начале, т. е. появится ошибка в определении
дальности.
Поскольку дальность Дшах радиолокатора может несколько
изменяться при изменении условий распространения радиоволн, то
обычно период следования зондирующих импульсов рассчитывают
2Д
так, чтобы он на 20% превышал время t = ——.
Величина, обратная периоду, — частота следования
зондирующих импульсов (f = -=Л Она принимается равной сотням —
тысячам герц. От длины рабочей волны К зависит дальность действия
РЛС и разрешающая способность радиолокатора по угловым
координатам.
Чем короче рабочая волна, тем больше отношение -.- и ярче
выражены направленные свойства антенны, т. е. выше
разрешающая способность РЛС, точнее определяются угловые координаты
"и более мелкие предметы могут быть обнаружены. Для точного
определения угловых координат объекта используют волны
дециметрового, сантиметрового и миллиметрового поддиапазонов.
Важными характеристиками импульсной РЛС являются
мощность Р„ в импульсе и средняя -Рср мощность передатчика.
Под мощностью в импульсе понимают энергию, выделяемую
в цепи за время действия импульса, отнесенную к его
длительности:
W
Поскольку в импульсном режиме в паузах между импульсами
энергия в цепь не поступает, средняя мощность передатчика может
быть определена как отношение той же энергии к периоду
следования импульсов:
Р -^
478

Очевидно, что Pja = Рср7\ откуда
«и — ~~t —" ■гср'/>
'и
где q — скважность зондирующих импульсов..
Чем больше период следования импульсов и меньше их
длительность при неизменной средней мощности лампы передатчика,
тем более мощным может быть получен зондирующий импульс,
т. е. увеличится максимальная дальность РЛС и более надежным
будет обнаружение объектов.
Практически мощность в импульсе может составлять сотни
киловатт и более.
§ 41.3. БЛОК-СХЕМА ИМПУЛЬСНОГО
РАДИОЛОКАЦИОННОГО ПЕРЕДАТЧИКА
Основным каскадом передатчика импульсной
РЛС является генератор высокой частоты, который должен
работать не непрерывно, а импульсами. Обычно такой режим
обеспечивают прерыванием анодного питания лампы этого генератора. Так
как мощность зондирующего импульса, как правило, велика и
напряжение на аноде генератора высокой частоты составляет
единицы — десятки киловольт, то для управления питанием
используют мощный электронный ключ — модулятор.
В отдельных случаях роль модулятора выполняет мощный
импульсный генератор, от длительности импульса которого
зависит длительность зондирующего импульса.
Чаще встречается другой вариант построения блок-схемы,
когда мощный модулятор выполняет роль ключа, обеспечивающего
подведение (и отключение) питания к генератору на время,
задаваемое импульсным генератором — подмодулятором. Для
обеспечения точного определения дальности работу передатчика
согласуют с работой генератора развертки, для чего подмодулятор
ставят в ждущий режим.
Конструктивно РЛС оформляют в виде отдельных
функциональных блоков, которые связываются между собой кабелями. Кабель
ослабляет и искажает передаваемый по нему сигнал. Поэтому
в блок-схему радиолокационного передатчика (рис. 41.6), наряду
с другими узлами, включают усилитель и преобразователь формы
запускающих импульсов.
Усиление запускающих импульсов обычно осуществляют с
помощью резистивной схемы.
В качестве преобразователя формы запускающих импульсов
используют, как правило, блокинг-генератор, обеспечивающий
необходимую для запуска крутизну фронта.
Для обеспечения заданной длительности импульса в схему под-
модулятора вводят либо «звенящий», стабилизирующий контур,
либо линию задержки.
479

Генератор высокой частоты выполняется на магнетроне или
клистроне (см. гл. 26).
В результате работы всех узлов передатчика с выхода
генератора высокой частоты в антенну поступают радиоимпульсы, частота
Усилитель и пре -
о5разоВатель
формы импульса
—*-
Подмоду-
лятор

Манипулятор
\
L
Генератор
высокой
частоты
Высоко Вольт-
ный
выпрямитель .
1
К антенне
Рис. 41.6. Блок-схема радиолокационного передатчика
заполнения и мощность которых зависят от генератора высокой
частоты, длительность — от подмодулятора, а период следования
определяется запускающими импульсами.
§ 41.4. АНТЕННО-ФИДЕРНОЕ
УСТРОЙСТВО
Связь передатчика с антенной осуществляется
в зависимости от длины рабочей волнй при помощи фидерной линии
или волноводного канала. Принцип действия фидерных линий и
волноводов был рассмотрен в разд. I данной книги.
В сантиметровом поддиапазоне волн связь антенны с
радиолокатором обеспечивается волноводным каналом, который
составляется из отдельных секций,
обычно прямоугольного
сечения. Каждая секция
заканчивается фланцами, один из
которых гладкий (рис. 41.7, о),
а другой имеет канавку (рис.
41.7, б).
При составлении
волноводного канала секции
соединяют друг с другом разно-
Глубина канавки делается
UL
Рис. 41.7. Волноводы РЛС
именными фланцами (рис. 41.7, в)
такой, чтобы
от ее дна до входа в главный
расстояние
волновод составляло -у. Канавка уподобляется длинной линии,
закороченной на конце. Такая линия похожа на виток катушки
индуктивности, поэтому канавка называется дроссельной. Известно,
что при 1 = -уу такой линии zBX = 0. Так обеспечивается надежный
480

электрический контакт в тех местах соединения секций, где
механический контакт ненадежен.
Для передачи электромагнитной энергии от неподвижной
станции к вращающейся антенне используется вращающееся
сочленение. Оно состоит из двух секций волновода (неподвижной и
вращающейся вместе с антенной) и соединительной муфты. Обе секции
волновода во вращающемся сочленении должны иметь круглое сечение,
так как силовые линии полей в таких волноводах, как было показано
ранее, симметричны относительно продольной осн. Поэтому
вращение не сказывается на передаче энергии из одной секции в другую.
Для уменьшения утечки энергии во вращающемся сочленении
в муфте также предусматривается дроссельная канавка.
Поскольку в импульсной РЛС прием отраженных импульсов
во время передачи зондирующего импульса невозможен,
целесообразно использовать для
приема и передачи одну и ту же приемнику
антенну. Переключение ее с
передачи на прием и обратно
осуществляется антенным
коммутатором.
К антенному коммутатору
предъявляются следующие
требования: во время работы
передатчика он должен
обеспечить передачу к антенне
максимума электромагнитной
энергии и защитить приемник
от мощного зондирующего
импульса, а во время приема —
не допустить ответвления энергии слабого отраженного импульса
к передатчику.
Принцип действия антенного коммутатора может быть пояснен,
например, с помощью рис. 41.8.
В состав антенного коммутатора входят два газовых разряд-
ника и два отрезка волновода (/ и 2) длиной / = :)- каждый.
Газовый разрядник представляет собой ионный прибор,
который при отсутствии мощного импульса напряжения между
основными электродами имеет большое внутреннее сопротивление, так
как в нем происходит тихий разряд. На третий электрод —
поджигающий постоянно подается напряжение, которое при
поступлении мощного импульса облегчает возникновение тлеющего разряда.
Возникновение тлеющего разряда сопровождается резким
увеличением числа зарядов, т. е. уменьшением внутреннего
сопротивления разрядника.
Во время работы передатчика мощный зондирующий имгульс,
распространяясь по главному волноводу, возбуждает колебания
К антенне
Рис. 41.8. Антенный коммутатор
l'sl6 Браммер
481

в объемных резонаторах, в которые помещены разрядники. К
основным электродам прикладывается большая разность потенциалов,
происходит ионизация газа, резко падает внутреннее сопротивление
обоих приборов и входы в отрезки волноводов (/ = -7,-) фактически
закорачиваются: ответвление энергии в них минимально, приемник
оказывается защищенным и в антенну поступает мощный
зондирующий импульс.
По окончании генерации зондирующего импульса через время /в
за счет рекомбинации электронов и ионов восстанавливается
большое сопротивление обоих разрядников. При этом отрезок /
волновода оказывается нагруженным на входное сопротивление
приемника, а отрезок 2 — разомкнутым на конце. Слабые отраженные
импульсы не могут вызвать газового разряда, и большое
сопротивление разрядников сохраняется на все время приема. Так как
расстояние между ответвлениями по длине главного волновода
составляет -у, то большое входное сопротивление разомкнутого сей-
час отрезка 2 волновода трансформируется через отрезок l = -z
в очень малое. Это равносильно закорачиванию главного
волновода в сечении ab, благодаря чему слабые отраженные импульсы
не могут попасть в выходные цепи передатчика. Они почти без
потерь поступают на вход приемника.
§ 41.5. БЛОК-СХЕМА ИМПУЛЬСНОГО
РАДИОЛОКАЦИОННОГО ПРИЕМНИКА
Специфической особенностью
радиолокационного приемника является работа на фиксированной частоте,
которая равна частоте заполнения зондирующего импульса, посылае-
мог.о передатчиком данного радиолокатора.
Импульсный режим работы обусловливает потребность в
широкой полосе пропускания, а необходимость увеличения
чувствительности (дальности Дтах) диктует жесткие требования к уровню
шумов во входных каскадах.
Типичная блок-схема радиолокационного приемника приведена
на рис. 41.9.
Здесь для уменьшения уровня шумов усилитель высокой частоты
отсутствует, и схема начинается с преобразователя. Последний по
той же причине чаще всего выполняется на полупроводниковых
диодах.
С помощью гетеродина отраженный импульс переносится на
более низкую, промежуточную частоту /пр = /,. — /зонд, на которой
его усиливают до уровня, необходимого для детектирования.
Обычно смеситель и гетеродин размещены в непосредственной
близости от антенно-волноводного тракта, а остальные каскады
482

приемника — в блоке индикатора. Связь между ними
осуществляют по кабелю. Поскольку уровень сигнала на выходе
преобразователя мал, еще до передачи по кабелю его усиливают. Эта задача
возлагается на предварительный усилитель промежуточной
частоты — ПУПЧ, который вместе со смесителем и гетеродином
размещается в непосредственной близости от антенного коммутатора.
Для защиты приемника от мощных импульсов, отраженных от
близких предметов, каскады ПУПЧа охватываются временной
автоматической регулировкой усиления — ВАРУ. Принцип ВАРУ
заключается в том, что к сеткам ламп ПУПЧа подводится
меняющееся со временем отрицательное напряжение смещения: сразу по
I
1
а
I.

Смеситель
АПЧ
♦

Гетеродин
УПЧ
Частот-
ный
детектор

Исполнительная
схема
—

Смеситель
приема
ПУПЧ
1
Схема
ВАРУ
От падмодулятора
передатчика
УПЧ

Детектор
Цепочка
МПВ
Видео-
усили -
тель
К индикатору
Рис. 41.9. Блок-схема радиолокационного приемника
окончании каждого зондирующего импульса, когда принимаются
мощные импульсы, отраженные от близких предметов, оно велико,
а со временем к приходу слабых импульсов, отраженных от
дальних предметов, уменьшается. В результате в паузе между двумя
соседними зондирующими импульсами усиление приемника
постепенно возрастает, так что на выходе приемника уровень всех
принятых импульсов примерно одинаков.
УПЧ обычно выполняется многокаскадным. Как в каскадах
ПУПЧа, так и в каскадах УПЧ принимаются меры для
безыскаженной передачи импульсов. На нагрузке детектора выделяется
напряжение, соответствующее огибающей радиоимпульса, т. е.
видеоимпульс. Этот импульс после усиления поступает на трубку
индикатора и обеспечивает появление на ее экране отметки от цели.
В ряде случаев между детектором и каскадом видеоусилителя
включают цепочку малой постоянной времени—МПВ, которая
повышает разрешающую способность приемника по дальности. Такая
/.,16*
483

цепочка по существу является дифференцирующей. Поэтому при
поступлении на вход приемника одного слитного импульса,
соответствующего двум близко расположенным целям (см. рис. 41.3, б),
на выходе видеоусилителя появятся два импульса одинаковой
полярности. В результате число отметок на экране индикатора
будет соответствовать числу целей. Чем меньше постоянная
времени этой цепочки, тем более близкие предметы можно увидеть на
экране индикатора раздельно.
Нередко для повышения надежности приема в
радиолокационном приемнике осуществляют автоматическую подстройку частоты
АПЧ. Принцип АПЧ был рассмотрен в гл. 35 данной книги.
В приемнике, блок-схема которого приведена на рис. 41.9,
принцип АПЧ состоит в том, что колебания гетеродина
периодически перестраиваются по частоте так, что разностная частота в
канале приема, равная /г — /Сиги> «качается» около номинального
значения промежуточной частоты.
Для перестройки частоты гетеродина используется
специальный канал, в состав которого входят смеситель АПЧ, усилитель,
частотный детектор и управляющая схема.
На вход смесителя АПЧ наряду с колебаниями гетеродина
подаются колебания от генератора высокой частоты передатчика.
С выхода смесителя колебания с частотой /г — /301!Д после
усиления подаются на частотный детектор, контур которого настроен на
номинальное значение промежуточной частоты. Сигнал
рассогласования, выделяющийся на нагрузке детектора в случае отличия
частот, управляет работой исполнительной схемы. Последняя
вырабатывает напряжение, от которого зависит частота колебаний
гетеродина.
§ 41.6. ИНДИКАТОРЫ
ИМПУЛЬСНОЙ РЛС
Блок индикатора в современной РЛС
выполняет ряд функций. Он не только обеспечивает индикацию цели на
экране электроннолучевой трубки, но и вырабатывает
синхроимпульсы для согласования работы всех блоков радиолокатора,
а также ряд вспомогательных импульсов, в том числе калибра-
ционные метки времени, позволяющие определять расстояние
до цели.
Принцип получения развертки и вопросы генерации различных
импульсов были рассмотрены в предыдущих главах данной книги.
Здесь мы отметим лишь особенности электроннолучевых трубок и.
разверток изображения на их экранах, характерные для
радиолокационных индикаторов.
В индикаторах дальности чаще всего применяются линейная и
кольцевая развертки.
При линейной развертке электронный луч перемещается по
прямой линии от одного края экрана к другому. Линия развертки
484

может быть как горизонтальной, так и вертикальной. При этом
луч может перемещаться как равномерно, так и неравномерно, от
этого зависит масштаб изображения.
Для осуществления линейной равномерной развертки к
отклоняющим пластинам трубки следует подводить линейно
изменяющееся во времени периодическое напряжение (рис. 41.10, а).
При кольцевой развертке электронный луч описывает с
равномерной скоростью на экране светящуюся окружность. Для
получения такой линии развертки на отклоняющие пластины трубки
одновременно падают синусоидальные напряжения одинаковой
частоты, сдвинутые по фазе на 90° относительно друг друга.
Принятый сигнал подводится в отрицательной полярности
к специальному управляющему электроду трубки и вызывает
отклонение луча от линии развертки (рис. 41.10, б и в). Такая
развертка обеспечивает большую (в л раз) длину линии развертки по
сравнению с линейной, благодаря чему получается более крупный
масштаб.
Иногда для еще большего удлинения линии развертки
применяют спиральную развертку, при которой электронный луч
движется с постоянной угловой скоростью вокруг центра трубки и
одновременно медленно перемещается в радиальном
направлении.
Для создания такой развертки к отклоняющим пластинам трубки
следует подвести два сдвинутых между собой по фазе на 90°
синусоидальных напряжения, амплитуды которых убывают во времени
(рис. 41.10, г).
Рассмотренные виды разверток предусматривают амплитудную
отметку цели, которая позволяет судить не только о дальности
цели, но также о ее форме и интенсивности отражения.
Для одновременного определения дальности и одной из угловых
координат используют двухмерные индикаторы.
Как известно, положение точки на плоскости может быть
определено как в прямоугольной, так и в полярной системе координат.
Соответственно используются два вида разверток: прямоугольная
растровая и радиально-круговая.
Прямоугольная растровая развертка подобна рассмотренной
ранее телевизионной развертке (рис. 41.10, д). Развертка
дальности создается за счет движения электронного луча слева
направо, как при линейной развертке, а смещение по
вертикали происходит в соответствии с изменением азимута или угла
места.
При радиально-круговой развертке положение цели
определяется в полярной системе координат: развертка дальности
создается за счет перемещения электронного луча по радиусу — от
центра экрана к краю, а угол поворота линии развертки
относительно заданного начального направления характеризует
изменение угловой координаты (рис. 41.10, е).
16 Браммер 485

Импульс

передатчика
Импцльс
Управляющий передатчика
Отраженный электроду
импульс
Управляющий
электрод
Импульс
передатчика
Линия
развертки
Отраженные
импульсы
Цели
Рис. 41.10. Радиолокационные индикаторы

Радиально-круговая развертка используется в индикаторах
кругового обзора для получения на их экранах плана местности.
В таких индикаторах отраженный сигнал подается на
управляющий электрод трубки и обеспечивает появление на экране
светящейся отметки от цели.
§ 41.7. МЕТОДЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
УГЛОВЫХ КООРДИНАТ
Наиболее простым и распространенным
методом определения азимута и угла места объекта является метод
максимума. Он состоит в том, что оператор РЛС с помощью
специального привода поворачивает антенну до тех пор, пока не добьется
наибольшего уровня отметки от цели на экране индикатора.
Очевидно, что максимум отметки соответствует совпадению оси
лепестка диаграммы направленности антенные направлением на цель.
В этот момент по шкале, которой снабжено поворотное устройство,
отсчитывается азимут или угол места.
Рис. 41.11. К определению угловых координат цели методом
равносигналы-юй зоны
Очевидно, что применение такого метода целесообразно в
сантиметровом диапазоне волн, где возможно получить узкую
диаграмму направленности антенны, т. е. большую точность
определения угловых координат.
Однако, несмотря на простоту, этот метод имеет недостатки,
наиболее существенным из кеторых является невозможность
определения направления ухода цели. Действительно, в силу симметрии
диаграммы направленности перемещение цели в любую сторону от
оси симметрии будет сопровождаться уменьшением амплитуды
отметки от цели на экране.
Этот недостаток исключается, если угловую координату
определяют методом равносигнальной зоны. В этом случае
радиолокатор должен иметь более сложную антенну, у которой возможно
переключение лепестка диаграммы направленности, т. е. изменение
направления излучения (приема).
Если ось симметрии такой диаграммы совпадает с направлением
на цель, то интенсивность приема на оба лепестка оказывается
одинаковой (рис. 41.11, а).
16*
487

В индикаторе такого радиолокатора синхронно с
переключением лепестка антенны меняется полярность импульса,
подводимого к вертикально отклоняющим пластинам трубки.
Например, импульс, принятый лепестком /, подается на
вертикально отклоняющие пластины всегда в положительной
полярности, а импульс, отраженный от той же цели, но принимаемый
лепестком 2,—в отрицательной полярности. Тогда на экране
индикатора появятся две отметки от одной и той же цели
(рис. 41.11, б). Сравнение их величин позволяет судить о
направлении ухода цели, так как отметки имеют одинаковую величину лишь
в том случае, когда ось симметрии совпадает с направлением на
цель. В этом случае оператор по шкале поворотного устройства
антенны отсчитывает угловую координату.
Если цель смещается от оси в направлении лепестка /, то
интенсивность приема на него возрастает и одновременно ослабляется
прием на лепесток 2. При этом на экране индикатора увеличивается
положительная и уменьшается отрицательная отметка (рис. 41.11, в).
В случае ухода цели в другую сторону, наоборот, уменьшается
положительная и возрастает отрицательная отметка (рис. 41.11, г).
Метод равносигнальной зоны используют в дециметровом
диапазоне волн. К его недостаткам относятся сложность антенны и
некоторое уменьшение дальности Дтах радиолокатора ввиду того, что
прием отраженных импульсов осуществляется не на максимум, а
на боковую сторону диаграммы направленности.
Радиолокация впервые была применена в военном деле для
обнаружения вражеских самолетов. В настоящее время
радиолокация широко используется не только в военном деле, но и в
народном хозяйстве, например, для слепой посадки самолетов, для
надежного кораблевождения, для определения высоты ионосферных слоев,
для определения границ грозовых облаков и т. п.

РАЗДЕЛ VII
*
РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ ИЗМЕРЕНИЯ
ГЛАВА СОРОК ВТОРАЯ
*
ИССЛЕДОВАНИЕ ФОРМЫ ТОКА
И НАПРЯЖЕНИЯ
*
§ 42.1. ЭЛЕКТРОННЫЙ ОСЦИЛЛОГРАФ
Электронный осциллограф предназначен
главным образом для исследования формы кривой напряжения и
содержит в основном электроннолучевую трубку с электростатическим
управлением, генератор развертки, усилители вертикального и
горизонтального отклонения и выпрямитель.
Положение светящейся точки на экране трубки определяется
напряжениями на ее отклоняющих пластинах. Чтобы получить
изображение зависимости и — f (t), т. е. осциллограммы, нужно на
горизонтально отклоняющих пластинах иметь напряжение,
возрастающее пропорционально времени. Тогда электронный луч,
отклоняясь по вертикали пропорционально мгновенным значениям
исследуемого напряжения, будет одновременно равномерно
смещаться в горизонтальном направлении и вычерчивать на экране
кривую в прямоугольной системе координат.
Напряжение на пластинах X, смещающее луч по горизонтали,
называется напряжением развертки. При его отсутствии на экране
трубки была бы видна вертикальная линия — след светящейся
точки, перемещающейся вверх и вниз под действием исследуемого
напряжения. При наличии только одного напряжения развертки
на экране видна горизонтальная линия. Развертка, напряжение
которой изменяется линейно во времени, называется линейной.
Напряжение линейной развертки должно с определенной
постоянной скоростью перемещать электронный луч слева направо,
мгновенно возвращать его обратно и снова сдвигать в прежнем
направлении. Такому характеру изменения наиболее близко
соответствует напряжение пилообразной формы, которое обеспечивается
в осциллографе генератором развертки.
489

Иногда развертку осуществляют двумя напряжениями внешнего
источника, которые подают на обе пары отклоняющих пластин.
В этом случае линия развертки может иметь форму окружности,
спирали, эллипса и т. п. Однако наиболее часто используется
линейная развертка, обусловленная действием одной пары
отклоняющих пластин, которая и будет иметься в виду ниже.
Чтобы изображение осциллограммы было неподвижным, частота
напряжения развертки /р должна быть равна или в несколько раз
меньше частоты / исследуемого напряжения. В противном случае
после обратного хода луча изображения последующих полуволн
не будут накладываться на изображения
предыдущих и кривая будет перемещаться по
экрану в горизонтальном направлении: после
каждого возвращения луча начальное пеложение
точки на оси х будет иным по сравнению с
предшествующим.
Если период исследуемого напряжения Т
равен периоду развертки Гр, то на экране
трубки получится несколько искаженное
изображение неполного периода (рис. 42.1), так как
только на участке О — tx нарастание
напряжения можно считать линейным. На участке ^ — t2
скорость развертки уменьшается, и луч за это
время проходит по горизонтали меньшее
расстояние, чем за то же время на участке О — ix\
кривая, соответствующая участку tt — t2, сжимается
(рис. 42.1, в). Наконец, часть кривой,
соответствующая времени спада пилообразного
напряжения /2—(я, вовсе не воспроизводится. В этот
период луч быстро перемещается справа налево
и одновременно под действием исследуемого напряжения с
малой скоростью смещается вверх (участок кривой аО на
рис. 42.1, в).
Если частота /р в несколько раз меньше частоты /, то на экране
будет наблюдаться столько периодов кривой, сколько их
укладывается во время прямого хода луча.
Так как частоты / и /р могут быть не строго стабильны и
отношение их может нарушаться, то изображение будет «бежать» по
экрану. Во избежание этого в осциллографах предусматривается
синхронизация напряжения развертки с частотой исследуемого
напряжения.
Обратный ход луча происходит очень быстро, и яркость
соответствующей линии весьма мала. Обычно в осциллографах во время
обратного хода луча трубка запирается. В этом случае даже при
больших частотах развертки, когда в единицу времени луч
возвращается обратно много раз и яркость могла бы возрасти, линия
обратного хода совсем не видна.
Рис. 42.1.
Искажение формы
исследуемого
напряжения
490

В генераторе непрерывной развертки, создающем напряжение
пилообразной формы, используется заряд и разряд конденсатора.
Схема подобного генератора изображена на рис. 42.2.
В ней используется мультивибратор с катодной связью. В
отличие от схемы на рис. 37.6, б здесь резистор Rc2 соединен с корпусом
и к выходу лампы Л2 подключен конденсатор С2.
При включении схемы напряжение на лампе Л2 за счет
конденсатора С2 не может измениться скачком. На лампе Лх оно появляется
несравненно быстрее, поэтому эта лампа почти сразу начинает
проводить ток. Напряжение ык, которое ток создает на резисторе RK,
держит лампу Л2 в запертом состоянии. Это приводит к тому, что
конденсатор С2 имеет возможность заряжаться от источника £а через
резистор RM и напряжение на нем повышается относительно
медленно. Как только оно дости-'
гает определенной величины
(достаточной для данного
напряжения смещения UK),
лампа </72 отпирается. При этом
в схеме оказываются
отпертыми обе лампы и создаются
условия для возникновения
лавинообразного скачка, в
результате которого лампа Л2
ПОЛНОСТЬЮ отпирается, а лам- Рис. 42.2. Генератор непрерывной рал-
па Лг запирается. Теперь кон- вертки
денсатор С2 быстро
разряжается через лампу Л2 и напряжение на ее аноде резко падает.
Вместе с этим уменьшаются ток ia2 и напряжение, которое оно
создает на резисторе RK.
Таким образом, отрицательное напряжение смещения на сетке
левой лампы уменьшается и она приоткрывается — развивается
обратный лавинообразный процесс: лампа Лх полностью отпирается,
а лампа Лг запирается. С этого момента конденсатор С2 начинает
вновь экспоненциально заряжаться.
Если напряжение источника Е3 выбрать значительно выше того
напряжения, при котором лампа Лъ отпирается, то нарастание
напряжения на конденсаторе С2 будет соответствовать начальному,
почти линейному участку экспоненты.
Принцип синхронизации частоты мультивибратора был
рассмотрен в § 37.3. Он сохраняется и при синхронизации
синусоидальным напряжением, которое наблюдают на экране осциллографа.
Для получения изображения кратковременных импульсов с
большой скважностью непрерывная развертка непригодна.
Действительно, если выбрать период непрерывной развертки соизмеримым
с периодом повторения импульсов, то луч будет медленно
перемещаться по горизонтали и за время действия импульса переместится
на малое расстояние. В результате импульс не будет развернут во
491

времени и изобразится на экране вертикальной линией. Если же
выбрать период развертки соизмеримым с длительностью импульса,
то луч совершит многократные колебания по оси х, в то время как
по оси у будет иметь место однократное отклонение луча вверх и
вниз. При этом на экране будут видны яркая линия развертки и
бледный импульс. Кроме того, так как сам импульс,
синхронизирующий развертку, будет поступать один раз за много периодов
напряжения развертки, то синхронизация будет недостаточна и
изображение импульса будет перемещаться по экрану. Поэтому для
наблюдения кратковременных импульсов в осциллографах
используется ждущая развертка, обеспечивающая напряжение на
пластинах X в течение времени, которое несколько больше
длительности импульса. -
На рис. 42.3 изображена одна из схем генератора ждущей
развертки.
При отсутствии на входе
запускающего импульса лампа
генератора заперта напряжением,
снимаемым с резистора R2. При
этом конденсатор С заряжен до
напряжения Еа. Запускающий
импульс длительностью Ти,
превосходящий по величине
отрицательное напряжениесмещения,
отпирает лампу, через которую
конденсатор С разряжается.
По окончании действия
импульса лампа запирается, конденсатор С через резистор Ra вновь
заряжается до напряжения Ея. Такое состояние сохраняется до
прихода следующего импульса. *
Таким образом, за время действия запускающего импульса
генератор создает лишь один пилообразный импульс, под действием
которого луч перемещается по экрану в прямом и обратном
направлениях только один раз. Скорость развертки луча по горизонтали
можно изменять, меняя величину емкости С и разрядный ток через
открытую лампу. Последнее осуществляется изменением
напряжения на экранирующей сетке лампы.
Запуск генератора ждущей развертки производится самим
исследуемым напряжением или импульсами, которые сформированы из
него. В этом случае начало развертки несколько отстает от начала
исследуемого сигнала, в результате чего передний фронт сигнала
изображается с искажением. Во избежание этого в цепь,
подводящую сигнал к пластинам Y, обычно вводят элемент,
обеспечивающий задержку сигнала во времени. В качестве такого элемента
часто используют искусственную длинную линию, число ячеек
которой, а следовательно, и время задержки изменяются с помощью
переключателя.
Рис. 42.3. Генератор ждущей развертки
492

Блок-схема осциллографа, не имеющего ждущей развертки,
изображена на рис. 42.4.
Напряжение, поданное на вход Y, действует на вертикально
отклоняющие пластины трубки через Y-усилитель и делитель
напряжения. Последний позволяет ослабить входной сигнал во
избежание нелинейных искажений, которые могут иметь место при
перегрузке усилителя. На пластины X через усилитель подается
пилообразное напряжение с генератора развертки. Если
напряжение развертки подается от внешнего источника со входа X, то
переключатель П2 устанавливается в соответствующее положение. Для
Делитель
0-j-j напряжения
Выпрямитель
питания
трубки
ГЛ
Выпрямитель
питания
усилителя и генера -
тора развертки
0 0
-50гц
Рис. 42.4. Блок-схема осциллографа
синхронизации частоты развертки с частотой исследуемого
напряжения предусмотрена связь генератора развертки с каналом Y.
Во время обратного хода луча трубка запирается. Это
осуществляет каскад подсвета прямого хода (иногда он называется
каскадом гашения обратного хода луча). Для этой цели часто
используют триггер, управляемый напряжением генератора развертки.
Во время спада пилообразного напряжения, когда луч начинает
двигаться справа налево, триггер «опрокидывается» и потенциал
одного из его анодов снижается. Это приводит в конечном итоге
к тому, что потенциал управляющего электрода трубки
становится отрицательным по отношению к катоду и трубка
запирается.
Между управляющим электродом и катодом трубки приложено
постоянное напряжение, с помощью которого можно менять
интенсивность потока электронов, движущихся к экрану, т. е. яркость
луча (ручка «яркость»).
493

Изменяя постоянное напряжение на аноде трубки (ручка
«фокус»), можно фокусировать луч в одну точку.
К пластинам X и Y приложены постоянные напряжения,
изменяя величины которых можно сместить изображение на экране
(ручки «ось X влево — вправо» и «ось Y вниз — вверх»).
Частота напряжения развертки устанавливается в соответствии
с частотой исследуемого колебания при помощи ручек «диапазон
частот» и «частота плавно».
На рис. 42.5 изображены внешний вид и блок-схема
современного осциллографа, имеющего ждущую развертку и генератор
масштабных меток (калибратор).
Делитель
напряжения^
и катодный
повторитель.
Усилитель
Генератор
периодической
раздертки
МультиВийра-
тщзалускаю
иций генератор
развертки и
калибратор
ЖВущая
развертка
Делитель
Рис. 42.5. Осциллограф СИ-1:
*■ а — внешний вид; б — блок-схема
В этом осциллографе различные виды разверток (непрерывная
внутренняя, внешняя с входа X и ждущая) устанавливаются
переключателем Я2. Импульсы, запускающие генератор ждущей
развертки, формируются из исследуемого напряжения в специальном
каскаде. Перед усилителем каскада У установлена цепь задержки.
Для определения длительности исследуемого импульса в
осциллографе имеется калибратор. Он состоит из генератора
синусоидальных колебаний весьма стабильной частоты и формирующего
устройства, в котором синусоидальные колебания преобразуются в
последовательность прямоугольных импульсов, а затем
дифференцируются. Полученные импульсы остроконечной формы подаются на
управляющий электрод трубки, периодически запирая ее. Поэтому
наблюдаемый на экране импульс состоит из темных и светлых
черточек, временной интервал между которыми равен известному
периоду колебаний генератора (генератора масштабных меток).
494

§ 42.2. ИЗМЕРЕНИЕ НЕЛИНЕЙНЫХ
ИСКАЖЕНИЙ
О нелинейных искажениях можно судить по
отношению действующего значения напряжения высших
гармонических к действующему значению напряжения первой гармоники:
Если нелинейные искажения невелики, то высшие гармоники
незначительны и коэффициент нелинейных искажений можно
выразить формулой
К =
1 Уи\ + и\АЩЛ-... U
Для определения К/, записанного в такой форме; следует
измерить напряжение высших гармоник U' и сравнить его с полным
напряжением U, снимаемым с выхода исследуемого устройства.
На таком принципе построены измерители нелинейных искажений
(ИНИ).
Вначале при выключенном фильтре по квадратичному
вольтметру, вмонтированному в прибор, устанавливается определенное
действующее значение напряжения исследуемого сигнала
(«калибровка сигнала»). Затем включаемым фильтром отфильтровывается
напряжение основной частоты, и вольтметром измеряется
действующее значение напряжения всех высших гармоник. Эта
величина, выраженная в процентах по отношению к полному
напряжению, составляет коэффициент нелинейных искажений.
ГЛАВА СОРОК ТРЕТЬЯ
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
§ 43.1. ГЕНЕРАТОРЫ ЗВУКОВОЙ
ЧАСТОТЫ
Для измерений, ремонта и наладки
аппаратуры необходимы генераторы различных частотных диапазонов.
Они должны генерировать синусоидальные колебания стабильной
частоты с минимальным содержанием гармоник. Выходное
напряжение и его частота должны плавно меняться в нужных пределах.
Генераторы звуковой частоты выполняются типов LC, RC и
с использованием метода биений. Генераторы типа LC применяются
иногда для получения напряжения фиксированной частоты, но на
широкий спектр звуковых частот не выполняются, так как в этом
случае они получаются весьма громоздкими. Наибольшее распро-
495

TiL
странение в звуковом диапазоне получили генераторы типа RC
и реже генераторы, работающие на принципе биений.
Генераторы типа RC представляют собой усилитель с
положительной обратной связью, для получения которой фаза
напряжения, снимаемого с анода лампы,
изменяется на 180°.
В схеме рис. 43.1 такой поворот
фазы осуществляется тремя фазирую-
иВых щими цепочками RC (число их не мо-
Т JLr J_ жет быть взято меньше, так как каж-
|L "Т* дая цепочка в состоянии изменить
JL П Т* £^\ фазу на угол, меньший 90°). Генера-
LJf? I Д^-ч/ тор будет давать колебания только
•J- И°1 определенной частоты, на которой
цепочки RC изменяют фазу анодного
напряжения на 180°, т. е. на которой
выполняется одно из условий само-
Рис. 43.1. Однокаскадный гене- возбуждения.
ратор типа RC На рис. 43.2 приведена схема
двухкаскадного генератора типа RC.
В этой схеме изменение на 180° фазы напряжения, снимаемого
с левой лампы, осуществляет правая лампа, с выхода которой
напряжение подается на сетку первой лампы. Чтобы частота
генерируемых колебаний была вполне определенной (чтобы условие
самовозбуждения выполнялось только на одной частоте), в цепи
обратной связи установлены конденсаторы С. При этом само-
Вы*
Рис. 43.2. Двухкаскадный генератор типа RC
возбуждение будет иметь место на такой частоте, на которой
напряжение Uеб не отличается по фазе от напряжения Uпб = £/пых.
С учетом сказанного рассчитываются элементы цепи обратной
связи а — б, которая на выбранной частоте генерации не должна
вносить дополнительного, фазового сдвига.
Можно показать, что частота генерируемых колебаний связана
с параметрами цепи обратной связи соотношением / —о^л^Г"
496

Поэтому, изменяя величины R и С, можно в широких пределах
изменять частоту генератора. Для уменьшения нелинейных
искажений в схему введена отрицательная обратная связь, напряжение
которой подается на катод первой лампы с резистора.
Генератором типа RC промышленного типа является генератор
ГЗ-2 (ЗГ-10) (рис. 43.3), генерирующий напряжение в диапазоне
частот 20 гц — 20 кгц. С генераторного каскада колебания подаются
на двухкаскадный усилитель, напряжение на выходе которого
плавно меняется с помощью потенциометра и устанавливается по
Генератор
пзч RC
УНЧ
-jl г-1 ДвлительУ-
Цг1 напряжения
тТ.1 T-WOdo [_
Целитель °--0
напряжения
o-wM o_L
ЛймпоВый
Вольтметр
Рис. 43.3. Генератор ГЗ-2:
а — внешний ьид; б — блок-схема
ламповому вольтметру. Напряжение, измеренное ламповым
вольтметром, можно уменьшить ступенчатым делителем в определенное
число раз. Такой способ установки величины выходного
напряжения широко применяется, так как дает возможность использовать
определенный ламповый вольтметр с небольшой чувствительностью
для установки весьма малых напряжений.
По схеме генератора RC построен и генератор ГЗ-3 (ЗГ-11),
выходное напряжение которого может иметь частоту от 20 гц до
200 кгц, изменяясь по величине плавно и ступенями.
В генераторах на биениях используется принцип сложения двух
колебаний, частоты которых fl и /2 отличаются друг от друга на
величину звуковой частоты. В этом случае амплитуда
результирующих колебаний, т. е. биений, изменяется с частотой fx — /2,
497

лежащей" в звуковом диапазоне. Для выделения напряжения с
частотой биений результирующие колебания подвергаются
детектированию. Величину частоты биений можно менять, изменяя
частоту fx или /2.
На рис. 43.4 приведена блок-схема генератора на биениях.
Генератор
фиксированной
высокой
частоты
УВЧ
\ „УстомоЗка нуля
„Расстройка"
Смеситем
и фильтр
Генератор
плодного
диапазона
Высокой частоты
УВЧ
„Частота"
Рис. 43.4. Блок-схема генератора на биениях
УНЧ
т
Делители
напряжения
ЛампоВый
Вольтметр
-0
Напряжения генераторов высокой частоты после усиления
подаются на сетку двухтактного смесителя. В его анодной цепи
установлен фильтр, отфильтровывающий напряжения с частотой обоих
генераторов и напряжение суммарной частоты. На выходе
смесителя выделяется напряжение разностной, т. е. звуковой, частоты,
которое затем усиливается двухтактным УНЧ и подается на
выход генератора через плавный и ступенчатый делители. С
помощью делителей напряжения и по ламповому вольтметру можно
устанавливать величину выходного напряжения.
§ 43.2. ГЕНЕРАТОРЫ ВЫСОКОЙ
ЧАСТОТЫ
Генераторы высокой частоты являются
генераторами типа LC. В радиотехнических измерениях наибольшее
применение нашли генераторы стандартных сигналов, в которых
колебания высокой частоты могут быть промодулированы напряжением
звуковой частоты.
Отечественной промышленностью выпущено много типов
генераторов стандартных сигналов (ГСС). Весьма распространенным
генератором этого типа является генератор Г4-1А (ГСС-б) (рис. 43.5).
Весь диапазон его частот разбит на восемь поддиапазонов,
которые включаются переключателем «диапазон», коммутирующим
катушки колебательных контуров. Плавное изменение частоты
в пределах каждого поддиапазона производится конденсатором
498

переменной емкости в контуре задающего генератора (ручка
«настройка»). Усилительный каскад является одновременно
модулятором. На экранирующую сетку его лампы через тумблер
«модуляция» может подаваться напряжение от внутреннего звукового
генератора с частотой 400 гц или от внешнего генератора с частотой
а)
выход 04 в Выход 0-0,16
Задающий
генератор
Высокой
частоты
Делитель
напряжения
Усилитель \
Модулятор
ПпаВный
аттенюатор
Ступенчатьш\
' аттенюаторХ
Выход
1
Звуковой
генератор
Модулометр
Ламповый
вольтметр
0-16
©-
ЛампоВый
вольтметр
„Множитель"
Микро
вольт
, Плавный Ступенчатый^
аттенюатор аттенюатор
' Внешний делитель
напряжения
Рис. 43.5. Генератор ГСС-6:
а — внешний вид; б — блок-схема; » — выходное устройство
50—8000 гц. Генератор имеет два выхода, с которых можно
снимать напряжения в пределах 0—1 и 0—0,1 в. Напряжение на
выходе 0—1 в регулируется потенциометром «установка несущей»
(которым устанавливаются различные экранные напряжения лампы
в усилительном каскаде) и плавным аттенюатором-ослабителем
(ручка «микровольты»). Положение последнего не влияет на пока-,
зания лампового вольтметра, которые соответствуют истинному
499

напряжению, когда ручка «микровольты» установлена на
деление 10. С плавного аттенюатора (рис. 43.5, в) напряжение подается
на ступенчатый аттенюатор (ручка «множитель»), позволяющий
уменьшать напряжение в 10, 100 и 1000 раз, а затем через выход
О—0,1 в на делительную колодку с коэффициентом деления в 1,
10 и 100 раз. Если переключатель «множитель» стоит в крайнем
правом положении, то на выходе 0—0,1 в будет наибольшее
напряжение. Наоборот, при крайнем левом положении переключателя
напряжение, снимаемое с плавного аттенюатора, делится между
сопротивлениями ступенчатого аттенюатора и выходное напряжение
оказывается наименьшим. Цифры, указанные на шкалах плавного
и ступенчатого аттенюаторов и на зажимах внешнего делителя
напряжения, служат для определения напряжения в микровольтах,
снимаемого с внешней делительной колодки. Если установить по
шкале лампового вольтметра напряжение 1 в и перемножить
указанные цифры, то результат даст напряжение в микровольтах,
снимаемое с делительной колодки.
Модулометр является ламповым вольтметром, измеряющим
напряжение низкочастотной огибающей AUma модулированного
колебания. Если напряжение несущей частоты Umm устанавливать
всегда неизменным, то по модулометру можно сразу отсчитывать
величину т — ..та . Модулометр Г4-1А проградуирован при
напряжении несущей частоты, равном 1 в. Это напряжение должно
быть поставлено перед тем, как устанавливать определенную
глубину модуляции.
Кроме генератора ГСС-6, отечественной промышленностью
выпущено большое количество типов генераторов стандартных сигналов:
Г4-5, Г4-6 (ГСС-12, ГСС-17), отличающихся частотным диапазоном,
выходным напряжением, частотой и формой модулирующего
напряжения и т. п.
ГЛАВА СОРОК ЧЕТВЕРТАЯ
ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА И НАПРЯЖЕНИЯ
§ 44.1. ИЗМЕРЕНИЕ ТОКОВ
ЗВУКОВОЙ И ВЫСОКОЙ ЧАСТОТ
В процессе производства, а также при
регулировке и ремонте радиоаппаратуры огромную роль играют
измерения токов и- напряжений. С их помощью определяются
параметры радиотехнических приборов, осуществляются контроль и
наладка, ведется настройка и т. д.
В основе радиотехнических измерений токов и напряжений
лежат как методы, используемые в технике электрических измерений,
так и методы, свойственные только измерениям на высоких
частотах.
500

Измерения токов и напряжений в диапазоне частот,
используемых радиотехникой, имеют специфические особенности. Так
с увеличением частоты начинают сказываться индуктивности
и емкости самого прибора, место включения его" в цепь,
внешние электрические и магнитные поля и т. д. Все это
приводит к тому, что при радиотехнических измерениях не могут
применяться многие приборы, используемые на низких
частотах.
Эквивалентная схема прибора, используемого для измерения
тока высокой частоты, показана на рис. 44.1.
Здесь L и R — соответственно индуктивность и активное
сопротивление самого прибора; Сг и С2 — емкости между каждым
зажимом прибора и корпусом; С — емкость между зажимами, a LBl и
LB2 — индуктивности вводов.
С увеличением частоты измеряемого тока сопротивления индук-
тивностей возрастают, а емкостные сопротивления уменьшаются.
Вместе с этим за счет
поверхностного эффекта увеличивается
активное сопротивление.
Поэтому все большая часть
измеряемого тока проходит, минуя
прибор, что вызывает погрешность
Измерения. рцс 44.1. Эквивалентная схема ампер-
На точность измерения су- метра
щественное влияние оказывает
также место включения прибора. Для случая, изображенного на
рис. 44.1, паразитные емкости С1 и С2 оказываются под полным
напряжением генератора, и ток, ответвляющийся через них, может
составить значительную величину. Для уменьшения погрешности
измерения прибор выгодно включать между точками цепи,
имеющими низкий потенциал относительно корпуса (например, между
точками а и 6).
Для нормальной работы в широком диапазоне частот необходимо,
чтобы амперметр имел минимальные собственную индуктивность и
паразитную емкость вводов; кроме того, активное сопротивление
его должно мало меняться под влиянием поверхностного эффекта.
Указанным требованиям лучше всего отвечают термоэлектрические
амперметры, которые в основном и используются сейчас для
измерения токов.
Термоэлектрический прибор состоит из термоэлемента и
магнитоэлектрического индикатора. Действие его основано на
использовании термо-э. д. с, возникающей при разных температурах спаев
двух проводников из различных металлов. Тепло, выделяющееся
при прохождении измеряемого тока, нагревает один из спаев
(горячий спай) термопары (рис. 44.2); другие концы термоэлемента
(холодный спай) соединены через индикатор. Термо-э. д. с. и ток
через индикатор пропорциональны разности температур спаев,
501

а температура горячего спая пропорциональна количеству тепла,
выделяемого измеряемым током, т. е. квадрату его действующего
значения. Поэтому прибор имеет квадратичную шкалу, которая
может быть отградуирована в действующих значениях тока и
справедлива для любой его формы.
Термоэлемент состоит из подогревателя и термопары.
Подогреватель выполняется из круглого или ленточного нихрома, кон-
стантана, угля и платинохромеля длиной не свыше 10 мм. На токи
больше 1 а для уменьшения влияния поверхностного эффекта
подогреватель выполняется трубчатым.
Термопары изготовляются из спаев
железо — константан, манганин — кон-
стантан, медь — константан и других пар
металлов. Применяются контактные и
бесконтактные термоэлементы.
В контактном термоэлементе (рис.
44.2, а) термопара непосредственно
приваривается или припаивается к середине
подогревателя.
В бесконтактном термоэлементе (рис.
44.2, б) термопара отделена от
подогревателя изолятором (стеклом, воздухом,
окисью металлов и т. д.). При этом
между ними образуется небольшая емкость
Стп (порядка 0,5 пф), включенная
последовательно с емкостью индикатор — зем-
Термапара_
ПодогреВптель
Стеклянная''
о) 5усинка о)
6)
Рис. 44.2. Термоэлементы:
ля С„.3 (рис. 44.2, в) и способствующая
а — контактный; 6 —
бесконтактный; в — паразитные
емкости в амперметре с
бесконтактным термоэлементом
поэтому уменьшению общей емкости.
В результате измеряемый переменный
ток значительно меньше ответвляется
через паразитные емкости и индикатор
на землю и точность измерения
повышается, что особенно сказывается на высоких частотах. Поэтому на
частотах свыше нескольких мегагерц применяются почти
исключительно бесконтактные термоэлементы.
Наряду с этим бесконтактные термоэлементы обладают меньшей
чувствительностью и большей тепловой инерцией, так как не имеют
непосредственного контакта с подогревателем. Частично этот
недостаток устраняется помещением термоэлемента в стеклянный
баллон, из которого откачан воздух, так как теплоотдача в окружающее
пространство при этом становится меньше.
Термоамперметры применяются до частот порядка 100 Мгц.
На более высоких частотах измерение токов редко является
целесообразным, так как действие ряда причин (паразитных емкостей,
распределенных параметров схемы и др.), трудно поддающихся
учету, вызывает на больших частотах весьма значительные
погрешности.
502

Термоэлектрические амперметры изготовляются в основном для
измерения малых токов — от десятков микроампер и выше.
Для расширения пределов измерения тока применяются шунты
(делители тока). На высоких частотах использование активных
шунтов нецелесообразно,так как с изменением
частоты вследствие поверхностного эффекта
неодинаково меняются сопротивления
прибора и шунта, т. е. изменяется коэффициент
деления, а следовательно, градуировка
прибора. Поэтому на частотах выше
нескольких мегагерц применяются емкостные, реже
индуктивные делители тока (рис. 44.3);
коэффициент деления их не зависит от
частоты, так как реактивные сопротивления
ветвей делителя значительно больше
активных сопротивлений. Иногда для
расширения пределов измерения применяются
понижающие измерительные
трансформаторы, коэффициент трансформации которых
не зависит от частоты.
Точность термоэлектрических
амперметров достигает 1,5%. Существенными
недостатками приборов этого типа являются
значительная температурная погрешность, составляющая 0,1—0,2%
на 1°С, и большая чувствительность к перегрузкам. Зачастую
превышение тока на 10% свыше номинального значения приводит
к перегоранию подогревателя.
Рис. 44.3. Расширение
пределов измерения
амперметром:
а — емкостной делитель; б —
индуктивный делитель
§ 44.2. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЙ
ЗВУКОВОЙ И ВЫСОКОЙ ЧАСТОТ
Измерение напряжений имеет те же
особенности, что и измерение токов, так как на точность измерения влияют
паразитные емкости и индуктивности схемы, явление
поверхностного эффекта и т. д.
Наряду с этим само включение вольтметра может привести к
дополнительным погрешностям. Так, при малом входном
сопротивлении вольтметра уменьшается результирующее сопротивление
участка, параллельно которому он подключается, а вместе с тем и
измеряемое напряжение, выделяющееся на этом участке.
Входное сопротивление вольтметра можно представить
параллельным соединением емкости Свх и активного сопротивления RBX.
Чем больше RBX и меньше Свх, тем меньше шунтирующее
действие вольтметра, тем ближе его показания при прочих равных
условиях к истинному значению измеряемого напряжения, тем
выше частота, на которой ошибка измерения лежит в допустимых
пределах.
503

1,ма
800
BOO
400
ZOO
/2 J^ji**'
/
/
. /
/ ^
OA 0.8 U,
-20
■tui
В диапазоне радиочастот используются главным образом
вольтметры, в которых измеряется постоянная составляющая
выпрямленного напряжения. Для выпрямления в этих приборах
используются электронная лампа или полупроводниковые диоды —
твердые и кристаллические. В зависимости от вида детектора
вольтметры обладают различными параметрами: входным
сопротивлением, чувствительностью, входной емкостью и т. д.
В вольтметрах с твердыми выпрямителями наиболее часто
используется меднозакисный (купроксный) выпрямитель. Он
представляет собой шайбу из химически чистой красной меди, покрытую
тонким слоем закиси меди, которая образуется при термической
обработке и последующем охлаждении. Между медью и закисью
меди имеется запорный слой толщиной порядка 10 4 мм,
обладающий различной электрической
проводимостью в разных направлениях:
в прямом направлении (от закиси меди
к меди) сопротивление выпрямителя
(вентиля) мало, а в обратном
направлении — очень велико.
Из вольтамперной характеристики
меднозакисного вентиля (рис. 44.4)
следует, что коэффициент
выпрямления К (отношение прямого тока к
обратному при одинаковых по
величине и противоположных по знаку
напряжениях) зависит от подведенного
напряжения. При небольших
напряжениях (порядка сотых долей вольта)
он близок к единице, но уже при напряжениях порядка десятых
долей вольта коэффициент К, превышает 100. Поэтому шкала
меднозакисного вольтметра бывает неравномерной и сжата к
началу.
Свойства меднозакисного вентиля зависят от температуры,
с ростом которой сопротивление его в обоих направлениях
уменьшается; однако уменьшение обратного сопротивления происходит
быстрее, чем прямого. В результате коэффициент выпрямления
с повышением температуры падает. В силу этого меднозакисным
вольтметром свойственна температурная погрешность,
составляющая 0,2—0,3% на 1°С. При нагреве вентиля до температуры
свыше 50° С коэффициент выпрямления сильно уменьшается и уже
не восстанавливается после охлаждения вентиля.
Между медью и закисью меди, разделенными тонким запорным
слоем, образуется емкость порядка 0,01 мкф на 1 см3. Чем выше
частота измеряемого напряжения, тем больший переменный ток
протекает через вентиль в обоих направлениях, тем меньше его
выпрямляющее действие. Ошибка, вызванная наличием емкости
вентиля, доходит до 1% на каждый килогерц. Поэтому медноза-
Рис. 44.4. Вольтамперная
характеристика меднозакисного
выпрямителя
504

кисные вольтметры используются обычно на частотах, не
превышающих 10 кгц.
Температурная и частотная погрешности являются основными
недостатками этих вольтметров. Однако меднозакисные вольтметры
не нуждаются в источнике питания, имеют малые габариты и
низкую стоимость, чем выгодно отличаются от ламповых вольтметров.
Во избежание пробоя запорного слоя напряжение,
прикладываемое к шайбе, не должно превышать несколько вольт. Поэтому
для расширения пределов изменения
последовательно с вентилем включается
резистор R (рис. 44.5, а), на котором
при прохождении тока падает часть
измеряемого напряжения. Вентиль 2,
называемый встречным, дает возможность
току проходить через резистор R при
действии отрицательной полуволны
напряжения. За счет этого напряжение на
вентиле не превышает допустимое зна-
обеих
чение
полуволн
Рис. 44.5. Схемы меднозакис-
ных выпрямителей:
а — со встречным вентилем; б —
с частотной компенсацией; е —
мостовая
при действии
напряжения «вх.
С повышением частоты
сопротивление вентиля за счет собственной емкости
уменьшается и меньшая часть
напряжения, распределяющегося между
добавочным сопротивлением и вентилем,
падает на последнем. Во избежание этого
в меднозакисных вольтметрах часто
применяется частотная компенсация.
Цепочка частотной компенсации (рис. 44.5,6)
состоит из резисторов Rlt R2 и емкости С.
G повышением частоты вместе с
сопротивлением вентиля уменьшается и
сопротивление этой цепочки. При
соответствующем подборе элементов схемы распределение напряжений
в определенном диапазоне частот не нарушается.
Входное сопротивление меднозакисных вольтметров достигает
2000 ом/в и уступает лишь аналогичному параметру ламповых
вольтметров.
Обычно в меднозакисных вольтметрах используется мостовая
схема двухполупериодного выпрямления (рис. 44.5, в).
Прохождение тока через различные вентили под действием положительной и
отрицательной полуволн напряжения показано сплошными и
пунктирными стрелками.
Примером меднозакисного вольтметра промышленного типа,
собранного по мостовой схеме, является измеритель выхода ИВ-4
(рис. 44.6) с пределами измерения 0,5—300 в в диапазоне частот
50—5000 гц. Прибор имеет частотный компенсатор и характерен
17 Браммер
505

постоянством входного сопротивления, равного на всех шести
шкалах примерно 20 ком.
В ламповых вольтметрах выпрямителями служат диоды и триоды
в режиме анодного детектирования. В соответствии с углом
отсечки анодного тока, с которым работает
лампа, различают вольтметры режимов А, В и
С. В зависимости от вида используемого
участка характеристики лампы вольтметры
делятся на линейные и квадратичные.
Наиболее часто в схемах ламповых
вольтметров применяются диоды в режиме С,
которые поэтому мало нагружают цепь,
параллельно которой подключаются. Детектор
может выполняться с открытым и закрытым
входами (рис. 44.7).
В обоих случаях сопротивление Rn
выбирается намного больше сопротивления Ro
проводящего диода.
Рис. 44.6. Измеритель В схеме с открытым входом (рис. 44.7, а)
выхода ИВ-4 конденсатор С заряжается через открытый
диод во время действия на вход
положительной полуволны входного напряжения. Так как сопротивление
открытого диода мало, то конденсатор практически заряжается до
амплитудного значения измеряемого напряжения [/,„. Во время
Рис. 44.7. Диодные вольтметры
отрицательного полупериода конденсатор разряжается через
резистор RA и индикатор И. При этом ток разряда и показания
индикатора пропорциональны напряжению на конденсаторе, а
следовательно, и входному напряжению.
506

Так как /?д^>/?0, то разряд конденсатора происходит во много
раз медленнее, чем заряд. Поэтому во время разряда напряжение
на конденсаторе не успевает существенно уменьшиться и
сохраняется почти равным амплитудному (пиковому) значению
измеряемого напряжения Um. Вольтметры, использующие указанный
принцип, называются диодными пиковыми вольтметрами.
Из рис. 44.7, а следует, что напряжения ис и г/1!Х во время
положительной полуволны действуют встречно. Поэтому лампа будет
открыта только в те промежутки времени, когда мгновенные
значения положительной полуволны измеряемого напряжения превысят
ис, т. е. когда потенциал анода окажется положительным
относительно потенциала катода. Так как напряжение на конденсаторе
мало изменяется по сравнению с напряжением Um, то лампа
пропускает ток лишь в незначительную часть положительного
полупериода. Таким образом, напряжение на конденсаторе обеспечивает
отрицательный потенциал анода, т. е. смещает рабочую точку за
пределы характеристики лампы и определяет тем самым режим G.
На рис. 44.7, в описанные положения иллюстрируются
кривыми. За время t2 — ts конденсатор медленно разряжается. Когда
напряжение иах превысит напряжение ис, лампа откроется
(момент 4) и будет открыта до тех пор, пока напряжение на
конденсаторе, увеличивающееся по мере заряда через открытую лампу, не
сравняется с входным напряжением (момент /4). Так как заряд
конденсатора происходит весьма быстро, то лампа оказывается
открытой лишь в течение небольших промежутков времени (tt — /2,
4—U и т. д.).
Если напряжение «вх содержит постоянную составляющую Uo,
то показания прибора зависят от ее полярности. Если постоянная
составляющая имеет полярность, соответствующую
положительному потенциалу на аноде диода, то через открытый диод
конденсатор зарядится до напряжения U,n -{- Uo. При обратной
полярности постоянной составляющей напряжение, до которого
заряжается конденсатор, равно Um — Uo*
В схеме с закрытым входом (рис. 44.7, б) конденсатор С тоже
заряжается практически через открытый диод до напряжения Um.
Через резистор /?д и индикатор И ток заряда фактически не
проходит, так как #? > Ro.
Во время действия отрицательной полуволны входного
напряжения, когда лампа заперта, конденсатор разряжается через внешнюю
цепь, подключенную к зажимам вольтметра, индикатор и
резистор Ял. Ток разряда и показания индикатора здесь также
пропорциональны измеряемому напряжению. На показания вольтметра
с закрытым входом постоянная составляющая измеряемого
напряжения не влияет.
На низких частотах входное сопротивление пиковых
вольтметров, работающих с углом отсечки в « 0, весьма велико и составляет
единицы и десятки мегом. С повышением частоты измеряемого на-
17* 507

пряжения уменьшается сопротивление входной емкости вольтметра
и вместе" с тем его полное входное сопротивление.
Для измерения малых переменных напряжений перед
детекторной лампой в схеме вольтметра ставится усилитель. Так как его
коэффициент усиления является постоянным в пределах
сравнительно небольших изменений частоты, то такие вольтметры
предназначаются для работы в ограниченном частотном диапазоне, внутри
которого градуировка шкалы соответствует постоянному
коэффициенту усиления.
Недостатком диодных пиковых вольтметров является
увеличение погрешности при измерении низкочастотных напряжений
порядка 10—20 гц. В этом случае
за промежуток времени между
двумя положительными
полуволнами напряжение на
разряжающемся конденсаторе
успевает существенно снизиться.
Диодные пиковые вольтметры
нашли широкое применение. На
рис. 44.8 изображен внешний вид
универсального лампового
вольтметра В7-2 (ВЛУ-2),
измеряющего постоянное и переменное
напряжения частотой 20 г^—400 Мгц
в пределах 0—150 в. Измерение
переменного напряжения
осуществляется в нем с помощью
пикового детектора, который
отключается при измерении посто-
Рис. 44.8. Внешний вид вольтметра
В7-2 (ВЛУ-2)
янного напряжения.
Ламповый вольтметр
постоянного напряжения содержит
усилитель постоянного тока. Под действием измеряемого напряжения
происходит изменение анодного тока усилителя, которое
фиксируется индикатором. Такие вольтметры отличаются большим
входным сопротивлением и высокой чувствительностью.
Кроме вольтметра В7-2, широко используются выпущенные
нашей промышленностью милливольтметр ВЗ-2А (MBЛ-2М),
ламповый вольтметр ВК7-2 (А4-М2) и другие вольтметры.
Для несинусоидальных напряжений показательным является
действующее значение. Амплитудное значение зависит, кроме
прочего, от фазового сдвига между гармоническими составляющими и
может быть различным при положительной и отрицательной
полуволнах напряжения. Так как в данном случае определенной
зависимости между амплитудными и действующим значениями
напряжения не существует, то применение пиковых вольтметров
нецелесообразно.
£08

Для измерения действующих значений напряжения применяются
квадратичные вольтметры, работающие чаще всего в режиме А.
В этом случае используется квадратичный участок анодно-сеточной
характеристики и приращение анодного тока пропорционально
квадрату действующего значения напряжения, подведенного к сетке.
При измерении таким вольтметром несинусоидалького напряжения
приращение анодного тока пропорционально сумме квадратов
действующих значений гармонических составляющих, т. е. квадрату
действующего значения несинусоидального напряжения.
В качестве детекторов в схемах пиковых и квадратичных
вольтметров могут быть использованы полупроводниковые диоды. Они
обладают весьма малой входной емкостью (порядка нескольких
пикофарад), не нуждаются в источнике питания, имеют малые
габариты и начальный ток, равный нулю. Недостатком
полупроводниковых диодов является сильная зависимость параметров от
температуры.
Цифровые вольтметры
В последнее время в измерительной технике
стали широко применяться приборы с цифровым отсчетом.
Сведения об измеряемой величине эти приборы выдают в виде
светящихся цифр.
По сравнению со стрелочными цифровые приборы отличаются
большой точностью и скоростью измерения, отсутствием ошибок за
счет оператора, возможностью ввода данных в
электронно-вычислительную машину и т. д. Недостатками их являются некоторая
сложность схемы и большая стоимость.
Значительное место среди приборов этого класса занимают
цифровые вольтметры. Ниже мы рассмотрим один из вариантов
таких вольтметров, в котором измеряемая величина отображается
в виде цифры (числового кода) с помощью
время-импульсного преобразования.
Общая идея метода заключается в том, что пропорционально
измеряемому напряжению схема выделяет интервал времени, в
течение которого счетчик производит подсчет импульсов, поступающих
на него со строго определенной частотой следования. Числом
сосчитанных импульсов определяется искомое напряжение.
Сказанное поясняется рис. 44.9.
После подачи измеряемого напряжения управляющее
устройство запускает (в момент tt) счетчик импульсов,
который с этого времени начинает подсчет импульсов, поступающих
с генератора весьма стабильной частоты.
Одновременно со счетчиком запускается генератор
пилообразного напряжения. Скорость нарастания этого
напряжения строго постоянна, поэтому величина его
пропорциональна времени, прошедшему с момента запуска. Когда нарастаю-
50?

щее пилообразное напряжение станет равным измеряемому
напряжению (в момент t2), на выходе сравнивающего
устройства появляется импульс, который запирает счетчик.
Генератор
импульсов
Ul/зм
Сравниба-
ющее
устройство
\
Счетчик
импульсод
Цифровой
индикатор
j
Генератор

пилообразного напря
тения
Управляющее
устройство
t
Пилообразное
' напряжение
Измеряемое
напряжение
Увых.ср.у-да
ивх. cv
Рис. 44.9. Цифровой вольтметр:
а — блок-схема; б — эпюры напряжений
Таким образом, число поступивших и сосчитанных счетчиком
импульсов пропорционально временному интервалу tx — t2, т. е.
измеряемому напряжению.
Для измерения переменных напряжений вольтметру придается
детекторная головка; с выхода ее постоянное
напряжение, пропорциональное измеряемому напряжению, подается на
схему, рассмотренную выше.
Отечественной промышленностью выпускается много типов
цифровых приборов, например вольтметр ВЦ-1 и др.
510

ГЛАВА СОРОК ПЯТАЯ
ИЗМЕРЕНИЕ ИНДУКТИВНОСТИ,
ЕМКОСТИ, АКТИВНОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ И ДОБРОТНОСТИ
§ 45.1. ОСОБЕННОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ
ПАРАМЕТРОВ L, С, R И Q
По существу всякий элемент схемы обладает
активным сопротивлением, емкостью и индуктивностью. Лишь в
некоторых случаях можно считаться только с одним из этих параметров.
Так, катушка, кроме индуктивности, обладает активным
сопротивлением и емкостью, составляемой междувитковыми емкостями
и емкостью проводов; сопротивления (за исключением
непроволочных, неюстированных) обладают
индуктивностью и емкостью, а конденсаторы, кроме емкости,
имеют активное сопротивление и индуктивность.
С увеличением частоты возрастают потери в
каркасах катушек, диэлектриках конденсаторов и т.д.,.
за счет поверхностного эффекта увеличивается сопро-f
тивление проводов. Так как величина реактивных
сопротивлении тоже зависит от частоты, то влияние ™L- *ол-
z Эквивалент-
побочных параметров, а следовательно, и результат ные схемы
измерения зависит от частоты, на которой оно про- катушки ин-
изводится. дуктивнъсти
Чем ниже частота, на которой ведется измерение, (й) и коыден-
, „ г г > сатора (б)
тем с большей точностью определяется индуктивность е '
катушки или емкость конденсатора, так как в первом
случае можно пренебречь шунтирующим действием собственной
емкости Со, а во втором — влиянием собственной индуктивности Lo
(рис. 45.1).
Ошибка измерения особенно сильно возрастает из-за
резонансных явлений, когда частота, на которой ведется измерение, близка
к собственной частоте /0 катушки или конденсатора.
При измерениях иногда используют образцовые активные
сопротивления, емкости и индуктивности. Все эти эталоны должны
обладать постоянством номинала во времени, при изменении
температуры и частоты. К эталонам переменной величины, кроме того,
предъявляется требование постоянства градуировки.
§ 45.2. МЕТОД
ВОЛЬТМЕТРА — АМПЕРМЕТРА
Метод вольтметра — амперметра позволяет
определить полное сопротивление элемента:
Z=4. (45.1)
При этом могут быть использованы две схемы (рис. 45.2, а и б).
511

Первая из них дает погрешность, когда полное сопротивление 2
соизмеримо с сопротивлением вольтметра ZB, так как показания
амперметра не точно соответствуют току, проходящему через элемент.
Вторая схема вызывает погрешность, когда сопротивление Z
соизмеримо с сопротивлением амперметра Za, так как вольтметр замеряет
напряжение и на последнем. В большинстве случаев ZR'^> Z ^ Za,
поэтому любая из приведенных схем может быть использована.
Чтобы определить активную и реактивную составляющие
полного сопротивления, нужно после определения сопротивления Z
Рис. 45.2. Схемы измерения сопротивлений
методом вольтметра — амперметра
Рис. 45.3. Схема для
измерения взаимной индуктивности
на переменном токе произвести измерение сопротивления R на
постоянном токе и рассчитать Л' = }' Z2 — R2. Если одна из
составляющих сопротивления Z много больше другой, то ее можно
определить по выражению (45.1), пользуясь результатами одного
измерения. В силу этого метод вольтметра — амперметра применяется
обычно для измерения сопротивлений непроволочных резисторов,
а также емкостей и сопротивлений проволочных резисторов на
низких частотах.
Метод вольтметра — амперметра позволяет определить
взаимную индуктивность между катушками. Для этой цели используется
схема, изображенная на рис. 45.3.
Электродвижущая сила, наводимая во второй катушке, Е2 =
= 2nfMIlt откуда £g
2п//1
Если входное сопротивление вольтметра достаточно велико, то
его показание UB я$ Е2 и при определенных значениях / и /х шкалу
можно проградуировать в значениях М. Чтобы собственные
емкости катушек, а также емкость между катушками не вносили
погрешностей, желательно проводить измерение на низкой частоте, а между
катушками устанавливать электростатический экран.
§ 45.3. МОСТОВОЙ МЕТОД
Мостовой метод позволяет измерять активное
сопротивление, индуктивность, емкость и взаимную индуктивность
между катушками.
Если мост (рис. 45.4) находится в равновесии (ток через
индикатор И не протекает), то разность потенциалов между точками а
б 1 / /' / / /"
р р) р
и б равна нулю, а токи 1Х — /2 = /' и
/3 = /
£12

Следовательно,
Jrz^i"Z3.
Отсюда
?1 = ё*
или
Z^^Z^Z^. (45.2)
Последнее равенство, являющееся условием баланса моста,
может быть переписано в виде
гхгге) (<t> i + <w = z^e' ^- + f >\ (45.3)
где гъ z2, z3 и z4 — модули сопротивлений плеч моста;
fPi> Фа- Фз и Ф* — фазовые углы этих сопротивлений.
Приравнивая действительные и мнимые части равенства (45.3),
получаем
г^з^гд и ф1 + ф3 =- ф, -f ср4.
Таким образом, для установления баланса мост должен иметь
минимум два органа регулировки: для изменения полного
сопротивления одного из плеч и для изменения одного
из фазовых углов.
Если одно из плеч сбалансированного моста
(например, Zj) составляет неизвестное
сопротивление, то его величина находится- из
выражения (45.2) как
Балансировка моста занимает сравнительно
много времени, поэтому обычно метод
балансируемого моста используется только в лабора- Рис. 45.4. Схема
торных условиях. измерительного мо-
В заводской практике для отбраковки
сопротивлений находит применение система
несбалансированного моста. Мост оказывается точно сбалансированным
при установке в его плечо образцового сопротивления номинальной
величины. При подключении контролируемых сопротивлений,
имеющих отклонения от номинального значения, происходит разбалан-
сировка моста и индикатор показывает величину этого отклонения,
по которой судят о пригодности проверяемых сопротивлений.
На рис. 45.5, а изображена схема моста для измерения
емкостей, в которой гх — сопротивление потерь измеряемого
конденсатора Сх, а Съ и RB — соответственно эталонные емкость
и активное сопротивление. Условие баланса моста записываете:-*
в данном случае так:
513

откуда
Последние два равенства дают
Мост баладсируется изменением сопротивлений R3 и /?2- При
постоянных значениях Сэ и #j переменное сопротивление R2 можно
проградуировать в значениях емкости.
Рис. 45.5. Мостовые схемы для измерения емкости (а),
индуктивности (б) и активного сопротивления (в)
При измерениях индуктивности обычно
используется схема моста, изображенная на рис. 45.5, б. В этом
случае условие баланса моста имеет вид
откуда
>к и
Мост балансируется изменением сопротивлений /?, и R2..
Таким мостом можно произвести также измерение
взаимной индуктивности между катушками Lx и L2. Для
этого следует поочередно произвести два измерения индуктивности
системы, соединяя катушки Lt и L2 согласно и встречно, но не
меняя их взаимного расположения. При этих измерениях общая
индуктивность соответственно равна V = Lx + L2 + 2М и L" —
= Lx + L2 — 2М, откуда взаимная индуктивность
Описанный метод может дать значительную погрешность, если
взаимная индуктивность между катушками мала, так как при этом
514

величины U и L" достаточно близки и незначительная
погрешность в их определении сильно влияет на результат подсчета
Для.измерения активных сопротивлений
схема моста имеет вид, изображенный на рис. 45.5, в. Измеряемое
сопротивление находится как Rx = -~ R3, и отсчет производится
по шкале переменного сопротивления R3.
Питание мостов может осуществляться постоянным
напряжением, а также напряжениями звуковой и высокой частот.
Наиболее употребительным является напряжение звуковой частоты,
на которой еще мало сказываются паразитные индуктивности и
емкости схемы.
Постоянное напряжение
используется для мостов,
измеряющих омические
сопротивления.
Напряжение высокой частоты
может применяться с
тем, чтобы условия
измерения приблизить к
реальным.
Индикатором
баланса моста,
работающего на
постоянном напряжении,
является
магнитоэлектрический Прибор. ПрИ п „е- о - Dioo /vu О!
^ v г Рис. 45.6. Внешний вид моста Е12-2 (УМ-3)
использовании
напряжения звуковой частоты
часто применяют телефон или магнитоэлектрический прибор с
детектором; на высоких частотах используют детекторные и
ламповые вольтметры.
На принципе балансируемого моста построен, например,
универсальный мост Е12-2 (УМ-3) (рис. 45.6). С его помощью могут
быть измерены сопротивления от 0,1 ом до 5 Мом, емкости от 10 пф
до 100 мкф и индуктивности от 10 мкгн до 100 гн.
Индуктивность катушек со стальным
сердечником наиболее часто определяют методом вольтметра —
амперметра и мостовым методом. Индуктивность таких катушек
сильно зависит от степени насыщения сердечника. Кроме того, на
величине ее сказывается частота питающего напряжения, от
которой зависят собственная емкость катушки и магнитная
проницаемость сердечника. Поэтому для правильного определения
индуктивности катушка в процессе измерения должна быть поставлена в
условия, аналогичные тем, в которых она работает.
На рис. 45.7, а приведена схема, использующая метод
вольтметра — амперметра. Потенциометры Ях и Я2 регулируют соот-
515

ветственно постоянное и переменное напряжения, подводимые к
измеряемой катушке Lx. Постоянный ток подмагничиваиия
контролируется миллиамперметром,
Рис. 45.7. Измерение индуктивности
катушек со стальным сердечником
а переменное напряжение на
катушке U — ламповым вольтметром
ЛВ2. Переменный ток /,
проходящий через катушку, пзмеряет-
- ся ламповым вольтметром ЛВХ
по падению напряжения на
резисторе Ra. После установления
необходимого режима
индуктивность Lx определяют как
Большую точность
обеспечивает мостовая схема,
изображенная на рис. 45.7, б. Фильтр,
включенный последовательно с
индикатором, пропускает через
последний ток только основной
частоты. После балансировки
моста по соотношению
сопротивлений плеч определяют искомую
индуктивность Lx.
§ 45.4. РЕЗОНАНСНЫЙ МЕТОД
Резонансный метод используется при
измерении индуктивности, емкости, взаимной индуктивности, активного
сопротивления и добротности.
Измерение индуктивности и емкости
производится с учетом того, что собственная частота колебательного
контура /о ПРИ настройке в резонанс равна частоте генератора /:
** !
h
где L и С — соответственно индуктивность и емкость контура.
Выражая L — в микрогенри, С — в пикофарадах и /0 — в
мегагерцах, после простых преобразований получим
,.-,_2,53-10«
Пользуясь этой формулой и зная величины L и /, можно
определить емкость С, а располагая значениями С и /, найти
индуктивность L.
Для измерения емкости составляют контур из конденсатора Сх
и эталонной катушки индуктивности Lb (рис. 45.8, а) и по
индикатору настраивают его в резонанс, изменяя частоту генератора.
516

Производя отсчет частоты по шкале генератора и зная величину Lt,
определяют
п 2,53 • 10* . ..
Сх = ' ри [пф].
При измерении индуктивности Lx пользуются схемой,
изображенной на рис. 45.8, б. Контур LXC3 настраивают переменным
конденсатором Съ на известную частоту генератора /. После этого, от-
Генератор
Высокой
частоты^ I г>
Рис. 45.8. Резонансный метод измерения емкости (а) и
индуктивности (б)
мечая резонансное значение емкости, подсчитывают искомую
индуктивность:
-v" Tin [-WC2H].
Если измерение производить на определенной частоте
генератора, то шкалу конденсатора Сь можно проградуировать в
значениях индуктивности.
При использовании резонансного метода на точность измерения
влияют паразитные емкости схемы и вносимые сопротивления.
Кроме того, из-за плоской
вершины резонансной кривой
момент резонанса определяется
неточно. Чем меньше добротность
контура, тем менее острой
становится резонансная кривая и тем
больше будет погрешность
измерения.
Точность резонансного метода
значительно повышается при
комбинировании его с методом замещения. В этом случае
для определения емкости используется схема рис. 45.9 и измерение
ведется в следующей последовательности. К катушке подключают
переменный эталонный конденсатор С9. Емкость его Сэ1
устанавливают максимальной и, изменяя частоту генератора, добиваются
резонанса в контуре LCS. Затем параллельно эталонному
конденсатору подключают конденсатор Сх, и возросшую емкость контура
уменьшают за счет конденсатора Сэ, восстанавливая при некотором
значении Сэ2 нарушенный резонанс. Так как частота генератора и
Рис. 45.9. Схема для измерения L и С
резонансным методом в сочетании с
методом замещения
517

индуктивность катушки остаются прежними, то Сп = Cs2 + Сх,
откуда
Сх = Сп-СЭ2. (45.4)
Этим методом можно измерить емкость, если ее величина не
превышает разности максимальной и минимальной емкостей
эталонного переменного конденсатора.
С помощью схемы, изображенной на рис. 45.9, измерение
емкости Сх производят и иначе, добиваясь резонанса в контуре LCX
изменением частоты генератора. После этого вместо конденсатора Сх
включают переменный конденсатор Сэ и, изменяя его емкость,
настраивают контур ЬСЭ на установленную ранее частоту генератора.
Емкость Сэ, при которой этот резонанс наступает,
С3 = С х.
Индикация резонанса может производиться
термоэлектрическими и детекторными приборами, а также ламповыми
вольтметрами.
Легко видеть, что при
использовании резонансного метода в
комбинации с методом замещения паразитные
емкости и индуктивности одинаково
влияют на результаты обоих замеров
и действие их компенсируется.
Измерение индуктивностей и емко-
,. ,л „ стей резонансным методом произво-
Рис. 45.10. Схема для измере- ,» сю i яшсп 1
ния активного сопротивления Дится приоором Е12-1 (ИИЕВ-1 -
контура измеритель индуктивностей, емкостей
высокочастотный).
Резонансным методом можно определить и взаимную
индуктивность между катушками, проводя измерения при согласном и
встречном соединениях их (аналогично тому, как это делается при
использовании измерительного моста).
Измерение активного сопротивления и
добротности контура,'сильно зависящих от частоты,' следует
производить на частотах, близких к рабочим. На рис. 45.10
приведена схема, с помощью которой определяется
сопротивление потерь в контуре способом добавочного
сопротивления. Для этого при включенной перемычке /7, изменяя частоту
генератора, настраивают контур в резонанс и замечают ток
генератора /г и напряжение на конденсаторе £/р. Электродвижущая
сила, наводимая в катушке контура,
ток в контуре
,, £2 /гсоМ
518

и напряжение
(45.5)
Затем вместо перемычки включают образцовое сопротивление Ro,
подстраивают генератор с тем, чтобы в контуре по-прежнему был
резонанс, и устанавливают прежнюю величину тока /г. При этом
э. д. с.
ток
а напряжение на конденсаторе
Г,-г Г* 1
/гм
"p-j* me "* 5 (г+ /?„)•
Из выражений (45.5) и (45.6) имеем
(45.6)
откуда
Чтобы не вносить в контур дополнительных потерь, в качестве
индикатора резонанса используется ламповый вольтметр с большим
сопротивлением. На точности измерения сказывается емкостная
связь между контуром и
генератором, за счет которой э. д. с. в
контуре получается иной, чем та,
которая учитывается
выражением Ег — /Гсо/М. Во избежание
этого между катушками
генератора и контура устанавливают
электростатический экран.
Добротность кату- Рис. 45.11. Блок-схема куметра Е9-1
ш е к измеряют обычно при
помощи куметра (рис. 45.11), работа которого основана на следующем
принципе. При резонансе в последовательном контуре напряжение
на конденсаторе в Q раз превышает э. д. с. генератора Е. Поэтому,
если э. д. с. поддерживать неизменной, то шкалу лампового
вольтметра (рис. 45.11) можно проградуировать непосредственно в
значениях Q. Если после градуировки уменьшить величину Е, то
показания прибора соответственно снизятся, хотя добротность
контура сохраняется прежней. Поэтому при уменьшении э. д. с. в k раз
показания прибора нужно увеличить во столько же раз. Величина k
называется множителем добротности.
519

Напряжение генератора (рис. 45.11) выделяется на резисторе Ro,
величина сопротивления которого выбрана весьма малой, чтобы
не уменьшать добротности контура. Напряжение генератора
контролируется термоэлектрическим миллиамперметром,
отградуированным в значениях множителя добротности.
Катушку Lx, добротность которой нужно определить,
включают последовательно с конденсатором переменной емкости куметра
Со и устанавливают частоту генератора, на которой это измерение
хотят произвести. Затем ставят стрелку прибора «множ. Q» на
определенную отметку (чаще всего на единицу) и с помощью
конденсатора Со настраивают контур в резонанс. Добротность катушки
определяют как произведение показаний шкал лампового вольтметра
(прибор «добротность») и прибора «множ. Q».
Добротность конденсатора Сх определяют аналогично,
подключая его параллельно конденсатору Со и включая в прибор
образцовую катушку (комплект таких катушек прикладывается к ку-
метру).
С помощью куметра Е9-1 (КВ-1) можно измерить резонансным
методом индуктивность катушек. Для этого контур, составленный
из катушки Lx и конденсатора куметра С„, настраивают по прибору
«добротность» в резонанс, изменяя емкость Са и частоту генератора,
после чего подсчетом находят величину Lx:
L __ 2,53 ■ ю*
Шкала конденсатора Со проградуирована в значениях
индуктивности. Частоты, для которых справедлива такая градуировка,
указаны в таблице, прикладываемой к куметру.
Определение емкости производится на куметре методом
замещения в соответствии с выражением (45.4).
ГЛАВА СОРОК ШЕСТАЯ
ИЗМЕРЕНИЕ ЧАСТОТЫ
§ 46.1. МЕТОД СРАВНЕНИЯ
Средние солнечные сутки разбиты на 24 ч
(86 400 сек). Частота вращения Земли вокруг оси, равная 1/86400 гц,
принята за абсолютный эталон частоты. Существуют четыре
основных метода измерения частоты: метод сравнения, мостовой
метод, резонансный метод и метод определения частоты с помощью
счетчиков.
При использовании метода сравнения частоту образцового
генератора /0 делают равной искомой частоте fx и о величине последней
судят по показаниям шкалы образцового генератора.
520

Сравнение частот обычно производят, используя метод нулевых
биений. При этом на детектор (рис. 46.1) подаются напряжения
измеряемой и образцовой частот, сумма которых представляет собой
напряжение биений. На выходе детектора выделяется напряжение
с частотой биений, которое вызывает в телефоне звук, если частота
биений лежит в звуковом диапазоне. При абсолютном равенстве
частот результирующее
колебание не меняет своей ампли- Ф х
туды — на выходе детектора
напряжение звуковой частоты
отсутствует и звук в телефоне
пропадает. Однако звук в
телефоне пропадает и в том
случае, когда разность между
частотами fx и /о составляет
меньше 16—20 гц, так как
ухо не воспринимает
колебаний такого низкого тона.
Погрешность измерения
может возрасти за счет
явления «захватывания»,
заключающегося в том, что при
сильной связи между
генераторами с близкими частотами
Генератор
образцовой
высокой
частоты
Источник
измеряемой
частоты
Рис. 46.1. Блок-схема для
измерения частоты методом нулевых
биений
Рис. 46.2. Гетеродинный волномер ИЧ-1
(ВГ526-У):
а — блок-схема; б — внешний вид
частота менее мощного генератора становится равной частоте более
мощного генератора. В результате звук в телефоне пропадает. Чем
сильнее связь между генераторами и больше различие мощностей,
тем при большей разности между fx и /0 наступает это явление.
Метод нулевых биений используется в гетеродинном волномере
И4-1 (ВГ526-У) (рис. 46.2), предназначенном для измерения частоты
в диапазоне 125 кгц — 20 Мгц. В этом приборе имеются генератор-
гетеродин с плавной настройкой, дающий колебания образцовых
частот, и кварцевый генератор, дающий колебания так называемых
521

опорных частот, по которым производится калибровка гетеродина.
Напряжения измеряемой и образцовой частот подаются на
смеситель, в котором происходит детектирование результирующих
колебаний. После детектирования усиленное напряжение разностной
(звуковой) частоты прослушивается в телефоне.
Метод нулевых биений использован также в кварцевых
калибраторах, предназначенных для проверки градуировки приемников и
передатчиков. Кварцевый калибратор 45-1 (КК-6) (рис. 46.3)
содержит генератор с двумя
кварцами и детектор, на
который подаются колебания
генератора и искомой
частоты. Нагрузкой детектора
Генератор
fx
Рис. 46.3. Кварцевый
калибратор 45-1 (КК-6)
Рис. 46.4. Измерение частоты с помощью
электронного осциллографа:
а—блок-схема для измерения; б—фигуры Лиссажу
является телефон. Смена кварцев производится тумблером на
передней панели прибора. Первый кварц дает возможность получить
основную частоту 125 кгц и кратные ей 80 гармоник; второй кварц
обеспечивает получение основной частоты 1250 кгц и не менее 16
гармоник. Таким образом, общее перекрытие диапазона составляет
125 кгц — 20 Мгц.
При измерении частоты методом сравнения в качестве
индикатора может применяться также электронный осциллограф. В этом
случае генератор непрерывной развертки выключается, и к
зажимам X и Y подключаются генераторы искомой и образцовой частот
(рис. 46.4, о), т. е. осуществляется синусоидальная развертка.
Если частоты fx и /0 относятся как простые целые числа, то на
экране наблюдается неподвижная фигура, названная фигурой
Лиссажу. По форме ее можно определить отношение частот fx
и /о> а зная величину f0, найти значение частоты fx.
522

Отношение частот fx и /u определяют из следующих
соображений. За один период напряжения их луч дважды пересекает
горизонтальную ось, а за один период напряжения »0 он дважды
пересекает вертикальную ось. Поэтому, сосчитав точки пересечения
фигуры Лиссажу с этими мысленно проведенными осями, можно
получить искомое отношение частот (рис. 46.4, б).
Отношение частот /_v и /0 можно также определить, подсчитав
точки касания фигуры Лиссажу с горизонтальной и вертикальной
линиями.
Сравнение частот с помощью осциллографа дает высокую
точность. Однако, если отношение частот fx и /0 достигает десяти, то
определение частоты fx из-за сложности фигуры становится весьма
затруднительным. Кроме того, некоторая нестабильность частот fx
и /0 приводит к тому, что фигура на экране не остается неподвижной,
а медленно вращается с частотой /д. — /0. Чем выше сравниваемые
частоты, тем с большей частотой вращается фигура. Поэтому с
помощью осциллографа производят обычно сравнение звуковых ча<
стот.
§ 46.2. РЕЗОНАНСНЫЙ МЕТОД
Сущность резонансного метода заключается
в следующем. С источником колебания, частоту которого fx нужно
определить, индуктивно связывается колебательный контур
резонансного волномера (рис. 46.5, а).
При данной величине индуктивности L каждому значению
емкости С соответствует определенная собственная частота контура /0.
Поэтому шкалу конденсатора можно проградуировать в значениях
частоты. Поворачивая ротор конденсатора волномера, добиваются
по индикатору И резонанса в контуре, в момент которого /0 = fx.
После этого искомую частоту определяют в соответствии с
показаниями шкалы конденсатора.
В качестве индикатора резонанса могут применяться ламповые
вольтметры, термоэлектрические и детекторные приборы.
Конденсатор резонансного волномера снабжается плавной от-
счетной системой, позволяющей точно определить угол поворота
ротора, при котором был установлен резонанс. Для расширения
предела измерения волномеру придается комплект сменных
катушек. В таблицах, приложенных к волномеру, каждой катушке и
углу поворота ротора конденсатора соответствует заранее
подсчитанная собственная частота контура.
Погрешность измерения частоты резонансным волномером
обусловливается плоской вершиной резонансной кривой, недостаточно
высокой чувствительностью индикатора, а также тем, что контур
волномера, будучи расстроенным относительно генератопа, вносит
в него реактивное сопротивление, изменяющее частоту i енератора.
С учетом этого, а также во избежание порчи индикатора (особенно
523

термоэлектрического) связь волномера с источником измеряемой
частоты должна быть по возможности слабой.
Точность измерения резонансным методом может быть
значительно повышена при использовании способа двух отсчетов
(вилочного отсчета). В этом случае контур
настраивается в резонанс и по индикатору отмечают
резонансное значение напряжения Up (или
тока /р). В пределах (0,7—0,8) £/рвыбирается
определенный уровень, до которого сначала
в одну, а затем в другую сторону
расстраивают контур от резонансного состояния и по
шкале конденсатора отмечают два показания
а1 и а2, соответствующие этим расстройкам.
После этого подсчитывают ао =
(рис.
Рис. 46.5. Резонансный
метод измерения частоты:
а — блок-схема для
измерения; 6 — резонансная
кривая контура волномера
~-
46.5,6) и по таблицам волномера находятзна-
чение/*. Так как вблизи выбранного уровня
крутизна резонансной кривой значительно
больше, чем на вершине, то каждая
настройка может быть произведена очень точно.
Измерение частоты (длины волны) на
СВЧ будет рассмотрено в гл. 47.
§ 46.3. МОСТОВОЙ МЕТОД
Баланс моста, имеющего реактивные
элементы, зависит от частоты питающего напряжения. Для схемы,
изображенной на рис. 46.6, условие равновесия имеет следующий
вид:
)
Производя преобразования и приравнивая
действительные и мнимые части последнего
равенства, получаем условия равновесия
-jT + 7т2 = "К"3 И 2я/\с#1С2 = Т~Т~О~Г~ •
Из этого выражения следует, что
1
Рис. 46.6. Мостовая
схема для
измерения частоты
Если С1 — С2 == const и Rx — R2, то каждой частоте fx
соответствует определенное значение равных сопротивлений Rx и R2,
при котором мост будет уравновешен. В процессе измерения
добиваются исчезновения звука в телефоне (отсутствие тока в диагонали
524

моста) и по величине спаренных сопротивлений /?, — Rn судят об
искомой частоте.
Мостовые методы используются для измерения звуковых частот,
так как при измерении более высоких частот на настройку моста
сильно влияют паразитные индуктивности и емкости схемы.
Погрешность измерения составляет обычно 0,5—1°6.
§ 46.4. СЧЕТЧИКИ ЧАСТОТЫ
Схема счетчика частоты (частотомера) обеспе«
чивает получение импульсов, амплитуда, длительность и форма
которых не зависят от входного напряжения. Поэтому количество
электричества q, приносимое к индикатору каждым импульсом,
оказывается строго определенным. От значения измеряемой частоты
зависит лишь частота следования таких импульсов, т. е. число
импульсов, проходящих через индикатор частотомера в 1 сек. Таким
образом, ток, протекающий по индикатору, пропорционален
измеряемой частоте.
На высокие частоты частотомеры не делают, так как форму
импульсов за счет возникающих искажений не удается сохранить
неизменной.
Первый
усилитель или
генератор
Второй
усилитель
Электронный
коммутатор
Рис. 46.7. Блок-схема частотомера 43-1 (ИЧ-7)
В измерителях частоты импульсы определенной формы
получаются при разряде конденсатора. Напряжение измеряемой частоты
запирает и отпирает лампу, через которую конденсатор
разряжается на индикатор. Когда лампа заперта, конденсатор С
заряжается от источника постоянного напряжения U и количество
электричества, накапливаемое им каждый раз, составляет q = CU.
Конденсатор должен успевать полностью заряжаться и разряжаться
даже на самой высокой частоте. В противном случае будет меняться
количество электричества, приносимое к индикатору каждым
импульсом разряда.
Блок-схема частотомера 43-1 (ИЧ-7) показана на рис. 46.7.
Напряжение измеряемой частоты fx после усиления двумя
каскадами подается на электронный коммутатор (лампу), который
переключает конденсатор с заряда на разряд и обратно с частотой fx.
Первый усилитель может работать в режиме генератора с частотой
10 кгц. По этой частоте корректируется шкала индикатора перед
измерением.
Высокие частоты позволяют измерять цифровые приборы. В них
осуществляется измерение количества импульсов,
сформированных из подводимого напряжения, в единицу времени.
525

ГЛАВА СОРОК СЕДЬМАЯ
ИЗМЕРЕНИЯ НА СВЧ
§ 47.1. ИЗМЕРЕНИЕ ДЛИНЫ ВОЛНЫ
В диапазоне сверхвысоких частот измерение
длины волны может быть осуществлено с помощью длинной линии.
Возможность использования линии (в данном случае ее называют
измерительной) обусловлена малой длиной волны, благодаря чему
небольшой оказывается и длина линии.
Известно, что линию можно настроить в резонанс, изменяя ее
длину. Последнее легко осуществляется перемещением перемычки,
К ГВЧ
н ГВЧ
5) "'"' 6)
Piic. 47.1. Резонансные волномеры
закорачивающей противоположные точки проводов. Измерительная
линия с такой настройкой изображена на рис. 47.1, а.
Связь ее с генератором высокой частоты (ГВЧ) и индикатором
И — индуктивная. Высокочастотные колебания выпрямляются с
помощью детектора Д и измеряются индикатором — прибором
постоянного тока.
Показания индикатора пропорциональны напряжению стоячей
волны в том сечении, где он расположен. При настройке линии в
резонанс напряжения во всех ее сечениях становятся наибольшими.
Измерение производят следующим образом. Перемещая
перемычку П, отмечают два соседних положения ее, при которых по
526

показанию индикатора линия настраивается в резонанс.
Расстояние между этими положениями перемычки равно половине длины
волны. Описанная линия применяется в диапазоне частот 100 —
1000 Мгц.
Большая добротность линии как контура в этом диапазоне
позволяет осуществить острую настройку, т. е. точно определить
положение перемычки при резонансе.
В диапазоне 400 — 10 000 Мгц используются волномеры на
коаксиальных линиях (рис. 47.1,6). Отсутствие потерь на излучение
приводит к тому, что добротность линии как контура выше, чем на
двухпроводных. Сама линия образована внутренним и наружным
цилиндрами; настройка в резонанс за счет изменения длины линии
производится плунжером Я, который приводится в движение
микрометрическим винтом 3. Связь линии с генератором и с
индикатором осуществляется соответственно петлями связи 1 я 2. Методика
измерения с помощью такого волномера не отличается от
изложенной выше. Расстояние между резонансными положениями
плунжера определяется по микрометрическому винту.
В сантиметровом диапазоне (X <10 см, /> 3000 Мгц) широко
применяются волномеры с колебательным контуром в виде
объемного резонатора (рис. 47.1, в), имеющего очень высокую
добротность. Настройка его производится плунжером с помощью
микрометрического винта. С генератором резонатор связан отверстием,
а с индикатором — петлей связи.
§ 47.2. ИЗМЕРЕНИЕ КБВ
Измерение КБВ производится с помощью
коаксиальной измерительной линии (рис. 47.2).
Во внешней трубе ее параллельно оси прорезана узкая щель /,
вдоль которой перемещается штырек 2. Между штырьком, находя-
=сщ:
|_ Измерительная линия
Рис. 47.2. Коаксиальная измерительная линия
щимся в высоковольтном электрическом поле, и внешней трубой
создается переменное напряжение, которое детектируется и
измеряется индикатором И.
Если нагрузка г„ не согласована с линией, то в последней
имеются стоячие или смешанные волны.
527

Перемещая штырек вдоль щели, отмечают показания индикатора,
которые соответствуют максимальному и минимальному значениям
напряжения вдоль линии (Umax и Umin)> Отношение этих показаний
= КБВ.
С генератором Г измерительная линия связывается
коаксиальным кабелем. Во избежание отражения от места их соединения и
обусловленного этим искажения конфигурации исследуемого поля
волновые сопротивления кабеля и измерительной линии должны
быть одинаковы. Расстояние между двумя соседними максимумами
(или минимумами) напряжения равно —. Сучетомэтого при помощи
линии, изображенной на рис. 47.2, можно определить и длину волны.
§ 47.3. ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ
В диапазоне радиочастот, вплоть до частот порядка
десятков мегагерц, мощность можно определить в соответствии с
формулой
Р = UI cos ср = UI —,
где U и / — напряжение и ток на входе нагрузки г;
R — ее активная составляющая.
Однако в диапазоне СВЧ приборы для измерения токов и
напряжений настолько изменяют режим работы цепей, что показания их
перестают быть достоверными.
Поэтому в указанном диапазоне
частот измеряемая мощность
оценивается но количеству
выделенного тепла.
Для определения мощности,
которая передается по линии и
поглощается в нагрузке (в общем
Рис. 47.3. Схема калориметрического
ваттметра
случае они не согласованы),
применяют ваттметры
проходящей мощности.
Полную мощность, отдаваемую генератором, определяют с
помощью ваттметров поглощающего типа: они измеряют мощность,
которую сами поглощают. При этом выходное сопротивление
генератора согласуется с входным сопротивлением ваттметра. Ниже
будут описаны ваттметры поглощающего типа.
Калориметрический ваттметр содержит
резервуар, через который протекает вода. Она отбирает тепло, выделяемое
высокочастотными колебаниями в нагрузке R (рис. 47.3).
528

При данной скорости протекания воды через ваттметр в единицу
времени проходит определенный объем ее. По тому, на сколько
градусов нагреется этот объем, можно судить о мощности, переданной
воде. При установившемся тепловом режиме воде передается
мощность, выделяющаяся в нагрузке.
Требуемую разность температур покажет гальванометр; одна
термопара его установлена в верхней трубе, через которую
холодная вода подводится к ваттметру, а другая — в нижней, через
которую отводится нагретая вода.
По показаниям гальванометра и скорости протекания воды
определяют искомую мощность.
Калориметрические ваттметры применяются для измерения
сравнительно больших мощностей (от единиц ватт до единиц киловатт)
в диапазоне СВЧ. Они сложны и громоздки, поэтому для измерения
меньших мощностей и в диапазоне
более низких частот использовать их
нецелесообразно.
Болометрические и тер-
мисторные ваттметры
применяются для измерения мощностей
до одного ватта.
Термочувствительный элемент (болометр или термистор)
включается в одно из плеч моста
(рис. 47.4); в другие плечи включены
равные сопротивления R.
С помощью сопротивления Rx в
плече /—2 устанавливается такой
ток, при котором нагретый болометр (или термистор) имеет
сопротивление R. При этом мост находится в равновесии, через
амперметр А протекает ток / — /j, ток в плече /—2 равен ■--, а
мощность, выделяемая в болометре,
Рис. 47.4. Мостовая схема для
измерения мощности
Затем к зажимам 3—4 подключают испытуемый генератор —
нагрев болометра увеличивается, и мост разбалансируется.
Регулируя сопротивление Rx, вновь добиваются баланса моста, который
наступает теперь при меньшем токе / = /2. Мощность, выделяемая
им в болометре,
р _ [1* V2 р
Очевидно, что искомая мощность генератора
529

Болометр представляет собой вольфрамовую или платиновую
нить диаметром в несколько микрон, помещенную в стеклянный
баллон. Воздух из баллона откачан, т. е. он становится вакуумным
или наполняется аргоном, водородом и т. д.
Термистор — полупроводник из окислов марганца, никеля,
магния, сульфида серебра и т. д. Он имеет форму бусинки
диаметром в десятые доли миллиметра, которая помещается в стеклянный
баллон.
Термисторы обладают большей чувствительностью и прочностью,
чем болометры, однако изготовление их сложнее, а влияние
внешней температуры на них сильнее.
Фотоэлектрический ваттметр применяется в
дециметровом диапазоне для измерения мощностей от десятых долей
ватта до 100—150 вт. Он содержит специальную лампочку
накаливания и фотоэлемент, ток которого контролируется
гальванометром.
Измерение производят в следующем порядке. Вначале к
лампочке подводят высокочастотные колебания и замечают при этом
показание гальванометра. Затем к ней подключают источник
постоянного (или низкочастотного) тока и регулируют мощность его
так, чтобы показания гальванометра оказались прежними. При
этом мощность высокочастотных колебаний и мощность источника
постоянного тока (которая легко определяется) одинаковы.

ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие 3
Введение 4
Раздел I
Основы радиотехники
Глава первая. Принцип радиосвязи и области применения
радиотехники 7
§ 1.1. Виды сигналов 7
§ 1.2. Принцип радиосвязи. Модуляция и манипуляция 9
§ 1.3. Области применения радиотехнических методов 12
Глава вторая. Свободные колебания в контуре 13
§ 2.1. Идеальный контур 13
§ 2.2. Реальный контур 16
Глава третья. Вынужденные колебания в последовательном
контуре 19
§ 3.1. Последовательный контур 19
§ 3.2. Резонанс напряжений 20
§ 3.3. Сопротивление контура 21
§ 3.4. Резонансные кривые 22
§ 3-5. Полоса пропускания и избирательность контура 24
Глава четвертая. Вынужденные колебания в параллельном
контуре 25
§ 4.1. Параллельный контур 25
§ 4.2. Резонанс токов , 26
§ 4.3. Сопротивление контура 28
§4.4. Резонансные кривые и полоса пропускания контура 31
§4.5. Подавление гармонических составляющих параллельным
контуром 32
Глава пятая. Вынужденные колебания в связанных контурах ... 34
§ 5.1. Связанные контуры 34
§ 5.2. Коэффициент связи 34
§ 5.3. Эквивалентный контур 35
§ 5.4. Резонансы в связанных контурах 38
§ 5.5. Резонансные кривые 40
§ 5.6. Полоса пропускания 42
§ 5.7. Мрщность и к. п. д 42
§ 5.8. Экранирование 43
Глава шестая. Цепи с распределенными параметрами 44
§ 6.1. Параметры линий 44
§ 6.2. Бегущие волны 45
§ 6.3. Отражение волн 48
§ 6.4. Стоячие волны 49
§ 6.5. Резонансные линии 53
§ 6.6. Передача энергии по линии 55
§ 6.7. Фидеры 58
§ 6.8. Применение длинных линии 60
Глава седьмая. Волноводы и объемные резонаторы 62
§ 7.1. Волноводы 62
§ 7.2. Объемные резонаторы 72
531

Глава восьмая. Распространение радиоволн 74
§ 8.1. Основные свойства распространения электромагнитных волн 74
§ 8.2. Земная атмосфера и ее свойства 78
§ 8.3. Влияние ионосферы на распространение радиоволн 79
§ 8.4. Распространение сверхдлинных, длинных и средних волн ... 81
§ 8.5. Распространение коротких волн 82
§ 8.6. Распространение ультракоротких волн 83
Глава девятая. Антенны 88
§ 9.1. Назначение антенн. Симметричный и несимметричный
вибраторы 88
§ 9.2. Качественные показатели антенн 90
§ 9.3. Антенны длинных и средних волн 93
§ 9.4. Антенны коротких волн 96
§ 9.5. Антенны ультракоротких волн 100
Раздел II
Электровакуумные и полупроводниковые приборы
Глава десятая. Электронная эмиссия 109
§ 10.1. Работа выхода. Виды электронной эмиссии 109
§ 10.2. Катоды электронных приборов 112
Глава одиннадцатая. Диоды 114
§ 11.1. Устройство диода 114
§ 11.2. Характеристики и параметры диода 116
§ 11.3. Типы диодов 119
Глава двенадцатая. Триоды 120
§ 12.1. Назначение управляющей сетки 120
§ 12.2. Характеристики и параметры триода 121
§ 12.3. Динамический режим работы триода 126
§ 12.4. Типы триодов 130
Глава тринадцатая. Многосеточные, комбинированные
лампы и лампы СВЧ 131
§ 13.1. Тетроды 131
§ 13.2. Лучевые тетроды и пентоды 133
§ 13.3. Характеристики и параметры тетродов и пентодов 135
§ 13.4. Типы тетродов и пентодов 138
§ 13.5. Электронный индикатор настройки 138
§ 13.6. Частотопреобразовательные лампы 139
§ 13.7. Шумы электронных ламп 141
§ 13.8. Особенности работы ламп на сверхвысоких частотах 141
§ 13.9. Типы ламп сверхвысоких частот 144
Глава четырнадцатая. Полупроводниковые приборы 145
§ 14.1. Физические основы полупроводниковых приборов 145
§ 14.2. Полупроводниковые диоды 151
§ 14.3. Туннельные диоды 152
§ 14.4. Транзисторы 154
Глава пятнадцатая. Газоразрядные приборы 166
§ 15.1. Газовый разряд 166
§ 15.2. Газотроны 167
§ 15.3. Тиратроны 170
§ 15.4. Стабилитроны и неоновые лампы 171
532

Глава шестнадцатая. Электроннолучевые и фотоэлектрические
s ,а , „ приборы 174
S }Ь-1. Электроннолучевые приборь 174
§ 16.2. Фотоэлектрические приборы 177
Раздел III
Усилители низкой частоты
Глава семнадцатая. Общие сведения об усилителях . 180
§ 17.1. Назначение и классификация усилителей низкой частоты . . . 180
§ 17.2. Основные параметры усилителей низкой частоты 183
§ 17.3. Режим работы ла^ш 190
§ 17.4. Входные цепи каскадов 193
Глава восемнадцатая. Усилители напряжения 194
§ 18.1. Резисторный усилитель 194
§ 18.2. Трансформаторный усилитель напряжения . 200
§ 18.3. Дроссельный усилитель напряжения 203
§ 18.4. Обратная связь в усилителях 204
Глава девятнадцатая. Усилители мощности низкой частоты 213
§ 19.1. Однотактный усилитель мощности в режиме класса А .... 213
§ 19.2. Двухтактная схема усилителя мощности 217
§ 19^3. Фазоинверсные схемы 221
Глава двадцатая. Усилители низкой частоты на транзисторах 224
§ 20.1. Резисторные каскады с различные включением транзистора 224
§ 20.2. Стабилизация положения рабочей точки 229
§ 20.3. Схемы транзисторных усилителей 231
§ 20.4. Диализ транзисторного каскада при малых и больших сигналах 234
§ 20.5. Частотные особенности транзисторных усилителей 237
Раздел IV
Радиопередающие устройства
Глава двадцать первая. Общие сведения о генераторах и
радиопередающих устройствах . . . 240
§ 21.1. Классификация генераторов 240
§ 21.2. Блок-схема радиопередатчика и его основные параметры .... 241
Глава двадцать вторая. Генераторы с внешним возбуждением
(усилители мощности высокой частоты) 243
§ 22.1. Ламповый генератор с внешним возбуждением 243
§ 22.2. Энергетические показатели 245
§ 22.3. Режимы работы лампового генератора 247
§ 22.4. Анодная цепь генератора 249
§ 22.5. Сеточная цепь генератора 252
§ 22.6. Генератор на экранированных лампах 253
§ 22.7. Схемы питания генератора 254
§ 22.8. Схемы увеличения мощности генераторов 258
§ 22.9. Применение генераторов с внешним возбуждением 261
§ 22.10. Генераторы с внешним возбуждением на транзисторах .... 267
Глава двадцать третья. Ламповые генераторы с
самовозбуждением (автогенераторы) 269
§ 23.1. Условия самовозбуждения 269
£ 23.2. Мягкий и жесткий режимы самовозбуждения 271
§ 23.3. Схемы ламповых автогенераторов 274
§ 23.4. Автогенераторы на транзисторах 279
533

Глава двадцать четвертая. Стабилизация частоты
ламповых генераторов 281
§ 24.1. Параметрическая стабилизация 281
§ 24.2. Кварцевая стабилизация 284
§ 24.3. Схемы автогенераторов с кварцем 286
Глава двадцать пятая. Управление электромагнитными
колебаниями 288
§ 25.1. Принцип амплитудной модуляции и баланс мощностей .... 288
§ 25.2. Характеристики радиотелефонного передатчика 291
§ 25.3. Модуляция на управляющую сетку 292
§ 25.4. Модуляция на анод 296
§ 25.5. Модуляция в тетродных и пентодных генераторах 298
§ 25.6. Частотная модуляция 301
§ 25.7. Схемы частотной модуляции 304
Глава двадцать шестая. Генераторы и усилители СВЧ .... 308
§ 26.1. Генераторы метровых волн 308
§ 26.2. Генераторы дециметровых воли 310
§ 26.3. Клистронные генераторы 311
§ 26.4. Магнетронные генераторы 314
§ 26.5. Лампы бегущей волны 318
§ 26.6. Лампы обратной волны 321
Раздел V
Радиоприемные устройства
Глава двадцать седьмая. Общие сведения о радиоприемных
устройствах 325
§ 27.1. Назначение радиоприемных устройств и их блок-схемы . . . 325
§ 27.2. Основные параметры радиоприемников 329
Глава двадцать восьмая. Входные цепи радиоприемников 332
§ 28.1. Классификация входных цепей и их параметры 332
§ 28.2. Схемы входных цепей 335
Глава двадцать девятая. Усилители высокой частоты . . . 342
§ 29.1. Основные схемы усилителей высокой частоты и их параметры 342
§ 29.2. Схемы резонансных усилителей высокой частоты 344
Глава тридцатая. Детектирование 354
§ 30.1. Процесс детектирования и основные параметры 354
§ 30.2. Диодное детектирование 355
§ 30.3. Искажения при детектировании 360
§ 30.4. Детектирование на усилительных лампах 362
Глава тридцать первая. Преобразование частоты 366
§ 31.1. Принцип работы преобразовательного каскада и его основные
параметры 366
§ 31.2. Схемы преобразователей частоты 370
§ 31.3. Сопряжение контуров гетеродина и сигнала 376
§ 31.4. Выбор величины промежуточной частоты 379
§ 31.5. Преобразователи частоты на транзисторах 380
Глава тридцать вторая. Усилители промежуточной частоты 382
§ 32.1. Основные схемы усилителей промежуточной частоты и их
параметры 382
§ 32.2. Выбор элементов схемы усилителя 389
§ 32.3. Усилители высокой и промежуточной частот на транзисторах 390
534

Глава тридцать третья. Радиоприемники СВЧ диапазона 391
§ 33.1. Особенности СВЧ радиоприемников 391
§ 33.2. Входные цепи приемников СВЧ . . оп^
§ 33.3. Усилители СВЧ '.'.'.У.'.'.'.'.'.'.'. 395
§ 33.4. Преобразователи частоты СВЧ диапазона !!!!!!! 399
§ 33.5. Особенности схем УПЧ и детекторов приемников СВЧ '.'.'.'. 404
Глава тридцать четвертая. Радиоприем
частотно-модулированных сигналов 406
§ 34.1. Особенности радиоприемников частотно-модулированных
сигналов 406
§ 34.2. Ограничитель амплитуды 407
§ 34.3. Частотные детекторы 409
Глава тридцать пятая. Ручные и автоматические
регулировки в радиоприемниках 414
§ 35.1. Ручные регулировки усиления и тембра звука 414
§ 35.2. Автоматические регулировки усиления и подстройки частоты 415
Раздел VI
Принципы радиолокации и телевидения
Глава тридцать шестая. Усиление и формирование импульсов 420
§ 36.1. Импульсный усилитель на электронной лампе 420
§ 36.2. Коррекция формы импульса 422
§ 36.3. Импульсный усилитель на транзисторе 423
§ 36.4. Дифференцирующие и интегрирующие цепи 425
§ 36.5. Амплитудные ограничители 428
Глава тридцать седьмая. Мультивибраторы и триггеры. . . 433
§ 37.1. Ламповый мультивибратор 433
§ 37.2. Мультивибратор на транзисторах 438
§ 37.3. Работа мультивибратора в режиме синхронизации и деления
частоты 440
§ 37.4. Ждущий мультивибратор 443
§ 37.5. Триггер с двумя устойчивыми состояниями 444
Глава тридцать восьмая. Блокинг-генераторы 448
§ 38.1. Блокинг-геператор на электронной лампе 448
§ 38.2. Блокинг-генератор на транзисторе 454
Глава тридцать девятая. Транзитронный генератор 456
Глава сороковая. Принципы передачи и приема телевизионного
изображения 460
§ 40.1. Физические основы телевидения 460
§ 40.2. Передающая телевизионная трубка типа «иконоскоп» 462
§ 40.3. Телевизионные развертки 464
§ 40.4. Блок-схема телевизора 467
§ 40.5. Приемная телевизионная трубка—кинескоп 469
Глава сорок первая. Принципы радиолокации 471
§ 41.1. Физические основы радиолокации 471
§ 41.2. Тактико-технические показатели импульсной РЛС 474
§ 41.3. Блок-схема импульсного радиолокационного передатчика . . . 479
§ 41.4. Антенно-фидерное устройство 480
§41.5. Блок-схема импульсного радиолокационного приемника .... 482
§ 41.6. Индикаторы импульсной РЛС 484
§ 41,7, Методы определения угловых координат 487
535

Раздел VII
Радиотехнические измерения
Глава сорок вторая. Исследование формы тока и напряжения 489
§ 42.1. Электронный осциллограф 489
§ 42.2. Измерение нелинейных искажений 495
Глава сорок третья. Измерительные генераторы 495
§ 43.1. Генераторы звуковой частоты 495
§ 43.2. Генераторы высокой частоты 498
Глава сорок четвертая. Измерение тока и напряжения .... 500
§ 44.1. Измерение токов звуковой и высокой частот 500
§ 44.2. Измерение напряжений звуковой и высокой частот 503
Глава сорок пятая. Измерение индуктивности, емкости,
активного сопротивления и добротности .... 511
§ 45.1. Особенности измерения параметров L, С, R и Q 511
§ 45.2. Метод вольтметра—амперметра 511
§ 45.3. Мостовой метод 512
§ 45.4. Резонансный метод 516
Глава сорок шестая. Измерение частоты 520
§ 46.1. Метод сравнения 520
§ 46.2. Резонансный метод 523
§ 46.3. Мостовой метод 524
§ 46.4. Счетчики частоты 525
Глава сорок седьмая. Измерения на СВЧ 526
§ 47.1. Измерение длины волны 526
§ 47.2. Измерение КБ В 527
§ 47.3. Измерение мощности 528
Юрий Александрович Браммер,
Владимир Давидович Малинский,
Инна Наумовна Пащук
РАДИОТЕХНИКА
Издание 2-е
Редактор Т. И. Артемова
Художественный редактор Т. М. Скворцова
Переплет художника Л. М. Чернышева
Технический редактор Н. А. Битюкова
Корректор С. Р. Лановенко
Т-07104.Сдано в набор 7/1 1969 г. Подп. к печати 22/1V 1969 г. Формат 60X90Vib. Печ. л. 33.5.
Уч.-изд. л. 31,16. Тираж 50 ТОО экз. Изд. № ЭР-62.'Цена в переплете Ms 5—1 р. 13 к.,
в переплете № 7—1 р. 21 к. Заказ № 233.
Тематический план издательства «Высшая школа» (вузы и техникумы) на 1969 г.
Позиция №. 267
Издательство «Высшая школа», Москва, К-51, Неглинная, 29/14.
Ордена Трудового Красного Знамени Ленинградская типография № 1 «Печатный
Двор» имени А. М. Горького Главполйграфпрома Комитета по печати при Совете
Министров СССР, г. Ленинград, Гатчинская ул., 25.